WO2016195202A1 - Fdr 방식으로 동작하는 장치가 참조신호 할당 모드 정보를 전송하는 방법 - Google Patents

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WO2016195202A1
WO2016195202A1 PCT/KR2016/000822 KR2016000822W WO2016195202A1 WO 2016195202 A1 WO2016195202 A1 WO 2016195202A1 KR 2016000822 W KR2016000822 W KR 2016000822W WO 2016195202 A1 WO2016195202 A1 WO 2016195202A1
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allocation mode
self
signal
interference
mode
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PCT/KR2016/000822
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김동규
고현수
노광석
이상림
이호재
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엘지전자 주식회사
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    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a method for transmitting reference signal allocation mode information by an apparatus operating in an FDR scheme.
  • Full-duplex communication has the capacity of a system compared to the existing half-duplex communication, which divides time resources or frequency resources orthogonally by performing simultaneous transmission and reception at one node. It is a technique that can theoretically improve twice.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram of a terminal and a base station supporting FDR.
  • Intra- device self-interference Because the device transmits / receives at the same time and frequency resources, not only a desired signal but also a signal transmitted by itself is simultaneously received. At this time, since the signal transmitted by the self is received by its reception antenna with little attenuation, it means that the signal is received with a much larger power than the desired signal to act as interference.
  • UE to UE inter-link interference means that an uplink signal transmitted by a UE is received by an adjacent UE and acts as an interference.
  • BS to BS inter-link interference means that signals transmitted between heterogeneous base stations (Picocell, femtocell, relay node) between base stations or HetNet are received by receiving antennas of other base stations and act as interference.
  • heterogeneous base stations Picocell, femtocell, relay node
  • Intra-device self-interference is an interference that occurs only in the FDR system, which greatly degrades the performance of the FDR system and is the first problem to be solved in order to operate the FDR system. to be.
  • An object of the present invention is to provide a method for transmitting reference signal allocation mode information by an apparatus operating in an FDR scheme.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus operating in an FDR scheme for transmitting reference signal allocation mode information.
  • a method in which a device operating in a full duplex radio (FDR) scheme transmits reference signal (RS) allocation mode information includes: Determining to change the RS allocation mode from the first RS allocation mode to the second RS allocation mode for nonlinear component estimation; And transmitting information about the changed second RS allocation mode to a counterpart node, wherein the first RS allocation mode and the second RS allocation mode are used for nonlinear component estimation of the residual self-interfering signal. Can be distinguished from each other by whether they are additionally transmitted.
  • the change of the RS allocation mode may be determined in units of subbands.
  • the second RS allocation mode may be a mode in which additional RSs for nonlinear component estimation of the residual self-interference signal are allocated.
  • the first RS allocation mode may be a mode in which RSs for nonlinear component estimation of the residual self-interference signal are not allocated.
  • the additional RSs are mapped to the fourth symbol in the first slot or the second slot of the subframe.
  • the information about the second RS allocation mode may include resource location information to which the added RSs are mapped.
  • the method may further include transmitting the allocated RSs according to the second RS allocation mode.
  • the method includes changing the RS allocation mode from the second RS allocation mode to the first RS allocation mode; And transmitting the information about the first RS allocation mode to the counterpart node.
  • an apparatus operating in a full duplex radio (FDR) scheme for transmitting reference signal (RS) allocation mode information includes a residual self-interference signal after antenna and analog self-interference cancellation.
  • a processor configured to determine to change an RS allocation mode from a first RS allocation mode to a second RS allocation mode for nonlinear component estimation;
  • a transmitter configured to transmit information about the changed second RS allocation mode to a counterpart node, wherein the first RS allocation mode and the second RS allocation mode are used for nonlinear component estimation of the residual self-interfering signal. It may be distinguished from each other by whether RSs are additionally transmitted.
  • the processor may determine the change of the RS allocation mode in subband units.
  • the second RS allocation mode may be a mode in which additional RSs for nonlinear component estimation of the residual self-interference signal are allocated.
  • the first RS allocation mode may be a mode in which RSs for nonlinear component estimation of the residual self-interference signal are not allocated.
  • the information about the second RS allocation mode may include resource location information to which the added RSs are mapped.
  • the transmitter may be configured to transmit RSs allocated according to the second RS allocation mode.
  • the processor may be configured to change the RS allocation mode from the second RS allocation mode to the first RS allocation mode, and the transmitter may be configured to transmit information about the first RS allocation mode to the counterpart node. .
  • the present invention considering the frequency selective characteristics of the residual self-interference signal generated by the antenna / analog self-interference cancellation performance characteristic in the FDR transmission / reception system, it is possible to drive a stable digital self-interference cancellation in different order in subband units. By suggesting a signaling technique for performing nonlinear digital self-interference cancellation, it is possible to improve communication performance in an FDR environment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a network supporting a full-duplex / half-duplex communication operation scheme of a terminal to be proposed in the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 7 illustrates BER performance when digital self-interference cancellation is performed after analog self-interference cancellation using Balun with ideal performance.
  • FIG. 8 shows BER performance when digital self-interference cancellation is performed after analog self-interference cancellation using Balun with isolation degradation of 5dB and 15dB.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the level of self-interference cancellation after 1-Tx and 2-Rx antenna self-interference cancellation and analog self-interference cancellation using the Rat Race Coupler.
  • 10 is a diagram illustrating an example of RS allocation for nonlinear self-interfering channel estimation for each subband.
  • 11 illustrates another example of RS allocation for nonlinear self-interfering channel estimation for each subband.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a terminal or a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink as part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more base stations. It may include a terminal.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver ( 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) the data processor 165, the symbol modulator 170, the transmitter 175, the transmit / receive antenna 135, the processor 155, the memory 160, the receiver 140, and the symbol. It may include a demodulator 155 and a receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the transmission antenna 130, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receiving data processor 150 is complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmitting data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model, which is well known in the communication system. ), And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station process the signals and data, except for the function of receiving or transmitting the signal and the storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • the following description does not specifically refer to the processors 155 and 180.
  • the processors 155 and 180 it may be said that a series of operations such as a function of receiving or transmitting a signal and a data processing other than a storage function are performed.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • SI self-interference
  • the size may be extremely larger than the desired signal due to the physical distance difference. This extremely high level of interference requires effective cancellation of self-interference to drive the FDR system.
  • the UE needs 119dBm of Self-IC performance in order to effectively drive the FDR system at a bandwidth of 20MHz (BW).
  • the thermal noise value depends on the bandwidth of the mobile communication system. It can be changed as shown in the equation. Table 1 assumes a bandwidth of 20MHz. Regarding Table 1, the Receiver Noise Figure (NF) considered the worst case with reference to the 3GPP specification requirements.
  • the receiver thermal noise level is determined by the sum of the thermal noise at the specific BW and the receiver NF.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • Figure 4 shows the application location of the three Self-IC technique. The following three self-IC techniques are briefly described.
  • the self-interference cancellation scheme that should be executed first is the antenna self-interference cancellation scheme.
  • SI cancellation is performed at the antenna stage.
  • the simplest is to physically block the transmission of the SI signal by installing an object that can block the signal between the transmitting and receiving antennas, artificially adjusting the distance between the antennas using multiple antennas, or reversing the phase for a particular transmitting signal. Can be used to remove some of the SI signal.
