WO2015119461A1 - 무선 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015119461A1
WO2015119461A1 PCT/KR2015/001254 KR2015001254W WO2015119461A1 WO 2015119461 A1 WO2015119461 A1 WO 2015119461A1 KR 2015001254 W KR2015001254 W KR 2015001254W WO 2015119461 A1 WO2015119461 A1 WO 2015119461A1
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complex modulation
channel
modulation symbols
clause
transmission
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PCT/KR2015/001254
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채혁진
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엘지전자 주식회사
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/022—Site diversity; Macro-diversity
    • H04B7/024—Co-operative use of antennas of several sites, e.g. in co-ordinated multipoint or co-operative multiple-input multiple-output [MIMO] systems

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting signals in a Fasal connected interference channel.
  • Wireless communication systems have been widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless communication system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA).
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple MC-FDMA access
  • the present invention is directed to a method of transmitting a signal in a partial connected interference channel.
  • An embodiment of the present invention provides a method for transmitting a signal by a transmission point in a wireless communication system, comprising: generating complex modulation symbols for a terminal in a partial connected interference channel state; Applying symbol extension to each of the complex modulation symbols using a precoding matrix; And mapping the extended complex modulation symbols to a resource element, wherein the precoding matrix comprises a matrix
  • the symbol expansion is a signal transmission method performed by multiplying each of the complex modulation symbols by an element of one column of the precoding matrix.
  • An embodiment of the present invention provides a transmission point apparatus in a wireless communication system, comprising: receiving modules; And a processor, wherein the processor generates complex modulation symbols for a terminal in a partial connected interference channel state, applies each of the complex modulation symbols to a symbol extension using a precoding matrix, and applies the extended Mapping complex modulation symbols to resource elements, wherein the precoding matrix comprises the following matrix,
  • the symbol expansion is a transmission point apparatus, which is performed by multiplying each complex modulation symbol by an element of one column of the precoding matrix.
  • the embodiments of the present invention may include before / some of the following matters.
  • the complex modulation symbols multiplied by the elements of the column may be mapped to adjacent resource elements on the frequency axis.
  • Each column may be used at three transmission points including the transmission point.
  • the three transmission points may be for intra-site CoMP (Coordinated MultiPoint).
  • the columns of the precoding matrix used by each of the three transmission points may not overlap each other.
  • the generation of the codeword, the scrambling, and the generation of the complex modulation symbol may be performed under the assumption that the resource element to which the complex modulation symbols are mapped is 1/2 if it is not a partial connected interference channel.
  • the method may further include generating and transmitting an OFDM signal from the mapped complex modulation symbols.
  • the partial connected interference channel state may include two strong channels having a signal strength greater than a first threshold value and a signal strength of which are set in advance, assuming three transmission points based on the terminal. It may consist of one weak channel smaller than the second threshold.
  • the strong channel and the weak channel can be assumed to be static for two symbols.
  • the channel status report may be shared between transmission points through a backhaul.
  • the precoding matrix is Is,
  • a large degree of freedom can be achieved without complex transmitter / receiver performance and perfect channel state reporting.
  • 1 illustrates the structure of a radio frame.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • 3 illustrates a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • 6 to 7 are examples of Fasal connected interference channels to which an embodiment of the present invention can be applied.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a constellation diagram of a precoding matrix according to an embodiment of the present invention.
  • 11 is an experimental result of the sum transmission rate according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an interference channel situation according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a constellation diagram of a precoding matrix according to an embodiment of the present invention.
  • 15 is a diagram showing the configuration of a transmission and reception apparatus.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), and an access point (AP).
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • the term 'terminal' may be replaced with terms such as UEOJser Equipment (MSO), Mobile Station (MS), Mobile Subscriber Station (MSS), and SSCSubscriber Station (MSS).
  • MSO UEOJser Equipment
  • MS Mobile Station
  • MSS Mobile Subscriber Station
  • MSS SSCSubscriber Station
  • base station may be used as a meaning of a device that refers to a scheduling execution node, a cluster header, and the like. If the base station or the relay also transmits a signal transmitted by the terminal, it can be regarded as a kind of terminal.
  • a transmission / reception point such as a base station (eNB), a sector, a remote radio head (RRH), a relay, and the like. It may be used as a generic term for identifying a component carrier at a point.
  • eNB base station
  • RRH remote radio head
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-A LTE-Advanced) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • FDMA Frequency Division Multiple Access
  • TDMA Time Division Multiple Access
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access
  • CDMA may be implemented by a radio technology such as UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is a part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE—A Advanced
  • 3GPP LTE Advanced
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WiMA-OFDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WiMA-OFDMA Advanced system
  • a structure of a radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to FDlXFrequency Division Duplex (FDlXFrequency Division Duplex) and a type 2 radio frame structure applicable to Time Division Duplex (TDD).
  • FDlXFrequency Division Duplex FDlXFrequency Division Duplex
  • TDD Time Division Duplex
  • FIG. 1A is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes 5 311 and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is referred to as a TTKtransmission time interval.
  • the length of one subframe may be 1 ms
  • the length of one slot may be 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and frequency It includes a plurality of resource blocks (RBs) in the region.
  • RB resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one block.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration of a CPCCyclic Prefix.
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • normal CP normal CP
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be seven.
  • the OFDM symbol is configured by an extended CP, since the length of one OFDM symbol is increased, the number of OFDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 OFDM symbols, and thus, one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • FIG. Kb shows a structure of a type 2 radio frame.
  • Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the symbol included in the slot The number can vary.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • One downlink slot includes seven OFDM symbols in the time domain and one resource block (RB) is shown to include 12 subcarriers in the frequency domain, but the present invention is not limited thereto.
  • one slot may include 7 OFDM symbols, but in the case of an extended CP, one slot may include 6 OFDM symbols.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • One resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of resource block stones (NDLs) included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three OFOM symbols in the front part of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE / LTE-A system include, for example, a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), Physical HARQ indicator channel (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL-SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL—SCH, and a PDSCH.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in an aggregation of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the number of CCEs required for the PDCCH may vary depending on the size and coding rate of the DCI.
  • any one of 1, 2, 4, and 8 CCEs may be used for PDCCH transmission, and the size of DCI is large and / or channel state. If a low coding rate is required due to poor quality, a relatively large number of CCEs may be used for one PDCCH transmission.
  • the base station determines the PDCCH format in consideration of the size of the DCI transmitted to the terminal, the cell bandwidth, the number of downlink antenna ports, the PHICH resource amount, and adds a Cyclic Redundancy Check (CRC) to the control information.
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Identifier (RNTI) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the cell-RNTKC-RNTI cell-RNTKC-RNTI
  • the cell-RNTKC-RNTI cell-RNTKC-RNTI
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB))
  • SI-RNTI system information RNTI
  • random access -RNTKRA-RNTI may be masked to the CRC.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH physical uplink control channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to an RB pair are different for 2 slots. Occupies subcarriers This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate may theoretically increase as the rate of increase (Ri) multiplied by the maximum transmission rate (Ro) when using a single antenna.
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained. Since the theoretical capacity increase of multi-antenna systems was proved in the mid 90's, various techniques to actively lead to the actual data rate improvement have been actively studied. In addition, some technologies are already being reflected in various wireless communication standards, such as 3G mobile communication and next generation LAN.
  • the transmission information when there are NT transmission antennas, the maximum information that can be transmitted is NT.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • Each transmission information, 2 , '° ⁇ ⁇ may have a different transmission power.
  • Each transmit power ⁇ , ' In this case, the transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • S may be expressed as follows using the diagonal matrix P of the transmission power.
  • 1 ' denotes a weight between the i th transmit antenna and the j th information.
  • W is also called a precoding matrix.
  • the reception signal is a reception signal of each antenna when there are NR reception antennas.
  • ⁇ 1 ⁇ 2 » ⁇ " ⁇ is a vector and can be expressed as:
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes.
  • a channel passing from the transmitting antenna j to the receiving antenna i will be denoted by h ij. Note that in h ij, the order of the index is the receive antenna index first, and the index of the transmit antenna is later.
  • FIG. 5 (b) shows a channel from NT transmit antennas to receive antenna i.
  • the channels may be bundled and displayed in the form of a vector and a matrix.
  • a channel arriving from a total of NT transmit antennas to a receive antenna i may be represented as follows.
  • all channels arriving from the NT transmit antennas to the NR receive antennas may be expressed as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noises ⁇ ⁇ , ⁇ 2, ..., ⁇ ⁇ ⁇ added to each of the NR receive antennas may be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmit / receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number NR of receive antennas, and the number of columns is equal to the number NT of transmit antennas. That is, the channel matrix H is NRXNT matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other. Thus, the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the tank (ra «:( H)) of the channel matrix H is limited as follows.
  • a tank can be defined as the number of nonzero eigenvalues when the matrix is eigenvalue decomposition.
  • another definition of a tank can be defined as the number of nonzero singular values when singular value decomposition is performed.
  • the tank in the channel matrix The physical meaning of is the maximum number of different information that can be sent on a given channel.
  • 'tank' for MIMO transmission refers to the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' It represents the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of rams used for signal transmission, unless otherwise specified, the tank has the same meaning as the number of layers.
  • CoMP transmission / reception technique also referred to as co-MIMO, collaborative MIMO or network MIMO
  • CoMP technology is located at the ce-edge It is possible to increase the performance of the terminal and increase the average sector throughput (throughput).
  • ICI inter-cell interference
  • FFR fractional frequency reuse
  • CoMP schemes applicable to the downlink can be classified into joint processing (JP) techniques and coordinated scheduling / beamforming (CS / CB) techniques.
