WO2016135895A1 - 共振子及び無線電力伝送装置 - Google Patents

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WO2016135895A1
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coil
frequency
resonator
resonance
current
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French (fr)
Inventor
健一郎 小川
徹 司城
Original Assignee
株式会社 東芝
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/14—Inductive couplings

Definitions

  • Embodiments described herein relate generally to a resonator and a wireless power transmission device.
  • a resonator including a spiral type wireless power transmission coil and a magnetically coupled and electrically separated loop coil has been proposed.
  • the magnetic field generated by the wireless power transmission coil and the magnetic flux generated by the loop coil cancel each other, thereby reducing the leakage electromagnetic field having a predetermined frequency from the wireless power transmission coil.
  • a resonator and a wireless power transmission device capable of reducing leakage electromagnetic fields.
  • a resonator includes a first coil for wireless power transmission and a second coil.
  • the second coil is magnetically coupled to the first coil and is electrically separated. At least one of the first coil and the second coil includes a magnetic core.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the modification of the resonator of FIG.
  • the figure which shows the modification of the resonator of FIG. The figure which shows the frequency characteristic of the electric current phase of a 1st coil and a 2nd coil.
  • the figure which shows the frequency characteristic of the electric current of a 1st coil and a 2nd coil The figure which shows the frequency characteristic of the electric current of a 1st coil and a 2nd coil.
  • the resonator according to the present embodiment is used by being mounted on a wireless power transmission device such as a wireless power transmission device or a wireless power reception device, for example.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a resonator according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the resonator includes a first resonance circuit 1, a second resonance circuit 2, and a flat magnetic core 3.
  • the first resonance circuit 1 is a resonance circuit for wireless power transmission.
  • the first resonance circuit 1 has a resonance frequency f 1 (first resonance frequency).
  • the first resonance circuit 1 includes a first coil 11 and a first capacitor 12.
  • the first coil 11 is a solenoid type coil for wireless power transmission, and is formed by winding a winding around the magnetic core 3.
  • the first coil 11 has an inductance L 1.
  • the first capacitor 12 is connected to the first coil 11 and forms the first resonance circuit 1 together with the first coil 11.
  • the first capacitor 12 has a capacitance value C 1.
  • the resonance frequency f 1 of the first resonance circuit 1, f 1 1 / 2 ⁇ ( L 1 C 1) becomes 1/2.
  • the first resonance circuit 1 When the resonator is mounted on the wireless power transmission device, the first resonance circuit 1 is connected to an AC power source 13 as shown in FIG. By the AC power supply 13 supplies AC power to the first resonance circuit 1, the first resonance circuit 1 resonates at the resonance frequency f 1. Thereby, the 1st coil 11 generates an alternating current magnetic field, and transmits electric power wirelessly to the coil by the side of power reception.
  • the first resonance circuit 1 is connected to a load such as a battery instead of the AC power supply 13.
  • the first coil 11 receives power wirelessly via an AC magnetic field generated by a coil on the power transmission side.
  • the resonator includes the first capacitor 12, but a configuration without the first capacitor 12 is also possible.
  • the first capacitor 12 may be prepared separately from the resonator and connected to the first coil 11.
  • the second resonance circuit 2 is a resonance circuit for reducing the leakage electromagnetic field from the first coil 11.
  • the second resonance circuit 2 is electrically separated from the first resonance circuit 1 and is not connected to a power source.
  • the second resonance circuit 2 has a resonance frequency f 2 (second resonance frequency).
  • the second resonance circuit 2 includes a second coil 21 and a second capacitor 22.
  • the second coil 21 is a solenoid-type coil formed by winding a magnetic core 3 wound around, has an inductance L 2.
  • the second coil 21 is magnetically coupled to the first coil 11 and is induced by an alternating magnetic field generated by the first coil 11 to generate an electromotive force. Due to this electromotive force, a current flows through the second resonance circuit 2, and the second coil 21 generates an alternating magnetic field.
  • the second capacitor 22 is connected to the second coil 21 and forms the second resonance circuit 2 together with the second coil 21.
  • the second capacitor 21 has a capacitance value C 2.
  • the resonator includes the second capacitor 22, but a configuration without the second capacitor 22 is also possible.
  • the second capacitor 22 may be prepared separately from the resonator and connected to the second coil 21.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit of the resonator shown in FIG.
  • V 1 is an AC voltage value applied by the AC power supply 13
  • I 1 is a current value of the first resonance circuit 1
  • R 1 is a resistance value of the second resonance circuit 1
  • Z in is an input viewed from the AC power supply 13.
  • Impedance I 2 is a current value of the second resonance circuit 2
  • R 2 is a resistance value of the second resonance circuit 2
  • M 12 is a mutual inductance between the first coil 11 and the second coil 12.
  • the input impedance Z in is expressed by the following equation.
  • the input impedance Z 1 of a frequency X is increased, since the alternating current having a frequency X is less likely to flow through the first coil 11, the AC magnetic field having a frequency of X that the first coil 11 to generate Becomes smaller.
  • the resonator according to the present embodiment reduces the leakage electromagnetic field from the resonator using such a principle. That is, in this embodiment, the resonance frequency f 2 is the input impedance Z in a predetermined frequency to reduce the leakage electromagnetic field is set to rise.
  • the AC power supply 13 is an inverter, and the first coil 11 is driven by a rectangular wave current supplied from the inverter.
  • the rectangular wave current mainly includes a fundamental wave current and a harmonic current.
  • the fundamental current is set to the resonance frequency f 1 of the first resonance circuit 1 and causes the first coil 11 to generate a magnetic field for wireless power transmission.
  • the harmonic current (third harmonic, fifth harmonic, etc.) has a frequency that is an integral multiple of the fundamental current, and causes the first coil 11 to generate a leakage electromagnetic field that does not contribute to wireless power transmission.
