WO2018050847A1 - Gleichrichter-vorrichtung zum gleichrichten eines m-phasigen wechselsignals und gesamtvorrichtung mit einem solchen gleichrichter - Google Patents

Gleichrichter-vorrichtung zum gleichrichten eines m-phasigen wechselsignals und gesamtvorrichtung mit einem solchen gleichrichter Download PDF

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aasd
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circuit
autosynchronous
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Chris W. Chrystowski
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Seva Academy Ltd.
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • Rectifier device for rectifying an m-phase alternating signal and overall device with a
  • the present invention relates to a rectifier device for rectifying a m-phase alternating signal and an overall device with such a rectifier.
  • Alternators are used. A distinction is made between single-phase and multi-phase generators, depending on the number of independently provided AC voltages supplied by such a generator.
  • a rotor (usually mechanically driven) with a rotor winding rotates e.g. inside a stator, e.g. has one, two or three stator windings.
  • Typical examples are 3-phase alternators, the z. B. used in power plants. Alternators used in vehicles are another example of 3-phase and multi-phase alternators.
  • Fig. 1A is in the upper region of the stator of a 3-phase
  • Three-phase generator G with a triangular circuit of three stator windings (coils R, S, T) shown.
  • Such a three-phase alternator G supplies the sinusoidal waveform shown in the voltage-time diagram of FIG. 1B
  • Alternators are used as alternators, the e.g. 14.5V
  • the rectifier circuits were equipped with diodes.
  • the rectifier circuits were equipped with diodes.
  • diodes For a 3-phase alternator, it needed e.g.
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • Microprocessor per phase up The process of rectification is processor controlled in these alternators.
  • the microprocessor controls each switching of the MOSFETs using a pre-programmed trigger algorithm.
  • a corresponding processor-controlled rectifier circuit has a digitally-operating control part and an analog-operating region, which rectifies the high currents and supplies them on the output side, in order to produce e.g. to charge a battery.
  • a processor-controlled rectifier circuit is susceptible to interference and can lead to a phase failure in problems in the range of a phase. In the event of a phase failure, other phases may fail in the latest 3-phase alternators. In addition, investigations have shown that these are processor-controlled
  • alternators with processor controlled rectifier circuit may interfere with other electrical equipment, i. the electromagnetic compatibility (EMC) of these alternators is not always particularly advantageous if no costly additional measures to improve the EMC are taken.
  • EMC electromagnetic compatibility
  • Insulated gate transistors are used, which are controlled by means of a PWM drive so that the output voltage is adjustable.
  • Such controlled 3-phase Vienna rectifiers are primarily used to measure the components of the harmonics on the
  • Alternators are mechanically driven in rotation by the (combustion) engine of the vehicle (e.g., via a V-belt). It is obvious that an alternator must be driven by the engine with mechanical effort. In other words, an alternator is considered to be the towing load for the engine.
  • Rectifier circuit must be considered that this must work robust over a wide speed range of the vehicle engine. If you e.g. starting from a vehicle in which the engine speed is in a range of 700 rev / min to 7 ⁇ 00 rev / min, then the alternator with
  • Rectifier circuit at a ratio of 1: 3 in the range of 2 ⁇ 00 U / min to 21 ⁇ 00 U / min work. However, it would be ideal if the alternator were to deliver power at 500 rpm.
  • it is a rectifier device and a combination of generator and rectifier, over a speed range of e.g. 500 rpm to 22 ⁇ 00 rpm, reliable and stable.
  • rectifier device and the combination of generator and rectifier should have a good response already at low speeds (preferably already below the idle speed).
  • the rectifier device of the invention comprises m rectifier circuits connected in parallel with each other and each comprising a series connection of a positive circuit area and a negative circuit area. It is located at each of the m Rectifier circuits a (supply) node at a connection conductor between the respective positive circuit area and the respective negative circuit area. This (supply) node is used to feed in a phase of the m-phase alternating signal.
  • each of the m rectifier circuits comprises in all embodiments at least one field-effect transistor (FET) whose drain is connected to said (supply) node and whose source is connected to a lower potential point.
  • the gate of the field effect transistor is connected to an autosynchronous driver to be controlled from there. Since these autosynchronous drivers are designed analog and work analogously, the drivers of the FETs are also analog
  • the aASDs are an integral part of the invention and are designed for analog (on) control of the FETs. These aASDs cause the FETs to be switched autonomously.
  • the term analogue autosynchronous driver is used here for an analog control of the FETs, which is self-detecting and self-switching.
  • each of the m rectifier circuits an active and self-sufficient rectifier circuit.
  • each of the mASDs in all embodiments is adapted to the corresponding phase of the m-phase alternating signal
  • the aASD preferably comprises an analog electrical circuit which is designed to be self-detecting and self-switching.
  • the aASD in all embodiments comprises an analog electrical circuit, which is for the purpose of self-detection
  • the m aASDs of the m rectifier circuits if only the negative circuit area comprises at least one FET or the 2 * m analog autosynchronous drivers of the m rectifier circuits (if the negative circuit area and the positive circuit area are at least comprise a FET), independently of each other. That means the respective aASDs work independently
  • the electrical circuit of the aASD is at all
  • Embodiments designed to process a phase of the m-phase alternating signal and the switching operation of the at least one (the
  • the aASDs are designed in all embodiments to perform the switching operations virtually lossless.
  • the FETs used can be tolerant.
  • the rectifier device of the invention works even when not absolutely identical FETs are used. This too is an advantage of the analog, autosynchronous driving / controlling of the FETs.
  • the rectifier device manages without microprocessors or other digitally operating circuits.
  • the EMC of the rectifier device can be significantly reduced compared to other rectifiers.
  • the aASDs of the invention are designed to gently and slowly switch the associated FET (s). That is, the aASDs are also designed to switch the assigned FETs at the zero crossing.
  • the aASDs are preferably designed in all embodiments to switch at the zero crossing of the AC voltage.
  • the aASDs have a drain probe that feeds a zero-crossing detector, which allows the aASD to detect if an AC voltage is approaching the zero line and to provide a gate signal as soon as possible Preparing to switch through the assigned FET or to switch through the FET is used.
  • the invention does not rely on a rapid impulse control of the FETs, but the preparation of the switching through and the switching of the FETs follow the current increase. Also for this reason, the EMC is particularly advantageous.
  • analog ASDs have a significantly lower switching frequency than digitally working solutions and there are linearly rising, flowing transitions instead of sudden switching operations.
  • rectified generators as e.g. used in vehicles as an alternator. Due to the low heat loss that must be dissipated, a generator that is rectified according to the invention can be used without a second active fan above the rotor and without water cooling. It is even possible to use a rectified generator of the invention with a
  • Encapsulate enclosures allowing for new applications and applications.
  • Rectifier device of the invention can be removed. It is a further advantage of the invention that the rectifier device has been optimized to better utilize the energy
  • the coils e.g. the stator windings of a generator.
  • the energy was not efficiently removed from the coils of the generator, it comes from certain speeds to a thermodynamically negative feedback. This feedback causes more and more heat to develop.
  • the temperature in the generator increases, which in turn leads to a decrease in the electrical efficiency, since the resistance in the coils increases with temperature.
  • Modern alternators with rectifier reach a temperature in the range of the rectifier circuit (there for example on the processor-controlled FETs), which can be around 150 ° C.
  • the rectifier device and also a generator with a corresponding rectifier have a significantly improved temperature resistance.
  • the rectified generators of the invention have a significantly reduced weight, considering that z. B. the
  • Rectifier device of the invention requires no cooling elements (such as cooling fins). For this reason alone, it is possible to save some 100 grams of weight.
  • the actual generator can be made smaller, which leads to a further reduction in weight.
  • the elimination of at least a part of the active ventilation system or the water cooling saves further weight.
  • a modern alternator with rectifier weighs for vehicles of the upper class, for example, between 8 and 10 kg.
  • An optimized alternator with a rectifier device of the invention which provides an identical electrical output, weighs, however, only about 6 to 7 kg.
  • the rectifier of a modern alternator typically has a power loss in the range of 250 to 500W.
  • a rectifier according to the invention has an electrical power loss that is lower by up to 1kW.
  • a rectifier of the invention can easily so
  • Rectifiers of the invention can be advantageously used in systems operating at variable speed. These include z. As cars, trucks, buses, watercraft, military vehicles - especially in tanks - and also in wind generators e.g. be used for small wind turbines.
  • a vehicle equipped with an improved / optimized rectifier device of the invention results in a reduced consumption of the internal combustion engine of the vehicle, since the towing load has been noticeably reduced. Fuel savings of 0.51 per 100 km and more can be achieved. Also, the pollutant emissions can be significantly reduced in this way.
  • the invention is suitable inter alia for use with a claw-pole generator which serves as an alternator of a vehicle and which is mechanically rotated by the vehicle engine.
  • Rectifier circuit does not affect the m-1 other
  • Rectifier circuits has.
  • Fig. 1A shows the circuit diagram of a first 3-phase device of the invention, which is fed by a conventional generator in a delta circuit;
  • Fig. 1B is a voltage-time diagram showing the AC voltages used as inputs in a 3-phase device of Fig. 1A;
  • Fig. 2 shows the circuit diagram of a second 3-phase device of
  • Fig. 3 shows the block diagram of an exemplary autosynchronous driver of the invention
  • Fig. 4A shows the detailed circuit diagram of a first autosynchronous driver of the invention
  • Fig. 4B is a detailed circuit diagram of a second autosynchronous driver of the invention.
  • Fig. 4C is a detailed circuit diagram of a third autosynchronous driver of the invention.
  • Fig. 5A is a block diagram of another device of the invention including a delta connected generator
  • Fig. 5B is a block diagram of another device of the invention, including a star-connected generator;
  • Fig. 6 shows the circuit diagram of an exemplary device of the invention, which can be used for example on the output side of a rectifier device of the invention.
  • the residual ripple can in all embodiments e.g. through a low-pass filter (e.g., through the circuit 30) on the output side of
  • Rectifier device 20 are smoothed.
  • ASD analog ASD driver
  • Alternating signal which is provided by the connected generator G, to detect a potential comparison.
  • Each aASD forms a kind of potential comparator with the shot FET
  • the term "self-switching" is used herein to describe that the corresponding circuit (the aASD driver) operates autonomously, i.e., the corresponding circuit (the aASD driver) is not related to others
  • analog is used herein to distinguish the structure of the aASD drivers from circuits designed to process digital signals.
  • Analog refers to the fact that analog signals are present in the aASDs of the invention abut the drain sensor 19, in
  • the aASDs of the invention are in all embodiments as
  • Generators that exist are all referred to here as generator G. These three coils R, S, T are the secondary circuits
  • a generator G with delta connection forms a three-wire system (in comparison to the four-wire system of
  • phase voltages can be tapped as follows:
  • a rectifier device 20 is used
  • connection points or (feed) nodes are provided with the reference signs a l, a2, a3. Between these (supply) nodes a l, a2, a3, in turn, the phase voltages UR, US, UT can be tapped, as shown in Fig. 1A.
  • the currents I which flow through the respective outer conductors 11, 12, 13, can be calculated on the basis of node equations, each outer conductor current being determined by the difference between the two adjacent phase currents (which flow through the coils R, S, T). can be determined. Again, take into account that the outer conductor currents, as well as the phase voltages UR, U S , U t are phase-shifted in the strands by 1/3 of a period ⁇ to each other. In a triangular circuit according to FIG. 1A, the outer conductor currents in the outer conductors 11, 12, 13 are 3 times as large as the phase currents.
