WO2017153366A1 - Procédé et dispositif de commande en monophasé d'un chargeur de véhicules à traction électrique ou hybride embarqué sans isolation galvanique - Google Patents

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WO2017153366A1
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voltage
rectifier
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electromagnetic compatibility
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PCT/EP2017/055247
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Christelle SABER
Alain Gascher
Denis LABROUSSE
Bertrand REVOL
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Renault S.A.S
Centre National De La Recherche Scientifique (Cnrs)
Ecole Normale Superieure De Cachan
Conservatoire National des Arts et Métiers
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Definitions

  • the technical field of the invention is the high voltage battery chargers of motor vehicles with electric or hybrid traction on board without galvanic isolation, and more particularly the control of such chargers for charging from a single phase power supply network.
  • the charge of the high voltage batteries consists of bringing the electric power of the AC supply network back to the battery which has continuous electrical quantities.
  • the battery charging device is a switch-based controlled converter that provides AC-DC (alternating-continuous) conversion of electrical quantities.
  • the implementation of this principle of operation is based on a comparison between the voltage levels of input (mains effective voltage) and output voltage (voltage across the battery) of the charger.
  • the charger when the output voltage is greater than the input voltage, the charger must be able to raise the voltage from where the use of a voltage boost circuit, also called Boost circuit.
  • Boost circuit also called Boost circuit.
  • the charger must be able to lower the voltage through the lower voltage circuit (Buck circuit or Buck rectifier). .
  • the electrical power of the network is brought to the battery successively through a Buck type rectifier circuit followed by a Boost type circuit.
  • Boost Boost type circuit.
  • These two circuits are connected by means of a smoothing inductor.
  • This inductance is made from a passive component independent of the traction chain and / or by the use of the coils of the electric traction machine which ensures the propulsion of the vehicle.
  • the battery charging devices of electric vehicles must comply with the standards defining the limits of current harmonics taken from the power supply network. electric. These harmonics lead to a distortion of the withdrawn alternating current.
  • the current distortion is measured using a tool called harmonic distortion rate (THD).
  • THD harmonic distortion rate
  • the objective is to reduce THD as much as possible by respecting the standards.
  • the charging system also comprises an electromagnetic compatibility filter at the input of the buck circuit.
  • This filter is constituted by a number of filter stages in common mode and in differential mode. Each stage has passive components that can be capacitive, inductive and resistive.
  • the reactive energy of the input filter induces a nonzero phase shift between the fundamentals of the voltage and the current drawn on the network leading to the degradation of the displacement factor related to the phase shift.
  • the fundamental of a measured electrical quantity is defined as the instantaneous value of the quantity measured for its basic frequency without taking into account the components corresponding to higher order harmonic frequencies.
  • Embedded chargers without current galvanic isolation have the drawbacks of requiring a high smoothing inductance current for their control, of having a low power factor at low power, of having a high level of leakage currents, and of understanding a large inlet filter.
  • the inductance current is high because the current control strategies of such chargers do not make it possible to control the system by minimizing the use of the voltage booster circuit. This implies on the one hand a current flowing in the converter too large and on the other hand high capacitive leakage currents called common mode currents that require a large input filter.
  • the document FR2974253 discloses the same AC-DC charger topology but proposes a different control structure in single-phase.
  • the voltage booster stage is continuously controlled throughout the load and makes it possible to impose the level of current in the inductor.
  • the voltage booster stage likewise permanently controlled, allows the regulation of the level of current absorbed by the network. Since the Buck circuit and the Boost circuit operate simultaneously, the current in the inductor is of a continuous nature. For this control structure, at each zero crossing of the mains supply voltage appear areas in which the current in the inductor can not be controlled. In order to ensure proper current regulation in these control areas, a much higher inductance current level must be imposed than the ampacity of the current drawn from the supply network.
  • the document US 2014/0266085 has for technical field the DC-DC converters.
  • the document therefore has regulated magnitudes which are continuous quantities over time.
  • the document focuses on optimizing the transition between different modes of operation by trying to stay as long as possible in one or other of the two modes of operation Buck or Boost.
  • Buck and Boost have an effect on the quality of the current drawn from the power supply and are not dealt with in these documents.
  • the invention relates to a method for controlling a three - phase loader without galvanic isolation, embedded in a motor vehicle with electric or hybrid traction, configured to produce a single - phase domestic load,
  • the charger comprising a rectifier connected at the input to a power supply network via an electromagnetic compatibility filter and at the output to a step - up stage via a smoothing inductance, the step stage voltage being connected to a battery,
  • the electromagnetic compatibility filter comprising a capacitor connected between two phases of supply of the charger
  • the control method comprises the following steps:
  • the displacement factor and the load distortion factor of the loader are corrected by determining a setpoint of the absolute value of the current at the input of the rectifier as a function of a measurement of the current of the power supply network and a measurement of the voltage at the terminals.
  • IEC 60050 International Electrotechnical Vocabulary - Details for IEV number 841-23-551 Electromagnetic compatibility filter capacitance, and regulating the current flowing in the smoothing inductance by controlling the step - up stage and the rectifier as a function of a measurement of the current in the smoothing inductance, current measurement at the input of the rectifier and the setpoint of the absolute value of the input current of the rectifier.
  • a reference current can be determined from the phase difference between the fundamentals of the voltage at the terminals of the capacitance and the current drawn from the power supply network, the instantaneous electrical angle associated with the electrical network, the effective voltage at the electromagnetic compatibility filter capacity terminals and a stored setpoint value of the desired load power,
  • control signals of the rectifier and control signals of the step - up stage can be determined as a function of the absolute value of the input current of the rectifier, current measurement at the input of the rectifier and measurement of the current in the smoothing inductance, through nested current regulation loops.
  • a phase difference is determined by subtracting the determined value of the phase shift from a stored setpoint value of the phase shift
  • a phase shift instruction is determined by means of a corrector which is a function of the phase difference
  • the reference current is determined as a function of the instantaneous electric angle, the phase shift setpoint, a load power setpoint and the effective voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter.
  • a voltage difference is determined by subtracting the instantaneous value from the fundamental of the voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter from the instantaneous measurement of the voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter,
  • the absolute value of the input current of the rectifier is determined as a function of the filtered voltage difference, a calculated value of a virtual damping resistor and the reference current
  • a setpoint value of the current in the smoothing inductance is then determined through a corrector which is a function of the difference between the setpoint of the absolute value of the input current of the rectifier and the absolute value of the current measurement at the input of the rectifier.
  • an internal regulation loop is realized during which a difference between the setpoint value of the current in the smoothing inductance and the measurement of the current in the smoothing inductance is determined, and
  • an overall duty cycle value is determined through a corrector which is a function of the difference between the current setpoint value in the smoothing inductance and the measurement of the current in the smoothing inductance, then
  • the rectifier switching command is determined by comparing a first sawtooth signal with the overall duty ratio value, the first sawtooth signal varying between a zero voltage value and a voltage value proportional to the amplitude of the the voltage measured across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter, and
  • the switching command of the step-up stage is determined by comparing a second sawtooth signal with the overall duty cycle value, the second sawtooth signal varying between a non-zero value of offset-equivalent voltage and a voltage value proportional to the voltage measured at the terminals of the battery, the coefficient of proportionality being the same for the sawtooth signal of the voltage step stage and that of the voltage stage stage.
  • Another object of the invention is a control device for a three-phase charger, embedded in a motor vehicle with electric or hybrid traction, configured to perform a single-phase domestic charge, the charger comprising a rectifier connected to an input network. power supply via an electromagnetic compatibility filter and output to a voltage booster stage via a smoothing inductor, the voltage booster stage being connected to a battery, the compatibility filter electromagnetic device comprising a capacitor connected between two phases of supply of the charger, the rectifier and the voltage booster stage each comprising at least one controlled transistor.
  • the control device comprises:
  • means for correcting the displacement factor and the load distortion factor of the loader capable of determining a setpoint of the absolute value of the current at the input of the rectifier according to a measurement of the current of the power supply network and a measurement of voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter, and means for regulating the current flowing in the smoothing inductance able to control the step - up stage and the rectifier as a function of a measurement of the current in the smoothing inductance of a current measurement at the input of the rectifier and the setpoint of the absolute value of the input current of the rectifier.
  • FIG. 1 illustrates the main elements of a three-phase loader without galvanic isolation
  • FIG. 2 illustrates the main elements of a three-phase loader without reconfigured galvanic isolation for a single-phase domestic load
  • FIG. 3 illustrates the main steps of a method for controlling a three-phase loader without reconfigured galvanic isolation for a single-phase domestic load
  • FIG. 4 illustrates the shape of the current obtained in the smoothing inductance by application of the control method.
  • the charging device shall be controlled to provide the required power level while performing the power factor correction.
  • the control law must reduce the harmonic distortion rate and ensure an almost zero phase shift input, which results in a quasi-unit displacement factor.
  • the object of the invention is to ensure the charging of the battery by reducing as much as possible the losses at the step-down and step-up stages, the size of the input filter, the size of the smoothing inductor. , leakage currents, current harmonics and phase shift between the mains voltage and current.
  • the invention consists in proposing a method and a device for controlling this type of loader based on three different axes.
  • a correction of the displacement factor is proposed. It consists in imposing a phase delay on the current in rectifier input to compensate for the phase advance of the power supply network current with respect to the mains voltage.
  • an active damping enabling the improvement of the quality of the current drawn on the network. It consists in emulating the presence of a virtual damping resistor at the level of the input filter.
  • a regulation of the active power of charge imposing a rectified current in the smoothing inductance of the same order of magnitude as the ampitude of the current taken from the network is proposed. It consists in switching at every moment either the switches of the voltage reducer or the switches of the voltage booster thus minimizing losses and current leakage in the converter.
  • the charger control described below makes it possible to impose a current in the smoothing inductance having the shape of a rectified sinusoid to which is added a frequency component equal to the switching frequency.
  • the level of current flowing through the inductor is lower than the constant current imposed in the prior art.
  • the advantage of the reduction of the level of current in the inductor, at equal power, is to be able to reduce the size of the elements of the filter EMC (acronym for ElectroMagnetic Compatibility) which results in gains in terms of cost and volume .
  • EMC ElectroMagnetic Compatibility
  • the reduction in the level of current flowing through the converter makes it possible to reduce switching and conduction losses in the switches, here bipolar transistors with insulated gate IGBT s (English acronym for "Insulated Grid Bipolar Transistor").