  • the resonance frequency f 2 is the input impedance Z in of the first integer multiple of the frequency of the resonant frequency f 1 of the resonant circuit 1 is set to rise. Thereby, the leakage electromagnetic field caused by the harmonic current from the first coil 11 can be reduced. Specifically, the resonance frequency f 2 is set to an integral multiple of the frequency of the resonant frequency f 1.
  • the resonance frequency f 1 (frequency of the fundamental wave current) of the first resonance circuit 1 is 85 kHz.
  • the frequency of the third harmonic current is 255 kHz.
  • Figure 3 is a graph showing the frequency characteristic of the input impedance Z in. 3, the solid line input impedance Z in the case of setting the resonance frequency f 2 of the second resonance circuit 2 to 255KHz, a broken line indicates an input impedance Z in the case where the resonator is not provided with the second coil 21.
  • the case where the second coil 21 is not provided is equivalent to the case where the coupling coefficient k between the first coil 11 and the second coil 21 is zero.
  • the input impedance Z in increases sharply at 255 kHz and changes almost at 85 kHz. Not done.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating frequency characteristics of currents of the first coil 11 and the second coil 21.
  • the solid line current of the first coil 11 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 255KHz dotted line current of the second coil 21 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 255KHz
  • dashed line resonator is first
  • the electric current of the 1st coil 11 in case the 2 coil 21 is not provided is shown.
  • the current of the first coil 11 is maximum at 85 kHz and is gradually decreased in the frequency region of 85 kHz or higher.
  • the resonance frequency f 2 is set to 255KHz, the current of the first coil 11 is made rapidly decreased at 255KHz, not changed almost at 85 kHz.
  • the resonance frequency f 2 by setting the resonance frequency f 2 to an integral multiple of the resonance frequency f 1, increases the input impedance Z in of the frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1, the first coil 11 The harmonic current flowing through the can be reduced. Therefore, the leakage electromagnetic field from the first coil 11 can be reduced.
  • the resonance frequency f 2 is set to a frequency near the frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1, to obtain the same effect as described above.
  • a frequency near the frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1 for example, to an integer multiple of the frequency of the resonance frequency f 1
  • the frequency is within 10% error.
  • a current also flows through the second coil 21, and the second coil 21 generates an alternating magnetic field, which causes a leakage electromagnetic field from the resonator.
  • a magnetic field generated by a solenoid type coil as shown in FIG. 1 is expressed by the following equation.
  • H r , H ⁇ , and H ⁇ are the components of the magnetic field at a certain point in space, and E r and E ⁇ are the components of the electric field.
  • k is the wave number
  • a is the radius of the coil
  • I is the intensity of the current flowing through the coil
  • N is the number of turns of the winding.
  • the magnetic field strength H and the electric field strength E generated by the solenoid coil are the square of the coil radius a, the first power of the current strength I, and the first power of the number of turns N. It turns out that it grows proportionally.
  • the radius and the number of turns of the second coil 21 may be reduced.
  • the inductance L 2 of the second coil 21 is decreased, although the coupling coefficient between the first coil 11 and second coil 21 is lowered, the resonator of this embodiment, Since the 1st coil 11 and the 2nd coil 21 have the common magnetic body core 3, the fall of a coupling coefficient is suppressed.
  • the inductance L 2 is 0.53 ⁇ H and the coupling coefficient is 0.16, whereas the resonator is the magnetic core 3.
  • the coupling coefficient becomes 0.53.
  • the second coil 21 can be reduced in size while maintaining the coupling coefficient. Therefore, the leakage electromagnetic field from the second coil 21 can also be reduced.
  • 5 to 13 are diagrams showing modifications of the resonator according to this embodiment.
  • the magnetic core 3 has a cylindrical shape.
  • the magnetic core 3 has a quadrangular prism shape, and the first coil 11 and the second coil 21 are spiral coils.
  • the shape of the magnetic core 3 is not limited to a flat plate shape, and may be an arbitrary shape such as a cylindrical shape or a quadrangular prism shape.
  • the first coil 11 includes the magnetic core 3, and the second coil 21 includes the magnetic core 3 ′.
  • the 1st coil 11 and the 2nd coil 21 may be provided with a separate magnetic core, respectively.
  • only one of the first coil 11 and the second coil 21 may include the magnetic core 3.
  • the coupling coefficient between the first coil 11 and the second coil 21 is larger than when both the first coil 11 and the second coil 21 are not provided with a magnetic core. Therefore, the second coil 21 can be downsized, and the leakage electromagnetic field from the second coil 21 can be reduced.
  • the 8 includes the cylindrical magnetic core 3 in which the first coil 11 and the second coil 21 are common, and the radius of the second coil 21 is smaller than the radius of the first coil 11.
  • the first coil 11 and the second coil 21 have a common flat magnetic core 3, and the radius of the second coil 21 is smaller than the radius of the first coil 11.
  • the first coil 11 and the second coil 21 are provided with separate flat magnetic cores 3 and 3 ′, respectively, and the radius of the second coil 21 is smaller than the radius of the first coil 11. It has become.
  • the leakage electromagnetic field from the second coil 21 can be reduced by making the radius of the second coil 21 smaller than the radius of the first coil 11. This is the same when the number of turns of the second coil 21 is less than the number of turns of the first coil 11.
  • the second coil 21 includes a cylindrical magnetic core 3, and the radius of the second coil 21 is smaller than the radius of the first coil 11.
  • the first coil 11 is a spiral coil formed on the bottom surface of the magnetic core 3.
  • one of the first coil 11 and the second coil 21 may be a spiral coil.
  • the resonator shown in FIG. 12 includes two second resonance circuits 2.
