WO2018038410A1 - 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송/검출하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송/검출하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2018038410A1
WO2018038410A1 PCT/KR2017/008147 KR2017008147W WO2018038410A1 WO 2018038410 A1 WO2018038410 A1 WO 2018038410A1 KR 2017008147 W KR2017008147 W KR 2017008147W WO 2018038410 A1 WO2018038410 A1 WO 2018038410A1
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contention
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reference signal
data transmission
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이호재
김기준
김은선
이상림
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엘지전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting / detecting data based on a non-orthogonal multiple access scheme.
  • the 3GPP LTE 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution (LTE) system is designed as a frame structure with a 1ms transmission time interval (TTI), and the data request delay time is 10ms for video applications.
  • TTI transmission time interval
  • future 5G technologies will require lower latency data transmissions with the emergence of new applications such as real-time control and tactile internet, and 5G data demand latency will be lowered to 1ms. It is expected.
  • future 5G technology requires more terminal connectivity in one base station, and 5G required connectivity is expected to increase up to 1,000,000 / km 2.
  • An object of the present invention is to provide a method for a terminal for transmitting data based on a non-orthogonal multiple access scheme.
  • Another object of the present invention is to provide a method for a base station for detecting data according to a non-orthogonal multiple access scheme.
  • Another object of the present invention is to provide a terminal for transmitting data based on a non-orthogonal multiple access scheme.
  • Another technical problem to be achieved in the present invention is to provide a base station for detecting data according to a non-orthogonal multiple access scheme.
  • a method for a terminal for transmitting data based on a non-orthogonal multiple access scheme may include randomly selecting a physical resource for performing non-orthogonal multiple access among a predefined contention-based data transmission resource region. Selecting to make; Selecting a reference signal sequence for contention-based data transmission through the selected physical resource; Selecting a contention resource for the contention-based data transmission; Selecting a scrambling sequence to apply to data transmission in the contention-based data transmission; And a data channel including a reference signal and data corresponding to the selected reference signal sequence through the selected physical resource, wherein the data channel may be transmitted by applying the selected scrambling sequence.
  • the selected reference signal sequence may be selected based on an identifier of the terminal.
  • the selected competitive resource may include the selected codeword.
  • the selected codeword may be selected based on the selected reference signal sequence according to a predefined rule.
  • the selected scrambling sequence may be selected based on the selected codeword according to the predefined rule.
  • the method may further comprise receiving information related to the predefined contention based data transmission resource region from a base station.
  • a method for a base station for detecting data according to a non-orthogonal multiple access scheme includes: receiving a reference signal and data in a predefined contention based data transmission resource region; Detecting the reference signal and the data in the predefined contention-based data transmission resource region; Detecting a codeword corresponding to the detected data and a scrambling sequence applied to the detected data from a reference signal sequence corresponding to the detected reference signal based on a predefined rule; And decoding the data based on the reference signal sequence, the codeword and the scrambling sequence.
  • the method may further include identifying a terminal transmitting the data from the reference signal sequence, the codeword and the scrambling sequence according to the predefined rule.
  • the method includes performing channel estimation using the detected reference signal; And performing channel equalization in the predefined contention-based data transmission resource region based on the channel estimation.
  • a terminal transmitting data based on a non-orthogonal multiple access scheme randomly selects a physical resource for performing non-orthogonal multiple access from a predefined contention-based data transmission resource region and performs contention based on the selected physical resource.
  • a processor configured to select a reference signal sequence for data transmission, select a contention resource for the contention-based data transmission, and select a scrambling sequence to apply to data transmission in the contention-based data transmission;
  • a transmitter configured to transmit a data channel including a reference signal and data corresponding to the selected reference signal sequence through the selected physical resource, wherein the processor may apply the selected scrambling sequence to the data channel.
  • the processor may be configured to select the reference signal sequence based on an identifier of the terminal.
  • the selected competitive resource may include the selected codeword.
  • the processor may be configured to select the codeword based on the selected reference signal sequence according to a predefined rule.
  • the processor may be configured to select the selected scrambling sequence based on the selected codeword according to the predefined rule.
  • a base station for detecting data according to a non-orthogonal multiple access scheme includes a receiver configured to receive a reference signal and data in a predefined contention based data transmission resource region; And detecting the reference signal and the data in the predefined contention-based data transmission resource region, and corresponding to the detected data from a reference signal sequence corresponding to the detected reference signal based on a predefined rule. And a processor configured to detect a codeword and a scrambling sequence applied to the detected data and to decode the data based on the reference signal sequence, the codeword and the scrambling sequence.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a NOMA based downlink transmission / reception (Tx / Rx) block diagram of a communication device.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a NOA-based uplink transmission / reception block diagram of a communication device.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a NOMA and non-orthogonal spreading code based downlink transmission / receiving block diagram of a communication device
  • FIG. 5 is a diagram of a NOMA and non-orthogonal spreading code based uplink transmission / reception block of a communication device. Illustrated as an example.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a concept of frequency axis of data transmission by a terminal-specific spreading code.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a basic transmission and reception structure diagram of a non-orthogonal spreading code based NOMA system.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a change of a reference symbol or a reference signal by a codebook set set index.
  • FIG. 9 illustrates BLER performance when perfect channel estimation and realistic channel estimation are performed even when two or more users use different DMRSs.
  • 10 illustrates an example of a 1: 1 mapping relationship between six DMRS indexes and six codeword indexes.
  • 11 illustrates a 1: 1 mapping relationship between six DMRS indexes and three codeword indexes.
  • 13 is a diagram illustrating a mapping relationship between a scrambling sequence, a codeword index, and a DMRS index.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a mapping relationship between a scrambling sequence, a codeword index, and a DMRS index.
  • FIG. 15 is an exemplary diagram for explaining a method of determining, from which terminal, data is transmitted in a contention zone by a receiving side.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink as part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • the transmission from the base station to the terminal is referred to as downlink transmission and the transmission from the terminal to the base station are collectively referred to as uplink transmission.
  • a method of dividing the radio resources between the downlink transmission and the uplink transmission is defined as a duplex, and when a frequency band is divided into a downlink transmission band and an uplink transmission band and bi-directionally transmitted and received, a frequency division duplex (Frequency Division Duplex) FDD).
  • FDD Frequency Division Duplex
  • the technique proposed by the present invention shares time and frequency resources with a time division duplex (TDD) for bidirectional transmission and reception by dividing time resources into downlink transmission time and uplink transmission time as well as the frequency division duplex. Obviously, it can operate in full duplex that transmits in both directions.
  • TDD time division duplex
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more base stations. It may include a terminal.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver ( 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) the data processor 165, the symbol modulator 170, the transmitter 175, the transmit / receive antenna 135, the processor 155, the memory 160, the receiver 140, and the symbol. It may include a demodulator 155 and a receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the transmission antenna 130, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receiving data processor 150 is complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmitting data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • the transmitter and the receiver in the terminal and the base station may be configured as one radio frequency (RF) unit.
  • RF radio frequency
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model, which is well known in the communication system. ), And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station process the signals and data, except for the function of receiving or transmitting the signal and the storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • the following description does not specifically refer to the processors 155 and 180.
  • the processors 155 and 180 it may be said that a series of operations such as data processing is performed rather than a function of receiving or transmitting a signal.
  • the present invention proposes a non-orthogonal codebook and an orthogonal codebook based multi-user supervisory access transmission scheme.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a NOMA based downlink transmission / reception (Tx / Rx) block diagram of a communication device.
  • NOMA non-orthogonal multiple access method
  • MUST Multiuser Superposition Transmission
  • the NOMA system has been considered as an element technology of the next generation 5G system for the purpose of gaining transmission capacity gain or increasing the number of simultaneous connections compared to the LTE system by transmitting a plurality of user information over the same time-frequency resources.
  • next generation 5G system's NOMA series technologies include MUST to distinguish users based on power level, Sparse Code Multiple Access (SCMA) utilizing Sparse Complex Codebook-based modulation, and interleave using user-specific interleaver.
  • SCMA Sparse Code Multiple Access
  • IDMA Division Multiple Access
  • the receiver demodulates the multi-user data through multiuser detection (MUD).
  • MOD multiuser detection
  • the forward error correction (FEC) encoder and the modulation process for the multi-user data are replaced by the previously promised Sparse Complex Codebook modulation scheme, and the multi-user is transmitted through the MUD at the receiving side. Demodulate the data.
  • FEC forward error correction
  • the transmitting side of FIG. 2 modulates and transmits the FEC encoding information for the multi-user data through the terminal-specific interleaver, and demodulates the multi-user data through the MUD at the receiving side.
  • Each system can demodulate multi-user data in various MUD methods, for example Maximum Likelihood (ML), Maximum joint A posteriori Probability (MAP), Message Passing Algorithm (MPA), Matched Filtering (MF), Successive Interference Cancellation (SIC), Parallel Interference Cancellation (PIC), Codeword Interference Cancellation (CWIC), and the like.
  • MUD methods for example Maximum Likelihood (ML), Maximum joint A posteriori Probability (MAP), Message Passing Algorithm (MPA), Matched Filtering (MF), Successive Interference Cancellation (SIC), Parallel Interference Cancellation (PIC), Codeword Interference Cancellation (CWIC), and the like.
  • ML Maximum Likelihood
  • MAP Maximum joint A posteriori Probability
  • MPA Message Passing Algorithm
  • MCA Matched Filtering
  • SIC Successive Interference Cancellation
  • PIC Parallel Interference Cancellation
  • CWIC Codeword Interference Cancellation
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a NOMA based uplink transmission / reception block diagram of a communication device.
  • NOMA series systems transmit multiple user signals over the same time-frequency resources, they have a higher decoding error rate than LTE systems, but can support higher frequency utilization efficiency or more connectivity.
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • the signal of the k-th receiving side is simply expressed as in Equation 1 below.
  • h k denotes a channel from the transmitting side to the k-th receiving side
  • s k denotes a data symbol from the k-th receiving side
  • n k denotes signal noise.
  • K is the number of multiple users assigned to the same time-frequency resource.
  • Equation 2 The second term of the third equation of Equation 1 ) Denotes a multiuser interference (MUI) by data symbols to other receivers. Therefore, simply expressing the transmission capacity by the received signal is represented by the following equation (2).
  • MUI multiuser interference
  • Equation 2 As K increases in the transmission capacity in Equation 2, the number of R k added increases to increase C. However, as K increases, each R k may decrease due to an increase in MUI, resulting in a decrease in total transmission capacity C. According to the MUD technique, even though it is possible to demodulate the data of each user while effectively reducing the MUI, the existence of the MUI essentially reduces the overall transmission capacity and requires a high complexity MUD. If MUI generation is minimized for multi-user data transmission, higher transmission capacity can be expected. Alternatively, if the MUI generation for multi-user data transmission can be quantitatively controlled, higher transmission capacity can be planned by scheduling for multi-user data overlap.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a NOMA and non-orthogonal spreading code based downlink transmission / receiving block diagram of a communication device
  • FIG. 5 is a diagram of a NOMA and non-orthogonal spreading code based uplink transmission / reception block of a communication device. Illustrated as an example.
  • a series based on a non-orthogonal codebook is a non-orthogonal spreading code (i.e., when overlapping transmission of multi-user data on the same time-frequency resource through a spreading scheme).
  • a multiple access method using Non-orthogonal Spreading Code illustrates a downlink and uplink transceiver structure of a NOMA system for overlapping transmission using UE-specific spreading codes when allocating multi-user information to the same time-frequency resource. 4 and 5, the UE-specific spreading code is used on the frequency axis, but may also be used on the time axis.
  • the transmitter / receiver assigns a terminal-specific spreading code to each user using a predefined codebook. If the terminal-specific spreading code is expressed as a formula (3).
  • Terminal-specific spreading codebooks The codebook satisfies the following, and has the same properties as in Equation 4 below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a concept of frequency axis of data transmission by a terminal-specific spreading code.
  • FIG. 6 illustrates the concept of transmitting the k-th user data on the frequency axis through the terminal-specific spreading code at the transmitting side.
  • the codeword corresponding to the k th user is multiplied by the data for the k th user and transmitted.
  • one data symbol s k corresponds to a codeword vector c (k) having a (N ⁇ 1) dimension.
  • N elements of the codeword correspond to N subcarriers. That is, in FIG. 6, since one data symbol is transmitted through N subcarriers, the same time-frequency resource efficiency is reduced to 1 / N as compared to the existing LTE system.
  • time frequency resource efficiency is increased compared to LTE system. For example, when K symbols are superimposed when N ⁇ K, frequency resource efficiency is increased by K / N times.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a basic transmission and reception structure diagram of a non-orthogonal spreading code based NOMA system.
  • FIG. 7 is a basic transmission and reception structure diagram of a NOMA system using a non-orthogonal spreading code.
  • data symbols for each user are converted to the terminal-specific spreading codes corresponding to each user and overlapped.
  • the overlapped N-length frequency axis signal is converted into a time axis signal through N-IFFT to perform OFDM transmission, and the receiver is restored to a frequency axis signal through N-FFT.
  • the reconstructed frequency axis signal decodes each user data symbol with a conjugate codeword of a terminal-specific spreading code corresponding to each user.
  • the decoded s k may include the MUI according to the number of overlapping users, and accurate s k decoding is possible through the MUD method.
  • the length of the frequency axis signal converted according to the terminal-specific spreading code defined in advance may be shorter than N.
  • N the length of the frequency axis signal converted according to the terminal-specific spreading code defined in advance
  • Equation 5 In the case of downlink, when the detection formula for data decoding is expressed in the k-th user receiving terminal, Equation 5 is expressed.
  • H k denotes an (N ⁇ N) channel matrix from a kth transmitting side to a receiving side and includes frequency axis channel coefficients in a diagonal matrix.
  • c (k) is a (N ⁇ 1) terminal-specific spreading code vector from the k th transmitting side to the receiving side
  • s k is a data symbol from the k th receiving side
  • n is an (N ⁇ 1) signal Means a noise vector.
  • K is the number of multiple users assigned to the same time-frequency resource.
  • Equation 5 only desired codewords signals and noise remain through channel compensation, and are detected as in Equation 6 through a conjugate codeword of a UE-specific spreading code at a receiver side.
  • Equation 6 the second item of the last row represents the MUI, and can be removed or reduced through the MUD method.
  • Equation 7 the detection equation for data decoding at the receiving end of the base station is expressed by Equation 7 below.
  • Equation 7 represents a multi-user interference signal MUI by data symbols to another receiver.
  • Equation 8 When the detection equation of the receiver for data decoding of the k-th user is expressed, Equation 8 below.
  • the second item of the last row represents the MUI, and can be removed or reduced through the MUD method.
  • the amount of change in the frequency axis channel may result in a change in reception performance between the UE-specific spreading codes.
