WO2015082233A1 - Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés - Google Patents

Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés Download PDF

Info

Publication number
WO2015082233A1
WO2015082233A1 PCT/EP2014/075267 EP2014075267W WO2015082233A1 WO 2015082233 A1 WO2015082233 A1 WO 2015082233A1 EP 2014075267 W EP2014075267 W EP 2014075267W WO 2015082233 A1 WO2015082233 A1 WO 2015082233A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filtered
filter
original
power
train
Prior art date
Application number
PCT/EP2014/075267
Other languages
English (en)
Inventor
Nicolas Le Dortz
Thierry Simon
Pascal Urard
Caroline Lelandais-Perrault
Rakhel Kumar Parida
Original Assignee
Stmicroelectronics Sa
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Stmicroelectronics Sa filed Critical Stmicroelectronics Sa
Priority to US15/039,184 priority Critical patent/US9608653B2/en
Publication of WO2015082233A1 publication Critical patent/WO2015082233A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0614—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of harmonic distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
    • H03M1/0626—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by filtering
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/1205—Multiplexed conversion systems
    • H03M1/121—Interleaved, i.e. using multiple converters or converter parts for one channel
    • H03M1/1215—Interleaved, i.e. using multiple converters or converter parts for one channel using time-division multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
    • H03M1/1245—Details of sampling arrangements or methods

Definitions

  • the invention relates to the processing of a sampled signal, and more particularly to the correction of this sampled signal, in particular to correct the disparity of bandwidths (known as the "bandwidth mismatch") of several analog / digital converters. an analog / digital conversion system delivering this sampled signal.
  • the invention applies in particular but not exclusively to the correction of the mismatching between the different bandwidths of several so-called “temporally interleaved" analog / digital converters, that is to say respectively carrying out time-shifted analog / digital conversions. an analog signal so as to increase the overall sampling frequency.
  • Some current applications require analog / digital converters with high sample rate and resolution.
  • these applications are cable TV transmissions, optical communications, satellite communications in which one or more modulated signals are transmitted simultaneously over a wide frequency band (for example several GHz wide).
  • TIADCs Time-lnterleaved Analog-to-Digital Converters
  • TIADCs Time-lnterleaved Analog-to-Digital Converters
  • the time-interleaved analog / digital converters respectively perform time-shifted analog / digital conversions of an analog signal.
  • the structure comprises M converters, they successively each sample the signal at a frequency equal to Fs / M, where Fs is the overall sampling frequency of the structure.
  • the disadvantage of this type of structure lies in the fact that mismatches, even slight, between the converters create parasitic lines or frequency bands that may be located in the frequency zone of the useful signal. And in the case, for example, of television signals containing several channels, these stray lines or bands may disturb some of these channels.
  • Timing skew timing shifts
  • offset offset
  • Another cause of mismatch lies in a lack of equality between the bandwidth values of the different converters of the structure.
  • an analog-to-digital converter can be represented in the first order by a first-order low-pass filter and an ideal sampler.
  • the converter bandwidth is then defined by the cutoff frequency or the time constant of this first-order low-pass filter. This is called mismatching bandwidths of the different converters of the structure when the different cutoff frequencies or different time constants of the different low-pass filters of the first order are different.
  • the cutoff frequency of these filters is high, typically of the order of GHz or ten GHz to avoid a cutoff of the useful signal.
  • Such a difference in cutoff frequencies causes frequency bands or spurious tones in the sampled signal.
  • the higher the frequency of the input signal is and close to the cutoff frequency of the filters the more parasitic frequency bands are important in power compared to the power of the useful signal. This is particularly critical for analog input signals having high frequencies, typically of the order of several tens of GHz, such as those found for example in optical communications.
  • the above article proposes a solution to correct the bandwidth mismatch on the assumption that the different time constants of the low pass filters of the converters are already known, which is a limited solution.
  • this filtering having a transfer function substantially equal to the product of the transfer function of a reference low-pass filter by the transfer function of a multip derivation filter linked by the reference time constant of said reference low-pass filter, and for each original train of original samples,
  • an estimation process delivering an estimated difference between the time constant of the first-order low-pass filter associated with the corresponding converter and the said reference time constant, preferably normalized by the said reference time constant, and comprising a first generation of a first differentiated power information relating to said original train and a second elaboration of a second differentiated power information relating to at least one of the M filtered trains, and
  • the M corrected trains then being considered as coming from the corresponding M converters whose first-order low-pass filters all have said reference time constant as a time constant.
  • the method according to this aspect thus makes it possible to carry out the bandwidth compensation of the converters, and in particular the estimation of time constant differences, directly (“forward"), that is to say without retroactive correction of the samples. originals from information located downstream of the point of receipt of the original samples to be corrected. This therefore requires only one iteration, ie no feedback loop without risk of divergence nor need to provide a calibration phase (calibration). As a result, the material realization is simplified and the estimation of the mismatch is faster.
  • differentiated power information means that this differentiated power information actually comprises two different power indications associated with the same train, which will make it possible to get rid of the static gain of the corresponding converter in the determination of said estimated difference between the time constant of the first order low pass filter associated with this converter and said reference time constant
  • said filtering processing comprises filtering the original trains of original samples by a digital filter, for example a finite impulse response filter, whose transfer function is substantially equal to jrox r ef / ( l + j cTref), where x re f designates the time constant of said first-order reference low-pass filter.
  • said first elaboration comprises a first filtering of the corresponding original train with a first filter and a determination of a first power indication of said original train filtered by this first filter, and a second filtering of the corresponding original train.
  • said second developing comprises a third filtering said at least one of the M filtered trains with the first filter and a determination of a third power indication of said at least one of the M filtered trains filtered by said first filter, and a fourth filtering said at least one M filtered trains with the second filter and a determination of a fourth power indication of at least one of the M filtered streams filtered by said second filter, said second differentiated power information including said third and fourth power indications.
  • This second differentiated power information could alternatively be an averaged power information obtained for example by averaging the third and fourth power indications associated with some or all of the filtered trains.
  • said estimation process further comprises a determination of a first averaged power indication obtained by averaging the first M power indications and a determination of a second averaged power indication obtained by a average of the second M power indications, and said estimated difference is obtained for the corresponding original train, from the first corresponding power indication, the second corresponding power indication, the third power indication, the fourth indication of power, power, the first averaged power indication and the second averaged power indication.
  • said correction processing comprises, for each original train, an addition to each original sample of the product of the filtered sample homo logue of the filtered train corresponding to this original train by said corresponding estimated difference.
