WO2016139306A1

WO2016139306A1 - Radarvorrichtung

Info

Publication number: WO2016139306A1
Application number: PCT/EP2016/054543
Authority: WO
Inventors: Thomas Hesse; Jürgen Köhler
Original assignee: Hella Kgaa Hueck & Co.
Priority date: 2015-03-04
Filing date: 2016-03-03
Publication date: 2016-09-09
Also published as: US20180031688A1; US10514453B2; CN107250833B; DE102015103149A1; CN107250833A

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung (100) zum Senden eines Signals in einem Frequenzband, mit einem Steuermittel (108), mit einem Oszillator (102), wobei ein Eingang des Oszillators über einen Wandler (8) mit dem Steuermittel verbunden ist, der Oszillator mittels des Steuermittels zum Erzeugen des Signals ansteuerbar ist und das mittels des Oszillators erzeugte Signal an einem Ausgang des Oszillators (102) abgreifbar ist, mit wenigstens einer Sendeantenne zum Senden des am Ausgang des Oszillators anliegenden Signals, wobei die Sendeantenne mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, mit wenigstens einem Empfangskanal zum Empfangen eines Empfangssignals, zum Verarbeiten des Empfangssignals und zur Weiterleitung des verarbeiteten Empfangssignals zum Steuermittel (108), wobei der Empfangskanal zumindest eine Empfangsantenne und einen Mischer (103) zum Mischen des Empfangssignals mit dem am Ausgang des Oszillators (102) anliegenden Signal aufweist, wobei der Mischer mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, wobei ein Frequenzteiler (106) vorgesehen ist, welcher Signale des Oszillators einem Frequenzzähler (23) zuführt, wobei zumindest der Oszillator (102) und der Frequenzteiler (106) als monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis (101) ausgebildet sind.

Description

Radarvorrichtung

Beschreibung Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung und ein Verfahren zum Betreiben einer Radarvorrichtung.

Stand der Technik

In Kraftfahrzeugen werden Radarvorrichtungen immer häufiger eingesetzt, beispielsweise zur Erkennung des Umfelds des Kraftfahrzeugs zur Steuerung von Kraftfahrzeugeinrichtungen. So kann beispielsweise ein Fahrerassistenzsystem vorgesehen sein, welches auf Basis von Daten der Radarvorrichtung den Fahrer unterstützt, beispielweise bei Bremsvorgängen oder bei Spurwechseln etc.

Dabei ist es für die Zieldetektion einer beispielsweisen 24GHz-Radarvorrichtung, welche Sendesignale im 24GHz-Bereich aussendet, von entscheidender Bedeutung, wie der Frequenzverlauf des Sendesignals ausgestaltet ist. Üblicherweise überstreicht dabei die Sendefrequenz des Sendesignals eine vorgegebene Bandbreite von 200MHz in Form von annähernd linearen sogenannten Chirps, also Frequenzrampen mit ansteigender Sendefrequenz. Die Steilheit dieser Chirps ist bei modernen Radarvorrichtungen relativ gering, die benötigte Zeit für das Überstreichen von 200MHz beträgt daher bei modernen Radarvorrichtungen etwa 40ms.

Allgemein ist jedoch eine eindeutige Tendenz zu deutlich höheren Steilheiten zu beobachten. Die Reduzierung der Dauer eines Chirps auf etwa 75ps in Verbindung mit einer höheren Abtastrate in der Größenordnung von 1 MHz erlauben eine deutlich verbesserte Zieldetektion. Um auch bei derart hohen Steilheiten des Chirps einen linearen Verlauf der Sendefrequenz zu erreichen, gelten allerdings hohe Anforderungen an den Verlauf der Tuningspannung des 24GHz-VCOs, der auch als Voltage Controlled Oscillator, also als spannungsgesteuerter Oszillator, bekannt ist.

Im Stand der Technik wird der Einsatz so genannter programmierbarer PLL, Phase Locked Loop oder Phasen regelschleife, zur Erzeugung der Tuningspannung eingesetzt, so dass sich in Verbindung mit dem VCO Oszillator ein geschlossener Regelkreis ergibt. Eine solche Phasenregelschleife ist jedoch mit zusätzlichen Kosten verbunden, die zu vermeiden wären.