  • Each second resonance circuit 2 in FIG. 12 includes a second coil 21 and a second capacitor 22 connected to the second coil 21.
  • the resonator shown in FIG. 13 includes four second resonance circuits 2.
  • Each second resonance circuit 2 in FIG. 13 includes a second coil 21 having a smaller radius than the first coil, and a second capacitor 22 connected to the second coil 21.
  • the resonator may include a plurality of second resonance circuits 2.
  • the resonance frequency f 2 of the second resonance circuit 2 is set to three times the frequency of the resonant frequency f 1, the resonance frequency f 1 of the two resonance frequencies f 2 eyes of the second resonant circuit 2
  • the resonance frequency f2 of each second resonance circuit 2 is set to a different frequency.
  • the resonance frequency f 2 of the second resonance circuit 2 for example, by adjusting the capacitance value C 2 of the second capacitor 22 included in the second resonant circuit 2 are respectively settable.
  • a resonator according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.
  • the configuration of the resonator according to this embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • the leakage electromagnetic field from the resonator is reduced by increasing the input impedance Z in , but in this embodiment, the leakage electromagnetic field from the first coil 11 and the second coil 21 is canceled. As a result, the leakage electromagnetic field from the resonator is reduced. Therefore, resonator according to this embodiment, the resonator according to the first embodiment, setting of the resonance frequency f 2 of the second coil 21 are different.
  • the procedure for setting the resonance frequency f 2 the positive direction of the current of the second coil 21 is the same as the direction of the magnetic field generated by the first coil 11 when a positive current flows through the first coil 11. 21 is a direction to be generated.
  • the first coil 11 and the second coil 21 when a current having the same phase flows through the first coil 11 and the second coil 21, the first coil 11 and the second coil 21 generate a magnetic field having the same phase.
  • an antiphase current flows through the first coil 11 and the second coil 21, the first coil 11 and the second coil 21 generate an antiphase magnetic field.
  • the first coil 11 and the second coil 21 generate magnetic fields with opposite phases, the magnetic fields of the two cancel each other, so that the leakage electromagnetic field from the resonator is reduced.
  • the resonator according to the present embodiment reduces the leakage electromagnetic field from the resonator using such a principle. That is, in this embodiment, the resonance frequency f 2 is set so that the current phase of the first coil 11 and second coil 21 of a predetermined frequency to reduce the leakage electromagnetic field is reversed phases. Thereby, the magnetic fields generated by the first coil 11 and the second coil 21 cancel each other, and the leakage electromagnetic field from the resonator can be reduced. Specifically, the resonance frequency f 2 is set to a frequency lower than a frequency of an integral multiple of the resonance frequency f 1.
  • the resonance frequency f 1 (frequency of the fundamental wave current) of the first resonance circuit 1 is 85 kHz.
  • the frequency of the third harmonic current is 255 kHz.
  • Figure 14 is a graph showing the frequency characteristic of the current phase of the first coil 11 and second coil 21 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 255KHz. 14, the solid line resonance frequency current phase of the first coil 11 when the f 2 is set to 255KHz, the dotted line current phase of the second coil 21 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 255KHz, dashed line resonator There current phase of the first coil 11 when not provided with the second coil 21, a chain line shows the current phase difference between the first coil 11 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 255kHz and the second coil 21.
  • the first coil 11 and the current phase is opposite phase (current phase difference 180 °) of the second coil 21 in the frequency region higher than 255KHz, and the more 255KHz In the low frequency region, the current phases of the first coil 11 and the second coil 21 are the same phase (current phase difference 0 °).
  • 255 kHz is an inflection point that changes from the same phase to the opposite phase, and the current phase is not completely opposite in the frequency region of 255 kHz and its vicinity. For this reason, the magnetic field does not cancel out at 255 kHz, and the leakage electromagnetic field from the resonator cannot be reduced.
  • the resonance frequency f 2 it can be seen that it is necessary to set to a frequency lower than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced.
  • Figure 15 is a graph showing the frequency characteristic of the current phase of the first coil 11 and second coil 21 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 197KHz.
  • the solid line indicates the current phase of the first coil 11 when the resonance frequency f 2 of the second resonance circuit 2 is set to 197 kHz
  • the dotted line indicates the current of the second coil 21 when the resonance frequency f 2 is set to 197 kHz.
  • the broken line resonator current phase of the first coil 11 when not provided with the second coil 21 the current of the one-dot chain line and the first coil 11 in the case of setting the resonance frequency f 2 to 197kHz and the second coil 21 Indicates the phase difference.
  • the current phase of the first coil 11 and second coil 21 is in the opposite phase (current phase difference 180 °) in the frequency region higher than 197KHz I understand that. According to FIG. 15, it is a frequency region of about 230 kHz or more that is completely in antiphase. Therefore, by setting the resonance frequency f 2 to 197KHz, the magnetic field of 255kHz is offset to reduce the leakage electromagnetic field from the resonator.
  • the resonance frequency f 2 by setting the frequency slightly lower than the frequency to reduce the leakage electromagnetic field, it is possible to reduce the leakage electromagnetic field from resonator due to harmonic currents. Further, the entire higher frequency range than the resonance frequency f 2 which current phase is opposite phase, it is possible to reduce the leakage electromagnetic field.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the positional relationship between the first coil 11 and the second coil 21.
  • the arrow 31 indicates the direction of the current flowing through the first coil 11
  • the broken line 32 indicates the magnetic field generated by the current flowing through the first coil 11
  • the arrow of the broken line 32 indicates the direction of the magnetic field 32
  • the arrow 33 indicates the second direction by the magnetic field 32.
  • the direction of current excited in the coil 21 and the arrow 34 indicate the direction of current excited in the second coil 21 ′ by the magnetic field 32.
  • the resonance frequency f 2 may be set to a frequency lower than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced.
