WO2015082727A1 - Sistema y método de control de un dispositivo de conmutación integrado en un convertidor electrónico y célula de conmutación que comprende dicho sistema - Google Patents

Sistema y método de control de un dispositivo de conmutación integrado en un convertidor electrónico y célula de conmutación que comprende dicho sistema Download PDF

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WO2015082727A1
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door
switching
resistor
switching device
diode
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PCT/ES2013/070837
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Roberto GONZÁLEZ SENOSIÁIN
Julián Balda Belzunegui
Luis PÉREZ NICUESA
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Ingeteam Power Technology, S.A.
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    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy

Definitions

  • the present invention has its main field of application in the industry for the design of electronic devices and, more particularly, for those conceived within the sector of power systems for photovoltaic solar energy conversion.
  • the invention could also be applicable in other fields such as wind generation, power generation by electrochemical cells or other devices that provide continuous energy.
  • the object of the invention is to extend the working voltage range in the switching devices in order to increase the power of the electronic DC / AC converter that conditions the energy produced by the photovoltaic panels and injects it into the power grid by improving the cost and increased the efficiency of the photovoltaic installation.
  • the photovoltaic installations of network connection are formed by a set of photovoltaic panels (also called photovoltaic generator) and an electronic DC / AC converter (hereinafter converter), also called inverter, which conditions the energy produced by the photovoltaic panels and it injects it into the mains, where DC is direct current and AC alternating current.
  • a set of photovoltaic panels also called photovoltaic generator
  • an electronic DC / AC converter also called inverter
  • In fig. 1a represents what is meant by DC voltage V C c of a converter for connection to single-phase alternating voltage V C A of the prior art.
  • In fig. 1 b represents what is meant by DC voltage in a converter for alternating connection V C A three-phase of the state of the art.
  • the DC voltage V C c and the voltage of the photovoltaic panel will be the same.
  • the DC voltage and the voltage of the photovoltaic panel will be different.
  • the value of the minimum continuous voltage is determined by the conversion structure of the converter used and by the value of the alternating voltage (that is, voltage of the electricity grid in photovoltaic installations connected to the network).
  • the value of the maximum DC voltage that the converter can withstand is determined by the characteristics of the components used in the converter, usually the most critical elements being the capacitor used to stabilize the DC voltage and the devices switching (eg transistors and / or diodes).
  • MOSFETs metal-oxide-semiconductor field effect transistor / Metal-oxide-field-effect transistor semiconductor
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistor bipolar transistor
  • Photovoltaic installations require converters with a wide DC voltage range that allows working in the range between the maximum power point voltage (Vmpp) of the photovoltaic generator at maximum ambient temperature, and the open circuit voltage (Voc) at minimum room temperature.
  • Vmpp maximum power point voltage
  • Voc open circuit voltage
  • the value of these voltages will depend on the configuration of photovoltaic panels used (number of panels in series), the ambient temperature and their technology.
  • the converter can be connected to higher voltage networks, increasing the power of the converter, making the price of the photovoltaic system better profitable by delivering more power to the network with the same hardware.
  • the maximum continuous voltage limit of a typical photovoltaic installation is set at 1000 V due to the insulation levels of the photovoltaic panels. These DC voltage levels could damage the converters with 1200 V transistor switching devices with traditional switching techniques, since the overvoltages caused during the transistor switching due to the parasitic inductances (especially during the shutdown of the transistor) may exceed the limit of 1200 V.
  • the converters are formed from elementary switching cells, formed by a DC voltage stabilization capacitor C, two transistors T1 and T2 in series and an output inductance L connected at the midpoint of junction of transistors T1 and T2.
  • Said figure 2 also shows the parasitic inductances L3 and L4 between the capacitor C and the transistors T1 and T2, and the internal parasitic inductances L1 and L2 of the transistors T1 and T2, which depend on their manufacture.
  • the parasitic inductances L3 and L4 should be reduced as much as possible in the design phase, because during the switching on and off of transistors T1 and T2 the strong current variations in said parasitic inductances L3 and L4 cause overvoltages in transistors T1 and T2 .
  • the state of the transistors: on / off is controlled by the door-emitter voltage.
  • the control of this tension is done through of a controlled voltage source or driver D1 and D2 (hereinafter, voltage source) and a gate resistor Rg1 and Rg2 connected between each voltage source D1 and D2 and the gate G1 and G2 of each transistor T1 and T2.
  • a controlled voltage source or driver D1 and D2 hereinafter, voltage source
  • Rg1 and Rg2 connected between each voltage source D1 and D2 and the gate G1 and G2 of each transistor T1 and T2.
  • the transmitter E1 and E2 is shown, as well as the collector CL1 and CL2 of transistors T1 and T2.
  • the voltage source is capable of imposing different voltage levels on its output depending on a control signal sent from, for example, the converter control unit.
  • An example of the state of the art of voltage sources can be the hcpl-316j or hcpl-3120 of AVAGO, among others.
  • the dynamics of the door-emitter voltage set the rate of variation of current by the transistor (current derivative) during its on and off and, therefore, the surges that appear in the parasitic inductances.
  • the lower the ohmic value of the gate resistance the greater the current derivative.
  • the overvoltages produced by the current variations in the parasitic inductances during the switching on and off of the transistors are more critical during switching off, where current derivatives greater than those of the ignition are reached.
  • FIG. 4a Another alternative used to not work with voltages close to the limit voltages of the converter components can be seen schematically in Figure 4a. It consists of adding elements outside the converter that reduce the DC voltage of the photovoltaic generator from its open circuit voltage Voc to a safe value, from which the switching devices of the converter start to operate. Thus, for example, part of the energy of the photovoltaic panels can be consumed in controlled resistors (also known as chopper).
  • controlled resistors also known as chopper
  • Figure 4b Another method used in the prior art for not working with voltages close to the limit voltages of the converter components is that shown in Figure 4b, which consists of integrating an auxiliary switching element between the photovoltaic generator and the converter. or a linear power supply that reduces the voltage of the photovoltaic generator.
  • FIG. 5.1a shows a wind topology formed by a wind generator of the type called "back-to-back" formed by two converters, a first AC / DC machine side converter and a second DC / AC network side converter.
  • FIG. 5.2a shows a storage system formed by a set of electrochemical cells that form the battery (BAT) and a converter that can be DC / AC or DC / DC for connection to single-phase alternating voltage of the prior art.
  • fig. 5.2b shows a storage system consisting of a set of electrochemical cells that form the battery (BAT) and a converter that can be DC / AC or DC / DC for connection to three-phase alternating voltage of the prior art.
  • FIG. 5.2c shows a diagram showing the evolution of the current (I) and the voltage (V) in different battery operating states (discharge, constant current charge, constant voltage charge, float, equalization).
