WO2017188181A1 - 無線通信システム - Google Patents

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WO2017188181A1
WO2017188181A1 PCT/JP2017/016192 JP2017016192W WO2017188181A1 WO 2017188181 A1 WO2017188181 A1 WO 2017188181A1 JP 2017016192 W JP2017016192 W JP 2017016192W WO 2017188181 A1 WO2017188181 A1 WO 2017188181A1
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subcarrier
frequency
data string
processing unit
signal
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PCT/JP2017/016192
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三次　仁
祐貴 五十嵐
市川　晴久
佑介 川喜田
江川　潔
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株式会社共和電業
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Publication date
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    • H04L7/0331—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop with a digital phase-locked loop [PLL] processing binary samples, e.g. add/subtract logic for correction of receiver clock
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    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system using a plurality of wireless tags.
  • CDMA code division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • Patent Document 1 discloses a receiving apparatus and a receiving method that can reduce the influence of an interference signal while suppressing an increase in circuit scale and processing time.
  • TDMA, FDMA, and CDMA using burst transmission are used in order to substantially realize simultaneous communication from a plurality of terminals.
  • Burst transmission is not suitable in terms of high-speed clock, clock synchronization, and data storage in a wireless tag that aims to be small and inexpensive by simplifying the circuit scale.
  • a channel filter capable of changing the carrier channel is required on the radio tag side, and in particular, it is difficult to realize in a passive radio tag using radio wave reflection or load modulation.
  • CDMA in addition to the need to provide a spreading code, a near / far problem occurs, so that it is necessary to perform power control on the wireless tag side. This is also difficult to realize with inexpensive wireless tags, particularly passive wireless tags using reflection. Therefore, in the conventional RFID tag system, TDMA that does not use burst transmission is used. Timing is supplied from a receiving device (reader / writer).
  • An object of the present invention is to solve this problem and to provide a wireless communication system that enables simultaneous transmission from a wireless tag from which interference due to multiple access is removed while using many low-cost wireless terminals.
  • a wireless communication system of the present invention generates a subcarrier generated by superimposing a carrier wave source that generates an unmodulated carrier wave and a subcarrier wave having a predetermined frequency for each terminal. And a plurality of passive terminals that modulate back signals with a predetermined modulation scheme and transmit backscattered waves (backscatter). Then, a plurality of backscatters transmitted from the plurality of passive terminals are received, and interference components between the backscatters are sequentially removed to demodulate a signal source signal in each passive terminal. Equipped with a machine.
  • the receiver converts the received radio wave into a processing frequency, and then performs orthogonal transform to generate a finite-length data sequence having an I component and a Q component, and phase noise of the carrier wave after A / D conversion and A first band having a high-pass filter that removes a bias component of the signal and selectively passing a subcarrier frequency included in the finite-length data sequence after passing through the high-pass filter to form a first subcarrier data sequence A pass filter, and a second band pass filter that selectively passes a frequency of a subcarrier different from the first band pass filter to form a second subcarrier data string.
  • a Hilbert transform processing unit that generates an analysis data sequence that performs Hilbert transform and does not perform zero crossing, and estimates the phase delay of the carrier included in the subcarrier data sequence.
  • a carrier phase estimation unit for obtaining a carrier phase difference
  • a PLL processing unit for generating an angle data sequence from the analysis data sequence and the carrier phase difference.
  • an angle multiplication processing unit for multiplying the angle data string by a desired odd multiplication number to obtain a multiplied angle data string, an amplitude adjustment value extracted from the multiplied angle data string and the analysis data string, and a carrier phase difference
  • An inverse Hilbert transform processing unit that obtains an odd-multiplied harmonic data sequence that undergoes projective transformation and zero crossing, and an interference removal processing unit that subtracts the odd-multiplied harmonic data sequence from the second subcarrier data sequence are provided.
  • wireless communications system which concerns on this embodiment. It is a block diagram which shows the hardware constitutions of a sensor terminal. It is a block diagram which shows the hardware constitutions of an interrogator. It is a block diagram of IQ conversion part. It is a block diagram which shows the hardware constitutions of a software receiving part. It is a block diagram which shows the software function of a software receiving part in a bird's-eye view. It is a block diagram which shows the software function of a software receiving part in detail. It is a graph of the frequency domain which performed the Fourier analysis to the electromagnetic wave transmitted from a sensor terminal. It is a schematic diagram explaining a spurious.
  • the radio wave received by the receiver that is, the IQ plan view of the subcarrier data sequence, the IQ plan view of the analysis data sequence obtained by performing the Hilbert transform on the subcarrier data sequence in consideration of the carrier phase difference ⁇ , It is IQ plane view which shows the multiplication angle data sequence which tripled the frequency, and the odd multiplication harmonic data sequence which carried out the inverse Hilbert transform of the multiplication angle data sequence.
  • 6 is a waveform graph of the demodulation method according to the present embodiment, in which an experimental sensor terminal is manufactured, demodulated, and compared with an original signal.
  • the waveform diagram which shows the waveform before performing the interference removal which concerns on this invention of the signal received by the wireless connection from three sensors, the waveform diagram which shows the waveform after performing the interference removal which concerns on this invention, and three sensors
  • this embodiment An outline of an embodiment of the present invention (hereinafter referred to as “this embodiment”) will be described.
  • the present invention is an improvement of the embodiment described in Japanese Patent Application No. 2014-207279 (hereinafter abbreviated as “prior application”) in which the inventor is partly the same.
  • a wireless communication system using a multiple subcarrier multiple access (MSMA) system was verified at the laboratory level and the invention was completed.
  • verification is performed in a more practical dimension, and the invention of the prior application is developed to a practical level and completed.
  • a specific difference from the prior application invention in the present embodiment resides in the successive interference canceling unit constituting the software receiver and its peripheral part.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing an overall configuration of a wireless communication system 101 according to the present embodiment.
  • a first sensor terminal 102a, a second sensor terminal 102b,..., An nth sensor terminal 102n are attached to a measurement target such as a large structure such as an aircraft body or a tunnel (not shown).
  • a measurement target such as a large structure such as an aircraft body or a tunnel (not shown).
  • an interrogator 103 and a receiver 104 are provided in the vicinity of these sensor terminals 102.
  • the receiver 104 includes an IQ conversion unit 105 and a software reception unit 107.
  • the interrogator 103 is connected to the software receiving unit 107 through the network 106.
  • the sensor terminal 102 is a wireless tag using a well-known backscatter (load modulation) equipped with an acceleration sensor and an analog modulation circuit.
  • the analog modulation circuit is a known phase modulator in which, for example, a varicap is connected in parallel in addition to a coil and a capacitor. In this phase modulator, a phase modulation is applied to a carrier wave by applying an output voltage of an acceleration sensor to a varicap.
  • the interrogator 103 also called a reader / writer, has a function of performing bidirectional wireless data communication with the sensor terminal 102 and a function of transmitting an unmodulated wave.
  • the first sensor terminal 102a, the second sensor terminal 102b,..., The n-th sensor terminal 102n perform predetermined communication with the interrogator 103 and then detect unmodulated waves transmitted from the interrogator 103. Transmits (reflects) a radio wave modulated by a backscatter.
  • the receiver 104 receives radio waves transmitted from the plurality of sensor terminals 102 and demodulates the signals of the respective sensors through arithmetic processing.
  • the interrogator 103 performs bidirectional communication for assigning a unique subcarrier frequency to the plurality of sensor terminals 102, and transmits a sensor terminal list created as a result to the receiver 104 through the network 106.
  • the receiver 104 analyzes the received data 210 based on the sensor terminal list and performs demodulation processing.
  • the wireless communication system 101 largely executes two wireless communication procedures.
  • the interrogator 103 individually performs wireless data communication with each sensor terminal 102 before receiving the measurement signal from the sensor terminal 102 at the same time.
  • the interrogator 103 assigns a unique subcarrier frequency to each sensor terminal 102.
  • the interrogator 103 creates a sensor terminal list describing the relationship between the sensor terminal 102 and the subcarrier frequency, and transfers the list to the receiver 104.
  • the interrogator 103 emits an unmodulated carrier wave.
  • Each sensor terminal 102 superimposes a subcarrier modulated by the signal of the built-in acceleration sensor on this unmodulated wave, and returns it to the receiver 104 by a backscatter.
  • the interrogator 103 functions as a carrier wave source.
  • the receiver 104 receives a reception signal including a plurality of backscatters received simultaneously from each sensor terminal 102 and converts the received signal into a finite-length data string. Since this finite-length data string includes reception signals that are simultaneously received from the sensor terminals 102, interference signals other than the reception signals that are originally desired to be demodulated are included. In view of this, the software receiving unit 107 described later performs demodulation processing on a target received signal while sequentially removing interference components from the finite-length data string.
  • processing performed by the receiver 104 to sequentially remove interference components from the received signal is referred to as “sequential interference removal”.
  • the sensor terminal list is a list in which the modulation scheme set for each sensor terminal 102, the subcarrier frequency, and the demodulation order determined based on the intensity of the radio wave received by the receiver 104 and the subcarrier frequency are described.
  • This sensor terminal list includes a terminal ID field in which a terminal ID for uniquely identifying the sensor terminal 102 is stored, a modulation method field in which a modulation method set in the sensor terminal 102 is stored, and a subcarrier frequency set in the sensor terminal 102. It consists of a subcarrier frequency field to be stored and a demodulation order field in which the demodulation order of the sensor terminal 102 is stored.
  • the sensor terminal 102 can adopt any analog modulation method as a modulation method.
  • analog modulation amplitude modulation (AM), frequency modulation (FM), phase modulation (PM), pulse width modulation (PWM), or the like can be used.
  • AM amplitude modulation
  • FM frequency modulation
  • PM phase modulation
  • PWM pulse width modulation
  • the pulse width modulation is out of the category of analog modulation, but from the viewpoint that an analog signal can be modulated as it is without being converted into digital data by an A / D converter, a modulation method that can be used in the present embodiment. Is included.
  • the modulation method field in the sensor terminal list becomes unnecessary.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the sensor terminal 102.
  • the sensor terminal 102 includes a power supply unit 202 that converts electric power of radio waves received from the antenna 201 into circuit driving power instead of having an independent power supply such as a battery. Therefore, the sensor terminal 102 is a passive terminal.
  • a modulation unit 203, an SPDT (Single Pole Double Throw) switch 204, and a control unit 205 are connected to the antenna 201.
  • the SPDT switch 204 switches and connects the open end 204a and the short-circuited end 204b to the antenna 201 by a rectangular wave signal (subcarrier) output from the subcarrier source 206.
  • the SPDT switch 204 changes the impedance of the antenna 201 in the subcarrier period. Then, the subcarrier is superimposed on the unmodulated wave reflected wave obtained from the antenna 201.
  • the frequency of the subcarrier generated by the subcarrier source 206 is determined by the control unit 205 controlling the subcarrier source 206. That is, the control unit 205 stores the frequency instructed from the interrogator 103 when communicating with the interrogator 103 in the first procedure. Then, in the second procedure, the subcarrier source 206 is controlled so that the subcarrier having the stored frequency is generated.
  • a sensor 207 as a signal source is connected to the modulation unit 203.
  • the sensor 207 is a sensor that outputs an AC signal, such as an acceleration sensor.
  • the modulation unit 203 performs modulation such as phase modulation (PM), frequency modulation (FM), and pulse width modulation on the subcarrier according to the signal from the sensor 207.
  • the sensor terminal 102 superimposes a subcarrier on the unmodulated wave transmitted from the interrogator 103 which is an unmodulated wave source, and further, a well-known backscatter (load modulation) is applied to the subcarrier. ).
  • a reflected wave in which phase modulation, frequency modulation, or pulse width modulation is applied to the subcarrier by the signal of the sensor 207 is transmitted from the antenna 201.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a hardware configuration of the interrogator 103.
  • the radio wave received from the antenna 301 is converted into a low-frequency signal through the local oscillator 302, the mixer 303, and the LPF 304.
  • This signal is supplied to the demodulator 305, demodulated, converted into digital data by an A / D converter 306, and supplied to a controller 307 made of a microcomputer.
  • the control unit 307 interprets the information of the sensor terminal 102 included in the digital data and generates a command for the sensor terminal 102.
