WO2018004180A1 - 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치 - Google Patents

무선통신 시스템에서 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2018004180A1
WO2018004180A1 PCT/KR2017/006503 KR2017006503W WO2018004180A1 WO 2018004180 A1 WO2018004180 A1 WO 2018004180A1 KR 2017006503 W KR2017006503 W KR 2017006503W WO 2018004180 A1 WO2018004180 A1 WO 2018004180A1
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reference signal
symbols
phase difference
base station
modulation scheme
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이길봄
김규석
김기준
안민기
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엘지전자 주식회사
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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting and receiving a reference signal in a wireless communication system.
  • Next-generation 5G systems can be categorized into Enhanced Mobile BroadBand (eMBB) / Ultra-reliable Machine-Type Communications (uMTC) / Massive Machine-Type Communications (mMTC).
  • eMBB is a next generation mobile communication scenario with characteristics such as High Spectrum Efficiency, High User Experienced Data Rate, High Peak Data Rate
  • uMTC is a next generation mobile communication scenario with characteristics such as Ultra Reliable, Ultra Low Latency, Ultra High Availability, etc.
  • mMTC are next generation mobile communication scenarios having low cost, low energy, short packet, and mass connectivity (eg IoT).
  • An object of the present invention is to provide a method for transmitting a reference signal by a base station in a wireless communication system.
  • Another object of the present invention is to provide a base station for transmitting a reference signal in a wireless communication system.
  • Another object of the present invention is to provide a method for a terminal to receive a reference signal in a wireless communication system.
  • Another object of the present invention is to provide a terminal for receiving a reference signal in a wireless communication system.
  • a method of transmitting a reference signal by a base station in a wireless communication system comprising: transmitting information on a modulation method of a reference signal for estimating the phase difference between symbols in the time domain to the terminal; And transmitting a reference signal for estimating the phase difference between the symbols to which the modulation scheme is applied, to the terminal.
  • the modulation scheme of the reference signal may be determined depending on a modulation scheme of a physical downlink shared channel (PDSCH). If the modulation scheme of the PDSCH is 16-QAM (16-Quadrature Amplitude Modulation), the modulation scheme of the reference signal may be determined to be 16-QAM such that the minimum phase difference between constellations is ⁇ / 2. If the modulation scheme of the PDSCH is 64-QAM (64-Quadrature Amplitude Modulation), the modulation scheme of the reference signal may be determined to be 64-QAM in which a minimum phase difference between constellations is ⁇ / 2.
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • the reference signal may be transmitted by boosting the reference signal power by a predetermined value.
  • the method may further include transmitting information on the predetermined value to the terminal.
  • the reference signal may be continuously transmitted on a plurality of symbols starting from a symbol corresponding to a front loaded DMRS symbol in the time domain.
  • the reference signal is transmitted including n bits of information and the n value may be determined by a modulation method of the reference signal.
  • DCI downlink control information
  • RRC radio resource control
  • a method for receiving a reference signal by a terminal in a wireless communication system includes: receiving, from a base station, information on a modulation method of a reference signal for estimating a phase difference between symbols in a time domain; And receiving, from the base station, a reference signal for estimating the phase difference between the symbols to which the modulation scheme is applied.
  • the modulation scheme of the reference signal may be determined depending on a modulation scheme of a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • the method may further include receiving information on a predetermined value from which the reference signal power is boosted from the base station, and the terminal may receive a reference signal boosted by the predetermined value and transmitted.
  • the terminal may receive the reference signal continuously in a plurality of symbols from the symbol corresponding to a front loaded DMRS symbol in the time domain.
  • a base station for transmitting a reference signal in a wireless communication system, the transmitter; And a processor, wherein the processor transmits information on a modulation scheme of a reference signal for estimating a phase difference between symbols in a time domain to a terminal, and estimates the phase difference between symbols to which the modulation scheme is applied. It is possible to control to transmit a reference signal for the terminal.
  • a terminal for receiving a reference signal in a wireless communication system the receiver; And a processor, wherein the receiver receives information from a base station about a modulation scheme of a reference signal for estimating a phase difference between symbols in a time domain, and estimates the phase difference between the symbols to which the modulation scheme is applied. It is possible to control to receive a reference signal from the base station.
  • a method for transmitting a reference signal by a terminal in a wireless communication system comprising: receiving information on a modulation method of a reference signal for estimating a phase difference between symbols in a time domain from a base station; ; And transmitting a reference signal for estimating the phase difference between symbols based on the information on the modulation scheme, to the base station.
  • a terminal for transmitting a reference signal in a wireless communication system the receiver; transmitter; And a processor, wherein the processor controls the receiver to receive information from a base station about a modulation scheme of a reference signal for estimating a phase difference between symbols in a time domain, and wherein the transmitter is based on the information on the modulation scheme.
  • the reference signal for estimating the phase difference between symbols can be controlled to be transmitted to the base station.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frame structure of an LTE / LTE-A system.
  • FIG 3 illustrates a resource grid of a downlink slot of a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • FIG. 4 illustrates a structure of a downlink subframe of a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • FIG. 5 illustrates a structure of an uplink subframe used in a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a frame structure of HT (High Throughput) on the time axis.
  • FIG. 7 illustrates a constellation of HT (High Throughput).
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a frame structure of a VHT (Very High Throughput)
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the characteristics of the VHT.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating allocation of PCRS in PDSCH or PDCCH as an embodiment of PCRS.
  • 13 is an illustration of constellation points of a Restricted 16-QAM.
  • 14 is a diagram illustrating an example of a constellation of Restricted 16-QAM.
  • FIG. 15 illustrates an example of a constellation of Restricted 16-QAM in the case of 3dB power boosting proposed in the present invention.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more terminals. .
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver ( 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) the data processor 165, the symbol modulator 170, the transmitter 175, the transmit / receive antenna 135, the processor 155, the memory 160, the receiver 140, and the symbol. It may include a demodulator 155 and a receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the transmission antenna 130, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receiving data processor 150 is complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmitting data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the transmitter and the receiver may be configured as an RF unit.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model, which is well known in the communication system. ), And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station process the signals and data, except for the function of receiving or transmitting the signal and the storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • the following description does not specifically refer to the processors 155 and 180.
  • the processors 155 and 180 it may be said that a series of operations such as a function of receiving or transmitting a signal and a data processing other than a storage function are performed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frame structure of an LTE / LTE-A system.
  • one frame consists of 10 ms and ten 1 ms subframes.
  • the time for transmitting one subframe may be defined as a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe consists of two 0.5 ms slots, and one slot consists of seven (or six) Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbols.
  • the 3GPP LTE system uses OFDMA in downlink, and an OFDM symbol represents one symbol period.
  • An OFDM symbol may be referred to as an SC-FDMA symbol or one symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and includes a plurality of subcarriers adjacent to one slot.
  • the structure of the radio frame shown in FIG. 2 is exemplary, so that the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, or the number of OFDM symbols included in one slot may be changed in various ways. .
  • One resource block is defined by 12 subcarriers spaced at 15 kHz and 7 OFDM symbols.
  • the base station transmits a Primary Synchronization Signal (PSS) for Synchronization, a Secondary Synchronization Signal (SSS), and a Physical Broadcast Channel (PBCH) for system information at the Center Frequency 6RB.
  • PSS Primary Synchronization Signal
  • SSS Secondary Synchronization Signal
  • PBCH Physical Broadcast Channel
  • FIG 3 illustrates a resource grid of a downlink slot of a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • the downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • One downlink slot may include 7 (or 6) OFDM symbols and the resource block may include 12 subcarriers in the frequency domain.
  • Each element on the resource grid is referred to as a resource element (RE).
  • One RB contains 12x7 (6) REs.
  • the number of RBs included in the downlink slot NRB depends on the downlink transmission band.
  • the structure of an uplink slot is the same as that of a downlink slot, but an OFDM symbol is replaced with an SC-FDMA symbol.
  • FIG. 4 illustrates a structure of a downlink subframe of a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • up to three (or four) OFDM symbols located at the front of the first slot of a subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which the Physical Downlink Shared CHance (PDSCH) is allocated.
