WO2016032008A1 - センサ装置およびセンシング方法 - Google Patents

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WO2016032008A1
WO2016032008A1 PCT/JP2015/074809 JP2015074809W WO2016032008A1 WO 2016032008 A1 WO2016032008 A1 WO 2016032008A1 JP 2015074809 W JP2015074809 W JP 2015074809W WO 2016032008 A1 WO2016032008 A1 WO 2016032008A1
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signal
frequency
branch
detection
unit
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PCT/JP2015/074809
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勝田　宏
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京セラ株式会社
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    • G01N29/34—Generating the ultrasonic, sonic or infrasonic waves, e.g. electronic circuits specially adapted therefor
    • G01N29/348—Generating the ultrasonic, sonic or infrasonic waves, e.g. electronic circuits specially adapted therefor with frequency characteristics, e.g. single frequency signals, chirp signals

Definitions

  • the present invention relates to a sensor device and a sensing method capable of measuring a specimen.
  • a device that measures a specimen using a surface acoustic wave (SAW) element is known.
  • SAW surface acoustic wave
  • Patent Document 1 a technique for improving measurement accuracy by performing correction or calibration by various methods is disclosed (for example, Patent Document 1).
  • a sensor device includes: a first signal generator that generates at least one of a first frequency signal and a second frequency signal; and the first frequency signal and the second frequency signal.
  • a second signal generator for generating at least one of the first signal generator, and a calculation unit connectable to each of the second signal generator, wherein the calculation unit is configured to generate the first signal generator.
  • a first reference signal obtained by generating a signal of the first frequency from the first signal generator, the second signal generator, and the calculation unit.
  • a reference phase difference is obtained from a second reference signal obtained by generating a signal of the second frequency from the second signal generator, and a reference voltage corresponding to the reference phase difference is calculated.
  • a sensor device is a signal generator that generates a first frequency signal and a second frequency signal different from the first frequency, the first frequency signal and the first frequency signal.
  • a signal generator including: a first output unit that outputs at least one of two frequency signals; and a second output unit that outputs at least one of the first frequency signal and the second frequency signal;
  • a calculation unit connectable to each of the first output unit and the second output unit, wherein the calculation unit is connected to the first output unit and the calculation unit.
  • the second frequency signal is output from the second output unit in a state where the first reference signal obtained by outputting the first frequency signal from the first output signal, the second output unit, and the calculation unit are connected.
  • the second reference signal obtained by Together to obtain the reference phase difference and a calculates a reference voltage corresponding to the reference phase difference.
  • the sensing method includes a signal output step in which a signal generator generates and outputs a first frequency signal and a second frequency signal different from the first frequency, and a calculation unit includes A first reference signal obtained from a first frequency signal output from the signal generator; and a second reference signal obtained from a second frequency signal output simultaneously with the first frequency signal from the signal generator; And calculating a reference voltage corresponding to the reference phase difference from the first reference signal and the second reference signal.
  • the sensor device of the embodiment of the present invention by generating signals of different frequencies from the two signal generators, the sensor device itself can easily obtain the reference phase difference, and the reference phase difference A corresponding reference voltage can be calculated.
  • the reference phase difference can be easily obtained by the sensor device itself, A corresponding reference voltage can be calculated.
  • a reference phase difference can be easily obtained by simultaneously generating signals of different frequencies from a signal generator, and a reference corresponding to the reference phase difference.
  • the voltage can be calculated.
  • FIG. 6A is a diagram showing a schematic trajectory of the first detection voltage and the second detection voltage
  • FIG. 6B is a diagram showing a trajectory of the selected detection voltage.
  • FIG.7 (a) is a perspective view which shows a part of sensor device based on 1st Embodiment of this invention
  • FIG.7 (b) is a perspective view of the state which fractured
  • FIG. 8A is a cross-sectional view taken along line VIa-VIa in FIG. 7A
  • FIG. 8B is a cross-sectional view taken along line VIb-VIb in FIG. 7A.
  • the sensor device may be set in any direction upward or downward, but in the following, for convenience, the orthogonal coordinate system xyz is defined and the positive side in the z direction is defined as the upper surface and the lower surface. The following terms shall be used.
  • FIG. 1 is a schematic diagram for explaining the principle of the sensor device 100A according to the first embodiment of the present invention.
  • the sensor device 100A includes a first signal generator SG1, a second signal generator SG2, a detection element 110, a reference element 120, a first connection wiring 115, A two-connection wiring 125, a calculation unit 140, and a measurement unit 150 are included.
  • the first signal generator SG1 generates at least one of the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2 different from the first frequency.
  • the first signal generator SG1 is not limited to the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2, but can generate signals of other frequencies such as a third frequency signal. May be.
  • the first signal generator SG1 can be selectively connected to either the first connection wiring 115 or the detection element 110. Then, as shown in FIG. 1A, the signal f1 having the first frequency is generated in a state of being connected to the first connection wiring 115, and in the state of being connected to the detection element 110 as shown in FIG. 1B. A signal f1 having a first frequency is generated.
  • the second signal generator SG2 generates at least one of the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2.
  • the second signal generator SG2 is not limited to the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2, but other signals such as a third frequency signal. It is also possible to generate a signal having a frequency of.
  • the second signal generator SG2 can be selectively connected to either the second connection wiring 125 or the reference element 120. Then, as shown in FIG. 1A, the signal f2 having the second frequency is generated in a state of being connected to the second connection wiring 125, and in the state of being connected to the reference element 120 as shown in FIG. 1B. A signal f1 having a first frequency is generated.
  • At least one of the first signal generator SG1 and the second signal generator SG2 can generate both the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2.
  • the other signal generator may generate only one of the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2.
  • the first signal generator SG1 generates only the signal f1 having the first frequency
  • the second signal generator SG2 has the first frequency.
  • the configuration that generates both the signal f1 and the signal f2 of the second frequency is employed.
  • the detection element 110 is not essential in the present embodiment (the same applies to each sensor device described later), the target present in the specimen is adsorbed or this target is not adsorbed, but it reacts with the target.
  • the detector 111 has a mass that changes accordingly.
  • the detection unit 111 immobilizes a reactive group having a reactivity that specifically adsorbs a target on a gold (Au) film that is not affected by electrical properties such as the conductivity of the specimen.
  • Au gold
  • DNA, RNA or an antibody that specifically binds to the target may be immobilized on the Au film.
  • a reactive group having a property that reacts with a target and does not react with a substance other than the target present in the specimen may be immobilized on the Au film.
  • the Au film is preferably electrically grounded.
  • the detection element 110 can be connected to the first signal generator SG1, and is not connected in FIG. 1 (a), but is connected in FIG. 1 (b).
  • an input signal is given from the first signal generator SG1 to the detection element 110 in a state where the detection element 110 is connected to the first signal generator SG1.
  • the input signal receives a change according to a mass change of the detection unit 111 and the like, and is output as a detection signal.
  • the reference element 120 includes a reference unit 121 that does not adsorb a target existing in the specimen or does not react with the target.
  • the output from the reference element 120 is used as a reference value for the output from the detection element 110.
  • the reference unit 121 does not have such a reactivity as to be specifically adsorbed to a target present in the specimen or cause a substitution reaction with a substance in the specimen by causing a structural change. is there.
  • an Au film in which the above-mentioned reactive group is not immobilized, or DNA, RNA, etc. having a substance amount similar to that of the above-mentioned reactive group and having a random base sequence are immobilized on the Au film. Things can be used. With such a configuration, it is possible to suppress the reference unit 121 from causing a mass change depending on the amount of the target.
  • the reference element 120 can be connected to the second signal generator SG2, and is not connected in FIG. 1 (a), but is connected in FIG. 1 (b).
  • an input signal is given from the second signal generator SG2 to the reference element 120 in a state where the reference element 120 is connected to the second signal generator SG2.
  • the input signal receives a change according to the reference unit 121 and is output as a reference signal.
  • the detection signal and the reference signal obtained as described above are AC signals, and the reference signal serves as a reference for the detection signal.
  • the first connection wiring 115 has a role of connecting the calculation unit 140 to the first signal generator SG1.
  • the first connection wiring 115 is connected to the calculation unit 140 as shown in FIG. 1A, and the first signal generator SG1 has FIGS. 1A and 1B. As shown in FIG.
  • the calculation unit 140 obtains the first reference signal.
  • the second connection wiring 125 has a role of connecting the calculation unit 140 to the second signal generator SG2.
  • the second connection wiring 125 is connected to the calculation unit 140 as shown in FIG. 1A, and the second signal generator SG2 includes FIGS. 1A and 1B. As shown in FIG.
  • the calculation unit 140 obtains the second reference signal.
  • the calculation unit 140 can calculate the reference voltage based on the signals generated from the first signal generator SG1 and the second signal generator SG2.
  • the calculation unit 140 can be composed of, for example, a mixer and a low-pass filter.
  • the calculation unit 140 is connected to the first signal generator SG1 via the first connection wiring 115 as shown in FIG.
  • the first reference signal obtained by generating the first frequency signal f1 from SG1 and the second signal generator SG2 is connected to the second signal generator SG2 via the second connection wiring 125, and the second frequency is generated from the second signal generator SG2.
  • a reference phase difference is generated from the first reference signal and the second reference signal, and a reference voltage corresponding to the above-described reference phase difference can be calculated from the first reference signal and the second reference signal by a heterodyne method. .
  • the reference voltage can be easily obtained by the sensor device itself. Therefore, for example, when the detection voltage is measured by connecting the signal generator to the element after calculating the reference voltage, the measurement variation due to environmental characteristics such as the temperature of the apparatus itself, and the element characteristics are caused. It is possible to reduce the occurrence of variations in signal magnitude and frequency.
  • data obtained by calculating a reference phase difference and a reference voltage for the reference phase difference at the time of shipment or the like can be stored in the calculation unit 140 or the like of the sensor device 100A. According to this, it is possible to diagnose the state (normal or faulty) of the sensor device 100A by comparing the data with the value obtained by calculating the reference phase difference and the reference voltage corresponding thereto immediately before the measurement. It becomes possible.
  • Such configurations, functions, and effects can be similarly provided in each sensor device described later.
  • the first signal generator SG1 and the second signal generation are performed according to the characteristic data of the detection element 110 and the reference element 120. What is necessary is just to set the frequency and signal magnitude of the signal generated from the device SG2. By calculating the reference phase difference and the corresponding reference voltage under such conditions, it is possible to reduce the occurrence of variations in signal magnitude and frequency due to element characteristics. Such configurations, functions, and effects can be similarly provided in each sensor device described later.
  • calculation unit 140 can calculate the detection voltage by connecting to the detection element 110 and the reference element 120.
  • the calculation unit 140 receives the signal f1 having the first frequency from the first signal generator SG1 while being connected to the first signal generator SG1 and the detection element 110. And a second detection signal obtained by generating a first frequency signal f1 from the second signal generator SG2 in a state of being connected to the second signal generator SG2 and the reference element 120. (First reference signal).
  • the detection voltage can be calculated from the first detection signal and the first reference signal by a heterodyne method.
  • the calculation unit 140 may not be connected to the detection element 110 and the reference element 120. According to this, it is possible to effectively suppress the fact that stray capacitance or the like is generated by the detection element 110 and the reference element 120, thereby preventing accurate measurement. Examples of such a connection state include, for example, FIG. 11 (a), FIG. 12 (a), FIG. 13 (a), and FIG. 14 (a). Further, in the state of FIG. 1B, the calculation unit 140 may not be connected to the first connection wiring 115 and the second connection wiring 125. According to this, it is possible to effectively suppress the fact that a parasitic inductor or the like is generated by the first connection wiring 115 and the second connection wiring 125, thereby preventing accurate measurement. Examples of such a connection state include FIG. 11B, FIG. 12B, FIG. 13B, and FIG. 14B.
  • the measurement unit 150 is not essential in the present embodiment (the same applies to each sensor device described later), but calculates a plurality of phase candidate values corresponding to the detected voltage with reference to the reference voltage. At the same time, the detection phase difference that is one of the plurality of phase candidate values is selected (the role of the selection unit 160 described later is also provided).
  • the calculation unit 140 processes the detection voltage by the heterodyne method, as shown in FIG. 5, the detection voltage becomes a sine curve, and the phase candidate value corresponding to the voltage intensity (output value) y1. There are two values x1 and x2.
  • the phase candidate value indicates a detection phase difference between the detection signal and the reference signal.
  • the phase candidate value is calculated from the detected voltage by the heterodyne method.
  • the detection voltage is processed by the heterodyne method, the signal becomes a sine curve that is symmetric with respect to 0 °, and the phase candidate value has two values, positive and negative.
  • the temporal change of the detection voltage is confirmed. Since the detection element 110 has a characteristic that the mass changes monotonously, the phase with respect to the detection voltage changes monotonously with time. Using this characteristic, it can be seen that, for example, if the intensity of the detection voltage is increased, a negative phase difference is obtained, and if the intensity is decreased, a positive phase difference is obtained. That is, it is possible to determine whether the phase difference is positive or negative by confirming the temporal change of the detection voltage.
  • one detection phase difference can be determined from two phase candidate values.
  • a configuration having the detection amount calculation unit 170 may be used, and in that case, the sample is based on the detection phase difference selected as described above. Can be calculated. With this configuration, it is possible to provide a sensor device that can calculate the detection amount of the target included in the specimen.
  • the sensor device 100A processes the signal by the heterodyne method in the calculation of the reference voltage and the calculation of the detection voltage.
  • the present invention is not limited to this. You may process a signal by other systems, such as a modulation system. If the signal is processed by the heterodyne method, the sample detection amount can be calculated only by adding a calculation unit that takes the difference between the detection signal and the reference signal, that is, a mixer and a low-pass filter. Therefore, compared to the quadrature modulation method used for measuring the phase difference in SAW sensors, etc., signal processing can be simplified, the number of required parts is reduced, miniaturization is possible, and current consumption is suppressed. can do.
  • the sensor device 100B includes a first signal generator SG1, a second signal generator SG2, a detection element 110, a reference element 120, a first connection wiring 115, A two-connection wiring 125, a branching unit 130, a calculating unit 140, a measuring unit 150, a selecting unit 160, and a detection amount calculating unit 170 are included.