  • I current
  • V voltage
  • BAT discharge, constant current load, constant voltage load, float
  • the system and method proposed in the present invention solve the drawbacks of the state of the art indicated above because it allows modifying the switching on and off conditions of a switching device of an electronic converter, hereinafter converter, for example, DC / AC or DC / DC or AC / DC, allowing the switching device to work with voltages closer to its breaking voltage and extending the maximum continuous voltage.
  • This modification can be performed dynamically, that is, the system can be activated or deactivated depending on the value of the DC voltage.
  • the invention consists of a system and a method for controlling the current derivative by a switching device by means of the gate voltage thereof, especially during shutdown and thus controlling the surges that appear in the parasitic inductances.
  • the elements of a switching device, three-terminal transistor type are the following: in the case of a collector IGBT (C), gate (G), emitter (E) and in the case of a drain MOSFET (D), gate (G), supplier (S).
  • C collector IGBT
  • G gate
  • E emitter
  • D drain MOSFET
  • G gate
  • S supplier
  • the transmitter of the switching device both to the transmitter, in case of using IGBT, and to the supplier, in case of using MOSFET.
  • the collector of the switching device both to the collector, in case of using IGBT, and to the drain, in case of using MOSFET.
  • the elements that constitute the door voltage control system of the switching device of the proposed invention are the following:
  • a voltage source or driver is provided.
  • a first circuit formed by a resistor and a first diode.
  • a second circuit formed by a second diode.
  • Y At least two door resistors.
  • the positive connection of the voltage source is connected to a first door resistor
  • a second door resistor is connected to the door of the switching device
  • the two door resistors are connected at a midpoint.
  • the first circuit formed by a resistor in series with a first diode, where the anode of the first diode joins the midpoint and the cathode of the first diode joins the resistor. At the same time, the other end of the resistance joins a point of attachment.
  • the second circuit formed by a second diode, where the cathode of the second diode joins the midpoint and the anode of the second diode joins the junction point.
  • the link point joins the capacity which in turn is in series with one end of the connecting element.
  • the other end of the connection element is connected to a common point.
  • the common point has the negative connection of the voltage source and the transmitter of the switching device.
  • the voltage source applies a positive voltage to the door of the switching device.
  • the voltage is applied through the door resistors (first door resistance and second door resistance), in addition, the capacity is charged through the first circuit (formed by the first diode and the resistance).
  • the order of magnitude of the resistance of the first circuit must be greater than the second door resistance so that the system of the invention does not affect the switching dynamics of the switching device, that is, so that the current flows to the door of the switching device.
  • the voltages at the door of the switching device and in the capacity will be equal to those of the voltage source.
  • the resistance of the first circuit will have a value that allows to load the capacity for the smallest ignition time that can be achieved in a switching device.
  • the voltage source applies a voltage that discharges the capacity through the second diode of the second circuit and the first door resistor.
  • the voltage of the door of the switching device will no longer be that of the voltage source but is what sets the capacity through the second diode and the second door resistor. In this way, it is possible to control its dynamics by means of the first door resistance and the capacity value, causing the shutdown time to increase with respect to the existing solutions in the state of the art.
  • connection element When the connection element is open, switching on and off is done through the first and second door resistors. Therefore, it is said resistors that set the switching on and off times of the switching device.
  • the switching on and off orders of the switching device are consigned from a control unit of the converter to the voltage source or driver.
  • the control unit of the connection device may be dependent or independent of the control unit of the converter, or be part of it.
  • control system described above is integrated in the elementary switching cell formed by two switching devices so that one of said systems is added for each of the switching devices that said cell has.
  • the switching devices have a delay between the on and off order that is applied to their door and their actual state (on - off).
  • the other device In the elementary switching cell, to turn on one device, the other device must be turned off, otherwise it will cause a short circuit. Therefore, an order to switch on a device must be given a time later than the delay to turn off the other device. This time between the order to turn off a device and the order to turn on another device is called dead time.
  • the downtime When the system of the invention is active, the downtime must be increased to prevent the two switching devices from being turned on at the same time, as the dynamics of the shutdown are slower.
  • the proposed invention allows modifying the switching on and off conditions of the switching devices, through the switching on and off of the connecting device by means of the control unit, avoiding unnecessary losses in the switching devices when, for example, working at continuous voltages away from breaking tensions.
  • Figures 1a and 1 b show two schematic figures with examples of connection of a converter for connection to single-phase and three-phase alternating voltage respectively.
  • Figure 1 c shows a diagram in which two power (W) - voltage (V) curves of a photovoltaic generator are reproduced for the same irradiance and for different ambient temperature values.
  • Figure 2 shows the electronic scheme of a basic switching cell according to the state of the art as well as the parasitic inductances thereof.
  • Figure 3 shows the electronic scheme of a state-of-the-art solution in which different door resistors are used when switching on and off.
  • Figure 4a shows the electronic scheme of another state-of-the-art solution in which controlled resistors (also known as chopper) are included.
  • Figure 4b shows the electronic scheme of another prior art solution in which an auxiliary switching element is included.
  • Figures 5.1 a and 5.1 b show schematically the operation scheme and behavior graph of wind generation systems.
  • Figures 5.2a, 5.2b, 5.2c schematically show the operation scheme and behavior graph of storage systems.
  • Figure 6 shows schematically the elements that constitute the control circuit of the gate voltage of a transistor according to the state of the art.
  • Figure 7 shows the electronic scheme of a possible practical embodiment of the invention.
  • Figure 8 shows the electronic scheme of another example of practical embodiment of the invention.
  • Figure 9 shows the electronic scheme of yet another practical embodiment of the invention.
  • Figure 10a shows the electronic scheme of a last example of practical embodiment of the invention.
  • Figure 10b shows the electronic scheme of a variant of the embodiment shown in Figure 10a.
  • Figure 11 shows the electronic scheme of an elementary switching cell formed by two transistors according to the solution proposed by the invention in Figure 7.
  • Figure 12 shows a graph in which the ignition times of each transistor of an elementary switching cell are represented as well as the dead time for each voltage source.
  • Figure 13 schematically shows a possible configuration of the control structure of the switching device integrated in a converter of the invention.
  • FIG. 6 shows the typical structure of the state of the art of a switching device (1) and consists of a voltage source or driver (3) and a resistor (2) connected in series.
  • the system of the invention is directed to a particular structure of an elementary switching cell which has an electronic converter (hereinafter converter, for example, DC / AC or DC / DC or AC / DC) of, for example, photovoltaic generators, electrochemical generators or cells and wind generators, among others.
  • converter for example, DC / AC or DC / DC or AC / DC
  • the objective is to inject the electrical energy produced by the generators to, for example, the electricity grid, so that limit the surges that support your switching devices, for example transistors.
  • the control system of a switching device (1) type transistor of three terminals is defined: in the case of a collector IGBT (C), gate (G), emitter (E) and in the case of a drain MOSFET (D), door (G), dispenser (S).
  • the transmitter of the switching device both to the transmitter, in case of using IGBT, and to the supplier, in case of using MOSFET.