  • the rectifier device 20 preferably comprises a positive and a negative in all embodiments
  • the positive circuit portion 14 only passes the respective positive half-wave and the negative circuit portion 15 only the respective negative half-wave. Ie. the diodes or optional FETs of the positive circuit region 14 will come off
  • the negative circuit section 15 comprises per circuit a circuit arrangement with at least one field-effect transistor (FET) Q1, Q2, Q3 and with an analogue autosynchronous driver aASD.
  • FET field-effect transistor
  • aASD analogue autosynchronous driver
  • FETs are used here in the negative circuit area 15 and optionally also in the positive circuit area 14 (see FIG. 2) in all embodiments, since these can be switched almost lossless in comparison to bipolar transistors.
  • insulating layer field effect transistors MISFETs
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • the terminals of the FETs Q1, Q2, Q3 each have a source (s), a gate (g) and a drain terminal (d). These connections are designated accordingly in the figures.
  • the FETs are used here to serve as voltage controlled circuit elements.
  • the FETs are controlled via the gate-source voltage.
  • This gate-source voltage has an influence on the Carrier density in the channel of the FET. That is, one can thus switch the current flowing from the drain (d) to the source (s) through such a FET.
  • This switching / control is done by selectively influencing the charge carrier density in the FET.
  • depletion type n-channel MOSFETs are used in all embodiments.
  • power MOSFETs are used which are specially designed to handle the high currents of 80A per phase and more, e.g. occur in alternators of modern vehicles.
  • Power MOSFETs are used, which in combination with the aASDs have a low threshold (preferably ⁇ 0.1V and more preferably ⁇ 0.05V). This threshold is essentially determined by the design of the aASD. Some exemplary and particularly advantageous aASDs are described below in connection with FIGS. 4A, 4B and 4C.
  • the low threshold voltage plays a role since the
  • Threshold voltage has a direct impact on the electrical losses of the rectifier device 20, as schematically and in the following
  • a FET can be considered in a very simplified manner as a resistor that can be adjusted by means of the gate-source voltage.
  • a FET includes a drain resistance in this simplified consideration.
  • the gate-source voltage adjustable resistance and drain resistance form a voltage divider whose "input" is connected to a positive voltage depending on the situation, for example.When the FET is in the locked state, the current flowing through the drain (d) is equal to 0.
  • the size of these resistors a not insignificant role plays when high currents of eg 80A are to be switched, as is the case with alternators.
  • FETs are used whose resistance (measured between drain (d) and source (s)) is in the range of a few hundred microohms to a few milliohms.
  • a numerical example demonstrates the importance of a suitably chosen FET.
  • a conventional FET, or in a diode, for example has a resistance of 20 ⁇ would result in a power loss of about 200 W.
  • the internal resistance is usually given for a temperature of 25 ° C. However, with the temperature of the FETs rising as well
  • the rectifier device 20 of the invention does not need active cooling. However, if a passive cooling is desired, so may
  • Circuit area 14 used to have leakage currents in one
  • Rectifier circuit are disadvantageous. Due to the fact that a FET is connected in series to each Schottky diode (Dsi and Ql, Ds 2 and Q2, Ds 3 and Q3), the leakage current of the Schottky diode is blocked. As a result, the partial discharge of a connected battery B can be prevented.
  • Fig. 2 shows the circuit diagram of a second 3-phase device 10 of the invention.
  • the generator G of FIG. 2 corresponds to the generator G of FIG. 1A.
  • the negative circuit portion 15 of FIG. 2 corresponds to FIG. 1A. Reference is therefore made here to the description of FIG. 1A.
  • the device 10 here includes three FETs Q4, Q5, Q6 in the positive circuit region 14 instead of the three diodes Dsi, Ds 2 , Ds 3 in FIG. 1A.
  • These three FETs Q4, Q5, Q6 are each assigned an analogue autosynchronous driver aASD, as shown in FIG.
  • the aASD of the rectifier circuit 40.1 includes the diode Di connected between the power supply 23 (see FIG. 3) and the upper one
  • Potential point k4 is arranged, which leads here the supply voltage + V D.
  • the capacitor Ci is connected in parallel to the autosynchronous driver ASD, ie, the capacitor Ci is located between the power supply 23 and the opposite pole 24 (see FIG. 3).
  • the diode D 2 and the capacitor C 2 are part of the rectifier circuit 40.2 and the diode D 3 and the capacitor C 3 are part of the rectifier circuit 40.3.
  • the aASD is included in all embodiments
  • the aASD preferably comprises an analog electrical circuit (see, for example, FIGS. 4A, 4B, 4C) which is designed to be self-detecting and self-switching.
  • the aASD in all embodiments comprises an analog electrical circuit (see, for example, Figures 4A, 4B, 4C) for purposes of self-detection
  • Rectifier circuit 40.1 e.g. connected to the supply node a l to monitor the phase of the alternating signal UR ZU. Accordingly, the aASD of the rectifier circuit 40.2 is connected to the supply node a2 of the aASD and the
  • Rectifier circuit 40.3 connected to the supply node a3.
  • a drain sensor 19 of the respective aASD directly conductively connected to the corresponding supply node a l, a2, a3, if the corresponding aASD in the negative circuit area 15 is used.
  • the drain sensor 19 is preferably connected directly to the upper potential point k4.
  • the electrical circuit of the aASD (see, for example, Figures 4A, 4B, 4C) is designed to be the phase of the m-phase alternating signal process and the switching operation of the associated FET Ql, Q2, Q3 trigger.
  • the aASD has a gate control terminal 21 which can be connected to the gate (g) of the respective FET Q1, Q2, Q3.
  • the switching of the FETs takes place by means of the aASD.
  • the autosynchronous driver is aASD at all
  • Embodiments are adapted to provide a voltage at the gate control terminal 21 which allows the gate (g) of the connected FET to be biased appropriately (e.g., 1000mV). In this way, the gate (g) is precharged.
  • the aASD is designed in all embodiments to the connected FETs before reaching a
  • the invention does not rely on a rapid impulse control of the FETs, but the aASD are designed so that the preparation of the FETs
  • Circuit area 14 is a corresponding diode Dsi (as shown in Fig. 1A shown) or a FET Q4 (as shown in Fig. 2) is provided.
  • Schottky diodes are preferred over other diodes because they have a lower threshold voltage than others
  • the threshold voltage is for a silicon Schottky diode, e.g. at about 0.4V compared to the typical 0.7V of a silicon p-n diode. With the enormously high currents flowing in the rectifier device 20, this small difference in the threshold voltage already leads to significantly lower electrical losses.
  • Schottky diodes whose threshold voltage is less than 0.4V.
  • aASDs for controlling the FETs Q1 to Q3 in FIG. 1A or Ql to Q6 in Fig. 2. These aASDs cause each of the FETs Ql to Q6 to be switched autonomously and to the voltage waveform.
  • the term of the analog autosynchronous driver aASD is used here for driving the FETs Q1 to Q6, which is self-detecting and self-switching.
  • Fig. 3 the block diagram of an aASD is shown.
  • the aASD includes an upper feed point 23, which in all embodiments z. B. can be conductively connected to the upper potential point k4.
  • the supply voltage + V D is at the upper feed point 23 of the aASD.
  • a lower feed point 24 (called Schmidtpol) is preferably at all
  • the lower feed point 24 is connected to the feed node al, a2, a3 of the corresponding rectifier circuit 40, m, respectively (see Fig. 2A); Furthermore, the aASD comprises a drain sensor 19 which is connected to the drain (d) of the FET to be controlled. In the positive circuit region 14, the drains (d) of the FETs Q4, Q5, Q6 are at the potential of the upper
  • the drains (d) of the FETs Q1, Q2, Q3 are connected to the respective nodes al, a2, a3. Furthermore, a gate control terminal 21 is provided, which transmits a control signal to the gate (g) of the FET to be controlled.
  • FIG. 4A shows a first embodiment of an aASD disclosed in US Pat
  • the aASD here comprises as a central element a transistor Tl (here a bipolar npn transistor) whose collector (c) directly the
  • Control terminal 21 "feeds."
  • the base (b) is here by means of a
  • the transistor Tl is used in an emitter circuit. This voltage + Vi is here generated from the supply voltage + VD of the device 10, respectively 20.
  • the optional resistor RP if present, is used to optimally set the switching point of the aASD driver.
  • the resistor RP can be used in all embodiments e.g. can be replaced by a trimmable resistor or, alternatively, a suitable (bias) voltage + Vi at the base (b) can be provided.
  • the collector (c) depends here, for example via a further resistor Rc also at the supply voltage + V D.
  • the emitter (e) of the transistor Tl is here connected to the lower potential point k5, which in the shown
  • Embodiments is grounded. Parallel to the collector-emitter path a Zener diode Z D2 is arranged.
  • the zener diode Z D2 may serve to protect the gate (g) of the connected FET from interference.
  • the use of such a Zener diode Z D2 is optional in all embodiments.
  • Embodiments another diode D4 sit, as shown in Fig. 4A.
  • the leg of the drain probe 19 may also be directly, i. E. without intermediary component, with the corresponding
  • the circuit which constitutes the essential part of the aASD of FIGS. 4A, 4B, 4C is designed as an amplifier circuit which amplifies the input signal at the drain sensor 19 and provides an output signal at the control terminal 21. This output signal is tapped at the collector (c) of the transistor Tl.
  • the input signal at the drain (d) of the FET Ql is a
  • the output signal at the collector (c) is in principle an amplified positive alternating voltage whose time axis has been raised by the (bias) voltage + Vi in relation to the zero position.
  • This amplifier circuit is characterized in that a
  • Input alternating signal (here an AC voltage) in a
  • the transistor Tl and the diode D 4 are at all
  • Embodiments thermally coupled together to compensate for thermal drift.
  • Transistor Tl and the diode D 4 were chosen so that they have a temperature synchronization.
  • Embodiments which comprise a second (bipolar NPN) transistor T2 instead of the diode D 4 , as shown in FIG. 4B or 4C, are particularly preferred.
  • the transistor T2 serves as a substitute for the diode D 4 .
  • Particularly preferred are such embodiments, when the transistor Tl and the transistor T2 have been chosen so that they have a temperature synchronization.
  • double transistors are suitable.
  • AASD with dual transistors can be used in all embodiments.
  • circuit of Fig. 4B does not differ from the circuit shown in Fig. 4A, and reference is made to the description of Fig. 4A.
  • FIG. 4C shows a further circuit which is common to all
  • Embodiments may be part of an autosynchronous driver aASD.
  • the circuit shown is similar in construction to the circuits of Figures 4A and 4B, but operates / reacts faster than the embodiments of the figures 4A and 4B. It comprises here a collector follower with two (bipolar npn) transistors Tl and T2.
  • the circuit of Fig. 4C is mainly for
  • Embodiments of the device 10 which are designed to deliver very high currents (> 125 A per phase) are of advantage. Namely, the circuit of Fig. 4C is specifically designed to drive / control the FETs faster and more.
  • the second transistor T2 serves to charge the FET faster.
  • the diode D 5 which sits between emitter (e) and base (b) of T2, serves for faster discharge.
  • the resistor Rc2 is preferably
  • the resistor Rc 2 serves as a charging current limit for the transistor T2.
  • the analog electrical circuit which is part of the aASD is preferably in all embodiments designed as a kind of zero-crossing comparator (preferably via a potential comparison) in order to be able to pass through zero the alternating signal of the corresponding
  • the electrical circuit of the aASD in all embodiments comprises at least one (bipolar npn) transistor Tl.
  • This transistor Tl alone, or together with another transistor T2 serves / serve as an active / s element / e to act self-switching to be able to.
  • the EM compatibility is therefore particularly high.
  • the aASDs in all embodiments may include an external control port 22, e.g. can be used to use the generator G in engine operation.
