WO2018020797A1 - Power conversion device - Google Patents

Power conversion device Download PDF

Info

Publication number
WO2018020797A1
WO2018020797A1 PCT/JP2017/019112 JP2017019112W WO2018020797A1 WO 2018020797 A1 WO2018020797 A1 WO 2018020797A1 JP 2017019112 W JP2017019112 W JP 2017019112W WO 2018020797 A1 WO2018020797 A1 WO 2018020797A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
limit threshold
threshold value
detection signal
load
control
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/019112
Other languages
French (fr)
Japanese (ja)
Inventor
義章 石黒
友一 坂下
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2018529379A priority Critical patent/JP6826119B2/en
Publication of WO2018020797A1 publication Critical patent/WO2018020797A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60Q—ARRANGEMENT OF SIGNALLING OR LIGHTING DEVICES, THE MOUNTING OR SUPPORTING THEREOF OR CIRCUITS THEREFOR, FOR VEHICLES IN GENERAL
    • B60Q1/00—Arrangement of optical signalling or lighting devices, the mounting or supporting thereof or circuits therefor
    • B60Q1/02—Arrangement of optical signalling or lighting devices, the mounting or supporting thereof or circuits therefor the devices being primarily intended to illuminate the way ahead or to illuminate other areas of way or environments
    • B60Q1/04—Arrangement of optical signalling or lighting devices, the mounting or supporting thereof or circuits therefor the devices being primarily intended to illuminate the way ahead or to illuminate other areas of way or environments the devices being headlights
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Abstract

A power conversion circuit (130) includes a switching element (132) for increasing and decreasing an output current (Io) flowing to a load device (200). A current detection unit (140) outputs a first detection signal (Vdet) corresponding to the output current (Io). A second detection signal (Vdet#) is generated by extracting AC components from the first detection signal. A first hysteresis control unit (170) generates a first control signal (Sh1) in accordance with a comparison between the first detection signal (Vdet) and first threshold values (V1h, Vll). A second hysteresis control unit (190) generates a second control signal (Sh2) in accordance with a comparison between the second detection signal and second threshold values (V2h, V2l). A selection unit (197) selects either the first or the second control signal and transmits the selected signal to the switching element (132). The first threshold value changes in accordance with changes in the operational state of the load device, and the difference thereof with the second threshold value is adjusted in accordance with the switching frequency.