  • the collector of the switching device both to the collector, in case of using IGBT, and to the drain, in case of using MOSFET.
  • the control system of the invention is integrated in a converter and comprises:
  • a voltage source or driver (3)
  • connection element (8) controlled by a control unit (12) that governs its opening and closing so that if the connection element (8) is closed the system of the invention will be connected and, if the connection element ( 8) the system of the invention is open will not be connected;
  • the connection element can be of the MOSFET type, bipolar transistor, switch, relay, among others;
  • the first door resistor (21) is connected to the positive connection of the voltage source (3);
  • the second door resistor (22) is connected to the door of the switching device (1), and
  • the two door resistors (21, 22) are connected at a midpoint (a). Where in said midpoint (a) they also connect:
  • the first circuit formed by a resistor (6) in series with a first diode (5), where the anode of the first diode (5) joins the midpoint (a) and the cathode of the first diode (5) joins a end of resistance (6). At the same time, the other end of the resistor (6) joins a link point (b).
  • the second circuit formed by a second diode (4), where the cathode of the second diode (4) joins the midpoint (a) and the anode of the second diode (4) joins the junction point (b).
  • the link point (b) joins the capacity (7) which in turn is in series with one end of the connection element (8).
  • the other end of the connecting element (8) is connected to a common point of the circuit (c).
  • the common point (c) has the negative connection of the voltage source (3) and the transmitter of the switching device (1).
  • FIG 8 Another possible practical embodiment of the invention is that shown in Figure 8, where a parallel diode (9) is added between the voltage source (3) and the midpoint (a) with the first door resistor (21) , connecting the anode of the diode in parallel (9) to the positive connection of the voltage source (3) and the cathode of the diode in parallel (9) to said midpoint (a).
  • FIG 9 another possible practical embodiment is shown in which in addition to the parallel diode (9) of the preferred embodiment shown in Figure 8, it is included a Zener diode (10) in the second circuit (formed by the second diode (4)) such that said Zener diode (10) is placed in series with the second diode (4) so that the anode of the second diode (4 ) is connected to the anode of the Zener diode (10), and the cathode of the Zener diode (10) to the link point (b).
  • a Zener diode (10) in the second circuit (formed by the second diode (4)) such that said Zener diode (10) is placed in series with the second diode (4) so that the anode of the second diode (4 ) is connected to the anode of the Zener diode (10), and the cathode of the Zener diode (10) to the link point (b).
  • the switching off dynamics of the switching device is achieved faster, thus reducing the necessary dead times.
  • the voltage of the door of the switching device will no longer be that of the voltage source but is what sets the capacity through the second diode (9), the voltage of the Zener diode (10) and the second door resistor ( 22).
  • FIG 10a Another possible practical embodiment shown in figure 10a, which consists in adding to the embodiment of figure 7 a class B amplifier stage (1 1), such as a "push-pull" device that increases the current capacity and therefore, use a switching device (1) of more power or several switching devices (1) in parallel.
  • a Zener diode (10) is included in the second circuit formed by the second diode (4) so that said Zener diode (10) is placed in series with the second diode (4) so that the anode of the second diode (4) is connected to the anode of the Zener diode (10), and the cathode of the Zener diode (10) to the link point (b).
  • the amplifier stage (11) is connected between a first midpoint (e) and a second midpoint (d), the first midpoint (e) being defined by the junction of the second circuit and the first gate resistor (21) and , the second midpoint (d), defined by the first circuit and the second door resistor (22).
  • the amplifier stage (11) of class B can also be connected between the second door resistor (22) and the midpoint (a) as can be seen in Figure 10b.
  • FIG 1 1 the electronic scheme of an elementary switching cell according to the system of the invention formed by two control systems (T1 and T2) of two switching devices (101) is shown. and 102) according to the preferred embodiment shown in Figure 7.
  • This embodiment in an elementary switching cell is also valid for the preferred embodiments shown in Figure 8, 9 and 10.
  • a DC voltage stabilization capacitor (13) and an output inductance (14) connected at the junction point of the switching devices (1 01, 1 02) are observed.
  • FIG 12 a graph is shown in which the ignition times of each switching device (1 01, 1 02) respectively located in the control systems (T1, T2) of the circuit of the figure are shown 1 1 (set i and t on 2 respectively) as well as the dead time (t muer to) for each driver or voltage source (V 30 i and V302), where V 30 i is the voltage applied to the upper switching device door T1 of the elementary switching cell and V 30 2 is the voltage applied to the door of the lower switching device T2 of the elementary switching cell of the circuit of said Figure 1 1.
  • the system of the invention is capable of presenting different control units for both the converter and the voltage source (3).
  • the converter control unit (1 32) and the voltage source control unit (1 33) are independent of each other.
  • the converter control unit (132) integrates the voltage source control unit (1 33).
  • the converter control unit (1 32) integrates the voltage source control unit (1 33) and the control unit (12) of the connection element (8).
  • Figure 13 shows a possible embodiment in which both are independent and the control unit of the converter (1 32) governs both the control unit (1 33) of the voltage source (3) and the control unit ( 12) of the connection element (8).
  • the present invention presents an efficient and economical method for controlling a switching device of an electronic converter so that the overvoltage is minimized at the time of switching and allows for safe use, for example, switching devices 1200 volt type transistors for 1 000 volt applications.

Abstract

La presente invención recoge un sistema y un método de control de un dispositivo de conmutación (1) integrado en un convertidor electrónico que tiene por objeto extender el rango de tensión de trabajo de los dispositivos de conmutación y, así, aumentar la potencia del convertidor electrónico CC/CA que acondiciona la energía producida por un sistema de generación de energía y la inyecta a la red eléctrica. Básicamente comprende una fuente de tensión (3), una capacidad (7), una primera resistencia de puerta (21) y una segunda resistencia de puerta (22), un primer circuito formado por una resistencia (6) en serie con un primer diodo (5), un segundo circuito formado por un segundo diodo (4) y un elemento de conexión (8) controlado por una unidad de control (12) que gobierna su apertura y cierre. Asimismo, también es objeto de la presente invención una célula de conmutación para un convertidor electrónico que comprende dicho sistema de control.

Description

SISTEMA Y MÉTODO DE CONTROL DE UN DISPOSITIVO DE CONMUTACIÓN INTEGRADO EN UN CONVERTIDOR ELECTRÓNICO Y CÉLULA DE CONMUTACIÓN QUE COMPRENDE DICHO SISTEMA
Objeto de la invención
La presente invención tiene su principal campo de aplicación en la industria destinada al diseño de dispositivos electrónicos y, más particularmente, a los concebidos dentro del sector de los sistemas de potencia para conversión de energía solar fotovoltaica. La invención también podría ser aplicable en otros campos como la generación eólica, generación de energía mediante células electroquímicas u otros dispositivos que proporcionen una energía continua.