  • Rectifier device 20 the stator windings R, S, T, the corresponding currents.
  • This optional external control terminal 22 is shown in all Figures 4A, 4B and 4C.
  • the optional external control port 22 may be on all
  • Embodiments are also used to operate the rectifier device 20 together with the generator G as a current boost.
  • Current Boost stands for providing high currents even at low speeds of mechanical generator drive.
  • the control terminal 22 can be used in all embodiments to enable Microhybridfunktionen, or to use the generator G for recuperation purposes or as a starter generator.
  • the rectifier device 20 it is possible to actively drive the generator G by impressing currents thereto so that the generator G can run with the vehicle engine without loading the vehicle engine in this phase as a towing load. That is, the generator G can be impressed with currents by the rectifier device 20 so that the generator G temporarily rotates with a vehicle engine of the vehicle in engine operation without representing a load for the vehicle engine.
  • All embodiments of the invention may be used on the exit side, e.g. Shown in FIGS. 5A and 5B, using switch block 30, include one or more of the following elements:
  • FIG. 5B shows a possible embodiment of a star-connected generator G together with a rectifier device 20.
  • the generator G forms with the rectifier device 20 a (total)
  • FIG. 5B the aASDs together with the FETs have been combined into blocks, shown here as dashed rectangles in the interior of the rectifier device 20 are.
  • FIGS. 1A and 2B these blocks are divided into columns 40.1, 40.2, 40.3 (one column per phase m) and rows 14, 15.
  • the corresponding conductor also called neutral N
  • Dm, D H2 Node k4
  • D H2 Node k4
  • This type of integration via a diode splitter is used for harmonic reduction.
  • FIG. 6 shows a possible embodiment of the switching block 30.
  • the switching block 30 here comprises a Zener diode Z D i and a capacitor C4 connected in parallel.
  • This switch block 30, or a similarly populated switch block 30, can be used on the output side of all embodiments of the invention.

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Abstract

Gleichrichter-Vorrichtung (20) zum Gleichrichten eines m-phasigen Wechselsignals, die m Gleichrichterschaltungen (40. m) umfasst, mit m als ganze Zahl ≥ 1. Die m Gleichrichterschaltungen (40. m) sind parallel zueinander angeordnet und sie umfassen eine Serienschaltung eines positiven Schaltungsbereichs (14) und eines negativen Schaltungsbereichs (15). Knoten (a1, a2, a3) dienen zum Einspeisen einer Phase des m-phasigen Wechselsignals an einem Verbindungsleiter (16, 17, 18), der sich zwischen dem positiven Schaltungsbereich (14) und dem negativen Schaltungsbereich (15) befindet. Mindestens eine der m Gleichrichterschaltungen (40. m) umfasst: - mindestens einen Feld-Effekt-Transistor (Q1, Q2, Q3), der im negativen Schaltungsbereich (15) angeordnet und dessen Drain (d) mit dem Knoten (a1, a2, a3) und dessen Source (s) mit einem unteren Potentialpunkt (k5) verbunden ist, - einen autosynchronen Treiber (aASD), der analog aufgebaut ist und der mit dem Gate (g) des mindestens einen Feld-Effekt-Transistors (Q1, Q2, Q3) verbunden ist, wobei der autosynchrone Treiber (aASD) dazu ausgelegt ist die entsprechende Phase des m-phasigen Wechselsignals zu überwachen und selbstständig einen Schaltvorgang des mindestens einen Feld-Effekt-Transistors (Q1, Q2, Q3) auszulösen, - mindestens eine Diode (DS1, DS2, DS3) die im positiven Schaltungsbereich (14) zwischen dem Knoten (a1, a2, a3) und einem oberen Potentialpunkt (k4) angeordnet ist, so, dass die Gleichrichter-Vorrichtung (20) ein Gleichsignal (+VD) bereit stellt, das zwischen dem oberen Potentialpunkt (k4) und dem unteren Potentialpunkt (k5) abgreifbar/entnehmbar ist.

Description

Gleichrichter-Vorrichtung zum Gleichrichten eines m-phasigen Wechselsignals und Gesamtvorrichtung mit einem
solchen Gleichrichter
[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gleichrichter-Vorrichtung zum Gleichrichten eines m-phasigen Wechselsignals und eine Gesamtvorrichtung mit einem solchen Gleichrichter.
[0002] Es gibt zahlreiche Bereiche, in denen elektrische
Wechselstromgeneratoren zum Einsatz kommen. Man unterscheidet 1-phasige und mehrphasige Generatoren, je nach Anzahl der unabhängig voneinander bereitgestellten Wechselspannungen, die ein solcher Generator liefert. Ein Rotor (meist mechanisch angetrieben) mit einer Läuferwicklung dreht sich z.B. im Inneren eines Stators, der z.B. eine, zwei oder drei Ständerwicklungen aufweist.
[0003] Typische Beispiele sind 3-phasige Drehstromgeneratoren, die z. B. in Kraftwerken eingesetzt werden. Lichtmaschinen, wie sie in Fahrzeugen eingesetzt werden, sind ein weiteres Beispiel für 3-phasige und mehrphasige Drehstromgeneratoren .
[0004] In Fig. 1A ist im oberen Bereich der Stator eines 3-phasigen
Drehstromgenerators G mit einer Dreiecksschaltung aus drei Ständerwicklungen (Spulen R, S, T) gezeigt. Ein solcher 3-phasiger Drehstromgenerator G liefert die im Spannungs-Zeit-Diagramm der Fig. 1B gezeigten sinusförmigen
Spannungskurven (falls der Drehstromgenerator G mit einer konstanten
Drehzahl angetrieben wird). Falls die drei Ständerwicklungen am Stator jeweils einen Winkelabstand von 120 Grad haben, so beträgt die Phasenverschiebung zwischen den einzelnen sinusförmigen Spannungskurven Lk(t), Us(t), UT(t) auch jeweils 120 Grad.
[0005] Zahlreiche Anwendung erfordern eine Gleichspannung (DC) statt einer Wechselspannung (AC). Daher werden in diesen Fällen den
Wechselstromgeneratoren geeignete Gleichrichterschaltungen nachgeschaltet, die früher meist ungesteuert waren.
[0006] In Fahrzeugen kommen z.B. gleichgerichtete 3-Phasen
Wechselstromgeneratoren als Lichtmaschinen zum Einsatz, die z.B. 14,5V
Gleichspannung und Ströme im Bereich von über 180A liefern. Das entspricht einer elektrischen Ausgangsleistung von ca. 2,6 kW. Eine solche Lichtmaschine der neusten Bauform hat typischerweise eine Verlustleistung von 1200 bis 1900W, wobei die konkreten Verluste drehzahlabhängig sind.
[0007] Typischerweise wurden die Gleichrichterschaltungen mit Dioden bestückt. Bei einem 3-Phasen Wechselstromgenerator brauchte es z.B.
mindestens sechs (Silizium-)Dioden (zwei pro Phase), um alle drei
Wechselspannungsphasen UR(t), Us(t), UT(t) gleichrichten zu können. Es gibt Lichtmaschinen mit gesteuerten Gleichrichterschaltungen, die mit
leistungsstarken Thyristoren oder mit Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren (MOSFETs) statt mit Dioden ausgestattet sind.
[0008] Neuste Lichtmaschinen weisen z. B. zwei MOSFETs und einen
Mikroprozessor pro Phase auf. Der Prozess des Gleichrichtens wird bei diesen Lichtmaschinen prozessorgesteuert. Der Mikroprozessor steuert dabei jeweils das Schalten der MOSFETs anhand eines vorprogrammierten Trigger-Algorithmus. Eine entsprechende prozessorgesteuerte Gleichrichterschaltung weist einen digital arbeitenden Steuerteil und einen analog arbeitenden Bereich auf, der die hohen Ströme gleichrichtet und ausgangsseitig bereit stellt, um z.B. eine Batterie zu laden. Eine prozessorgesteuerte Gleichrichterschaltung ist störungsanfällig und es kann bei Problemen im Bereich einer Phase zu einem Phasenausfall kommen. Bei einem Phasenausfall können unter Umständen bei den neusten 3- phasigen Lichtmaschinen jedoch auch andere Phasen ausfallen. Ausserdem haben Untersuchungen gezeigt, dass diese prozessorgesteuerten
Gleichrichterschaltungen in Sachen Verlustleistung nicht ausreichend optimiert wurden. Es entstehen zum Teil recht hohe Verluste, die als Wärme abgeleitet werden müssen. Daher sind auch die neusten Lichtmaschinen weiterhin mit Kühlelementen versehen. Außerdem werden auch die neusten Lichtmaschinen mit zwei Lüfterrädern, je eines unterhalb und oberhalb der Rotors mit der Erregerwicklung, ausgestattet. Durch diese werden drehzahlabhängig gezielt die Statorwicklungen und auch der Gleichrichter gekühlt. Einige Fahrzeuge sind sogar mit wassergekühlten, gleichgerichteten Wechselstromgeneratoren ausgestattet, die teuer und teilweise störanfällig sind.
[0009] Ausserdem können solche Lichtmaschinen mit prozessorgesteuerter Gleichrichterschaltung unter Umständen andere elektrische Geräte stören, d.h. die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) dieser Lichtmaschinen ist nicht immer besonders vorteilhaft, falls keine aufwendigen Zusatzmaßnahmen zur Verbesserung der EMV getroffen werden.
[00010] Es gibt auch gesteuerte 3-Phasen Gleichrichter (auch Vienna- Gleichrichter genannt), deren Steuerung auf dem Prinzip der Puls-Weiten- Modulation (PWM) beruht. Es kommen meist IGB-Transistoren (Bipolar
Transistoren mit isolierter Gate-Elektrode) zum Einsatz, die mittels einer PWM- Ansteuerung so gesteuert werden, dass die Ausgangsspannung einstellbar ist. Solche gesteuerten 3-Phasen Vienna-Gleichrichter werden primär dazu eingesetzt, um die Anteile der Oberschwingungen auf der
Wechselspannungsseite zu reduzieren. Für den Einsatz im Automobilsektor sind solche Lösungen zu wenig effizient und zu aufwendig.
[00011] Lichtmaschinen werden mechanisch vom (Verbrennungs-)Motor des Fahrzeugs drehangetrieben (z.B. über einen Keilriemen). Es liegt auf der Hand, dass eine Lichtmaschine vom Motor mit mechanischem Aufwand angetrieben werden muss. Mit anderen Worten ausgedrückt, wird eine Lichtmaschine als Schlepplast für den Motor betrachtet.
[00012] Um so mehr elektrische Leistung eine Lichtmaschine auf der
Ausgangsseite z. B. an eine Fahrzeugbatterie B und/oder an elektrische
Verbraucher im Fahrzeug abgeben muss, umso mehr mechanische Leistung muss der Motor zum Drehantreiben der Lichtmaschine aufbringen. [00013] Sowohl die Lichtmaschine selbst, als auch die Gleichrichterschaltung sind verlustbehaftet. Umso größer diese Verluste sind, umso mehr mechanische Leistung muss der Motor in das Drehantreiben des gleichgerichteten 3-Phasen Wechselstromgenerators„investieren".
[00014] Die heutigen Fahrzeuge fordern bereits bei niedrigen Drehzahlen ab dem Leerlauf hohe elektrische Ströme, um diverse Verbraucher im Fahrzeug betreiben zu können.