  • the digital data constituting this command is converted into an analog signal by the D / A converter 308, and then the carrier wave emitted from the carrier source 310 is modulated by the modulation unit 309.
  • the control unit 307 recognizes all the sensor terminals 102 existing within a communicable range by interactive processing with the sensor terminals 102, and then assigns a subcarrier of a unique frequency to the sensor terminals 102. Then, the control unit 307 creates a sensor terminal list 311 that lists the correspondences between the sensor terminals 102 and the subcarriers, and transmits the sensor terminal list 311 to the receiver 104 via the network 106. That is, the interrogator 103 has a function of transmitting a control command for assigning a unique subcarrier to each sensor terminal 102 to each sensor terminal 102.
  • FIG. 4 is a block diagram of the IQ conversion unit 105.
  • the IQ conversion unit 105 extracts the radio wave received from the antenna 401 by the tuning circuit 402 and then amplifies it by the RF amplifier 403.
  • the high frequency signal amplified by the RF amplifier 403 is input to the first mixer 404 and the second mixer 405.
  • the first mixer 404 receives a local signal output from the local oscillator 406 and having a frequency slightly lower than the frequency of the radio wave.
  • the second mixer 405 receives a signal whose local signal is shifted by 90 ° by a 90 ° phase shifter 407.
  • the first mixer 404 integrates the RF signal from the RF amplifier 403 and the local signal from the local oscillator 406, and supplies a frequency signal of the frequency difference to a first low-pass filter (hereinafter “LPF”) 408.
  • the first LPF 408 outputs an I signal obtained by subtracting the frequency of the local oscillation signal transmitted from the local oscillator 406 from the frequency of the radio wave received by the antenna 401.
  • the second mixer 405 integrates the RF signal from the RF amplifier 403 and the signal generated by shifting the local oscillation signal by 90 ° by the phase shifter 407, and supplies the frequency signal of the frequency difference to the second LPF 409. To do.
  • the second LPF 409 outputs a Q signal obtained by subtracting a frequency obtained by shifting the local oscillation signal by 90 ° from the frequency of the radio wave received by the antenna 401. That is, the local oscillator 406, the first mixer 404, the 90 ° phase shifter 407, the second mixer 405, the first LPF 408, and the second LPF 409 constitute a well-known quadrature detection circuit (quadrature mixer).
  • the I signal and the Q signal are converted into digital data by the A / D converter 410 and output to the software receiving unit 107.
  • the IQ conversion unit 105 has a down converter using a quadrature detection circuit and an A / D conversion function by the A / D converter 410.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the software receiving unit 107.
  • the software receiving unit 107 includes a computer such as a well-known personal computer, and is connected to a bus 507, a CPU 501, a ROM 502, a RAM 503, a display unit 504 such as a liquid crystal display, an operation unit 505 such as a keyboard and a mouse, and a nonvolatile storage such as a hard disk device. 506.
  • a NIC (Network Interface Card) 508 for communicating with the interrogator 103 and the IQ conversion unit 105 is connected to the bus 507. That is, the entity of the software receiving unit 107 is a general computer, and the computer realizes a function as the software receiving unit 107 by executing a program stored in the nonvolatile storage 506.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an overview of the software functions of the software receiving unit 107.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing the software function of the software receiving unit 107 in more detail.
  • FIG. 6 shows the software function from a bird's eye view, whereas FIG. 7 explicitly shows the form of data generated in the middle of FIG.
  • Received data including I data and Q data received from the IQ conversion unit 105 is classified as a finite-length data string 601 to be processed and temporarily stored in the RAM 503 (see FIG. 5).
  • the finite-length data string 601 composed of I data and Q data is first removed from the DC offset component by a high-pass filter (hereinafter “HPF”) 602.
  • HPF high-pass filter
  • a subcarrier data string 701a composed of a target subcarrier component is then extracted by a band pass filter (hereinafter referred to as “BPF”).
  • BPF band pass filter
  • the primary BPF 603a (abbreviated as “BPF1” in FIG. 6) is a frequency component that is one time the subcarrier from the finite-length data string 601
  • the third-order BPF 603b (abbreviated as “BPF3” in FIG. 6) is subordinate from the finite-length data string 601.
  • the frequency component three times the carrier wave and the fifth-order BPF 603c (abbreviated as “BPF5” in FIG.
  • BPF7 the seventh-order BPF 603d
  • BPF9 the ninth-order BPF 603 e
  • a BPF having a center frequency of a harmonic component (spurious) that is an odd multiple of the subcarrier is provided by the input / output control unit 604.
  • the primary BPF 603a, the third BPF 603b, the fifth BPF 603c, the seventh BPF 603d, and the ninth BPF 603e are abbreviated as BPF 603 when not distinguished.
  • the input / output control unit 604 stores the above-described sensor terminal in which the modulation method, subcarrier frequency, and demodulation order determined based on the received radio wave intensity and subcarrier frequency set in each sensor terminal 102 are stored.
  • the list 311 is read.
  • the input / output control unit 604 sets the BPF 603 corresponding to the number of sensor terminals 102 described in the sensor terminal list 311 and the set subcarrier frequency.
  • the sensor terminal 102 superimposes a subcarrier set in advance by the interrogator 103 in the first procedure on the unmodulated wave transmitted by the interrogator 103 which is an unmodulated wave source in the second procedure.
  • the frequency of the subcarrier uniquely assigned to the plurality of sensor terminals 102 is considered so that the sensor terminal 102 to which the subcarrier of the lowest frequency is set is located closest to the receiver 104. . This is because the radio wave based on the lowest frequency subcarrier is the interfering radio wave that must be removed first.
  • FIG. 8 is a frequency domain graph obtained by performing Fourier analysis on the radio wave transmitted from the sensor terminal 102.
  • the horizontal axis is frequency
  • the vertical axis is signal component intensity.
  • the frequency of the unmodulated wave that is, the frequency of the carrier wave is 915 MHz
  • the frequency of the subcarrier wave (subcarrier) is 20 kHz.
  • the lowest frequency among the subcarriers used in the sensor terminal 102 is referred to as the lowest subcarrier frequency. In the present embodiment, the description will be made assuming that the lowest subcarrier frequency is 20 kHz.
  • FIG. 9 is a schematic diagram for explaining spurious.
  • This schematic diagram schematically shows the frequency domain graph of the sub-carrier component obtained by performing Fourier analysis on the radio wave transmitted from the sensor terminal 102 shown in FIG.
  • the numbers on the horizontal axis are the multiples of the subcarrier frequency. For example, when the lowest subcarrier frequency is 20 kHz, 20 kHz if the multiplication number is 1, 40 kHz if the multiplication number is 2, 60 kHz if the multiplication number is 3. That is, the frequency of the subcarrier set in the sensor terminal 102 is a number obtained by multiplying the lowest subcarrier frequency by a natural number. Also, the number written at the apex of each subcarrier frequency component indicates the number of spurious components that cause interference.
  • phase modulation or frequency modulation is mainly used. Since the modulation method of the modulation unit 203 is an odd function, an odd multiple of the subcarrier frequency becomes a spurious component and is mixed in the received radio wave signal.
  • the number of interference spurious is one. Since this frequency is an odd multiple of the subcarrier frequency, it is subject to successive interference cancellation.
  • the interference spurious number is one. This frequency is three times the double subcarrier frequency. However, since this frequency is an even multiple (6 times) of the subcarrier frequency, it is not subject to successive interference cancellation.
  • the subcarrier frequency multiplication number is 8, the number of interference spurious is zero. Since this frequency is an even multiple of the subcarrier frequency, it is not subject to successive interference cancellation.
  • the number of interference spurious signals is 2. It is a piece. Since this frequency is an odd multiple of the subcarrier frequency, it is subject to successive interference cancellation.
  • the radio wave emitted from the sensor terminal 102 in which the subcarrier having the odd multiple of the minimum subcarrier frequency is set is subjected to spurious interference caused by the smaller odd frequency.
  • the interference component is sequentially removed from the finite-length data string 601 including the interference component.
  • the subcarrier frequency multiplication number is 3, 5, and 7, the number of interference spurs is 1, so that an interference signal that is three times, five times, seven times the frequency is artificially created from the signal of the lowest subcarrier frequency. Then, these are subtracted from each base signal and removed.
  • the subcarrier frequency multiplication number is 9, the number of interference spurs is 2. Therefore, first, an interference signal obtained by multiplying the lowest subcarrier frequency signal by 9 times is artificially generated, and a signal based on the interference signal is generated. Is subtracted and removed to create an intermediate interference cancellation signal. Next, an interference signal in which the frequency is tripled is generated from a signal that is three times the lowest subcarrier frequency, and this is removed by subtracting it from the intermediate interference cancellation signal. obtain.
  • an interference signal obtained by multiplying the frequency by 27 times from the lowest subcarrier frequency is created in a pseudo manner, and similarly, the first interference removal signal is created by removing it from the base signal. To do.
  • an interference signal in which the frequency is multiplied by 9 is pseudo-created from a signal of 3 times the lowest subcarrier frequency, and is removed from the first interference removal signal to create a second interference removal signal.
  • an interference signal in which the frequency is tripled is generated from a signal of 9 times the lowest subcarrier frequency and is removed from the second interference cancellation signal to obtain a final interference cancellation signal.
  • an interference signal obtained by multiplying the frequency by 45 times from the lowest sub-carrier frequency is artificially created and removed from the base signal to create a first interference removal signal.
  • an interference signal obtained by multiplying the frequency of the lowest subcarrier frequency by 15 is pseudo-created and removed from the first interference removal signal to create a second interference removal signal.
  • an interference signal obtained by multiplying the frequency of the lowest subcarrier frequency by 9 times is artificially created and removed from the second interference cancellation signal to obtain a third interference cancellation signal.
  • an interference signal in which the frequency is multiplied by 5 is pseudo-created from a signal 9 times the lowest subcarrier frequency and is removed from the third interference cancellation signal to obtain a fourth interference cancellation signal.
  • an interference signal in which the frequency is tripled is generated from a signal 15 times the lowest subcarrier frequency and is removed from the fourth interference cancellation signal to obtain a final interference cancellation signal. That is, successive interference cancellation refers to interference lower than the frequency of the subcarrier to be demodulated, such as an odd multiple of the lowest subcarrier frequency, an odd multiple of the odd subcarrier frequency, or the like for the subcarrier data to be demodulated.
  • the lowest frequency components to the higher frequency components are sequentially removed.
  • FIG. 6 is a diagram showing the software functions from a bird's-eye view
  • FIG. 7 is a block diagram showing the same functions in FIG. 6 and FIG.
  • the primary BPF 603a is provided to obtain a subcarrier data sequence 701a obtained by extracting only the target subcarrier component from the finite length data sequence 601 as the first stage of the successive interference cancellation described above.
  • the subcarrier data sequence 701 a output from the primary BPF 603 a is supplied to an analysis data conversion unit 607 including a Hilbert transform processing unit 605 and a carrier phase estimation unit 606.
  • the Hilbert transform processing unit 605 is abbreviated as “H” and the carrier phase estimation unit 606 is abbreviated as “ ⁇ ” for the sake of space.
  • the Hilbert transform processing unit 605 performs a well-known Hilbert transform calculation process on the subcarrier data sequence 701a that is I data and Q data of the subcarrier component, and converts the data into an analysis data sequence 702a having I data and Q data.
  • the carrier phase estimation unit 606 performs regression analysis using a known recursive least square method on the subcarrier data sequence 701a which is I data and Q data of the subcarrier component, and calculates a carrier phase difference ⁇ 703 which is a phase delay of the carrier wave.
  • the phase delay of the carrier wave is a phase delay generated in the carrier wave component of the radio wave transmitted from the interrogator 103, reflected by the sensor terminal 102, and received by the receiver 104. That is, the phase delay depends on the length of the radio wave path when the interrogator 103 reaches the receiver 104 via the sensor terminal 102.
  • the analysis data string 702a having I data and Q data output from the Hilbert transform processing unit 605 is supplied to the demodulation processing unit 608a.
  • the demodulation processing corresponding to the primary BPF 603a is performed by the demodulation processing unit 608a
  • the demodulation processing corresponding to the third order BPF 603b is performed by the demodulation processing unit 608b
  • the demodulation processing corresponding to the fifth order BPF 603c is performed by the demodulation processing unit 608c.
