WO2017060659A1 - Circuit optoelectronique a diodes electroluminescentes - Google Patents

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WO2017060659A1
WO2017060659A1 PCT/FR2016/052608 FR2016052608W WO2017060659A1 WO 2017060659 A1 WO2017060659 A1 WO 2017060659A1 FR 2016052608 W FR2016052608 W FR 2016052608W WO 2017060659 A1 WO2017060659 A1 WO 2017060659A1
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WO
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circuit
signal
voltage
optoelectronic
control
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PCT/FR2016/052608
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English (en)
Inventor
David GRAS
David DELSALLE
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Easii Ic
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix

Definitions

  • the present disclosure relates to a circuit ⁇ opto electronics, in particular an optoelectronic circuit comprising light emitting diodes.
  • an optoelectronic circuit comprising light-emitting diodes with an alternating voltage, in particular a sinusoidal voltage, for example the mains voltage.
  • FIG. 1 shows an exemplary optoelectronic circuit 10 comprising input terminals IN] _ and I3 ⁇ 4 between which is applied an AC voltage V j ⁇ .
  • the optoelectronic circuit 10 further comprises a rectifying circuit 12 comprising a diode bridge 14, receiving the voltage VJ and supplying a rectified voltage V ⁇ LIM which supplies the light-emitting diodes 16, for example connected in series with a resistor 15. called I LIM ⁇ e ⁇ current flowing through the light emitting diodes 16.
  • FIG. 2 is a timing diagram of the supply voltage V V LIM and the supply current I V LIM for an example in which the AC voltage V i corresponds to a sinusoidal voltage.
  • a disadvantage is that as long as the voltage V ⁇ LIM is less than the sum of the threshold voltages of the light-emitting diodes 16, no light is emitted by the optoelectronic circuit 10. An observer can perceive this absence of light emission when the duration of each OFF phase of absence of light emission between two ON phases of light emission is too important. One possibility to increase the duration of each ON phase is to reduce the number of light-emitting diodes 16. A disadvantage is that the electrical power lost in the resistance is important.
  • U.S. Publication 2012/0056559 discloses an optoelectronic circuit in which the number of electro ⁇ LEDs receiving the supply voltage V ⁇ J gradually increases during a growth phase of the supply voltage and gradually decreases at a decay phase of the supply voltage. This is achieved by a switching circuit adapted to short-circuit a larger or smaller number of light-emitting diodes according to the evolution of the voltage. This reduces the duration of each phase of absence of emission of light.
  • a disadvantage of the optoelectronic circuit described in the publication US 2012/0056559 is that the supply current of the light-emitting diodes does not vary continuously, that is to say that there are sudden interruptions of current flow at during the variation of the voltage. This causes variations over time in the light intensity provided by electroluminescent diodes that can be perceived by an observer. This results in further degradation of the total harmonic distortion of current supplied to the diodes electro luminescent ⁇ the optoelectronic circuit.
  • An object of an embodiment is to overcome all or part of the disadvantages of the optoelectronic circuits described above.
  • Another object of an embodiment is to reduce the duration of the phases of absence of light emission by the optoelectronic circuit.
  • Another object of an embodiment is that the current supplying the light-emitting diodes varies substantially continuously.
  • Another object of an embodiment is that the current supplying the light-emitting diodes can be continuously monitored by a circuit external to the optoelectronic circuit.
  • an embodiment provides an optoelectronic circuit for receiving a variable voltage containing an alternation of increasing and decreasing phases, the optoelectronic circuit comprising:
  • a node connected to each light-emitting diode, among at least some light-emitting diodes of the plurality of light-emitting diodes, by a conduction circuit whose electrical conductance varies according to a control signal;
  • a modulation circuit adapted to provide a first pulse width modulated bit signal from the comparison of the voltage at said node to at least a first voltage threshold
  • the modulation circuit is a synchronous circuit.
  • the modulation circuit comprises:
  • a first comparator adapted to compare the voltage at said node at the first voltage threshold and to provide a second binary signal whose state depends on the sign of the comparison; and a storage element adapted to sample the second binary signal at the rate of a clock signal, the first binary signal corresponding to the second sampled binary signal.
  • the modulation circuit comprises:
  • an amplifier adapted to amplify the difference between the voltage at said node and the first voltage threshold
  • a second comparator adapted to compare the amplified difference with a periodic triangular signal and to provide the first binary signal whose state depends on the sign of the comparison.
  • the modulation circuit is an asynchronous circuit.
  • the modulation circuit comprises a hysteresis comparator.
  • the modulation circuit comprises:
  • a third comparator adapted to compare the voltage at said node at the first voltage threshold
  • a fourth comparator adapted to compare the voltage at said node with a second voltage threshold
  • an asynchronous logic latch connected to the third and fourth comparators and providing the first bit signal.
  • control circuit comprises, for each conduction circuit, a capacitor connected to the conduction circuit, a capacitor charging circuit controlled from the first binary signal, and a capacitor circuit. discharging the controlled capacitor from the first complemented binary signal.
  • the charge rates of the capacitors by the charging circuits are different and the discharge rates of the capacitors by the discharge circuits are different.
  • control circuit is adapted to temporarily increase the capacitor charging speeds or capacitor discharge rates.
  • control circuit is adapted to perform said increase in capacitor charging speeds or capacitor discharge rates in a gradual manner.
  • control circuit is adapted to temporarily increase the frequency of the clock signal or the periodic triangular signal.
  • control circuit comprises a finite automaton.
  • the state machine is adapted to control the supply of each control signal equal to a maximum value, a minimum value or the first unfiltered or filtered binary signal.
  • the state machine is adapted to control the supply of only one of the control signals, at a given instant, equal to the first unfiltered or filtered binary signal.
  • the state machine is adapted to control the supply of said control signal or said control signals to the first filtered low-pass filtered bit signal and the control circuit is adapted to temporarily increase the cutoff frequency. Low-pass filtering.
  • the state machine comprises a first time counter.
  • the state machine is adapted to operate the first counter as the first bit signal is in a first state.
  • the state machine comprises a second time counter and the state machine is adapted to operate the second counter as long as the first bit is in a second state.
  • the finite automaton is adapted, during each increasing or decreasing phase, to change the control signal among the control signals which is equal to the first binary signal each time the first counter exceeds a first threshold and / or whenever the second counter exceeds a second threshold.
  • each conduction circuit comprises a metal-oxide gate field effect transistor.
  • FIG. 1, previously described, is an electrical diagram of an example of an optoelectronic circuit comprising light-emitting diodes
  • FIG. 2 previously described, is a timing diagram of the voltage and the supply current of the light-emitting diodes of the optoelectronic circuit of FIG. 1;
  • FIG. 3 represents an electrical diagram of an embodiment of an optoelectronic circuit comprising light-emitting diodes
  • FIGS 4 to 7 show more detailed circuit diagrams of embodiments of the pulse width modulation circuit of the optoelectronic circuit shown in Figure 3;
  • FIG. 8 shows a more detailed circuit diagram of an embodiment of the control circuit of the optoelectronic circuit shown in Figure 3;
  • FIG. 9 represents an operating diagram of a control method of another embodiment of the optoelectronic circuit;
  • Figure 10 shows a more detailed circuit diagram of another embodiment of the optoelectronic circuit control circuit shown in Figure 3;
  • FIG. 11 shows an operating diagram of an embodiment of a control method of the optoelectronic circuit shown in Fig. 3 for the embodiment of the control circuit shown in Figs. 10; and FIGS. 12, 13 and 14 show timing diagrams of the powers, voltages and currents of the optoelectronic circuit of FIG. 3.
  • a “signal binary” is a signal that alternates between a first constant state, for example a low state, denoted "0", and a second constant state, for example a high state, denoted "1".
  • the high and low states of different binary signals of the same electronic circuit can be different.
  • the binary signals may correspond to voltages or currents that may not be perfectly constant in the high or low state.
  • the term "connected” is used to denote a direct electrical connection, without intermediate electronic component, for example by means of a conductive track, and the term “coupled” or the term
  • connection to designate either a direct electrical connection (meaning “connected”) or a connection via one or more intermediate components (resistor, capacitor, etc.).
  • FIG. 3 represents a circuit diagram of an embodiment of an optoelectronic circuit 20 comprising a switching device of light-emitting diodes and illustrating the general operating principle of the optoelectronic circuit.
  • the elements of the optoelectronic circuit 20 common with the optoelectronic circuit 10 are designated by the same references.
  • the optoelectronic circuit 20 comprises the rectifier circuit 12 receiving the supply voltage Vj ⁇ between the terminals IN] _ and I3 ⁇ 4 and supplying the voltage V ⁇ J rectified between nodes A ] _ and A2.
  • the circuit 20 can directly receive a rectified voltage, the rectifier circuit may then not be present.
  • the potential at the node A2 may correspond to the low reference potential, for example 0 V, with respect to which the voltages of the optoelectronic circuit 20 are referenced.
  • the level "0" of the digital signals described below may be equal to the potential of the node A2 and the level “1" of the digital signals described below may be equal to a high reference potential VCC supplied from the supply voltage V ⁇ LJ ⁇ .
  • the optoelectronic circuit 20 comprises N series sets of elementary light-emitting diodes, called global light-emitting diodes Dj_ in the following description, where i is an integer ranging from 1 to N and where N is an integer between 2 and 200.
  • Each global light-emitting diode D 1 to 3 ⁇ 4 comprises at least one elementary light-emitting diode.
  • each global electroluminescent diode is composed of placing in series and / or in parallel at least two elementary light-emitting diodes.
  • the global N LEDs are connected in series, the cathode of the global light-emitting diode Dj being connected to the anode of the overall light-emitting diode D 1 + , for i ranging from 1 to Nl.
  • the anode of the overall light-emitting diode D] _ is connected to the node A] _.
  • the global light-emitting diodes D 1, i ranging from 1 to N can comprise the same number of diodes elemental electroluminescent or different numbers of elementary light-emitting diodes.
  • the optoelectronic circuit 20 comprises a current source 22 or an impedance, for example a resistor, one terminal of which is connected to the node A2 and the other terminal of which is connected to a node A3. Called 30URCE ⁇ a voltage across the current source 22 and Isource ⁇ e current absorbed by the current source 22.
  • the optoelectronic circuit 20 may comprise a circuit, not shown, which provides a reference voltage for the supply of the current source, possibly obtained from the voltage V ⁇ LJ ⁇ .
  • the current source 22 may have any structure and may in particular correspond to a resistor.
  • the current source 22 can be continuously controlled by a circuit external to the optoelectronic circuit 20.
  • the circuit 20 comprises a switching device 24 for the global light-emitting diodes Dj_, i ranging from 1 to N.