Darstellung der Erfindung, Aufgabe, Lösung, Vorteile

Daher ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Radarvorrichtung und ein Verfahren zum Betreiben einer Radarvorrichtung zu schaffen, mittels welchem auch bei Chirps mit einer hohen Steilheit eine kostengünstige Herstellung und ein kostengünstiger Betrieb möglich ist und dennoch eine hohe Linearität des Frequenzverlaufs sichergestellt werden kann, damit eine verbesserte Qualität der Zieldetektion ermöglicht ist.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung zur Radarvorrichtung wird mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1 gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung zum Senden eines Signals in einem Frequenzband, mit einem Steuermittel, mit einem Oszillator, wobei ein Eingang des Oszillators über einen Wandler mit dem Steuermittel verbunden ist, der Oszillator mittels des Steuermittels zum Erzeugen des Signals ansteuerbar ist und das mittels des Oszillators erzeugte Signal an einem Ausgang des Oszillators abgreifbar ist, mit wenigstens einer Sendeantenne zum Senden des am Ausgang des Oszillators anliegenden Signals, wobei die Sendeantenne mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, mit wenigstens einem Empfangskanal zum Empfangen eines Empfangssignals, zum Verarbeiten des Empfangssignals und zur Weiterleitung des verarbeiteten Empfangssignals zum Steuermittel, wobei der Empfangskanal zumindest eine Empfangsantenne und einen Mischer zum Mischen des Empfangssignals mit dem am Ausgang des Oszillators anliegenden Signal aufweist, wobei der Mischer mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, wobei ein Frequenzteiler vorgesehen ist, welcher Signale des Oszillators einem Frequenzzähler zuführt, wobei zumindest der Oszillator und der Frequenzteiler als monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis ausgebildet sind. Dadurch wird erreicht, dass im Wesentlichen alle bei der Umsetzung einer Digitalsequenz in einen Frequenzverlauf bei 24GHz auftretenden Nicht- linearitäten messtechnisch erfasst und kompensiert werden können. Auch wird die Linearität der erzeugten schnellen Chirps deutlich erhöht, was eine verbesserte Ziel- detektion ermöglicht. Dies wird mittels einer hardwaretechnischen Realisierung schneller Chirps kostengünstiger Art erreicht, so dass die Verwendung eines programmierbaren PLL-Bausteins nicht mehr notwendig ist.

Auch ist es vorteilhaft, wenn weiterhin zumindest ein Mischer eines Empfangskanals in den monolithischen integrierten Mikrowellenschaltkreis integriert ist. Dadurch kann eine einfache Herstellung erreicht werden und gleichzeitig eine einfache Signalanalyse durchgeführt werden.

Dabei ist es auch vorteilhaft, wenn weiterhin zumindest ein Verstärker und/oder Filter eines Empfangskanals in den monolithischen integrierten Mikrowellenschaltkreis integriert ist.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn zur Kalibrierung mit Hilfe der Frequenzzählung mittels des Frequenzzählers ein Kalibrierzyklus einsetzbar ist, welcher den gleichen Tu- ningspannungs- bzw. VCO-Frequenzverlauf nutzt, wie in einem Radar-Messzyklus. Dadurch kann vorteilhaft die Frequenzzählung auch bei schnellen Chirps sicher durchgeführt werden.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn zur Steuerung des Frequenzteilers eine Ansteue- rung vorgesehen ist, mittels der eine Umschaltung des integrierten Frequenzteilers zwischen zumindest zwei verschiedenen Teilungsfaktoren vorsehbar ist. Dadurch kann eine Anpassung zur Verbesserung der Genauigkeit realisiert werden. Dabei ist es vorteilhaft, wenn die Ansteuerung als Schnittstelle eines digitalen Signalprozessors ausgebildet ist. Dadurch kann eine gezielte Ansteuerung durch den digitalen Signalprozessor vorgenommen werden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung zum Verfahren wird mit den Merkmalen gemäß Anspruch 7 gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Radarsensors wobei zur Kalibrierung mit Hilfe eines Frequenzzählers ein Kalibrierzyklus vorgesehen ist, welcher den gleichen Tuningspannungs- bzw. VCO-Frequenzverlauf vorsieht, wie ein regulärer Radar-Messzyklus.

Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen und der nachfolgenden Figurenbeschreibung beschrieben.

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Sendesignals als Funktion der Zeit,

Fig. 2 eine schematische Darstellung einer Radarvorrichtung,

Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 4 ein Diagramm zur Darstellung schneller Chirps,

Fig. 5 eine Darstellung zur Erläuterung der Erzeugung eines Sendesignals,

Fig. 6 Eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Radarvorrichtung,

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Erfindung, und Fig. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der Erfindung

Bevorzugte Ausführung der Erfindung Die Figur 1 zeigt ein Diagramm mit einem Sendesignal einer Radarvorrichtung mit einer schematischen Darstellung eines Upchirps, also einer ansteigenden Rampe des Sendesignals mit steigender Sendefrequenz. Dabei ist bei derzeitigen Radarvorrichtrungen das Sendesignal mit Frequenzchirps mit einer geringen Steilheit ausgebildet, die Dauer für das Überstreichen von 200MHz innerhalb des vorgesehenen 24GHz- Frequenzbandes beträgt 38,4ms. Der Frequenzverlauf innerhalb eines Chirps wird durch das LFMSK-Modulationsverfahren bestimmt, welches den nachfolgend dargestellten Verlauf aufweist. Es werden drei ineinander verschachtelte Signale A, B, C ausgesendet. Für eine Zeitdauer von jeweils ca. 25 ps, während eines Bursts oder eines Signals mit fester Anzahl von Schwingungen und vordefinierter Zeitdauer, wird dabei eine konstante Frequenz gesendet, die sich für jedes der drei Signale zu fABc.i = fABc.o + i · ΔΪΑΒΟ wobei i= 0, ..,N - 1 ergibt.