  • the sensor device 100B Compared to the sensor device 100A according to the first embodiment, the sensor device 100B according to the present embodiment further includes a branching unit 130, a selection unit 160, and a detection amount calculation unit 170, and the calculation unit 140 includes a first calculation. Unit 141 and second calculation unit 142.
  • the first connection wiring 115 serves to connect the first branch part 131 to the first signal generator SG1.
  • the first connection wiring 115 connects the first calculation unit 141 to the first signal generator SG1 through the first branch unit 131.
  • the first connection wiring 115 is connected to the first branch portion 131 as shown in FIG. 2A, and the first signal generator SG1 is connected to FIGS. As shown in b), they are selectively connected.
  • the second connection wiring 125 has a role of connecting the second branch portion 132 to the second signal generator SG2.
  • the second connection wiring 125 connects the second calculation unit 142 to the second signal generator SG2 via the second branch unit 132.
  • the second connection wiring 125 is connected to the second branch section 132 as shown in FIG. 2A, and the second signal generator SG2 includes the second connection wiring 125 shown in FIGS. As shown in b), they are selectively connected.
  • the branch unit 130 includes a first branch unit 131 and a second branch unit 132.
  • the first branch unit 131 and the second branch unit 132 can be configured by, for example, a splitter, and the phases of two signals branched by one of the splitters can be shifted from each other.
  • the first reference signal and the second reference signal are obtained by the first branch unit 131 and the second branch unit 132 in the connection state as shown in FIG. Specifically, it is as follows.
  • the first branch unit 131 is connected to the first signal generator SG1 through the first signal generator SG1 in a state where the first branch unit 131 is connected to the first signal generator SG1 by the first connection wiring 115.
  • a first reference signal is obtained by generating a frequency signal f1.
  • the first reference signal is branched into a first branch signal and a second branch signal.
  • the first branch signal and the second branch signal are signals having the same phase. That is, the first reference signal is branched into two identical signals A.
  • the second branch unit 132 is connected to the second signal generator SG2 by the second connection wiring 125, and the second branch unit 132 is connected to the second signal generator SG2.
  • a second reference signal is obtained by generating a frequency signal f2.
  • the second reference signal is branched into a third branch signal and a fourth branch signal.
  • the third branch signal has the same phase as the first branch signal.
  • the fourth branch signal is out of phase with the third branch signal.
  • the value for shifting the phase excludes 180 °.
  • the phase is shifted by 90 °.
  • the third branch signal is represented by B
  • the fourth branch signal is represented by B '. According to this, since the phase of the fourth branch signal is shifted by 90 ° with respect to the first to third branch signals, the second detection voltage is the most sensitive when the first detection voltage has the lowest sensitivity. Therefore, the sensitivity can be increased.
  • the reference signal is branched by shifting the phase between the third branch signal and the fourth branch signal, but instead, the phase is shifted from the detection signal.
  • a branched signal may be output.
  • the example which shifted the phase of the 4th branch signal 90 degrees with respect to the 1st branch signal was demonstrated, if it is a value except 180 degrees, other than 90 degrees may be sufficient.
  • the first branch unit 131 divides the signal into two to obtain a branch signal having the same phase
  • the second branch unit 132 divides the signal into two and then sets one line length.
  • the phase may be shifted between the branched signals by making it different from the other line length.
  • a phase shift in each branch signal is obtained by changing the first branching signal A to the third branching signal B in the first calculating unit 141 described later.
  • a first reference phase difference calculated as a subtracted value and a second reference phase difference calculated as a value obtained by subtracting the fourth branch signal B ′ from the second branch signal A in the second calculation unit 142 described later. Set to a different value. The setting of such a phase shift is the same in other branch units 130 and sensor devices 100 in other embodiments.
  • the detection signal and the reference signal are obtained by the first branch unit 131 and the second branch unit 132 in the same manner as the above-described reference signal. Specifically, it is as follows.
  • the first branch portion 131 is connected to the first signal generator SG1, the detection element 110, and the first branch portion 131 without using the first connection wiring 115.
  • a detection signal is obtained by generating the signal f1 of the first frequency from the one-signal generator SG1. Then, this detection signal is branched into a first branch signal and a second branch signal.
  • the first branch signal and the second branch signal are signals having the same phase. That is, the detection signal is branched into two identical signals. In FIG. 2, both the first branch signal and the second branch signal are represented by the symbol A.
  • the second branch unit 132 is connected to the second signal generator SG2, the reference element 120, and the second branch unit 132 without using the second connection wiring 125.
  • the reference signal is obtained by generating the signal f1 of the first frequency from the two-signal generator SG2. Then, this reference signal is branched into a third branch signal and a fourth branch signal.
  • the third branch signal has the same phase as the first branch signal.
  • the phase of the fourth branch signal is shifted from the first branch signal by a value excluding 180 °. In this example, the phase is shifted by 90 °.
  • the third branch signal is represented by a symbol B
  • the fourth branch signal is represented by a symbol B ′.
  • the calculation unit 140 includes a first calculation unit 141 and a second calculation unit 142.
  • the calculation unit 140 includes a first branch signal A and a second branch signal A branched from the first reference signal or detection signal, and a third branch signal B and a fourth branch signal branched from the second reference signal or reference signal.
  • a reference voltage or a detection voltage is obtained from B ′ by, for example, a heterodyne method. Which of the reference voltage and the detection voltage is obtained depends on whether or not the signal generator and the element are connected.
  • the 1st calculation part 141 and the 2nd calculation part 142 can be comprised with a mixer and a low-pass filter, for example.
  • the first calculation unit 141 is a value obtained by subtracting the third branch signal B from the first branch signal A.
  • a first reference phase difference is obtained, a first reference voltage corresponding to the first reference phase difference is obtained by a heterodyne method, and the second calculation unit 142 calculates the fourth branch signal B ′ from the second branch signal A.
  • a second reference phase difference which is a value obtained by subtracting is obtained, and a second reference voltage corresponding to the second reference phase difference is calculated by a heterodyne method.
  • the first calculation unit 141 calculates the first detection phase difference that is a value obtained by subtracting the third branch signal B from the first branch signal A.
  • the first detection voltage corresponding to the first detection phase difference is obtained by the heterodyne method
  • the second calculation unit 142 is a value obtained by subtracting the fourth branch signal B′B from the second branch signal A.
  • a detection phase difference is obtained, and a second detection voltage corresponding to the second detection phase difference is calculated by a heterodyne method.
  • a signal having a predetermined frequency is generated from the two signal generators while changing the connection configuration between the two signal generators and the two calculation units.
  • the reference voltage as shown in FIG. 6A can be easily calculated by the sensor device itself.
  • the same effects as those of the sensor device 100A according to the first embodiment described above can be obtained.
  • the measurement unit 150 calculates two first phase candidate values from the first detection voltage, and determines one of them as the first detection phase difference. Similarly, two second phase candidate values are calculated from the second detection voltage, and one of them is determined as the second detection phase difference.
  • the first detection voltage and the second detection voltage are processed by the heterodyne method, the first detection voltage and the second detection voltage are respectively sinusoidal curves as shown in FIG.
  • the phase candidate value indicates a detection phase difference between the detection signal and the reference signal.
  • phase candidate values x11 and x21 for the first detection voltage.
  • second phase candidate values x12 and x22 for the second detection voltage.
  • the combination of x11 and x12, the combination of x11 and x22, the combination of x21 and x12, and the combination of x21 and x22 has the closest value (phase difference value).
  • the phase candidate values constituting the combination with the first detection phase difference are the first detection phase difference corresponding to the first detection voltage and the second detection phase difference corresponding to the second detection voltage. That is, the difference is obtained for each of the four combinations, and the combination having the smallest value is selected.
  • the phase candidate value which makes the selected combination be the 1st detection phase difference corresponding to the 1st detection voltage, and the 2nd detection phase difference corresponding to the 2nd detection voltage, respectively. This is due to the following mechanism.
  • one of the two first phase candidate values of the first reference voltage is the same as one of the two second phase candidate values of the second reference voltage.
  • This same value is the correct phase difference (first reference phase difference, second reference phase difference).
  • the combination having the smallest difference that is, the one having the closest value
  • is determined as the correct phase difference and is determined as the first detection phase difference and the second detection phase difference.
  • the selection unit 160 selects one detection phase difference from the first detection phase difference and the second detection phase difference obtained by the measurement unit 150.
  • a signal output value (for example, V1, V2) closer to a predetermined reference value is set as a detection phase difference. select.
  • a detection phase difference it is possible to specify a detection phase difference to be selected with a predetermined reference value as a reference.
  • the reference value for example, 0 (zero) or the midpoint of the two intersection strengths can be set.
  • the midpoint between the two intersection strengths which are the reference values is zero.
  • the reference value is not limited to the middle point between the two intersection strengths, and can be set to an appropriate value so that a highly sensitive detection voltage can be obtained in consideration of the first detection voltage and the second detection voltage. Good.
  • the phase difference is determined from the phase candidate value. be able to. Therefore, it is possible to measure in a wider phase range than in the case of using one detection signal.
  • the detection amount calculation unit 170 is connected to the selection unit 160.
  • the detection amount calculation unit 170 calculates the detection amount of the sample using the detection phase difference selected by the selection unit 160.
  • the detection amount calculation unit 170 has data relating to the detection amount of the standard sample in advance, and can calculate the detection amount of the sample by comparing the data with a value obtained by actual measurement. .
  • the same effects as those of the sensor device 100A according to the first embodiment described above can be achieved.
  • it has the following effects.
  • the measurable phase range was only the range from 0 ° to 180 °.
  • the phase from the phase candidate value is obtained by comparing the first detection voltage and the second detection voltage with the first phase candidate value and the second phase candidate value.
  • the detected phase difference can be estimated.
  • the measurable phase range can be expanded from ⁇ 180 ° to 180 °. Further, by continuously measuring the change in the voltage intensity of the first detection voltage and the second detection voltage, it is possible to measure even in a phase range exceeding 180 °.
  • the detection voltage draws a sinusoidal curve, so that the slope becomes small when the phase difference is 0 ° and ⁇ 180 °, and there is a possibility that the sensitivity becomes low and the error becomes large.
  • a detection voltage having a large inclination is used in all phase ranges by omitting a region where the inclination is small. Thereby, it can be set as a thing with a high voltage change rate with respect to a phase change, and can be made highly sensitive.
  • a phase difference of about 0 ° often corresponds to a rising portion of a signal change due to target detection, and measurement with high sensitivity is desired. Therefore, the sensor device 100B according to the present embodiment An excellent effect can be exhibited.
  • noise determination can be performed by using the two detection voltages (first detection voltage and second detection voltage) as described above. This is due to the following mechanism. Although noise may be mixed in the detection signal and the reference signal, it is usually difficult to determine such noise as noise.
  • the sensor device 100B according to the present embodiment when noise is not mixed and measurement is correctly performed, one of the first detection voltage and the second detection voltage has the intersection strength Vmax and It takes a value that falls within the range between Vmin, and the other takes a value outside this range. In other words, if both the first detection voltage and the second detection voltage take a value within this range or take a value outside this range, it can be determined that it is noise. In this way, noise can be determined.For example, when it is determined that noise has been mixed, the measurement result is not adopted and the measurement is performed again without being affected by the noise. It becomes possible to perform more accurate measurement.
  • the measurement unit 150 ′ calculates two first phase candidate values from the first detection voltage, and determines one of them as the first detection phase difference. Similarly, two second phase candidate values are calculated from the second detection voltage, and one of them is determined as the second detection phase difference.
  • a locus for a phase difference between the first detection voltage and the second detection voltage is obtained in advance, and two positive and negative intensities at the intersection of the first detection voltage and the second detection voltage are obtained. Then, the first detection voltage and the second detection voltage that are located between two positive and negative intensities at the intersection are selected as detection voltages. Specifically, it is as follows.
  • FIG. 6A is a diagram showing the locus of theoretical values of the first detection voltage and the second detection voltage.
  • the theoretical value of the first detection voltage in FIG. 6A is regarded as the first reference voltage
  • the theoretical value of the second detection voltage is regarded as the second reference voltage
  • the actual measurement may be performed to sense the specimen.
  • the intensity of the first detection voltage is V1
  • the intensity of the second detection voltage is V2
  • the intensity of the intersection of the locus of the first detection voltage and the locus of the second detection voltage is Vmax and Vmin in descending order.
  • the locus of the first detection voltage is indicated by a broken line
  • the locus of the second detection voltage is indicated by a solid line.
  • the intersection strengths Vmax and Vmin are 0.5 times and -0.5 times the maximum strength of V1 and V2.
  • the section of the phase value is divided for each phase value at which the first detection voltage and the second detection voltage take the intensity of any intersection.
  • FIG. 6A sections 1 to 5 are shown. The sections 1 to 4 are repeated, and the sections 1 and 5 are the same.
  • the second detection voltage is used as the detection voltage in section 1, the first detection voltage in section 2, the second detection voltage in section 3, the first detection voltage in section 4, and the second detection voltage in section 5. select.
  • V1> V2 and V1> Vmax ... V2 is used as the detection voltage V1 ⁇ V2
  • V2> Vmax ... V1 is used as the detection voltage V1 ⁇ V2
  • V1 ⁇ Vmin ... V2 is used as the detection voltage
  • the selection unit 160 ′ selects one detection phase difference from the first detection phase difference and the second detection phase difference obtained by the measurement unit 150 ′.
  • the first detection phase difference is the detection phase difference
  • the second detection phase difference is the detection phase difference
  • the detection amount of the specimen can be calculated using the detection phase difference selected by the selection unit 160 ′ in the same manner as the detection amount calculation unit 170 in the sensor device 100B according to the second embodiment. it can.
  • the sensor device 100C includes a first signal generator SG1, a second signal generator SG2, a detection element 110, a reference element 120, an element branching unit 105, A connection wiring 115, a second connection wiring 125, a branching unit 130, a calculation unit 140, a measurement unit 150, a selection unit 160, and a detection amount calculation unit 170 are included.