  • processing means comprising,
  • digital filtering means configured to perform a filtering treatment on the original M trains so as to deliver M filtered streams of corresponding filtered samples, these filtering means having a transfer function substantially equal to the product of the transfer function of a reference low-pass filter by the transfer function of a derivative filter multiplied by the reference time constant of said reference low-pass filter,
  • estimation means configured to perform an estimation process delivering, for each original train, an estimated difference between the time constant of the first order low pass filter associated with the corresponding converter and said reference time constant, which is preferably normalized. by said reference constant, and comprising a first elaboration of a first differentiated differential power information relating to each original train and a second elaboration of a second differentiated power information relating to at least one of the M filtered trains, and
  • correction means configured to perform correction processing of the original samples of each train original using the filtered samples of the corresponding filtered train and said corresponding estimated difference, so as to output a corrected string of corresponding corrected samples
  • the M corrected trains then being considered as coming from the corresponding M converters whose first-order low-pass filters all have said reference time constant as a time constant.
  • the filtering means comprise a filter whose transfer function is substantially equal to jrox r ef / (l + joiref), in which x re f denotes the time constant of said reference low-pass filter. first order.
  • This filter may be for example a finite impulse response filter.
  • the estimation means comprise
  • a first stage comprising a first filter for filtering the corresponding original train and a first module configured to determine a first power indication of said original train filtered by the first filter, and a second filter, different from the first filter, for filtering the train corresponding original and a second module configured to determine a second power indication of said original stream filtered by the second filter, said first differentiated power information including said first and second power indications, and
  • the estimation means comprise a third stage configured to determine a first averaged power indication obtained by averaging the first M power indications and a second averaged power indication obtained by averaging the M second indications of power. power, and a calculation module configured to calculate said estimated difference for the corresponding original train, from the first corresponding power indication, the second corresponding power indication, the third power indication, the fourth power indication. , the first averaged power indication and the second averaged power indication.
  • the correction means are configured for, for each original train, adding to each original sample, the product of the filtered sample homo logue filtered stream corresponding to this original train by said corresponding estimated difference.
  • an integrated circuit comprising a compensation device as defined above.
  • FIGS. 1 to 1 1 relate to different modes of implementation and of realization of a method of a device according to the invention.
  • the reference SCV denotes a digital analog conversion system or structure of an analog signal x (t).
  • the digital analog conversion system is temporally interleaved comprising several digital analog converters (here M digital analog converters) AD COAD C M I temporally interlaced.
  • the digital analog converter ADC m is driven by the clock signal clk m .
  • the frequency of the clock signal clk m is equal to Fs / M where Fs denotes the effective frequency at which the analog signal x (t) is sampled.
  • Fs can typically be equal to several GHz or several tens of GHz.
  • the period of each clock signal clk m is equal to MTs where Ts denotes the period of the clk clock signal having Fs as the frequency.
  • the sampling of the analog signal x (t) is carried out in parallel and in this FIG. 2 which illustrates a perfect theoretical case, each ADC converter m samples the same analog signal with a time offset equal to Ts with respect to the previous converter. .
  • Each ADC converter m delivers in this embodiment an original train of original samples x m [k].
  • each ADC converter m can be considered in the first order as comprising a low-pass filter of the first order FPB m followed by an ideal sampler SH m .
  • the transfer function B m (co) of the low-pass filter FPB m is defined by the formula (1) below: where co m denotes the filter cut-off pulse.
  • the time constant x m of the filter is equal to l / a> m .
  • the M analog / digital converters of the SCV conversion system do not generally all have the same time constant and therefore the same bandwidth. This mismatch in bandwidths, or in time constants, adds parasitic frequency bands on the frequency spectrum of the output signal.
  • This processing method is implemented within a processing device DIS whose M input terminals BEO - BEM I receive the M sample trains x m [k], with m varying from 0 to
  • the device DIS comprises processing means MT outputting corrected corrected sample trains x m [k], with m varying from 0 to M-1.
  • the processing means MT comprise filtering means MFL configured to carry out a filtering treatment on the original trains x m [k] with m varying from 0 to M-1, so as to deliver a train filtered filtered corresponding samples y m [k] with m varying from 0 to M - 1.
  • MFL filtering means have a transfer function substantially equal to the product of the transfer function of a reference low-pass filter by the transfer function of a derivative filter multiplied by the reference time constant x re f of said reference low pass filter.
  • a first-order low-pass filter can be represented by a capacitive resistive network. Knowing the material structure of each of the M analog / digital converters ADC m , it is therefore possible, in particular by simulation, to determine the statistical distribution of the time constants x m of the first-order low-pass filters associated with these converters.
  • reference time constant x re f a value substantially equal to the mean of the distribution of time constants obtained by simulation.
  • the processing means MT also comprise estimation means MEST configured to perform an estimation process delivering an estimated difference ⁇ ⁇ between the time constant x m of the first-order low-pass filter associated with the corresponding converter ADC m and said reference time constant x re f.
  • This estimated difference is here the estimate of the relative or standardized difference:
  • this estimation process comprises a first elaboration of a first differentiated power information P m , i, Pm2 relating to each original train x m [k].
  • the estimation process also comprises a second elaboration of a second differentiated power information Pf, i, Pf, 2 relating to at least one of the M filtered trains y m (k).
  • the filtered train used is the train yM-i [k]. That being so, it would have been quite possible to use any of these filtered trains. It would also be possible to use some or all of the filtered trains to determine this second differentiated power information, for example by using the power indications Pf, i, Pf, 2 associated with some or all of the filtered trains. But, for reasons of simplification and surface congestion, it has been chosen to use only one filtered train.
  • the processing means MT furthermore comprise correction means MCOR comprising, as will be seen in the text below, multipliers and adders, configured to carry out correction processing of the original samples x m [k] so as to deliver a train corrected with corresponding corrected samples x m [k].
  • This correction processing uses the filtered samples of the corresponding filtered train ym [k] and the corresponding estimated difference ⁇ ⁇ .
  • the corrected M-trains are then considered as coming from the corresponding M converters whose first-order low-pass filters FPB m all have said reference time constant x re f as a time constant.
  • the samples are for example corrected with null values.
  • the estimate can be made only once, the difference ⁇ ⁇ then remaining valid throughout the operation of the device.
  • the estimate can be re-performed several times so as to reactualize the difference ⁇ ⁇ to take account, in particular, of changes in operating temperature for example.
  • FIGS. 5 to 9 describe in greater detail some of the constituent means of the processing means MT.
  • the MFL filtering means comprise a filter whose transfer function approaches that defined by the formula (2): J ⁇ ref
  • This filter is produced in the example described in FIG. 5 by a finite impulse response filter having K coefficients CO - C K - I.
  • This filter is of conventional and known structure and comprises a set of flip-flops BSC for delaying the signal and MXk multipliers ADk and adders.
  • the MFL filter receives as input the original trains ⁇ m M and delivers the filtered trains y m [k].
  • the original sample trains arrive in parallel and are "serialized" by a MUX multiplexer.
  • the filtered samples are then "reparallelized" in a DMUX demultiplexer so as to deliver the M filtered streams of filtered samples.
  • the estimation means MEST comprise in this example of realization, a first stage ET l, a second stage ET2 and a blo c BLC comprising a third stage ET3 and a calculation module MDC.
  • the first stage ET 1 comprises a first filter FH 1 intended to filter each original train x m [k] and a first module MD 1 configured to determine a first indication. of power P m , i of the original train x m [k] filtered by the first filter FH l.