Description

電力変換装置Power converter
　この発明は電力変換装置に関し、より特定的には、ヒステリシス制御が適用された電力変換装置の出力制御に関する。 The present invention relates to a power converter, and more particularly to output control of a power converter to which hysteresis control is applied.
　電力変換装置の出力フィードバック制御の一態様として、ヒステリシス制御方式が用いられている。たとえば、特開２００１－１０３７３９号公報（特許文献１）には、ヒステリシス制御が適用された電源コンバータが記載されている。 A hysteresis control method is used as one aspect of output feedback control of the power converter. For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2001-103739 (Patent Document 1) describes a power converter to which hysteresis control is applied.
　ヒステリシス制御では、電力変換装置の出力が上限しきい値および下限しきい値と比較されて、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）のオンオフが制御されるため、当該上限しきい値および下限しきい値の差分に相当するヒステリシス幅を調整することによって、スイッチング周波数を制御することができる。 In the hysteresis control, the output of the power conversion device is compared with an upper limit threshold value and a lower limit threshold value, and on / off of the power semiconductor switching element (hereinafter also simply referred to as “switching element”) is controlled. The switching frequency can be controlled by adjusting the hysteresis width corresponding to the difference between the threshold value and the lower limit threshold value.
　特許文献１に記載された電源コンバータでは、ヒステリシス制御におけるヒステリシス幅を調整することによって、電力用半導体スイッチング素子のオンオフ周期（スイッチング周波数）を制御することが記載されている。さらに、デジタルＰＬＬ（Phased　Locked　Loop）での実装例において、コントローラの出力周波数が高すぎる場合にはＤＡＣ（Digital　to　Analog　Converter）出力値を周波数が減少する方向に変化させ、周波数が低すぎる場合にはＤＡＣ出力値を周波数が上昇する方向に変化させることでスイッチング周波数を所定レベルに維持する制御が記載されている。 In the power converter described in Patent Document 1, it is described that the ON / OFF cycle (switching frequency) of the power semiconductor switching element is controlled by adjusting the hysteresis width in the hysteresis control. Furthermore, in the implementation example of digital PLL (Phased Locked Loop), if the output frequency of the controller is too high, the DAC (Digital to Analog Converter) output value is changed in the direction of decreasing frequency, and the frequency is too low Describes control for maintaining the switching frequency at a predetermined level by changing the DAC output value in the direction of increasing frequency.
特開２００１－１０３７２９号公報JP 2001-103729 A
　特許文献１に記載されるヒステリシス制御では、ヒステリシス幅は、ＤＡＣの分解能によって制約される最小幅以下に設定することができない。すなわち、ヒステリシス幅が最小幅まで減少すると、それ以上スイッチング周波数を高くすることができなくなる。 In the hysteresis control described in Patent Document 1, the hysteresis width cannot be set below the minimum width restricted by the resolution of the DAC. That is, when the hysteresis width is reduced to the minimum width, the switching frequency cannot be further increased.
　負荷が大きく変化する用途に適用される電力変換装置では、出力範囲（電圧範囲または電流範囲）が広くなるために、ヒステリシス制御における上限しきい値および下限しきい値の設定範囲も広くなる。この結果、これらのしきい値をデジタル値として設定すると、ＤＡＣの１階調に対応する出力範囲も広くなるため、スイッチング周波数を所定レベルに維持するのに十分なレベルまで、ヒステリシス幅を細かく調整できなくなることが懸念される。この結果、ヒステリシス制御が適用されたスイッチング素子のスイッチング周波数が、騒音や電磁ノイズを発生させてしまう範囲まで変動する虞がある。 In power converters applied to applications where the load varies greatly, the output range (voltage range or current range) is widened, so the setting range of the upper threshold and lower threshold in hysteresis control is also widened. As a result, when these threshold values are set as digital values, the output range corresponding to one DAC gradation is also widened, so the hysteresis width is finely adjusted to a level sufficient to maintain the switching frequency at a predetermined level. There is concern that it will not be possible. As a result, there is a possibility that the switching frequency of the switching element to which the hysteresis control is applied fluctuates to a range where noise and electromagnetic noise are generated.
　本開示はこのような問題点を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、ヒステリシス制御が適用された電力変換装置におけるスイッチング周波数を適切に制御することである。 The present disclosure has been made to solve such a problem, and an object of the present disclosure is to appropriately control the switching frequency in the power conversion device to which hysteresis control is applied.
　本開示のある局面によれば、電力変換装置は、直流電源と負荷装置との間に接続される電力変換回路と、検出部と、電源制御部とを備える。電力変換回路は、オンオフに応じて負荷装置への出力を増減するスイッチング素子を含む。検出部は、電力変換回路から負荷装置への出力に応じた第１の検出信号を出力するように構成される。電源制御部は、第１の検出信号を用いてスイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。電源制御部は、第１および第２のヒステリシス制御部と、交流信号抽出部と、制御部と、選択部とを含む。第１のヒステリシス制御部は、第１の検出信号を第１の上限しきい値および第１の下限しきい値と比較した結果に従って、スイッチング素子のオンオフを制御する第１の制御信号を生成するように構成される。交流成分抽出部は、第１の検出信号の交流成分を抽出した第２の検出信号を出力するように構成される。第２のヒステリシス制御部は、第２の検出信号を第２の上限しきい値および第２の下限しきい値と比較した結果に従って、スイッチング素子のオンオフを制御する第２の制御信号を生成するように構成される。制御部は、負荷装置の動作状態の変化に応じて第１の上限しきい値および第１の下限しきい値を変化させるとともに、スイッチング素子がオンオフするスイッチング周波数に応じて第２の上限しきい値および第２の下限しきい値の差分を調整するように構成される。選択部は、制御部による選択に従って、第１および第２の制御信号のうちの一方をスイッチング素子に対して出力するように構成される。 According to an aspect of the present disclosure, the power conversion device includes a power conversion circuit connected between the DC power supply and the load device, a detection unit, and a power supply control unit. The power conversion circuit includes a switching element that increases or decreases the output to the load device according to on / off. The detection unit is configured to output a first detection signal corresponding to the output from the power conversion circuit to the load device. The power supply control unit is configured to control on / off of the switching element using the first detection signal. The power supply control unit includes first and second hysteresis control units, an AC signal extraction unit, a control unit, and a selection unit. The first hysteresis control unit generates a first control signal for controlling on / off of the switching element according to a result of comparing the first detection signal with the first upper limit threshold and the first lower limit threshold. Configured as follows. The AC component extraction unit is configured to output a second detection signal obtained by extracting an AC component of the first detection signal. The second hysteresis control unit generates a second control signal for controlling on / off of the switching element according to a result of comparing the second detection signal with the second upper limit threshold and the second lower limit threshold. Configured as follows. The control unit changes the first upper limit threshold and the first lower limit threshold in accordance with a change in the operating state of the load device, and the second upper limit threshold in accordance with the switching frequency at which the switching element is turned on / off. It is configured to adjust the difference between the value and the second lower threshold. The selection unit is configured to output one of the first and second control signals to the switching element according to the selection by the control unit.
　本開示によれば、ヒステリシス制御が適用された電力変換装置におけるスイッチング周波数を適切に制御することができる。 According to the present disclosure, it is possible to appropriately control the switching frequency in the power conversion device to which hysteresis control is applied.
本開示の実施の形態に従う電力変換装置の構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the composition of the power converter according to an embodiment of this indication. 図１に示された直流成分除去部の構成例を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the structural example of the direct-current component removal part shown by FIG. 電流検出部による検出信号からの交流成分の抽出手法を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the extraction method of the alternating current component from the detection signal by a current detection part. 図１に示された直流電流を制御するためのヒステリシス制御部の構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the structure of the hysteresis control part for controlling the direct current shown by FIG. 図４に示されたヒステリシス制御部の動作を説明するための信号波形図である。FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the hysteresis control unit shown in FIG. 4. 図１に示されたスイッチング周波数を制御するためのヒステリシス制御部の構成を説明するブロック図である。It is a block diagram explaining the structure of the hysteresis control part for controlling the switching frequency shown by FIG. 図６に示されたヒステリシス制御部の動作を説明するための信号波形図である。FIG. 7 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the hysteresis control unit shown in FIG. 6. 図１に示された電流検出部における検出ゲインの設定を説明するための概念図である。It is a conceptual diagram for demonstrating the setting of the detection gain in the electric current detection part shown by FIG. 直流電流を制御するためのヒステリシス制御部の動作を説明するための第１の波形図である。It is a 1st waveform diagram for demonstrating operation | movement of the hysteresis control part for controlling a direct current. 直流電流を制御するためのヒステリシス制御部の動作を説明するための第２の波形図である。It is a 2nd waveform diagram for demonstrating operation | movement of the hysteresis control part for controlling a direct current. 直流電流を制御するためのヒステリシス制御部の動作を説明するための第３の波形図である。It is a 3rd wave form diagram for demonstrating operation | movement of the hysteresis control part for controlling a direct current. 直流電流を制御するためのヒステリシス制御部における上限しきい値および下限しきい値の設定を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the setting of the upper limit threshold value and the lower limit threshold value in the hysteresis control part for controlling a direct current. スイッチング周波数を制御するためのヒステリシス制御部における上限しきい値および下限しきい値の設定を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the setting of the upper limit threshold value and lower limit threshold value in a hysteresis control part for controlling a switching frequency. ヒステリシス制御部を用いた直流電流制御の制御処理を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the control processing of direct current control using a hysteresis control part. 負荷装置の動作状態に応じた上限しきい値および下限しきい値の変化例を説明する概念的な波形図である。It is a conceptual wave form diagram explaining the example of a change of the upper limit threshold value and lower limit threshold value according to the operation state of the load apparatus. ヒステリシス制御部を用いたスイッチング周波数制御の制御処理を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the control processing of switching frequency control using a hysteresis control part. スイッチング周波数制御における上限しきい値および下限しきい値の調整例を説明する概念的な波形図である。It is a conceptual waveform diagram explaining an example of adjustment of the upper limit threshold value and the lower limit threshold value in switching frequency control. 本開示の実施の形態に従う電力変換装置における直流電流制御およびスイッチング周波数制御の状態遷移図である。It is a state transition diagram of DC current control and switching frequency control in a power converter according to an embodiment of the present disclosure. 図１に示された負荷装置の構成例を説明する電気回路図である。It is an electric circuit diagram explaining the structural example of the load apparatus shown by FIG.
　以下に、本開示の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.
　図１は、本開示の実施の形態に従う電力変換装置の構成を説明するブロック図である。
　図１を参照して、本開示の実施の形態に従う電力変換装置１００は、電力線ＰＬおよびＮＬに接続された負荷装置２００に対して、直流電力を供給する。電力変換装置１００は、電源主回路部１１０と、電源制御部１５０とを備える。 FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present disclosure.
Referring to FIG. 1, power conversion device 100 according to the embodiment of the present disclosure supplies DC power to load device 200 connected to power lines PL and NL. The power conversion device 100 includes a power supply main circuit unit 110 and a power supply control unit 150.
　電源主回路部１１０は、直流電源１２０と、電力変換回路１３０と、電流検出部１４０とを含む。直流電源１２０は、直流電圧Ｖｉｎを出力する。たとえば直流電源１２０は、二次電池等の蓄電素子や、商用交流電源からの交流電圧を整流および平滑化する直流電源回路によって構成することができる。 The power supply main circuit unit 110 includes a DC power supply 120, a power conversion circuit 130, and a current detection unit 140. The DC power source 120 outputs a DC voltage Vin. For example, the DC power supply 120 can be configured by a storage element such as a secondary battery or a DC power supply circuit that rectifies and smoothes an AC voltage from a commercial AC power supply.
　電力変換回路１３０は、スイッチング素子１３２と、リアクトル１３５と、ダイオード１３７と、平滑コンデンサ１３８とを有する。平滑コンデンサ１３８は、電力線ＰＬおよびＮＬの間に接続される。以下では、平滑コンデンサ１３８の端子間電圧を、電力変換回路１３０の出力電圧Ｖｏとも称する。また、リアクトル１３５のインダクタンス値をＬとする。 The power conversion circuit 130 includes a switching element 132, a reactor 135, a diode 137, and a smoothing capacitor 138. Smoothing capacitor 138 is connected between power lines PL and NL. Hereinafter, the voltage across the terminals of the smoothing capacitor 138 is also referred to as the output voltage Vo of the power conversion circuit 130. Further, let L be the inductance value of the reactor 135.
　スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子１３２は、電力変換回路１３０の出力を制御するための電源制御部１５０からのパルス状の制御信号Ｓｇによってオンまたはオフされる。たとえば、スイッチング素子１３２は、論理ハイレベル（以下、単に「Ｈレベル」とも称する）期間に対応してオンされる一方で、論理ローレベル（以下、単に「Ｌレベル」とも称する）期間に対応してオフされる。 As the switching element, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a power bipolar transistor, or the like can be used. The switching element 132 is turned on or off by a pulsed control signal Sg from the power supply control unit 150 for controlling the output of the power conversion circuit 130. For example, switching element 132 is turned on corresponding to a logic high level (hereinafter also simply referred to as “H level”) period, while corresponding to a logic low level (hereinafter also simply referred to as “L level”) period. Turned off.
　スイッチング素子１３２のオン期間には、スイッチング素子１３２、リアクトル１３５および電力線ＰＬ，ＮＬを経由して、直流電源１２０から負荷装置２００への電流供給経路が形成される。一方で、スイッチング素子１３２のオフ期間には、ダイオード１３７によって、リアクトル１３５、電力線ＰＬ，ＮＬおよび負荷装置２００を経由する電流経路が形成される。これにより、電力変換回路１３０から負荷装置２００への出力（出力電流Ｉｏおよび／または出力電圧Ｖｏ）は、スイッチング素子１３２のオン期間に増加する一方で、スイッチング素子１３２のオフ期間には減少する。 During the ON period of the switching element 132, a current supply path from the DC power source 120 to the load device 200 is formed via the switching element 132, the reactor 135, and the power lines PL and NL. On the other hand, during the off period of switching element 132, a current path that passes through reactor 135, power lines PL and NL, and load device 200 is formed by diode 137. As a result, the output (output current Io and / or output voltage Vo) from the power conversion circuit 130 to the load device 200 increases during the ON period of the switching element 132, but decreases during the OFF period of the switching element 132.
　具体的には、図１に例示された電力変換回路１３０では、スイッチング素子１３２のオン期間では、（Ｖｉｎ－Ｖｏ）／Ｌの傾きで出力電流Ｉｏは上昇する。一方で、スイッチング素子１３２のオフ期間では、－Ｖｏ／Ｌの傾きで出力電流Ｉｏは低下する。 Specifically, in the power conversion circuit 130 illustrated in FIG. 1, the output current Io increases with a slope of (Vin−Vo) / L during the ON period of the switching element 132. On the other hand, during the OFF period of the switching element 132, the output current Io decreases with a slope of −Vo / L.
　したがって、スイッチング素子１３２のオン期間Ｔｏｎおよびオフ期間Ｔｏｆｆの和（すなわち、スイッチング周期Ｔ）に対するオン期間Ｔｏｎの比であるデューティ比（Ｔｏｎ／Ｔ）を制御することによって、電力変換回路１３０から負荷装置２００への出力（出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏ）を制御することができる。 Therefore, by controlling the duty ratio (Ton / T), which is the ratio of the on period Ton to the sum of the on period Ton and the off period Toff of the switching element 132 (that is, the switching period T), the power conversion circuit 130 controls the load device. The output to 200 (output voltage Vo and output current Io) can be controlled.
　負荷装置２００は、電力線ＰＬおよびＮＬの間に並列に接続されたｎ個（ｎ：２以上の自然数）の負荷ユニットを有する。各負荷ユニットは、電力線ＰＬおよびＮＬの間に直列接続された、負荷２１０および負荷スイッチ２２０を有する。 The load device 200 has n (n: a natural number of 2 or more) load units connected in parallel between the power lines PL and NL. Each load unit has a load 210 and a load switch 220 connected in series between power lines PL and NL.
　したがって、負荷装置２００全体では、ｎ個の負荷２１０（１）～２１０（ｎ）および負荷スイッチ２２０（１）～２２０（ｎ）が配置されている。負荷スイッチ２２０（１）～２２０（ｎ）は、負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）によってそれぞれ制御される。負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）に従って対応の負荷スイッチ２２０がオンされた負荷２１０は、電力線ＰＬおよびＮＬ間に接続されて電流供給を受けることによって作動する。 Therefore, in the entire load apparatus 200, n loads 210 (1) to 210 (n) and load switches 220 (1) to 220 (n) are arranged. The load switches 220 (1) to 220 (n) are controlled by load control signals LS (1) to LS (n), respectively. Load 210 in which corresponding load switch 220 is turned on in accordance with load control signals LS (1) to LS (n) is connected between power lines PL and NL and operates by receiving a current supply.
　負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の作動電圧は共通であり、電力変換回路１３０の出力電圧Ｖｏは、当該作動電圧に相当する目標電圧Ｖｏ＊に従って制御される必要がある。 The operating voltages of the loads 210 (1) to 210 (n) are common, and the output voltage Vo of the power conversion circuit 130 needs to be controlled according to the target voltage Vo * corresponding to the operating voltage.
　なお、負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の作動時における消費電力（電流）は共通であっても異なっていてもよいが、以下では、説明を簡略化するために、負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の作動時における消費電力（電流）は同じであるものとする。このため、以下の説明では、負荷装置２００における消費電力（電流）は、負荷２１０（１）～２１０（ｎ）のうちの作動する負荷２１０の個数（以下、単に、「負荷数」と称する）に依存することになる。 Note that the power consumption (current) during operation of the loads 210 (1) to 210 (n) may be common or different, but in the following, in order to simplify the description, the load 210 (1) It is assumed that the power consumption (current) during operation of ˜210 (n) is the same. For this reason, in the following description, the power consumption (current) in the load device 200 is the number of operating loads 210 out of the loads 210 (1) to 210 (n) (hereinafter simply referred to as “the number of loads”). Will depend on.
　このように、負荷装置２００は、負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）に従って、ｎ個の負荷２１０（１）～２１０（ｎ）のうちの一部または全部が作動することによって電力を消費する。このため、電力変換回路１３０が負荷装置２００に対して供給する電力（電流）は、負荷装置２００の動作状態（たとえば、負荷数）によって変化する。 As described above, the load device 200 generates power by operating part or all of the n loads 210 (1) to 210 (n) according to the load control signals LS (1) to LS (n). Consume. For this reason, the power (current) supplied to the load device 200 by the power conversion circuit 130 varies depending on the operating state (for example, the number of loads) of the load device 200.
　したがって、電力変換回路１３０は、出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｏ＊に維持した上で、負荷装置２００の動作状態に応じた出力電流Ｉｏを負荷装置２００に供給する必要がある。この結果、電力変換回路１３０の出力電流範囲は比較的広いものとなる。 Therefore, it is necessary for the power conversion circuit 130 to supply the load device 200 with the output current Io corresponding to the operating state of the load device 200 while maintaining the output voltage Vo at the target voltage Vo *. As a result, the output current range of the power conversion circuit 130 is relatively wide.
　電流検出部１４０は、出力電流Ｉｏの経路上に配置される。電流検出部１４０は、抵抗素子やオペアンプ等を用いて、出力電流Ｉｏに応じた電圧を有する検出信号Ｖｄｅｔを出力する。 The current detector 140 is arranged on the path of the output current Io. The current detection unit 140 outputs a detection signal Vdet having a voltage corresponding to the output current Io using a resistance element, an operational amplifier, or the like.