  • JP joint processing
  • CS / CB coordinated scheduling / beamforming
  • the JP technique may use data at each point (base station) of the CoMP cooperative unit.
  • CoMP cooperative unit means a set of base stations used in a cooperative transmission scheme.
  • the JP technique can be classified into a joint transmission technique and a dynamic cell selection technique.
  • a joint transmission technique refers to a technique in which a PDSCH is transmitted from a plurality of points (part or all of a CoMP cooperative unit) at a time. That is, data transmitted to a single terminal may be simultaneously transmitted from a plurality of transmission points. According to the joint transmission technique, the quality of a received signal may be improved coherently or non-coherently, and may also actively cancel interference to another terminal.
  • the dynamic cell selection scheme refers to a scheme in which PDSCH is transmitted from one point (of CoMP cooperative unit) at a time. That is, data transmitted to a single terminal at a specific time point is transmitted from one point, and other points in the cooperative unit do not transmit data to the corresponding terminal at that time point, and a point for transmitting data to the corresponding terminal is dynamically selected. Can be.
  • CoMP cooperative units may cooperatively perform a broadforming of data transmission for a single terminal. Where the data is only from the serving sal Although transmitted, user scheduling / beamforming may be determined by coordination of cells of a corresponding CoMP cooperative unit.
  • coordinated multipoint-point reception means receiving a signal transmitted by coordination of a plurality of geographically separated points.
  • CoMP schemes applicable to uplink may be classified into joint reception (JR) and coordinated scheduling / beamforming (CS / CB).
  • the JR scheme means that a signal transmitted through a PUSCH is received at a plurality of reception points, while the CS / CB scheme receives a PUSCH only at one point, but user scheduling / bumforming is coordination of cells of a CoMP cooperative unit. Means to be determined by.
  • the terminal can be jointly supported data from the multi-cell base station (Multi-cell base station).
  • Multi-cell base station can improve the performance of the system by simultaneously supporting one or more terminals using the same radio frequency resource (Same Radio Frequency Resource).
  • the base station may perform a space division multiple access (SDMA) method based on channel state information between the base station and the terminal.
  • SDMA space division multiple access
  • the serving base station and one or more cooperative base stations are connected to a scheduler through a backbone network.
  • the scheduler may operate by receiving feedback of channel information about channel states between respective terminals and the cooperative base stations measured by each base station through the backbone network.
  • the scheduler may schedule information for collaborative MIMO operation for the serving base station and one or more cooperating base stations. That is, the scheduler may directly give an indication of the cooperative MIMO operation to each base station.
  • the CoMP system may be referred to as operating as a virtual MIMO system by combining a plurality of cells into one group, and basically, a communication technique of a MIMO system using multiple antennas may be applied.
  • an interference channel (Interference Channel)
  • the present invention proposes a code pattern that can be used for the partial connected interference channel, and proposes a technique that can bring a substantial performance improvement.
  • a method of transmitting a signal in case of a 3 user SISO interference channel will be described, and a case of extending the signal will be described.
  • FIG. 6 shows three transmitters (eg, transmission points) and three receivers (eg, terminals).
  • a single input single output (SISO) is assumed.
  • the signal through the interference channel may be relatively weak compared to the case of the desired channel (desired channel).
  • a channel that is less than a certain intensity or less than a certain intensity with respect to a desired channel is defined as an unconnected state.
  • the three user interference channel may be two symmetric partial connected interference channel patterns as illustrated in FIGS. 7A and 7B. Referring to FIG.
  • a Fassal Connected Interference Channel assumes three transmission points with respect to a receiver (eg, a terminal), two strong channels whose signal strength is greater than a predetermined threshold are 1 preset. And one weak channel whose signal strength is smaller than the second preset threshold. If two symbols in the interference channel situation as shown in Fig. 7 (a) or (b) If the extension is applied, the same model as with two receive antennas can be applied. At this time, since the interference signal is one and can be modeled as if there are two receiving antennas, if the interference is zero forcing, one desired stream can be detected without interference. Since one stream can be received without interference during two symbol expansions, the DoF for each Tx_Rx pair is 1/2.
  • the transmission point channel codes the transmission block to generate a codeword for the terminal (S801). Prior to channel coding, a process of inserting a cyclic redundancy check (CRC) per transport block may be additionally performed. After scrambled the bits of the codeword (S802), a complex modulation symbol is generated through a modulation process (S803). As such, when complex modulation symbols are generated for a terminal in a partial connected interference channel state, the transmission point applies / executes symbol expansion using each of these complex modulation symbols using a precoding matrix (S804). The complex modulation symbols to which symbol extension is applied are mapped to resource elements (S805), and an OFDM signal is generated (S806) after the mapped complex modulation symbols are transmitted (S807).
  • CRC cyclic redundancy check
  • the precoding matrix may include the matrix of Equation 12 below.
  • Equation 12 a code such as Equation 12 is used for a three user interference channel.
  • one of the precoding matrices described below may be used as the precoding matrix that may be used in the above process. (E.g., a matrix of equations 20 through 26) [120]
  • symbol expansion is performed by multiplying each of the complex modulation symbols by an element of one column of a precoding matrix. It may be.
  • each column may be used in each of three transmission points, and three
  • Each column of the precoding matrix used by each of the transmission points does not overlap each other.
  • Complex modulation symbols multiplied by the elements of a column are adjacent on the frequency or time axis.
  • one modulation symbol is transmitted for two symbols, which may be transmitted as two symbols in an adjacent frequency domain or two symbols in a time domain.
  • an immediately adjacent RE is preferable to use an immediately adjacent RE as an extended symbol. Therefore, in the continuous RE, the proposed modulation is multiplied by the proposed code and transmitted.
  • Equation 12 For example, after the i th transmission point set to use the elements of the second column of the precoding matrix generates a complex modulation symbol si, the symbol expansion is performed using Equation 12.
  • channel coding, scrambling, and modulation suggest generating a modulation symbol by assuming an available RE at half, and then applying the proposed partial orthogonal code, where the extended symbol is mapped to time priority or frequency priority within one subframe.
  • time-priority mapping it means that an extended symbol is mapped in sequence from two consecutive RE symbols extending from the lower order of subcarrier index in one subframe to the time domain. This means that an extended symbol is mapped from two consecutive REs having a low subcarrier index in a symbol having a low symbol index in a subframe.
  • the transceiver must promise the same RE mapping scheme. Therefore, Transceivers share with each other that the proposed coding is used when mapping codewords to REs, and information about the RE mapping scheme (whether two consecutive symbols are mapped to the time domain or two consecutive symbols to the frequency domain).
  • the transceiver can signal each other in advance. For example, when the transmitter is a base station and the receiver is a terminal, the UE may feed back RSRP from each base station to the base station and share the RSRP with each other in a backhaul between the base stations. In this case, if the specific link shows a partial connected characteristic below a certain threshold, using the proposed code can improve the total sum rate.
  • the base station signals to the UE as a physical layer or a higher layer signal information about which code pattern is used based on the channel information fed back from the UE, which RE mapping scheme is used, and which code is the neighboring base station. I can do it.
  • three transmission points may be for intra-site Coordinated Multipoint (CoMP).
  • CoMP Coordinated Multipoint
  • the code pattern in the three user partial connected interference channel may be utilized in intra-site CoMP.
  • FIG. 9 illustrates a pan pattern when sectorized bump forming is applied at the intra-site.
  • one of the three criminals will appear weaker than the other two beams to a specific terminal. That is, if user scheduling is properly performed, there may be a terminal in a partial connected interference channel state.
  • the transmission point may receive the channel status report from the terminals, and may select the terminal in the partial connected state based on this. This channel status report can be shared between transmission points via the backhaul.
  • the transmission can achieve 1/2 DoF for each node.
  • scheduling information is shared between three cells / sectors, and thus, the performance of the proposed code can be maximized when the three cells are scheduled to satisfy the symmetric partiall connected characteristic.
  • the base station may signal the RSRP threshold to the terminal as a physical layer or higher layer signal so that only the terminal that receives RSRP from two specific cells / sector within a predetermined threshold is transmitted to the terminal by applying the precoding / symbol extension.
  • Equation 13 a received signal of Rx i at time (or frequency subcarrier) t in the i th receiver may be written as Equation 13.
  • l , J are channels of the transmitter j to the receiver i (channel of Tx j to Rx i). Is the transmitted signal of Tx i at time t at transmitter t and the noise of receiver i at time t The total term received signal power from Tx j to Rx i from transmitter j to receiver i.
  • Equation 14 the received signal vector at the receiver i is expressed by Equation 14 below.
  • Equation 15 Since each transmitting end transmits one symbol through two symbol extensions, the transmitting symbol vector of the transmitting end i is expressed by Equation 15 below.
  • Equation 16 the received signal vector post-coded at the receiver 1 is expressed by Equation 16 below.
  • ⁇ is a 2by l postcoding vector ( 2 > ⁇ 1 postcoding vector at Rx i) and l l u “'. L
  • l _ i 1 at the receiving end i.
  • Equation 18 the Ergodic rate at the receiver i is expressed by Equation 18 below.
  • Equation 19 high SNR approximation and Jensen's inequality are used.
  • v 2 and V3 are two-dimensional spaces, which means that ⁇ + ⁇ + ⁇ ,
  • Equation 20 is a precoding matrix used in the above description and is a code having a real alphabet while satisfying the above-mentioned optimum condition. If Equation 20 is shown on a two-dimensional plane, the constellation is as shown in FIG. In each column of Equation 20, each transmission point is used for symbol extension, and the order can be changed. That is, the code used for each transmission point can be permuted. In addition, permutation of rows is possible. In addition, since the code of Equation 20 has the same characteristic even if the code is a predetermined angle, it can be rewritten as Equation 21 below.