  • description of the same configuration as the sensor devices 100A and 100B according to the first and second embodiments described above may be omitted.
  • the first signal generator SG1 can be connected to the detection element 110, and the second signal generator SG2 is connected to the reference element 120. It has a connectable configuration.
  • the sensor device 100C has an element branching portion 105 connected to the detection element 110 and the reference element 120 as shown in FIG.
  • the first signal generator SG1 is not connected to the element branching unit 105, and the second signal generator SG2 can be connected to the element branching unit 105.
  • the signal generated from the second signal generator SG2 is input to the detection element 110 and the reference element 120 via the element branching unit 105.
  • the input signal is then detected and processed along the same path as the sensor device 100B according to the second embodiment described above.
  • the element branching unit 105 can be configured by a splitter, for example.
  • a signal generated from one of the first signal generator SG1 and the second signal generator SG2 is branched into two without adopting the element branching unit 105, and the detection element 110, the reference element 120, etc. You may employ
  • signals output from the first signal generator SG1 and the second signal generator SG2 are as follows.
  • the first signal generator SG1 outputs the first frequency signal f1
  • the second signal generator SG2 outputs the second frequency signal f2
  • the connection shown in FIG. 3B the signal f1 having the first frequency may be output from the second signal generator SG2.
  • the second signal generator SG2 In the state where the calculation signal 140 is generated and the calculation unit 140 is connected to the second signal generator SG2, the second signal generator SG2 generates the signal f2 having the second frequency.
  • a phase difference can be obtained, and a reference voltage corresponding to the reference phase difference can be calculated.
  • the sensor device 100C according to the present embodiment is similar to the sensor device 100B according to the second embodiment described above. The effect of can be produced.
  • the sensor device 100D includes a first signal generator SG1, a second signal generator SG2, a detection element 110a, a detection element 110b, a reference element 120a, and a reference element 120b. , Element branching section 105, first connection wiring 115, second connection wiring 125, branching section 130, calculation section 140, measurement section 150, selection section 160, and detection amount calculation section 170.
  • description of the same configuration as the sensor devices 100A to 100C according to the first to third embodiments may be omitted.
  • one detection element 110 and one reference element 120 are provided, and the first branch unit 131 is connected to one detection element 110.
  • the second branch section 132 is connected to one reference element 120.
  • the sensor device 100D includes two detection elements 110 and two reference elements 120, and the first branching unit 131 selects the two detection elements 110a and 110b.
  • the second branch section 132 can be selectively connected to the two reference elements 120a and 120b.
  • These two detection elements 110a, 110b may be the same or different, and if they are different, different DNA, RNA, or An antibody or the like may be fixed.
  • the first branch unit 131 can be selectively connected to one of the two detection elements 110a and 110b by the switch 136a, and the second branch unit 132 can be connected to the two reference elements by the switch 136b. What is necessary is just to enable it to selectively connect with either of 120a and 120b.
  • two or more detection targets included in the sample are changed without changing the configuration following the branching unit 130 (that is, the configuration of the calculation unit 140, the measurement unit 150, the selection unit 160, and the detection amount calculation unit 170). , It is possible to detect at a time (by using one specimen).
  • the second signal generator SG2 In the state where the calculation signal 140 is generated and the calculation unit 140 is connected to the second signal generator SG2, the second signal generator SG2 generates the signal f2 having the second frequency. A phase difference can be obtained, and a reference voltage corresponding to this reference phase difference can be calculated.
  • the sensor device 100D according to the present embodiment can achieve the same effects as those of the sensor device 100B according to the second embodiment described above.
  • each of the first branch unit 131 and the second branch unit 132 includes two detection elements and two references. Arbitrary connection may be made to any of the elements.
  • any one of the first branch part and the second branch part may be configured to be connected to the reference element, and there is no particular limitation on which of the three detection elements is connected to the other, and the detection target It can be set as appropriate according to the type and number of.
  • the sensor device 101 includes a signal generator SG, a detection element 110, a reference element 120, a first connection wiring 115, a second connection wiring 125, a calculation unit 140, and A measurement unit 150 is included.
  • the sensor device 101 according to the present embodiment includes a single signal instead of the two signal generators of the first signal generator SG1 and the second signal generator SG2. The difference is that a generator SG is provided.
  • the signal generator SG generates a signal f1 having a first frequency and a signal f2 having a second frequency different from the first frequency.
  • the signal generator SG is not limited to the signal f1 of the first frequency and the signal f2 of the second frequency, and may be one that can generate signals of other frequencies such as a signal of the third frequency. .
  • the signal generator SG includes a first output unit that outputs at least one of the first frequency signal f1 and the second frequency signal f2, and the first frequency signal f1 and the second frequency signal. and a second output unit that outputs at least one of f2.
  • the first output unit can be selectively connected to either the first connection wiring 115 or the detection element 110, and the second output unit is selectively connected to either the second connection wiring 125 or the detection element 120. Is possible. Then, as shown in FIG. 15A, the first output unit generates a signal f1 of the first frequency in a state of being connected to the first connection wiring 115, and the second output unit is connected to the second connection wiring 125.
  • the second frequency signal f2 is generated in the connected state, and the first output unit generates the first frequency signal f1 in the connected state to the detection element 110 as shown in FIG.
  • the output unit generates a signal f1 having the first frequency while being connected to the detection element 120.
  • the signal generator SG only needs to be able to output signals simultaneously from the first output unit and the second output unit.
  • the signal f1 is output from the first output unit, and at the same time, the signal f2 having a frequency different from that of the signal f1 is output from the second output unit.
  • the signal f1 is output from the first output unit, and at the same time, the signal f1 is output from the second output unit.
  • the elements are mainly composed of the piezoelectric substrate 1 and the cover 3 in appearance as shown in the perspective view of FIG.
  • the cover 3 is provided with a first through hole 18 that is an inlet of the sample solution and a second through hole 19 that is an air hole or an outlet of the sample solution.
  • FIG. 7B shows a perspective view of the sensor device 100A when one half of the cover 3 is removed.
  • a space 20 serving as a sample flow path for a sample (solution) is formed inside the cover 3.
  • the first through hole 18 is connected to the space 20. That is, the specimen entering from the first through hole 18 flows into the space 20.
  • the sample liquid that has flowed into the space 20 includes a target, and the target reacts with a detection unit made of the metal film 7 or the like formed on the piezoelectric substrate 1.
  • FIG. 8 shows a cross-sectional view of the elements (detection element 110 and reference element 120) of the sensor device 100A.
  • 8A is a cross-sectional view taken along line VIa-VIa in FIG. 7A
  • FIG. 8B is a cross-sectional view taken along line VIb-VIb in FIG. 7A.
  • FIG. 9 shows a top view of the piezoelectric substrate 1.
  • a detection first IDT electrode 5a, a detection second IDT electrode 6a, a reference first IDT electrode 5b, and a reference second IDT electrode 6b are formed on the upper surface of the piezoelectric substrate 1.
  • the detection first IDT electrode 5a and the reference first IDT electrode 5b are for generating a predetermined SAW
  • the detection second IDT electrode 6a and the reference second IDT electrode 6b are the detection first IDT electrode 5a and the reference first IDT electrode 5b, respectively. This is for receiving the generated SAW.
  • the detection second IDT electrode 6a is disposed on the propagation path of the SAW generated by the detection first IDT electrode 5a so that the detection second IDT electrode 6a can receive the SAW generated by the detection first IDT electrode 5a.
  • the reference first IDT electrode 5b and the reference second IDT electrode 6b are similarly arranged.
  • the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a are connected to the pad 9 through the wiring 8, respectively.
  • a signal is input from the outside to the detection first IDT electrode 5a through the pad 9 and the wiring 8, and a signal is output to the outside from the detection second IDT electrode 6a. Since the reference first IDT electrode 5b and the reference second IDT electrode 6b are the same as the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a, description thereof will be omitted as appropriate.
  • the detection first IDT electrode 5a, the detection second IDT electrode 6a, the reference first IDT electrode 5b, and the reference second IDT electrode 6b are covered with a protective film 4.
  • the protective film 4 contributes to preventing oxidation of each electrode and wiring.
  • the detection first IDT electrode 5a is accommodated in the first vibration space 11a
  • the detection second IDT electrode 6a is accommodated in the second vibration space 12a. Accordingly, the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a are isolated from the outside air and the sample liquid, and the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a can be protected from corrosive substances such as moisture. Further, by securing the first vibration space 11a and the second vibration space 12a, the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a can be brought into a state in which the excitation of the SAW is not significantly hindered.
  • a through portion that is a portion penetrating the plate-like body 2 in the thickness direction is formed. .
  • This penetration part is provided in order to form the metal film 7a on the SAW propagation path. That is, when the plate-like body 2 is bonded to the piezoelectric substrate 1, at least a part of the SAW propagation path propagating from the detection first IDT electrode 5 a to the detection second IDT electrode 6 a is exposed from the through portion in plan view. A metal film 7a is formed on the exposed portion.
  • the plate-like body 2 having such a shape can be formed using, for example, a photosensitive resist.
  • the metal film 7a exposed from the penetrating part of the plate-like body 2 constitutes a specimen liquid detection part.
  • the metal film 7a has, for example, a two-layer structure of a chromium (Cr) layer and a gold (Au) layer formed on the chromium layer.
  • Cr chromium
  • Au gold
  • an aptamer made of nucleic acid or peptide is immobilized on the surface of the metal film 7a.
  • a specific target substance in the sample liquid is bound to an aptamer corresponding to the target substance.
  • the target substance in a test substance will couple
  • the mass of the metal film 7a monotonously increases only while the specimen is continuously supplied onto the metal film 7a.
  • the metal film 7b exposed from the other penetrating portion of the plate-like body 2 constitutes a reference portion.
  • the metal film 7b has, for example, a two-layer structure of a chromium layer and a gold layer formed on the chromium layer. It is assumed that an aptamer immobilized on the metal film 7a is not attached to the surface of the metal film 7a so as not to be reactive with the specimen. Furthermore, a surface treatment may be performed so as to stabilize the sample solution by reducing its reactivity.
  • a predetermined voltage (signal) is applied to the detection first IDT electrode 5a from the external measuring device via the pad 9 and the wiring 8. Then, the surface of the piezoelectric substrate 1 is excited in the formation region of the detection first IDT electrode 5a, and SAW having a predetermined frequency is generated. Part of the generated SAW passes through the region between the detection first IDT electrode 5a and the detection second IDT electrode 6a, and reaches the detection second IDT electrode 6a. At this time, in the metal film 7a, the aptamer immobilized on the metal film 7a binds to a specific target substance in the specimen, and the weight (mass) of the metal film 7a changes by the amount of the binding.
  • the phase characteristics of the SAW passing under the film 7a change.
  • a voltage corresponding to the SAW is generated in the detection second IDT electrode 6a.
  • This voltage is output as an AC signal detection signal to the outside via the wiring 8 and the pad 9, and processed through the branching unit 130 and the calculating unit 140 shown in FIG. be able to.
  • the detection element 110 ⁇ / b> A is configured by the piezoelectric substrate 1, the metal film 7 a as a detection unit formed on the piezoelectric substrate 1, and the detection first IDT electrode 5 a and the detection second IDT electrode 6 a.
  • another metal film 7b in which no aptamer is fixed is provided in the same space 20, a signal from the reference first IDT electrode 5b is input, and an AC signal output from the reference second IDT electrode 6b is converted to a temperature characteristic or the like.
  • the reference signal is used for calibration of signal fluctuation due to environmental changes such as humidity.
  • the piezoelectric substrate 1, the metal film 7b as a reference portion formed on the piezoelectric substrate 1, and the reference first IDT electrode 5b and the reference second IDT electrode 6b constitute a reference element 120A.
  • one of a pair of comb-like electrodes constituting each of the detection first IDT electrode 5a, the detection second IDT electrode 6a, the reference first IDT electrode 5b, and the reference second IDT electrode 6b is a reference potential line 31. It is connected to the.
  • the reference potential line 31 is connected to the pad 9G and becomes a reference potential.
  • the electrode on the side connected to the reference potential is used as a reference. It is arranged on the side where the potential line 31 is arranged. In other words, the electrode on the inner side of the pair of comb-like electrodes is connected to the reference potential. With this configuration, it is possible to suppress crosstalk between signals between the detection element 110A and the reference element 120A.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented in various modes.
  • the low noise amplifier 133 is provided between the detection element 110 and the first branch part 131 and between the reference element 120 and the second branch part 132, respectively.
  • First low noise amplifier 133a, second low noise amplifier 133b may be arranged. According to this, high detection accuracy can be obtained even in the following cases.
  • the change of the amplitude characteristic becomes large. For this reason, if the design is such that the thickness of the protective film 4 is adjusted to increase the sensitivity, loss may increase and accurate measurement may not be possible.
  • the low noise amplifier 133 by interposing the low noise amplifier 133 in this way, it is possible to amplify the signal and obtain high detection accuracy.
  • the signal input to the calculation unit 140 is small, noise may increase and detection accuracy may be lowered.
  • the signal is amplified by interposing the low noise amplifier 133 in the input path to the calculation unit 140. And high detection accuracy can be obtained.
  • the low noise amplifier 133 is preferably provided on the side close to the elements 110 and 120 in the input path to the calculation unit 140.
  • the signals input to the detection element 110 and the reference element 120 are increased, there is a possibility that the input signals of each other, or these input signals and other signals may adversely affect each other due to crosstalk or the like.
  • the low noise amplifier 133 in the output path from the detection element 110 and the reference element 120 as in the sensor device 100E1, the above-described crosstalk is suppressed without increasing the input signal. And high detection accuracy can be obtained.
  • the signals input to the detection element 110 and the reference element 120 are increased, there is a possibility that the input signals of each other, or these input signals and other signals may leak to the outside as electromagnetic waves.
  • the low noise amplifier 133 is interposed in the output path from the detection element 110 and the reference element 120 as in the sensor device 100E1, so that an input signal is not increased and the electromagnetic wave as described above is transmitted to the outside.