  • a part of the SI signal may be removed using a multi-polarized antenna or a directional antenna.
  • Analog Self-IC A method of eliminating interference at the analog stage before the received signal passes through the ADC (analog-to-digital convertor). This may be performed in the RF domain or the IF domain.
  • a method of removing the SI signal is described in detail as follows. First, the analog signal to be transmitted is delayed and then the magnitude and phase are adjusted to make a duplicate signal of the SI signal actually received and subtracted from the signal received by the receiving antenna. However, since the analog signal is processed, additional distortion may occur due to implementation complexity and circuit characteristics, and thus, interference cancellation performance may be greatly changed.
  • Digital Self-IC Eliminates interference after the received signal passes through the ADC. Includes all interference cancellation techniques in the baseband region. In the simplest case, it is possible to create a duplicate signal of the SI using the transmitted digital signal and subtract it from the received digital signal. Alternatively, techniques for preventing a transmission signal to a terminal or a base station from being received by a reception antenna by performing precoding / postcoding on a baseband using multiple antennas may also be classified as digital self-ICs. However, since digital self-IC can be quantized so that a digitally modulated signal can recover information about a desired signal, interference with one or more of the above techniques is required to perform digital self-IC. After elimination, we need a precondition that the difference in signal power between the remaining interfering signal and the desired signal must fall within the ADC range.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of removing a magnetic interference signal by separating a transmitting antenna and a receiving antenna, a method of configuring an antenna different from FIG. 5 may be used when an antenna interference cancellation technique using one antenna is used.
  • a function block suitable for the purpose may be added or deleted.
  • the nonlinear components in the RF are greatly affected.
  • the transmission signal is distorted by the nonlinear characteristics of active elements such as the power amplifier (PA) of the transmitting RF chain and the low noise amplifier (LNA) of the receiving RF chain, and the distortion is also modified by the mixer in the transmitting / receiving RF chain.
  • the transmission signal due to such distortion may be modeled as a component corresponding to a high-order term.
  • even-order term components can be effectively removed using existing AC coupling or filtering techniques because they affect the high frequency region corresponding to DC and several times the center frequency.
  • the received signal after the ADC in the FDR system is expressed using Equation 1 below using the Parallel Hammerstein (PH) Model.
  • x SI [n] is data transmitted by the RF transmitter of the device
  • h SI [n] is a self-interference channel (Self) experienced by data transmitted by the RF transmitter.
  • x D [n] is the data to be received at the RF receiver of the device
  • h D [n] is the desired channel of the desired channel experienced by the data to be received at the RF receiver.
  • the frequency response in Balun has a frequency selective characteristic as shown in FIG. 6.
  • the frequency response in Balun is up to 15 dB difference depending on the subcarrier index.
  • the frequency-selective residual self-interference signal after the analog self-interference cancellation using Balun is a digital interference suppression method. It causes the performance degradation, the performance is shown in Figures 7 and 8.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating BER performance when digital self-interference cancellation is performed after analog self-interference cancellation using Balun with ideal performance.
  • FIG. 8 shows analog magnetic using Balun having an isolation degradation of 5 dB and 15 dB. The BER performance is shown after digital interference is removed after interference cancellation.
  • FIG. 8A illustrates a case of 5 dB isolation degradation
  • FIG. 8B illustrates a case of 15 dB isolation degradation.
  • phase shifter, attenuator can be used even when antenna / analog self-interference cancellation is performed using analog self-interference cancellation technique that generates reference signal using various combinations of rat-race coupler, phase shifte, attenuator and true time delay device. Because of the frequency-selective nature of the true time delay device, the residual self-interference signal is also frequency-selective.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the level of self-interference cancellation after 1-Tx and 2-Rx antenna self-interference cancellation and analog self-interference cancellation using the Rat Race Coupler.
  • the analog self-interference cancellation performance corresponding to the 80 MHz bandwidth does not have a flat performance according to the frequency
  • the residual self-interference generated after the antenna / analog self-interference cancellation is also a frequency selective characteristic.
  • the maximum difference of 15dB occurs according to the frequency band, which causes the degradation of digital self-interference cancellation as in the case of Balun.
  • the performance of digital self-interference cancellation is affected by the characteristics of residual self-interference occurring after antenna / analog self-interference cancellation, and in order to reduce the degradation of performance, the antenna / analog Digital self-interference cancellation needs to be designed according to the characteristics of self-interference cancellation. More specifically, it is necessary to design digital self-interference cancellation according to the frequency-selective characteristics of residual self-interference signals after antenna / analog self-interference cancellation in an FDR environment.
  • 10 is a diagram illustrating an example of RS allocation for nonlinear self-interfering channel estimation for each subband.
  • a reference signal (RS) for nonlinear self-interfering channel estimation may be installed for each subband while maintaining the basic structure of the 3GPP LTE / LTE-A downlink frame.
  • the apparatus using the FDR scheme may estimate the nonlinear self-interfering channel for each subband by transmitting an RS for estimating the nonlinear self-interfering channel for each subband as shown in FIG. 10.
  • the mapping of the RS may be different from that of FIG. 10 according to the nonlinear estimation order.
  • 11 illustrates another example of RS allocation for nonlinear self-interfering channel estimation for each subband.
  • mapping of the RS may be different from that of FIG. 11 according to the nonlinear estimation order.
  • the present invention measures or predicts that the power intensity of the residual self-interference signal varies according to the performance of the analog self-interference cancellation, and thus determines the order of nonlinear self-interference components to be considered in the digital self-interference cancellation. Should be.
  • the power intensity of the residual self-interference signal varies depending on the frequency, and the reference signal for channel estimation of the residual self-interference signal according to the frequency selective frequency response is also a band ( Different bands need to be designed differently.
  • additional RS signals are allocated or allocated in the downlink for nonlinear component estimation of the residual self-interference signal different for each subband according to the frequency selectivity of the residual self-interference signal.
  • the downlink resource allocated to the RS signal may be allocated as data for sublinear nonlinear component estimation.
  • the base station transmits the changed downlink resource allocation information to a physical layer signal (for example, Physical Downlink Control CHannel (PDCCH), Enhanced Physical Downlink Control CHannel (EPDCCH)) or an upper layer signal (for example, RRC (Radio Resource). Control) signal) can be signaled to the terminal.
  • a physical layer signal for example, Physical Downlink Control CHannel (PDCCH), Enhanced Physical Downlink Control CHannel (EPDCCH)
  • RRC Radio Resource
  • RS information in the additionally allocated downlink eg, For example, by additionally signaling resource location information of the allocated RS, etc.
  • Stable digital self-interference cancellation can be performed.
  • the UE may determine available resources based on RS information received through signaling from the base station. For example, for uplink transmission, RSs additionally allocated for channel estimation of a nonlinear self-interference component may puncture REs mapped to the base station.
  • the base station does not need an additional RS signal for channel estimation of the nonlinear component of the residual self-interference signal different for each subband due to the same antenna / analog self-interference cancellation performance per frequency (same order in some or all bands)
  • the RS signal is released at the same density.
  • the RS signal is released and the downlink resource is allocated to another use (for example, EPDCCH or data channel (PDSCH)). Downlink Shared CHannel)), etc.), it can signal the information of the downlink resources released by the base station to the terminal.