  • Examples of a downlink control channel used in LTE include a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), a Physical Hybrid ARQ Indicator Channel (PHICH), and the like.
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols used for transmission of a control channel within the subframe.
  • the PHICH carries a HARQ ACK / NACK (Hybrid Automatic Repeat request acknowledgment / negative-acknowledgment) signal in response to uplink transmission.
  • DCI downlink control information
  • the DCI format is defined as format 0 for uplink, formats 1, 1A, 1B, 1C, 1D, 2, 2A, 3, 3A, and so on for downlink.
  • the DCI format includes a hopping flag, RB assignment, modulation coding scheme (MCS), redundancy version (RV), new data indicator (NDI), transmit power control (TPC), and cyclic shift DM RS, depending on the application.
  • MCS modulation coding scheme
  • RV redundancy version
  • NDI new data indicator
  • TPC transmit power control
  • Information including a reference signal (CQI), a channel quality information (CQI) request, a HARQ process number, a transmitted precoding matrix indicator (TPMI), and a precoding matrix indicator (PMI) confirmation are optionally included.
  • CQI reference signal
  • CQI channel quality information
  • TPMI transmitted precoding matrix indicator
  • PMI pre
  • the PDCCH includes a transmission format and resource allocation information of a downlink shared channel (DL-SCH), a transmission format and resource allocation information of an uplink shared channel (UL-SCH), a paging channel, Resource allocation information of upper-layer control messages such as paging information on PCH), system information on DL-SCH, random access response transmitted on PDSCH, Tx power control command set for individual terminals in terminal group, Tx power control command , The activation instruction information of the Voice over IP (VoIP).
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted on an aggregation of one or a plurality of consecutive control channel elements (CCEs).
  • CCEs control channel elements
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate based on radio channel conditions.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups (REGs).
  • the format of the PDCCH and the number of PDCCH bits are determined according to the number of CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and adds a cyclic redundancy check (CRC) to the control information.
  • the CRC is masked with an identifier (eg, a radio network temporary identifier (RNTI)) according to the owner or purpose of use of the PDCCH.
  • RNTI radio network temporary identifier
  • an identifier eg, cell-RNTI (C-RNTI)
  • C-RNTI cell-RNTI
  • P-RNTI paging-RNTI
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • FIG. 5 illustrates a structure of an uplink subframe used in a 3GPP LTE / LTE-A system as an example of a wireless communication system.
  • an uplink subframe includes a plurality of slots (eg, two).
  • the slot may include different numbers of SC-FDMA symbols according to the CP length.
  • the uplink subframe is divided into a data region and a control region in the frequency domain.
  • the data area includes a PUSCH (Physical Uplink Shared CHannel) and is used to transmit a data signal such as voice.
  • the control region includes a PUCCH (Physical Uplink Control CHannel) and is used to transmit uplink control information (UCI).
  • the PUCCH includes RB pairs located at both ends of the data region on the frequency axis and hops to a slot boundary.
  • PUCCH may be used to transmit the following control information.
  • SR Service Request: Information used for requesting an uplink UL-SCH resource. It is transmitted using OOK (On-Off Keying) method.
  • HARQ ACK / NACK This is a response signal for a downlink data packet on a PDSCH. Indicates whether the downlink data packet was successfully received.
  • One bit of ACK / NACK is transmitted in response to a single downlink codeword (CodeWord, CW), and two bits of ACK / NACK are transmitted in response to two downlink codewords.
  • CQI Channel Quality Indicator
  • MIMO Multiple input multiple output
  • RI rank indicator
  • PMI precoding matrix indicator
  • PTI precoding type indicator
  • the amount of control information (UCI) that a UE can transmit in a subframe depends on the number of SC-FDMA available for control information transmission.
  • SC-FDMA available for transmission of control information means the remaining SC-FDMA symbol except for the SC-FDMA symbol for transmitting the reference signal in the subframe, and in the case of the subframe in which the Sounding Reference Signal (SRS) is set, the last of the subframe SC-FDMA symbols are also excluded.
  • the reference signal is used for coherent detection of the PUCCH.
  • PUCCH supports seven formats according to the transmitted information.
  • PDCCH Physical Downlink Control CHannel
  • the PDCCH is a downlink control channel that transmits a PDSCH ( ⁇ DiCwnlii) power control command for a specific UE.
  • the PDCCH occupies a maximum of 4 OFDM symbols in the time domain and is allocated to the PDCCH by PCFICH.
  • the number of OFDM symbols is transmitted in the frequency domain, and is transmitted over the entire system band, and modulation is QPSK, and resources used for transmitting the PDCCH are called control channel elements (CCEs). It consists of 36 resource elements (RE) and can transmit 72 bits through one CCE
  • the amount of control information transmitted on the PDCCH depends on the transmission mode
  • the control information according to each transmission mode is specified in DCI format.
  • the UE determines the presence or absence of PDSCH / PUSCH transmission according to the PDCCH decoding result, which means that PDCCH scrambling is determined by UE ID information (C-RNTI) of the corresponding UE.
  • C-RNTI UE ID information
  • the UE detects a DCI format that is scrambling by its UE ID and transmits the PDSCH, the UE transmits PDSCH or PUSCH by PDCCH control information. Therefore, the UE should decode a plurality of PDCCHs and check whether there is control information transmitted to the PDCCHs, but the complexity is greatly increased to decode all transmittable PDCCHs, thereby limiting the number of decoding.
  • CCE aggregation levels currently allowed are 1, 2, and 4 , 8, which means that CCE aggregation level 4 concatenates four CCEs and transmits control information of the corresponding UE.
  • the terminal limits the number of decoding for each aggregation level, which is shown in Table 1 below.
  • the UE decodes PDCCHs transmitted at aggregation levels 4 and 8 4 and 2 to determine whether to transmit control information.
  • a specific CCE constituting the PDCCH is common to all UEs. This is known as the area.
  • the UE-specific type decodes PDCCHs transmitted at aggregation levels 1, 2, 4, and 8 6, 6, 2, and 2 to determine whether control information is transmitted.
  • Zadoff-Chu sequences are also called Chu sequences or ZC sequences. In the following description, it is referred to collectively as a ZC sequence.
  • the ZC sequence may be expressed by the following Equation 1.
  • Equation 1 N denotes a sequence length, r denotes a root value, and x r [n] denotes an nth element of a ZC sequence.
  • the ZC sequence has three important features described below.
  • the DFT output of the sequence also has the same size of all elements.
  • Equation 2 The correlation between the ZC sequence and its cyclic shift version is shown in Equation 2 below.
  • -ZC sequence is also called CAZAC sequence because it performs Zero Auto-Correlation with Constant Amplitude.
  • Equation 3 Correlation between lengths N and ZC sequences having mutually different root values is shown in Equation 3 below.
  • r 1 is mutually different from r 2 .
  • N 111, 2 ⁇ r 1, r 2 ⁇ 110 always satisfies Equation 3 above.
  • the cross-correlation of the ZC sequence is not completely zero.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a frame structure of HT (High Throughput) on the time axis.
  • L-SIG and HT-SIG represent a Legacy Signal Field and a High Throughput Signal Field, respectively. If the length of one OFDM symbol is defined as 4 ⁇ s, the L-Sig corresponds to one OFDM symbol, while the HT-Sig corresponds to two OFDM symbols. 11n may transmit system information to the terminal using the field.
  • FIG. 7 illustrates a constellation of HT (High Throughput).
  • the information is mapped and transferred to the constellation as shown in FIG. 3.
  • the L-Sig and HTSIG 1st symbols use BPSK, while the HTSIG 2nd symbols use QBPSK.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a frame structure of a VHT (Very High Throughput)
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the characteristics of the VHT.
  • the VHT can deliver the system information to the terminal using the L-SIG and VHT-SIG-A.
  • the VHT-SIG-A is mapped and delivered in a constellation as shown in FIG. 9.
  • Carrier Frequency Offset Carrier Frequency Offset
  • CFO is caused by the frequency difference or Doppler of the transmitter / receiver oscillator.
