WO2018079906A1 - Ｄａｂ 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법 - Google Patents

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phase current
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김재한
김주용
조진태
조영표
정지훈
최현준
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한국전력공사
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    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Definitions

  • the present invention relates to a phase current control device and a method of the DAB converter, and in particular, when the imbalance of the phase current for each leg of the DAB converter is confirmed, the phase difference is compared with the phase current based on the specific phase current and the remaining phase current as the reference.
  • the present invention relates to a device for controlling a phase current of a DAB converter and a method thereof capable of minimizing phase current imbalance.
  • medium / high voltage DC power systems such as medium voltage direct current (MVDC), low voltage direct current (LVDC) systems, and solid state transformer (SST) systems
  • MVDC medium voltage direct current
  • LVDC low voltage direct current
  • SST solid state transformer
  • a power converter for converting electric power from a high voltage input side to a low voltage output side is required.
  • a high voltage semiconductor switch is required on the input side and a high current semiconductor switch is required on the output side.
  • the maximum rating of a commercially available semiconductor device is currently limited, which makes it difficult to implement a single power converter. .
  • a power converter in which a plurality of power converters are connected in a parallel / parallel structure is used, and representative examples thereof include a multilevel converter and a MMC.
  • This is a method of generating a plurality of DC output voltage from the AC input voltage by configuring a plurality of converters in series.
  • the switching element used in the system can be used with a low rated capacity.
  • Bi-directional converters are classified into non-isolated and insulated types according to the insulation type, and most systems prefer the isolated converter for stability.
  • Isolated bidirectional converters are currently undergoing a great deal of research and are primarily based on a phaseshifted zero voltage switching (ZVS) converter and an isolated boost converter, dual active bridge (DAB). Converter methods and LLC resonant converter methods are widely used.
  • ZVS phaseshifted zero voltage switching
  • DAB dual active bridge
  • DAB converters Conventional three-phase bidirectional converters are typically DAB converters.
  • the DAB converter divides the current into three phases, making it suitable for high-power / high-current bidirectional topology applications.
  • DAB converters are easy for bidirectional power control because they can be switched seamlessly using the phase shift method.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating actual modeling values of a transformer and a coupling inductance in a DAB converter.
  • each phase transformer when errors of a transformer and a coupling inductor that can be actually represented in a 3-phase DAB converter are applied, the conductor resistance, the impedance of the conductor, leakage inductance, magnetization inductance, and the like of each phase transformer are not substantially the same. As such, the variables of each phase transformer are not the same, which causes a phase current imbalance of each phase.
  • the transformer may be saturated when the phase current imbalance of each phase is severe.
  • the impedance becomes very small, so that current flows only to one side, which not only reduces the stability of operation or shortens the life, but also causes the stack to fail.
  • increasing the capacity of the transformer may be one alternative, but the overall volume of the DAB converter may increase or the manufacturing cost may increase.
  • the conventional three-phase DAB converter needs to be proposed a method for securing the operational stability by preventing the transformer from saturation due to the phase current imbalance of each phase.
  • An object of the present invention is to check the imbalance of the phase current for each leg of the DAB converter, the DAB converter can minimize the imbalance of the phase current by correcting the phase difference based on the specific phase current, and comparing the remaining phase current with the reference phase current To provide a phase current control apparatus and method thereof.
  • An apparatus for controlling phase current of a DAB converter includes: a DAB converter having at least one leg including a switching element; A phase current measuring unit measuring each phase current with respect to the leg; And a phase current phase controller which controls the phase by correcting a phase difference of each phase current based on any one of the respective phase currents and comparing the remaining phase currents with the reference phase current.
  • the phase current measuring unit checks a root mean square (RMS) for each phase current, and the phase current phase controller is configured to determine a phase control scheme by using the RMS deviation for each phase current.
  • RMS root mean square
  • the DAB converter has a 1-1 leg, a 1-2 leg, and a 1-3 leg on the primary side, and a 2-1 leg, a 2-2 leg, and a 2-3 leg on the secondary side.
  • the phase current phase controller may include a phase current between the 1-1st leg and the 2-1 leg, a phase current between the 1-2 leg and the 2-2 leg, and the 1-3 leg. The phase is controlled by correcting a phase difference with respect to each of the phase currents between the 2-3 legs.
  • a phase current control method of a DAB converter includes the steps of measuring the phase current for each leg of the DAB converter; Deriving a phase difference correction value of each phase current based on any one of the leg phase currents and comparing the remaining phase currents with reference phase currents; And controlling the phase for each phase current by using the phase difference correction value.
  • the step of identifying the imbalance of the phase current for each leg of the DAB converter further includes.
  • the imbalance of the phase current can be minimized by using the specific phase current as a reference and correcting the phase difference by comparing the remaining phase current with the reference phase current.
  • the present invention does not need to increase the rating of the transformer or apply a transformer protection function to solve the current imbalance in the transformer of the conventional three-phase DAB converter.
  • the present invention can reduce current unbalance without increasing cost, thereby increasing device reliability and availability and reducing costs.
  • the present invention if an imbalance phenomenon occurs in the current of each phase due to the leakage, magnetization inductance, lead resistance, etc. of the transformer, add an independent control variable to increase the magnitude of the current flowing during each leg conduction, Because of this, current imbalance can be reduced.
