WO2016178502A1 - 무선 통신 시스템에서 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용한 동기 신호 송수신 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용한 동기 신호 송수신 방법 Download PDF

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WO2016178502A1
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phase pattern
base station
synchronization signal
pattern vector
base stations
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PCT/KR2016/004658
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이길봄
강지원
김기태
박경민
김희진
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엘지전자 주식회사
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Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting and receiving a synchronization signal using a nested orthogonal phase pattern vector in a WLAN system.
  • Ultra-high frequency wireless communication systems using millimeter wave are configured such that the center frequency operates at a few GHz to several tens of GHz.
  • the center frequency is composed of ultra-high frequency, and the influence of the Doppler effect caused by the movement of the terminal or the carrier frequency offset (CFO) caused by the oscillator difference between the terminal and the base station becomes more serious.
  • the Doppler effect has a linearly increasing characteristic with respect to the center frequency, and the CFO represented by ppm (10 ⁇ -6) also has a linearly increasing characteristic with respect to the center frequency.
  • a transmitter transmits a reference symbol and a receiver estimates and compensates for a CFO using the reference symbol. Therefore, in the ultra-high frequency wireless communication system, another method of synchronizing signal transmission for estimating / compensating a CFO that occurs much larger than the prior art should be proposed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to efficiently design a phase pattern vector applied to a synchronization signal transmitted by base stations in a wireless communication system.
  • Another object of the present invention is to increase the efficiency of sequence use through the design of synchronization signals between base stations.
  • Still another object of the present invention is to design a synchronization signal in consideration of the physical characteristics of the base station so that the connection with the base station can be made even if the information transmitted to the terminal is limited.
  • a synchronization signal reception method includes receiving a plurality of synchronization signals generated using a nested orthogonal and hierarchically configured phase pattern vector set from a plurality of base stations, respectively. Measuring a sequence index and a phase pattern vector index for each of a plurality of synchronization signals, selecting a base station having the highest correlation value calculated as a measurement result among the plurality of base stations, and connecting to the selected base station And a phase pattern vector set is composed of different phase pattern vectors that change the phase of the synchronization signal sequence by a predetermined number of repetitions.
  • Base stations having the same number of repetitions of synchronization signals among a plurality of base stations form the same layer, base stations having a relatively high number of repetitions constitute an upper layer, and base stations having a relatively low repetition number may constitute a lower layer.
  • Phase pattern vectors assigned to base stations belonging to the same layer may be orthogonal or quasi-orthogonal to each other.
  • the phase pattern vectors assigned to the lower layer may be orthogonal or quasi-orthogonal to a portion of the phase pattern vector assigned to the upper layer.
  • the phase pattern vector assigned to the upper layer may not include the phase pattern vector assigned to the lower layer.
  • a plurality of base stations using the same set of phase pattern vectors may be synchronized with each other to transmit a synchronization signal at the same time.
  • the synchronization signal of the base station using the phase pattern vector allocated to the lower layer may be transmitted in a part of the time interval during which the base station using the phase pattern vector assigned to the upper layer transmits the synchronization signal.
  • a base station using a phase pattern vector allocated to a lower layer may transmit '0' in a time interval in which its own synchronization signal is not transmitted among time intervals.
  • the terminal for solving the technical problem includes a transmitter, a receiver, and a processor operating in connection with the transmitter and the receiver, wherein the processor comprises a nested orthogonal and hierarchical phase pattern configured from a plurality of base stations
  • the processor comprises a nested orthogonal and hierarchical phase pattern configured from a plurality of base stations
  • a receiver is controlled to receive a plurality of synchronization signals generated using a vector set, respectively, and sequence indexes of the plurality of synchronization signals and indexes of phase pattern vectors are respectively measured and calculated as a measurement result from a plurality of base stations.
  • a base station having the highest correlation value is selected, a connection with the selected base station is established, and the phase pattern vector set is composed of different phase pattern vectors that change the phase of the synchronization signal sequence by a predetermined number of repetitions.
  • the synchronization signal transmitted to the terminal in the wireless communication system is simplified to improve the connection establishment process between the terminal and the base station.
  • sequences can be recycled between adjacent base stations, thereby improving network implementation complexity.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating narrow beamforming according to the invention.
  • 3 is a diagram illustrating Doppler spectra when narrow beamforming is performed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • OVSF Orthogonal Variable Spreading Factor
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an arrangement of terminals.
  • FIG. 8 shows a frame structure in a high throughput system.
  • FIG. 9 illustrates a constellation (cnostellation) to which data symbols are mapped in an HT system.
  • VHT 10 shows a frame structure in a Very High Throughput (VHT) system.
  • VHT Very High Throughput
  • FIG. 11 shows constellations in a VHT system.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission and reception method according to the present invention.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating another synchronization signal transmission / reception method according to the present invention.
  • 15 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission / reception method according to an embodiment of the present disclosure.
  • 16 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to the proposed embodiment.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some of the components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • a 'mobile station (MS)' may be a user equipment (UE), a subscriber station (SS), a mobile subscriber station (MSS), a mobile terminal, an advanced mobile station (AMS), a terminal. (Terminal) or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • UE user equipment
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS advanced mobile station
  • Terminal or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • the description that the device communicates with the 'cell' may mean that the device transmits and receives a signal with the base station of the cell. That is, a substantial target for the device to transmit and receive a signal may be a specific base station, but for convenience of description, it may be described as transmitting and receiving a signal with a cell formed by a specific base station.
  • the description of 'macro cell' and / or 'small cell' may not only mean specific coverage, but also 'macro base station supporting macro cell' and / or 'small cell supporting small cell', respectively. It may mean 'base station'.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802.xx system, 3GPP system, 3GPP LTE system and 3GPP2 system. That is, obvious steps or parts which are not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
  • the error value of the oscillator of the terminal and the base station is defined as a requirement, and is described as follows.
  • the UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ⁇ 0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
  • Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
  • Table 1 BS class Accuracy Wide Area BS ⁇ 0.05 ppm Local Area BS ⁇ 0.1 ppm Home BS ⁇ 0.25 ppm
  • the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal is ⁇ 0.1ppm, and when an error occurs in one direction, a maximum offset value of 0.2 ppm may occur.
  • This offset value is multiplied by the center frequency and converted into Hz units for each center frequency.
  • the CFO value is shown differently by subcarrier spacing, and in general, even if the CFO value is large, the effect of the OFDM system with a sufficiently large subcarrier spacing is relatively small. Therefore, the actual CFO value (absolute value) needs to be expressed as a relative value affecting the OFDM system, which is called a normalized CFO.
  • the normalized CFO is expressed by dividing the CFO value by the subcarrier spacing. Table 2 below shows the CFO and normalized CFO for each center frequency and oscillator error value.
  • a subcarrier spacing (15 kHz) is assumed for a center frequency of 2 GHz (for example, LTE Rel-8 / 9/10), and a subcarrier spacing of 104.25 kHz for a center frequency of 30 GHz or 60 GHz. This prevents performance degradation considering the Doppler effect for each center frequency.
  • Table 2 above is a simple example and it is apparent that other subcarrier spacings may be used for the center frequency.
  • Doppler dispersion causes dispersion in the frequency domain, resulting in distortion of the received signal at the receiver's point of view.
  • Doppler dispersion It can be expressed as.
  • v is the moving speed of the terminal
  • ⁇ means the wavelength of the center frequency of the transmitted radio waves.
  • ⁇ means the angle between the received radio wave and the moving direction of the terminal. The following description is based on the assumption that ⁇ is zero.
  • the coherence time is in inverse proportion to the Doppler variance. If the coherence time is defined as a time interval in which the correlation value of the channel response in the time domain is 50% or more, It is expressed as In a wireless communication system, Equation 1 below is mainly used which represents a geometric mean between the equation for Doppler variance and the equation for coherence time.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • the Doppler spectrum or Doppler power spectrum density, which represents a change in Doppler value according to the frequency change, may have various shapes according to a communication environment.
  • a communication environment such as downtown
  • the Doppler spectrum appears in the U-shape as shown in FIG. 1 shows the center frequency
  • the maximum Doppler variance U-shaped Doppler spectra are shown.
  • FIG. 2 is a diagram showing narrow beamforming according to the present invention
  • FIG. 3 is a diagram showing Doppler spectrum when narrow beamforming is performed.
  • an antenna array including a plurality of antennas may be installed in a small space with a small antenna. This feature enables pin-point beamforming, pencil beamforming, narrow beamforming, or thin beamforming using tens to hundreds of antennas. This narrow beamforming means that the received signal is received only at a certain angle, not in the same direction.
  • FIG. 2A illustrates a case where the Doppler spectrum is U-shaped according to a signal received in an equal direction
  • FIG. 2B illustrates a case where narrow beamforming using a plurality of antennas is performed.
  • the Doppler spectrum also appears narrower than the U-shape due to the reduced angular spread.
  • FIG. 3 it can be seen that Doppler variance appears only in a certain band when the narrow beamforming is performed.
  • the center frequency operates in the band of several GHz to several tens of GHz. This characteristic of the center frequency makes the influence of the CFO due to the Doppler effect or the oscillator difference between the transmitter / receiver caused by the movement of the terminal more serious.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using a downlink (DL) synchronization signal transmitted by the base station.
  • DL downlink
  • timing and frequency are synchronized between the base station and the terminal.
  • the base station transmits the synchronization signal by configuring the beam width as wide as possible so that terminals in a specific cell can receive and use the synchronization signal.
  • path loss is greater than that of a low frequency band in synchronizing signal transmission. That is, in the case of a system using a high frequency band, a cell radius that can be supported compared to a conventional cellular system (for example, LTE / LTE-A) using a relatively low frequency band (for example, 6 GHz or less). This is greatly toned.
  • a conventional cellular system for example, LTE / LTE-A
  • a relatively low frequency band for example, 6 GHz or less
  • a synchronization signal transmission method using beamforming may be used.
  • the cell radius is increased, but the beam width is reduced. Equation 2 below shows the change in the received signal SINR according to the beam width.
  • Equation 2 is the beam width according to the beamforming If received decreases, the received SINR is Fold improvement.
  • Another method for solving the reduction of the cell radius may be considered to repeatedly transmit the same sync signal. This method requires additional resource allocation on the time axis, but has the advantage of increasing the cell radius without reducing the beam width.
  • the base station allocates resources to each terminal by scheduling frequency resources and time resources located in a specific area.
  • this specific zone is defined as a sector.
  • A1, A2, A3, and A4 represent sectors having a radius of 0 to 200 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • B1, B2, B3, and B4 represent sectors having a radius of 200 to 500 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • sector 1 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4 ⁇
  • sector 2 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4 ⁇ .
  • the synchronization signal service area of the current base station is sector 1, it is assumed that an additional power of 6 dB or more is required for transmission of the synchronization signal in order for the base station to service the synchronization signal in sector 2.
  • the base station can obtain an additional gain of 6 dB using the beamforming technique to serve sector 2.
  • the service radius can be increased from A1 to B1.
  • A2, A3, and A4 cannot be serviced at the same time. Therefore, when beamforming is performed, a synchronization signal should be separately transmitted to the A2 to B2, A3 to B3, and A4 to B4 sectors. In other words, the base station must transmit a synchronization signal four times beamforming to serve sector 2.
  • the base station can transmit the synchronization signal to all sectors 2, but must transmit the synchronization signal four times on the time axis.
  • the resources required to service sector 2 are the same for both beamforming and iterative transmission.
  • the beam width is narrow, it is difficult for a terminal moving at a high speed or a terminal at the boundary of a sector to stably receive a synchronization signal. Instead, if the ID of the beam in which the terminal is located can be distinguished, there is an advantage that the terminal can determine its own position through a synchronization signal.
  • the repetitive transmission scheme since the beam width is wide, it is very unlikely that the terminal misses the synchronization signal. Instead, the terminal cannot determine its location.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots.
  • One slot consists of T OFDM symbols.
  • the first subframe in the frame uses the 0 th slot (slot indicated by 'S') for synchronization purposes.
  • the 0 th slot is composed of A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing the UE of system information. The remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
  • Q, P, T, S, A, B, C, and D may each be arbitrary values and may be values set by a user or automatically set on a system.
  • N g , i represent the length of an OFDM symbol, the length of a cyclic prefix (CP), and the index of an OFDM symbol, respectively.
  • the algorithm of Equation 3 operates under the condition that two adjacent OFDM received signals in time are the same.
  • Such an algorithm can use a sliding window method, which can be implemented with low complexity, and has a strong characteristic of frequency offset.
  • Equation 4 represents an algorithm for performing timing synchronization by using a correlation between a received signal and a signal transmitted by a base station.
  • Equation 4 denotes a signal transmitted by the base station and is a signal vector previously promised between the terminal and the base station. Equation 4 may produce better performance than Equation 3, but may not be implemented as a sliding window method, and thus requires high complexity. It also has a feature that is vulnerable to frequency offset.
  • Beam scanning refers to the operation of the transmitter and / or receiver to find the direction of the beam that maximizes the receiver's received SINR.
  • the base station determines the direction of the beam through beam scanning before transmitting data to the terminal.
  • FIG. 4 illustrates a sector served by one base station divided into eight regions.
  • the base station transmits beams in the areas (A1 + B1), (A2 + B2), (A3 + B3), and (A4 + B4), respectively, and the terminal can distinguish beams transmitted by the base station.
  • the beam scanning process can be embodied in four processes. First, i) the base station transmits a beam in four areas in sequence. ii) The terminal determines the beam that is determined to be the most suitable among the beams in view of the received SINR. iii) The terminal feeds back information on the selected beam to the base station. iv) The base station transmits data using the beam having the feedback direction. Through the above beam scanning process, the UE can receive downlink data through the beam with optimized reception SINR.
  • the Zadoff-Chu sequence is called a chu sequence or ZC sequence and is defined by Equation 5 below.
  • N is the length of the sequence
  • r is the root value
  • a characteristic of the ZC sequence is that all elements have the same size (constant amplitude).
  • the DFT results of the ZC sequence also appear the same for all elements.
  • Equation (6) the ZC sequence and the cyclic shifted version of the ZC sequence have a correlation as shown in Equation (6).
  • the ZC sequence also has a zero auto-correlation property, it is also expressed as having a constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC).
  • Hadamard matrix is defined as Equation 8 below.
  • Equation (8) Denotes the size of the matrix.
  • Equation 9 It can be seen from Equation 9 that the columns are orthogonal to each other.
  • the OVSF code is generated based on the Hadamard matrix and has a specific rule.
  • the first code when branching to the right side of the OVSF code (lower branch), the first code repeats the upper code on the left side twice (mother code), and the second code repeats the high code code once and inverts it once. Is generated. 6 shows a tree structure of the OVSF code.
  • All of these OVSF codes are orthogonal except for the relationship between adjacent higher and lower codes on the code tree.
  • the code [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], and [1 1 -1 -1].
  • the OVSF code has the same length as the code length. That is, in FIG. 6, it can be seen that the length of a specific code is equal to the total number of branches to which the corresponding code belongs.
  • RACH random access channel
  • the base station defines a parameter called 'preambleInitialReceivedTargetPower', and broadcasts the parameter to all terminals in the cell through SIB (System Information Block) 2.
  • SIB System Information Block
  • the UE calculates a path loss using a reference signal, and determines the transmission power of the RACH signal by using the calculated path loss and the 'preambleInitialReceivedTargetPower' parameter as shown in Equation 10 below.
  • P_PRACH_Initial, P_CMAX, and PL represent the transmission power of the RACH signal, the maximum transmission power of the terminal, and the path loss, respectively.
  • Equation 10 it is assumed that the maximum transmit power of the terminal is 23 dBm and the RACH reception power of the base station is -104 dBm. In addition, it is assumed that the terminal is arranged as shown in FIG.
  • the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this.
  • Table 3 shows the path loss of the terminal and its transmission power.
  • the RACH signal must be transmitted with a very small power (-44 dBm) to match the RACH reception power.
  • the path loss is large, but the required transmission power is 6 dBm.