  • the detection accuracy can be suppressed and high detection accuracy can be obtained.
  • the third branch signal is set to the same phase as the first branch signal
  • the fourth branch signal is The phase is shifted by 90 ° from one branch signal.
  • the setting of the phases of the first to fourth branch signals is not limited to this, and the first detection voltage and the second detection voltage may be set to have a phase difference excluding ⁇ 180 °.
  • the first branch signal and the second branch signal have the same phase
  • the third branch signal is shifted by ⁇ 45 ° from the first branch signal.
  • the fourth branch signal may be shifted in phase by + 45 ° with respect to the first branch signal. Even in this case, the same effects as those of the sensor devices 100B to 100D according to the above-described embodiment can be obtained.
  • each of the first branch unit 131 and the second branch unit 132 branches into two signals.
  • the first branch unit 131 and the second branch unit 132 may be set to branch into three or more signals, respectively.
  • the first branch unit 131 and the second branch unit 132 are branched into three signals A, B, B ′, and B ′′, respectively, as in the sensor device 100E3 illustrated in FIG.
  • the sensor device 100 can be made into a sensor device of a different form by appropriately combining the configurations within the scope of the technical idea of the present invention.
  • one configuration of the sensor device 100A of the first embodiment may be combined with another configuration of the sensor device 100B of the second embodiment.
  • connection wiring 120 ... reference element 121 ... reference part 125 ... second connection wiring 130 ... branch part 131 ... first branch part 132 ... second part Bifurcation 133 ... Low noise amplifier 135a, 135b, 135c, 135d ... Element side switch 136a, 136b ... Branch side switch 140 ... Calculation unit 141 ... First calculation unit 142 ... Second Calculation unit 150 ... Measurement unit 160 ... Selection unit 170 ... Detection amount calculation unit SG ... Signal generator SG1 ... First signal generator SG2 ... Second signal generator f1 .. -First frequency signal f2 ... Second frequency signal A, B, B ', B "... First to sixth branch signals

Abstract

　本発明は、装置自体で簡易に基準位相差およびそれに対応する基準電圧を得ることができるセンサ装置に関する。第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を発生する第１信号発生器ＳＧ１と、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を発生する第２信号発生器ＳＧ２と、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２のそれぞれに接続可能な計算部１４０と、を備え、計算部１４０は、第１信号発生器ＳＧ１に計算部１４０を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生して得られた第１基準信号、ならびに第２信号発生器ＳＧ２に計算部１４０を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生することによって得られた第２基準信号から基準位相差を得るとともに、第１基準信号および第２基準信号からヘテロダイン方式によって基準位相差に対応する基準電圧を算出する、センサ装置１００とする。

Description

センサ装置およびセンシング方法
　本発明は、検体を測定することができるセンサ装置およびセンシング方法に関する。
　センサ装置として、例えば、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）素子を用いて、検体を測定するものが知られている。
　センサ装置において、種々の方法によって、補正あるいは較正を行なうことによって、測定の精度を向上させる技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
特開２００９－２３８２２６号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の技術では、センサ装置自体で簡易に基準位相差およびそれに対応する基準電圧を得ることができなかった。
　そこで、センサ装置自体で簡易に基準位相差およびそれに対応する基準電圧を得ることができるセンサ装置およびセンシング方法が求められていた。
　本発明の実施形態に係るセンサ装置は、第１周波数の信号および第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第１信号発生器と、前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第２信号発生器と、前記第１信号発生器、および前記第２信号発生器のそれぞれと接続可能な計算部と、を備え、前記計算部は、前記第１信号発生器と前記計算部とを接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第１基準信号と、前記第２信号発生器と前記計算部とを接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第２周波数の信号を発生することによって得られた第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する。
　また、本発明の実施形態に係るセンサ装置は、第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号を発生する信号発生器であって、前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第１出力部と、前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第２出力部と、を含む信号発生器と、前記第１出力部および前記第２出力部のそれぞれと接続可能な計算部と、を備え、前記計算部は、前記第１出力部と前記計算部とを接続した状態で、前記第１出力部から前記第１周波数の信号を出力して得られた第１基準信号と、前記第２出力部と前記計算部とを接続した状態で、前記第２出力部から前記第２周波数の信号を出力することによって得られた第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する。
　また、本発明の実施形態に係るセンシング方法は、信号発生器が、第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号を発生して出力する信号出力工程と、計算部が、前記信号発生器が出力した第１周波数の信号から得られる第１基準信号と、前記信号発生器が前記第１周波数の信号と同時に出力した第２周波数の信号から得られる第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記第１基準信号と前記第２基準信号とから前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する算出工程と、を含む。
　本発明の実施形態に係るセンサ装置によれば、２つの信号発生器から異なる周波数の信号を発生することによって、センサ装置自体で簡易に、基準位相差を得ることができ、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる。
　また、本発明の実施形態に係るセンサ装置によれば、信号発生器から異なる周波数の信号を発生することによって、センサ装置自体で簡易に、基準位相差を得ることができ、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる。
　また、本発明の実施形態に係るセンシング方法によれば、信号発生器から異なる周波数の信号を同時に発生することによって、簡易に、基準位相差を得ることができ、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる。
本発明の第１実施形態に係るセンサ装置の構成図である。 本発明の第２実施形態に係るセンサ装置の構成図である。 本発明の第３実施形態に係るセンサ装置の構成図である。 本発明の第４実施形態に係るセンサ装置の構成図である。 ヘテロダイン方式の信号処理について説明する模式図である。 図６（ａ）は第１検出電圧と第２検出電圧との模式的な軌跡を示す線図であり、図６（ｂ）は選択された検出電圧の軌跡を示す線図である。 図７（ａ）は本発明の第１実施形態に係るセンサ装置の一部を示す斜視図であり、図７（ｂ）は（ａ）に示すセンサ装置の一部を破断した状態の斜視図である。 図８（ａ）は図７（ａ）のＶＩａ－ＶＩａ線における断面図、図８（ｂ）は図７（ａ）のＶＩｂ－ＶＩｂ線における断面図である。 図７（ａ）に示すセンサ装置の一部を除いた上面図である。 本発明の実施形態の変形例に係るセンサ装置の構成図である。 図１に示す本発明の第１実施形態に係るセンサ装置の変形例を示す構成図であり、検出素子およびリファレンス素子を有さない構成である。 図１に示す本発明の第１実施形態に係るセンサ装置の変形例を示す構成図であり、計算部と接続配線および素子との間における接続状態を選択可能なスイッチを有する構成である。 図２に示す本発明の第２実施形態に係るセンサ装置の変形例を示す構成図であり、分岐部と接続配線および素子との間における接続状態を選択可能なスイッチを有する構成である。 図３に示す本発明の第３実施形態に係るセンサ装置の変形例を示す構成図であり、分岐部と接続配線および素子との間における接続状態を選択可能なスイッチを有する構成である。 本発明の第５実施形態に係るセンサ装置の構成図である。
　以下、本発明の実施形態に係るセンサ装置について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下に説明する各図面において同じ構成部材には同じ符号を付すものとする。また、各部材の大きさおよび部材同士の間の距離などは模式的に図示しており、実物とは異なる場合がある。
　また、センサ装置は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、直交座標系ｘｙｚを定義するとともにｚ方向の正側を上方として、上面、下面などの用語を用いるものとする。
　（第１実施形態）
　図１は、本発明の第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａの原理を説明するための概略図である。
　本発明の第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａは、図１に示すように、第１信号発生器ＳＧ１、第２信号発生器ＳＧ２、検出素子１１０、リファレンス素子１２０、第１接続配線１１５、第２接続配線１２５、計算部１４０および計測部１５０を有する。
　　（第１信号発生器ＳＧ１）
　第１信号発生器ＳＧ１は、第１周波数の信号ｆ１および第１周波数とは異なる第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を発生するものである。但し、第１信号発生器ＳＧ１は、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２に限定されるものではなく、第３周波数の信号など、それ以外の周波数の信号を発生できるものであってもよい。
　本実施形態において、第１信号発生器ＳＧ１は、第１接続配線１１５および検出素子１１０のいずれかに選択的に接続可能である。そして、図１（ａ）に示すように、第１接続配線１１５に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生し、図１（ｂ）に示すように、検出素子１１０に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生する。
　　（第２信号発生器ＳＧ２）
　第２信号発生器ＳＧ２は、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を発生するものである。但し、第１信号発生器ＳＧ１と同様に、第２信号発生器ＳＧ２は、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２に限定されるものではなく、第３周波数の信号など、それ以外の周波数の信号を発生できるものであってもよい。
　本実施形態において、第２信号発生器ＳＧ２は、第２接続配線１２５およびリファレンス素子１２０のいずれかに選択的に接続可能である。そして、図１（ａ）に示すように、第２接続配線１２５に接続した状態で第２周波数の信号ｆ２を発生し、図１（ｂ）に示すように、リファレンス素子１２０に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生する。
　ここで、少なくとも第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２のうちいずれか一方の信号発生器は、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２の両方を発生することができる。他方の信号発生器は、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２のいずれか一方の信号のみを発生すればよい。本実施形態においては、図１（ａ）および図１（ｂ）に示すように、第１信号発生器ＳＧ１は第１周波数の信号ｆ１のみを発生し、第２信号発生器ＳＧ２は第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２の両方を発生する構成を採用している。
　　（検出素子１１０）
　検出素子１１０は、本実施形態において必須ではないが（後述する各センサ装置においても同様である。）、検体中に存在する標的が吸着する、またはこの標的は吸着しないが、標的との反応に応じて質量が変化する検出部１１１を有する。
　この検出部１１１は、例えば、検体の導電率などの電気的性質の影響を受けない金（Ａｕ）の膜に、標的を特異的に吸着させるような反応性を有する反応基を固定化することで実現できる。例えば、標的に特異的に結合するＤＮＡ、ＲＮＡまたは抗体等をＡｕ膜上に固定化してもよい。このような構成により、標的の量に応じて検出部１１１の質量が変化するものとなる。なお、標的自体を吸着させなくても標的と特異的に反応し、反応によって検出部１１１の質量が変化するものであればよい。例えば、Ａｕの膜に、標的に対して反応し、検体中に存在する標的以外の物質と反応しないような特性を有する反応基を固定化してもよい。なお、このＡｕ膜は電気的に接地されていることが好ましい。このような構成により、標的の量に応じて検出部１１１の質量が変化するものとなる。
　本実施形態において、検出素子１１０は、第１信号発生器ＳＧ１に接続可能であり、図１（ａ）では接続しておらず、図１（ｂ）では接続している。