　上述のように、スイッチング素子１３２のオンオフを制御することによって、負荷装置２００への供給電力を制御することができる。電源制御部１５０は、負荷装置２００の動作状態を示す負荷選択信号ＬＤＳおよび電流検出部１４０からの検出信号Ｖｄｅｔに基づいて、スイッチング素子１３２の制御信号Ｓｇを生成する。 As described above, the power supplied to the load device 200 can be controlled by controlling on / off of the switching element 132. The power supply control unit 150 generates a control signal Sg for the switching element 132 based on the load selection signal LDS indicating the operation state of the load device 200 and the detection signal Vdet from the current detection unit 140.
　電源制御部１５０は、制御装置１６０と、直流電流を制御するためのヒステリシス制御部１７０と、交流成分抽出部１８０と、スイッチング周波数を制御するためのヒステリシス制御部１９０と、選択部１９７と、信号バッファ１９８とを有する。 The power supply control unit 150 includes a control device 160, a hysteresis control unit 170 for controlling DC current, an AC component extraction unit 180, a hysteresis control unit 190 for controlling switching frequency, a selection unit 197, a signal And a buffer 198.
　制御装置１６０は、制御信号Ｓｇを生成するための所定の制御演算を実行する。制御装置１６０は、全てがＩＣ（Integrated　Circuit）を用いない一般のデジタル制御回路（同機能をもつソフトウェアによる回路も含まれる）で構成されてもよく、またその構成要素の一部のみがデジタル制御回路であってもよい。以下では、制御装置１６０は、マイクロコンピュータによって構成されるものとして説明を進める。すなわち、制御装置１６０からの出力信号はデジタル信号であるものとする。制御装置１６０は、「制御部」の一実施例に対応する。 The control device 160 executes a predetermined control calculation for generating the control signal Sg. The control device 160 may be configured by a general digital control circuit (including a circuit using software having the same function) that does not use an IC (Integrated Circuit), and only a part of the components are digitally controlled. It may be a circuit. Hereinafter, description will be given assuming that the control device 160 is configured by a microcomputer. That is, the output signal from the control device 160 is a digital signal. The control device 160 corresponds to an example of a “control unit”.
　制御装置１６０は、負荷装置２００の動作状態を示す負荷選択信号ＬＤＳを受ける。負荷選択信号ＬＤＳによって、負荷装置２００内の負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の作動／停止が指示される。したがって、制御装置１６０は、負荷選択信号ＬＤＳに応じて、作動が指示された負荷２１０に対応する負荷スイッチ２２０をオンするように、負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）を生成する。すなわち、負荷装置２００の動作指令が変化すると、負荷選択信号ＬＤＳが変化されるのに応じて負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）が切替えられることにより、負荷装置２００の動作状態が変化する。 The control device 160 receives a load selection signal LDS indicating the operating state of the load device 200. The load selection signal LDS instructs to activate / stop the loads 210 (1) to 210 (n) in the load device 200. Therefore, the control device 160 generates the load control signals LS (1) to LS (n) so as to turn on the load switch 220 corresponding to the load 210 instructed to operate in response to the load selection signal LDS. That is, when the operation command of the load device 200 changes, the operation state of the load device 200 changes by switching the load control signals LS (1) to LS (n) according to the change of the load selection signal LDS. To do.
　したがって、制御装置１６０は、負荷選択信号ＬＤＳに基づいて、負荷装置２００内での負荷２１０の作動個数を検知することができる。これにより、負荷装置２００での消費電流の予測によって、出力電流Ｉｏの目標レベルを設定することが可能となる。 Therefore, the control device 160 can detect the number of operating loads 210 in the load device 200 based on the load selection signal LDS. Thereby, the target level of the output current Io can be set by predicting the current consumption in the load device 200.
　なお、負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）は、図１の構成例では電源制御部１５０から入力されるが、電力変換装置１００の外部から負荷装置２００へ直接入力されてもよい。この場合には、出力電流Ｉｏの目標レベルを設定するために、負荷装置２００内での負荷の作動個数を検知するための情報（たとえば、負荷制御信号ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ））を制御装置１６０へ入力することが必要となる。 The load control signals LS (1) to LS (n) are input from the power supply control unit 150 in the configuration example of FIG. 1, but may be input directly from the outside of the power conversion device 100 to the load device 200. In this case, in order to set the target level of the output current Io, information (for example, load control signals LS (1) to LS (n)) for detecting the number of operating loads in the load device 200 is used. Input to the control device 160 is required.
　制御装置１６０は、さらにヒステリシス制御部１７０で用いられる上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを示す、複数ビットのデジタル信号Ｓ１およびＳ２を出力する。さらに、制御装置１６０は、ヒステリシス制御部１９０で用いられる上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを示す、複数ビットのデジタル信号Ｓ３およびＳ４を出力する。上限しきい値Ｖ１ｈ，Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌ，Ｖ２ｌの各々は、複数ビットのデジタルデータによって規定される電圧値を有する。 The controller 160 further outputs a plurality of bits of digital signals S1 and S2 indicating the upper threshold value V1h and the lower threshold value V1l used in the hysteresis control unit 170. Further, control device 160 outputs digital signals S3 and S4 having a plurality of bits indicating upper threshold value V2h and lower threshold value V21 used in hysteresis control unit 190. Each of upper threshold values V1h and V2h and lower threshold values V1l and V2l has a voltage value defined by a plurality of bits of digital data.
　さらに、制御装置１６０は、選択部１９７の制御信号Ｓｅｌを出力する。選択部１９７は、ヒステリシス制御部１７０，１９０と、信号バッファ１９８との間に接続される。選択部１９７は、制御信号Ｓｅｌに応じて、ヒステリシス制御部１７０，１９０と、信号バッファ１９８との間の経路を切替える。これにより、ヒステリシス制御部１７０からの制御信号Ｓｈ１およびヒステリシス制御部１９０からの制御信号Ｓｈ２の一方が、選択的に信号バッファ１９８へ入力される。信号バッファ１９８は、選択部１９７から伝達された、制御信号Ｓｈ１またはＳｈ２に従って、スイッチング素子１３２の制御電極（たとえば、ＭＯＳトランジスタのゲート）に出力される制御信号Ｓｇを生成する。 Further, the control device 160 outputs the control signal Sel of the selection unit 197. The selection unit 197 is connected between the hysteresis control units 170 and 190 and the signal buffer 198. The selection unit 197 switches the path between the hysteresis control units 170 and 190 and the signal buffer 198 according to the control signal Sel. Thus, one of the control signal Sh1 from the hysteresis control unit 170 and the control signal Sh2 from the hysteresis control unit 190 is selectively input to the signal buffer 198. The signal buffer 198 generates the control signal Sg output to the control electrode (for example, the gate of the MOS transistor) of the switching element 132 according to the control signal Sh1 or Sh2 transmitted from the selection unit 197.
　電力変換回路１３０の出力電流Ｉｏには、スイッチング素子１３２のオンオフによって増減するリップル電流が生じる。このため、出力電流Ｉｏは、平均値に相当する直流電流（直流成分）と、リップル電流に相当する交流電流（交流成分）との和によって示される。ここで、交流電流（交流成分）の周波数は、スイッチング素子１３２のスイッチング周波数と等しい。 In the output current Io of the power conversion circuit 130, a ripple current that increases or decreases depending on whether the switching element 132 is on or off is generated. Therefore, the output current Io is represented by the sum of a direct current (DC component) corresponding to the average value and an alternating current (AC component) corresponding to the ripple current. Here, the frequency of the alternating current (alternating current component) is equal to the switching frequency of the switching element 132.
　電流検出部１４０から出力される検出信号Ｖｄｅｔは、出力電流Ｉｏに比例した電圧値を有する。以下では、検出信号Ｖｄｅｔの電圧値についても、Ｖｄｅｔと表記する。すなわち、電流検出部１４０における検出ゲインをＫ１とすると、Ｖｄｅｔ＝Ｉｏ・Ｋ１で示される。したがって、検出信号Ｖｄｅｔについても、直流成分および交流成分の和によって示される。 The detection signal Vdet output from the current detection unit 140 has a voltage value proportional to the output current Io. Hereinafter, the voltage value of the detection signal Vdet is also expressed as Vdet. That is, when the detection gain in the current detection unit 140 is K1, Vdet = Io · K1. Therefore, the detection signal Vdet is also indicated by the sum of the DC component and the AC component.
　交流成分抽出部１８０は、直流成分除去部１８２および増幅部１８５を含む。直流成分除去部１８２は、検出信号Ｖｄｅｔから交流成分を抽出するように構成される。たとえば、直流成分除去部１８２は、検出信号Ｖｄｅｔの交流成分を通過させるためのコンデンサによって構成することができる。 The AC component extraction unit 180 includes a DC component removal unit 182 and an amplification unit 185. The DC component removal unit 182 is configured to extract an AC component from the detection signal Vdet. For example, the DC component removing unit 182 can be configured by a capacitor that allows the AC component of the detection signal Vdet to pass therethrough.
　あるいは、直流成分除去部１８２は、コンデンサおよび抵抗を含む微分回路、または、オペアンプ等によって微分要素を持たせたハイパスフィルタとして構成されてもよい。なお、直流成分除去部１８２については、低周波成分を確実に除去するために、カットオフ周波数を適切に設定するとともに、急峻な周波数特性を有することが望まれる。 Alternatively, the DC component removal unit 182 may be configured as a differential circuit including a capacitor and a resistor, or a high-pass filter having a differential element by an operational amplifier or the like. Note that the DC component removal unit 182 is desired to have a sharp frequency characteristic while appropriately setting the cutoff frequency in order to reliably remove the low-frequency component.
　あるいは、図２に示されるように、直流成分除去部１８２は、減算部１８４によって構成することも可能である。減算部１８４は、電流検出部１４０からの検出信号Ｖｄｅｔから、制御装置１６０からの直流電圧Ｖｄ＊を減算した信号を出力する。すなわち、減算部１８４からの出力信号は、（Ｖｄｅｔ－Ｖｄ＊）の電圧値を有する。 Alternatively, as shown in FIG. 2, the direct current component removing unit 182 can be configured by a subtracting unit 184. Subtraction unit 184 outputs a signal obtained by subtracting DC voltage Vd * from control device 160 from detection signal Vdet from current detection unit 140. That is, the output signal from the subtracting unit 184 has a voltage value of (Vdet−Vd *).
　制御装置１６０は、直流電圧Ｖｄ＊を、負荷選択信号ＬＤＳに従って設定することができる。直流電圧Ｖｄ＊は、負荷選択信号ＬＤＳに従って、負荷装置２００による消費電流（直流電流）、すなわち、出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊に対応して設定することができる。具体的には、電流検出部１４０による検出ゲインＫ１を用いて、Ｖｄ＊＝Ｋ１・Ｉｏ＊と示すことができる。 The control device 160 can set the DC voltage Vd * according to the load selection signal LDS. The DC voltage Vd * can be set according to the current consumption (DC current) by the load device 200, that is, the target value Io * of the output current Io, according to the load selection signal LDS. Specifically, it can be expressed as Vd * = K1 · Io * using the detection gain K1 by the current detection unit 140.
　増幅部１８５は、直流成分除去部１８２の出力信号を増幅して検出信号Ｖｄｅｔ♯を出力する。検出信号Ｖｄｅｔ♯は、検出信号Ｖｄｅｔのうちの交流成分、すなわち、出力電流Ｉｏの交流成分に応じた電圧値を有する。このように、検出信号Ｖｄｅｔは「第１の検出信号」に対応し、検出信号Ｖｄｅｔ♯は「第２の検出信号」に対応する。 The amplifying unit 185 amplifies the output signal of the direct current component removing unit 182 and outputs the detection signal Vdet #. Detection signal Vdet # has a voltage value corresponding to the AC component of detection signal Vdet, that is, the AC component of output current Io. Thus, the detection signal Vdet corresponds to the “first detection signal”, and the detection signal Vdet # corresponds to the “second detection signal”.
　図３は、検出信号からの交流成分の抽出処理を説明するための概念図である。
　図３を参照して、電流検出部１４０から出力される検出信号Ｖｄｅｔは、負荷装置２００における負荷の作動個数に応じて、直流成分が（ａ）～（ｃ）に示すように変化する。ここで、検出信号Ｖｄｅｔは、電源制御部１５０で用いられる電源電圧、すなわち、制御装置１６０の動作電源である制御電源電圧Ｖｃ（たとえば３．３Ｖまたは５Ｖ）～接地電圧ＧＮＤ（０Ｖ）の範囲内で、出力電流Ｉｏに応じた電圧値を有するように変化する。 FIG. 3 is a conceptual diagram for explaining the extraction process of the AC component from the detection signal.
Referring to FIG. 3, detection signal Vdet output from current detection unit 140 has a DC component that changes according to the number of loads in load device 200 as shown in (a) to (c). Here, the detection signal Vdet is within the range of the power supply voltage used in the power supply control unit 150, that is, the control power supply voltage Vc (for example, 3.3V or 5V) that is the operation power supply of the control device 160 to the ground voltage GND (0V). Thus, the voltage changes according to the output current Io.
　このため、電流検出部１４０における検出ゲインＫ１は、負荷装置２００での全ての負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の作動時における最大消費電流Ｉｏｍａｘに対して、Ｋ１・Ｉｏｍａｘ＜Ｖｃとなるように設計する必要がある。 Therefore, the detection gain K1 in the current detection unit 140 is such that K1 · Iomax <Vc with respect to the maximum current consumption Iomax when all the loads 210 (1) to 210 (n) are operated in the load device 200. It is necessary to design to.
　さらに、直流成分除去部１８２による機能だけでは、検出信号Ｖｄｅｔ♯が負電圧期間を有するようになるため、負の電源電圧が必要となってしまう。したがって、検出信号Ｖｄｅｔ♯については、抽出された交流電圧（Ｖｄｅｔ－Ｖｄ＊）に対して、バイアスのためのオフセット電圧Ｖｏｆを加算することが好ましい。これにより、検出信号Ｖｄｅｔ♯は、オフセット電圧Ｖｏｆを平均値（中心値）とした交流信号となる。たとえば、オフセット電圧Ｖｏｆ＝（Ｖｃ／２）に設定することができる。また、検出信号Ｖｄｅｔ♯では、増幅部１８５によって、交流成分は増幅される。増幅部１８５によるゲインＫ２を用いて、（Ｖｄｅｔ♯－Ｖｃ／２）＝Ｋ２・（Ｖｄｅｔ－Ｖｄ＊）と示される。 Furthermore, the detection signal Vdet # has a negative voltage period only by the function of the DC component removal unit 182, and thus a negative power supply voltage is required. Therefore, for the detection signal Vdet #, it is preferable to add the offset voltage Vof for bias to the extracted AC voltage (Vdet−Vd *). Thereby, the detection signal Vdet # becomes an AC signal with the offset voltage Vof as an average value (center value). For example, the offset voltage Vof = (Vc / 2) can be set. In the detection signal Vdet #, the AC component is amplified by the amplifying unit 185. Using the gain K2 by the amplifying unit 185, (Vdet # −Vc / 2) = K2 · (Vdet−Vd *).
　実装時には、図１中の直流成分除去部１８２および増幅部１８５の機能を、オペアンプによる差動増幅回路を用いて一体的に構成することによって、負電源の配置を要することなく、出力電流Ｉｏの交流成分を示す検出信号Ｖｄｅｔ♯を生成することができる。なお、原理上は、負電圧の発生が必要となるものの、オフセット電圧Ｖｏｆを加算することなく、直流成分除去部１８２による検出信号Ｖｄｅｔからの直流成分の除去のみによって検出信号Ｖｄｅｔ♯を生成することも可能である。 At the time of mounting, the functions of the direct current component removing unit 182 and the amplifying unit 185 in FIG. 1 are integrally configured using a differential amplifier circuit using an operational amplifier, so that the output current Io can be reduced without requiring a negative power supply. A detection signal Vdet # indicating an AC component can be generated. Although the generation of a negative voltage is necessary in principle, the detection signal Vdet # is generated only by removing the DC component from the detection signal Vdet by the DC component removal unit 182 without adding the offset voltage Vof. Is also possible.
　次に、ヒステリシス制御部１７０および１９０によるスイッチング素子１３２のオンオフ制御について説明する。 Next, on / off control of the switching element 132 by the hysteresis control units 170 and 190 will be described.
　図４は、図１に示された、直流電流を制御するためのヒステリシス制御部１７０の構成を説明するブロック図である。 FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the hysteresis control unit 170 for controlling the direct current shown in FIG.
　図４を参照して、ヒステリシス制御部１７０は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１７１，１７２と、比較部１７４，１７５と、信号発生器１７６とを有する。ＤＡＣ１７１は、制御装置１６０からのデジタル信号Ｓ１をアナログ電圧に変換することによって、上限しきい値Ｖ１ｈを出力する。同様に、ＤＡＣ１７２は、制御装置１６０からのデジタル信号Ｓ２をアナログ電圧に変換することによって、下限しきい値Ｖ１ｌを出力する。 Referring to FIG. 4, hysteresis control unit 170 includes digital / analog converters (DACs) 171 and 172, comparison units 174 and 175, and signal generator 176. The DAC 171 outputs an upper limit threshold value V1h by converting the digital signal S1 from the control device 160 into an analog voltage. Similarly, the DAC 172 outputs the lower threshold value V1l by converting the digital signal S2 from the control device 160 into an analog voltage.
　比較部１７４，１７５の各々は、オペアンプによるコンパレータ等によって構成することができる。比較部１７４は、電流検出部１４０からの検出信号Ｖｄｅｔと、ＤＡＣ１７１からの上限しきい値Ｖ１ｈとの電圧比較により、Ｖｄｅｔ＜Ｖ１ｈの状態からＶｄｅｔ＞Ｖ１ｈとなるたびに、ワンショットパルスを出力する。 Each of the comparison units 174 and 175 can be configured by a comparator using an operational amplifier. The comparison unit 174 outputs a one-shot pulse each time Vdet <V1h becomes Vdet> V1h by comparing the detection signal Vdet from the current detection unit 140 with the upper threshold value V1h from the DAC 171. .
　比較部１７５は、電流検出部１４０からの検出信号Ｖｄｅｔと、ＤＡＣ１７２からの下限しきい値Ｖ１ｌとの電圧比較により、Ｖｄｅｔ＞Ｖ１ｌの状態からＶｄｅｔ＜Ｖ１ｌとなるたびに、ワンショットパルスを出力する。信号発生器１７６は、比較部１７４，１７５の出力に応じて、制御信号Ｓｈ１を生成する。 The comparison unit 175 outputs a one-shot pulse each time Vdet <V1l from the state of Vdet> V1l by comparing the detection signal Vdet from the current detection unit 140 with the lower limit threshold value V1l from the DAC 172. . The signal generator 176 generates the control signal Sh1 according to the outputs of the comparison units 174 and 175.
　図５には、図４に示されたヒステリシス制御部１７０の動作を説明する信号波形図が示される。 FIG. 5 shows a signal waveform diagram for explaining the operation of the hysteresis control unit 170 shown in FIG.
　図５を参照して、検出信号Ｖｄｅｔが、Ｖｄｅｔ＜Ｖ１ｈの状態から上昇して、上限しきい値Ｖ１ｈよりも高くなると、比較部１７４がワンショットパルスを出力する。これに応じて、信号発生器１７６は、スイッチング素子１３２をオフするために、制御信号Ｓｈ１をＨレベルからＬレベルに変化させる。これにより、検出信号Ｖｄｅｔ（すなわち、出力電流Ｉｏ）のさらなる上昇を回避することができる。 Referring to FIG. 5, when detection signal Vdet rises from the state of Vdet <V1h and becomes higher than upper limit threshold value V1h, comparison unit 174 outputs a one-shot pulse. In response to this, the signal generator 176 changes the control signal Sh1 from the H level to the L level in order to turn off the switching element 132. Thereby, further increase in the detection signal Vdet (that is, the output current Io) can be avoided.
　反対に、検出信号Ｖｄｅｔが、Ｖｄｅｔ＞Ｖ１ｌの状態から低下して、下限しきい値Ｖ１ｌよりも低くなると、比較部１７５がワンショットパルスを出力する。これに応じて、信号発生器１７６は、スイッチング素子１３２をオンするために、制御信号Ｓｈ１をＬレベルからＨレベルに変化させる。これにより、検出信号Ｖｄｅｔ（すなわち、出力電流Ｉｏ）のさらなる低下を回避することができる。 Conversely, when the detection signal Vdet falls from the state of Vdet> V1l and becomes lower than the lower limit threshold value V1l, the comparison unit 175 outputs a one-shot pulse. In response to this, the signal generator 176 changes the control signal Sh1 from the L level to the H level in order to turn on the switching element 132. As a result, a further decrease in the detection signal Vdet (that is, the output current Io) can be avoided.
　上述のように、検出信号Ｖｄｅｔを、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌとの比較した結果に基づいて制御信号Ｓｈ１を生成することにより、検出信号ＶｄｅｔがＶ１ｌ～Ｖ１ｈの範囲内に維持されるように、スイッチング素子１３２をオンオフ制御することができる。これにより、出力電流Ｉｏを一定範囲内に維持するように、直流電流を制御することが可能となる。 As described above, the detection signal Vdet is maintained within the range of V1l to V1h by generating the control signal Sh1 based on the comparison result between the detection signal Vdet and the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l. As described above, the switching element 132 can be controlled on and off. This makes it possible to control the direct current so as to maintain the output current Io within a certain range.
　このように、ヒステリシス制御部１７０は「第１のヒステリシス制御部」の一実施例に対応し、制御信号Ｓｈ１は「第１の制御信号」に対応する。さらに、上限しきい値Ｖ１ｈは「第１の上限しきい値」に対応し、下限しきい値Ｖ１ｌは「第１の下限しきい値」に対応する。 Thus, the hysteresis control unit 170 corresponds to an example of the “first hysteresis control unit”, and the control signal Sh1 corresponds to the “first control signal”. Further, the upper limit threshold value V1h corresponds to a “first upper limit threshold value”, and the lower limit threshold value V1l corresponds to a “first lower limit threshold value”.
　図６は、図１に示された、スイッチング周波数を制御するためのヒステリシス制御部１９０の構成を説明するブロック図である。 FIG. 6 is a block diagram illustrating the configuration of the hysteresis control unit 190 for controlling the switching frequency shown in FIG.
　図６を参照して、ヒステリシス制御部１９０は、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１９１，１９２と、比較部１９４，１９５と、信号発生器１９６とを有する。ＤＡＣ１９１は、制御装置１６０からのデジタル信号Ｓ３をアナログ電圧に変換することによって、上限しきい値Ｖ２ｈを出力する。同様に、ＤＡＣ１９２は、制御装置１６０からのデジタル信号Ｓ４をアナログ電圧に変換することによって、下限しきい値Ｖ２ｌを出力する。 Referring to FIG. 6, the hysteresis control unit 190 includes digital / analog converters (DACs) 191, 192, comparison units 194, 195, and a signal generator 196. The DAC 191 outputs the upper limit threshold V2h by converting the digital signal S3 from the control device 160 into an analog voltage. Similarly, the DAC 192 outputs the lower threshold value V21 by converting the digital signal S4 from the control device 160 into an analog voltage.