  • FIG. 1 is a diagram showing actual modeling values of a transformer and a coupling inductance in a DAB converter
  • FIG. 2 is a view showing a phase current control apparatus of a DAB converter according to an embodiment of the present invention
  • 3A is a graph illustrating a result of comparing single phase waveforms according to a phase current phase control method
  • 3b is a graph showing a result of comparing the entire RMS waveforms according to the phase current phase control method
  • FIG. 4 is a view showing a phase current control method of a DAB converter according to an embodiment of the present invention.
  • step S204 of FIG. 4 is a diagram illustrating a specific example of step S204 of FIG. 4.
  • FIG. 2 is a view showing a phase current control apparatus of a DAB converter according to an embodiment of the present invention.
  • the phase current control device (hereinafter, referred to as “phase current control device”, 100) of the DAB converter according to an embodiment of the present invention may include the DAB converters 110 to 130 and the phase current measurement unit 140. And a phase current phase controller 150.
  • the DAB converters 110 to 130 include a first power circuit 110, a second power circuit 120, and a transformer 130.
  • the DAB converters 110 to 130 place voltage sources V H and V L on both sides, and two full-bridge converters (the first power circuit 110 and the second power supply) through the transformer 130.
  • the power circuit 120 has a fixed duty of 50% to control the flow of current by the phase difference between the primary side and the secondary side.
  • the DAB converters 110 to 130 divide the phase current into three phases and control the output voltage through the phase shift.
  • the components of the DAB converters 110 to 130 are as follows.
  • the first power supply circuit 110 includes primary bridge switching elements S1 to S6.
  • the first power supply circuit 110 is composed of three legs. That is, switching elements S1 and S2 constitute the first leg (hereinafter referred to as "first-first leg") 10a on the primary side, and switching elements S3 and S4 constitute the second leg (hereinafter referred to as "first" on the primary side). 20a, and the switching elements S5 and S6 constitute a third leg (hereinafter referred to as " 1-3 leg ”) 30a on the primary side.
  • the second power supply circuit 120 includes secondary bridge switching elements Q1 to Q6.
  • the second power supply circuit 120 is composed of three legs. That is, the switching elements Q1 and Q2 constitute the first leg (hereinafter referred to as "second-first leg") 10b on the secondary side, and the switching elements Q3 and Q4 constitute the second leg (hereinafter referred to as “second on the secondary side). 20b, and the switching elements Q5 and Q6 constitute a third leg (hereinafter referred to as " second-3 leg ”) 30b on the secondary side.
  • the primary bridge switching elements S1 to S6 and the secondary bridge switching elements Q1 to Q6 may be formed of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT).
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the transformer 130 is located between the first power circuit 110 and the second power circuit 120.
  • the transformer 30 is composed of first to third transformers 131 to 133.
  • the first transformer 131 In the first transformer 131, one end of the primary winding is connected between the primary switching elements S1 and S2, and one end of the secondary winding is connected between the secondary switching elements Q1 and Q2. That is, the first transformer 131 has a form in which one end of the primary winding is connected to the 1-1 leg 10a and the 2-1 leg 10b.
  • the first-first leg 10a and the second-second leg 10b form a pair of legs for independent phase current control.
  • the second transformer 132 has a form in which one end of the primary winding is connected to the 1-2 leg 20a and the 2-2 leg 20b.
  • the 1-2 leg 20a and the 2-2 leg 20b form a leg pair for independent phase current control.
  • the third transformer 133 In the third transformer 133, one end of the primary winding is connected between the primary switching elements S5 and S6, and one end of the secondary winding is connected between the secondary switching elements Q5 and Q6. That is, the third transformer 133 has a form in which one end of the primary winding is connected to the 1-3 leg 30a and the 2-3 leg 30b.
  • the 1-3 leg 30a and the 2-3 leg 30b form a pair of legs for independent phase current control.
  • the other ends of the primary windings of the first transformer 131, the second transformer 132, and the third transformer 133 are connected to each other, and the first transformer 131, the second transformer 132, and the third transformer are connected to each other.
  • the other ends of the secondary windings of 133 are connected to each other.
  • the phase current measuring unit 140 measures a phase current output from the primary legs. That is, the phase current measuring unit 140 outputs the phase current I 1 output from the 1-1st leg 10a, the phase current I 2 output from the 1-2 leg 20a, and the 1-3 leg 30a. Measure the phase current I 3 output from).
  • the phase current measuring unit 140 checks a root mean square (“RMS”) of phase currents output from each leg and provides the phase current phase control unit 150.
  • RMS root mean square
  • the phase current phase controller 150 checks the RMS deviation of each phase current provided from the phase current measuring unit 140 and controls the output voltage through the phase shift of each phase current to reduce the deviation of RMS.
  • the RMS deviation of each phase current indicates that an unbalance of each phase current occurs.
  • the phase current phase controller 150 may determine that an imbalance of the phase current does not occur when the RMS deviation is within a preset range, and determine that an imbalance of the phase current occurs when the RMS deviation is outside the preset range. have.
  • the phase current phase controller 150 may minimize the imbalance of the phase current by correcting the phase difference by using the specific phase current as a reference and comparing the remaining phase current with the reference phase current.
  • phase current serving as the reference for the phase shift is hereinafter referred to as “reference phase current”, and the phase current compared with the reference phase current for phase correction is referred to hereinafter as “comparative phase current”.
  • phase shift correction value the phase shift value which corrects a phase difference. Accordingly, in FIG. 2, the reference phase current is the phase current I 1 between the 1-1 leg 10a and the 2-1 leg 10b, and the comparative phase current is the 1-2 leg 20a and the 2-2 leg ( 20b) may be three days between the phase current I between the phase current I 2 and the 1-3 leg (30a) and the two or three legs (30b).