  • FIG. 8 illustrates a frame structure in a high throughput system
  • FIG. 9 illustrates a constellation in which data symbols are mapped in the HT system.
  • L-SIG and HT-SIG represent Legacy-Signal Field and High Throughput-Signal Field, respectively. If one OFDM symbol length is defined as 4 us, the L-SIG corresponds to one OFDM while the HT-SIG corresponds to two OFDM symbols.
  • system information is transmitted to a terminal using a frame having such a structure, and this information is mapped and transmitted to the constellation diagram shown in FIG. 9. 9, it can be seen that the first symbols of L-SIG and HT-SIG are mapped to Binary Phase Shift Keying (BPSK), while the second symbols of HT-SIG are mapped to Quadrature BPSK (QBPSK).
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • QBPSK Quadrature BPSK
  • FIG. 10 shows a frame structure in a Very High Throughput (VHT) system
  • FIG. 11 shows a constellation in the VHT system.
  • VHT Very High Throughput
  • VHT-SIG-A Very High Throughput-Signal-A
  • CFO is caused by the oscillator frequency difference and / or the Doppler effect of the transmitter / receiver.
  • the CFO value is estimated using the L-STF and the L-LTF, and the CFO value is removed by applying the estimated CFO value to the received OFDM symbol as shown in Equation 11 below.
  • Equation (11) Is the original CFO value, Denotes a CFO value estimated from L-STF and L-LTF. y denotes a received signal vector when there is a CFO, and x denotes a received signal vector when there is no CFO. n means noise vector, diagonal matrix Is defined as in Equation 12.
  • Equation 11 If the CFO values are perfectly estimated from L-STF and L-LTF (by using Equation 11, the CFO is completely removed from the received signal ( ). However, the CFO values estimated from L-STF and L-LTF are not perfect ( Since the CFO value changes little by time, the residual CFO value is defined according to Equation 13 below.
  • Equation (13) Means the CFO value changed over time.
  • the receiver uses pilot signals present in the L-SIG and HT-SIG to reestimate the remaining CFO.
  • the remaining CFOs not completely removed ( )
  • leakage signals are generated between the subcarriers, thereby reducing the reception SINR. Therefore, using the most accurate CFO estimate You must remove the CFO on the time base so that it can be.
  • the distortion of the phase due to the CFO can be corrected on the frequency axis, it is difficult to remove the leakage signal.
  • the compensation process of the CFO on the frequency axis is described.
  • the CFO experienced by the nth OFDM symbol Defined as CFO estimates used to remove CFOs on the time axis in n, n + 1th OFDM symbols It is called. However, because these estimates are not perfect ( ), There is a residual CFO. Therefore, a process of estimating the residual CFO using the n, n + 1 th OFDM symbols is performed, and the estimated residual CFO value is calculated. Defined as
  • the receiver uses the estimated residual CFO value to determine the received signal of the subcarrier ( ) Is corrected according to Equation 14 below.
  • the distortion of the phase due to the residual CFO can be compensated on the frequency axis.
  • the influence of the leakage signal generated by the CFO cannot be eliminated. Accordingly, the CFO estimate according to Equation 15 below is used to remove the CFO from the n + 2 and n + 3 th OFDM symbols.
  • the received signal on the frequency axis has smaller signal leakage, and the received SINR is improved. Also, After estimating, the process of correcting the phase of the subcarrier received signal is performed.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission / reception method according to an exemplary embodiment.
  • the conventional cellular network assumes a macro cell in which one base station serves a wide area.
  • recent cellular networks allow the installation of multiple base stations with small transmit power in macro cells. These small output base stations form small cells that serve a narrow area.
  • HetNet heterogeneous network in which a plurality of small cells are mixed in one macro cell is configured, which can greatly increase the capacity of the entire network.
  • a base station can actively support a wide range of service areas, the capacity of such a network can be efficiently increased according to network conditions.
  • the service area of the base station is determined by the transmission range of the synchronization signal. This is because the synchronization signal is transmitted with the widest beam width to be received by an unspecified number of terminals.
  • the data signal is transmitted to the terminal specific, it can be transmitted with a narrow beam width.
  • a synchronization signal having a wide beam width has a shorter transmission distance than a data signal having a narrow beam width.
  • the service area means an area defined as a transmission distance of a synchronization signal.
  • the service area of the base station may be determined using the transmission power, the beam width, and the number of synchronization signal transmission repetitions of the base station. For example, if the number of repetitions is increased while maintaining the transmission power and the beam width, the service area is increased.
  • a base station may be classified into a plurality of types by cell characteristics, patterns of sync signals, and patterns of beam scanning signals.
  • the cell characteristic means a characteristic defined by one or more of the transmission output of the base station, the cell radius, the number of subsectors serving as one synchronization signal, and the sequence index of the synchronization signal.
  • the pattern of the synchronization signal is a characteristic defined by at least one of the beam width of the synchronization signal and the number of times of transmission repetition of the synchronization signal
  • the pattern of the beam scanning signal is the beam width of the beam scanning signal, the number of beam scanning signals, and the beam scanning signal. This is a property defined by at least one of the number of OFDM symbols for.
  • Table 4 below shows the types of base stations defined by the above-described cell characteristics, patterns of synchronization signals, and patterns of beam scanning signals.
  • Table 4 Base station type Transmit power (dBm) Cell radius (m) Number of subsectors Beam width of the sync signal Number of repetitions of sync signal Beam width of the beam scanning signal Number of repetitions of the beam scanning signal OFDM symbol number of the beam scanning signal Sequence number band Macro a 40 500 One 60 ' 4 15 ' 4 4 0-127 Macro B 40 500 2 30 ' 2 15 ' 2 2 0-127 Macro c 40 500 4 15 ' One - - - 0-127 Micro a 27 200 One 60 ' 4 15 ' 4 4 128-255 Micro b 27 200 2 30 ' 2 15 ' 2 2 128-255 Micro c 27 200 4 15 ' One - - - 128-255
  • sector 1 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4 ⁇ and sector 2 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4 ⁇ .
  • the base station since the base station supports the sector 2 because the transmission power is 500m, and the sector 2 has the synchronization signal beam width of the base station 30 'two subsectors ⁇ A1, A2, B1, B2 ⁇ , ⁇ A3, A4, B3, B4 ⁇ . That is, since the number of repetitions of the synchronization signal is 2, the base station transmits the synchronization signal twice each of the subsector 1 and the subsector 2.
  • the sequence of the synchronization signal used at this time is selected from 0 to 127 band.
  • the base station since the base station has a beam width of 15 'and a repetition frequency of 2, the base station transmits the beam scanning signal to the terminal while changing directions for each subsector.
  • the base station transmits the synchronization signal and the beam scanning signal, respectively, according to a parameter determined in advance according to the base station type. Meanwhile, the terminal also knows in advance information about the base station type and its parameters. Therefore, when the base station generates the synchronization signal using a specific sequence and transmits the synchronization signal at a predetermined number of repetitions, the terminal may infer information about the type of the base station.
  • the terminal acquires information on timing, number of repetitions, and sequence from the synchronization signal received from the base station.
  • the terminal can determine the type of the base station from the information on the measured number of repetitions and the sequence of the synchronization signal.
  • the terminal located in sub-sector 1 in Table 4 repeatedly receives the synchronization signal generated by the 122 times from the base station.
  • the terminal estimates the timing of the synchronization signal, the number of repetitions, and the sequence of the synchronization signal according to Equation 16 below.
  • Equation 16 adds a factor for the number of repetitions and the sequence of the synchronization signal to Equation 4 representing the timing of the synchronization signal.
  • M denotes the number of repetitions of the synchronization signal
  • k denotes the sequence index of the synchronization signal. Equation 16 shows the maximum result when not only the timing of the synchronization signal but also the number of repetitions and the sequence index match. Accordingly, the terminal can obtain information about the number of repetitions of the received synchronization signal and the sequence band, and can determine the type of the base station that has transmitted the synchronization signal by comparing the obtained information with the information about the previously stored base station type. .
  • Equation 16 Is a trial value used in the process of calculating Equation 16, Denote a band to which the synchronization signal reception timing, the number of repetitions of the synchronization signal, and the sequence number of the synchronization signal belong, each of which maximizes the calculation result of Equation 16, Represents a received synchronization signal, Indicates a signal transmitted by the base station.
  • the terminal Based on the determined base station type information, the terminal performs a beam scanning process. Since the terminal knows the type of the base station, the terminal may also know the beam width of the beam scanning signal of the base station, the number of repetitions of the beam scanning signal, and the number of OFDM symbols of the beam scanning signal. Accordingly, the terminal receives the beams transmitted from the base station and selects the beam that is determined to be the most suitable among them. Subsequently, the terminal feeds back information on the selected beam to the base station, thereby enabling the base station to transmit data in the beam optimized for the terminal.
  • the base station and the terminal should use only a predetermined beam scanning signal pattern or the terminal should estimate the pattern in a blind manner.
  • the method using a predetermined pattern there is a problem that the base station cannot perform various beam scanning policies, and the blind method requires a high implementation complexity of the terminal.
  • the terminal can simply know the type of the base station, so that the beam scanning related parameters of the base station can be known in advance. Thus, the complexity and efficiency of the beam scanning procedure is increased.
  • a fast moving terminal prefers a base station having a wide service area of a synchronization signal.
  • a fast moving terminal selects a base station having a narrow service area of a synchronization signal, frequent handover may occur. Accordingly, the terminal can immediately determine the area serviced by the base station by checking the type of the base station based on the estimated number of repetition of the synchronization signal and the sequence of the synchronization signal. Accordingly, a fast-moving terminal can select a macro base station having a high number of repetitions and a wide service area as a base station to which it is connected.
  • FIG. 12 illustrates the embodiments described above according to a time series flow. Thus, although not specifically illustrated or described in FIG. 12, it is readily apparent that the above descriptions may be applied to the same or similar to FIG. 12.
  • a base station is classified into a plurality of types based on at least one of a cell characteristic, a synchronization signal pattern, and a beam scanning signal pattern, and information on the type of the base station and its parameters are previously shared between the base station and the terminal (S1210).
  • the base station broadcasts a synchronization signal to an unspecified plurality of terminals located in its service area (S1220). At this time, the synchronization signal is broadcast using a predetermined number of repetitions and a sequence according to the type of the base station.
  • the terminal Upon receiving the synchronization signal, the terminal measures the received timing, the number of repetitions, and the sequence, respectively (S1230). Subsequently, the terminal compares the parameters of the received synchronization signal with information on the type of the base station held in S1210 to determine what type the base station corresponds to (S1240). After acquiring the information on the type of the base station, the terminal performs a beam scanning process using the beam scanning related parameters (beam width of the beam scanning signal, the number of repetitions, and the number of OFDM symbols) of the base station (S1250).
  • the beam scanning related parameters beam width of the beam scanning signal, the number of repetitions, and the number of OFDM symbols
  • 13 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission / reception method according to an exemplary embodiment. 13 illustrates a method of transmitting and receiving a synchronization signal using a phase pattern between a base station and a terminal.
  • the synchronization signal broadcast by the base station may be classified according to the phase pattern vector in addition to the repetition number of the synchronization signal transmission and the band of the sequence.
  • the phase pattern vector refers to a pattern of phases changed every repetition in the process of repeatedly transmitting a specific sequence as a synchronization signal.
  • patterns having the same repetition number are orthogonal or quasi orthogonal to each other. Quasi-orthogonal of two patterns means that the two patterns are not perfectly canceled with each other but can be removed to a sufficiently low degree.
  • Table 5 shows an example in which different phase pattern vectors are applied to each repetition number. At this time, the magnitude of the phase vector corresponding to each repetition number is equal to the corresponding repetition number.
  • Phase pattern vector index Phase pattern vector One 0 One 2 0 [1 1] 2 One [1 -1] 4 0 [1 1 1 1] 4 One [1 1 -1 -1] 4 2 [1 -1 1 -1] 4 3 [1 -1 -1 1] 8 0 [1 1 1 1 1 1 1] 8 One [1 1 1 1 -1 -1 -1]
  • Equation 17 shows a sequence set consisting of orthogonal or quasi-orthogonal sequences.
  • the base station may generate a synchronization signal based on the sequence set and the phase pattern vector described above. Specifically, the base station selects a phase pattern vector corresponding to a predetermined number of repetitions determined according to the base station type, and selects a random sequence from the sequence set. Subsequently, the base station generates a downlink synchronization signal using the selected sequence and phase pattern vector.
  • the base station when the base station is the base station type of the macro A in Table 4, the number of repetitions of the synchronization signal is four.
  • the base station selects [1 1 -1 -1] corresponding to the phase pattern vector 1 in Table 5 and sequence Assume the case of selecting.
  • the base station finally generates four consecutive synchronization signals according to Equation 18 below.
  • the base station may use a predetermined sequence instead of selecting an arbitrary sequence from the sequence set.
  • synchronization signals of base stations adjacent to each other may cause interference with each other.
  • the base stations are set to use different sequences in the process of generating the synchronization signal. In this case, since the lower the correlation between the sequences, the less interference occurs, so that neighboring base stations use (semi) orthogonal sequences.
  • the network allocates the sequences so as not to overlap the base stations in advance, and the base stations can use the predetermined sequence assigned to them for the generation of the synchronization signal.
  • the phase pattern vector allows the terminal to distinguish the synchronization signals for the same sequence as described above.
  • the network may pre-assign not only the sequence but also the phase pattern vector to the base station.
  • the base station generates the synchronization signal using the predetermined sequence and the predetermined phase pattern vector.
  • the network may differently set at least one of the sequence and the phase pattern in allocating the sequence and the phase pattern of the base stations having the same number of repetitions of the synchronization signal.
  • the sequence should be set differently between base stations having different number of repetitions of synchronization signal transmission. This is because the synchronization signal generated by one base station may appear the same as some of the synchronization signals of other base stations if the sequence is the same and the phase pattern vector is set differently among the base stations having different repetition times.
  • Table 6 shows, for example, a sequence band allocated between base stations having different repetition times.
  • the base station A and the base station B have repetition numbers 2 and 4, respectively.
  • the base station A has a sequence band Is assigned to any one of the base station B, Either sequence is assigned.
  • the phase pattern vectors allocated to the base station A and the base station B may be the same or different from each other. Since the sequence bands are different, the interference problem does not occur even if the phase pattern vectors allocated to the two base stations are the same.
  • the network may allocate the same sequence and / or phase pattern vector to the base stations regardless of the number of repetitions. That is, when the two base stations are far enough apart that the degree of interference between the synchronization signals is small or small enough to be negligible, the base stations may be allocated the same sequence and the same phase pattern regardless of the number of repetitions.
  • the terminal may process the sync signal in consideration of the above-described timing, number of repetitions, sequences, and phase pattern vectors of the sync signal. That is, the terminal estimates timing, number of repetitions, sequences, and phase pattern vector indices from downlink sync signals repeatedly received, and this estimation process may be performed according to Equation 19 below.
  • Equation 19 Each term in Equation 19 is as described in Equations 4 and 16.
  • Indicates the start timing of the measured frame Represents the number of iterations
  • Represents the measured sequence index Denotes the index of the measured phase pattern vector
  • Represents a received synchronization signal Is sent by the base station The second sequence is shown.
  • Denotes a trial value used in the process of calculating Equation 19 Is the number of iterations
  • Equation 19 refers to a process in which the UE selects an optimal one of all combinations of start timing of a frame, index of a sequence, and indexes of a phase pattern vector from synchronization signals repeatedly received.
  • the downlink synchronization signal transmitted by the two base stations is expressed by Equation 20 below.
  • Equation 21 since it is assumed that the base station A and the terminal are synchronized with perfect timing, n is omitted. It is expressed as Meanwhile, Is defined by Equation 22, Denotes a received signal received by the terminal when only the u-th base station transmits a synchronization signal and the other base stations do not transmit the synchronization signal.
  • Equation 19 the result of the correlation value calculated by the terminal according to Equation 19 is expressed as shown in Table 7 below.