  • Equation 22 since each element of the code of Equation 20 is rotated by a certain phase, it has the same characteristics, and thus can be rewritten as Equation 22. [172] [22]
  • the Toktok code is designed as shown in Equation 23-26.
  • Equation 23 is a precoding matrix having an 8PSK alpha batt, and Equation 24 reflects phase rotation and element rotation of Equation 23.
  • Equation 23 ′ the order of the rows or columns may be changed.
  • Equation 25 is a precoding matrix having a QPSK alphabet
  • Equation 26 reflects phase rotation and element rotation of Equation 25.
  • the order of the rows or columns may be changed.
  • the vector rotation matrix vector cos a -sin a
  • FIG. 11 shows experimental results of sum rates when the equations 20, 23, and 25 are used as the precoding matrix and when the random codebook is used.
  • the SNRs of all the links are the same, and the partial connected interference channel situation of FIG. 7 (b) is assumed.
  • the precoding matrix of Equation 20 the sum transmission is the best, and the rest of the finite alphabet method (Equations 23 and 25) has a slight performance degradation, but the size is insignificant. see.
  • the constant ⁇ multiplied by the preceding code may be replaced with an arbitrary constant that is different for each transmitting node, which performs separate power control or cooperative power control between base stations (transmission period).
  • the constant ⁇ multiplied by the preceding code may be replaced with an arbitrary constant that is different for each transmitting node, which performs separate power control or cooperative power control between base stations (transmission period).
  • other constants are allowed because the transmission power may vary for each transmitter.
  • Equation 27 The received signal at the i-th receiver is expressed by Equation 27.
  • Algorithmism with mothers can be used implicitly for user indexes. For example,
  • N (a H ) is a null space based vector of vector a "
  • the ergodic transmission rate may be as shown in Equation 30.
  • the two precoding vectors on the two symbol extensions between the i th transmission end and the i + 1 th transmission end in all i must be orthogonal.
  • the existence of a precoder design that meets these conditions is not known.
  • the precoder design can be divided into two cases where K is even (2n) and odd (2n + l) as follows. n is a natural number.
  • fa] is a sealing function.
  • fa is a sealing function.
  • Equation 22 we consider the real domain vector of the unit norm. Each precoding vector of the unit norm may be represented by a point of a circle having a unit radius. nf ⁇ sin 2
  • the proposed precoder maximizes Ergodic sum transmission when ⁇ goes to infinity.
  • the difference in sum transmission between the upper limit and the proposed precoder is small at all large values of K. If K is odd and greater than 5, the difference in sum rates between the upper limit and the proposed precoder is negligible. When k is even, the sum rate of the proposed precoder is exactly equal to the upper limit. As mentioned above, in two-symbol expansion, the ergodic sum A precoder for K user cyclic SISO is proposed, which maximizes the data rate. The proposed precoder does not require a complete CSIT and complex transmitter implementation.
  • each transmitter creates a bumper that is null for the other three receivers, and the set of three receivers that form a null beamformer for each transmitter is transmitted beforehand. It can be determined by a period or by sharing a null beamforming set through the backhaul between transmitters.
  • 15 is a diagram showing the configuration of a transmission point apparatus and a terminal apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the transmission point apparatus 10 includes a reception module 11, a transmission module 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15. It may include.
  • the plurality of antennas 15 means a transmission point apparatus that supports MIMO transmission and reception.
  • the receiving modules 11 may receive various signals, data, and information on the uplink from the terminal.
  • the transmission modules 12 may transmit various signals, data, and information on the downlink to the terminal.
  • the processor 13 may control the operation of the overall transmission point apparatus 10.
  • the processor 13 of the transmission point apparatus 10 may process necessary items in the above-described embodiments.
  • the processor 13 of the transmission point apparatus 10 performs a function of processing information received by the transmission point apparatus 10 and information to be transmitted to the outside, and the memory 14 is arithmetic processed.
  • Information and the like may be stored for a predetermined time, and may be replaced with a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 20 includes a reception module 21, a transmission module 22, a processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas ( 25).
  • the plurality of antennas 25 mean a terminal device that supports MIMO transmission and reception.
  • the receivers 21 may receive various signal data and information on the downlink from the base station.
  • the transmission modules 22 may transmit various signals, data, and information on the uplink to the base station.
  • the processor 23 may control operations of the entire terminal device 20. have.
  • the processor 23 of the terminal device 20 may process matters necessary in the above-described embodiments.
  • the processor 23 of the terminal device 20 performs a function of processing the information received by the terminal device 20, information to be transmitted to the outside, and the memory 24, and the like. It may be stored for a predetermined time, and may be replaced by a component such as a buffer (not shown).
  • the description of the transmission point apparatus 10 may be similarly applied to the relay apparatus as the downlink transmission entity or the uplink reception entity, and the description of the terminal device 20 is described. The same can be applied to a relay apparatus as a downlink receiving entity or an uplink transmitting entity.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • a method according to embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), PLDsC Programmable Logic Devices ), Field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDsC Programmable Logic Devices PLDsC Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above may be applied to various mobile communication systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명의 일 실시예는, 무선통신시스템에서 전송 포인트가 신호를 전송하는 방법에 있어서, 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해, 복소 변조 심볼들을 생성하는 단계; 상기 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장을 적용하는 단계; 및 상기 확장된 복소 변조 심볼들을 자원 요소에 매핑하는 단계를 포함하며, 상기 심볼 확장은 상기 프리코딩 행렬의 하나의 열(column)의 요소(element)를 상기 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는, 신호 전송 방법이다.

Description

【명세서】
[발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 장치
【기술분야】
[1 ] 이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 상세하게는 파살 커넥티드 간섭 채널에서 신호 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
[2] 무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 통신 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템， FDMA(frequency division multiple access) 시스템， TDMA(time division multiple access) 시스템， OFDMACorthogonal frequency division multiple access) 시스템， SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템， MC-FDMA(mult carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[3] 본 발명은 파샬 커넥티드 간섭 채널에서 신호 전송 방법을 기술적 과제로 한다.
[4] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
[5] 본 발명의 일 실시예는, 무선통신시스템에서 전송 포인트가 신호를 전송하는 방법에 있어세 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해， 복소 변조 심볼들을 생성하는 단계; 상기 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장을 적용하는 단계; 및 상기 확장된 복소 변조 심볼들을 자원 요소에 매핑하는 단계를 포함하며， 상기 프리코딩 행렬은 다음 행렬을 포함하며，
Figure imgf000003_0001
상기 심볼 확장은 상기 프리코딩 행렬의 하나의 열 (column)의 요소 (element)를 상기 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는, 신호 전송 방법이다.
[6] 본 발명의 일 실시예는， 무선통신시스템에서 전송포인트 장치에 있어서， 수신 모들; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해, 복소 변조 심볼들을 생성하고， 상기 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장올 적용하고， 상기 확장된 복소 변조 심볼들을 자원 요소에 매핑하며， 상기 프리코딩 행렬은 다음 행렬을 포함하며,
Figure imgf000003_0002
상기 심볼 확장은 상기 프리코딩 행렬의 하나의 열 (column)의 요소 (element)를 상기 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는， 전송포인트 장치이다.
[7] 상기 본 발명의 일 실시예들은 다음 사항들 전 /일부를 포함할 수 있다.
[8] 상기 열의 요소가 곱해진 복소 변조 심볼들은 주파수 축 상에서 인접한 자원 요소에 매핑될 수 있다.
[9] 상기 각 열은 상기 전송 포인트를 포함한 세 개의 전송포인트에서 사용될 수 있다.
[10] 상기 세 개의 전송 포인트는 intra-site CoMP (Coordinated MultiPoint)를 위한 것일 수 있다.
[11 ] 상기 세 개의 전송포인트 각각에 의해 사용되는 상기 프리코딩 행렬의 각 열은 서로 중첩되지 않을 수 있다.
[12] 상기 단말을 위한 코드워드를 스크램블링하는 단계; 및 상기 스크램블된 코드워드를 변조하여 상기 복소 변조 심볼들을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
[13] 상기 코드워드의 생성， 상기 스크램블링 및 상기 복소 변조 심볼의 생성은, 상기 복소 변조 심볼들이 매핑되는 자원 요소가, 파셜 커넥티드 간섭 채널이 아닌 경우의 1/2이라는 가정하에 수행될 수 있다. [14] 상기 매핑된 복소 변조 심볼들로부터 OFDM 신호를 생성하여 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
[15] 상기 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태는, 상기 단말올 기준으로 3개의 전송 포인트를 가정할 때， 신호 강도가 미리 설정된 제 1 임계치보다 큰 2개의 강한 채널 (strong channel)과 신호 강도가 미리 설정된 제 2 임계치보다 작은 1개의 약한 채널 (weak channel)로 구성될 수 있다.
[16] 상기 강한 채널 및 상기 약한 채널은 2 심볼 동안 정적 (static)이라고 가정될 수 있다.
[17] 단말들로부터 채널상태보고를 수신하는 단계; 및 상기 채널상태보고에 기초하여 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 선정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
[18] 상기 채널상태보고는 백홀을 통해 전송포인트간에 공유될 수 있다.
[19] 상기 프리코딩 행렬은，
Figure imgf000004_0001
이며,
0≤ a≤ 2π 일 수 있다.
[20] 상기 프리코딩 행렬은， 이며,
Figure imgf000004_0002
≤α≤2π , 0≤δ≤2π 일 수 있다.
【유리한 효과】
[21 ] 본 발명에 따르면 복잡한 송 /수신기 성능과 완벽한 채널 상태 보고 없이도 큰 자유도를 달성할 수 있다.