Für jedes Signal, A, B oder C, beträgt die Anzahl der Bursts N = 512 . Bei einem Fre- quenzinkrement AfABC > 0 spricht man von einem Upchirp, bei einem Inkrement AfABC < 0 spricht man von einem Downchirp. Ein Dopplerchirp besitzt die Eigenschaft AfABC - 0. Up-, Down- und Dopplerchirp werden dabei alternierend gesendet.

Ein Ausschnitt aus einem LFMSK-Signal für einen Upchirp ist in Abbildung 1 dargestellt.

Der innerhalb einer Chirpdauer von 38,4ms durch die Signale A, B oder C jeweils überstrichene Frequenzbereich beträgt typischerweise 190MHz, die Frequenzdifferenzen fs.i— fA.i sowie fc,i— fß.i betragen jeweils etwa 1 ,2MHz.

Die Wahl dieser Parameter wird neben den regulatorischen Vorgaben an die belegte Bandbreite bei 24GHz vorwiegend durch die Anforderungen an die Zieldetektion bestimmt. Die Figur 2 zeigt den Aufbau einer Radarvorrichtung 1 , wie einen Radarsensor bezüglich der Sendesignalerzeugung und der Empfangssignalaufnahme. Die Radarvorrichtung 1 weist dazu einen Sendezweig 2 und Empfangskanäle 3, 4 auf. Die Erzeugung des Sendesignals 5, auch TX-Signal genannt, im Frequenzbereich um 24GHz erfolgt durch die Ansteuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators 7 (Voltage Controlied Oscillator oder VCO) durch einen Digital-Analog-Converter 8 (DAC) im Sendezweig 2.

Äquivalent zu dem durch den Digital-Analog-Converter 8 erzeugten Analogspan- nungsverlauf stellt sich ein 24GHz-Signal mit einer entsprechenden Frequenzfolge ein. Dieses Signal stellt zum einen das Sendesignal 5 (TX-Signal), zum anderen gleichzeitig auch das zu den Mischern 9, 10 der Empfangskanäle 3, 4 geführte LO- Signal 11 dar. Durch dieses LO-Signal 11 erfolgt die Mischung der durch die Empfangsantennen 12, 13 aufgenommenen Signale 14, 15 in das Basisband. Diese Signale werden zuvor mittels Verstärkern 16, 17 (LNA) verstärkt. Es folgen nach dem Mischen deren Filterung mittels der Filter 18, 19 und deren Abtastung durch einen im digitalen Signalprozessor 20 (DSP) integrierten Analog-digital-Converter 21 (ADC) und die anschließende Zieldetektion durch digitale Signalverarbeitung im digitalen Signalprozessor 20 (DSP).

Bei solchen Radarvorrichtungen 1 erfolgt die Steuerung der Vorrichtung bzw. des Sensors durch einen digitalen Signalprozessor 20 (DSP). Diese Steuerung umfasst unter anderem die Sendesignalerzeugung und zeitlich daran gekoppelt die Abtastung der Empfangssignale 14, 15 mehrerer Empfangsantennen 12,13. Darüber hinaus erfolgen unter anderem Empfangssignalverarbeitung und Diagnose großer Teile der Sensor-Hardware durch den digitalen Signalprozessor.

Aus Sicht der Sendesignalerzeugung und der Abtastung der Empfangssignale 14, 15 ist die Stufenform des Frequenzverlaufs charakteristisch für das LFMSK-Verfahren. Nach einem Einstellen einer neuen Sendefrequenz bleibt diese für die Dauer eines Bursts von 25με bestehen, so dass sich im VCO-Umfeld ein eingeschwungener Zu- stand einstellen kann und am Ende des Bursts die Abtastung der sich einstellenden Empfangssignale 14, 15 erfolgt.

Die Erzeugung eines LFMSK-Sendesignals 5 und dessen empfängerseitige Verarbeitung sind in Figur 2 beispielhaft für eine Radarvorrichtung dargestellt.