　比較部１９４，１９５の各々は、比較部１７４，１７５と同様に、オペアンプによるコンパレータ等によって構成することができる。比較部１９４は、増幅部１８５からの検出信号Ｖｄｅｔ♯と、ＤＡＣ１９１からの上限しきい値Ｖ２ｈとの電圧比較により、Ｖｄｅｔ♯＜Ｖ２ｈの状態からＶｄｅｔ♯＞Ｖ２ｈとなるたびに、ワンショットパルスを出力する。 Each of the comparison units 194 and 195 can be configured by a comparator using an operational amplifier, like the comparison units 174 and 175. The comparison unit 194 compares the detection signal Vdet # from the amplification unit 185 with the upper limit threshold value V2h from the DAC 191 and outputs a one-shot pulse every time Vdet # <V2h from Vdet # <V2h. Output.
　比較部１９５は、検出信号Ｖｄｅｔ♯と、ＤＡＣ１９２からの下限しきい値Ｖ２ｌとの電圧比較により、Ｖｄｅｔ♯＞Ｖ２ｌの状態からＶｄｅｔ♯＜Ｖ２ｌとなるたびに、ワンショットパルスを出力する。信号発生器１９６は、比較部１９４，１９５の出力に応じて、制御信号Ｓｈ２を生成する。 The comparison unit 195 outputs a one-shot pulse each time Vdet # <V2l from the state of Vdet #> V2l by comparing the detection signal Vdet # with the lower limit threshold value V2l from the DAC 192. The signal generator 196 generates a control signal Sh2 according to the outputs of the comparison units 194 and 195.
　図７には、図６に示されたヒステリシス制御部１９０の動作を説明する信号波形図が示される。 FIG. 7 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the hysteresis control unit 190 shown in FIG.
　図７を参照して、検出信号Ｖｄｅｔ♯が、Ｖｄｅｔ♯＜Ｖ２ｈの状態から上昇して、上限しきい値Ｖ２ｈよりも高くなると、比較部１９４がワンショットパルスを出力する。これに応じて、信号発生器１９６は、スイッチング素子１３２をオフするために、制御信号Ｓｈ２をＨレベルからＬレベルに変化させる。 Referring to FIG. 7, when detection signal Vdet # rises from the state of Vdet # <V2h and becomes higher than upper threshold value V2h, comparison unit 194 outputs a one-shot pulse. In response to this, the signal generator 196 changes the control signal Sh2 from the H level to the L level in order to turn off the switching element 132.
　反対に、検出信号Ｖｄｅｔ♯が、Ｖｄｅｔ♯＞Ｖ２ｌの状態から低下して、下限しきい値Ｖ２ｌよりも低くなると、比較部１９５がワンショットパルスを出力する。これに応じて、信号発生器１９６は、スイッチング素子１３２をオンするために、制御信号Ｓｈ２をＬレベルからＨレベルに変化させる。 Conversely, when the detection signal Vdet # falls from the state of Vdet #> V2l and becomes lower than the lower limit threshold value V21, the comparison unit 195 outputs a one-shot pulse. In response to this, the signal generator 196 changes the control signal Sh2 from the L level to the H level in order to turn on the switching element 132.
　上述のように、検出信号Ｖｄｅｔ♯を、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌと比較した結果に基づいて制御信号Ｓｈ２を生成することにより、スイッチング素子１３２のオンオフ周期を、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌによって調整できる。すなわち、出力電流Ｉｏの交流成分を小さくするように、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を小さく設定することにより、スイッチング素子１３２のスイッチング周波数を高くすることができる。 As described above, the control signal Sh2 is generated based on the result of comparison of the detection signal Vdet # with the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V21, so that the ON / OFF cycle of the switching element 132 is set to the upper limit threshold value. It can be adjusted by V2h and the lower threshold value V21. That is, the switching frequency of the switching element 132 can be increased by setting the difference between the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l so as to reduce the AC component of the output current Io.
　このように、ヒステリシス制御部１９０は「第２のヒステリシス制御部」の一実施例に対応し、制御信号Ｓｈ２は「第２の制御信号」に対応する。さらに、上限しきい値Ｖ２ｈは「第２の上限しきい値」に対応し、下限しきい値Ｖ２ｌは「第２の下限しきい値」に対応する。 Thus, the hysteresis control unit 190 corresponds to an example of the “second hysteresis control unit”, and the control signal Sh2 corresponds to the “second control signal”. Further, upper limit threshold value V2h corresponds to “second upper limit threshold value”, and lower limit threshold value V2l corresponds to “second lower limit threshold value”.
　次に、図８を用いて、電流検出部１４０の検出ゲインＫ１の設定について説明する。
　図８を参照して、本実施の形態に従う電力変換装置１００において、一例として、負荷装置２００での最大消費電流Ｉｏｍａｘ＝５（Ａ）であり、検出信号ＶｄｅｔおよびＤＡＣ１７１，１７２，１９１，１９２等の上限電圧に相当する、電源制御部１５０での制御電源電圧Ｖｃ＝５（Ｖ）として、ＤＡＣ１７１，１７２，１９１，１９２の分解能が８ビットであるものと仮定して説明する。 Next, setting of the detection gain K1 of the current detection unit 140 will be described with reference to FIG.
Referring to FIG. 8, in power conversion device 100 according to the present embodiment, as an example, maximum consumption current Iomax = 5 (A) in load device 200, detection signal Vdet, DACs 171, 172, 191, 192, etc. Assuming that the resolution of the DACs 171, 172, 191, and 192 is 8 bits, assuming that the control power supply voltage Vc = 5 (V) in the power supply control unit 150, which corresponds to the upper limit voltage of FIG.
　ヒステリシス制御部１７０では、出力電流Ｉｏの大きさが制御される。したがって、最大消費電流Ｉｏｍａｘ＝５（Ａ）に対応するために、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの平均値が、Ｉｏ＝５（Ａ）に対応する検出信号Ｖｄｅｔの電圧レベルと等しくなるように、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌは決定される。 The hysteresis control unit 170 controls the magnitude of the output current Io. Therefore, in order to correspond to the maximum consumption current Iomax = 5 (A), the average value of the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l is equal to the voltage level of the detection signal Vdet corresponding to Io = 5 (A). Thus, the upper threshold value V1h and the lower threshold value V1l are determined.
　上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの最大電圧は、制御電源電圧Ｖｃ＝５（Ｖ）となる。このため、出力電流Ｉｏ＝Ｉｍａｘ＝５（Ａ）のときに、検出信号Ｖｄｅｔ＜Ｖｃとする制約条件が生じる。 The maximum voltage of the upper limit threshold V1h and the lower limit threshold V1l is the control power supply voltage Vc = 5 (V). For this reason, when the output current Io = Imax = 5 (A), a constraint condition that the detection signal Vdet <Vc occurs.
　図８の例では、電流検出部１４０は、出力電流Ｉｏを通過するように配置された電流検出抵抗１４２と、電流検出抵抗１４２の両端に生じる電圧差（すなわち、Ｉｏによる電圧降下量）を増幅する増幅器１４５を含む。増幅器１４５は、検出信号Ｖｄｅｔを出力する。 In the example of FIG. 8, the current detection unit 140 amplifies a voltage difference (that is, a voltage drop amount due to Io) generated between both ends of the current detection resistor 142 and the current detection resistor 142 arranged to pass the output current Io. Amplifier 145. The amplifier 145 outputs the detection signal Vdet.
　このとき、電流検出抵抗１４２（抵抗値Ｒ）では、Ｉｏ2・Ｒの電力損失が発生する。したがって、電力損失を抑制するためには抵抗値Ｒを低くすることが好ましい。たとえば、Ｒ＝５（ｍΩ）とすると、電流検出抵抗１４２での最大損失については、５（Ａ）×５（Ａ）×０．００５（Ω）＝０．１２５（Ｗ）と見積もることができる。 At this time, a current loss of Io 2 · R occurs in the current detection resistor 142 (resistance value R). Therefore, in order to suppress power loss, it is preferable to reduce the resistance value R. For example, if R = 5 (mΩ), the maximum loss in the current detection resistor 142 can be estimated as 5 (A) × 5 (A) × 0.005 (Ω) = 0.125 (W). .
　その一方で、抵抗値Ｒを小さくすると、電流検出抵抗１４２での電圧差が小さくなる。Ｒ＝５（ｍΩ）とすると、出力電流Ｉｏ＝Ｉｍａｘ＝５（Ａ）のときに生じる電圧差が、５（Ａ）×０．００５（Ω）＝２５（ｍＶ）となる。 On the other hand, when the resistance value R is decreased, the voltage difference at the current detection resistor 142 is decreased. If R = 5 (mΩ), the voltage difference generated when the output current Io = Imax = 5 (A) is 5 (A) × 0.005 (Ω) = 25 (mV).
　これに対して、８ビットを用いたＤＡＣ１７１，１７２での分解能は、Ｖｃ／２8で示されるので、Ｖｃ＝５（Ｖ）のときには、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの分解能は約２０（ｍＶ）となる。したがって、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌでの１階調は、出力電流Ｉｏに換算すると、５（Ａ）×（２０／２５）＝４（Ａ）となり、Ｉｍａｘ＝５（Ａ）に対して、十分な電流制御精度を確保することができない。 On the other hand, the resolution of the DACs 171 and 172 using 8 bits is represented by Vc / 2 8 , so when Vc = 5 (V), the resolutions of the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l are It becomes about 20 (mV). Therefore, one gradation at the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l is 5 (A) × (20/25) = 4 (A) when converted to the output current Io, and Imax = 5 (A). On the other hand, sufficient current control accuracy cannot be ensured.
　したがって、増幅器１４５（ゲインＧ）を用いて検出信号Ｖｄｅｔを生成することによって、制御電源電圧Ｖｃに相当するＤＡＣのフルスケールを有効に使用することができる。ここで、仮にＧ＝１００とすると、Ｉｏ＝Ｉｏｍａｘ＝５（Ａ）のときの検出信号Ｖｄｅｔは、５（Ａ）×０．００５（Ω）×１００＝２．５（Ｖ）となる。また、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌでの１階調を出力電流Ｉｏに換算すると、４（Ａ）／１００＝４０（ｍＡ）となり、電流制御精度も向上する。 Therefore, by generating the detection signal Vdet using the amplifier 145 (gain G), the full scale of the DAC corresponding to the control power supply voltage Vc can be used effectively. Here, if G = 100, the detection signal Vdet when Io = Iomax = 5 (A) is 5 (A) × 0.005 (Ω) × 100 = 2.5 (V). Further, when one gradation at the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l is converted into the output current Io, 4 (A) / 100 = 40 (mA), and the current control accuracy is improved.
　このように、電流検出部１４０の設計、たとえば、電流検出抵抗１４２の抵抗値Ｒおよび増幅器１４５のゲインＧの設計は、負荷装置２００への供給電流が最大となるケースにおける、電流検出抵抗１４２での電力損失、電流制御精度（ヒステリシス制御における上限しきい値および下限しきい値の分解能）および、電流リップル等を考慮して行うことができる。なお、図８の例では、電流検出部１４０での検出ゲインＫ１は、Ｋ１＝Ｒ・Ｇ＝０．００５×１００＝０．５となることが理解される。 As described above, the design of the current detection unit 140, for example, the design of the resistance value R of the current detection resistor 142 and the gain G of the amplifier 145 is determined by the current detection resistor 142 in the case where the supply current to the load device 200 is maximum. Power loss, current control accuracy (resolution of upper threshold and lower threshold in hysteresis control), current ripple, and the like. In the example of FIG. 8, it is understood that the detection gain K1 in the current detection unit 140 is K1 = R · G = 0.005 × 100 = 0.5.
　次に、図９～図１１の波形図を用いて、ヒステリシス制御部１７０による直流電流制御をさらに説明する。 Next, the direct current control by the hysteresis control unit 170 will be further described with reference to the waveform diagrams of FIGS.
　図９～図１１を参照して、実線で示された検出信号Ｖｄｅｔは、出力電流Ｉｏに対して検出ゲインＫ１を乗算した電圧レベルを有する（Ｖｄｅｔ＝Ｉｏ・Ｋ１）。したがって、検出信号Ｖｄｅｔの平均値（直流成分）Ｖｄａｖは、出力電流Ｉｏの平均値（直流電流Ｉｏｄｃ）に検出ゲインＫ１を乗算した値となる。直流電流Ｉｏｄｃは、負荷装置２００の作動状態（負荷数）に依存するので、負荷選択信号ＬＤＳに基づいて予測することが可能である。 9 to 11, detection signal Vdet indicated by a solid line has a voltage level obtained by multiplying output current Io by detection gain K1 (Vdet = Io · K1). Therefore, the average value (DC component) Vdav of the detection signal Vdet is a value obtained by multiplying the average value (DC current Iodc) of the output current Io by the detection gain K1. Since the direct current Iodc depends on the operating state (number of loads) of the load device 200, it can be predicted based on the load selection signal LDS.
　ヒステリシス制御部１７０による制御信号Ｓｈ１（図５）に従ってスイッチング素子１３２をオンオフすることにより、実線で示された検出信号Ｖｄｅｔは、上限しきい値Ｖ１ｌ～下限しきい値Ｖ１ｈの範囲内に制御されている。このときのスイッチング素子１３２のオンオフ周期は、Ｔ＝１／ｆｓｗで示される。 By turning on and off the switching element 132 according to the control signal Sh1 (FIG. 5) by the hysteresis control unit 170, the detection signal Vdet indicated by the solid line is controlled within the range of the upper limit threshold value V1l to the lower limit threshold value V1h. Yes. The on / off cycle of the switching element 132 at this time is represented by T = 1 / fsw.
　図９では、実線で示されたケースよりもインダクタンス値が大きいリアクトル１３５が用いられるときに、同じＶ１ｈ，Ｖ１１ｌを用いてヒステリシス制御を行ったときの挙動が点線で示される。このとき、実線と比較して、スイッチング素子１３２のオン期間およびオフ期間の両方で出力電流Ｉｏの傾きが小さくなるため、検出信号Ｖｄｅｔの傾きも小さくなる。したがって、ヒステリシス制御によるスイッチング素子１３２のオンオフ周期は、実線で示されるときよりも長くなり、スイッチング周波数は、ｆｓｗからｆｓｗａに低下する。 In FIG. 9, when a reactor 135 having a larger inductance value than the case indicated by the solid line is used, the behavior when the hysteresis control is performed using the same V1h and V11l is indicated by a dotted line. At this time, compared to the solid line, the slope of the output current Io is small in both the on period and the off period of the switching element 132, so the slope of the detection signal Vdet is also small. Therefore, the ON / OFF cycle of the switching element 132 by the hysteresis control becomes longer than that indicated by the solid line, and the switching frequency decreases from fsw to fswa.
　図１０では、実線で示されたケースよりも入力電圧Ｖｉｎが低いときに、同じＶ１ｈ，Ｖ１１ｌを用いてヒステリシス制御を行ったときの挙動が点線で示される。このとき、実線と比較して、スイッチング素子１３２のオン期間において、出力電流Ｉｏの傾きが小さくなるため、検出信号Ｖｄｅｔの傾きも小さくなる。したがって、ヒステリシス制御によるスイッチング素子１３２のオンオフ周期は、実線で示されるときよりも長くなり、スイッチング周波数は、ｆｓｗからｆｓｗｂに低下する。 In FIG. 10, when the input voltage Vin is lower than the case indicated by the solid line, the behavior when the hysteresis control is performed using the same V1h and V11l is indicated by the dotted line. At this time, since the slope of the output current Io is smaller during the ON period of the switching element 132 as compared with the solid line, the slope of the detection signal Vdet is also small. Therefore, the ON / OFF cycle of the switching element 132 by the hysteresis control becomes longer than that indicated by the solid line, and the switching frequency decreases from fsw to fswb.
　図１１では、実線で示されたケースよりも出力電圧Ｖｏが低いときに、同じＶ１ｈ，Ｖ１１ｌを用いてヒステリシス制御を行ったときの挙動が点線で示される。このとき、実線と比較して、スイッチング素子１３２のオフ期間において、出力電流Ｉｏの傾きが小さくなるため、検出信号Ｖｄｅｔの傾きも小さくなる。したがって、ヒステリシス制御によるスイッチング素子１３２のオンオフ周期は、実線で示されるときよりも長くなり、スイッチング周波数は、ｆｓｗからｆｓｗｃに低下する。 In FIG. 11, when the output voltage Vo is lower than the case shown by the solid line, the behavior when the hysteresis control is performed using the same V1h and V11l is shown by the dotted line. At this time, since the slope of the output current Io is smaller in the off period of the switching element 132 than the solid line, the slope of the detection signal Vdet is also small. Therefore, the ON / OFF cycle of the switching element 132 by the hysteresis control becomes longer than that indicated by the solid line, and the switching frequency decreases from fsw to fswc.
　図９～図１１に示したように、リアクトル１３５のインダクタンス値Ｌ、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏが変わると、ヒステリシス制御下でのスイッチング周波数は変化する可能性がある。したがって、スイッチング周波数を一定に保つためには、これらのパラメータを反映して、ヒステリシス制御に用いられる上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきいを設定する必要があることが理解される。 As shown in FIGS. 9 to 11, when the inductance value L, the input voltage Vin, and the output voltage Vo of the reactor 135 change, the switching frequency under the hysteresis control may change. Therefore, it is understood that in order to keep the switching frequency constant, it is necessary to set the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value used for hysteresis control, reflecting these parameters.
　図１２は、ヒステリシス制御部１７０における上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの設定手法を説明するための概念的な波形図である。 FIG. 12 is a conceptual waveform diagram for explaining a method of setting the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l in the hysteresis control unit 170.
　図１２を参照して、スイッチング素子１３２のスイッチング周期Ｔに対して、そのうちのオン期間をｔｏｎとする。このとき、出力電圧Ｖｏおよび入力電圧Ｖｉｎの比について、いわゆる降圧チョッパでの電圧変換比から、下記の式（１）が成立する。式（１）中のｆ（ｆ＝１／Ｔ）は、スイッチング周波数の目標値とすることができる。 Referring to FIG. 12, the on period of the switching period T of the switching element 132 is assumed to be ton. At this time, with respect to the ratio of the output voltage Vo and the input voltage Vin, the following equation (1) is established from a voltage conversion ratio in a so-called step-down chopper. F (f = 1 / T) in the equation (1) can be a target value of the switching frequency.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　また、出力電流Ｉｏに含まれる電流リップルΔＩｏは、下記の式（２）によって表わされる。 Further, the current ripple ΔIo included in the output current Io is expressed by the following equation (2).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　上記式（１），（２）より、電流リップルΔＩｏは、下記の式（３）で示される。すなわち、電流リップルΔＩｏは、インダクタンス値Ｌ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏおよびスイッチング周波数ｆの関数となるので、許容できる電流幅（電流リップルΔＩｏ）を考慮して、インダクタンス値Ｌを設計するとともに、ヒステリシス制御部１７０によるヒステリシス制御時におけるスイッチング周波数の目標値を定めることができる。 From the above equations (1) and (2), the current ripple ΔIo is expressed by the following equation (3). That is, since the current ripple ΔIo is a function of the inductance value L, the input voltage Vin, the output voltage Vo, and the switching frequency f, the inductance value L is designed in consideration of the allowable current width (current ripple ΔIo). The target value of the switching frequency at the time of hysteresis control by the hysteresis controller 170 can be determined.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　検出信号Ｖｄｅｔには、電流リップルΔＩｏ（電流幅）に対応して、Ｋ１・ΔＩｏの電圧幅が生じる。 The detection signal Vdet has a voltage width of K1 · ΔIo corresponding to the current ripple ΔIo (current width).
　ヒステリシス制御部１９０による直流電流制御では、負荷装置２００の作動状態（負荷数）に依存する直流電流Ｉｏｄｃを中心とした一定範囲内に出力電流Ｉｏが収まるように、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを設定する必要がある。 In the direct current control by the hysteresis control unit 190, the upper limit threshold V1h and the lower limit are set so that the output current Io falls within a certain range centered on the direct current Iodc depending on the operating state (number of loads) of the load device 200. It is necessary to set the threshold value V1l.
　したがって、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌは、下記の式（４）および（５）に従って設定することができる。すなわち、上限しきい値Ｖ１ｈは、直流電流Ｉｏｄｃに電流幅ΔＩｏの１／２を加算した電流値に対応して設定され、下限しきい値Ｖ１ｌ、直流電流Ｉｏｄｃに電流幅ΔＩｏの１／２を減算した電流値に対応して設定される。 Therefore, the upper threshold value V1h and the lower threshold value V1l can be set according to the following equations (4) and (5). That is, upper limit threshold value V1h is set corresponding to a current value obtained by adding 1/2 of current width ΔIo to DC current Iodc, and lower limit threshold value V1l and DC current Iodc are set to 1/2 of current width ΔIo. Set according to the subtracted current value.
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　式（４），式（５）に式（３）を入力することによって、下記の式（６）および（７）が得られる。 The following formulas (6) and (7) are obtained by inputting the formula (3) into the formulas (4) and (5).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
　式（６），（７）に従って、リアクトル１３５のインダクタンス値Ｌ、直流電源１２０の入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏに従って、所望のスイッチング周波数ｆとするための、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを算出することができる。 According to the expressions (6) and (7), the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value for setting the desired switching frequency f according to the inductance value L of the reactor 135, the input voltage Vin and the output voltage Vo of the DC power supply 120 V1l can be calculated.
　なお、式（６），（７）に従う上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの算出は、一定周期毎に実施してもよく、負荷装置２００の作動状態（負荷数）の変化により直流電流Ｉｏｄｃが変化する毎に実行してもよい。なお、式（６），（７）から、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの差分（ヒステリシス幅）は、直流電流Ｉｏｄｃが変化しても一定であることが理解される。 The calculation of the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l according to the equations (6) and (7) may be performed at regular intervals, and the direct current is changed depending on the change in the operating state (the number of loads) of the load device 200. It may be executed every time the current Iodc changes. It is understood from equations (6) and (7) that the difference (hysteresis width) between upper limit threshold value V1h and lower limit threshold value V1l is constant even if DC current Iodc changes.
　また、負荷装置２００の作動状態（負荷数）に対応させて上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを設定するための、式（６），（７）を反映したテーブルを予め作成することも可能である。この場合には、電力変換装置１００の動作時には、負荷選択信号ＬＤＳによって取得される負荷装置２００の作動状態に応じて、当該テーブルを参照することによって、式（６），（７）に従った演算を都度実行することなく、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを簡易に設定することができる。 Further, a table reflecting formulas (6) and (7) for setting the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l corresponding to the operating state (the number of loads) of the load device 200 is created in advance. Is also possible. In this case, when the power conversion device 100 is operated, the table is referred to according to the operating state of the load device 200 acquired by the load selection signal LDS, and the equations (6) and (7) are followed. The upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l can be easily set without executing the calculation each time.