[22] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[23] 본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
[24] 도 1은 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[25] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[26] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[27] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[28 ] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[29] 도 6 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예가 적용될 수 있는 파살 커넥티드 간섭채널의 예시이다.
[30] 도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 신호 전송 방법을 나타낸 순서도이다.
[31 ] 도 9는 본 발명의 일 실시예의 협력 멀티 포인트에 적용 예이다.
[32] 도 10은 본 발명의 일 실시예에 의한 프리코딩 행렬의 성상도이다.
[33 ] 도 11은 본 발명의 일 실시예에 의한 합 전송률의 실험 결과이다.
[34] 도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 간섭 채널 상황을 예시한 도면이다.
[35] 도 13은 본 발명의 일 실시예에 의한 프리코딩 행렬의 성상도이다.
[36 ] 도 14는 본 발명의 일 실시예에 의한 합 전송률의 실험 결과이다.
[37] 도 15는 송수신 장치의 구성을 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
[38 ] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[39] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. [40] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UEOJser Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SSCSubscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 또한， 이하의 설명에서 '기지국' 이라 함은 스케줄링 수행 노드， 클러스터 헤더 (cluster header) 등을 장치를 지칭하는 의미로써도 사용될 수 있다. 만약 기지국이나 릴레이도 단말이 전송하는 신호를 전송한다면， 일종의 단말로 간주할 수 있다.
[41 ] 이하에서 기술되는 셀의 명칭은 기지국 (base station, eNB), 섹트 (sector), 리모트라디오헤드 (remote radio head, RRH), 릴레이 (relay)등의 송수신 포인트에 적용되며， 또한 특정 송수신 포인트에서 구성 반송파 (component carrier)를 구분하기 위한 포괄적인 용어로 사용되는 것일 수 있다.
[42] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[43] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[44] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시스템， 3GPP LTE 및 LTE—A LTE- Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[45] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRAOJniversal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS Jniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE— A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[46] LTE/LTE-A자원 구조 /채널
[47] 도 1을 참조하여 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
[48] 셀를라 OFDM 무선 패 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (sub frame) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDlXFrequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[49] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레 (5 311 )으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTKtransmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나와 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로， OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 블록에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
[50] 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CPCCyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 술롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우， 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우， 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.
[51 ] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로， 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
[52] 도 Kb)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며， 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색， 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
[53] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[54] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 술롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어， 일반 CPCCyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록돌의 개수 (NDL)는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[55] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFOM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Channel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케들링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL— SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보， VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합 (aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH를 위해 필요한 CCE의 개수는 DCI의 크기와 코딩 레이트 등에 따라 달라질 수 있다. 예를 들어， PDCCH 전송에는 CCE 개수 1 , 2, 4， 8(각각 PDCCH 포맷 0， 1， 2， 3에 대응)개 중 어느 하나가 사용될 수 있으며， DCI의 크기가 큰 경우 및 /또는 채널 상태가 좋지 않아 낮은 코딩 레이트가 필요한 경우 상대적으로 많은 개수의 CCE가 하나의 PDCCH 전송을 위해 사용될 수 있다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI의 크기， 셀 대역폭， 하향링크 안테나 포트의 개수， PHICH 자원 양 등을 고려하여 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 장보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTKC-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속웅답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[56] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블톡 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[57] 다중안테나 (MIMO) 시스템의 모델링
[58] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[59] 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로， 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라ᅳ 전송 레이트는 -이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 (Ro)에 레이트 증가율 (Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
[60] 【 1】
Figure imgf000011_0001
[62] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무산랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[63] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
[64] 다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
[65] 송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[66] 【수학식 2】
Figure imgf000012_0001
[67] 각각의 전송 정 ， 2， '°^Γ 는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을 ^，'
Figure imgf000012_0002
라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[68] 【수학식 3】
[69] § = ··, J — Ι^Ι'"12°2»' "'-' J
[70] 또한， S는 전송 전력의 대각행렬 P를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
[71] 【수학식 4】
0
[72]
Figure imgf000012_0003
[73] 전송전력이 조정된 정보 백터 S에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호 ΧΙ,ΧΙ,'·',ΧΝΤ 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. 1， ，'''»^^는 백터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000012_0004
Figure imgf000012_0005
[76] 여기에서， 1'는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다. W 는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.
[77] 수신신호는 NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ^1^2»·"^^ 은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000013_0001
[80] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 hij 로 표시하기로 한다. hij 에서， 인덱스의 순서가 수신 안테나 인텍스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
[81] 한편， 도 5(b)은 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서， 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure imgf000013_0002
[84] 따라서， NT 개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[85] 【수학식 8】
Figure imgf000013_0003
[87] 실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 ηΐ,η2,···,ηΝκ은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[88] 【수학식 9】
[89] η = [η1,η2,···,%Λ]Γ
[90] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[91] 【수학식 10】
Figure imgf000014_0001
[93] 한편， 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같고， 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이 NRXNT된다.
[94] 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서， 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 탱크 (ra« :(H))는 다음과 같이 제한된다.
[95 ] 【수학식 11】
[96 ] rank(H)≤Tmn(NT , NR )
[97] 탱크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 탱크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 탱크. 의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
[98] 본 문서의 설명에 있어서， MIMO 전송에 대한 '탱크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 램크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
[99] 협력 멀티 포인트 (Coordinated Multi-Point: CoMP)
[ 100] 3GPP LTE-A 시스템의 개선된 시스템 성능 요구조건에 따라서， CoMP 송수신 기술 (co-MIMO, 공동 (collaborative) MIMO 또는 네트워크 MIMO 등으로 표현되기도 함)이 제안되고 있다. CoMP 기술은 샐 -경계 (ceU-edge)에 위치한 단말의 성능을 증가시키고 평균 섹터 수율 (throughput)을 증가시킬 수 있다.
[101 ]일반적으로， 주파수 재사용 인자 (frequency reuse factor)가 1 인 다중-샐 환경에서， 셀-간 간섭 (Inter— Cell Interference; ICI)으로 인하여 셀-경계에 위치한 단말의 성능과 평균 섹터 수율이 감소될 수 있다. 이러한 ICI를 저감하기 위하여， 기존의 LTE 시스템에서는 단말 특정 전력 제어를 통한 부분 주파수 재사용 (fractional frequency reuse; FFR)과 같은 단순한 수동적인 기법을 이용하여 간섭에 의해 제한을 받은 환경에서 샐-경계에 위치한 단말이 적절한 수율 성능올 가지도록 하는 방법이 적용되었다. 그러나， 셀 당 주파수 자원 사용을 낮추기보다는ᅳ ICI를 저감하거나 ICI를 단말이 원하는 신호로 재사용하는 것이 보다 바람직할 수 있다. 위와 같은 목적을 달성하기 위하여， CoMP 전송 기법이 적용될 수 있다.
[102]하향링크의 경우에 적용될 수 있는 CoMP 기법은 크게 조인트-프로세싱 (joint processing; JP) 기법 및 조정 스케줄링 /범포밍 (coordinated scheduling/beamforming; CS/CB) 기법으로 분류할 수 있다.
[103] JP 기법은 CoMP 협력 단위의 각각의 포인트 (기지국)에서 데이터를 이용할 수 있다. CoMP 협력 단위는 협력 전송 기법에 이용되는 기지국들의 집합을 의미한다. JP 기법은 조인트 전송 (Joint Transmission) 기법과 동적 셀 선택 (Dynamic cell selection) 기법으로 분류할 수 있다.
[104]조인트 전송 기법은, PDSCH 가 한번에 복수개의 포인트 (CoMP 협력 단위의 일부 또는 전부)로부터 전송되는 기법올 말한다. 즉， 단일 단말로 전송되는 데이터는 복수개의 전송 포인트로부터 동시에 전송될 수 있다. 조인트 전송 기법에 의하면, 코히어런트하게 (coherently) 또는 넌-코히어런트하게 (non-coherently) 수신 신호의 품질이 향상될 수 있고, 또한， 다른 단말에 대한 간섭을 능동적으로 소거할 수도 있다.
[105]동적 셀 선택 기법은， PDSCH가 한번에 (CoMP 협력 단위의) 하나의 포인트로부터 전송되는 기법을 말한다. 즉， 특정 시점에서 단일 단말로 전송되는 데이터는 하나의 포인트로부터 전송되고， 그 시점에 협력 단위 내의 다른 포인트는 해당 단말에 대하여 데이터 전송을 하지 않으며， 해당 단말로 데이터를 전송하는 포인트는 동적으로 선택될 수 있다.
[106]한편， CS/CB 기법에 의하면 CoMP 협력 단위들이 단일 단말에 대한 데이터 전송의 범포밍을 협력적으로 수행할 수 있다. 여기서， 데이터는 서빙 샐에서만 전송되지만， 사용자 스케줄링 /빔포밍은 해당 CoMP 협력 단위의 셀들의 조정에 의하여 결정될 수 있다.
[10기한편， 상향링크의 경우에， 조정 (coordinated) 다증-포인트 수신은 지리적으로 떨어진 복수개의 포인트들의 조정에 의해서 전송된 신호를 수신하는 것을 의미한다. 상향링크의 경우에 적용될 수 있는 CoMP 기법은 조인트 수신 (Joint Reception; JR) 및 조정 스케줄링 /빔포밍 (coordinated scheduling/beamforming; CS/CB)으로 분류할 수 있다.
[108] JR 기법은 PUSCH 를 통해 전송된 신호가 복수개의 수신 포인트에서 수신되는 것을 의미하고， CS/CB 기법은 PUSCH 가 하나의 포인트에서만 수신되지만 사용자 스케줄링 /범포밍은 CoMP 협력 단위의 셀들의 조정에 의해 결정되는 것을 의미한다.