  • the device 24 comprises:
  • PWM pulse width modulation circuit 27
  • Controller adapted to receive gQURCE and V REF signals and to provide a PWM signal which is a pulse width modulated signal
  • control circuit 28 receiving the PWM signal; and N conduction circuits SW] _ to Sl%, each conduction circuit SW-j_, i varying from 1 to N, being mounted between the node A3 and the cathode of the global light-emitting diode Dj_ and being controlled by a signal Sj_ provided by the control circuit 2 8.
  • the pulse width modulation circuit 27 is a synchronous circuit sampled by a periodic reference signal and adapted to provide a PWM binary signal.
  • the pulse width modulation circuit 27 is an asynchronous circuit adapted to provide a PWM binary signal.
  • the duty cycle of the PWM signal can be defined, for a reference duration, by the ratio between the duration during which the signal is at "1" with respect to the reference duration.
  • the control circuit 28 may, in whole or in part, be realized by a dedicated circuit or may comprise a microprocessor or a microcontroller adapted to execute a sequence of instructions stored in a memory.
  • the conduction circuit SW-j_ is a circuit whose equivalent electrical resistance varies between a maximum value and a minimum value as a function of the signal Sj_. According to one embodiment, when the equivalent electrical resistance of the conduction circuit SW-j_ is at the maximum value, the conduction circuit SW-j_ is substantially equivalent to an open switch. Alternatively, current can flow through the circuit SW-j even when the equivalent electrical resistance of the conduction circuit SW-j is the highest. For i varying from 1 to N, Ij_ is the current flowing in the conduction circuit SW-j_. In the following description, called G j _ a node connected to the conduction circuit and receiving the signal Sj_.
  • the conduction circuit Sl% which protects the current source 22 from overvoltages, may not be controlled by the control module 34 and may still be on or may not be present and the cathode of the light emitting diode global 3 ⁇ 4 can be connected to node A3.
  • the optoelectronic circuit 20 may further comprise a circuit, not shown, which provides a reference voltage for the supply of the switching device 24, possibly obtained from the voltage V ⁇ LJ ⁇ .
  • the control signal Sj_ of each conduction circuit SW-j_ is a signal which can vary continuously between a first value and a second value, the equivalent electrical resistance of the conduction circuit SW-j decreasing. when the signal Sj_ varies from the first value to the second value.
  • the first and second values of the signals Sj_, i ranging from 1 to N, may not be the same for all conduction circuits SW-j_.
  • the conduction circuit SW-j_ is substantially not conducting when the signal Sj_ is at the first value.
  • Each conduction circuit SW-j_ is, for example, based on at least one transistor, in particular a metal oxide oxide or MOS transistor field effect transistor, with enhancement or depletion.
  • each conduction circuit SW-j_ comprises an N-channel enrichment MOS transistor whose drain is connected to the cathode of the global light-emitting diode Dj_, the source of which is connected to the node A3 and whose gate is connected to the node Gj_.
  • the conduction circuit SW-j_ comprises two MOS transistors, for example N-channel, between the cathode of the global light-emitting diode D-j_ and the node A3, the transistor connected to the global light-emitting diode Dj_ being a high voltage transistor mounted cascode and the transistor connected to the node A3 is a low voltage transistor controlled by the signal Sj_.
  • the circuit 26 for supplying the reference voltage ⁇ p is internal to the optoelectronic circuit 20.
  • the reference voltage V " REF is supplied to the optoelectronic circuit 20 by a circuit external to the optoelectronic circuit Or is obtained from a modulation signal supplied to the optoelectronic circuit 20 by a circuit external to the optoelectronic circuit 20.
  • the optoelectronic circuit 20 may comprise a terminal dedicated to the reception of the reference voltage. pp or the modulation signal from which the reference voltage ⁇ p is obtained
  • the reference voltage VREF OR the modulation signal can be provided by an inverter, in particular a drive that can be actuated by a user.
  • the operation of the optoelectronic circuit 20 is as follows.
  • the control circuit 28 supplies, from the width modulated signal PWM pulse, the signals S3 ⁇ 4 to values adapted to change the conduction of the conduction circuits SW] _ to Sl so that the voltage Vg Q s CERs ° it on average equal to a reference voltage V ⁇ pp.
  • An advantage of the switching device 24 is that it has a reduced power consumption.
  • FIG. 4 represents a more detailed circuit diagram of an embodiment of the circuit 27 for supplying the PWM signal of the optoelectronic circuit 20 in the case of a synchronous circuit 27.
  • the circuit 27 comprises a comparator 30, for example an operational amplifier mounted as a comparator, providing a signal UP whose inverting input (-) is connected to the node A3 and whose non-inverting input (+) receives the reference voltage V j ⁇ p.
  • the comparator 30 for example an operational amplifier mounted as a comparator, providing a signal UP whose inverting input (-) is connected to the node A3 and whose non-inverting input (+) receives the reference voltage V j ⁇ p.
  • the comparator 30 for example an operational amplifier mounted as a comparator, providing a signal UP whose inverting input (-) is connected to the node A3 and whose non-inverting input (+) receives the reference voltage V j ⁇ p.
  • the comparator 30 for example an
  • the modulation circuit 27 comprises a generator
  • the storage element 32 for example a D-type flip-flop, samples the signal UP at the frequency of the clock signal CLK, for example by storing the value of the signal UP received at the input on each rising edge of the clock signal. CLK.
  • the storage element 32 provides a PWM signal, which is equal to the stored value of the UP signal, and a PWMb signal which is complementary to the PWM signal.
  • the duty cycle of the PWM signal is defined by the ratio between the number of clock periods where the PWM signal remains at "1" and a defined number of clock periods.
  • the circuit 27 comprises a difference amplifier 33 whose inverting input (-) is connected to the node A3 and whose non-inverting input (+) receives the reference voltage j ⁇ gp.
  • the amplifier 33 supplies a signal DIFF proportional to the difference between the reference voltage V " REF and the voltage gQURCE.
  • the modulation circuit 27 comprises a generator 35 of a periodic SAW signal which is continuously increasing then decreasing over a period of time.
  • the modulation circuit 27 further comprises a comparator 34, for example an operational amplifier mounted as a comparator, supplying the PWM signal whose inverting input (-) receives the SAW signal and whose non-inverting input (+) receives the signal DIFF
  • the comparator 34 supplies the PWM signal at a first state, for example "1", when the signal DIFF is greater than the voltage SAW and provides the signal PWM at a second state, for example "0", when the signal DIFF is lower than the voltage SAW
  • the duty cycle of the signal PWM depends on the signal DIFF and can then vary between 0, when the signal PWM remains in the "0" state during the SAW signal period, and 1 when the PWM signal remains in the "1" state during the SAW signal period.
  • the duty cycle of the PWM signal is then defined as the ratio of the time during which the PWM signal is in the "1" state over the period of the SAW signal.
  • the circuit 27 may further comprise an inverter, not shown, receiving the PWM signal and providing the PWMb signal.
  • FIG. 6 represents a more detailed circuit diagram of another embodiment of the circuit 27 for supplying the PWM signal of the optoelectronic circuit 20 in the case of an asynchronous circuit 27.
  • the circuit 27 comprises a hysteresis comparator 40 supplying the PWM signal, whose inverting input (-) receives the voltage VgQURCE and d ° n t the input non-inverting (+) receives the reference voltage Vp j p.
  • the PWM signal remains in the state "1" until the voltage Vg Q URCE exceeds a voltage threshold V ⁇ .
  • the voltage is a function of the voltage VREF and the hysteresis of the comparator.
  • the PWM signal goes to the "0" state.
  • the PWM signal remains in the state “0” until the voltage gQURCE becomes lower than the voltage threshold V ⁇ .
  • the voltage depends on Vp j p and hysteresis of the comparator. The voltage is less than V ⁇ .
  • the PWM signal goes to state "1".
  • the PWM signal remains in the state “1” until the voltage Vg Q URCE goes back above the voltage threshold
  • FIG. 7 represents a more detailed circuit diagram of another embodiment of the circuit 27 for supplying the PWM signal of the optoelectronic circuit 20 in the case of an asynchronous circuit 27.
  • the circuit 27 comprises a first comparator 41, for example an operational amplifier mounted as a comparator, supplying a signal DOW to a storage element 42, for example to the input R of a lock RS.
  • the non-inverting input (+) of the comparator 41 receives the voltage Vg Q CER and the inverting input (-) receives a voltage threshold VQ Q.
  • the comparator 41 provides the signal DOWN in two states.
  • the signal DOWN is set to the first state, for example "0", when the voltage Vg Q Upp is lower than the voltage threshold VOOWN-
  • the signal DOWN is set to the second state, for example "1", when the voltage Vg Q Upp is greater than the threshold voltage ⁇ DOWN- -
  • the circuit 27 comprises a second comparator 43, for example an operational amplifier mounted as a comparator, providing a signal UP to the input S of the lock RS 42.
  • the inverting input (-) of the comparator 43 receives the voltage Vg UPCP Q and the non-inverting (+) input receives a voltage threshold Vj j p.
  • the comparator 43 provides the signal UP in two states.
  • the signal UP is set to the first state, for example "0", when the voltage Vg Q Upp is greater than the voltage threshold Vj j p.
  • the signal UP is put in the second state, for example "1", when the VgQURCE voltage is below the voltage threshold Vjjp, the voltage V] jp being less than VQQ - Exemplary, the RS latch 42 sets the PWM signal to "1" when the UP signal is “1" and the signal DOW at "0”, sets the PWM signal to "0” when the DOW signal is at "1” and the UP signal at "0” or when the UP and DOWN signals are at “1” and does not change the PWM signal when the UP and DOWN signals are at “0".
  • FIG. 8 shows a more detailed circuit diagram of an embodiment of the control circuit 28 of the optoelectronic circuit 20.
  • the control circuit 28 comprises, for each switch SW-j, a capacitor 44 - j_ an electrode is connected to the node Gj_ and the other electrode is connected, for example, to the node A2, or alternatively to the node A3 or the node A4.
  • the capacitor 44 -j_ may correspond to an added component or parasitic capacitances of a transistor.
  • the node Gj_ is connected to the gate of the transistor SW-j_, not shown in Figure 8.
  • the control signal Sj_ for i varying from 1 to N, corresponds to the voltage across the capacitor 44-j_.
  • the control circuit further comprises, for each switch SW-j, a capacitor charging circuit 44-j_ comprising a first current source 46-j_ adapted to supply a current IC j to charge the capacitor 44. - j _ and connected to the 44-j_ capacitor by a switch 50 controlled by the PWM signal.
  • the control circuit 28 further comprises, for each switch SW-j, a capacitor discharge circuit 47-j_ comprising a second current source 48-j_ adapted to supply a current ID-j_ to discharge the capacitor 44-. and connected to the capacitor 44 by a switch 52 controlled by the PWMb signal.
  • a first terminal of the first current source 46 is connected to a node A4 which is held at a high reference potential and a second terminal of the first current source 46-j_ is connected to the node Gj_ by the switch 50j_.