  • the current direction 31 of the first coil 11 and the current direction 34 of the second coil 21 ′ are opposite to each other.
  • the in-phase region shown in FIG. 14 is in the opposite phase, and the opposite phase region is in the same phase. 11 and the phase relationship between the second coil 21 'is inverted. Therefore, the resonance frequency f 2, it is necessary to set to a frequency higher than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced.
  • the resonance frequency f 2 is either set to either frequency or higher frequency lower than the frequency of the leakage electromagnetic field to be reduced, be determined according to the direction of the current in the second coil 21 is excited by the current of the first coil 11 Good.
  • the effect of reducing the leakage electromagnetic field according to the present embodiment is maximized when the strength of the magnetic field generated by the first coil 11 is equal to the strength of the magnetic field generated by the second coil.
  • the strength of the magnetic field generated by each coil is proportional to the square of the radius a of each coil, the first power of the current intensity I, and the first power of the number of turns N. For this reason, for example, when the first coil 11 and the second coil 21 have the same radius and the same number of turns as in the resonator of FIG. 1, the leakage electromagnetic field reduction effect is maximized when the current intensity I is equal.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating frequency characteristics of currents of the first coil 11 and the second coil 21.
  • dashed line resonator is first 2 current of the first coil 11 when not provided with a coil 21
  • a chain line shows the real current in the case of setting the resonance frequency f 2 to 197KHz.
  • the actual current referred to here is a current obtained by adding the current of the first coil 11 and the current of the second coil 21 in consideration of the phase difference, and substantially contributes to the generation of a leakage electromagnetic field from the resonator. Current.
  • the current of the first coil 11 and second coil 21 has a peak at 85kHz and approximately 220 kHz. Further, the current of the first coil 11 decreases rapidly at 197 kHz. This is because the impedance Z in at 197 kHz increases as described in the first embodiment.
  • the current intensity of the first coil 11 and the second coil 21 is equal at 255 kHz, and the actual current is minimum. That is, the effect of reducing the leakage electromagnetic field is maximized at 255 kHz.
  • the resonance frequency f 2 is the frequency at which the reduction effect of the leakage electromagnetic field is maximum is preferably set to be an integral multiple of the frequency of the resonant frequency f 1.
  • the frequency at which the leakage electromagnetic field reduction effect is maximized can be obtained by experiment or electromagnetic field simulation.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiments. Further, for example, a configuration in which some components are deleted from all the components shown in each embodiment is also conceivable. Furthermore, you may combine suitably the component described in different embodiment.

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Abstract