  • Demodulation processing corresponding to the next BPF 603d is performed by the demodulation processing unit 608d
  • demodulation processing corresponding to the ninth BPF 603e is performed by the demodulation processing unit 608e.
  • the demodulation processing units 608a, 608b, 608c, 608d, and 608e are referred to as the demodulation processing unit 608.
  • the demodulation processing unit 608a performs a demodulation process corresponding to the modulation scheme applied to the subcarrier on the analysis data string 702a to generate a demodulated data string 609a.
  • the demodulated data string 609a is a sensor signal component placed on the lowest subcarrier frequency without performing successive interference cancellation.
  • the analysis data string 702a is also supplied to the rotation calculation unit 704 together with the carrier phase difference ⁇ 703 output from the carrier phase estimation unit 606.
  • the block after this rotation calculating part 704 shows the flow of the data used for successive interference removal.
  • the demodulated data sequence 609b output from the demodulation processing unit 608b, the demodulated data sequence 609c output from the demodulation processing unit 608c, the demodulated data sequence 609d output from the demodulation processing unit 608d, and the demodulation processing unit 608e are output.
  • the demodulated data string 609a, demodulated data string 609b, demodulated data string 609c, demodulated data string 609d, and demodulated data string 609e are referred to as demodulated data string 609 when not particularly distinguished.
  • the rotation calculation unit 704 executes a matrix calculation that returns the phase by the carrier phase difference ⁇ 703 from the analysis data string 702a as a matrix calculation including a known rotation matrix. That is, the rotation calculation unit 704 returns the carrier phase difference ⁇ 703 included in the analysis data string 702a, thereby eliminating the phase delay of the analysis data string 702a, and the rotation analysis data string including the I ′ data and the Q ′ data. 705 is output.
  • the rotation analysis data string 705 is supplied to the angle calculation unit 706.
  • Angle calculation unit 706 performs a matrix operation consisting known arctangent, and outputs the angle data sequence 707 consisting of ⁇ s t + ⁇ s.
  • ⁇ s is an angular velocity
  • ⁇ is a subcarrier phase shift.
  • the rotation calculation unit 704 and the angle calculation unit 706 shown in FIG. 7 described above correspond to the PLL processing unit 610 in FIG.
  • the PLL processing unit 610 is abbreviated as “P” in FIG. 6.
  • the angle data string 707 is supplied to the angle multiplier 708.
  • the angle multiplication unit 708 multiplies the angle data string 707 by an odd multiplication number k709.
  • This odd multiplication number k709 is a multiplication number for performing successive interference cancellation, and is an odd number of 3 or more. Since the amplitude of the data sequence output from the angle multiplication unit 708 is multiplied by the odd number multiplication factor k709, the amplitude division unit 710 divides the amplitude of the data sequence by the odd number multiplication factor k709 to obtain the amplitude for the harmonic. An adjustment value is calculated.
  • the amplitude divider 710 outputs the multiplication angle data sequence 711 consisting k ⁇ s t + k ⁇ s.
  • angle multiplication unit 708 and the amplitude division unit 710 illustrated in FIG. 7 correspond to the angle multiplication processing units 611a, 611b, 611c, and 611d illustrated in FIG.
  • These angle multiplication processing units 611a, 611b, 611c, and 611d differ only in the odd multiplication number k709, and the processing contents of the angle multiplication unit 708 and the amplitude division unit 710 are the same.
  • the angle multiplication processing units 611a, 611b, 611c, and 611d are referred to as angle multiplication processing units 611 when they are not distinguished.
  • the multiplication angle data string 711 and the carrier phase difference ⁇ 703 of the carrier wave described above are supplied to the inverse Hilbert transform processing unit 612.
  • the inverse Hilbert transform processing unit 612 performs projective transformation in the angle direction in which zero crossing is performed with the carrier phase difference ⁇ 703 from the multiplied frequency data string 711 to which the amplitude adjustment value is applied, and generates an odd multiplied harmonic data string 713. That is, the inverse Hilbert transform processing unit 612 obtains a data sequence in which the carrier wave is delayed by the carrier phase difference ⁇ 703 at a frequency that is k times that of the base subcarrier data sequence 701a and similarly to the subcarrier data sequence 701a.
  • the odd-multiplied harmonic data string 713 is supplied to the interference removal processing unit 613 as an interference component to be removed from the subcarrier data string 701 having a frequency k times that of the subcarrier data string 701a as a subcarrier.
  • the third-order BPF 603b uses the finite-length data sequence 601 output from the HPF 602 as a subcarrier component of interest, and sub-frequency of k times (3 times in the case of FIG. 7) the base subcarrier data sequence 701a.
  • a subcarrier data string 701b as a carrier wave is output.
  • the subcarrier data sequence 701b includes an interference component.
  • the interference removal processing unit 613 removes the subcarrier data sequence 701b by subtracting the odd-multiplied harmonic data sequence 713 output from the inverse Hilbert transform processing unit 612 as an interference component, thereby removing the interference removal subcarrier data sequence 715. Is output.
  • the interference cancellation subcarrier data sequence 715 is supplied to the Hilbert transform processing unit 605.
  • the Hilbert transform processing unit 605 performs a Hilbert transform operation on the interference removal subcarrier data sequence 715 to generate an analysis data sequence 702b.
  • the analysis data string 702b is supplied to the demodulation processing unit 608.
  • the demodulation processing unit 608 performs demodulation processing on the analysis data string 702b to generate a demodulation data string 609b.
  • the interference cancellation subcarrier data sequence 715 is also supplied to the carrier phase estimation unit 606.
  • the analysis data string 702b is also supplied to the rotation calculation unit 704.
  • an odd number for generating the odd-numbered harmonic data string 713 is set as the odd-numbered multiplication number k709.
  • the subcarrier frequency of the subcarrier data sequence 701 to be subjected to interference cancellation is three times the base subcarrier, 3 is set to the odd multiplication number k709.
  • the subcarrier frequency of the subcarrier data sequence 701 to be subjected to interference cancellation is 5 times that of the base subcarrier, 5 is set to the odd number multiplication factor k709 of the subcarrier data sequence 701 to be subjected to interference cancellation.
  • the subcarrier frequency is 7 times the base subcarrier frequency
  • 7 is set to the odd multiplication number k709.
  • the interference component included in the subcarrier data sequence 701 is not limited to one type.
  • an interference component consisting of 9 times higher harmonics of the base subcarrier and 3 times the frequency of the base subcarrier.
  • Two types of interference components consisting of harmonics three times the frequency subcarrier are included.
  • Interference components consisting of double harmonics are included.
  • the interference component remaining through one interference removal processing unit 613 is removed twice and three times through the interference removal calculation unit 614, and the demodulation processing unit 608 obtains a demodulated data string.
  • a Hilbert transform processing unit 605 and a carrier wave phase estimation unit 606 are provided for a subcarrier data sequence 701 that needs to generate an interference component, and is different for each subcarrier data sequence 701, that is, for each sensor terminal 102.
  • the carrier phase difference ⁇ 703 is estimated.
  • the input / output control unit 604 reads the sensor terminal list 311 and sets the BPF 603 corresponding to the number of sensor terminals 102 described in the sensor terminal list 311 and the set subcarrier frequency.
  • An analysis data conversion unit 607 and an interference removal calculation unit 614 are configured corresponding to the BPF 603.
  • the odd multiplication factor k709 set in the interference cancellation calculation unit 614 has a close relationship with the center frequency of the BPF 603.
  • the actual software receiving unit 107 includes a BPF 603 that selectively passes a frequency component that is an even multiple of the subcarrier, and an interference cancellation calculation unit 614. Yes.
  • FIG. 10 is a graph schematically showing the waveform of the radio wave transmitted from the sensor terminal 102.
  • the horizontal axis is time, and the vertical axis is signal intensity.
  • a carrier wave W1001 alternately has a time zone with a large amplitude and a time zone with a small amplitude to form a rectangular wave envelope.
  • This rectangular wave envelope is a subcarrier W1002. That is, by periodically switching the SPDT switch 204 by the subcarrier source 206 of the sensor terminal 102, a rectangular wave envelope is formed in the amplitude of the carrier wave W1001, and this becomes the subcarrier wave W1002.
  • phase modulation occurs.
  • This is ⁇ in FIG.
  • the carrier wave W1001 transmitted from the interrogator 103 is reflected by the sensor terminal 102 and reaches the receiver 104, a phase delay of the carrier wave W1001 that occurs according to the length of this path occurs. 10 ⁇ , that is, the carrier phase difference ⁇ 703 shown in FIG. 7.
  • FIG. 11A is an IQ plan view of radio waves received by receiver 104, that is, subcarrier data sequence 701.
  • phase modulation or frequency modulation is developed on the IQ plane
  • a linear trajectory passing through the center of the IQ plane, such as the diameter of a circle, is drawn, as shown in FIG. 11A.
  • Radio signals go back and forth on this line over time.
  • the phase angle to and from this straight line is ⁇ s t + ⁇ s
  • the slope of this straight line is the carrier phase difference ⁇ 703 that is the phase delay of the carrier wave.
  • FIG. 11B is an IQ plan view of an analysis data sequence 702 obtained by performing Hilbert transform on the subcarrier data sequence 701 in consideration of the carrier phase difference ⁇ 703.
  • a component perpendicular to the linear locus is artificially provided to convert the linear locus into a rotation locus. This is the Hilbert transform.
  • FIG. 11C is an IQ plan view showing a multiplication angle data string 711 obtained by multiplying the frequency of the analysis data string 702 of FIG. 11B by 3 and an odd-numbered multiplication harmonic data string 713 obtained by inverse Hilbert transform of the multiplication angle data string 711.
  • the odd multiplication factor k709 is assumed to be 3.
  • FIG. 11B when the subcarrier data string 701 is converted into an analysis data string 702 indicating a rotation locus, the angle is clearly determined by the presence of the I component and the Q component. Therefore, if the angle is multiplied by an odd number, the multiplied angle data string 711 can be obtained. This is the function of the angle multiplier 708.
  • the multiplication angle data sequence 711 is a data sequence based on the Hilbert transform similar to the analysis data sequence 702, and includes a pseudo orthogonal component that did not exist in the original subcarrier data sequence 701 (V1201). ). Therefore, the inverse Hilbert transform processing unit 612 returns the multiplication angle data sequence 711 to a linear mapping, thereby creating an interference component called an odd-multiplication harmonic data sequence 713 obtained by odd-multiplying the subcarrier frequency. (V1202).
  • FIG. 12 is a waveform graph of the demodulation method according to the present embodiment, in which an experimental sensor terminal is manufactured, demodulated, and compared with the original signal.
  • a pseudo radio wave propagation environment was created with a printed board instead of a space, and the sensor terminal 102 was mounted on the board.
  • the modulation method of the sensor terminal 102 is phase modulation
  • the vertical axis is signal intensity
  • the horizontal axis is time.
  • the waveform graph shown in FIG. It is a graph in the case of 7 dB.
  • FIG. 13 is a graph obtained by calculating the autocorrelation coefficient between the original signal and the demodulated signal when the demodulation method according to the present embodiment is demodulated by the same experimental sensor terminal as in FIG. 12 and compared with the original signal. It is.
  • the vertical axis is the autocorrelation coefficient
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a modification of the software receiver 1401. In FIG.
  • a first channel processing unit 1402a has a BPF that allows a fundamental wave (first harmonic) to pass as a carrier wave, and performs signal processing on a subcarrier wave composed of the first harmonic wave.
  • the second channel processing unit 1402b has a BPF that allows a frequency (second harmonic) twice as high as the fundamental wave to pass as a carrier wave, and performs signal processing on a sub-carrier wave composed of the second harmonic wave.
  • the third channel processing unit 1402c has a BPF that allows a frequency (third harmonic) that is three times the fundamental wave to pass as a carrier wave, and performs signal processing on a sub-carrier wave composed of the third harmonic wave.
  • the sixteenth channel processing unit 1402p has a BPF that passes a frequency (16th harmonic) that is 16 times the fundamental wave as a carrier wave, and performs signal processing on a subcarrier consisting of the 16th harmonic wave.
  • the signal processing of each channel includes the carrier phase estimation unit 606, the angle calculation unit 706, the Hilbert transform processing unit 605, and the interference removal processing unit 613 described with reference to FIGS.