  • the number of transmitting and receiving antennas has been described as a single piece, but it is obvious that the same method may be applied to an environment using multiple antennas.
  • a series for example, SCMA, CDMA, etc.
  • a non-orthogonal codebook transmits a plurality of symbols overlapped through a spreading scheme.
  • the interference due to overlap may be divided into inter-symbol interference (ISI) and multi-user interference (IUI) of a single user, and block error rate (BLER) is reduced. May result. Accordingly, there is a need for overlapping scheduling and signaling according to the required amount of traffic or interference.
  • ISI inter-symbol interference
  • IUI multi-user interference
  • BLER block error rate
  • the present invention proposes overlapping scheduling and signaling according to interference due to traffic or overlap of a next generation 5G system.
  • an efficient operation scheme and signaling according to traffic or overlapping scheduling of NOMA schemes utilizing non-orthogonal codebooks are proposed.
  • the transmitting side and the receiving side assign a terminal-specific spreading code to each user by using a predefined non-orthogonal codebook. If the terminal-specific spreading code is expressed as a formula (10).
  • N is a spreading factor
  • K is a superposition factor
  • the terminal-specific spreading code is defined by a non-orthogonal codebook and includes an orthogonal subset. At this time, non-orthogonality and orthogonality are mixed in one codebook. In this case, it is possible to reduce the amount of information exchange for codebook appointment between the sender and the receiver.
  • the orthogonal subset OC has the property as shown in Equation 11 below.
  • Equation 11 Is the conjugate codeword of C (k) .
  • Equation 11 (1) the product of the same codeword at the transmitting side and the receiving side is 1. And (2) their codewords and other codewords are orthogonal in orthogonal subsets of the same codebook.
  • Equation 12 (1) the product of the same codeword on the transmitting side and the receiving side is 1. (2) A codeword different from its own is not orthogonal in the subset of orthogonal subsets of the same codebook.
  • the subset of orthogonal subsets Does not always include only non-orthogonal features.
  • the subset of orthogonal subsets An orthogonal condition may be established between some codewords of the? Also, Even among the codewords and the orthogonal code words in the subset OC may be orthogonal condition is satisfied.
  • not all orthogonal codewords may be used depending on the amount of traffic or interference required.
  • the NOMA or OMA operation may be adaptively used on a given resource.
  • the overloading factor is adaptively adjusted to control the ISI or the IUI, and a subset of the codebook can be selected within a range that satisfies the target BLER.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a change of a reference symbol or a reference signal by a codebook set set index.
  • the transmitter may perform codebook subset selection and transmit the codebook subset index in control information (eg, shown in FIG. 8 in Downlink Control Information (DCI)) format.
  • control information including the codebook subset index information may include codeword assignment information for a single user or multiple users.
  • the DCI format is one Reference Symbol or Reference Signal (RS) or as shown in the left figure shown in FIG.
  • the terminal may be instructed to detect a channel corresponding to each codeword based on one reference pattern.
  • the overloading factor is greater than 1 and the number of multiple users is greater than N, as shown in the right figure of FIG. 8
  • the DCI format uses a terminal corresponding to each codeword based on a plurality of RSs or a plurality of reference patterns. May be instructed to detect.
  • the DCI format may explicitly indicate and indicate the number of RS symbols or RS patterns to be estimated by the terminal for data symbol reception according to the multi-user overlapping access method, and the RS to be estimated by the channel of the codebook subset index. If the number of symbols or the RS pattern is defined in advance and the UE knows the codebook subset index, the number of RS symbols or the RS pattern to be channel estimated can be known.
  • codebook subset selection may operate as follows.
  • RS can be distinguished by up to N orthogonal sequences, and C RSs do not exceed N, they can be defined as one RS or reference pattern.
  • C RSs can be superimposed in an orthogonal sequence, and channel estimation can be performed by assigning one RS as shown in the left figure of FIG. 8.
  • D RSs exceed N, one RS or a reference pattern cannot be defined.
  • additional RSs must be allocated as shown in the right figure of FIG. 8 for D-N RSs.
  • D RSs exceed N RSs can be distinguished by D non-orthogonal sequences. In this case, since orthogonality between RSs cannot be guaranteed, channel estimation performance deteriorates.
  • the RS pattern, overlapping method, layout method, etc. may vary.
  • the receiving side controls uplink control of the CQI report and / or the buffer state report (BSR) to the transmitting side (eg, the base station).
  • the base station selects an optimal codebook subset based on the amount of traffic and the amount of interference in (1).
  • the uplink control information received in (1) may or may not be considered.
  • the base station transmits the codebook subset index to the terminal through control information (for example, DCI format), sets the symbol number or RS Pattern of the corresponding RS based on the selected corresponding codebook subset index, and the corresponding codebook Data symbols are superimposed and transmitted based on the subset index.
  • the terminal performs channel estimation on the RS or RS Pattern based on the codebook subset index.
  • the terminal equalizes the overlapping data symbols based on the estimated channel, and the corresponding codebook subset.
  • the desired symbol is detected through interference cancellation or multi-user detection based on the index.
  • the overloading coefficient ⁇ 1 based on the codebook subset index the MUD block of the terminal does not operate and detects a desired symbol only through the terminal-specific spreading code.
  • the overloading coefficient> 1 based on the codebook subset index the MUD block at the receiving end operates to detect a desired symbol.
  • single user data can be superimposed over one subset.
  • multiple users' data can be superimposed by distributing and using codewords within one subset.
  • the method may be equally applied in the uplink view by transmitting the codebook subset index or the codebook codeword index in the DCI format through scheduling of the base station.
  • Subset 1 of Equation 14 is an orthogonal subset having a spreading factor of 4 and an overlapping factor of 4. Accordingly, subset 1 has an overloading factor of 1 and is configured without overlap in terms of one Element.
  • subset 2 of Equation 15 has an overlap coefficient of 6, an overloading coefficient of 6/4, and two overlapping degrees in view of one element.
  • the subset 5 of Equation 18 has a superposition coefficient of 14, an overloading coefficient of 14/4, and five overlapping degrees in terms of one element.
  • the overloading coefficient is 15/4, and the overlapping degree is 6 times from one element point of view.
  • An embodiment of the codebook subset in the form of 3GPP TS 36.211 is as follows.
  • the subset selection should be performed in such a way that the higher the required traffic through the subsets, the higher the overloading coefficient, and the worse the channel situation, the lower the overlapping degree.
  • an optimal codebook subset selection should be performed.
  • Table 1 The examples of Table 1 are described based on a binary codebook for convenience of explanation, but may also be applied to orthogonal / non-orthogonal codebooks based on complex coefficients.
  • the relationship between the RS and the NoMA codeword (or sequence) must be established.
  • the degree of overlap may be defined differently according to the technique, the relationship between the degree of overlap of NoMA and RS should be established.
  • the codeword relation and data detection procedure of NoMA are defined according to a given number of RSs.
  • the contention-based transmission assumes a state of obtaining DL synchronization through an initial access, receiving a common control information, performing a RACH procedure, and performing an RRC connection (the terminal is in an RRC_CONNECTED state). Assume). Accordingly, each terminal assumes a situation in which a C-RNTI is acquired or a situation in which a grant for uplink is not requested or received.
  • each of the above schemes may be used in a fixed manner, depending on the system environment, or may be determined by the transmitting side in any manner.
  • the complexity of the detecting / decoding method of the receiving side may be reduced, but the base station may transmit common information about the corresponding method or may be fixedly defined in the system.
  • the decision is made by the transmitting side in an arbitrary manner, the complexity of the detection / decoding scheme on the receiving side is increased, but the transmission of common information for the corresponding scheme is reduced at the base station, and according to traffic conditions, Reduce collisions.
  • the definition and operation plan for each of the five methods are defined.
  • Physical resources for contention-based data transmission may be defined in advance through common control information.
  • a UE performing contention-based transmission assumes an RRC_CONNECTED state, it is assumed that system information is received after downlink synchronization is acquired.
  • the base station broadcasts information on a contention-based data transmission zone (also referred to as a channel or an area) to all terminals through common control information.
  • the contention-based data transmission zone may be periodically or non-periodically present, and the terminal may transmit data through the contention zone that is present at the closest time to the traffic.
  • Data transmission of the terminal may be a single transmission in a single contention zone, or may be a plurality of transmissions for a number of contention zones.
  • contention-based data transmission zone when data is transmitted through a randomly selected physical resource, a collision may occur with data transmission of a terminal that receives a grant for uplink. Thus, data transfer selecting any physical resource reduces overall system performance.
  • the aforementioned physical resource may mean not only a terminal time / frequency resource but also a time / resource resource block (for example, a physical resource block, PRB).
  • the above scheme is not a definition of a plurality of physical resources existing in one contention-based transmission zone but a definition of the entire contention-based transmission zone.
  • RS for channel estimation is defined.
  • the RS is selected for channel estimation for data transmission of the UE in the entire set of RSs based on TDM (Time Division Multiplexing) / FDM (Frequency Division Multiplexing) / CDM (Code Division Multiplexing). it means.
  • TDM Time Division Multiplexing
  • FDM Frequency Division Multiplexing
  • CDM Code Division Multiplexing
  • DMRS DeModulation RS
  • 12 DMRS Sequences can be used in one contention-based data transmission zone by Cyclic Shift (CS) or Orthogonal Code Cover (OCC).
  • the terminal selects any one DMRS sequence from the 12 DMRS sequences.
  • a plurality of DMRS sequences may be arbitrarily selected.
  • the terminal may select the DMRS sequence in association with the identifier (eg, C-RNTI) of the terminal.
  • DMRS selection of UE k may be defined as follows.
  • DMRS_INDEX mod (C-RNTI (k), Maximum DMRS_INDEX), where C-RNTI (k) is the C-RNTI of the terminal k, and Maximum DMRS_INDEX is the total number of DMRS Sequences.
  • DMRS_INDEX identifies the DMRS sequence. In the above scheme, when the total number of DMRS sequences is greater than the total number of contention resources, not all DMRS sequences may be used for 1: 1 mapping of the contention resource to the DMRS sequence.
  • DMRS_INDEX mod (C-RNTI, Maximum Codeword_INDEX) ⁇ N ⁇ 1.
  • the index of the DMRS sequence is defined in sequence by the CS, it can be selected in association with the maximum codeword index while using the CS value intermittently. For example, if the maximum number of codewords is 3 and the maximum number of DMRSs is 12, DMRS_INDEX is 3, 7 or 11 when the codewords are 1, 2 or 3 according to the C-RNTI.
  • the data transmission scheme includes selection of a plurality of contention resources in a contention-based data transmission zone.
  • the contention resources may vary in time, frequency, codeword (or sequence), power, scrambling, interleaver, spatial resource, and the like.
  • a codeword is used as a representative example among competing resources.
  • the following invention may be equally applied to other competing resources such as time, frequency, power, scrambling, interleaver, and spatial resources, and may be equally applied even when the competing resources exist in combination.
  • the terminal since the terminal has not received a grant for data transmission, the terminal should select a resource for data transmission among the contention resources and transmit data through the selected resource. For example, suppose that there are 12 codeword resources in a state in which resources such as time and frequency are shared in one contention zone. Then, the terminal may randomly select one codeword among 12 codeword resources and perform data transmission based on the selected codeword resource.
  • each terminal transmits data in different codewords on the same physical resource in the same codeword zone, and allows a receiving side (for example, a base station) to detect and decode data transmitted in each codeword.
  • the terminal may select a contention resource (selection of a codeword in the above example) in association with the C-RNTI of the terminal.
  • C-RNTI (k) is the C-RNTI of UE k
  • Maximum Codeword_INDEX is the number of codewords corresponding to the total number of contention resources (in the above example, the total number of codewords is 12.)
  • a codeword set is defined by a Cell ID, one corresponding to a single cell. The operation takes place within a set of.
  • the terminal may select a contention resource (codeword in the above example) in association with the DMRS sequence of the terminal.
  • a contention resource codeword in the above example
  • the selection of the codeword of terminal k may be defined as follows:
  • Case 1 is a case where the total number of DMRSs is less than the total number of contention resources (the number of total codewords in the above example).
  • the DMRS sequence and the contention resource may be 1: M mapped.
  • M (Maximum Codeword_INDEX) / (Maximum DMRS_INDEX). For example, when the maximum number of codewords is 12 and the maximum number of DMRSs is 4, when DMRS_INDEX is 1, Codeword_INDEX is 1, 2 or 3, DMRS_INDEX is 2, and Codeword_INDEX is 4, according to DMRS_INDEX. 5 or 6.
  • a collision of codewords may occur even when a DMRS sequence is not caused by multiple users.
  • data decoding may be performed by reducing the number of blind detection to M based on a codeword mapped at the time of data decoding by the terminal.
  • blind detection of a codeword for data decoding is additionally required after blind detection of the DMRS.
  • a codeword collision may occur.
  • channel estimation is normally performed
  • the performance of the MUD may not be guaranteed at the receiving end due to the collision of codewords.
  • a collision of DMRS sequences occurs, a codeword collision may not occur.
  • MUD may be possible by using other codewords, but channel estimation is not normally performed, so MUD performance is not guaranteed.
  • the collision probability of the DMRS and the collision probability of the codeword operate independently, the overall collision probability may increase. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, in this example, the probability that both DMRSs and codewords do not collide in contention-based transmission of two UEs is 2/3. On the other hand, if the DMRS sequence and the contention resources are not mapped, the probability that both DMRS and codewords do not collide is 22/36. Therefore, when no collision occurs between any of the DMRSs and codewords, the DMRS sequence and the contention resource mapping scheme are advantageous in terms of collision probability in an environment in which decoding performance for MUD is not guaranteed.
  • the mapping of DMRS sequences and contention resources may not be assumed in an environment where decoding performance is ensured that MUD is enabled (that is, an environment where MUD performance is guaranteed). have. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, in this example, the probability of collision between both the DMRS and the codeword is 1/3 in contention-based transmission of two UEs. On the other hand, when the DMRS sequence and the contention resource are not mapped, the probability of collision between the DMRS and the codeword is 1/36. Therefore, in an environment where MUD performance is guaranteed and blind reception complexity of the receiving side is accepted, DMRS sequences and contention resources may not be mapped, and a codeword index may be arbitrarily selected.
  • FIG. 9 illustrates BLER performance when perfect channel estimation and realistic channel estimation are performed even when two or more users use different DMRSs.
  • FIG. 9A illustrates BLER performance when perfect channel estimation is performed
  • FIG. 9B illustrates BLER performance when realistic channel estimation is performed.
  • PIC is employed for MUD, and one of NoMA technologies, NCMA, shows BLER performance of transmitting 144 bits of Turbo coding 1/4 with 4 PRBs in a TDL-C 3 km / h environment.
