WO2017140823A1 - Alimentation à découpage - Google Patents

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WO2017140823A1
WO2017140823A1 PCT/EP2017/053571 EP2017053571W WO2017140823A1 WO 2017140823 A1 WO2017140823 A1 WO 2017140823A1 EP 2017053571 W EP2017053571 W EP 2017053571W WO 2017140823 A1 WO2017140823 A1 WO 2017140823A1
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power
power supply
cycle
input
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PCT/EP2017/053571
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Pierre-Emmanuel Calmel
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Devialet
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
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    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply, of the type comprising:
  • a storage capacitor connected in parallel with the output terminals of the rectifier circuit with the interposition of a coil, the output being formed across the terminals of the storage capacitor.
  • Many electronic devices are fed from the network distributing a sinusoidal signal through a switching power supply capable of supplying a DC power supply.
  • Such a switching power supply with power factor correction thus comprises two switching stages, a first in the boost circuit and the second in the controlled switch bridge.
  • This double switching structure is at the origin of a relatively low efficiency of the switching power supply.
  • WO 201 1/1 14007 discloses a switching power supply having a single switching stage and thus having a high efficiency.
  • the switches of the bridge connected to the primary winding of the transformer are controlled by a microprocessor whose power supply is referenced to the mains voltage.
  • the measurement of the dry voltage V and the dry current 1 uses such insulators.
  • the estimation of the secondary power from l sec assumes that the consumption measured during 1 ms is representative of the actual consumption during the last sector period, which is not necessarily the case.
  • the duration of non-transmission of energy (interval A in WO 201 1/1 14007) can not be too short to have the time to measure the slope of the voltage V sec (two measurements at 1 ms interval) and the time to perform the power calculations.
  • the object of the invention is to propose a switching power supply having a high efficiency while avoiding the constraints previously mentioned in the calculation or estimation of the output current.
  • the subject of the invention is a switching power supply of the aforementioned type, characterized in that it comprises control means of the switch system for controlling the amplitude of the input current as a function of the voltage of the input, the voltage across the storage capacitor, and the power supplied to the output, and the control means includes cyclically calculating means, the power supplied, from a power supplied to a prior cycle and at least one output power variation estimated at a cycle output.
  • the power supply comprises one or more of the following characteristics:
  • At least one power output variation estimated at output on one cycle comprises the power variation supplied to the preceding cycle and the power variation supplied two cycles previously;
  • ⁇ - ⁇ power variation calculated by the stage 104 at the end of the cycle preceding n-1
  • ⁇ -2 power variation calculated by the stage 104 to the previous cycle n-2;
  • the means for calculating the power supplied comprise a finite impulse response filter adapted to receive at the input at least one power variation supplied ⁇ ⁇ -1 , estimated at output on a cycle and an integrator;
  • the finite impulse response filter is a filter with two +2 and -1 value coefficients
  • the cyclically calculating means, the power supplied comprises means for calculating the power variation output from the output voltage and a reference voltage;
  • control means are capable of cyclically calculating a power supplied for each half-period of the input current
  • the controlled switch system is the only circuit between the input and the output to include switching elements
  • the primary of the transformer comprises two windings and means for selecting at least one of these two windings;
  • the invention also relates to a high fidelity amplifier comprising an amplification stage and a switching power supply as defined above.
  • FIG. 1 is a schematic circuit of the switching power supply according to the invention integrated in an amplifier
  • FIG. 2 is a block diagram of the control mode of the switches implemented in the power supply illustrated in FIG. 1;
  • FIG. 3 is a curve illustrating the voltage and the input current of the switching power supply.
  • FIG. 4 is a set of curves illustrating over time, the evolution of the power to be transmitted.
  • FIG. 1 illustrates a high fidelity amplifier 10 comprising a switching power supply 12 supplying an amplification stage 14.
  • the amplification stage 14 of any suitable type is described, for example, in the patent application FR 2,873,872.
  • Switching power supply 12 has an input 16 capable of being connected to a supply network 18 supplying an alternating current, for example sinusoidal, for example 220 V at a frequency of 50 or 60 Hz, via a bridge of diodes adapted to perform the recovery of the network voltage.
  • the voltage and the intensity are always of the same sign and positive, and are variable over time.
  • the input voltage is noted V PR
  • the input 16 is connected directly, without the interposition of a boost type circuit at the input of a controlled switch bridge whose output is connected to a transformer 21.