  • phase of the I 1 based on the phase current is in phase ' ⁇ '
  • compares the phase current I 2 is assumed to be the phase of the comparison phase current I 3 ' ⁇ ', the ' ⁇ '.
  • the phase shift correction value of the comparative phase current I 2 may be ' ⁇ '
  • the phase shift correction value of the comparative phase current I 3 may be ' ⁇ '.
  • Comparing a phase current of the phase shift correction value ' ⁇ ' is based on the phase current of the phase of the phase ' ⁇ ' and compare the phase current I 2 of the I 1 ' ⁇ ' is the difference between the compared phase current of the phase shift correction value of I 3 of I 2 ' ⁇ 'is the difference between the phase' ⁇ 'of the reference phase current I 1 and the phase' ⁇ 'of the comparative phase current I 3 .
  • the phase current phase controller 150 controls both the reference phase current and the comparative phase current to the same phase (that is, the phase ' ⁇ ' of the reference phase current) when the RMS deviation of each phase current occurs (when a phase current imbalance occurs).
  • the phase for each leg can be independently controlled by reflecting the phase difference with the reference phase current for each comparison phase current based on the phase of the reference phase current. That is, the phase current phase controller 150 performs phase control with the phase ' ⁇ ' for the reference phase current I 1 . That is, the phase current I 1 between the 1-1 leg 10a and the 2-1 leg 10b is controlled by the phase ' ⁇ '.
  • phase current phase controller 150 performs phase control by reflecting the phase shift correction value ' ⁇ ' based on the phase ' ⁇ ' for the comparison phase current I 2 . That is, the phase current I 2 between the 1-2 leg 20a and the 2-2 leg 20b is controlled to a phase in which the phase shift correction value ' ⁇ ' is reflected in the phase ' ⁇ '.
  • the phase current phase controller 150 performs phase control by reflecting the phase shift correction value ' ⁇ ' based on the phase ' ⁇ ' for the comparison phase current I 3 . That is, the phase current I 3 between the 1-3 leg 30a and the 2-3 leg 30b is controlled to a phase in which the phase shift correction value ' ⁇ ' is reflected in the phase ' ⁇ '.
  • phase current phase control unit 150 corrects the phase of the phase current by comparing or increasing the phase shift correction value to the phase of the reference phase current by comparing the magnitude of the comparison phase current with the reference phase current.
  • phase current phase controller 150 is based on the phase current I 1 is greater than the comparison phase current I 2 (i.e., I 1> I 2), phase a greater phase shift correction value ' ⁇ ' in phase ' ⁇ ' of the reference phase current Phase control is performed with On the other hand, the phase current phase controller 150 reduces the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current when the reference phase current I 1 is smaller than the comparison phase current I 2 (that is, I 1 ⁇ I 2 ). Perform phase control with phase.
  • phase current phase controller 150 increases the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current. Perform phase control.
  • the phase current phase controller 150 reduces the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current when the reference phase current I 1 is smaller than the comparison phase current I 3 (that is, I 1 ⁇ I 3 ). Perform phase control with phase.
  • the phase current phase controller 150 does not control the output voltage through the same phase shift with respect to the phase current flowing for each leg in the three-phase DAB converters 110 to 130, and is independent of each leg when the phase current imbalance is confirmed.
  • the in-phase shift controls the output voltage.
  • the phase current control apparatus 100 may reduce the imbalance phenomenon of the phase current by minimizing the phase difference of the phase current for each leg.
  • FIG. 3A is a graph illustrating a result of comparing single phase waveforms according to the phase current phase control method
  • FIG. 3B is a graph illustrating a result of comparing all RMS waveforms according to the phase current phase control method.
  • Table 1 below shows the overall RMS comparison of the 'phase current independent phase control method' of the present invention and the conventional 'phase current equal control method'.
  • the 'phase current independent phase control method' of the present invention reduces the RMS of the phase current compared to the conventional 'phase current equal control method'. That is, the 'phase current independent phase control method' of the present invention can reduce the imbalance between each phase current by reducing the RMS deviation of about 75% compared with the conventional.
  • 3A shows a single phase waveform for comparative phase current I 3 .
  • FIG. 4 is a view showing a phase current control method of a DAB converter according to an embodiment of the present invention
  • Figure 5 is a view showing a specific example of the step S204 of FIG.
  • the phase current measuring unit 140 measures phase currents (ie, reference phase current and comparative phase current) for each leg of the DAB converters 110 to 130 (S201). At this time, the phase current measuring unit 140 checks the RMS of the phase current for each leg.
  • phase currents ie, reference phase current and comparative phase current
  • the phase current phase controller 150 checks whether there is an imbalance between the phase currents per leg by using the RMS of the phase currents per leg confirmed by the phase current measuring unit 140 (S202). That is, the phase current phase controller 150 may determine whether there is an imbalance between phase currents per leg by checking whether there is an RMS deviation with respect to phase currents per leg.
  • the phase current phase controller 150 controls the phases of the phase currents per leg in the same manner as the phases of the reference phase currents.
  • the RMS deviation is within the preset range, so it is determined that the RMS deviation is not large, and the phase current for each leg is controlled in the same phase.
  • phase current phase controller 150 independently controls the phase current for each leg when the RMS deviation is outside the preset range. That is, the phase current phase controller 150 compares the reference phase current with each of the comparison phase currents to derive a phase shift correction value (S203), and controls the phase shift for the corresponding phase current using the derived phase shift correction values, respectively. (S204).