  • the first stage ET l also comprises a second filter
  • the first module MD1 further includes a block 61 configured to squared the value of each sample that is to say determine its power.
  • the module MD1 further comprises a block 63 for calculating on L samples, the average power of the train so as to deliver the power indication P m , i.
  • This power indication P m , i is here an indication of average power.
  • the average calculation performed in the block 63 can be of any type, for example a conventional average or a sliding average.
  • the number L can be for example of the order of 1 million.
  • the structure of the block 62 and the block 64 of the second module MD2 connected downstream of the filter FH2 is similar to that of the blocks 61 and 63.
  • the power indication P m , 2 delivered by the second module MD2 is here also an indication of average power.
  • the second stage ET2 (FIG. 7) has a structure similar to that of the first stage ET1.
  • the filtered stream y M ⁇ is filtered by the two filters FH1 and FH2 and the modules MD3 and MD4 comprising the blocks 71 and 73 and 72, 74, deliver the second differentiated power information comprising a third indication of power Pf, i and a fourth power indication Pf, 2 .
  • the third stage ET3 determines a first indication of average power.
  • Pi obtained by an average of the first M power indications Pm, i. More precisely, P ⁇ is defined by formula (6) below:
  • the third stage ET3 produces a second averaged power indication Pi obtained by averaging the second M power indications P M , 2.
  • P 2 is defined by formula (7) below:
  • the correction means MCOR comprise M multipliers MXLO -MXLM-I intended respectively to multiply the filtered samples y m [k] of the M trains filtered by the M corresponding estimated differences ⁇ ⁇ .
  • the correction means MCOR also comprise M adders ADDO -ADD MI intended to add to the M original samples x m [k] the outputs of the M multipliers MXL-MXLM-I so as to obtain the M sets of corrected samples x m [k].
  • the ordinate shows the spectral power of the sampled signal and on the abscissa the normalized frequency F / Fs where F designates the frequency of the sampled signal.
  • the input signal is a multitone signal having a plurality of useful tones TNi.
  • French Patent Application No. 1 35 1 445 describes an example of the compensation of the mismatch in gain.
  • French Patent Application No. 1,351,448 describes an example of compensation for the mismatching of a clock shift.
  • the processing means MT of the DIS device which has just been described can easily be inserted within such a correction chain.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

Les moyens de traitement (MT) du dispositif déterminent pour chaque train original d'échantillons (I) une différence estimée (II) entre la constante de temps d'un filtre passe-bas représentatif du convertisseur correspondant et une constante de temps de référence d'un filtre passe-bas de référence, et utilisant cette différence estimée (II) ainsi qu'un train filtré (III) pour corriger le train original et délivrer un train corrigé d' échantillons corrigés (I).

Description

Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés
L 'invention concerne le traitement d' un signal échantillonné, et, plus particulièrement, la correction de ce signal échantillonné pour notamment corriger la disparité de bandes passantes (connue sous l ' expression anglo saxonne « bandwidth mismatch ») de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques d'un système de conversion analogique/numérique délivrant ce signal échantillonné.
L 'invention s ' applique notamment mais non exclusivement à la correction du désappariement entre les différentes bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques dits « temporellement entrelacés », c ' est-à-dire effectuant respectivement des conversions analogiques/numériques temporellement décalées d'un signal analogique de façon à augmenter la fréquence globale d' échantillonnage.
Certaines applications actuelles requièrent des convertisseurs analogiques/numériques présentant une fréquence d' échantillonnage et une résolution élevées. Parmi ces applications on trouve les transmissions TV par câble, les communications optiques, les communications satellite dans lesquelles un ou plusieurs signaux modulés sont transmis simultanément sur une large bande fréquentielle (par exemple de plusieurs GHz de large).
Par ailleurs l 'utilisation de mo dulations de plus en plus complexes requiert une numérisation des signaux sur un grand nombre de bits.
Des architectures à un seul convertisseur peinent à satisfaire les performances demandées à un coût acceptable en terme de consommation et d' encombrement surfacique. Aussi des structures à plusieurs convertisseurs analogiques/numériques dits « temporellement entrelacés » (TIADCs : Time-lnterleaved Analog-to-Digital Converters) se sont imposées pour permettre de répondre à ce besoin. Dans une telle structure à entrelacement temporel les convertisseurs analo giques/numériques temporellement entrelacés effectuent respectivement des conversions analogiques/numériques temporellement décalées d'un signal analogique. En d' autres termes, si la structure comporte M convertisseurs, ceux-ci échantillonnent successivement chacun à leur tour le signal à une fréquence égale à Fs/M, où Fs est la fréquence d' échantillonnage globale de la structure.
Cependant l 'inconvénient de ce type de structure réside dans le fait que des désappariements (« mismatches »), même légers, entre les convertisseurs créent des raies ou bandes fréquentielles parasites pouvant se situer dans la zone fréquentielle du signal utile. Et dans le cas par exemp le de signaux de télévision contenant plusieurs canaux, ces raies ou bandes parasites peuvent perturber certains de ces canaux.
Ces désappariements peuvent avoir différentes causes, comme par exemple des décalages d' horloges (« timing skew ») et éventuellement des gains statiques et/ou des décalages (« offset »), différents entre les convertisseurs de la structure.
Une autre cause de désappariement réside dans une non égalité entre les valeurs des bandes passantes des différents convertisseurs de la structure.
II est en effet connu de l' homme du métier, par exemp le par l ' article de Tsung-Heng Tsai et autres, intitulé « Bandwidth Mismatch and Its Correction in Time-lnterleaved Analog-to-Digital Converters » , IEEE Transactions on Circuits and Systems -II : Express Briefs, vo l. 53 , n° 10, Octobre 2006,
qu'un convertisseur analogique numérique peut être représenté au premier ordre par un filtre passe-bas du premier ordre et par un échantillonneur idéal. La bande passante du convertisseur est alors définie par la fréquence de coupure ou la constante de temps de ce filtre passe-bas du premier ordre. On parle alors de désappariement de bandes passantes des différents convertisseurs de la structure lorsque les différentes fréquences de coupure ou différentes constantes de temps des différents filtres passe-bas du premier ordre sont différentes.
En pratique, la fréquence de coupure de ces filtres est élevée, typiquement de l ' ordre du GHz ou de la dizaine de GHz pour éviter une coupure du signal utile. Une telle différence de fréquences de coupures provoque des bandes fréquentielles ou tons parasites dans le signal échantillonné . Et plus la fréquence du signal d' entrée est élevée et proche de la fréquence de coupure des filtres, plus les bandes fréquentielles parasites sont importantes en puissance par rapport à la puissance du signal utile. Ceci est particulièrement critique pour des signaux analogiques d' entrée ayant des fréquences élevées, typiquement de l ' ordre de plusieurs dizaines de GHz, tels que ceux que l'on trouve par exemple dans les communications optiques .