【課題】漏洩電磁界が低減することができる共振子及び無線電力伝送装置を提供する。 【解決手段】一実施形態に係る共振子は、無線電力伝送用の第１コイルと、第２コイルと、を備える。第２コイルは、第１コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される。第１コイルと第２コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える。

Description

共振子及び無線電力伝送装置
　本発明の実施形態は、共振子及び無線電力伝送装置に関する。
　従来、スパイラル型の無線電力伝送用コイルと、磁気的に結合し、電気的に分離されたループコイルと、を備える共振子が提案されている。上記従来の共振子では、無線電力伝送用コイルが生じさせる磁束と、ループコイルが生じさせる磁束と、が打ち消しあうことにより、無線電力伝送用コイルからの所定の周波数の漏洩電磁界が低減される。
　しかしながら、上記従来の共振子では、無線電力伝送用コイルとループコイルとの結合係数が小さいため、無線電力伝送用コイルからの漏洩電磁界を低減するためには、ループコイルを大型化する必要があった。結果として、ループコイルからの漏洩電磁界が増大するという問題があった。
特開２０１２－１１５０６９号公報
　漏洩電磁界が低減することができる共振子及び無線電力伝送装置を提供する。
　一実施形態に係る共振子は、無線電力伝送用の第１コイルと、第２コイルと、を備える。第２コイルは、第１コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される。第１コイルと第２コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える。
第１実施形態に係る共振子を示す図。 第１実施形態に係る共振子の等価回路を示す図。 入力インピーダンスの周波数特性を示す図。 第１コイル及び第２コイルの電流の周波数特性を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 図１の共振子の変形例を示す図。 第１コイル及び第２コイルの電流位相の周波数特性を示す図。 第１コイル及び第２コイルの電流位相の周波数特性を示す図。 第１コイルと第２コイルとの位置関係を説明する図。 第１コイル及び第２コイルの電流の周波数特性を示す図。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
　まず、第１実施形態に係る共振子について、図１～図１３を参照して説明する。本実施形態に係る共振子は、例えば、無線送電装置や無線受電装置などの無線電力伝送装置に搭載して使用される。
　図１は、本実施形態に係る共振子を示す図である。図１に示すように、この共振子は、第１共振回路１と、第２共振回路２と、平板状の磁性体コア３と、を備える。
　第１共振回路１は、無線電力伝送用の共振回路である。第１共振回路１は、共振周波数ｆ１（第１共振周波数）を有する。図１に示すように、第１共振回路１は、第１コイル１１と、第１容量１２と、を備える。
　第１コイル１１は、無線電力伝送用のソレノイド型コイルであり、磁性体コア３に巻線を巻付けて形成される。第１コイル１１は、インダクタンスＬ１を有する。
　第１容量１２は、第１コイル１１に接続され、第１コイル１１とともに、第１共振回路１を形成する。第１容量１２は、容量値Ｃ１を有する。第１共振回路１の共振周波数ｆ１は、ｆ１＝１／２π（Ｌ１Ｃ１）１／２となる。
　共振子が無線送電装置に搭載される場合、図１に示すように、第１共振回路１は、交流電源１３に接続される。交流電源１３が第１共振回路１に交流電力を供給することにより、第１共振回路１が共振周波数ｆ１で共振する。これにより、第１コイル１１が交流磁界を発生させ、受電側のコイルに無線で電力を送信する。
　また、共振子が無線受電装置に搭載される場合、第１共振回路１は、交流電源１３の代わりに、バッテリなどの負荷に接続される。第１コイル１１は、送電側のコイルが発生させた交流磁界を介して無線で電力を受信する。
　なお、図１において、共振子は、第１容量１２を備えるが、第１容量１２を備えない構成も可能である。この場合、第１容量１２を、共振子とは別個に用意し、第１コイル１１に接続すればよい。
　第２共振回路２は、第１コイル１１からの漏洩電磁界を低減するための共振回路である。第２共振回路２は、第１共振回路１とは電気的に分離されており、電源には接続されない。第２共振回路２は、共振周波数ｆ２（第２共振周波数）を有する。図１に示すように、第２共振回路２は、第２コイル２１と、第２容量２２と、を備える。
　第２コイル２１は、磁性体コア３に巻線を巻付けて形成されたソレノイド型コイルであり、インダクタンスＬ２を有する。第２コイル２１は、第１コイル１１と磁気的に結合しており、第１コイル１１が発生させた交流磁界に誘導され、起電力を生じさせる。この起電力により、第２共振回路２に電流が流れ、第２コイル２１は、交流磁界を発生させる。
　第２容量２２は、第２コイル２１に接続され、第２コイル２１とともに、第２共振回路２を形成する。第２容量２１は、容量値Ｃ２を有する。第２共振回路２の共振周波数ｆ２は、ｆ２＝１／２π（Ｌ２Ｃ２）１／２となる。
　なお、図１において、共振子は、第２容量２２を備えるが、第２容量２２を備えない構成も可能である。この場合、第２容量２２を、共振子とは別個に用意し、第２コイル２１に接続すればよい。
　図２は、図１の共振子の等価回路である。図２において、Ｖ１は交流電源１３が印加する交流電圧値、Ｉ１は第１共振回路１の電流値、Ｒ１は第２共振回路１の抵抗値、Ｚｉｎは交流電源１３からみた入力インピーダンス、Ｉ２は第２共振回路２の電流値、Ｒ２は第２共振回路２の抵抗値、Ｍ１２は第１コイル１１と第２コイル１２との間の相互インダクタンスである。このとき、入力インピーダンスＺｉｎは、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）からわかるように、入力インピーダンスＺｉｎは、第２共振回路２の共振周波数ｆ２（＝１／２π（Ｌ２Ｃ２）１／２）に応じて変化する。したがって、共振周波数ｆ２を調整することで、所定の周波数の入力インピーダンスＺ１を上昇させることができる。
　共振周波数ｆ２を調整することで、ある周波数Ｘの入力インピーダンスＺ１が上昇すると、周波数Ｘの交流電流が第１コイル１１に流れ難くなるため、第１コイル１１が発生させる周波数Ｘの交流磁界が小さくなる。
　本実施形態に係る共振子は、このような原理を利用して、共振子からの漏洩電磁界を低減する。すなわち、本実施形態において、共振周波数ｆ２は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数の入力インピーダンスＺｉｎが上昇するように設定される。
　一般的に、交流電源１３はインバータであり、第１コイル１１は、インバータから供給される矩形波電流により駆動される。矩形波電流には、主として、基本波電流と、高調波電流と、が含まれる。基本波電流は、第１共振回路１の共振周波数ｆ１に設定され、第１コイル１１に無線電力伝送のための磁界を発生させる。一方、高調波電流（第３高調波や第５高調波など）は、基本波電流の整数倍の周波数を有し、無線電力伝送に寄与しない漏洩電磁界を第１コイル１１に発生させる。