  • the resultant value of the calculation is only when the phase pattern vector indexes are 1 and 3, respectively. Appears.
  • the UE can simultaneously detect the downlink synchronization signals of the base stations A and B, and can distinguish the synchronization signals of the two base stations from the resultant values. Two base stations have the same sequence ( Despite the use of), the UE can distinguish it because the two base stations use different phase pattern vectors.
  • the terminal selects the base station A. That is, the terminal may select an optimal base station determined to have the best communication connection quality using the result value of Equation 19.
  • the terminal may select the optimal base station by comparing the calculation result according to Equation 19 with the previous calculation result. Specifically, if the value currently calculated by the terminal is smaller than the value calculated in the previous process, the calculated result value is discarded even if the correlation value of the currently calculated synchronization signal is not zero. On the contrary, when a value larger than the value calculated in the previous process is shown as the calculation result, the largest value among the calculated result values is replaced with the current calculated value. Subsequently, the terminal may continue this process up to a predetermined window size, and select the base station that has transmitted the synchronization signal having the largest value among the calculation results as an optimal base station.
  • This window size is the starting point of the frame Is the size of the candidate. Taking the frame structure of FIG. 5 as an example, the terminal determines the window size to find the starting point of the frame. Must be set to. That is, the range of frame start points Is set to. At this time, The size of represents the size of the OFDM symbol and the length of the CP, respectively.
  • the terminal determines that the synchronization is sufficiently performed and does not proceed any further calculation. According to the setting of the maximum threshold value, the procedure for the UE to proceed with the unnecessary calculation process can be omitted. The calculation can be stopped in the middle of the range of complexity to minimize the complexity and delay of the terminal.
  • the terminal initializes the window and restarts the calculation process. In other words, if the calculation procedure is performed even though no synchronization signal is received, false synchronization (ie, false alarm) occurs. Therefore, when the calculation result value within the selected section does not satisfy the minimum threshold value, the terminal does not select the frame start point even if the highest value is detected.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating the above-described embodiments according to a time series flow. Therefore, although not specifically illustrated or described in FIG. 13, it can be easily understood that the above-described embodiments may be applied in the same or similar manner.
  • the base station generates a synchronization signal using the predetermined number of repetitions according to the base station type, a sequence and a phase pattern previously allocated from the network, and broadcasts the synchronization signal to the terminal (S1320).
  • the terminal Upon receiving the synchronization signal, the terminal measures the timing, the number of repetitions, the sequence index, and the phase pattern index of the received synchronization signal according to the algorithm of Equation 19 (S1330). Subsequently, the terminal selects a base station having the largest correlation value as the best base station by comparing the calculation result values (S1340), and establishes a connection with the selected base station (S1350). In operations S1330 and S1340, the terminal may perform a procedure of comparing and updating the calculation result for a predetermined window size. For example, the terminal may select a candidate in which the largest result value appears among result values larger than the minimum threshold value, or select a corresponding result value when a result value larger than the maximum threshold value appears.
  • Nested orthogonal means that a vector is orthogonal (or quasi-orthogonal) to a portion of the vector that is larger than itself.
  • the three phase pattern vectors constituting the set of phase pattern vectors shown in Table 8 below are nested orthogonal to each other.
  • the repetition number 2 phase pattern vector [1 -1] is orthogonal to [1 1], which is part of the repetition number 4 phase pattern vector.
  • the phase pattern vector [1 1 -1 -1] with the number of repetitions 4 is orthogonal to [1 1 1 1] which is a part of the phase pattern vector with the number of repetitions 8.
  • the phase pattern vectors in Table 8 are in nested orthogonality.
  • the phase pattern vector in the nested orthogonal relationship may be understood as an example of an orthogonal variable spread factor (OVSF).
  • OVSF orthogonal variable spread factor
  • the terminal can estimate the number of repetitions and the used phase pattern vector even if the terminal does not know the number of repetition of the transmission of the synchronization signal of the base station.
  • M 2
  • 25 (M 4)
  • 26 (M 8)
  • M 2
  • 25 (M 4)
  • 26 (M 8)
  • i is the i th element of the phase pattern vector
  • k is the sequence index.
  • the terminal may estimate the number of repetitions through the phase pattern vector of the nested orthogonal structure even if the base station does not know the number of repetitions for transmitting the synchronization signal in advance. Accordingly, even when the terminal cannot directly know the number of repetitions because the number of repetitions of the plurality of base stations transmits the synchronization signal is not the same, the terminal can identify the base stations by using the nested orthogonal phase pattern vector.
  • the synchronization signal may be hierarchically configured according to the number of repetitions. 'Hierarchy' is determined according to the number of repetitions of the downlink synchronization signal, and base stations having the same number of repetitions for the synchronization signal belong to the same layer. The larger the number of repetitions, the higher the hierarchy. For example, in Table 4, the macro A base station having the highest repetition number of synchronization signals forms the highest layer, the macro B base station is the next layer, and the macro C base station is the lowest layer.
  • synchronization signals of base stations belonging to the same layer are defined as a sequence and a phase pattern vector orthogonal to each other (or quasi-orthogonal).
  • the synchronization signals of the base stations belonging to different layers are defined by a phase pattern vector and sequence that are nested orthogonal (or quasi-orthogonal) to each other.
  • the sequence of the upper layer should be designed not to include the sequence of the lower layer.
  • Tables 9 and 10 below show examples of constructing a phase pattern vector hierarchically according to the above-described embodiment.
  • phase pattern vector [1 -1 1 -1] with the repetition number 4 does not include the phase pattern vector [1 1] with the repetition number 2.
  • both phase pattern vectors of repetition number 8 are defined not to include a phase pattern vector of repetition number 4.
  • the orthogonal vector described in the right column of the phase pattern vector is a vector for another base station corresponding to the same layer, and is a vector orthogonal (or quasi-orthogonal) to the phase pattern vector of the base station belonging to the same layer.
  • 'b' is an index value indicating a phase pattern vector for the same number of repetitions.
  • the difference in the value of b of the phase pattern vector for the same number of repetitions indicates that a hierarchical structure may be implemented in two or more. it means.
  • the base station may adjust the transmission time of the synchronization signal.
  • An embodiment related to a synchronization signal transmission point will be described with reference to FIG. 14. Table 11 below shows a process in which each base station shown in FIG. 14 transmits a synchronization signal according to a transmission time point.
  • each base station transmits a synchronization signal sequentially from transmission time 1 to 4, the same sequence Use
  • the downlink synchronization signals of the M1-1, M1-2, M2-1, and M2-2 base stations belonging to the lower layer are transmitted only in some sections of the time interval in which the synchronization signals of the M1 and M2 base stations belonging to the upper layer are transmitted. That is, since the base stations are synchronized with each other and the synchronization signals of the lower layer base stations are transmitted only in some intervals, interference that may occur in downlink synchronization signals of all the base stations is minimized.
  • each base station sequences the phase pattern vector shown in FIG. Is applied to generate a synchronization signal, and the phase pattern vectors shown in FIG. 14 are nested orthogonal and hierarchically configured.
  • '+' and '-' shown in FIG. 14 mean +1 and -1 in the phase pattern vector, respectively.
  • an [1 -1 1 -1] phase pattern vector is allocated to an M1 base station (4 repetitions), and an [1 1 -1 -1] is allocated to an M2 base station having the same number of repetitions as the M1 base station.
  • the phase pattern vector is assigned.
  • the M1 base station and the M2 base station belong to the same layer, and the phase pattern vectors of the two base stations are orthogonal to each other.
  • the [1 1 0 0] phase pattern vector is assigned to the base station M1-1
  • the [0 0 1 1] phase pattern vector is assigned to the M1-2 base station.
  • the M1-1 base station and the M1-2 base station belong to the same layer because the number of repetitions is equal to 2, and the phase pattern vector of the M1-1 base station and the phase pattern vector of the M1-2 base station are orthogonal to each other.
  • the phase pattern vector of the M1-1 base station and the phase pattern vector of the M1-2 base station are not included in the phase pattern vector of the M1 base station, the phase pattern vectors of the M1 base station, the M1-1 base station, and the M1-2 base station are nested. Orthogonal.
  • the terminals K1, K2, and K3 within the coverage of the base stations distinguish the synchronization signals transmitted by the three base stations. I can do it.
  • the synchronization signals transmitted to the M1-1 base station and the M1-2 base station are multiplexed on the time axis due to different transmission time points.
  • the terminal since the M1-1 and M1-2 base stations apply a nested orthogonal phase pattern vector to the M1 base station, the terminal can distinguish all the synchronization signals of the three base stations.
  • the phase pattern vector assigned to the M2 base station forms a hierarchical structure with the phase pattern vectors assigned to the M2-1 base station and the M2-2 base station and is nested orthogonal.
  • the synchronization signals of the M2, M2-1, and M2-2 base stations may be distinguished by the terminal.
  • the M1 base station and the M2 base station use phase pattern vectors orthogonal to each other, and M1-1, M1-2, M2-1, and M2-2 base stations similarly correspond to the same layer to respectively orthogonal phase pattern vectors. use.
  • the K3 terminal can distinguish all the synchronization signals received from each base station.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating a synchronization signal transmission / reception method using nested orthogonal phase pattern vectors according to the above-described embodiment. Although not specifically illustrated or described in FIG. 15, the above-described embodiments may be similarly or similarly applied to the flowchart of FIG. 15.
  • the base station generates a synchronization signal using the nested orthogonal phase pattern vector and transmits it to the terminal (S1510).
  • base stations adjacent to the illustrated base station may be hierarchically configured with nested orthogonal phase pattern vectors.
  • the base stations may be classified hierarchically according to a predetermined number of repetitions of synchronization signal transmission for each base station, and a phase pattern vector that is orthogonal (or quasi-orthogonal) may be configured between base stations belonging to the same layer.
  • the phase pattern vector of the base stations belonging to the upper layer having a high repetition number may be configured such that the phase pattern vector of the base stations belonging to the lower repetitive number does not include the phase pattern vector of the base stations belonging to the lower layer.
  • the base stations belonging to the lower layer may transmit the synchronization signal only in a partial section of the time interval in which the base stations belonging to the upper layer transmit the phase pattern vector.
  • the terminal measures a phase pattern vector and a sequence of sync signals received from the base stations (S1520).
  • the process of S1520 may operate similarly to S1330 described with reference to FIG. 13.
  • the terminal selects an optimal base station among the base stations which have transmitted the synchronization signal and accesses the selected base station (S1530). This process may operate similarly to S1340 and S1350 of FIG. 13.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal 100 and the base station 200 may include radio frequency (RF) units 110 and 210, processors 120 and 220, and memories 130 and 230, respectively.
  • RF radio frequency
  • FIG. 16 illustrates only a 1: 1 communication environment between the terminal 100 and the base station 200, a communication environment may also be established between a plurality of terminals and a plurality of base stations.
  • the base station 200 illustrated in FIG. 16 may be applied to both the macro cell base station and the small cell base station.
  • Each RF unit 110, 210 may include a transmitter 112, 212 and a receiver 114, 214, respectively.
  • the transmitting unit 112 and the receiving unit 114 of the terminal 100 are configured to transmit and receive signals with the base station 200 and other terminals, and the processor 120 is functionally connected with the transmitting unit 112 and the receiving unit 114.
  • the transmitter 112 and the receiver 114 may be configured to control a process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 120 performs various processes on the signal to be transmitted and transmits the signal to the transmitter 112, and performs the process on the signal received by the receiver 114.
  • the processor 120 may store information included in the exchanged message in the memory 130.
  • the terminal 100 can perform the method of various embodiments of the present invention described above.
  • the transmitter 212 and the receiver 214 of the base station 200 are configured to transmit and receive signals with other base stations and terminals, and the processor 220 is functionally connected to the transmitter 212 and the receiver 214 to transmit the signal. 212 and the receiver 214 may be configured to control the process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 220 may perform various processing on the signal to be transmitted, transmit the signal to the transmitter 212, and may perform processing on the signal received by the receiver 214. If necessary, the processor 220 may store information included in the exchanged message in the memory 230. With such a structure, the base station 200 may perform the method of the various embodiments described above.
  • Processors 120 and 220 of the terminal 100 and the base station 200 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) the operation in the terminal 100 and the base station 200.
  • Respective processors 120 and 220 may be connected to memories 130 and 230 that store program codes and data.
  • the memories 130 and 230 are coupled to the processors 120 and 220 to store operating systems, applications, and general files.
  • the processor 120 or 220 of the present invention may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processors 120 and 220 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the above-described method may be written as a program executable on a computer, and may be implemented in a general-purpose digital computer which operates the program using a computer readable medium.
  • the structure of the data used in the above-described method can be recorded on the computer-readable medium through various means.
  • Program storage devices that may be used to describe storage devices that include executable computer code for performing the various methods of the present invention should not be understood to include transient objects, such as carrier waves or signals. do.
  • the computer readable medium includes a storage medium such as a magnetic storage medium (eg, a ROM, a floppy disk, a hard disk, etc.), an optical reading medium (eg, a CD-ROM, a DVD, etc.).
  • the synchronization signal transmission / reception method may be applied to various wireless communication systems including not only 3GPP LTE and LTE-A systems, but also IEEE 802.16x and 802.11x systems. Furthermore, the proposed method can be applied to mmWave communication system using ultra high frequency band.

Abstract

복수의 기지국으로부터 네스티드 직교하고 계층적으로 구성되는 위상 패턴 벡터 셋을 이용하여 생성된 복수의 동기 신호를 각각 수신하고, 복수의 동기 신호에 대한 시퀀스 인덱스 및 위상 패턴 벡터의 인덱스를 측정하고, 복수의 기지국 중에서 측정 결과로써 계산된 상관관계 값이 가장 높게 나타나는 기지국을 선택하고, 선택된 기지국과의 연결을 수립하며, 위상 패턴 벡터 셋은 동기 신호 시퀀스의 위상을 기결정된 반복 수만큼 변경하는 서로 다른 위상 패턴 벡터들로 구성되는 동기 신호 수신 방법이 개시된다.

Description

무선 통신 시스템에서 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용한 동기 신호 송수신 방법
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 무선랜 시스템에서 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용하여 동기 신호를 송수신하는 방법 및 그 장치에 대한 것이다.
밀리미터 웨이브(mmWave)를 이용한 초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz에서 동작하도록 구성된다. 이와 같이 중심 주파수가 초고주파로 구성되는 특성으로 인해, 단말의 이동에 따라 나타나는 도플러 효과(Doppler effect) 또는 단말과 기지국 간의 오실레이터 차에 의해 발생하는 CFO(Carrier Frequency Offset)의 영향이 더욱 심각해진다. 이는, 도플러 효과는 중심 주파수에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가지며, ppm(10^-6)로 표현되는 CFO도 중심 주파수에 대해 선형적으로 증가하는 특성을 갖기 때문이다.
종래의 셀룰러 네트워크에서는 송신기가 기준 심볼(reference symbol)을 전송하고 수신기는 기준 심볼을 이용하여 CFO를 추정 및 보상한다. 따라서, 초고주파 무선 통신 시스템에서는 종래 기술보다 더욱 크게 발생하는 CFO를 추정/보상하기 위한 다른 방식의 동기 신호 전송 방안이 제안되어야 한다.
본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 기지국들이 전송하는 동기 신호에 적용되는 위상 패턴 벡터를 효율적으로 설계하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 기지국들 간의 동기 신호의 설계를 통해 시퀀스 사용 효율을 높이는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 기지국의 물리적 특성 값을 고려하여 동기 신호를 설계함으로써 단말에 전달되는 정보가 제한되더라도 기지국과의 접속이 이루어지도록 하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 동기 신호 수신 방법은, 복수의 기지국으로부터 네스티드 직교(nested orthogonal)하고 계층적으로 구성되는 위상 패턴 벡터 셋(set)을 이용하여 생성된 복수의 동기 신호를 각각 수신하는 단계, 복수의 동기 신호에 대한 시퀀스 인덱스 및 위상 패턴 벡터의 인덱스를 각각 측정하는 단계, 복수의 기지국 중에서 측정 결과로써 계산된 상관관계 값이 가장 높게 나타나는 기지국을 선택하는 단계, 및 선택된 기지국과의 연결을 수립하는 단계를 포함하고, 위상 패턴 벡터 셋은 동기 신호 시퀀스의 위상을 기결정된 반복 수만큼 변경하는 서로 다른 위상 패턴 벡터들로 구성된다.