L ' article précité propose une so lution pour corriger le désappariement en bandes passantes en partant de l ' hypothèse que les différentes constantes de temps des filtres passe-bas des convertisseurs sont déj à connues, ce qui est une solution limitée.
L ' article de Shahzad Saleem et autres, intitulé « Adaptative
Blind Background Calibration o f Polynomial-Represented Frequency Response Mismatches in a Two-Channel Time-Interleaved ADC », IEEE Transactions on Circuits and Systems -I : Regular Papers, vo l. 58 , n°6, Juin 20 1 1 , traite des désappariements de bandes passantes de n' importe quel ordre supérieur ou égal à 1 .
Dans ce deuxième article, la so lution décrite pour traiter de ces désappariements est valable uniquement pour un signal d' entrée présentant de fortes contraintes en terme de spectre fréquentiel et de largeur de bande. Le spectre fréquentiel doit ainsi notamment présenter des « trous », et la so lution proposée vise à minimiser la puissance du bruit fréquentiel parasite apparaissant dans ces trous en raison des désappariements, par des corrections itératives et rétroactives (c'est-à-dire effectuées en amont des convertisseurs) . Une telle so lution est là encore limitée et en outre complexe. Selon un mode de mise en œuvre et de réalisation, il est proposé de compenser le désappariement de bandes passantes d' une structure de convertisseurs temporellement entrelacés, de façon directe (« forward ») c ' est-à-dire sans correction rétroactive des échantillons à corriger à partir d 'une information située en aval du point de réception de ces échantillons, et ce en une seule itération c ' est-à-dire sans boucle de rétroaction, et donc sans risque de divergence, et de façon « aveugle » (« blind »), c'est-à-dire en agissant sur le signal effectivement délivré par les convertisseurs, quel que soit ce signal, sans qu' il soit nécessaire de prévoir une phase d' étalonnage (calibration) utilisant un signal connu en entrée des convertisseurs.
Selon un aspect, il est proposé un procédé de compensation directe du désappariement de bandes passantes de M convertisseurs à entrelacement temporel délivrant respectivement M trains originaux d' échantillons originaux, M étant supérieur à deux, chaque convertisseur étant considéré au premier ordre comme comportant un filtre passe-bas du premier ordre, le procédé comprenant,
un traitement numérique de filtrage des M trains originaux délivrant M trains filtrés d' échantillons filtrés, ce filtrage ayant une fonction de transfert sensiblement égale au produit de la fonction de transfert d'un filtre passe-bas de référence par la fonction de transfert d'un filtre dérivateur multip liée par la constante de temps de référence dudit filtre passe-bas de référence, et pour chaque train original d' échantillons originaux,
un traitement d' estimation délivrant une différence estimée entre la constante de temps du filtre passe-bas du premier ordre associé au convertisseur correspondant et ladite constante de temps de référence, préférentiellement normalisée par ladite constante de temps de référence, et comportant une première élaboration d'une première information de puissance différenciée relative audit train original et une deuxième élaboration d'une deuxième information de puissance différenciée relative à l 'un au moins des M trains filtrés, et
un traitement de correction des échantillons originaux dudit train original utilisant les échantillons filtrés du train filtré correspondant et ladite différence estimée correspondante, de façon à délivrer un train corrigé d' échantillons corrigés,
les M trains corrigés étant alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre ont tous ladite constante de temps de référence comme constante de temps.
Le procédé selon cet aspect permet ainsi d' effectuer la compensation de bandes passantes des convertisseurs, et notamment l ' estimation des différences de constantes de temps, de façon directe (« forward ») c ' est-à-dire sans correction rétroactive des échantillons originaux à partir d'une information située en aval du point de réception des échantillons originaux à corriger. Ceci ne requiert donc qu'une seule itération, c ' est-à-dire pas de boucle de rétroaction sans risque de divergence ni nécessité de prévoir une phase d' étalonnage (calibration) . De ce fait, la réalisation matérielle en est simplifiée et l ' estimation du désappariement plus rapide.
Bien entendu le terme « compensation » doit s ' entendre comme une compensation non nécessairement parfaite car en pratique la correction peut conduire à des filtres passe-bas ayant tous la constante de temps de référence à une erreur d' estimation près .
Par ailleurs la notion d' information de puissance « différenciée » signifie que cette information de puissance différenciée comporte en fait deux indications de puissance différentes associées au même train, ce qui va permettre de se débarrasser du gain statique du convertisseur correspondant dans la détermination de ladite différence estimée entre la constante de temps du filtre passe-bas du premier ordre associé à ce convertisseur et ladite constante de temps de référence
Selon un mode de mise en œuvre, ledit traitement de filtrage comprend un filtrage des trains originaux d' échantillons originaux par un filtre numérique, par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie, dont la fonction de transfert est sensiblement égale à jroxref/( l + j cûTref) , dans laquelle xr ef désigne la constante de temps dudit filtre passe-bas de référence du premier ordre. Selon un mode de mise en œuvre, ladite première élaboration comporte un premier filtrage du train original correspondant avec un premier filtre et une détermination d'une première indication de puissance dudit train original filtré par ce premier filtre, et un deuxième filtrage du train original correspondant avec un deuxième filtre différent du premier filtre et une détermination d 'une deuxième indication de puissance dudit train original filtré par ce deuxième filtre, ladite première information de puissance différenciée comportant lesdites première et deuxième indications de puissance, et ladite deuxième élaboration comporte un troisième filtrage dudit l 'un au moins des M trains filtrés avec le premier filtre et une détermination d'une troisième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par ce premier filtre, et un quatrième filtrage dudit l'un au moins des M trains filtrés avec le deuxième filtre et une détermination d 'une quatrième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par ce deuxième filtre, ladite deuxième information de puissance différenciée comportant lesdites troisième et quatrième indications de puissance.
Cette deuxième information de puissance différenciée pourrait être en variante une information de puissance moyennée obtenue par exemple en moyennant les troisième et quatrième indications de puissances associées à une partie ou l ' ensemble des trains filtrés .
Selon un mode de mise en œuvre, ledit traitement d' estimation comporte en outre une détermination d 'une première indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M premières indications de puissance et une détermination d'une deuxième indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M deuxièmes indications de puissance, et ladite différence estimée est obtenue pour le train original correspondant, à partir de la première indication de puissance correspondante, de la deuxième indication de puissance correspondante, de la troisième indication de puissance, de la quatrième indication de puissance, de la première indication de puissance moyennée et de la deuxième indication de puissance moyennée. Selon un mode de mise en œuvre, ledit traitement de correction comprend, pour chaque train original, une addition à chaque échantillon original, du produit de l ' échantillon filtré homo logue du train filtré correspondant à ce train original par ladite différence estimée correspondante.
Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif de compensation directe du désappariement de bandes passantes de M convertisseurs à entrelacement temporel, M étant supérieur à deux, chaque convertisseur étant considéré au premier ordre comme comportant un filtre passe-bas du premier ordre, comprenant
une entrée pour recevoir M trains originaux d' échantillons originaux respectivement issus des M convertisseurs,
une sortie pour délivrer M trains corrigés d' échantillons corrigés,
des moyens de traitement comportant,
des moyens de filtrage numérique configurés pour effectuer un traitement de filtrage sur les M trains originaux de façon à délivrer M trains filtrés d' échantillons filtrés correspondants, ces moyens de filtrage ayant une fonction de transfert sensiblement égale au produit de la fonction de transfert d'un filtre passe-bas de référence par la fonction de transfert d'un filtre dérivateur multipliée par la constante de temps de référence dudit filtre passe-bas de référence,
des moyens d' estimation configurés pour effectuer un traitement d' estimation délivrant, pour chaque train original, une différence estimée entre la constante de temps du filtre passe-bas du premier ordre associé au convertisseur correspondant et ladite constante de temps de référence, préférentiellement normalisée par ladite constante de référence, et comportant une première élaboration d'une première information de puissance différenciée différentielle relative à chaque train original et une deuxième élaboration d 'une deuxième information de puissance différenciée relative à l 'un au moins des M trains filtrés, et
des moyens de correction configurés pour effectuer un traitement de correction des échantillons originaux de chaque train original utilisant les échantillons filtrés du trains filtré correspondant et ladite différence estimée correspondante, de façon à délivrer un train corrigé d ' échantillons corrigés correspondant,
les M trains corrigés étant alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre ont tous ladite constante de temps de référence comme constante de temps.
Selon un mode de réalisation, les moyens de filtrage comprennent un filtre dont la fonction de transfert est sensiblement égale à jroxref/( l + j roiref) , dans laquelle xref désigne la constante de temps dudit filtre passe-bas de référence du premier ordre.
Ce filtre peut être par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie.
Selon un mode de réalisation, les moyens d' estimation comportent
un premier étage comportant un premier filtre destiné à filtrer le train original correspondant et un premier module configuré pour déterminer une première indication de puissance dudit train original filtré par le premier filtre, et un deuxième filtre, différent du premier filtre, destiné à filtrer le train original correspondant et un deuxième module configuré pour déterminer une deuxième indication de puissance dudit train original filtré par le deuxième filtre, ladite première information de puissance différenciée comportant lesdites première et deuxième indications de puissance, et
un deuxième étage comportant le premier filtre destiné à filtrer ledit un au moins des M trains filtrés et un troisième module configuré pour déterminer une troisième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par le premier filtre, et le deuxième filtre destiné à filtrer ledit un au moins des M trains filtrés et un quatrième module configuré pour déterminer une quatrième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par ce deuxième filtre, ladite deuxième information de puissance différenciée comportant lesdites troisième et quatrième indications de puissance. Selon un mode de réalisation, les moyens d' estimation comportent un troisième étage configuré pour déterminer une première indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M premières indications de puissance et une deuxième indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M deuxièmes indications de puissance, et un module de calcul configuré pour calculer ladite différence estimée pour le train original correspondant, à partir de la première indication de puissance correspondante, de la deuxième indication de puissance correspondante, de la troisième indication de puissance, de la quatrième indication de puissance, de la première indication de puissance moyennée et de la deuxième indication de puissance moyennée.
Selon un mode de réalisation, les moyens de correction sont configurés pour, pour chaque train original, additionner à chaque échantillon original, le produit de l ' échantillon filtré homo logue du train filtré correspondant à ce train original par ladite différence estimée correspondante.
Selon un autre aspect, il est proposé un circuit intégré comprenant un dispositif de compensation tel que défini ci-avant.
D ' autres avantages et caractéristiques de l' invention apparaîtront à l ' examen de la description détaillée de mo des de mise en œuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :
-les figures 1 à 1 1 ont trait à différents modes de mise en œuvre et de réalisation d'un procédé d 'un dispositif selon l ' invention.
Sur la figure 1 , la référence SCV désigne un système ou structure de conversion analogique numérique d'un signal analo gique x(t) . Dans l ' exemple décrit ici, le système de conversion analogique numérique est à entrelacement temporel comprenant plusieurs convertisseurs analogiques numériques (ici M convertisseurs analogiques numériques) AD CO -AD C M I temporellement entrelacés .
Le convertisseur analogique numérique ADCm est piloté par le signal d' horloge clkm. Comme illustré plus particulièrement sur la figure 2, la fréquence du signal d ' horloge clkm est égale à Fs/M où Fs désigne la fréquence effective à laquelle le signal analogique x(t) est échantillonné. Fs peut être typiquement égale à plusieurs GHz ou plusieurs dizaines de GHz. La période de chaque signal d' horloge clkm est égale à MTs où Ts désigne la période du signal d ' horloge clk ayant Fs comme fréquence. Par ailleurs, l ' échantillonnage du signal analogique x(t) est effectué en parallèle et sur cette figure 2 qui illustre un cas théorique parfait, chaque convertisseur ADCm échantillonne le même signal analogique avec un décalage temporel égal à Ts par rapport au convertisseur précédent.
Chaque convertisseur ADCm délivre dans ce mode de réalisation un train original d' échantillons originaux xm[k] .
Comme représenté schématiquement sur la figure 3 , chaque convertisseur ADCm peut être considéré au premier ordre comme comportant un filtre passe-bas du premier ordre FPBm suivi d 'un échantillonneur idéal SHm.
La fonction de transfert Bm(co) du filtre passe-bas FPBm est définie par la formule ( 1 ) ci-dessous :
Figure imgf000012_0001
dans laquelle com désigne la pulsation de coupure du filtre .
La constante de temps xm du filtre est égale à l /a>m.
Les M convertisseurs analogiques/numériques du système de conversion SCV n' ont généralement pas tous la même constante de temps et par conséquent la même bande passante. Ce désappariement en bandes passantes, ou en constantes de temps, rajoute des bandes fréquentielles parasites sur le spectre fréquentiel du signal de sortie.
Il est donc proposé un procédé de traitement du signal échantillonné, visant à compenser ce désappariement de bandes passantes ou de constantes de temps. Ce procédé de traitement est mis en œuvre au sein d 'un dispositif de traitement DIS dont les M bornes d' entrée BEO -BEM I reçoivent les M trains d' échantillons xm[k] , avec m variant de 0 à
M- l .
A cet égard, le dispositif DIS comporte des moyens de traitement MT délivrant en sortie des trains corrigés d' échantillons corrigés xm[k] , avec m variant de 0 à M- l .
Et, ces M trains corrigés sont alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre ont tous la même constante de temps qui, comme on le verra plus en détail ci-après, est une constante de temps de référence d'un filtre passe-bas de référence du premier ordre.
On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 4 à 9, pour illustrer une version de réalisation des moyens de traitement MT .
Comme illustré sur la figure 4, les moyens de traitement MT comportent des moyens de filtrage MFL configurés pour effectuer un traitement de filtrage sur les trains originaux xm[k] avec m variant de 0 à M- l , de façon à délivrer un train filtré d' échantillons filtrés correspondants ym[k] avec m variant de 0 à M- l .