  • NCMA NoMA technologies
  • FIG. 9 (a) when the number of users increases to 5, there is almost no loss in BLER performance for two of the reference system OFDMA.
  • the Realistic Channel Estimation of FIG. 9B as the number of users increases, a loss of BLER performance is caused compared to the reference system. If the same DMRS is used, it is obvious that the performance loss will increase rapidly.
  • the environment of Case 1 may be an undesirable competition based NoMA environment. Therefore, it may be desirable to operate the system in the method of Case 2 and Case 3 described below.
  • Case 2 is a case where the total number of DMRSs is equal to the total number of contention resources (the number of total codewords in the above example).
  • the DMRS sequence and the contention resource may be mapped 1: 1.
  • Codeword_INDEX DMRS_INDEX.
  • DMRS_INDEX 1 when the codeword is 1 according to C-RNTI.
  • data decoding may be performed based on a mapped codeword without blind detection.
  • 10 illustrates an example of a 1: 1 mapping relationship between six DMRS indexes and six codeword indexes.
  • blind detection of a codeword for data decoding is additionally required after blind detection of the DMRS.
  • a codeword collision may occur.
  • channel estimation is normally performed
  • the performance of the MUD may not be guaranteed at the receiving end due to the collision of codewords.
  • a collision of codewords may not occur.
  • MUD may be possible by using other codewords, but channel estimation is not normally performed, so MUD performance is not guaranteed.
  • the collision probability of the DMRS and the collision probability of the codeword operate independently, the overall collision probability may increase. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, the probability that both the DMRS and the codeword Codeword do not collide in the contention-based transmission of the two terminals in the above example is 11/12. On the other hand, when the DMRS sequence and the contention resource are not mapped, the probability that both the DMRS and the codeword do not collide is 121/144. Therefore, when no collision occurs between any of the DMRSs and codewords, the DMRS sequence and contention resource mapping scheme is advantageous in collision probability in an environment in which decoding performance for MUD is not guaranteed.
  • the mapping of DMRS sequences and contention resources may not be assumed in an environment where decoding performance is guaranteed (that is, an environment where MUD performance is guaranteed) to enable MUD. have. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, in this example, the probability of collision between both the DMRS and the codeword in a contention-based transmission of two terminals is 1/12. On the other hand, if the DMRS sequence and the contention resources are not mapped, the probability of collision between the DMRS and the codeword is 1/144. Therefore, in an environment where MUD performance is guaranteed and blind reception complexity of the receiving side is accepted, DMRS sequences and contention resources may not be mapped, and a codeword index may be arbitrarily selected.
  • Case 3 is a case where the total number of DMRSs is larger than the total number of contention resources (the total number of codewords in the above example).
  • the DMRS sequence and the contention resource may be mapped to N: 1 or 1: 1.
  • N (Maximum DMRS_INDEX) / (Maximum Codeword_INDEX).
  • N DMRS sequences are mapped to one codeword for N: 1 mapping between DMRS sequences and contention resources.
  • data decoding may be performed based on a codeword mapped without blind detection.
  • MUD may be performed by reducing the probability of collision of the DMRS and increasing channel estimation performance.
  • MUD may be performed through a combining technique (eg, MRC-IRC or MMSE-IRC, etc.) through MIMO, or an SIC scheme through power difference.
  • 12 illustrates a 2: 1 mapping relationship between six DMRS indexes and three codeword indexes.
  • blind detection of a codeword for data decoding is additionally required after blind detection of the DMRS.
  • a codeword collision may occur.
  • channel estimation is normally performed
  • the performance of the MUD may not be guaranteed at the receiving end due to the collision of codewords.
  • a collision of codewords may not occur.
  • MUD may be possible by using other codewords, but channel estimation is not normally performed, so MUD performance is not guaranteed.
  • the collision probability of the DMRS and the collision probability of the codeword operate independently, the overall collision probability may increase. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, in this example, the probability that both DMRSs and codewords do not collide in contention-based transmission of two UEs is 2/3. On the other hand, if the DMRS sequence and the contention resources are not mapped, the probability that both DMRS and codewords do not collide is 22/36. Therefore, when no collision occurs between any of the DMRSs and codewords, the DMRS sequence and the contention resource mapping scheme are advantageous in terms of collision probability in an environment in which decoding performance for MUD is not guaranteed.
  • the mapping of the DMRS sequence and the competing resources may not be assumed in an environment in which decoding performance is guaranteed that MUD is enabled (that is, an environment in which MUD performance is guaranteed). have. For example, if a DMRS sequence and a contention resource are mapped, in this example, the probability of collision between both the DMRS and the codeword is 1/3 in contention-based transmission of two UEs. On the other hand, when the DMRS sequence and the contention resource are not mapped, the probability of collision between the DMRS and the codeword is 1/36. Therefore, in an environment where MUD performance is guaranteed and blind reception complexity of the receiving side is accepted, DMRS sequences and contention resources may not be mapped, and a codeword index may be arbitrarily selected.
  • contention-based data transmission is not grant-based data transmission
  • the receiver eg, base station
  • UE-specific scrambling for data transmission is applied. It is difficult.
  • blind detection of the entire scrambling has to be performed, so the blind detection of the receiving side causes very large complexity. Therefore, within the contention-based data transmission zone defined in step 1 above, when each UE transmits data based on the DMRS defined in step 2 and the contention resource defined in step 3, scrambling for transmission data is defined. .
  • the scrambling sequence may be generated by 1: 1 mapping in association with a DMRS index or a codeword index.
  • step 1 when each UE transmits data based on the DMRS defined in step 2 and the contention resource defined in step 3, generation of a scrambling sequence for the transmission data is performed by using the DMRS index.
  • 1: 1 mapping can be performed in connection with the codeword index. The above operation can be applied in the same manner as in the case 3, and the effect is the same.
  • the scrambling sequence may be generated by 1: L mapping in association with a DMRS index or a codeword index.
  • step 1 when each UE transmits data based on the DMRS defined in step 2 and the contention resource defined in step 3, generation of a scrambling sequence for the transmission data is performed by using the DMRS index.
  • L mapping can be performed in conjunction with the codeword index. L may be defined as greater than 1 in order to reduce the probability of collision according to the system environment.
  • the receiving side eg, the base station
  • the receiving side must perform L blind detections for the scrambling sequence. The operation can be applied in the same manner as in Case 1 in Step 3, and the effect is the same.
  • the UE may select in conjunction with the Cell ID and the DMRS when the Scrambling Sequence is selected.
  • the base sequence may be generated based on the cell ID, and the base sequence may be generated by tying a DMRS specific scrambling sequence based on the DMRS index. For example, if the 1: 1 mapping with the DMRS may be represented as shown in FIG.
  • 13 is a diagram illustrating a mapping relationship between a scrambling sequence, a codeword index, and a DMRS index.
  • the MUD performance may be improved by scrambling when the MUD performance cannot be guaranteed.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a mapping relationship between a scrambling sequence, a codeword index, and a DMRS index. As shown in FIG. 14, DMRS, Codeword, and scrambling may be mapped 1: 1. The mapping relationship illustrated in FIGS. 13 and 14 may be previously defined and shared between the terminal and the base station.
  • C-RNTI can be transmitted by designating some fields in the data zone.
  • FIG. 15 is an exemplary diagram for explaining a method of determining, from which terminal, data is transmitted in a contention zone by a receiving side.
  • the receiving side receives the RS mentioned in No. 2 through the contention zone mentioned in No. 1 above, performs channel estimation based on the RS, decodes data in the data zone for the transmission scheme described in No. 3, and CRC It checks whether there is an error of data through check, and if CRC check passes, it acquires C-RNTI information included in a field predefined in the data zone.
  • the receiving side can know which UE has transmitted data from the acquired C-RNTI.
  • the same method may be applied to scheduling-based transmission.
  • the DMRS of the UE may be selected by modulo operation with the C-RNTI. Then, overhead of grant can be reduced by omitting transmission of grant information for DMRS.
  • the base station should perform scheduling in consideration of the DMRS selection of the terminal.
  • the codeword or the scrambling sequence of the terminal may be selected by modulo operation with the C-RNTI. Then, overhead of grant can be reduced by omitting transmission of grant information for codeword or scrambling. In this case, the base station performs scheduling considering the codeword or scrambling selection of the terminal.
  • the UE recognizes a physical resource region, MCS Level, Power Control, etc. in which a contention-based MA operates through a predefined or Broadcast, RRC connection stage.
  • the terminal prepares uplink transmission based on contention information (for example, physical resource region in which contention-based MA operates, MCS Level, Power Control information) (1 contention-based data transmission). Physical resources).
  • contention information for example, physical resource region in which contention-based MA operates, MCS Level, Power Control information
  • Physical resources Physical resources.
  • the terminal prepares uplink transmission on a physical resource (predefined or a resource selected by the terminal) on which the contention-based MA operates.
  • the UE selects an RS (eg, a specific DMRS sequence) for data transmission in a physical resource region in which a contention-based MA operates, and transmits data based on the selected RS (for contention-based data transmission twice).
  • RS eg, a specific DMRS sequence
  • the selection of the RS of the terminal may be an arbitrary selection. It may be selected based on UE Specific or Group Specific information of RS. For example, the terminal may select the RS based on the C-RNTI.
  • the terminal determines the NoMA-Codeword in the physical resource region in which the contention-based MA operates (3. Transmission scheme for contention-based data transmission).
  • the selection of the NoMA-Codeword of the terminal may be an arbitrary selection.
  • the terminal may determine the NoMA-Codeword based on the mapping relationship between the selected RS and the NoMA-Codeword.
  • the mapping relationship between RS and NoMA-Codeword may be 1: 1, N: 1, or 1: N.
  • the terminal determines the Scrambling Sequence in the physical resource that the contention-based MA operates.
  • the terminal may arbitrarily select the scrambling sequence.
  • the UE may select a Scrambling Sequence mapped to the selected RS.
  • the RS and the scrambling sequence may have a 1: 1, N: 1, or 1: N mapping relationship.
  • the terminal may select the Scrambling Sequence based on the mapping relationship with the selected NoMA-Codeword.
  • the mapping of the NoMA-Codeword and the Scrambling Sequence may be a mapping relationship of 1: 1, N: 1, 1: N.
  • the terminal may transmit uplink data in a physical resource region in which a contention-based MA operates.
  • the order of scrambling, modulation, and spreading may be changed according to the NoMA technology. According to the NoMA technology, some of the scrambling, modulation, and spreading may be deleted or the UE may transmit uplink data without deleting or performing the function. have.
  • the base station knows the physical resource area, MCS Level, Power Control, etc. in which the contention-based MA operates in advance or through the Broadcast, RRC connection step, the same as the terminal. In the above operation, some information may be blindly detected by the base station.
  • the base station blindly detects the RS in the physical resource region in which the contention-based MA operates. If the RS is detected, the base station performs channel estimation based on the detected RS and stores the RS Index.
  • the base station prepares data decoding according to the NoMA-codeword and Scrambling Sequence decision rules determined above or previously agreed with the terminal. If there is an RS and a mapping rule, the base station determines the NoMA-codeword and the scrambling sequence based on the RS index. However, if there is no mapping rule (relationship) with RS, the base station blindly detects the NoMA-codeword.
  • the base station determines the Scrambling Sequence based on the NoMA-codeword Index. If the NoMA-codeword and the mapping rule do not exist, the base station blindly detects the scrambling sequence.
  • the base station performs channel equalization in the physical resource region in which the contention-based MA operates based on the channel estimation information obtained by performing the channel estimation.
  • the base station performs despreading, Demodulation, Descrambling, and Decoding based on the NoMA-Codeword and Scrambling Sequence obtained above.
  • the order of despreading, demodulation, and Descrambling may be changed according to NoMA technology.
  • some of despreading, Demodulation, and Descrambling may be deleted or may not perform the function according to the NoMA technology.
  • the base station performs a CRC check on the decoded data to determine whether the corresponding information is correctly decoded.
  • the base station determines that the transmission data of the terminal is correctly decoded, the base station extracts the C-RNTI information and delivers it to the higher layer information.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • a method for transmitting / detecting data based on a non-orthogonal multiple access scheme and an apparatus therefor may be industrially applied to various wireless communication systems such as 3GPP LTE-A and 5G systems.

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Abstract

사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역 중에서 비직교 다중 접속을 수행하기 위한 물리 자원을 랜덤하게 선택하고, 상기 선택한 물리 자원을 통해 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호 시퀀스를 선택하고, 상기 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 경쟁 자원을 선택하고, 상기 경쟁 기반 데이터 전송에서 데이터 전송에 적용할 스크램블링 시퀀스를 선택하고, 상기 선택한 물리 자원을 통해 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 대응하는 참조신호와 데이터를 포함하는 데이터 채널을 전송하되, 상기 데이터 채널은 상기 선택한 스크램블링 시퀀스가 적용되어 전송되는 비직교 다중 접속 방법.

Description

비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송/검출하는 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송/검출하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템은 1ms TTI (transmission time interval)를 가지는 프레임 구조로 디자인 되었으며, 비디오(video) 어플리케이션을 위해 데이터 요구 지연 시간은 10ms이었다.