  • the interference component generated from the channel processing unit of each channel is represented by a line having an arrow from the right side of each channel processing unit.
  • the radio wave received from the antenna 401 is distributed to the two systems by the distributor 1403, one is supplied to the first IQ conversion unit 105a as an odd channel signal path, and the other is used as the even channel signal path to the second IQ. This is supplied to the conversion unit 105b.
  • the first IQ conversion unit 105a and the second IQ conversion unit 105b have the same configuration and the same function as the IQ conversion unit 105 in FIG. Since the odd-numbered channel processing unit and the even-numbered channel processing unit are independent from each other, it is possible to perform processing independently in two software defined radio devices and a PC or multi-CPU computer.
  • the software receiver when two or more BPFs are detuned with respect to the carrier by an integral multiple of the basic bandwidth and the channels are calibrated, the channel close to the carrier is obtained. Can be divided into an odd channel group and an even channel group.
  • the carrier phase estimation unit 606, the angle calculation unit 706, the Hilbert transform processing unit 605, and the interference removal processing unit 613 can be processed independently by the odd channel group and the even channel group, respectively.
  • a method for distributing signals to the odd-numbered channel group and even-numbered channel group in addition to using the distributor 1403, a method of providing two HPFs 602 in the output stage of the IQ conversion unit 105 in parallel can be considered.
  • a demonstration experiment of MSMA according to the present invention was conducted.
  • a sensor capable of superimposing data on subcarriers with the mechanism of MSMA was used, assuming application to failure diagnosis of a structure which is a main application example of MSMA according to the present invention.
  • This sensor is a modification of existing battery-powered products.
  • a 100 Hz forced vibration is applied to the structure by a vibration tester.
  • Three sensors are attached to this structure.
  • the three points of acceleration data received from the sensor are simultaneously streamed by wired connection and wireless connection using an SMA cable. In the wireless connection, the mutual interference was removed by MSMA at the receiver, and the signal of each sensor was reconstructed.
  • 1ch, 3ch, and 9ch were selected as channel arrangements in which three sensors cause interference.
  • FIG. 15A is a waveform diagram showing waveforms of signals received by wireless connection from three sensors before performing interference removal according to the present invention.
  • signal S1501 is 1ch
  • signal S1502 is 3ch
  • signal S1503 is 9ch.
  • the disturbance of the waveform due to the interference can be confirmed.
  • FIG. 15B is a waveform diagram showing waveforms after performing interference cancellation according to the present invention on signals received by wireless connection from three sensors.
  • the signal S1504 is 1ch
  • the signal S1505 is 3ch
  • the signal S1506 is 9ch.
  • 15C is a waveform diagram showing waveforms of signals received from three sensors through a wired connection, and is a screen capture of a digital oscilloscope.
  • signal S1507 is 1ch
  • signal S1508 is 3ch
  • signal S1509 is 9ch.
  • the signals S1507 and S1508 output signals having substantially the same phase and the same amplitude.
  • the signal S1507 and the signal S1509 output signals having substantially opposite phases and a half amplitude. It can be confirmed that the states of these signals are substantially reproduced in FIG. 15B.
  • the functions of the wireless communication system 101 and the receiver 104 used therefor as the software receiving unit 107 have been disclosed. This is the lowest in order to perform accurate successive interference removal on the finite-length data string 601 based on the received radio wave including the interference component and to normally demodulate each of the received radio waves simultaneously received from the plurality of sensor terminals 102.
  • An interference component is generated from the frequency subcarrier by multiplying the frequency by an odd number.
  • the Hilbert transform is performed by the Hilbert transform processing unit 605 on the subcarrier data sequence 701 obtained by extracting the target subcarrier component from the finite length data sequence 601, and the analysis data sequence 702 is generated.
  • the carrier phase difference ⁇ 703 is estimated from the subcarrier data string 701 using regression analysis by the carrier phase estimation unit 606.
  • the angle calculator 706 generates the angle data string 707 after returning the analysis data string 702 by the carrier phase difference ⁇ 703 by the rotation calculator 704.
  • This angle data string 707 is converted into a multiplied angle data string 711 that has been multiplied by an odd number by the angle multiplier 708 and the amplitude divider 710.
  • the multiplication angle data string 711 is subjected to inverse Hilbert transform processing by the inverse Hilbert transform processing unit 612 to generate an odd-numbered multiplied harmonic data string 713 that becomes an interference component.
  • Each of the above-described configurations, functions, processing units, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Further, each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software for interpreting and executing a program that realizes each function by the processor. Information such as programs, tables, and files that realize each function must be held in a volatile or non-volatile storage such as a memory, hard disk, or SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card or an optical disk. Can do.
  • the control lines and information lines are those that are considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
  • modulation unit 310 ... carrier wave source, 311 ... sensor terminal list, 401 ... antenna, 402 ... tuning circuit, 403 ... RF amplifier, 404 ... 1st mixer, 405 ... 2nd mixer, 406 ... Local oscillator, 407 ... Phase shifter, 408 ... One LPF, 409 ... second LPF, 410 ... A / D converter, 501 ... CPU, 502 ... ROM, 503 ... RAM, 504 ... display unit, 505 ... operation unit, 506 ... nonvolatile storage, 507 ... bus, 508 ... NIC, 601 ... finite length data string, 602 ... HPF, 603 ... BPF, 604 ...
  • Interference cancellation subcarrier data sequence 1401 ...
  • Software receiver 1402a ... 1st channel processing part, 1402b ... 2nd channel processing part, 1402c ... 3rd channel processing part, 1402d ... 4th channel processing part, 1402e ... 5th channel processing part, 1402p ... 16th channel processing part, 1403 ...