  • the correction of the power factor upstream of the EMC filter is performed in a closed loop, which makes it possible to correct the phase difference between the fundamentals of the voltage and the grid current and to reject network disturbances.
  • the fact of not controlling all the switches permanently reduces switching losses.
  • the Boost circuit no longer operates continuously, which reduces leakage currents and improves the EMC behavior of the structure.
  • Figure 1 illustrates a three-phase loader without galvanic isolation, embedded in a motor vehicle with electric traction or hybrid, referenced 1.
  • the charger is connected as input to a power supply network 2 and as output to a battery 3.
  • the three - phase power supply network 2 comprises three phases a, b, c, each represented by a voltage source and a line impedance. It should be noted that the voltage and L ga , L g b, L gc and the line impedance of each of the phases a, b, c of the power supply network are denoted v ga , v g b, v gc .
  • the power supply phases are each connected two by two via capacitors C.
  • the capacitors are associated with filtering inductances L fa , L fb , L fc of differential mode in order to form an example of electromagnetic compatibility filter EMC 4. It is not beyond the scope of the invention if the EMC filter presented is replaced by a multistage filter of common mode and differential mode formed of capacitive, inductive and resistive elements.
  • the three phases of power supply (a, b, c) are each connected to the midpoint (A, B, C) of an arm (QkH, QkL) of a rectifying stage 5, also called voltage-reducing circuit or Buck.
  • Each arm (k 1, 2, 3) thus comprises two switches QkH and QkL -
  • the rectifier stage 5 comprises a first output to which are connected the switches of the high side QkH of each arm, and a second output to which are connected the switches of the low side QkL of each arm.
  • the first output of the rectifying stage is connected to a smoothing inductor 6 denoted L eq associated in series with a resistor R eq , itself connected in series at a point D to a first input a voltage booster stage 7, also called Boost circuit.
  • the second output of the rectifying stage 5 is connected at a point E to a second input of the step-up stage. It is not beyond the scope of the invention if the smoothing inductor 6 is replaced by the stator windings of the electric traction machine or if a supplementary inductance is connected in series with the electric machine.
  • the voltage booster stage 7 comprises a switching arm consisting of two controllable switches QbH and QbL. It is not beyond the scope of the invention if the voltage step stage described above is replaced by a voltage booster formed by three switching arms, these three arms being controllable in a synchronous and identical manner. or ordered in interlacing.
  • the switch QbH on the upper side of the arm is connected to a first output of the step up stage.
  • the switch QbL on the bottom side of the arm is connected to a second output of the voltage booster stage
  • the outputs of the voltage booster stage are connected to a capacity of e DC bus or DC bus capable of maintaining relatively constant the terminal voltage of the battery 3.
  • the terminals of the capacitor Cd c are connected to the battery 3 .
  • Figure 2 illustrates a three-phase loader without galvanic insulation, embedded in a motor vehicle with electric or hybrid traction, reconfigured to achieve a single-phase domestic load.
  • the third power phase as well as the third capacity of the input filter are therefore not connected to the power supply network.
  • One finds oneself then, with a simplified single - phase topology in which the switches of the third arm of the rectifier are all the time kept in the open state.
  • the charger without galvanic isolation illustrated in FIG. 2 is controlled by means of control signals dbck and dbst originating from a regulation unit 8 and according to the signals received from a current sensor 9 taken from the circulating electric network.
  • a voltage sensor 10 across the equivalent capacitance of the electromagnetic compatibility filter, a current sensor 1 1 at the input of the rectifier, a current sensor 12 circulating in the smoothing inductor and a voltage sensor 13 across the battery.
  • FIG. 3 illustrates the method of controlling the charger. It is possible to regulate a rectified current flowing in the smoothing inductor L eq .
  • the rectified current from the regulation is illustrated in FIG. 4.
  • the control method comprises a step 17 for regulating the active power and steps 1 5, 16 for correcting the power factor.
  • the PF power factor is defined by the following equation: 1
  • THD harmonic distortion rate
  • the displacement factor DPF is further defined as follows:
  • the harmonic distortion rate THD is defined as follows:
  • RM S The rms value of the current fundamental.
  • IhRMs The rms value of the harmonic current I of rank h h: rank of current harmonics varying between rank 2 and infinity.
  • the active power control is to operate the charger in Buck mode (the high side switch QbH of the Boost circuit is kept closed while the switch on the side is closed). low QbL is kept in the open state for the duration of this phase) and sometimes in Boost mode (the Buck rectifier circuit is used as a single-phase diode bridge for the duration of this phase), during the same half-hour. charging period, and according to the voltage level of the Vbatt battery -
  • Boost Mode When the voltage of the battery is higher than the instantaneous network voltage, it is necessary to raise the voltage of the network through the use of the Boost circuit.
  • This phase is called Boost Mode.
  • the Buck circuit is reduced to a single-phase diode bridge.
  • the Boost circuit is switched to Pulse Width Modulation (PWM).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • This control method dynamically alternates Buck / Boost passages on the same half-charging period so as to lower the average value of the current in the smoothing inductance 11 at the output of the rectifier. This has the advantage of increasing the efficiency of the charger.
  • the current in the smoothing inductance L eq then takes on a rectified sinusoid shape at the frequency of the grating (50 Hz in France) on which is superimposed a component related to the switching frequency (frequency much higher than 50 Hz) as shown in Figure 4.
  • the capacitances of the electromagnetic compatibility filter EMC absorb a reactive current i c which is in quadrature advance with respect to the voltage across the capacitances of the EMC filter.
  • the correction of the phase shift consists of compensating for the phase advance introduced by the capacitors of the EMC filter of the charger so as to obtain a zero or almost zero phase shift between the current drawn from the electricity grid i g and the voltage across the capacitors.
  • phase difference between the current i f at the input of the rectifier and the voltage v c across the capacity of the EMC filter is increased.
  • a phase shift instruction a is added to the phase difference between the current i f at the input of the rectifier and the voltage v c across the capacitances of the filter EMC while maintaining the law of the nodes between i g , i f and i c therefore, by adjusting the amplitude of current i f in the input rectifier.
  • the active damping consists in emulating, through the control, the presence of a fictitious resistance at the level of the electromagnetic compatibility filter.
  • the converter through the proposed control, must absorb an additional current RV which should have passed through a physical damping resistor if it was actually present in the circuit. This consists of reducing the reactive current absorbed by the capacitances of the EMC filter and advantageously of damping the resonance of the EMC filter.
  • the control of the prior art is thus inter alia modified so as to emulate the electrical behavior of the damping resistor.
  • the active damping is designed to act only on the harmonics v ch of the voltage across the capacity of the EMC filter.
  • the major advantage of active damping is that the active power and the fundamental level of the mains current remain unchanged.
  • Such a modification has the advantage of limiting or canceling the Joule effect losses, of having an effective damping of the resonance, of imposing no extra cost or additional space on the system.
  • the control comprises steps 1 5, 1 6 during which a power factor correction is performed and a step 1 7 for correcting the power signals, which are independent of one another.
  • This last correction consists of two nested loops in cascade.
  • An external loop 1 8 of current has the role of amplifying the error due to the distortion introduced by the input filter CEM and allows to inject the signal related to the active damping ⁇ Rv *.
  • An internal loop 1 9 correction of The function of the current in the smoothing inductance is to generate the overall duty ratio r of the system which will be compared to the saw teeth of the PWM.
  • a single global duty cycle r is used to generate the control signals dbst of the step-up stage and those dbck of the step-down stage.
  • the transition between the two modes of operation Buck and Boost is achieved through a PWM comparison with a double sawtooth 20.
  • the sawtooth that generates the control of the Boost switches has a vertical offset from that of the Buck. It is by adjusting the value of this offset that the voltage threshold is determined from which the configuration of the charger will switch between one and the other of the two modes of operation.
  • the current reference of the external loop 18 is a rectified sinusoid whose effective rms value If e ff * depends on the rms value I ge ff of the current drawn from the electrical network, the phase shift (pi between the fundamentals of the grid current and of the voltage at the terminals of the capacitance of the EMC filter and of the phase-shift setpoint a
  • the effective value I ge ff of the current taken from the network being a function of the required load power setpoint P *, of the effective value V crms of the voltage across the capacitance of the EMC filter and the displacement factor cos (cpi) x cos ⁇ p,
  • phase difference between the current and the mains voltage is equal to the measured phase difference between the mains current and the voltage across the capacity of the EMC filter.
  • the input current reference of the voltage step down stage (Buck stage) presents a sinusoidal step with a phase delay equal to the phase shift setpoint * relative to that of the voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter in order to compensate for the phase advance introduced by the capacitances of the input filter.
  • This phase shift setpoint * is generated by an independent phase shift correction loop 15 but must have a sufficiently slow dynamic not to make the regulation of the power 17 in a closed loop unstable.
  • phase-shifting setpoint * required for the input current of the voltage step-down stage in order to ensure a phase shift ⁇ i which is zero on the network side
  • a PLL phase-locking loop Phase Lock Loop
  • a corrector such as a PID corrector (with Proportional, Integral and / or Derivative actions).
  • the output signal of this corrector is none other than the phase shift setpoint * to be imposed on the current reference (reference) of the external loop
  • I f input current of the Buck rectifier.
  • L g line impedance of the power supply network.
  • L f Differential mode filtering inductance of the electromagnetic compatibility filter.
  • R v calculated value of the virtual damping resistor, cures: angular frequency of resonance of the input filter.
  • ⁇ damping value of the second order transfer function (usually chosen to be 0.7)
  • This resistance value R v allows the injection of a current i Rv * which is added to the reference current ⁇ R to generate the setpoint of the absolute value of the input current of the rectifier and to take into account active damping in the control law.
  • This current relative to the active damping can then be written as a function of the virtual damping resistor and the harmonics of the voltage v ch across the capacitance of the filter EMC obtained by subtracting the voltage fundamental v C1 from the phase-locked loop of the voltage measurement across the capacity of the EMC filter in the following form: v c -v
  • the outer loop is to compare a setpoint
  • the error calculated on the input current measurement of the rectifier is amplified by a corrector such as a PID corrector and the result constitutes the current setpoint i L * in the smoothing inductance imposed on the internal current loop.
  • This loop makes it possible to reduce the low frequency distortion of the network current which is due to the EMC filter, to impose the reference to the internal loop and to regulate the level of current absorbed by the network.
  • the internal loop of correction of the current in the smoothing inductance consists of comparing the current setpoint i L * (at the output of the external loop) with the measurement of the current i L in the smoothing inductance.