그러나, 미래의 5G 기술은 실시간 제어(real-time control) 및 촉감 인터넷(tactile internet)과 같은 새로운 어플리케이션의 등장으로 더욱 낮은 지연의 데이터 전송을 요구하고 있으며, 5G 데이터 요구 지연은 1ms까지 낮춰질 것으로 예상된다. 또한, 미래의 5G 기술은 하나의 기지국에 더욱 많은 단말 연결성이 요구되고 있으며, 5G 요구 연결성은 최대 1,000,000/km2까지 증가될 것으로 예상된다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말을 위한 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국을 위한 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말을 위한 방법은, 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역 중에서 비직교 다중 접속을 수행하기 위한 물리 자원을 랜덤하게 선택하는 단계; 상기 선택한 물리 자원을 통해 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호 시퀀스를 선택하는 단계; 상기 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 경쟁 자원을 선택하는 단계; 상기 경쟁 기반 데이터 전송에서 데이터 전송에 적용할 스크램블링 시퀀스를 선택하는 단계; 및 상기 선택한 물리 자원을 통해 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 대응하는 참조신호와 데이터를 포함하는 데이터 채널을 전송하되, 상기 데이터 채널은 상기 선택한 스크램블링 시퀀스가 적용되어 전송될 수 있다. 상기 선택한 참조신호 시퀀스는 상기 단말의 식별자에 기초하여 선택된 것일 수 있다. 상기 선택한 경쟁 자원은 선택한 코드워드를 포함할 수 있다. 상기 선택한 코드워드는 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 기초하여 선택된 것일 수 있다. 상기 선택된 스크램블링 시퀀스는 상기 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 코드워드에 기초하여 선택된 것일 수 있다. 상기 방법은 상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역과 관련된 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국을 위한 방법은, 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 참조신호와 데이터를 수신하는 단계; 상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 상기 참조신호와 상기 데이터를 검출하는 단계; 사전에 정의된 규칙에 기초하여 상기 검출된 참조신호에 대응하는 참조신호 시퀀스로부터 상기 검출된 데이터에 대응하는 코드워드 및 상기 검출된 데이터에 적용된 스크램블링 시퀀스를 검출하는 단계; 및 상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스에 기초하여 상기 데이터를 디코딩하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법은 상기 사전에 정의된 규칙에 따라 상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스로부터 상기 데이터를 전송한 단말을 식별하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 방법은 상기 검출된 참조신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계; 및 상기 채널 추정에 기초하여 상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 채널 등화를 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말은, 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역 중에서 비직교 다중 접속을 수행하기 위한 물리 자원을 랜덤하게 선택하고, 상기 선택한 물리 자원을 통해 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호 시퀀스를 선택하며, 상기 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 경쟁 자원을 선택하고, 상기 경쟁 기반 데이터 전송에서 데이터 전송에 적용할 스크램블링 시퀀스를 선택하도록 구성된 프로세서; 상기 선택한 물리 자원을 통해 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 대응하는 참조신호와 데이터를 포함하는 데이터 채널을 전송하도록 구성된 송신기를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 데이터 채널에 대해 상기 선택한 스크램블링 시퀀스를 적용할 수 있다. 상기 프로세서는 상기 단말의 식별자에 기초하여 상기 참조신호 시퀀스를 선택하도록 구성될 수 있다. 상기 선택한 경쟁 자원은 선택한 코드워드를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 기초하여 상기 코드워드를 선택하도록 구성될 수 있다. 상기 프로세서는 상기 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 코드워드에 기초하여 상기 선택된 스크램블링 시퀀스를 선택하도록 구성될 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국은, 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 참조신호와 데이터를 수신하도록 구성된 수신기; 및 상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 상기 참조신호와 상기 데이터를 검출하고, 사전에 정의된 규칙에 기초하여 상기 검출된 참조신호에 대응하는 참조신호 시퀀스로부터 상기 검출된 데이터에 대응하는 코드워드 및 상기 검출된 데이터에 적용된 스크램블링 시퀀스를 검출하며, 상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스에 기초하여 상기 데이터를 디코딩하도록 구성되는 프로세서를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 비직교 다중 접속에서의 경쟁 기반 데이터 전송의 경우의 단말 들간의 충돌 확률을 현저히 낮추어 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 2는 통신 장치의 NOMA 기반 하향링크 전송/수신(Tx/Rx) 블록도를 예시한 도면이다.
도 3은 통신 장치의 NOA 기반 상향링크 전송/수신 블록도를 예시한 도면이다.
도 4는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 하향링크 전송/수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이고, 도 5는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 상향링크 전송/수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이다.
도 6은 단말-특정 확산 코드에 의한 데이터 전송의 주파수 축 개념도를 나타낸 도면이다.
도 7은 비직교 확산 코드 기반 NOMA 시스템의 기본 송수신 구조도를 예시한 도면이다.
도 8은 코드북 세트세트 인덱스에 의한 참조 심볼 혹은 참조신호의 변화를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 9는 두 명 이상의 사용자가 서로 다른 DMRS를 사용함에도 불구하고 완벽한 채널 추정(Perfect Channel Estimation)을 했을 때와 현실적인 채널 추정(Realistic Channel Estimation) 을 했을 때의 BLER 성능을 도시한 도면이다.
도 10은 6개의 DMRS index와 6개의 Codeword index 사이의 1:1 맵핑 관계의 일 예를 나타내고 있다.
도 11은 6개의 DMRS index와 3개의 Codeword index 사이의 1:1 맵핑 관계를 예시하고 있다.
도 12는 6개의 DMRS index와 3개의 Codeword index 사이의 2:1 맵핑 관계를 예시적으로 나타내고 있다.
도 13은 Scrambling Sequence, 코드워드 인덱스 및 DMRS 인덱스간의 맵핑 관계를 예시한 도면이다.
도 14는 Scrambling Sequence, 코드워드 인덱스 및 DMRS 인덱스간의 맵핑 관계를 예시한 도면이다.
도 15는 수신 측이 경쟁 존에서 어느 단말로부터 데이터가 전송되었는지 파악하는 방법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
도 16은 본 발명의 내용을 요약한 전체 프로시저를 나타내고 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), 5G 통신 시스템 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
기지국과 단말 간의 무선 전송에 대하여 기지국에서 단말로의 전송을 하향 링크 전송, 단말로부터 기지국으로의 전송을 상향링크 전송으로 통칭하여 표현한다. 이러한 하향링크 전송과 상향링크 전송 간의 무선 자원을 구분하는 방식을 듀플렉스(duplex)라고 정의하며 주파수 밴드를 하향링크 전송 밴드와 상향링크 전송 밴드로 구분하여 양방향 송수신하는 경우 주파수 분할 듀플렉스(Frequency Division Duplex, FDD)라고 표현한다. 본 발명에서 제안하는 기술은 상기 주파수 분할 듀플렉스 뿐만 아니라, 시간 자원을 하향링크 전송 시간과 상향링크 전송 시간으로 구분하여 양방향 송수신하는 시간 분할 듀플렉스 (Time Division Duplex, TDD)와 시간 및 주파수 자원을 공유하여 양방향 송수신하는 양방향 듀플렉스 (Full Duplex) 에서도 동작 가능함은 자명하다.
도 1은 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)(D2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템(100)은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국(105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나(130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말(110)의 구성에서, 수신 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하고(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서(150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-맵핑(demapping))하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공할 수 있다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나(135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국(105)으로 전송한다. 단말 및 기지국에서의 송신기 및 수신기는 하나의 RF(Radio Frequency) 유닛으로 구성될 수도 있다.
기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나(130)를 통해 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
본 명세서에서 단말의 프로세서(155)와 기지국의 프로세서(180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서(155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서(155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
본 발명에서는 비직교 코드북(Non-orthogonal Codebook)과 직교 코드북(Orthogonal Codebook) 기반 다중 사용자 중첩 접속 전송 방식에 관한 방법을 제안한다.
도 2는 통신 장치의 NOMA 기반 하향링크 전송/수신(Tx/Rx) 블록도를 예시한 도면이다.
다중 사용자 정보를 동일 자원에 할당하여 전송하는 비직교 다중 접속 방식 (Non-orthogonal Multiple Aceess, NOMA)에 있어서, 도 2와 같이 하향링크 지원을 위한 송수신단 구조는 일반적이다. NOMA 시스템은 3GPP 표준화 작업에서는 Multiuser Superposition Transmission (MUST)로 불리우기도 한다. NOMA 시스템은 동일 시간-주파수 자원에 다수 사용자 정보를 중첩하여 전송함으로써, LTE 시스템 대비 전송 용량 이득을 얻거나 동시 접속 수를 증대하는 것을 목적으로 차세대 5G 시스템의 요소 기술로써 고려되고 있다. 차세대 5G 시스템의 NOMA 계열 기술로는 Power Level을 기반으로 사용자를 구분하는 MUST와, Sparse Complex Codebook 기반 변조를 활용하는 Sparse Code Multiple Access (SCMA), 단말-특정 인터리버(User-specific Interleaver)를 이용하는 interleave Division Multiple Access (IDMA) 등이 있다.
MUST 시스템의 경우, 도 2의 송신 측에서 다중 사용자(혹은 다중 단말) 데이터의 변조 이후에 각 심볼의 파워 할당을 다르게 하거나, 계층적 변조(Hierarchical Modulation)를 기반으로 다중 사용자 데이터를 계층적 변조하여 전송하고, 수신 측에서 다중 사용자 검출(Multiuser Detection, MUD)를 통해 다중 사용자 데이터를 복조 한다.
SCMA 시스템의 경우, 도 2의 송신 측에서, 다중 사용자 데이터에 대한 Forward Error Correction (FEC) Encoder와 변조 과정을 미리 약속된 Sparse Complex Codebook 변조 방식으로 대체하여 전송하고, 수신 측에서 MUD를 통해 다중 사용자 데이터를 복조한다.
IDMA 시스템의 경우, 도 2의 송신 측에서 다중 사용자 데이터에 대한 FEC Encoding 정보를 단말-특정 인터리버를통해 변조하여 전송하고, 수신 측에서 MUD를 통해 다중 사용자 데이터를 복조 한다.
상기 각 시스템은 다양한 MUD 방식으로 다중 사용자 데이터를 복조 할 수 있으며, 예를 들어 Maximum Likelihood (ML), Maximum joint A posteriori Probability (MAP), Message Passing Algorithm (MPA), Matched Filtering (MF), Successive Interference Cancellation (SIC), Parallel Interference Cancellation (PIC), Codeword Interference Cancellation (CWIC) 등이 있다. 각 복조 방식에 따라 또는 반복 복조 시도 수에 따라, 복조 복잡도와 처리시간 지연에 차이가 있을 수 있다.
도 3은 통신 장치의 NOMA 기반 상향링크 전송/수신 블록도를 예시한 도면이다.
도 3은 다중 사용자 정보를 동일 자원에 할당하여 전송하는 NOMA 계열 시스템의 상향링크 지원을 위한 송수신단 구조를 도시하고 있다. 상기 각 시스템은 도 2의 하향링크 구조에 대한 설명과 같은 방식으로 다중 사용자 데이터를 전송하고 수신 측에서 복조 할 수 있다. NOMA 계열 시스템들은 동일 시간-주파수 자원에 다수 사용자 신호를 중첩 전송하기 때문에, LTE 시스템과 비교하여 더 높은 복호 오류율을 가지지만, 더 높은 주파수 이용 효율이나 더 많은 Connectivity 를 지원할 수 있다. 비직교 다중 접속 방식(NOMA)은 시스템 환경에 따라, 부호율 제어를 통해 복호 오류율을 유지하면서, 더 높은 주파수 이용효율이나 더 많은 Connectivity 를 달성하는 것이 가능하다.
상기 NOMA 계열 시스템들은 동일 자원에 다수 사용자 데이터를 할당하기 때문에, 단일 사용자 데이터를 할당하는 것과 비교하여 다중 사용자 데이터에 대한 간섭이 필연적으로 발생한다. 도 2의 NOMA 계열 시스템에서 k번째 수신 측의 신호를 간단히 표현하면 다음 수학식 1과 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000001
여기서, hk는 송신 측에서 k번째 수신 측으로의 채널을 의미하고 sk는 k번째 수신 측으로의 데이터 심볼, nk는 신호 잡음을 의미한다. K는 동일 시간-주파수 자원에 할당된 다중 사용자의 수 이다.
상기 수학식 1의 3번째 식의 2번째 항(
Figure PCTKR2017008147-appb-I000001
)은 다른 수신 측으로의 데이터 심볼에 의한 다중 사용자 간섭 신호 (Multiuser Interference, MUI)를 나타낸다. 따라서, 상기 수신 신호에 의한 전송 용량을 간단히 표현하면 다음 수학식 2와 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000002
상기 수학식 2에서의 전송 용량에서 K가 증가할수록 더해지는 Rk의 개수가 증가하여 C의 증대를 기대할 수 있다. 하지만, K가 증가할수록 MUI의 증가로 인해, 각 Rk가 감소하여 전체 전송 용량 C의 감소를 초래할 수 있다. MUD 기법에 따라, MUI를 효과적으로 감소시키면서 각 사용자의 데이터를 복조 할 수 있다 하더라도, 근본적으로 MUI의 존재는 전체 전송 용량을 경감시키고, 높은 복잡도의 MUD를 요구하게 된다. 만약 다중 사용자 데이터 전송에 대한 MUI 발생을 최소화 하면, 더 높은 전송 용량을 기대할 수 있다. 또는, 다중 사용자 데이터 전송에 대한 MUI 발생을 정량적으로 제어할 수 있으면, 다중 사용자 데이터 중첩에 대한 스케줄링으로 더 높은 전송 용량을 계획할 수 있다.
도 4는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 하향링크 전송/수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이고, 도 5는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 상향링크 전송/수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이다.
상기 NOMA 기술 중, 비직교 코드북을 기반으로 하는 계열(예를 들어, SCMA, CDMA 등)은 확산(Spreading) 방식을 통해 동일 시간-주파수 자원에 다중 사용자 데이터를 중첩 전송할 때, 비직교 확산 코드(Non-orthogonal Spreading Code)를 사용하는 다중 접속 방식을 가정한다. 도 4와 도 5는 다중 사용자 정보를 동일 시간-주파수 자원에 할당할 때, 단말-특정 확산 코드(UE Specific Spreading Code)를 사용하여 중첩 전송하는 NOMA 시스템의 하향링크와 상향링크 송수신단 구조이다. 도 4와 도 5에서는 단말-특정 확산 코드가 주파수 축에서 사용되었으나, 시간 축에서 사용될 수도 있다.
송신단/수신단은 사전에 정의된 코드북을 이용하여, 각 사용자에게 단말-특정 확산 코드를 할당한다. 단말-특정 확산 코드를 수식적으로 표현하면 다음 수학식 3과 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000003
단말-특정 확산 코드북은
Figure PCTKR2017008147-appb-I000002
를 만족하는 코드북이고, 다음 수학식 4와 같은 성질을 가진다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000004
도 6은 단말-특정 확산 코드에 의한 데이터 전송의 주파수 축 개념도를 나타낸 도면이다.
도 6은 송신 측에서 단말-특정 확산 코드를 통해 주파수 축에서 k번째 사용자 데이터를 전송하는 개념을 도시하고 있다. 코드북이 송신 측과 수신 측 사전에 약속되었을 때, k번째 사용자에 해당하는 코드워드에 k번째 사용자를 위한 데이터를 곱하여 전송한다. 이 때, 하나의 데이터 심볼 sk가 (N×1) 차원의 코드워드 벡터 c(k)에 대응된다. 그러면 코드워드의 N개 Element는 N개 부반송파에 대응된다. 즉, 도 6에서는 N개의 부반송파로 하나의 데이터 심볼을 전송하므로, 기존 LTE 시스템 대비 동일 시간-주파수 자원 효율이 1/N로 감소한다. 반면, N개 이상의 심볼을 중첩 전송하면, LTE 시스템 대비 시주파수 자원 효율이 증대된다. 예를 들어, N<K 일 때 K개의 심볼을 중첩 전송하면, K/N배 만큼 주파수 자원 효율이 증대된다.
도 7은 비직교 확산 코드 기반 NOMA 시스템의 기본 송수신 구조도를 예시한 도면이다.