Durch die Programmierung eines DAC, Digital-Analog-Converter 8, mit einem 16-Bit- Wort wird eine entsprechende Analogspannung erzeugt, welche als Tuningspannung eines 24GHz-VCOs 7 dient. Auf diese Weise wird ein 24GHz-Signal mit einer festen, dem 16-Bit-Wort entsprechenden Frequenz erzeugt. Die Generierung des in Figur 1 dargestellten Sendesignals wird somit durch eine sequenzielle DAC-Programmierung mit 3^*512 16-Bit-Werten erreicht, welche in einer DAC-Tabelle abgelegt sind.

Um das vorgesehene Frequenzband im 24GHz-Bereich nicht zu verlassen, wird die genannte DAC-Tabelle nicht nur einmalig berechnet, sondern im laufenden Betrieb in regelmäßigen Abständen vorteilhafterweise aktualisiert, da ansonsten beispielsweise durch Temperatur- und Alterungsdrift eine Frequenzbandverletzung erfolgen könnte.

Die genannte Aktualisierung der DAC-Tabelle erfolgt durch regelmäßige sensorinterne Frequenzzählungen in separaten Kalibrierzyklen. Kern des Konzepts ist die direkte, sensorinterne Rückmessung der eingestellten 24GHz-VCO-Frequenz. Zu diesem Zweck wird eine 24GHz-Frequenz für eine Zeitdauer von etwa 1 ms eingestellt. Wie in Figur 2 zu erkennen ist, erfolgt die Rückführung des in mehreren Stufen in der Frequenz heruntergeteilten Signals zum digitalen Signalprozessor 20. Dazu wird mittels eines Frequenzteilers 22 ein Signal zurückgeführt, welches vom Frequenzzähler 23 ausgewertet wird. Dabei erfolgt beispielsweise durch eine Capture-Compare-Unit eine hochgenaue Zählung der Periodendauer des frequenzgeteilten Signals. Die Auflösung und damit die absolute Genauigkeit dieser Periodendauermessung entspricht mit 6,67ns dem Inversen der DSP-Taktung von 150MHz. Der gesamte Teilungsfaktor für die eingestellte 24GHz-Frequenz beträgt bei ausgewählten Radarvorrichtungen 16 * 23136 * 26 = 9624576, so dass sich für eine eingestellte Frequenz von 24,15GHz ein Zählsignal mit einer Frequenz von 24,15GHz / 9624576 = 2,509kHz ergibt. Mithilfe der gemessenen Periodendauer und den bekannten Teilungsfaktoren kann damit die tatsächlich anliegende 24GHz-Frequenz berechnet werden. Die Genauigkeit dieser Berechnung ergibt sich aus der relativen Genauigkeit der Periodendauermes- sung im kHz-Bereich, welche gegeben ist durch 6,67ns / (1 / 2,509kHz) = 1 ,6735 * 10- 5. Bei einer 24GHz-Frequenz von 24,15GHz ergibt sich daraus eine absolute Genauigkeit von etwa 404kHz.

Zur Aktualisierung der DAC-Tabelle, also der Tabelle des Digital Analog Wandlers 8, ist es besonders vorteilhaft, die nichtlineare VCO-Kennlinie, welche den Zusammenhang zwischen eingestelltem DAC-Wert und resultierender 24GHz-Frequenz beschreibt, zu approximieren. Zu diesem Zweck erfolgt die oben beschriebene Frequenzzählung für 21 einzelne, äquidistant über das zu überstreichende 24G Hz- Frequenzband verteilte Frequenzen nach dem in Figur 3 dargestellten Schema. Die Figur 3 zeigt dabei die VCO-Frequenzabfolge während einer Kalibrierung. Mithilfe der 21 eingestellten DAC-Werte und den dazu gemessenen bzw. berechneten 24GHz- Frequenzen wird eine Regressionsfunktion berechnet, mit deren Hilfe wiederum die DAC-Tabelle für die gewünschten 24GHz-Frequenzen eines LFMSK-Chirps aktualisiert wird.

Die Radar-Zieldetektion mithilfe von schnellen, linearen Chirps bietet deutliche Vorteile gegenüber langsamen Chirps. Ein solcher typischer Sendesignalverlauf schneller Chirps ist dabei in Abbildung 4 dargestellt. Die Figur 4 zeigt schematisch eine Gruppe von 256 schnellen Chirps, die innerhalb von 85 με linear ansteigen und danach wieder nahezu senkrecht abfallen. Der Beginn und das Ende des Anstiegs der Chirps ist mit einem kurzen Plateau begleitet, das aber auch entfallen könnte.