  • Distributor 1402a ... 1st channel processing part, 1402b ... 2nd channel processing part, 1402c ... 3rd channel processing part, 1402d ... 4th channel processing part, 1402e ... 5th channel processing part, 1402p ... 16th channel processing part, 1403 ... Distributor

Abstract

低価格な無線端末を多数用いて、多元接続による混信を除去して無線通信を可能とする、無線通信システムを提供する。干渉成分を作成するために、有限長データ列から目的の副搬送波成分を抽出したサブキャリアデータ列に、ヒルベルト変換処理部によるヒルベルト変換を施して解析データ列を生成する一方、搬送波位相推定部による回帰分析を用いてキャリア位相差Ψを推定する。解析データ列をキャリア位相差Ψだけ戻す回転演算を行った後、角度に変換して、所望の奇数逓倍にて逓倍した後、逆ヒルベルト変換を施す。

Description

無線通信システム
　本発明は、複数の無線タグを利用する無線通信システムに関する。
　無線通信では、複数の送信機が同時に信号を送信すると、それは受信機において混信となり、信号の伝送が正常に行われない。
　そこでこれまで、多数の送信機を用いる無線通信で混信を回避するために、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）の多元接続が用いられている。
　特許文献１には、回路規模及び処理時間の増大を抑止しつつ干渉信号の影響を軽減することを可能とする受信装置と受信方法が開示されている。
特開２０１０－１６７８５号公報
　従来の無線通信システムで、実質的に複数端末からの同時通信を実現するためには、バースト送信を用いたＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡが用いられる。
　回路規模を簡単にして小型・安価を目指す無線タグにおいては、バースト送信は高速クロック、クロック同期、データ蓄積の面から適さない。ＦＤＭＡを実現するためには、無線タグ側にキャリアチャネルを可変にできるチャネルフィルタが必要であり、特に電波の反射や負荷変調を用いるパッシブ無線タグにおいては実現が難しい。ＣＤＭＡでは、拡散符号を与える必要があることに加えて、遠近問題が発生するため、無線タグ側で電力制御を行う必要がでてくる。これも安価な無線タグ特に反射を用いるパッシブ無線タグでは実現が難しい。
　したがって、従来無線タグシステムでは、バースト送信を用いないＴＤＭＡが用いられる。タイミングは受信装置（リーダライタ）から供給される。このため複数の無線タグが実質同時に送信することができなかった。このため複数タグからの高速でのデータ送信や、複数のセンサーデータを同期して取得する場合に問題があり、同時送信可能な多元接続をできるだけ簡易に実施することが望まれていた。
　本発明はかかる課題を解決し、低価格な無線端末を多数用いながらも、多元接続による混信を除去した無線タグからの同時送信を可能とする、無線通信システムを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の無線通信システムは、無変調の搬送波を発する搬送波源と、端末ごとに予め周波数が定められた副搬送波を搬送波に重畳し、副搬送波を信号源が生成する信号で所定の変調方式にて変調し、後方散乱波（バックスキャッター）を送信する複数の受動型端末を備える。そして、これらの複数の受動型端末から送信される複数のバックスキャッターを受信し、バックスキャッター同士の干渉成分を逐次的に除去して各々の受動型端末における信号源の信号を復調する受信機を備える。
　受信機は、受信した電波を処理周波数に変換した後、直交変換を施して、Ｉ成分とＱ成分を有する有限長データ列を生成するＩＱ変換部と、Ａ／Ｄ変換後に搬送波の位相雑音および、信号のバイアス成分を取り除くハイパスフィルタを具備し、ハイパスフィルタ通過後の有限長データ列に含まれる副搬送波の周波数を選択的に通過させて第一のサブキャリアデータ列を形成する第一のバンドパスフィルタと、第一のバンドパスフィルタとは異なる副搬送波の周波数を選択的に通過させて第二のサブキャリアデータ列を形成する第二のバンドパスフィルタとを備える。
　また、サブキャリアデータ列は、ＩＱ平面上でゼロクロスするために、ヒルベルト変換を施してゼロクロスしない解析データ列を生成するヒルベルト変換処理部と、サブキャリアデータ列に含まれる搬送波の位相遅れを推定してキャリア位相差を得る搬送波位相推定部と、解析データ列とキャリア位相差から角度データ列を生成するＰＬＬ処理部を備える。
　更に、角度データ列を所望の奇数逓倍数にて逓倍して逓倍角度データ列を得る角度乗算処理部と、逓倍角度データ列と解析データ列から取り出した振幅の調整値とキャリア位相差を用いて射影変換、ゼロクロスする奇数逓倍高調波データ列を得る逆ヒルベルト変換処理部と、第二のサブキャリアデータ列から奇数逓倍高調波データ列を減算する干渉除去処理部を備える。
　本発明により、低価格な無線端末を多数用いて、多元接続による混信を除去して無線通信を可能とする、無線通信システムを提供することができる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本実施形態に係る無線通信システムの全体構成を示す、概略ブロック図である。 センサー端末のハードウェア構成を示すブロック図である。 インテロゲーターのハードウェア構成を示すブロック図である。 ＩＱ変換部のブロック図である。 ソフトウェア受信部のハードウェア構成を示すブロック図である。 ソフトウェア受信部のソフトウェア機能を俯瞰的に示すブロック図である。 ソフトウェア受信部のソフトウェア機能をより詳細に示すブロック図である。 センサー端末から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフである。 スプリアスを説明する模式図である。 センサー端末から送信される電波の波形を模式的に示すグラフである。 受信機が受信した電波、すなわちサブキャリアデータ列のＩＱ平面図と、キャリア位相差Ψを考慮して、サブキャリアデータ列にヒルベルト変換を施した解析データ列のＩＱ平面図と、解析データ列の周波数を３倍した逓倍角度データ列と、逓倍角度データ列を逆ヒルベルト変換した奇数逓倍高調波データ列を示すＩＱ平面図である。 本実施形態に係る復調方法を、実験用センサー端末を製作し、復調処理を行い、原信号と比較した波形グラフである。 本実施形態に係る復調方法を、図１２と同じ実験用センサー端末にて復調処理を行い、原信号と比較した際の、原信号と復調信号の自己相関係数を算出したグラフである。 ソフトウェア受信機の変形例を示すブロック図である。 ３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行う前の波形を示す波形図と、本発明に係る干渉除去を行った後の波形を示す波形図と、３つのセンサーから有線接続で受信した信号の波形を示す波形図である。
　本発明の実施形態（以下、「本実施形態」という）の概要を説明する。
　本発明は、発明者が一部同じである、特願２０１４－２０７２７９（以下「先願」と略す。）に記載した実施形態の改良である。先願では、マルチサブキャリア多元接続方式（ＭＳＭＡ:Multiple Subcarrier Multiple Access）を用いた無線通信システムに関し、実験室レベルで検証を行い、発明を完成した。本実施形態は、より実用的な次元で検証を行い、先願の発明を実用レベルまで発展させて完成させたものである。本実施形態における先願発明との具体的な相違点は、ソフトウェア受信機を構成する逐次干渉除去部とその周辺部分にある。
　［無線通信システム１０１の全体構成］
　図１は、本実施形態に係る無線通信システム１０１の全体構成を示す、概略ブロック図である。図示しない航空機の機体やトンネル等、大きな構造物等の測定対象に、第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎが貼り付けられている。なお、第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎを区別しない場合には、単にセンサー端末１０２と略す。
　これらのセンサー端末１０２の近傍には、インテロゲーター（interrogator）１０３と、受信機１０４が設けられている。受信機１０４は、ＩＱ変換部１０５とソフトウェア受信部１０７よりなる。インテロゲーター１０３はネットワーク１０６を通してソフトウェア受信部１０７に接続されている。
　センサー端末１０２は、周知のバックスキャッター（負荷変調）を用いる無線タグに、加速度センサーとアナログ変調回路が装備されたものである。アナログ変調回路は、例えばコイルとコンデンサに加えてバリキャップが並列接続される周知の位相変調器である。この位相変調器では、バリキャップに加速度センサーの出力電圧が印加されることで、搬送波に位相変調が施される仕組みになっている。
　リーダライタとも呼ばれるインテロゲーター１０３は、センサー端末１０２と双方向無線データ通信を行う機能と、無変調波を発信する機能を有する。
　第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎは、それぞれインテロゲーター１０３と所定の通信を行った後、インテロゲーター１０３から送信される無変調波に対して、センサーが発する信号をバックスキャッターにて変調した電波を送信（反射）する。受信機１０４は、複数のセンサー端末１０２から送信された電波を受信して、演算処理により各々のセンサーの信号を復調する。
　インテロゲーター１０３は、複数のセンサー端末１０２に対し、一意な副搬送波周波数を割り当てるための双方向通信を行い、その結果として作成されるセンサー端末リストを、ネットワーク１０６を通じて受信機１０４に送信する。受信機１０４は、センサー端末リストに基づき、受信した受信データ２１０を解析して、復調処理を行う。
　［無線通信システム１０１における無線通信手順］
　本実施形態に係る無線通信システム１０１は、大きく二つの無線通信手順を実行する。
　第一の手順として、インテロゲーター１０３は、センサー端末１０２から同時に測定信号を受信するに先立ち、各々のセンサー端末１０２と個別に無線データ通信を実行する。この無線データ通信において、インテロゲーター１０３は各々のセンサー端末１０２に一意な副搬送波周波数を割り当てる。そしてインテロゲーター１０３は、センサー端末１０２と副搬送波周波数の関係を記したセンサー端末リストを作成して、受信機１０４に転送する。
　次に第二の手順として、インテロゲーター１０３は無変調の搬送波を発する。各々のセンサー端末１０２はこの無変調波に、内蔵する加速度センサーの信号で変調した副搬送波を重畳して、バックスキャッターにて受信機１０４へ返信する。この時、インテロゲーター１０３は搬送波源として機能する。
　受信機１０４は、各々のセンサー端末１０２から同時に受信する複数のバックスキャッターを含む受信信号を受信して、有限長のデータ列に変換する。この有限長データ列には、各々のセンサー端末１０２から同時に受信する受信信号が混在しているため、本来復調したい受信信号以外は干渉成分となる。そこで、後述するソフトウェア受信部１０７は有限長データ列から逐次的に干渉成分を除去しつつ、目的とする受信信号の復調処理を行うようにしている。
　以下、本実施形態において、受信機１０４が実行する、受信した信号から逐次的に干渉成分を除去する処理を「逐次干渉除去」と呼ぶ。
　［センサー端末リスト］
　センサー端末リストとは、各々のセンサー端末１０２に設定した変調方式、副搬送波周波数、そして受信機１０４が受信した電波の強度と副搬送波周波数にもとづいて決定した復調順が記されたリストである。このセンサー端末リストは、センサー端末１０２を一意に識別する端末ＩＤが格納される端末ＩＤフィールド、センサー端末１０２に設定した変調方式が格納される変調方式フィールド、センサー端末１０２に設定した副搬送波周波数が格納される副搬送波周波数フィールド、センサー端末１０２の復調順が格納される復調順フィールドよりなる。
　センサー端末１０２は、変調方式として任意のアナログ変調方式を採り得る。アナログ変調としては、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、位相変調（ＰＭ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）等が利用可能である。但し、ＡＭは原理的には採用できるものの、空間内における様々な変動要因が直接ノイズとして電波の変調成分に混入するため、実用的でない。また、厳密にはパルス幅変調はアナログ変調のカテゴリからは外れるが、アナログ信号をＡ／Ｄ変換器でデジタルデータに変換することなくそのまま変調できるという観点で、本実施形態では利用可能な変調方式に含めている。
　なお、センサー端末１０２が全て同じ変調方式である場合は、センサー端末リスト中の変調方式フィールドは不要になる。
　［センサー端末１０２］
　図２は、センサー端末１０２のハードウェア構成を示すブロック図である。
　センサー端末１０２は、電池等の独立した電源を持たない代わりに、アンテナ２０１から受信した電波の電力を回路駆動電力に変換する電源部２０２を有する。したがって、センサー端末１０２は受動型端末である。
　アンテナ２０１には電源部２０２の他に、変調部２０３とＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチ２０４と制御部２０５が接続されている。
　ＳＰＤＴスイッチ２０４は、副搬送波源２０６が出力する矩形波信号（副搬送波）によって、アンテナ２０１に対し、開放端２０４ａと短絡端２０４ｂとを切り替えて接続する。　このＳＰＤＴスイッチ２０４によって、アンテナ２０１のインピーダンスは副搬送波の周期で変化する。すると、アンテナ２０１から得られる無変調波の反射波に、副搬送波が重畳される。副搬送波源２０６によって生成される副搬送波の周波数は、制御部２０５が副搬送波源２０６を制御することによって決定される。
　すなわち、制御部２０５は、第一の手順においてインテロゲーター１０３と通信を行う際に、インテロゲーター１０３から指示された周波数を記憶している。そして、第二の手順で、記憶していた周波数の副搬送波が生成されるように、副搬送波源２０６を制御する。
　変調部２０３には、信号源であるセンサー２０７が接続されている。センサー２０７は例えば加速度センサー等の、交流信号を出力するセンサーである。変調部２０３は副搬送波に対し、センサー２０７の信号によって位相変調（ＰＭ）、周波数変調（ＦＭ）、パルス幅変調等の変調を行う。
　センサー端末１０２は、以上の構成によって、無変調波源であるインテロゲーター１０３から送信される無変調波に対し、副搬送波を重畳し、更にその副搬送波に対して周知のバックスキャッター（負荷変調）を施す。すると、センサー２０７の信号によって副搬送波に位相変調、周波数変調またはパルス幅変調が施された反射波が、アンテナ２０１から送信される。
　［インテロゲーター１０３］
　図３は、インテロゲーター１０３のハードウェア構成を示すブロック図である。