[00015] Ausserdem muss bei dem Auslegen einer Lichtmaschine mit
Gleichrichterschaltung berücksichtigt werden, dass diese über einen großen Drehzahlbereich des Fahrzeugmotors robust arbeiten muss. Wenn man z.B. von einem Fahrzeug ausgeht, bei dem die Motordrehzahl in einem Bereich von 700 U/min bis 7Ό00 U/min liegt, dann muss die Lichtmaschine mit
Gleichrichterschaltung bei einer Übersetzung von 1 : 3 im Bereich von 2Ί00 U/min bis 21Ό00 U/min arbeiten. Ideal wäre es jedoch, wenn die Lichtmaschine bereits bei 500 U/min Strom liefern würde.
[00016] Es stellt sich in Anbetracht der eingangs geschilderten Probleme die Aufgabe, eine Gleichrichter-Vorrichtung bereit zu stellen, die verlustoptimiert wurde und die sich besonders vorteilhaft mit Wechselstromgeneratoren zu einer verlustarmen Einheit aus Generator und Gleichrichter kombinieren lässt.
[00017] Insbesondere geht es um eine Gleichrichter-Vorrichtung und um eine Kombination aus Generator und Gleichrichter, die über einen Drehzahlbereich von z.B. 500 U/min bis 22Ό00 U/min zuverlässig und stabil arbeitet.
[00018] Ausserdem sollen Gleichrichter-Vorrichtung und die Kombination aus Generator und Gleichrichter ein gutes Ansprechverhalten bereits bei niedrigen Drehzahlen (vorzugsweise bereits unterhalb der Leerlaufdrehzahl) haben.
[00019] Gemäss Erfindung wird eine Gleichrichter-Vorrichtung zum
Gleichrichten eines m-phasigen Wechselsignals bereit gestellt, wobei m eine ganze Zahl größer gleich 1 ist. Die Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung umfasst m Gleichrichterschaltungen, die parallel zueinander geschaltet sind und die je eine Serienschaltung eines positiven Schaltungsbereichs und eines negativen Schaltungsbereichs umfassen. Es befindet sich bei jeder der m Gleichrichterschaltungen ein (Speise-)Knoten an einem Verbindungsleiter zwischen dem jeweiligen positiven Schaltungsbereich und dem jeweiligen negativen Schaltungsbereich. Dieser (Speise-)Knoten dient zum Einspeisen einer Phase des m-phasigen Wechselsignals.
[00020] Der negative Schaltungsbereich jeder der m Gleichrichterschaltungen umfasst bei allen Ausführungsformen mindestens einen Feld-Effekt-Transistor (FET), dessen Drain mit dem erwähnten (Speise-)Knoten und dessen Source mit einem unteren Potentialpunkt verbunden sind. Das Gate des Feld-Effekt- Transistors ist mit einem autosynchronen Treiber verbunden, um von dort aus gesteuert zu werden. Da diese autosynchronen Treiber analog aufgebaut sind und analog arbeiten, werden die Treiber der FETs auch als analoge
autosynchrone Treiber bzw. als aASD bezeichnet.
[00021] Die aASDs sind ein wesentlicher Bestandteil der Erfindung und sie sind zum analogen (An-)Steuern der FETs ausgelegt. Diese aASDs bewirken, dass die FETs autonom geschaltet werden. Der Begriff des analogen autosynchronen Treibers wird hier für eine analoge Ansteuerung der FETs verwendet, die selbstde- tektierend und selbst-schaltend ist.
[00022] Der Einsatz der aASD macht jede der m Gleichrichterschaltungen zu einer aktiven und autarken Gleichrichterschaltung.
[00023] Vorzugsweise ist jeder der m aASDs bei allen Ausführungsformen dazu ausgelegt, die entsprechende Phase des m-phasigen Wechselsignals zu
überwachen und selbstständig einen Schaltvorgang des mindestens einen Feld- Effekt-Transistors der m-ten Gleichrichterschaltung auszulösen.
[00024] Vorzugsweise umfasst der aASD bei allen Ausführungsformen eine analoge elektrische Schaltung, die selbst-detektierend und selbst-schaltend ausgelegt ist.
[00025] Vorzugsweise umfasst der aASD bei allen Ausführungsformen eine analoge elektrische Schaltung, die zum Zwecke des Selbst-Detektierens
elektrisch mit einem Speiseknoten der entsprechenden Gleichrichterschaltung verbunden ist, um eine Phase des m-phasigen Wechselsignals zu überwachen. [00026] Vorzugsweise sind bei allen Ausführungsformen die m aASDs der m Gleichrichterschaltungen (falls jeweils nur der negative Schaltungsbereich mindestens je ein FET umfasst), oder die 2*m analogen autosynchronen Treiber der m Gleichrichterschaltungen (falls der negative Schaltungsbereich und der positive Schaltungsbereich mindestens je ein FET umfassen), voneinander unabhängig ausgelegt. D.h. die jeweiligen aASDs arbeiten unabhängig
voneinander, bzw. sie sind nicht durch Steuer- oder Kontrollleitungen
miteinander verbunden. Die Begriffe„selbst-detektierend" und„selbst-schaltend" werden verwendet, um diese Merkmale zu umschreiben.
[00027] Vorzugsweise ist die elektrische Schaltung des aASDs bei allen
Ausführungsformen dazu ausgelegt eine Phase des m-phasigen Wechselsignals zu verarbeiten und den Schaltvorgang des mindestens einen (dem
autosynchronen Treiber zugeordneten) Feld-Effekt-Transistors auszulösen. Die aASDs sind bei allen Ausführungsformen dazu ausgelegt, die Schaltvorgänge quasi verlustfrei vorzunehmen.
[00028] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass die verwendeten FETs toleranzbehaftet sein können. Die Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung funktioniert auch dann, wenn nicht absolut identische FETs eingesetzt werden. Auch dies ist ein Vorteil des analogen, autosynchronen Treibens/Steuerns der FETs.
[00029] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass die Gleichrichter- Vorrichtung ohne Mikroprozessoren oder andere digital arbeitende Schaltungen auskommt. Durch den Einsatz analoger autosynchroner Treiber kann die EMV der Gleichrichter-Vorrichtung deutlich gegenüber anderen Gleichrichtern reduziert werden. Das liegt vor allem daran, dass die aASDs der Erfindung so aufgebaut sind, dass sie den/die zugeordneten FETs sanft und langsam schalten. D.h., die aASDs sind zudem dazu ausgelegt den/die zugeordneten FETs am Nulldurchgang zu schalten. Die aASDs sind vorzugsweise bei allen Ausführungsformen dazu ausgelegt beim Nulldurchgang der Wechselspannung zu schalten. Die aASDs haben zu diesem Zweck einen Drain-Fühler, der einen Zero-Crossing-Detektor „speist". Auf diesem Wege erkennt der aASD, ob eine Wechselspannung gegen die Nulllinie geht und stellt möglichst umgehend ein Gate-Signal bereit, das zum Vorbereiten des Durchschaltens des zugeordneten FETs oder zum Durchschalten des FETs dient.
[00030] Es ist ein Vorteil der FETs, dass sich diese kurz vor dem Durchschalten wie eine parasitäre Diode verhalten. D.h. die FETs zeigen beim Vorbereiten des Durchschaltens ein Schottky-Verhalten. Beim Vorbereiten des Durchschaltens ist der FET wegen seiner parasitären Diode noch passiv. Ab eine Spannung von ca. 3 bis 4V wird der FET dann aktiv durchgeschaltet.
[00031] Die Erfindung setzt also nicht auf eine rapide Impulsansteuerung der FETs, sondern das Vorbereiten des Durchschaltens und das Durchschalten der FETs folgen dem Stromanstieg. Auch aus diesem Grunde ist das EMV besonders vorteilhaft.
[00032] Ausserdem haben die analog arbeitenden ASDs eine deutlich niedrigere Schaltfrequenz als digital arbeitende Lösungen und es ergeben sich linear ansteigende, fliessende Übergänge anstelle von plötzlichen Schaltvorgängen.
[00033] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass aufgrund der
Verlustoptimierung deutlich weniger Wärme entsteht als bei bisherigen
gleichgerichteten Generatoren, wie sie z.B. in Fahrzeugen als Lichtmaschine zum Einsatz kommen. Aufgrund der geringen Verlustwärme, die abzuführen ist, kann ein Generator, der gemäß Erfindung gleichgerichtet ist, ohne zweiten aktiven Lüfter oberhalb des Rotors und ohne Wasserkühlung eingesetzt werden. Es ist sogar möglich, einen gleichgerichteten Generator der Erfindung mit einem
Gehäuse zu umkapseln, was neue Anwendungs- und Einsatzgebiete ermöglicht.
[00034] Es ist gemäß Erfindung keine aktive und keine passive Kühlung für die Gleichrichtung erforderlich.
[00035] Ausserdem ist die Baugröße der Gleichrichter-Vorrichtung der
Erfindung geringer als bei bisherigen Gleichrichtern.
[00036] Weiterhin ist die elektrische Dauerleistung höher, die einer
Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung entnommen werden kann. [00037] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass die Gleichrichter- Vorrichtung optimiert wurde, um eine bessere Verwertung der Energie
vorzunehmen, die von den Spulen, z.B. der Ständerwicklungen eines Generators, bereitgestellt wird. Dadurch, dass bei bisherigen gleichgerichteten Generatoren die Energie nicht effizient aus den Spulen des Generators entnommen wurde, kommt es dort ab bestimmten Drehzahlen zu einer thermodynamisch negativen Rückkopplung. Diese Rückkopplung führt dazu, dass sich mehr und mehr Wärme entwickelt. Dadurch steigt die Temperatur im Generator, was wiederum zu einem Absinken des elektrischen Wirkungsgrads führt, da der Widerstand in den Spulen mit der Temperatur steigt. Moderne Lichtmaschinen mit Gleichrichter erreichen eine Temperatur im Bereich der Gleichrichterschaltung (dort z. B. an den prozessor-gesteuerten FETs), die um die 150° C betragen kann. Eine
entsprechende Vorrichtung der Erfindung hingegen entwickelt eine Temperatur im Bereich der autosynchron gesteuerten FETs, die nur um die 50° C beträgt.
[00038] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass die Gleichrichter- Vorrichtung und auch ein Generator mit entsprechendem Gleichrichter eine deutlich verbesserte Temperaturbeständigkeit aufweisen.
[00039] Ausserdem haben die gleichgerichteten Generatoren der Erfindung ein deutlich reduziertes Gewicht, wenn man berücksichtigt, dass z. B. die
Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung keine Kühlelemente (wie Kühlrippen) erfordert. Alleine aus diesem Grund können einige 100 Gramm an Gewicht eingespart werden.
[00040] Aufgrund der besseren elektrischen Effizienz der Gleichrichter- Vorrichtung der Erfindung wird weniger elektrische Leistung in Wärme
umgesetzt. Dadurch kann der eigentliche Generator kleiner dimensioniert werden, was zu einer weiteren Gewichtsreduktion führt. Auch der Wegfall mindestens eines Teils des aktiven Lüftungssystems oder der Wasserkühlung spart weiteres Gewicht ein.
[00041] Eine moderne Lichtmaschine mit Gleichrichter wiegt für Fahrzeuge der Oberklasse beispielweise zwischen 8 und 10 kg. Eine optimierte Lichtmaschine mit einer Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung, die eine identische elektrische Ausgangsleistung liefert, wiegt hingegen lediglich um die 6 bis 7 kg. [00042] Der Gleichrichter einer modernen Lichtmaschine hat typischerweise eine Verlustleistung im Bereich von 250 bis 500W. Ein Gleichrichter gemäß Erfindung hat hingegen eine elektrische Verlustleistung, die um bis zu 1kW niedriger liegt.
[00043] Es ist ein weiterer Vorteil der Erfindung, dass aufgrund des Einsatzes eines verbesserten/optimierten Gleichrichters die Schlepplast am Motor auf bis zu 2,5 kW reduziert werden kann.