  • the UE may use the uplink resource of the UE, which has been restricted from use by the existing pilot contamination by the RS additionally allocated to another use (for example, a physical uplink control channel (PUCCH) or a physical uplink shared PUSCH). CHannel), etc.) to increase the efficiency of uplink resources.
  • a physical uplink control channel PUCCH
  • a physical uplink shared PUSCH PUSCH
  • CHannel CHannel
  • the terminal may be punctured when uplink transmission is previously used to solve the limitation on unused resources (REs) and use the same conditions as other resources.
  • REs unused resources
  • additional RS signal resources are allocated in the uplink or non-existing for each subband according to the frequency selectivity of the residual self-interference signal according to the frequency selectivity of the residual self-interference signal.
  • Data may be allocated to an uplink resource that has been allocated as an RS signal for nonlinear component estimation.
  • the UE may signal the changed uplink resource allocation information to the base station as a physical layer (PUCCH, PUSCH) or a higher layer signal (RRC signal).
  • PUCCH, PUSCH physical layer
  • RRC signal higher layer signal
  • RS information in additional allocated uplink eg, For example, by signaling the resource location of the RS to the base station, it is possible to prevent pilot contamination in the RS signal generated during channel estimation in the terminal, and stable digital self-interference even in the terminal based on high channel estimation performance. Removal can be performed.
  • the base station may determine available resources based on RS information received through signaling from the terminal. For example, for downlink transmission, RSs additionally allocated for channel estimation of a nonlinear self-interference component may be punctured with mapped REs.
  • RS resource allocation can be deallocated and the released uplink resource can be used for other purposes (for example, PUCCH or PUSCH).
  • the UE signals downlinked uplink resource information to the base station and downlinks the downlink resource of the base station that has been restricted for use by existing pilot contamination for another use (for example, PDCCH, EPDCCH, or PDSCH). The efficiency of the resource can be improved.
  • the base station may use the same conditions as other resources by removing restrictions on resources that have not been used by puncturing the conventional downlink transmission.
  • Resource allocation information of the RS signal for each subband that changes according to the performance change of the analog self-interference cancellation of the base station defined above is signaled to neighboring base stations and small-cell base stations through an X2 interface and an upper layer signal (RRC signal). Can be.
  • RS resource allocation information used for each subband according to the characteristics of each subband according to the type and performance of antenna / analog self-interference cancellation used to reduce the overhead of the signaling signal Can be defined in advance to transmit the index of the table or the difference between the index to know the changed RS resource allocation information.
  • the changed RS allocation information may be applied based on other information without signaling, for example, an average performance of analog self-interference cancellation.
  • the frequency selectivity of the residual self-interference signal after the antenna / analog self-interference cancellation is above a certain threshold (e.g., the best performance and the best performance according to frequency). May only optionally operate when the performance difference in the bad case is greater than or equal to the threshold.
  • a certain threshold e.g., the best performance and the best performance according to frequency.
  • the scheme in Embodiments 1 to 4 may selectively operate only when the base station or the terminal operates in the FDR scheme.
  • the terminal operating in the FDR scheme is connected or the terminal that wants the downlink reception and the terminal that wants the uplink transmission simultaneously want to communicate with each other. Can be operated selectively.
  • some of the terminals that want to transmit the uplink may operate in the FDR scheme, in which the schemes of the embodiments 1 to 4 are selectively Operation is possible.
  • the duration of the FDR operation of the base station or the terminal may be predicted through a buffer status report (BSR) of the terminal.
  • BSR buffer status report
  • the base station may signal to the terminal through a physical layer or a higher layer signal at a required time point, and may trigger the control signal transmission of the terminal to receive the necessary information at the desired time point through the signaling.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • the method for transmitting the reference signal allocation mode information by the device operating in the FDR scheme can be used industrially in various wireless communication systems such as 3GPP LTE / LTE-A system and 5G communication system.

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Abstract

Full Duplex Radio (FDR) 방식으로 동작하는 장치가 참조신호(Reference Signal, RS) 할당 모드 정보를 전송하는 방법은, 안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 RS 할당 모드를 제 1 RS 할당 모드에서 제 2 RS 할당 모드로 변경할 것을 결정하는 단계; 및 상기 변경된 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보를 상대 노드로 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제 1 RS 할당 모드 및 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 사용되는 RS들이 추가적으로 전송되는지 여부에 의해 서로 구분된다.

Description

FDR 방식으로 동작하는 장치가 참조신호 할당 모드 정보를 전송하는 방법
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 FDR 방식으로 동작하는 장치가 참조신호 할당 모드 정보를 전송하는 방법에 관한 것이다.
전이중 통신 기술 (Full-duplex communication) 은 한 노드에서 송신과 수신을 동시에 수행함으로써 시간 자원 또는 주파수 자원을 직교하도록 분할하여 사용하는 기존의 반이중 통신 (Half-duplex communication) 에 비해서 시스템의 용량(capacity)를 이론적으로 2배 향상시킬 수 있는 기술이다.
도 1은 FDR 을 지원하는 단말과 기지국의 개념도를 나타낸다.
도 1과 같은 FDR 상황에서는 다음과 같은 총 3종류의 간섭이 존재하게 된다.
Intra -device self-interference: 동일한 시간 및 주파수 자원으로 송/수신을 수행하기 때문에, desired signal 뿐만 아니라 자신이 송신한 신호가 동시에 수신된다. 이때, 자신이 송신한 신호는 감쇄가 거의 없이 자신의 수신 안테나로 수신 되므로 desired signal 보다 매우 큰 파워로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
UE to UE inter-link interference: 단말이 송신한 상향링크 신호가 인접하게 위치한 단말에게 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
BS to BS inter-link interference: 기지국간 혹은 HetNet 상황에서의 이종 기지국간(Picocell, femtocell, relay node) 송신하는 신호가 다른 기지국의 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
이와 같은 3가지 간섭 중 Intra-device self-interference (이하 Self-interference (SI))는 FDR시스템에서만 발생 하는 간섭으로 FDR 시스템의 성능을 크게 열화 시키며, FDR 시스템을 운용하기 위해서 가장 먼저 해결해야 할 문제이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 FDR 방식으로 동작하는 장치가 참조신호 할당 모드 정보를 전송하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 참조신호 할당 모드 정보를 전송하기 위한 FDR 방식으로 동작하는 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, Full Duplex Radio (FDR) 방식으로 동작하는 장치가 참조신호(Reference Signal, RS) 할당 모드 정보를 전송하는 방법은, 안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 RS 할당 모드를 제 1 RS 할당 모드에서 제 2 RS 할당 모드로 변경할 것을 결정하는 단계; 및 상기 변경된 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보를 상대 노드로 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제 1 RS 할당 모드 및 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 사용되는 RS들이 추가적으로 전송되는지 여부에 의해 서로 구분될 수 있다. 상기 RS 할당 모드의 변경은 서브밴드(subband) 단위로 결정될 수 있다. 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 추가적 RS들이 할당된 모드일 수 있다. 상기 제 1 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 RS들이 할당되지 않은 모드일 수 있다. 상기 추가적 RS들은 서브프레임의 첫 번째 슬롯 또는 두 번째 슬롯에서 4번째 심볼에 맵핑되어 있다. 상기 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보는 상기 추가된 RS들이 맵핑된 자원 위치 정보를 포함할 수 있다.