　アンテナ３０１から受信した電波は、局部発振器３０２とミキサー３０３とＬＰＦ３０４を通じて、低い周波数の信号に変換される。この信号が復調部３０５に供給され、復調された後、Ａ／Ｄ変換器３０６によってデジタルデータに変換されて、マイコンよりなる制御部３０７に供給される。
　制御部３０７はデジタルデータに含まれるセンサー端末１０２の情報を解釈して、センサー端末１０２に対する命令を生成する。この命令を構成するデジタルデータは、Ｄ／Ａ変換器３０８によってアナログ信号に変換された後、変調部３０９によって搬送波源３１０が発する搬送波を変調する。
　制御部３０７は、センサー端末１０２との対話処理によって、通信可能な範囲内に存在する全てのセンサー端末１０２を把握した後、それらセンサー端末１０２に対し、一意な周波数の副搬送波の割り当てを行う。そして、制御部３０７は、センサー端末１０２と副搬送波との対応関係を列挙したセンサー端末リスト３１１を作成し、このセンサー端末リスト３１１を、ネットワーク１０６を介して受信機１０４に送信する。
　すなわち、インテロゲーター１０３は、センサー端末１０２に一意な副搬送波を割り当てるための制御命令を、各々のセンサー端末１０２に対して送信する機能を有する。
　［ＩＱ変換部１０５］
　図４は、ＩＱ変換部１０５のブロック図である。
　ＩＱ変換部１０５は、アンテナ４０１から受信した電波を同調回路４０２で抽出した後、ＲＦアンプ４０３で増幅する。ＲＦアンプ４０３で増幅された高周波信号は、第一ミキサー４０４と第二ミキサー４０５に入力される。第一ミキサー４０４には局部発振器４０６から出力される、電波の周波数より僅かに低い周波数の局発信号が入力される。第二ミキサー４０５には局発信号を９０°移相器４０７で９０°位相をずらされた信号が入力される。
　第一ミキサー４０４は、ＲＦアンプ４０３からのＲＦ信号と局部発振器４０６からの局発信号を積算し、その周波数差の周波数信号を第一ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」）４０８に供給する。そして、第一ＬＰＦ４０８から、アンテナ４０１が受信する電波の周波数から局部発振器４０６が発信する局発信号の周波数を減算したＩ信号が出力される。
　同様に、第二ミキサー４０５は、ＲＦアンプ４０３からのＲＦ信号と、移相器４０７により局発信号を９０°位相をずらした信号を積算し、その周波数差の周波数信号を第二ＬＰＦ４０９に供給する。そして、第二ＬＰＦ４０９から、アンテナ４０１が受信する電波の周波数から局発信号を９０°移相した周波数を減算したＱ信号が出力される。
　すなわち、局部発振器４０６、第一ミキサー４０４、９０°移相器４０７、第二ミキサー４０５、第一ＬＰＦ４０８及び第二ＬＰＦ４０９は、周知の直交検波回路（クワドラチャミキサー）を構成する。
　Ｉ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４１０によってデジタルデータに変換されて、ソフトウェア受信部１０７に出力される。
　ＩＱ変換部１０５は、直交検波回路を用いたダウンコンバーターと、Ａ／Ｄ変換器４１０によるＡ／Ｄ変換の機能を有する。
　［ソフトウェア受信部１０７のハードウェア構成］
　図５は、ソフトウェア受信部１０７のハードウェア構成を示すブロック図である。
　ソフトウェア受信部１０７は周知のパソコン等の計算機よりなり、バス５０７に接続されたＣＰＵ５０１、ＲＯＭ５０２、ＲＡＭ５０３、液晶ディスプレイ等の表示部５０４、キーボードやマウス等の操作部５０５及びハードディスク装置等の不揮発性ストレージ５０６を備える。バス５０７にはこの他に、インテロゲーター１０３やＩＱ変換部１０５と通信を行うためのＮＩＣ（Network Interface Card）５０８が接続されている。
　すなわち、ソフトウェア受信部１０７の実体は一般的な計算機であり、不揮発性ストレージ５０６に格納されているプログラムを実行することで、計算機がソフトウェア受信部１０７としての機能を実現する。
　［ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能］
　図６は、ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能を俯瞰的に示すブロック図である。図７は、ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能をより詳細に示す機能ブロック図である。図６がソフトウェア機能を俯瞰的に示しているのに対して、図７では、図６の途中で生成されるデータの形態を明示的に示している。
　ＩＱ変換部１０５から受信した、ＩデータとＱデータよりなる受信データは、処理対象となる有限長データ列６０１として区分けされ、一旦ＲＡＭ５０３（図５参照）に記憶される。
　ＩデータとＱデータよりなる有限長データ列６０１は、先ずハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」）６０２によって、ＤＣオフセット成分が除去される。
　ＨＰＦ６０２から出力される有限長データ列６０１は、次にバンドパスフィルタ（以下「ＢＰＦ」）によって、目的とする副搬送波成分よりなるサブキャリアデータ列７０１ａが取り出される。１次ＢＰＦ６０３ａ（図６中「ＢＰＦ１」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の１倍の周波数成分、３次ＢＰＦ６０３ｂ（図６中「ＢＰＦ３」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の３倍の周波数成分、５次ＢＰＦ６０３ｃ（図６中「ＢＰＦ５」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の５倍の周波数成分、７次ＢＰＦ６０３ｄ（図６中「ＢＰＦ７」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の７倍の周波数成分、９次ＢＰＦ６０３ｅ（図６中「ＢＰＦ９」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の９倍の周波数成分を通過させる。
　すなわち、副搬送波の奇数倍の高調波成分（スプリアス）を中心周波数とするＢＰＦが、入出力制御部６０４によって設けられる。なおこれ以降、１次ＢＰＦ６０３ａ、３次ＢＰＦ６０３ｂ、５次ＢＰＦ６０３ｃ、７次ＢＰＦ６０３ｄ、９次ＢＰＦ６０３ｅを区別しない時はＢＰＦ６０３と略す。
　例えば、搬送波の周波数が９１５ＭＨｚ、副搬送波の周波数が２０ｋＨｚの場合、１次ＢＰＦ６０３ａの中心周波数は９１５．０２ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×１）、３次ＢＰＦ６０３ｂの中心周波数は９１５．０６ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×３）、５次ＢＰＦ６０３ｃの中心周波数は９１５．１０ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×５）、７次ＢＰＦ６０３ｄの中心周波数は９１５．１４ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×７）、９次ＢＰＦ６０３ｅの中心周波数は９１５．１８ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×９）である。
　紙面の都合上、図６では記述を省略しているが、センサー端末１０２の数に応じて、ＢＰＦ６０３の数も増える。
　入出力制御部６０４は、既に説明した、各センサー端末１０２に設定されている変調方式、副搬送波周波数、受信した電波強度と副搬送波周波数に基づいて決定される復調順序が記憶されているセンサー端末リスト３１１を読み込む。そして、入出力制御部６０４は、センサー端末リスト３１１に記述されているセンサー端末１０２の数と設定されている副搬送波周波数に対応したＢＰＦ６０３を設定する。
　ここで一旦、受信機１０４が受信する電波に含まれる干渉成分と、逐次干渉除去の動作原理について、図８と図９を参照して説明する。
　センサー端末１０２は、第二の手順において無変調波源であるインテロゲーター１０３が送信する無変調波に対し、第一の手順においてインテロゲーター１０３によって予め設定された副搬送波を重畳する。ここで、複数のセンサー端末１０２に一意に割り当てられる副搬送波の周波数としては、最も低い周波数の副搬送波が設定されるセンサー端末１０２が、受信機１０４に最も近い位置に存在するように考慮される。何故ならば、最も低い周波数の副搬送波に基づく電波が、最初に除去されなければならない干渉電波だからである。
　図８は、センサー端末１０２から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフである。横軸は周波数であり、縦軸は信号成分の強度である。無変調波の周波数、すなわち搬送波の周波数は９１５ＭＨｚ、副搬送波（サブキャリア）の周波数は２０ｋＨｚである。なお、これ以降、センサー端末１０２で使用する副搬送波のうち最も低い周波数を、最低副搬送波周波数と呼ぶ。なお、本実施形態においては、最低副搬送波周波数を２０ｋＨｚとして説明する。
　図８のグラフを見ると、周波数９１５ＭＨｚの搬送波の成分Ｗ８０１のすぐ右隣に、副搬送波が重畳された９１５．０２ＭＨｚの成分Ｗ８０２が存在する。更に、この副搬送波成分の右側以降に、副搬送波２０ｋＨｚを奇数倍した、余分な高調波成分（スプリアス）が、９１５．０６ＭＨｚ成分Ｗ８０３、９１５．１０ＭＨｚ成分Ｗ８０４、９１５．１４ＭＨｚ成分Ｗ８０５、９１５．１８ＭＨｚ成分Ｗ８０６・・・と続く。
　図９は、スプリアスを説明する模式図である。この模式図は、図７に示した、センサー端末１０２から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフを、副搬送波の成分について模式的に示すものである。
　横軸に記されている数字は、副搬送波周波数の逓倍数である。例えば、最も低い副搬送波周波数が２０ｋＨｚの場合、逓倍数が１なら２０ｋＨｚ、逓倍数が２なら４０ｋＨｚ、逓倍数が３なら６０ｋＨｚ…である。つまり、センサー端末１０２に設定されている副搬送波の周波数は、最低副搬送波周波数を自然数で逓倍した数である。
　また、各々の副搬送波周波数成分の頂点に記されている数字は、干渉を引き起こすスプリアスの数を示している。
　本実施形態において使用されるセンサー端末１０２の変調部２０３には、主に位相変調または周波数変調が使用される。変調部２０３の変調方式は奇関数であるから、副搬送波周波数の奇数倍がスプリアス成分となって、受信した電波の信号に混入することになる。
　副搬送波周波数逓倍数が１の場合、干渉スプリアス数は０個である。すなわち、この周波数は副搬送波周波数そのものである。
　副搬送波周波数逓倍数が２の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
　副搬送波周波数逓倍数が３の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
　副搬送波周波数逓倍数が４の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
　副搬送波周波数逓倍数が５の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×５）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
　副搬送波周波数逓倍数が６の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアスが干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は２倍の副搬送波周波数の３倍である。しかし、この周波数は副搬送波周波数の偶数倍(６倍になる)なので、逐次干渉除去の対象外である。
　副搬送波周波数逓倍数が７の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×７）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
　副搬送波周波数逓倍数が８の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
　副搬送波周波数逓倍数が９の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×９）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は２個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
　副搬送波周波数逓倍数が２７の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×２７）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×９）と、副搬送波周波数逓倍数９のスプリアス（＝９×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は３個である。
　副搬送波周波数逓倍数が４５の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×４５）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×１５）と、副搬送波周波数逓倍数５のスプリアス（＝５×９）と、副搬送波周波数逓倍数９のスプリアス（＝９×５）と、副搬送波周波数逓倍数１５のスプリアス（＝１５×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は５個である。
　このように、最低副搬送波周波数の逓倍数が奇数倍である副搬送波が設定されているセンサー端末１０２が発する電波は、より小さい奇数逓倍の周波数に起因するスプリアスの干渉を受ける。
　逐次干渉除去とは、干渉成分を含む有限長データ列６０１から、その干渉成分を逐次的に除去する。以下、逐次干渉除去の手順の例を示す。
　副搬送波周波数逓倍数が３、５及び７の場合、干渉スプリアス数が１個であるので、最低副搬送波周波数の信号からその周波数を３倍、５倍、７倍した干渉信号を擬似的に作成して、各々の基の信号からこれらを減算して除去する。
　副搬送波周波数逓倍数が９の場合、干渉スプリアス数が２個であるので、先ず、最低副搬送波周波数の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、これを基の信号から減算して除去し、中間干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成し、これを中間干渉除去信号から減算することで除去して、最終的な干渉除去信号を得る。
　副搬送波周波数低倍数が２７の場合なら、最低副搬送波周波数からその周波数を２７倍した干渉信号を擬似的に作成して、同様に基の信号から除去して、第一の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、第一の干渉除去信号から除去して、第二の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の９倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成して、第二の干渉除去信号から除去して、最終的な干渉除去信号を得る。