도 7은 비직교 확산 코드를 사용하는 NOMA 시스템의 기본 송수신 구조도 이다. 송신 측에서 각 사용자에 대한 데이터 심볼은 각 사용자에 해당하는 단말-특정 확산 코드로 변환되어 중첩된다. 중첩된 N길이의 주파수축 신호는 N-IFFT를 통해 시간축 신호로 변환되어 OFDM 전송을 수행하고, 수신 측에서 N-FFT를 통해 주파수축 신호로 복원한다. 복원된 주파수축 신호는 각 사용자에 해당하는 단말-특정 확산 코드의 Conjugate Codeword로 각 사용자 데이터 심볼을 복호한다. 복호된 sk는 중첩된 사용자 수에 따라 MUI가 포함되어 있을 수 있으며, MUD 방식 등을 통해 정확한 sk 복호가 가능하다. 이 때, 사전에 정의된 단말-특정 확산 코드에 따라 변환된 주파수축 신호의 길이는 N보다 짧을 수 있다. 예를 들어 N/2 길이의 단말-특정 확산 코드로 변환된 주파수축 신호 벡터 2개를 직렬 연결하여 N 길이로 형성하면, N-FFT해도 수신 측에서 복조가 가능함은 자명하다.
하향링크의 경우, k번째 사용자 수신단에서 데이터 복호를 위한 검출 수식을 표현하면 다음 수학식 5와 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000005
상기 수학식 5에서, Hk는 k번째 송신 측에서 수신 측으로의 (N×N) 채널 행렬를 의미하고 대각행렬(diagonal matrix)로 주파수 축 채널 계수들을 포함한다. c(k)는 k번째 송신 측에서 수신 측에 대한 (N×1) 단말-특정 확산 코드(spreading code) 벡터이고, sk는 k번째 수신 측으로의 데이터 심볼, n는 (N×1) 신호 잡음 벡터를 의미한다. K는 동일 시간-주파수 자원에 할당된 다중 사용자의 수 이다. 여기서,
Figure PCTKR2017008147-appb-I000003
는 A 벡터의 j번째 요소(element)와 B 행렬의 j번째 대각 요소(diagonal element)의 나눗셈을 의미한다. A 벡터가 대각 행렬일 경우, 대각 행렬끼리의 요소(element) 나눗셈을 의미한다.
상기 수학식 5에서 채널 보상을 통해 원하는 코드워드들(Desired Codewords) 신호와 잡음만 남게 되며, 수신 측의 단말-특정 확산 코드의 Conjugate Codeword를 통해, 다음 수학식 6과 같이 검출된다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000006
상기 수학식 6에서 마지막 행의 2번째 항목은 MUI를 나타내며, MUD 방식을 통해 제거 또는 감소시킬 수 있다.
상향링크의 경우, 기지국의 수신단에서 데이터 복호를 위한 검출 수식을 표현하면 다음 수학식 7과 같다.
상기 수학식 7의 3번째 식의 2번째 항은 다른 수신 측으로의 데이터 심볼에 의한 다중 사용자 간섭 신호 MUI를 나타낸다. k번째 사용자의 데이터 복호를 위한 수신 측의 검출 수식을 표현하면 다음 수학식 8과 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000008
k번째 사용자 데이터를 위한 채널 보상을 통해 원하는 코드워드들 신호와MUI, 잡음만 남게 되며, 수신 측의 단말-특정 확산 코드의 Conjugate Codeword를 통해, 다음 수학식 9와 같이 검출된다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000009
상기 수학식 9에서 마지막 행의 2번째 항목은 MUI를 나타내며, MUD 방식을 통해 제거 또는 감소시킬 수 있다. 이 때, 다중 사용자로부터의 채널 환경 차이로 인해,
Figure PCTKR2017008147-appb-I000004
의 주파수 축 채널 변화량이 단말-특정 확산 코드 사이에 수신 성능의 변화를 가져올 수 있다. 상기 설명에서 설명의 편의를 위하여, 송수신 안테나의 개수를 단일 개로 설명하였으나, 다중 안테나를 사용하는 환경에서도 같은 방식으로 적용됨은 자명하다.
상기 NOMA 기술 중, 비직교 코드북을 기반으로 하는 계열(예를 들어, SCMA, CDMA 등)은 확산 방식을 통해, 다수 개의 심볼을 중첩 전송한다. 확산 심볼간 중첩의 정도와 비직교 코드북의 구성에 따라, 중첩에 의한 간섭과 중첩에 의한 데이터 전송률(Data Rate) 증대 사이의 트레이드 오프(Tradeoff) 관계가 존재한다. 여기서, 중첩에 의한 간섭은 단일 사용자의 심볼 간 간섭(Inter-symbol Interference, ISI)와 다중 사용자간 간섭(Inter-user Interference, IUI)로 구분될 수 있으며, 블록 오류율(Block Error Rate, BLER) 감소를 초래할 수 있다. 따라서, 요구되는 트래픽이나 간섭의 정도에 따른 중첩 스케줄링과 시그널링이 필요하다.따라서, 본 발명에서는 차세대 5G 시스템의 트래픽이나 중첩에 의한 간섭에 따른, 중첩 스케줄링과 시그널링을 제시한다. 특히, 비직교 코드북을 활용하는 NOMA 방식들의 트래픽이나 중첩 스케줄링에 따른 효율적 운영방식 및 시그널링을 제시하고자 한다.
실시예 1: 비직교 코드북의 직교 서브세트(Orthogonal Subset) 운영 방법
단일 사용자 또는 다중 사용자의 트래픽에 따라 비직교 코드북의 전체 중첩 정도를 사용하지 않는 경우에 대한 운영기법 개발이 필요하다.
송신 측 및 수신 측은 사전에 정의된 비직교 코드북을 이용하여, 각 사용자에게 단말-특정 확산 코드를 할당한다. 단말-특정 확산 코드를 수식적으로 표현하면 다음 수학식 10과 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000010
상기 수학식 10에서, N은 확산 계수(Spreading Factor)이고, K는 중첩 계수(Superposition Factor)이며, K/N의 오버로딩 계수(Overloading Factor)를 가진다. 단말-특정 확산 코드는 비직교 코드북에 의해 정의되며, 직교 서브세트를 포함한다. 이 때, 하나의 코드북 안에서 비직교성과 직교성이 혼재한다. 이러한 경우, 송신 측과 수신 측 사이의 코드북 약속을 위한 정보 교환 양을 줄여 줄 수 있다.
즉,
Figure PCTKR2017008147-appb-I000005
를 만족하는 코드북이고, 직교 서브세트 OC ⊂ C이다. 그러면, 직교 서브세트 OC는 다음 수학식 11과 같은 성질을 가진다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000011
상기 수학식 11에서,
Figure PCTKR2017008147-appb-I000006
는 C(k)의 conjugate codeword 이다.
상기 수학식 11에서, (1) 송신 측 및 수신 측에서 동일한 코드워드의 곱은 1이다. 그리고, (2) 동일 코드북의 직교 서브세트 내에서 자신의 코드워드와 다른 코드워드는 직교한다.
또한, 상기 직교 서브세트의 여집합
Figure PCTKR2017008147-appb-I000007
를 만족한다. 그러면 직교 서브세트의 여집합
Figure PCTKR2017008147-appb-I000008
는 다음과 같은 성질을 가진다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000012
상기 수학식 12에서, (1) 송신 측 및 수신 측에서 동일한 코드워드의 곱은 1이다. (2) 동일 코드북의 직교 서브세트의 여집합 내에서 자신의 코드워드와 다른 코드워드는 직교하지 않는다.
여기서, 직교 서브세트의 여집합
Figure PCTKR2017008147-appb-I000009
는 항상 비직교 특성만을 포함하지는 않는다. 예를 들어, 직교 서브세트의 여집합
Figure PCTKR2017008147-appb-I000010
의 일부 코드워드 사이에는 직교 조건이 성립될 수 있다. 또한,
Figure PCTKR2017008147-appb-I000011
의 코드워드와 직교 서브세트 OC 의 코드워드 사이에도 직교 조건이 성립될 수도 있다.
상기 언급된 방식에서, 요구되는 트래픽이나 간섭의 정도에 따라 비직교 코드워드를 모두 사용하지 않을 수 있다. 예를 들어, 트래픽 양의 변화 또는 채널 환경의 변화에 따른 간섭량의 변화로 인해 중첩 계수(Superposition Factor) K를 최대로 사용하지 않는 경우, 주어진 자원 상에서 NOMA 또는 OMA 동작을 적응적으로 활용할 수 있다. 이러한 방식을 통해 오버로딩 계수(Overloading Factor)가 적응적으로 조절되어, ISI 또는 IUI를 제어할 수 있고, target BLER을 만족하는 범위에서 코드북의 서브세트 선택이 가능하다.
오버로딩 계수에 따라 코드북의 서브세트를 정의할 수 있으며, 오버로딩 계수 ≤ 1 이면, 송신 측에서는 직교 서브세트를 선택할 있다. 오버로딩 계수 > 1이면, 송신 측에서는 비직교 서브세트를 선택할 수 있으며, 중첩 정도에 따라 코드북의 서브세트를 선택할 수 있다.
도 8은 코드북 세트세트 인덱스에 의한 참조 심볼 혹은 참조신호의 변화를 예시적으로 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이, 송신 측에서 코드북 서브세트 선택을 수행하고, 코드북 서브세트 인덱스를 제어 정보(예를 들어, Downlink Control Information, DCI) 포맷으로 도 8에 도시됨)으로 전송할 수 있다. 또한, 코드북 서브세트 인덱스 정보를 포함하는 상기 제어 정보는 단일 사용자 또는 다수 사용자에 대한 코드워드 할당 정보를 포함할 수 있다.
상술한 코드북 서브세트에 의해 오버로딩 계수가 1을 넘지 않거나 혹은 단일 사용자 또는 다수 사용자의 수가 N보다 작은 경우에는 도 8에 도시된 왼쪽 그림과 같이 DCI 포맷은 하나의 Reference Symbol or Reference Signal (RS) 또는 하나의 Reference Pattern에 기초하여 각 코드워드에 해당하는 채널을 단말이 검출하도록 지시할 수 있다. 반면에, 오버로딩 계수가 1을 넘고 다수 사용자의 수가 N보다 큰 경우, 도 8의 오른쪽 그림과 같이, DCI 포맷은 다수의 RS 또는 다수의 Reference Pattern에 기초하여 각 코드워드에 해당하는 채널을 단말이 검출하도록 지시할 수 있다. 또한, DCI 포맷은 다중 사용자 중첩 접속 방식에 따른 데이터 심볼 수신을 위해 단말이 채널 추정해야 할 RS의 심볼 수 또는 RS 패턴을 명시적으로 지시하여 알려줄 수도 있고, 코드북 서브세트 인덱스 별로 채널 추정해야 할 RS 심볼 수 또는 RS 패턴이 사전에 정의되어 있어 단말이 코드북 서브세트 인덱스를 알면 채널 추정해야 할 RS 심볼 수 또는 RS 패턴을 알 수 있다.
예를 들어, 코드북 서브세트 선택을 통해 다음과 같이 동작할 수 있다.
(1) 오버로딩 계수가 1을 넘지 않는 A개의 코드워드로 구성된 서브세트의 서브세트 인덱스가 전송된 경우, 단일 사용자가 모든 코드워드에 해당하는 심볼을 수신한다면, 수신 측(예를 들어, 단말)은 하나의 RS를 통해 채널 검출을 수행하고, MUD 동작 없이 단말-특정 확산 코드를 통해 원하는 심볼(Desired Symbol)을 검출한다
(2) 오버로딩 계수가 1을 넘는 B개의 코드워드로 구성된 서브세트의 서브세트 인덱스가 전송된 경우, 단일 사용자가 모든 코드워드에 해당하는 심볼을 수신한다면, 수신 측 하나의 RS를 통해 채널 검출을 수행하고, MUD(단일 사용자의 경우 Interference Cancellation, 예를 들어, SIC 또는 PIC 등)를 수행하여 각 원하는 심볼을 검출한다.
(3) 오버로딩 계수가 1을 넘지 않는 A개의 코드워드로 구성된 서브세트의 서브세트 인덱스가 전송된 경우, N을 넘지 않는 C명의 다수 사용자가 A개의 코드워드에 해당하는 심볼을 수신한다면, 수신 측은 C개의 RS를 통해 채널 검출을 수행하고, MUD 동작 없이 단말-특정 확산 코드를 통해 원하는 심볼을 검출한다.
(4) 오버로딩 계수가 1을 넘는 B개의 코드워드로 구성된 서브세트의 서브세트 인덱스가 전송된 경우, N을 넘지 않는 C명의 다수 사용자가 모든 코드워드에 해당하는 심볼을 수신한다면, 수신 측은 C개의 RS를 통해 채널 검출을 수행하고, MUD를 수행하여 각 원하는 심볼을 검출한다.
(5) 오버로딩 계수가 1을 넘는 B개의 코드워드로 구성된 서브세트의 서브세트 인덱스가 전송된 경우, N을 넘는 D명의 다수 사용자가 B개의 코드워드에 해당하는 심볼을수신한다면, 수신단은 D개의 RS를 통해 채널 선택을 수행하고, MUD 동작 없이 단말-특정 확산 코드를 통해 원하는 심볼을 검출한다.
최대 N개의 직교 시퀀스로 RS를 구분할 수 있고 C개의 RS는 N을 넘지 않기 때문에, 하나의 RS 또는 Reference Pattern으로 정의할 수 있다. 예를 들어, 최대 N개의 직교 시퀀스로 RS를 구분할 수 있기 때문에, C개의 RS를 직교 시퀀스로 중첩하여, 도 8의 왼쪽 그림과 같이 하나의 RS 할당으로 채널 추정이 가능하다. 또한, D개의 RS는 N을 넘기 때문에, 하나의 RS 또는 Reference Pattern으로 정의할 수 없다. 예를 들어, 최대 N개의 직교 시퀀스로 RS를 구분할 수 있기 때문에, D-N개의 RS를 위해서 도 8의 오른쪽 그림과 같이 추가 RS를 할당해야 한다. 또는, D개의 RS는 N을 넘기 때문에, D개의 비직교 시퀀스로 RS를 구분할 수 있다. 이 경우, RS 사이의 직교성을 보장 할 수 없기 때문에, 채널 추정 성능이 열화 된다. 상기 언급된 방법 들에서, RS의 Pattern이나 중첩 방식, 배치 방식 등은 다양할 수 있다.