복수의 기지국 중에서 동기 신호의 반복 수가 동일한 기지국들이 같은 계층을 구성하고, 반복 수가 상대적으로 높은 기지국들이 상위 계층을 구성하며, 반복 수가 상대적으로 낮은 기지국들이 하위 계층을 구성할 수 있다.
동일한 계층에 속하는 기지국들에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 서로 직교하거나 준직교할 수 있다.
하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터의 일부와 직교 또는 준직교할 수 있다.
상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터는 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 포함하지 않을 수 있다.
동일한 위상 패턴 벡터 셋을 이용하는 복수의 기지국들은 서로 동기화되어 동일한 시점에 동기 신호를 전송할 수 있다.
하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국의 동기 신호는 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국이 동기 신호를 전송하는 시간 구간의 일부에 전송될 수 있다.
하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국은, 시간 구간 중에서 자신의 동기 신호를 전송하지 않는 시간 구간에는 '0'을 전송할 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 단말은, 송신부, 수신부, 및 송신부 및 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 프로세서는, 복수의 기지국으로부터 네스티드 직교(nested orthogonal)하고 계층적으로 구성되는 위상 패턴 벡터 셋(set)을 이용하여 생성된 복수의 동기 신호를 각각 수신하도록 수신부를 제어하고, 복수의 동기 신호에 대한 시퀀스 인덱스 및 위상 패턴 벡터의 인덱스를 각각 측정하고, 복수의 기지국 중에서 측정 결과로써 계산된 상관관계 값이 가장 높게 나타나는 기지국을 선택하고, 선택된 기지국과의 연결을 수립하며, 위상 패턴 벡터 셋은 동기 신호 시퀀스의 위상을 기결정된 반복 수만큼 변경하는 서로 다른 위상 패턴 벡터들로 구성된다.
본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.
첫째로, 무선 통신 시스템에서 단말에 전송하는 동기 신호가 간소화되어 단말과 기지국 간의 연결 수립 과정이 개선될 수 있다.
둘째로, 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 도입함으로써 인접한 기지국들 간에 시퀀스를 재활용할 수 있어 네트워크 구현 복잡도를 개선할 수 있다.
셋째로, 단말 입장에서 수신된 동기 신호를 처리하는 과정을 효율적으로 개선할 수 있어 구현 복잡도와 메모리 요구량을 줄일 수 있다.
본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍(narrow beamforming)을 도시하는 도면이다.
도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다.
도 8은 HT(High Throughput) 시스템에서의 프레임 구조를 도시한다.
도 9는 HT 시스템에서 데이터 심볼이 매핑되는 성상도(cnostellation)를 도시한다.
도 10은 VHT(Very High Throughput) 시스템에서의 프레임 구조를 도시한다.
도 11은 VHT 시스템에서의 성상도를 도시한다.
도 12는 본 발명과 관련된 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 13은 본 발명과 관련된 또 다른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 14는 제안하는 실시 예와 관련된 다이어그램(diagram)을 도시한다.
도 15는 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 16은 제안하는 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
또한, '이동국(Mobile Station, MS)'은 UE(User Equipment), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal), 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS), 단말(Terminal) 또는 스테이션(STAtion, STA) 등의 용어로 대체될 수 있다.
또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
또한, 디바이스가 '셀'과 통신을 수행한다는 기재는 디바이스가 해당 셀의 기지국과 신호를 송수신하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 디바이스가 신호를 송신하고 수신하는 실질적인 대상은 특정 기지국이 될 수 있으나, 기재의 편의상 특정 기지국에 의해 형성되는 셀과 신호를 송수신하는 것으로 기재될 수 있다. 마찬가지로, '매크로 셀' 및/또는 '스몰 셀' 이라는 기재는 각각 특정한 커버리지(coverage)를 의미할 수 있을 뿐 아니라, '매크로 셀을 지원하는 매크로 기지국' 및/또는 '스몰 셀을 지원하는 스몰 셀 기지국'을 의미할 수도 있다.
본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다.
또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예들은 IEEE 802.16 시스템의 표준 문서인 P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p 및 P802.16.1b 표준 문서들 중 하나 이상에 의해 뒷받침될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
1. 초고주파 대역을 이용한 통신 시스템
LTE(Long Term Evolution)/LTE-A(LTE Advanced) 시스템에서는 단말과 기지국의 오실레이터의 오차값을 요구사항(requirement)로 규정하며, 아래와 같이 기술한다.
- UE side frequency error (in TS 36.101)
The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
- eNB side frequency error (in TS 36.104)
Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
한편, 기지국의 종류에 따른 오실레이터 정확도는 아래의 표 1과 같다.
표 1
BS class Accuracy
Wide Area BS ±0.05 ppm
Local Area BS ±0.1 ppm
Home BS ±0.25 ppm
따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로, 한쪽 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm의 오프셋 값이 발생할 수 있다. 이러한 오프셋 값은 중심 주파수와 곱해짐으로써 각 중심 주파수에 맞는 Hz 단위로 변환된다.
한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의해 다르게 나타나며, 일반적으로 큰 CFO 값이라 하더라도 서브캐리어 간격이 충분히 큰 OFDM 시스템에서 미치는 영향은 상대적으로 작다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현될 필요가 있으며, 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라 한다. 정규화된 CFO는 CFO 값을 서브캐리어 간격으로 나눈 값으로 표현되며, 아래의 표 2는 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO와 정규화된 CFO를 나타낸다.
표 2
Center frequency(subcarrier spacing) Oscillator Offset
±0.05ppm ±0.1ppm ±10ppm ±20ppm
2GHz(15kHz) ±100Hz(±0.0067) ±200Hz(±0.0133) ±20kHz(±1.3) ±40kHz(±2.7)
30GHz(104.25kHz) ±1.5kHz(±0.014) ±3kHz(±0.029) ±300kHz(±2.9) ±600kHz(±5.8)
60GHz(104.25kHz) ±3kHz(±0.029) ±6kHz(±0.058) ±600kHz(±5.8) ±1.2MHz(±11.5)
표 2에서 중심 주파수가 2GHz인 경우(예를 들어, LTE Rel-8/9/10)에는 서브캐리어 간격(15kHz)를 가정하였으며, 중심 주파수가 30GHz, 60GHz인 경우에는 서브캐리어 간격을 104.25kHz를 사용함으로써 각 중심 주파수에 대해 도플러 영향을 고려한 성능 열화를 방지하였다. 위의 표 2는 단순한 예시이며, 중심 주파수에 대해 다른 서브캐리어 간격이 사용될 수 있음은 자명하다.
한편, 단말이 고속으로 이동하는 상황이나 고주파수 대역에서 이동하는 상황에서는 도플러 분산(Doppler spread) 현상이 크게 발생한다. 도플러 분산은 주파수 영역에서의 분산을 유발하며, 결과적으로 수신기 입장에서 수신 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 분산은
Figure PCTKR2016004658-appb-I000001
로 표현될 수 있다. 이때, v는 단말의 이동 속도이며, λ는 전송되는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ는 수신되는 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다. 이하에서는 θ가 0인 경우를 전제로 하여 설명한다.
이때, 코히어런스 타임(coherence time)은 도플러 분산과 반비례하는 관계에 있다. 만약, 코히어런스 타임을 시간 영역에서 채널 응답의 상관관계(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격으로 정의하는 경우,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000002
로 표현된다. 무선 통신 시스템에서는 도플러 분산에 대한 수식과 코히어런스 타임에 대한 수식 간의 기하 평균(geometric mean)을 나타내는 아래의 수학식 1이 주로 이용된다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000003
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
주파수 변화에 따른 도플러 값의 변화를 나타내는 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum, 또는 도플러 파워 스펙트럼 밀도(Doppler power spectrum density))는 통신 환경에 따라 다양한 모양을 가질 수 있다. 일반적으로, 도심지와 같이 산란(scattering)이 많이 발생하는 환경에서, 수신 신호가 모든 방향으로 동일한 파워로 수신된다면 도플러 스펙트럼은 도 1과 같은 U-형태로 나타난다. 도 1은 중심 주파수를
Figure PCTKR2016004658-appb-I000004
라 하고 최대 도플러 분산 값을
Figure PCTKR2016004658-appb-I000005
라 할 때의 U-형태 도플러 스펙트럼을 도시한다.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍을 도시하는 도면이며, 도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에, 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 복수의 안테나로 구성되는 안테나 어레이를 설치할 수 있는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해 수십 내지 수백 개의 안테나를 이용한 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming), 펜슬 빔포밍(pencil beamforming), 좁은 빔포밍(narrow beamforming), 또는 얇은 빔포밍(sharp beamforming)이 가능해진다. 이러한 좁은 빔포밍은 수신되는 신호가 등방향이 아닌 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 2(a)는 등방향으로 수신되는 신호에 따라 도플러 스펙트럼이 U-형태로 나타나는 경우를 도시하며, 도 2(b)는 복수의 안테나를 이용한 좁은 빔포밍이 수행되는 경우를 도시한다.
이와 같이, 좁은 빔포밍을 수행하면 줄어든 angular spread로 인하여 도플러 스펙트럼도 U-형태 보다 좁게 나타난다. 도 3에 도시된 바와 같이, 좁은 빔포밍이 수행되는 경우의 도플러 스펙트럼은 일정 대역에서만 도플러 분산이 나타남을 알 수 있다.
앞서 설명한 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz 대역에서 동작한다. 이러한 중심주파수의 특성은 단말의 이동에 따라 발생하는 도플러 효과나 송신기/수신기 간의 오실레이터 차이로 인한 CFO의 영향을 더욱 심각하게 한다.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.
단말은 기지국이 전송하는 하향링크(Downlink, DL) 동기 신호(synchronization signal)를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다. 이러한 동기화 과정에서는 기지국과 단말 간에 타이밍(timing) 과 주파수가 동기화된다. 동기화 과정에서 특정 셀 내의 단말들이 동기 신호를 수신하고 이용할 수 있도록, 기지국은 빔폭을 최대한 넓게 구성하여 동기 신호를 전송한다.
한편, 고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템의 경우, 동기 신호 전송에 있어서 저주파 대역을 이용하는 경우에 비해 경로 감쇄(path loss)가 더 크게 나타난다. 즉, 고주파 대역을 이용하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하)을 이용하는 종래의 셀룰러 시스템(예를 들어, LTE/LTE-A)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경(radius)이 큰 폭으로 축호된다.
이러한 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 하나의 방법으로서, 빔포밍(beam forming)을 이용한 동기 신호 전송 방법이 이용될 수 있다. 빔포밍이 이용되는 경우 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어드는 단점이 있다. 아래의 수학식 2는 빔 폭에 따른 수신 신호 SINR 의 변화를 나타낸다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000006
수학식 2은 빔포밍에 따라 빔 폭이
Figure PCTKR2016004658-appb-I000007
배 감소하는 경우, 수신 SINR이
Figure PCTKR2016004658-appb-I000008
배 향상됨을 나타낸다.
이러한 빔포밍 방식 이외에, 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 또다른 방법으로서 동일한 동기 신호를 반복하여 전송하는 방식 또한 고려해볼 수 있다. 이러한 방식의 경우, 시간축으로 추가적인 자원할당이 필요하지만, 빔 폭의 감소 없이도 셀 반경을 증가시킬 수 있다는 장점이 있다.
한편, 기지국은 특정 구역 내에 위치하는 주파수 자원 및 시간 자원을 스케쥴링함으로써 각 단말들에 자원을 할당한다. 이하에서는 이러한 특정 구역을 섹터(sector)라 정의한다. 도 4에 도시된 섹터에서 A1, A2, A3, A4는 반경 0~200m 이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. B1, B2, B3, B4는 반경 200~500m이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. 도 4에 도시된 내용들을 바탕으로, 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4} 로 정의하고, 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}라 정의한다. 또한, 현재 기지국의 동기 신호 서비스 구역이 섹터 1인 경우, 기지국이 섹터 2에 동기 신호를 서비스하기 위해서는 동기 신호의 전송에 6dB 이상의 추가 파워가 요구된다고 가정한다.
먼저, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위하여 빔포밍 기법을 이용하여 6dB의 추가 이득을 얻을 수 있다. 이러한 빔포밍 과정을 통해 서비스 반경을 A1에서 B1까지 늘릴 수 있다. 그러나, 빔포밍을 통해 빔 폭이 줄어들기 때문에, A2, A3, A4는 동시에 서비스할 수 없게 된다. 따라서, 빔포밍이 수행되는 경우 A2~B2, A3~B3, A4~B4 섹터에 동기 신호가 각각 별도로 전송되어야 한다. 다시 말해서, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위해 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔포밍을 수행해가며 전송해야만 한다.
반면, 앞서 설명한 동기 신호의 반복 전송을 생각해보면, 기지국이 동기 신호를 섹터 2 전부에 전송할 수 있지만, 시간축 상에서 동기 신호를 4번 반복하여 전송해야 한다. 결과적으로, 섹터 2를 서비스하기 위해 필요한 자원은 빔포밍 방식과 반복 전송 방식 모두에 있어서 동일하다.
그러나, 빔포밍 방식의 경우 빔폭이 좁기 때문에 빠른 속도로 이동하는 단말이나 섹터의 경계에 있는 단말이 안정적으로 동기 신호를 수신하기 어렵다. 그 대신에, 단말이 위치하는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 동기 신호를 통해 단말이 자신의 위치를 파악할 수 있다는 장점이 있다. 반면, 반복 전송 방식의 경우 빔 폭이 넓어서 단말이 동기 신호를 놓칠 가능성은 매우 낮다. 그 대신, 단말이 자신의 위치를 파악할 수는 없게 된다.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.
먼저, 하나의 프레임은 Q 개의 서브프레임으로 구성되며, 하나의 서브프레임은 P 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 슬롯은 T 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 이때, 다른 서브프레임들과는 달리, 프레임 내에서 첫 번째 서브프레임은 0 번째 슬롯('S'로 표시된 슬롯)을 동기화 용도로 사용한다. 이러한 0번째 슬롯은 타이밍과 주파수 동기를 위한 A개의 OFDM 심볼들, 빔 스캐닝을 위한 B 개의 OFDM 심볼들, 시스템 정보를 단말에 알리기 위한 C 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 나머지 D 개의 OFDM 심볼들은 각 단말에 데이터 전송을 위해 사용된다.
한편, 이러한 프레임 구조는 단순한 예시에 불과하며, Q, P, T, S, A, B, C, D는 각각 임의의 값으로서, 사용자에 의해 설정되거나 시스템 상에서 자동적으로 설정되는 값일 수 있다.
이하에서는 기지국과 단말 간의 타이밍 동기화 알고리즘에 대해 설명한다. 도 5에서 기지국이 동일한 동기 신호를 A 번 반복 전송하는 경우를 생각해본다. 단말은 기지국이 전송한 동기 신호를 바탕으로, 수학식 3의 알고리즘을 이용하여 타이밍 동기화를 수행한다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000009
수학식 3에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000010
, Ng, i는 각각 OFDM 심볼의 길이, CP(Cyclic Prefix)의 길이, OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다.
Figure PCTKR2016004658-appb-I000011
은 수신기에서 수신 신호의 벡터를 의미한다. 이때,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000012
식은 수신 신호 벡터
Figure PCTKR2016004658-appb-I000013
의
Figure PCTKR2016004658-appb-I000014
번째부터
Figure PCTKR2016004658-appb-I000015
번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.
수학식 3의 알고리즘은 시간적으로 인접한 2개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 조건에서 동작한다. 이러한 알고리즘은 슬라이딩 윈도우(sliding window) 방식을 이용할 수 있어 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, 주파수 오프셋에 강한 특징을 갖는다.