　副搬送波周波数低倍数が４５の場合なら、最低副搬送波周波数からその周波数を４５倍した干渉信号を擬似的に作成して、基の信号から除去して、第一の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を１５倍した干渉信号を擬似的に作成して、第一の干渉除去信号から除去して、第二の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の５倍の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、第二の干渉除去信号から除去して、第三の干渉除去信号を得る。
　次に、最低副搬送波周波数の９倍の信号からその周波数を５倍した干渉信号を擬似的に作成して、第三の干渉除去信号から除去して、第四の干渉除去信号を得る。次に、最低副搬送波周波数の１５倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成して、第四の干渉除去信号から除去して、最終的な干渉除去信号を得る。
　すなわち、逐次干渉除去とは、復調したい副搬送波のデータに対し、最低副搬送波周波数の奇数倍、最低副搬送波周波数の奇数倍の奇数倍、…というように、復調したい副搬送波の周波数より低い干渉成分のうち、最も低い周波数の成分から高い周波数の成分を、順次除去する。
　再び、図６及び図７に戻って、ブロック図の説明を続ける。なお、図６はソフトウェア機能を俯瞰的に示した図であり、図７は図６における途中の信号形態を明示的に示したものであって、両者同じ機能を示すブロック図であるから、図６、図７を分けることなく、以下併せて説明することとする。
　１次ＢＰＦ６０３ａは、前述の逐次干渉除去の第一段階として、有限長データ列６０１から目的となる副搬送波の成分のみ抽出したサブキャリアデータ列７０１ａを得るために設けられる。
　図６及び図７に示すように、１次ＢＰＦ６０３ａから出力されるサブキャリアデータ列７０１ａは、ヒルベルト変換処理部６０５と搬送波位相推定部６０６よりなる解析データ変換部６０７に供給される。図６では紙面の都合上、ヒルベルト変換処理部６０５は「Ｈ」と、搬送波位相推定部６０６は「Ψ」と略している。
　ヒルベルト変換処理部６０５は、副搬送波成分のＩデータとＱデータであるサブキャリアデータ列７０１ａに周知のヒルベルト変換演算処理を施して、ＩデータとＱデータを有する解析データ列７０２ａに変換する。
　搬送波位相推定部６０６は、副搬送波成分のＩデータとＱデータであるサブキャリアデータ列７０１ａに周知の再帰的最小二乗法を用いた回帰分析を行い、搬送波の位相遅延であるキャリア位相差Ψ７０３を推定する。搬送波の位相遅延とは、インテロゲーター１０３から発信され、センサー端末１０２にて反射し、受信機１０４にて受信した電波の、搬送波成分において生じる位相遅延をいう。つまり、インテロゲーター１０３からセンサー端末１０２を経由して受信機１０４に到達する際の、電波の経路の長さに依存する位相遅延である。
　ヒルベルト変換処理部６０５から出力される、ＩデータとＱデータを有する解析データ列７０２ａは、復調処理部６０８ａに供給される。
　図６中、１次ＢＰＦ６０３ａに対応する復調処理が復調処理部６０８ａで、３次ＢＰＦ６０３ｂに対応する復調処理が復調処理部６０８ｂで、５次ＢＰＦ６０３ｃに対応する復調処理が復調処理部６０８ｃで、７次ＢＰＦ６０３ｄに対応する復調処理が復調処理部６０８ｄで、及び９次ＢＰＦ６０３ｅに対応する復調処理が復調処理部６０８ｅでそれぞれ実施される。なおこれ以降、復調処理部６０８ａ、６０８ｂ、６０８ｃ、６０８ｄ、６０８ｅを区別しない時は復調処理部６０８と称する。
　復調処理部６０８ａは解析データ列７０２ａに対し、その副搬送波に適用されている変調方式に対応した復調処理を行い、復調データ列６０９ａを生成する。この復調データ列６０９ａは、逐次干渉除去を行わない、最低副搬送波周波数に載ったセンサー信号成分である。
　そして、解析データ列７０２ａは、搬送波位相推定部６０６が出力するキャリア位相差Ψ７０３と共に、回転演算部７０４にも供給される。この回転演算部７０４以降のブロックが逐次干渉除去に供されるデータの流れを示す。
　ところで、図６には復調処理部６０８ｂが出力する復調データ列６０９ｂ、復調処理部６０８ｃが出力する復調データ列６０９ｃ、復調処理部６０８ｄが出力する復調データ列６０９ｄ、及び復調処理部６０８ｅが出力する復調データ列６０９ｅも存在する。復調データ列６０９ａ、復調データ列６０９ｂ、復調データ列６０９ｃ、復調データ列６０９ｄ、及び復調データ列６０９ｅを特に区別しない時は復調データ列６０９と称する。
　回転演算部７０４は周知の回転行列よりなる行列演算として、解析データ列７０２ａからキャリア位相差Ψ７０３だけ位相を戻す、行列演算を実行する。つまり、回転演算部７０４は、解析データ列７０２ａに含まれているキャリア位相差Ψ７０３を戻すことで、解析データ列７０２ａの位相遅れを解消した、Ｉ’データとＱ’データよりなる回転解析データ列７０５を出力する。
　回転解析データ列７０５は角度演算部７０６に供給される。角度演算部７０６は周知のアークタンジェントよりなる行列演算を行い、ωｓｔ＋φｓよりなる角度データ列７０７を出力する。ωｓは角速度であり、φは副搬送波の位相ズレである。
　以上説明した、図７に示す回転演算部７０４と角度演算部７０６が、図６のＰＬＬ処理部６１０に相当する。紙面の都合上、図６中、ＰＬＬ処理部６１０は「Ｐ」と略している。
　角度データ列７０７は角度乗算部７０８に供給される。角度乗算部７０８は、角度データ列７０７を奇数逓倍数ｋ７０９で乗算する。この奇数逓倍数ｋ７０９は逐次干渉除去を実行する逓倍数であり、３以上の奇数である。
　角度乗算部７０８が出力するデータ列は、奇数逓倍数ｋ７０９だけ振幅が逓倍されているので、振幅除算部７１０によってデータ列の振幅をこの奇数逓倍数ｋ７０９で除算して、当該高調波に対する振幅の調整値を算出する。こうして、振幅除算部７１０はｋωｓｔ＋ｋφｓよりなる逓倍角度データ列７１１を出力する。
　以上、図７に示す角度乗算部７０８と振幅除算部７１０が、図６の角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄに相当する。これら角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄは奇数逓倍数ｋ７０９が異なるのみで、角度乗算部７０８と振幅除算部７１０の処理内容は等しい。
　なお、角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄを区別しない時は角度乗算処理部６１１と称する。
　逓倍角度データ列７１１と、前述の搬送波のキャリア位相差Ψ７０３は、逆ヒルベルト変換処理部６１２に供給される。逆ヒルベルト変換処理部６１２は、振幅の調整値が適用された 逓倍角度データ列７１１からキャリア位相差Ψ７０３でゼロクロスする角度方向への射影変換を実行し 、奇数逓倍高調波データ列７１３を生成する。すなわち、逆ヒルベルト変換処理部６１２は、基のサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍の周波数で、かつサブキャリアデータ列７０１ａと同様に、搬送波がキャリア位相差Ψ７０３だけ遅れているデータ列を得る。この奇数逓倍高調波データ列７１３は、そのサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍の周波数を副搬送波とするサブキャリアデータ列７０１から除去すべき干渉成分として、干渉除去処理部６１３に供給される。
　一方、３次ＢＰＦ６０３ｂは、ＨＰＦ６０２から出力される有限長データ列６０１から、目的とする副搬送波成分として、基のサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍（図７の場合では３倍）の周波数を副搬送波とするサブキャリアデータ列７０１ｂを出力する。但し、このサブキャリアデータ列７０１ｂは干渉成分を含んでいる。干渉除去処理部６１３は、このサブキャリアデータ列７０１ｂから先の逆ヒルベルト変換処理部６１２が出力した奇数逓倍高調波データ列７１３を干渉成分として減算することで除去し、干渉除去サブキャリアデータ列７１５を出力する。
　干渉除去サブキャリアデータ列７１５は、ヒルベルト変換処理部６０５に供給される。ヒルベルト変換処理部６０５は干渉除去サブキャリアデータ列７１５にヒルベルト変換演算を実行して、解析データ列７０２ｂを生成する。解析データ列７０２ｂは復調処理部６０８に供給される。復調処理部６０８は解析データ列７０２ｂに復調処理を施して、復調データ列６０９ｂを生成する。
　一方、干渉除去サブキャリアデータ列７１５は搬送波位相推定部６０６にも供給される。また、解析データ列７０２ｂは回転演算部７０４にも供給される。
　回転演算部７０４と角度演算部７０６よりなるＰＬＬ処理部６１０、角度乗算部７０８と振幅除算部７１０よりなる角度乗算処理部６１１、逆ヒルベルト変換処理部６１２及び干渉除去処理部６１３は、干渉除去演算部６１４を構成する。
　紙面の都合上、図６では図示を省略しているが、奇数逓倍数ｋ７０９には奇数逓倍高調波データ列７１３を生成するための奇数が設定される。例えば、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の３倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には３が設定される。同様に、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の５倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には５が、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の７倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には７が、それぞれ設定される。
　先に説明したように、サブキャリアデータ列７０１に含まれる干渉成分は１種類だけとは限らない。例えば、副搬送波周波数が基の副搬送波の９倍のサブキャリアデータ列７０１の場合には、基の副搬送波の９倍の高調波よりなる干渉成分と、基の副搬送波の周波数の３倍の周波数の副搬送波の３倍の高調波よりなる干渉成分の、２種類が含まれている。
　基の副搬送波が２０ｋＨｚの場合、１８０ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ×９）の副搬送波のサブキャリアデータ列７０１には、２０ｋＨｚの９倍の高調波よりなる干渉成分と、６０ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ×３）の３倍の高調波よりなる干渉成分が含まれている。
　１回の干渉除去処理部６１３を通しても残る干渉成分は、２回、３回と、干渉除去演算部６１４を通すことで干渉成分を除去して、復調処理部６０８にて復調データ列を得る。
　干渉成分を生成する必要があるサブキャリアデータ列７０１に対しては、ヒルベルト変換処理部６０５と搬送波位相推定部６０６が併設されており、サブキャリアデータ列７０１毎に、つまりセンサー端末１０２毎に異なるキャリア位相差Ψ７０３が推定されるようになっている。
　入出力制御部６０４はセンサー端末リスト３１１を読み込み、センサー端末リスト３１１に記述されているセンサー端末１０２の数と設定されている副搬送波周波数に対応したＢＰＦ６０３を設定する。そして、このＢＰＦ６０３に対応して、解析データ変換部６０７と干渉除去演算部６１４が構成される。特に、干渉除去演算部６１４に設定する奇数逓倍数ｋ７０９は、ＢＰＦ６０３の中心周波数と密接な関係を有する。
　紙面の都合上、図６では図示を省略しているが、実際のソフトウェア受信部１０７は、副搬送波の偶数倍の周波数成分を選択的に通過するＢＰＦ６０３と、干渉除去演算部６１４も構成されている。
　図１０はセンサー端末１０２から送信される電波の波形を模式的に示すグラフである。横軸は時間であり、縦軸は信号強度である。
　図１０に示すように、搬送波Ｗ１００１には振幅の大きい時間帯と振幅の小さい時間帯が交互に発生しており、矩形波状のエンベロープを形成している。この矩形波状のエンベロープが副搬送波Ｗ１００２である。すなわち、センサー端末１０２の副搬送波源２０６によってＳＰＤＴスイッチ２０４を周期的に切り替えることで、搬送波Ｗ１００１の振幅に矩形波状のエンベロープが形成され、これが副搬送波Ｗ１００２となる。
　この矩形波状のエンベロープが、時間軸上、すなわち横軸方向に前後すると、位相変調となる。これが図１０中のφである。
　インテロゲーター１０３から送信される搬送波Ｗ１００１がセンサー端末１０２によって反射されて受信機１０４に到達する際に、この経路の長さに応じて生じる搬送波Ｗ１００１の位相遅れが生じるが、この位相遅れが図１０のΨ、つまり図７に示すキャリア位相差Ψ７０３である。
　図１１Ａは、受信機１０４が受信した電波、すなわちサブキャリアデータ列７０１のＩＱ平面図である。位相変調または周波数変調をＩＱ平面上に展開すると、図１１Ａに示すように、円の直径のような、ＩＱ平面の中心を通過する直線状の軌跡を描く。電波の信号は、時間の経過と共に、この直線を行ったり来たりする。この直線を行ったり来たりする位相角はωｓｔ＋φｓであり、この直線の傾きが搬送波の位相遅れであるキャリア位相差Ψ７０３である。
　図１１Ｂは、キャリア位相差Ψ７０３を考慮して、サブキャリアデータ列７０１にヒルベルト変換を施した解析データ列７０２のＩＱ平面図である。
　図１１Ａのような直線状の軌跡では、角度を奇数逓倍する演算処理が困難である。そこで、直線状の軌跡に対して直角の成分を擬似的に設けて、直線状の軌跡を回転軌跡に変換する。これがヒルベルト変換である。
　図１１Ｃは、図１１Ｂの解析データ列７０２の周波数を３倍した逓倍角度データ列７１１と、逓倍角度データ列７１１を逆ヒルベルト変換した奇数逓倍高調波データ列７１３を示すＩＱ平面図である。説明を簡単にするため、図１１Ｃでは奇数逓倍数ｋ７０９を３と仮定している。
　図１１Ｂで、サブキャリアデータ列７０１を、回転軌跡を示す解析データ列７０２に変換すると、Ｉ成分とＱ成分の存在により角度が明確に判明する。したがって、その角度を奇数逓倍すれば、逓倍角度データ列７１１を得ることができる。これが角度乗算部７０８の機能である。
　逓倍角度データ列７１１は、解析データ列７０２と同様のヒルベルト変換が基となったデータ列であり、本来のサブキャリアデータ列７０１には存在しなかった擬似的な直交成分を含んでいる（Ｖ１２０１）。そこで、逆ヒルベルト変換処理部６１２で、逓倍角度データ列７１１を直線上の写像に戻すことで、副搬送波の周波数が奇数逓倍された奇数逓倍高調波データ列７１３という干渉成分を作成することができる（Ｖ１２０２）。
　図１２は、本実施形態に係る復調方法を、実験用センサー端末を製作し、復調処理を行い、原信号と比較した波形グラフである。実験は、空間の代わりにプリント基板で擬似的な電波伝搬環境を作成し、その基板にセンサー端末１０２を実装した。センサー端末１０２の変調方式は位相変調であり、縦軸は信号強度、横軸は時間である。
　図１２中、（Ａ）に示す波形グラフは、ＣＩＲ（carrier-to-interference ratio：搬送波対干渉波比）＝０ｄＢの場合のグラフであり、図１２（Ｂ）に示す波形グラフは、ＣＩＲ＝７ｄＢの場合のグラフである。
　図１２中、（Ａ）に示す、干渉波と希望波の信号レベルが同じ場合では、受信信号波形がやや乱れているものの、概ね原波形に近い波形を得られていることが判る。