  • step S204 the phase current phase controller 150 compares the magnitudes of the reference phase currents I 1 and the comparison phase currents I 2 and I 3 (S204a). At this time, the phase current phase controller 150 controls all phase currents to be in the same phase when the reference phase currents I 1 and the comparison phase currents I 2 and I 3 have the same magnitude, so that the phase shift correction values ⁇ and ⁇ are set to '0' (S204b). ).
  • phase current phase controller 150 does not have the same magnitude of the reference phase current I 1 and the comparison phase currents I 2 and I 3 , each phase current is controlled as an independent phase, thereby increasing or decreasing the phase shift correction values ⁇ and ⁇ . .
  • phase current phase controller 150 is based on the phase current I 1 is greater than the comparison phase current I 2 (that is, I 1> I 2) (S204c), increase the phase ' ⁇ '' ⁇ ' phase shift correction value to the reference phase current Phase control is performed with the phase set at step S204d.
  • the phase current phase controller 150 adjusts the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current. Phase control is performed with a reduced phase (S204e).
  • phase current phase controller 150 increases the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current when the reference phase current I 1 is greater than the comparison phase current I 3 (that is, I 1 > I 3 ) (S204f). Phase control is performed in the phase (S204g). On the other hand, when the reference phase current I 1 is smaller than the comparison phase current I 3 (that is, I 1 ⁇ I 3 ) (S204f), the phase current phase controller 150 adjusts the phase shift correction value ' ⁇ ' to the phase ' ⁇ ' of the reference phase current. Phase control is performed with the phase with reduced (S204h).

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Abstract

본 발명은 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치는, 스위칭 소자가 포함된 적어도 하나 이상의 레그(leg)를 구비하는 DAB 컨버터; 상기 레그에 대해 각각의 상전류를 측정하는 상전류 측정부; 및 상기 각각의 상전류 중 어느 하나를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교함에 따라 각각의 상전류의 위상 차이를 보정하여 위상을 제어하는 상전류 위상 제어부;를 포함한다.

Description

ＤＡＢ 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법
본 발명은 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 구체적으로는 DAB 컨버터의 레그별 상전류의 불균형이 확인되면, 특정 상전류를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 위상 차이를 보정함으로써 상전류의 불균형을 최소화시킬 수 있는, DAB 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
특고압 직류(Medium Voltage Direct Current, MVDC), 저압 직류(Low Voltage Direct Current, LVDC) 시스템, 전자식 변압기(Solid State Transformer, SST) 시스템 등과 같은 중/고전압의 직류 전원 시스템에서 저전압의 직류 전원 시스템으로 전력을 공급하는 경우, 고압의 입력측에서 저압의 출력측으로 전력을 변환하는 전력변환장치가 요구된다.
이를 위해 입력 측에는 고압의 반도체 스위치가 요구되고, 출력 측에는 대전류의 반도체 스위치가 요구되는데, 현재 상업적으로 사용되는 반도체 소자의 최대 정격은 한정되어 있어, 단일 전력변환장치로는 그 구현이 어려운 단점이 있다.
이를 보완하기 위하여 다수의 전력변환장치를 직/병렬 구조로 연결한 전력변환장치가 사용되는데, 대표적인 예로써, 멀티레벨 컨버터, MMC(Modular Multilevel Converter) 등이 있다. 이는 다수의 컨버터를 직렬로 구성하여 교류 입력 전압으로부터 다수의 직류 출력 전압을 생성하는 방식이다. 이럴 경우, 시스템에 적용되는 스위칭 소자를 낮은 정격 용량으로 사용할 수 있다.
그런데, 지능형 변압기를 구현하기 위해서는 반드시 절연형 양방향 컨버터 기술이 필요하다. 양방향 컨버터는 절연 형태에 따라 비절연형, 절연형으로 구분되며, 대부분의 시스템에서는 안정성을 위하여 절연형 컨버터를 선호하고 있다.
절연형 양방향 컨버터는 현재 많은 연구가 진행되고 있으며, 주로 위상천이(Phaseshifted) ZVS(Zero voltage switching, 영 전압 스위칭) 컨버터와 절연된 부스트(Isolated Boost) 컨버터가 결합된 방식, DAB(Dual Active Bridge) 컨버터 방식, 그리고 LLC 공진형 컨버터 방식 등이 많이 사용되고 있다.
최근에는 절연형 양뱡항 컨버터에 요구되는 전력 용량이 점차 커지고 있는 추세이므로, 전류 부담을 줄이고 스위치의 선정을 용이하게 하며, 인터리빙을 적용하여 수동소자의 부피를 줄일 수 있는 3상 양방향 컨버터에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다.
종래의 3상 양방향 컨버터에는 대표적으로 DAB 컨버터가 있다. DAB 컨버터는 3상으로 전류가 나뉘어 흐르기 때문에 대전력/대전류 양방향 토폴로지 응용에 적합하다. 또한, DAB 컨버터는 위상 천이 방법을 사용하여 무순단 절체가 가능하기 때문에 양방향 전력 제어에 용이하다.
도 1은 DAB 컨버터에서 변압기 및 커플링 인덕턴스의 실제 모델링값을 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 3상 DAB 컨버터는 실제로 나타낼 수 있는 변압기 및 커플링 인덕터의 오차가 적용되면, 각 상의 변압기의 도선 저항, 도선의 임피던스, 누설 인덕턴스, 자화 인덕턴스 등이 실제로 동일하지 않다. 이와 같이 각 상의 변압기의 변수들이 동일하지 않기 때문에 각 상의 상전류(phase current) 불균형을 초래하는 원인이 된다.