Más concretamente, el objeto de la invención es extender el rango de tensión de trabajo en los dispositivos de conmutación para conseguir aumentar la potencia del convertidor electrónico CC/CA que acondiciona la energía producida por los paneles fotovoltaicos y la inyecta a la red eléctrica mejorando el coste y aumentado la eficiencia de la instalación fotovoltaica.
Antecedentes de la invención
Las instalaciones fotovoltaicas de conexión a red están formadas por un conjunto de paneles fotovoltaicos (también llamado generador fotovoltaico) y un convertidor electrónico CC/CA (de aquí en adelante convertidor), también denominado inversor, que acondiciona la energía producida por los paneles fotovoltaicos y la inyecta a la red eléctrica, donde CC es corriente continua y CA corriente alterna.
En la fig. 1a se representa qué se entiende por tensión de continua VCc de un convertidor para conexión a tensión alterna monofásica VCA del estado de la técnica. En la fig. 1 b se representa qué se entiende por tensión de continua en un convertidor para conexión alterna VCA trifásica del estado de la técnica. En el caso de que el convertidor esté conectado directamente al panel fotovoltaico, la tensión de continua VCc y la tensión del panel fotovoltaico será la misma. En el caso de que el convertidor esté conectado al panel fotovoltaico mediante, por ejemplo, un convertidor CC/CC, la tensión de continua y la tensión del panel fotovoltaico serán distintas. Así, se establece que el valor de la tensión de continua mínima queda determinada por la estructura de conversión del convertidor utilizada y por el valor de la tensión de alterna (es decir, tensión de la red eléctrica en instalaciones fotovoltaicas conectadas a la red).
Por otro lado, el valor de la tensión de continua máxima que el convertidor puede soportar queda determinada por las características de los componentes utilizados en el convertidor, siendo por lo general los elementos más críticos el condensador utilizado para estabilizar la tensión de continua y los dispositivos de conmutación (p.ej. transistores y/o diodos).
Habitualmente los transistores utilizados en convertidores dependen de la topología del convertidor, de la tensión de continua y de la potencia del convertidor. Siendo los transistores más utilizados MOSFETs (transistor efecto de campo metal-óxido- semiconductor / Metal-oxide-semiconductor Field-effect transistor) e IGBTs (transistor bipolar de puerta aislada / Insulated Gate Bipolar Transistor). Sin embargo, las tensiones de ruptura de estos dispositivos de conmutación no se adaptan a las necesidades concretas de cada convertidor, sino que siguen valores estándar como por ejemplo: 600 V, 1200 V y 1700 V.
Las instalaciones fotovoltaicas requieren convertidores con un amplio rango de tensión de continua que permita trabajar en el rango comprendido entre la tensión del punto de máxima potencia (Vmpp) del generador fotovoltaico a máxima temperatura ambiente, y la tensión de circuito abierto (Voc) a mínima temperatura ambiente. El valor de estas tensiones dependerá de la configuración de paneles fotovoltaicos utilizada (número de paneles en serie), de la temperatura ambiente y de la tecnología de los mismos. En la figura 1 c se muestran dos curvas de potencia (W) - tensión (V) de un generador fotovoltaico del estado de la técnica para una misma irradiancia y para distintos valores de temperatura ambiente (P^ = 45 °C y P2 = -10 °C).
Por otro lado, la tendencia en el diseño de instalaciones fotovoltaicas es aumentar la tensión de continua con el fin de reducir las pérdidas por efecto Joule en el cableado de continua de la instalación fotovoltaica. No obstante, si se aumenta la tensión de continua hasta valores límites, se puede llegar a situaciones en las que los dispositivos de conmutación del convertidor trabajen cerca de sus límites físicos (tensión de ruptura).
Además, al aumentar la tensión de continua, el convertidor puede conectarse a redes de mayor tensión, incrementando la potencia del convertidor, rentabilizando mejor el precio de la instalación fotovoltaica al conseguir entregar más potencia a la red con el mismo hardware.
En la actualidad, el límite de tensión de continua máxima de una instalación fotovoltaica típica está fijado en 1000 V debido a los niveles de aislamiento de los paneles fotovoltaicos. Estos niveles de tensión de continua podrían llegar a dañar los convertidores con dispositivos de conmutación tipo transistores de 1200 V con las técnicas de conmutación tradicionales, ya que las sobretensiones provocadas durante las conmutaciones de los transistores debidas a las inductancias parásitas (especialmente durante el apagado del transistor) podrían sobrepasar el límite de los 1200 V.
Según puede verse en la figura 2 del estado de la técnica, los convertidores están formados a partir de células elementales de conmutación, formadas por un condensador C de estabilización de la tensión de continua, dos transistores T1 y T2 en serie y una inductancia de salida L conectada en el punto medio de unión de los transistores T1 y T2. Dicha figura 2 muestra también las inductancias parásitas L3 y L4 entre el condensador C y los transistores T1 y T2, y las inductancias parásitas L1 y L2 internas de los transistores T1 y T2, que dependen de la fabricación de los mismos.
Las inductancias parásitas L3 y L4 deberán ser reducidas lo máximo posible en la fase de diseño, pues durante el encendido y apagado de los transistores T1 y T2 las fuertes variaciones de corriente en dichas inductancias parásitas L3 y L4 provocan sobretensiones en los transistores T1 y T2.
Como es conocido, el estado de los transistores: encendido / apagado, se controla a través de la tensión puerta - emisor. El control de esta tensión se hace a través de una fuente de tensión controlada o driver D1 y D2 (en adelante, fuente de tensión) y una resistencia de puerta Rg1 y Rg2 conectada entre cada fuente de tensión D1 y D2 y la puerta G1 y G2 de cada transistor T1 y T2. En la Fig. 2 se representa además de la puerta G1 y G2, el emisor E1 y E2, así como el colector CL1 y CL2 de los transistores T1 y T2. La fuente de tensión es capaz de imponer a su salida niveles de tensión diferentes en función de una señal de control enviada desde, por ejemplo, la unidad de control del convertidor. Un ejemplo de estado de la técnica de fuentes de tensión pueden ser el hcpl-316j o hcpl-3120 de AVAGO, entre otros.
La dinámica de la tensión puerta - emisor fija la tasa de variación de corriente por el transistor (derivada de corriente) durante su encendido y apagado y, por tanto, las sobretensiones que aparecen en las inductancias parásitas. Así, a menor valor óhmico de la resistencia de puerta, mayor derivada de corriente.
Además, hay una relación entre la dinámica de dicha tensión puerta-emisor y las pérdidas por conmutación en los transistores que se traduce en que, a mayor velocidad de encendido, menores pérdidas.
Las sobretensiones producidas por las variaciones de corriente en las inductancias parásitas durante el encendido y el apagado de los transistores son más críticas durante el apagado, donde se alcanzan derivadas de corriente superiores a las del encendido.