한편, 아래의 수학식 4는 수신 신호와 기지국이 전송한 신호 간의 상관관계를 이용함으로써 타이밍 동기화를 수행하는 알고리즘을 나타낸다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000016
수학식 4에서 s는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에 미리 약속된 신호 벡터이다. 수학식 4의 방식은 수학식 3에 비해 더 좋은 성능을 낳을 수 있으나, 슬라이딩 윈도우 방식으로 구현될 수 없어 복잡도가 높게 요구된다. 또한, 주파수 오프셋에 취약한 특징을 갖는다.
타이밍 동기화 방식의 설명에 이어서, 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 빔 스캐닝(beam scanning)이란 수신기의 수신 SINR을 최대화하는 빔의 방향을 찾는 송신기 및/또는 수신기의 동작을 의미한다. 예를 들어, 기지국은 단말에 데이터를 전송하기 전에 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.
도 4를 예로 들어 더 설명하면, 도 4에서는 하나의 기지국이 서비스하는 섹터를 8 개의 영역으로 나누어 도시한다. 이때, 기지국은 (A1+B1), (A2+B2), (A3+B3), (A4+B4) 영역에 각각 빔을 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 빔들을 구분이 가능하다. 이러한 조건에서, 빔 스캐닝 과정은 4가지 과정으로 구체화될 수 있다. 먼저, i) 기지국은 4개의 영역에 차례로 빔을 전송한다. ii) 단말은 수신 SINR 관점에서 빔들 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 결정한다. iii) 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백한다. iv) 기지국은 피드백된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다. 위의 빔 스캐닝 과정을 통해 단말은 수신 SINR이 최적화된 빔을 통해 하향링크 데이터를 수신할 수 있게 된다.
이하에서는 Zadoff-Chu 시퀀스에 대해 설명한다. Zadoff-Chu 시퀀스는 추(chu) 시퀀스 또는 ZC 시퀀스라 불리며, 아래의 수학식 5로 정의된다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000017
수학식 5에서 N은 시퀀스의 길이, r은 루트 값,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000018
은 ZC 시퀀스의 n 번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스가 갖는 특징으로는, 먼저 모든 요소의 크기가 동일하다는 점을 들 수 있다(constant amplitude). 또한, ZC 시퀀스의 DFT 결과 또한 모든 요소에 대해 동일하게 나타난다.
다음으로, ZC 시퀀스와 ZC 시퀀스의 원형 시프팅(cyclic shifting)된 버전 은 수학식 6과 같은 상관관계를 갖는다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000019
수학식 6에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000020
는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000021
를 i 만큼 원형 시프팅한 시퀀스이며, ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. 또한, ZC 시퀀스는 zero auto-correlation 특성 또한 가져, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation)특성을 갖는다고 표현하기도 한다.
ZC 시퀀스의 마지막 특징으로, 시퀀스의 길이 N과 서로소인 루트 값을 갖는 ZC 시퀀스들 간에는 아래의 수학식 7과 같은 상관관계를 갖는다.
[수학식 7]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000022
수학식 7에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000023
는 N과 서로소이다. 예를 들어, N=111인 경우,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000024
은 수학식 7을 항상 만족한다. 수학식 6의 자기 상관관계와는 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지는 않는다.
ZC 시퀀스에 이어 하다마드(Hadamard) 행렬을 설명한다. 하다마드 행렬은 아래의 수학식 8과 같이 정의된다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000025
수학식 8에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000026
는 행렬의 크기를 나타낸다. 하다마드 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상
Figure PCTKR2016004658-appb-I000027
을 만족하는 단위 행렬(unitary matrix)이다. 또한, 하다마드 행렬에서 모든 열(column)과 모든 행(row)끼리는 서로 직교한다. 일 예로, n=4인 경우 하다마드 행렬은 수학식 9와 같이 정의된다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000028
수학식 9로부터 각 열들끼리, 각 행들끼리 서로 직교함을 알 수 있다.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다. OVSF 코드는 하다마드 행렬을 기반으로 생성되는 코드이며, 특정한 규칙을 갖는다.
먼저, OVSF 코드에서 오른쪽으로 분기할 때(lower branch), 첫 번째 코드는 좌측의 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복하며, 두 번째 코드는 상위 코드를 1번 반복하고 반전하여 1번 반복함으로써 생성된다. 도 6은 OVSF 코드의 트리 구조(tree structure)를 나타낸다.
이러한 OVSF 코드는 코드 트리 상의 인접한 상위 코드와 하위 코드(child code) 간의 관계를 제외하고는 모두 직교성이 보장된다. 예를 들어, 도 6에서 [1 -1 1 -1] 코드는 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 모두 직교한다. 또한, OVSF 코드는 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수가 동일하다. 즉, 도 6에서 특정 코드의 길이와 해당 코드가 속한 분기(branch)에서의 총 개수가 동일함을 확인할 수 있다.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다. 도 7에서는 RACH(Random Access CHannel)에 대해 설명한다.
LTE 시스템의 경우, 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 단말들의 RACH 신호 파워는 동일해야 한다. 이를 위해, 기지국은 'preambleInitialReceivedTargetPower'라는 파라미터를 정의함으로써, SIB(System Information Block)2를 통해 해당 셀 내의 모든 단말에 파라미터를 방송한다. 단말은 기준 신호(reference signal)을 이용하여 경로 손실을 계산하며, 계산된 경로 손실과 'preambleInitialReceivedTargetPower' 파라미터를 아래의 수학식 10과 같이 이용함으로써 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.
[수학식 10]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000029
수학식 10에서 P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.
수학식 10을 예로 들어 설명하면, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm 이고 기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm 이라고 가정한다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 단말이 배치된 상황을 가정한다.
먼저, 단말은 수신 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다. 아래의 표 3은 단말의 경로 손실과 그에 따른 송신 파워를 나타낸다.
표 3
단말 preambleInitialReceivedTargetPower 경로 손실 필요한송신파워 송신파워 추가 필요 파워
K1 -104dBm 60dB -44dBm -44dBm 0dBm
K2 -104dBm 110dB 6dBm 6dBm 0dBm
K3 -104dBm 130dB 26dBm 23dBm 3dBm
표 3에서 K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송해야 한다. 한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요 송신 파워는 6dBm이다. 그러나, K3단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm을 초과하게 된다. 이러한 경우, 단말은 최대 송신 파워인 23dBm으로 전송해야만 하며, 단말의 RACH 액세스 성공률은 3dB 열화된다.
도 8은 HT(High Throughput) 시스템에서의 프레임 구조를 도시하며, 도 9는 HT 시스템에서 데이터 심볼이 매핑되는 성상도(constellation)를 도시한다.
도 8은 시간축에서 HT 시스템의 프레임 구조를 나타낸다. L-SIG, HT-SIG 는 각각 Legacy-Signal Field, High Throughput-Signal Field를 나타낸다. 하나의 OFDM 심볼 길이를 4us로 정의하면, L-SIG는 하나의 OFDM 에 대응하는 반면, HT-SIG는 두 개의 OFDM 심볼에 대응한다.
HT 시스템인 802.11n 시스템에서는 이러한 구조의 프레임을 이용하여 시스템 정보를 단말에 전송하며, 이러한 정보는 도 9에 도시된 성상도에 매핑되어 전송된다. 도 9로부터, L-SIG와 HT-SIG의 첫 번째 심볼은 BPSK(Binary Phase Shift Keying)에 매핑되는 반면, HT-SIG의 두 번째 심볼은 QBPSK(Quadrature BPSK)에 매핑됨을 알 수 있다.
도 10은 VHT(Very High Throughput) 시스템에서의 프레임 구조를 도시하며, 도 11은 VHT 시스템에서의 성상도를 도시한다.
도 10 및 도 11에서는 도 8 및 도 9와 마찬가지로, L-SIG와 VHT-SIG-A(Very high Throughput-Signal-A)를 이용하여 시스템 정보가 단말에 전송된다. 그리고, VHT-SIG-A는 도 11의 성상도에 매핑되어 전송된다.
이하에서는, CFO 및 CFO의 추정/보상 과정에 대해 설명한다. CFO는 송/수신기의 오실레이터 주파수 차 및/또는 도플러 효과에 의해 발생한다. CFO는 정수 부분과 분수 부분으로 구분할 수 있으며(예를 들어, CFO=2.5 인 경우 정수 CFO=2, 분수 CFO=0.5), 정수 CFO는 서브캐리어를 해당 값만큼 원형 시프팅 시키는 결과를 낳는 반면, 분수 CFO는 서브캐리어들 간에 간섭을 발생시킨다. 따라서, 수신기 입장에서는 이러한 CFO를 측정하고 보상하는 과정이 필수적으로 요구된다.
HT/VHT 시스템에서는 L-STF와 L-LTF 를 이용하여 CFO 값을 추정하고, 수신된 OFDM 심볼에 추정된 CFO 값을 적용함으로써 아래의 수학식 11과 같이 CFO의 영향을 제거한다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000030
수학식 11에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000031
는 본래 CFO 값,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000032
는 L-STF와 L-LTF로부터 추정한 CFO 값을 나타낸다. y는 CFO가 있을 때의 수신 신호 벡터를 의미하며, x는 CFO가 없을 때의 수신 신호 벡터를 의미한다. n은 잡음 벡터를 의미하며, 대각 행렬
Figure PCTKR2016004658-appb-I000033
는 수학식 12와 같이 정의된다.
[수학식 12]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000034
L-STF와 L-LTF로부터 CFO 값이 완벽하게 추정되는 경우(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000035
), 수학식 11을 이용함으로써 수신 신호로부터 CFO가 완벽히 제거된다(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000036
). 그러나, L-STF와 L-LTF로부터 추정된 CFO 값이 완벽하지 않고(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000037
), CFO 값은 시간에 따라 조금씩 변하기 때문에, 잔여 CFO 값이 아래의 수학식 13에 따라 정의된다.
[수학식 13]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000038
수학식 13에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000039
은 시간에 따라 변한 CFO 값을 의미한다. 수신기는 잔여 CFO를 재추정하기 위해 L-SIG, HT-SIG 에 존재하는 파일럿 신호를 이용한다. 한편, 잔여 CFO가 완벽하게 제거되지 않은 상태에서(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000040
)
Figure PCTKR2016004658-appb-I000041
에 FFT 연산을 적용하는 경우, 서브캐리어 간에 누설 신호가 발생하여 수신 SINR이 낮아지게 된다. 따라서, 최대한 정확한 CFO 추정치를 이용하여
Figure PCTKR2016004658-appb-I000042
이 될 수 있도록 시간축 상에서 CFO를 제거해야만 한다. 한편, 주파수축 상에서 CFO로 인한 위상의 왜곡을 보정할 수는 있으나, 누설 신호의 제거는 어려운 점이 있다.
주파수축 상에서CFO의 보상 과정에 대해 설명한다. 먼저, n 번째 OFDM 심볼이 겪는 CFO를
Figure PCTKR2016004658-appb-I000043
로 정의한다. n, n+1 번째 OFDM 심볼에서 시간축 상에서 CFO를 제거하기 위해 사용한 CFO 추정치를
Figure PCTKR2016004658-appb-I000044
라 한다. 그러나, 이러한 추정치는 완벽하지 않기 때문에(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000045
), 잔여 CFO가 존재하게 된다. 따라서, n, n+1 번째 OFDM 심볼들을 이용하여 잔여 CFO를 추정하는 과정이 진행되며, 추정된 잔여 CFO 값을
Figure PCTKR2016004658-appb-I000046
로 정의한다.
수신기는 추정된 잔여 CFO 값을 이용함으로써 서브캐리어의 수신 신호(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000047
)를 아래의 수학식 14에 따라 보정한다.
[수학식 14]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000048
이러한 과정에 따르면, 잔여 CFO로 인한 위상의 왜곡을 주파수축 상에서 보상할 수 있다. 한편, 시간축 상에서 CFO를 제거하는 과정과는 달리, CFO로 인하여 발생한 누설 신호의 영향은 제거할 수 없다. 따라서, n+2, n+3 번째 OFDM 심볼부터는 시간축에서 CFO를 제거하기 위해 아래의 수학식 15에 따른 CFO 추정치를 이용한다.
[수학식 15]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000049
Figure PCTKR2016004658-appb-I000050
은
Figure PCTKR2016004658-appb-I000051
보다
Figure PCTKR2016004658-appb-I000052
에 더 가까우므로, 더 작은 잔여 CFO를 유발한다. 따라서, FFT 연산 후 주파수축 상에서의 수신 신호는 더 작은 신호 누설이 발행하여, 수신 SINR이 향상된다. 또한,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000053
을 추정한 뒤 서브캐리어 수신 신호의 위상을 수정하는 과정이 수행된다.
2. 제안하는 동기 신호 송수신 방법 1
도 12는 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다.
종래의 셀룰러 네트워크는 하나의 기지국이 넓은 영역을 서비스하는 매크로 셀(macro cell)을 가정하였다. 그러나, 최근의 셀룰러 네트워크는 매크로 셀 내에 작은 송신 출력을 갖는 복수의 기지국 설치를 허용한다. 이러한 작은 출력의 기지국들은 좁은 영역을 서비스하는 스몰 셀(small cell)을 형성한다.
결과적으로, 하나의 매크로 셀 내에 복수의 스몰 셀들이 혼재하는 HetNet(Heterogeneous Network)이 구성되며, 이는 전체 네트워크의 용량을 크게 증가시킬 수 있다. 특히, 기지국이 다양한 범위의 서비스 영역을 능동적으로 지원할 수 있는 경우, 이러한 네트워크의 용량을 네트워크 상황에 따라 효율적으로 증가시킬 수 있다.
한편, 기지국의 서비스 영역은 동기화 신호의 전달 범위에 의해 결정된다. 이는, 동기화 신호는 불특정 다수의 단말들이 수신할 수 있도록 최대한 넓은 빔 폭으로 전송되기 때문이다. 반면, 데이터 신호는 단말 특정적으로 전송되기 때문에 좁은 빔 폭으로 전송될 수 있다. 결과적으로, 동일한 송신 파워를 가정하는 경우, 넓은 빔 폭을 갖는 동기화 신호는 좁은 빔 폭을 갖는 데이터 신호에 비해 전송 거리가 짧다. 이하에서 서비스 영역이라 함은, 동기화 신호의 전송 거리로 정의되는 영역을 의미한다.
기지국의 서비스 영역은 기지국의 송신 파워, 빔 폭, 동기 신호 전송 반복 수를 이용하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 송신 파워와 빔 폭을 유지한 채로 반복 수를 증가시키는 경우, 서비스 영역이 늘어나게 된다.
이러한 내용을 바탕으로, 이하에서는 기지국이 서비스 영역을 효율적으로 조절할 수 있도록 동기 신호를 전송하는 방법과, 이에 대응하여 단말이 동기 신호를 수신하는 방법에 대해 설명한다.
먼저, 기지국의 타입(또는, 종류)에 대해 설명한다. 기지국은 셀 특성, 동기 신호의 패턴, 빔 스캐닝 신호의 패턴에 의해 복수의 타입으로 분류될 수 있다. 셀 특성은, 기지국의 송신 출력, 셀 반경, 하나의 동기 신호가 서비스하는 영역인 서브 섹터의 수, 및 동기 신호의 시퀀스 인덱스 중 하나 이상으로 정의되는 특성을 의미한다. 동기 신호의 패턴은, 동기 신호의 빔 폭, 및 동기 신호의 전송 반복 횟수 중 적어도 하나로 정의되는 특성이며, 빔 스캐닝 신호의 패턴은 빔 스캐닝 신호의 빔 폭, 빔 스캐닝 신호의 개수, 및 빔 스캐닝 신호를 위한 OFDM 심볼의 개수 중 적어도 하나로 정의되는 특성이다.
아래의 표 4는 상술한 셀 특성, 동기 신호의 패턴, 빔 스캐닝 신호의 패턴에 의해 정의되는 기지국의 타입을 나타낸다.