[00044] Ein Gleichrichter der Erfindung kann problemlos so
ausgelegt/dimensioniert werden, dass er z.B. zum Speisen von 12V, 24V oder 48V-Fahrzeugsystemen geeignet ist.
[00045] Gleichrichter der Erfindung können vorteilhaft in Systemen, die mit veränderlicher Drehzahl arbeiten, eingesetzt werden. Dazu gehören z. B. PKWs, LKWs, Bussen, Wasserfahrzeugen, Militärfahrzeugen - vor allem in Panzern - und auch in Windgeneratoren z.B. für Kleinwindanlagen eingesetzt werden.
[00046] Falls man nach der vorliegenden Erfindung eine Lichtmaschine mit Gleichrichter baut, welche dieselbe Schleppleistung hat wie eine vorbekannte, moderne Lichtmaschine mit Gleichrichter, so kann man dieser neuen
Lichtmaschine mit Gleichrichter ca. 50% mehr elektrische Leistung entnehmen.
[00047] Ein Fahrzeug, das mit einer verbesserten/optimierten Gleichrichter- Vorrichtung der Erfindung ausgestattet ist, führt zu einem reduzierten Verbrauch des Verbrennungsmotors des Fahrzeugs, da die Schlepplast spürbar reduziert wurde. Es können Kraftstoffeinsparung von 0,51 pro 100 km und mehr erzielt werden. Auch kann auf diesem Wege der Schadstoffausstoß deutlich reduziert werden.
[00048] Die Erfindung eignet sich unter anderem zum Einsatz mit einem Klauenpol-Generator, der als Lichtmaschine eines Fahrzeugs dient und der vom Fahrzeugmotor mechanisch drehangetrieben wird.
[00049] Bevorzugte Ausführungsformen sind den jeweiligen Unteransprüchen zu entnehmen. [00050] Die Erfindung ist unabhängig von der Anzahl der Phasen. Sie lässt sich z.B. auch auf Vierphasen-Systeme anwenden.
[00051] Es ist ein Vorteil der Erfindung, dass bei mehrphasigen GleichrichterVor- richtungen (d.h. falls m > 2) der Erfindung der Ausfall einer der m
Gleichrichterschaltung keinen Einfluss auf die m-1 anderen
Gleichrichterschaltungen hat.
[00052] Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und mit Bezug auf die Zeichnungen
beschrieben.
Fig. 1A zeigt das Schaltbild einer ersten 3-phasigen Vorrichtung der Erfindung, die von einem konventionellen Generator in Dreieck-Schaltung gespeist wird;
Fig. 1B zeigt in einem Spannungs-Zeit-Diagramm die Wechselspannungen, die in einer 3-phasigen Vorrichtung der Fig. 1A als Eingangsgrößen dienen;
Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer zweiten 3-phasigen Vorrichtung der
Erfindung, die von einem konventionellen Generator in Dreieck- Schaltung gespeist wird;
Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines beispielhaften autosynchronen Treibers der Erfindung;
Fig. 4A zeigt das detaillierte Schaltbild eines ersten autosynchronen Treibers der Erfindung;
Fig. 4B zeigt das detaillierte Schaltbild eines zweiten autosynchronen Treibers der Erfindung;
Fig. 4C zeigt das detaillierte Schaltbild eines dritten autosynchronen Treibers der Erfindung;
Fig. 5A zeigt das Blockschaltbild einer weiteren Vorrichtung der Erfindung, die hier einen Generator mit Dreieckschaltung umfasst;
Fig. 5B zeigt das Blockschaltbild einer weiteren Vorrichtung der Erfindung, die hier einen Generator mit Sternschaltung umfasst; Fig. 6 zeigt das Schaltbild einer beispielhaften Vorrichtung der Erfindung, die z.B. an der Ausgangsseite einer Gleichrichter-Vorrichtung der Erfindung eingesetzt werden kann.
[00053] Es wird hier der generelle Begriff„WechselsignaT für zeitabhängige Wechselspannungssignale U(t) und auch für zeitabhängige Wechselstromsignale I(t) verwendet.
[00054] Es ist zu beachten, dass auch eine optimal arbeitende Gleichrichter- Vorrichtung 20 nicht in der Lage ist, einen Wechselstrom, respektive eine
Wechselspannung komplett gleichzurichten. Jeder Gleichstrombeitrag hat in der Praxis auf der Gleichspannungsseite der Gleichrichter-Vorrichtung 20 (d.h. auf deren Ausgangsseite) eine estwelligkeit (auch Ripple genannt). Die Begriffe „Gleichspannung,, und„GleichsignaT sind daher nicht eng zu verstehen.
[00055] Die Restwelligkeit kann bei allen Ausführungsformen z.B. durch einen Tiefpassfilter (z.B. durch die Schaltung 30) auf der Ausgangsseite der
Gleichrichter-Vorrichtung 20 geglättet werden.
[00056] Der Begriff„selbst-detektierend,, wird hier verwendet, um zu betonen, dass die entsprechende Schaltung (der analoge ASD Treiber, auch als aASD abgekürzt) ohne äußere Einflussnahme und ohne Steuerung von außerhalb der Gesamtvorrichtung 10 in der Lage ist, den momentanen Zustand des
Wechselsignals, das von dem angeschlossenen Generator G bereitgestellt wird, über einen Potentialvergleich zu erkennen.
[00057] Jeder aASDs bildet zusammen mit dem angeschossenen FET eine Art Potentialvergleicher, um
- beim Einsatz im negativen Schaltungsbereich 15 den Spannungsverlauf der vom Generator G bereitgestellten Wechselspannung zwischen dem
entsprechenden (Speise-)Knoten al, a2, a3 und einem unteren Potentialpunkt k5 der Gleichrichter-Vorrichtung 20 zu verfolgen und um selbstständig auf einen Nulldurchgang zu reagieren; - beim Einsatz im positiven Schaltungsbereich 14 den Spannungsverlauf der vom Generator G bereitgestellten Wechselspannung zwischen dem
entsprechenden (Speise-)Knoten al, a2, a3 und einem oberen Potentialpunkt k4 der Gleichrichter-Vorrichtung 20 zu verfolgen und um selbstständig auf einen Nulldurchgang zu reagieren.
[00058] Der Begriff„selbst-schaltend" wird hier verwendet, um zu beschreiben, dass die entsprechende Schaltung (der aASD Treiber) autark arbeitet. D.h. die entsprechende Schaltung (der aASD Treiber) steht weder mit anderen
entsprechenden Schaltungen (aASD Treibern) in Steuerverbindung, noch gibt es eine äußere Einflussnahme oder eine Steuerung von außerhalb der
Gesamtvorrichtung 10. Das Schalten beim Nulldurchgang geschieht hier quasi generisch.
[00059] Lediglich bei Ausführungsformen, bei denen der Generator G auch in einen Motorbetrieb (um-)geschaltet werden kann, ist optional eine Einflussnahme von Aussen möglich (siehe den optionalen Steueranschluß 22 in den Figuren 3, 4A, 4B und 4C). Durch ein Übersteuern lässt der aASD in diesen Fällen zu, dass Ströme in den Generator G eingeprägt werden, um den Generator G anzutreiben.
[00060] Der Begriff„analog" wird hier verwendet, um den Aufbau der aASD Treiber von Schaltungen unterscheiden zu können, die zum Verarbeiten digitaler Signale ausgelegt sind.„Analog" bezieht sich dabei auf die Tatsache, dass bei den aASDs der Erfindung analoge Signale am Drain-Fühler 19 anliegen, im
Inneren des aASDs verarbeitet und am Gate-Steueranschluß 21 bereitgestellt werden. Die aASDs der Erfindung sind bei allen Ausführungsformen als
Analogschaltung ausgelegt.
[00061] Fig. 1A zeigt das Schaltbild einer ersten 3-phasigen Vorrichtung 10 (d.h. m = 3) der Erfindung. Es sind die drei Spulen R, S, T eines
Wechselspannungsgenerators G gezeigt. Die verschiedenen Typen von
Generatoren, die es gibt, werden hier allesamt als Generator G bezeichnet. Bei diesen drei Spulen R, S, T handelt es sich um die Sekundärkreise
(Ständerwicklungen) eines Drehstromgenerators (z.B. eine Lichtmaschine). Die primärseitige Konstellation des Generators G ist hier nicht gezeigt. [00062] Ein solcher Generator G mit m = 3 Sekundärwicklungen (hier durch die Spulen R, S, T symbolisiert) liefert drei Wechselspannungen UR, Us, UT (bzw. UR(t), Us(t), UT(t)), die die Amplitude AI, A2, A3 und Frequenz aufweisen, die aber um jeweils 1/3 einer Periode τ gegeneinander phasenverschoben sind.
[00063] Bei einem Generator G mit m = 3 Sekundärwicklungen gibt es zwei Möglichkeiten die einzelnen Wicklungen R, S, T miteinander zu
verketten/verknüpfen. Man unterscheidet zwischen Dreieckschaltungen (delta connection), wie in Fig. 1A, 2 und 5A gezeigt, und Sternschaltungen (star oder Y- connections), wie in Fig. 5B gezeigt.
[00064] Bei der in Fig. 1A gezeigten Dreieckschaltung des Generators G, sind die einzelnen Spulen R, S, T so geschaltet, dass jeweils das Ende einer Spule mit den Anfang einer der beiden anderen Spulen verbunden ist. An den
Verbindungspunkten oder Knoten kl, k2, k3 der Dreieckschaltung werden die Aussenleiter 11, 12, 13 angeschlossen. Ein Generator G mit Dreieckschaltung bildet ein Dreileitersystem (im Vergleich zum Vierleitersystem einer
Sternschaltung, siehe Fig. 5B). Zwischen den beiden Knoten einer jeden Spule können die Strangspannungen wie folgt abgegriffen werden :
Spule R Strangspannung UR
Spule S Strangspannung Us
Spule T Strangspannung UT
[00065] Gemäß Erfindung kommt eine Gleichrichter-Vorrichtung 20 zum
Einsatz, die mit den Aussenleitern 11, 12, 13 verbunden ist, wie in Fig. 1A gezeigt. Die entsprechenden Anschlusspunkte bzw. (Speise-)Knoten sind mit den Bezugszeichen a l, a2, a3 versehen. Zwischen diesen (Speise-)Knoten a l, a2, a3 können wiederum die Strangspannungen UR, US, UT abgegriffen werden, wie in Fig. 1A eingezeichnet.
[00066] Die Ströme I, die durch die jeweiligen Aussenleiter 11, 12, 13 fliessen, lassen sich anhand von Knotengleichungen berechnen, wobei jeder Aussenleiter- Strom durch die Differenz der beiden angrenzenden Strangströme (die durch die Spulen R, S, T fliessen) ermittelt werden kann. Auch hier ist zu berücksichtigen, dass die Aussenleiter-Ströme, so wie die Strangspannungen UR, US, Ut in den Strängen um jeweils 1/3 einer Periode τ zueinander phasenverschoben sind . Bei einer Dreiecksschaltung nach Fig . 1A, sind die Aussenleiter-Ströme in den Aussenleitern 11, 12, 13 3 mal so groß wie die Strangströme.
[00067] Gemäß Erfindung umfasst die Gleichrichter-Vorrichtung 20 bei allen Ausführungsformen vorzugsweise einen positiven und einen negativen
Schaltungsbereich 14 bzw. 15, wie in Fig . 1A und 2 angedeutet. Der positive Schaltungsbereich 14 lässt nur die jeweilige positive Halbwelle und der negative Schaltungsbereich 15 nur die jeweilige negative Halbwelle durch . D. h. die Dioden oder optionalen FETs des positiven Schaltungsbereichs 14 lösen sich
wechselweise mit den FETs des negativen Schaltungsbereichs 15 ab. Die Dioden oder optionalen FETs des positiven Schaltungsbereichs 14 leiten quasi die positive Spannung während die FETs des negativen Schaltungsbereichs 15 die negative Spannung leiten .