  • the switch bridge 20 comprises two parallel branches each comprising two controlled switches mounted in series, these two branches being connected between the two input terminals 16.
  • the connection points of the switches of the same branch constituting the output of the switch bridge.
  • Each of the switches consists for example of a MOS type transistor and these transistors are controlled by a control circuit 22.
  • the transformer 21 comprises a primary circuit 24 connected between the two controlled switches connected in series of each branch and a secondary circuit 26 connected to the input terminals of a rectifying circuit 28 formed for example of a diode bridge known per se .
  • the primary circuit 24 of the transformer comprises two windings and means for selecting one and / or the other of these two windings for their connection to the two controlled switches connected in series of each branch.
  • a diode 30 is connected between the two output terminals of the diode bridge 28.
  • the output of the diode bridge 28 is also connected to a storage capacitor 32 through a coil 34.
  • This coil is disposed between the cathode of the diode 30 and one of the terminals of the capacitor 32.
  • the output denoted 36 of the switching power supply is formed across the capacitor 32.
  • the output current is noted l sec while the output voltage is noted V sec .
  • Means for measuring the input intensity PR are provided at the input of the switching power supply. They are formed for example of a resistor 38 across which the voltage is measured, this voltage being proportional to the intensity flowing in the resistor.
  • the power supply 12 is devoid of means for measuring or estimating the output intensity l dry , an amount not used for the regulation of the power supply.
  • Controlled opposed switches of the two branches of the bridge 20 have their bases connected together to receive the same command denoted respectively C 0 and
  • the control circuit 22 receives, as input, by any suitable means the input voltage V PR
  • FIG. 2 illustrates the control chain 100 implemented by control circuit 22.
  • the switched-mode power supply is intended to supply a constant setpoint voltage, denoted by V sec- target, which is, for example, equal to 50 V. This voltage is that measured at the output 36 of the power supply or at the terminals of the storage capacitor 32.
  • the control circuit 22 is able to supply the two control signals C 0 and Ci respectively applied to the diametrically opposed controlled switches of the bridge 20.
  • the regulator 100 illustrated in FIG. 2 comprises as input a subtractor 102 receiving the target voltage V sec target and the voltage measured at the output V sec .
  • a stage 104 calculates the power variation ⁇ to be supplied to the capacitor 32 to go from the current voltage V sec at the output to the target voltage V sec target, without taking into account the power ⁇ to be supplied to the load 14.
  • B is the duration of the period of supply of energy to the storage capacitor 32 over a half-period of the supply signal.
  • the power variation ⁇ is calculated cyclically once for each half-period of the supply signal, ie every 10 milliseconds for a signal of 50 Hz. They are therefore indexed by an index n corresponding to the cycle n considered. In Figure 2, the indices are not reported for the sake of simplification.
  • a stage 105 for calculating the average power P n which will be supplied by the output power supply during the half-period current sector corresponding to the cycle n from the power variation ⁇ ⁇ - ⁇ to the previous cycle n-1, from the power variation ⁇ ⁇ - 2 to the still previous cycle n-2 and the average power P n -i supplied to the previous cycle n-1.
  • the stage 105 comprises in series a finite impulse response filter 106 also called FIR filter with two +2 and -1 value coefficients and an integrator 107.
  • the calculation frequency of the FIR filter 106 is that of a half-alternation sector, namely 100 Hz for example.
  • the FIR filter 106 receives only the power variation ⁇ ⁇ -1 and has a storage memory of the previous power variation ⁇ ⁇ _ 2 .
  • the output of the integrator provides the new setpoint power P n that the power supply must supply during the alternating current sector n corresponding to the cycle n.
  • ⁇ - ⁇ power variation calculated by the stage 104 at the end of the cycle preceding n-1
  • ⁇ - 2 power variation calculated by the stage 104 in the still preceding cycle n-2.
  • receives as input the input voltage V PR
  • a stage 109 for calculating the equivalent resistance is connected at the output of the stages 105 and 108 and is suitable for calculating the equivalent resistance R from the quotient of the square of the peak voltage A V PR
  • the equivalent resistance R is introduced into a secondary regulation loop 1 10 having as input a stage I 12 for calculating the intensity I which must be consumed at the input 18 to compensate the discharge of the capacitor 32 and the power supply of the load 14.