표 4
기지국 타입 전송 파워(dBm) 셀 반경(m) 서브섹터의 수 동기 신호의 빔 폭 동기 신호의 반복 횟수 빔 스캐닝 신호의 빔 폭 빔 스캐닝 신호의 반복 횟수 빔 스캐닝 신호의 OFDM 심볼 수 시퀀스번호대역
Macro A 40 500 1 60' 4 15' 4 4 0~127
Macro B 40 500 2 30' 2 15' 2 2 0~127
Macro C 40 500 4 15' 1 - - - 0~127
Micro A 27 200 1 60' 4 15' 4 4 128~255
Micro B 27 200 2 30' 2 15' 2 2 128~255
Micro C 27 200 4 15' 1 - - - 128~255
도 4에서 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4}로 정의하고 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}로 정의한다. 이때, 매크로 B 타입의 기지국을 예로 들어 설명하면, 기지국은 전송 파워가 500m이므로 섹터 2를 지원하고, 섹터 2는 기지국의 동기 신호 빔 폭이 30' 이므로 두 개의 서브 섹터 {A1, A2, B1, B2}, {A3, A4, B3, B4} 로 구분된다. 즉, 기지국은 동기 신호의 반복 횟수가 2이므로 서브 섹터 1과 서브 섹터 2를 번갈아가며 동기 신호를 2번씩 전송한다. 이때 이용되는 동기 신호의 시퀀스는 0~127 대역에서 선택된다. 또한, 기지국은 빔 스캐닝 신호의 빔 폭이 15'이고 반복 횟수가 2이므로, 각 서브 섹터마다 방향을 바꾸어가며 빔 스캐닝 신호를 단말로 전송한다.
즉, 기지국은 기지국 타입에 따라 사전에 결정된 파라미터 대로 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 각각 전송한다. 한편, 기지국 타입과 그에 따른 파라미터에 대한 정보는 단말 또한 미리 알고 있다. 따라서, 기지국이 특정 시퀀스를 이용하여 동기 신호를 생성하고 소정의 반복 횟수로 동기 신호를 전송하게 되면, 단말은 기지국의 타입에 대한 정보를 유추할 수 있다.
구체적으로 설명하면, 단말은 기지국으로부터 수신된 동기 신호로부터 타이밍, 반복 횟수, 시퀀스에 대한 정보를 획득한다. 그리고, 단말은 측정된 반복 횟수와 동기 신호의 시퀀스에 대한 정보로부터 기지국의 타입을 파악할 수 있다.
예를 들어, 표 4에서 서브 섹터 1에 위치한 단말이 기지국으로부터 122번 시퀀스에 의해 생성된 동기 신호를 2번 반복하여 수신한 경우를 생각해 본다. 단말은 아래의 수학식 16에 따라 동기 신호의 타이밍, 반복 횟수, 동기 신호의 시퀀스를 추정한다.
[수학식 16]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000054
수학식 16은 동기 신호의 타이밍을 나타내는 수학식 4에 동기 신호의 반복 횟수와 시퀀스에 대한 팩터(factor)를 추가한 식이다. 수학식 16에서 M은 동기 신호의 반복 횟수를, k는 동기 신호의 시퀀스 인덱스를 각각 나타낸다. 수학식 16은 동기 신호의 타이밍뿐만 아니라 반복 횟수와 시퀀스 인덱스가 일치했을 때에 결과 값이 최대로 나타난다. 따라서, 단말은 수신된 동기 신호의 반복 횟수와 시퀀스 대역에 대한 정보를 얻을 수 있게 되며, 획득한 정보를 기저장된 기지국 타입에 대한 정보와 비교함으로써 동기 신호를 전송한 기지국의 타입을 파악할 수 있게 된다. 다시 말해서, 동기 신호의 반복 횟수 M이 2, k가 122라는 사실을 알게 된 단말은 표 4로부터 기지국이 매크로 B 타입의 기지국이라고 판단한다. 한편, 수학식 16에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000055
은 수학식 16을 계산하는 과정에 이용되는 트라이얼 값(trial value)이며,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000056
은 각각 수학식 16의 계산 결과를 최대화하는 동기 신호의 수신 타이밍, 동기 신호의 반복 횟수, 동기 신호의 시퀀스 번호가 속하는 대역을 나타내며,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000057
는 수신된 동기 신호를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000058
는 기지국이 전송한 신호를 나타낸다.
파악된 기지국 타입의 정보에 기초하여, 단말은 빔 스캐닝 과정을 수행한다. 단말은 기지국 타입을 알고 있으므로, 기지국의 빔 스캐닝 신호의 빔 폭, 빔 스캐닝 신호의 반복 횟수, 빔 스캐닝 신호의 OFDM 심볼 수에 대해서도 파악할 수 있다. 따라서, 단말은 기지국으로부터 전송되는 빔들을 수신하고 그 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 선택한다. 이어서, 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백함으로써, 기지국이 단말에 최적화된 빔으로 데이터를 전송할 수 있게 된다.
단말에 기지국의 타입에 따른 빔 스캐닝 신호의 패턴이 미리 알려져 있지 않다면, 기지국과 단말은 미리 약속된 빔 스캐닝 신호 패턴만을 사용하거나, 단말이 블라인드(blind) 방식으로 패턴을 추정해야만 한다. 미리 약속된 패턴을 이용하는 방식에 있어서는 기지국이 다양한 빔 스캐닝 정책을 수행할 수 없게 되는 문제가 있고, 블라인드 방식에 있어서는 단말에 높은 구현 복잡도가 요구된다. 반면에, 제안하는 방식에 따르면 단말은 간단하게 기지국의 타입을 알 수 있게 되어 기지국의 빔 스캐닝 관련 파라미터들을 미리 알 수 있다. 따라서, 빔 스캐닝 절차의 복잡도와 효율성이 증대된다.
한편, 빠르게 이동하는 단말은 동기 신호의 서비스 영역이 넓은 기지국을 선호한다. 빠르게 움직이는 단말이 동기 신호의 서비스 영역이 좁은 기지국을 선택하는 경우, 잦은 핸드오버가 발생할 수 있다. 따라서, 단말은 추정된 동기 신호의 반복 횟수, 동기 신호의 시퀀스를 바탕으로 기지국의 타입을 확인함으로써, 해당 기지국이 서비스하는 영역을 즉시 파악할 수 있다. 따라서, 빠르게 이동하는 단말은 반복 횟수가 높고 서비스 영역이 넓은 매크로 기지국을 자신이 연결할 기지국으로 선택할 수 있게 된다.
한편, 도 12는 이상에서 설명한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시한다. 따라서, 도 12에 구체적으로 도시되거나 설명되지 않더라도, 상술한 내용들이 도 12에 동일하거나 유사하게 적용될 수 있음은 쉽게 알 수 있다.
먼저, 기지국은 셀 특성, 동기 신호 패턴, 빔 스캐닝 신호 패턴 중 적어도 하나에 기초하여 복수의 타입으로 분류되며, 기지국의 타입과 그에 따른 파라미터들에 관한 정보가 기지국과 단말 간에 미리 공유된다(S1210). 기지국은 자신의 서비스 영역에 위치하는 불특정 다수의 단말로 동기 신호를 브로드캐스팅한다(S1220). 이때, 동기 신호는 기지국의 타입에 따라 기결정된 반복 횟수와 시퀀스를 이용하여 브로드캐스팅 된다.
동기 신호를 수신한 단말은 수신된 타이밍, 반복 횟수, 시퀀스를 각각 측정한다(S1230). 이어서, 단말은 수신된 동기 신호의 파라미터들을 S1210에서 보유한 기지국 타입에 대한 정보와 비교함으로써, 기지국이 어떠한 타입에 해당하는지 파악한다(S1240). 기지국의 타입에 대한 정보를 획득한 단말은 기지국의 빔 스캐닝 관련 파라미터(빔 스캐닝 신호의 빔 폭, 반복 횟수, OFDM 심볼 수)를 이용하여 빔 스캐닝 과정을 수행한다(S1250).
3. 제안하는 동기 신호 송수신 방법 2
도 13은 제안하는 실시 예에 따른 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 13에서는 기지국과 단말 간에 위상 패턴을 이용한 동기 신호의 송수신 방법에 대해 설명한다.
일 실시 예에 의하면, 기지국이 브로드캐스팅하는 동기 신호는 동기 신호 전송의 반복 수, 시퀀스의 대역 이외에도 위상 패턴 벡터에 따라 분류될 수 있다. 위상 패턴 벡터란, 특정 시퀀스를 동기 신호로써 반복하여 전송하는 과정에서 매 반복 마다 변경되는 위상의 패턴을 의미한다. 위상 패턴 벡터에 있어서, 동일한 반복 수를 갖는 패턴들은 서로 직교(orthogonal) 또는 준직교(quasi orthogonal)한다. 두 패턴이 준직교한다는 것은, 두 패턴이 서로 완벽히 상쇄되지는 않으나 충분히 낮은 정도로 제거될 수 있는 경우를 의미한다.
위상 패턴 벡터를 구현하는 일 예를 표 5에서 설명한다. 표 5에는 각 반복 수마다 서로 다른 위상 패턴 벡터들이 적용된 예시가 표시된다. 이때, 각 반복 수에 해당하는 위상 벡터의 크기는 해당 반복 수와 동일하게 된다.
표 5
반복 수 위상 패턴 벡터 인덱스 위상 패턴 벡터
1 0 1
2 0 [1 1]
2 1 [1 -1]
4 0 [1 1 1 1]
4 1 [1 1 -1 -1]
4 2 [1 -1 1 -1]
4 3 [1 -1 -1 1]
8 0 [1 1 1 1 1 1 1 1]
8 1 [1 1 1 1 -1 -1 -1 -1]
이하에서는 시퀀스 셋(set) 또는 시퀀스 대역에 대해 설명한다. 수학식 17은 직교 또는 준직교하는 시퀀스들로 구성되는 시퀀스 셋을 나타낸다.
[수학식 17]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000059
수학식 17에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000060
는 i번째 시퀀스를 나타내며, V는 시퀀스 셋의 크기를 나타낸다.
Figure PCTKR2016004658-appb-I000061
=0인 경우, 해당 시퀀스 셋의 시퀀스들은 서로 직교하며,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000062
≠0인 경우, 시퀀스들은 서로 준직교한다.
기지국은 상술한 시퀀스 셋과 위상 패턴 벡터에 기초하여, 동기 신호를 생성할 수 있다. 구체적으로, 기지국은 기지국 타입에 따라 결정되는 기결정된 반복 횟수에 대응하는 위상 패턴 벡터를 선택하고, 시퀀스 셋 중에서 임의의 시퀀스를 선택한다. 이어서, 기지국은 선택된 시퀀스와 위상 패턴 벡터를 이용하여 하향링크 동기 신호를 생성한다.
예를 들어, 기지국이 표 4에서 매크로 A 의 기지국 타입인 경우, 동기 신호의 반복 횟수는 4이다. 이어서, 기지국이 표 5에서 위상 패턴 벡터 1에 해당하는 [1 1 -1 -1]을 선택하고 시퀀스
Figure PCTKR2016004658-appb-I000063
를 선택하는 경우를 가정한다. 이때, 기지국은 최종적으로 아래의 수학식 18에 따른 4 개의 연속적인 동기 신호들을 생성한다.
[수학식 18]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000064
일 실시 예에 의하면, 기지국은 시퀀스 셋으로부터 임의의 시퀀스를 선택하는 것이 아니라, 미리 결정된 시퀀스를 이용할 수 있다. 일반적으로, 서로 인접한 기지국들의 동기 신호는 서로 간섭을 유발할 수 있다. 이러한 간섭을 최소화하기 위해, 기지국들은 동기 신호를 생성하는 과정에서 서로 다른 시퀀스를 사용하도록 설정되어 있다. 이때, 시퀀스들 간의 상관관계가 낮을수록 간섭이 덜 발생하게 되므로, 인접하는 기지국들 간에는 서로 (준)직교하는 시퀀스를 이용한다.
이러한 이유로, 네트워크는 시퀀스들을 미리 기지국들에 겹치지 않도록 할당하며, 기지국들은 자신에게 할당된 기결정된 시퀀스를 동기 신호의 생성에 이용할 수 있다. 또한, 위상 패턴 벡터는 앞서 설명한 바와 같이 동일한 시퀀스에 대해서도 단말이 동기 신호들을 구별할 수 있게끔 한다. 따라서, 네트워크는 기지국에 시퀀스뿐만 아니라 위상 패턴 벡터도 미리 할당할 수 있다. 이러한 실시 예에서, 기지국은 기결정된 시퀀스 및 기결정된 위상 패턴 벡터를 이용하여 동기 신호를 생성하게 된다.
또 다른 실시 예에 의하면, 네트워크는 동기 신호의 반복 횟수가 동일한 기지국들의 시퀀스와 위상 패턴을 할당함에 있어서, 시퀀스 및 위상 패턴 중 적어도 하나를 다르게 설정할 수 있다.
예를 들어, 임의의 기지국 A, 기지국 B는 동기 신호의 반복 횟수가 2로 동일한 경우를 생각해 본다. 이때, 기지국 A와 기지국 B에 서로 다른 시퀀스
Figure PCTKR2016004658-appb-I000065
가 할당된 경우, 기지국 A와 기지국 B는 동일한 위상 패턴 벡터를 이용하더라도 단말에 간섭의 영향이 없게 된다. 반대로, 기지국 A와 기지국 B에 동일한 시퀀스
Figure PCTKR2016004658-appb-I000066
가 할당된 경우, 기지국 A와 기지국 B는 서로 다른 위상 패턴 벡터를 이용해야 단말에 미치는 간섭의 영향을 제거할 수 있다. 다시 말해서, 동일한 동기 신호 전송의 반복 횟수를 갖는 기지국들 간에는 시퀀스 인덱스와 위상 패턴 벡터의 인덱스 중 적어도 하나가 다르게 설정될 수 있다.
반면에, 동기 신호 전송의 반복 횟수가 다른 기지국들 간에는 시퀀스가 다르게 설정되어야 한다. 이는, 반복 횟수가 다른 기지국들 간에 시퀀스가 동일하고 위상 패턴 벡터가 다르게 설정된다면, 어느 하나의 기지국이 생성한 동기 신호가 다른 기지국의 동기 신호 중 일부와 동일하게 나타날 수 있기 때문이다.
표 6은 반복 횟수가 다른 기지국들 간에 할당되는 시퀀스 대역을 예를 들어 나타낸다.
표 6
반복 횟수 시퀀스 인덱스
1 0~63
2 64~95
4 96~111
8 112~127
표 6를 예로 들어 설명하면, 기지국 A, 기지국 B가 각각 반복 횟수 2, 4 를 갖는 경우를 생각해 본다. 이때, 기지국 A에는 시퀀스 대역
Figure PCTKR2016004658-appb-I000067
중 어느 하나의 시퀀스가 할당되고, 기지국 B에는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000068
중 어느 하나의 시퀀스가 할당된다. 이러한 실시 예에서, 기지국 A와 기지국 B에 할당되는 위상 패턴 벡터는 서로 같을 수도, 다를 수도 있다. 시퀀스 대역이 다르기 때문에, 두 기지국에 할당되는 위상 패턴 벡터가 같더라도 간섭의 문제가 발생하지 않기 때문이다.
또 다른 실시 예에 의하면, 네트워크는 기지국들 간의 동기 신호 간섭이 적다고 판단되는 경우, 기지국들에게 반복 횟수와 무관하게 동일한 시퀀스 및/또는 위상 패턴 벡터를 할당할 수 있다. 즉, 두 기지국이 충분히 멀리 떨어져서 동기 신호 간에 간섭의 정도가 없거나 무시할 수 있을 정도로 작은 경우, 기지국들에게 반복 횟수에 관계 없이 동일한 시퀀스, 동일한 위상 패턴을 할당할 수 있다.