상기 방법은, 상기 제 2 RS 할당 모드에 따라 할당된 RS들을 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 방법은, 상기 RS 할당 모드를 상기 제 2 RS 할당 모드에서 상기 제 1 RS 할당 모드로 변경하는 단계; 및 상기 제 1 RS 할당 모드에 관한 정보를 상기 상대 노드로 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 참조신호(Reference Signal, RS) 할당 모드 정보를 전송하기 위한 Full Duplex Radio (FDR) 방식으로 동작하는 장치는, 안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 RS 할당 모드를 제 1 RS 할당 모드에서 제 2 RS 할당 모드로 변경할 것을 결정하도록 구성된 프로세서; 및 상기 변경된 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보를 상대 노드로 전송하도록 구성된 송신기를 포함하되, 상기 제 1 RS 할당 모드 및 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 사용되는 RS들이 추가적으로 전송되는지 여부에 의해 서로 구분될 수 있다. 상기 프로세서는 상기 RS 할당 모드의 변경을 서브밴드(subband) 단위로 결정할 수 있다. 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 추가적 RS들이 할당된 모드일 수 있다. 상기 제 1 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 RS들이 할당되지 않은 모드일 수 있다. 상기 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보는 상기 추가된 RS들이 맵핑된 자원 위치 정보를 포함할 수 있다. 상기 송신기는 상기 제 2 RS 할당 모드에 따라 할당된 RS들을 전송하도록 구성될 수 있다. 상기 프로세서는 상기 RS 할당 모드를 상기 제 2 RS 할당 모드에서 상기 제 1 RS 할당 모드로 변경하도록 구성되고, 상기 송신기는 상기 제 1 RS 할당 모드에 관한 정보를 상기 상대 노드로 전송하도록 구성될 수 있다.
본 발명에서는 FDR 송/수신 시스템에서 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능 특성에 의해 발생하는 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택적인 특성을 고려하여 안정적인 디지털 자기간섭 제거의 구동이 가능하도록 서브밴드 단위로 다른 order 의 비선형 디지털 자기간섭 제거를 수행하기 위한 시그날링 기법에 대한 제안하여, 보다 FDR 환경에서의 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 본 발명에서 제안하고자 하는 단말의 전이중/반이중 통신 동작 방식을 지원하는 네트워크를 예시적인 도면이다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
도 6은 Balun 에서의 주파수 응답을 도시한 도면이다.
도 7은 이상적인 성능을 가진 Balun을 사용하여 아날로그 자기간섭 제거 이후 디지털 자기간섭 제거를 거쳤을 때의 BER 성능을 도시한 도면이다.
도 8은 5dB, 15dB의 isolation degradation 을 가진 Balun을 사용하여 아날로그 자기간섭 제거 이후 디지털 자기간섭 제거를 거쳤을 때의 BER 성능을 도시하고 있다.
도 9는 Rat Race Coupler 을 사용한 1-Tx and 2-Rx 안테나 자기간섭 제거와 아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 자기간섭 제거 레벨을 도시한 도면이다.
도 10은 서브밴드 별 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS 할당의 일 예를 도시한 도면이다.
도 11은 서브밴드 별 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS 할당의 다른 일 예를 도시한 도면이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다. 본 명세서에서는 IEEE 802.16 시스템에 근거하여 설명하지만, 본 발명의 내용들은 각종 다른 통신 시스템에도 적용가능하다.
이동 통신 시스템에서 단말 혹은 사용자 기기(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)(D2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템(100)은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국(105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나(130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말(110)의 구성에서, 수신 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하고(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping))하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공할 수 있다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나(135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국(105)으로 전송한다.
기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나(130)를 통해 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(디지털 signal processors), DSPDs(디지털 signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
본 명세서에서 단말의 프로세서(155)와 기지국의 프로세서(180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서(155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서(155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 3에서처럼 자기간섭(SI)는 송신 안테나로부터 송신된 신호가 경로 감쇄 없이 자신의 수신 안테나로 바로 들어오는 다이렉트 간섭(direct interference)과 주변의 지형에 의해 반사된 반사된 간섭(reflected interference)로 구분될 수 있으며, 그 크기는 물리적인 거리 차이에 의해 원하는 신호(desired signal) 보다 극단적으로 클 수 밖에 없다. 이렇게 극단적으로 큰 간섭의 세기 때문에 FDR 시스템의 구동을 위해서는 자기간섭의 효과적인 제거가 필요하다.
효과적으로 FDR 시스템이 구동되기 위해서는 장치의 최대 송신 파워에 따른 자기간섭 제거(Self-IC)의 요구 사항을 다음 표 1(이동통신 시스템에서의 FDR적용 시 Self-IC 요구사항 (BW=20MHz))과 같이 결정할 수 있다
표 1
Node Type Max. Tx Power (P A ) Thermal Noise. (BW=20MHz) Receiver NF Receiver Thermal Noise Level Self-IC Target (PA- TN-NF)
Macro eNB 46dBm -101dBm 5dB (for eNB) -96dBm 142 dB
Pico eNB 30dBm 126 dB
Femto eNB,WLAN AP 23dBm 119 dB
UE 23dBm 9dB(for UE) -92dBm 115 dB
상기 표 1을 참조하면, 단말(UE)이 20MHz 의 대역폭(BW)에서 효과적으로 FDR 시스템을 구동시키기 위해서는 119dBm 의 Self-IC 성능이 필요함을 알 수 있다. 이동통신 시스템의 대역폭에 따라서 Thermal noise 값이
Figure PCTKR2016000822-appb-I000001
식과 같이 바뀔 수 있으며, 표 1은 20MHz 의 대역폭을 가정하고 구하였다. 표 1과 관련하여 Receiver Noise Figure (NF) 는 3GPP 표준 요구사항(specification requirement)를 참조하여 worst case를 고려하였다. Receiver thermal noise level 은 특정 BW 에서의 thermal noise 와 receiver NF의 합으로 결정된다.
자기간섭 제거(Self-IC) 기법의 종류 및 적용 방법
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다. 도 4에서는 3가지 Self-IC 기법의 적용 위치를 도시하고 있다. 이하 3가지 Self-IC 기법에 대해 간략히 설명한다.
Antenna Self-IC: 모든 Self-IC 기법 중 가장 우선적으로 실행되어야 할 자기간섭 제거 기법이 안테나 자기간섭 제거 기법이다. 안테나 단에서 SI 제거가 수행된다. 가장 간단하게는 송신 안테나 및 수신 안테나 사이에 신호를 차단할 수 있는 물체를 설치하여 SI 신호의 전달을 물리적으로 차단하거나, 다중 안테나를 활용하여 안테나 간의 거리를 인위적으로 조절하거나, 특정 송신 신호에 위상 반전을 주어 SI 신호를 일부 제거할 수 있다. 또한, 다중 편파 안테나 또는 지향성 안테나를 활용하여 SI 신호의 일부를 제거할 수 있다.
아날로그 Self-IC: 수신 신호가 ADC (아날로그-to-디지털 Convertor) 를 통과하기 이전에 아날로그 단에서 간섭을 제거하는 기법으로 복제된 아날로그 신호를 이용하여 SI 신호를 제거하는 기법이다. 이는 RF영역 혹은 IF 영역에서 수행될 수 있다. SI 신호를 제거하는 방법은 구체적으로 기술하면 다음과 같다. 우선 송신되는 아날로그 신호를 시간지연 시킨 후 크기와 위상을 조절하여 실제로 수신되는 SI 신호의 복제 신호를 만들어 수신 안테나로 수신되는 신호에서 차감하는 방식으로 이루어진다. 그러나, 아날로그 신호를 이용하여 처리하기 때문에 구현 복잡도와 회로특성으로 인하여 추가적인 왜곡이 발생할 수도 있으며 이로 인하여 간섭제거 성능이 크게 달라질 수 있다는 단점이 있다.