특히, 각 상의 상전류의 불균형이 심한 경우에는 변압기를 포화시킬 수 있다. 변압기가 포화되는 경우에는 임피던스가 매우 작아지므로, 전류가 한쪽으로만 흘러 동작의 안정성을 떨어트리거나 수명을 단축시킬 뿐만 아니라, 스택의 고장을 초래할 수 있다. 이 경우, 변압기의 용량을 키우는 것이 한가지의 대안이 될 수 있으나, DAB 컨버터의 전체적인 부피가 커지거나 제작 비용도 올라가게 된다.
따라서, 종래의 3상 DAB 컨버터는 각 상의 상전류 불균형으로 인한 변압기가 포화되는 것을 방지함으로써 동작 안정성을 확보하기 위한 방안이 제안될 필요가 있다.
본 발명의 목적은 DAB 컨버터의 레그별 상전류의 불균형이 확인되면, 특정 상전류를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 위상 차이를 보정함으로써 상전류의 불균형을 최소화시킬 수 있는, DAB 컨버터의 상전류 제어 장치 및 그 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치는, 스위칭 소자가 포함된 적어도 하나 이상의 레그(leg)를 구비하는 DAB 컨버터; 상기 레그에 대해 각각의 상전류를 측정하는 상전류 측정부; 및 상기 각각의 상전류 중 어느 하나를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교함에 따라 각각의 상전류의 위상 차이를 보정하여 위상을 제어하는 상전류 위상 제어부;를 포함한다.
상기 상전류 측정부는, 상기 각각의 상전류에 대한 RMS(Root Mean Square)를 확인하고, 상전류 위상 제어부는, 상기 각각의 상전류에 대한 RMS 편차를 이용하여 위상 제어 방식을 결정하는 것을 특징으로 한다.
상기 DAB 컨버터는, 1차측에 제1-1 레그, 제1-2 레그, 제1-3 레그를 구비하고, 2차측에 제2-1 레그, 제2-2 레그, 제2-3 레그를 구비하며, 상기 상전류 위상 제어부는, 상기 제1-1 레그와 상기 제2-1 레그 사이의 상전류, 상기 제1-2 레그와 상기 제2-2 레그 사이의 상전류, 상기 제1-3 레그와 상기 2-3 레그 사이의 상전류 각각에 대해 위상 차이를 보정하여 위상을 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 방법은, DAB 컨버터의 레그별 상전류를 측정하는 단계; 상기 레그별 상전류 중 어느 하나를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 각각의 상전류의 위상 차이 보정값을 도출하는 단계; 및 상기 위상 차이 보정값을 이용하여 상기 각각의 상전류에 대한 위상을 제어하는 단계;를 포함한다.
상기 레그별 상전류의 측정 단계 이후에, 상기 DAB 컨버터의 레그별 상전류의 불균형을 확인하는 단계;를 더 포함한다.
본 발명은 DAB 컨버터의 레그별 상전류의 불균형이 확인되면, 특정 상전류를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 위상 차이를 보정함으로써 상전류의 불균형을 최소화시킬 수 있다.
본 발명은 종래의 3상 DAB 컨버터의 변압기에서 전류 불균형 현상을 해결하기 위하여 변압기의 정격을 늘리거나 변압기 보호 기능을 적용할 필요가 없다.
또한, 본 발명은 비용증가 없이 전류 불평형을 감소시킬 수 있어 기기 신뢰성 및 가용성을 높이고 비용을 줄일 수 있다.
또한, 본 발명은 변압기의 누설 및 자화인덕턴스, 도선 저항 등의 차이로 인해서 각 상의 전류에 불균형 현상이 발생한 경우, 독립적인 제어 변수를 추가하여 각 레그별 도통 시에 흐르는 전류의 크기를 늘리거나, 줄일 수 있기 때문에 전류 불균형 현상을 감소할 수 있다.
도 1은 DAB 컨버터에서 변압기 및 커플링 인덕턴스의 실제 모델링값을 나타낸 도면,
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치를 나타낸 도면,
도 3a는 상전류 위상 제어 방식에 따른 단상 파형을 비교한 결과를 나타낸 그래프,
도 3b는 상전류 위상 제어 방식에 따른 전체 RMS 파형을 비교한 결과를 나타낸 그래프,
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 방법을 나타낸 도면,
도 5는 상기 도 4의 S204 단계의 구체적인 예를 나타낸 도면이다.
본 발명을 충분히 이해하기 위해서 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 설명한다. 본 발명의 실시예는 여러 가지 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 아래에서 상세히 설명하는 실시예로 한정되는 것으로 해석되어서는 안 된다. 본 실시예는 당업계에서 평균적인 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위해서 제공 되어지는 것이다. 따라서 도면에서의 요소의 형상 등은 보다 명확한 설명을 강조하기 위해서 과장되어 표현될 수 있다. 각 도면에서 동일한 부재는 동일한 참조부호로 도시한 경우가 있음을 유의하여야 한다. 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 기술은 생략된다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치(이하 "상전류 제어 장치"라 함, 100)는, DAB 컨버터(110 내지 130), 상전류 측정부(140), 상전류 위상 제어부(150)를 포함한다. 여기서, DAB 컨버터(110 내지 130)는 제1 전원회로(110), 제2 전원회로(120), 변압기(130)를 포함한다.