Una solución del estado de la técnica para reducir las sobretensiones en el apagado puede verse en la figura 3 (Semikron - Application Note AN 7003 Markus Hermwille) y consiste en utilizar diferentes resistencias de puerta (RGTI , RGT2) en el encendido y en el apagado. Sin embargo, esta solución cuenta con la desventaja de que las condiciones de trabajo son fijas y por lo tanto las pérdidas, si se quieren reducir mucho las sobretensiones, son grandes.
Otra alternativa utilizada para no trabajar con tensiones cercanas a las tensiones límites de los componentes del convertidor puede verse de forma esquemática en la figura 4a. Consiste en añadir elementos ajenos al convertidor que reduzcan la tensión de continua del generador fotovoltaico desde su tensión de circuito abierto Voc hasta un valor seguro, a partir del cual los dispositivos de conmutación del convertidor comienzan a funcionar. Así, por ejemplo, se puede consumir parte de la energía de los paneles fotovoltaicos en resistencias controladas (también conocido como chopper).
Las soluciones anteriores presentan, sin embargo, varios inconvenientes. Uno de ellos es el aumento en el coste de la instalación fotovoltaica, y otro, que no permiten incrementar de manera progresiva la potencia de salida, como lo exigen ciertas normativas de red.
Así, otro método empleado en el estado de la técnica para no trabajar con tensiones cercanas a las tensiones límites de los componentes del convertidor es el mostrado en la figura 4b, que consiste en integrar entre el generador fotovoltaico y el convertidor un elemento de conmutación auxiliar o una fuente de alimentación lineal que reduce la tensión del generador fotovoltaico.
No obstante, aunque este tipo de soluciones pueden ser útiles en instalaciones de baja potencia, no lo son en instalaciones de media y alta potencia porque las pérdidas que se producen en el elemento de conmutación auxiliar son muy elevadas.
Por último, otro método alternativo también conocido y muy extendido consiste en utilizar transistores de un rango de tensión superior. Sin embargo, estas soluciones presentan también inconvenientes como son el aumento de pérdidas del convertidor y un evidente incremento del coste económico.
Esta problemática aquí planteada para instalaciones fotovoltaicas también se presenta en otros sistemas de generación como, por ejemplo: sistemas eólicos del tipo representado en las figuras 5.1 a, 5.1 b y sistemas de almacenamiento del tipo representado en las figuras 5.2a, 5.2b, y 5.2c.
Más concretamente: En la fig. 5.1a se muestra una topología eólica formada por un generador eólico del tipo denominado "back-to-back" formado por dos convertidores, un primer convertidor lado máquina CA/CC y un segundo convertidor lado red CC/CA.
En la fig. 5.1 b se muestra la curva potencia - tensión del generador característica de un generador eólico. Normalmente, el punto de trabajo está en las tensiones que dan la máxima potencia (Vmpp) pero bajo ciertas circunstancias puede ser interesante trabajar con tensiones más elevadas (cercanas a la Voc).
En la fig. 5.2a se muestra un sistema de almacenamiento formado por un conjunto de células electroquímicas que forman la batería (BAT) y un convertidor que puede ser CC/CA o CC/CC para conexión a tensión alterna monofásica del estado de la técnica.
En la fig. 5.2b se muestra un sistema de almacenamiento formado por un conjunto de células electroquímicas que forman la batería (BAT) y un convertidor que puede ser CC/CA o CC/CC para conexión a tensión alterna trifásica del estado de la técnica.
En la fig. 5.2c se muestra un diagrama que muestra la evolución de la corriente (I) y la tensión (V) en diferentes estados de funcionamiento de la batería (descarga, carga con corriente constante, carga con tensión constante, flotación, ecualización). Como se puede observar, durante el estado de ecualización la tensión del conjunto de células electroquímicas que forman la batería (BAT) es más elevada que en los estados habituales de funcionamiento (descarga, carga con corriente constante, carga con tensión constante, flotación).
Por tanto, se hace necesario en el estado de la técnica un sistema de control para cualquier tipo de convertidor (CC/CC o CC/CA o CA/CC) que además cuente con dispositivos de conmutación que trabajen con tensiones de continua cercanas a sus tensiones de ruptura. Descripción de la invención
El sistema y método propuestos en la presente invención resuelven los inconvenientes del estado de la técnica antes señalados pues permite modificar las condiciones de encendido y apagado de un dispositivo de conmutación de un convertidor electrónico, en adelante convertidor, por ejemplo, CC/CA o CC/CC o CA/CC, permitiendo al dispositivo de conmutación trabajar con tensiones más cercanas a su tensión de ruptura y ampliando la tensión de continua máxima. Esta modificación se puede realizar de forma dinámica, es decir, el sistema se puede activar o desactivar en función del valor de la tensión de continua.
La invención consiste en un sistema y un método para controlar la derivada de corriente por un dispositivo de conmutación por medio de la tensión de puerta de los mismos, especialmente durante el apagado y así controlar las sobretensiones que aparecen en las inductancias parásitas.
Los elementos de un dispositivo de conmutación, tipo transistor de tres terminales son los siguientes: en el caso de un IGBT colector (C), puerta (G), emisor (E) y en el caso de un MOSFET drenador (D), puerta (G), surtidor (S). Por simplificar, de ahora en adelante se denomina emisor del dispositivo de conmutación, tanto al emisor, en caso de utilizar IGBT, como al surtidor, en caso de utilizar MOSFET. Del mismo modo, de ahora en adelante se denomina colector del dispositivo de conmutación, tanto al colector, en caso de utilizar IGBT, como al drenador, en caso de utilizar MOSFET.
Los elementos que constituyen el sistema de control de la tensión de puerta del dispositivo de conmutación de la invención propuesta son los siguientes:
Una fuente de tensión o driver,
Una capacidad.
Un primer circuito formado por una resistencia y un primer diodo.
Un segundo circuito formado por un segundo diodo.
Un elemento de conexión controlado por una unidad de control que gobierna su apertura y cierre de forma que si el elemento de conexión está cerrado el sistema de la invención estará conectado y, si el elemento de conexión está abierto el sistema de la invención no estará conectado; y - Al menos dos resistencias de puerta.
De forma que:
la conexión positiva de la fuente de tensión se conecta a una primera resistencia de puerta;
a la puerta del dispositivo de conmutación se conecta una segunda resistencia de puerta, y
las dos resistencias de puerta se conectan en un punto medio.
Donde en dicho punto medio se conectan:
El primer circuito formado por una resistencia en serie con un primer diodo, donde el ánodo del primer diodo se une al punto medio y el cátodo del primer diodo se une a la resistencia. Al mismo tiempo, el otro extremo de la resistencia se une a un punto de enlace.
El segundo circuito formado por un segundo diodo, donde el cátodo del segundo diodo se une al punto medio y el ánodo del segundo diodo se une al punto de enlace.
Y donde además:
El punto de enlace se une con la capacidad que a su vez está en serie con un extremo del elemento de conexión. El otro extremo del elemento de conexión se conecta a un punto común. El punto común tiene la conexión negativa de la fuente de tensión y el emisor del dispositivo de conmutación.