  • the switch 50 When the signal PWM is in a first state, for example the state "1", the switch 50 is closed and when the signal PWM is in a second state, for example the state "0", the switch 50 is open.
  • a first terminal of the second current source 48-j_ is connected to the node A2 and a second terminal of the second current source 48-j_ is connected to the node Gj_ by the switch 52-j_.
  • the switch 52_ When the signal PWMb is in a first state, for example the state "1", the switch 52_ is closed and when the signal PWMb is in a second state, for example the state "0", the switch 52- I am open.
  • the PWM and PWMb signals being complementary, the switches 50 and 52_ are not closed simultaneously.
  • current sources 46-j and 48 may be replaced by resistors.
  • the intensity of the charging current ICj_ supplied by the current source 46-j_ depends on the conduction circuit SW-j_ considered.
  • the intensity of the charging current ICj supplied by the current source 46 increases as i increases, so that the charging current intensity IC 1 is minimal and the charging current intensity I ⁇ 3 ⁇ 4 is Max.
  • the intensity of the discharge current IDi provided by the current source 48-j depends on the conduction circuit SW-j.
  • the intensity of the discharge current ID-j provided by the current source 48 i decreases as i increases, so that the intensity of the discharge current ID i is maximum and the intensity of the discharge current is minimal.
  • each conduction circuit SW-j_ comprises a MOS transistor whose gate receives the signal Sj_
  • the control circuit 28 slaves the voltage VgQURCE to the reference voltage VJ ⁇ F by controlling the gate of the transistor SW-j_ with the PWM signal having a duty cycle equal to Ratio-j_ in steady state, the steady state corresponding to the application of a signal Sj_ substantially constant to the gate of the transistor SW-j_ between two changes of state conduction conduction circuits SW-j_.
  • SW transistor gates] _ SW-j __] _ are at the potential of the node A2 as the ratios Ratio ⁇ to Ratio-j __] _ are superior to Ratioi and the gates of the SW-j_ transistors +] _ to Sl are potential of the node A4 because the ratios Ratio-j_ + ] _ to Ration are lower than the Ratio-j_. If the supply voltage V ALIM increases and the global light-emitting diode Dj_ + ] _ becomes on, the optoelectronic circuit 20 will decrease the duty cycle of the PWM signal to reach the ratio of the transistor with the lowest index of the transistors which do not have their gate to the potential of node A2.
  • the transistor will VgQURCE slaving the voltage has VJ ⁇ F and a gate of the previous index transistor will pass the potential of the node A2. If the supply voltage V ⁇ LIM decreases, the optoelectronic circuit 20 will increase the duty cycle of the PWM signal to reach the ratio of the transistor with the strongest index of the transistors not having their gate at the potential A4. The transistor will VgQURCE slaving the voltage Vref and a gate of the transistor following index will pass the potential of the node A4
  • each current source 46 may be connected to a node whose potential is different from the potential at node A4 and each current source 48j may be connected to a node whose potential is different from the potential at node A2. .
  • control circuit 28 does not include state finite state machines and that the control order of the conduction circuits SW-j is imposed by the differences between the load speeds and discharge of the capacitors 44j_.
  • the control circuit 28 is adapted to temporarily accelerate the charging or discharging of the capacitors 44] _ to 44 ⁇ associated with each conduction circuit SW] _ to Sl%. This can be achieved by temporarily increasing the load currents IC] _ to I3 ⁇ 4 supplied by the power sources 46] _ 46] s j or by temporarily increasing the discharge current ID] _ to ⁇ 3 ⁇ 4 [provided by the current sources 48] _ to 48JSJ.
  • FIG. 9 represents in the form of an operating diagram an embodiment of a method for controlling the conduction circuits SW-j by the control circuit 28 in the case where the control circuit 28 is adapted to accelerate temporarily. the charge or discharge of the capacitor 44 -j_ associated with each conduction circuit SW-j_.
  • the control circuit 28 comprises two time counters, also called time bases, the state of which depends on the PWM signal. The process begins at step 60.
  • step 60 the two counters are initialized.
  • the circuit 28 controls the conduction circuits SW-j as previously described, in particular by supplying the PWM and PWMb signals to the switches 50j, 52-j. If the PWM signal is at "1”, the process proceeds to step 62 and if the PWM signal is at "0", the process proceeds to step 64.
  • step 62 the control circuit 28 starts the first counter that operates as long as the PWM signal remains continuously at "1". If the PWM signal goes to "0", the process proceeds to step 60. If the first counter exceeds a first threshold, the process proceeds to step 66.
  • step 66 the control circuit 28 accelerates the charging of the capacitors 44 ] to 44 ⁇ until the PWM signal goes to "0". The process continues at step 68.
  • step 68 the control circuit 28 resets the charging current of the capacitors 44 ] to 44 ⁇ . The process continues in step 60.
  • step 64 the control circuit 28 starts the second counter which functions as long as the PWM signal remains continuously at "0". If the PWM signal goes to "1", the process proceeds to step 60. If the second counter exceeds a second threshold, the process proceeds to step 70. In step 70, the control circuit 28 accelerates the discharge of the capacitors 44 ] to 44 ⁇ until the PWM signal goes to "1". The process continues in step 72.
  • step 72 the control circuit 28 resets the capacitor discharge current 44 ] to 44 ⁇ . The process continues in step 60.
  • the first and second counters can be started directly from the signal supplied by the modulation circuit 27 before the synchronization element, in particular the signal UP supplied by the comparator 30 of the embodiment shown in FIG.
  • the reset of the first and second counters in step 60 may be implemented from the signal supplied by the modulation circuit 27 before the synchronization element, in particular the UP signal supplied. by the comparator 30 of the embodiment shown in FIG. 4.
  • a temporary increase in the frequency of the clock signal CLK can be implemented.
  • FIG. 10 shows a more detailed circuit diagram of another embodiment of the control circuit 28 of the optoelectronic circuit 20.
  • the control circuit 28 comprises a finite state machine 74 (FSM ), also called finite automaton comprising an input receiving the PWM signal and providing, for each conduction circuit SW-j_, i varying from 1 to N, a 2-bit control bus OUT-j_.
  • the control bus OUT-j_ drives a driver circuit 76 (Driver) which supplies the signal Sj_ to the node Gj_.
  • the control circuit 76-j_ is an adaptation stage between the electrical domains of the state machine 74 and the circuits of SW-j conduction.
  • the bus OUT-j_ allows 3 possible configurations of the control circuit 76-j_: level “0", level “1” or equal to the PWMF signal received at the input of the control circuit 76j_. Each configuration imposes a conduction state on the conduction circuit SW-j_ respectively non-conducting, the most conductive and modulated by the PWMF signal.
  • the PWM and PWMF signals are identical and correspond to the unfiltered PWM signal, each output Gj_ of the control circuits 76 being connected to a low-pass filter.
  • the PWMF signal is the upstream filtered PWM signal, the low-pass filter placed at the output of the control circuit 76 is no longer necessary.
  • An advantage of this embodiment is the lower number of low-pass filters required than in the first embodiment.
  • FIG. 11 shows in the form of an operating diagram an embodiment of a method for controlling the conduction circuits SW-j by the control circuit 28 shown in FIG. 10.
  • FIG. finite automaton 74 comprises two time counters, also called time bases, the state of which depends on the PWM signal. The process begins at step 80.
  • Step 80 corresponds to an initialization step, that is to say to the powering up of the optoelectronic circuit 20.
  • the control circuit 28 supplies the signals Sj_ at "0".
  • the state machine 74 reproduces the PWM signal on the output connected to the conduction circuit Sl%.
  • the filtered voltage S ⁇ j is then substantially proportional to the duty cycle of the PWM signal.
  • the process continues in step 82.
  • step 82 the counters are reset.
  • the control circuit 28 maintains the supply of signals Sj_ at the last determined value. If the PWM signal is at "1”, the process proceeds to step 84 and if the PWM signal is at "0", the process proceeds to step 86.
  • step 84 the state machine 74 starts the first counter. If the PWM signal goes to "0" before a first time threshold, the process proceeds to step 82. If the first counter exceeds a first time threshold, the process proceeds to step 88.
  • step 88 the control circuit 28 modifies the values of the signals Sj_ so as to increase the voltage VgouRCE-
  • the finite machine 74 controls respectively the control circuits 76j__ ] and 76-j_ so that the control circuit 76 conduction SW-j_ is the most conductive and that the conduction circuit SW-j __] _ is modulated by the PWMF signal. The process then continues at step 82.
  • step 86 the state machine 74 starts the second counter. If the PWM signal goes to "1" before a second time threshold, the process proceeds to step 82. If the second time counter exceeds a second threshold, the process proceeds to step 90.
  • step 90 the control circuit 28 modifies the values of the signals Sj_ so as to decrease the voltage VgouRCE-
  • the finite machine 74 controls respectively the control circuits 76 and 76j + 1 so that the conduction circuit SW-j_ is off and the conduction circuit SW-j_ +] _ is modulated by the signal PWMF.
  • the process then continues at step 82.
  • the control circuit 28 is adapted to temporarily accelerate the evolution of the control signals Sj_ of the conduction circuits SW-j_. In the case where a low-pass filtering is applied to the PWMF signal, this can be done by temporarily increasing the cut-off frequency of the filter applied to the PWMF signal.
  • the temporary acceleration of the evolution of the control signals Sj_ can be implemented according to the method described previously with reference to FIG. 9 except that, at the steps 66 and 70, the cutoff frequency of the filtering applied to the PWMF signal is increased and that, Steps 68 and 72, the filter cutoff frequency applied to the PWMF signal is reset to its normal value.
  • V " ALIM decreases from a positive maximum value, greater than the sum of the threshold voltages of the light-emitting diodes D] _ to 3 ⁇ 4 [ , the transistors SW-j_, i varying from 1 to Nl, are non-conducting.
  • light-emitting diodes Global D] _ to Dj_ being conducting and the kWhlumines diodes ⁇ overall Centes Dj_ +] _ to% being blocked when the VgouRCE voltage decreases below the voltage V p, it means that the voltage across the current source 22 may become too weak for it to function properly and deliver its rated current. This means that it is necessary to reduce the number of diodes D-j_ in conduction to increase the voltage across the current source 22.
  • the PWM signal is therefore continuously at "1".
  • the circuit 28 puts the transistor controlled by the filtered PWM signal in its conducting state and controls the transistor with the previous index filtered PWM signal so that the voltage VgouRCE res average you substantially equal to V ⁇ p.
  • the embodiment of the SW-j_ switch control method described above does not depend on the number of elementary light-emitting diodes that make up each global light-emitting diode D-j and therefore does not depend on the threshold voltage of each diode. ⁇ overall electro luminescent.