[109]이러한 CoMP 시스템을 이용하면， 단말은 다중-샐 기지국 (Multi-cell base station)으로부터 공동으로 데이터를 지원받을 수 있다. 또한， 각 기지국은 동일한 무선 주파수 자원 (Same Radio Frequency Resource)을 이용하여 하나 이상의 단말에 동시에 지원함으로써 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다. 또한 기지국은 기지국과 단말 간의 채널상태정보에 기초하여 공간 분할 다중접속 (Space Division Multiple Access: SDMA) 방법을 수행할 수도 있다.
[110] CoMP 시스템에서 서빙 기지국 및 하나 이상의 협력 기지국들은 백본망 (Backbone Network)을 통해 스케줄러 (scheduler)에 연결된다. 스케줄러는 백본망을 통하여 각 기지국이 측정한 각 단말 및 협력 기지국 간의 채널 상태에 관한 채널 정보를 피드백 받아 동작할 수 있다. 예를 들어, 스케줄러는 서빙 기지국 및 하나 이상의 협력 기지국에 대하여 협력적 MIMO 동작을 위한 정보를 스케줄링할 수 있다. 즉， 스케줄러에서 각 기지국으로 협력적 MIMO 동작에 대한 지시를 직접 내릴 수 있다.
[ 111 ]상술한 바와 같이 CoMP 시스템은 복수개의 샐들을 하나의 그룹으로 묶어 가상 MIMO 시스템으로 동작하는 것이라 할 수 있으며， 기본적으로는 다중 안테나를 사용하는 MIMO 시스템의 통신 기법이 적용될 수 있다.
[112]이하에서는 상술한 설명에 기초하여， 간섭 채널 (Interference Channel,
IFC)에서 간섭 양의 궤환 및 프리코딩 프로세싱을 줄이기 위해 파살 (patrial) 직교 코드의 구조 및 사용법에 대해 설명한다. 기존 간섭 채널에서는 최대 자유도 (degrees of freedom, DoF)는 유저당 1/2을 달성할 수 있다. 이는 간섭 정렬 (interference alignment)를 이용하여 달성할 수 있는데， 이를 위해서는 무한대 길이의 심볼 확장 (symbol extension)과 송신기가 모든 간섭 채널에 대한 채널 정보를 완벽히 알고 있올 것이 필요하다. 또한 심볼 확장이 될 때 채널은 서로 독립적이고 동일한 분포 (independent identically distributed, i.Ld)이어야 하며 이러한 가정들로 실제 간섭 정렬의 구현은 어려운 점이 있다. 최근 파샬 커넥티드 (partially connected) 간섭 채널에 대한 연구가 S. Jafar (V. Cadambe and S. Jafar, "Interference Alignment and Degrees of Freedom of the K-User Interference Channel," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 54, no. 8, pp. 3425-3441, Aug. 2008 등)에 의해 시작되었다. 송신기에 채널 정보 없이도 일부 파샬 커넥티드 간섭 채널에서는 노드 당 1/2 DoF를 달성할 수 있으며 이는 무선 인덱스 코딩 문제 (wireless index coding problem)으로 formulation될 수 있음을 보였다. 하지만 구체적인 코드 패턴에 대한 연구는 아직 없었으며， 실제 채널은 완전히 파샬 커넥티드하지 않다는 점에서 실제 적용이 어려웠다. 이에， 본 발명에서는 파샬 커넥티드 간섭 채널에 사용할 수 있는 코드 패턴을 제안하고， 실질적인 성능향상을 가져올 수 있는 기법을 제안한다. 이하에서는, 우선 3 사용자 SISO 간섭 채널의 경우 신호 전송 방법에 대해 살펴보고 이를 확장한 경우에 대해 살펴본다.
「1131 3 사용자 간섭 채널에서의 신호 전송
[114]도 6에는 세 개의 송신기 (예를 들어, 전송포인트)와 세 개의 수신기 (예를 들어， 단말)가 도시되어 있다. 도 6에서는 SISO(Single input single output)을 가정하몌 이 경우 모든 채널의 경로감쇄는 동일하지 않을 가능성이 크다. 특히, 간섭 채널을 통한 신호는 원하는 채널 (desired channel)의 경우에 비해 상대적으로 세기가 약할 수 있다. 본 발명에서는 원하는 채널 대비 일정 세기 이하 또는 절대값으로 일정 세기 이하인 채널을 언커넥티드 (unconnected) 상태로 정의한다. 도 6과 같은 예시에서， 3 사용자 간섭 채널은 도 7(a), (b)와 같이 두 가지 대칭적인 파샬 커넥티드 간섭 채널 패턴일 수 있다. 도 7을 참조하면, 파살 커넥티드 간섭 채널은 수신기 (예를 들어， 단말)을 기준으로 3개의 전송포인트를 가정할 때, 신호 강도가 미리 설정된 게 1 임계치보다 큰 2개의 강한 채널 (strong channel)과 신호 강도가 미리 설정된 제 2 임계치보다 작은 1개의 약한 채널 (weak channel)로 구성되는 것일 수 있다. 도 7(a) 또는 (b)와 같은 간섭 채널 상황에서 만약 두 심볼 확장이 적용된다면 2 수신 안테나를 가진 것과 같은 모델을 적용할 수 있다. 이때， 간섭신호는 1개이고 두 개의 수신 안테나가 있는 것 처럼 모델링할 수 있기 때문에 간섭을 ZF(zero forcing)한다면 1개의 원하는 스트림 (desired stream)을 간섭 없이 검출할 수 있다. 2개의 심볼 확장 동안 1개의 스트림을 간섭 없이 수신할 수 있기에 각 Tx_Rx 페어 별 DoF는 1/2이 된다. 이는 fully connected 간섭 채널에서 간섭 정렬을 사용하여 달성할 수 있는 최대 DoF와 같고， 송신기에서 수신기의 채널 정보 궤환 없이 간섭 정렬과 같은 DoF를 달성할 수 있음을 의미한다. 이하에서는 이와 같은 DoF를 달성하기 위한 신호 전송 방법 및 코드 설계에 대해 설명한다.
[ 115]도 8에는 본 발명의 실시예에 의한, 파샬 커넥티드 간섭 채널 신호 전송 방법의 순서도가 도시되어 있다. 도 8을 참조하면， 전송포인트는 전송 블톡을 채널 코딩하여 단말을 위한 코드워드를 생성한다 (S801). 채널 코딩 전에 전송 블록 당 CRC(cyclic redundancy check)의 삽입 등의 과정이 추가적으로 수행될 수 있다. 코드워드 (의 비트들)을 스크램블링 된 후 (S802), 변조 (modulation) 과정을 거쳐 (S803) 복소 변조 심볼이 생성된다. 이와 같이， 파샬 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해 복소 변조 심볼들이 생성되면, 전송포인트는 이 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장을 적용 /수행한다 (S804). 심볼 확장이 적용된 복소 변조 심볼들은 자원 요소에 매핑되고 (S805), 매핑된 복소 변조 심볼들로부터 OFDM 신호가 생성 (S806)된 후 전송 (S807)된다.
[116]상기 과정에서, 프리코딩 행렬은 다음 수학식 12의 행렬을 포함할 수 있다.
2】
Figure imgf000018_0001
[119]즉， 수학식 12와 같은 코드를 3 사용자 간섭 채널에 사용하는 것이다. 상기 과정에서 사용될 수 있는 프리코딩 행렬은 수학식 12 이외에도 후술되는 프리코딩 행렬 중 하나가사용될 수 있다. (예를 들어, 수학식 20에서 26 중 하나의 행렬) [120]계속해서， 심볼 확장은 프리코딩 행렬의 하나의 열 (column)의 요소 (element)를 상기 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는 것일 수 있다. 여기서, 각 열은 3개의 전송포인트에서 각각 사용되는 것일 수 있으며， 세 개의 전송포인트 각각에 의해 사용되는 프리코딩 행렬의 각 열은 서로 중첩되지 않는다. 열의 요소가 곱해진 복소 변조 심볼들은 주파수 축 또는 시간 축 상에서 인접한
RE에 매핑될 수 있다. 다시 말해， 하나의 변조 심볼을 두 심볼 동안 전송하는데 이를 인접한 주파수 영역으로 두 심볼로 전송할 수도 있고, 시간 영역으로 두 심볼을 전송할 수도 있다. 이때 두 심볼의 채널이 최대한 같기 위해서는 바로 인접한 RE를 확장된 심볼로 사용하는 것이 바람직하다. 따라서 연속된 RE에서 해당 변조 심볼에 제안한 코드를 곱하여 전송하는 것이다.
[121 ]예를 들어， 프리코딩 행렬의 두 번째 열의 요소를 사용하기로 설정된 i번째 전송포인트가 복소 변조 심볼 si올 생성한 후， 수학식 12를 사용하여 심볼 확장을
수행하면
Figure imgf000019_0001
의 확장된 두 심볼이 생성될 수 있다 · 이 두 심볼은 자원 블록에서 주파수 축 또는 시간 축 상으로 인접한 RE에 매핑될 수 있다.