　なお、実際には、制御演算に伴う遅れやスイッチング素子１３２のオンオフ遅延等の遅延時間が存在するので、上限しきい値Ｖ１ｈについては、式（６）に従う算出値よりも小さく設定するようにマージンを設けることが好ましい。同様に、下限しきい値Ｖ１ｌについても、式（７）に従う算出値よりも大きく設定するようにマージンを設けることが好ましい。あるいは、式（６），（７）中のスイッチング周波数ｆを、実際の所望周波数よりも高くして、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを設定しても、同様の効果を得ることができる。 Actually, there is a delay time such as a delay associated with the control calculation and an ON / OFF delay of the switching element 132, so that the upper limit threshold value V1h is set to a margin so as to be set smaller than the calculated value according to the equation (6). Is preferably provided. Similarly, it is preferable to provide a margin so that the lower limit threshold value V1l is set larger than the calculated value according to the equation (7). Alternatively, the same effect can be obtained even when the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l are set by setting the switching frequency f in the equations (6) and (7) higher than the actual desired frequency. Can do.
　図１２に示されるように、上記のように設定された上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌの範囲内に検出信号Ｖｄｅｔを制御することにより、出力電流Ｉｏを、Ｉｏｄｃ－（ΔＩｏ／２）≦Ｉｏ≦Ｉｏｄｃ＋（ΔＩｏ／２）の範囲内に制御することができる。 As shown in FIG. 12, by controlling the detection signal Vdet within the range of the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l set as described above, the output current Io is reduced to Iodc− (ΔIo / 2 ) ≦ Io ≦ Iodc + (ΔIo / 2).
　次に、ヒステリシス制御部１９０におけるしきい値の設定について説明する。
　図１３は、ヒステリシス制御部１９０における上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの設定手法を説明するための概念的な波形図である。 Next, threshold value setting in the hysteresis control unit 190 will be described.
FIG. 13 is a conceptual waveform diagram for explaining a method of setting upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l in hysteresis control unit 190.
　図１３を参照して、検出信号Ｖｄｅｔ♯は、オフセット電圧Ｖｏｆ（Ｖｏｆ＝Ｖｃ／２）を平均値として、出力電流Ｉｏの交流成分（Ｉｏ－Ｉｏｄｃ）に従って変動する。ここで、出力電流Ｉｏの交流成分（Ｉｏ－Ｉｏｄｃ）は、電流検出部１４０による検出ゲインＫ１および増幅部１８５のゲインＫ２を乗算して、検出信号Ｖｄｅｔ♯に現れている。 Referring to FIG. 13, detection signal Vdet # varies according to an alternating current component (Io-Iodc) of output current Io with offset voltage Vof (Vof = Vc / 2) as an average value. Here, the AC component (Io−Iodc) of the output current Io is multiplied by the detection gain K1 by the current detection unit 140 and the gain K2 of the amplification unit 185, and appears in the detection signal Vdet #.
　ヒステリシス制御部１９０によってスイッチング素子１３２をオンオフ制御しても、リップル電流ΔＩｏについては、スイッチング素子１３２のスイッチング周期Ｔ（スイッチング周波数ｆ＝１／Ｔ）を用いると、式（３）で表わすことができる。 Even if the switching element 132 is controlled to be turned on / off by the hysteresis control unit 190, the ripple current ΔIo can be expressed by Expression (3) using the switching period T (switching frequency f = 1 / T) of the switching element 132. .
　上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌは、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌと同様に、オフセット電圧Ｖｏｆを中心として、Ｋ１・Ｋ２・ΔＩｏの差分を有するように設定することができる。 Upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l may be set to have a difference of K1, K2, and ΔIo with offset voltage Vof as the center, similar to upper limit threshold value V1h and lower limit threshold value V1l. it can.
　したがって、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌは、下記の式（８），（９）に従って算出することができる。 Therefore, the upper threshold value V2h and the lower threshold value V2l can be calculated according to the following equations (8) and (9).
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　このように、式（８），（９）を用いて上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを算出することにより、所望のスイッチング周波数ｆにおいて、式（３）によって設定された電流リップルΔＩｏの範囲内に出力電流Ｉｏを収束させるための、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを算出することができる。 Thus, by calculating the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l using the equations (8) and (9), the current ripple ΔIo set by the equation (3) at the desired switching frequency f. An upper limit threshold value V2h and a lower limit threshold value V2l for converging the output current Io within the range can be calculated.
　上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを用いたヒステリシス制御では、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を変化させると、電流リップルΔＩｏおよびスイッチング素子１３２の周波数が変化することが理解される。 In the hysteresis control using the upper limit threshold V2h and the lower limit threshold V21, when the difference between the upper limit threshold V2h and the lower limit threshold V21 is changed, the current ripple ΔIo and the frequency of the switching element 132 may change. Understood.
　したがって、本実施の形態に従う電力変換装置では、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを、式（８），（９）に従って設定された初期値から、スイッチング周波数を調整する目的で変化させる。 Therefore, in power conversion device according to the present embodiment, upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l are changed from the initial values set according to equations (8) and (9) for the purpose of adjusting the switching frequency. .
　なお、式（８），（９）には、式（６），（７）とは異なり、Ｉｏｄｃの項は入っていない。すなわち、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌについては、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌとは異なり、負荷装置２００の作動状態（負荷２１０の作動個数）に対応して更新する必要はないことが理解される。 It should be noted that the expressions (8) and (9) do not include the Iodc term unlike the expressions (6) and (7). That is, the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l are updated in accordance with the operating state of the load device 200 (the number of operations of the load 210), unlike the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l. It is understood that there is no need.
　次に、制御装置１６０による、ヒステリシス制御部１７０による直流電流制御と、ヒステリシス制御部１９０による周波数制御との切替えについて説明する。 Next, switching between direct current control by the hysteresis control unit 170 and frequency control by the hysteresis control unit 190 by the control device 160 will be described.
　図１４は、ヒステリシス制御部１７０を用いた直流電流制御の制御処理を説明するフローチャートである。 FIG. 14 is a flowchart illustrating a control process for direct current control using the hysteresis control unit 170.
　図１４を参照して、制御装置１６０は、直流電流制御が開始されると、ステップＳ１００により、ヒステリシス制御部１７０からの制御信号Ｓｈ１が信号バッファ１９８へ伝達される経路を選択するように、選択部１９７の制御信号Ｓｅｌを生成する。 Referring to FIG. 14, when DC current control is started, control device 160 selects so as to select a path through which control signal Sh1 from hysteresis control unit 170 is transmitted to signal buffer 198 in step S100. The control signal Sel of the unit 197 is generated.
　さらに、制御装置１６０は、ステップＳ１０５により、負荷装置２００の作動状態（負荷数）に応じた上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを設定する。具体的には、負荷選択信号ＬＤＳに応じて設定される直流電流Ｉｏｄｃを用いて、式（６），式（７）に従って、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを設定することができる。 Furthermore, the control device 160 sets an upper limit threshold value V1h and a lower limit threshold value V1l according to the operating state (number of loads) of the load device 200 in step S105. Specifically, upper limit threshold value V1h and lower limit threshold value V1l can be set according to equations (6) and (7) using DC current Iodc set in accordance with load selection signal LDS. .
　これに応じて、ヒステリシス制御部１７０は、電流検出部１４０からの検出信号Ｖｄｅｔと、ステップＳ１０５で設定された上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌとに基づいて、図５に示したように制御信号Ｓｈ１を生成する。信号バッファ１９８は、選択部１９７から伝達された制御信号Ｓｈ１に従って、スイッチング素子１３２の制御信号Ｓｇを生成する。これにより、図１２に示されたヒステリシス制御が実行されるように、スイッチング素子１３２のオンオフが制御される。 In response to this, the hysteresis controller 170 as shown in FIG. 5 based on the detection signal Vdet from the current detector 140 and the upper and lower thresholds V1h and V1l set in step S105. The control signal Sh1 is generated. The signal buffer 198 generates the control signal Sg of the switching element 132 according to the control signal Sh1 transmitted from the selection unit 197. Thereby, on / off of the switching element 132 is controlled so that the hysteresis control shown in FIG. 12 is executed.
　制御装置１６０は、ヒステリシス制御部１７０によるスイッチング素子１３２のオンオフ制御が開始されると、ステップＳ１１０による収束判定を実行する。 When the ON / OFF control of the switching element 132 by the hysteresis control unit 170 is started, the control device 160 executes the convergence determination in step S110.
　たとえば、ステップＳ１１０では、検出信号Ｖｄｅｔが、Ｖ１ｌ＜Ｖｄｅｔ＜Ｖ１ｈの範囲内であるか否かによって、出力電流Ｉｏが直流電流Ｉｏｄｃの近傍に収束しているか否かを判定することができる。すなわち、Ｖ１ｌ＜Ｖｄｅｔ＜Ｖ１ｈを検知すると、ステップＳ１１０がＹＥＳ判定とされる。 For example, in step S110, whether or not the output current Io has converged in the vicinity of the direct current Iodc can be determined based on whether or not the detection signal Vdet is within the range of V1l <Vdet <V1h. That is, if V1l <Vdet <V1h is detected, step S110 is determined as YES.
　あるいは、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌ（Ｓ１０５）を用いたヒステリシス制御の開始からの経過時間に基づいて、出力電流Ｉｏが目標レベルに収束しているか否かを判定することも可能である。この場合には、経過時間が判定値Ｔ＊を超えるまでは、ステップＳ１１０はＮＯ判定とされ、経過時間が判定値Ｔ＊に達すると、ステップＳ１１０はＹＥＳ判定とされる。 Alternatively, it is also possible to determine whether or not the output current Io has converged to the target level based on the elapsed time from the start of the hysteresis control using the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l (S105). It is. In this case, until the elapsed time exceeds the determination value T *, step S110 is determined as NO, and when the elapsed time reaches the determination value T *, step S110 is determined as YES.
　このような収束判定とする場合には、直流電流Ｉｏｄｃが変化した際に発生する、検出信号Ｖｄｅｔ♯の振動が十分に減衰する時間を確保できるように、判定値Ｔ＊を設定することが好ましい。シミュレーションや実機実験の結果に従って、判定値Ｔ＊は予め定めることができる。 In the case of such a convergence determination, it is preferable to set the determination value T * so as to ensure a time during which the vibration of the detection signal Vdet # that occurs when the direct current Iodc changes is sufficiently attenuated. . The judgment value T * can be determined in advance according to the result of simulation or actual machine experiment.
　制御装置１６０は、ステップＳ１１０のＮＯ判定時には、ステップＳ１２０により、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌ（Ｓ１０５）を用いたヒステリシス制御を継続する。この間、ステップＳ１１０がＹＥＳ判定になるまで、ステップＳ１１０による収束判定は繰り返し実行される。したがって、出力電流Ｉｏが直流電流Ｉｏｄｃの近傍に収束するまで、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを用いたヒステリシス制御（Ｓ１２０）によって、スイッチング素子１３２のオンオフが制御される。なお、ステップＳ１１０については、ヒステリシス制御の開始から所定時間が経過するまでは待機し、当該所定時間の経過後に１回目の判定を実行するようにしてもよい。 The control device 160 continues the hysteresis control using the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l (S105) in step S120 when NO is determined in step S110. During this time, the convergence determination in step S110 is repeatedly executed until the determination in step S110 is YES. Therefore, ON / OFF of switching element 132 is controlled by hysteresis control (S120) using upper limit threshold value V1h and lower limit threshold value V1l until output current Io converges in the vicinity of DC current Iodc. In addition, about step S110, it waits until predetermined time passes from the start of hysteresis control, and you may make it perform the 1st determination after progress of the said predetermined time.
　制御装置１６０は、ステップＳ１１０がＹＥＳ判定であると、出力電流Ｉｏが直流電流Ｉｏｄｃの近傍に収束したことを検知して、ステップＳ１３０に処理を進める。ステップＳ１３０では、制御装置１６０は、ヒステリシス制御部１７０による直流電流制御を終了して、ヒステリシス制御部１９０によるスイッチング周波数制御へ移行する。 If the determination in step S110 is YES, the control device 160 detects that the output current Io has converged in the vicinity of the direct current Iodc, and proceeds to step S130. In step S <b> 130, the control device 160 ends the direct current control by the hysteresis control unit 170 and shifts to the switching frequency control by the hysteresis control unit 190.
　図１５には、負荷装置の動作状態に応じた上限しきい値および下限しきい値の変化例を説明する概念的な波形図が示される。 FIG. 15 shows a conceptual waveform diagram for explaining an example of changes in the upper threshold value and the lower threshold value depending on the operating state of the load device.
　図１５を参照して、時間経過に応じて、負荷２１０（１）のみが作動された状態から、負荷２１０（２）～負荷２１０（４）がさらに順次作動される。このような負荷２１０（２）～負荷２１０（４）の各々の作動（ＯＮ）／停止（ＯＦＦ）は、負荷選択信号ＬＤＳによって指定される。 Referring to FIG. 15, as time elapses, load 210 (2) to load 210 (4) are further sequentially operated from the state in which only load 210 (1) is activated. The operation (ON) / stop (OFF) of each of the loads 210 (2) to 210 (4) is designated by the load selection signal LDS.
　負荷選択信号ＬＤＳが変化する毎に、図１４のフローチャートに従う制御処理が実行されることにより、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌが新たに設定される（Ｓ１０５）。これにより、作動する負荷が増加するのに応じて直流電流Ｉｏｄｃが段階的に上昇されるのに伴って、上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌについても、段階的に増加させることができる。 Every time the load selection signal LDS changes, the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l are newly set by executing the control process according to the flowchart of FIG. 14 (S105). As a result, the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l can be increased stepwise as the DC current Iodc is increased stepwise as the operating load increases. .
　したがって、順次更新された上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを用いたヒステリシス制御（直流電流制御）によって、電力変換装置１００は、負荷装置２００で必要な消費電流に応じた出力電流Ｉｏを供給することができる。 Therefore, the power conversion apparatus 100 generates the output current Io corresponding to the consumption current required for the load apparatus 200 by hysteresis control (DC current control) using the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l that are sequentially updated. Can be supplied.
　図１６は、ヒステリシス制御によるスイッチング周波数制御の制御処理を説明するフローチャートである。 FIG. 16 is a flowchart for explaining a control process of switching frequency control by hysteresis control.
　図１６を参照して、制御装置１６０は、スイッチング周波数制御が開始されると、ステップＳ２００により、ヒステリシス制御部１９０からの制御信号Ｓｈ２が信号バッファ１９８へ伝達される経路を選択するように、選択部１９７の制御信号Ｓｅｌを生成する。 Referring to FIG. 16, when switching frequency control is started, control device 160 selects so as to select a path through which control signal Sh2 from hysteresis control unit 190 is transmitted to signal buffer 198 in step S200. The control signal Sel of the unit 197 is generated.
　さらに、制御装置１６０は、ステップＳ２０５により、式（８），（９）に従って、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの初期値を設定する。 Further, in step S205, control device 160 sets initial values of upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l according to equations (8) and (9).
　これに応じて、ヒステリシス制御部１９０は、出力電流Ｉｏの交流成分に応じた検出信号Ｖｄｅｔ♯と、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌとに基づいて、図７に示したように制御信号Ｓｈ２を生成する。信号バッファ１９８は、選択部１９７から伝達された制御信号Ｓｈ２に従って、スイッチング素子１３２の制御信号Ｓｇを生成する。これにより、図１３に示されたヒステリシス制御が実行されるように、スイッチング素子１３２のオンオフが制御される。 In response to this, the hysteresis control unit 190 performs control as shown in FIG. 7 based on the detection signal Vdet # corresponding to the AC component of the output current Io and the upper and lower thresholds V2h and V2l. A signal Sh2 is generated. The signal buffer 198 generates the control signal Sg of the switching element 132 according to the control signal Sh2 transmitted from the selection unit 197. Thereby, on / off of the switching element 132 is controlled so that the hysteresis control shown in FIG. 13 is executed.
　これにより、出力電流Ｉｏは、直流電流制御によって制御された状態を起点に、交流成分が、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌに従う一定範囲内に収まるように制御される。 Thereby, the output current Io is controlled so that the AC component falls within a certain range according to the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V21, starting from the state controlled by the DC current control.
　さらに、制御装置１６０は、ステップＳ２１０により、スイッチング素子１３２の現在のスイッチング周波数ｆｏを測定する。たとえば、制御装置１６０に内蔵されたタイマ（図示せず）を用いて、選択部１９７から信号バッファ１９８へ伝達される制御信号Ｓｈ２の周期を測定することにより、スイッチング周波数ｆｏを測定することができる。 Further, the control device 160 measures the current switching frequency fo of the switching element 132 in step S210. For example, the switching frequency fo can be measured by measuring the period of the control signal Sh2 transmitted from the selection unit 197 to the signal buffer 198 using a timer (not shown) built in the control device 160. .
　さらに、制御装置１６０は、ステップＳ２２０により、ステップＳ２１０で測定されたスイッチング周波数ｆｏを、所定の下限周波数ｆｔと比較する。たとえば、下限周波数ｆｔは、電磁ノイズや騒音の発生を回避できる下限となる周波数に対応して設定することができる。 Further, in step S220, control device 160 compares switching frequency fo measured in step S210 with a predetermined lower limit frequency ft. For example, the lower limit frequency ft can be set corresponding to the lower limit frequency at which generation of electromagnetic noise and noise can be avoided.
　制御装置１６０は、測定されたスイッチング周波数ｆｏが下限周波数ｆｔよりも高いときには（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２４０により、現在の上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを維持してヒステリシス制御を実行する。 When measured switching frequency fo is higher than lower limit frequency ft (when YES in S220), control device 160 maintains the current upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l in step S240 to perform hysteresis control. Execute.
　これに対して、制御装置１６０は、測定されたスイッチング周波数ｆｏが下限周波数ｆｔよりも低いときには（Ｓ２２０のＮＯ判定時）、ステップＳ２３０に処理を進めて、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを調整する。そして、制御装置１６０は、ステップＳ２４０により、ステップＳ２３０による調整後の上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを用いて、ヒステリシス制御を実行する。 On the other hand, when measured switching frequency fo is lower than lower limit frequency ft (when NO is determined in S220), control device 160 proceeds to step S230 to process upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value. Adjust V2l. Then, in step S240, control device 160 executes hysteresis control using upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V21 after adjustment in step S230.
　ステップＳ２３０では、スイッチング周波数を高めるために、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの間の差分が減少するように、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌが調整される。 In step S230, in order to increase the switching frequency, the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l are adjusted so that the difference between the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l decreases.
　図１７には、スイッチング周波数制御における上限しきい値および下限しきい値の調整例を説明する概念的な波形図である。 FIG. 17 is a conceptual waveform diagram for explaining an adjustment example of the upper and lower thresholds in the switching frequency control.
　図１７を参照して、式（８），（９）に従えば、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの初期値は、オフセット電圧Ｖｏｆを中心値として対称に設定される。この上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを用いたヒステリシス制御下でのスイッチング周波数ｆｏが下限周波数よりも低いと、上限しきい値Ｖ２ｈが、所定の単位電圧Ｖｕ低下されるとともに、下限しきい値Ｖ２ｌが単位電圧Ｖｕ上昇される。なお、単位電圧は、ＤＡＣ１９１，１９２における分解能、すなわち、１階調の電圧変化に対応して予め設定することができる。 Referring to FIG. 17, according to equations (8) and (9), initial values of upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l are set symmetrically with offset voltage Vof as the center value. When the switching frequency fo under hysteresis control using the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l is lower than the lower limit frequency, the upper limit threshold value V2h is lowered by a predetermined unit voltage Vu and is reduced to a lower limit. The threshold value V21 is increased by the unit voltage Vu. The unit voltage can be set in advance corresponding to the resolution in the DACs 191 and 192, that is, the voltage change of one gradation.