Im Vergleich zwischen den Figuren 1 und 4 wird der Unterschied in den Steilheiten der Frequenzchirps unmittelbar deutlich. Die hohe Steilheit der schnellen Chirps bei gleichzeitig hoher Linearität des Frequenzverlaufs, wie in Figur 4 dargestellt, stellt besondere Anforderungen an die hardwaretechnische Erzeugung der Sendesignale. So ist beispielsweise die Erzeugung der VCO-Tuningspannung mithilfe eines über eine SPI-Schnittstelle 24 programmierten DACs Digital Analog Wandlers 8 aus Gründen zu hoher Latenzzeiten in der Größenordnung von 10ps nicht allzu praktikabel.

Zur Erreichung kurzer, schneller und steiler Chirps ist jedoch das oben für die Modulation langsamer Chirps vorgestellte Konzept, den gewünschten Tuningspannungsverlauf durch das sequenzielle Einstellen der in einer DAC-Tabelle abgelegten Werte zu ermöglichen und diese DAC-Tabelle im laufenden Betrieb des Sensors regelmäßig durch eine Eigenkalibrierung zu aktualisieren, für die Implementierung schneller Chirps sehr interessant.

Hierfür ist ein Problem zu lösen. Es ist eine effiziente Methode zur Frequenzkalibrierung zu finden, mittels welcher die DAC-Tabelle regelmäßig derart aktualisierbar ist, dass die daraus erzeugten schnellen Chirps den gewünschten, linearen Frequenzverlauf besitzen.

Die Generierung der Tuningspannung und des daraus resultierenden Sendesignals 28 erfolgt wie in Figur 5 dargestellt. Es wird durch ein Modul innerhalb des digitalen Signalprozessors 20 aus einer internen DAC-Tabelle ein hochratiges Digitalsignal erzeugt, dessen lokale Häufigkeit von High-Pegeln dem entsprechenden Wert der DAC- Tabelle bzw. dem zu diesem Zeitpunkt gewünschten Spannungspegel der Tuningspannung entspricht.

Durch eine Tiefpass-Filterung des Digitalsignals 29 mittels des Tiefpassfilters 26 wird der gewünschte Verlauf der Tuningspannung 30 erreicht. Vorteilhaft ist hierzu, dass dieser Spannungsverlauf, und damit auch die Häufigkeitsverteilung des Digitalsignals, eine Vorverzerrung beinhalten kann, welche die nichtlineare Kennlinie des VCOs kompensieren kann, so dass sich im resultierenden Frequenzverlauf des Sendesignals 28 gerade ein linearer Verlauf ergibt.

Ähnlich wie bei der Erzeugung langsamer Frequenzchirps, wie in Figur 1 dargestellt, ist es vorteilhaft, wenn auch bei der Erzeugung der schnellen Chirps das Konzept re- gelmäßiger Kalibrierzyklen verfolgt wird, in welchen eine direkte Zählung einiger 24GHz-Frequenzen vorgenommen wird.

Aus den Ergebnissen der Zählung wird über die Berechnung einer internen DAC- Tabelle eine hochratige digitale Sequenz berechnet, deren lokale Amplitudenhäufigkeit den gewünschten Spannungsverlauf repräsentiert, welcher dann durch die Tief- passfilterung mittels des Tiefpasses 26 erreicht wird.

Das Kalibrierkonzept der Zählung konstanter Frequenzen kann bei schnellen Chirps ggf. zu Problemen führen. Das Einstellen konstanter Frequenzen für die relativ hohe Zeitdauer von 1 ms, deren Zählung und die daraus berechnete DAC-Tabelle sind für das resultierende Sendesignal 28 eines Radar-Messchirps nur dann repräsentativ, wenn auch dort nach Einstellen jeder einzelnen Sendefrequenz ein eingeschwungener Zustand bezüglich der Tuningspannung und der resultierenden VCO-Frequenz erreicht wird. Dies ist für das in Figur 2 dargestellte Sendesignal langsamer Chirps erfüllt. Bei den schnellen Chirps gemäß Figur 4 kann diese Analogie ggf. auch nicht mehr gegeben sein. Das schnelle Durchlaufen des Tuningspannungsbereichs bzw. des entsprechenden VCO-Frequenzbereichs kann das Erreichen eines eingeschwungenen Zustands verhindern.

Wünschenswert ist daher ein alternatives Kalibrierkonzept, welches Frequenzzählungen direkt anhand von schnellen Chirps vorsieht. Um alle transienten Effekte, welche sich bei dem Durchfahren schneller Chirps für den Verlauf der Tuningspannung ergeben, messtechnisch zu erfassen, wird für einen Kalibrierzyklus der gleiche Tu- ningspannungs- bzw. VCO-Frequenzverlauf vorgeschlagen wie in regulären Radar- Messzyklen. Der Frequenzverlauf entspricht damit genau dem in Figur 4 gezeigten Verlauf, es wird jedoch im Kalibrierzyklus versucht, mit den Mitteln der Frequenzzählung den tatsächlichen Verlauf der Frequenz innerhalb mehrerer schneller Chirps messtechnisch zu erfassen und die zugrunde liegende hochratige Digitalsequenz gegebenenfalls anzupassen. Die Radarvorrichtung 100 für das vorgeschlagene Verfahren ist ein neuartiger MMIC 101 (Monolithic Microwave Integrated Circuit), wie er in Figur 6 zum Einsatz kommt. In diesem MMIC 01 sind neben dem eigentlichen 24GHz-VCO Oszillator 102 auch alle anderen relevanten 24GHz-Komponenten integriert, wie die Mischer 103, die Band- passfilter 104, die LNAs bzw. Verstärker 105 und der Frequenzteiler 106.