  • the error at the output of the comparator is corrected by a corrector such as a PID corrector.
  • the elements of this corrector are calculated taking into account the transfer function linking the smoothing inductance current i L to the overall cyclic ratio r of the GiLr system defined by the equation Eq. 1 1 below.
  • this transfer function is written differently depending on whether one is in the Buck mode of operation or in the Boost mode of operation.
  • this function is expressed as follows:
  • Vbatt voltage measured at the terminals of the battery.
  • V cmax amplitude of the voltage across the capacity of the EMC filter.
  • R eq series resistance of the smoothing inductance.
  • Vbst amplitude of the sawtooth signal of the Boost.
  • Vbck amplitude of the Buck sawtooth signal.
  • control signals The generation of the control signals and the distinction between the operating modes are provided by a device with two PWM comparators and two separate saw teeth.
  • the comparator compares the overall duty cycle r output of the internal loop corrector with a sawtooth signal of magnitude proportional to the output voltage of the battery with a proportionality ratio k. So,
  • V bst kx V batt ( E q 1 6 )
  • the comparator is used to compare the same overall duty cycle r output of the corrector of the inner loop to another signal sawtooth amplitude proportional to the amplitude of the input voltage of the step - down stage with the same proportionality ratio k. So,
  • the transition between Buck mode and Boost mode is made automatic by a shift imposed on the Boost saw teeth only.
  • the two modes of operation that can be distinguished are the Buck and Boost modes.
  • the value of the offset is adjustable and could also correspond to a value lower than the amplitude of the input voltage of the step down stage; this will allow two distinct modes of operation in Boost and Buck-Boost this time. The advantage of the latter is to ensure a smooth passage and overcome the non-linearity that exists in the transition between the two modes of operation.
  • FIG. 3 illustrates the main steps of the control method according to the invention.
  • a first step 14 the current of the power supply network i g and the input voltage of the voltage step down stage v c are measured. Then a low pass filtering of the measurement of the current i g of the power supply network is carried out in order to extract the instantaneous value i gl of the fundamental of the current taken from the power supply network as well as the measurement of the voltage. c at the input of the rectifier in order to obtain the instantaneous value v cl of the fundamental of the voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter.
  • a phase difference ⁇ ⁇ is determined between the fundamental i gl of the current drawn on the power supply network and the fundamental v cl of the input voltage of the rectifier, an electric angle instantaneous rot, and an effective value V crms of the voltage across the capacitance of the electromagnetic compatibility filter from the filtered measurements i g i and Vc i through a PLL phase lock loop process (acronym English for "Phase Loop Lock").
  • a reference current IR is determined through a displacement factor correction loop from the values determined in the second step.
  • a phase difference ⁇ is determined by subtracting the determined value of the phase shift ⁇ ⁇ from a stored setpoint value of the phase shift ⁇ ⁇ * .
  • a phase shift instruction a is then determined by means of a corrector, such as a proportional-integral-derivative corrector, which is a function of the phase difference ⁇ .
  • a corrector such as a proportional-integral-derivative corrector, which is a function of the phase difference ⁇ .
  • the reference current IR is determined as a function of the instantaneous electric angle rot, the phase shift set point ⁇ , a stored value r of the load power setpoint and the effective value V crms of the voltage across the the capacity of the electromagnetic compatibility filter by applying the following equation. crms (Eq 21) During a fourth step 16, a set point is determined
  • a voltage difference Av c is determined by subtracting the instantaneous value of the fundamental v c i from the voltage at the terminals of the capacitance of the electromagnetic compatibility filter of the instantaneous measurement of the voltage v c at the terminals of the filter capacitance. electromagnetic compatibility.
  • a filtered voltage difference v c h which represents the harmonic content of the voltage in question is then determined by low-pass filtering of the voltage difference Av c .
  • control signals dbck of the Buck stage and control signals dbst of the Boost stage are determined as a function of the absolute value command of the Boost stage.
  • a first external regulation loop is performed in which the absolute value 1 ⁇ 1 of the current measurement i f is determined, and then the difference is determined. between the setpoint of the absolute value of the current in
  • a setpoint value of the current in the inductance L is then determined by correction through a corrector, such as a PID corrector, of the difference between the setpoint of the absolute value of the
  • an internal regulation loop is produced during which a difference between the set value L of the current in the smoothing inductance and the measurement of the current dans in the inductance is determined. smoothing.
  • An overall cyclic duty ratio r is then determined by applying a corrector, in particular a proportional-integral-derivative corrector, to the difference between the setpoint value L of the current in the smoothing inductance and the measurement of the current inductance smoothing.
  • a corrector in particular a proportional-integral-derivative corrector
  • control signals are generated from the switches of the Buck stage and the Boost stage.
  • the r value of the overall duty cycle is compared with two reference signals, including sawtooth signals, to determine the dbck switching commands of the Buck stage and dbst of the Boost stage.
  • the dbck switching command of the buck stage is determined by comparing a first sawtooth signal with the r value of overall duty cycle.
  • the first sawtooth signal varies between a zero voltage value and a voltage value Vbck proportional to the amplitude of the input voltage of the Buck stage.
  • the Boost stage dbst switching command is determined by comparing a second sawtooth signal with the global duty cycle r value.
  • the second sawtooth signal varies between a voltage value Vbst proportional to the voltage measured at the terminals of the battery and a non zero voltage offset from zero by a value less than or equal to the amplitude of the input voltage. of the step - down.
  • the coefficient of proportionality being identical for the generation of the commands of Buck and those of the Boost.

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Abstract

Procédé de commande d'un chargeur triphasé sans isolation galvanique, embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, configuré pour réaliser une charge monophasée domestique, le chargeur comprenant un redresseur connecté à un réseau d' alimentation électrique par l'intermédiaire d'un filtre de compatibilité électromagnétique et à un étage élévateur de tension par l'intermédiaire d'une inductance de lissage, l'étage élévateur de tension étant connecté à une batterie, le filtre de compatibilité électromagnétique comprenant une capacité connectée entre deux phases d' alimentation du chargeur, le redresseur et l'étage élévateur de tension comprenant chacun au moins un interrupteur commandé. Le procédé comprend les étapes suivantes: on corrige le facteur de déplacement et le facteur de distorsion du chargeur en déterminant une consigne la valeur absolue du courant en entrée du redresseur fonction d'une mesure du courant du réseau d' alimentation électrique et d'une mesure de tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, et on régule le courant circulant dans l'inductance de lissage en commandant l'étage élévateur de courant et le redresseur en fonction d'une mesure du courant dans l'inductance de lissage, d'une mesure de courant en entrée du redresseur et de la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur.

Description

Procédé et dispositif de commande en monophasé d' un chargeur de véhicules à traction électrique ou hybride embarqué sans isolation galvanique. L 'invention a pour domaine technique les chargeurs de batterie haute tension des véhicules automobiles à traction électrique ou hybride embarqués sans iso lation galvanique, et plus particulièrement la commande de tels chargeurs pour une charge à partir d 'un réseau électrique d' alimentation monophasé.
La charge des batteries haute tension consiste à ramener la puissance électrique du réseau d' alimentation alternatif à la batterie qui présente des grandeurs électriques continues. Ainsi, le dispositif de charge des batteries est un convertisseur commandé à base d' interrupteurs qui assure une conversion AC-DC (alternative- continue) des grandeurs électriques. L ' implémentation de ce principe de fonctionnement repose sur une comparaison entre les niveaux de tension d' entrée (tension efficace du réseau) et de sortie (tension aux bornes de la batterie) du chargeur. Ainsi, quand la tension de sortie est supérieure à la tension d ' entrée, le chargeur doit être capable d' élever la tension d ' où l'utilisation d'un circuit élévateur de tension, également appelé circuit de Boost. De même, quand la tension de sortie est inférieure à la tension d'entrée, le chargeur doit être capable d' abaisser la tension à travers l ' emp loi d'un circuit abaisseur de tension (circuit dit de Buck ou encore redresseur Buck) . Ainsi, la puissance électrique du réseau est amenée à la batterie successivement au travers d'un circuit redresseur de type Buck suivi d'un circuit de type Boost. Ces deux circuits sont liés par l' intermédiaire d 'une inductance de lissage. Cette inductance est réalisée à partir d 'un composant passif indépendant de la chaîne de traction et/ou par l'utilisation des bobines de la machine électrique de traction qui assure la propulsion du véhicule.
Par ailleurs, les dispositifs de charge de batterie des véhicules électriques doivent être conformes aux normes définissant les limites des harmoniques de courant prélevé au réseau d' alimentation électrique. Ces harmoniques conduisent à une distorsion du courant alternatif prélevé. La distorsion du courant est mesurée à l ' aide d 'un outil dit taux de distorsion harmonique (noté THD) . L 'obj ectif est de réduire autant que possible le THD en respectant les normes. Ainsi, le système de recharge comporte également un filtre de compatibilité électromagnétique en entrée du circuit abaisseur. Ce filtre est constitué par un nombre d' étages de filtrage en mode commun et en mode différentiel. Chaque étage comporte des composants passifs qui peuvent être de nature capacitive, inductive et résistive. L ' énergie réactive du filtre d' entrée induit un déphasage non nul entre les fondamentaux de la tension et du courant prélevé sur le réseau conduisant à la dégradation du facteur de déplacement lié au déphasage. On définit le fondamental d'une grandeur électrique mesurée comme la valeur instantanée de la grandeur mesurée pour sa fréquence de base sans prendre en compte les composantes correspondant à des fréquences harmoniques d' ordre supérieur.
Les chargeurs embarqués sans iso lation galvanique actuels présentent les inconvénients de nécessiter un courant d' inductance de lissage élevé pour leur commande, de présenter un faible facteur de puissance à basse puissance, de présenter un niveau élevé de courants de fuite, et de comprendre un filtre d' entrée de grande taille.
En particulier, le courant d' inductance est élevé car les stratégies de commande actuelles de tels chargeurs ne permettent pas de contrôler le système en minimisant l'utilisation du circuit élévateur de tension. Cela implique d'une part un courant circulant dans le convertisseur trop important et d' autre part des fuites capacitives élevées de courants dits courants de mode commun qui nécessitent un filtre d' entrée de grande taille.
De l ' état de la technique antérieure, on connaît les documents suivants.