한편, 단말은 상술한 동기 신호의 타이밍, 반복 횟수, 시퀀스, 위상 패턴 벡터를 고려하여 동기 신호를 처리할 수 있다. 즉, 단말은 반복하여 수신되는 하향링크 동기 신호들로부터, 타이밍, 반복 횟수, 시퀀스, 위상 패턴 벡터 인덱스를 각각 추정하며, 이러한 추정 과정은 아래의 수학식 19에 따라 수행될 수 있다.
[수학식 19]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000069
수학식 19에서의 각 텀(term)들은 수학식 4 및 수학식 16에서 설명한 바와 같다. 즉,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000070
은 측정된 프레임의 시작 타이밍을 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000071
은 반복 횟수를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000072
는 측정된 시퀀스 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000073
는 측정된 위상 패턴 벡터의 인덱스를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000074
는 수신된 동기 신호를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000075
는 기지국이 전송한
Figure PCTKR2016004658-appb-I000076
번째 시퀀스를 나타낸다. 또한,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000077
는 수학식 19를 계산하는 과정에 이용되는 트라이얼 값(trial value)을 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000078
는 반복 횟수
Figure PCTKR2016004658-appb-I000079
이며 인덱스가
Figure PCTKR2016004658-appb-I000080
인 위상 패턴 벡터의 i번째 요소를 나타낸다. 예를 들어, M=4이고 t=1 경우, 표 5를 참조하면
Figure PCTKR2016004658-appb-I000081
가 된다.
결과적으로, 수학식 19는 단말이 반복하여 수신되는 동기 신호들로부터 프레임의 시작 타이밍, 시퀀스의 인덱스, 위상 패턴 벡터의 인덱스들의 모든 조합 중 최적의 하나를 선택하는 과정을 의미한다.
구체적인 예를 들어 설명하면, 기지국 A와 기지국 B의 반복 횟수가 모두 M=4라고 가정한다. 또한, 두 기지국이 사용하는 시퀀스는 k=97 (
Figure PCTKR2016004658-appb-I000082
)라고 가정하며, 기지국 A의 위상 패턴 벡터는 [1 1 -1 -1], 기지국 B의 위상 패턴 벡터는 [1 -1 -1 1]라고 가정한다. 이때, 두 기지국이 전송하는 하향링크 동기 신호는 아래의 수학식 20과 같이 표현된다.
[수학식 20]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000083
또한, 이하에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000084
는 각각 기지국 A와 단말 간의 프레임 시작 위치, 기지국 B와 단말 간의 프레임 시작 위치를 나타낸다.
이러한 예시에 있어서, 단말이 위상 패턴 벡터만으로도 동기 신호를 구분할 수 있다는 점에 집중하여 설명하기 위해 단말은 완벽한 동기화를 수행함을 가정한다(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000085
). 그리고, 시퀀스 셋 내의 시퀀스들은 모두 직교한다. 이러한 조건에서 단말이 수학식 19에 따라 계산한 결과인
Figure PCTKR2016004658-appb-I000086
는 아래의 수학식 21과 같이 정의된다.
[수학식 21]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000087
수학식 21에서 기지국 A와 단말이 완벽한 타이밍으로 동기화가 이루어진 경우를 가정하였으므로, n은 생략되어
Figure PCTKR2016004658-appb-I000088
와 같이 표현된다. 한편,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000089
는 수학식 22로 정의되며, 아래의 수학식 22에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000090
는 u 번째 기지국만이 동기 신호를 전송하고 나머지 기지국들은 동기 신호를 전송하지 않았을 때 단말이 수신한 수신 신호를 나타낸다.
[수학식 22]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000091
기지국 A, 기지국 B를 고려한 상황에서,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000092
와
Figure PCTKR2016004658-appb-I000093
간의 관계는 아래의 수학식 23과 같이 표현된다.
[수학식 23]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000094
마지막으로, 채널이 플랫(flat)하며 시간에 따라 변하지 않고 잡음이 없는 경우, 수학식 19와 수학식 21을 고려하면
Figure PCTKR2016004658-appb-I000095
의 관계가 성립한다. 이러한 조건 하에, 단말이 수학식 19에 따라 계산한 상관관계 값의 결과는 아래의 표 7과 같이 표현된다.
표 7
반복 수 위상 패턴 벡터 인덱스 수학식 19의 결과값 (상관관계)
1 0
Figure PCTKR2016004658-appb-I000096
2 0
Figure PCTKR2016004658-appb-I000097
2 1
Figure PCTKR2016004658-appb-I000098
4 0
Figure PCTKR2016004658-appb-I000099
4 1
Figure PCTKR2016004658-appb-I000100
4 2
Figure PCTKR2016004658-appb-I000101
4 3
Figure PCTKR2016004658-appb-I000102
8 0
Figure PCTKR2016004658-appb-I000103
8 1
Figure PCTKR2016004658-appb-I000104
표 7로부터 확인할 수 있는 것은, 반복 횟수가 4 가 아닌 동기 신호들에 대해서는 다른 시퀀스 대역에서 선택된 시퀀스들이 이용되기 때문에, 수학식 19의 결과 값이 모두 0으로 나타난다. 마찬가지로, 반복 횟수가 4이더라도 k=97이 아닌 경우의 결과 값 또한 0이다. 결과적으로, 단말은 시퀀스만으로도 기지국의 반복 횟수 M=4와 k=97을 알아낼 수 있다.
M=4인 경우에 있어서, 위상 패턴 벡터 인덱스가 1, 3 인 경우에만 계산의 결과 값이 각각
Figure PCTKR2016004658-appb-I000105
로 나타난다. 결과적으로, 단말은 기지국 A와 기지국 B의 하향링크 동기 신호를 동시에 감지할 수 있을 뿐 아니라, 결과 값으로부터 두 기지국들의 동기 신호를 구별해낼 수 있게 된다. 두 기지국이 동일한 시퀀스 (
Figure PCTKR2016004658-appb-I000106
)를 사용했음에도 불구하고 단말이 이를 구별할 수 있는 이유는, 두 기지국이 서로 다른 위상 패턴 벡터를 사용하였기 때문이다.
만약
Figure PCTKR2016004658-appb-I000107
라면, 단말은 기지국 A를 선택한다. 즉, 단말은 수학식 19의 결과 값을 이용하여 가장 통신 연결의 품질이 좋다고 판단되는 최적의 기지국을 선택할 수 있다.
일 실시 예에 의하면, 단말은 상술한 수학식 19에 따른 계산 결과를 이전의 계산 결과와 비교하여 최적의 기지국을 선택할 수 있다. 구체적으로 설명하면, 만약 단말이 현재 산출한 값이 이전 과정에서 산출한 값 보다 작은 경우, 현재 계산된 동기 신호의 상관관계 값이 0이 아니더라도 계산 결과 값을 버린다. 반대로, 이전 과정에서 산출한 값보다 큰 값이 계산 결과로 나타난 경우, 계산된 결과 값들 중 가장 큰 값을 현재 산출한 값으로 대체한다. 이어서, 단말은 이러한 과정을 미리 정해진 윈도우 사이즈까지 계속하여 진행할 수 있으며, 계산 결과 중 가장 큰 값을 갖는 동기 신호를 전송한 기지국을 최적의 기지국으로 선택할 수 있다.
이러한 윈도우 사이즈는 프레임 시작점
Figure PCTKR2016004658-appb-I000108
의 후보의 크기가 된다. 도 5의 프레임 구조를 예로 들면, 단말은 프레임의 시작점을 찾기 위해 윈도우 사이즈를
Figure PCTKR2016004658-appb-I000109
로 설정해야 한다. 즉, 프레임 시작점의 범위는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000110
로 설정된다. 이때,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000111
의 크기는 각각 OFDM 심볼의 크기 및 CP의 길이를 나타낸다.
이어서,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000112
의 사이즈를 각각
Figure PCTKR2016004658-appb-I000113
,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000114
,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000115
라 할 때, 총 가능한
Figure PCTKR2016004658-appb-I000116
의 후보의 수는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000117
이 된다. 만약 단말이 이를 모두 저장하고 가장 큰 값을 선택한다면, 많은 메모리가 요구된다. 한편, 상술한 실시 예에 따라 단말이 결과 값들을 비교하여 가장 높은 계산 값만을 저장한다면, 해당 값 하나만을 저장하기 위한 메모리가 요구되어 단말의 메모리요구량을 개선할 수 있다.
또 다른 실시 예에서, 단말은 수학식 19에 따른 상관관계 값을 계산하는 과정에서 결과 값이 소정의 최대 임계값 이상으로 나타나는 경우, 동기화가 충분히 이루어졌다고 판단하고 더 이상 계산을 진행하지 않는다. 최대 임계값의 설정에 따라 단말이 불필요한 계산 과정을 진행하는 절차를 생략할 수 있으며, 상술한 알고리즘은
Figure PCTKR2016004658-appb-I000118
의 범위 중간에서 계산을 멈출 수 있어 복잡도와 단말의 딜레이 발생을 최소화할 수 있다.
반면에, 윈도우 사이즈 내에서 최소 임계값을 초과하는 계산 결과가 감지되지 않는 경우, 단말은 윈도우를 초기화하고 계산 과정을 재시작한다. 즉, 동기 신호가 수신되지 않았음에도 불구하고 계산 절차가 수행된다면 잘못된 동기화(즉, false alarm)가 일어나게 된다. 따라서, 단말은 선택된 구간 내에서의 계산 결과 값이 최소 임계값을 만족하지 못하는 경우, 가장 높은 값이 감지되더라도 이를 프레임 시작점으로 선택하지 않는다.
도 13은 상술한 실시 예들을 시계열적인 흐름에 따라 도시하는 흐름도이다. 따라서, 도 13에서 구체적으로 도시되거나 설명되지 않는다 하더라도, 이상에서 설명한 실시 예들이 동일하거나 유사하게 적용될 수 있음을 쉽게 알 수 있다.
먼저, S1310 과정은 도 12에서 설명한 바 있으므로 구체적인 설명을 생략한다. 기지국은 기지국 타입에 따라 기결정된 반복 횟수, 네트워크로부터 미리 할당된 시퀀스 및 위상 패턴을 이용하여 동기 신호를 생성하고 단말로 브로드캐스팅한다(S1320).
동기 신호를 수신한 단말은 수신된 동기 신호의 타이밍, 반복 횟수, 시퀀스 인덱스, 위상 패턴 인덱스를 수학식 19의 알고리즘에 따라 측정한다(S1330). 이어서, 단말은 계산 결과 값을 비교함으로써 상관관계 값이 가장 크게 나타나는 기지국을 최적의 기지국으로 선택하며(S1340), 선택된 기지국과의 연결을 수립한다(S1350). S1330 및 S1340의 과정에서, 단말은 소정의 윈도우 사이즈 동안 계산 결과를 비교하고 갱신하는 절차를 수행할 수 있다. 예를 들어, 단말은 최소 임계값보다 큰 결과 값들 중에서 가장 큰 결과 값이 나타나는 후보를 선택할 수 있으며, 또는 최대 임계값 보다 큰 결과 값이 나타나면 해당 결과 값을 선택할 수도 있다.
4. 제안하는 동기 신호 송수신 방법 3
이하에서는, 상술한 바와 같이 동기 신호에 적용되는 위상 패턴 벡터의 세트(set)를 설계하는 과정에서, 세트에 포함되는 각 위상 패턴 벡터들이 네스티드 직교(nested orthogonal)하도록 구현하는 실시 예를 설명한다. 네스티드 직교하다는 것은, 어느 벡터가 자신보다 큰 벡터의 일부분과 직교(또는, 준직교)하는 것을 의미한다. 예를 들어, 아래의 표 8에 표시되는 위상 패턴 벡터 세트를 구성하는 3개의 위상 패턴 벡터들은 서로 네스티드 직교한다.
표 8
반복 수 위상 패턴 벡터
2 [ 1 -1 ]
4 [ 1 1 -1 -1 ]
8 [ 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 ]
표 8에서, 반복 수 2인 위상 패턴 벡터[1 -1]는 반복 수 4인 위상 패턴 벡터의 일부분인 [1 1]과 직교한다. 또한, 반복 수 4인 위상 패턴 벡터 [1 1 -1 -1]은 반복 수 8인 위상 패턴 벡터의 일부분인 [1 1 1 1]과 직교한다. 이러한 점에서, 표 8의 위상 패턴 벡터들이 네스티드 직교관계에 있다. 한편, 이와 같이 네스티드 직교 관계에 있는 위상 패턴 벡터는 OVSF(Orthogonal Variable Spread Factor)의 예시로 이해될 수도 있다.
OVSF 코드 또는 네드티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용하여 동기 신호를 설계하면, 단말이 기지국의 동기 신호 전송 반복 수를 모르는 경우라 하더라도 반복 수와 사용된 위상 패턴 벡터를 추정해낼 수 있게 된다.
한편, 기지국이 특정 시퀀스(
Figure PCTKR2016004658-appb-I000119
) 및 표 8의 위상 패턴 벡터를 이용하여 반복 수로 M=2, 4, 8 동기 신호를 각각 전송하면, 단말이 수신한 동기 신호에 대하여 측정한 상관관계
Figure PCTKR2016004658-appb-I000120
는 각각 아래의 수학식 24(M=2), 25(M=4), 26(M=8)과 같이 표현된다. 수학식 24, 25, 26 에서 M은 기지국의 실제 동기 신호 전송 반복 수를 나타내고,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000121
은 단말이 상관관계의 측정 과정에서 추정한 반복 수를 나타낸다. 아래의 수학식 24, 25, 26 에서 상관관계
Figure PCTKR2016004658-appb-I000122
를 측정하는 구체적인 과정은 앞서 수학식 19에서 설명한 과정과 파라미터들이 동일하게 적용된다.
[수학식 24]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000123
수학식 1에서 1번 과정은 M=2인 위상 패턴 벡터가 시퀀스에 적용되어 생성되는 동기 신호를 나타내며, 2번 과정은 M=2인 경우 계산된 결과 값들의 관계를 나타낸다. 수학식 24에서
Figure PCTKR2016004658-appb-I000124
로 정의하며, i는 위상 패턴 벡터의 i번째 요소, k는 시퀀스 인덱스를 나타낸다.
[수학식 25]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000125
수학식 25는 M=4인 경우의 실시 예를 나타내며, 아래의 수학식 26은 M=8인 경우의 실시 예를 나타낸다.
[수학식 26]
Figure PCTKR2016004658-appb-I000126
수학식 25에서는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000127
=2인 경우 상관관계 값
Figure PCTKR2016004658-appb-I000128
=0이 된다. 한편, 수학식 26에서는
Figure PCTKR2016004658-appb-I000129
=8인 경우를 제외한 나머지 경우
Figure PCTKR2016004658-appb-I000130
=0이 된다.
상술한 실시 예에 의하면, 네스티드 직교한 위상 패턴 벡터가 적용되는 경우,
Figure PCTKR2016004658-appb-I000131
<M일 때의 상관관계를 계산한 결과 값
Figure PCTKR2016004658-appb-I000132
=0이 모두 0으로 나타난다. 이를 이용하여, 단말은 기지국이 동기 신호를 전송하는 반복 수를 미리 알지 못한다 하더라도, 네스티드 직교 구조의 위상 패턴 벡터를 통해 반복 수를 추정해낼 수 있다. 따라서, 복수의 기지국들이 동기 신호를 전송하는 반복 수가 같지 않아서 단말이 반복 수를 직접적으로 알 수 없는 경우라 하더라도, 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터가 활용됨으로써 단말이 기지국들을 구별해낼 수 있게 된다.
이하에서는, 상술한 내용들에 더하여 위상 패턴 벡터를 계층적으로(hierarchically) 구성하는 실시 예를 설명한다. 일 실시 예에 의하면, 동기 신호는 반복 수에 따라 계층적으로 구성될 수 있다. '계층(hierarchy)'이란 하향링크 동기 신호의 반복 수에 따라 정해지며, 동기 신호에 대해 동일한 반복 수를 갖는 기지국들은 동일한 계층에 속하게 된다. 반복 수가 클수록 높은 계층에 해당한다. 예를 들어, 표 4에서 동기 신호의 반복 횟수가 가장 높은 매크로 A 기지국이 가장 높은 계층을 이루며, 매크로 B 기지국이 그다음 계층, 매크로 C 기지국은 가장 낮은 계층을 이룬다.