Ces moyens de filtrage MFL ont une fonction de transfert sensiblement égale au produit de la fonction de transfert d'un filtre passe-bas de référence par la fonction de transfert d'un filtre dérivateur multipliée par la constante de temps de référence xref dudit filtre passe-bas de référence.
Comme il est bien connu de l ' homme du métier, un filtre passe- bas du premier ordre peut être représenté par un réseau résistif capacitif. Connaissant la structure matérielle de chacun des M convertisseurs analogiques/numériques ADCm, il est donc possible, notamment par simulation, de déterminer la distribution statistique des constantes de temps xm des filtres passe-bas du premier ordre associés à ces convertisseurs.
Bien qu' il soit possible de prendre une valeur arbitraire pour la constante de temps de référence xref, il est préférable, pour minimiser la dégradation du signal échantillonné corrigé, de choisir pour constante de temps de référence xref, une valeur sensiblement égale à la moyenne de la distribution des constantes de temps obtenue par simulation.
Les moyens de traitement MT comportent également des moyens d'estimation MEST configurés pour effectuer un traitement d'estimation délivrant une différence estimée λτΜ entre la constante de temps xm du filtre passe-bas du premier ordre associé au convertisseur ADCm correspondant et ladite constante de temps de référence xref.
Cette différence estimée est ici l'estimation de la différence relative ou normalisée :
Figure imgf000014_0001
Comme on le verra plus en détail ci-après, ce traitement d'estimation comporte une première élaboration d'une première information de puissance différenciée Pm,i, Pm2 relative à chaque train original xm[k].
Le traitement d'estimation comporte par ailleurs une deuxième élaboration d'une deuxième information de puissance différenciée Pf,i, Pf,2 relative à l'un au moins des M trains filtrés ym(k).
Dans l'exemple décrit, le train filtré utilisé est le train yM-i[k]. Cela étant, il aurait été tout à fait possible d'utiliser l'un quelconque de ces trains filtrés. Il aurait été également possible d'utiliser une partie ou l'ensemble des trains filtrés pour déterminer cette deuxième information de puissance différenciée, par exemple en moyennant les indications de puissance Pf,i, Pf,2 associées à une partie ou l'ensemble des trains filtrés. Mais, pour des raisons de simplification et d'encombrement surfacique, il a été choisi de n'utiliser qu'un seul train filtré.
Comme on le verra plus en détail ci-après, la notion d'information de puissance « différenciée » signifie que cette information de puissance différenciée comporte en fait deux indications de puissance différentes associées au même train, ce qui va permettre de se débarrasser du gain statique du convertisseur correspondant dans le calcul de λτΜ. Les moyens de traitement MT comportent par ailleurs des moyens de correction MCOR, comportant comme on le verra dans le texte ci-après des multiplieurs et des additionneurs, configurés pour effectuer un traitement de correction des échantillons originaux xm[k] de façon à délivrer un train corrigé d' échantillons corrigés correspondants xm [k] .
Ce traitement de correction utilise les échantillons filtrés du train filtré correspondant ym[k] et la différence estimée correspondante λτΜ .
Et, comme indiqué ci-avant, les M trains corrigés sont alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre FPBm ont tous ladite constante de temps de référence xref comme constante de temps.
On a donc effectué ici une compensation du désappariement de bandes passantes des différents convertisseurs analogiques/numériques ADCm. Bien entendu le terme « compensation » doit s ' entendre comme une compensation non nécessairement parfaite car en pratique la correction peut conduire à des filtres passe-bas ayant tous la constante de temps de référence à une erreur d' estimation près .
Tant que les différences λτΜ n'ont pas été estimées, les échantillons sont par exemple corrigés avec des valeurs nulles.
De même, l ' estimation peut être effectuée une seule fois, le j eu de différences λτΜ restant alors valable pendant toute la durée du fonctionnement du dispositif.
Toutefois, l ' estimation peut être ré-effectuée à plusieurs reprises de façon à réactualiser le j eu de différences λτΜ pour tenir compte notamment d' évolution de température de fonctionnement par exemple .
On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 5 à 9 pour décrire plus en détail certains des moyens constitutifs des moyens de traitement MT .
Les moyens de filtrage MFL comprennent un filtre dont la fonction de transfert approche celle définie par la formule (2) : J<∞ref
(2)
1 + }ωτ ref Ce filtre est réalisé dans l ' exemp le décrit sur la figure 5 par un filtre à réponse impulsionnelle finie ayant K coefficients CO - C K- I . Ce filtre est de structure classique et connue et comporte un ensemble de bascules BSC pour retarder le signal et des multiplieurs MXk et des additionneurs ADk. Le filtre MFL reçoit en entrée les trains originaux ^m M et délivre les trains filtrés ym[k] .
Dans l ' exemple décrit ici, les trains originaux d' échantillons arrivent en parallèle et sont « sérialisés » par un multiplexeur MUX
(M échantillons du signal échantillonné respectivement issus des M convertisseurs se suivent).
Les échantillons filtrés sont ensuite « reparallélisés » dans un démultiplexeur DMUX de façon à délivrer les M trains filtrés d' échantillons filtrés.
Ce mo de de réalisation utilisant une mise en série des échantillons originaux des différents trains originaux puis une remise en parallèle des trains filtrés n' est qu'un exemple possible de réalisation. En effet, il serait tout à fait envisageable d' effectuer le traitement de filtrage de façon parallèle.
La réponse fréquentielle C(co) de ce filtre FIR, correspondant à la fonction de transfert définie ci-dessus par la formule (4), peut alors s ' exprimer par la formule (3) ci-dessous : »)=∑<
k=0
A titre d' exemple non limitatif, pour une valeur de constante de temps de référence xref égale à 0,45/Fs, on peut utiliser un filtre FIR à 17 coefficients (K= 17) dont les valeurs sont données en annexe.
Si l'on se réfère maintenant de nouveau à la figure 4, on voit que les moyens d' estimation MEST comportent dans cet exemple de réalisation, un premier étage ET l , un deuxième étage ET2 et un blo c BLC comportant un troisième étage ET3 et un module de calcul MDC .
On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 6 à 9 pour décrire plus en détail ces différents étages et module.
Si l'on se réfère plus particulièrement à la figure 6 , on voit que le premier étage ET l comporte un premier filtre FH l destiné à filtrer chaque train original xm [k] et un premier module MD 1 configuré pour déterminer une première indication de puissance Pm, i du train original xm [k] filtré par le premier filtre FH l .
Le premier étage ET l comporte également un deuxième filtre
FH2, différent du premier filtre FH l , destiné à filtrer chaque train original xm [k] et un deuxième module MD2 configuré pour déterminer une deuxième indication de puissance Pm, 2 dudit train original xm [k] filtré par le deuxième filtre FH2. Ces deux indications de puissance Pm, i et Pm, 2 forment, comme indiqué ci-avant, la première information de puissance différenciée.