Le document US 2014/0354245 traite d'un convertisseur AC- DC qui effectue la correction du facteur de puissance nommé circuit PFC . Ce convertisseur est à base d' abaisseur de tension et d' élévateur de tension. Deux modes de fonctionnement sont définis. Le premier mode, dit mode Boost, commande le circuit PFC pour fonctionner uniquement en élévateur de tension ; le circuit Buck n' intervient pas au niveau de ce mode . Le deuxième mode est dit mode Buck et commande le PFC pour fonctionner en abaisseur de tension ; le circuit Boost n' intervient pas au niveau de ce mode . Le principe de passage d'un mode de fonctionnement à un autre est présenté. Toutefois, ce document reste muet sur l' architecture de commande appliquée, seul le principe étant exposé. Ce document ne traite pas du tout les aspects liés à la régulation des facteurs de distorsion et de déplacement. Ce document divulgue le principe d'utilisation d'un mo de différent Buck ou Boost sur une même demi-période de fonctionnement.
Le document FR2974253 divulgue la même topologie de chargeur AC-DC mais propose une structure de commande différente en monophasé. Notamment l ' étage élévateur de tension est commandé en permanence tout au long de la charge et permet d' imposer le niveau de courant dans l' inductance. L ' étage abaisseur de tension, de même commandé en permanence, permet la régulation du niveau de courant absorbé au réseau. Vu que le circuit de Buck et le circuit de Boost fonctionnent simultanément, le courant dans l' inductance est de nature continue. Pour cette structure de commande, à chaque passage par zéro de la tension du réseau d' alimentation apparaissent des zones dans lesquelles le courant dans l' inductance ne peut être commandé. Afin d' assurer une bonne régulation du courant dans ces zones de commande, il faut imposer un niveau de courant dans l' inductance beaucoup plus élevé que l' amp litude du courant prélevé au réseau d' alimentation. Pour une puissance de charge donnée, cette technique conduit au surdimensionnement des composants de puissance (qui se traduit par un surcoût), à l ' augmentation des pertes par commutation et par conduction des interrupteurs qui doivent commuter un courant élevé et à l ' augmentation de la taille de l ' inductance (qui se traduit par une augmentation de l ' encombrement) . D ' autre part, le fonctionnement permanent de l ' étage abaisseur de tension (également nommé redresseur de type Buck) conduit à un courant haché (courant qui présente des harmoniques liés au découpage d' ordre supérieur au fondamental du réseau de distribution) en entrée du redresseur. Ceci conduit à l ' augmentation de la taille du filtre d' entrée.
Le document US 2014/0354250 traite de l ' amélioration de l ' efficacité des alimentations à base de batteries, dont les applications ciblées sont de type DC-DC (courant continu - courant continu) . D ' autre part, le document décrit le recours à une boucle externe de régulation de la tension de sortie.
Le document US 2014/0266085 a pour domaine technique les convertisseurs DC-DC . Le document présente donc des grandeurs régulées qui sont des grandeurs continues dans le temps . D ' autre part, le document se focalise sur l 'optimisation du passage entre différents modes de fonctionnement et ce en essayant de rester le plus longtemps possible dans l 'un ou l ' autre des deux modes de fonctionnement Buck ou Boost.
Ces documents ne divulguent pas la commande d'une structure
Buck-Boost dans sa globalité.
Certains traitent un aspect spécifique à la régulation de la puissance active et donc, fournissent une description de la modalité de passage entre le fonctionnement en mode Buck à un fonctionnement en mode Boost et inversement. Toutefois, les passages entre les modes
Buck et Boost ont un effet sur la qualité du courant prélevé sur le réseau d' alimentation, et ne sont pas traités dans ces documents .
D ' autres procèdent à une stratégie de commande différente qui consiste à faire fonctionner en permanence les circuits Buck et Boost simultanément et à imposer un courant continu élevé dans l' inductance de lissage.
Cependant, les inconvénients d'une telle stratégie ne sont pas divulgués. Parmi ces inconvénients, on peut citer le surdimensionnement des composants passifs du filtre d' entrée et de l' inductance de lissage ainsi que des courants de fuites et des pertes par conduction et par commutation élevées.
Enfin, les applications DC-DC sont plutôt privilégiées ce qui diffère des applications AC-DC . L 'invention a pour objet un procédé de commande d 'un chargeur triphasé sans iso lation galvanique, embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, configuré pour réaliser une charge monophasée domestique,
le chargeur comprenant un redresseur connecté en entrée à un réseau d' alimentation électrique par l' intermédiaire d'un filtre de compatibilité électromagnétique et en sortie à un étage élévateur de tension par l ' intermédiaire d'une inductance de lissage, l ' étage élévateur de tension étant connecté à une batterie,
le filtre de compatibilité électromagnétique comprenant une capacité connectée entre deux phases d' alimentation du chargeur,
le redresseur et l ' étage élévateur de tension comprenant chacun au moins un interrupteur commandé. Le procédé de commande comprend les étapes suivantes :
on corrige le facteur de déplacement et le facteur de distorsion du chargeur en déterminant une consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur fonction d'une mesure du courant du réseau d' alimentation électrique et d'une mesure de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, et on régule le courant circulant dans l' inductance de lissage en commandant l ' étage élévateur de courant et le redresseur en fonction d'une mesure du courant dans l ' inductance de lissage, d'une mesure de courant en entrée du redresseur et de la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur.
Pour corriger le facteur de déplacement et le facteur de distorsion, on peut déterminer le déphasage entre le fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique et le fondamental du courant prélevé sur le réseau d'alimentation électrique, l' angle électrique instantané associé au réseau d' alimentation électrique, et une tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique à partir des mesures du courant du réseau d ' alimentation électrique et de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique par l ' intermédiaire d'un traitement de filtrage pour l ' extraction des fondamentaux du courant du réseau d ' alimentation et de la tension aux bornes de la capacité suivi par un traitement en boucle de verrouillage de phase,
on peut déterminer un courant de référence à partir du déphasage entre les fondamentaux de la tension aux bornes de la capacité et du courant prélevé sur le réseau d'alimentation électrique, de l' angle électrique instantané associé au réseau électrique, de la tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique et d'une valeur de consigne mémorisée de la puissance de charge désirée,
on peut déterminer une consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur en fonction du courant de référence, et de la mesure instantanée de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, et du fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique au travers d'une boucle d' amortissement actif
Pour réguler le courant circulant dans l ' inductance de lissage, on peut déterminer des signaux de commande du redresseur et des signaux de commande de l ' étage élévateur de tension en fonction de la consigne de valeur absolue du courant en entrée du redresseur, de la mesure de courant en entrée du redresseur et de la mesure de courant dans l' inductance de lissage, au travers de boucles imbriquées de régulation de courant.
Pour déterminer le courant de référence, on peut réaliser les étapes suivantes :
on détermine un écart de phase en soustrayant la valeur déterminée du déphasage d'une valeur de consigne mémorisée du déphasage,
on détermine une consigne de déphasage par l' intermédiaire d'un correcteur fonction de l ' écart de phase, et
on détermine le courant de référence en fonction de l ' angle électrique instantané, de la consigne de déphasage, d'une consigne de puissance de charge et de la tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique. Pour déterminer une consigne de la valeur abso lue du courant en entrée du redresseur, on peut réaliser les étapes suivantes :
on détermine un écart de tension en soustrayant la valeur instantanée du fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique de la mesure instantanée de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique,
on détermine ensuite un écart de tension filtré par filtrage passe bas de l ' écart de tension, et
on détermine la consigne de valeur absolue du courant en entrée du redresseur en fonction de l ' écart de tension filtré, d' une valeur calculée d'une résistance d' amortissement virtuelle et du courant de référence
Pour déterminer des signaux de commande du redresseur et des signaux de commande de l ' étage élévateur de tension au travers de boucles imbriquées de régulation de courant, on peut réaliser les étapes suivantes :
on réalise une première boucle de régulation externe au cours de laquelle
on détermine la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur,
on détermine l ' écart entre la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur, et la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur,
on détermine ensuite une valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage à travers un correcteur fonction de l ' écart entre la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur et la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur,
on réalise une boucle interne de régulation au cours de laquelle on détermine un écart entre la valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage et la mesure du courant dans l' inductance de lissage, et
on détermine une valeur de rapport cyclique global à travers un correcteur fonction de l ' écart entre la valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage et la mesure du courant dans l' inductance de lissage, puis
on détermine la commande de commutation du redresseur en comparant un premier signal en dent de scie à la valeur de rapport cyclique global, le premier signal en dent de scie variant entre une valeur nulle de tension et une valeur de tension proportionnelle à l ' amplitude de la tension mesurée aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, et
on détermine la commande de commutation de l ' étage élévateur de tension en comparant un deuxième signal en dent de scie à la valeur de rapport cyclique global, le deuxième signal en dent de scie variant entre une valeur non nulle de tension équivalente à un décalage et une valeur de tension proportionnelle à la tension mesurée aux bornes de la batterie, le coefficient de proportionnalité étant le même pour le signal en dent de scie de l' étage abaisseur de tension et celui de l ' étage élévateur de tension.
Un autre obj et de l' invention est un dispositif de commande d'un chargeur triphasé, embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, configuré pour réaliser une charge monophasée domestique, le chargeur comprenant un redresseur connecté en entrée à un réseau d' alimentation électrique par l' intermédiaire d'un filtre de compatibilité électromagnétique et en sortie à un étage élévateur de tension par l ' intermédiaire d 'une inductance de lissage, l ' étage élévateur de tension étant connecté à une batterie, le filtre de compatibilité électromagnétique comprenant une capacité connectée entre deux phases d' alimentation du chargeur, le redresseur et l ' étage élévateur de tension comprenant chacun au moins un transistor commandé. Le dispositif de commande comprend :
un moyen de correction du facteur de déplacement et du facteur de distorsion du chargeur apte à déterminer une consigne de la valeur abso lue du courant en entrée du redresseur fonction d'une mesure du courant du réseau d' alimentation électrique et d'une mesure de tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, et un moyen de régulation du courant circulant dans l' inductance de lissage apte à commander l ' étage élévateur de courant et le redresseur en fonction d'une mesure du courant dans l' inductance de lissage, d'une mesure de courant en entrée du redresseur et de la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur.
D ' autres buts, caractéristiques et avantages de l 'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d' exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 illustre les principaux éléments d'un chargeur triphasé sans isolation galvanique,
- la figure 2 illustre les principaux éléments d'un chargeur triphasé sans iso lation galvanique reconfiguré pour une charge monophasée domestique,
- la figure 3 illustre les principales étapes d'un procédé de commande d'un chargeur triphasé sans iso lation galvanique reconfiguré pour une charge monophasée domestique, et
- la figure 4 illustre l ' allure du courant obtenu dans l' inductance de lissage par application du procédé de commande.