상술한 방법의 동작을 위해, (1) 수신 측(예를 들어, 단말)은 송신 측(예를 들어, 기지국)에 CQI 리포트 및/또는 버퍼 상태 리포트(Buffer State Report, BSR)를 상향링크 제어 정보로서 피드백한다.(2) 기지국은 (1)에서 트래픽 양과 간섭량에 기초하여 최적의 코드북 서브세트를 선택한다. 코드북 서브세트 선택 시 (1)에서 수신한 상향링크 제어 정보를 고려할 수도 있지만 고려하지 않을 수도 있다. (3) 기지국은 제어 정보(예를 들어, DCI 포맷)를 통해 코드북 서브세트 인덱스를 단말로 전송하고, 선택된 해당 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 해당 RS의 심볼 수 또는 RS Pattern을 설정하고, 해당 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 데이터 심볼들을 중첩하여 전송한다. (4) 단말은 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 해당 RS 또는 RS Pattern에 대한 채널 추정을 수행한다.(5) 단말은 추정된 채널에 기초하여 중첩 데이터 심볼을 등화(Equalization)하고, 해당 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 간섭 제거 또는 다중 사용자 검출을 통해 원하는 심볼을 검출한다. 이때, 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 오버로딩 계수 ≤ 1이면, 단말의 MUD 블록이 동작하지 않고, 단말-특정 확산 코드만을 통해 원하는 심볼을 검출한다. 반면, 코드북 서브세트 인덱스에 기초하여 오버로딩 계수 > 1이면, 수신단의 MUD 블록이 동작하여, 원하는 심볼을 검출한다.
단일 사용자 혹은 단일 단말과 기지국 간의 정보 교환을 통해 단일 사용자 데이터가 하나의 서브세트를 통한 중첩 전송이 가능하다. 그리고, 다수 사용자와 기지국 간의 정보 교환을 통해 다수 사용자 데이터가 하나의 서브세트 내에서 코드워드를 분배해 사용함으로써 중첩 전송이 가능하다.
상기 방법은 하향링크 관점에서 설명하였으나, 기지국의 스케줄링을 통해 DCI 포맷으로 코드북 서브세트 인덱스 또는 코드북 코드워드 인덱스를 전송하여 상향링크 관점에서도 동일하게 적용될 수 있다.
실시 예 2: 비직교 코드북의 직교 서브세트의 운영 예
비직교 코드북의 직교 서브세트의 일 예로서, 확산 계수 N=4이고, 중첩 계수 K=15인 경우의 비직교 코드북 직교 서브세트를 예시하면 다음 수학식 13과 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000013
단말의 요구되는 트래픽의 변화 또는 채널 변화에 따른 간섭량 변화에 따라, 다음 수학식 14 내지 수학식18과 같이 코드북에 대한 서브세트를 구분할 수 있다.
Figure PCTKR2017008147-appb-M000014
Figure PCTKR2017008147-appb-M000015
Figure PCTKR2017008147-appb-M000016
Figure PCTKR2017008147-appb-M000017
Figure PCTKR2017008147-appb-M000018
상기 수학식 14의 서브세트 1(Subset 1)은 확산 계수가 4이고, 중첩 계수가 4인 직교 서브세트이다. 따라서, 서브세트 1은 오버로딩 계수가 1이며, 하나의 Element 관점에서 중첩 없이 구성된다. 반면, 수학식 15의 서브세트 2(Subset 2)는 중첩 계수가 6으로 오버로딩 계수가 6/4이며, 하나의 Element 관점에서 2번의 중첩 정도를 가진다. 수학식 16의 서브세트 3(Subset 3)은 중첩 계수가 8로 오버로딩 계수가 8/4=2이며, 하나의 Element 관점에서 3번의 중첩 정도를 가진다. 수학식 17의 서브세트 4는 중첩 계수가 10으로 오버로딩 계수가 10/4 =2.5이며, 하나의 Element관점에서 4번의 중첩 정도를 가진다. 수학식 18의 서브세트 5는 중첩 계수가 14로 오버로딩 계수가 14/4이며, 하나의 Element 관점에서 5번의 중첩 정도를 가진다. 또한, 중첩 계수 K가 15인 전체 코드북을 사용하는 경우, 오버로딩 계수가 15/4이며, 하나의 Element 관점에서 6번의 중첩 정도를 가진다. 상기 코드북 서브세트에 대한 실시 예를 3GPP TS 36.211의 형태로 나타내면 아래와 같다.
Figure PCTKR2017008147-appb-T000001
상기 서브세트들을 통해 요구되는 트래픽이 높을수록 높은 오버로딩 계수를 사용하고, 채널 상황이 나쁠 수록 낮은 중첩 정도를 가지는 방식으로 서브세트 선택이 수행되어야 한다. 중첩의 정도가 높을수록 좋은 성능을 가지는 간섭 제거 또는 MUD가 요구된다. 상기 특성을 고려하여 최적의 코드북 서브세트 선택이 수행되어야 한다.
상기 표 1의 예들은 설명의 편의를 위해 바이너리 코드북(Binary Codebook)을 기반으로 설명되었으나, complex coefficient를 기반으로 하는 직교/비직교 코드북에서도 같은 방식으로 적용될 수 있다.
NoMA 기술의 동작을 위해서, RS와 NoMA의 코드워드(또는 시퀀스)의 관계를 정립해야 한다. 특히, 경쟁 기반 다중 접속(contention based MA)를 고려하면, RS의 Blind Detection 후에 어느 코드워드를 Blind Detection 해야 하는지에 대한 정의가 필요하다. 또한, NoMA 기술은 중첩의 정도가 기술에 따라 다르게 정의될 수 있으므로, NoMA의 중첩의 정도와 RS의 관계를 정립해야 한다. 본 발명에서는 주어진 RS의 개수에 따른 NoMA의 코드워드 관계와 데이터 검출 절차를 정의한다.
이하에서 본 발명은 경쟁 기반 전송 환경을 가정하여 설명한다. 여기서, 경쟁 기반 전송은 초기 접속을 통한 하향링크 동기(DL synchronization)을 획득하고, 공통 제어 정보 (common control information)의 수신 및 RACH 프로시저, RRC connection을 수행한 상태를 가정한다(단말은 RRC_CONNECTED 상태를 가정한다). 따라서, 각 단말은 C-RNTI를 획득한 상황이나, 상향링크를 위한 grant를 요청하지도, 수신하지도 않은 상황을 가정한다.
상기 환경에서는 각 단말이 경쟁 기반 데이터 전송을 위해서는 아래의 5가지 결정이 필요하다.
1. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 물리 자원
2. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호(RS)
3. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 전송 방식
4. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 데이터 스크램블링 방식
5. 경쟁 기반 데이터 전송에 대한 수신 측의 단말 검출 방식
상기 각 방식의 결정은 시스템 환경에 따라, 고정된 방식으로 사용될 수도 있고, 임의의 방식으로 송신 측이 결정할 수도 있다. 고정된 방식으로 사용하는 경우, 수신 측의 검출/디코딩(detecting/decoding) 방식의 복잡도가 낮아질 수 있으나, 기지국에서 해당 방식에 대한 공통 정보를 전송하거나, 시스템에서 고정적으로 정의될 수 있다. 반면에, 임의의 방식으로 송신 측에서 결정하는 경우, 수신 측의 검출/디코딩 방식의 복잡도가 증가되나, 기지국에서 해당 방식에 대한 공통 정보의 전송이 감소하고, 트래픽 상황에 따라 단말 데이터 전송에 대한 충돌을 줄일 수 있다. 이하에서, 상기 각 5가지 방식에 대한 정의 및 운용방안을 정의한다.
1. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 물리 자원
경쟁 기반 데이터 전송을 위한 물리 자원은 공통 제어 정보를 통해 사전에 정의될 수 있다. 본 발명에서 경쟁 기반 전송을 수행하는 단말은 RRC_CONNECTED 상태를 가정하므로, 하향링크 동기 획득 이후에 시스템 정보를 수신했다고 가정한다. 기지국은 공통 제어 정보를 통해 전체 단말들에게 경쟁 기반 데이터 전송 존(zone)(채널, 영역 등으로도 호칭될 수 있음)에 대한 정보를 브로드캐스팅(broadcasting) 한다. 여기서 경쟁 기반 데이터 전송 존은 주기적으로 존재하거나 비 주기적으로 존재할 수 있고, 단말은 트래픽이 발생한 시점으로부터 가장 가까운 시점에 존재하는 상기 경쟁 존을 통해 데이터를 전송할 수 있다. 단말의 데이터 전송은 단일 경쟁 존에 단일 전송될 수도 있고, 다수 경쟁 존에 대해서 다수 전송이 될 수도 있다.
상기 경쟁 기반 데이터 전송 존에 대한 정의가 없이, 단말이 임의로 선택한 물리 자원을 통해 데이터를 전송하는 경우, 상향링크에 대한 grant를 수신한 단말의 데이터 전송과 충돌이 발생할 수 있다. 따라서, 임의의 물리 자원을 선택한 데이터 전송은 전체 시스템 성능을 감소시킨다.
앞서 언급한 물리 자원은 단말 시간/주파수 자원 뿐만 아니라, 시간/자원 자원 블록을 의미할 수 있다(예를 들어 Physical resource block, PRB). 상기 방식은 하나의 경쟁 기반 전송 존 내에 존재하는 다수 개의 물리 자원에 대한 정의가 아니라 경쟁 기반 전송 존 전체에 대한 정의이다.
2. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 RS (Reference Signal)
상기 1번에서 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 존 내에서 각 단말이 데이터를 전송할 때, 채널 추정을 위한 RS를 정의한다. 경쟁 기반 데이터 전송의 경우, 데이터 전송에 대한 grant를 수신하지 않았으므로, RS을 단말이 선택하여 전송하여야 한다. 여기서 RS의 선택은 TDM(Time Division Multiplexing)/FDM(Frequency Division Multiplexing)/CDM(Code Division Multiplexing) 등의 방식을 기반으로 한 RS의 전체 set에서 단말의 데이터 전송에 대한 채널 추정을 위해 선택하는 것을 의미한다. 예를 들어, DMRS(DeModulation RS)로 Zadoff-Chu Sequence가 사용되는 시스템에서 Cyclic Shift(CS) 또는 Orthogonal Code Cover (OCC)에 의해, 하나의 경쟁 기반 데이터 전송 존에서 사용할 수 있는 DMRS Sequence가 12개 존재한다고 가정하자(여기서, 설명의 편의를 위해 단일 셀 내의 operation을 기반으로 Cell ID에 의한 DMRS에 대한 정의 및 다중 안테나에 대한 DMRS의 정의에 대한 설명은 배제되었으나, 다중 셀에 대한 DMRS의 정의 및 다중 안테나에 대한 DMRS 정의가 고려되어도 같은 방식으로 하기 동작이 설명될 수 있다). 그러면, 단말은 12개의 DMRS Sequence 중에서 임의의 1개의 DMRS Sequence를 선택한다. 여기서, 단말이 다수 개의 Layer에 대한 전송을 고려하는 경우, 다수 개의 DMRS Sequence를 임의 선택할 수 있다.
상기 방식에서, 단말은 DMRS Sequence를 단말의 식별자(예를 들어, C-RNTI)와 연계하여 선택할 수 있다. 예를 들어, 단말 k(UE k)의 DMRS 선택은 다음과 같이 정의될 수 있다. DMRS_INDEX = mod (C-RNTI(k), Maximum DMRS_INDEX), 여기서 C-RNTI(k)는 단말 k의 C-RNTI, Maximum DMRS_INDEX는 전체 DMRS Sequence의 개수이다 (상기 예시에서 전체 DMRS Sequence의 개수는 12이고, DMRS_INDEX는 DMRS sequence를 식별시킴). 상기 방식에서, 전체 DMRS Sequence의 수가 전체 경쟁 자원의 수 보다 많은 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원의 1:1 맵핑을 위하여, 모든 DMRS Sequence가 사용되지 않을 수 있다. 예를 들어, N = (Maximum DMRS_INDEX)/(Maximum Codeword_INDEX)라고 하자. 여기서, Maximum Codeword_INDEX는 전체 경쟁 자원의 수에 해당하는 코드워드의 개수이다. 그러면, DMRS Sequence의 선택은 다음과 같이 정의될 수 있다: DMRS_INDEX = mod(C-RNTI, Maximum Codeword_INDEX)×N -1.
상기와 같이 정의하면, DMRS Sequence의 index가 CS에 의해 차례대로 정의되었다고 가정할 경우, CS 값을 최대한 간헐적으로 사용하면서 최대 codeword index와 연계되어 선택될 수 있다. 예를 들어, 최대 코드워드의 수는 3이고, 최대 DMRS의 수는 12인 경우, C-RNTI에 따라 코드워드는 1, 2 또는 3일 때, DMRS_INDEX는 3, 7 또는 11이다.
3. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 전송 방식
상술한 1번(경쟁 기반 데이터 전송을 위한 물리 자원)에서 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 존 내에서, 각 단말이 상술한 2번(경쟁 기반 데이터 전송을 위한 RS)에서 선택한 DMRS sequence를 적용한 DMRS에 기초하여 데이터를 전송할 때(즉, 선택한 DMRS sequence가 적용된 DMRS를 포함하는 데이터 채널을 전송할 때)의 데이터 전송 방식을 정의한다. 여기서, 데이터 전송 방식은 경쟁 기반 데이터 전송 존 내의 다수 개의 경쟁 자원에 대한 선택을 포함한다. 여기서, 경쟁 자원은 시간, 주파수, 코드워드(혹은 시퀀스), 파워, 스크램블링, 인터리버(interleaver), 공간 자원(spatial resource) 등으로 다양할 수 있다. 이하의 설명에서는 설명의 편의를 위해 경쟁 자원 중, 코드워드(Codeword)를 대표적 예시로 들어 설명한다. 다른 경쟁 자원인 시간, 주파수, 파워, 스크램블링, 인터리버, 공간 자원에도 하기의 발명이 동일하게 적용될 수 있음은 자명하며, 상기 경쟁 자원이 복합적으로 존재하는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다.
경쟁 기반 데이터 전송의 경우, 단말이 데이터 전송에 대한 grant를 수신하지 않았으므로, 단말은 경쟁 자원 중에서 데이터 전송을 위한 자원을 선택하고, 선택된 자원을 통해 데이터를 전송하여야 한다. 예를 들어, 하나의 경쟁 존 내에 시간, 주파수 등의 자원은 공유하는 상태에서 12개의 코드워드 자원이 존재한다고 가정하자. 그러면, 단말은 12개의 코드워드 자원 중에서 임의로 하나의 코드워드를 선택하고, 선택된 코드워드 자원에 기반하여 데이터 전송을 수행할 수 있다. 여기서, 각 단말은 동일한 코드워드 존 내의 동일한 물리 자원 상에서 다른 코드워드로 데이터를 전송하고, 수신 측(예를 들어, 기지국)에서 각 코드워드로 전송된 데이터를 검출하고 디코딩하게 한다.