먼저, DAB 컨버터(110 내지 130)는 양쪽에 전압원(VH, VL)을 놓고 변압기(130)를 통해 두 개의 풀-브리지(Full-Bridge converter)[제1 전원회로(110)와 제2 전원회로(120)]를 50%의 고정 듀티(duty)를 두고 1차측과 2차측 간 위상차에 의해 전류의 흐름을 제어한다. DAB 컨버터(110 내지 130)는 3상으로 상전류가 나뉘어 흐르며, 위상 천이를 통해 출력전압을 제어한다.
구체적으로, DAB 컨버터(110 내지 130)의 구성요소는 다음과 같다.
먼저, 제1 전원회로(110)는 1차 브리지 스위칭(bridge switching) 소자(S1 내지 S6)를 구비한다. 제1 전원회로(110)는 3개의 레그(leg)로 구성된다. 즉, 스위칭 소자 S1 및 S2는 1차측에 있는 첫번째 레그(이하 "제1-1 레그"라 함)(10a)를 구성하고, 스위칭 소자 S3 및 S4는 1차측에 있는 두번째 레그(이하 "제1-2 레그"라 함)(20a)를 구성하며, 스위칭 소자 S5 및 S6은 1차측에 있는 세번째 레그(이하 "제1-3 레그"라 함)(30a)를 구성한다.
마찬가지로, 제2 전원회로(120)는 2차 브리지 스위칭(bridge switching) 소자(Q1 내지 Q6)를 구비한다. 제2 전원회로(120)는 3개의 레그(leg)로 구성된다. 즉, 스위칭 소자 Q1 및 Q2는 2차측에 있는 첫번째 레그(이하 "제2-1 레그"라 함)(10b)를 구성하고, 스위칭 소자 Q3 및 Q4는 2차측에 있는 두번째 레그(이하 "제2-2 레그"라 함)(20b)를 구성하며, 스위칭 소자 Q5 및 Q6은 2차측에 있는 세번째 레그(이하 "제2-3 레그"라 함)(30b)를 구성한다.
여기서, 1차 브리지 스위칭 소자(S1 내지 S6) 및 2차 브리지 스위칭 소자(Q1 내지 Q6)는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 형성될 수 있다.
다음으로, 변압기(130)는 제1 전원회로(110)와 제2 전원회로(120) 사이에 위치한다. 변압기(30)는 제1 내지 제3 변압기(131 내지 133)로 구성된다.
제1 변압기(131)는 1차 권선의 일단이 1차 스위칭 소자 S1과 S2 사이에 연결되고, 2차 권선의 일단이 2차 스위칭 소자 Q1과 Q2 사이에 연결된다. 즉, 제1 변압기(131)는 1차 권선의 일단이 제1-1 레그(10a)와 제2-1 레그(10b)로 연결되는 형태를 나타낸다. 여기서, 제1-1 레그(10a)와 제1-2 레그(10b)는 독립적인 상전류 제어를 위한 레그 쌍을 형성한다.
또한, 제2 변압기(132)는 1차 권선의 일단이 1차 스위칭 소자 S3과 S4 사이에 연결되고, 2차 권선의 일단이 2차 스위칭 소자 Q3과 Q4 사이에 연결된다. 즉, 제2 변압기(132)는 1차 권선의 일단이 제1-2 레그(20a)와 제2-2 레그(20b)로 연결되는 형태를 나타낸다. 여기서, 제1-2 레그(20a)와 제2-2 레그(20b)는 독립적인 상전류 제어를 위한 레그 쌍을 형성한다.
그리고, 제3 변압기(133)는 1차 권선의 일단이 1차 스위칭 소자 S5과 S6 사이에 연결되고, 2차 권선의 일단이 2차 스위칭 소자 Q5과 Q6 사이에 연결된다. 즉, 제3 변압기(133)는 1차 권선의 일단이 제1-3 레그(30a)와 제2-3 레그(30b)로 연결되는 형태를 나타낸다. 여기서, 제1-3 레그(30a)와 제2-3 레그(30b)는 독립적인 상전류 제어를 위한 레그 쌍을 형성한다.
또한, 제1 변압기(131), 제2 변압기(132) 및 제3 변압기(133)의 1차 권선의 타단은 서로 연결되고, 제1 변압기(131), 제2 변압기(132) 및 제3 변압기(133)의 2차 권선의 타단은 서로 연결된다.
상전류 측정부(140)는 1차측 레그들로부터 출력되는 상전류(phase current)를 측정한다. 즉, 상전류 측정부(140)는 제1-1 레그(10a)로부터 출력되는 상전류(I1), 제1-2 레그(20a)로부터 출력되는 상전류(I2), 제1-3 레그(30a)로부터 출력되는 상전류(I3)를 측정한다. 그리고, 상전류 측정부(140)는 각 레그로부터 출력되는 상전류의 제곱 평균 제곱근(Root Mean Square, 이하 "RMS"라 함)을 확인하여 상전류 위상 제어부(150)로 제공한다.
상전류 위상 제어부(150)는 상전류 측정부(140)로부터 제공된 각 상전류의 RMS의 편차를 확인하고, RMS의 편차를 줄이기 위한 각 상전류의 위상 천이를 통해 출력전압을 제어한다. 여기서, 각 상전류의 RMS 편차가 있다는 것은 각 상전류의 불균형이 발생함을 알려준다. 이때, 상전류 위상 제어부(150)는 RMS 편차가 기 설정된 범위 내에 있는 경우에 상전류의 불균형이 발생하지 않은 것으로 판단하고, RMS 편차가 기 설정된 범위를 벗어나는 경우에 상전류의 불균형이 발생하는 것으로 판단할 수 있다.
상전류 위상 제어부(150)는 특정 상전류를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 위상 차이를 보정함으로써 상전류의 불균형을 최소화시킬 수 있다.