Der MMIC ist über eine SP (-Schnittstelle 107 des digitalen Signalprozessors 108 konfigurierbar. Insbesondere erlaubt die SPI-Schnittstelle 107 eine Umschaltung des integrierten Frequenzteilers 106 zwischen zwei verschiedenen Teilungsfaktoren. Ein erster Teilungsfaktor beispielsweise von 2²⁰ = 1048576 erlaubt, wie bereits beschrieben,

ein Herunterteilen des 24GHz-Signals auf ein Signal mit einer Frequenz von etwa 23kHz. Auf dieser Konfiguration basiert das bisherige Konzept der Zählung konstanter Frequenzen. Es sieht das Einstellen konstanter 24GHz-Frequenzen für jeweils etwa 1 ms vor sowie die Zählung von jeweils zehn aufeinander folgenden Periodendauern des heruntergeteilten 23kHz-Signals, ähnlich wie weiter oben beschrieben.

Mit dem Einsatz des neuartigen MMICs 101 in einer Radarvorrichtung ist alternativ ein zweiter Teilungsfaktor von beispielsweise 2¹⁴ = 16384 einstellbar. Dieser führt zu einem Frequenzteiler-Ausgangssignal mit einer Frequenz von etwa 1 ,47MHz. Ein Messsignal dieser Frequenz erlaubt als großen Vorteil eine deutlich reduzierte Messzeit von etwa Δ_ΤΜ= 0,68ps = 1/1 ,474MHz. Dadurch ergibt sich die zeitliche Auflösung, mit der die Frequenzverläufe innerhalb der Folge von schnellen Chirps gemäß Figur 4 gemessen werden können. Andererseits ist die relative Genauigkeit einer einzelnen Messung deutlich geringer. Da bei den Radarvorrichtungen eine Zähleinheit mit einer Taktung von 200MHz zum Einsatz kommt, ergibt sich für die Messzeit von Δ™ eine relative Genauigkeit von (1/200ΜΗΖ)/ Δ_ΤΜ =7,353*10^"3. Auf die System-Mittenfrequenz von 24,15GHz bezogen ergibt sich eine absolute Genauigkeit von 177,57MHz. Dies zeigt, dass eine akzeptable Genauigkeit nur durch geeignete Kombination einer großen Anzahl von Einzelmessungen erreichbar ist. Genau dies ist jedoch durch die geringe Dauer einer einzelnen Messung möglich. Die Figur 7 zeigt dazu einen detaillierten Verlauf einer Sendefrequenz und deren messtechnische Erfassung. Dabei stellt die Figur 7 die Messverhältnisse realistisch dar. Die durchgezogene Linie beschreibt den durch die in Figur 5 dargestellte Tiefpassfilterung der Tuningspannung verschliffenen Verlauf der Sendefrequenz ohne Vorverzerrung für Chirp 1 und für Chirp 256. Dieser Verlauf wird auch mit„reale Filterung" bezeichnet.

Die unterbrochene Kurve zeigt den durch eine ideale, jedoch nicht realisierbare Filterung resultierenden linearen Frequenzverlauf. Das deutlich sichtbare Einschwingverhalten des realen Frequenzverlaufs resultiert aus der Grenzfrequenz des in Figur 5 dargestellten Tiefpassfilters 26 für die VCO-Tuningspannung, welche in der Größenordnung um 100kHz liegen muss, um die 100MHz-Taktfrequenz des hochratigen Digitalsignals am Eingang des Filters ausreichend gut zu unterdrücken.

Durch die Grenzfrequenz des Filters bestimmt, liegt dessen Einschwingzeit in der Größenordnung um ΙΟμε. Dies erlaubt eine erste Maßnahme zur Steigerung der Genauigkeit der Frequenzmessung. Die in Figur 7 dargestellte Messzeit T_m>n des m-ten schnellen Chirps an der Stelle n wird zu 5^*ΔΤ_Μ gewählt und erhöht sich damit auf etwa 3,4ps. Die bedeutet, dass nicht eine Periodendauer des Frequenzteiler- Ausgangssignals bestimmt wird, sondern die Summe fünf aufeinander folgender Periodendauern. Die absolute Genauigkeit dieser Messung bleibt zwar bei 1/200MHz, die relative Genauigkeit verbessert sich jedoch auf (1/200MHz)/(5* ΔΤ_Μ)=1 ,471*10^"3. Bezogen auf die System-Mittenfrequenz von 24,15GHz ergibt dies eine auf 35,51 MHz verbesserte absolute Genauigkeit einer solchen Einzelmessung.