디지털 Self-IC: 수신 신호가 ADC를 통과한 이후에 간섭을 제거하는 기법으로 Baseband 영역에서 이루어지는 모든 간섭제거 기법들을 포함한다. 가장 간단하게는 송신되는 디지털 신호를 활용하여 SI 의 복제 신호를 만들어 수신된 디지털 신호에서 차감하는 방법으로 구현 가능하다. 혹은 다중 안테나를 이용하여 Baseband에서의 Precoding/Postcoding을 수행 함으로써 단말 혹은 기지국에의 송신 신호가 수신안테나로 수신되지 않게끔 하기 위한 기법들 또한 디지털 Self-IC로 분류 할 수 있다. 그러나 디지털 Self-IC는 디지털로 변조된 신호가 원하는 신호에 대한 정보를 복원 할 수 있을 정도로 양자화가 이루어져가 가능하기 때문에 디지털 Self-IC를 수행하기 위해서는 상기의 기법들 중 하나 이상의 기법을 활용하여 간섭을 제거하고 난 이후의 남아있는 간섭 신호와 원하는 신호간의 신호 파워의 크기 차가 ADC range안에 들어와야 하는 전제조건이 필요하다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
디지털 Self-IC block의 위치는 도 5에서는 DAC 전과 ADC 통과후의 디지털 자기간섭 신호(디지털 SI) 정보를 바로 이용하여 수행하는 것으로 도시하고 있으나, IFFT 통과 후 및 FFT 통과 전의 디지털 자기간섭 신호를 이용하여 수행될 수도 있다. 또한 도 5는 송신 안테나와 수신 안테나를 분리하여 자기 간섭 신호를 제거하는 개념도이지만, 하나의 안테나를 이용한 안테나 간섭 제거 기법 사용시에는 도 5와는 다른 안테나의 구성법이 될 수 있다. 도 5에 도시된 RF 송신단 및 수신단에서 목적에 맞는 기능 블록(block)이 추가되거나 삭제될 수도 있다.
본 발명에서는 Full-duplex Radio (FDR) 송/수신 시스템에서 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능 특성에 의해 발생하는 잔여 자기간섭의 주파수 선택적(frequency selective) 특성을 고려하여 안정적인 디지털 자기간섭 제거의 구동이 가능하도록 서브밴드(sub-band) 단위로 다른 order의 비선형 디지털 자기간섭 제거를 수행하기 위한 시그날링 기법에 대한 제안한다.
FDR 시스템의 신호 모델링
FDR 시스템은 송신 신호와 수신 신호 간 동일 주파수를 사용하고 있기 때문에 RF 에서의 비선형 성분들이 크게 영향을 끼치게 된다. 특히 송신 RF Chain 의 Power Amplifier (PA) 와 수신 RF Chain 의 Low noise Amplifier (LNA)와 같은 능동 소자의 비선형 특성에 의해 송신 신호가 왜곡되며, 송/수신 RF Chain 에서의 Mixer에 의해서도 왜곡이 변형될 수 있으며, 이러한 왜곡으로 인한 송신 신호는 고차항(high-order)에 해당하는 성분이 발생되는 것으로 모델링 할 수 있다. 그 중에서 짝수 차수(even-order)항의 성분은 DC 주변 및 중심 주파수의 몇배에 해당되는 고주파 영역에 영향을 끼치기 때문에 기존의 AC coupling 또는 Filtering 기법을 사용하여 효과적으로 제거 가능하다. 그러나, 홀수 차수항의 성분은 기존 중심 주파수 주변에 인접하여 발생하기 때문에 짝수 차수항과는 다르게 쉽게 제거가 불가능하며, 수신 시 큰 영향을 끼치게 된다. 이러한 홀수 차수항의 비선형 특성을 고려하여 FDR 시스템에서의 ADC 이후의 수신 신호를 Parallel Hammerstein (PH) Model 을 이용하여 표현하면 다음 수학식 1과 같다.
수학식 1
Figure PCTKR2016000822-appb-M000001
여기서, k값은 홀수 값(odd number), xSI[n]는 장치의 RF 송신단에서 자신이 송신한 데이터이고, hSI[n]는 RF 송신단 자신이 송신한 데이터가 겪는 자기간섭 채널(Self-channel)의 이득(gain) 이며, xD[n]는 상기 장치의 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터이고, hD[n]는 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터가 겪는 원하는 채널(Desired channel) 의 이득이며, z[n]는 Additive White Gaussian Noise (AWGN) 이다. k=1이면 선형 성분이고 k가 3 이상인 홀수 값은 비선형 성분이다.
실현가능한(Feasible) FDR 시스템의 구동을 위해 요구되는 자기간섭 제거 성능을 얻기 위해서는 안테나/아날로그/디지털 자기간섭 제거의 다양한 조합이 필수적이다. 일반적으로 다양한 도메인에서의 기법을 기반으로 한 자기간섭 제거의 성능을 얻기 위해서는 각각의 자기간섭 제거 기법들의 정합이 필수적이다. 안테나 도메인에서의 안테나 자기간섭 제거의 성능에 따라서 아날로그 도메인에서의 아날로그 자기간섭 제거 의 디자인이 필수적이며, 그 이후 안테나/아날로그 도메인에서의 자기간섭 제거 성능에 따라서 디지털 도메인에서의 디지털 자기간섭 제거의 디자인 또한 필수적이다.
일 예로, FDR 시스템의 아날로그 자기간섭 제거를 위해 Balun 사용한 경우 Balun 에서의 주파수 응답은 도 6과 같은 주파수 선택적인(frequency selective) 특성을 가지게 된다.
도 6은 Balun 에서의 주파수 응답을 도시한 도면이다.
도 6에 도시한 바와 같이 Balun 에서의 주파수 응답은 부반송파 인덱스에 따라 최대 15dB 차이가 발생하게 되며, 이때 Balun 을 사용한 아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 주파수 선택적인 잔여 자기간섭 신호는 디지털 자기간섭 제거의 성능 저하의 원인이 되며, 그 성능은 도 7 및 도 8에서 도시하였다.
도 7은 이상적인 성능을 가진 Balun을 사용하여 아날로그 자기간섭 제거 이후 디지털 자기간섭 제거를 거쳤을 때의 BER 성능을 도시한 도면이고, 도 8은 5dB, 15dB의 isolation degradation 을 가진 Balun을 사용하여 아날로그 자기간섭 제거 이후 디지털 자기간섭 제거를 거쳤을 때의 BER 성능을 도시하고 있다. 도 8의 (a)는 5dB isolation degradation인 경우를 도 8의 (b)는 15dB isolation degradation인 경우를 도시하고 있다.