De esta forma, durante el encendido del dispositivo de conmutación con el elemento de conexión cerrado, la fuente de tensión aplica una tensión positiva a la puerta del dispositivo de conmutación. La tensión se aplica a través de las resistencias de puerta (primera resistencia de puerta y segunda resistencia de puerta), además, la capacidad se carga a través del primer circuito (formado por el primer diodo y la resistencia). El orden de magnitud de la resistencia del primer circuito debe ser superior a la segunda resistencia de puerta para que el sistema de la invención no afecte a la dinámica del encendido del dispositivo de conmutación, es decir, para que la corriente circule hacia la puerta del dispositivo de conmutación. Las tensiones en la puerta del dispositivo de conmutación y en la capacidad serán iguales a las de la fuente de tensión. La resistencia del primer circuito tendrá un valor que permita cargar la capacidad para el tiempo de encendido más pequeño que se quiera conseguir en dispositivo de conmutación. Por otro lado, durante el apagado del dispositivo de conmutación con el elemento de conexión cerrado, la fuente de tensión aplica una tensión que descarga la capacidad a través del segundo diodo del segundo circuito y la primera resistencia de puerta. En este caso, la tensión de la puerta del dispositivo de conmutación ya no será la de la fuente de tensión sino que es la que fija la capacidad a través del segundo diodo y la segunda resistencia de puerta. De este modo se consigue controlar su dinámica mediante la primera resistencia de puerta y el valor de la capacidad, haciendo que el tiempo de apagado aumente con respecto a las soluciones existentes en el estado de la técnica.
Cuando el elemento de conexión está abierto, el encendido y apagado se realiza a través de la primera y segunda resistencia de puerta. Por tanto, son dichas resistencias las que fijan los tiempos de encendido y apagado del dispositivo de conmutación.
Las órdenes de encendido y apagado del dispositivo de conmutación se consignan desde una unidad de control del convertidor a la fuente de tensión o driver. Además, la unidad de control del dispositivo de conexión puede ser dependiente o independiente de la unidad de control del convertidor, o formar parte del mismo.
Así, el sistema de control antes descrito se integra en la célula elemental de conmutación formada por dos dispositivos de conmutación de forma que se añade uno de dichos sistemas por cada uno de los dispositivos de conmutación con los que cuenta dicha célula.
Por otro lado se tiene que los dispositivos de conmutación presentan un retardo entre la orden de encendido y apagado que se aplica en su puerta y su estado real (encendido - apagado). En la célula elemental de conmutación, para encender un dispositivo, el otro dispositivo debe estar apagado, pues si no es así se producirá un cortocircuito. Por lo tanto, se debe dar orden de encendido de un dispositivo un tiempo después superior al retardo de apagado del otro dispositivo. Este tiempo entre la orden de apagado de un dispositivo y la orden de encendido de otro dispositivo se denomina tiempo muerto. Cuando el sistema de la invención esté activo, el tiempo muerto deberá aumentarse para evitar que los dos dispositivos de conmutación estén encendidos a la vez, al ser la dinámica de apagado más lenta. La invención propuesta permite modificar las condiciones de encendido y apagado de los dispositivos de conmutación, a través del encendido y apagado del dispositivo de conexión por medio de la unidad de control, evitando pérdidas innecesarias en los dispositivos de conmutación cuando, por ejemplo, se trabaje a tensiones de continua alejadas de las tensiones de ruptura.
Descripción de las figuras
Para complementar la descripción que se está realizando y con objeto de ayudar a una mejor comprensión de las características de la invención, de acuerdo con un ejemplo preferente de realización práctica de la misma, se acompaña como parte integrante de dicha descripción, un juego de dibujos en donde con carácter ilustrativo y no limitativo, se ha representado lo siguiente:
Figuras 1a y 1 b: muestran sendas figuras esquemáticas con ejemplos de conexión de un convertidor para conexión a tensión alterna monofásica y alterna trifásica respectivamente.
Figura 1 c: muestra un diagrama en el que se reproducen dos curvas de potencia (W) - tensión (V) de un generador fotovoltaico para una misma irradiancia y para distintos valores de temperatura ambiente.
Figura 2: muestra el esquema electrónico de una célula de conmutación básica según el estado de la técnica así como las inductancias parásitas del mismo.
Figura 3: muestra el esquema electrónico de una solución del estado de la técnica en la que se utilizan diferentes resistencias de puerta en el encendido y en el apagado.
Figura 4a: muestra el esquema electrónico de otra solución del estado de la técnica en la que se incluyen resistencias controladas (también conocido como chopper). Figura 4b: muestra el esquema electrónico de otra solución del estado de la técnica en la que se incluye un elemento de conmutación auxiliar.
Figuras 5.1 a y 5.1 b: muestran de forma esquemática el esquema de funcionamiento y gráfica de comportamiento de los sistemas de generación eólica.
Figuras 5.2a, 5.2b, 5.2c; muestran de forma esquemática el esquema de funcionamiento y gráfica de comportamiento de los sistemas de almacenamiento. Figura 6: muestra de forma esquemática los elementos que constituyen el circuito de control de la tensión de puerta de un transistor según el estado de la técnica. Figura 7: muestra el esquema electrónico de una posible realización práctica de la invención.
Figura 8: muestra el esquema electrónico de otro ejemplo de realización práctica de la invención.
Figura 9: muestra el esquema electrónico de otro ejemplo más de realización práctica de la invención.
Figura 10a: muestra el esquema electrónico de un último ejemplo de realización práctica de la invención.
Figura 10b: muestra el esquema electrónico de una variante del ejemplo de realización mostrado en la Figura 10a.
Figura 11 : muestra el esquema electrónico de una célula elemental de conmutación formada por dos transistores según la solución propuesta por la invención en la figura 7.
Figura 12: muestra, una gráfica en la que se representan los tiempos de encendido de cada transistor de una célula elemental de conmutación así como el tiempo muerto para cada fuente de tensión.
Figura 13: muestra de forma esquemática una posible configuración de la estructura de control del dispositivo de conmutación integrado en un convertidor de la invención.
Posibles realizaciones prácticas de la invención.
En la fig. 6 se muestra la estructura típica del estado de la técnica de un dispositivo de conmutación (1) y consta de una fuente de tensión o driver (3) y una resistencia (2) conectados en serie.
Como ya se ha dicho, el sistema de la invención se dirige a una particular estructura de una célula elemental de conmutación con la que cuenta un convertidor electrónico (en adelante convertidor, por ejemplo, CC/CA o CC/CC o CA/CC) de, por ejemplo, generadores fotovoltaicos, generadores o células electroquímicas y generadores eólicos, entre otros. El objetivo es inyectar la energía eléctrica producida por los generadores a, por ejemplo, la red eléctrica, de forma que se limiten las sobretensiones que soportan sus dispositivos de conmutación, por ejemplo transistores.