Obwohl eine aus der Zählung über diese Messzeit errechnete Frequenz nur einen durchschnittlichen Wert über das genannte Intervall darstellt, kann durch die im Vergleich zur Messzeit höhere Einschwingzeit des Sendefilters von einem streng monotonen Verlauf der Sendefrequenz und damit der zu messenden Periodendauern innerhalb der Messzeit ausgegangen werden. Dies ermöglicht wiederum in guter Näherung die Annahme, dass die so berechnete durchschnittliche Frequenz in der Mitte des Messintervalls als Momentanfrequenz vorliegt. Neben der berechneten Frequenz des m-ten Chirps an der Stelle n kann deren zeitliche Lage anhand eines Zählers berechnet werden, welcher am Beginn eines jeden schnellen Chirps gestartet wird und welcher mit der Taktrate von 100MHz hochgezählt wird. Zur Zeit der ersten Flanke des Frequenzzählsignals, welche das erste Messintervall T_m,i des m-ten Chirps auslöst, entspricht der Zählerwert der Zeitdauer At_m. Relativ zum Beginn des Chirps ergeben sich die zeitlichen Lagen t_m,n der berechneten Frequenzen f_mn: t_m,_n = Atm + Summe von 1=1 bis n-1 (Tm,l) + 0,5 Tm,n

Zu beachten ist dabei, dass die jeweiligen Zeitdauern At_m für verschiedene Chirps unterschiedlich sind, da die Phasenlagen des 24GHZ-Signals und damit auch jene des davon abgeleiteten Frequenzzählsignals zu den im digitalen Signalprozessor generierten Startzeitpunkten der Chirps asynchron sind.

Um die Anzahl der Frequenzmessungen innerhalb eines schnellen Chirps zu maxi- mieren, werden überlappende Messintervalle verwendet, so dass sich die gemessenen Frequenzen des m-ten Chirps f_m,_n im Abstand von ΔΤΜ= 0,68ps ergeben. Dies liefert für eine Chirplänge von 75ps eine Anzahl von etwa 110 Frequenzen mit einer Genauigkeit von jeweils 35,51 MHz.

Die Figur 8 verdeutlicht dieses Prinzip. Darin ist das Frequenzzählsignal als Rechtecksignal dargestellt, während der Frequenzverlauf als ansteigendes Signal dargestellt ist. Daraus ergeben sich aus dem Frequenzzählsignal und den daraus abgeleiteten Messintervallen die Frequenzmesspunkte eines schnellen Chirps.

Zu beachten ist dabei, dass die Frequenzfehler benachbarter Messintervalle trotz deren Überlappung unabhängig voneinander sind, da hierfür allein die Erfassung der Flanken des Messsignals am Beginn und am Ende des entsprechenden Messintervalls relevant sind. Auch dies wird in Figur 8 deutlich. Ein weiterer Schritt zur Genauigkeitssteigerung bei der Erfassung des Frequenzverlaufs innerhalb eines schnellen Chirps besteht in der geeigneten Kombination jeweils aller einzelnen Frequenzmesspunkte aller 256 schnellen Chirps. Dies ergibt eine Anzahl von 110*256=28160 Frequenzmesspunkten. Neben der mit einer Genauigkeit von 35,51 MHz gemessenen Frequenz kann der zeitlichen Lage tm,_n des n-ten Frequenzmesspunkts des m-ten Chirps auch der entsprechende Wert der internen DAC- Tabelle, welcher bei der Sendesignalerzeugung an dieser Stelle relevant ist, zugeordnet werden. Somit ergeben sich Frequenzmesspunkte der Form (DAC_m,_n fm,n)-

Diese Anzahl von Messpunkten kann auf vielfältige Weise verwendet werden, um eine aktualisierte DAC-Tabelle zu berechnen, welche dem gewünschten linearen Frequenzverlauf mit ausreichender Genauigkeit entspricht.