도 7 및 도 8에서 세 그래프를 비교 해 보면 다음과 같다. 우선, 이성적인(주파수 플랫(frequency flat) 한 주파수 응답 특성을 가진) 한 Balun을 사용한 아날로그 자기간섭 제거의 경우 아날로그 자기간섭 제거가 30dB 이고 (CRF=30dB) Tx power 가 10dBm 일 때 -40dB 의 BER 성능이 나오는 것을 그래프로 확인할 수 있다. 반면에, 도 8과 같이 5dB, 15dB isolation degradation의 주파수 응답 특성을 가지는 Balun 을 사용한 아날로그 자기간섭 제거의 경우 이로 인해 발생되는 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택적인 현상에 의해 자기간섭 제거의 성능이 많이 열화되는 것을 두 그래프로 확인 할 수 있다.
도 8의 (a)와 같이 아날로그 자기간섭 제거가 60dB (CRF=60dB)에도 Tx power 가 10dBm 일 때 이상적인 Balun 을 사용할 경우보다 BER 성능이 떨어지는 것을 확인 할 수 있으며, 도 8의 (b) 와 같이 아날로그 자기간섭 제거가 80dB (CRF=80dB)에도 Tx power 가 10dBm 일 때 ideal 한 Balun 을 사용할 경우보다 BER 성능이 떨어지는 것을 확인 할 수 있다.
또한, Rat-race Coupler 와 phase shifte, Attenuator, True time delay 소자의 다양한 조합을 사용하여 참조신호를 생성하는 아날로그 자기간섭 제거 기법을 사용하여 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 사용하는 경우에도 phase shifter, Attenuator, True time delay 소자의 주파수 선택적 특성 때문에 잔여 자기간섭 신호 역시 주파수 선택적인 성질을 가지게 된다.
도 9는 Rat Race Coupler 을 사용한 1-Tx and 2-Rx 안테나 자기간섭 제거와 아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후의 자기간섭 제거 레벨을 도시한 도면이다.
도 9에서 도시한 바와 같이 80MHz 의 대역폭에 해당되는 아날로그 자기간섭 제거 성능은 주파수에 따라 flat 한 성능을 가지고 있지 않기 때문에 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후에 발생되는 잔여 자기간섭 역시 주파수 선택적인 특성을 가지고 있으며, 주파수 밴드에 따라 최대 15dB의 차이가 발생하게 되며, 이는 앞의 Balun 경우와 같이 디지털 자기간섭 제거의 성능 저하의 원인이 된다.
상기 다양한 일 예를 바탕으로 내릴 수 있는 결론은 안테나/아날로그 자기간섭 제거 이후에 발생하는 잔여 자기간섭의 특성에 따라 디지털 자기간섭 제거의 성능이 영향을 받으며, 성능의 열화를 경감시키기 위해서는 안테나/아날로그 자기간섭 제거의 특성에 맞춰 디지털 자기간섭 제거를 설계할 필요가 있다. 보다 자세히는 FDR 환경에서 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택적인 특성에 맞추어 디지털 자기간섭 제거를 설계해야 하는 것이 필요하다.
도 10은 서브밴드 별 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS 할당의 일 예를 도시한 도면이다.
일 예로 다음 도 10과 같이 3GPP LTE/LTE-A 하향링크 프레임의 기본적인 구조를 유지하면서 서브밴드 별로 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 참조신호(Referenece Signal, RS)를 설치할 수 있다. 예를 들어, 도 10에서 첫 번째 슬롯의 심볼 인덱스 l=4에 해당하는 심볼(즉, 4번째 심볼)에 비선형 자기간섭 채널을 추정하기 위한 RS를 서브밴드 별로(예를 들어, 서브밴드 1, 서브밴드 2 각각) RS를 할당하여 맵핑할 수 있다. FDR 방식을 사용하는 장치는 도 10과 같이 서브밴드 별로 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS를 전송하여 서브밴드 별로 비선형 자기간섭 채널을 추정할 수 있다. 또한, 비선형 추정 order에 따라서 RS의 맵핑을 도 10과 다르게 가져갈 수 있다.
도 11은 서브밴드 별 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS 할당의 다른 일 예를 도시한 도면이다.
도 11과 같이 3GPP LTE/LTE-A 상향링크 프레임의 기본적인 구조를 유지하면서 서브밴드 별로 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS(이 예에서는 DM RS의 심볼에 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS로 디자인 한 것을 예로 들었다.)를 맵핑할 수 있다. 예를 들어, 도 11에서 첫 번째 슬롯 및 두 번째 슬롯에서의 심볼 인덱스 l=4에 해당하는 심볼에 비선형 자기간섭 채널을 추정하기 위한 RS를 서브밴드 별로(예를 들어, 서브밴드 1, 서브밴드 2 각각) RS를 할당하여 맵핑할 수 있다.
또한, 비선형의 추정 order 에 따라서 RS의 맵핑을 도 11과 다르게 가져갈 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 아날로그 자기간섭 제거의 성능에 따라 잔여 자기간섭 신호의 전력 세기가 달라지게 되는 것을 측정 또는 예측하여, 그에 따라 디지털 자기간섭 제거에서 고려해야 할 비선형 자기간섭 성분(component)의 order를 결정해야 한다. 상술한 바와 같이 안테나/아날로그 자기간섭 제거를 거친 이후 잔여 자기간섭 신호의 전력 세기가 주파수에 따라 달라지게 되며, 이러한 주파수 선택적인 주파수 응답에 따른 잔여 자기간섭 신호의 채널 추정을 위한 참조신호 역시 밴드(band) 별로 다르게 디자인할 필요가 있다.
실시예 1
기지국에서의 안테나/아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택성(frequency selectivity)에 따라 서브밴드 별로 각각 상이한 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분 추정을 위해 하향링크시 추가적인 RS 신호의 자원을 할당하거나 기존에 서브밴드 별 비선형성분 추정을 위해 RS 신호로 할당되었던 하향링크 자원을 데이터로 할당할 수 있다. 이와 같이 바뀐 하향링크의 자원 할당 정보를 기지국은 물리계층 신호(예를 들어, PDCCH(Physical Downlink Control CHannel), EPDCCH(Enhanced Physical Downlink Control CHannel)) 혹은 상위계층 신호(예를 들어, RRC(Radio Resource Control) 시그널)로 단말에게 시그널링 해 줄 수 있다.
기지국에서 서브밴드 별 상이한 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능으로 인해, 서브밴드 별 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분의 채널 추정을 위해 추가적인 RS 할당이 필요한 경우, 추가로 할당된 하향링크에서의 RS 정보(예를 들어, 추가적으로 할당된 RS의 자원 위치 정보 등)를 단말에게 시그널링 함으로써 기지국에서의 채널 추정 시 발생하는 RS 신호에서의 간섭(pilot contamination)을 방지할 수 있으며, 높은 채널 추정 성능을 기반으로 기지국에서 안정적인 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
일 예로, 기지국으로부터 시그널링을 통해 수신 받은 RS 정보를 기반으로 단말이 사용 가능한 자원을 결정할 수 있다. 일 예로, 상향링크 전송을 위해, 기지국이 비선형 자기간섭 성분의 채널 추정을 위해 추가적으로 할당한 RS가 맵핑된 RE들을 펑처링시킬 수 있다.