[122]상술한 바와 같이 심볼 확장을 적용하기 위해서는 코드워드의 생성， 상기 스크램블링 및 상기 복소 변조 심볼의 생성은, 상기 복소 변조 심볼들이 매핑되는 자원 요소가, 파셜 커넥티드 간섭 채널이 아닌 경우의 1/2이라는 가정하에 수행될 필요가 있다. 보다 상세히， 심블 확장을 적용하는 경우 사용 가능한 RE개수는 기존에 단일 코드워드를 RE에 매핑하는 것보다 절반으로 줄어들게 된다. 따라서 가용한 RE수를 절반으로 가정하고 코드워드를 생성하여야 한다. 또한 스크램블링을 적용할 때 확장된 심볼은 같은 스크램블링을 적용하여야 한다. 즉 채널 코딩， 스크램블링과 변조는 가용 RE를 절반으로 가정하여 변조 심볼을 생성한 뒤， 제안된 partial orthogonal 코드를 적용하는 것을 제안하며 이때 확장된 심볼은 한 서브프레임 내에서 시간 우선 또는 주파수 우선으로 매핑될 수 있다. 시간 우선 매핑인 경우에는 확장된 심볼이 한 서브프레임에서 서브캐리어 인덱스가 낮은 순서부터 시간영역으로 연속된 두개의 RE씩 확장된 심볼이 순서대로 매핑되는 것을 의미하며, 주파수 우선 매핑인 경우에는 확장된 심볼이 한 서브프레임 내에서 심볼 인덱스가 낮은 심볼에서 서브캐리어 인덱스가 낮은 연속된 두 개의 RE부터 확장된 심볼이 매핑되는 것을 의미한다.
[123]계속해서， 송수신기는 같은 RE 매핑방식을 약속하고 있어야 한다. 따라서， 코드워드를 RE에 매핑할 때 제안한 코딩을 사용함을 송수신기가 서로 공유하고 있고, RE 매핑 방식 (시간 영역으로 연속된 두 심볼을 매핑할 것인지 주파수 영역으로 연속된 두 심볼을 매핑할 것인지)에 대한 정보를 송수신기가 서로 사전에 시그널링 할 수 있다. 예를 들어 송신기가 기지국이고 수신기가 단말일 경우， UE는 각 기지국으로부터의 RSRP등을 기지국으로 궤환하고 기지국간에는 RSRP를 서로 백홀로 공유할 수 있다. 이때 특정 링크가 일정 임계 이하여서 파샬 커넥티드한 특성을 보일 경우 제안한 코드를 사용하는 것이 전체 합 전송률을 향상시킬 수 있다. 이때, 기지국은 UE로부터 궤환된 채널 정보를 바탕으로 어떤 코드 패턴을 사용하는지， 어떤 RE 매핑방식을 사용하는지， 인접 기지국은 어떤 코드를 사용하는지에 대한 정보를 단말에게 물리계층 혹은 상위계층 신호로 시그널링 해 줄 수 있다.
[124]상술한 설명에서， 세 개의 전송 포인트는 intra-site CoMP (Coordinated Multipoint)를 위한 것일 수 있다. 다시 말해， 3 사용자 파샬 커넥티드 간섭 채널에서 코드 패턴은 intra-site CoMP에서 활용될 수 있다. 도 9에는 intra-site 에서 섹터화된 범포밍이 적용되었을 때의 범 패턴이 도시되어 있다. 이러한 상황에서 특정 단말에게는 세 개의 범 중 하나는 다른 두 개의 빔에 비해 약하게 보일 것이다. 즉， 사용자 스케줄링이 적절하게 수행된다면 파샬 커넥티드 간섭 채널 상태에 있는 단말이 있을 수 있다. 이를 위해， 전송포인트는 단말들로부터 채널상태보고를 수신하고, 이에 기초하여 파셜 커넥티드 상태의 단말을 선정할 수 있다. 이 채널상태보고는 백홀을 통해 전송포인트간에 공유될 수 있다. 세 개의 샐 /섹터는 두 심볼확장을 적용하고 두 심볼 동안 제안된 코드로 송신 심볼에 프리코딩을 적용하여 전송하게 되면 각 노드별로 1/2의 DoF를 달성할 수 있게 된다. 특히 intra-site에서는 스케줄링 정보가 세 샐 /섹터 간에 공유되기 때문에 세 샐의 단말이 대칭적 파샬 커넥티드 (symmetric partiall connected) 특성을 만족하도록 스케줄링 할 경우 제안된 코드의 성능이 최대화 될 수 있다. 이를 위하여 기지국은 단말에게 특정 두 샐 /섹터로부터의 RSRP가 일정 임계 이내로 들어오는 단말만 상기 프리코딩 /심볼 확장을 적용하여 전송하도록 RSRP 임계값을 단말에게 물리계층 혹은 상위계층 신호로 시그널링 할 수 있다.
[125] 3 사용자 간섭 채널에서의 신호 전송을 위한프리코딩 매트릭스의 도출
[126]프리코딩 매트릭스의 도출에 앞서， 도 7(b)와 같은 파샬 커넥티드 간섭 채널을 전제하며， 이 채널은 2 심볼 확장동안 정적 (static)임을 가정한다. 이 가정하에 i번째 수신기에서 수신 신호 (Received signal of Rx i at time (or frequency subcarrier) t)는 수학식 13과 같이 쓸 수 있다.
[127] 【수학식 13】
Figure imgf000021_0001
[129]상기 수학식에서 l,J은 송신단 j로부터 수신단 i로의 채널 (channel of Tx j to Rx i)
Figure imgf000021_0002
는 송신단 i에 시간 t에서의 전송 신호 (transmitted signal of Tx i at time t) 는 시간 t에서 수신단 i의 노이즈 (noise of Rx i at time t)
Figure imgf000021_0003
송신단 j로부터 수신단 i로의 통텀 수신 신호 파워 (long term received signal power from Tx j to Rx i)이다.
[130] 2 채널 상에서， 수신단 i에서 수신 신호 백터는 다음 수학식 14와 같다.
[131 ] 【수학식 14】
로,
Figure imgf000021_0004
.
[134]각 전송단은 2 심볼 확장을 통해 하나의 심볼을 전송하므로, 전송단 i의 전송 심볼 백터는 다음 수학식 15와 같다.
[135] 【수학식 15】
Figure imgf000022_0001
[13기상기 수학식에서
원하는 심볼 (desired symbol)이다.
[138]일반성올 잃지 않으면서 수신단 1에서의 포스트 코딩 백터를 디자인하면， 수신단 1에서 포스트코딩된 수신 신호 벡터는 다음 수학식 16과 같다.
[139] 【수학식 16】
[140]
Figure imgf000022_0002
+ u H12v252 +u ,
[141]상기 수학식에서， ^는 수신단 i에서 2by l 포스트코딩 백터 (2><1 postcoding vector at Rx i), lᅵl1u "'.lᅵl l =_ i1이다.
[142] 2 차원 공간 상에서 하나의 원하는 신호와 하나의 간섭 신호가 있다. 전송단
2로부터의 간섭을 제거하기 위해， 수신단 1의 포스트코딩 백터， u'은 다음 수학식 17을 만족한다.
[143] 【수학식 17】
Figure imgf000022_0003
u. =N(\"
[145] 1 、 2
[146]여기
Figure imgf000022_0004
의 널스페이스 베이시스 (r llspace basis of the
H
vector a )이다.
[14 간섭 네트워크의 대칭적 연결성으로 인해， 수신단 2 및 수신단 3의 포스트 코딩 백터는 각각
Figure imgf000022_0005
간단히 디자인 될 수 있다.
[148]계속해서， 수신단 i에서 에르고딕 전송률 (Ergodic rate)은 다음 수학식 18과 같다.
[149] 【수학식 18】
[150]
Figure imgf000022_0006
[151]에르고딕 합 전송률 (Ergodic sum rate)의 상한은 다음과수학식 19에 전개된 바와 같 구할 수 있다.
¾ 1
[152] 【수학식 19]
Figure imgf000023_0001
3" ' l g + Plh, 1 ¾
Figure imgf000023_0002
= log2 J
Figure imgf000023_0004
[153] 、
[154]상기 수학식 19에서 high SNR approximation, Jensen's inequality를 이용하였다.
[155]상기 수학식 19를 살펴보면， 에르고딕 합 전송률을 최대화하기 위해서는
|2
U^V
을 최대화해야 한다. v v, = cos2 Θ,， 각도 와 Vz 는 직교하므로 송신 7
[156]
：1- v v, ： sin θ.
빔에 관한 함수는 이다.
[15기유사하게，
= sin θ. ,3 u v, = sin2
[158] 이며，
[159]
Figure imgf000023_0005
^다.
[160]
Figure imgf000023_0003
을 최대화하려면， 을 최대화해야 한다. ΓΤ- —ᅳᅳ ~rzᅳᅳ Γ ᅳ sin2 θ , +sin2 θ7 , +sin2 θ,, ψιη2 ΘΧ 2 sin2 θ23 sin2 θ3 ]≤ ^ ^ ^
[161]산술기하평균에 의해
이고.
[162] Sm ^ = Sm ^.3 = sin 일 때 등호가 성립한다
[163] v2, V3는 2차원 공간이고 이는 ^^+^^+ 二 임을 의미한다,
[164]따라서， ' ' ' 3 이다. 즉 상기 유도에 의하여 에르고딕 합 전송률을 최대화하기 위한 조건은 3 사용자가 사용하는 코드간의 거리가 모두 같고
Figure imgf000024_0001
때를 의미한다.
[165]이러한 조건을 만족하는 또는 sub optimal한 프리코딩 행렬 /코드는 다음과 같다.