  • This intensity I is given by the quotient of the input voltage V PR
  • the intensity I is addressed to a subtracter 1 14 receiving on an input the input intensity 1 PR
  • the output of the subtractor 1 14 is connected to a control stage 1 16, which controls, from the difference in intensity II PR
  • the network Due to the presence of the capacitor 32, which is normally charged with a voltage equal to or close to the target voltage V sec target taken equal to 50 volts in the example in question, the network is not likely to provide power. energy only when the absolute value of the voltage supplied by the network is greater than 50 volts. When the mains voltage is between -50 and + 50V no current is drawn from the network.
  • FIG. 3 are shown in solid lines the supply voltage V PR
  • the control chain 100 is such that this duty cycle is calculated during each non-conduction phase of duration A and applied during the next conduction phase of duration B in order to compensate during this conduction phase exactly the power variation of the storage capacitor. and the power transmitted as output to the load.
  • the input power variation of the power supply is a perfect estimator of the variation of the power consumed in the secondary of the power supply, weighted by the efficiency ⁇ of the food.
  • the variation of power during the n-secondary cycle is calculated exclusively from the knowledge of the voltage V sec , the setpoint V sec target and the value C of the capacitor 32:
  • ⁇ ⁇ + 1 (2. ⁇ ⁇ ) / ⁇
  • the factor 2 comes from the fact that it is necessary to provide a power ⁇ ⁇ / ⁇ to recharge the capacitor 32 to its initial value and an additional power ⁇ ⁇ / ⁇ corresponding to the additional power consumed by the load at the secondary.
  • cycle n + 2 the output voltage V sec having returned to the voltage V sec target, the power supply no longer has to provide the power ⁇ ⁇ + ⁇ / ⁇ required to recharge the capacitor 32.
  • cycle n + 2 the supply always provides the additional power ⁇ ⁇ / ⁇ corresponding to the additional power in the load with respect to cycle n.

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Abstract

L'alimentation à découpage (10) comporte : - une entrée (16) pour un courant variable d'entrée (I PRI ) sous une tension d'entrée (V PRI ); - une sortie (36) pour un courant continu de sortie (I sec ), et - successivement, depuis l'entrée vers la sortie, - un système d'interrupteurs commandés (20); - un transformateur (21) dont le primaire (24) est relié en sortie du système d'interrupteurs commandés (20); - un circuit de redressement (28) connecté aux bornes d'un circuit secondaire (26) du transformateur; et - un condensateur de stockage (32) relié en parallèle aux bornes de sortie du circuit redresseur (28) avec interposition d'une bobine (34), la sortie (36) étant formée aux bornes du condensateur de stockage (32). Elle comporte en outre des moyens (22) de commande du système d'interrupteurs (20) pour commander l'amplitude du courant d'entrée (I PRI ) en fonction de la tension d'entrée (V PRI ), de la tension (V sec ) aux bornes du condensateur de stockage (32), et de la puissance (P n ) fournie à la sortie (36), et les moyens de commande (22) comportent des moyens de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie, à partir d'une puissance fournie à un cycle antérieur et d'au moins une variation de puissance fournie estimée en sortie (36) sur un cycle.

Description

Alimentation à découpage
La présente invention concerne une alimentation à découpage, du type comportant :
- une entrée pour un courant variable d'entrée sous une tension d'entrée ;
- une sortie pour un courant continu de sortie, et
- successivement, depuis l'entrée vers la sortie,
- un système d'interrupteurs commandés;
- un transformateur dont le primaire est relié en sortie du système d'interrupteurs commandés ;
- un circuit de redressement connecté aux bornes d'un circuit secondaire du transformateur ; et
- un condensateur de stockage relié en parallèle aux bornes de sortie du circuit redresseur avec interposition d'une bobine, la sortie étant formée aux bornes du condensateur de stockage.
De nombreux appareils électroniques sont alimentés à partir du réseau distribuant un signal sinusoïdal au travers d'une alimentation à découpage propre à fournir un courant continu d'alimentation.
Tel est le cas par exemple pour des amplificateurs haute-fidélité.
Une telle alimentation à découpage à correction de facteur de puissance comporte donc deux étages de commutation, un premier dans le circuit boost et le second dans le pont d'interrupteurs commandés. Cette double structure de commutation est à l'origine d'un rendement relativement faible de l'alimentation à découpage.
WO 201 1 /1 14007 décrit une alimentation à découpage comportant un unique étage de commutation et présentant ainsi un rendement élevé.
Les interrupteurs du pont relié à l'enroulement primaire du transformateur sont contrôlés par un microprocesseur dont l'alimentation est référencée à la tension secteur.