Bien entendu, plusieurs réalisations sont possibles. Ainsi, soit on prévoit de traiter en parallèle les échantillons originaux et on utilise en conséquence M ensembles analogues à celui représenté sur la figure 6, soit on sérialise les trains d' échantillons originaux et on les traite dans un seul ensemble tel que celui de la figure 6 avant de « reparalléliser » les informations de puissances différenciées correspondantes.
Bien qu' il soit possible d'utiliser deux filtres FH l , FH2 quelconques, pour autant qu' ils soient différents c ' est-à-dire qu ' ils aient des fonctions de transfert différentes, il est préférable que les fonctions de transfert de ces filtres présentent le moins de zéros possible.
Ainsi, à titre indicatif, on pourra choisir pour le filtre FH l la fonction de transfert H i suivante :
Figure imgf000017_0001
et pour le filtre FH2, la fonction de transfert H2(z) suivante H2(z)=z-Z 1 (5)
Le premier module MD1 comporte par ailleurs un bloc 61 configuré pour élever au carré la valeur de chaque échantillon c'est-à- dire déterminer sa puissance.
Le module MD1 comporte par ailleurs un bloc 63 destiné à calculer sur L échantillons, la puissance moyenne du train de façon à délivrer l'indication de puissance Pm,i.
Cette indication de puissance Pm,i est donc ici une indication de puissance moyenne.
Le calcul de moyenne effectué dans le bloc 63 peut être de tout type, par exemple une moyenne classique ou bien une moyenne glissante. Par ailleurs, le nombre L peut être par exemple de l'ordre de 1 million.
La structure du bloc 62 et du bloc 64 du deuxième module MD2 connectés en aval du filtre FH2 est analogue à celle des blocs 61 et 63.
L'indication de puissance Pm,2 délivrée par le deuxième module MD2 est donc ici également une indication de puissance moyenne.
Le deuxième étage ET2 (figure 7) présente une structure analogue à celle du premier étage ET1.
Plus précisément, le train filtré yM^ est filtré par les deux filtres FHl et FH2 et les modules MD3 et MD4 comportant les blocs 71 et 73 et 72, 74, délivrent la deuxième information de puissance différenciée comportant une troisième indication de puissance Pf,i et une quatrième indication de puissance Pf,2.
Ces différentes indications de puissance Pm,i, Pm,2, Pf,i, Pf,2 vont être utilisées dans le bloc BLC des moyens d'estimation MEST pour déterminer pour chaque train original xm[k], la différence de constante de temps estimée λτΜ.
Plus précisément, comme illustré sur la figure 8, le troisième étage ET3 détermine une première indication de puissance moyennée Pi obtenue par une moyenne des M premières indications de puissance Pm, i . Plus précisément, P\ est définie par la formule (6) ci-dessous :
, M-l
=0
De même, le troisième étage ET3 élabore une deuxième indication de puissance moyennée Pi obtenue par une moyenne des M deuxièmes indications de puissance PM,2.
Plus précisément, P2 est défini par la formule (7) ci-dessous :
M-l
1_
M (?)
m=Q
Le module de calcul MDC détermine alors (figure 9) la différence estimée λτΜ par la formule (8) ci-dessous : krm = 2 P"* Pl - P"* Pl ( 8 )
T> T> — T> T>
rm,\rf,2 rm,2rf,\
Le fait que les indications de puissance Pm, i et PM,2 ainsi que les indications de puissance Pf,2 et Pf, i aient été obtenues par deux filtres ayant des fonctions de transfert différentes, permet de ne pas perturber l ' estimation λτΜ par le gain statique du convertisseur ADCm.
De même, l 'utilisation des indications de puissance Pf,2 et Pf, i permet de calculer cette différence estimée λτΜ en une seule itération.
Si l'on se réfère maintenant de nouveau à la figure 4, on voit que les moyens de correction MCOR comportent M multiplieurs MXLO -MXLM- I destinés respectivement à multip lier les échantillons filtrés ym[k] des M trains filtrés par les M différences estimées correspondantes λτΜ . Les moyens de correction MCOR comportent par ailleurs M additionneurs ADDO -ADD M I destinés à additionner aux M échantillons originaux xm [k] les sorties des M multiplieurs MXLo- MXLM- I de façon à obtenir les M trains d' échantillons corrigés xm[k] .
Sur chacune des figures 10 à 1 1 , on a représenté en ordonnée la puissance spectrale du signal échantillonné et en abscisse la fréquence normalisée F/Fs où F désigne la fréquence du signal échantillonné.
Le signal d' entrée est un signal multitons possédant plusieurs tons utiles TNi.
On voit que le signal échantillonné délivré par les convertisseurs présente avant compensation, outre ces tons TNi, des bandes fréquentielles parasites (figure 10) .
Après compensation par le dispositif DIS , ces bandes parasites ont été supprimées (figure 1 1 ) .
On a vu ci-avant que les convertisseurs pouvaient présenter des désappariements de différentes natures comme par exemples des désappariements de décalages d ' horloge (« timing skew ») mais également des gains statiques différents ou des décalages (« offset ») différents.
La demande de brevet français n° 1 35 1 447 décrit un exemple de compensation du désappariement en décalage (« o ffset ») .
La demande de brevet français n° l 35 1 445 décrit un exemp le de compensation du désappariement en gain.
La demande de brevet français n° 1 35 1 448 décrit un exemple de compensation du désappariement en décalage d' horloge.
Les moyens de traitement MT du dispositif DIS qui vient d' être décrit peuvent aisément s 'insérer au sein d'une telle chaîne de correction.
Ainsi, à titre d' exemple, on pourra tout d' abord compenser les décalages (« offset ») puis compenser le désappariement de bandes passantes, puis compenser le désappariement en gain statique, puis enfin compenser le désappariement en décalage d' horloge. Annexe
Coefficients Valeurs
Co -0,019029
Cl 0,02163
C2 -0,025054
C3 0,029765
C4 -0,03666
C5 0,047716
C6 -0,068342
C7 0,12071
C8 0,24582
C9 -0,37309
ClO 0,082692
Cil -0,059307
C12 0,042853
C13 -0,033762
Cl4 0,027831
C15 -0,023672
Cl6 0,020593

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de compensation directe du désappariement de bandes passantes de M convertisseurs à entrelacement temporel délivrant respectivement M trains originaux d' échantillons originaux, M étant supérieur à deux, chaque convertisseur (ADCm) étant considéré au premier ordre comme comportant un filtre passe-bas du premier ordre (FPBm), le procédé comprenant
un traitement de filtrage numérique (MFL) des M trains original originaux délivrant M trains filtrés d' échantillons filtrés correspondants (ym[k]), ce filtrage ayant une fonction de transfert sensiblement égale au produit de la fonction de transfert d'un filtre passe-bas de référence par la fonction de transfert d'un filtre dérivateur multipliée par la constante de temps de référence (xref) dudit filtre passe-bas de référence,
et pour chaque train original d ' échantillons originaux ( xm [&]), un traitement d' estimation (MEST) délivrant une différence estimée ( Ârm ) entre la constante de temps (xm) du filtre passe-bas du premier ordre associé au convertisseur correspondant et ladite constante de temps de référence (xref) , et comportant une première élaboration d'une première information de puissance différenciée (Pm, i , Pm,2) relative audit train original et une deuxième élaboration d'une deuxième information de puissance différenciée (Pf, i , Pf,2) relative à l 'un au moins des M trains filtrés, et
un traitement de correction (MCOR) des échantillons originaux dudit train original utilisant les échantillons filtrés du trains filtré correspondant et la différence estimée correspondante, de façon à délivrer un train corrigé d' échantillons corrigés ( xm[k]),
les M trains corrigés étant alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre (FPBm) ont tous ladite constante de temps de référence (iref) comme constante de temps .