  • Figure 12 shows timing diagrams obtained by simulation, the power of PAL IM power, power received by the light emitting diodes PLED 'signals S] _ to Sg, the Gource voltage e t of the current Isource of the optoelectronic circuit 20 in the case where the voltage V J is obtained from a sinusoidal voltage V j ⁇ and when the modulation circuit 27 has the structure described above with reference to Figure 4 and the control circuit 28 has the structure described above in relation to Figure 8. as shown in this figure, there is no abrupt cessation of current -'- SOURCE during a cycle of tension ⁇ J -
  • Figure 13 shows timing at an enlarged time scale of the power supply voltage ⁇ J and signals S] _ and S2 shown in FIG.
  • Fig. 14 corresponds to a portion of Fig. 13 at an enlarged time scale.
  • the charge of the capacitor 442 is faster than the charge of the capacitor 44] and the discharge of the capacitor 442 is slower than the discharge of the capacitor 44 ] . Therefore, the value of the signal S] _ decreases more rapidly than the value of the signal S2 so that the transistor SW2 is further from the transistor SW] _.
  • each conduction circuit SW-j corresponds to a non-conducting state
  • a conduction circuit SW-j_ for which the least electrically conductive state nevertheless corresponds to a state in which current flows through the circuit SW-j_ for example a current whose intensity is less than or equal to the limit theoretical which is the maximum intensity inducing a power in the conduction circuit SW-j_ can be dissipated without causing malfunction thereof.
  • various embodiments with various variants have been described above.
  • control circuit 28 according to the embodiment shown in FIG. 8 can be used with the modulation circuit 27 according to the embodiment represented in FIGS. 4, 5, 6, or 7.

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Abstract

L'invention concerne un circuit optoélectronique (20) destiné à recevoir une tension variable (VALIM) contenant une alternance de phases croissantes et décroissantes, le circuit optoélectronique comprenant : une pluralité de diodes électroluminescentes (Di) montées en série; un noeud (A3) relié à chaque diode électroluminescente (Di), parmi au moins certaines diodes électroluminescentes de la pluralité de diodes électroluminescentes, par un circuit de conduction (SWi) dont la conductance électrique varie en fonction d'un signal de commande (Si); un circuit de modulation (27) adapté à fournir un premier signal binaire (PWM) modulé en largeur d'impulsions à partir de la comparaison de la tension (VSOURCE) audit noeud à au moins un premier seuil de tension (VREF); et un circuit de commande (28) adapté à fournir les signaux de commande à partir du premier signal binaire.

Description

CIRCUIT OPTOELECTRONIQUE A DIODES ELECTROLUMINESCENTES
La présente demande de brevet revendique la priorité de la demande de brevet français FR15/59616 qui sera considérée comme faisant partie intégrante de la présente description.
Domaine
La présente description concerne un circuit opto¬ électronique, notamment un circuit optoélectronique comprenant des diodes électroluminescentes.
Exposé de 1 ' art antérieur
Il est souhaitable de pouvoir alimenter un circuit optoélectronique comprenant des diodes électroluminescentes avec une tension alternative, notamment une tension sinusoïdale, par exemple la tension du secteur.
La figure 1 représente un exemple de circuit optoélectronique 10 comprenant des bornes d'entrée IN]_ et I¾ entre lesquelles est appliquée une tension alternative Vj^. Le circuit optoélectronique 10 comprend, en outre, un circuit redresseur 12 comportant un pont de diodes 14, recevant la tension VJ et fournissant une tension V^LIM redressée qui alimente des diodes électroluminescentes 16, par exemple montées en série avec une résistance 15. On appelle I^LIM ^e courant traversant les diodes électroluminescentes 16. La figure 2 est un chronogramme de la tension d'alimentation V^LIM et du courant d'alimentation I^LIM pour un exemple dans lequel la tension alternative Vj^ correspond à une tension sinusoïdale. Lorsque la tension V^J est supérieure à la somme des tensions de seuil des diodes électroluminescentes 16, les diodes électroluminescentes 16 deviennent passantes. Le courant d'alimentation I^LIM suit alors la tension d'alimentation V"ALIM- Il y a donc une alternance de phases OFF d'absence d'émission de lumière et de phases ON d'émission de lumière.
Un inconvénient est que tant que la tension V^LIM est inférieure à la somme des tensions de seuil des diodes électroluminescentes 16, aucune lumière n'est émise par le circuit optoélectronique 10. Un observateur peut percevoir cette absence d'émission de lumière lorsque la durée de chaque phase OFF d'absence d'émission de lumière entre deux phases ON d'émission de lumière est trop importante. Une possibilité pour augmenter la durée de chaque phase ON est de diminuer le nombre de diodes électroluminescentes 16. Un inconvénient est alors que la puissance électrique perdue dans la résistance est importante.
La publication US 2012/0056559 décrit un circuit optoélectronique dans lequel le nombre de diodes électro¬ luminescentes recevant la tension d' alimentation V^J augmente progressivement lors d'une phase de croissance de la tension d'alimentation et diminue progressivement lors d'une phase de décroissance de la tension d'alimentation. Ceci est réalisé par un circuit de commutation adapté à court-circuiter un nombre plus ou moins important de diodes électroluminescentes en fonction de l'évolution de la tension ^J - Ceci permet de réduire la durée de chaque phase d'absence d'émission de lumière.
Un inconvénient du circuit optoélectronique décrit dans la publication US 2012/0056559 est que le courant d'alimentation des diodes électroluminescentes ne varie pas de façon continue, c'est-à-dire qu'il y a de brusques interruptions de circulation du courant au cours de la variation de la tension. Ceci entraîne des variations dans le temps de l'intensité lumineuse fournie par les diodes électroluminescentes qui peuvent être perçues par un observateur. Ceci entraîne, en outre, une dégradation du taux de distorsion harmonique du courant alimentant les diodes électro¬ luminescentes du circuit optoélectronique.
Résumé
Un objet d'un mode de réalisation est de pallier tout ou partie des inconvénients des circuits optoélectroniques décrits précédemment .
Un autre objet d'un mode de réalisation est de réduire la durée des phases d'absence d'émission de lumière par le circuit optoélectronique .
Un autre objet d'un mode de réalisation est que le courant alimentant les diodes électroluminescentes varie de façon sensiblement continue.
Un autre objet d'un mode de réalisation est que le courant alimentant les diodes électroluminescentes puisse être contrôlé de manière continue par un circuit extérieur au circuit optoélectronique .
Ainsi, un mode de réalisation prévoit un circuit optoélectronique destiné à recevoir une tension variable contenant une alternance de phases croissantes et décroissantes, le circuit optoélectronique comprenant :
une pluralité de diodes électroluminescentes montées en série ;
un noeud relié à chaque diode électroluminescente, parmi au moins certaines diodes électroluminescentes de la pluralité de diodes électroluminescentes, par un circuit de conduction dont la conductance électrique varie en fonction d'un signal de commande ;
un circuit de modulation adapté à fournir un premier signal binaire modulé en largeur d'impulsions à partir de la comparaison de la tension audit noeud à au moins un premier seuil de tension ; et
un circuit de commande adapté à fournir les signaux de commande à partir du premier signal binaire. Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation est un circuit synchrone.
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation comprend :
un premier comparateur adapté à comparer la tension audit noeud au premier seuil de tension et à fournir un deuxième signal binaire dont l'état dépend du signe de la comparaison ; et un élément de mémorisation adapté à échantillonner le deuxième signal binaire à la cadence d'un signal d'horloge, le premier signal binaire correspondant au deuxième signal binaire échantillonné .
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation comprend :
un amplificateur adapté à amplifier la différence entre la tension audit noeud et le premier seuil de tension ; et
un deuxième comparateur adapté à comparer la différence amplifiée à un signal triangulaire périodique et à fournir le premier signal binaire dont l'état dépend du signe de la comparaison.
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation est un circuit asynchrone.
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation comprend un comparateur à hystérésis.
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation comprend :
un troisième comparateur adapté à comparer la tension audit noeud au premier seuil de tension ;
un quatrième comparateur adapté à comparer la tension audit noeud à un deuxième seuil de tension ; et
un verrou logique asynchrone relié aux troisième et quatrième comparateurs et fournissant le premier signal binaire.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend, pour chaque circuit de conduction, un condensateur relié au circuit de conduction, un circuit de charge du condensateur commandé à partir du premier signal binaire et un circuit de décharge du condensateur commandé à partir du premier signal binaire complémenté.
Selon un mode de réalisation, les vitesses de charge des condensateurs par les circuits de charge sont différentes et les vitesses de décharge des condensateurs par les circuits de décharge sont différentes.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est adapté à augmenter temporairement les vitesses de charge des condensateurs ou les vitesses de décharge des condensateurs.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est adapté à réaliser ladite augmentation des vitesses de charge des condensateurs ou les vitesses de décharge des condensateurs de façon graduelle.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est adapté à augmenter temporairement la fréquence du signal d'horloge ou du signal triangulaire périodique.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend un automate fini .
Selon un mode de réalisation, l'automate fini est adapté à commander la fourniture de chaque signal de commande égal à une valeur maximale, à une valeur minimale ou au premier signal binaire non filtré ou filtré.
Selon un mode de réalisation, l'automate fini est adapté à commander la fourniture d'un seul des signaux de commande, à un instant donné, égal au premier signal binaire non filtré ou filtré .
Selon un mode de réalisation, l'automate fini est adapté à commander la fourniture dudit signal de commande ou desdits signaux de commande au premier signal binaire filtré par un filtrage passe-bas et le circuit de commande est adapté à augmenter temporairement la fréquence de coupure du filtrage passe-bas .
Selon un mode de réalisation, l'automate fini comprend un premier compteur temporel. L'automate fini est adapté à faire fonctionner le premier compteur tant que le premier signal binaire est dans un premier état. L'automate fini comprend un deuxième compteur temporel et l'automate fini est adapté à faire fonctionner le deuxième compteur tant que le premier signal binaire est dans un deuxième état.
Selon un mode de réalisation, l'automate fini est adapté, lors de chaque phase croissante ou décroissante, à changer le signal de commande parmi les signaux de commande qui est égal au premier signal binaire chaque fois que le premier compteur dépasse un premier seuil et/ou chaque fois que le deuxième compteur dépasse un deuxième seuil.
Selon un mode de réalisation, chaque circuit de conduction comprend un transistor à effet de champ à grille métal- oxyde .