Il est donc nécessaire de prévoir des barrières d'isolation de potentiel lors de tout échange d'informations depuis le circuit relié à l'enroulement secondaire vers le circuit relié à l'enroulement primaire.
De ce fait, la mesure de la tension Vsec et du courant lsec utilise de tels isolateurs.
Dans le cas où on ne mesure pas lsec mais où on estime lsec par différence de la tension secondaire entre deux mesures proches, on économise un canal de transmission isolée. Par contre, on ajoute des contraintes supplémentaires sur la mesure de la tension Vsec, à savoir : - Précision accrue requise pour avoir une mesure significative de la variation de Vsec durant la courte période de mesure (1 ms environ) : utilisation d'un convertisseur Analogique/Numérique de 14 à 16 bits de résolution typiquement ;
- Mise en place d'un canal de communication rapide entre le secondaire et le primaire pour la transmission de cette information, typiquement utilisation d'un bus de type SPI nécessitant 3 signaux de commande (CLK, CS, MISO)
En outre, l'estimation de la puissance du secondaire à partir de lsec fait l'hypothèse que la consommation mesurée durant 1 ms est représentative de la consommation réelle durant la dernière période secteur, ce qui n'est pas forcément le cas.
Dans tous les cas, l'estimation de la consommation du secondaire est entachée d'erreur, en particulier aux faibles puissances. De ce fait, il est nécessaire d'ajouter un filtrage passe bas ou une porte à bruits (connue sous le nom de noise gâte en anglais), ce qui se traduit par une dégradation de la régulation aux transitoires.
Enfin, la durée de non-transmission d'énergie (intervalle A dans WO 201 1/1 14007) ne peut pas être trop courte pour avoir le temps de faire la mesure de la pente de la tension Vsec (deux mesures à 1 ms d'intervalle par exemple) et le temps d'effectuer les calculs de puissance.
L'invention a pour but de proposer une alimentation à découpage présentant un rendement élevé tout en évitant les contraintes précédemment évoquées dans le calcul ou l'estimation du courant de sortie.
A cet effet, l'invention a pour objet une alimentation à découpage du type précité, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens de commande du système d'interrupteurs pour commander l'amplitude du courant d'entrée en fonction de la tension d'entrée, de la tension aux bornes du condensateur de stockage, et de la puissance fournie à la sortie, et les moyens de commande comportent des moyens de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie, à partir d'une puissance fournie à un cycle antérieur et d'au moins une variation de puissance fournie estimée en sortie sur un cycle.
Selon des modes particuliers de réalisation, l'alimentation comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
- au moins une variation de puissance fournie estimée en sortie sur un cycle comporte la variation de puissance fournie au cycle précédant et la variation de puissance fournie deux cycles auparavant ;
- la puissance fournie Pn au cycle courant n est donnée par Pn = Pn-i +2 ΔΡη-1 - ΔΡη_2 ; Où
Pn-i : puissance fournie au cycle précédent n-1 ,
ΔΡη-ι : variation de puissance calculée par l'étage 104 à la fin du cycle précédant n-1 , et
ΔΡη-2 : variation de puissance calculée par l'étage 104 au cycle antérieur n-2 ;
- les moyens de calcul de la puissance fournie comportent un filtre à réponse impulsionnelle finie propre à recevoir en entrée au moins une variation de puissance fournie ΔΡη-1 , estimée en sortie sur un cycle et un intégrateur ;
- le filtre à réponse impulsionnelle finie est un filtre à deux coefficients de valeur +2 et -1 ;
- les moyens de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie comportent des moyens de calcul de la variation de puissance fournie en sortie à partir de la tension en sortie et d'une tension de référence ;
- les moyens de commande sont propres à calculer de manière cyclique une puissance fournie pour chaque demi-période du courant d'entrée ;
- le système d'interrupteurs commandés est le seul circuit entre l'entrée et la sortie à comporter des organes de commutation ;
- le primaire du transformateur comporte deux enroulements et des moyens de sélection de l'un au moins de ces deux enroulements ;
- ladite alimentation est dépourvue de moyens de mesure de l'intensité de sortie ; L'invention a également pour objet un amplificateur haute-fidélité comportant un étage d'amplification et une alimentation à découpage telle que définie ci-dessus.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins sur lesquels :
- la figure 1 est un circuit schématique de l'alimentation à découpage selon l'invention intégrée dans un amplificateur ;
- la figure 2 est un schéma synoptique du mode de commande des interrupteurs mis en œuvre dans l'alimentation illustrée sur la figure 1 ;
- la figure 3 est une courbe illustrant la tension et le courant d'entrée de l'alimentation à découpage ; et
- la figure 4 est un ensemble de courbes illustrant au cours du temps, l'évolution de la puissance à transmettre.