Le dispositif de recharge doit être commandé de manière à assurer le niveau de puissance de charge requis tout en effectuant la correction du facteur de puissance. En d' autres termes, la loi de commande doit réduire le taux de distorsion harmonique et assurer un déphasage quasi nul en entrée, ce qui se traduit par un facteur de déplacement quasi-unitaire.
L 'obj ectif de l 'invention est d' assurer la charge de la batterie en réduisant autant que possible les pertes au niveau des étages abaisseur et élévateur de tension, la taille du filtre d' entrée, la taille de l ' inductance de lissage, les courants de fuite, les harmoniques de courant et le déphasage entre la tension et le courant réseau. Ainsi, l' invention consiste à proposer un procédé et un dispositif de commande de ce type de chargeurs basé sur trois axes différents.
Avantageusement, une correction du facteur de déplacement est proposée. Elle consiste à imposer un retard de phase au courant en entrée du redresseur afin de compenser l ' avance de phase du courant du réseau d' alimentation électrique par rapport à la tension du réseau.
Avantageusement, un amortissement actif permettant l ' amélioration de la qualité du courant prélevé sur le réseau est proposé. Il consiste à émuler la présence d' une résistance d' amortissement virtuelle au niveau du filtre d' entrée.
Avantageusement, une régulation de la puissance active de charge imposant un courant redressé dans l' inductance de lissage de même ordre de grandeur que l ' amp litude du courant prélevé sur le réseau est proposée. Elle consiste à faire commuter à chaque instant soit les interrupteurs de l ' abaisseur de tension soit les interrupteurs de l ' élévateur de tension minimisant ainsi, les pertes et les fuites de courant dans le convertisseur.
La commande de chargeur décrite ci-dessous permet d' imposer un courant dans l' inductance de lissage ayant l ' allure d'une sinusoïde redressée à laquelle s ' ajoute une composante de fréquence égale à la fréquence de découpage. Ainsi, en valeur moyenne, le niveau de courant transitant par l ' inductance est moins élevé que le courant constant imposé dans l ' art antérieur. L ' avantage de la réduction du niveau de courant dans l' inductance, à puissance égale, est de pouvoir réduire la taille des éléments du filtre CEM (acronyme pour Compatibilité ElectroMagnétique) ce qui se traduit par des gains en termes de coût et de volume. D ' autre part, à encombrement constant, il est possible d' augmenter la valeur de l' inductance de lissage, ce qui permet de réduire l'ondulation du courant et d' améliorer les harmoniques à basse fréquence du côté du réseau. De plus, la réduction du niveau de courant transitant dans le convertisseur permet une réduction des pertes par commutation et par conduction dans les interrupteurs, ici des transistors bipo laires à grille iso lée IGBT s (acronyme anglophone pour « Insulated Grid Bipolar Transistor ») .
La correction du facteur de puissance en amont du filtre CEM est réalisée en boucle fermée, ce qui permet de corriger le déphasage entre les fondamentaux de la tension et du courant réseau et de rej eter les perturbations réseau. Par ailleurs, le fait de ne pas commander tous les interrupteurs en permanence permet de réduire les pertes par commutation. De plus, le circuit de Boost ne fonctionne plus en permanence ce qui permet de réduire les courants de fuite et d' améliorer le comportement CEM de la structure.
La figure 1 illustre un chargeur triphasé sans iso lation galvanique, embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, référencé 1 . Le chargeur est connecté en entrée à un réseau d' alimentation électrique 2 et en sortie à une batterie 3.
Le réseau d' alimentation électrique triphasé 2 comprend trois phases a,b,c, représentées chacune par une source de tension et une impédance de ligne . On précise que l ' on note vga, vgb, vgc la tension et Lga, Lgb, Lgc l 'impédance de ligne de chacune des phases a,b,c du réseau d' alimentation électrique.
Les phases d' alimentation électrique sont connectées chacune deux à deux par l' intermédiaire de capacités C . Les capacités sont associées à des inductances de filtrage Lfa, Lfb, Lfc de mode différentiel afin de former un exemple de filtre de compatibilité électromagnétique CEM 4. On ne sort pas du cadre de l' invention si le filtre CEM présenté est remplacé par un filtre à plusieurs étages de filtrage de mode commun et de mode différentiel formés d' éléments capacitifs, inductifs et résistifs .
Les trois phases d' alimentation électrique (a, b, c) sont connectées chacune au point milieu (A, B, C) d'un bras (QkH , QkL) d'un étage de redressement 5 , également appelé circuit abaisseur de tension ou Buck. Chaque bras (k= l ,2,3) comprend ainsi deux interrupteurs QkH et QkL -
L ' étage de redressement 5 comprend une première sortie à laquelle sont reliées les interrupteurs du côté haut QkH de chaque bras, et une deuxième sortie à laquelle sont reliées les interrupteurs du côté bas QkL de chaque bras .
La première sortie de l ' étage de redressement est connectée à une inductance de lissage 6 notée Leq asso ciée en série à une résistance Req, elle-même connectée en série en un point D à une première entrée d'un étage élévateur de tension 7, également appelé circuit de Boost. De même, la deuxième sortie de l ' étage de redressement 5 est connectée en un point E à une deuxième entrée de l ' étage élévateur de tension. On ne sort pas du cadre de l' invention si l' inductance de lissage 6 est remplacée par les enroulements au stator de la machine de traction électrique ou si l'on branche en série avec la machine électrique une inductance supplémentaire.
L ' étage élévateur de tension 7 comprend un bras de commutation constitué de deux interrupteurs QbH et QbL pilotables. On ne sort pas du cadre de l 'invention si l'on remplace l ' étage élévateur de tension décrit ci-dessus par un élévateur de tension formé de trois bras de commutation, ces trois bras pouvant être commandés d' une manière synchrone et identique ou bien commandés en entrelacement.
L 'interrupteur QbH du côté haut du bras est relié à une première sortie de l ' étage élévateur de tension.
L 'interrupteur QbL du côté bas du bras est relié à une deuxième sortie de l ' étage élévateur de tension
Les sorties de l ' étage élévateur de tension sont connectées à une capacité de de bus continu, ou bus DC capable de maintenir relativement stable la tension aux bornes de la batterie 3. Les bornes de la capacité Cdc sont reliées à la batterie 3.
On peut également voir sur la figure 1 les courants de ligne iga, igb , igc prélevés sur chacune des phases a,b,c du réseau d' alimentation électrique, le courant iL traversant l ' inductance de lissage et la tension Vb att aux bornes de la batterie.
La figure 2 illustre un chargeur triphasé sans iso lation galvanique, embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, reconfiguré pour réaliser une charge monophasée domestique. La troisième phase d' alimentation ainsi que la troisième capacité du filtre d' entrée ne sont donc pas connectés au réseau d' alimentation électrique. On se retrouve alors, avec une topologie monophasée simplifiée dans laquelle les interrupteurs du troisième bras du redresseur sont tout le temps maintenus à l ' état ouvert. Le chargeur sans iso lation galvanique illustré par la figure 2 est commandé par l' intermédiaire de signaux de commandes dbck et dbst issus d 'une unité de régulation 8 et fonction des signaux reçus d 'un capteur 9 de courant prélevé sur le réseau électrique circulant entre le chargeur et le réseau d' alimentation électrique, d'un capteur 10 de tension aux bornes de la capacité équivalente du filtre de compatibilité électromagnétique, d'un capteur de courant 1 1 en entrée du redresseur, d'un capteur de courant 12 circulant dans l ' inductance de lissage et d'un capteur de tension 13 aux bornes de la batterie.
On peut également voir sur la figure 2 la tension monophasée vg du réseau d' alimentation électrique, la tension VL aux bornes des éléments inductifs du filtre de compatibilité électromagnétique associé à l ' impédance de ligne, le courant de ligne ig prélevé sur le réseau d' alimentation électrique en configuration monophasée, la tension vc aux bornes de la capacité équivalente à la mise en série de deux capacités du filtre de compatibilité électromagnétique, le courant ic absorbé par la mise en série de deux capacités du filtre de compatibilité électromagnétique, et le courant if en entrée du redresseur.
La figure 3 illustre le procédé de commande du chargeur. I l permet de réguler un courant redressé circulant dans l' inductance de lissage Leq. Le courant redressé issu de la régulation est illustré par la figure 4. Cela présente l' avantage de faire transiter dans le chargeur un niveau de courant moins élevé que dans les chargeurs à commande de courant constant dans l' inductance, comme dans l' état de l' art antérieur. Pour ce faire, le procédé de commande comprend une étape 17 de régulation de la puissance active et des étapes 1 5 , 16 de correction du facteur de puissance.
L ' originalité de ce procédé provient de la combinaison astucieuse des deux régulations (puissance active et facteur de puissance) afin d'obtenir un courant redressé dans l 'inductance.
Le facteur de puissance PF est défini par l ' équation suivante : 1
PF = DPF x . (Eq. 1 )
1 + THD
Avec
DPF : facteur de déplacement, et
THD : taux de distorsion harmonique.
On définit par ailleurs le facteur de déplacement DPF de la façon suivante :
DPF = cos(<p l ) (Eq. 2)
Avec φ ΐ : déphasage entre les fondamentaux du courant ig prélevé sur le réseau d' alimentation électrique et de la tension vc aux bornes de la capacité équivalente du filtre de compatibilité électromagnétique.
On définit le taux de distorsion harmonique THD de la façon suivante :
Figure imgf000016_0001
Avec :
I I RM S : La valeur efficace du fondamental du courant.
IhRMs : La valeur efficace du courant I d' harmonique de rang h h : rang des harmoniques de courant variant entre le rang 2 et l' infini.