[00068] Vorzugsweise umfasst der negative Schaltungsbereich 15 bei allen Ausführungsformen pro Phase eine Schaltungsanordnung mit mindestens einem Feld -Effekt-Transistor (FET) Ql, Q2, Q3 und mit einem analogen autosynchronen Treiber aASD. In Fig . 1A, 2 und 3 sind diese aASD durch Blockschaltbilder repräsentiert.
[00069] Es kommen hier im negativen Schaltungsbereich 15 und optional auch im positiven Schaltungsbereich 14 (siehe Fig . 2) bei allen Ausführungsformen FETs zum Einsatz, da diese im Vergleich zu bipolaren Transistoren nahezu verlustlos geschaltet werden können . Besonders vorzugsweise kommen bei allen Ausführungsformen Isolierschicht-Feldeffekttransistoren (MISFETs) und/oder Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) als FETs zum Einsatz.
[00070] Die Anschlüsse der FETs Ql, Q2, Q3 weisen je einen Source- (s), einen Gate- (g) und einen Drain-Anschluss (d) auf. Diese Anschlüsse sind in den Figuren entsprechend bezeichnet.
[00071] Die FETs kommen hier zum Einsatz, um als spannungsgesteuerte Schaltungselemente zu dienen. Die Steuerung der FETs erfolgt über die Gate- Source-Spannung. Diese Gate-Source-Spannung hat einen Einfluss auf die Ladungsträgerdichte im Kanal des FETs. D.h. man kann damit den Strom schalten/steuern, der vom Drain (d) zum Source (s) durch einen solchen FET fliesst. Dieses Schalten/Steuern geschieht durch das gezielte Beeinflussen der Ladungsträgerdichte im FET.
[00072] Die FETs Ql, Q2, Q3 werden hier durch die bereits erwähnten aASD quasi leistungslos gesteuert. D.h. es braucht lediglich eine geeignete
Steuerspannung am FET, um diesen zu schalten. Bei MISFETs/MOSFETs wird der Stromfluß durch die Spannung (respektive das Potential) zwischen dem bereits erwähnten Gate (g) und dem Bulk oder Substrate (in den Figuren durch einen kleinen Pfeil am Symbol des FET dargestellt) geschaltet.
[00073] Vorzugsweise kommen bei allen Ausführungsformen n-Kanal MOSFETs vom Verarmungstyp (depletion type) zum Einsatz.
[00074] Vorzugsweise kommen bei allen Ausführungsformen Leistungs- MOSFETs zum Einsatz, die speziell dazu ausgelegt sind, die hohen Ströme von 80A pro Phase und mehr zu bewältigen, die z.B. in Lichtmaschinen moderner Fahrzeuge auftreten.
[00075] Vorzugsweise kommen bei allen Ausführungsformen spezielle
Leistungs-MOSFETs zum Einsatz, die im Zusammenwirken mit den aASDs eine niedrige Ansprechschwelle aufweisen (vorzugsweise < 0,1V und besonders vorzugsweise < 0,05V). Diese Ansprechschwelle wird im Wesentlichen von der Auslegung des aASDs bestimmt. Einige beispielhafte und besonders vorteilhafte aASDs werden im Folgenden im Zusammenhang mit den Figuren 4A, 4B und 4C beschrieben.
[00076] Die geringe Schwellenspannung spielt eine Rolle, da die
Schwellenspannung einen direkten Einfluss auf die elektrischen Verluste der Gleichrichter-Vorrichtung 20 hat, wie im Folgenden schematisch und
zusammenfassend erläutert wird.
[00077] Ein FET kann stark vereinfacht als ein Widerstand betrachtet werden, der mittels der Gate-Source-Spannung verstellbar ist. Außerdem umfasst ein solcher FET in dieser vereinfachten Betrachtung einen Drainwiderstand. Der über die Gate-Source-Spannung verstellbare Widerstand und der Drainwiderstand bilden einen Spannungsteiler, dessen„Eingang" je nach Situation z.B. an eine positive Spannung angeschlossen ist. Im gesperrten Zustand des FETs ist der Strom, der durch den Drain (d) fliesst gleich Null. Man kann sich nun vorstellen, dass die Größe dieser Widerstände eine nicht zu vernachlässigende Rolle spielt, wenn hohe Ströme von z.B. 80A zu schalten sind, wie dies bei Lichtmaschinen der Fall ist.
[00078] Daher wird vorzugsweise bei allen Ausführungsformen darauf geachtet, dass FETs zu Einsatz kommen, deren Widerstand (gemessen zwischen Drain (d) und Source (s)) im Bereich weniger hundert Microohm bis einige Milliohm liegt. Ein Zahlenbeispiel belegt die Wichtigkeit eines geeignet gewählten FETs. Bei einem Leistungs-FET mit 2 πτιΩ und einem Strom von 100A ergibt sich eine Verlustleistung von P = R*I2 bei ca. 20 W. Bei einem konventionellen FET, oder bei einer Diode, die z.B. einen Widerstand von 20 ητιΩ hat, würde sich eine Verlustleistung von ca. 200 W ergeben. Bereits an diesem einfachen
Zahlenbeispiel kann man das enorme Einsparpotential erkennen, das der Einsatz geeigneter FETs mit sich bringt.
[00079] Es gibt einen weiteren wichtigen Aspekt, der bei der Auswahl der FETs berücksichtig werden sollte. Der Innenwiderstand ist meist für eine Temperatur von 25°C angegeben. Mit der Temperatur des FETs steigt aber auch sein
Innenwiderstand. Beim Erreichen der maximalen Betriebstemperatur hat sich der Innenwiderstand in etwa verdoppelt. Diese Zunahme des Innenwiderstandes führt wiederum zu einer erhöhten Verlustleistung. Aus diesem Grunde ist es wichtig, die Gleichrichter-Vorrichtung 20 der Erfindung so zu dimensionieren, dass die FETs nicht zu heiss werden. Insbesondere steigt die Verlustleistung in FETs an, wenn sie bei hohen anliegenden Spannungen geschaltet werden. Dies wird durch alle Ausführungsformen der ASDs der Erfindung verhindert.
[00080] Die Gleichrichter-Vorrichtung 20 der Erfindung braucht keine aktive Kühlung. Falls jedoch eine passive Kühlung gewünscht ist, so kann eine
Leiterplatte/Platine mit dicker Kupferkaschierung für eine ausreichende
Wärmeabfuhr sorgen. Es braucht keine aufwendigen Kühlbleche und Kühlrippen.
[00081] Falls keine geeignet starken Leistungs-MOSFETs zur Verfügung stehen, oder falls besonders hohe Ströme zu bewältigen sind, können in den Gleichrichter-Vorrichtungen 20 der Erfindung auch zwei oder mehr als zwei MOSFETs pro Phase parallel geschaltet werden. Dadurch erfolgt eine
Stromaufteilung auf zwei oder mehr als zwei MOSFETs.
[00082] Bei der Ausführungsform der Fig. 1A ergibt sich ein weiterer Vorteil, wie folgt. Die Schottky-Dioden Dsi, Ds2, DS3, die hier im positiven
Schaltungsbereich 14 verwendet werden, haben Leckströme, die in einer
Gleichrichterschaltung nachteilig sind. Aufgrund der Tatsache, dass hier zu jeder Schottky-Diode ein FET in Serie geschaltet ist (Dsi und Ql, Ds2 und Q2, Ds3 und Q3), wird der Leckstrom der Schottky-Diode abgeblockt. Dadurch kann das Teilentladen einer angeschlossenen Batterie B verhindert werden.
[00083] Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer zweiten 3-phasigen Vorrichtung 10 der Erfindung. Der Generator G der Fig. 2 entspricht dem Generator G der Fig. 1A. Auch der negative Schaltungsbereich 15 der Fig. 2 entspricht der Fig. 1A. Es wird hier daher auf die Beschreibung der Fig. 1A verwiesen.
[00084] Anders als in Fig. 1A umfasst die Vorrichtung 10 hier jedoch im positiven Schaltungsbereich 14 drei FETs Q4, Q5, Q6 statt der drei Dioden Dsi, Ds2, Ds3 in Fig. 1A. Auch diesen drei FETs Q4, Q5, Q6 ist je ein analoger autosynchroner Treiber aASD zugeordnet, wie in Fig. 2 gezeigt.
[00085] Ausführungsformen gemäß Fig. 2, bei denen sowohl der positive Schaltungsbereich 14 als auch der negative Schaltungsbereich 15 FETs umfasst, weisen vorzugsweise je aASD in dem positiven Schaltungsbereich 14 eine
Ladungspumpe auf, die sich hier z.B. aus einer Diode und einem Kondensator zusammensetzt. Der aASD der Gleichrichterschaltung 40.1 umfasst die Diode Di, die zwischen der Spannungsversorgung 23 (siehe Fig. 3) und dem oberen
Potentialpunkt k4 angeordnet ist, der hier die Versorgungsspannung +VD führt. Der Kondensator Ci ist parallel zum autosynchronen Treiber ASD geschaltet, d.h. der Kondensator Ci befindet sich zwischen der Spannungsversorgung 23 und dem Gegenpol 24 (siehe Fig. 3). Die Diode D2 und der Kondensator C2 sind Teil der Gleichrichterschaltung 40.2 und die Diode D3 und der Kondensator C3 sind Teil der Gleichrichterschaltung 40.3. [00086] Vorzugsweise ist der aASD bei allen Ausführungsformen dazu
ausgelegt die entsprechende Phase des m-phasigen Wechselsignals (z.B. eines der Signale UR(t), Us(t), UT(t)) zu überwachen und selbstständig einen
Schaltvorgang des zugeordneten FETs auszulösen .
[00087] Vorzugsweise umfasst der aASD bei allen Ausführungsformen eine analoge elektrische Schaltung (siehe z. B. Fig . 4A, 4B, 4C), die selbst- detektierend und selbst-schaltend ausgelegt ist.
[00088] Vorzugsweise umfasst der aASD bei allen Ausführungsformen eine analoge elektrische Schaltung (siehe z. B. Fig . 4A, 4B, 4C), die zum Zwecke des Selbst-Detektierens
- beim Einsatz im negativen Schaltungsbereich 15 elektrisch mit einem
Speiseknoten a l, a2, a3 der entsprechenden Gleichrichterschaltung 40. m und dem unteren Potentialpunkt k5 der Gleichrichter-Vorrichtung 20 verbunden ist (siehe Fig. 1A und Fig . 2A) ;
- beim Einsatz im positiven Schaltungsbereich 14 elektrisch mit dem oberen Potentialpunkt k4 der Gleichrichter-Vorrichtung 20 und dem Speiseknoten a l, a2, a3 der entsprechenden Gleichrichterschaltung 40. m verbunden ist (siehe Fig. 2A) .
[00089] Bei der Ausführungsform der Fig. 1A ist z. B. der aASD der
Gleichrichterschaltung 40.1 z.B. mit dem Speiseknoten a l verbunden, um die Phase des Wechselsignals UR ZU überwachen. Entsprechend sind der aASD der Gleichrichterschaltung 40.2 mit dem Speiseknoten a2 der aASD und der
Gleichrichterschaltung 40.3 mit dem Speiseknoten a3 verbunden.