  • M-QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a data signal is defined instead of a reference signal in a phase compensation reference signal or a phase noise compensation reference signal (PCRS), and thus, common phase error (CPE) and CFO are defined.
  • CPE common phase error
  • the modulation scheme (including the modulation order) of the data signal may be determined by the phase noise and the CFO size at which the corresponding application operates. That is, when the magnitude of the phase noise or the CFO is large, the modulation order of the data signal may be limited to binary phase shift keying (BPSK) or quadrature phase shift keying (QPSK).
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • PCRS Phase Compensation Reference Signal
  • FIG. 10 (A) shows that performance may be degraded when blind CFO estimation is performed from a data signal having a high modulation order such as 16-QAM.
  • the phase difference between a1 and a2 is ⁇ / 2
  • the phase difference between a4 and a3 is ⁇ / 6 (or 30 degrees).
  • the CFO or CPE value is large, the performance may be rapidly degraded by the a4 and a3.
  • the smaller the minimum phase between any of the properties the greater the performance degradation.
  • M-QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the minimum phase difference is ⁇ / 2 (threshold of Example 1 is ⁇ / 2 as an example). It has the same minimum phase difference as QPSK, except that the magnitude of the constellation is different. However, since the blind CFO estimator uses only the phase difference regardless of the magnitude, the magnitude difference does not affect the performance. As a result, 3-bit transmission is possible while maintaining the same minimum phase difference as that of QPSK.
  • any M-QAM may also apply the same principle as above to define restricted M-QAM having a minimum phase difference of ⁇ / 2.
  • the base station may define or allocate some areas of a physical channel (eg, a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink shared channel (PDSCH)) as areas for PCRS.
  • a physical channel eg, a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink shared channel (PDSCH)
  • the PCRS is defined as an existing reference signal or data signal
  • the modulation of the PCRS is defined as shown in Table 2 below based on the modulation defined in the data region (for example, PDSCH) except for the PCRS.
  • Table 2 shows modulation schemes of PCRS.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating allocation of PCRS in PDSCH or PDCCH as an embodiment of PCRS.
  • FIG. 12 shows a resource unit composed of 14 OFDM symbols and 12 subcarriers.
  • PCRSs of port 0 are defined in the fifth subcarrier of FIG.
  • the PCRS is continuously defined or assigned to a series of time axes. Accordingly, the UE can estimate the phase difference between OFDM symbols on different time axes. 12 except for DMRS and PCRS in the resource illustrated in FIG. 12 indicates a general PDSCH or PDCCH.
  • the modulation of the PCRS is the same as or a modified form of the modulation of the PDSCH.
  • PDSCH is defined as 16 / 64-QAM
  • PCRS uses modified restricted 16 / 64-QAM. Therefore, the modulation of the PDSCH is increased in the form of 1 bit-> 2 bits-> 4 bits-> 6 bits, while the modulation of the PCRS is increased from 1 bit-> 2 bits-> 3 bits-> 4 bits.
  • Embodiment 1 even if the modulation of the PCRS is increased, the minimum phase difference between arbitrary constellation points is maintained at ⁇ / 2. As a result, the performance of the blind CFO estimator can keep the estimation range equal to QPSK even if modulation increases. On the other hand, when the modulation of the PDSCH is increased, there is a disadvantage in that the estimated range of the PCRS is reduced or only QPSK is used.
  • the base station transmits information on PCRS modulation to the terminal through downlink control information (DCI) or radio resource control (RRC) signaling.
  • DCI downlink control information
  • RRC radio resource control
  • the transmitting side (for example, the base station) can directly specify the modulation scheme of the PCRS through the DCI or RRC to the receiving side (for example, the terminal).
  • the receiving side may also directly trigger modulation of the desired PCRS to the transmitting side.
  • the transmitting side may signal the mapping relationship of the PCRS modulation to the terminal in DCI or RRC based on the PDSCH modulation scheme.
  • An example of the mapping relationship of PCRS modulation may be defined as shown in Table 3 below.
  • the transmitting side may indicate any one of Table 2 and Table 3 to the receiving side (for example, the terminal).
  • Tables 2 and 3 may be shared in advance between the transmitting side and the receiving side, and the transmitting side modulates any PDSCH in Table 2 or any PDSCH in Table 3 by DCI or RRC signaling. If the scheme is specified, the receiving side may implicitly know the modulation scheme of the PCRS based on Table 2 or Table 3.
  • the transmitting side boosts the power of the PCRS by a specific value.
  • the transmitter may signal the specific value to the receiver by DCI or RRC signaling.
  • all constellation points are not equal in size. If all PCRSs defined in one same OFDM symbol are mapped to low size constellation points, the estimation performance is reduced. To minimize the estimated performance reduction, the transmitting side may boost the transmit power of the PCRS and signal the power value or power level of the boosted PCRS to the receiving side via DCI or RRC.
  • the transmitting side may use only QPSK instead of Restricted M-QAM as the modulation scheme or modulation order. That is, the modulation scheme of the PCRS may be directly in consideration of the modulation scheme of the PDSCH or the modulation scheme of the PDSCH in Table 3, not Table 2.
  • 13 is an illustration of constellation points of a Restricted 16-QAM.
  • the positions of b2 and c2 in FIG. 13 are determined as the minimum distance of 16-QAM.
  • the powers of b2 and c2 are 0.2 and 1.8, respectively. Thus, if all of the data selected in the PCRS have b2, performance degradation occurs.
  • the distance between b2 and c2 may be modified based on the minimum distance d min of 16-QAM. That is, when the distance between b2 and c2 is reduced based on the minimum distance d min of 16-QAM, the power of b2 is improved. For reference, when the power of b2 increases, the distance between b1 and b2 becomes larger than before.
  • X and y satisfying the conditions of 1) and 2) are 1 / sqrt (5) and 2 / sqrt (5), respectively.
  • the power in a constellation is 1/5 In other words, the proposed feature can improve 3dB.
  • Example 4 Based on Example 4, with 3dB boosting, -1dB degradation compared to QPSK can be achieved.
  • 14 is a diagram illustrating an example of a constellation of Restricted 16-QAM.
  • Figure 14 (B) shows the properties of the restricted 16-QAM proposed in the present invention. Comparing (A) and (B), it can be seen that b2 moves inward and c2 moves inward. As a result, by improving the power of b2, the degradation of PCRS performance in the worst case can be mitigated.
  • the position between b2 and c2 is determined using the power boosting and the minimum distance of 16-QAM.
  • the distance between b2 and c2 also becomes large.
  • the power of b2 can be further improved.
  • FIG. 15 illustrates an example of a constellation of Restricted 16-QAM in the case of 3dB power boosting proposed in the present invention.
  • the performance according to an example of the constellation of Restricted 16-QAM in the case of 3dB power boosting is as follows. 2) In the case of 3dB power boosting using the constellation of FIG. 14, there is still a -1 dB performance deterioration. In the case of using the constellation of FIG. 15, a performance improvement of 0.52 dB can be expected.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • a method for transmitting and receiving a reference signal in a wireless communication system and an apparatus therefor may be industrially applied to various wireless communication systems such as 3GPP LTE / LTE-A and 5G systems.

Landscapes

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Abstract

무선통신 시스템에서 기지국이 참조신호를 전송하는 방법은, 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 단말로 전송하는 단계; 및 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

무선통신 시스템에서 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치에 관한 것이다.
차세대 5G 시스템에서는 Enhanced Mobile BroadBand (eMBB)/Ultra-reliable Machine-Type Communications (uMTC)/Massive Machine-Type Communications (mMTC) 등으로 시나리오를 구분할 수 있다. eMBB는 High Spectrum Efficiency, High User Experienced Data Rate, High Peak Data Rate 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이고, uMTC는 Ultra Reliable, Ultra Low Latency, Ultra High Availability 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이며 (예를 들어, V2X, Emergency Service, Remote Control), mMTC는 Low Cost, Low Energy, Short Packet, Massive Connectivity 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이다(예를 들어, IoT).