Brève description des dessins
Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
la figure 1, décrite précédemment, est un schéma électrique d'un exemple d'un circuit optoélectronique comprenant des diodes électroluminescentes ;
la figure 2, décrite précédemment, est un chronogramme de la tension et du courant d'alimentation des diodes électroluminescentes du circuit optoélectronique de la figure 1 ;
la figure 3 représente un schéma électrique d'un mode de réalisation d'un circuit optoélectronique comprenant des diodes électroluminescentes ;
les figures 4 à 7 représentent des schémas électriques plus détaillés de modes de réalisation du circuit de modulation de largeur d'impulsions du circuit optoélectronique représenté en figure 3 ;
la figure 8 représente un schéma électrique plus détaillé d'un mode de réalisation du circuit de commande du circuit optoélectronique représenté en figure 3 ; la figure 9 représente un diagramme de fonctionnement d'un procédé de commande d'un autre mode de réalisation du circuit optoélectronique ;
la figure 10 représente un schéma électrique plus détaillé d'un autre mode de réalisation du circuit de commande du circuit optoélectronique représenté en figure 3 ;
la figure 11 représente un diagramme de fonctionnement d'un mode de réalisation d'un procédé de commande du circuit optoélectronique représenté en figure 3 pour le mode de réalisation du circuit de commande représenté en figures 10 ; et les figures 12, 13 et 14 représentent des chronogrammes de puissances, tensions et courants du circuit optoélectronique de la figure 3.
Description détaillée
Par souci de clarté, de mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures et, de plus, les diverses figures ne sont pas tracées à l'échelle. Sauf précision contraire, les expressions "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. De plus, on appelle "signal binaire" un signal qui alterne entre un premier état constant, par exemple un état bas, noté "0", et un deuxième état constant, par exemple un état haut, noté "1". Les états haut et bas de signaux binaires différents d'un même circuit électronique peuvent être différents. En pratique, les signaux binaires peuvent correspondre à des tensions ou à des courants qui peuvent ne pas être parfaitement constants à l'état haut ou bas. Par ailleurs, dans la présente description, on utilise le terme "connecté" pour désigner une liaison électrique directe, sans composant électronique intermédiaire, par exemple au moyen d'une piste conductrice, et le terme "couplé" ou le terme
"relié", pour désigner soit une liaison électrique directe (signifiant alors "connecté") soit une liaison via un ou plusieurs composants intermédiaires (résistance, condensateur, etc.).
La figure 3 représente un schéma électrique d'un mode de réalisation d'un circuit optoélectronique 20 comprenant un dispositif de commutation de diodes électroluminescentes et illustrant le principe de fonctionnement général du circuit optoélectronique. Les éléments du circuit optoélectronique 20 communs avec le circuit optoélectronique 10 sont désignés par les mêmes références. En particulier, le circuit optoélectronique 20 comprend le circuit redresseur 12 recevant la tension d'alimentation Vj^ entre les bornes IN]_ et I¾ et fournissant la tension V^J redressée entre des noeuds A]_ et A2. A titre de variante, le circuit 20 peut recevoir directement une tension redressée, le circuit redresseur pouvant alors ne pas être présent. Le potentiel au noeud A2 peut correspondre au potentiel de référence bas, par exemple 0 V, par rapport auquel sont référencées les tensions du circuit optoélectronique 20. A titre d'exemple, le niveau "0" des signaux numériques décrits par la suite peut être égal au potentiel du noeud A2 et le niveau "1" des signaux numériques décrits par la suite peut être égal à un potentiel de référence haut VCC fourni à partir de la tension d'alimentation V^LJ^.
Le circuit optoélectronique 20 comprend N ensembles en série de diodes électroluminescentes élémentaires, appelés diodes électroluminescentes globales Dj_ dans la suite de la description, où i est un nombre entier variant de 1 à N et où N est un nombre entier compris entre 2 et 200. Chaque diode électroluminescente globale D]_ à ¾ comprend au moins une diode électroluminescente élémentaire. De préférence, chaque diode électroluminescente globale est composée de la mise en série et/ou en parallèle d'au moins deux diodes électroluminescentes élémentaires . Dans le présent exemple, les N diodes électroluminescentes globales Dj_ sont connectées en série, la cathode de la diode électroluminescente globale Dj_ étant reliée à l'anode de la diode électroluminescente globale D-j_+]_, pour i variant de 1 à N-l. L'anode de la diode électroluminescente globale D]_ est reliée au noeud A]_ . Les diodes électroluminescentes globales D-j_, i variant de 1 à N, peuvent comprendre le même nombre de diodes électroluminescentes élémentaires ou des nombres différents de diodes électroluminescentes élémentaires.
Le circuit optoélectronique 2 0 comprend une source de courant 22 ou une impédance, par exemple une résistance, dont une borne est reliée au noeud A2 et dont l'autre borne est reliée à un noeud A3. On appelle 30URCE ^a tension aux bornes de la source de courant 22 et IsoURCE ^e courant absorbé par la source de courant 22 . Le circuit optoélectronique 20 peut comprendre un circuit, non représenté, qui fournit une tension de référence pour l'alimentation de la source de courant, éventuellement obtenue à partir de la tension V^LJ^. La source de courant 22 peut avoir une structure quelconque et peut notamment correspondre à une résistance. La source de courant 22 peut être commandée de manière continue par un circuit externe au circuit optoélectronique 2 0 .
Le circuit 2 0 comprend un dispositif 24 de commutation des diodes électroluminescentes globales Dj_, i variant de 1 à N. Selon un mode de réalisation, le dispositif 24 comprend :
un circuit 2 6 de fourniture d'une tension de référence
VREF
un circuit de modulation en largeur d'impulsions 27 (PWM
Controller) adapté à recevoir les signaux gQURCE et VREF et à fournir un signal PWM qui est un signal modulé en largeur d'impulsions ;
un circuit de commande 2 8 recevant le signal PWM ; et N circuits de conduction SW]_ à Sl%, chaque circuit de conduction SW-j_, i variant de 1 à N, étant monté entre le noeud A3 et la cathode de la diode électroluminescente globale Dj_ et étant commandé par un signal Sj_ fourni par le circuit de commande 2 8 .
Selon un mode de réalisation, le circuit de modulation en largeur d'impulsions 27 est un circuit synchrone échantillonné par un signal périodique de référence et adapté à fournir, un signal binaire PWM.
Selon un autre mode de réalisation, le circuit de modulation en largeur d'impulsions 27 est un circuit asynchrone adapté à fournir un signal binaire PWM. Le rapport cyclique du signal PWM peut être défini, pour une durée de référence, par le rapport entre la durée pendant laquelle le signal est à "1" par rapport à la durée de référence.
Le circuit de commande 28 peut, en totalité ou en partie, être réalisé par un circuit dédié ou peut comprendre un microprocesseur ou un microcontrôleur adapté à exécuter une suite d'instructions stockées dans une mémoire.
Le circuit de conduction SW-j_ est un circuit dont la résistance électrique équivalente varie entre une valeur maximale et une valeur minimale en fonction du signal Sj_. Selon un mode de réalisation, lorsque la résistance électrique équivalente du circuit de conduction SW-j_ est à la valeur maximale, le circuit de conduction SW-j_ est sensiblement équivalent à un interrupteur ouvert. A titre de variante, du courant peut circuler au travers du circuit SW-j_ même lorsque la résistance électrique équivalente du circuit de conduction SW-j_ est la plus élevée. Pour i variant de 1 à N, on appelle Ij_ le courant circulant dans le circuit de conduction SW-j_. Dans la suite de la description, on appelle Gj_ un noeud relié au circuit de conduction et recevant le signal Sj_. A titre de variante, le circuit de conduction Sl%, qui protège la source de courant 22 des surtensions, peut ne pas être commandé par le module de commande 34 et être toujours passant ou peut ne pas être présent et la cathode de la diode électroluminescente globale ¾ peut être connectée au noeud A3. Le circuit optoélectronique 20 peut, en outre, comprendre un circuit, non représenté, qui fournit une tension de référence pour l'alimentation du dispositif de commutation 24, éventuellement obtenue à partir de la tension V^LJ^ .
Dans le présent mode de réalisation, le signal de commande Sj_ de chaque circuit de conduction SW-j_ est un signal qui peut varier de façon continue entre une première valeur et une deuxième valeur, la résistance électrique équivalente du circuit de conduction SW-j_ diminuant lorsque le signal Sj_ varie de la première valeur à la deuxième valeur. Les premières et deuxièmes valeurs des signaux Sj_, i variant de 1 à N, peuvent ne pas être les mêmes pour tous les circuits de conduction SW-j_. De préférence, le circuit de conduction SW-j_ n'est sensiblement pas passant lorsque le signal Sj_ est à la première valeur. Chaque circuit de conduction SW-j_ est, par exemple, à base d'au moins un transistor, notamment un transistor à effet de champ à grille métal-oxyde ou transistor MOS, à enrichissement ou à appauvrissement. Le signal Sj_ est alors le signal de commande de grille du transistor SW-j_ . Selon un mode de réalisation, chaque circuit de conduction SW-j_ comprend un transistor MOS à enrichissement à canal N dont le drain est connecté à la cathode de la diode électroluminescente globale Dj_, dont la source est reliée au noeud A3 et dont la grille est reliée au noeud Gj_. Selon un autre mode de réalisation, le circuit de conduction SW-j_ comprend deux transistors MOS, par exemple à canal N, entre la cathode de la diode électroluminescente globale D-j_ et le noeud A3, le transistor connecté à la diode électroluminescente globale Dj_ étant un transistor haute tension monté en cascode et le transistor connecté au noeud A3 étant un transistor basse tension commandé par le signal Sj_. Ceci permet avantageusement d'augmenter la vitesse de commutation du circuit de conduction SW-j_ .
Selon un mode de réalisation, le circuit 26 de fourniture de la tension de référence ^pp est interne au circuit optoélectronique 20. A titre de variante, la tension de référence V"REF est fournie au circuit optoélectronique 20 par un circuit externe au circuit optoélectronique 20 ou est obtenue à partir d'un signal de modulation fourni au circuit optoélectronique 20 par un circuit externe au circuit optoélectronique 20. A titre d'exemple, le circuit optoélectronique 20 peut comprendre une borne dédiée à la réception de la tension de référence ^pp ou du signal de modulation à partir duquel la tension de référence ^ p est obtenue. Selon un mode de réalisation, la tension de référence VREF OU le signal de modulation peut être fourni par un variateur, notamment un variateur pouvant être actionné par un utilisateur ou un capteur de luminosité. Le fonctionnement du circuit optoélectronique 20 est le suivant. Le circuit de commande 28 fournit, à partir du signal modulé en largeur d'impulsions PWM, les signaux à S¾ à des valeurs adaptées pour modifier la conduction des circuits de conduction SW]_ à Sl pour que la tension VgQURCE s°it en moyenne égale à une tension de référence V^pp.
Un avantage du dispositif de commutation 24 est qu'il a une consommation de courant réduite.