[166] 【수학식 20]
Figure imgf000024_0002
[168]수학식 20은 앞서 설명에 사용된 프리코딩 행렬로써， 상기 언급된 최적 조건을 만족하면서 리얼 알파벳 (real alphabet)을 갖는 코드이다. 수학식 20을 2차원 평면상에 도시하면 성상도는 도 10과 같다. 수학식 20의 각 열은 각 전송 포인트가 심볼 확장에 사용하며， 순서 변경이 가능하다. 즉， 각 전송포인트마다 사용하는 코드가 퍼뮤테이션 될 수 있다. 또한， 행의 퍼뮤테이션도 가능하다. 또한， 수학식 20의 코드를 일정 각도 희전하여도 동일한 특성을 가지므로, 다음 수학식 21과 같이 다시 쓸 수 있다.
[169] 【수학식 21]
Figure imgf000024_0003
[171]또한， 수학식 20의 코드의 각 요소마다 일정 위상을 회전해도 동일한 특성을 가지므로， 수학식 22와 같이 다시 쓸 수 있다. [172] 【수학식 22]
Figure imgf000025_0001
[174]만약， 프리코딩 행렬의 각 요소 값이 QPSK, 8PSK 알파벳이 되도톡 코드를 설계하면 다음 수학식 23-26과 같다.
[175]수학식 23은 8PSK 알파뱃을 갖는 프리코딩 행렬이고, 수학식 24는 수학식 23의 위상 회전， 요소의 회전을 반영한 것이다. 수학식 23ᅳ 24에서 행 또는 열 순서는 변경될 수 있다.
[176] 【수 23]
Figure imgf000025_0002
[178] 【수학식 24】 )
Figure imgf000025_0003
^ < α≤2π ≤δ≤2π
[180] 【수학식 25】
Figure imgf000025_0004
[182] 【수학식 26]
Figure imgf000025_0005
[184]수학식 25는 QPSK 알파벳을 갖는 프리코딩 행렬이고， 수학식 26은 수학식 25의 위상 회전， 요소의 회전을 반영한 것이다. 수학식 25, 26에서 행 또는 열 순서는 변경될 수 있다. 상기 수학식 21， 22, 24, 26에서， ， 백터 회전 행렬 (vector cos a -sin a
rotation matrix 임의의 unitary matrix가 사용될 수도 있고， sin« cos a
이때 코드 특성은 변하지 않는다. 이러한 확장은 아래에 설명하는 K>3이상의 간섭 채널의 코드 구성에서도 마찬가지로 적용될 수 있다. 따라서 수학식 23에서 제안한 코드에 모든 송신기들에 공통의 unitary matrix 곱을 적용한 것도 본 발명에 포함된다.
[185]도 11에는 상기 수학식 20， 23， 25를 프리코딩 매트릭스로 사용한 경우와 랜덤 코드북을 사용한 경우의 합 전송률 (sum rate)에 대한 실험 결과가 도시되어 있다. 실험에서는 모든 링크의 SNR을 같다고 가정하였으며， 도 7(b)의 파샬 커넥티드 간섭 채널 상황을 가정 하였다. 수학식 20의 프리코딩 매트릭스 사용시 합 전송를이 가장 좋으며， 나머지 finite alphabet 방식 (수학식 23, 25)는 약간의 성능저하가 있으나 그 크기가 미비하지만， 모두 랜덤 코드 패턴에 비해 약 3dB의 성능 향상을 보인다.
[186]한편 상기 제안하는 코드에서 앞에 곱해진 상수 ᅳ 는 전송 노드마다 다른 임의의 상수로 대체될 수 있으며, 이것은 전송 노드마다 별도의 전력제어 혹은 기지국간 (송신기간) 협력적 전력제어를 수행하는 경우， 혹은 RE별, RE group별 전력제어가 수행되는 경우 송신기마다 전송 전력이 달라질 수 있기 때문에 다른 상수도 허용이 되는 것이다.
[18기복수의 사용자 간섭 채널에서의 신호 전송
[188]이하에서는 3 사용자 간섭 채널 (K=3)인 경우를 확장한 경우에 대해 설명한다. 여기에서는 도 12와 같은 Κ 사용자 순환 간섭 채널을 전제한다. 각 단말은 자신의 의도된 수신기에만 신호를 보내고 다른 수신기로는 간섭을 일으키는데， 순환 간섭 채널에서는 오직 다른 하나의 이웃 수신기에만 간섭을 일으킨다. i 번째 수신단에서의 수신신호는 수학식 27과 같다.
[ 189] 【수학식 27】
Figure imgf000026_0001
[191 ]상기 수학식에서
Figure imgf000026_0002
는 j 송신단에서 i 수신단으로 통텀 채널 이득이고， htj 는 j 송신단에서 i 수신단으로 숏팀 채널 이득이다. = 1； 은 프리코딩 백터 Vi 를 전송 심볼 에 적용한， i 번째 송신단의 2 x 1 전송 심볼 백터이다. ^는 2 심볼 확확장장에에서서 수수신신단단 ii의의 제제로로 평평균균과과 단단위위 분분산산을을 갖갖는는 22 XX 11 노노이이즈즈 백백터터이이다다..
[[119922]]모모들들로로 알알고고리리즘즘이이 묵묵시시적적으으로로 사사용용자자 인인덱덱스스에에 사사용용될될 수수 있있다다.. 예예를를 들들어어,,
KK++ ll==ll이이다다.. ££[[||^^||22]] == 11，， ££[[||55έέ||22]] == 11 ,, ||||ii77ff||||22 == 11 로로 가가정정된된다다..
[[119933]] KK 사사용용자자 순순환환 SSIISSOO 간간섭섭 채채널널을을 위위한한 22 심심볼볼 확확장장 상상의의 프프리리코코더더 디디자자인인을을 위위해해，， KK 사사용용자자 순순환환 SSIISSOO 간간섭섭 채채널널의의 에에르르고고딕딕 합합 전전송송률률은은 프프리리코코더더의의 함함수수로로 표표현현한한다다..
[[119944]]수수신신단단 11에에서서，， 포포스스트트 코코딩딩된된 수수신신 신신호호 백백터터는는 다다음음 수수학학식식 2288과과 같같다다..
[[119955]] 【【수수학학식식 2288】】
Figure imgf000027_0001
[19기상기 수학식에서， 는 2x1 수신단 i의 포스트 코딩 백터 (post-coding vector at Rx i), Utiill2 = 1이다. 2 심볼 공간 상에 하나의 원하는 신호와 하나의 간섭 채널이 존재한다. 전송단 2로부터의 간섭을 제거하기 위해, 포스트 코딩 백터 ^는 다음 수학식 29를 만족한다.
[198] 【수학식 29】
[199] u^v2 = 0， i.e. u = Ν(ν^),
[200]상기 수학식에서， N(aH)는 백터 a"의 널 스페이스 기저 백터이고， 수신단 i의 포스트코딩 백터는 = ^(> +1)로 단순화될 수 있다. 이 가정에 의해 수신단 i의 에르고딕 전송률은 수학식 30과 같을 수 있다.
201] 【수학식 30】
Figure imgf000027_0002
[203]에르고딕 합 전송를은 다음 수학식 31의 전개와 같이 근사화될 수 있다.
[204] 【수학식 31】
[205] =∑1 K =1E[log2 (l + PulhuuPvil2)]
Figure imgf000027_0003
= ^log2 (Pulu^Vil2)
Figure imgf000028_0001
[206] Λ^7] 수학식 31에서 high SNR approximation, Jensen's inequality를 이용하였다.
[20기만약， 로그 함수는 단조 증가하므로， ΠΓ=1|"Γ^|2이 최대화 된다면 에르고딕 합 전송률의 근사치도 역시 최대화될 것이다. 프리코더 디자인은 숏 텀 채널 변수로부터 독립적이므로， 완벽한 CSIT는 에르고딕 합 전송률을 최대화하기 위해 요구되지 않는다. 설명을 위해， |17/ |2 = (：052 .로 쓸 수 있고， 는 νι와 V2의 각도， 와 는 직교하므로， iMjVf
Figure imgf000028_0002
^sin^i.i 이다. 따라서,
！ ^^^ -！！^^ ^이다. 에르고딕 합 전송률은 sin2 +1 = l,Vi = l ,···, K일 때 최대화된다. 다시 말해， 순환 SISO 간섭 채널에서 에르고딕 합 전송률을 최대화하기 위해， 모든 i에서 i 번째 전송단과 i+1 번째 전송단 사이의 두 심볼 확장 상의 두 프리코딩 백터는 직교해야 한다. 이러한 조건을 만족하는 프리코더 디자인의 존재는 밝혀지지 않았다. 프리코더 디자인은 다음과 같이 K가 짝수 (2n)인 경우와 홀수 (2n+ l)인 경우， 두 가지로 나누어질 수 있다. n은 자연수이다.
[208]K=2n인 경우， xl and x2의 두 개의 2x 1 직교 백터가 존재한다고 가정한다. 이 두 개의 백터는 송신단에 의해 다음 수학식 32와 같이 교대로 할당될 수 있다.
[209] 【수학식 32】
[210]νί = Χι (i 는 짝수)
[211]vi =x2 (i 는 홀수)
[212]모든 i에 대해 및 +1가 직교하므로， 이 프리코더는 sin2 ^,t+1 = 1를 만족한다. 따라서， 프리코더는 에르고딕 합 전송률을 최대화한다.
[213]두 번째로 K=2n+ 1인 경우, 만약 Κ=2η+ 1을 위해 Κ=2η과 동일한 디자인이 사용된다면， sin^ 은 0이므로 분명히 suboptimal 디자인이다 (예를 들어, Vl =vK = χγ ). 순환 간섭 채널의 반복 특성으로 인해， 에르고딕 합 전송률을 최대화하는 홀수 Κ의 프리코더 디자인은 짝수의 경우보다 난해하므로， 수학식 33과 같은 발견적 (heuristic) 디자인을 사용한다.