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 기지국이 참조신호를 전송하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송하는 기지국을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 단말이 참조신호를 수신하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 참조신호를 수신하는 단말을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 기지국이 참조신호를 전송하는 방법은, 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 단말로 전송하는 단계; 및 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 참조신호의 변조 방식은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared CHannel, PDSCH)의 변조 방식에 의존하여 결정될 수 있다. 상기 PDSCH의 변조 방식이 16-QAM (16-Quadrature Amplitude Modulation) 이면 상기 참조신호의 변조 방식은 성상 간의 최소 위상 차가 π/2를 유지하는 16-QAM 으로 결정될 수 있다. 상기 PDSCH의 변조 방식이 64-QAM (64-Quadrature Amplitude Modulation) 이면 상기 참조신호의 변조 방식은 성상 간의 최소 위상 차가 π/2를 유지하는 64-QAM 으로 결정될 수 있다.
상기 참조신호는 상기 참조신호 파워가 소정 값만큼 부스팅하여 전송될 수 있다. 이 때, 상기 방법은 상기 단말에게 상기 소정 값에 대한 정보를 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 참조신호는 상기 시간 도메인에서 상기 참조신호는 상기 시간 도메인에서 front loaded DMRS 심볼 다음에 해당하는 심볼에서부터 복수의 심볼 상에서 연속적으로 전송될 수 있다. 상기 참조신호는 n bit의 정보를 포함하여 전송되며 상기 n 값은 상기 참조신호의 변조 방식에 의해 결정될 수 있다.
상기 참조신호의 변조 방식에 대한 정보는 하향링크 제어 정보(DCI) 또는 MAC CE 또는 무선 자원 제어(RRC) 시그널링을 통해 전송될 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 단말이 참조신호를 수신하는 방법은, 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 및 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 참조신호의 변조 방식은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared CHannel, PDSCH)의 변조 방식에 의존하여 결정될 수 있다.
상기 방법은 상기 기지국으로부터 상기 참조신호 파워가 부스팅된 소정 값에 대한 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있고, 상기 단말은 상기 소정 값만큼 부스팅되어 전송되는 참조신호를 수신할 수 있다.
상기 단말은 상기 참조신호를 상기 시간 도메인에서 상기 참조신호는 상기 시간 도메인에서 front loaded DMRS 심볼 다음에 해당하는 심볼에서부터 복수의 심볼 상에서 연속적으로 수신할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송하기 위한 기지국은, 송신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 송신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 단말로 전송하고, 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 단말로 전송하도록 제어할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 참조신호를 수신하기 위한 단말은, 수신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 수신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하고, 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로부터 수신하도록 제어할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 단말이 참조신호를 전송하는 방법은, 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 및 상기 변조 방식에 대한 정보에 기초하여 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송하기 위한 단말은, 수신기; 송신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는 상기 수신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하도록 제어하고, 상기 송신기가 상기 변조 방식에 대한 정보에 기초하여 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로 전송하도록 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 효율적으로 blind CFO를 추정하여 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 2는 LTE/LTE-A 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면이다.
도 3은 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 슬롯의 자원 그리드를 예시한 도면이다.
도 4는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 5는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 6은 시간 축에서 HT(High Throughput)의 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 7은 HT(High Throughput)의 성상(constellation)을 도시한 도면이다.
도 8은 VHT(Very High Throughput)의 프레임 구조를 나타낸 도면이고, 도 9는 VHT의 성상을 도시한 도면이다.
도 10은 16-QAM의 성상 포인트들을 도시한 도면이다.
도 11은 restricted 64- QAM (임계치=π/2 )의 성상을 도시한 도면이다.
도 12는 PCRS의 실시예로서 PDSCH 또는 PDCCH에서의 PCRS의 할당을 예시한 도면이다.
도 13은 Restricted 16-QAM의 성상 포인트들의 예시한 도면이다.
도 14는 Restricted 16-QAM의 성상(Constellation)의 일 예를 도시한 도면이다.
도 15는 본 발명에서 제안하는 3dB 파워 부스팅한 경우의 Restricted 16-QAM의 성상(Constellation)의 일 예를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A, 5G 시스템 등인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A, 5G 통신 시스템의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
도 1은 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템(100)은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국(105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나(130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말(110)의 구성에서, 수신 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하고(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping))하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공할 수 있다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나(135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국(105)으로 전송한다.
기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나(130)를 통해 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다. 송신기 및 수신기는 RF Unit으로 구성될 수 있다.
프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC (Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC메시지들을 교환할 수 있다.
본 명세서에서 단말의 프로세서(155)와 기지국의 프로세서(180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서(155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서(155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
도 2는 LTE/LTE-A 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 프레임은 10ms으로, 10개의 1ms 서브프레임(subframe)으로 이루어진다. 하나의 서브프레임을 전송하기 위한 시간은 transmission time interval (TTI)로 정의될 수 있다. 예를 들어, 하나의 서브프레임은 2개의 0.5ms 슬롯(slot)으로 이루어지며, 하나의 슬롯은 7개(혹은 6개)의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼로 이루어 진다. 3GPP LTE 시스템은 하향링크에서 OFDMA를 사용하고, OFDM 심볼은 한 심볼 구간(period)를 나타낸다. OFDM 심볼은 SC-FDMA 심볼 또는 한 심볼 구간으로 지칭될 수도 있다. 자원블록(Resource Block, RB)은 자원 할당 단위(unit)이고, 한 슬롯에 인접한 복수의 부반송파들을 포함한다. 도 2에 도시된 무선 프레임의 구조는 예시적인 것이어서 무선 프레임에 포함된 서브프레임들의 수, 서브프레임에 포함된 슬롯의 수, 또는 한 슬롯에 포함된 OFDM 심볼들의 수는 다양한 방법으로 변경될 수 있다.
15 kHz 간격의 부반송파 12개와 7개의 OFDM 심볼로 하나의 자원 블록(Resource Block, RB)가 정의된다. 기지국은 중심 주파수(Center Frequency) 6RB에서 동기화(Synchronization)를 위한 Primary Synchronization Signal (PSS), Secondary Synchronization Signal (SSS)와 시스템 정보를 위한 Physical Broadcast Channel (PBCH)를 전송한다. 여기서, Normal/Extended CP(Cyclic Prefix), TDD(Time Division Duplex)/FDD(Frequency Division Duplex)에 따라 상기 무선 프레임 구조 및 신호, 채널의 위치에 차이가 있을 수 있다.
도 3은 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 슬롯의 자원 그리드를 예시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 도메인에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 하나의 하향링크 슬롯은 7(혹은 6)개의 OFDM 심볼을 포함하고 자원 블록은 주파수 도메인에서 12개의 부반송파를 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)는 자원 요소(Resource Element, RE)로 지칭된다. 하나의 RB는 12×7(6)개의 RE를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 RB의 개수 NRB는 하향링크 전송 대역에 의존한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일하되, OFDM 심볼이 SC-FDMA 심볼로 대체된다.
도 4는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템의 하향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 4를 참조하면, 서브프레임의 첫 번째 슬롯에서 앞부분에 위치한 최대 3개(혹은 4개)의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 대응한다. 남은 OFDM 심볼은 PDSCH(Physical Downlink Shared CHancel)가 할당되는 데이터 영역에 해당한다. LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 예는 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical hybrid ARQ indicator Channel) 등을 포함한다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내에서 제어 채널의 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향링크 전송에 대한 응답으로 HARQ ACK/NACK(Hybrid Automatic Repeat request acknowledgment/negative-acknowledgment) 신호를 나른다.
PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 DCI(Downlink Control Information)라고 한다. DCI 포맷은 상향링크용으로 포맷 0, 하향링크용으로 포맷 1, 1A, 1B, 1C, 1D, 2, 2A, 3, 3A 등의 포맷이 정의되어 있다. DCI 포맷은 용도에 따라 호핑 플래그(hopping flag), RB 할당, MCS(modulation coding scheme), RV(redundancy version), NDI(new data indicator), TPC(transmit power control), 사이클릭 쉬프트 DM RS(demodulation reference signal), CQI (channel quality information) 요청, HARQ 프로세스 번호, TPMI(transmitted precoding matrix indicator), PMI(precoding matrix indicator) 확인(confirmation) 등의 정보를 선택적으로 포함한다.