　そこで、本実施形態では、共振周波数ｆ２は、第１共振回路１の共振周波数ｆ１の整数倍の周波数の入力インピーダンスＺｉｎが上昇するように設定される。これにより、第１コイル１１からの高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減することができる。具体的には、共振周波数ｆ２は、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数に設定される。
　以下では、共振周波数ｆ１の３倍の周波数を有する第３高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減する場合について説明する。以下の説明において、第１共振回路１の共振周波数ｆ１（基本波電流の周波数）は８５ｋＨｚであるものとする。このとき、第３高調波電流の周波数は２５５ｋＨｚとなる。
　図３は、入力インピーダンスＺｉｎの周波数特性を示す図である。図３において、実線は第２共振回路２の共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の入力インピーダンスＺｉｎ、破線は共振子が第２コイル２１を備えない場合の入力インピーダンスＺｉｎを示す。第２コイル２１を備えない場合は、第１コイル１１と第２コイル２１との結合係数ｋが０である場合と等価である。
　図３に示すように、共振子が第２コイル２１を備えない場合、入力インピーダンスＺｉｎは、８５ｋＨｚ（＝ｆ１）で最小となり、８５ｋＨｚ以上の周波数領域ではなだらかに増加している。
　これに対して、共振子が第２コイル２１を備え、共振周波数ｆ２が２５５ｋＨｚ（＝８５ｋＨｚ×３）に設定された場合、入力インピーダンスＺｉｎは、２５５ｋＨｚで急峻に大きくなり、８５ｋＨｚではほとんど変化していない。
　図３より、共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定することにより、８５ｋＨｚの入力インピーダンスＺｉｎに影響を与えずに、２５５ｋＨｚ近傍の入力インピーダンスＺｉｎを上昇させることができることがわかる。
　図４は、第１コイル１１及び第２コイル２１の電流の周波数特性を示す図である。図４において、実線は共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１の電流、点線は共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第２コイル２１の電流、破線は共振子が第２コイル２１を備えない場合の第１コイル１１の電流を示す。
　図４に示すように、共振子が第２コイル２１を備えない場合、第１コイル１１の電流は、８５ｋＨｚで最大となり、８５ｋＨｚ以上の周波数領域ではなだらかに減少している。
　これに対して、共振子が第２コイル２１を備え、共振周波数ｆ２が２５５ｋＨｚに設定された場合、第１コイル１１の電流は、２５５ｋＨｚで急峻に小さくなり、８５ｋＨｚではほとんど変化していない。
　図４より、共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定することにより、第１コイル１１の８５ｋＨｚの電流に影響を与えずに、２５５ｋＨｚ近傍の電流を減少させることができることがわかる。すなわち、無線電力伝送に寄与する電流に影響を与えずに、漏洩電磁界を発生させる高調波電流を減少させることができる。
　以上説明した通り、本実施形態では、共振周波数ｆ２を共振周波数ｆ１の整数倍に設定することにより、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数の入力インピーダンスＺｉｎを上昇させ、第１コイル１１に流れる高調波電流を減少させることができる。したがって、第１コイル１１からの漏洩電磁界を低減することができる。
　なお、図４からわかるように、高調波電流は、共振周波数ｆ２だけでなく、共振周波数ｆ２の近傍の周波数領域でも減少している。したがって、共振周波数ｆ２を、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数の近傍の周波数に設定すれば、上記と同様の効果を得られる。製造誤差による第１コイル１１と第２コイル２１の周波数ずれをそれぞれ５％程度見込むと、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数の近傍の周波数は、例えば、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数に対して誤差１０％以内の周波数である。
　本実施形態に係る共振子では、図４において点線で示したように、第２コイル２１にも電流が流れ、第２コイル２１が交流磁界を発生させ、共振子からの漏洩電磁界の原因となる。一般に、図１のようなソレノイド型コイルが発生させる磁界は以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記のＨｒ，Ｈθ，Ｈφは、空間上のある点における磁界の各成分であり、Ｅｒ，Ｅφは、電界の各成分である。式（２）～（６）において、ｋは波数、ａはコイルの半径、Ｉはコイルに流れる電流の強度、Ｎは巻線の巻数である。式（２）～（６）によれば、ソレノイド型コイルが発生させる磁界の強度Ｈ及び電界の強度Ｅは、コイル半径ａの２乗、電流強度Ｉの１乗、及び巻数Ｎの１乗に比例して大きくなることがわかる。
　したがって、第２コイル２１からの漏洩電磁界を小さくするためには、第２コイル２１の半径や巻数を小さくすればよい。第２コイル２１を小型化した場合、第２コイル２１のインダクタンスＬ２が低下し、第１コイル１１と第２コイル２１との間の結合係数が低下するが、本実施形態の共振子は、第１コイル１１と第２コイル２１とは共通の磁性体コア３を有するため、結合係数の低下が抑制される。
　電磁界シミュレーションによれば、図１の共振子が磁性体コア３を備えない場合、インダクタンスＬ２が０．５３μＨ、結合係数が０．１６となるのに対して、共振子が磁性体コア３を備える場合、インダクタンスＬ２が１．５４μＨ、結合係数が０．５３となった。
　このように、本実施形態に係る共振子は、第１コイル１１及び第２コイル２１が磁性体コア３を備えるため、結合係数を維持したまま第２コイル２１を小型化することができる。したがって、第２コイル２１からの漏洩電磁界も低減することができる。
　図５～図１３は、本実施形態に係る共振子の変形例を示す図である。
　図５の共振子は、磁性体コア３が円柱状である。また、図６の共振子は、磁性体コア３が、四角柱状であり、第１コイル１１及び第２コイル２１は、スパイラル型コイルである。このように、磁性体コア３の形状は平板状に限られず、円柱状や四角柱状など、任意の形状とすることができる。
　図７の共振子は、第１コイル１１が磁性体コア３を備え、第２コイル２１が磁性体コア３′を備える。このように、第１コイル１１及び第２コイル２１は、それぞれ別個の磁性体コアを備えてもよい。また、第１コイル１１及び第２コイル２１の一方だけが磁性体コア３を備えてもよい。いずれの場合も、第１コイル１１及び第２コイル２１の両方が磁性体コアを備えない場合に比べて、第１コイル１１と第２コイル２１との間の結合係数が大きくなる。したがって、第２コイル２１を小型化し、第２コイル２１からの漏洩電磁界を低減することができる。
　図８の共振子は、第１コイル１１及び第２コイル２１が共通の円柱状の磁性体コア３を備え、第２コイル２１の半径が第１コイル１１の半径より小さくなっている。また、図９の共振子は、第１コイル１１及び第２コイル２１が共通の平板状の磁性体コア３を備え、第２コイル２１の半径が第１コイル１１の半径より小さくなっている。さらに、図１０の共振子は、第１コイル１１及び第２コイル２１がそれぞれ別個の平板状の磁性体コア３，３′を備え、第２コイル２１の半径が第１コイル１１の半径より小さくなっている。