기지국에서 주파수 별로 동일한 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능으로 인해 기존에 서브밴드 별로 상이한 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분의 채널 추정을 위해 추가적으로 할당한 RS 신호가 필요하지 않은 경우(일부 또는 전체 밴드에서 동일 order 로 비선형 자기간섭 신호의 채널 추정을 위해 동일한 density 의 RS로 채널 추정 할 경우) RS 신호의 할당을 해제(release) 시키고 이 하향링크 자원을 다른 용도(예를 들어, EPDCCH 또는 데이터 채널(PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel)) 등)로 활용할 수 있으며, 기지국이 해제시킨 하향링크 자원의 정보를 단말에게 시그널링 해 줄 수 있다. 그러면, 단말은 기지국이 상기 추가로 할당된 RS에 의한 기존 pilot contamination에 의해 사용에 제한을 받던 단말의 상향링크 자원을 다른 용도(예를 들어, PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel) 등)로 사용하여 상향링크 자원의 효율을 높일 수 있다.
일 예로, 기지국으로부터 시그널링을 통해 수신 받은 RS 정보를 기반으로 단말이 기존에 상향링크 전송 시 펑처링 되어 사용하지 못한 자원(REs)에 대한 제한을 풀고 다른 자원과 같은 조건으로 사용할 수 있다.
실시예 2
단말에서의 안테나/아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택성에 따라 서브밴드 별 각각 상이한 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분 추정을 위해 상향링크시 추가적인 RS 신호의 자원을 할당하거나 기존에 서브밴드 별 비선형성분 추정을 위해 RS 신호로 할당되었던 상향링크 자원에 데이터를 할당할 수 있다. 이렇게 바뀐 상향링크의 자원 할당 정보를 단말은 물리계층(PUCCH, PUSCH) 혹은 상위계층 신호(RRC 시그널)로 기지국에게 시그널링 해 줄 수 있다.
단말의 서브밴드 별 상이한 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능으로 인해, 서브밴드 별 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분의 채널 추정을 위해 추가적인 RS 할당이 필요한 경우, 추가로 할당된 상향링크에서의 RS 정보(예를 들어, RS의 자원 위치 등)를 기지국에게 시그널링 함으로써 단말에서의 채널 추정 시 발생하는 RS 신호에서의 간섭(pilot contamination)을 방지할 수 있으며, 높은 채널 추정 성능을 기반으로 단말에서도 안정적인 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
일 예로, 단말로부터 시그널링을 통해 수신 받은 RS 정보를 기반으로 기지국은 사용 가능한 자원을 결정할 수 있다. 일 예로, 하향링크 전송을 위해, 단말이 비선형 자기간섭 성분의 채널 추정을 위해 추가적으로 할당한 RS가 맵핑된 RE들을 펑처링시킬 수 있다.
단말의 상향링크 주파수 별로 동일한 안테나/아날로그 자기간섭 제거 성능으로 인해 기존에 서브밴드 별로 상이한 잔여 자기간섭 신호의 비선형성분의 채널 추정을 위해 추가적으로 할당한 RS 신호가 필요하지 않은 경우(일부 또는 전체 대역에서 동일 order 로 비선형 자기간섭 신호의 채널 추정을 위해 동일한 density 의 RS로 채널 추정 할 경우) RS 자원 할당을 해제시키고 이 해제된 상향링크 자원을 다른 용도(예를 들어, PUCCH 또는 PUSCH 등)로 활용할 수 있다. 단말은 해제시킨 상향링크 자원의 정보를 기지국에게 시그널링 함으로써 기존 pilot contamination에 의해서 사용에 제한을 받던 기지국의 하향링크 자원을 다른 용도(예를 들어, PDCCH, EPDCCH, 또는 PDSCH 등)로 사용하여 하향ㄹ이크 자원의 효율을 높일 수 있다.
일 예로, 단말로부터 시그널링을 통해 수신 받은 RS 정보를 기반으로 기지국은 기존에 하향링크 전송 시 펑처링하여 사용하지 못한 자원에 대한 제한을 풀고 다른 자원과 같은 조건으로 사용할 수 있다.
실시예 3
상기 정의한 기지국의 아날로그 자기간섭 제거의 성능 변화에 따라 바뀌는 서브밴드 별 RS 신호의 자원 할당 정보를 인접 기지국 및 스몰 셀(small-cell) 기지국에게 X2 Interface 및 상위계층 신호(RRC 시그널)을 통해 시그널링할 수 있다.
실시예 4
단말에서의 아날로그 자기간섭 제거의 성능 변화에 따라 바뀌는 서브밴드 별 RS 신호의 자원 할당 정보를 인접 단말에게 전송하기 위해 D2D(device-to-device) 신호 및 상위계층 신호(RRC 시그널)로 시그널링해 줄 수 있다.
상기 실시예 1 내지 실시예 4에서의 방식에서, 시그널링 신호의 오버헤드를 줄이기 위해 사용하는 안테나/아날로그 자기간섭 제거의 종류 및 성능에 따른 서브밴드 별 특징에 따라 서브밴드 별로 사용되는 RS 자원 할당 정보를 미리 정의하여 테이블의 인덱스 또는 인덱스의 차를 전송해 주어 변경된 RS 자원 할당 정보를 알게 할 수 있다. 또는, 시그널링 없이 다른 정보(예를 들어, 아날로그 자기간섭 제거의 평균적인 성능)를 바탕으로 추정하여 변경된 RS 할당 정보를 적용할 수 있도록 할 수도 있다.
상기 실시예 1 내지 실시예 4에서의 방식은 안테나/아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택성이 일정 임계값 이상인 경우(예를 들어, 주파수에 따라 가장 성능이 좋을 때와 가장 성능이 안좋을 때의 성능 차가 임계값 이상일 때)에만 선택적으로 동작할 수도 있다. 일 예로서, 아날로그 자기간섭 제거 이후의 잔여 자기간섭 신호의 주파수 선택성이 일정 임계값 이하인 경우에는 비교적 안정적인 자기간섭 제거 운용이 가능하게 되어 추가적인 RS 할당에 대한 자원 할당 정보를 물리계층 혹은 상위계층 신호로 기지국 에게 시그널링을 통해 선택적으로 전송할 수 있다.
또한, 상기 실시예 1 내지 실시예 4에서의 방식은 기지국 또는 단말이 FDR 방식으로 동작할 때에만 선택적으로 동작할 수도 있다. 기지국이 FDR 방식으로 동작하기 위해서는 FDR 방식으로 동작하는 단말이 접속해 있거나 하향링크 수신을 원하는 단말과 상향링크 송신을 원하는 단말이 동시에 통신을 원할 때이며, 이때 상기 실시예 1 내지 실시예 4의 방식을 선택적으로 동작시킬 수 있다. 일반적으로 하향링크의 트래픽이 상향링크 보다는 많기 때문에 단말이 FDR 방식으로 동작하기 위해서는 상향링크 송신을 원하는 단말 중 일부가 FDR 방식으로 동작 가능하며, 이때 상기 실시예 1 내지 실시예 4의 방식은 선택적으로 동작이 가능하다. 일 예로서, 단말의 버퍼 상태 보고(buffer status report, BSR)를 통해 기지국 또는 단말의 FDR 동작에 대한 지속 시간을 예측할 수 있다. 기지국은 필요한 시점에 물리계층 혹은 상위계층 신호를 통해 단말로 시그널링해 줄 수 있는데, 상기 시그널링을 통해 원하는 시점에 필요한 정보를 받을 수 있도록 단말의 제어 신호 전송을 트리거할 수 있다.