PDCCH는 하향링크 공유 채널(downlink shared channel, DL-SCH)의 전송 포맷 및 자원 할당 정보, 상향링크 공유 채널(uplink shared channel, UL-SCH)의 전송 포맷 및 자원 할당 정보, 페이징 채널(paging channel, PCH) 상의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상에서 전송되는 랜덤 접속 응답과 같은 상위-계층 제어 메시지의 자원 할당 정보, 단말 그룹 내의 개별 단말들에 대한 Tx 파워 제어 명령 세트, Tx 파워 제어 명령, VoIP(Voice over IP)의 활성화 지시 정보 등을 나른다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링 할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속된 제어 채널 요소(control channel element, CCE)들의 집합(aggregation) 상에서 전송된다. CCE는 PDCCH에 무선 채널 상태에 기초한 코딩 레이트를 제공하는데 사용되는 논리적 할당 유닛이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group, REG)에 대응한다. PDCCH의 포맷 및 PDCCH 비트의 개수는 CCE의 개수에 따라 결정된다. 기지국은 단말에게 전송될 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(cyclic redundancy check)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 사용 목적에 따라 식별자(예, RNTI(radio network temporary identifier))로 마스킹 된다. 예를 들어, PDCCH가 특정 단말을 위한 것일 경우, 해당 단말의 식별자(예, cell-RNTI (C-RNTI))가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 페이징 메시지를 위한 것일 경우, 페이징 식별자(예, paging-RNTI (P-RNTI))가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(system information block, SIC))를 위한 것일 경우, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹 될 수 있다. PDCCH가 랜덤 접속 응답을 위한 것일 경우, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹 될 수 있다.
도 5는 무선통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 예시한다.
도 5를 참조하면, 상향링크 서브프레임은 복수(예, 2개)의 슬롯을 포함한다. 슬롯은 CP 길이에 따라 서로 다른 수의 SC-FDMA 심볼을 포함할 수 있다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 데이터 영역과 제어 영역으로 구분된다. 데이터 영역은 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 포함하고 음성 등의 데이터 신호를 전송하는데 사용된다. 제어 영역은 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)를 포함하고 상향링크 제어 정보(Uplink Control Information, UCI)를 전송하는데 사용된다. PUCCH는 주파수 축에서 데이터 영역의 양끝 부분에 위치한 RB 쌍(RB pair)을 포함하며 슬롯을 경계로 호핑한다.
PUCCH는 다음의 제어 정보를 전송하는데 사용될 수 있다.
- SR(Scheduling Request): 상향링크 UL-SCH 자원을 요청하는데 사용되는 정보이다. OOK(On-Off Keying) 방식을 이용하여 전송된다.
- HARQ ACK/NACK: PDSCH 상의 하향링크 데이터 패킷에 대한 응답 신호이다. 하향링크 데이터 패킷이 성공적으로 수신되었는지 여부를 나타낸다. 단일 하향링크 코드워드(CodeWord, CW)에 대한 응답으로 ACK/NACK 1비트가 전송되고, 두 개의 하향링크 코드워드에 대한 응답으로 ACK/NACK 2비트가 전송된다.
- CQI(Channel Quality Indicator): 하향링크 채널에 대한 피드백 정보이다. MIMO(Multiple Input Multiple Output) 관련 피드백 정보는 RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Indicator), PTI(Precoding Type Indicator) 등을 포함한다. 서브프레임 당 20비트가 사용된다.
단말이 서브프레임에서 전송할 수 있는 제어 정보(UCI)의 양은 제어 정보 전송에 가용한 SC-FDMA의 개수에 의존한다. 제어 정보 전송에 가용한 SC-FDMA는 서브프레임에서 참조 신호 전송을 위한 SC-FDMA 심볼을 제외하고 남은 SC-FDMA 심볼을 의미하고, SRS(Sounding Reference Signal)가 설정된 서브프레임의 경우 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심볼도 제외된다. 참조 신호는 PUCCH의 코히어런트 검출에 사용된다. PUCCH는 전송되는 정보에 따라 7개의 포맷을 지원한다.
PDCCH (Physical Downlink Control CHannel ) 전송
PDCCH는 하향링크 제어 채널로 특정 단말을 위한 PDSCH(ㅔDiCwnlii여러 단말을 위한 power control 명령을 전송하도록 되어 있다. PDCCH는 시간 도메인(time domain)에서는 최대 4개의 OFDM 심볼을 차지하며 PCFICH로 PDCCH에 할당된 OFDM 심볼 수를 지시한다. 한편, 주파수 도메인(frequency domain)에서는 시스템 전 대역에 걸쳐서 전송되며, 변조는 QPSK를 사용한다. PDCCH를 전송을 위하여 사용하는 자원은 CCE (control channel element)로 칭하며, 36개의 resource element (RE)로 구성되어 있어서 하나의 CCE를 통해서 72 bit를 전송할 수 있다. PDCCH에 전송되는 제어 정보의 양은 전송 mode에 따라서 달라진다. 각 전송 mode에 따른 제어 정보는 DCI format으로 규정된다. 단말은 PDSCH/PUSCH 전송 유무를 PDCCH 디코딩 결과에 따라서 판단하게 되는 데, 이는 PDCCH scrambling은 해당 단말의 UE id 정보 (C-RNTI)에 의해서 이루어진다. 즉, 단말은 자신의 UE id에 의해서 scrambling되어 전송된 DCI format을 detection하게 되는 경우 PDCCH 제어 정보에 의해서 PDSCH 수신 또는 PUSCH 송신을 하게 된다. 일반적으로 하나의 subframe에 전송 가능한 PDCCH 수가 다수 개이므로, 단말은 다수 개의 PDCCH에 대해서 디코딩을 수행하여 자신에게 전송된 제어 정보 유무를 확인해야 한다. 그러나, 모든 전송 가능한 PDCCH에 대해서 디코딩을 수행하기에는 복잡도가 크게 증가하게 되어, 디코딩 수에 제한을 두게 된다. PDCCH를 통해서 제어 정보를 전송하게 되는 경우, CCE는 한 개 또는 다수 개를 연접하여 제어 정보를 전송할 수 있는 데, 이를 CCE aggregation이라고 한다. 현재 허용하고 있는 CCE aggregation level은 1, 2, 4, 8로서, CCE aggregation level 4의 의미는 4개의 CCE를 연접하여 해당 UE의 제어 정보를 전송하게 된다. 단말은 각 aggregation level마다 디코딩 수를 제한하게 되는 데, 이는 다음 표 1과 같다.
Figure PCTKR2017006503-appb-T000001
상기 표 1에서 common type의 경우 단말은 aggregation level 4와 8로 전송되는 PDCCH를 4번과 2번 디코딩을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 되는 데, PDCCH를 구성하는 특정 CCE는 모든 단말에게 공통으로 알려진 영역에 해당한다. UE-specific type의 경우 common type과는 다르게 aggregation level 1, 2, 4, 8로 전송되는 PDCCH를 6, 6, 2, 2번 디코딩을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 된다.
이하에서는 본 발명의 내용과 관련하여, 수신 신호 페어(pair)들의 크기 비 및 위상 차를 이용하여, blind CFO 추정 알고리즘이 High-order QAM에서도 동작할 수 있도록 해주는 기법을 제안한다.
자도프-츄(Zadoff-Chu) 시퀀스
자도프-츄(Zadoff-Chu) 시퀀스는 Chu 시퀀스 혹은 ZC 시퀀스라고도 부른다. 이하 내용에서, ZC 시퀀스로 통일하여 부른다. ZC 시퀀스는 다음 수학식 1로 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2017006503-appb-M000001
상기 수학식 1에서, N은 시퀀스 길이, r은 루트(root) 값, xr[n]은 ZC 시퀀스의 n번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스는 아래 기재한 3가지의 중요한 특징을 갖는다.