　このように、第２コイル２１の半径を第１コイル１１の半径より小さくすることにより、第２コイル２１からの漏洩電磁界を低減できる。これは、第２コイル２１の巻数を第１コイル１１の巻数より少なくした場合も同様である。
　図１１の共振子は、第２コイル２１が円柱状の磁性体コア３を備え、第２コイル２１の半径が第１コイル１１の半径より小さくなっている。第１コイル１１は、磁性体コア３の底面上に形成されたスパイラル型コイルである。このように、第１コイル１１及び第２コイル２１のいずれか一方は、スパイラル型コイルであってもよい。
　図１２の共振子は、２つの第２共振回路２を備える。図１２の各第２共振回路２は、第２コイル２１と、第２コイル２１に接続された第２容量２２と、をそれぞれ備える。図１３の共振子は、４つの第２共振回路２を備える。図１３の各第２共振回路２は、第１コイルより半径が小さい第２コイル２１と、第２コイル２１と接続された第２容量２２と、をそれぞれ備える。
　このように、本実施形態に係る共振子は、複数の第２共振回路２を備えてもよい。このとき、１つ目の第２共振回路２の共振周波数ｆ２を共振周波数ｆ１の３倍の周波数に設定し、２つ目の第２共振回路２の共振周波数ｆ２を共振周波数ｆ１の５倍の周波数に設定する、というように、各第２共振回路２の共振周波数ｆ２は、それぞれ異なる周波数に設定されるのが好ましい。これにより、複数の周波数の入力インピーダンスＺｉｎを上昇させ、第１コイル１１に流れる高調波電流を減少させ、共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。各第２共振回路２の共振周波数ｆ２は、例えば、各第２共振回路２が備える第２容量２２の容量値Ｃ２を調整することにより、それぞれ設定可能である。
（第２実施形態）
　次に、第２実施形態に係る共振子について、図１４～図１７を参照して説明する。本実施形態に係る共振子の構成は、第１実施形態と同様である。第１実施形態では、入力インピーダンスＺｉｎを上昇させることにより、共振子からの漏洩電磁界を低減したが、本実施形態では、第１コイル１１及び第２コイル２１からの漏洩電磁界を相殺させることにより、共振子からの漏洩電磁界を低減する。このため、本実施形態に係る共振子は、第１実施形態に係る共振子とは、第２コイル２１の共振周波数ｆ２の設定方法が異なる。
　以下で、共振周波数ｆ２の設定方法について説明する。以下の説明において、第２コイル２１の電流の正方向は、第１コイル１１に正方向の電流が流れたときに第１コイル１１が発生させる磁界の方向と、同一方向の磁界を第２コイル２１が発生させる方向であるものとする。
　本実施形態に係る共振子では、第１コイル１１及び第２コイル２１に同位相の電流が流れた場合、第１コイル１１及び第２コイル２１は、同位相の磁界を発生させる。これに対して、第１コイル１１及び第２コイル２１に逆位相の電流が流れた場合、第１コイル１１及び第２コイル２１は、逆位相の磁界を発生させる。第１コイル１１及び第２コイル２１が逆位相の磁界を発生させた場合、両者の磁界が互いに相殺するため、共振子からの漏洩電磁界が低減される。
　本実施形態に係る共振子は、このような原理を利用して、共振子からの漏洩電磁界を低減する。すなわち、本実施形態において、共振周波数ｆ２は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数の第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相が逆位相になるように設定される。これにより、第１コイル１１及び第２コイル２１が発生させる磁界が相殺し、共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。具体的には、共振周波数ｆ２は、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数より低い周波数に設定される。
　以下では、共振周波数ｆ１の３倍の周波数を有する第３高調波電流に起因した漏洩電磁界を低減する場合について説明する。以下の説明において、第１共振回路１の共振周波数ｆ１（基本波電流の周波数）は８５ｋＨｚであるものとする。このとき、第３高調波電流の周波数は２５５ｋＨｚとなる。
　図１４は、共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相の周波数特性を示す図である。図１４において、実線は共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１の電流位相、点線は共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第２コイル２１の電流位相、破線は共振子が第２コイル２１を備えない場合の第１コイル１１の電流位相、一点鎖線は共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１と第２コイル２１との電流位相差を示す。
　図１４に示すように、共振周波数ｆ２を２５５ｋＨｚに設定した場合、２５５ｋＨｚより高い周波数領域において第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相が逆位相（電流位相差１８０°）となり、２５５ｋＨｚより低い周波数領域において第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相が同位相（電流位相差０°）となっている。
　また、２５５ｋＨｚは同位相から逆位相に変化する変曲点になっており、２５５ｋＨｚ及びその近傍の周波数領域では、電流位相が完全に逆位相とはなっていない。このため、２５５ｋＨｚでは磁界が相殺せず、共振子からの漏洩電磁界を低減することができない。図１４より、磁界の相殺により漏洩電磁界を低減するためには、共振周波数ｆ２を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数に設定する必要があることがわかる。
　図１５は、共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相の周波数特性を示す図である。図１５において、実線は第２共振回路２の共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１の電流位相、点線は共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第２コイル２１の電流位相、破線は共振子が第２コイル２１を備えない場合の第１コイル１１の電流位相、一点鎖線は共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１と第２コイル２１との電流位相差を示す。
　図１５に示すように、共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合、１９７ｋＨｚより高い周波数領域において第１コイル１１及び第２コイル２１の電流位相が逆位相（電流位相差１８０°）となっていることがわかる。図１５によれば、完全に逆位相となるのは、約２３０ｋＨｚ以上の周波数領域である。したがって、共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定すると、２５５ｋＨｚの磁界が相殺され、共振子からの漏洩電磁界が低減する。