Sur la figure 1 est illustré un amplificateur haute-fidélité 10 comportant une alimentation à découpage 12 alimentant un étage d'amplification 14. L'étage d'amplification 14 de tout type adapté est décrit par exemple dans la demande de brevet FR 2.873.872. L'alimentation à découpage 12 présente une entrée 16 propre à être reliée à un réseau d'alimentation 18 fournissant un courant alternatif par exemple sinusoïdal par exemple de 220 V à une fréquence de 50 ou 60 Hz, par l'intermédiaire d'un pont de diodes propre à réaliser le redressement de la tension du réseau. A l'entrée 16, la tension et l'intensité sont chacune toujours de même signe et positive, et sont variables au cours du temps.
La tension d'entrée est notée VPR| et l'intensité traversant l'entrée 16 est noté lPR|. L'entrée 16 est reliée directement, sans interposition d'un circuit de type boost à l'entrée d'un pont d'interrupteurs commandés 20 dont la sortie est reliée à un transformateur 21 .
Comme connu en soi, le pont d'interrupteurs 20 comporte deux branches parallèles comportant chacune deux interrupteurs commandés montés en série, ces deux branches étant reliées entre les deux bornes d'entrée 16. Les points de connexion des interrupteurs d'une même branche constituant la sortie du pont d'interrupteurs.
Chacun des interrupteurs est constitué par exemple d'un transistor de type MOS et ces transistors sont commandés par un circuit de commande 22.
Le transformateur 21 comporte un circuit primaire 24 relié entre les deux interrupteurs commandés montés en série de chaque branche et un circuit secondaire 26 relié aux bornes d'entrée d'un circuit de redressement 28 formé par exemple d'un pont de diodes connu en soi.
Avantageusement, le circuit primaire 24 du transformateur comporte deux enroulements et des moyens de sélection de l'un et/ou l'autre de ces deux enroulements pour leur connexion aux deux interrupteurs commandés montés en série de chaque branche.
Une diode 30 est reliée entre les deux bornes de sortie du pont de diodes 28.
La sortie du pont de diodes 28 est reliée également à un condensateur 32 de stockage au travers d'une bobine 34. Cette bobine est disposée entre la cathode de la diode 30 et l'une des bornes du condensateur 32. La sortie notée 36 de l'alimentation à découpage est formée aux bornes du condensateur 32. Le courant de sortie est noté lsec alors que la tension de sortie est notée Vsec.
Des moyens de mesure de l'intensité d'entrée lPR| sont prévus en entrée de l'alimentation à découpage. Ils sont formés par exemple d'une résistance 38 aux bornes de laquelle la tension est mesurée, cette tension étant proportionnelle à l'intensité circulant dans la résistance.
L'alimentation 12 est dépourvue de moyens de mesure ou d'estimation de l'intensité de sortie lsec, quantité non utilisée pour la régulation de l'alimentation. Les interrupteurs commandés opposés des deux branches du pont 20 ont leurs bases reliées ensemble pour recevoir une même commande notée respectivement C0 et
Le circuit de commande 22 reçoit, en entrée, par tout moyen adapté la tension d'entrée VPR|, l'intensité d'entrée IPR| et la tension de sortie Vsec.
Sur la figure 2 est illustrée la chaîne de régulation 100 mise en œuvre par circuit de commande 22. L'alimentation à découpage est destinée à fournir une tension de consigne constante notée Vsectarget- Celle-ci est par exemple égale à 50 V. Cette tension est celle mesurée à la sortie 36 de l'alimentation ou encore aux bornes du condensateur de stockage 32.
Le circuit de commande 22 est propre à fournir les deux signaux de commande C0 et Ci appliqués respectivement aux interrupteurs commandés diamétralement opposés du pont 20.
Le régulateur 100 illustré sur la figure 2 comporte en entrée un soustracteur 102 recevant la tension de consigne Vsectarget et la tension mesurée en sortie Vsec.
Un étage 104 calcule la variation de puissance ΔΡ à fournir au condensateur 32 pour passer de la tension actuelle Vsec en sortie à la tension de consigne Vsectarget, sans tenir compte de la puissance ΔΡ à fournir à la charge 14.