1. ZC 시퀀스의 모든 요소의 크기는 동일하다. (Constant Amplitude)
- 상기 시퀀스의 DFT 결과물 역시 모든 요소의 크기는 동일하다.
2. ZC 시퀀스와 그것의 cyclic shift 버전과의 상관관계는 다음 수학식 2와 같다.
Figure PCTKR2017006503-appb-M000002
-
Figure PCTKR2017006503-appb-I000001
는 xr 을 i 만큼 cyclic shift 시킨 시퀀스로 정의한다.
- 상기 수식은 ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j 인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. (Zero Auto-Correlation)
- ZC 시퀀스는 Constant Amplitude 하면서 Zero Auto-Correlation 하기 때문에, CAZAC 시퀀스라고도 부른다.
3. 길이 N과 서로소인 루트(root) 값을 갖는 ZC 시퀀스들의 상관관계는 다음 수학식 3과 같다.
Figure PCTKR2017006503-appb-M000003
- r1는 r2와 서로소이다. 일 예로서, N=111 인 경우, 2≤r1 , r2 ≤ 110은 상기 수학식 3을 항상 만족한다.
- 수학식 2의 자기 상관관계와 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지 않는다.
IEEE 1n (HT), 11ac (VHT) 프레임 구조
1. 11n (HT)
도 6은 시간 축에서 HT(High Throughput)의 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
여기서, L-SIG, HT-SIG 는 각각 Legacy Signal Field, High Throughput Signal Field를 나타낸다. 그리고, 하나의 OFDM 심볼의 길이를 4μs로 정의하면, L-Sig는 하나의 OFDM 심볼에 대응하는 반면, HT-Sig는 두 개의 OFDM 심볼들에 대응한다. 11n은 상기 field를 이용하여 시스템 정보를 단말에게 전달할 수 있다.
도 7은 HT(High Throughput)의 성상(constellation)을 도시한 도면이다.
이 때, 정보는 다음 도 3과 같은 성상(constellation)으로 mapping 되어 전달된다. 도 7을 참조하면, L-Sig와 HTSIG 1st symbol은 BPSK, 반면 HTSIG 2nd symbol은 QBPSK을 사용함을 보여준다.
2. 11ac (VHT)
도 8은 VHT(Very High Throughput)의 프레임 구조를 나타낸 도면이고, 도 9는 VHT의 성상을 도시한 도면이다.
11n과 마찬가지로, VHT는 L-SIG와 VHT-SIG-A을 이용하여 시스템 정보를 단말에게 전달할 수 있다. 그리고, VHT-SIG-A는 도 9에 도시한 바와 같은 성상(constellation)으로 맵핑되어 전달된다.
캐리어 주파수 옵셋 (Carrier Frequency Offset, CFO)
CFO의 정의 및 성질에 대해 간략히 기술한다. CFO는 송/수신기 오실레이터의 주파수 차 혹은 도플러에 의해 발생한다. CFO는 정수 CFO와 분수 CFO로 나눌 수 있다(예를 들어, CFO=2.5, 정수 CFO=2, 분수 CFO=0.5). 정수 CFO는 부채널을 상기 값만큼 circular shifting 시키는 반면, 분수 CFO는 부채널 간에 간섭을 발생시킨다.
주파수 동기화(Frequency Synchronization)
실시예 1
M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)에서, 임의의 성상 포인트들(constellation points)간의 최소 위상(phase) 차가 임계 값(예를 들어, π/2)보다 큰 성상(constellation) 만을 정의한다.
Blind CFO 추정기(estimator)는, 데이터 신호의 성상 포인트들간의 위상 차가 작을수록 그 추정 범위가 감소한다. 한편, 위상 보상 참조신호 혹은 위상 잡음 보상 참조신호(Phase Compensation Reference Signal 또는 Phase noise Compensation Reference Signal, PCRS)에 참조신호 대신 데이터 신호를 정의하고, 이를 통해 공통 위상 오류(common phase error, CPE) 및 CFO을 추정한다. 이때, 데이터 신호의 변조 방식(변조 차수(modulation order) 포함)은 해당 어플리케이션이 동작하는 위상 잡음 및 CFO 크기에 의해 결정될 수 있다. 즉, 위상 잡음 또는 CFO의 크기가 큰 경우, 상기 데이터 신호의 변조 차수는 BPSK (Binary Phase Shift Keying) 혹은 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 로 한정될 수 있다.
PCRS(Phase Compensation Reference Signal)에 대해 간략히 설명한다. PCRS는 위상 잡음을 추정하기 위한 신호이며, 단말과 기지국 간에 알려진 파일럿 신호가 될 수도 있고 일부 데이터가 변경되거나 복제된 신호일 수도 있다. 이하에서는 위상 잡음을 추정하기 위한 일련의 신호를 총칭하여 PCRS라 칭한다.
도 10은 16-QAM의 성상 포인트들을 도시한 도면이다.
도 10의 (A)는 16-QAM과 같이 높은 변조 차수를 갖는 데이터 신호로부터 blind CFO 추정 시 성능이 열화 될 수 있음을 보여 준다. 도 10의 (A)에서, a1과 a2의 위상 차는 π/2 인 반면, a4과 a3의 위상 차는 π/6 (혹은 30도) 이다. CFO 혹은 CPE 값이 큰 경우, 상기 a4와 a3에 의해 성능이 급격하게 열화 될 수 있다. 즉, 임의의 성상 간의 최소 위상이 작을수록, 성능 열화는 커진다. blind CFO 추정기의 상기 문제점을 해결하기 위해, M-QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 성상의 성상 포인트들 중 일부만을 사용하는 restricted QAM을 제안한다.
16- QAM
도 10의 (B)는 최소 위상 차가 π/2 이다(상기 실시예 1의 임계치는 일 예로서 π/2임). QPSK와 동일한 최소 위상 차를 가지며, 다만 성상의 크기만이 다르다.그러나, blind CFO 추정기의 경우, 크기와 관계없이 위상 차만을 이용하기 때문에 상기 크기 차는 성능에 영향을 주지 않는다. 결과적으로, QPSK와 동일한 최소 위상차를 유지하면서, 3 비트 전송이 가능해 진다.
64- QAM
64-QAM의 경우, 16-QAM보다 최소 위상 차가 더 작으므로, blind CFO 추정기성능 역시 감소하게 된다. 도 11은 restricted 64- QAM (임계치=π/2 )의 성상을 도시한 도면이다.
이 경우, QPSK와 동일한 최소 위상 차를 유지하면서, 4 비트 전송이 가능해 진다. 한편, 임의의 M-QAM 역시, 위와 동일한 원리를 적용하여, 최소 위상 차가 π/2 을 갖는 restricted M-QAM을 정의할 수 있다.
실시예 2
기지국은 물리 채널(예를 들어, 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control CHannel, PDCCH), 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared CHannel, PDSCH)의 일부 영역을 PCRS를 위한 영역으로 정의하거나 할당할 수 있다. 이 때, PCRS는 기존 참조신호 혹은 데이터 신호로 정의한다. 그리고, PCRS의 변조는 PCRS을 제외한 나머지 데이터 영역(예를 들어, PDSCH)에 정의된 변조를 기준으로 다음 표 2와 같이 정의할 수 있다. 표 2는 PCRS의 변조 방식을 나타낸다.
PDSCH PCRS
BPSK BPSK (1bit)
QPSK QPSK (2bits)
16-QAM (4bits) Restricted 16-QAM (3bits)
64-QAM (6bits) Restricted 64-QAM (4bits)
도 12는 PCRS의 실시예로서 PDSCH 또는 PDCCH에서의 PCRS의 할당을 예시한 도면이다.
도 12는 14개의 OFDM 심볼과 12개의 subcarrier로 구성된 자원 단위를 도시하고 있다. 도 12의 5번째 subcarrier에 각각 0번 포트(port)의 PCRS가 정의되어 있다. 상기 PCRS는 일련의 시간 축으로 연속적으로 정의 혹은 할당되어 있다. 따라서 단말은 서로 다른 시간 축에서의 OFDM 심볼 간의 위상 차를 추정할 수 있다. 도 12에 도시된 자원에서 DMRS 및 PCRS을 제외한 나머지는 일반적인 PDSCH 혹은 PDCCH을 나타낸다.