　調整後の上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを用いたヒステリシス制御下でのスイッチング周波数ｆｏが、再度測定されるとともに、下限周波数ｆｔとの比較結果に応じて、ステップＳ２３０による調整が実行される。この結果、ｆｏ＞ｆｔが確保できるような差分となるまで、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌは調整される。 The switching frequency fo under hysteresis control using the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V21 after adjustment is measured again, and the adjustment in step S230 is executed according to the comparison result with the lower limit frequency ft. Is done. As a result, the upper limit threshold V2h and the lower limit threshold V2l are adjusted until the difference is such that fo> ft can be secured.
　なお、図１７の例では、ステップＳ２３０において上限しきい値Ｖ２ｈの低下および下限しきい値Ｖ２ｌの上昇を同時に実行しているが、ステップＳ２３０の実行毎に、上限しきい値Ｖ２ｈの低下および下限しきい値Ｖ２ｌの上昇の一方のみを交互に実行してもよい。また、単位電圧についても、任意に設定することが可能である。たとえば、ＤＡＣ１９１，１９２でのｍ階調（ｍ：２以上の自然数）に対する電圧変化に対応させて、単位電圧Ｖｕを設定することも可能である。 In the example of FIG. 17, the lowering of the upper limit threshold value V2h and the lowering of the lower limit threshold value V2l are simultaneously executed in step S230. Only one of the increase of the threshold value V2l may be executed alternately. The unit voltage can also be set arbitrarily. For example, the unit voltage Vu can be set in correspondence with a voltage change for m gradations (m: a natural number of 2 or more) in the DACs 191 and 192.
　再び図１６を参照して、制御装置１６０は、ステップＳ２５０では、負荷選択信号ＬＤＳに基づいて、負荷装置２００の動作状態（負荷数）が切替えられたかどうかを判定する。制御装置１６０は、負荷装置２００の動作状態が切替えられるまで（Ｓ２５０のＮＯ判定時）、ステップＳ２１０～Ｓ２４０の処理を繰返し実行する。これにより、スイッチング周波数ｆｏが下限周波数ｆｔよりも高い状態が維持されるように、ヒステリシス制御部１９０によって、スイッチング素子１３２のオンオフが制御される。 Referring to FIG. 16 again, in step S250, control device 160 determines whether the operating state (number of loads) of load device 200 has been switched based on load selection signal LDS. Control device 160 repeatedly executes the processes of steps S210 to S240 until the operation state of load device 200 is switched (when NO is determined in S250). Thereby, ON / OFF of the switching element 132 is controlled by the hysteresis control unit 190 so that the state where the switching frequency fo is higher than the lower limit frequency ft is maintained.
　一方で、制御装置１６０は、負荷装置２００の動作状態（負荷数）が切替えられると（Ｓ２５０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ２６０に処理を進めて、ヒステリシス制御部１９０によるスイッチング周波数制御を終了して、ヒステリシス制御部１７０による直流電流制御への移行を指示する。これに応じて、制御装置１６０は、図１４に示された制御処理を起動する。 On the other hand, when the operating state (number of loads) of load device 200 is switched (when YES is determined in S250), control device 160 proceeds to step S260 and ends switching frequency control by hysteresis control unit 190. Instruct the transition to DC current control by the hysteresis controller 170. In response to this, the control device 160 activates the control process shown in FIG.
　なお、上述のように、ヒステリシス制御部１９０で用いる上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌについては、負荷装置２００の作動状態（負荷数）が変化しても更新する必要はない。したがって、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌについては、式（８），（９）に従ってデフォルト値を設定するとともに、電力変換装置１００の運転開始後では、スイッチング周波数制御が終了されるときに（Ｓ２６０）、現時点での上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを保存し、次回のスイッチング周波数制御の起動時には、当該保存値を読み出すことによって、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの初期値設定（Ｓ２０５）を行うことも可能である。 As described above, the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l used in the hysteresis control unit 190 do not need to be updated even when the operating state (the number of loads) of the load device 200 changes. Therefore, for upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V21, default values are set according to equations (8) and (9), and switching frequency control is terminated after operation of power converter 100 is started. (S260), the current upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l are stored, and when the switching frequency control is activated next time, the stored value is read out, whereby the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value are read. It is also possible to set the initial value of V2l (S205).
　また、図１６では、スイッチング周波数ｆｏの下限周波数を制限する制御を例示したが、スイッチング周波数ｆｏの上限周波数を制限する制御を行うことも可能である。この場合には、測定されたスイッチング周波数ｆｏが上限周波数よりも高いときに、ステップＳ２３０により、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を拡大するように、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを調整することができる。具体的には、ステップＳ２３０では、上限しきい値Ｖ２ｈの上昇および／または下限しきい値Ｖ２ｌの低下を行うことができる。 Further, in FIG. 16, the control for limiting the lower limit frequency of the switching frequency fo is illustrated, but it is also possible to perform control for limiting the upper limit frequency of the switching frequency fo. In this case, when the measured switching frequency fo is higher than the upper limit frequency, the upper limit threshold V2h and the lower limit are increased so that the difference between the upper limit threshold V2h and the lower limit threshold V2l is expanded in step S230. The threshold value V2l can be adjusted. Specifically, in step S230, the upper limit threshold value V2h can be increased and / or the lower limit threshold value V2l can be decreased.
　あるいは、上限周波数および下限周波数の両方を設定して、スイッチング周波数を下限周波数から上限周波数までの範囲に収めるように制御することも可能である。この場合には、測定されたスイッチング周波数ｆｏが下限周波数よりも低いときには図１６と同様に、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を縮小するとともに、測定されたスイッチング周波数ｆｏが上限周波数よりも高いときには、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を拡大するように、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌを調整する制御処理を変更することができる。 Alternatively, it is possible to set both the upper limit frequency and the lower limit frequency and control the switching frequency to fall within the range from the lower limit frequency to the upper limit frequency. In this case, when the measured switching frequency fo is lower than the lower limit frequency, the difference between the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l is reduced and the measured switching frequency fo is set to the upper limit value as in FIG. When the frequency is higher than the frequency, the control process for adjusting the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l can be changed so as to increase the difference between the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V2l.
　図１８には、本実施の形態に従う電力変換装における直流電流制御（ヒステリシス制御部１７０）および周波数制御（ヒステリシス制御部１９０）の状態遷移図が示される。 FIG. 18 shows a state transition diagram of DC current control (hysteresis control unit 170) and frequency control (hysteresis control unit 190) in the power converter according to the present embodiment.
　図１８を参照して、電力変換装置１００の運転開始時には、まず直流電流制御が実行される。これにより、負荷装置２００の動作状態（負荷２１０の作動個数）に応じて設定された直流電流Ｉｏｄｃが供給されるように、検出信号Ｖｄｅｔに基づくヒステリシス制御が実行される。 Referring to FIG. 18, at the start of operation of power conversion device 100, first, DC current control is executed. Thereby, the hysteresis control based on the detection signal Vdet is executed so that the DC current Iodc set according to the operating state of the load device 200 (the number of operating loads 210) is supplied.
　直流電流制御によって出力電流Ｉｏが直流電流Ｉｏｄｃの近傍に収束すると、すなわち、図１４においてステップＳ１１０がＹＥＳ判定されるのに応じて、ヒステリシス制御は、直流電流制御からスイッチング周波数制御へ切替えられる。 When the output current Io converges to the vicinity of the direct current Iodc by the direct current control, that is, when YES is determined in step S110 in FIG. 14, the hysteresis control is switched from the direct current control to the switching frequency control.
　これにより、出力電流Ｉｏが負荷装置２００の作動状態に応じた電流レベルに制御された状態を起点として、検出信号Ｖｄｅｔ＃に基づくヒステリシス制御が実行される。したがって、出力電流Ｉｏの交流成分が、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分によって規定される一定範囲内に維持されるように、スイッチング素子１３２のオンオフが制御される。この結果、実測されたスイッチング周波数ｆｏに応じて、上限しきい値Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ２ｌの差分を調整することにより、スイッチング周波数を制御することができる。 Thus, the hysteresis control based on the detection signal Vdet # is executed starting from the state in which the output current Io is controlled to the current level according to the operating state of the load device 200. Therefore, on / off of switching element 132 is controlled such that the AC component of output current Io is maintained within a certain range defined by the difference between upper limit threshold value V2h and lower limit threshold value V2l. As a result, the switching frequency can be controlled by adjusting the difference between the upper limit threshold value V2h and the lower limit threshold value V21 according to the actually measured switching frequency fo.
　スイッチング周波数制御の実行中に、負荷装置２００の動作状態が変化すると、出力電流Ｉｏの直流成分を変化させる必要があるため、ヒステリシス制御は、スイッチング周波数制御から直流電流制御へ戻される。そして、変化後の負荷装置２００の動作状態（負荷２１０の作動個数）に従って、式（６），式（７）によって算出される上限しきい値Ｖ１ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌを用いたヒステリシス制御が実行される。 When the operating state of the load device 200 changes during execution of the switching frequency control, it is necessary to change the DC component of the output current Io, so that the hysteresis control is returned from the switching frequency control to the DC current control. Then, hysteresis control using the upper limit threshold value V1h and the lower limit threshold value V1l calculated by the equations (6) and (7) according to the operating state of the load device 200 after the change (the number of operating loads 210) is performed. Executed.
　このように、本実施の形態に従う電力変換装置では、直流電流を制御するためのヒステリシス制御と、スイッチング周波数制御とを組み合わせることにより、出力電流Ｉｏが広範囲にわたって変化する電力変換装置にヒステリシス制御を適用した場合でも、スイッチング周波数を適切に制御することが可能である。 As described above, in the power conversion device according to the present embodiment, hysteresis control is applied to the power conversion device in which output current Io varies over a wide range by combining hysteresis control for controlling DC current and switching frequency control. Even in this case, it is possible to appropriately control the switching frequency.
　次に、本開示の実施の形態に従う電力変換装置が適用される負荷装置の一例を説明する。 Next, an example of a load device to which the power conversion device according to the embodiment of the present disclosure is applied will be described.
　図１９は、図１に示された負荷装置の構成例を説明する電気回路図である。
　図１９を参照して、負荷装置２００を構成する負荷２１０（１）～２１０（ｎ）の各々は、所定個数の発光ダイオード（ＬＥＤ）２４０の集合体であるＬＥＤモジュールによって構成することができる。各ＬＥＤモジュールを、負荷２１０（１）～２１０（ｎ）として並列接続することによって、車両ヘッドライト用のマトリクスＬＥＤの実現が可能である。 FIG. 19 is an electric circuit diagram illustrating a configuration example of the load device shown in FIG.
Referring to FIG. 19, each of loads 210 (1) to 210 (n) constituting load device 200 can be constituted by an LED module that is an assembly of a predetermined number of light emitting diodes (LEDs) 240. By connecting the LED modules in parallel as loads 210 (1) to 210 (n), a matrix LED for a vehicle headlight can be realized.
　負荷スイッチ２２０（１）～２２０（ｎ）のオンオフにより、負荷２１０（１）～２１０（ｎ）毎に、ＬＥＤモジールの点灯および消灯を制御することができる。なお、複数個のＬＥＤモジュールについては、直並列に接続してマトリクスＬＥＤを構成することも可能である。また、各ＬＥＤモジュールについても、ＬＥＤ２４０を並列または直並列に接続することも可能である。 By turning on / off the load switches 220 (1) to 220 (n), the LED module can be turned on and off for each load 210 (1) to 210 (n). Note that a plurality of LED modules can be connected in series and parallel to form a matrix LED. Moreover, also about each LED module, it is also possible to connect LED240 in parallel or series-parallel.
　車両のヘッドライトでは、対向車体を検知した際に、検知部分に対応した領域を自動的に遮光するＡＤＢ（Adaptive　Driving　Beam）機能の搭載要求がある。たとえば、ＡＤＢ機能を有するＬＥＤヘッドライトでは、照射範囲ごとにＬＥＤを割り当てて、対向車等の検知に応じて照射範囲毎のＬＥＤの照度を制御する、いわゆるマトリクス制御方式が開発されている。マトリクス制御方式では、機械的機構によって遮光するメカニカルＡＤＢ方式に比較して、光を効率良く照射できるという利点がある。 In vehicle headlights, there is a demand for mounting an ADB (Adaptive Driving Beam) function that automatically shields the area corresponding to the detected part when an oncoming vehicle is detected. For example, in an LED headlight having an ADB function, a so-called matrix control system has been developed in which LEDs are assigned to each irradiation range and the illuminance of the LED for each irradiation range is controlled in accordance with detection of an oncoming vehicle or the like. The matrix control method has an advantage that light can be efficiently irradiated as compared with the mechanical ADB method that shields light by a mechanical mechanism.
　ＡＤＢ機能では、外部状況の変化に応じてＬＥＤの点灯および消灯を高速に切り替える必要がある。このため、点灯されるＬＥＤモジュールの個数に応じて、電力変換装置１００の出力電流Ｉｏが広範囲に変化する。このため、負荷変動への応答速度に優れるヒステリシス制御が適用されることが多い。 In the ADB function, it is necessary to switch the LED on and off at high speed according to changes in the external situation. For this reason, the output current Io of the power conversion device 100 varies in a wide range according to the number of LED modules that are turned on. For this reason, hysteresis control that is excellent in response speed to load fluctuations is often applied.
　一方で、車載用途では、ＡＭラジオへのノイズ干渉を避ける必要があり、電力変換装置１００のスイッチング周波数範囲が制限される。たとえば、スイッチング周波数は、５００ｋＨｚ～１．６ＭＨｚの範囲を回避する必要がある。電力変換装置１００では、リアクトル１３５の小型化の面から高周波化を指向した場合には、スイッチング周波数を１．６ＭＨｚ以上の高周波数帯に安定的に維持する必要がある。 On the other hand, in in-vehicle applications, it is necessary to avoid noise interference with the AM radio, and the switching frequency range of the power conversion device 100 is limited. For example, the switching frequency needs to avoid the range of 500 kHz to 1.6 MHz. In power converter 100, when high frequency is directed from the viewpoint of miniaturization of reactor 135, it is necessary to stably maintain the switching frequency in a high frequency band of 1.6 MHz or higher.
　したがって、本実施の形態に従う電力変換装置によれば、２種類のヒステリシス制御の組み合わせによって、出力電流ＩｏをＬＥＤモジュールの点灯数に対応させて制御するとともに、スイッチング周波数をＡＭラジオ帯よりも高い領域（ｆｏ＞１．６ＭＨｚ）に安定的に維持することができる。 Therefore, according to the power conversion device according to the present embodiment, the output current Io is controlled corresponding to the number of lighting of the LED module by a combination of two types of hysteresis control, and the switching frequency is higher than the AM radio band. (Fo> 1.6 MHz) can be stably maintained.
　また、ＬＥＤが負荷であるので、負荷数によらず、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏは一定とできる。このため、ヒステリシス制御のための上限しきい値Ｖ１ｈ，Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌ，Ｖ２ｌを算出するための式（６）～（９）中で出力電圧Ｖｏを変化させる必要が無い。このため、制御装置１６０による演算負荷を軽減することができる。このように、図１９に例示した、ＡＤＢ機能を有するＬＥＤヘッドライトを構成するＬＥＤモジュールへの電力供給に、本実施の形態に従う電力変換装置は好適である。 Further, since the LED is a load, the output voltage Vo of the power conversion device 100 can be constant regardless of the number of loads. Therefore, it is not necessary to change the output voltage Vo in the equations (6) to (9) for calculating the upper limit threshold values V1h and V2h and the lower limit threshold values V1l and V2l for hysteresis control. For this reason, the calculation load by the control apparatus 160 can be reduced. As described above, the power conversion device according to the present embodiment is suitable for supplying power to the LED module constituting the LED headlight having the ADB function illustrated in FIG.
　なお、本実施の形態では、上述のように、出力電圧Ｖｏの目標レベルが略一定の下で、電力変換装置の出力として出力電流Ｉｏが広範囲に制御される場合のヒステリシス制御について説明した。しかしながら、本実施の形態の電力変換装置は、負荷装置２００の作動状態に応じて出力電圧Ｖｏが広範囲に制御される用途にも適用することができる。この場合には、検出信号Ｖｄｅｔ，Ｖｄｅｔ♯を出力電圧Ｖｏの検出値に従って算出することにより、同様のヒステリシス制御を実行することができる。このヒステリシス制御では、式（６）～（９）中での出力電圧Ｖｏを負荷装置２００の作動状態に応じた変数として扱って、上限しきい値Ｖ１ｈ，Ｖ２ｈおよび下限しきい値Ｖ１ｌ，Ｖ２ｌを算出することができる。また、負荷装置２００の作動状態に応じて、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏの両方の目標レベルが変化する場合にも、式（６）～（９）中で出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏの両方について、その目標レベルに従った変数として扱うことにより、同様のヒステリシス制御を実行することができる。 In the present embodiment, as described above, the hysteresis control in the case where the output current Io is controlled over a wide range as the output of the power conversion device while the target level of the output voltage Vo is substantially constant has been described. However, the power conversion device according to the present embodiment can also be applied to applications in which the output voltage Vo is controlled over a wide range according to the operating state of the load device 200. In this case, the same hysteresis control can be executed by calculating the detection signals Vdet and Vdet # according to the detection value of the output voltage Vo. In this hysteresis control, the output voltage Vo in the equations (6) to (9) is treated as a variable according to the operating state of the load device 200, and the upper limit threshold values V1h and V2h and the lower limit threshold values V1l and V2l are set. Can be calculated. Further, when both target levels of the output voltage Vo and the output current Io change according to the operating state of the load device 200, both the output voltage Vo and the output current Io in the equations (6) to (9). As a variable according to the target level, the same hysteresis control can be executed.
　さらに、図１における電力変換回路１３０の回路構成は一例に過ぎず、直流電圧変換機能を有する回路構成であれば、任意の構成を適用することができる。 Furthermore, the circuit configuration of the power conversion circuit 130 in FIG. 1 is merely an example, and any configuration can be applied as long as the circuit configuration has a DC voltage conversion function.
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
　１００　電力変換装置、１１０　電源主回路部、１２０　直流電源、１３０　電力変換回路、１３２　電力用半導体スイッチング素子、１３５　リアクトル、１３７　ダイオード、１３８　平滑コンデンサ、１４０　電流検出部、１４２　電流検出抵抗、１４５　増幅器、１５０　電源制御部、１６０　制御装置、１７０，１９０　ヒステリシス制御部、１７１，１７２，１９１，１９２　ＤＡＣ、１７４，１７５，１９４，１９５　比較部、１７６，１９６　信号発生器、１８０　交流成分抽出部、１８２　直流成分除去部、１８４　減算部、１８５　増幅部、１９７　選択部、１９８　信号バッファ、２００　負荷装置、２１０（１）～２１０（ｎ）　負荷、２２０（１）～２２０（ｎ）　負荷スイッチ、Ｉｏ　出力電流、Ｉｏ　目標レベル、Ｉｏｄｃ　直流電流（負荷消費電流）、Ｌ　インダクタンス値、ＬＤＳ　負荷選択信号、ＬＳ（１）～ＬＳ（ｎ）　負荷制御信号、ＮＬ，ＰＬ　電力線、Ｓｅｌ　制御信号（選択部）、Ｓｇ　制御信号（スイッチング素子）、Ｓｈ１，Ｓｈ２　制御信号（ヒステリシス制御）、Ｔ　スイッチング周期、Ｔｏｎ　オン期間、Ｖ１ｈ，Ｖ２ｈ　上限しきい値、Ｖ１ｌ，Ｖ２ｌ　下限しきい値、Ｖｃ　制御電源電圧、Ｖｄ＊　直流電圧、Ｖｄｅｔ　検出信号（出力電流）、Ｖｄｅｔ♯　検出信号（交流成分）、Ｖｏ　出力電圧、Ｖｏｆ　オフセット電圧、Ｖｕ　単位電圧。 100 power converter, 110 power supply main circuit part, 120 DC power supply, 130 power conversion circuit, 132 power semiconductor switching element, 135 reactor, 137 diode, 138 smoothing capacitor, 140 current detection part, 142 current detection resistor, 145 amplifier, 150 power supply control unit, 160 control device, 170, 190 hysteresis control unit, 171, 172, 191, 192 DAC, 174, 175, 194, 195 comparison unit, 176, 196 signal generator, 180 AC component extraction unit, 182 DC Component removal unit, 184 subtraction unit, 185 amplification unit, 197 selection unit, 198 signal buffer, 200 load device, 210 (1) -210 (n) load, 220 (1) -220 (n) load switch, Io output current , Io goal Bell, Iodc DC current (load consumption current), L inductance value, LDS load selection signal, LS (1) to LS (n) load control signal, NL, PL power line, Sel control signal (selection unit), Sg control signal ( Switching element), Sh1, Sh2 control signal (hysteresis control), T switching cycle, Ton on period, V1h, V2h upper threshold, V1l, V2l lower threshold, Vc control power supply voltage, Vd * DC voltage, Vdet detection Signal (output current), Vdet # detection signal (AC component), Vo output voltage, Vof offset voltage, Vu unit voltage.