Il apparaît ainsi que la correction du facteur de puissance implique la nécessité de corriger simultanément le facteur de déplacement DPF et le facteur de distorsion DF fonction du taux de distorsion harmonique THD . Le facteur de distorsion DF est défini dans l ' équation 4. DF (Eq. 4)
\ + TTlHD
Comme l' illustre la figure 4, la régulation de la puissance active consiste à faire fonctionner le chargeur tantôt en mode Buck (l' interrupteur du côté haut QbH du circuit de Boost est maintenu à l ' état fermé tandis que l ' interrupteur du côté bas QbL est maintenu à l ' état ouvert pendant toute la durée de cette phase) et tantôt en mode Boost (le circuit redresseur Buck est utilisé comme un simple pont à diodes monophasé pendant toute la durée de cette phase), pendant une même demi-période de charge, et selon le niveau de tension de la batterie Vbatt -
En effet, quand la tension de la batterie est supérieure à la tension instantanée du réseau, il faut élever la tension du réseau à travers l ' emploi du circuit de Boost. Cette phase est appelée Mode Boost. Pendant ce mode, le circuit de Buck est réduit à un simple pont de diodes monophasé. Le circuit de Boost est commuté en Modulation de la Largeur d' Impulsions (MLI) .
Par contre, lorsque la tension de la batterie est inférieure à la tension instantanée du réseau vc, il faut abaisser la tension du réseau à travers l ' emploi du circuit de Buck, appelé redresseur abaisseur de tension. Cette phase est appelée Mode Buck. Pendant ce mode, le circuit de Boost sert uniquement pour assurer la circulation du courant iL dans l' inductance de lissage vers la batterie, tandis que le circuit de Buck est commuté en MLI .
Ce procédé de commande alterne de façon très dynamique des passages Buck/Boost sur une même demi-période de charge de sorte à abaisser la valeur moyenne du courant dans l' inductance de lissage ÏL en sortie du redresseur. Cela présente l ' avantage d' augmenter le rendement du chargeur.
Le courant dans l' inductance de lissage Leq prend alors une allure de sinusoïde redressée à la fréquence du réseau (50Hz en France) sur laquelle se superpose une composante liée au découpage à la fréquence de découpage (fréquence beaucoup plus élevée que 50 Hz) tel qu' illustré par la figure 4.
Il résulte de cette commande un niveau de courant dans l' inductance nettement moins élevé que celui obtenu par les procédés de commande de l ' état de l ' art.
Les principes généraux de la correction du facteur de déplacement réalisée lors de l ' étape 15 vont maintenant être décrits. Les capacités du filtre de compatibilité électromagnétique CEM absorbent un courant réactif ic qui est en quadrature avance par rapport à la tension aux bornes des capacités du filtre CEM . La correction du déphasage consiste à compenser l ' avance de phase introduite par les capacités du filtre CEM du chargeur de manière à obtenir un déphasage nul ou quasi-nul entre le courant prélevé sur le réseau électrique ig et la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique vc.
Pour obtenir une telle compensation, on augmente le déphasage entre le courant if en entrée du redresseur et la tension vc aux bornes de la capacité du filtre CEM . Pour réaliser cela, on ajoute une consigne de déphasage a au déphasage entre le courant if en entrée du redresseur et la tension vc aux bornes de la capacité du filtre CEM tout en conservant la loi des nœuds entre ig, if et ic donc, en ajustant l ' amplitude du courant if en entrée du redresseur.
Il apparaît ainsi que la régulation du facteur de puissance implique une régulation basée sur deux grandeurs principales de réglage a* et if.
Les principes généraux de la correction du facteur de distorsion réalisée lors de l ' étape 16 vont maintenant être décrits. Elle est nécessaire afin d' assurer la tenue des normes harmoniques sur le réseau. En effet, de par la structure du chargeur, la correction du facteur de déplacement précédemment exposée induit, du côté du réseau, un courant présentant des harmoniques pouvant exciter la résonance du filtre CEM placé entre le réseau et le chargeur. Dans ce cas, la tenue des normes harmoniques en vigueur devient de plus en plus difficile. Il est donc impératif d ' amortir la résonance du filtre d' entrée . Pour cela, on adopte normalement un amortissement passif consistant à ajouter une résistance d' amortissement physique. Or, cette solution est coûteuse (il faut ajouter un élément supp lémentaire au système), induit des pertes par effet Joules et nécessite donc, pour une même puissance de charge, un courant réseau plus élevé. Afin de remédier à tous ces inconvénients, on adopte ici un amortissement actif.
Avantageusement, l' amortissement actif consiste à émuler, à travers la commande, la présence d'une résistance fictive au niveau du filtre de compatibilité électromagnétique . Le convertisseur, à travers la commande proposée, doit absorber un courant supplémentaire ÏRV * qui aurait dû traverser une résistance d' amortissement physique si elle était réellement présente dans le circuit. Ceci consiste à réduire le courant réactif absorbé par les capacités du filtre CEM et avantageusement à amortir la résonance du filtre CEM .
La commande de l ' état antérieur de la technique est ainsi entre autres modifiée de sorte à émuler le comportement électrique de la résistance d' amortissement. L ' amortissement actif est conçu de manière à agir uniquement sur les harmoniques vch de la tension aux bornes de la capacité du filtre CEM. Ainsi, l ' avantage maj eur de l ' amortissement actif est que la puissance active et le niveau du fondamental du courant réseau demeurent inchangés .
Une telle modification présente l ' avantage de limiter ou d' annuler les pertes par effet Joules, de présenter un amortissement efficace de la résonance, de n ' imposer aucun surcoût ou encombrement supplémentaire au système.
Comme présenté ci-dessus, la commande comprend des étapes 1 5 , 1 6 au cours desquelles on réalise une correction du facteur de puissance et une étape 1 7 de correction des signaux de puissance, indépendantes l 'une de l ' autre. Cette dernière correction est formée de deux boucles imbriquées en cascade. Une boucle externe 1 8 de courant a pour rôle d' amplifier l ' erreur due à la distorsion introduite par le filtre d' entrée CEM et permet d' inj ecter le signal lié à l ' amortissement actif ÏRv* . Une boucle interne 1 9 de correction du courant dans l'inductance de lissage a pour rôle de générer le rapport cyclique global r du système qui sera comparé aux dents de scie de la MLI. Un seul rapport cyclique global r est utilisé pour générer les signaux de commande dbst de l'étage élévateur de tension et ceux dbck de l'étage abaisseur de tension. Le passage entre les deux modes de fonctionnement Buck et Boost est réalisé à travers une comparaison MLI avec une double dent de scie 20. La dent de scie qui génère la commande des interrupteurs du Boost présente un décalage vertical par rapport à celle du Buck. C'est en réglant la valeur de ce décalage qu'on détermine le seuil de tension à partir duquel la configuration du chargeur basculera entre l'un et l'autre des deux modes de fonctionnement.
La référence de courant de la boucle externe 18 est une sinusoïde redressée dont la valeur efficace de consigne Ifeff* dépend de la valeur efficace Igeff du courant prélevé au réseau électrique, du déphasage (pi entre les fondamentaux du courant réseau et de la tension aux bornes de la capacité du filtre CEM et de la consigne de déphasage a . La valeur efficace Igeff du courant prélevé au réseau étant fonction de la consigne de puissance de charge requise P*, de la valeur efficace Vcrms de la tension aux bornes de la capacité du filtre CEM et du facteur de déplacement cos (cpi). x cos <p,
f* cosa* (Eq. 5) Avec :
φι : déphasage entre les fondamentaux du courant prélevé au réseau d'alimentation électrique et de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique
a : consigne de déphasage
P* : valeur mémorisée de la consigne de puissance de charge En négligeant la chute de tension aux bornes des inductances Lg et Lf, le déphasage entre le courant et la tension réseau est égal au déphasage mesuré entre le courant du réseau et la tension aux bornes de la capacité du filtre CEM . Afin de corriger le déphasage (p i qui existe entre les fondamentaux du courant du réseau et de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique, la référence de courant en entrée de l ' étage abaisseur de tension (Etage de Buck) présente une allure sinusoïdale avec un retard de phase égal à la consigne de déphasage * par rapport à celle de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique afin de compenser l ' avance de phase introduite par les capacités du filtre d' entrée. Cette consigne de déphasage * est générée par une boucle indépendante de correction du déphasage 15 mais qui doit présenter une dynamique suffisamment lente pour ne pas rendre instable la régulation de la puissance 17 en boucle fermée.
Afin de générer la consigne de déphasage * nécessaire au courant en entrée de l ' étage abaisseur de tension pour assurer un déphasage cp i nul du côté réseau, une boucle de verrouillage de phase PLL (acronyme anglais pour « Phase Lock Loop ») est employée pour estimer le déphasage réel entre les fondamentaux de la tension aux bornes de la capacité du filtre d' entrée et du courant réseau. Ce déphasage est ensuite comparé à une référence souhaitée (p i * (afin d' assurer un facteur de déplacement unitaire, cette valeur est habituellement maintenue à 0) . Un correcteur tel qu 'un correcteur PID (à actions Proportionnelles, Intégrales et/ou Dérivées) est employé pour corriger l ' erreur entre la mesure et la référence. Le signal en sortie de ce correcteur n' est autre que la consigne de déphasage * à imposer à la consigne (référence) de courant de la boucle externe | if* | afin de compenser l ' avance de phase introduite par les capacités du filtre d' entrée et retrouver un déphasage (p i nul en amont du filtre .
L ' effet de l ' amortissement actif ÏRv* est rajouté à la référence de courant de la boucle externe. En effet, la fonction de transfert permettant le calcul de la valeur de la résistance Rv adéquate à l'amortissement de la résonance du filtre d'entrée est présentée dessous.
1
Figure imgf000022_0001
ω res
R (L g +Lf)
Avec ζ ¾ (Eq.8)
1
CD r,es ^τι^ (Eq 9)
Où,
ig : courant de ligne prélevé sur le réseau d'alimentation électrique.
If : courant en entrée du redresseur Buck.
Lg : Impédance de ligne du réseau d'alimentation électrique. Lf : Inductance de filtrage de mode différentiel du filtre de compatibilité électromagnétique.
C : Capacité pour le filtrage de mode différentiel du filtre de compatibilité électromagnétique triphasé.
Rv : valeur calculée de la résistance d'amortissement virtuelle, cûres : fréquence angulaire de résonance du filtre d'entrée.