　そして、図１（ｂ）に示すように、第１信号発生器ＳＧ１に検出素子１１０が接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から検出素子１１０に入力信号が与えられる。このように検出素子１１０に与えられた入力信号が、検出部１１１を通過する際に、検出部１１１の質量変化などに応じた変化を受けて、検出信号として出力される。
　　（リファレンス素子１２０）
　リファレンス素子１２０は、本実施形態において必須ではないが（後述する各センサ装置においても同様である。）、検体中に存在する標的を吸着しない、または標的と反応しないリファレンス部１２１を有する。リファレンス素子１２０からの出力は、検出素子１１０からの出力に対する基準値として用いる。
　このリファレンス部１２１は、例えば、検体中に存在する標的に対して特異的に吸着させたり、構造変化を生じて検体中の物質と置換反応を起こしたりするような反応性を有さないものである。具体的には、上述の反応基を固定化していないＡｕの膜あるいは上述の反応基と同程度の物質量を有し、ランダムな塩基配列を有するＤＮＡ、ＲＮＡ等をＡｕ膜上に固定化したものを用いることができる。このような構成により、リファレンス部１２１が標的の量に依存して質量変化を生じることを抑制できる。
　本実施形態において、リファレンス素子１２０は、第２信号発生器ＳＧ２に接続可能であり、図１（ａ）では接続しておらず、図１（ｂ）では接続している。
　そして、図１（ｂ）に示すように、第２信号発生器ＳＧ２にリファレンス素子１２０が接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２からリファレンス素子１２０に入力信号が与えられる。このようにリファレンス素子１２０に与えられた入力信号が、リファレンス部１２１を通過する際に、リファレンス部１２１に応じた変化を受けて、リファレンス信号として出力される。
　以上のようにして得られた検出信号およびリファレンス信号は交流信号であり、リファレンス信号は検出信号に対する基準としての役割を果たす。
　　（第１接続配線１１５）
　第１接続配線１１５は、第１信号発生器ＳＧ１に計算部１４０を接続する役割を有するものである。
　本実施形態において、第１接続配線１１５は、図１（ａ）に示すように計算部１４０に接続されているとともに、第１信号発生器ＳＧ１には図１（ａ）および図１（ｂ）に示すように選択的に接続される。
　そして、図１（ａ）に示すように、第１接続配線１１５を介して第１信号発生器ＳＧ１に計算部１４０を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生させることによって、計算部１４０は第１基準信号を得る。
　　（第２接続配線１２５）
　第２接続配線１２５は、第２信号発生器ＳＧ２に計算部１４０を接続する役割を有するものである。
　本実施形態において、第２接続配線１２５は、図１（ａ）に示すように計算部１４０に接続されているとともに、第２信号発生器ＳＧ２には図１（ａ）および図１（ｂ）に示すように選択的に接続される。
　そして、図１（ａ）に示すように、第２接続配線１２５を介して第２信号発生器ＳＧ２に計算部１４０を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生させることによって、計算部１４０は第２基準信号を得る。
　　（計算部１４０）
　計算部１４０は、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２から発生された信号に基づいて、基準電圧を算出することができるものである。計算部１４０は、例えばミキサとローパスフィルタとで構成することができる。
　具体的には、本実施形態において、計算部１４０は、図１（ａ）に示すように、第１信号発生器ＳＧ１に第１接続配線１１５を介して接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生して得られる第１基準信号と、第２信号発生器ＳＧ２と第２接続配線１２５を介して接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生して得られる第２基準信号とを受ける。そして、これらの第１基準信号および第２基準信号から基準位相差が生じるとともに、第１基準信号および第２基準信号からヘテロダイン方式によって上述の基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる。 
　このように、本実施形態に係るセンサ装置１００Ａによれば、センサ装置自体で簡易に基準電圧を得ることができる。それ故、例えば、基準電圧を算出した後に信号発生器を素子などに接続して検出電圧の測定を行なう場合において、装置自体の温度などの環境特性に起因する測定ばらつき、ならびに素子特性に起因する信号の大きさおよび周波数のばらつきの発生を低減することが可能となる。
　例えば、出荷時などに基準位相差およびそれに対する基準電圧を算出したデータをセンサ装置１００Ａの計算部１４０などに格納しておくことができる。これによれば、当該データと、測定直前に改めて基準位相差およびそれに対する基準電圧を算出した値とを比較することによって、センサ装置１００Ａの状態（正常か故障しているか）を診断することが可能となる。このような構成、機能および効果については、後述する各センサ装置においても同様に備えるようにすることができる。
　また、上述のような、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０を用いて測定する場合には、これらの検出素子１１０およびリファレンス素子１２０の特性データに応じて、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２から発生する信号の周波数および信号の大きさを設定すればよい。このような条件にて、基準位相差およびそれに対応する基準電圧を算出することによって、素子特性に起因する信号の大きさおよび周波数のばらつきの発生を低減することが可能となる。このような構成、機能および効果については、後述する各センサ装置においても同様に備えるようにすることができる。
　また、計算部１４０は、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に接続することによって、検出電圧を算出することもできる。
　具体的には、計算部１４０は、図１（ｂ）に示すように、第１信号発生器ＳＧ１および検出素子１１０に接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生して得られる第１検出信号と、第２信号発生器ＳＧ２およびリファレンス素子１２０に接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第１周波数の信号ｆ１を発生して得られる第２検出信号（第１リファレンス信号）とを受ける。そして、これらの第１検出信号および第１リファレンス信号からヘテロダイン方式によって検出電圧を算出することができる。
　なお、図１（ａ）の状態において、計算部１４０が、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に接続しないようにしてもよい。これによれば、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０により浮遊容量などが発生することによって、正確な測定を妨げるということを効果的に抑制することができる。このような接続状態を示す例としては、例えば、図１１（ａ）、図１２（ａ）、図１３（ａ）および図１４（ａ）が挙げられる。また、図１（ｂ）の状態において、計算部１４０が、第１接続配線１１５および第２接続配線１２５に接続しないようにしてもよい。これによれば、第１接続配線１１５および第２接続配線１２５により寄生インダクタなどが発生することによって、正確な測定を妨げるということを効果的に抑制することができる。このような接続状態を示す例としては、例えば、図１１（ｂ）、図１２（ｂ）、図１３（ｂ）および図１４（ｂ）が挙げられる。
　　（計測部１５０）
　計測部１５０は、本実施形態において必須ではないが（後述する各センサ装置においても同様である。）、上述の基準電圧を参照して、上述の検出電圧に対応する複数の位相候補値を算出するとともに、複数の位相候補値のうちの１つである検出位相差を選択するものである（後述する選択部１６０の役割も有している。）。
　具体的には、計算部１４０において、ヘテロダイン方式によって検出電圧を処理しているため、図５に示すように、検出電圧は正弦曲線となり、電圧の強度（出力値）ｙ１に相当する位相候補値として２つの値ｘ１、ｘ２が存在することとなる。この位相候補値とは、検出信号とリファレンス信号とにおける検出位相差を示すものである。
　そして、本実施形態では、検出位相差の選択方法として、まず検出電圧からヘテロダイン方式により位相候補値を算出する。ここで、ヘテロダイン方式により検出電圧を処理しているため、信号は、０°を挟んで正負対称の正弦曲線となり、位相候補値には正負２つの値が存在することとなる。次に、検出電圧の時間的変化を確認する。検出素子１１０は、質量が単調変化するという特性を有するため、時間の経過と共に検出電圧に対する位相は単調変化する。この特性を利用して、例えば、検出電圧の強度が増加すれば負の位相差であり、減少すれば正の位相差であることが分かる。すなわち、検出電圧の時間的変化を確認することで、位相差の正負を判定することができる。このように、本実施形態に係るセンサ装置１００Ａによれば、２つの位相候補値から１つの検出位相差を決定することができる。
　なお、後述する第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂのように、検出量算出部１７０を有する構成にしてもよく、その場合には、上述のようにして選択された検出位相差に基づいて検体の検出量を算出することができる。このように構成することにより、検体が備える標的の検出量を算出可能なセンサ装置を提供することができる。
　また、本実施形態に係るセンサ装置１００Ａは、基準電圧の算出および検出電圧の算出において、ヘテロダイン方式によって信号を処理しているが、これに限らず、基準電圧の算出および検出電圧の算出を直交変調方式など他の方式によって信号を処理してもよい。ヘテロダイン方式によって信号を処理する構成であれば、検出信号とリファレンス信号との差分をとる計算部、すなわちミキサおよびローパスフィルタを追加するのみで検体検出量を算出可能である。このため、ＳＡＷセンサなどで位相差の測定に用いられる直交変調方式と比較して、信号処理の簡素化が可能であり、必要部品点数を少なく、小型化が可能であり、かつ消費電流を抑制することができる。
　（第２実施形態）
　本発明の第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂは、図２に示すように、第１信号発生器ＳＧ１、第２信号発生器ＳＧ２、検出素子１１０、リファレンス素子１２０、第１接続配線１１５、第２接続配線１２５、分岐部１３０、計算部１４０、計測部１５０、選択部１６０および検出量算出部１７０を有する。
　本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂは、第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと比較して、分岐部１３０、選択部１６０および検出量算出部１７０をさらに有するとともに、計算部１４０は、第１計算部１４１および第２計算部１４２を有する。
　以下の説明において、第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと同様の構成については説明を省略する場合がある。
　　（第１接続配線１１５）
　第１接続配線１１５は、第１信号発生器ＳＧ１に第１分岐部１３１を接続する役割を有するものである。すなわち、本実施形態では、第１接続配線１１５は、第１信号発生器ＳＧ１に、第１分岐部１３１を介して、第１計算部１４１を接続している。
　本実施形態において、第１接続配線１１５は、図２（ａ）に示すように第１分岐部１３１に接続されているとともに、第１信号発生器ＳＧ１には図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように選択的に接続される。
　　（第２接続配線１２５）
　第２接続配線１２５は、第２信号発生器ＳＧ２に第２分岐部１３２を接続する役割を有するものである。すなわち、本実施形態では、第２接続配線１２５は、第２信号発生器ＳＧ２に、第２分岐部１３２を介して、第２計算部１４２を接続している。
　本実施形態において、第２接続配線１２５は、図２（ａ）に示すように第２分岐部１３２に接続されているとともに、第２信号発生器ＳＧ２には図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように選択的に接続される。
　　（分岐部１３０）
　本実施形態において、分岐部１３０は、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２を有する。第１分岐部１３１および第２分岐部１３２は、例えばスプリッタで構成することができ、その一方のスプリッタによって分岐された２つの信号の位相を互いにずらすことができる。
　まず、図２（ａ）に示すような接続状態で、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２によって、第１基準信号および第２基準信号を得る。具体的には次の通りである。
　第１分岐部１３１は、図２（ａ）に示すように、第１接続配線１１５によって第１信号発生器ＳＧ１に第１分岐部１３１を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生させることによって、第１基準信号を得る。そして、この第１基準信号を第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する。ここで、第１分岐信号と第２分岐信号とは位相の同じ信号である。すなわち、第１基準信号を２つの同一信号Ａに分岐するものである。
　第２分岐部１３２は、図２（ａ）に示すように、第２接続配線１２５によって第２信号発生器ＳＧ２に第２分岐部１３２を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生させることによって、第２基準信号を得る。そして、この第２基準信号を第３分岐信号と第４分岐信号とに分岐する。ここで、第３分岐信号は、第１分岐信号と同じ位相である。第４分岐信号は、第３分岐信号から位相をずらしている。ただし、位相をずらす値としては１８０°を除く。この例では９０°位相をずらしている。図２中において、第３分岐信号をＢで、第４分岐信号をＢ’で表している。これによれば、第４分岐信号の位相を第１～第３分岐信号に対して９０°ずらしていることより、第１検出電圧が最も感度が低くなるときに、第２検出電圧が最も感度の高い領域となるため、高感度にすることができる。
　なお、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂでは、リファレンス信号を第３分岐信号と第４分岐信号とに位相をずらして分岐した例を示したが、これに代えて、検出信号から位相をずらして分岐した信号を出力するようにしてもよい。また、第４分岐信号の位相を第１分岐信号に対して９０°ずらした例を説明したが、１８０°を除く値であれば９０°以外でもよい。
　なお、例えば、第１分岐部１３１で、信号を２つに分岐させて同一位相の分岐信号を得るとともに、第２分岐部１３２で、信号を２つに分岐させた後に、一方の線路長を他方の線路長に対して異ならせることによって、分岐信号間で位相をずらすようにしてもよい。
　ここで、分岐部１３０（第１分岐部１３１および第２分岐部１３２）において各分岐信号における位相のずれは、後述の第１計算部１４１において、第１分岐信号Ａから第３分岐信号Ｂを差し引いた値として算出される第１基準位相差と、後述の第２計算部１４２において、第２分岐信号Ａから第４分岐信号Ｂ’を差し引いた値として算出される第２基準位相差とが異なる値になるように設定される。このような位相のずれの設定については、他の分岐部１３０、および他の実施形態におけるセンサ装置１００においても同様である。
　次に、図２（ｂ）に示すような接続状態で、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２によって、上述の基準信号と同様にして、検出信号およびリファレンス信号を得る。具体的には次の通りである。
　第１分岐部１３１は、図２（ｂ）に示すように、第１接続配線１１５を用いずに、第１信号発生器ＳＧ１、検出素子１１０および第１分岐部１３１を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生させることによって、検出信号を得る。そして、この検出信号を第１分岐信号と第２分岐信号とに分岐する。ここで、第１分岐信号と第２分岐信号とは位相の同じ信号である。すなわち、検出信号を２つの同一信号に分岐するものである。図２中において、第１分岐信号および第２分岐信号をいずれも符号Ａで表している。
　第２分岐部１３２は、図２（ｂ）に示すように、第２接続配線１２５を用いずに、第２信号発生器ＳＧ２、リファレンス素子１２０および第２分岐部１３２を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第１周波数の信号ｆ１を発生させることによって、リファレンス信号を得る。そして、このリファレンス信号を第３分岐信号と第４分岐信号とに分岐する。ここで、第３分岐信号は、第１分岐信号と同じ位相である。第４分岐信号は、第１分岐信号から位相を、１８０°を除く値だけずらしている。この例では９０°位相をずらしている。図２中において、第３分岐信号を符号Ｂで、第４分岐信号を符号Ｂ’で表している。
　　（計算部１４０）
　本実施形態において、計算部１４０は、第１計算部１４１と第２計算部１４２とを有する。