여기서는 설명의 편의상, 위상 천이의 기준이 되는 상전류를 이하 "기준 상전류"라 하고, 위상 보정을 위해 기준 상전류와 비교하는 상전류를 이하 "비교 상전류"라 함라 통칭한다. 또한, 위상 차이를 보정하는 위상 천이값을 이하 "위상 천이 보정값"이라 한다. 이에 따라, 도 2에서는 기준 상전류는 제1-1 레그(10a)와 제2-1 레그(10b) 간의 상전류 I1이고, 비교 상전류는 제1-2 레그(20a)와 제2-2 레그(20b) 간의 상전류 I2와 제1-3 레그(30a)와 제2-3 레그(30b) 간의 상전류 I3일 수 있다. 이 경우, 기준 상전류인 I1의 위상은 'φ', 비교 상전류 I2의 위상은 'σ', 비교 상전류 I3의 위상은 'τ'이라 가정한다. 비교 상전류인 I2의 위상 천이 보정값은 'α', 비교 상전류인 I3의 위상 천이 보정값은 'β'일 수 있다. 비교 상전류인 I2의 위상 천이 보정값 'α'는 기준 상전류인 I1의 위상 'φ'과 비교 상전류 I2의 위상 'σ' 사이의 차이이고, 비교 상전류인 I3의 위상 천이 보정값 'β'는 기준 상전류인 I1의 위상 'φ'과 비교 상전류 I3의 위상 'τ' 사이의 차이이다.
상전류 위상 제어부(150)는 각 상전류의 RMS 편차가 발생하는 경우(상전류 불균형이 발생하는 경우)에, 기준 상전류와 비교 상전류를 모두 동일한 위상(즉, 기준 상전류의 위상 'φ')으로 제어하는 것이 아니라, 기준 상전류의 위상을 토대로 하고, 각각의 비교 상전류 마다 기준 상전류와의 위상 차이를 반영함으로써 각 레그별 위상을 독립적으로 제어할 수 있다. 즉, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1에 대해 위상 'φ'로 위상 제어를 수행한다. 즉, 제1-1 레그(10a)와 제2-1 레그(10b) 사이의 상전류 I1는 위상 'φ'로 제어된다. 또한, 상전류 위상 제어부(150)는 비교 상전류 I2에 대해 위상 'φ'를 토대로 한 후 위상 천이 보정값 'α'를 반영하여 위상 제어를 수행한다. 즉, 제1-2 레그(20a)와 제2-2 레그(20b) 사이의 상전류 I2는 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'α'가 반영된 위상으로 제어된다. 또한, 상전류 위상 제어부(150)는 비교 상전류 I3에 대해 위상 'φ'를 토대로 한 후 위상 천이 보정값 'β'를 반영하여 위상 제어를 수행한다. 즉, 제1-3 레그(30a)와 제2-3 레그(30b) 사이의 상전류 I3는 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'β'가 반영된 위상으로 제어된다.
한편, 기준 상전류의 위상에 위상 천이 보정값을 반영하는 것은 다음과 같이 이루어진다. 즉, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류와 비교 상전류의 크기를 비교하여 기준 상전류의 위상에 위상 천이 보정값을 증가 또는 감소시켜 해당 상전류의 위상을 보정한다. 구체적으로, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I2보다 크면(즉, I1＞I2), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'α'을 증가시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다. 반면에, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I2보다 작으면(즉, I1＜I2), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'α'을 감소시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다. 마찬가지로, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I3보다 크면(즉, I1＞I3), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'β'을 증가시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다. 반면에, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I3보다 작으면(즉, I1＜I3), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'β'을 감소시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다.
전술한 바와 같이, 상전류 위상 제어부(150)는 3상 DAB 컨버터(110 내지 130)에서 각 레그 마다 흐르는 상전류에 대해 동일한 위상 천이를 통해 출력전압을 제어하는 것이 아니라, 상전류 불균형이 확인되면 레그별로 독립적인 위상 천이를 통해 출력전압을 제어한다. 이처럼, 상전류 제어 장치(100)는 레그별 상전류의 위상 차이를 최소화함으로써 상전류의 불균형 현상을 줄일 수 있다.
도 3a는 상전류 위상 제어 방식에 따른 단상 파형을 비교한 결과를 나타낸 그래프이고, 도 3b는 상전류 위상 제어 방식에 따른 전체 RMS 파형을 비교한 결과를 나타낸 그래프이다. 아래 [표 1]은 본 발명의 '상전류 독립 위상 제어 방식'과 종래의 '상전류 동일 제어 방식'에 대한 전체 RMS 비교를 나타낸다.
구분 RMS 값
Vo 3.7999707e+002
본 발명 - 기준 상전류 I1 5.4046524e+001
본 발명 - 비교 상전류 I2 5.3656805e+001
본 발명 - 비교 상전류 I3 5.3974511e+001
종래 - 기준 상전류 I1 5.3055668e+001
종래 - 비교 상전류 I2 5.3988887e+001
종래 - 비교 상전류 I3 5.4943004e+001
도 3a 및 도 3b, [표 1]을 참조하면, 본 발명의 '상전류 독립 위상 제어 방식'은 종래의 '상전류 동일 제어 방식'에 비해 상전류의 RMS가 줄어든 것을 확인할 수 있다. 즉, 본 발명의 '상전류 독립 위상 제어 방식'은 종래 대비 약 75%의 RMS 편차를 줄여 각 상전류 간의 불균형을 줄일 수 있다. 도 3a는 비교 상전류 I3에 대한 단상 파형을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 DAB 컨버터의 상전류 제어 방법을 나타낸 도면이고, 도 5는 상기 도 4의 S204 단계의 구체적인 예를 나타낸 도면이다.