La figure 4 représente un schéma électrique plus détaillé d'un mode de réalisation du circuit 27 de fourniture du signal PWM du circuit optoélectronique 20 dans le cas d'un circuit 27 synchrone. Le circuit 27 comprend un comparateur 30, par exemple un amplificateur opérationnel monté en comparateur, fournissant un signal UP, dont l'entrée inverseuse (-) est reliée au noeud A3 et dont l'entrée non inverseuse (+) reçoit la tension de référence Vj^ p. Selon un mode de réalisation, le comparateur
30 fournit le signal UP à un premier état, par exemple "1", lorsque la tension VgQURCE est inférieure à la tension de référence V^ p et fournit le signal UP à un deuxième état, par exemple "0", lorsque la tension gQURCE est supérieure à la tension de référence Vj^pp. Le circuit de modulation 27 comprend un générateur
31 d'un signal d'horloge CLK et un élément de mémorisation 32 cadencé par le signal d'horloge CLK et recevant le signal UP. L'élément de mémorisation 32, par exemple une bascule de type D, échantillonne le signal UP à la fréquence du signal d'horloge CLK, par exemple en mémorisant la valeur du signal UP reçue en entrée à chaque front montant du signal d'horloge CLK. L'élément de mémorisation 32 fournit un signal PWM, qui est égal à la valeur mémorisée du signal UP, et un signal PWMb qui est le complémentaire du signal PWM. Dans le présent mode de réalisation, le rapport cyclique du signal PWM est défini par le rapport entre le nombre de périodes d'horloge où le signal PWM reste à "1" et un nombre défini de périodes d'horloge. Un avantage du présent mode de réalisation est que le circuit 27 ne comprend qu'un seul comparateur. La figure 5 représente un schéma électrique plus détaillé d'un autre mode de réalisation du circuit 27 de fourniture du signal PWM du circuit optoélectronique 20 dans le cas d'un circuit 27 synchrone. Le circuit 27 comprend un amplificateur de différence 33, dont l'entrée inverseuse (-) est reliée au noeud A3 et dont l'entrée non inverseuse (+) reçoit la tension de référence j^gp. L'amplificateur 33 fournit un signal DIFF proportionnel à la différence entre la tension de référence V"REF et la tension gQURCE- Le circuit de modulation 27 comprend un générateur 35 d'un signal SAW périodique qui est continûment croissant puis décroissant sur une période, par exemple un signal triangulaire périodique. Le circuit de modulation 27 comprend, en outre, un comparateur 34, par exemple un amplificateur opérationnel monté en comparateur, fournissant le signal PWM, dont l'entrée inverseuse (-) reçoit le signal SAW et dont l'entrée non inverseuse (+) reçoit le signal DIFF. Selon un mode de réalisation, le comparateur 34 fournit le signal PWM à un premier état, par exemple "1", lorsque le signal DIFF est supérieur à la tension SAW et fournit le signal PWM à un deuxième état, par exemple "0", lorsque le signal DIFF est inférieur à la tension SAW. Le rapport cyclique du signal PWM dépend du signal DIFF et peut alors varier entre 0, lorsque le signal PWM reste à l'état "0" pendant la période du signal SAW, et 1, lorsque le signal PWM reste à l'état "1" pendant la période du signal SAW. Le rapport cyclique du signal PWM est alors défini comme le rapport de la durée pendant laquelle le signal PWM est à l'état "1" sur la période du signal SAW. Le circuit 27 peut, en outre, comprendre un inverseur, non représenté, recevant le signal PWM et fournissant le signal PWMb.
La figure 6 représente un schéma électrique plus détaillé d'un autre mode de réalisation du circuit 27 de fourniture du signal PWM du circuit optoélectronique 20 dans le cas d'un circuit 27 asynchrone. Le circuit 27 comprend un comparateur à hystérésis 40 fournissant le signal PWM, dont l'entrée inverseuse (-) reçoit la tension VgQURCE et d°nt l'entrée non inverseuse (+) reçoit la tension de référence Vpjp. A titre d'exemple, quand la tension VgQURCE augmente depuis 0 V, le signal PWM reste à l'état "1" jusqu'à ce que la tension VgQURCE dépasse un seuil de tension V^. La tension est fonction de la tension VREF et de l'hystérésis du comparateur. A ce moment, le signal PWM passe à l'état "0". Le signal PWM reste à l'état "0" jusqu'au moment où la tension gQURCE devient inférieure au seuil de tension V^. La tension est fonction de Vpjp et de l'hystérésis du comparateur. La tension est inférieure à V^. A ce moment, le signal PWM passe à l'état "1". Le signal PWM reste à l'état "1" jusqu'à ce que la tension VgQURCE repasse au-dessus du seuil de tension
La figure 7 représente un schéma électrique plus détaillé d'un autre mode de réalisation du circuit 27 de fourniture du signal PWM du circuit optoélectronique 20 dans le cas d'un circuit 27 asynchrone. Le circuit 27 comprend un premier comparateur 41, par exemple un amplificateur opérationnel monté en comparateur, fournissant un signal DOW à un élément de mémorisation 42, par exemple à l'entrée R d'un verrou RS. L'entrée non inverseuse (+) du comparateur 41 reçoit la tension VgQURCE et l'entrée inverseuse (-) reçoit un seuil de tension VQQ^. Selon un mode de réalisation, le comparateur 41 fournit le signal DOWN à deux états. Le signal DOWN est mis au premier état, par exemple "0", lorsque la tension VgQUpçp est inférieure au seuil de tension VOOWN- Le signal DOWN est mis au second état, par exemple "1", lorsque la tension VgQUpçp est supérieure au seuil de tension ^DOWN- -Le circuit 27 comprend un deuxième comparateur 43, par exemple un amplificateur opérationnel monté en comparateur, fournissant un signal UP à l'entrée S du verrou RS 42. L'entrée inverseuse (-) du comparateur 43 reçoit la tension VgQUpçp et l'entrée non inverseuse (+) reçoit un seuil de tension Vjjp. Selon un mode de réalisation, le comparateur 43 fournit le signal UP à deux états. Le signal UP est mis au premier état, par exemple "0", lorsque la tension VgQUpçp est supérieure au seuil de tension Vjjp. Le signal UP est mis au second état, par exemple "1", lorsque la tension VgQURCE est inférieure au seuil de tension Vjjp, la tension V]jp étant inférieure à VQQ - a titre d'exemple, le verrou RS 42 met le signal PWM à "1" lorsque le signal UP est à "1" et le signal DOW à "0", met le signal PWM à "0" lorsque le signal DOW est à "1" et le signal UP à "0" ou lorsque les signaux UP et DOWN sont à "1" et ne modifie pas le signal PWM lorsque les signaux UP et DOWN sont à "0".
La figure 8 représente un schéma électrique plus détaillé d'un mode de réalisation du circuit de commande 28 du circuit optoélectronique 20. Dans le présent mode de réalisation, le circuit de commande 28 comprend, pour chaque interrupteur SW-j_, un condensateur 44 -j_ dont une électrode est reliée au noeud Gj_ et dont l'autre électrode est reliée, par exemple, au noeud A2 , ou à titre de variante au noeud A3 ou au noeud A4 . Le condensateur 44 -j_ peut correspondre à un composant ajouté ou à des capacités parasites d'un transistor. Le noeud Gj_ est relié à la grille du transistor SW-j_, non représenté en figure 8. Le signal de commande Sj_, pour i variant de 1 à N, correspond à la tension aux bornes du condensateur 44-j_. Le circuit de commande comprend, en outre, pour chaque interrupteur SW-j_, un circuit 45-j_ de charge du condensateur 44-j_ comprenant une première source de courant 46-j_ adaptée à fournir un courant ICj_ pour charger le condensateur 44-j_ et reliée au condensateur 44-j_ par un interrupteur 50 commandé par le signal PWM. Le circuit de commande 28 comprend, en outre, pour chaque interrupteur SW-j_, un circuit 47_ de décharge du condensateur 44-j_ comprenant une deuxième source de courant 48-j_ adaptée à fournir un courant ID-j_ pour décharger le condensateur 44-j_ et reliée au condensateur 44 -j_ par un interrupteur 52-j_ commandé par le signal PWMb. Plus précisément, une première borne de la première source de courant 46 est reliée à un noeud A4 qui est maintenu à un potentiel de référence haut et une deuxième borne de la première source de courant 46-j_ est reliée au noeud Gj_ par l'interrupteur 50j_. Lorsque le signal PWM est à un premier état, par exemple l'état "1", l'interrupteur 50 est fermé et lorsque le signal PWM est à un deuxième état, par exemple l'état "0", l'interrupteur 50 est ouvert. Une première borne de la deuxième source de courant 48-j_ est reliée au noeud A2 et une deuxième borne de la deuxième source de courant 48-j_ est reliée au noeud Gj_ par l'interrupteur 52-j_. Lorsque le signal PWMb est à un premier état, par exemple l'état "1", l'interrupteur 52_ est fermé et lorsque le signal PWMb est à un deuxième état, par exemple l'état "0", l'interrupteur 52-j_ est ouvert. Les signaux PWM et PWMb étant complémentaires, les interrupteurs 50 et 52_ ne sont pas fermés simultanément. A titre de variante, les sources de courant 46-j_ et 48_ peuvent être remplacées par des résistances.
Selon un mode de réalisation, l'intensité du courant de charge ICj_ fourni par la source de courant 46-j_ dépend du circuit de conduction SW-j_ considéré. De préférence, l'intensité du courant de charge ICj_ fourni par la source de courant 46 augmente quand i augmente, de sorte que l'intensité du courant de charge IC]_ est minimale et l'intensité du courant de charge I<¾ est maximale. Selon un mode de réalisation, l'intensité du courant de décharge IDj_ fourni par la source de courant 48-j_ dépend du circuit de conduction SW-j_ considéré. De préférence, l'intensité du courant de décharge ID-j_ fourni par la source de courant 48j_ diminue quand i augmente, de sorte que l'intensité du courant de décharge ID]_ est maximale et l'intensité du courant de décharge
Figure imgf000018_0001
est minimale. Lorsque le rapport cyclique du signal PWM est inférieur au rapport Ratioj_=ID-j_/ (ICj_ + IDj_) , le noeud Gj_ est amené au potentiel du noeud A2 tandis que lorsque le rapport cyclique du signal PWM est supérieur au rapport Ratioj_, le noeud Gj_ est amené au potentiel du noeud A .