[00090] Vorzugsweise wird bei allen Ausführungsformen ein Drain-Fühler 19 des jeweiligen aASD direkt leitend mit dem entsprechenden Speiseknoten a l, a2, a3 verbunden, falls der entsprechende aASD im negativen Schaltungsbereich 15 zum Einsatz kommt. Bei aASDs, die im positiven Schaltungsbereich 14 zum Einsatz kommen, ist der Drain-Fühler 19 vorzugsweise direkt leitend mit dem oberen Potentialpunkt k4 verbunden.
[00091] Vorzugsweise ist die elektrische Schaltung des aASD (siehe z. B. Fig . 4A, 4B, 4C) dazu ausgelegt die Phase des m-phasigen Wechselsignals zu verarbeiten und den Schaltvorgang des zugeordneten FETs Ql, Q2, Q3 auszulösen. Zu diesem Zweck weist der aASD einen Gate-Steueranschluß 21 auf, der mit dem Gate (g) des jeweiligen FETs Ql, Q2, Q3 verbunden werden kann.
[00092] Gemäß Erfindung erfolgt das Schalten der FETs mittels der aASD.
Diese analogen Treiber sind so ausgelegt, dass der Schaltvorgang im Nullpunkt der Spannung oder sehr nahe an diesem Nulldurchgang erfolgt. Beim Schalten ausserhalb des Nullpunktes wird Verlustleistung erzeugt, die als Wärme abgegeben werden muss. Durch diese spezielle Form der analogen Ansteuerung mittels der aASD, werden die Schaltverluste auf einem Minimum gehalten.
[00093] Vorzugsweise ist der autosynchrone Treiber aASD bei allen
Ausführungsformen dazu ausgelegt am Gate-Steueranschluß 21 eine Spannung bereit zu stellen, die es ermöglicht das Gate (g) des angeschlossenen FETs mit einer geeigneten Vorspannung zu beaufschlagen (z.B. 1000mV). Auf diesem Wege wird das Gate (g) vorgeladen.
[00094] Vorzugsweise ist der aASD bei allen Ausführungsformen dazu ausgelegt die angeschlossenen FETs bereits vor dem Erreichen eines
Nulldurchgangs der Wechselspannung zu aktivieren oder die Aktivierung, respektive das Durchschalten vorzubereiten.
[00095] Man nutzt hier den Effekt, dass sich ein FET kurz vor dem
Durchschalten wie eine parasitäre Diode verhält. D.h. die FETs zeigen beim Vorbereiten des Durchschaltens ein Schottky-Verhalten. Beim Vorbereiten des Durchschaltens ist der FET wegen seiner parasitären Diode noch passiv. Ab eine Spannung von ca. 3 bis 4V wird der FET dann aktiv durchgeschaltet.
[00096] Die Erfindung setzt also nicht auf eine rapide Impulsansteuerung der FETs, sondern die aASD sind so ausgelegt, dass das Vorbereiten des
Durchschaltens und das Durchschalten der FETs quasi dem Stromanstieg folgt. Auch aus diesem Grunde ist das EMV der Schaltung 20 besonders vorteilhaft.
[00097] Da sich die Aussenleiter-Ströme in den Aussenleitern 11, 12, 13 aufgrund der lenzschen Regel nicht schlagartig ändern können, fliesst z.B. durch den FET Ql solange Strom, bis das Steuersignal am Gate (g) vom FET Ql das entsprechende Potential erreicht hat. Erst dann wird der Strom unterbrochen, der bisher durch Ql geflossen ist. Dieser Strom fliesst jetzt durch den positiven Schaltungsbereich 14 in Richtung des Anschlusses k4. Im positiven
Schaltungsbereich 14 ist eine entsprechende Diode Dsi (wie in Fig . 1A gezeigt) oder auch ein FET Q4 (wie in Fig . 2 gezeigt) vorgesehen .
[00098] Schottky-Dioden werden hier gegenüber anderen Dioden bevorzugt, da sie eine kleinere Schwellenspannung (threshold voltage) haben als andere
Dioden . Die Schwellenspannung liegt bei einer Silizium Schottky-Dioden z.B. bei ca. 0,4V im Vergleich zu den typischen 0,7V einer Silizium p-n-Diode. Bei den enorm hohen Strömen, die in der Gleichrichter-Vorrichtung 20 fliessen, führt diese kleine Differenz der Schwellenspannung bereits zu deutlich geringeren elektrischen Verlusten.
[00099] Besonders bevorzugt sind Schottky-Dioden, deren Schwellenspannung kleiner ist als 0,4V.
[000100] Ein wesentlicher Bestandteil der Erfindung sind die aASDs zum Steuern der FETs Ql bis Q3 in Fig . 1A oder Ql bis Q6 in Fig. 2. Diese aASDs bewirken, dass jeder der FETs Ql bis Q6 autonom und an den Spannungsverlauf angepasst geschaltet wird .
[000101] Der Begriff des analogen autosynchronen Treibers aASD wird hier für eine Ansteuerung der FETs Ql bis Q6 verwendet, die selbst-detektierend und selbst-schaltend ist. In Fig . 3 ist das Blockschaltbild eines aASD gezeigt. Der aASD umfasst einen oberen Speisepunkt 23, der bei allen Ausführungsformen z. B. leitend mit dem oberen Potentialpunkt k4 verbunden sein kann . In diesem Fall liegt die Versorgungsspannung +VD am oberen Speisepunkt 23 des aASDs. Ein unterer Speisepunkt 24 (Gegenpol genannt) ist vorzugsweise bei allen
Ausführungsformen mit dem unteren Potentialpunkt k5 verbunden, der z. B.
geerdet sein kann . Diese Aussage in Bezug auf den unteren Speisepunkt 24 gilt für aASDs, die Teil des negativen Schaltungsbereichs 15 sind (siehe Fig . 1A und Fig. 2A) . Bei aASDs, die im positiven Schaltungsbereich 14 eingesetzt werden, ist der untere Speisepunkt 24 jeweils mit dem Speiseknoten a l, a2, a3 der entsprechenden Gleichrichterschaltung 40. m verbunden (siehe Fig . 2A); [000102] Weiterhin umfasst der aASD einen Drain-Fühler 19, der am Drain (d) des zu steuernden FET angeschlossen wird. Im positiven Schaltungsbereich 14 liegen die Drains (d) der FETs Q4, Q5, Q6 auf dem Potential der oberen
Potentialpunkte k4. Im negativen Schaltungsbereich 15 sind die Drains (d) der FETs Ql, Q2, Q3 mit den entsprechenden Knotenpunkten al, a2, a3 verbunden. Weiterhin ist ein Gate-Steueranschluß 21 vorgesehen, der ein Steuersignal an das Gate (g) des zu steuernden FET übergibt.
[000103] Fig. 4A zeigt eine erste Ausführungsform eines aASDs, der im
Zusammenhang mit allen gezeigten Gleichrichter-Vorrichtungen 20 zum Einsatz kommen kann. Der aASD umfasst hier als zentrales Element einen Transistor Tl (hier ein bipolarer npn-Transistor), dessen Kollektor (c) direkt den
Steueranschluß 21„speist". Die Basis (b) wird hier mittels eines
Spannungsteilers mit den Widerständen RB und Rpmit einer (Bias-)Spannung +Vi versorgt. Der Transistor Tl wird in einer Emitterschaltung verwendet. Diese Spannung +Viwird hier aus der Versorgungsspannung +VD der Vorrichtung 10, respektive 20 erzeugt. Der optionale Widerstand RP, falls vorhanden, dient zum optimalen Einstellen des Schaltpunktes des aASD Treibers. Der Widerstand RP kann bei allen Ausführungsformen z.B. durch einen trimmbaren Widerstand ersetzt werden, oder es kann auf eine andere Art und Weise eine geeignete (Bias-)Spannung +Vi an der Basis (b) bereit gestellt werden.
[000104] Der Kollektor (c) hängt hier z.B. über einen weiteren Widerstand Rc auch an der Versorgungsspannung +VD. Der Emitter (e) des Transistors Tl ist hier mit dem unteren Potentialpunkt k5 verbunden, der in den gezeigten
Ausführungsformen geerdet ist. Parallel zur Kollektor-Emitter Strecke ist eine Zenerdiode ZD2 angeordnet. Die Zenerdiode ZD2 kann dazu dienen, das Gate (g) des angeschlossenen FETs vor Störungen zu schützen. Der Einsatz einer solchen Zenerdiode ZD2 ist bei allen Ausführungsformen optional.
[000105] Im Leitungszweig des Drain-Fühlers 19 kann bei allen
Ausführungsformen eine weitere Diode D4 sitzen, wie in Fig. 4A gezeigt. Der Leitungszweig des Drain-Fühlers 19 kann bei allen Ausführungsformen aber auch direkt, d.h. ohne zwischengeschaltetes Bauteil, mit dem entsprechenden
Knotenpunkt al, a2, a3, respektive mit dem oberen Potentialpunkt k4 verbunden sein. [000106] Die Schaltung, die den wesentlichen Teil des aASDs der Figuren 4A, 4B, 4C ausmacht, ist als Verstärkerschaltung ausgelegt, die das Eingangssignal am Drain-Fühler 19 verstärkt und ein Ausgangssignal am Steueranschluß 21 bereit stellt. Dieses Ausgangssignal wird am Kollektor (c) des Transistors Tl abgegriffen. Das Eingangssignal am Drain (d) des FET Ql ist eine
Wechselspannung, die von dem Generator G gespeist wird. Das Ausgangssignal am Kollektor (c) ist im Prinzip eine verstärkte positive Wechselspannung, deren Zeitachse um die (Bias-)Spannung +Vi gegenüber der Nulllage angehoben wurde. Diese Verstärkerschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass ein
eingangsseitiges Wechselsignal (hier eine Wechselspannung) in ein
ausgangsseitiges Wechselsignal (hier eine Wechselspannung) umwandelt.
[000107] Vorzugsweise sind der Transistor Tl und die Diode D4 bei allen
Ausführungsformen thermisch miteinander gekoppelt, um eine thermische Drift auszugleichen.
[000108] Besonders bevorzugt sind Ausführungsformen, bei denen der
Transistor Tl und die Diode D4so gewählt wurden, dass sie einen Temperatur- Gleichlauf haben.
[000109] Besonders bevorzugt sind Ausführungsformen, die statt der Diode D4 einen zweiten (bipolaren npn-) Transistor T2 umfassen, wie in Fig. 4B oder 4C gezeigt. Der Transistor T2 dient quasi als Ersatz für die Diode D4. Besonders bevorzugt sind solche Ausführungsformen, wenn der Transistor Tl und der Transistor T2 so gewählt wurden, dass sie einen Temperatur-Gleichlauf haben. Hierzu eignen sich zum Beispiel Doppeltransistoren. aASD mit Doppeltransistoren können bei allen Ausführungsformen zum Einsatz kommen.
[000110] Ansonsten unterscheidet sich die Schaltung der Fig.4B nicht von der in Fig. 4A gezeigten Schaltung und es wird auf die Beschreibung der Fig.4A verwiesen.
[000111] In Fig.4C ist eine weitere Schaltung gezeigt, die bei allen
Ausführungsformen Teil eines autosynchronen Treibers aASD sein kann. Die gezeigte Schaltung ist ähnlich aufgebaut wie die Schaltungen der Figuren 4A und 4B, sie arbeitet/reagiert jedoch schneller als die Ausführungsformen der Figuren 4A und 4B. Sie umfasst hier einen Kollektor-Folger mit zwei (bipolaren npn-) Transistoren Tl und T2. Die Schaltung der Fig. 4C ist vor allem für
Ausführungsformen der Vorrichtung 10 von Vorteil, die dazu ausgelegt sind, besonders höhe Ströme (> 125A pro Phase) abzugeben. Die Schaltung der Fig. 4C ist nämlich speziell darauf hin ausgelegt den/die FETs schneller und stärker zu treiben/steuern. Der zweite Transistor T2 dient dazu den FET schneller aufladen zu können. Die Diode D5, die zwischen Emitter (e) und Basis (b) von T2 sitzt, dient zum schnelleren Entladen. Der Widerstand Rc2 ist vorzugsweise
niederohmig, wohingegen der Widerstand Rci hochohmig ist. Der Widerstand Rc2 dient als Ladestrombegrenzung für den Transistor T2.