[214] 【수학식 33】
Figure imgf000029_0001
[216]상기 수학식에서, fa] 는 실링 (ceiling) 함수이다. 상기 수학식 22을 디자인하기 위해, 단위 놈 (norm)의 실수 도메인 백터를 고려한다. 단위 놈의 각 프리코딩 백터는 단위 반경을 갖는 원의 포인트로 표현될 수 있다. nf^ sin2 ^^를 최대화 하기 위한 K 포인트의 위치를 결정해야 한다.
Figure imgf000029_0002
은 산술기하평균에 의해 sin2 = sin2 02,3 =… = sin2 0^일 때 최대화되고， sin2(x)는 χ = π/2 ΟΓ 3Κ/2 일 때 최대화된다. 원 둘레에 거리가 같게 를 배치하는 것을 고려한다. 예를 들어, θ1>2 = θ2,3 =… = θΚιί = 2π/Κ 일 수 있다. 2ΤΤ/ΑΓ는 0으로 수렴하므로， 이러한 디자인은 분명히 sub-optimal이다. K가 커지는 경우 sub-optimal 디자인이 되는 것을 피하기 위해， m이 정수인 ^2 = ^,3 = .. · = ^^ = τη . 2π/Κ를 고려한다. ^+1를 π/2에 최대한 가깝게 하기 위해 m을 fn/21로 설정한다. 도 13 (a), (b), (c), (d)에는 각각 K=3, 5, 7， 9 인 경우의 프리코더 디자인이 도시되어 있다. Κ=3, 5일 때, i+ 1 번째 전송단의 프리코더는 원주 상의 동일 거리에서， i번째 프리코더 옆에 위치한다. 한편， K=7, 9일 때, i+ 1번째 프리코더는 i 번째 전송단의 프리코더의 하나 옆에 위치한다. 이므로,
2n+l 2
제안된 프리코더는 κ가무한대로 갈 때 에르고딕 합 전송를을 최대화한다.
[21기모든 가 랜덤하게 생성된 경우， 랜덤 프리코더와 상기 제안된 프리코더를 비교한다. 제안된 프리코더의 최적성을 평가하기 위해, 모든 i에 대해 sin2 , i+1 = 1인 합 전송률을 도출하고， 그것은 상한 (upper bound)이 될 수 있다. 통 텀 이득은 예를 들어， Pij = P, i,j로 동일하다고 가정하며， 도 14는 제안된 프리코더, 랜덤 프리코더와 상한의 합 전송를의 비교를 보여준다. 도 14에서 실선은 K가 홀수 일 때 합 전송률이며, 점선은 K가 짝수일 때 합 전송를이다. 제안된 프리코더의 합 전송률 이득이 랜덤 프리코더의 경우와 비교해 두드러지는 것을 알 수 있다. K가 홀수일 때， 모든 큰 값의 K에서 상한과 제안된 프리코더 사이의 합 전송를 차이가 작음올 알 수 있다. K가 홀수이고 5보다 큰 경우， 상한과 제안된 프리코더의 합 전송률 차이는 무시할 수 있다. κ가 짝수일 때， 제안된 프리코더의 합 전송률은 상한과 정확하게 동일한다. 상술한 바와 같이, 2 심블 확장에서, 에르고딕 합 전송률을 최대화하는， K 사용자 순환 SISO를 위한 프리코더가 제안되었다. 제안된 프리코더는 완벽한 CSIT 및 복잡한 송신기 구현을 필요로 하지 않는다.
[218]한편, 실제 무선 채널이 순환 간섭 채널 특성을 갖기 어려운 경우， 범포밍을 이용하여 사전에 정해진 방향으로 순환 간섭 채널을 생성할 수 있다. 예를 들어 K=5인 순환간섭채널을 만들기 위해 각 송신기는 다른 3개의 수신기에는 널 (null)이되는 범포머를 생성하고， 각 송신기의 널 빔포머를 형성하는 3개의 수신기 세트는 사전에 송신기간에 정해져 있거나， 송신기 사이의 백홀올 통하여 널 빔포밍 세트를 공유하여 결정할 수 있다.
[219]본 발명의 실시예에 의한 장치 구성
[220]도 15은 본 발명의 실시 형태에 따른 전송포인트 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.
[221 ]도 15를 참조하여 본 발명에 따른 전송포인트 장치 (10)는， 수신모들 (11)， 전송모들 (12)， 프로세서 (13)， 메모리 (14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 MIMO 송수신을 지원하는 전송포인트 장치를 의미한다. 수신모들 (11)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (12)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (13)는 전송포인트 장치 (10) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[222]본 발명의 일 실시예에 따른 전송포인트 장치 (10)의 프로세서 (13)는, 앞서 설명된 각 실시예들에서 필요한사항들을 처리할 수 있다.
[223]전송포인트 장치 (10)의 프로세서 (13)는 그 외에도 전송포인트 장치 (10)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[224]계속해서 도 15를 참조하면 본 발명에 따른 단말 장치 (20)는， 수신모들 (21)， 전송모들 (22), 프로세서 (23), 메모리 (24) 및 복수개의 안쩨나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모들 (21)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (22)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 장치 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[225]본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는 앞서 설명된 각 실시예들에서 필요한 사항들을 처리할 수 있다.
[226]단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 장치 (20)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[22기위와 같은 전송포인트 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
[228]또한， 도 15에 대한 설명에 있어서 전송포인트 장치 (10)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치 (20)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
[229]상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[230]하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDsCProgrammable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서， 컨트를러， 마이크로 컨트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[231 ]펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[232]상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도톡 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라ᅳ 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[233]본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[234]상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선통신시스템에서 전송 포인트가 신호를 전송하는 방법에 있어서，
파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해， 복소 변조 심볼들을 생성하는 단계;
상기 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장을 적용하는 단계 ; 및
상기 확장된 복소 변조 심볼들을 자원 요소에 매핑하는 단계
를 포함하며，
상기 프리코딩 행렬은 다음 행렬을 포함하며,
Figure imgf000033_0001
상기 심볼 확장은 상기 프리코딩 행렬의 하나의 열 (column)의 요소 (element)를 상기 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는， 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서，
상기 열의 요소가 곱해진 복소 변조 심볼들은 주파수 축 상에서 인접한 요소에 매핑되는， 신호 전송 방법.
[청구항 3】
저 12항에 있어서，
상기 각 열은 상기 전송 포인트를 포함한 세 개의 전송포인트에서 사용되는， 신호 전송 방법.
【청구항 4】
제 3항에 있어서,
상기 세 개의 전송 포인트는 intra-site CoMP (Coordinated Multipoint)를 위한 것인， 신호 전송 방법.
【청구항 5】
제 3항에 있어서， 상기 세 개의 전송포인트 각각에 의해 사용되는 상기 프리코딩 행렬의 각 열은 서로 중첩되지 않는, 신호 전송 방법.
【청구항 6】
제 1항에 있어서,
상기 단말을 위한 코드워드를 스크램블링하는 단계; 및
상기 스크램블된 코드워드를 변조하여 상기 복소 변조 심볼들을 생성하는 단계; 를 포함하는， 신호 전송 방법.
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 코드워드의 생성， 상기 스크램블링 및 상기 복소 변조 심볼의 생성은， 상기 복소 변조 심볼들이 매핑되는 자원 요소가, 파셜 커넥티드 간섭 채널이 아닌 경우의 1/2이라는 가정하에 수행되는， 신호 전송 방법.
【청구항 8】
제 1항에 있어서,
상기 매핑된 복소 변조 심볼들로부터 OFDM 신호를 생성하여 전송하는 단계; 를 더 포함하는， 신호 전송 방법.
【청구항 9】
제 1항에 있어서，
상기 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태는， 상기 단말을 기준으로 3개의 전송 포인트를 가정할 때， 신호 강도가 미리 설정된 제 1 임계치보다 큰 2개의 강한 채널 (strong channel)과 신호 강도가 미리 설정된 제 2 임계치보다 작은 1개의 약한 채널 (weak channel)로 구성되는, 신호 전송 방법.
【청구항 10】
제 9항에 있어서，
상기 강한 채널 및 상기 약한 채널은 2 심볼 동안 정적 (static)이라고 가정되는， 신호 전송 방법.
【청구항 11】
제 1항에 있어서，
단말들로부터 채널상태보고를 수신하는 단계; 및
상기 채널상태보고에 기초하여 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 선정하는 단계 ;
를 더 포함하는, 신호 전송 방법.
【청구항 12]
제 11항에 있어서,
상기 채널상태보고는 백홀을 통해 전송포인트간에 공유되는， 신호 전송 방법.
【청구항 13]
제 1항에 있어서,
프리코딩 행렬은,
Figure imgf000035_0001
이며, 0≤a≤ 2π 인, 신호 전송 방법.
【청구항 14】
제 1항에 있어서，
상 프리코딩 행렬은，
Figure imgf000035_0002
이며， 0 < α < 2 τ , 0 < δ≤2π 인, 신호 전송 방법.
【청구항 15]
무선통신시스템에서 전송포인트 장치에 있어서,
수신 모들; 및
프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는， 파셜 커넥티드 간섭 채널 상태의 단말을 위해， 복소 변조 심블들올 생성하고， 상기 복소 변조 심볼들 각각을 프리코딩 행렬을 사용하여 심볼 확장을 적용하고， 상기 확장된 복소 변조 심볼들을 자원 요소에 매핑하며，
상기 프리코딩 행렬은 다음 행렬을 포함하며，
Figure imgf000036_0001
상기 심볼 확장은 상기 프리코딩 행렬의 하나의 열 (column)의 요소 (element)를 복소 변조 심볼 각각에 곱함으로써 수행되는， 전송포인트 장치.
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