ζ : valeur de l'amortissement de la fonction de transfert du second ordre (généralement choisie comme étant égale à 0,7)
Cette valeur de résistance Rv, une fois calculée, permet l'injection d'un courant iRv* qui vient s'additionner au courant de référence ÏR pour générer la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur et tenir compte de l'amortissement actif dans la loi de commande. Ce courant relatif à l'amortissement actif peut alors s'écrire en fonction de la résistance d'amortissement virtuelle et des harmoniques de la tension vch aux bornes de la capacité du filtre CEM obtenues en retranchant le fondamental de tension vc l issu de la boucle de verrouillage de phase de la mesure de tension aux bornes de la capacité du filtre CEM sous la forme suivante : vc -v
■Rv
(Eq. 10)
La boucle externe consiste à comparer une consigne | if* | de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur à la valeur absolue | if| du courant mesuré en entrée du redresseur. L ' erreur calculée sur la mesure de courant en entrée du redresseur est amplifiée par un correcteur tel qu'un correcteur PID et le résultat constitue la consigne de courant iL* dans l' inductance de lissage imposée à la boucle interne de courant. Cette boucle permet de réduire la distorsion basse fréquence du courant réseau qui est due au filtre CEM, d' imposer la référence à la boucle interne et de réguler le niveau de courant absorbé au réseau.
La boucle interne de correction du courant dans l ' inductance de lissage consiste à comparer la consigne de courant iL* (en sortie de la boucle externe) avec la mesure du courant iL dans l' inductance de lissage L ' erreur en sortie du comparateur est corrigée par un correcteur tel qu'un correcteur PID . Les éléments de ce correcteur sont calculés en tenant compte de la fonction de transfert liant le courant iL d' inductance de lissage au rapport cyclique global r du système GiLr défini par l ' équation Eq. 1 1 ci-dessous.
En effet, cette fonction de transfert s ' écrit différemment selon que l'on soit en mode de fonctionnement de type Buck ou bien en mode de fonctionnement de type Boost. D 'une manière simp lifiée et sans tenir compte de l ' effet du filtre d' entrée sur la modification de la fonction de transfert du système, cette fonction s ' exprime comme suit :
En mode Boost : batt
GiLr(S) = l (s)
r
(Eq. 1 1 ) En mode Buck :
GiLr(s) = l (s) - K
+ (Eq. 12)
Avec,
1l : variation de courant dans l ' inductance de lissage,
r : variation de rapport cyclique global du système.
Vbatt : tension mesurée aux bornes de la batterie.
Vcmax : amplitude de la tension aux bornes de la capacité du filtre CEM .
Leq : inductance de lissage.
Req : résistance série de l ' inductance de lissage.
Une solution idéale serait de pouvoir se ramener à une fonction de transfert (FT) unique modélisant le système dans les deux modes de fonctionnement. Ceci est réalisé par l ' examen de la fonction de transfert GiLd liant le courant dans l ' inductance de lissage aux signaux de commandes d envoyés aux interrupteurs du Buck et du Boost.
En effet, cette fonction de transfert se décompose globalement comme suit :
Figure imgf000024_0001
r 1
s) =—
Sachant que généralement, cc avec Vcc l' amplitude de la dent de scie employée ; on définit l ' équation de la fonction de transfert GiLd dans le cas des deux modes de fonctionnement :
En mode Boost :
batt
GiLd (s) = ^-(s)
dbst Leqs + Req En mode Buck :
Figure imgf000025_0001
Avec,
Vbst : amplitude du signal en dent de scie du Boost.
Vbck : amplitude du signal en dent de scie du Buck.
Ainsi, afin de figer la fonction de transfert et d' avoir une fonction de transfert unique quel que soit le mode de fonctionnement du système, on constate qu' il faut employer deux dents de scie différentes, aux amplitudes différentes qui génèrent le signal de commande dbck des interrupteurs du Buck et le signal de commande dbst des interrupteurs du Boost.
La génération des signaux de commande et la distinction entre les modes de fonctionnement sont assurées par un dispositif à deux comparateurs MLI et deux dents de scies distinctes.
En mode Boost :
Le comparateur sert à comparer le rapport cyclique global r en sortie du correcteur de la boucle interne à un signal en dent de scie d' amp litude proportionnelle à la tension de sortie de la batterie avec un rapport de proportionnalité k. Ainsi,
Vbst = k x Vbatt ( E q 1 6 ) On se retrouve avec une FT globale de la forme :
1/
GiLd (s) = ^ (s) - /k
dbst LeqS + Req ( E q 1 7 )
En mode Buck :
Le comparateur sert à comparer le même rapport cyclique global r en sortie du correcteur de la boucle interne à un autre signal en dent de scie d' amplitude proportionnelle à l' amplitude de la tension d' entrée de l ' étage abaisseur avec le même rapport de proportionnalité k. Ainsi,
On se retrouve avec une FT globale de la forme
Figure imgf000026_0001
De par ce dispositif, on fige la fonction de transfert du système quel que soit le mode de fonctionnement Buck ou Boost. De plus, le calcul des coefficients du correcteur proportionnel et intégral ou PID de la boucle interne se base sur cette FT figée et unique :
l
D ' autre part, le passage entre le mode Buck et le mode Boost est rendu automatique à l ' aide d'un décalage imposé aux dents de scie du Boost uniquement. Quand la valeur de ce décalage correspond à l ' amplitude de la tension en entrée de l ' étage abaisseur, les deux modes de fonctionnement qui peuvent être distingués sont les modes Buck et Boost. D ' autre part, la valeur du décalage est réglable et pourrait également correspondre à une valeur inférieure à l ' amplitude de la tension en entrée de l ' étage abaisseur ; ceci permettra deux modes de fonctionnement distincts en Boost et en Buck-Boost cette fois ci. L ' avantage de cette dernière est d' assurer un passage lisse et permettre de vaincre la non-linéarité qui existe au passage entre les deux modes de fonctionnement.
La figure 3 illustre les principales étapes du procédé de commande selon l 'invention.
Au cours d'une première étape 14, on mesure le courant du réseau d' alimentation électrique ig et la tension en entrée de l ' étage abaisseur de tension vc. On réalise ensuite un filtrage passe bas de la mesure du courant ig du réseau d' alimentation électrique afin d' extraire la valeur instantanée ig l du fondamental du courant prélevé sur le réseau d' alimentation électrique ainsi que de la mesure de la tension vc en entrée du redresseur afin d' obtenir la valeur instantanée vc l du fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique.
Au cours d'une deuxième étape au sein du dispositif 14, on détermine un déphasage φ ι entre le fondamental ig l du courant prélevé sur le réseau d'alimentation électrique et le fondamental vc l de la tension en entrée du redresseur, un angle électrique instantané rot, et une valeur efficace Vcrms de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique à partir des mesures filtrées igi et Vc i par l' intermédiaire d'un traitement en boucle de verrouillage de phase PLL (acronyme anglais pour « Phase Loop Lock ») .
Au cours d'une troisième étape 15 , on détermine un courant de référence ÏR au travers d'une boucle de correction du facteur de déplacement à partir des valeurs déterminées à la deuxième étape.
Pour cela, on détermine un écart de phase Δφ en soustrayant la valeur déterminée du déphasage φ ι d'une valeur de consigne mémorisée du déphasage φ ι * .
On détermine ensuite une consigne de déphasage a par l' intermédiaire d 'un correcteur, tel qu'un correcteur proportionnel- intégral-dérivé, fonction de l ' écart de phase Δφ .
On détermine le courant de référence ÏR en fonction de l ' angle électrique instantané rot, de la consigne de déphasage α , d'une valeur mémorisée r de la consigne de puissance de charge et de la valeur efficace Vcrms de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique par application de l ' équation suivante. crms (Eq. 21 ) Au cours d'une quatrième étape 16, on détermine une consigne
I · * I
de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur ' f ' en fonction du courant de référence , de la mesure de tension vc en entrée du redresseur, et du fondamental vci de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique au travers d'une boucle d'amortissement actif.
Pour cela, on détermine un écart de tension Avc en soustrayant la valeur instantanée du fondamental vci de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique de la mesure instantanée de la tension vc aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique. On détermine ensuite un écart de tension filtré vch qui représente le contenu harmonique de la tension en question par filtrage passe bas de l'écart de tension Avc.
On détermine une consigne du courant iRv* prélevé par la résistance d'amortissement virtuelle placée en parallèle avec la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique égale à l'écart de tension filtré vch qui représente le contenu harmonique de la tension en question divisé par la valeur calculée Rv de la résistance d'amortissement actif virtuelle. On rappelle que les équations Eq. 8 et Eq. 9 permettent de calculer la valeur de la résistance d'amortissement Rv.
On détermine ensuite la consigne de valeur absolue du courant
I · * I
en entrée du redresseur ' f 'en appliquant l'équation suivante :
Figure imgf000028_0001
Au cours d'une cinquième étape 17, on détermine des signaux de commande dbck de l'étage de Buck et des signaux de commande dbst de l'étage de Boost en fonction de la consigne de valeur absolue du
I · * I
courant en entrée du redresseur ' d'une mesure de courant if en entrée du redresseur et d'une mesure de courant iL dans l'inductance de lissage, au travers de boucles imbriquées de régulation de courant. Pour réaliser cela, au cours d'une première sous-étape 1 8 , on réalise une première boucle de régulation externe au cours de laquelle on détermine la valeur absolue 1^1 de la mesure de courant if, puis on détermine l ' écart entre la consigne de la valeur abso lue du courant en
I · * I
entrée du redresseur ' f ' , et la valeur abso lue de la mesure de courant en entrée du redresseur 1^1.
On détermine ensuite une valeur de consigne du courant dans l' inductance L par correction à travers un correcteur, tel qu 'un correcteur PID, de l ' écart entre la consigne de la valeur abso lue du
I · * I
courant en entrée du redresseur ' f ' , et la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur 1^1.
Au cours d'une deuxième sous-étape 19, on réalise une boucle interne de régulation au cours de laquelle on détermine un écart entre la valeur de consigne L du courant dans l' inductance de lissage et la mesure du courant ^ dans l ' inductance de lissage.
On détermine ensuite une valeur r de rapport cyclique global en appliquant un correcteur, notamment un correcteur proportionnel- intégral-dérivé à l ' écart entre la valeur de consigne L du courant dans l' inductance de lissage et la mesure du courant ^ dans l ' inductance de lissage.
Au cours d'une troisième sous-étape 20, on génère des signaux de commandes des interrupteurs de l ' étage de Buck et de l ' étage de Boost. Pour réaliser cela, la valeur r du rapport cyclique global est comparée à deux signaux de référence, notamment des signaux en dent de scie, afin de déterminer les commandes de commutation dbck de l ' étage de Buck et dbst de l ' étage de Boost.
Plus précisément, on détermine la commande de commutation dbck de l ' étage de Buck en comparant un premier signal en dent de scie à la valeur r de rapport cyclique global. Le premier signal en dent de scie varie entre une valeur nulle de tension et une valeur de tension Vbck proportionnelle à l ' amplitude de la tension en entrée de l ' étage de Buck.