계층적으로 위상 패턴 벡터를 구성하는 과정에서, 동일한 계층에 속하는 기지국들의 동기 신호들은 서로 직교(또는 준직교)하는 위상 패턴 벡터와 시퀀스로 정의된다. 반면에, 다른 계층에 속하는 기지국들의 동기 신호들은 서로 네스티드 직교(또는 준직교)하는 위상 패턴 벡터와 시퀀스로 정의된다. 이때, 서로 다른 계층의 동기 신호가 서로 네스티드 직교한 관계에 있으려면, 상위 계층의 시퀀스는 하위 계층의 시퀀스를 포함하지 않도록 설계되어야 한다.
아래의 표 9 및 표 10은 상술한 실시 예에 따라 계층적으로 위상 패턴 벡터를 구성하는 예시들을 도시한다.
표 9
반복 수 b 위상 패턴 벡터 직교 벡터
2 1 [ 1 1 ] [ 1 -1]
4 1 [ 1 -1 1 -1 ] [ 1 -1 -1 1 ]
8 1 [ 1 -1 -1 1 1 1 1 1 ] [ 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 ]
2 [ 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 ] [ 1 -1 -1 1 1 1 1 1 ]
표 10
반복 수 b 위상 패턴 벡터 직교 벡터
2 2 [ 1 -1 ] [ 1 1]
4 2 [ 1 1 -1 -1 ] [ 1 1 1 1 ]
8 3 [ 1 1 1 1 1 -1 -1 1 ] [ 1 1 1 1 -1 1 1 -1 ]
4 [ 1 1 1 1 -1 1 1 -1 ] [ 1 1 1 1 1 -1 -1 1 ]
표 9에서, 반복 수 4인 위상 패턴 벡터 [1 -1 1 -1]은 반복 수 2인 위상 패턴 벡터 [1 1]를 포함하지 않는다. 마찬가지로, 반복 수 8인 두 개의 위상 패턴 벡터 모두 반복 수 4인 위상 패턴 벡터를 포함하지 않도록 정의된다. 위상 패턴 벡터의 우측 열에 기재된 직교 벡터는 동일한 계층에 해당하는 다른 기지국을 위한 벡터로서, 같은 계층에 속하는 기지국의 위상 패턴 벡터와 직교(또는 준직교)하는 벡터이다. 표 9 및 표 10에서 'b'는 동일한 반복 수에 대한 위상 패턴 벡터를 나타내는 인덱스 값으로서, 동일한 반복수에 대하여 위상 패턴 벡터의 b값이 다르다는 것은 계층적 구조가 둘 이상으로 구현될 수 있음을 의미한다.
이상에서 제안한 실시 예에 따라 계층적으로 위상 패턴 벡터를 구성하는 것에 더하여, 기지국은 동기 신호의 전송 시점을 조절할 수도 있다. 동기 신호 전송 시점에 관련된 실시 예를 도 14와 함께 설명한다. 아래의 표 11은 도 14에 도시된 각 기지국들이 전송 시점에 따라 동기 신호를 전송하는 과정을 나타낸다.
표 11
Figure PCTKR2016004658-appb-T000001
표 11에서 각 기지국들은 전송 시점 1부터 4까지 순차적으로 동기 신호를 전송하며, 동일한 시퀀스
Figure PCTKR2016004658-appb-I000133
를 사용한다. 하위 계층에 속하는 M1-1, M1-2, M2-1, M2-2 기지국들의 하향링크 동기 신호는 상위 계층에 속하는 M1, M2 기지국들의 동기 신호가 전송되는 시간 구간의 일부 구간에서만 전송된다. 즉, 기지국들은 서로 동기화되고 하위 계층 기지국들의 동기 신호가 일부 구간에서만 전송됨으로써, 전체 기지국들의 하향링크 동기 신호들에 발생할 수 있는 간섭이 최소화된다.
한편, 각 기지국들은 도 14에 도시된 위상 패턴 벡터를 시퀀스
Figure PCTKR2016004658-appb-I000134
에 적용하여 동기 신호를 생성하며, 도 14에 도시된 위상 패턴 벡터들은 네스티드 직교하며 계층적으로 구성된다. 또한, 도 14에 도시된 '+'와 '-'는 각각 위상 패턴 벡터에서 +1, -1을 의미한다.
도 14를 구체적으로 설명하면, M1 기지국(반복수 4)에는 [1 -1 1 -1] 위상 패턴 벡터가 할당되며, M1 기지국과 동일한 반복 수를 갖는 M2 기지국에는 [1 1 -1 -1] 위상 패턴 벡터가 할당된다. M1 기지국과 M2 기지국은 같은 계층에 속하여, 두 기지국의 위상 패턴 벡터들은 서로 직교하는 관계에 있다.
한편, 기지국 M1-1에는 [1 1 0 0] 위상 패턴 벡터가 할당되며, M1-2 기지국에는 [0 0 1 1] 위상 패턴 벡터가 할당된다. M1-1 기지국과 M1-2 기지국은 반복 수가 2로 동일하여 같은 계층에 속하며, M1-1 기지국의 위상 패턴 벡터와 M1-2 기지국의 위상 패턴 벡터는 서로 직교하는 관계에 있다. 한편, M1-1 기지국의 위상 패턴 벡터와 M1-2 기지국의 위상 패턴 벡터는 M1 기지국의 위상 패턴 벡터에 포함되지 않아, M1 기지국, M1-1 기지국, M1-2 기지국의 위상 패턴 벡터들은 네스티드 직교한다.
M1, M1-1, M1-2 기지국들의 위상 패턴 벡터들이 계층적 구조를 갖고 네스티드 직교하도록 구성됨에 따라, 기지국들의 커버리지 내에 속하는 단말들 K1, K2, K3는 세 기지국이 전송하는 동기 신호를 구별해낼 수 있다. 예를 들어, M1-1 기지국과 M1-2 기지국에 전송하는 동기 신호는 전송 시점이 달라 시간축으로 다중화된다. 또한, M1-1, M1-2 기지국은 M1 기지국과 네스티드 직교한 위상 패턴 벡터를 적용하므로, 단말이 세 기지국의 동기 신호를 모두 구별해낼 수 있다.
마찬가지로, M2 기지국에 할당되는 위상 패턴 벡터는 M2-1 기지국과 M2-2 기지국에 할당되는 위상 패턴 벡터들과 계층적 구조를 구성하며 네스티드 직교한다. 앞이에 따라, 서 설명한 바와 유사하게, M2, M2-1, M2-2 기지국들의 동기 신호가 단말에 의해 구별될 수 있다. 또한, M1 기지국과 M2 기지국은 서로 직교하는 위상 패턴 벡터들을 사용하고, M1-1, M1-2, M2-1, M2-2 기지국들도 마찬가지로 동일한 계층에 해당하여 서로 직교하는 위상 패턴 벡터들을 각각 사용한다. 따라서, 모든 기지국들에 의해
Figure PCTKR2016004658-appb-I000135
시퀀스가 사용되는 경우에 있어서도, K3 단말은 각 기지국들로부터 수신되는 동기 신호를 모두 구별해낼 수 있다.
도 15는 앞서 설명한 실시 예에 따라 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용하는 동기 신호 송수신 방법을 도시하는 흐름도이다. 도 15에서 구체적으로 도시되거나 설명되지 않는다 하더라도, 앞서 설명한 실시 예들이 도 15의 흐름도에 동일하거나 유사하게 적용될 수 있다.
먼저, 기지국은 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 이용하여 동기 신호를 생성하고 단말로 전송한다(S1510). 도 15에는 설명의 편의를 위해 하나의 기지국만이 도시되어 있으나, 도시된 기지국에 인접하는 기지국들끼리 네스티드 직교하는 위상 패턴 벡터를 계층적으로 구성할 수 있다. 다시 말해, 기지국마다 기결정된 동기 신호 전송의 반복 수에 따라 계층적으로 기지국들을 분류하고, 동일한 계층에 속하는 기지국들 간에는 직교(또는 준직교)하는 위상 패턴 벡터를 구성할 수 있다. 또한, 반복 수가 높은 상위 계층에 속하는 기지국들의 위상 패턴 벡터는 반복 수가 낮은 하위 계층에 속하는 기지국들의 위상 패턴 벡터를 포함하지 않도록, 다시 말해서 서로 다른 계층 간에는 네스티드 직교하도록 위상 패턴 벡터를 구성할 수 있다.
또한, S1510에서 기지국이 단말로 위상 패턴 벡터를 전송하는 과정에서, 하위 계층에 속하는 기지국들은 상위 계층에 속하는 기지국들이 위상 패턴 벡터를 전송하는 시간 구간의 일부 구간에서만 동기 신호를 전송할 수 있다. 이러한 과정을 통해서 기지국들의 동기 신호들 간의 간섭이 최소화될 수 있다.
한편, 단말은 기지국들로부터 수신한 동기 신호들의 위상 패턴 벡터와 시퀀스를 측정한다(S1520). S1520의 과정은 도 13에서 설명한 S1330과 유사하게 동작할 수 있다. 이어서, 단말은 동기 신호를 전송한 기지국들 중에서 최적의 기지국을 선택하고, 선택된 기지국에 접속한다(S1530). 이러한 과정은 도 13의 S1340, S1350과 유사하게 동작할 수 있다.
5. 장치 구성
도 16은 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 16에서 단말(100) 및 기지국(200)은 각각 무선 주파수(RF) 유닛(110, 210), 프로세서(120, 220) 및 메모리(130, 230)를 포함할 수 있다. 도 16에서는 단말(100)와 기지국(200) 간의 1:1 통신 환경만을 도시하였으나, 다수의 단말과 다수의 기지국 간에도 통신 환경이 구축될 수 있다. 또한, 도 16에 도시된 기지국(200)은 매크로 셀 기지국과 스몰 셀 기지국에 모두 적용될 수 있다.
각 RF 유닛(110, 210)은 각각 송신부(112, 212) 및 수신부(114, 214)를 포함할 수 있다. 단말(100)의 송신부(112) 및 수신부(114)는 기지국(200) 및 다른 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(120)는 송신부(112) 및 수신부(114)와 기능적으로 연결되어 송신부(112) 및 수신부(114)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(120)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(112)로 전송하며, 수신부(114)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행한다.
필요한 경우 프로세서(120)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(130)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 단말(100)은 이상에서 설명한 본 발명의 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.
기지국(200)의 송신부(212) 및 수신부(214)는 다른 기지국 및 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(220)는 송신부(212) 및 수신부(214)와 기능적으로 연결되어 송신부(212) 및 수신부(214)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(220)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(212)로 전송하며 수신부(214)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행할 수 있다. 필요한 경우 프로세서(220)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(230)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 기지국(200)은 앞서 설명한 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.
단말(100) 및 기지국(200) 각각의 프로세서(120, 220)는 각각 단말(100) 및 기지국(200)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(120, 220)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리(130, 230)들과 연결될 수 있다. 메모리(130, 230)는 프로세서(120, 220)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
본 발명의 프로세서(120, 220)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(120, 220)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(120, 220)에 구비될 수 있다.
한편, 상술한 방법은, 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성 가능하고, 컴퓨터 판독 가능 매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 상술한 방법에서 사용된 데이터의 구조는 컴퓨터 판독 가능 매체에 여러 수단을 통하여 기록될 수 있다. 본 발명의 다양한 방법들을 수행하기 위한 실행 가능한 컴퓨터 코드를 포함하는 저장 디바이스를 설명하기 위해 사용될 수 있는 프로그램 저장 디바이스들은, 반송파(carrier waves)나 신호들과 같이 일시적인 대상들은 포함하는 것으로 이해되지는 않아야 한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, DVD 등)와 같은 저장 매체를 포함한다.
본원 발명의 실시 예 들과 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
상술한 바와 같은 동기 신호 송수신 방법은 3GPP LTE, LTE-A 시스템뿐 아니라, 그 외에도 IEEE 802.16x, 802.11x 시스템을 포함하는 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

Claims (16)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말이 동기 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    복수의 기지국으로부터 네스티드 직교(nested orthogonal)하고 계층적으로 구성되는 위상 패턴 벡터 셋(set)을 이용하여 생성된 복수의 동기 신호를 각각 수신하는 단계;
    상기 복수의 동기 신호에 대한 시퀀스 인덱스 및 위상 패턴 벡터의 인덱스를 각각 측정하는 단계;
    상기 복수의 기지국 중에서 상기 측정 결과로써 계산된 상관관계 값이 가장 높게 나타나는 기지국을 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 기지국과의 연결을 수립하는 단계를 포함하고,
    상기 위상 패턴 벡터 셋은 동기 신호 시퀀스의 위상을 기결정된 반복 수만큼 변경하는 서로 다른 위상 패턴 벡터들로 구성되는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 기지국 중에서 동기 신호의 반복 수가 동일한 기지국들이 같은 계층을 구성하고, 상기 반복 수가 상대적으로 높은 기지국들이 상위 계층을 구성하며, 상기 반복 수가 상대적으로 낮은 기지국들이 하위 계층을 구성하는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    동일한 계층에 속하는 기지국들에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 서로 직교하거나 준직교하는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터의 일부와 직교 또는 준직교하는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터는 상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 포함하지 않는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    동일한 위상 패턴 벡터 셋을 이용하는 복수의 기지국들은 서로 동기화되어 동일한 시점에 동기 신호를 전송하는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국의 동기 신호는 상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국이 동기 신호를 전송하는 시간 구간의 일부에 전송되는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국은, 상기 시간 구간 중에서 자신의 동기 신호를 전송하지 않는 시간 구간에는 '0'을 전송하는 것인, 동기 신호 수신 방법.
  9. 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 수신하는 단말에 있어서,
    송신부;
    수신부; 및
    상기 송신부 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    복수의 기지국으로부터 네스티드 직교(nested orthogonal)하고 계층적으로 구성되는 위상 패턴 벡터 셋(set)을 이용하여 생성된 복수의 동기 신호를 각각 수신하도록 상기 수신부를 제어하고,
    상기 복수의 동기 신호에 대한 시퀀스 인덱스 및 위상 패턴 벡터의 인덱스를 각각 측정하고,
    상기 복수의 기지국 중에서 상기 측정 결과로써 계산된 상관관계 값이 가장 높게 나타나는 기지국을 선택하고,
    상기 선택된 기지국과의 연결을 수립하며,
    상기 위상 패턴 벡터 셋은 동기 신호 시퀀스의 위상을 기결정된 반복 수만큼 변경하는 서로 다른 위상 패턴 벡터들로 구성되는 것인, 단말.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 복수의 기지국 중에서 동기 신호의 반복 수가 동일한 기지국들이 같은 계층을 구성하고, 상기 반복 수가 상대적으로 높은 기지국들이 상위 계층을 구성하며, 상기 반복 수가 상대적으로 낮은 기지국들이 하위 계층을 구성하는 것인, 단말.
  11. 제10항에 있어서,
    동일한 계층에 속하는 기지국들에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 서로 직교하거나 준직교하는 것인, 단말.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터들은 상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터의 일부와 직교 또는 준직교하는 것인, 단말.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터는 상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 포함하지 않는 것인, 단말.
  14. 제10항에 있어서,
    동일한 위상 패턴 벡터 셋을 이용하는 복수의 기지국들은 서로 동기화되어 동일한 시점에 동기 신호를 전송하는 것인, 단말.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국의 동기 신호는 상기 상위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국이 동기 신호를 전송하는 시간 구간의 일부에 전송되는 것인, 단말.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 하위 계층에 할당되는 위상 패턴 벡터를 이용하는 기지국은, 상기 시간 구간 중에서 자신의 동기 신호를 전송하지 않는 시간 구간에는 '0'을 전송하는 것인, 단말.
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