　計算部１４０は、上述の第１基準信号あるいは検出信号を分岐した第１分岐信号Ａおよび第２分岐信号Ａと、第２基準信号あるいはリファレンス信号を分岐した第３分岐信号Ｂおよび第４分岐信号Ｂ’とから、例えばヘテロダイン方式によって基準電圧あるいは検出電圧を得る。基準電圧および検出電圧のいずれを得るかは、信号発生器と素子との接続の有無に応じて決まる。第１計算部１４１および第２計算部１４２は、例えばミキサとローパスフィルタとで構成することができる。
　具体的には、上述の通り、図２（ａ）に示すように各構成要素を接続した状態において、第１計算部１４１は、第１分岐信号Ａから第３分岐信号Ｂを差し引いた値である第１基準位相差を得て、ヘテロダイン方式によってこの第１基準位相差に対応する第１基準電圧を得るとともに、第２計算部１４２は、第２分岐信号Ａから第４分岐信号Ｂ’ を差し引いた値である第２基準位相差を得て、ヘテロダイン方式によってこの第２基準位相差に対応する第２基準電圧を算出する。
　また、図２（ｂ）に示すように各構成要素を接続した状態において、第１計算部１４１は、第１分岐信号Ａから第３分岐信号Ｂを差し引いた値である第１検出位相差を得て、ヘテロダイン方式によってこの第１検出位相差に対応する第１検出電圧を得るとともに、第２計算部１４２は、第２分岐信号Ａから第４分岐信号Ｂ’ を差し引いた値である第２検出位相差を得て、ヘテロダイン方式によってこの第２検出位相差に対応する第２検出電圧を算出する。
　このように、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂによれば、２つの信号発生器と２つの計算部との接続構成を変更しつつ、２つの信号発生器から所定の周波数の信号を発生することによって、センサ装置自体で簡易に図６（ａ）に示すような基準電圧を算出することができる。その他、上述の第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと同様の効果を奏することができる。
　　（計測部１５０）
　計測部１５０は、第１検出電圧から２つの第１位相候補値を算出し、そのうちの一方を第１検出位相差と判断する。同様に、第２検出電圧から２つの第２位相候補値を算出し、そのうち一方を第２検出位相差と判断する。
　ここで、本実施形態においても、ヘテロダイン方式によって第１検出電圧および第２検出電圧を処理しているため、第１検出電圧および第２検出電圧はそれぞれ図５（ａ）に示すような正弦曲線となり、電圧の強度（出力値）ｙ１に相当する位相候補値として２つの値ｘ１、ｘ２が存在することとなる。位相候補値とは、検出信号とリファレンス信号とにおける検出位相差を示すものである。
　具体的に第１検出電圧および第２検出電圧に対して検討すると、第１検出電圧に対して２つの第１位相候補値ｘ１１、ｘ２１が存在する。同様に第２検出電圧に対して２つの第２位相候補値ｘ１２、ｘ２２が存在する。ここで、ｘ１１とｘ１２との組合せ、ｘ１１とｘ２２との組合せ、ｘ２１とｘ１２との組合せ、およびｘ２１とｘ２２との組合せの合計４つの組合せの中で、最も値（位相差の値）が近いもので組合せを構成する位相候補値をそれぞれ、第１検出電圧に対応する第１検出位相差および第２検出電圧に対応する第２検出位相差とする。すなわち、４つの組合せのそれぞれについて差を求め、その値が最も小さくなる組合せを選択する。そして、選択した組合せをなす位相候補値をそれぞれ、第１検出電圧に対応する第１検出位相差および第２検出電圧に対応する第２検出位相差とする。これは、以下のメカニズムによる。
　すなわち、理論上では、第１基準電圧の２つの第１位相候補値のうちの１つと、第２基準電圧の２つの第２位相候補値のうちの１つとが同じになる。この同じ値が正しい位相差（第１基準位相差、第２基準位相差）である。しかしながら、実測定である第１検出電圧および第２検出電圧においては、誤差によって完全に同一の値をとることができない可能性がある。このため、差が最も少ない組合せ（すなわち最も近い値を取るもの）を正しい位相差であるとして、第１検出位相差および第２検出位相差と判別するものである。
　　（選択部１６０）
　選択部１６０は、計測部１５０にて得られた第１検出位相差および第２検出位相差から、１つの検出位相差を選択する。
　具体的には、上述のようにして得られた第１検出位相差および第２検出位相差のうち信号の出力値（例えば、Ｖ１、Ｖ２）が所定の基準値に近い方を検出位相差として選択する。これによれば、所定の基準値を基準として選択すべき検出位相差を特定することができる。ここで、基準値として、例えば、０（ゼロ）あるいは２つの交点強度の中点などを設定することができる。図６に示すような理論的な軌跡を用いる場合には、基準値である２つの交点強度の中点はゼロになる。なお、基準値としては、２つの交点強度の中点に限られず、第１検出電圧および第２検出電圧を考慮して、高い感度の検出電圧を得ることができるよう適切な値に設定すればよい。
　このように、本実施形態によれば、上述のようにヘテロダイン方式によって２つの検出信号（第１および第２検出信号）を用いて信号処理を行なうことから、位相候補値から位相差を判断することができる。それ故、１つの検出信号を用いる場合と比較して、広い位相範囲において測定することが可能となる。
　　（検出量算出部１７０）
　検出量算出部１７０は、選択部１６０に接続されている。
　検出量算出部１７０において、選択部１６０にて選択された検出位相差を用いて、検体の検出量を算出する。例えば、検出量算出部１７０は、予め標準検体の検出量に関するデータを有しており、当該データと実測定で得られた値とを対比することによって、検体の検出量を算出することができる。
　以上のような構成を有することにより、検体が備える標的の検出量を算出可能なセンサ装置を提供することができる。
　以上のような、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂによれば、上述の第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと同様の効果を奏することができる。
　それに加えて、以下のような効果を有する。
　まず、通常のヘテロダイン方式では位相差の正負の判断が付かないため、測定可能な位相範囲は０°から１８０°までの範囲のみであった。これに対して、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂによれば、第１検出電圧および第２検出電圧を第１位相候補値および第２位相候補値と比較することによって、位相候補値からの位相の正負を判断し、検出位相差を推定することができる。これにより、測定可能な位相範囲を－１８０°から１８０°まで広げることができる。さらに、連続的に第１検出電圧および第２検出電圧の電圧強度の変化を測定することによって、１８０°を超える位相範囲においても測定可能となる。
　また、通常のヘテロダイン方式では、検出電圧は正弦曲線を描くため、位相差が０°および±１８０°で傾きが小さくなり、感度が低くなったり誤差が大きくなったりするおそれがある。これに対して、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂによれば、傾きが小さくなる領域を省き、全ての位相範囲で傾きの大きい検出電圧を用いることとなる。これにより、位相変化に対して電圧変化率の高いものとすることができ、高感度にすることができる。特に、センサ装置において、位相差０°付近は、標的検出による信号変化の立ち上り部分に相当することが多く、高い感度で測定することが望まれることから、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂは、優れた効果を発揮することができる。
　さらに、上述のような２つの検出電圧（第１検出電圧、第２検出電圧）を用いることより、ノイズ判定を行なうことができる。これは以下のようなメカニズムによる。検出信号およびリファレンス信号にはノイズが混入することがあるが、通常はこのようなノイズをノイズとして判別することは困難である。これに対して、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｂによれば、ノイズが混入せず正しく測定できている場合には、第１検出電圧および第２検出電圧の一方の電圧強度が交点強度ＶｍａｘおよびＶｍｉｎの間の範囲に入る値をとり、他方がこの範囲を外れる値をとる。言い換えると、第１検出電圧および第２検出電圧のいずれもが、この範囲内の値をとったりこの範囲外の値をとったりする場合には、ノイズであると判断することができる。このようにして、ノイズを判別することができるので、例えば、ノイズが混入したと判断した場合には、その測定結果を採用せず、再度測定をやり直すなどすることで、ノイズに影響されずに、より正確な測定をすることが可能となる。
　（第２実施形態の変形例）
　ここで、上述の第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂにおいて、計測部１５０および選択部１６０の内容が異なる変形例を以下において説明する。それ以外の構成については、第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂと同一である。以下、本変形例における計測部１５０’および選択部１６０’について詳細に説明する。
　　（計測部１５０’）
　計測部１５０’は、第１検出電圧から２つの第１位相候補値を算出し、そのうちの一方を第１検出位相差と判断する。同様に、第２検出電圧から２つの第２位相候補値を算出し、そのうち一方を第２検出位相差と判断する。
　具体的には、予め第１検出電圧と第２検出電圧との位相差に対する軌跡を求め、第１検出電圧と第２検出電圧との交点における正負２つの強度を求める。そして、第１検出電圧と第２検出電圧とのうち、交点における正負２つの強度の間に位置するものを検出電圧として選択する。具体的には、以下の通りである。
　図６（ａ）は、第１検出電圧および第２検出電圧の理論値の軌跡を示す図である。本実施形態においては、図６（ａ）における第１検出電圧の理論値を第１基準電圧と見做し、第２検出電圧の理論値を第２基準電圧と見做して、それを基準として実測定を行なって検体をセンシングすればよい。便宜上、第１検出電圧の強度をＶ１とし、第２検出電圧の強度をＶ２とし、第１検出電圧の軌跡と第２検出電圧の軌跡との交点の強度を大きい値から順にＶｍａｘおよびＶｍｉｎとしている。また、第１検出電圧の軌跡を破線で、第２検出電圧の軌跡を実線で示している。理論的には、交点の強度ＶｍａｘおよびＶｍｉｎは、Ｖ１およびＶ２の最大強度の０．５倍および－０．５倍となる。
　ここで、第１検出電圧および第２検出電圧がいずれかの交点の強度をとる位相値ごとに位相値の区間を区切る。図６（ａ）では区間１～区間５を示している。なお、区間１～区間４を繰り返すものであり、区間１と区間５とは同一となる。そして、区間１では第２検出電圧を、区間２では第１検出電圧を、区間３では第２検出電圧を、区間４では第１検出電圧を、区間５では第２検出電圧をそれぞれ検出電圧として選択する。これを言い換えると、次のようになる。
　　Ｖ１＞Ｖ２、且つＶ１＞Ｖｍａｘ・・・検出電圧としてＶ２を採用
　　Ｖ１＜Ｖ２、且つＶ２＞Ｖｍａｘ・・・検出電圧としてＶ１を採用
　　Ｖ１＜Ｖ２、且つＶ１＜Ｖｍｉｎ・・・検出電圧としてＶ２を採用
　　Ｖ１＞Ｖ２、且つＶ２＜Ｖｍｉｎ・・・検出電圧としてＶ１を採用
　仮にＶ１＝Ｖ２の場合は、どちらを検出電圧として採用してもよい。
　以上のようにして選択した検出電圧の軌跡を、図６（ｂ）に示す。
　　（選択部１６０’）
　選択部１６０’は、計測部１５０’にて得られた第１検出位相差および第２検出位相差から、１つの検出位相差を選択する。
　具体的には、第１検出電圧を検出電圧としたときには、第１検出位相差を検出位相差とし、第２検出電圧を検出電圧としたときには、第２検出位相差を検出位相差とする。
　以上のようにして、選択部１６０’にて選択された検出位相差を用いて、第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂにおける検出量算出部１７０と同様に、検体の検出量を算出することができる。
　（第３実施形態）
　本発明の第３実施形態に係るセンサ装置１００Ｃは、図３に示すように、第１信号発生器ＳＧ１、第２信号発生器ＳＧ２、検出素子１１０、リファレンス素子１２０、素子分岐部１０５、第１接続配線１１５、第２接続配線１２５、分岐部１３０、計算部１４０、計測部１５０、選択部１６０および検出量算出部１７０を有する。以下、上述の第１および第２実施形態に係るセンサ装置１００Ａ、１００Ｂと同様の構成については説明を省略する場合がある。
　上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ａ、１００Ｂでは、図１および図２に示すように、第１信号発生器ＳＧ１は検出素子１１０に接続可能であり、第２信号発生器ＳＧ２はリファレンス素子１２０に接続可能な構成を有している。
　これに対して、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｃは、図３に示すように、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に接続している素子分岐部１０５を有している。そして、第１信号発生器ＳＧ１は素子分岐部１０５に接続せず、第２信号発生器ＳＧ２が素子分岐部１０５に接続可能である。
　そして、図３（ｂ）に示すように、第２信号発生器ＳＧ２から発生した信号が、素子分岐部１０５を介して、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に入力されることになる。入力された信号は、その後、上述の第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂと同様の経路を辿って検出・処理される。ここで、素子分岐部１０５は、例えばスプリッタで構成することができる。なお、変形例として、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２の一方から発生する信号を素子分岐部１０５を採用することなく２つに分岐し、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０などの複数の素子に入力される構成を採用してもよい。この場合において、素子が３つ以上存在する場合には、上述のように２つに分岐された信号が、入力される２つの素子に選択的に接続することが可能なスイッチを設ければよい。
　本実施形態に係るセンサ装置１００Ｃにおいて、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２から出力される信号は次の通りである。図３（ａ）の接続状態においては、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１が、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２が出力され、図３（ｂ）の接続状態においては、第２信号発生器ＳＧ２から第１周波数の信号ｆ１が出力されるようにすればよい。
　以上のように、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｃにおいても、上述の実施形態と同様に、第１信号発生器ＳＧ１に計算部１４０を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生し、第２信号発生器ＳＧ２に計算部１４０を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生することによって、センサ装置自体で簡易に基準位相差を得ることができ、この基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる
　それに加えて、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｃにおいても、上述の第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂと同様の効果を奏することができる。
　（第４実施形態）
　本発明の第４実施形態に係るセンサ装置１００Ｄは、図４に示すように、第１信号発生器ＳＧ１、第２信号発生器ＳＧ２、検出素子１１０ａ、検出素子１１０ｂ、リファレンス素子１２０ａ、リファレンス素子１２０ｂ、素子分岐部１０５、第１接続配線１１５、第２接続配線１２５、分岐部１３０、計算部１４０、計測部１５０、選択部１６０および検出量算出部１７０を有する。以下、第１～第３実施形態に係るセンサ装置１００Ａ～１００Ｃと同様の構成については説明を省略する場合がある。
　上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ａ～１００Ｃでは、図１～図３に示すように、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０が１つずつであり、１つの検出素子１１０に第１分岐部１３１が接続されるとともに、１つのリファレンス素子１２０に第２分岐部１３２が接続される構成を有している。
　これに対して、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｄは、図４に示すように、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０をそれぞれ２つとし、２つの検出素子１１０ａ、ｂに第１分岐部１３１が選択的に接続可能であるとともに、２つのリファレンス素子１２０ａ、ｂに第２分岐部１３２が選択的に接続可能である。
　これら２つの検出素子１１０ａ、ｂは、同じであっても異なっていてもよく、異なる場合には、それぞれが特異的に吸着する標的の種類が異なるように、Ａｕ膜に異なるＤＮＡ、ＲＮＡ、または抗体等を固定すればよい。
　具体的には、第１分岐部１３１は、スイッチ１３６ａによって２つの検出素子１１０ａ、ｂのうちのいずれかに選択的に接続できるようにし、第２分岐部１３２は、スイッチ１３６ｂによって２つのリファレンス素子１２０ａ、ｂのうちのいずれかに選択的に接続できるようにすればよい。