Beispielsweise kann durch eine kubische Regression aus der Anzahl von einzelnen Frequenzmesspunkten eine Funktion berechnet werden, welche den äquivalenten DAC-Wert als Funktion der gewünschten Frequenz liefert. Ein Polynom dritten Grades würde sich dann in folgender Form darstellen:

DAC= A ^* f³ + B ^* f² + C * f+ D

Die Regressionskoeffizienten A, B, C und D können aus den Frequenzmesspunkten nach bekannten Verfahren bestimmt werde. Dabei ist die Genauigkeitssteigerung der Vermessung der Kennlinie durch die hohe Anzahl von einzelnen Messungen offensichtlich. Näherungsweise kann hier der Faktor sqrt(N*M) angegeben werden, für das hier betrachtete, konkrete Beispiel ergibt sich eine Verbesserung um den Faktor 167,8 auf etwa 212kHz für die berechnete Kennlinie.

Die Genauigkeit liegt damit, bezogen auf die Bandbreite von 200MHz, bei etwa einem Promille und ist damit ausreichend, so dass basierend auf einer Neuvermessung der Kennlinie bzw. der Koeffizienten A, B, C und D eine aktualisierte DAC-Tabelle und daraus eine neue hochratige Bitsequenz berechnet werden kann, welche die bisher noch inhärenten Nichtlinearitäten kompensiert. Zu beachten ist, dass die beschriebene Kompensation sich nicht allein auf die Einschwingvorgänge des Sendefilters erstreckt, sondern dass auch die Nichtlinearität der VCO-Kennlinie mit erfasst und entsprechend kompensiert wird.

Bezugszeichenliste

1 Radarvorrichtung

2 Sendezweig

3 Empfangskanal

4 Empfangskanal

5 Sendesignal

7 Oszillator

8 Digital Analog Wandler

9 Mischer

10 Mischer

11 LO-Signal

12 Empfangsantenne

13 Empfangsantenne

14 Signal

15 Signal

16 Verstärker

17 Verstärker

18 Filter

19 Filter

20 digitaler Signalprozessor

21 Analog-Digital-Wandler

22 Frequenzteiler

23 Frequenzzähler

26 Tiefpassfilter

27 Oszillator, VCO

28 Sendesignal

29 Digitalsignal

30 Tuningspannung

100 Radarvorrichtung

101 MMIC

102 Oszillator 103 Mischer

104 Filter und Verstärker

105 Verstärker

106 Frequenzteiler

107 SPI-Schnittstelle

108 Signalprozessor

Claims

Patentansprüche

1. Radarvorrichtung zum Senden eines Signals in einem Frequenzband, mit einem Steuermittel, mit einem Oszillator, wobei ein Eingang des Oszillators über einen Wandler mit dem Steuermittel verbunden ist, der Oszillator mittels des Steuermittels zum Erzeugen des Signals ansteuerbar ist und das mittels des Oszillators erzeugte Signal an einem Ausgang des Oszillators abgreifbar ist, mit wenigstens einer Sendeantenne zum Senden des am Ausgang des Oszillators anliegenden Signals, wobei die Sendeantenne mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, mit wenigstens einem Empfangskanal zum Empfangen eines Empfangssignals, zum Verarbeiten des Empfangssignals und zur Weiterleitung des verarbeiteten Empfangssignals zum Steuermittel, wobei der Empfangskanal zumindest eine Empfangsantenne und einen Mischer zum Mischen des Empfangssignals mit dem am Ausgang des Oszillators anliegenden Signal aufweist, wobei der Mischer mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Frequenzteiler vorgesehen ist, welcher Signale des Oszillators einem Frequenzzähler zuführt, wobei zumindest der Oszillator und der Frequenzteiler als monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis ausgebildet sind.

2. Radarvorrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin zumindest ein Mischer eines Empfangskanals in den monolithischen integrierten Mikrowellenschaltkreis integriert ist.

3. Radarvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin zumindest ein Verstärker und/oder Filter eines Empfangskanals in den monolithischen integrierten Mikrowellenschaltkreis integriert ist.

4. Radarvorrichtung nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kalibrierung mit Hilfe einer Frequenzzäh- lung ein Kalibrierzyklus einsetzbar ist, welcher den gleichen Tuningspan- nungs- bzw. VCO-Frequenzverlauf nutzt, wie in einem Radar-Messzyklus.

5. Radarvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzzählung mittels des Frequenzzählers durchgeführt wird.

6. Radarvorrichtung nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des Frequenzteilers eine An- steuerung vorgesehen ist, mittels eine Umschaltung des integrierten Frequenzteilers zwischen zumindest zwei verschiedenen Teilungsfaktoren vorsehbar ist.

7. Radarvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuern ng als Schnittstelle eines digitalen Signalprozessors ausgebildet ist.

8. Verfahren zum Betreiben eines Radarsensors, insbesondere nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kalibrierung mit Hilfe eines Frequenzzählers ein Kalibrierzyklus vorgesehen ist, welcher den gleichen Tuningspannungs- bzw. VCO-Frequenzverlauf vorsieht, wie einen regulären Radar-Messzyklus.