　本来なら、位相変調及び周波数変調は、希望信号に対する干渉信号のレベルが近づくと、周知のマスキング現象で希望信号がかき消され、復調が不可能になってしまう。しかし、干渉信号によって全く復調ができない筈のＣＩＲ＝０ｄＢにおいて、概ね良好な復調が実現できているということは、本実施形態の逐次干渉除去処理が干渉成分の除去を正確に行っていることが判る。
　図１２中、（Ｂ）に示す、干渉波と希望波の信号レベルが７ｄＢの場合では、受信信号波形には全く乱れが見受けられず、振幅の違い以外は原波形と殆ど同じ波形を得られていることが判る。
　図１３は、本実施形態に係る復調方法を、図１２と同じ実験用センサー端末にて復調処理を行い、原信号と比較した際の、原信号と復調信号の自己相関係数を算出したグラフである。縦軸は自己相関係数であり、横軸はＣＩＲである。
　図１２の（Ａ）と同じ、ＣＩＲ＝０ｄＢの場合でも、復調精度が０．９８２と高い値を示している。もし、復調した信号の乱れ成分が、加速度センサーが出力する信号の周波数より十分に高いのであれば、簡単なＬＰＦで信号の乱れ成分を除去できるので、実用的な計測システムを実現できる。
　以上の説明で判るように、ＭＳＭＡにおける高調波成分は基本波周波数の奇数倍の周波数に発生する。これは、数学的な特性に起因する。このことを踏まえて、高調波成分で構成される各チャネルの干渉成分を考察すると、奇数チャネル副搬送波の高調波は、奇数の奇数倍であることから、必ず奇数チャネルにのみ発生する。同様に、偶数チャネル副搬送波の高調波は、偶数の奇数倍であることから、必ず偶数チャネルにのみ発生する。この特性を利用すると、受信処理の並列化によりソフトウェア受信機の演算効率を向上させることが可能になる。
　図１４は、ソフトウェア受信機１４０１の変形例を示すブロック図である。
　図１４中、第一チャネル処理部１４０２ａは、基本波（１次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、１次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
　第二チャネル処理部１４０２ｂは、基本波の２倍の周波数（２次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、２次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
　第三チャネル処理部１４０２ｃは、基本波の３倍の周波数（３次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、３次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
　以下同様に、第十六チャネル処理部１４０２ｐは、基本波の１６倍の周波数（１６次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、１６次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
　各チャネルの信号処理は、図６及び図７にて説明した、搬送波位相推定部６０６、角度演算部７０６、ヒルベルト変換処理部６０５及び干渉除去処理部６１３を含む。
　図１４中、各チャネルのチャネル処理部から生成される干渉成分を、各チャネル処理部の右側から矢印を有する線で表している。
　図１４を見て判るように、第一チャネル処理部１４０２ａから発生する干渉成分は、１×３＝３倍、１×５＝５倍、１×７＝７倍、１×９＝９倍、１×１１＝１１倍、１×１３＝１３倍、１×１５＝１５倍…である。
　第二チャネル処理部１４０２ｂから発生する干渉成分は、２×３＝６倍、２×５＝１０倍、２×７＝１４倍…である。
　第三チャネル処理部１４０２ｃから発生する干渉成分は、３×３＝９倍、３×５＝１５倍…である。
　第四チャネル処理部１４０２ｄから発生する干渉成分は、４×３＝１２倍…である。
　第五チャネル処理部１４０２ｅから発生する干渉成分は、５×３＝１５倍…である。
　このことから、奇数チャネルのチャネル処理部と偶数チャネルのチャネル処理部は、完全に分離できることが判る。
　そこで、アンテナ４０１から受信した電波を分配器１４０３で２系統に分配し、一方を奇数チャネル用の信号路として第一ＩＱ変換部１０５ａに供給し、他方を偶数チャネル用の信号路として第二ＩＱ変換部１０５ｂに供給する。第一ＩＱ変換部１０５ａと第二ＩＱ変換部１０５ｂは、図１のＩＱ変換部１０５と同一の構成であり、同一の機能を有する。
　奇数チャネルのチャネル処理部と偶数チャネルのチャネル処理部は互いに独立しているので、2台のソフトウェア無線装置およびＰＣあるいはマルチＣＰＵ計算機において独立に処理させることが可能である。また、計算機を２台用意して、一方を奇数チャネルのチャネル処理部として、他方を偶数チャネルのチャネル処理部として稼働させることで、計算機負荷を分散し、計算速度を向上させることが可能になる。
　このように、本発明の実施形態に係るソフトウェア受信機は、ＢＰＦを、搬送波に対して基本帯域幅の整数倍だけ離調して２つ以上配置してチャネルを校正した場合、搬送波に近いチャネルから数えて奇数チャネル群と偶数チャネル群に分割することが可能である。そして、搬送波位相推定部６０６、角度演算部７０６、ヒルベルト変換処理部６０５及び干渉除去処理部６１３を、奇数チャネル群、偶数チャネル群とでそれぞれ独立して処理することが可能である。
　なお、奇数チャネル群、偶数チャネル群への信号の分配の方法は、分配器１４０３を用いる以外に、ＩＱ変換部１０５の出力段にあるＨＰＦ６０２を２個並列に設ける方法も考えられる。
　本発明に係るＭＳＭＡの実証実験を行った。
　実証実験は、本発明に係るＭＳＭＡの主要な応用例である構造物の故障診断への適用を想定し、ＭＳＭＡの仕組みでデータをサブキャリアに重畳できるセンサーを用いた。このセンサーはバッテリ駆動型の既有品を改造したものである。
　構造物に、振動試験器によって１００Ｈｚの強制振動を与える。この構造物に、センサーを３箇所貼付する。センサーから受信した３点の加速度データを、ＳＭＡケーブルによる有線接続および無線接続で同時ストリーミングする。無線接続においては、レシーバでＭＳＭＡにより相互干渉を除去して、各センサーの信号を再構成した。
　この実証実験では、３つのセンサーが与干渉となるチャネル配置として、１ｃｈ、３ｃｈ、９ｃｈを選択した。
　図１５Ａは、３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行う前の波形を示す波形図である。図１５Ａ中、信号Ｓ１５０１は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０２は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０３は９ｃｈである。信号Ｓ１５０２と信号Ｓ１５０３には、干渉に起因する波形の乱れが確認できる。
　図１５Ｂは、３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行った後の波形を示す波形図である。図１５Ｂ中、信号Ｓ１５０４は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０５は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０６は９ｃｈである。
　図１５Ｃは、３つのセンサーから有線接続で受信した信号の波形を示す波形図であり、デジタルオシロスコープの画面キャプチャである。図１５Ｃ中、信号Ｓ１５０７は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０８は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０９は９ｃｈである。
　図１５Ｃを見ると、信号Ｓ１５０７と信号Ｓ１５０８はほぼ同一位相、同一振幅の信号が出力されている。信号Ｓ１５０７と信号Ｓ１５０９とではほぼ逆位相でおよそ半分の振幅の信号が出力されている。これらの信号の状態が、図１５Ｂで概ね再現されていることが確認できる。
　本実施形態においては、無線通信システム１０１と、これに使用される受信機１０４の、ソフトウェア受信部１０７としての機能を開示した。
　干渉成分を含む受信電波に基づく有限長データ列６０１に対し、正確な逐次干渉除去を遂行して、複数のセンサー端末１０２から同時に受信した複数の受信電波をそれぞれ正常に復調するために、最も低い周波数の副搬送波から、その周波数を奇数逓倍した干渉成分を作成する。
　干渉成分を作成するために、有限長データ列６０１から目的の副搬送波成分を抽出したサブキャリアデータ列７０１に、ヒルベルト変換処理部６０５によるヒルベルト変換を施して解析データ列７０２を生成する。また、サブキャリアデータ列７０１から搬送波位相推定部６０６による回帰分析を用いてキャリア位相差Ψ７０３を推定する。
　角度演算部７０６は、解析データ列７０２を回転演算部７０４でキャリア位相差Ψ７０３だけ戻してから、角度データ列７０７を生成する。この角度データ列７０７は、角度乗算部７０８及び振幅除算部７１０にて奇数逓倍した逓倍角度データ列７１１に変換される。そして、逓倍角度データ列７１１を逆ヒルベルト変換処理部６１２で逆ヒルベルト変換処理を施して、干渉成分となる奇数逓倍高調波データ列７１３が生成される。この奇数逓倍高調波データ列７１３を、同じ周波数の副搬送波のサブキャリアデータ列７０１から除去することで、正確な干渉成分の除去を実現する。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
　例えば、上記した実施形態は本発明をわかりやすく説明するために装置及びシステムの構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることは可能であり、更にはある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の揮発性あるいは不揮発性のストレージ、または、ＩＣカード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。
　また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　１０１…無線通信システム、１０２…センサー端末、１０３…インテロゲーター、１０４…受信機、１０５…ＩＱ変換部、１０６…ネットワーク、１０７…ソフトウェア受信部、２０１…アンテナ、２０２…電源部、２０３…変調部、２０４…ＳＰＤＴスイッチ、２０５…制御部、２０６…副搬送波源、２０７…センサー、２１０…受信データ、３０１…アンテナ、３０２…局部発振器、３０３…ミキサー、３０４…ＬＰＦ、３０５…復調部、３０６…Ａ／Ｄ変換器、３０７…制御部、３０８…Ｄ／Ａ変換器、３０９…変調部、３１０…搬送波源、３１１…センサー端末リスト、４０１…アンテナ、４０２…同調回路、４０３…ＲＦアンプ、４０４…第一ミキサー、４０５…第二ミキサー、４０６…局部発振器、４０７…移相器、４０８…第一ＬＰＦ、４０９…第二ＬＰＦ、４１０…Ａ／Ｄ変換器、５０１…ＣＰＵ、５０２…ＲＯＭ、５０３…ＲＡＭ、５０４…表示部、５０５…操作部、５０６…不揮発性ストレージ、５０７…バス、５０８…ＮＩＣ、６０１…有限長データ列、６０２…ＨＰＦ、６０３…ＢＰＦ、６０４…入出力制御部、６０５…ヒルベルト変換処理部、６０６…搬送波位相推定部、６０７…解析データ変換部、６０８…復調処理部、６０９…復調データ列、６１０…ＰＬＬ処理部、６１１…角度乗算処理部、６１２…逆ヒルベルト変換処理部、６１３…干渉除去処理部、６１４…干渉除去演算部、７０１…サブキャリアデータ列、７０２…解析データ列、７０３…キャリア位相差Ψ、７０４…回転演算部、７０５…回転解析データ列、７０６…角度演算部、７０７…角度データ列、７０８…角度乗算部、７１０…振幅除算部、７１１…逓倍角度データ列、７１３…奇数逓倍高調波データ列、７１５…干渉除去サブキャリアデータ列、１４０１…ソフトウェア受信機、１４０２ａ…第一チャネル処理部、１４０２ｂ…第二チャネル処理部、１４０２ｃ…第三チャネル処理部、１４０２ｄ…第四チャネル処理部、１４０２ｅ…第五チャネル処理部、１４０２ｐ…第十六チャネル処理部、１４０３…分配器

Claims (5)

  1. 　無変調の搬送波を発する搬送波源と、
    　前記搬送波に端末ごとに予め周波数が定められた副搬送波を重畳し、前記副搬送波を信号源が生成する信号で所定の変調方式にて変調し、バックスキャッターを送信する複数の受動型端末と、
    　前記複数の受動型端末から送信される複数のバックスキャッターを受信し、干渉成分を逐次的に除去して各々の受動型端末における前記信号源の信号を復調する受信機と
    よりなる無線通信システムであって、
    　前記受信機は、
    　受信した電波に周波数変換および直交変換を施して、Ｉ成分とＱ成分を有する有限長データ列を生成するＩＱ変換部と、
    　前記有限長データ列から直流成分を除去するハイパスフィルタと、
    　前記ハイパスフィルタ通過後の有限長データ列に含まれる前記副搬送波の周波数を選択的に通過させて第一のサブキャリアデータ列を形成する第一のバンドパスフィルタと、
    　前記第一のバンドパスフィルタとは異なる前記副搬送波の周波数を選択的に通過させて第二のサブキャリアデータ列を形成する第二のバンドパスフィルタと、
    　前記サブキャリアデータ列にヒルベルト変換を施して解析データ列を生成するヒルベルト変換処理部と、
    　前記サブキャリアデータ列に含まれる前記搬送波の位相遅れを推定してキャリア位相差を得る搬送波位相推定部と、
    　前記解析データ列と前記キャリア位相差から角度データ列を生成するＰＬＬ処理部と、
    　前記角度データ列を所望の奇数逓倍数にて逓倍して逓倍角度データ列を得る角度乗算処理部と、
    　前記逓倍角度データ列と前記キャリア位相差と前記解析データ列から取り出した振幅の調整値とを用いた射影変換を行い、奇数逓倍高調波データ列を得る逆ヒルベルト変換処理部と、
    　前記第二のサブキャリアデータ列から前記奇数逓倍高調波データ列を減算する干渉除去処理部と
    を具備する、無線通信システム。
  2. 　前記搬送波位相推定部は、回帰分析を用いて前記位相遅れを推定する、
    請求項１に記載の無線通信システム。
  3. 　前記ＰＬＬ処理部は、
    　前記解析データ列を前記キャリア位相差の分だけ位相を補正してＩ成分とＱ成分を有する回転解析データ列を得る回転演算部と、
    　前記回転解析データ列の角度を算出して角度データ列を生成する角度演算部と
    よりなる、請求項２に記載の無線通信システム。
  4. 　前記ＰＬＬ処理部、前記角度乗算処理部、前記逆ヒルベルト変換処理部及び前記干渉除去処理部は干渉除去演算部を構成し、
    　前記干渉除去演算部は、前記有限長データ列から除去したい干渉成分の個数に応じて設けられる、
    請求項３に記載の無線通信システム。
  5. 　前記バンドパスフィルタを、搬送波に対して基本帯域幅の整数倍だけ離調して２つ以上配置してチャネルを構成した場合に、搬送波に近いチャネルから数えて奇数チャネル群と偶数チャネル群に分割して、前記搬送波位相推定部、前記角度演算部、前記ヒルベルト変換処理部、及び前記干渉除去処理部を、前記奇数チャネル群と前記偶数チャネル群とでそれぞれ独立して処理する、
    請求項４に記載の無線通信システム。
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