　これによれば、検体に含まれる２つ以上の検出対象を、分岐部１３０に続く構成（すなわち計算部１４０、計測部１５０、選択部１６０および検出量算出部１７０の構成）を変更することなく、一度に（１つの検体を用いることによって）検出することが可能となる。
　以上のように、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｄにおいても、上述の実施形態と同様に、第１信号発生器ＳＧ１に計算部１４０を接続した状態で、第１信号発生器ＳＧ１から第１周波数の信号ｆ１を発生し、第２信号発生器ＳＧ２に計算部１４０を接続した状態で、第２信号発生器ＳＧ２から第２周波数の信号ｆ２を発生することによって、センサ装置自体で簡易に基準位相差を得ることができ、この基準位相差に対応する基準電圧を算出することができる。
　それに加えて、本実施形態に係るセンサ装置１００Ｄにおいても、上述の第２実施形態に係るセンサ装置１００Ｂと同様の効果を奏することができる。
　なお、上述の接続構成に代えて、図４の各スイッチ１３５、１３６の構成に示すように、例えば、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２のそれぞれを、２つの検出素子および２つのリファレンス素子のいずれに対しても任意に接続できるようにしてもよい。
　また、上述の素子構成に代えて、例えば、検出素子を３つにし、リファレンス素子を１つにしてもよい。この場合において、第１分岐部および第２分岐部のいずれか一方がリファレンス素子に接続する構成であればよく、他方については３つの検出素子のいずれに接続するかは特に限定されず、検出対象の種類・数に応じて適宜設定することができる。
　（第５実施形態）
　本発明の第５実施形態に係るセンサ装置１０１は、図１５に示すように、信号発生器ＳＧ、検出素子１１０、リファレンス素子１２０、第１接続配線１１５、第２接続配線１２５、計算部１４０および計測部１５０を有する。
　本実施形態に係るセンサ装置１０１は、第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと比較して、第１信号発生器ＳＧ１および第２信号発生器ＳＧ２の２つの信号発生器を備える代わりに１つの信号発生器ＳＧを備える点で異なっている。
　以下の説明において、第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａと同様の構成については説明を省略する場合がある。
　　（信号発生器ＳＧ）
　　信号発生器ＳＧは、第１周波数の信号ｆ１および第１周波数とは異なる第２周波数の信号ｆ２を発生するものである。但し、信号発生器ＳＧは、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２に限定されるものではなく、第３周波数の信号などそれ以外の周波数の信号を発生できるものであってもよい。
　本実施形態において、信号発生器ＳＧは、第１周波数の信号ｆ１および前記第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を出力する第１出力部と、第１周波数の信号ｆ１および第２周波数の信号ｆ２のうち少なくとも一方を出力する第２出力部とを有する。第１出力部は、第１接続配線１１５および検出素子１１０のいずれかに選択的に接続可能であり、第２出力部は、第２接続配線１２５および検出素子１２０のいずれかに選択的に接続可能である。そして、図１５（ａ）に示すように、第１出力部が、第１接続配線１１５に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生し、第２出力部が、第２接続配線１２５に接続した状態で第２周波数の信号ｆ２を発生し、図１５（ｂ）に示すように、第１出力部が、検出素子１１０に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生し、第２出力部が、検出素子１２０に接続した状態で第１周波数の信号ｆ１を発生する。
　信号発生器ＳＧは、第１出力部および第２出力部から同時に信号を出力することができればよい。例えば、図１５（ａ）のような接続状態では、第１出力部からは信号ｆ１を出力し、それと同時に第２出力部からは信号ｆ１とは周波数が異なる信号ｆ２を出力する。図１５（ｂ）のような接続状態では、第１出力部からは信号ｆ１を出力し、それと同時に第２出力部からも信号ｆ１を出力する。
　（センサ装置１００Ａの素子構成）
　次に、本発明の実施形態に係るセンサ装置の原理を具体化した構成について説明する。以下では図７～図９を用いて、実施形態の一例として、本発明の第１実施形態に係るセンサ装置１００Ａにおける素子（検出素子１１０およびリファレンス素子１２０）を具体化した構成について説明する。
　素子（検出素子１１０およびリファレンス素子１２０）は、図７（ａ）の斜視図に示すように、外観上は主に圧電基板１とカバー３とで構成されている。カバー３には、検体溶液の流入口である第１貫通孔１８と空気孔または検体溶液の流出口である第２貫通孔１９とが設けられている。
　図７（ｂ）に、カバー３の片側半分を取り除いたときのセンサ装置１００Ａの斜視図を示す。同図に示すように、カバー３の内部には検体（溶液）の検体用流路となる空間２０が形成されている。第１貫通孔１８はこの空間２０に繋がっている。すなわち、第１貫通孔１８から入った検体は空間２０に流れ込むようになっている。
　空間２０に流れ込んだ検体液には標的が含まれており、その標的が圧電基板１上に形成された金属膜７などからなる検出部と反応する。
　図８にセンサ装置１００Ａの素子（検出素子１１０およびリファレンス素子１２０）の断面図を示す。図８（ａ）は図７（ａ）のＶＩａ－ＶＩａ線における断面図であり、図８（ｂ）は図７（ａ）のＶＩｂ－ＶＩｂ線における断面図である。図９に圧電基板１の上面図を示す。
　図８、図９に示すように、圧電基板１の上面には、検出第１ＩＤＴ電極５ａ、検出第２ＩＤＴ電極６ａ、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂが形成されている。検出第１ＩＤＴ電極５ａおよびリファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂは所定のＳＡＷを発生させるためのものであり、検出第２ＩＤＴ電極６ａおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂは、それぞれ検出第１ＩＤＴ電極５ａおよびリファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂで発生したＳＡＷを受信するためのものである。検出第１ＩＤＴ電極５ａで発生したＳＡＷを検出第２ＩＤＴ電極６ａが受信できるように、検出第２ＩＤＴ電極６ａは、検出第１ＩＤＴ電極５ａで発生したＳＡＷの伝搬路上に配置されている。リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂも同様に配置される。
　検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａは、それぞれ配線８を介してパッド９に接続されている。これらのパッド９および配線８を介して外部から検出第１ＩＤＴ電極５ａに信号が入力され、検出第２ＩＤＴ電極６ａから外部に信号が出力される。リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂは、検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａと同様であるため、以下、適宜説明を省略する。
　検出第１ＩＤＴ電極５ａ、検出第２ＩＤＴ電極６ａ、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂは、保護膜４によって覆われている。保護膜４は各電極および配線の酸化防止などに寄与するものである。
　図８（ｂ）に示すように、検出第１ＩＤＴ電極５ａは第１振動空間１１ａに収容され、検出第２ＩＤＴ電極６ａは第２振動空間１２ａに収容されている。これにより、検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａが外気および検体液から隔離され、水分などの腐食物質から検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａを保護することができる。また、第１振動空間１１ａおよび第２振動空間１２ａが確保されることによって、検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａにおいてＳＡＷの励振が大きく阻害されない状態とすることができる。
　板状体２の、第１振動空間１１ａおよび第２振動空間１２ａを形成するための凹部の間には、板状体２を厚み方向に貫通している部分である貫通部が形成されている。この貫通部は、ＳＡＷの伝搬路上に金属膜７ａを形成するために設けられたものである。すなわち、板状体２を圧電基板１に接合したときに、平面視で、検出第１ＩＤＴ電極５ａから検出第２ＩＤＴ電極６ａに伝搬するＳＡＷの伝搬路の少なくとも一部が貫通部から露出し、その露出部に金属膜７ａが形成される。
　同様に、板状体２の、第１振動空間１１ｂおよび第２振動空間１２ｂを形成するための凹部の間には、板状体２を厚み方向に貫通している部分である他の貫通部が形成されている。この貫通部は、ＳＡＷの伝搬路上に金属膜７ｂを形成するために設けられたものである。
　このような形状の板状体２は、例えば、感光性のレジストを用いて形成することができる。
　板状体２の貫通部から露出する金属膜７ａは、検体液の検出部を構成する。金属膜７ａは、例えば、クロム（Ｃｒ）層およびクロム層上に成膜された金（Ａｕ）層の２層構造となっている。金属膜７ａの表面には、例えば、核酸またはペプチドからなるアプタマーが固定化されている。このようにアプタマーが固定化された金属膜７ａに検体液が接触すると、検体液中の特定の標的物質がその標的物質に対応するアプタマーと結合する。このような構成とすることで、検体中の標的物質がアプタマーと結合し、吸着するにつれて金属膜７ａの質量が単調増加するものとなる。すなわち、検体中の標的物質の量に応じて質量が単調増加するものとなる。なお、ここで金属膜７ａの質量が単調増加するのは、検体が連続的に金属膜７ａ上に供給される間のみである。
　また、板状体２の他の貫通部から露出する金属膜７ｂは、リファレンス部を構成する。金属膜７ｂは、例えば、クロム層およびクロム層上に成膜された金層の２層構造となっている。金属膜７ａの表面には、検体に対して反応性を示さないように、金属膜７ａに固定化したようなアプタマーを付けないものとする。さらに、検体溶液に対して反応性を低めて安定化させるような表面処理を行なってもよい。
　ＳＡＷを利用して検体溶液の性質などを測定するには、まず、検出第１ＩＤＴ電極５ａに、パッド９および配線８を介して外部の測定器から所定の電圧（信号）を印加する。そうすると、検出第１ＩＤＴ電極５ａの形成領域において圧電基板１の表面が励振され、所定の周波数を有するＳＡＷが発生する。発生したＳＡＷはその一部が検出第１ＩＤＴ電極５ａと検出第２ＩＤＴ電極６ａとの間の領域を通過し、検出第２ＩＤＴ電極６ａに到達する。このとき金属膜７ａでは、金属膜７ａに固定化されたアプタマーが検体中の特定の標的物質と結合し、結合した分だけ金属膜７ａの重さ（質量）が変化することになるため、金属膜７ａの下を通過するＳＡＷの位相特性などが変化する。このように特性が変化したＳＡＷが検出第２ＩＤＴ電極６ａに到達すると、それに応じた電圧が検出第２ＩＤＴ電極６ａに生じる。この電圧が交流信号の検出信号として配線８およびパッド９を介して外部に出力され、それを図１に示す分岐部１３０および計算部１４０を経て処理することによって、検体液の性質または成分を調べることができる。
　すなわち、圧電基板１と、圧電基板１上に形成された検出部としての金属膜７ａと、検出第１ＩＤＴ電極５ａおよび検出第２ＩＤＴ電極６ａとで検出素子１１０Ａを構成する。
　同様に、同じ空間２０にアプタマーが固定化されていない別の金属膜７ｂを設け、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂからの信号を入力し、リファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂから出力される交流信号を、温度特性等または湿度等の環境変化による信号変動の較正に用いるリファレンス信号とする。
　すなわち、圧電基板１と、圧電基板１上に形成されたリファレンス部としての金属膜７ｂと、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂとでリファレンス素子１２０Ａを構成する。
　なお、図９に示すように、検出第１ＩＤＴ電極５ａ、検出第２ＩＤＴ電極６ａ、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂのそれぞれを構成する一対の櫛歯状電極の一方が基準電位線３１に接続されている。この基準電位線３１はパッド９Ｇに接続されて基準電位となる。そして、検出第１ＩＤＴ電極５ａ、検出第２ＩＤＴ電極６ａ、リファレンス第１ＩＤＴ電極５ｂおよびリファレンス第２ＩＤＴ電極６ｂのそれぞれを構成する一対の櫛歯状電極のうち、基準電位に接続される側の電極を基準電位線３１が配置されている側に配置している。換言すると、一対の櫛歯状電極のうち内側に位置する側の電極が基準電位に接続されている。このように構成することで、検出素子１１０Ａとリファレンス素子１２０Ａとの間で互いの信号がクロストークすることを抑制できる。
　本発明は、以上の実施形態に限定されず、種々の態様で実施することができる。
　例えば、図１０（ａ）に示すような、上述の実施形態に係るセンサ装置に対する変形例を採用してもよい。
　上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ａ、１００Ｂでは、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０からの信号を直接用いた例について説明した。これに対して、図１０（ａ）に示すセンサ装置１００Ｅ１のように、検出素子１１０と第１分岐部１３１との間およびリファレンス素子１２０と第２分岐部１３２との間のそれぞれにローノイズアンプ１３３（第１ローノイズアンプ１３３ａ、第２ローノイズアンプ１３３ｂ）を配置してもよい。これによれば、次のような場合においても、高い検出精度を得ることができる。
　一般にＳＡＷセンサでは、感度が高いと振幅特性の変化も大きくなる。そのため、保護膜４の厚みなどを調整して感度が高くなるような設計とすると、ロスも大きくなり正確な測定ができないおそれがある。しかし、このようにローノイズアンプ１３３を介在させることで、信号を増幅させて高い検出精度を得ることができる。一方で、計算部１４０へ入力される信号が小さいと、ノイズが多くなり検出精度が低くなるおそれがあるが、計算部１４０への入力経路にローノイズアンプ１３３を介在させることで、信号を増幅させて高い検出精度を得ることができる。ローノイズアンプ１３３は、計算部１４０への入力経路のうち各素子１１０、１２０に近い側に設けることが好ましい。
　また、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に入力する信号を大きくすると、互いの入力信号同士が、あるいはこれらの入力信号と他の信号とがクロストークなどによって互いに悪影響を及ぼすおそれがある。これに対して、センサ装置１００Ｅ１のように検出素子１１０およびリファレンス素子１２０からの出力経路にローノイズアンプ１３３を介在させることで、入力する信号を大きくすることなく、上述のようなクロストークを抑制して高い検出精度を得ることができる。さらに、検出素子１１０およびリファレンス素子１２０に入力する信号を大きくすると、互いの入力信号同士が、あるいはこれらの入力信号と他の信号とが電磁波として外部に漏洩するおそれがある。これに対しても、センサ装置１００Ｅ１のように検出素子１１０およびリファレンス素子１２０からの出力経路にローノイズアンプ１３３を介在させることで、入力する信号を大きくすることなく、上述のような電磁波の外部への漏洩を抑制して高い検出精度を得ることができる。
　また、図１０（ｂ）に示すような、上述の実施形態に係るセンサ装置に対する変形例を採用してもよい。
　上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ｂ～１００Ｄでは、図２～図４に示すように、第２分岐部１３２において、第３分岐信号を第１分岐信号と同じ位相とし、第４分岐信号を第１分岐信号から位相を９０°ずらしている。第１～第４分岐信号の位相の設定はこれに限られるものではなく、第１検出電圧と第２検出電圧とが±１８０°を除く位相差を有するように設定すればよい。図１０（ｂ）に示すセンサ装置１００Ｅ２のように、例えば、第１分岐信号と第２分岐信号とを同じ位相とし、第３分岐信号を第１分岐信号に対して－４５°位相をずらすとともに第４分岐信号を第１分岐信号に対して＋４５°位相をずらすようにしてもよい。この場合においても、上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ｂ～１００Ｄと同様の効果を奏することができる。
　また、図１０（ｃ）に示すような、上述の実施形態に係るセンサ装置に対する変形例を採用してもよい。