[000112] Die analoge elektrische Schaltung, die Bestandteil des aASD ist, ist vorzugsweise bei allen Ausführungsformen als eine Art Nulldurchgangs- Komparator (vorzugsweise über einen Potentialvergleich) ausgelegt, um in der Lage zu sein den Nulldurchgang des Wechselsignals der entsprechenden
Gleichrichterschaltung 40. m an entsprechenden Knotenpunkt al, a2, a3 zu detektieren. Zu diesem Zweck umfasst die elektrische Schaltung des aASD bei allen Ausführungsformen mindestens einen (bipolaren npn-)Transistor Tl. Dieser Transistor Tl alleine, oder zusammen mit einem weiteren Transistor T2 dient/dienen als aktive/s Element/e, um selbst-schaltend agieren zu können.
[000113] Aufgrund der Tatsache, dass die aASDs dazu ausgelegt sind, die ihnen zugeordneten FETs in oder unmittelbar am Nulldurchgang der Wechselspannung zu schalten, entstehen keine oder kaum relevante elektro-magnetische
Störungen. Die EM-Verträglichkeit ist daher besonders hoch.
[000114] Optional können die aASDs bei allen Ausführungsformen einen externen Steueranschluß 22 aufweisen, der z.B. dazu eingesetzt werden kann, den Generator G im Motorbetrieb einzusetzen. In diesem Fall prägt die
Gleichrichter-Vorrichtung 20 den Ständerwicklungen R, S, T die entsprechenden Ströme ein. Dieser optionale externe Steueranschluß 22 ist in allen Figuren 4A, 4B und 4C gezeigt.
[000115] Der optionale externe Steueranschluß 22 kann bei allen
Ausführungsformen auch dazu verwendet werden die Gleichrichter-Vorrichtung 20 zusammen mit dem Generator G als Current Boost zu betreiben. Current Boost steht für das Bereitstellen hoher Ströme bereits bei niedrigen Drehzahlen des mechanischen Generatorantriebs.
[000116] Der Steueranschluß 22 kann bei allen Ausführungsformen dazu eingesetzt werden, um Microhybridfunktionen zu ermöglichen, oder um den Generator G zu Rekuperationszwecken oder als Startergenerator einzusetzen. Es ist zum Beispiel mit der Gleichrichter-Vorrichtung 20 möglich, den Generator G so aktiv anzutreiben, indem ihm Ströme eingeprägt werden, dass der Generator G mit dem Fahrzeugmotor mitlaufen kann, ohne den Fahrzeugmotor in dieser Phase als Schlepplast zu belasten. D.h., dem Generator G können durch die Gleichrichter-Vorrichtung 20 Ströme so eingeprägt werden, dass der Generator G zeitweise im Motorbetrieb mit einem Fahrzeugmotor des Fahrzeugs mit dreht, ohne eine Last für den Fahrzeugmotor darzustellen.
[000117] Alle Ausführungsformen der Erfindung können auf der Ausgangsseite, wie z.B. in Fig. 5A und 5B anhand des Schaltblocks 30 gezeigt, eines oder mehrere der folgenden Elemente umfassen :
Siebkondensator, um die Welligkeit zu reduzieren (Glättung genannt);
Spannungsregler;
Filter;
Überspannungsschutz.
[000118] In Fig. 5B ist eine mögliche Ausführungsform eines Generators G mit Sternschaltung zusammen mit einer Gleichrichter-Vorrichtung 20 gezeigt. Der Generator G bildet mit der Gleichrichter-Vorrichtung 20 eine (Gesamt-)
Vorrichtung 10. Da der Aufbau der Gleichrichter-Vorrichtung 20 analog zu den Figuren 1A und 2B sein kann, wurden in Fig. 5B die aASDs zusammen mit den FETs jeweils zu Blöcken zusammengefasst, die hier als strichlierte Rechtecke im Inneren der Gleichrichter-Vorrichtung 20 gezeigt sind. Wie bei den
Ausführungsformen der Figuren 1A und 2B, sind diese Blöcke in Spalten 40.1, 40.2, 40.3 (eine Spalte je Phase m) und in Zeilen 14, 15 unterteilt. Um bei der Sternschaltung des Generators G den Sternpunkt Sp mit der Gleichrichter- Vorrichtung 20 verbinden zu können, wird der entsprechende Leiter (auch Nullleiter N genannt) über zwei Dioden Dm, DH2 zwischen das obere Potential +VD (Knoten k4) und das untere Potential am Knoten k5 gehängt. Diese Art der Einbindung über einen Diodenteiler dient zur harmonischen Reduktion.
[000119] In Fig. 6 ist eine mögliche Ausführungsform des Schaltblocks 30 gezeigt. Der Schaltblock 30 umfasst hier eine Zener-Diode ZDi sowie einen parallel geschalteten Kondensator C4. Dieser Schaltblock 30, oder ein ähnlich bestückter Schaltblock 30, kann auf der Ausgangsseite aller Ausführungsformen der Erfindung zum Einsatz kommen.
Bezugszeichen:
Figure imgf000028_0001

Claims

Patentansprüche
1. Gleichrichter-Vorrichtung (20) zum Gleichrichten eines m-phasigen
Wechselsignals (U(t), I(t)), die m Gleichrichterschaltungen (40. m) umfasst, mit m als ganze Zahl > 1, die parallel zueinander angeordnet sind und die eine Serienschaltung eines positiven Schaltungsbereichs (14) und eines negativen Schaltungsbereichs (15) umfassen, wobei sich ein Knoten (al, a2, a3) zum Einspeisen einer Phase des m-phasigen Wechselsignals (U(t), I(t)) an einem Verbindungsleiter (16, 17, 18) zwischen dem positiven
Schaltungsbereich (14) und dem negativen Schaltungsbereich (15) befindet, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine der m
Gleichrichterschaltungen (40. m) umfasst:
- mindestens einen Feld-Effekt-Transistor (Ql, Q2, Q3), der im negativen Schaltungsbereich (15) angeordnet und dessen Drain (d) mit dem Knoten (al, a2, a3) und dessen Source (s) mit einem unteren Potentialpunkt (k5) verbunden ist,
- einen autosynchronen Treiber (aASD), der als Analogschaltung aufgebaut ist und der mit dem Gate (g) des mindestens einen Feld-Effekt-Transistors (Ql, Q2, Q3) verbunden ist, wobei der autosynchrone Treiber (aASD) dazu ausgelegt ist die entsprechende Phase des m-phasigen Wechselsignals (U(t), I(t)) zu überwachen und selbstständig einen Schaltvorgang des mindestens einen Feld -Effekt-Transistors (Ql, Q2, Q3) auszulösen,
- mindestens eine Diode (DSi, DS2, DS3) oder mindestens einen Feld-Effekt- Transistor (Q4, Q5, Q6), die/der im positiven Schaltungsbereich (14) zwischen dem Knoten (al, a2, a3) und einem oberen Potentialpunkt (k4) angeordnet ist,
so, dass die Gleichrichter-Vorrichtung (20) eine Gleichspannung (+VD) bereit stellt, die zwischen dem oberen Potentialpunkt (k4) und dem unteren
Potentialpunkt (k5) abgreifbar ist.
2. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der autosynchronen Treiber (aASD) eine elektrische
Analogschaltung umfasst, die selbst-detektierend und selbst-schaltend ausgelegt ist.
3. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der autosynchronen Treiber (aASD) eine elektrische Analogschaltung umfasst, die zum Zwecke des Selbst- Detektierens elektrisch direkt oder indirekt mit einem Speiseknoten (al, a2, a3) der entsprechenden Gleichrichterschaltung (40. m) verbunden ist, um eine Phase des m-phasigen Wechselsignals (U(t), I(t)) zu überwachen.
4. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Analogschaltung des autosynchronen Treibers (aASD) dazu ausgelegt ist, die Phase des m-phasigen Wechselsignals (U(t), I(t)) zu verarbeiten und den Schaltvorgang des mindestens einen Feld-Effekt- Transistors (Ql, Q2, Q3) auszulösen.
5. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Analogschaltung des autosynchronen Treibers (aASD) dazu ausgelegt ist, das Durchschalten des mindestens einen Feld- Effekt-Transistors (Ql, Q2, Q3) in einem ersten Schritt vorzubereiten und das Durchschalten des mindestens einen Feld-Effekt-Transistors (Ql, Q2, Q3) in einem zweiten Schritt vorzunehmen.
6. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Analogschaltung des autosynchronen Treibers (aASD) mindestens einen Transistor (Tl) in einer Emitterschaltung umfasst.
7. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der autosynchrone Treiber (aASD) mindestens einen Drain-Fühler (19) umfasst, der direkt oder indirekt mit dem Knoten (a l, a2, a3) der entsprechenden Gleichrichterschaltung (40. m) verbunden ist.
8. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der autosynchrone Treiber (aASD) zusätzlich einen Gate-Steueranschluß (21) umfasst, der mit dem Gate (g) des mindestens einen zu steuernden Feld -Effekt-Transistors (Ql, Q2, Q3) verbunden ist.
9. Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach Anspruch 7 oder 8, dadurch
gekennzeichnet, dass der autosynchrone Treiber (aASD) zwischen einer oberen Spannungsversorgung (23) und einem Gegenpol (24) angeordnet ist, wobei der Gegenpol (24) ein niedrigeres Spannungspotential hat als die obere Spannungsversorgung (23).
10. Gesamt-Vorrichtung (10) mit einer Gleichrichter-Vorrichtung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen
Wechselspannungsgenerator (G) umfasst, der Spulen (R, S, T) in einer Dreieckkonfiguration oder in einer Sternkonfiguration aufweist.
11. Gesamt-Vorrichtung (10) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Wechselspannungsgenerator (G) um den Generator einer Lichtmaschine handelt, die vorzugsweise zum Einsatz bei
drehzahlveränderlichen Antriebsdrehzahlen z.B. in einem Fahrzeug ausgelegt ist.
12. Gesamt-Vorrichtung (10) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Wechselspannungsgenerator (G) um den Klauenpol- Generator handelt.
13. Gesamt-Vorrichtung (10) nach Anspruch 10 oder 11, dadurch
gekennzeichnet, dass der Wechselspannungsgenerator (G) von einem Motor, vorzugsweise einem Verbrennungsmotor, mit einer veränderlichen Drehzahl mechanisch drehangetrieben wird.
14. Gesamt-Vorrichtung (10) nach Anspruch 10 oder 11, dadurch
gekennzeichnet, dass der autosynchrone Treiber (aASD) einen Eingang (22) aufweist, der es ermöglicht die Gesamt-Vorrichtung (10)
- als Current Boost Vorrichtung zu betreiben, und/oder
- als Startergenerator zu betreiben, und/oder
- zu Rekuperationszwecken einzusetzen.
15. Gesamt-Vorrichtung (10) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass dem Generator (G) durch die Gleichrichter-Vorrichtung (20) Ströme so eingeprägt werden können, dass der Generator (G) zeitweise im Motorbetrieb mit einem Fahrzeugmotor des Fahrzeugs mit dreht, ohne eine Last für den Fahrzeugmotor darzustellen.
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