Esto se consigue mediante el control de la derivada de corriente por el dispositivo de conmutación, tipo MOSFET o IGBT por medio de su tensión de puerta, especialmente durante el apagado.
Para ello, y según una realización preferente mostrada en la figura 7, se define el sistema de control de un dispositivo de conmutación (1) tipo transistor de tres terminales: en el caso de un IGBT colector (C), puerta (G), emisor (E) y en el caso de un MOSFET drenador (D), puerta (G), surtidor (S). Por simplificar, de ahora en adelante se denomina emisor del dispositivo de conmutación, tanto al emisor, en caso de utilizar IGBT, como al surtidor, en caso de utilizar MOSFET. Del mismo modo, de ahora en adelante se denomina colector del dispositivo de conmutación, tanto al colector, en caso de utilizar IGBT, como al drenador, en caso de utilizar MOSFET.
El sistema de control de la invención se integra en un convertidor y comprende:
Una fuente de tensión o driver (3);
Una capacidad (7);
Un primer circuito formado por una resistencia (6) y un primer diodo (5); Un segundo circuito formado por un segundo diodo (4);
Un elemento de conexión (8) controlado por una unidad de control (12) que gobierna su apertura y cierre de forma que si el elemento de conexión (8) está cerrado el sistema de la invención estará conectado y, si el elemento de conexión (8) está abierto el sistema de la invención no estará conectado; el elemento de conexión puede ser de tipo MOSFET, transistor bipolar, interruptor, relé, entre otros;
- Al menos una primera resistencia de puerta (21) y una segunda resistencia de puerta (22) conectadas en serie entre la conexión positiva de la fuente de tensión (3) y la puerta del dispositivo de conmutación (1)
De forma que: a la conexión positiva de la fuente de tensión (3) se conecta la primera resistencia de puerta (21);
a la puerta del dispositivo de conmutación (1) se conecta la segunda resistencia de puerta (22), y
las dos resistencias de puerta (21 , 22) se conectan en un punto medio (a). Donde en dicho punto medio (a) además se conectan:
El primer circuito formado por una resistencia (6) en serie con un primer diodo (5), donde el ánodo del primer diodo (5) se une al punto medio (a) y el cátodo del primer diodo (5) se une a un extremo de la resistencia (6). Al mismo tiempo, el otro extremo de la resistencia (6) se une a un punto de enlace (b).
El segundo circuito formado por un segundo diodo (4), donde el cátodo del segundo diodo (4) se une al punto medio (a) y el ánodo del segundo diodo (4) se une al punto de enlace (b).
Y donde además:
El punto de enlace (b) se une con la capacidad (7) que a su vez está en serie con un extremo del elemento de conexión (8). El otro extremo del elemento de conexión (8) se conecta a un punto común del circuito (c). El punto común (c) tiene la conexión negativa de la fuente de tensión (3) y el emisor del dispositivo de conmutación (1).
Otra posible realización práctica de la invención es la mostrada en la figura 8, en donde entre la fuente de tensión (3) y el punto medio (a) se añade un diodo en paralelo (9) con la primera resistencia de puerta (21), conectándose el ánodo del diodo en paralelo (9) a la conexión positiva de la fuente de tensión (3) y el cátodo del diodo en paralelo (9) a dicho punto medio (a).
Con esta realización se consigue que durante el encendido del dispositivo de conmutación sólo participe la segunda resistencia de puerta (22) y ya no la primera resistencia de puerta (21). De este modo, aumenta el tiempo del encendido del dispositivo de conmutación.
En la figura 9, se muestra otra posible realización práctica en donde además del diodo en paralelo (9) de la realización preferida mostrada en las figura 8, se incluye un diodo Zener (10) en el segundo circuito (formado por el segundo diodo (4)) de forma que dicho diodo Zener (10) se sitúa en serie con el segundo diodo (4) de modo que el ánodo del segundo diodo (4) se conecta al ánodo del diodo Zener (10), y el cátodo del diodo Zener (10) al punto de enlace (b).
Con esta realización práctica se consigue que la dinámica de apagado del dispositivo de conmutación sea más rápida, reduciendo así los tiempos muertos necesarios. La tensión de la puerta del dispositivo de conmutación ya no será la de la fuente de tensión sino que es la que fija la capacidad a través del segundo diodo (9), la tensión del diodo Zener (10) y la segunda resistencia de puerta (22).
Otra posible realización práctica mostrada en la figura 10a, que consiste en añadir a la realización de la figura 7 una etapa amplificadora (1 1) de clase B, como por ejemplo un dispositivo "push-pull" que permite aumentar la capacidad de corriente y, por lo tanto, utilizar un dispositivo de conmutación (1) de más potencia o varios dispositivos de conmutación (1) en paralelo. Además, y tal y como puede verse en la referida figura 10a, se incluye un diodo Zener (10) en el segundo circuito formado por el segundo diodo (4) de forma que dicho diodo Zener (10) se sitúa en serie con el segundo diodo (4) de modo que el ánodo del segundo diodo (4) se conecta al ánodo del diodo Zener (10) , y el cátodo del diodo Zener (10) al punto de enlace (b). La etapa amplificadora (11) se conecta entre un primer punto medio (e) y un segundo punto medio (d), estando el primer punto medio (e) definido por la unión del segundo circuito y la primera resistencia de puerta (21) y, el segundo punto medio (d), definido por el primer circuito y la segunda resistencia de puerta (22). La etapa amplificadora (11) de clase B también puede conectarse entre la segunda resistencia de puerta (22) y el punto medio (a) tal y como puede verse en la figura 10b.
Así, según lo anterior y a modo de ejemplo, en la figura 1 1 se muestra el esquema electrónico de una célula elemental de conmutación según el sistema de la invención formada por dos sistemas de control (T1 y T2) de sendos dispositivos de conmutación (101 y 102) según la realización preferente mostrada en la figura 7. Esta realización en una célula elemental de conmutación es también válida para las realizaciones preferentes mostradas en la figura 8, 9 y 10. Además, en dicha figura se observan un condensador de estabilización de la tensión de continua (13) y una inductancia de salida (14) conectada en el punto de unión de los dispositivos de conmutación (1 01 , 1 02).
Por otro lado, en la figura 12 se muestra una gráfica en la que se representan los tiempos de encendido de cada dispositivo de conmutación (1 01 , 1 02) ubicados respectivamente en los sistemas de control (T1 , T2) del circuito de la figura 1 1 (tencendido i y tencendido 2 respectivamente) así como el tiempo muerto (tmuerto) para cada driver o fuente de tensión (V30i y V302), donde V30i es la tensión aplicada a la puerta del dispositivo de conmutación superior T1 de la célula de conmutación elemental y V302 es la tensión aplicada a la puerta del dispositivo de conmutación inferior T2 de la célula de conmutación elemental del circuito de dicha figura 1 1 .