　上述の実施形態に係るセンサ装置１００Ｂ～１００Ｄでは、図２～図４に示すように、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２はそれぞれ２つの信号に分岐するものである。これに代えて、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２がそれぞれ３つあるいはそれ以上の信号に分岐するように設定してもよい。図１０（ｃ）に示すセンサ装置１００Ｅ３のように、例えば、第１分岐部１３１および第２分岐部１３２をそれぞれ３つの信号Ａ、Ｂ、Ｂ’、Ｂ”に分岐する場合は、得られる信号のうち２つずつを用いてヘテロダイン方式によって互いに異なる位相差を有する３つの検出電圧を得ることで、上記センサ装置と同様の効果を奏することが可能となる。しかもこの場合には、３つの検出電圧のそれぞれにおいて傾きの小さい領域が広い場合、言い換えればそれぞれの検出電圧を感度よく計測できる領域が狭い場合であっても、３つの検出電圧からより感度が高い領域を有する検出電圧を選択するように設定することができるため、感度の低下をより効果的に抑制することが可能となる。
　また、上述の実施形態に係るセンサ装置１００は、本発明の技術的思想の範囲内において、互いの構成を適宜組み合わせることよって異なる形態のセンサ装置とすることができるのは言うまでもない。例えば、第１実施形態のセンサ装置１００Ａの一の構成と、第２実施形態のセンサ装置１００Ｂの他の構成とを組み合わせてもよい。
　１・・・圧電基板
　２・・・板状体
　３・・・カバー
　４・・・保護膜
　５ａ・・・検出第１ＩＤＴ電極
　５ｂ・・・リファレンス第１ＩＤＴ電極
　６ａ・・・検出第２ＩＤＴ電極
　６ｂ・・・リファレンス第２ＩＤＴ電極
　７ａ、７ｂ・・・金属膜
　８・・・配線
　９・・・パッド
　１１ａ、１１ｂ・・・第１振動空間
　１２ａ、１２ｂ・・・第２振動空間
　２０・・・空間
　３１・・・基準電位線
　１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ、１００Ｅ１、１００Ｅ２、１００Ｅ３・・・センサ装置
　１０５・・・素子分岐部
　１１０・・・検出素子
　１１１・・・検出部
　１１５・・・第１接続配線
　１２０・・・リファレンス素子
　１２１・・・リファレンス部
　１２５・・・第２接続配線
　１３０・・・分岐部
　１３１・・・第１分岐部
　１３２・・・第２分岐部
　１３３・・・ローノイズアンプ
　１３５ａ、１３５ｂ、１３５ｃ、１３５ｄ・・・素子側スイッチ
　１３６ａ、１３６ｂ・・・分岐部側スイッチ
　１４０・・・計算部
　１４１・・・第１計算部
　１４２・・・第２計算部
　１５０・・・計測部
　１６０・・・選択部
　１７０・・・検出量算出部
　ＳＧ・・・信号発生器
　ＳＧ１・・・第１信号発生器
　ＳＧ２・・・第２信号発生器
　ｆ１・・・第１周波数の信号
　ｆ２・・・第２周波数の信号
　Ａ、Ｂ、Ｂ’、Ｂ”・・・第１～第６分岐信号

Claims (28)

  1. 　第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第１信号発生器と、
    　前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第２信号発生器と、
    　前記第１信号発生器および前記第２信号発生器のそれぞれに接続可能な計算部と、を備え、
    　前記計算部は、
    　　前記第１信号発生器に前記計算部を接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第１基準信号と、前記第２信号発生器に前記計算部を接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第２周波数の信号を発生することによって得られた第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する、センサ装置。
  2. 　前記計算部は、前記第１基準信号と前記第２基準信号とからヘテロダイン方式によって前記基準電圧を算出する、請求項１に記載のセンサ装置。
  3. 　前記第１信号発生器および前記計算部に接続可能で、検体を検出する検出部を有する検出素子と、
    　前記第２信号発生器および前記計算部に接続可能で、リファレンス部を有するリファレンス素子と、
    　前記第１信号発生器および前記計算部に接続可能な第１接続配線と、
    　前記第２信号発生器および前記計算部に接続可能な第２接続配線と、をさらに備え、
    　前記第１信号発生器は、前記第１接続配線および前記検出素子のいずれか一方に選択的に接続し、
    　前記第２信号発生器は、前記第２接続配線および前記リファレンス素子のいずれか一方に選択的に接続するように構成される、請求項１または２に記載のセンサ装置。
  4. 　前記計算部は、
    　　前記第１信号発生器、前記検出素子および前記計算部を接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第１検出信号と、前記第２信号発生器、前記リファレンス素子および前記計算部を接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第１周波数の信号を発生することによって得られた第１リファレンス信号とから検出電圧を算出する、請求項３に記載のセンサ装置。
  5. 　前記第１信号発生器は、前記第１周波数および前記第２周波数とは異なる第３周波数の信号を発生することが可能であり、
    　前記第２信号発生器は、前記第３周波数の信号を発生することが可能であり、
    　前記計算部は、
    　　前記第１信号発生器、前記検出素子および前記計算部を接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第３周波数の信号を発生して得られた第１検出信号と、前記第２信号発生器、前記リファレンス素子および前記計算部を接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第３周波数の信号を発生することによって得られた第１リファレンス信号とから検出電圧を算出する、請求項３に記載のセンサ装置。
  6. 　前記検出素子および前記リファレンス素子に接続可能な素子分岐部、をさらに備え、
    　前記計算部は、
    　　前記第１信号発生器および前記第２信号発生器のうちいずれか一方の信号発生器、前記素子分岐部および前記計算部を接続した状態で、前記一方の信号発生器から信号を発生し、発生した信号を前記素子分岐部で分岐することによって得られた第１検出信号および第１リファレンス信号から検出電圧を算出する、請求項３に記載のセンサ装置。
  7. 　前記計算部に接続された計測部をさらに備え、
    　前記計測部は、前記基準電圧を参照して得られた前記検出電圧に対応する複数の位相候補値のうちの１つである検出位相差を選定する、請求項４～６のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  8. 　前記計算部は、前記第１検出信号と前記第１リファレンス信号とからヘテロダイン方式によって前記検出電圧を算出する、請求項４～７のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  9. 　第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第１信号発生器と、
    　前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を発生する第２信号発生器と、
    　前記第１信号発生器に接続可能であり、前記第１信号発生器から得られた第１基準信号を第１分岐信号および第２分岐信号に分岐する、第１分岐部と、
    　前記第２信号発生器に接続可能であり、前記第２信号発生器から得られた第２基準信号を第３分岐信号および第４分岐信号に分岐する、第２分岐部と、
    　前記第１信号発生器および前記第１分岐部に接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた前記第１基準信号に基づく前記第１分岐信号、ならびに前記第２信号発生器および前記第２分岐部に接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第２周波数の信号を発生して得られた前記第２基準信号に基づく前記第３分岐信号から第１基準位相差を得るとともに、前記第１基準位相差に対応する第１基準電圧を算出する、第１計算部と、
    　前記第１信号発生器および前記第１分岐部に接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた前記第１基準信号に基づく前記第２分岐信号、ならびに前記第２信号発生器および前記第２分岐部に接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第２周波数の信号を発生して得られた前記第２基準信号に基づく前記第４分岐信号から第２基準位相差を得るとともに、前記第２基準位相差に対応する第２基準電圧を算出する、第２計算部と、を備えるセンサ装置。
  10. 　前記第１計算部は、前記第１分岐信号と前記第３分岐信号とからヘテロダイン方式によって前記第１基準電圧を算出し、
    　前記第２計算部は、前記第２分岐信号と前記第４分岐信号とからヘテロダイン方式によって前記第２基準電圧を算出する、請求項９に記載のセンサ装置。
  11. 　前記第１信号発生器および前記第１分岐部に接続可能で、検体を検出する検出部を有する検出素子と、
    　前記第２信号発生器および前記第２分岐部に接続可能で、リファレンス部を有するリファレンス素子と、
    　前記第１信号発生器および前記第１分岐部に接続可能な第１接続配線と、
    　前記第２信号発生器および前記第２分岐部に接続可能な第２接続配線と、をさらに備え、
    　前記第１信号発生器は、前記第１接続配線および前記検出素子のいずれか一方に選択的に接続し、
    　前記第２信号発生器は、前記第２接続配線および前記リファレンス素子のいずれか一方に選択的に接続するように構成される、請求項１０に記載のセンサ装置。
  12. 　前記第１分岐部は、前記検出素子にさらに接続可能であり、前記検出素子から得られた検出信号を前記第１分岐信号および前記第２分岐信号に分岐し、
    　前記第２分岐部は、前記リファレンス素子にさらに接続可能であり、前記リファレンス素子から得られたリファレンス信号を前記第３分岐信号および前記第４分岐信号に分岐し、
    　前記第１計算部は、
    　　前記第１信号発生器、前記検出素子、前記第１分岐部および前記第１計算部を接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第１分岐検出信号に基づく前記第１分岐信号、ならびに前記第２信号発生器、前記リファレンス素子、前記第２分岐部および前記第２計算部を接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第１分岐リファレンス信号に基づく前記第３分岐信号から第１検出電圧を算出し、
    　前記第２計算部は、
    　　前記第１信号発生器、前記検出素子、前記第１分岐部および前記第１計算部を接続した状態で、前記第１信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第２分岐検出信号に基づく前記第２分岐信号、ならびに前記第２信号発生器、前記リファレンス素子、前記第２分岐部および前記第２計算部を接続した状態で、前記第２信号発生器から前記第１周波数の信号を発生して得られた第２分岐リファレンス信号に基づく前記第４分岐信号から第２検出電圧を算出する、請求項１１に記載のセンサ装置。
  13. 　前記第１計算部および前記第２計算部に接続された計測部をさらに備え、
    　前記計測部は、前記第１計算部および前記第２計算部に接続され、前記第１基準電圧を参照して得られた前記第１検出電圧に対応する複数の第１位相候補値、および前記第２基準電圧を参照して得られた前記第２検出電圧に対応する複数の第２位相候補値、のうち１つの位相候補値である検出位相差を選定する、請求項１２に記載のセンサ装置。
  14. 　前記検出素子は、第１検出素子と第２検出素子とを有する、請求項１１～１３のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  15. 　前記第１信号発生器は、前記第１検出素子および前記第２検出素子のうちいずれか一方に接続する、請求項１４に記載のセンサ装置。
  16. 　前記第１信号発生器は、前記第１検出素子、前記第２検出素子および前記第１接続配線のうちいずれか１つに接続する、請求項１４に記載のセンサ装置。
  17. 　前記第１分岐部は、前記第１検出素子および前記第２検出素子のうちいずれか一方に接続する、請求項１４～１６のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  18. 　前記第１分岐部は、前記第１検出素子、前記第２検出素子および前記第１接続配線のうちいずれか１つに接続する、請求項１４～１６のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  19. 　前記リファレンス素子は、第１リファレンス素子と第２リファレンス素子とを有する、請求項１１～１３のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  20. 　前記第２信号発生器は、前記第１リファレンス素子および前記第２リファレンス素子のうちいずれか一方に接続する、請求項１９に記載のセンサ装置。
  21. 　前記第２信号発生器は、前記第１リファレンス素子、前記第２リファレンス素子および前記第２接続配線のうちいずれか１つに接続する、請求項１９に記載のセンサ装置。
  22. 　前記第２分岐部は、前記第１リファレンス素子および前記第２リファレンス素子のうちいずれか一方に接続する、請求項１９～２１のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  23. 　前記第２信号発生器は、前記第１リファレンス素子、前記第２リファレンス素子および前記第２接続配線のうちいずれか一つと接続する、請求項１９～２１のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  24. 　前記第１計算部は、前記第１分岐信号と前記第３分岐信号とからヘテロダイン方式によって前記第１検出電圧を算出し、
    　前記第２計算部は、前記第２分岐信号と前記第４分岐信号とからヘテロダイン方式によって前記第２検出電圧を算出する、請求項１２～２３のいずれか１つに記載のセンサ装置。
  25. 　第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号を発生する信号発生器であって、前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第１出力部、ならびに前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第２出力部、を含む信号発生器と、
    　前記第１出力部および前記第２出力部のそれぞれに接続可能な計算部と、を備え、
    　前記計算部は、
    　　前記第１出力部に前記計算部を接続した状態で、前記第１出力部から前記第１周波数の信号を出力して得られた第１基準信号と、前記第２出力部に前記計算部を接続した状態で、前記第２出力部から前記第２周波数の信号を出力することによって得られた第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する、センサ装置。
  26. 　第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号を発生する信号発生器であって、前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第１出力部、ならびに前記第１周波数の信号および前記第２周波数の信号のうち少なくとも一方を出力する第２出力部と、を含む信号発生器と、
    　前記第１出力部に接続可能であり、前記第１出力部から得られた第１基準信号を第１分岐信号および第２分岐信号に分岐する、第１分岐部と、
    　前記第２出力部に接続可能であり、前記第２出力部から得られた第２基準信号を第３分岐信号および第４分岐信号に分岐する、第２分岐部と、
    　前記第１出力部および前記第１分岐部に接続した状態で、前記第１出力部から前記第１周波数の信号を出力して得られた前記第１基準信号に基づく前記第１分岐信号、ならびに前記第２出力部および前記第２分岐部に接続した状態で、前記第２出力部から前記第２周波数の信号を出力して得られた前記第２基準信号に基づく前記第３分岐信号から第１基準位相差を得るとともに、前記第１基準位相差に対応する第１基準電圧を算出する、第１計算部と、
    　前記第１出力部および前記第１分岐部に接続した状態で、前記第１出力部から前記第１周波数の信号を出力して得られた前記第１基準信号に基づく前記第２分岐信号、ならびに前記第２出力部および前記第２分岐部に接続した状態で、前記第２出力部から前記第２周波数の信号を出力して得られた前記第２基準信号に基づく前記第４分岐信号から第２基準位相差を得るとともに、前記第２基準位相差に対応する第２基準電圧を算出する、第２計算部と、を備えるセンサ装置。
  27. 　信号発生器が、第１周波数の信号および前記第１周波数とは異なる第２周波数の信号を発生して出力する信号出力工程と、
    　計算部が、前記信号発生器が出力した第１周波数の信号から得られる第１基準信号、および前記信号発生器が前記第１周波数の信号と同時に出力した第２周波数の信号から得られる第２基準信号とから基準位相差を得るとともに、前記第１基準信号と前記第２基準信号とから前記基準位相差に対応する基準電圧を算出する算出工程と、を含むセンシング方法。
  28. 　前記算出工程では、前記計算部が、前記第１基準信号と前記第２基準信号とからヘテロダイン方式によって前記基準電圧を算出する、請求項２７に記載のセンシング方法。
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