Selon un mode de réalisation, dans le cas où chaque circuit de conduction SW-j_ comprend un transistor MOS dont la grille reçoit le signal Sj_, le circuit de commande 28 asservit la tension VgQURCE à la tension de référence VJ^F en commandant la grille du transistor SW-j_ avec le signal PWM de rapport cyclique égal à Ratio-j_ en régime établi, le régime établi correspondant à l'application d'un signal Sj_ sensiblement constant à la grille du transistor SW-j_ entre deux changements d'états de conduction des circuits de conduction SW-j_ . Les grilles des transistors SW]_ à SW-j__]_ sont au potentiel du noeud A2 car les ratios Ratio^ à Ratio-j__]_ sont supérieurs au Ratioi et les grilles des transistors SW-j_+]_ à Sl sont au potentiel du noeud A4 car les ratios Ratio-j_+]_ à Ration sont inférieurs au Ratio-j_. Si la tension d'alimentation VALIM augmente et la diode électroluminescente globale Dj_+]_ devient passante, le circuit optoélectronique 20 va diminuer le rapport cyclique du signal PWM pour atteindre le ratio du transistor d'indice le plus faible des transistors qui n'ont pas leur grille au potentiel du noeud A2. Le transistor va asservir la tension VgQURCE a VJ^F et la grille du transistor d'indice précédent va passer au potentiel du noeud A2. Si la tension d'alimentation V^LIM diminue, le circuit optoélectronique 20 va augmenter le rapport cyclique du signal PWM pour atteindre le ratio du transistor d'indice le plus fort des transistors n'ayant pas leur grille au potentiel A4 . Le transistor va asservir la tension VgQURCE a VREF et la grille du transistor d' indice suivant va passer au potentiel du noeud A4
Selon un autre mode de réalisation, chaque source de courant 46 peut être connectée à un noeud dont le potentiel est différent du potentiel au noeud A4 et chaque source de courant 48j_ peut être connectée à un noeud dont le potentiel est différent du potentiel au noeud A2 .
Un avantage du présent mode de réalisation est que le circuit de commande 28 ne comprend pas de machines à nombre fini d'états et que l'ordre de commande des circuits de conduction SW-j_ est imposé par les différences entre les vitesses de charge et décharge des condensateurs 44j_.
Selon un autre mode de réalisation du circuit optoélectronique 20, le circuit de commande 28 est adapté à accélérer temporairement la charge ou la décharge des condensateurs 44]_ à 44^ associés à chaque circuit de conduction SW]_ à Sl%. Ceci peut être obtenu en augmentant temporairement les courants de charge IC]_ à I¾ fournis par les sources de courant 46]_ à 46]sj ou en augmentant temporairement les courants de décharge ID]_ à Ι¾[ fournis par les sources de courant 48]_ à 48JSJ .
La figure 9 représente sous la forme d'un diagramme de fonctionnement un mode de réalisation d'un procédé de commande des circuits de conduction SW-j_ par le circuit de commande 28 dans le cas où le circuit de commande 28 est adapté à accélérer temporairement la charge ou la décharge du condensateur 44 -j_ associé à chaque circuit de conduction SW-j_. Dans le présent mode de réalisation, le circuit de commande 28 comprend deux compteurs temporels, également appelés bases de temps, dont l'état dépend du signal PWM. Le procédé débute à l'étape 60.
A l'étape 60, les deux compteurs sont initialisés. Le circuit 28 commande les circuits de conduction SW-j_ comme cela a été décrit précédemment, notamment par la fourniture des signaux PWM et PWMb aux interrupteurs 50j_, 52-j_ . Si le signal PWM est à "1", le procédé se poursuit à l'étape 62 et si le signal PWM est à "0", le procédé se poursuit à l'étape 64.
A l'étape 62, le circuit de commande 28 démarre le premier compteur qui fonctionne tant que le signal PWM reste continûment à "1". Si le signal PWM passe à "0", le procédé se poursuit à l'étape 60. Si le premier compteur dépasse un premier seuil, le procédé se poursuit à l'étape 66.
A l'étape 66, le circuit de commande 28 accélère la charge des condensateurs 44]_ à 44^ jusqu'à ce que le signal PWM passe à "0". Le procédé se poursuit à l'étape 68.
A l'étape 68, le circuit de commande 28 réinitialise le courant de charge des condensateurs 44]_ à 44^. Le procédé se poursuit à l'étape 60.
A l'étape 64, le circuit de commande 28 démarre le deuxième compteur qui fonctionne tant que le signal PWM reste continûment à "0". Si le signal PWM passe à "1", le procédé se poursuit à l'étape 60. Si le deuxième compteur dépasse un deuxième seuil, le procédé se poursuit à l'étape 70. A l'étape 70, le circuit de commande 28 accélère la décharge des condensateurs 44]_ à 44^ jusqu'à ce que le signal PWM passe à "1". Le procédé se poursuit à l'étape 72.
A l'étape 72, le circuit de commande 28 réinitialise le courant de décharge des condensateurs 44]_ à 44^. Le procédé se poursuit à l'étape 60.
Selon un autre mode de réalisation, les premier et deuxième compteurs peuvent être démarrés directement à partir du signal fourni par le circuit de modulation 27 avant l'élément de synchronisation, notamment le signal UP fourni par le comparateur 30 du mode de réalisation représenté sur la figure 4. Selon un autre mode de réalisation, la réinitialisation des premier et deuxième compteurs à l'étape 60 peut être mise en oeuvre à partir du signal fourni par le circuit de modulation 27 avant l'élément de synchronisation, notamment le signal UP fourni par le comparateur 30 du mode de réalisation représenté sur la figure 4.
Selon un mode de réalisation, plusieurs seuils d'augmentation du courant de charge ou de décharge peuvent être prévus .
Selon un mode de réalisation de la figure 4, à la place ou en plus de 1 ' augmentation de la charge ou de la décharge temporaire du condensateur 44-j_ associé à chaque circuit de conduction SW-j_, une augmentation temporaire de la fréquence du signal d'horloge CLK peut être mise en oeuvre.
La figure 10 représente un schéma électrique plus détaillé d'un autre mode de réalisation du circuit de commande 28 du circuit optoélectronique 20. Dans le présent mode de réalisation, le circuit de commande 28 comprend une machine à nombre fini d'états 74 (FSM) , également appelée automate fini comprenant une entrée recevant le signal PWM et fournissant, pour chaque circuit de conduction SW-j_, i variant de 1 à N, un bus de commande de 2 bits OUT-j_. Le bus de commande OUT-j_ attaque un circuit de pilotage 76 (Driver) qui fournit le signal Sj_ au noeud Gj_ . Le circuit de pilotage 76-j_ est un étage d'adaptation entre les domaines électriques de la machine d'état 74 et les circuits de conduction SW-j_ . Le bus OUT-j_ permet 3 configurations possibles du circuit de pilotage 76-j_ : au niveau "0", au niveau "1" ou égal au signal PWMF reçu en entrée du circuit de pilotage 76j_. Chaque configuration impose un état de conduction au circuit de conduction SW-j_ respectivement non passant, le plus passant et modulé par le signal PWMF. Dans un premier mode de réalisation, les signaux PWM et PWMF sont identiques et correspondent au signal PWM non filtré, chaque sortie Gj_ des circuits de pilotage 76 étant connectée à un filtre passe-bas. Dans un autre mode de réalisation, le signal PWMF est le signal PWM filtré en amont, le filtre passe-bas placé à la sortie du circuit de pilotage 76 n'étant plus nécessaire. Un avantage de ce mode de réalisation est le nombre moins élevé de filtres passe-bas nécessaires que dans le premier mode de réalisation.
La figure 11 représente sous la forme d'un diagramme de fonctionnement un mode de réalisation d'un procédé de commande des circuits de conduction SW-j_ par le circuit de commande 28 représenté en figure 10. Dans le présent mode de réalisation, l'automate fini 74 comprend deux compteurs temporels, appelés aussi bases de temps, dont l'état dépend du signal PWM. Le procédé débute à l'étape 80.
L'étape 80 correspond à une étape d'initialisation, c'est-à-dire à la mise sous tension du circuit optoélectronique 20. A titre d'exemple, à l'étape 80, le circuit de commande 28 fournit les signaux Sj_ à "0". En outre, l'automate fini 74 reproduit le signal PWM sur la sortie reliée au circuit de conduction Sl%. La tension S^j filtrée est alors sensiblement proportionnelle au rapport cyclique du signal PWM. Le procédé se poursuit à l'étape 82.
A l'étape 82, les compteurs sont réinitialisés. Le circuit de commande 28 maintient la fourniture des signaux Sj_ à la dernière valeur déterminée. Si le signal PWM est à "1", le procédé se poursuit à l'étape 84 et si le signal PWM est à "0", le procédé se poursuit à l'étape 86. A l'étape 84, l'automate fini 74 démarre le premier compteur. Si le signal PWM passe à "0" avant un premier seuil temporel, le procédé se poursuit à l'étape 82. Si le premier compteur dépasse un premier seuil temporel, le procédé se poursuit à l'étape 88.
A l'étape 88, le circuit de commande 28 modifie les valeurs des signaux Sj_ de façon à faire augmenter la tension VgouRCE- L'automate fini 74 commande respectivement les circuits de pilotage 76j__]_ et 76-j_ de façon que le circuit de conduction SW-j_ soit le plus passant et que le circuit de conduction SW-j__]_ soit modulé par le signal PWMF. Le procédé continue alors à l'étape 82.
A l'étape 86, l'automate fini 74 démarre le deuxième compteur. Si le signal PWM passe à "1" avant un deuxième seuil temporel, le procédé se poursuit à l'étape 82. Si le deuxième compteur temporel dépasse un deuxième seuil, le procédé se poursuit à l'étape 90.
A l'étape 90, le circuit de commande 28 modifie les valeurs des signaux Sj_ de façon à faire diminuer la tension VgouRCE- L'automate fini 74 commande respectivement les circuits de pilotage 76 et 76j_+]_ de façon que le circuit de conduction SW-j_ soit non passant et que le circuit de conduction SW-j_+]_ soit modulé par le signal PWMF. Le procédé continue alors à l'étape 82.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande 28 est adapté à accélérer temporairement l'évolution des signaux de commande Sj_ des circuits de conduction SW-j_ . Dans le cas où un filtrage passe-bas est appliqué au signal PWMF, ceci peut être réalisé en augmentant temporairement la fréquence de coupure du filtrage appliqué au signal PWMF. L'accélération temporaire de l'évolution des signaux de commande Sj_ peut être mise en oeuvre selon le procédé décrit précédemment en relation avec la figure 9 à la différence que, aux étapes 66 et 70, la fréquence de coupure du filtrage appliqué au signal PWMF est augmentée et que, aux étapes 68 et 72, la fréquence de coupure du filtrage appliqué au signal PWMF est remise à sa valeur normale.
Un mode de réalisation du procédé de commande du circuit optoélectronique 20 va maintenant être décrit dans le cas où les circuits de conduction SW-j_ correspondent à des transistors MOS, dans le cas où le circuit de commande 28 a la structure décrite précédemment en relation avec la figure 10 et dans le cas où le procédé de commande des circuits de conduction SW-j_ par le circuit de commande 28 est selon le mode de réalisation décrit précédemment en relation avec la figure 11. Au début d'une phase ascendante de la tension V^LIM' c'est-à-dire, dans le cas où la tension V^LIM est obtenue à partir d'une tension VJN sinusoïdale, lorsque V^LIM croît depuis 0V, les transistors SWj_, i variant de 1 à N, sont passants électriquement. Dans une phase ascendante de la tension d'alimentation Vpj^ M, pour i variant de 1 à N, alors que les diodes électroluminescentes globales D]_ à D-j__]_ sont passantes et que les diodes électroluminescentes globales Dj_ à sont bloquées, lorsque la tension aux bornes de la diode électroluminescente globale Dj_ devient supérieure à la tension de seuil de la diode électroluminescente globale Dj_, celle-ci devient passante et un courant commence à circuler dans la diode électroluminescente globale Dj_ . Ceci entraîne une augmentation de la tension VgQURCE au-dessus de V^p. Le signal PWM est donc continûment à "0". Le circuit 28 rend alors non passant le transistor commandé par le signal PWM filtré et commande le transistor d'indice suivant avec le signal PWM filtré pour que la tension VgQURCE reste en moyenne sensiblement égale à V^pp.