상기 방식에서, 단말은 단말의 C-RNTI와 연계하여 경쟁 자원의 선택(상기 예시에서 코드워드의 선택)할 수 있다. 예를 들어, 단말 k의 코드워드의 선택은 다음과 같이 정의될 수 있다: Codeword_INDEX = mod(C-RNTI(k), Maximum Codeword_INDEX), 여기서 C-RNTI(k)는 UE k의 C-RNTI, Maximum Codeword_INDEX는 전체 경쟁 자원의 수에 해당하는 코드워드의 개수 이다 (상기 예시에서 전체 코드워드의 수는 12이다.) 상기 방식에서 Cell ID에 의해 codeword set이 정의되는 경우, 단일 셀에 해당하는 하나의 set 내에서 상기 동작이 이루어진다.
상기 방식에서, 단말은 단말의 DMRS Sequence와 연계하여 경쟁 자원(상기 예시에서 코드워드)을 선택할 수 있다. 예를 들어, 단말 k의 코드워드의 선택은 다음과 같이 정의될 수 있다:
Case 1: Maximum DMRS_INDEX < Maximum Codeword_INDEX
Case 1은 전체 DMRS의 개수가 전체 경쟁 자원 수(상기 예시에서 전체 코드워드의 수)보다 적은 경우이다. 이 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원은 1:M 맵핑될 수 있다. 예를 들어, 코드워드의 선택은 다음 관계를 만족한다.
Figure PCTKR2017008147-appb-I000012
으로 정의될 수 있다. 여기서, M = (Maximum Codeword_INDEX)/(Maximum DMRS_INDEX). 예를 들어, 최대 코드워드의 수는 12이고, 최대 DMRS의 수는 4인 경우, DMRS_INDEX에 따라 DMRS_INDEX는 1일 때, Codeword_INDEX는 1, 2 또는 3이고, DMRS_INDEX는 2일 때, Codeword_INDEX는 4, 5 또는 6이다. 상기와 같이 적용된 경우, DMRS Sequence가 다수 사용자에 의해 충돌이 발생하지 않는 경우에도 코드워드의 충돌이 발생할 수 있다. 그러나, DMRS의 Blind Detection을 통해 단말에 의한 데이터 디코딩 시에 맵핑된 코드워드를 기반으로 Blind detection의 수를 M으로 줄여 데이터 디코딩을 수행할 수 있다.
만약 DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않는 경우, DMRS의 Blind Detection 이후에, 데이터 디코딩을 위한 코드워드의 Blind Detection이 추가로 필요하다. 또한, DMRS Sequence의 충돌이 발생하지 않아도 코드워드의 충돌이 발생할 수 있다. 이 경우, 채널 추정이 정상적으로 이루어지더라도 코드워드의 충돌로 인해 수신 측에서 MUD의 성능이 보장되지 않을 수 있다. 또는, DMRS Sequence의 충돌이 발생하더라도 코드워드 충돌이 발생하지 않을 수 있다. 이 경우, 다른 코드워드의 사용으로 MUD가 가능할 수 있으나, 채널 추정이 정상적으로 이루어지지 않아 MUD 성능이 보장되지 않는다.
또한, DMRS의 충돌 확률과 코드워드의 충돌 확률이 독립적으로 작용하므로, 전체 충돌 확률이 증가할 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나지 않을 확률은 2/3이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나지 않을 확률은 22/36이다. 따라서, DMRS와 코드워드 중 하나라도 충돌이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되지 않는 환경에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑 방식이 충돌 확률 측면에서 유리하다.
반면에, DMRS와 코드워드 중 하나라도 충돌이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되는 환경 (즉, MUD performance가 보장되는 환경)에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑이 가정되지 않을 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나는 확률은 1/3이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나는 확률은 1/36이다. 따라서, MUD 성능이 보장되고, 수신 측의 Blind Detection Complexity가 받아들여지는 환경에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되지 않고, Codeword Index가 임의로 선택될 수 있다.
하지만, 상기 Case 1의 경우, 일반적으로 수신 측의 MUD 성능을 보장하기 힘들다. 1:M 맵핑이 수행되는 경우, 두 명 이상의 사용자가 서로 다른 코드워드를 선택했다 하더라도, 동일한 DMRS를 사용해야 할 수 있다. 이 경우, 동일한 DMRS를 두 명 이상의 사용자(혹은 단말)가 공유하므로, 수신 측인 기지국에서 두 사용자의 채널 추정을 정상적으로 수행하기 어렵다. 따라서, 채널 추정 성능이 감소한다. 채널 추정 성능의 감소는 NOMA를 통한 MUD 성능을 크게 감소 시킨다.
도 9는 두 명 이상의 사용자가 서로 다른 DMRS를 사용함에도 불구하고 완벽한 채널 추정(Perfect Channel Estimation)을 했을 때와 현실적인 채널 추정(Realistic Channel Estimation) 을 했을 때의 BLER 성능을 도시한 도면이다.
도 9의 (a)는 완벽한 채널 추정(Perfect Channel Estimation)을 했을 때의 BLER 성능을, 도 9의 (b)는 현실적인 채널 추정(Realistic Channel Estimation) 을 했을 때의 BLER 성능을 도시하고 있다.
도 9에서, MUD를 위하여 PIC가 채용되고, NoMA 기술 중 하나인 NCMA가 TDL-C 3km/h 환경에서 4 PRB로 144bit을 Turbo coding 1/4로 전송한 BLER 성능을 보여 준다. 도 9의 (a)의 Perfect Channel Estimation의 경우, 사용자 수가 5명까지 증가할 때, Reference System 인 OFDMA의 2명에 대한 BLER 성능 대비 손실이 거의 존재 하지 않는다. 반면에 도 9의 (b)의 Realistic Channel Estimation의 경우, 사용자 수가 증가함에 따라, Reference System 대비 BLER 성능의 손실을 초래한다. 만약, 동일한 DMRS를 사용하는 경우라면 상기 성능 손실은 급격히 증가할 것은 자명하다. 따라서, Case 1의 환경은 바람직하지 않은 경쟁 기반 NoMA 환경일 수 있다. 따라서, 하기에서 기술하는 Case 2와 Case 3의 방법으로 시스템을 운용하는 것이 바람직할 수 있다.
Case 2: Maximum DMRS_INDEX = Maximum Codeword_INDEX
Case 2는 전체 DMRS의 개수가 전체 경쟁 자원 수(상기 예시에서 전체 코드워드의 수)와 같은 경우이다. 이 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원은 1:1 맵핑될 수 있다. 예를 들어, Codeword_INDEX = DMRS_INDEX. 예를 들어, 최대 코드워드의 수는 12이고, 최대 DMRS의 수는 12인 경우, C-RNTI에 따라 코드워드는 1일 때, DMRS_INDEX는 1이다. 상기와 같이 적용된 경우, DMRS Sequence가 다수 사용자에 의해 충돌이 발생하지 않는 경우, 코드워드의 충돌 또한 발생하지 않는다. 또한, DMRS의 Blind Detection을 통해 단말에 의한 데이터 디코딩 시에, Blind detection없이 맵핑된 코드워드를 기반으로 데이터 디코딩을 수행할 수 있다. 도 10은 6개의 DMRS index와 6개의 Codeword index 사이의 1:1 맵핑 관계의 일 예를 나타내고 있다.
만약 DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않는 경우, DMRS의 Blind Detection 이후에, 데이터 디코딩을 위한 코드워드의 Blind Detection이 추가로 필요하다. 또한, DMRS Sequence의 충돌이 발생하지 않아도 코드워드의 충돌이 발생할 수 있다. 이 경우, 채널 추정이 정상적으로 이루어지더라도 코드워드의 충돌로 인해 수신 측에서 MUD의 성능이 보장되지 않을 수 있다. 또는, DMRS Sequence의 충돌이 발생하더라도 코드워드의 충돌이 발생하지 않을 수 있다. 이 경우, 다른 코드워드의 사용으로 MUD가 가능할 수 있으나, 채널 추정이 정상적으로 이루어지지 않아 MUD 성능이 보장되지 않는다.
또한, DMRS의 충돌 확률과 코드워드의 충돌확률이 독립적으로 작용하므로, 전체 충돌 확률이 증가할 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 코드워드Codeword 모두가 collision이 일어나지 않을 확률은 11/12이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나지 않을 확률은 121/144이다. 따라서, DMRS와 코드워드 중 하나라도 충돌이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되지 않는 환경에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑 방식이 충돌 확률에서 유리하다.
반면에, DMRS와 코드워드 중 하나라도 충돌이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되는 환경 (즉, MUD 성능이 보장되는 환경)에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑이 가정되지 않을 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 Codeword 모두가 collision이 일어나는 확률은 1/12이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나는 확률은 1/144이다. 따라서, MUD 성능이 보장되고, 수신 측의 Blind Detection Complexity가 받아들여지는 환경에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되지 않고, Codeword Index가 임의로 선택될 수 있다.
Case 3: Maximum DMRS_INDEX > Maximum Codeword_INDEX
Case 3는 전체 DMRS의 개수가 전체 경쟁 자원 수(상기 예시에서 전체 codeword의 수)보다 많은 경우이다. 이 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원는 N:1 또는 1:1 맵핑 될 수 있다. 예를 들어, 1:1 맵핑의 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원의 1:1 맵핑을 위하여, 모든 DMRS Sequence가 사용되지 않을 수 있다. N = (Maximum DMRS_INDEX)/(Maximum Codeword_INDEX)라고 하자. 그러면, 코드워드의 선택은 Codeword_INDEX = mod(C-RNTI, Maximum Codeword_INDEX)으로 정의되고, DMRS Sequence의 선택은 DMRS_INDEX = mod(C-RNTI, Maximum Codeword_INDEX)× N - 1으로 정의될 수 있다. 상기와 같이 정의하면, DMRS Sequence의 index가 CS에 의해 차례대로 정의되었다고 가정할 경우, CS 값을 최대한 간헐적으로 사용하면서 최대 codeword index와 연계되어 선택될 수 있다. 예를 들어, 최대 코드워드의 수는 3이고, 최대 DMRS의 수는 12인 경우, C-RNTI에 따라 코드워드는 1, 2 또는 3일 때, DMRS_INDEX는 3, 7 또는 11이다. 상기와 같이 적용된 경우, DMRS Sequence가 다수 사용자에 의해 collision이 발생하지 않는 경우, 코드워드의 충돌 또한 발생하지 않는다. 또한, DMRS의 Blind Detection을 통해 단말에 의한 데이터 디코딩시에, Blind detection 없이 맵핑된 코드워드를 기반으로 데이터 디코딩을 수행할 수 있다. 도 11은 6개의 DMRS index와 3개의 Codeword index 사이의 1:1 맵핑 관계를 예시하고 있다.
또한, 예를 들어, N:1 맵핑의 경우, DMRS Sequence와 경쟁 자원의 N:1 맵핑을 위하여, N개의 DMRS Sequence가 1개의 코드워드에 맵핑된다. 그러면, Codeword의 선택은 Codeword_INDEX = mod(DMRS_INDEX, Maximum Codeword_INDEX)으로 정의될 수 있다. 예를 들어, 최대 코드워드의 수는 3이고, 최대 DMRS의 수는 12인 경우, DMRS_INDEX는 1, 4, 7 또는 10일 때, Codeword_INDEX는 1이고, DMRS_INDEX는 2, 5, 8 또는 11일 때, Codeword_INDEX는 2이다. 상기와 같이 적용된 경우, DMRS의 Blind Detection을 통해 단말에 의한 데이터 디코딩 시에, Blind detection 없이 맵핑된 코드워드를 기반으로 데이터 디코딩을 수행할 수 있다. 또한, DMRS Sequence가 다수 사용자에 의해 충돌이 발생하지 않는 경우에, 코드워드의 충돌이 발생하더라도, DMRS의 충돌확률을 줄여 채널 추정 성능을 증대함으로써 MUD를 수행할 수 있다(채널 추정 성능이 보장되면, MIMO를 통한 컴바이닝 기술(예를 들어, MRC-IRC 또는 MMSE-IRC 등) 또는 파워 차이를 통한 SIC 방식 등으로 MUD를 수행할 수 있다). 다음 도 12는 6개의 DMRS index와 3개의 Codeword index 사이의 2:1 맵핑 관계를 예시적으로 나타내고 있다.
만약 DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않는 경우, DMRS의 Blind Detection 이후에, 데이터 디코딩을 위한 코드워드의 Blind Detection이 추가로 필요하다. 또한, DMRS Sequence의 충돌이 발생하지 않아도 코드워드의 충돌이 발생할 수 있다. 이 경우, 채널 추정이 정상적으로 이루어지더라도 코드워드의 충돌로 인해 수신 측에서 MUD의 성능이 보장되지 않을 수 있다. 또는, DMRS Sequence의 충돌이 발생하더라도 코드워드의 충돌이 발생하지 않을 수 있다. 이 경우, 다른 코드워드의 사용으로 MUD가 가능할 수 있으나, 채널 추정이 정상적으로 이루어지지 않아 MUD Performance가 보장되지 않는다.
또한, DMRS의 충돌 확률과 코드워드의 충돌 확률이 독립적으로 작용하므로, 전체 충돌확률이 증가할 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나지 않을 확률은 2/3이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나지 않을 확률은 22/36이다. 따라서, DMRS와 코드워드 중 하나라도 충돌이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되지 않는 환경에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑 방식이 충돌 확률 관점에서 유리하다.
반면에, DMRS와 코드워드 중 하나라도 collision이 일어나지 않을 때, MUD가 가능하도록 하는 디코딩 성능이 보장되는 환경 (즉, MUD performance가 보장되는 환경)에서는 DMRS Sequence와 경쟁 자원의 맵핑이 가정되지 않을 수 있다. 예를 들어, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있는 경우, 상기 예시에서 두 단말의 경쟁 기반 전송에서 DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나는 확률은 1/3이다. 반면에, DMRS Sequence와 경쟁 자원이 맵핑되어 있지 않은 경우, DMRS와 코드워드 모두가 충돌이 일어나는 확률은 1/36이다. 따라서, MUD 성능이 보장되고, 수신 측의 Blind Detection Complexity가 받아들여지는 환경에서는 DMRS 시퀀스와 경쟁 자원이 맵핑되지 않고, Codeword Index가 임의로 선택될 수 있다.
4. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 데이터 스크램블링 (Scrambling) 방식
경쟁 기반 데이터 전송에서는 grant 기반의 데이터 전송이 아니므로, 수신 측(예를 들어, 기지국)에서 C-RNTI를 모르는 상태로 단말의 데이터를 디코딩 하기 때문에, 데이터 전송에 대한 UE-specific Scrambling을 적용하기 어렵다. UE-specific Scrambling을 적용하는 경우, 전체 Scrambling에 대한 Blind Detection이 수행되어야 하기 때문에, 수신 측의 Blind Detection은 매우 큰 complexity를 야기한다. 따라서, 상술한 1번에서 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 존 내에서, 각 단말이 2번에서 정의된 DMRS와 3번에서 정의된 경쟁 자원을 기반으로 데이터를 전송할 때, 전송 데이터에 대한 scrambling을 정의한다.