Por último, el sistema de la invención es susceptible de presentar unidades de control diferentes tanto para el convertidor como para la fuente de tensión (3). En una realización preferida la unidad de control del convertidor (1 32) y la unidad de control de la fuente de tensión (1 33) son independientes entre sí. En una segunda realización preferida, la unidad de control del convertidor (132) integra la unidad de control de la fuente de tensión (1 33). En una tercera realización preferida, la unidad de control del convertidor (1 32) integra la unidad de control de la fuente de tensión (1 33) y la unidad de control (12) del elemento de conexión (8).
En la figura 13 se muestra una posible realización en la que ambas son independientes y la unidad de control del convertidor (1 32) gobierna tanto la unidad de control (1 33) de la fuente de tensión (3) como la unidad de control (12) del elemento de conexión (8).
Por todo lo anterior, la presente invención presenta un método eficaz y económico para controlar un dispositivo de conmutación de un convertidor electrónico de forma que se minimice la sobretensión en el momento de la conmutación y permita utilizar de forma segura, por ejemplo, dispositivos de conmutación tipo transistores de 1200 voltios para aplicaciones de 1 000 voltios.

Claims

REIVINDICACIONES
1. - Sistema de control de un dispositivo de conmutación (1) integrado en un convertidor electrónico, caracterizado por que comprende:
Una fuente de tensión (3),
Una capacidad (7);
- Al menos una primera resistencia de puerta (21) y una segunda resistencia de puerta (22)
Un primer circuito formado por una resistencia (6) en serie con un primer diodo (5);
Un segundo circuito formado por un segundo diodo (4); y
Un elemento de conexión (8) controlado por una unidad de control (12) que gobierna su apertura y cierre;
donde:
la primera resistencia de puerta (21) y la segunda resistencia de puerta (22) están conectadas en serie entre la conexión positiva de la fuente de tensión (3) y la puerta del dispositivo de conmutación (1);
la primera resistencia de puerta (21) y la segunda resistencia de puerta (22) se conectan en un punto medio (a);
el ánodo del primer diodo (5) se une al punto medio (a) y su cátodo se une a la resistencia (6) a la vez que el otro extremo de la resistencia (6) se une a un punto de enlace (b);
el cátodo del segundo diodo (4) se une al punto medio (a) y su ánodo se une al punto de enlace (b); y
el punto de enlace (b) se une con la capacidad (7) que a su vez está en serie con un extremo del elemento de conexión (8), estando el otro extremo de dicho elemento de conexión (8) conectado al punto común del circuito (c) que se conecta a la conexión negativa de la fuente de tensión (3) y el emisor del dispositivo de conmutación (1).
2. Sistema de control según reivindicación 1 , caracterizado por que comprende: un diodo (9) en paralelo con la primera resistencia de puerta (21), entre el positivo de la fuente de tensión (3) y el punto medio (a) donde su ánodo se conecta al positivo de la fuente de tensión (3) y su cátodo al punto medio (a).
3. Sistema de control según reivindicación 1 o 2, caracterizado por que comprende: un diodo Zener (10) en el segundo circuito, en serie con el segundo diodo (4) de forma que el ánodo de dicho segundo diodo (4) está conectado al ánodo del diodo Zener (10) y el cátodo del diodo Zener (10) conectado al punto de enlace (b).
4. Sistema de control según reivindicación 3, caracterizado por que comprende: una etapa amplificadora (1 1) conectada entre un primer punto medio (e) y un segundo punto medio (d), estando el primer punto medio (e) definido por la unión del segundo circuito y la primera resistencia de puerta (21) y el segundo punto medio (d) definido por el primer circuito y la segunda resistencia de puerta (22).
5. Sistema de control según reivindicación 3, caracterizado por que comprende: una etapa amplificadora (1 1) conectada entre el punto medio (a) y la segunda resistencia de puerta (22).
6. Sistema de control según reivindicación 4 o 5, caracterizado por que la etapa amplificadora (11) es de clase B.
7. Sistema de control según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado por que comprende una unidad de control de la fuente de tensión (133) y una unidad de control del convertidor (132) independientes entre sí.
8. Sistema de control según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado por que la unidad de control del convertidor (132) integra la unidad de control de la fuente de tensión (133).
9. Sistema de control según reivindicación 8, caracterizado por que la unidad de control del convertidor (132) integra la unidad de control de la fuente de tensión (133) y la unidad de control (12) del elemento de conexión.
10. Célula de conmutación para un convertidor electrónico que comprende un condensador de estabilización de la tensión de continua (13), dos sistemas de control (T1 , T2) de dispositivos de conmutación (101 , 102) en serie y una inductancia de salida (14) conectada en el punto de unión de los dispositivos de conmutación (101 , 102), caracterizada por que para cada uno de los dispositivos de conmutación (101 , 102) comprende el sistema de control descrito en las reivindicaciones 1 a 9 de forma que se controle el tiempo entre el apagado de un dispositivo de conmutación 101 y el encendido del otro dispositivo de conmutación 102.
1 1. Instalación fotovoltaica caracterizada por que comprende una célula de conmutación para un convertidor electrónico CC/CA según reivindicación 10.
12. - Método de control de un dispositivo de conmutación (1) integrado en un convertidor electrónico como el descrito en las reivindicaciones 1 a 9 que consiste en controlar la derivada de corriente a través de dicho dispositivo de conmutación (1) por medio de su tensión de puerta, caracterizado por que comprende:
encender el dispositivo de conmutación (1) con el elemento de conexión (8) cerrado para que la fuente de tensión (3) aplique una tensión positiva a la puerta del dispositivo de conmutación (1) a través de la primera resistencia de puerta (21) y la segunda resistencia de puerta (22) y la capacidad (7) se cargue a través del primer circuito;
apagar el dispositivo de conmutación (1) con el elemento de conexión (8) cerrado para que la fuente de tensión (3) aplique una tensión que descargue la capacidad (7) a través del segundo circuito y la primera resistencia de puerta (21), provocando que la tensión de la puerta del dispositivo de conmutación (1) sea la que fija la capacidad (7) a través del segundo diodo (4) y la segunda resistencia de puerta (22) para controlar su dinámica mediante la primera resistencia de puerta y el valor de la capacidad; o apagar o encender el dispositivo de conmutación (1) con el elemento de conexión (8) abierto para controlar el encendido y apagado a través de la primera resistencia de puerta (21) y la segunda resistencia de puerta (22).
13. Método de control según reivindicación 12, caracterizado por que comprende conectar una unidad de control de la fuente de tensión (133) y una unidad de control del convertidor (132).
14. Método de control según reivindicación 13, caracterizado por que las órdenes de encendido y apagado del dispositivo de conmutación (1) se consignan desde la unidad de control del convertidor (132) a la fuente de tensión (3).
15. Método de control según cualquiera de las reivindicaciones 12 a 14 caracterizado por que a partir de un nivel de tensión de continua determinada se cierra el elemento de conexión (8) mediante la unidad de control (12).
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