Claims (11)

  1. 　電力変換装置であって、
    　直流電源と負荷装置との間に接続される電力変換回路を備え、
    　前記電力変換回路は、
    　オンオフに応じて前記負荷装置への出力を増減するスイッチング素子を含み、
    　前記電力変換装置は、
    　前記電力変換回路から前記負荷装置への出力に応じた第１の検出信号を出力する検出部と、
    　前記第１の検出信号を用いて前記スイッチング素子のオンオフを制御するための電源制御部とをさらに備え、
    　前記電源制御部は、
    　前記第１の検出信号を第１の上限しきい値および第１の下限しきい値と比較した結果に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する第１の制御信号を生成する第１のヒステリシス制御部と、
    　前記第１の検出信号の交流成分を抽出した第２の検出信号を出力するための交流成分抽出部と、
    　前記第２の検出信号を第２の上限しきい値および第２の下限しきい値と比較した結果に従って、前記スイッチング素子のオンオフを制御する第２の制御信号を生成する第２のヒステリシス制御部と、
    　前記負荷装置の動作状態の変化に応じて前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値を変化させるとともに、前記スイッチング素子がオンオフするスイッチング周波数に応じて前記第２の上限しきい値および前記第２の下限しきい値の差分を調整する制御部と、
    　前記制御部による選択に従って、前記第１および第２の制御信号のうちの一方を前記スイッチング素子に対して出力する選択部とを含む、電力変換装置。     A power converter,
    A power conversion circuit connected between the DC power supply and the load device is provided,
    The power conversion circuit includes:
    Including a switching element that increases or decreases the output to the load device according to on-off,
    The power converter is
    A detection unit that outputs a first detection signal corresponding to the output from the power conversion circuit to the load device;
    A power control unit for controlling on / off of the switching element using the first detection signal,
    The power control unit
    A first hysteresis control unit that generates a first control signal for controlling on / off of the switching element in accordance with a result of comparing the first detection signal with a first upper limit threshold value and a first lower limit threshold value. When,
    An alternating current component extraction unit for outputting a second detection signal obtained by extracting the alternating current component of the first detection signal;
    A second hysteresis control unit that generates a second control signal for controlling on / off of the switching element in accordance with a result of comparing the second detection signal with a second upper limit threshold and a second lower limit threshold When,
    The first upper limit threshold and the first lower limit threshold are changed according to a change in the operating state of the load device, and the second upper limit is set according to a switching frequency at which the switching element is turned on / off. A control unit for adjusting a difference between a threshold value and the second lower threshold value;
    A power conversion device including: a selection unit that outputs one of the first and second control signals to the switching element according to selection by the control unit.
  2. 　前記制御部は、前記負荷装置の動作状態が変化すると、変化後の前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値の下での前記第１の検出信号の収束を検知するまでは前記第１の制御信号を選択するように前記選択部を制御するとともに、前記第１の検出信号の収束を検知した後は前記負荷装置の動作状態が次に変化するまで前記第２の制御信号を選択するように前記選択部を制御する、請求項１記載の電力変換装置。 When the operating state of the load device changes, the control unit detects convergence of the first detection signal under the first upper limit threshold and the first lower limit threshold after the change. Until the first control signal is selected, and after the convergence of the first detection signal is detected, the second control unit until the operating state of the load device changes next time. The power conversion device according to claim 1, wherein the selection unit is controlled to select a control signal.
  3. 　前記制御部は、前記負荷装置の動作状態が変化すると、変化後の前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値の間の範囲内に前記第１の検出信号が入ることに応じて、前記第１の検出信号の収束を検知する、請求項２記載の電力変換装置。 When the operating state of the load device changes, the control unit causes the first detection signal to fall within a range between the first upper limit threshold and the first lower limit threshold after the change. The power converter according to claim 2 which detects convergence of said 1st detection signal according to.
  4. 　前記制御部は、前記負荷装置の動作状態が変化すると、当該変化から所定時間が経過することに応じて、前記第１の検出信号の収束を検知する、請求項２記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 2, wherein when the operating state of the load device changes, the control unit detects convergence of the first detection signal in accordance with a lapse of a predetermined time from the change.
  5. 　前記制御部は、前記負荷装置の動作状態が変化すると、前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値の差分を一定に維持して、前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値を変化させる、請求項１記載の電力変換装置。 When the operating state of the load device changes, the control unit maintains a constant difference between the first upper limit threshold and the first lower limit threshold, so that the first upper limit threshold and The power conversion device according to claim 1, wherein the first lower limit threshold is changed.
  6. 　前記制御部は、前記スイッチング周波数が基準値よりも低い場合には、前記第２の上限しきい値および前記第２の下限しきい値の差分が減少するように、前記第２の上限しきい値および前記第２の下限しきい値を変化させる、請求項１記載の電力変換装置。 When the switching frequency is lower than a reference value, the control unit is configured to reduce the difference between the second upper limit threshold value and the second lower limit threshold value. The power converter according to claim 1 which changes a value and said 2nd lower limit threshold.
  7. 　前記負荷装置は、並列に接続された複数の負荷ユニットを含み、
    　前記複数の負荷ユニットの各々は、直列に接続された負荷スイッチおよび負荷を有し、
    　前記複数の負荷ユニットにおいて、前記負荷スイッチは、前記複数の負荷ユニットの作動および停止を規定するための複数の負荷制御信号にそれぞれ応じてオンオフされ、
    　前記検出部は、前記電力変換回路から前記負荷装置への出力電流に応じて前記第１の検出信号を出力し、
    　前記制御部は、前記複数の負荷制御信号が切替わるのに応じて、前記第１の上限しきい値および前記第１の下限しきい値を変化させる、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。     The load device includes a plurality of load units connected in parallel,
    Each of the plurality of load units has a load switch and a load connected in series,
    In the plurality of load units, the load switch is turned on and off in response to a plurality of load control signals for defining activation and stop of the plurality of load units, respectively.
    The detection unit outputs the first detection signal according to an output current from the power conversion circuit to the load device,
    7. The control unit according to claim 1, wherein the control unit changes the first upper limit threshold value and the first lower limit threshold value in accordance with switching of the plurality of load control signals. The power converter device described in 1.
  8. 　前記交流成分抽出部は、
    　前記第１の検出信号から、前記負荷装置の動作状態に応じた直流成分を除去することによって前記第２の検出信号を抽出する、請求項７記載の電力変換装置。     The AC component extraction unit
    The power conversion device according to claim 7, wherein the second detection signal is extracted by removing a direct current component corresponding to an operating state of the load device from the first detection signal.
  9. 　前記交流成分抽出部は、
    　前記第１の検出信号から、前記負荷装置の動作状態に応じた直流成分を除去するとともに、オフセット値を加算することによって前記第２の検出信号を抽出する、請求項７記載の電力変換装置。     The AC component extraction unit
    The power converter according to claim 7, wherein a DC component corresponding to an operating state of the load device is removed from the first detection signal, and the second detection signal is extracted by adding an offset value.
  10. 　前記制御部は、前記複数の負荷制御信号に対応して設定される目標直流電流値と、前記直流電源からの入力電圧および前記負荷装置への目標出力電圧に基づく電流幅の１／２を加算した電流値に従って前記第１の上限しきい値を算出するとともに、前記目標直流電流値から前記電流幅の１／２を減算した電流値に従って前記第１の下限しきい値を算出する、請求項７記載の電力変換装置。 The control unit adds a target DC current value set corresponding to the plurality of load control signals, and a half of a current width based on an input voltage from the DC power source and a target output voltage to the load device. The first upper limit threshold value is calculated according to the current value, and the first lower limit threshold value is calculated according to a current value obtained by subtracting ½ of the current width from the target DC current value. 7. The power conversion device according to 7.
  11. 　前記負荷は、発光ダイオードの集合体を含む、請求項７記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 7, wherein the load includes an aggregate of light emitting diodes.
PCT/JP2017/019112 2016-07-27 2017-05-23 Power conversion device WO2018020797A1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018529379A JP6826119B2 (en) 2016-07-27 2017-05-23 Power converter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-147212 2016-07-27
JP2016147212 2016-07-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018020797A1 true WO2018020797A1 (en) 2018-02-01