Cette variation de puissance est donnée par
1 y2 - V2 )
AP = - C sectarget — χ λ
2 B
où λ est un coefficient de pondération de préférence strictement supérieur à 1 , tel que λ =— o u n est |e rendement de l'alimentation,
C est la capacité du condensateur 32, et
B est la durée de la période d'apport d'énergie au condensateur de stockage 32 sur une demi-période du signal d'alimentation.
La complémentaire de B dans la demi-période du signal d'alimentation et qui correspond à la période de non-apport d'énergie est notée A.
Les durées A et B sont illustrées sur la figure 3.
La variation de puissance ΔΡ est calculée de manière cyclique une fois pour chaque demi-période du signal d'alimentation, soit toutes les 10 millisecondes pour un signal de 50 Hz. Elles sont donc indexées par un indice n correspondant au cycle n considéré. Sur la figure 2, les indices ne sont pas reportés par soucis de simplification. En sortie de l'étage 104 est prévu un étage 105 de calcul de la puissance moyenne Pn qui sera fournie par l'alimentation en sortie au cours de la demi-période secteur courante correspondant au cycle n à partir de la variation de puissance ΔΡη-ι au cycle précédent n-1 , de la variation de puissance ΔΡη-2 au cycle encore précédent n-2 et de la puissance moyenne Pn-i fournie au cycle précédent n-1 .
L'étage 105 comporte en série un filtre à réponse impulsionnelle finie 106 encore appelé filtre FIR à deux coefficients de valeur +2 et -1 et un intégrateur 107.
La fréquence de calcul du filtre FIR 106 est celle d'une demi-alternance secteur, à savoir 100Hz par exemple.
Le filtre FIR 106 reçoit uniquement la variation de puissance ΔΡη-1 et comporte une mémoire de stockage de la variation de puissance précédente ΔΡη_2.
La sortie de l'intégrateur fournit la nouvelle puissance de consigne Pn que l'alimentation doit fournir lors l'alternance secteur courante n correspondant au cycle n.
Compte tenu du filtre FIR 106, la puissance de consigne Pn est données par : Pn = Pn-1 +2 ΔΡη-1 - ΔΡη-2
Où Pn : puissance fournie au cycle courant n,
Pn-i : puissance fournie au cycle précédent n-1 ,
ΔΡη-ι : variation de puissance calculée par l'étage 104 à la fin du cycle précédant n-1 , et
ΔΡη-2 : variation de puissance calculée par l'étage 104 au cycle encore précédent n-2.
Un étage 108 de calcul de la tension crête AVPR| reçoit en entrée la tension d'entrée VPR|.
Un étage 109 de calcul de la résistance équivalente est relié en sortie des étages 105 et 108 et est propre à calculer la résistance équivalente R à partir du quotient du carré de la tension crête AVPR| divisé par le double de la puissance moyenne à fournir Pn calculée en 105.
La résistance équivalente R est introduite dans une boucle de régulation secondaire 1 10 comportant en entrée un étage 1 12 de calcul de l'intensité I qui doit être consommée à l'entrée 18 pour compenser la décharge du condensateur 32 et l'alimentation de la charge 14. Cette intensité I est donnée par le quotient de la tension d'entrée VPR| par la résistance précédemment déterminée R.
L'intensité I est adressée à un soustracteur 1 14 recevant sur une entrée l'intensité d'entrée lPR| et sur l'autre entrée l'intensité calculée I. La sortie du soustracteur 1 14 est reliée à un étage de commande 1 16, lequel pilote, à partir de la différence d'intensité I-IPR| un régulateur à modulation de largeur d'impulsions 1 18 définissant et appliquant les consignes C0 et Ci comme connu en soi.
Du fait de la présence du condensateur 32, lequel est normalement chargé avec une tension égale ou proche de la tension de consigne Vsectarget prise égale à 50 volts dans l'exemple considéré, le réseau n'est susceptible d'apporter de l'énergie que lorsque la valeur absolue de la tension fournie par le réseau est supérieure à 50 volts. Lorsque la tension du réseau est comprise entre -50 et +50V aucun courant n'est prélevé sur le réseau.
Sur la figure 3 sont représentés en trait continu la tension d'alimentation VPR| et en trait mixte l'intensité du courant lPR| circulant au travers de l'entrée 16. On constate sur cette figure, que l'intensité est nulle lorsque la tension d'alimentation VPR| est comprise entre - 50 volts et + 50 volts.