4.1. Scrambling Sequence는 DMRS index 또는 Codeword index와 연계하여 1:1 맵핑되어 생성될 수 있다.
상기 1번에서 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 존 내에서, 각 단말이 2번에서 정의된 DMRS와 3번에서 정의된 경쟁 자원을 기반으로 데이터를 전송할 때, 전송 데이터에 대한 scrambling sequence의 생성은 DMRS index 또는 Codeword index와 연계하여 1:1 맵핑할 수 있다. 상기 동작은 3번의 case 1의 방식과 동일한 방식으로 적용될 수 있으며 그 효과 또한 동일하다.
4.2. Scrambling Sequence는 DMRS index 또는 Codeword index와 연계하여 1:L 맵핑되어 생성될 수 있다.
상기 1번에서 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 존 내에서, 각 단말이 2번에서 정의된 DMRS와 3번에서 정의된 경쟁 자원을 기반으로 데이터를 전송할 때, 전송 데이터에 대한 scrambling sequence의 생성은 DMRS index 또는 Codeword index와 연계하여 1:L 맵핑할 수 있다. 여기서 L은 시스템 환경에 따라 충돌 확률을 감소시키기 위하여 1보다 크게 정의될 수 있다. 이때, 수신 측(예를 들어, 기지국)은 Scrambling Sequence에 대한 L개의 Blind Detection을 수행해야 한다. 상기 동작은 3번에서의 Case 1의 방식과 동일한 방식으로 적용될 수 있으며, 그 효과 또한 동일하다.
단말은 Scrambling Sequence의 선택 시에 Cell ID와 DMRS와 연동하여 선택할 수 있다. Cell ID를 기반으로 Base Sequence를 생성하고, DMRS Index를 기반으로 Base Sequence를 DMRS specific Scrambling Sequence로 연계(tie)되어 생성될 수 있다. 예를 들어, DMRS와 1:1 맵핑 된다면 다음 도 13과 같이 표현될 수 있다.
도 13은 Scrambling Sequence, 코드워드 인덱스 및 DMRS 인덱스간의 맵핑 관계를 예시한 도면이다.
도 13에 도시한 방식으로 Scrambling Sequence를 맵핑하면 코드워드의 개수가 적어 다수 사용자가 동일 코드워드를 사용함으로써, MUD 성능을 보장하지 못할 때, Scrambling으로 MUD 성능을 향상시킬 수 있다.
도 14는 Scrambling Sequence, 코드워드 인덱스 및 DMRS 인덱스간의 맵핑 관계를 예시한 도면이다. 도 14에 도시한 바와 같이, DMRS와 Codeword, scrambling이 1:1 맵핑될 수 있다. 도 13 및 도 14에 도시한 맵핑 관계는 사전에 정의되어 단말과 기지국 간에 공유하고 있을 수 있다.
5. 경쟁 기반 데이터 전송에 대한 수신 측(예를 들어, 기지국)의 단말 검출 방식
경쟁 기반 데이터 전송에서는 grant 기반의 데이터 전송이 아니므로, 수신 측에서 C-RNTI를 모르는 상태로 단말의 데이터를 디코딩하기 때문에, 어느 단말로부터 데이터가 전송되었는지 알기 어렵다. 따라서, 데이터 존 내의 일부 field를 지정하여 C-RNTI를 전송할 수 있다.
도 15는 수신 측이 경쟁 존에서 어느 단말로부터 데이터가 전송되었는지 파악하는 방법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
수신 측은 상술한 1번에서 언급된 경쟁 존을 통해 2번에서 언급된 RS를 수신하여 RS에 기초하여 채널 추정을 수행하고, 3번에서 기술한 전송 방식에 대해서 데이터 존의 데이터를 디코딩하고, CRC check을 통해 데이터의 오류 유무를 판단하며, CRC check이 통과되면, 데이터 존 내에 사전에 정의된 field에 포함된 C-RNTI 정보를 획득한다. 수신 측은 획득한 C-RNTI로부터 어떤 단말이 데이터를 전송하였는지를 알 수 있다.
상기 방식은 경쟁 기반 전송에 대해서 설명하나, 스케줄링 기반 전송에서도 같은 방식으로 적용될 수 있다. 예를 들어, 2번의 경우, 단말의 DMRS는 C-RNTI와의 modulo 연산으로 선택될 수 있다. 그러면, DMRS에 대한 grant 정보의 전송을 생략함으로써 grant에 대한 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 이 경우, 기지국은 단말의 DMRS 선택을 고려한 스케줄링을 수행해야 한다. 마찬가지로 3번 또는 4번의 경우에도 단말의 코드워드 또는 Scrambling Sequence는 C-RNTI와의 modulo 연산으로 선택될 수 있다. 그러면, 코드워드 또는 스크램블링에 대한 grant 정보의 전송을 생략함으로써 grant에 대한 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 이 경우, 기지국은 단말의 코드워드 또는 Scrambling 선택을 고려한 스케줄링을 수행한다.
도 16은 본 발명의 내용을 요약한 전체 프로시저를 나타내고 있다.
1. 사전에 정의된(Predefined) 또는 Broadcast, RRC connection 단계를 통해 단말은 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역, MCS Level, Power Control 등을 인지한다.
2. 단말은 트래픽이 발생했을 때, 경쟁 정보(예를 들어, 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역, MCS Level, Power Control 정보)를 기반으로 상향링크 전송을 준비한다(1번 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 물리 자원). 단말은 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원(Predefined 또는 단말이 선택한 자원)에서 상향링크 전송을 준비한다.
3. 단말은 경쟁 기반 MA가 동작하는 Physical Resource 영역에서 데이터 전송을 위한 RS(예를 들어, 특정 DMRS sequence)을 선택하고, 선택된 RS에 기초하여 데이터를 전송한다(2번 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 RS). 단말의 RS의 선택은 임의적인 선택일 수 있다. RS의 UE Specific 또는 Group Specific 정보를 기반으로 선택될 수 있다. 예를 들어, 단말은 C-RNTI를 기반으로 RS를 선택할 수 있다.
4. 단말은 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역에서 NoMA-Codeword를 결정한다(3. 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 전송 방식). 단말의 NoMA-Codeword의 선택은 임의적인 선택일 수 있다. 단말은 선택된 RS와 NoMA-Codeword와의 맵핑 관계에 기초하여 NoMA-Codeword를 결정할 수 있다. 여기서, RS와 NoMA-Codeword의 맵핑 관계는 1:1, N:1, 또는 1:N 일 수 있다.
5. 단말은 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원에서 Scrambling Sequence를 결정한다. 단말은 Scrambling Sequence를 임의적으로 선택할 수 있다. 단말은 선택된 RS와 맵핑되는 Scrambling Sequence를 선택할 수 있다. 여기서, RS와 Scrambling Sequence는 1:1, N:1, 또는 1:N 맵핑 관계일 수 있다.
단말은 선택된 NoMA-Codeword와의 맵핑 관계에 기초하여 Scrambling Sequence를 선택할 수도 있다. NoMA-Codeword과 Scrambling Sequence의 맵핑은 1:1, N:1, 1:N 의 맵핑 관계일 수 있다.
6. 단말은 상기 선택 또는 결정된 정보를 기반으로 발생한 트래픽(Information Bits Stream)을 인코딩, 스크램블링하고, 변조하여 확산한 후, 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역에서 상향링크 데이터를 전송할 수 있다. 상기 동작에서 NoMA 기술에 따라 스크램블링, 변조, 확산의 순서는 바뀔 수도 있다.상기 동작에서 NoMA 기술에 따라 스크램블링 또는 변조, 확산 중 일부는 삭제 또는 그 기능을 수행하지 않고 단말이 상향링크 데이터를 전송할 수도 있다.
7. 기지국은 사전에 정의된 또는 Broadcast, RRC connection 단계를 통해 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역, MCS Level, Power Control 등을 단말과 동일하게 알고 있다. 상기 동작에서 일부 정보는 기지국이 모르는 상태로 Blind Detection을 수행할 수 있다.
8. 기지국은 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역에서 RS를 Blind Detection한다. RS가 검출되면, 기지국은 검출된 RS에 기초하여 채널 추정을 수행하고, RS Index를 저장한다.
9. 기지국은 상기에서 결정된 또는 단말과 사전에 약속한 NoMA-codeword와 Scrambling Sequence 결정 규칙에 따라 데이터 디코딩을 준비한다. RS와 맵핑 규칙이 존재하는 경우, 기지국은 RS Index를 기반으로 NoMA-codeword와 Scrambling Sequence를 결정한다. 그러나, RS와의 맵핑 규칙(관계)가 존재하지 않는 경우, 기지국은 NoMA-codeword를 Blind Detection 한다.
NoMA-codeword와 맵핑 규칙이 존재하는 경우, 기지국은 NoMA-codeword Index를 기반으로 Scrambling Sequence를 결정한다. NoMA-codeword과 맵핑 규칙이 존재하지 않는 경우, 기지국은 Scrambling Sequence를 Blind Detection 한다.
10. 기지국은 상기 채널 추정을 수행하여 획득한 채널 추정 정보를 기반으로 경쟁 기반 MA가 동작하는 물리 자원 영역에서 채널 등화(Channel Equalization)을 수행한다.
11. 기지국은 상기에서 획득한 NoMA-Codeword, Scrambling Sequence를 기반으로 Despreading, Demodulation, Descrambling, Decoding을 수행한다. 상기 동작에서 NoMA 기술에 따라 Despreading, Demodulation, Descrambling 의 순서는 바뀔 수 있다. 상기 동작에서 NoMA 기술에 따라 Despreading, Demodulation, Descrambling 중 일부는 삭제 또는 그 기능을 수행하지 않을 수 있다.
12. 기지국은 디코딩된 데이터에 대해 CRC check을 수행하여, 해당정보가 정확히 디코딩 되었는지 판별한다.
13. 기지국은 단말의 송신 데이터가 정확히 디코딩 되었다고 판별하면, C-RNTI 정보를 추출하여 상위 레이어 정보로 전달한다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송/검출하는 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE-A, 5G 시스템 등 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 적용이 가능하다.

Claims (15)

  1. 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말을 위한 방법에 있어서,
    사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역 중에서 비직교 다중 접속을 수행하기 위한 물리 자원을 랜덤하게 선택하는 단계;
    상기 선택한 물리 자원을 통해 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호 시퀀스를 선택하는 단계;
    상기 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 경쟁 자원을 선택하는 단계;
    상기 경쟁 기반 데이터 전송에서 데이터 전송에 적용할 스크램블링 시퀀스를 선택하는 단계; 및
    상기 선택한 물리 자원을 통해 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 대응하는 참조신호와 데이터를 포함하는 데이터 채널을 전송하되,
    상기 데이터 채널은 상기 선택한 스크램블링 시퀀스가 적용되어 전송되는, 비직교 다중 접속 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 선택한 참조신호 시퀀스는 상기 단말의 식별자에 기초하여 선택된 것인, 비직교 다중 접속 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 선택한 경쟁 자원은 선택한 코드워드를 포함하는, 비직교 다중 접속 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 선택한 코드워드는 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 기초하여 선택된 것인, 비직교 다중 접속 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 선택된 스크램블링 시퀀스는 상기 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 코드워드에 기초하여 선택된 것인, 비직교 다중 접속 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역과 관련된 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계를 더 포함하는, 비직교 다중 접속 방법.
  7. 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국을 위한 방법에 있어서,
    사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 참조신호와 데이터를 수신하는 단계;
    상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 상기 참조신호와 상기 데이터를 검출하는 단계;
    사전에 정의된 규칙에 기초하여 상기 검출된 참조신호에 대응하는 참조신호 시퀀스로부터 상기 검출된 데이터에 대응하는 코드워드 및 상기 검출된 데이터에 적용된 스크램블링 시퀀스를 검출하는 단계; 및
    상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스에 기초하여 상기 데이터를 디코딩하는 단계를 포함하되, 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터 검출 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 사전에 정의된 규칙에 따라 상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스로부터 상기 데이터를 전송한 단말을 식별하는 단계를 더 포함하는, 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터 검출 방법.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 검출된 참조신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계; 및
    상기 채널 추정에 기초하여 상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 채널 등화를 수행하는 단계를 더 포함하는, 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터 검출 방법.
  10. 비직교 다중 접속 방식에 기초하여 데이터를 전송하는 단말에 있어서,
    사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역 중에서 비직교 다중 접속을 수행하기 위한 물리 자원을 랜덤하게 선택하고,
    상기 선택한 물리 자원을 통해 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 참조신호 시퀀스를 선택하며,
    상기 경쟁 기반 데이터 전송을 위한 경쟁 자원을 선택하고,
    상기 경쟁 기반 데이터 전송에서 데이터 전송에 적용할 스크램블링 시퀀스를 선택하도록 구성된 프로세서;
    상기 선택한 물리 자원을 통해 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 대응하는 참조신호와 데이터를 포함하는 데이터 채널을 전송하도록 구성된 송신기를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 데이터 채널에 대해 상기 선택한 스크램블링 시퀀스를 적용하는, 단말.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 단말의 식별자에 기초하여 상기 참조신호 시퀀스를 선택하도록 구성되는, 단말.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 선택한 경쟁 자원은 선택한 코드워드를 포함하는, 단말.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 프로세서는 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 참조신호 시퀀스에 기초하여 상기 코드워드를 선택하도록 구성되는, 단말.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 사전에 정의한 규칙에 따라 상기 선택한 코드워드에 기초하여 상기 선택된 스크램블링 시퀀스를 선택하도록 구성되는, 단말.
  15. 비직교 다중 접속 방식에 따른 데이터를 검출하는 기지국에 있어서,
    사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 참조신호와 데이터를 수신하도록 구성된 수신기; 및
    상기 사전에 정의된 경쟁 기반 데이터 전송 자원 영역에서 상기 참조신호와 상기 데이터를 검출하고,
    사전에 정의된 규칙에 기초하여 상기 검출된 참조신호에 대응하는 참조신호 시퀀스로부터 상기 검출된 데이터에 대응하는 코드워드 및 상기 검출된 데이터에 적용된 스크램블링 시퀀스를 검출하며,
    상기 참조신호 시퀀스, 상기 코드워드 및 상기 스크램블링 시퀀스에 기초하여 상기 데이터를 디코딩하도록 구성되는 프로세서를 포함하는, 기지국.
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