상기 표 2에서, PCRS의 변조는 PDSCH의 변조와 같거나 혹은 변형된 형태이다. 특히, PDSCH가 16/64-QAM로 정의된 경우, PCRS는 각각 변형된 restricted 16/64-QAM을 이용한다. 따라서, PDSCH의 변조는 1 비트 -> 2 비트 -> 4 비트 -> 6 비트 형태로 증가하는 반면, PCRS의 변조는 1 비트 -> 2 비트 -> 3 비트 -> 4 비트 로 증가한다.
이는, 상기 실시예 1에서 확인할 수 있듯이, PCRS의 변조가 증가하더라도 임의의 성상 포인트들 간의 최소 위상 차는 π/2 로 유지된다. 결과적으로, blind CFO 추정기의 성능은 변조가 증가하더라도 추정 범위를 QPSK와 동일하게 유지할 수 있다. 한편, PDSCH의 변조가 증가하는 경우, PCRS의 추정 범위를 감소시키거나, QPSK만을 사용해야 하는 단점이 있다.
실시예 3
실시예 2에서는, 기지국이 PCRS의 변조에 대한 정보를 하향링크 제어 정보(DCI) 혹은 무선 자원 제어(Resource Resource Control, RRC) 시그널링을 통해 단말에게 전송해 준다.
만약, CFO 및 CPE가 큰 경우 추정 범위를 넓혀야 한다. 이 경우, PCRS에 변조를 BPSK로 낮추거나 혹은 송신 측/수신 측이 서로 알고 있는 참조신호를 사용할 필요가 있다. 이를 위해, 송신 측(예를 들어, 기지국)은 수신 측(예를 들어, 단말)에 DCI 혹은 RRC을 통해 PCRS의 변조 방식을 직접 지정해 줄 수 있다.
한편, 수신 측 역시 송신 측으로 원하는 PCRS의 변조를 직접 트리거링할 수도 있다. 한편, 송신 측은 PDSCH의 변조 방식을 기준으로 PCRS 변조의 맵핑 관계를 DCI 혹은 RRC로 단말에게 시그널링해 줄 수 있다. PCRS 변조의 맵핑 관계에 대한 일 예를 다음 표 3과 같이 정의할 수 있다.
PDSCH PCRS
BPSK BPSK (1bit)
QPSK BPSK (1bit)
16-QAM (4bits) QPSK (2bits)
64-QAM (6bits) QPSK (2bits)
송신 측(예를 들어, 기지국)은 상기 표 2 및 상기 표 3 중 어느 하나를 수신측(예를 들어, 단말)로 지시해 줄 수 있다. 또는, 상기 표 2 및 상기 표 3은 사전에 송신 측과 수신 측이 공유하고 있을 수 있으며, 송신 측이 DCI 혹은 RRC 시그널링으로 상기 표 2 중 임의의 PDSCH의 변조 방식 혹은 표 3 중에서 임의의 PDSCH 변조 방식을 지정하면, 수신 측은 표 2 혹은 표 3에 기초하여 PCRS의 변조 방식을 암시적으로 알 수도 있다.
실시예 4
송신 측은 PCRS의 파워를 특정 값만큼 부스팅(boosting) 한다. 그리고, 송신측은 상기 특정 값을 DCI 혹은 RRC 시그널링으로 수신 측으로 시그널링해 줄 수 있다. 상기 도 11에서 모든 성상 포인트(constellation point)들의 크기는 같지 않다. 만약 하나의 동일 OFDM 심볼에 정의된 모든 PCRS가 낮은 크기의 성상 포인트들로 맵핑된다면, 추정 성능은 감소하게 된다. 상기 추정 성능 감소를 최소화하기 위해, 송신 측은 PCRS의 전송 파워를 부스팅하고, 부스팅된 PCRS의 파워 값 혹은 파워 레벨을 DCI 혹은 RRC을 통해 수신 측에 시그널링할 수 있다.
그러나, 상기 PCRS의 전력을 부스팅하는 것만으로는 성능이 보장되지 않을 수 있다. 이 경우, 송신 측은 변조 방식 혹은 변조 차수를 Restricted M-QAM 대신에 QPSK 만을 사용할 수 있다. 즉, 표 2이 아닌 표 3에서의 PDSCH의 변조 방식 혹은 PDSCH의 변조 방식을 고려하여 직접 PCRS의 변조 방식을 지시할 수 있다.
실시예 5
도 13은 Restricted 16-QAM의 성상 포인트들의 예시한 도면이다.
Restricted 16-QAM의 경우, 도 13에서 b2와 c2의 위치는, 16-QAM의 최소 거리(minimum distance)로 결정한다.
1. Motivation
만약 restricted 16-QAM 이 16-QAM의 성상(constellation)을 그대로 이용하는 경우, b2와 c2의 파워는 각각 0.2 및 1.8이 된다. 따라서, PCRS에 선택된 데이터가 모두 b2을 갖는 경우, 성능 열화를 가져 온다.
한편, restricted 16-QAM은 일부 포인트들을 이용하지 않으므로, b2와 c2의 거리는 16-QAM의 최소 거리(dmin)를 기준으로 수정될 수 있다. 즉, b2와 c2의 거리를 16-QAM의 최소 거리(dmin) 기준으로 축소할 경우, b2의 파워는 향상된다. 참고로, b2의 파워가 커지는 경우, b1와 b2의 거리는 기존보다 커지게 된다.
2. Derivation
1) b2와 c2의 위치를 각각 {x,x}, {y,y}라고 하면, 평균 파워(average power) 관점에서, x2 + y2 = 1 이다.
2) b2와 c2의 거리는 16 QAM의 최소 거리(dmin)으로 맞추면, (y-x)2 + (y-x)2 = dmin 2 = 0.4이다.
상기 1) 및 2)의 조건을 만족하는 x, y는 각각 1/sqrt(5), 2/sqrt(5) 이다.
3. 성능 확인
1) b2의 파워는 2/5 이므로, 10log10(0.4) = -4dB 임 (Worst case에 해당함)
- 기존 성상(constellation)에서의 파워는 1/5이다. 즉, 제안된 성상을 이용하면 3dB 향상 시킬 수 있다.
2) 실시예 4에 기초하여, 3dB 부스팅을 해주면, QPSK와 비교하여 -1dB 열화 될 수 있다.
결론적으로, b2 및 c2 좌표 : b2 = (1/sqrt(5), 1/sqrt(5)), c2 = (2/sqrt(5), 2/sqrt(5))가 될 수 있다.
도 14는 Restricted 16-QAM의 성상(Constellation)의 일 예를 도시한 도면이다.
도 14의 (B)는 본 발명에서 제안하는 restricted 16-QAM의 성상을 도시한다. (A)와 (B)을 비교하면, b2는 바깥쪽으로 이동하고, c2는 안쪽으로 이동함을 확인할 수 있다. 결과적으로, b2의 파워를 개선함으로써, worst case에서 PCRS의 성능 열화를 완화 시킬 수 있다.
실시예 6
0에서 파워 부스팅 시, b2와 c2 간의 위치는, 상기 파워 부스팅 및 16-QAM의 최소 거리를 이용하여 결정한다.
도 14의 (B)을 유지한 채, 파워 부스팅을 하게 되는 경우, b2과 c2 간의 거리 역시 커지게 된다. 따라서, 상기 거리를 파워 부스팅과 무관하게 16-QAM의 최소 거리와 동일하게 유지시키는 경우, b2의 파워를 더욱 개선시킬 수 있다.
일 예로서, 파워 부스팅을 3dB 허용한다는 가정하에서, 아래와 같은 해결책을 유도할 수 있다.
1) b2와 c2의 위치를 각각 {x,x}, {y,y}라고 하면, 평균 파워 관점에서, x2 + y2 = 2이다.