상술한 다양한 실시예들 또한 본 발명의 구현 방법들 중 하나로 포함될 수 있으므로, 일종의 예시적인 제안 방식들로 간주될 수 있음은 명백한 사실이다. 또한, 상술한 실시예들은 독립적으로 구현될 수 도 있지만, 일부 실시에들의 조합(또는 병합) 형태로 구현될 수 도 있다. 상기 실시예들의 적용 여부 정보(혹은 상기 실시예들의 규칙들에 대한 정보)는 기지국이 단말에게 사전에 정의된 시그널 (예를 들어, 물리계층 시그널 또는 상위계층 시그널 등)을 통해서 알려줄 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
FDR 방식으로 동작하는 장치가 참조신호 할당 모드 정보를 전송하는 방법은 3GPP LTE/LTE-A 시스템, 5G 통신 시스템 등과 같은 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims (15)

  1. Full Duplex Radio (FDR) 방식으로 동작하는 장치가 참조신호(Reference Signal, RS) 할당 모드 정보를 전송하는 방법에 있어서,
    안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 RS 할당 모드를 제 1 RS 할당 모드에서 제 2 RS 할당 모드로 변경할 것을 결정하는 단계; 및
    상기 변경된 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보를 상대 노드로 전송하는 단계를 포함하되,
    상기 제 1 RS 할당 모드 및 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 사용되는 RS들이 추가적으로 전송되는지 여부에 의해 서로 구분되는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 RS 할당 모드의 변경은 서브밴드(subband) 단위로 결정되는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 추가적 RS들이 할당된 모드인, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 RS들이 할당되지 않은 모드인, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 추가적 RS들은 서브프레임의 첫 번째 슬롯 또는 두 번째 슬롯에서 4번째 심볼에 맵핑되어 있는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보는 상기 추가된 RS들이 맵핑된 자원 위치 정보를 포함하는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 RS 할당 모드에 따라 할당된 RS들을 전송하는 단계를 더 포함하는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 RS 할당 모드를 상기 제 2 RS 할당 모드에서 상기 제 1 RS 할당 모드로 변경하는 단계; 및
    상기 제 1 RS 할당 모드에 관한 정보를 상기 상대 노드로 전송하는 단계를 더 포함하는, RS 할당 모드 정보의 전송 방법.
  9. 참조신호(Reference Signal, RS) 할당 모드 정보를 전송하기 위한 Full Duplex Radio (FDR) 방식으로 동작하는 장치에 있어서,
    안테나 및 아날로그 자기간섭 제거 이후 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 RS 할당 모드를 제 1 RS 할당 모드에서 제 2 RS 할당 모드로 변경할 것을 결정하도록 구성된 프로세서; 및
    상기 변경된 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보를 상대 노드로 전송하도록 구성된 송신기를 포함하되,
    상기 제 1 RS 할당 모드 및 상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위해 사용되는 RS들이 추가적으로 전송되는지 여부에 의해 서로 구분되는, 장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 RS 할당 모드의 변경을 서브밴드(subband) 단위로 결정하는, 장치.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 제 2 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 추가적 RS들이 할당된 모드인, 장치.
  12. 제 9항에 있어서,
    상기 제 1 RS 할당 모드는 상기 잔여 자기간섭 신호의 비선형 성분 추정을 위한 RS들이 할당되지 않은 모드인, 장치.
  13. 제 9항에 있어서,
    상기 제 2 RS 할당 모드에 관한 정보는 상기 추가된 RS들이 맵핑된 자원 위치 정보를 포함하는, 장치.
  14. 제 9항에 있어서,
    상기 송신기는 상기 제 2 RS 할당 모드에 따라 할당된 RS들을 전송하도록 구성되는, 장치.
  15. 제 9항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 RS 할당 모드를 상기 제 2 RS 할당 모드에서 상기 제 1 RS 할당 모드로 변경하도록 구성되고,
    상기 송신기는 상기 제 1 RS 할당 모드에 관한 정보를 상기 상대 노드로 전송하도록 구성되는, 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3624528A4 (en) * 2017-06-02 2020-04-01 Vivo Mobile Communication Co., Ltd. TRANSMISSION METHOD, ASSOCIATED EQUIPMENT, AND TERMINAL SELF-INTERFERENCE MANAGEMENT SYSTEM

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017034106A1 (ko) * 2015-08-26 2017-03-02 엘지전자 주식회사 Fdr 방식으로 동작하는 환경에서 rs 모드를 변경하는 방법 및 이를 위한 장치
US10624108B2 (en) * 2017-04-05 2020-04-14 Qualcomm Incorporated Coexistence interference mitigation in wireless systems

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011004212A (ja) * 2009-06-19 2011-01-06 Sharp Corp 送信装置、受信装置、通信システムおよび通信方法
KR20130055685A (ko) * 2010-09-14 2013-05-28 퀄컴 인코포레이티드 릴레이 간섭을 완화하기 위한 방법 및 장치
WO2014200212A1 (en) * 2013-06-10 2014-12-18 Lg Electronics Inc. Method of measuring self-interference channel and user equipment thereto
WO2014200262A1 (ko) * 2013-06-11 2014-12-18 엘지전자 주식회사 Fdr 전송을 지원하는 무선접속시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치
US20150103802A1 (en) * 2012-06-25 2015-04-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and full-duplex communication device for acquiring channel response of self-interfering channel

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8233554B2 (en) * 2010-03-29 2012-07-31 Eices Research, Inc. Increased capacity communications for OFDM-based wireless communications systems/methods/devices
US9548775B2 (en) * 2007-09-06 2017-01-17 Francis J. Smith Mitigation of transmitter passive and active intermodulation products in real and continuous time in the transmitter and co-located receiver
WO2017022961A1 (ko) * 2015-07-31 2017-02-09 엘지전자 주식회사 Fdr 방식을 이용하는 통신 장치가 비선형 자기간섭 신호의 채널 추정을 위한 참조신호를 전송하는 방법
US10404315B2 (en) * 2015-08-25 2019-09-03 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for performing self-interference cancellation in FDR mode

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011004212A (ja) * 2009-06-19 2011-01-06 Sharp Corp 送信装置、受信装置、通信システムおよび通信方法
KR20130055685A (ko) * 2010-09-14 2013-05-28 퀄컴 인코포레이티드 릴레이 간섭을 완화하기 위한 방법 및 장치
US20150103802A1 (en) * 2012-06-25 2015-04-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and full-duplex communication device for acquiring channel response of self-interfering channel
WO2014200212A1 (en) * 2013-06-10 2014-12-18 Lg Electronics Inc. Method of measuring self-interference channel and user equipment thereto
WO2014200262A1 (ko) * 2013-06-11 2014-12-18 엘지전자 주식회사 Fdr 전송을 지원하는 무선접속시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3624528A4 (en) * 2017-06-02 2020-04-01 Vivo Mobile Communication Co., Ltd. TRANSMISSION METHOD, ASSOCIATED EQUIPMENT, AND TERMINAL SELF-INTERFERENCE MANAGEMENT SYSTEM
US11223464B2 (en) 2017-06-02 2022-01-11 Vivo Mobile Communication Co., Ltd. Transmission method, related equipment and system for terminal self-interference
US11689340B2 (en) 2017-06-02 2023-06-27 Vivo Mobile Communication Co., Ltd. Transmission method, related equipment and system for terminal self-interference

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