　このように、共振周波数ｆ２を、漏洩電磁界を低減させたい周波数より少し低い周波数に設定することにより、高調波電流に起因する共振子からの漏洩電磁界を低減することができる。また、電流位相が逆位相となる共振周波数ｆ２より高い周波数領域の全体で、漏洩電磁界を低減することができる。
　ただし、第１コイル１１と第２コイル２１の位置関係によっては、共振周波数ｆ２を、低減したい漏洩電磁界の周波数より高い周波数に設定する必要がある。図１６は、第１コイル１１と第２コイル２１との位置関係を説明する図である。図１６において、矢印３１は第１コイル１１に流れる電流の向き、破線３２は第１コイル１１に流れる電流が発生させる磁界、破線３２の矢印は磁界３２の向き、矢印３３は磁界３２によって第２コイル２１に励起される電流の向き、矢印３４は磁界３２によって第２コイル２１′に励起される電流の向きを示す。
　図１６に示すように、第１コイル１１の電流の向き３１と、第２コイル２１の電流の向き３３と、は一致している。第１コイル１１と第２コイル２１とがこのような位置関係で配置された場合、上述の通り、共振周波数ｆ２を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数に設定すればよい。
　これに対して、第１コイル１１の電流の向き３１と、第２コイル２１′の電流の向き３４と、は逆向きになっている。第１コイル１１と第２コイル２１′とがこのような位置関係で配置された場合、図１４に示した同位相の領域が逆位相に、逆位相の領域が同位相になり、第１コイル１１と第２コイル２１′との位相関係が反転する。このため、共振周波数ｆ２を、低減したい漏洩電磁界の周波数より高い周波数に設定する必要がある。
　共振周波数ｆ２を、低減したい漏洩電磁界の周波数より低い周波数又は高い周波数のどちらに設定するかは、第１コイル１１の電流により励起される第２コイル２１の電流の向きに応じて決めればよい。
　本実施形態による漏洩電磁界の低減効果は、第１コイル１１が発生させる磁界の強度と、第２コイルが発生させる磁界の強度と、が等しいときに最大となる。上述の通り、各コイルが発生させる磁界の強度は、各コイルの半径ａの２乗、電流強度Ｉの１乗、及び巻数Ｎの１乗に比例する。このため、例えば、図１の共振子のように、第１コイル１１及び第２コイル２１の半径及び巻数が等しい場合、電流強度Ｉが等しいときに漏洩電磁界の低減効果が最大となる。
　図１７は、第１コイル１１及び第２コイル２１の電流の周波数特性を示す図である。図１７において、実線は共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第１コイル１１の電流、点線は共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の第２コイル２１の電流、破線は共振子が第２コイル２１を備えない場合の第１コイル１１の電流、一点鎖線は共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合の実質電流を示す。ここでいう実質電流とは、第１コイル１１の電流及び第２コイル２１の電流を、位相差を考慮して足した電流であり、共振子からの漏洩電磁界の発生に実質的に寄与する電流である。
　図１７に示すように、共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定すると、第１コイル１１及び第２コイル２１の電流は、８５ｋＨｚ及び約２２０ｋＨｚでピークとなる。また、第１コイル１１の電流は、１９７ｋＨｚで急激に小さくなっている。これは、第１実施形態で説明したとおり、１９７ｋＨｚのインピーダンスＺｉｎが上昇するためである。
　上述の通り、共振周波数ｆ２を１９７ｋＨｚに設定した場合、約２３０ｋＨｚで電流位相が完全に逆位相となる。このため、図１７に示すように、約２３０ｋＨｚ以上の周波数領域では、実質電流が大幅に減少していることがわかる。
　また、図１７によれば、２５５ｋＨｚで第１コイル１１及び第２コイル２１の電流強度が等しくなり、実質電流が最小となっている。すなわち、２５５ｋＨｚで漏洩電磁界の低減効果が最大となっている。
　このように、共振周波数ｆ２は、漏洩電磁界の低減効果が最大となる周波数が、共振周波数ｆ１の整数倍の周波数となるように設定されるのが好ましい。漏洩電磁界の低減効果が最大となる周波数は、実験や電磁界シミュレーションにより求めることができる。
　なお、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
１：第１共振回路、２：第２共振回路、３：磁性体コア、１１：第１コイル、１２：第１容量、１３：交流電源、２１：第２コイル、２２：第２容量

Claims (14)

  1. 　無線電力伝送用の第１コイルと、
    　前記第１コイルと磁気的に結合し、電気的に分離される第２コイルと、
    を備え、
    　前記第１コイルと前記第２コイルとの少なくとも一方は、磁性体コアを備える
    共振子。
  2. 　前記第１コイルと前記第２コイルとの少なくとも一方は、前記磁性体コアを備えるソレノイド型コイルである
    請求項１に記載の共振子。
  3. 　前記第１コイルと接続され、第１共振周波数を有する第１共振回路を形成する第１容量と、
    　前記第２コイルと接続され、第２共振周波数を有する第２共振回路を形成する第２容量と、
    を更に備える
    請求項１又は請求項２に記載の共振子。
  4. 　前記第２共振周波数は、前記第１共振周波数の整数倍の周波数に対して誤差１０％以内の周波数に設定される
    請求項３に記載の共振子。
  5. 　前記第２共振周波数は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数と異なる周波数に設定される
    請求項３に記載の共振子。
  6. 　前記第２共振周波数は、前記第１共振周波数の周波数より高く、漏洩電磁界を低減する所定の周波数より低い周波数に設定される
    請求項３又は請求項４に記載の共振子。
  7. 　前記第２共振周波数は、漏洩電磁界を低減する所定の周波数より高い周波数に設定される
    請求項３又は請求項４に記載の共振子。
  8. 　前記第２共振周波数は、前記第１共振周波数の整数倍の周波数における前記第１コイル及び前記第２コイルの電流強度が等しくなるように設定される
    請求項３に記載の共振子。
  9. 　前記第２コイルを複数備える
    請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の共振子。
  10. 　前記第２コイルと接続され、第２共振周波数を有する第２共振回路を形成する第２容量を複数備える
    請求項９に記載の共振子。
  11. 　複数の前記第２共振回路は、それぞれ異なる第２共振周波数を有する
    請求項１０に記載の共振子。
  12. 　前記第１コイルと前記第２コイルは、同一の磁性体コアに巻線を巻付けられたソレノイド型コイルである
    請求項１乃至請求項１１のいずれか１項に記載の共振子。
  13. 　前記第１コイルと前記第２コイルは、半径が異なる
    請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の共振子。
  14. 　請求項１乃至請求項１３のいずれか１項に記載の共振子を備える
    無線電力伝送装置。
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