Au début d'une phase descendante de la tension d'alimentation V^LIM, c'est-à-dire, dans le cas où la tension VALIM est obtenue à partir d'une tension VJN sinusoïdale, lorsque
V"ALIM décroît depuis une valeur positive maximale, supérieure à la somme des tensions de seuil des diodes électroluminescentes D]_ à ¾[, les transistors SW-j_, i variant de 1 à N-l, sont non passants. Dans une phase descendante, les diodes électroluminescentes globales D]_ à Dj_ étant passantes et les diodes électrolumines¬ centes globales Dj_+]_ à % étant bloquées, lorsque la tension VgouRCE diminue en dessous de la tension V^p, cela signifie que la tension aux bornes de la source de courant 22 risque de devenir trop faible pour que celle-ci puisse fonctionner correctement et délivrer son courant nominal. Cela signifie donc qu'il faut réduire le nombre de diodes D-j_ en conduction pour augmenter la tension aux bornes de la source de courant 22. Le signal PWM est donc continûment à "1". Le circuit 28 met le transistor commandé par le signal PWM filtré dans son état le plus passant et commande le transistor d'indice précédent avec le signal PWM filtré pour que la tension VgouRCE reste en moyenne sensiblement égale à V^p.
De façon avantageuse, le mode de réalisation du procédé de commande des interrupteurs SW-j_ décrit précédemment ne dépend pas du nombre de diodes électroluminescentes élémentaires qui composent chaque diode électroluminescente globale D-j_ et donc ne dépend pas de la tension de seuil de chaque diode électro¬ luminescente globale.
La figure 12 représente des chronogrammes, obtenus par simulation, de la puissance d'alimentation PAL IM, de puissance reçue par les diodes électroluminescentes PLED' des signaux S]_ à Sg, de la tension gouRCE et du courant IsOURCE du circuit optoélectronique 20 dans le cas où la tension V^ J est obtenue à partir d'une tension Vj^ sinusoïdale et lorsque le circuit de modulation 27 a la structure décrite précédemment en relation avec la figure 4 et que le circuit de commande 28 a la structure décrite précédemment en relation avec la figure 8. Comme cela apparaît sur cette figure, il n'y a pas d'interruption brusque du courant -'-SOURCE au cours d'un cycle de la tension ^ J - La figure 13 représente des chronogrammes à une échelle de temps agrandie de la tension d'alimentation ^ J et des signaux S]_ et S2 représentés en figure 12 et un chronogramme, obtenu par simulation, du signal PWM . La figure 14 correspond à une partie de la figure 13 à une échelle de temps agrandie. Comme cela apparaît sur la figure 14, la charge du condensateur 442 est plus rapide que la charge du condensateur 44]_ et la décharge du condensateur 442 est plus lente que la décharge du condensateur 44]_. De ce fait, la valeur du signal S]_ diminue plus rapidement que la valeur du signal S2 de sorte que le transistor SW2 est davantage passant que le transistor SW]_ .
Des modes de réalisation particuliers ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. Bien que des modes de réalisation détaillés aient été décrits dans lesquels l'état de conduction le moins conducteur électriquement de chaque circuit de conduction SW-j_ correspond à un état non passant, il est clair que ces modes de réalisation peuvent également être mis en oeuvre avec un circuit de conduction SW-j_ pour lequel l'état le moins conducteur électriquement correspond néanmoins à un état dans lequel du courant circule au travers du circuit SW-j_, par exemple un courant dont l'intensité est inférieure ou égale à la limite théorique qui est l'intensité maximale induisant une puissance dans le circuit de conduction SW-j_ pouvant être dissipée sans causer de dysfonctionnement de celui-ci. En outre, divers modes de réalisation avec diverses variantes ont été décrits ci-dessus. On note que l'homme de l'art peut combiner divers éléments de ces divers modes de réalisation et variantes sans faire preuve d'activité inventive. En particulier, le circuit de commande 28 selon le mode de réalisation représenté en figure 8 peut être utilisé avec le circuit de modulation 27 selon le mode de réalisation représenté sur les figures 4, 5, 6, ou 7.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit optoélectronique (20) destiné à recevoir une tension variable (VR IM) contenant une alternance de phases croissantes et décroissantes, le circuit optoélectronique comprenant :
une pluralité de diodes électroluminescentes (D-j_) montées en série ;
un noeud (A3) relié à chaque diode électroluminescente (D-j_) , parmi au moins certaines diodes électroluminescentes de la pluralité de diodes électroluminescentes, par un circuit de conduction (SW-j_) dont la conductance électrique varie en fonction d'un signal de commande (Sj_) ;
un circuit de modulation (27) adapté à fournir un premier signal binaire (PWM) modulé en largeur d'impulsions à partir de la comparaison de la tension ( gouRCE) audit noeud à au moins un premier seuil de tension (V^p) ; et
un circuit de commande (28) adapté à fournir les signaux de commande à partir du premier signal binaire.
2. Circuit optoélectronique selon la revendication 1, dans lequel le circuit de modulation (27) est un circuit synchrone .
3. Circuit optoélectronique selon la revendication 2, dans lequel le circuit de modulation (27) comprend :
un premier comparateur (30) adapté à comparer la tension (VgouRCE) audit noeud au premier seuil de tension ( ^p) et à fournir un deuxième signal binaire (UP) dont l'état dépend du signe de la comparaison ; et
un élément de mémorisation (32) adapté à échantillonner le deuxième signal binaire à la cadence d'un signal d'horloge (CLK) , le premier signal binaire correspondant au deuxième signal binaire échantillonné.
4. Circuit optoélectronique selon la revendication 2, dans lequel le circuit de modulation (27) comprend : un amplificateur (33) adapté à amplifier la différence entre la tension ( soURCE) audit noeud et le premier seuil de tension (V^gp) ; et
un deuxième comparateur (34) adapté à comparer la différence amplifiée (DIFF) à un signal triangulaire périodique (SAW) et à fournir le premier signal binaire (PWM) dont l'état dépend du signe de la comparaison.
5. Circuit optoélectronique selon la revendication 1, dans lequel le circuit de modulation (27) est un circuit asynchrone.
6. Circuit optoélectronique selon la revendication 5, dans lequel le circuit de modulation (27) comprend un comparateur à hystérésis (40) .
7. Circuit optoélectronique selon la revendication 5, dans lequel le circuit de modulation (27) comprend :
un troisième comparateur (41) adapté à comparer la tension (^SOURCE) audit noeud au premier seuil de tension
(VDOWN)
un quatrième comparateur (43) adapté à comparer la tension ( soURCE) audit noeud à un deuxième seuil de tension (VUP) ; et
un verrou logique asynchrone (42) relié aux troisième et quatrième comparateurs et fournissant le premier signal binaire (PWM) .
8. Circuit optoélectronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit de commande (28) comprend, pour chaque circuit de conduction (SW-j_) , un condensateur (44-j_) relié au circuit de conduction, un circuit (45j_) de charge du condensateur commandé à partir du premier signal binaire (PWM) et un circuit de décharge (47-j_) du condensateur commandé à partir du premier signal binaire complémenté (PWMb) .
9. Circuit optoélectronique selon la revendication 8, dans lequel les vitesses de charge des condensateurs (44 -j_) par les circuits de charge (45j_) sont différentes et les vitesses de décharge des condensateurs par les circuits de décharge (47j_) sont différentes .
10. Circuit optoélectronique selon la revendication 8 ou 9, dans lequel le circuit de commande (28) est adapté à augmenter temporairement les vitesses de charge des condensateurs (44j_) ou les vitesses de décharge des condensateurs (44j_) .
11. Circuit optoélectronique selon la revendication 10, dans lequel le circuit de commande (28) est adapté à réaliser ladite augmentation des vitesses de charge des condensateurs (44j_) ou les vitesses de décharge des condensateurs de façon graduelle.
12. Circuit optoélectronique selon l'une quelconque des revendications 3 ou 4 et selon l'une quelconque des revendications 8 à 11, dans lequel le circuit de commande (28) est adapté à augmenter temporairement la fréquence du signal d'horloge (CLK) ou du signal triangulaire périodique (SAW) .
13. Circuit optoélectronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit de commande (28) comprend un automate fini (74) .
14. Circuit optoélectronique selon la revendication 13, dans lequel l'automate fini (74) est adapté à commander la fourniture de chaque signal de commande (Sj_) égal à une valeur maximale, à une valeur minimale ou au premier signal binaire non filtré ou filtré (PWM ;PWMF) .
15. Circuit optoélectronique selon la revendication 14, dans lequel l'automate fini (74) est adapté à commander la fourniture d'un seul des signaux de commande (Sj_) , à un instant donné, égal au premier signal binaire non filtré ou filtré (PWM ; PWMF) .
16. Circuit optoélectronique selon la revendication 14 ou 15, dans lequel l'automate fini (74) est adapté à commander la fourniture dudit signal de commande (Sj_) ou desdits signaux de commande au premier signal binaire (PWM ; PWMF) filtré par un filtrage passe-bas et dans lequel le circuit de commande (28) est adapté à augmenter temporairement la fréquence de coupure du filtrage passe-bas.
17. Circuit optoélectronique selon l'une quelconque des revendications 13 à 16, dans lequel l'automate fini (74) comprend un premier compteur temporel, dans lequel l'automate fini est adapté à faire fonctionner le premier compteur tant que le premier signal binaire (PWM) est dans un premier état, dans lequel l'automate fini comprend un deuxième compteur temporel et dans lequel 1 ' automate fini est adapté à faire fonctionner le deuxième compteur tant que le premier signal binaire est dans un deuxième état .
18. Circuit optoélectronique selon la revendication 17, dans lequel l'automate fini (74) est adapté, lors de chaque phase croissante ou décroissante, à changer le signal de commande (Sj_) parmi les signaux de commande qui est égal au premier signal binaire (PWM) chaque fois que le premier compteur dépasse un premier seuil et/ou chaque fois que le deuxième compteur dépasse un deuxième seuil.
19. Circuit optoélectronique selon l'une quelconque des revendications 1 à 17, dans lequel chaque circuit de conduction (SW-j_) comprend un transistor à effet de champ à grille métal- oxyde .
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