On détermine la commande de commutation dbst de l ' étage de Boost en comparant un deuxième signal en dent de scie à la valeur r de rapport cyclique global. Le deuxième signal en dent de scie varie entre une valeur de tension Vbst proportionnelle à la tension mesurée aux bornes de la batterie et une tension non nulle décalée par rapport à zéro d'une valeur inférieure ou égale à l ' amplitude de la tension en entrée de l ' abaisseur de tension. Le coefficient de proportionnalité étant identique pour la génération des commandes du Buck et celles du Boost.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de commande d'un chargeur ( 1 ), embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, configuré pour réaliser une charge monophasée domestique, le chargeur ( 1 ) comprenant un redresseur (5) connecté en entrée à un réseau d' alimentation électrique (2) par l' intermédiaire d'un filtre de compatibilité électromagnétique (4) et en sortie à un étage élévateur de tension (7) par l' intermédiaire d'une inductance de lissage (6) , l ' étage élévateur de tension (7) étant connecté à une batterie (3), le filtre de compatibilité électromagnétique comprenant une capacité connectée entre deux phases d' alimentation du chargeur ( 1 ), le redresseur (5) et l ' étage élévateur de tension (7) comprenant chacun au moins un interrupteur commandé, caractérisé par le fait qu' il comprend les étapes suivantes :
on corrige le facteur de déplacement et le facteur de distorsion du chargeur ( 1 ) en déterminant une consigne de la valeur abso lue du courant en entrée du redresseur (5) fonction d'une mesure du courant du réseau d' alimentation électrique (2) et d'une mesure de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4), et
on régule le courant circulant dans l' inductance de lissage (6) en commandant l ' étage élévateur de courant et le redresseur (5) en fonction d'une mesure du courant dans l ' inductance de lissage (6), d'une mesure de courant en entrée du redresseur (5) et de la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) .
2. Procédé de commande selon la revendication 1 , dans lequel, pour corriger le facteur de déplacement et le facteur de distorsion, on détermine le déphasage entre le fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4) et le fondamental du courant prélevé sur le réseau d'alimentation électrique, l' angle électrique instantané associé au réseau d' alimentation électrique (2), et une tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4), à partir des mesures de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4) et du courant du réseau d' alimentation électrique (2) par l 'intermédiaire de filtrage pour l ' extraction des fondamentaux du courant du réseau d' alimentation et de la tension aux bornes de la capacité suivi par un traitement en boucle de verrouillage de phase,
on détermine un courant de référence au travers d'une boucle de correction du facteur de déplacement à partir du déphasage entre les fondamentaux de la tension aux bornes de la capacité et du courant prélevé sur le réseau d'alimentation électrique, de l ' angle électrique instantané associé au réseau électrique, et de la tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4) et d'une valeur de consigne mémorisée de la puissance de charge désirée, et
on détermine la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) en fonction du courant de référence, de la mesure instantanée de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4), et du fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4) au travers d'une boucle d' amortissement actif.
3. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel, pour réguler le courant circulant dans l' inductance de lissage (6), on détermine des signaux de commande du redresseur (5) et des signaux de commande de l ' étage élévateur de tension (7) en fonction de la consigne de valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5), de la mesure de courant en entrée du redresseur (5) et de la mesure de courant dans l' inductance de lissage (6), au travers de boucles imbriquées de régulation de courant.
4. Procédé de commande selon la revendication 2, dans lequel, pour déterminer le courant de référence,
on détermine un écart de phase en soustrayant la valeur déterminée du déphasage d'une valeur de consigne mémorisée du déphasage, on détermine une consigne de déphasage par l' intermédiaire d'un correcteur fonction de l ' écart de phase, et
on détermine le courant de référence en fonction de l ' angle électrique instantané, de la consigne de déphasage, d'une consigne de puissance de charge et de la tension efficace aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4)
5. Procédé de commande selon l 'une quelconque des revendications 1 , 3 ou 4 en combinaison avec la revendication 2, dans lequel, pour déterminer la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5),
on détermine un écart de tension en soustrayant la valeur instantanée du fondamental de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4) de la mesure instantanée de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4),
on détermine ensuite un écart de tension filtré par filtrage passe bas de l ' écart de tension, et
on détermine la consigne de valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) en fonction de l' écart de tension filtré, d' une valeur calculée d'une résistance d' amortissement virtuelle et du courant de référence.
6. Procédé de commande selon l 'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel, pour déterminer des signaux de commande du redresseur (5) et des signaux de commande de l ' étage élévateur de tension (7) au travers de boucles imbriquées de régulation de courant,
on réalise une première boucle de régulation externe au cours de laquelle on détermine la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur (5),
on détermine l ' écart entre la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5), et la valeur abso lue de la mesure de courant en entrée du redresseur (5),
on détermine ensuite une valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage (6) par correction, à travers un correcteur fonction de l ' écart entre la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) et la valeur absolue de la mesure de courant en entrée du redresseur (5),
on réalise une boucle interne de régulation au cours de laquelle on détermine un écart entre la valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage (6) et la mesure du courant dans l' inductance de lissage (6), et
on détermine une valeur de rapport cyclique global à travers un correcteur fonction de l ' écart entre la valeur de consigne du courant dans l' inductance de lissage (6) et la mesure du courant dans l' inductance de lissage (6), puis
on détermine la commande de commutation du redresseur (5) en comparant un premier signal en dent de scie à la valeur de rapport cyclique global, le premier signal en dent de scie variant entre une valeur nulle de tension et une valeur de tension proportionnelle à l ' amplitude de la tension mesurée aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4), et
on détermine la commande de commutation de l ' étage élévateur de tension (7) en comparant un deuxième signal en dent de scie à la valeur de rapport cyclique global, le deuxième signal en dent de scie variant entre une valeur non nulle de tension équivalente à un décalage et une valeur de tension proportionnelle à la tension mesurée aux bornes de la batterie, le coefficient de proportionnalité étant le même pour le signal en dent de scie de l' étage abaisseur de tension et celui de l ' étage élévateur de tension (7) .
7. Dispositif de commande d'un chargeur ( 1 ), embarqué dans un véhicule automobile à traction électrique ou hybride, configuré pour réaliser une charge monophasée domestique, le chargeur ( 1 ) comprenant un redresseur (5) connecté en entrée à un réseau d' alimentation électrique (2) par l' intermédiaire d'un filtre de compatibilité électromagnétique (4) et en sortie à un étage élévateur de tension (7) par l' intermédiaire d'une inductance de lissage (6) , l ' étage élévateur de tension (7) étant connecté à une batterie, le filtre de compatibilité électromagnétique (4) comprenant une capacité connectée entre deux phases d' alimentation du chargeur ( 1 ), le redresseur (5) et l ' étage élévateur de tension (7) comprenant chacun au moins un interrupteur commandé, caractérisé par le fait qu' il comprend :
un moyen de correction du facteur de déplacement et du facteur de distorsion du chargeur ( 1 ) apte à déterminer une consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) fonction d'une mesure du courant du réseau d' alimentation électrique (2) et d'une mesure de la tension aux bornes de la capacité du filtre de compatibilité électromagnétique (4), et
un moyen de régulation du courant circulant dans l' inductance de lissage (6) apte à commander l ' étage élévateur de courant et le redresseur (5) en fonction d'une mesure du courant dans l' inductance de lissage (6), d'une mesure de courant en entrée du redresseur (5) et de la consigne de la valeur absolue du courant en entrée du redresseur (5) .
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020157053A1 (fr) * 2019-02-01 2020-08-06 ETH Zürich Procédé de réglage d'un système redresseur d'impulsions triphasé avec circuit intermédiaire
DE102020119108A1 (de) 2020-07-21 2022-01-27 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gleichstrom-Filtervorrichtung

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012140374A1 (fr) * 2011-04-14 2012-10-18 Renault S.A.S. Dispositif de charge d'une batterie d'un véhicule automobile à partir d' un réseau d' alimentation monophasé, et procédé de commande du dispositif
US20140266085A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Dialog Semiconductor Gmbh Control Method of High Efficient Buck-Boost Switching Regulator
US20140354250A1 (en) 2013-05-28 2014-12-04 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. High efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof
US20140354245A1 (en) 2011-12-29 2014-12-04 Elta Systems Ltd. System, a method and a computer program product for controlling electric power supply

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012140374A1 (fr) * 2011-04-14 2012-10-18 Renault S.A.S. Dispositif de charge d'une batterie d'un véhicule automobile à partir d' un réseau d' alimentation monophasé, et procédé de commande du dispositif
FR2974253A1 (fr) 2011-04-14 2012-10-19 Renault Sas Dispositif de charge d'une batterie d'un vehicule automobile a partir d'un reseau d'alimentation monophase, et procede de commande du dispositif
US20140354245A1 (en) 2011-12-29 2014-12-04 Elta Systems Ltd. System, a method and a computer program product for controlling electric power supply
US20140266085A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Dialog Semiconductor Gmbh Control Method of High Efficient Buck-Boost Switching Regulator
US20140354250A1 (en) 2013-05-28 2014-12-04 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. High efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FUKUDA S ET AL: "MODELING AND CONTROL OF PWM VOLTAGE SOURCE RECTIFIER WITH A BUCK-BOOST CHARACTERISTIC IN ITS OUTPUT", CONFERENCE RECORD OF THE 1999 IEEE INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE. 34TH IAS ANNUAL MEETING. PHOENIX, AZ, OCT. 3 - 7, 1999; [CONFERENCE RECORD OF THE IEEE INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE. IAS ANNUAL MEETING], NEW YORK, NY : IEEE, US, vol. 4, 3 October 1999 (1999-10-03), pages 2194 - 2200, XP001004171, ISBN: 978-0-7803-5590-3 *
NUSSBAUMER T ET AL: "Modeling and Robust Control of a Three-Phase Buck+Boost PWM Rectifier (VRX-4)", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 44, no. 2, 1 March 2008 (2008-03-01), pages 650 - 662, XP011206342, ISSN: 0093-9994 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020157053A1 (fr) * 2019-02-01 2020-08-06 ETH Zürich Procédé de réglage d'un système redresseur d'impulsions triphasé avec circuit intermédiaire
DE102020119108A1 (de) 2020-07-21 2022-01-27 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gleichstrom-Filtervorrichtung
US11664777B2 (en) 2020-07-21 2023-05-30 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft DC filter device

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