Ainsi, pour chaque période du signal d'alimentation, deux phases de non conduction de durée A existent, ces phases correspondant au temps pendant lequel la tension d'entrée est comprise entre 50 et -50 volts. Ces deux phases de non conduction sont séparées par des phases de conduction de durée B pendant lesquelles les interrupteurs du pont 20 sont commandés par l'unité 1 18 en fonction d'un rapport cyclique prédéterminé.
La chaîne de régulation 100 est telle que ce rapport cyclique est calculé pendant chaque phase de non conduction de durée A et appliqué pendant la phase de conduction suivante de durée B afin de compenser pendant cette phase de conduction exactement la variation de puissance du condensateur de stockage et la puissance transmise en sortie à la charge.
Lors d'une phase de non conduction A lors du cycle n, le courant ln à fournir pendant la phase de conduction suivante B est calculé par les étages 102 à 1 12 à partir de la formule ln =^^—(APn_l + 2APn_l -APn_2)pu\s le rapport cyclique est déterminé par l'étage 1 16 à partir de l'intensité d'alimentation lPR| afin de piloter les interrupteurs du pont 20 par l'étage de pilotage 1 18 pendant la phase de conduction B suivante.
Le fonctionnement de l'alimentation va maintenant être expliqué en référence à la figure 4.
La variation de puissance en entrée de l'alimentation, d'un cycle secteur (10 ms) à l'autre, est un estimateur parfait de la variation de la puissance consommée au secondaire de l'alimentation, pondéré du rendement μ de l'alimentation.
Numérotons 1 , 2, n, n+1 , n+2 ... les cycles secteurs à 10 ms. Supposons que le système est à l'équilibre au cycle n.
Au début de ce cycle n et pendant toute la durée de ce cycle n, la puissance consommée au secondaire varie de APSECN-
Au début du cycle n+1 , la tension Vsec aura varié par rapport à sa consigne, l'énergie stockée dans le condensateur 32 ayant variée.
La variation de puissance durant le cycle n au secondaire se calcule exclusivement à partir de la connaissance de la tension Vsec, de la consigne Vsectarget et de la valeur C du condensateur 32 :
APn=0,5.C.( Vsectarget— Vsec )
Sur le cycle n+1 , pour ramener la sortie Vsec à la tension Vsectarget, l'alimentation doit fournir une puissance supplémentaire par rapport au cycle n :
ΔΡη+1 = (2.ΔΡη)/μ
Le facteur 2 provient du fait qu'il faut fournir une puissance ΔΡη/μ pour recharger le condensateur 32 à sa valeur initiale et une puissance additionnelle ΔΡη/μ correspondant à la puissance supplémentaire consommée par la charge au secondaire.
D'où Pn+1 = Pn + (2ΔΡη)/μ.
On note que ΔΡη-2 est nul car la système était préalablement à l'équilibre.
Sur le cycle n+2, la tension de sortie Vsec étant revenue à la tension Vsectarget, l'alimentation n'a plus à fournir la puissance ΔΡη+ι/μ requise pour recharger le condensateur 32. Par contre, au cycle n+2, l'alimentation fournit toujours la puissance additionnelle ΔΡη/μ correspondant à la puissance additionnelle dans la charge par rapport au cycle n.
D'où Pn+2 = Pn + ΔΡη/μ
En supposant dans cet exemple que ΔΡη+ι est nul.
Ce qui s'écrit aussi :
Pn+2 = Pn+1 - ΔΡη/μ
Pour une variation au cycle n de puissance dans la charge ΔΡη, la puissance au primaire de l'alimentation pendant les deux cycles n+1 et n+2 suivants varie donc afin de réaliser la correction parfaite de la tension Vsec :
Pn+1 = Pn + (2ΔΡη)/μ
Pn+2 = Pn+1 - ΔΡη/μ
Cela correspond à faire passer la variation de puissance du secondaire du cycle n (ΔΡη) dans un filtre FIR à deux coefficients valant respectivement +2 et -1 avant de l'intégrer, la sortie de l'intégrateur étant la nouvelle consigne en puissance de l'alimentation. Sur la figure 4 est illustré aux cycles n+5 et suivant une baisse de la puissance consommée et donc une augmentation temporaire de la tension Vsec conduisant à une baisse de la puissance fournie de 2ΔΡη+5 au cycle n+6 puis une remontée de ΔΡη+5 à partir du cycle n+7.