Family

ID=61016565

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/019112 WO2018020797A1 (en) 2016-07-27 2017-05-23 Power conversion device

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6826119B2 (en)
WO (1) WO2018020797A1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022007241A (en) * 2020-06-26 2022-01-13 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 Control circuit, device, control method, and program

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005341712A (en) * 2004-05-27 2005-12-08 Taiyo Yuden Co Ltd Power supply unit
JP2013093214A (en) * 2011-10-26 2013-05-16 Koito Mfg Co Ltd Semiconductor light source lighting circuit
JP2014216600A (en) * 2013-04-30 2014-11-17 株式会社小糸製作所 Control device and vehicular lamp
JP2015532085A (en) * 2012-08-22 2015-11-05 アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー DC / DC converter using hysteresis control and related methods

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005341712A (en) * 2004-05-27 2005-12-08 Taiyo Yuden Co Ltd Power supply unit
JP2013093214A (en) * 2011-10-26 2013-05-16 Koito Mfg Co Ltd Semiconductor light source lighting circuit
JP2015532085A (en) * 2012-08-22 2015-11-05 アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー DC / DC converter using hysteresis control and related methods
JP2014216600A (en) * 2013-04-30 2014-11-17 株式会社小糸製作所 Control device and vehicular lamp

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022007241A (en) * 2020-06-26 2022-01-13 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 Control circuit, device, control method, and program
JP7056881B2 (en) 2020-06-26 2022-04-19 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 Control circuits, devices, control methods and programs

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2018020797A1 (en) 2018-10-25
JP6826119B2 (en) 2021-02-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI404309B (en) Control circuit and method for buck-boost switching converter
US7122995B2 (en) Multi-phase DC-DC converter and control circuit for multi-phase DC-DC converter
JP2007124748A (en) Dc-dc converter, and control circuit and control method of dc-dc converter
US20160248322A1 (en) Fast response control circuit and control method thereof
JP2006288156A (en) Dc-dc converter
US10104732B2 (en) LED drive method and LED drive device
JP4892689B2 (en) Digital control of DC-DC converter
US8310795B2 (en) Power factor correction type switching power supply unit
JP5405891B2 (en) Power supply device, control circuit, and control method for power supply device
JP4630165B2 (en) DC-DC converter
US9438131B2 (en) AC-DC converter
US9287803B2 (en) Inverter for converting direct current power into alternating current power and direct current bus voltage regulating method thereof and application using the same
JP2010148291A (en) Dc-dc converter
JP2008187785A (en) Charge controller
JP4207824B2 (en) Switching power supply
TWI470908B (en) Control circuit, time calculating unit, and operating method for control circuit
WO2018020797A1 (en) Power conversion device
US11177730B2 (en) On-time compensation in a power converter
CN112152448A (en) Switching regulator circuit for converting input DC voltage to output DC voltage
JP5222587B2 (en) Power factor correction circuit
JP2017169417A (en) Diode rectification switching power supply device, on-vehicle device, and ringing suppression method
US11635780B2 (en) Maximum power point tracking apparatus for energy harvesting system and maximum power point tracking control method
KR102323123B1 (en) Dc-dc converter circuit for reducing ripple of output voltage and its control method
JP2006149056A (en) Dc-dc converter
JP6593927B2 (en) Switching power supply

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018529379

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17833808

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17833808

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1