먼저, 상전류 측정부(140)는 DAB 컨버터(110 내지 130)의 레그별 상전류(즉, 기준 상전류, 비교 상전류)를 측정한다(S201). 이때, 상전류 측정부(140)는 레그별 상전류에 대한 RMS를 확인한다.
상전류 위상 제어부(150)는 상전류 측정부(140)에 의해 확인된 레그별 상전류에 대한 RMS를 이용하여 레그별 상전류 간의 불균형이 있는지를 확인한다(S202). 즉, 상전류 위상 제어부(150)는 레그별 상전류에 대한 RMS 편차가 있는지를 확인하여 레그별 상전류 간의 불균형이 있는지를 확인할 수 있다.
먼저, 상전류 위상 제어부(150)는 RMS 편차가 기 설정된 범위 내에 있는 경우에, 기준 상전류의 위상으로 모두 동일하게 레그별 상전류의 위상을 제어한다. 이 경우는 RMS 편차가 기 설정된 범위 내에 존재하여 RMS 편차가 크지 않는 것으로 판단하고 레그별 상전류를 모두 동일한 위상으로 제어한다.
다음으로, 상전류 위상 제어부(150)는 RMS 편차가 기 설정된 범위 밖에 있는 경우에, 레그별 상전류를 독립적으로 제어한다. 즉, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류와 각각의 비교 상전류를 비교하여 위상 천이 보정값을 도출하고(S203), 각각 도출된 위상 천이 보정값을 이용하여 해당 비교 상전류에 대한 위상 천이를 제어한다(S204).
도 5를 참고하면, 상전류 위상 제어부(150)는 S204 단계에서, 기준 상전류 I1과 비교 상전류 I2, I3의 크기를 비교한다(S204a). 이때, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1와 비교 상전류 I2, I3의 크기가 동일하면, 모든 상전류를 동일 위상으로 제어하므로 위상 천이 보정값 α, β를 '0'으로 한다(S204b).
반면에, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1과 비교 상전류 I2, I3의 크기가 동일하지 않으면, 각각의 상전류를 독립 위상으로 제어하므로 위상 천이 보정값 α, β를 증가 또는 감소시킨다.
즉, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I2보다 크면(즉, I1＞I2)(S204c), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'α'을 증가시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다(S204d). 반면에, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I2보다 작으면(즉, I1＜I2)(S204c), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'α'을 감소시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다(S204e). 마찬가지로, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I3보다 크면(즉, I1＞I3)(S204f), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'β'을 증가시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다(S204g). 반면에, 상전류 위상 제어부(150)는 기준 상전류 I1가 비교 상전류 I3보다 작으면(즉, I1＜I3)(S204f), 기준 상전류의 위상 'φ'에 위상 천이 보정값 'β'을 감소시킨 위상으로 위상 제어를 수행한다(S204h).
이상에서 설명된 본 발명의 실시예는 예시적인 것에 불과하며, 본 발명이 속한 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 잘 알 수 있을 것이다. 그럼으로 본 발명은 상기의 상세한 설명에서 언급되는 형태로만 한정되는 것은 아님을 잘 이해할 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다. 또한, 본 발명은 첨부된 청구범위에 의해 정의되는 본 발명의 정신과 그 범위 내에 있는 모든 변형물과 균등물 및 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

Claims (5)

  1. 스위칭 소자가 포함된 적어도 하나 이상의 레그(leg)를 구비하는 DAB 컨버터;
    상기 레그에 대해 각각의 상전류를 측정하는 상전류 측정부; 및
    상기 각각의 상전류 중 어느 하나를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교함에 따라 각각의 상전류의 위상 차이를 보정하여 위상을 제어하는 상전류 위상 제어부;
    를 포함하는 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 상전류 측정부는, 상기 각각의 상전류에 대한 RMS(Root Mean Square)를 확인하고, 상전류 위상 제어부는, 상기 각각의 상전류에 대한 RMS 편차를 이용하여 위상 제어 방식을 결정하는 것을 특징으로 하는 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 DAB 컨버터는, 1차측에 제1-1 레그, 제1-2 레그, 제1-3 레그를 구비하고, 2차측에 제2-1 레그, 제2-2 레그, 제2-3 레그를 구비하며,
    상기 상전류 위상 제어부는, 상기 제1-1 레그와 상기 제2-1 레그 사이의 상전류, 상기 제1-2 레그와 상기 제2-2 레그 사이의 상전류, 상기 제1-3 레그와 상기 2-3 레그 사이의 상전류 각각에 대해 위상 차이를 보정하여 위상을 제어하는 것을 특징으로 하는 DAB 컨버터의 상전류 제어 장치.
  4. DAB 컨버터의 레그별 상전류를 측정하는 단계;
    상기 레그별 상전류 중 어느 하나를 기준으로 삼고, 나머지 상전류를 기준이 되는 상전류와 비교하여 각각의 상전류의 위상 차이 보정값을 도출하는 단계; 및
    상기 위상 차이 보정값을 이용하여 상기 각각의 상전류에 대한 위상을 제어하는 단계;
    를 포함하는 DAB 컨버터의 상전류 제어 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 레그별 상전류의 측정 단계 이후에,
    상기 DAB 컨버터의 레그별 상전류의 불균형을 확인하는 단계;를 더 포함하는 DAB 컨버터의 상전류 제어 방법.
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