On conçoit qu'avec une telle structure d'alimentation à découpage, le rendement est élevé grâce au recours à un unique étage de commutation. De plus, ce rendement est d'autant plus élevé que seule l'énergie consommée par la charge est réellement prélevée sur le réseau d'alimentation grâce à la loi de pilotage du pont d'interrupteurs mis en œuvre.
Enfin, les temps de calcul étant réduit et l'intensité de sortie lsec, n'étant pas mesuré, la période A de non-fourniture d'énergie peut être très réduite.
En outre, une telle alimentation à découpage présente, vue du réseau, une caractéristique proche de la caractéristique d'une résistance puisque, durant toute la période B, le courant consommé sur la charge 18 est proportionnel à la tension présente sur la charge 18, donc le courant suit la loi d'ohm Ipri = Vpri/ R.

Claims

REVENDICATIONS
1 . - Alimentation à découpage (10) comportant :
- une entrée (16) pour un courant variable d'entrée (IPR|) sous une tension d'entrée
(VPRI) ;
- une sortie (36) pour un courant continu de sortie (lsec), et
- successivement, depuis l'entrée vers la sortie,
- un système d'interrupteurs commandés (20) ;
- un transformateur (21 ) dont le primaire (24) est relié en sortie du système d'interrupteurs commandés (20) ;
- un circuit de redressement (28) connecté aux bornes d'un circuit secondaire (26) du transformateur ; et
- un condensateur de stockage (32) relié en parallèle aux bornes de sortie du circuit redresseur (28) avec interposition d'une bobine (34), la sortie (36) étant formée aux bornes du condensateur de stockage (32), caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens (22) de commande du système d'interrupteurs (20) pour commander l'amplitude du courant d'entrée (lPR|) en fonction de la tension d'entrée (VPR|), de la tension (Vsec) aux bornes du condensateur de stockage (32), et de la puissance (Pn) fournie à la sortie (36), et les moyens de commande (22) comportent des moyens (104, 105) de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie (Pn), à partir d'une puissance fournie (Pn-i) à un cycle antérieur et d'au moins une variation de puissance fournie (ΔΡη-ι , ΔΡη-2) estimée en sortie (36) sur un cycle et en ce que au moins une variation de puissance fournie (ΔΡη-ι , ΔΡη-2) estimée en sortie (36) sur un cycle comporte la variation de puissance fournie (ΔΡη-ι) au cycle précédant et la variation de puissance fournie (ΔΡη-2) deux cycles auparavant.
2. - Alimentation selon la revendication 1 , caractérisée en ce que la puissance fournie Pn au cycle courant n est donnée par Pn = Pn-i +2 ΔΡη-1 - ΔΡη_2 ;
Où
Pn-i : puissance fournie au cycle précédent n-1 ,
ΔΡη-ι : variation de puissance calculée par l'étage 104 à la fin du cycle précédant n-1 , et
ΔΡη_2 : variation de puissance calculée par l'étage 104 au cycle antérieur n-2.
3. - Alimentation l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que les moyens (104, 105) de calcul de la puissance fournie (Pn) comportent un filtre à réponse impulsionnelle finie (106) propre à recevoir en entrée au moins une variation de puissance fournie ΔΡη-ι , estimée en sortie (36) sur un cycle et un intégrateur (107).
4. - Alimentation selon la revendication 3, caractérisée en ce que le filtre à réponse impulsionnelle finie (106) est un filtre à deux coefficients de valeur +2 et -1 .
5. - Alimentation selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que les moyens (104, 105) de calcul de manière cyclique, de la puissance fournie (Pn) comportent des moyens (104) de calcul de la variation de puissance (ΔΡη) fournie en sortie (36) à partir de la tension (Vsec) en sortie (36) et d'une tension de référence (Vsectarget) -
6. - Alimentation selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que les moyens de commande (22) sont propres à calculer de manière cyclique une puissance fournie (Pn) pour chaque demi-période du courant d'entrée (lPR|).
7. - Alimentation selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que le système d'interrupteurs commandés (20) est le seul circuit entre l'entrée (16) et la sortie (36) à comporter des organes de commutation.
8. - Alimentation selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que le primaire (24) du transformateur comporte deux enroulements et des moyens de sélection de l'un au moins de ces deux enroulements.
9. - Alimentation selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce qu'elle est dépourvue de moyens de mesure de l'intensité de sortie
10. - Amplificateur (10) comportant un étage d'amplification (14) et une alimentation à découpage (12) selon l'une quelconque des revendications précédentes.
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