2) b2와 c2의 거리는 16 QAM의 최소 거리로 맞추면, (y-x)2 + (y-x)2 = 최소 거리의 제곱(dmin 2) = 0.4이다.
상기 실시예 6의 1) 및 2)의 조건을 만족하는 x, y는 각각
Figure PCTKR2017006503-appb-I000002
임. 이러한 실시예 6의 1) 및 2)의 조건을 만족하는 경우는 도 15와 같이 나타낼 수 있다.
도 15는 본 발명에서 제안하는 3dB 파워 부스팅한 경우의 Restricted 16-QAM의 성상(Constellation)의 일 예를 도시한 도면이다.
도 15와 같이 3dB 파워 부스팅한 경우의 Restricted 16-QAM의 성상(Constellation)의 일 예에 따른 성능을 확인해 보면 1) b2의 파워는 1.1282이어서 10log10(1.1282) = 0.5239 dB가 된다 (Worst case). 2) 도 14의 성상을 이용하여 3dB 파워 부스팅하는 경우, 여전히 -1dB 성능 열화가 있는데, 도 15의 성상을 이용하는 경우, 오히려 0.52 dB의 성능 향상을 기대할 수 있다.
이상에서 다양한 실시예들을 설명하였고, 설명의 편의를 위해 구분하여 기술하였으나, 이들 실시예들은 결합하여 실시될 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
무선통신 시스템에서 참조신호를 전송 및 수신하는 방법과 이를 위한 장치는 3GPP LTE/LTE-A, 5G 시스템 등 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 적용이 가능하다.

Claims (18)

  1. 무선통신 시스템에서 기지국이 참조신호를 전송하는 방법에 있어서,
    시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 단말로 전송하는 단계; 및
    상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하는, 참조신호 전송 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 참조신호의 변조 방식은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared CHannel, PDSCH) 변조 방식에 의존하여 결정되는, 참조신호 전송 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 참조신호는 상기 참조신호 파워가 소정 값 만큼 부스팅하여 전송되는, 참조신호 전송 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 단말에게 상기 소정 값에 대한 정보를 전송하는 단계를 더 포함하는, 참조신호 전송 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 참조신호는 n bit의 정보를 포함하여 전송되며 상기 n 값은 상기 참조신호의 변조 방식에 의해 결정되는, 참조 신호 전송 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 참조신호는 상기 시간 도메인에서 front loaded DMRS 심볼 다음 복수의 심볼 상에서 연속적으로 전송되는, 참조신호 전송 방법.
  7. 제 2항에 있어서,
    상기 PDSCH의 변조 방식이 16-QAM (16-Quadrature Amplitude Modulation) 이면 상기 참조신호의 변조 방식은 성상 간의 최소 위상 차가 π/2를 유지하는 16-QAM 으로 결정되는, 참조신호 전송 방법.
  8. 제 2항에 있어서,
    상기 PDSCH의 변조 방식이 64-QAM (64-Quadrature Amplitude Modulation) 이면 상기 참조신호의 변조 방식은 성상 간의 최소 위상 차가 π/2를 유지하는 64-QAM 으로 결정되는, 참조신호 전송 방법.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 참조신호의 변조 방식에 대한 정보는 하향링크 제어 정보(DCI) 또는 MAC-CE 또는 무선 자원 제어(RRC) 시그널링을 통해 전송되는, 참조신호 전송 방법.
  10. 무선통신 시스템에서 단말이 참조신호를 수신하는 방법에 있어서,
    시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 및
    상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는, 참조신호 수신 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 참조신호의 변조 방식은 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Shared CHannel, PDSCH)의 변조 방식에 의존하여 결정되는, 참조신호 수신 방법.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 참조신호 파워가 부스팅된 소정 값에 대한 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는, 참조신호 수신 방법.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 소정 값만큼 부스팅되어 전송되는 참조신호를 수신하는, 참조신호 수신 방법.
  14. 제 10항에 있어서,
    상기 참조신호를 상기 시간 도메인에서 front loaded DMRS 심볼 다음 복수의 심볼 상에서 연속적으로 수신하는, 참조신호 수신 방법.
  15. 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송하기 위한 기지국에 있어서,
    송신기; 및
    프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 송신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 단말로 전송하고, 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 단말로 전송하도록 제어하는, 기지국.
  16. 무선통신 시스템에서 참조신호를 수신하기 위한 단말에 있어서,
    수신기; 및
    프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 수신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하고, 상기 변조 방식이 적용된 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로부터 수신하도록 제어하는, 단말.
  17. 무선통신 시스템에서 단말이 참조신호를 전송하는 방법에 있어서,
    시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하는 단계; 및
    상기 변조 방식에 대한 정보에 기초하여 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는, 참조신호 전송 방법.
  18. 무선통신 시스템에서 참조신호를 전송하기 위한 단말에 있어서,
    수신기;
    송신기; 및
    프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는 상기 수신기가 시간 도메인 상에서 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호의 변조 방식에 대한 정보를 기지국으로부터 수신하도록 제어하고, 상기 송신기가 상기 변조 방식에 대한 정보에 기초하여 상기 심볼 간 위상 차를 추정하기 위한 참조신호를 상기 기지국으로 전송하도록 제어하는, 단말.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019184565A1 (zh) * 2018-03-29 2019-10-03 北京展讯高科通信技术有限公司 物理下行共享信道接收及其时域资源指示方法、装置、存储介质、基站、终端

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115622674A (zh) * 2017-02-07 2023-01-17 中兴通讯股份有限公司 一种相位噪声导频的配置、确定方法及装置
TWI741135B (zh) 2017-03-08 2021-10-01 美商松下電器（美國）知識產權公司 發送裝置、接收裝置、發送方法、接收方法及積體電路
US11418372B1 (en) 2021-06-14 2022-08-16 Ultralogic 6G, Llc Low-complexity demodulation of 5G and 6G messages
US11637649B2 (en) * 2022-09-06 2023-04-25 Ultralogic 6G, Llc Phase-noise mitigation at high frequencies in 5G and 6G

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150257132A1 (en) * 2012-09-27 2015-09-10 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting or receiving reference signal in wireless communication system
US20150280841A1 (en) * 2014-03-28 2015-10-01 Olympus Corporation Frequency and phase offset compensation of modulated signals with symbol timing recovery
US20160134402A1 (en) * 2014-10-29 2016-05-12 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for receiving reference signal in wireless communication system

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5687524B2 (ja) * 2011-03-01 2015-03-18 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路
US9402253B2 (en) * 2012-08-01 2016-07-26 Lg Electronics Inc. Method for signaling control information, and apparatus therefor
WO2017201273A1 (en) * 2016-05-19 2017-11-23 Intel IP Corporation Subframe structure for discrete fourier transform (dft) spread orthogonal frequency division multiplexing (s-ofdm) waveforms

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150257132A1 (en) * 2012-09-27 2015-09-10 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting or receiving reference signal in wireless communication system
US20150280841A1 (en) * 2014-03-28 2015-10-01 Olympus Corporation Frequency and phase offset compensation of modulated signals with symbol timing recovery
US20160134402A1 (en) * 2014-10-29 2016-05-12 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for receiving reference signal in wireless communication system

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CISCO ET AL.: "Verizon 5G TF; Air Interface Working Group; Verizon 5th Generation Radio Access; Physical Layer Procedures (Release 1", TS V5G.213 V1.0, 24 June 2016 (2016-06-24) *
LG ELECTRONICS: "Reference Signals for sPDSCH Demodulation", R1-162505, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #84BIS, 2 April 2016 (2016-04-02), Busan, Korea, XP051080241 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019184565A1 (zh) * 2018-03-29 2019-10-03 北京展讯高科通信技术有限公司 物理下行共享信道接收及其时域资源指示方法、装置、存储介质、基站、终端
US11729760B2 (en) 2018-03-29 2023-08-15 Beijing Spreadtrum Hi-Tech Communications Technology Co., Ltd. Physical downlink shared channel receiving and time domain resource indicating method, device, storage medium, base station, and terminal

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