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel ledit traitement de filtrage comprend un filtrage de chaque train original d' échantillons originaux par un filtre (MFL) dont la fonction de transfert est sensiblement égale à jroxref/( l + j roiref) , dans laquelle xref désigne la constante de temps dudit filtre passe-bas de référence du premier ordre .
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel
ladite première élaboration comporte un premier filtrage du train original correspondant avec un premier filtre (FH l ) et une détermination d'une première indication de puissance (Pm, i ) dudit train original filtré par ce premier filtre, et un deuxième filtrage du train original correspondant avec un deuxième filtre (FH2) différent du premier filtre (FH l ) et une détermination d'une deuxième indication de puissance (Pm,2) dudit train original filtré par ce deuxième filtre , ladite première information de puissance différenciée comportant lesdites première et deuxième indications de puissance, et
ladite deuxième élaboration comporte un troisième filtrage dudit l 'un au moins des M trains filtrés avec le premier filtre (FH l ) et une détermination d 'une troisième indication de puissance (Pf, i ) dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par ce premier filtre, et un quatrième filtrage dudit l 'un au moins des M trains filtrés avec le deuxième filtre (FH2) et une détermination d'une quatrième indication de puissance (Pf,2) dudit l'un au moins des M trains filtrés filtré par ce deuxième filtre, ladite deuxième information de puissance différenciée comportant lesdites troisième et quatrième indications de puissance.
4. Procédé selon la revendication 3 , dans lequel ledit traitement d' estimation (MEST) comporte en outre une détermination d'une première indication de puissance moyennée ( Pi ) obtenue par une moyenne des M premières indications de puissance et une détermination d'une deuxième indication de puissance moyennée ( P2 ) obtenue par une moyenne des M deuxièmes indications de puissance, et ladite différence estimée ( Ârm ) est obtenue pour le train original correspondant, à partir de la première indication de puissance correspondante, de la deuxième indication de puissance correspondante, de la troisième indication de puissance, de la quatrième indication de puissance, de première indication de puissance moyennée et de la deuxième indication de puissance moyennée.
5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ledit traitement de correction (MCOR) comprend, pour chaque train original, une addition à chaque échantillon original, du produit de l ' échantillon filtré homo logue du train filtré correspondant à ce train original par ladite différence estimée correspondante.
6. Dispositif de compensation directe du désappariement de bandes passantes de M convertisseurs à entrelacement temporel, M étant supérieur à deux, chaque convertisseur (ADCm) étant considéré au premier ordre comme comportant un filtre passe-bas du premier ordre, comprenant
une entrée (BEO -BEM I ) pour recevoir M trains originaux d' échantillons originaux ( xm [&]) respectivement issus des M convertisseurs,
une sortie pour délivrer M trains corrigés d' échantillons corrigés ( xm[k]),
des moyens de traitement (MT) comportant,
des moyens de filtrage numériques (MFL) configurés pour effectuer un traitement de filtrage sur les M trains originaux de façon à délivrer M trains filtrés d' échantillons filtrés correspondant, ces moyens de filtrage ayant une fonction de transfert, sensiblement égale au produit de la fonction de transfert d'un filtre passe-bas de référence par la fonction de transfert d'un filtre dérivateur multip liée par la constante de temps de référence dudit filtre passe-bas de référence, des moyens d' estimation (MEST) configurés pour effectuer un traitement d' estimation délivrant pour chaque train original, une différence estimée entre la constante de temps du filtre passe-bas du premier ordre associé au convertisseur correspondant et ladite constante de temps de référence, et comportant une première élaboration d'une première information de puissance différenciée relative à chaque train original et une deuxième élaboration d 'une deuxième information de puissance différenciée relative à l 'un au moins des M trains filtrés, et
des moyens de correction (MCOR) configurés pour effectuer un traitement de correction des échantillons originaux de chaque train original utilisant les échantillons filtrés du trains filtré correspondant et la différence estimée correspondante, de façon à délivrer un train corrigé d' échantillons corrigés correspondant,
les M trains corrigés étant alors considérés comme étant issus des M convertisseurs correspondants dont les filtres passe-bas du premier ordre ont tous ladite constante de temps de référence comme constante de temps.
7. Dispositif selon la revendication 6, dans lequel les moyens de filtrage (MFL) comprennent un filtre dont la fonction de transfert est sensiblement égale à jroxref/( l + j roiref) , dans laquelle xref désigne la constante de temps dudit filtre passe-bas de référence du premier ordre .
8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel ledit filtre (MFL) est un filtre à réponse impulsionnelle finie.
9. Dispositif selon l'une des revendications 6 à 8 , dans lequel les moyens d ' estimation (MEST) comportent
un premier étage (ET 1 ) comportant un premier filtre (FH 1 ) destiné à filtrer le train original correspondant et un premier module (MD 1 ) configuré pour déterminer une première indication de puissance dudit train original filtré par le premier filtre, et un deuxième filtre (FH2), différent du premier filtre, destiné à filtrer le train original correspondant et un deuxième module (MD2) configuré pour déterminer une deuxième indication de puissance dudit train original filtré par le deuxième filtre, ladite première information de puissance différenciée comportant lesdites première et deuxième indications de puissance, et
un deuxième étage (ET2) comportant le premier filtre (FH 1 ) destiné à filtrer ledit un au moins des M trains filtrés et un troisième module (MD3) configuré pour déterminer une troisième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par le premier filtre, et le deuxième filtre (FH2) destiné à filtrer ledit un au moins des M trains filtrés et un quatrième module (MD4) configuré pour déterminer une quatrième indication de puissance dudit l 'un au moins des M trains filtrés filtré par ce deuxième filtre, ladite deuxième information de puissance différenciée comportant lesdites troisième et quatrième indications de puissance.
10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel les moyens d' estimation (MEST) comportent un troisième étage (ET3) configuré pour déterminer une première indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M premières indications de puissance et une deuxième indication de puissance moyennée obtenue par une moyenne des M deuxièmes indications de puissance, et un mo dule de calcul (MDC) configuré pour calculer ladite différence estimée pour le train original correspondant, à partir de la première indication de puissance correspondante, de la deuxième indication de puissance correspondante, de la troisième indication de puissance, de la quatrième indication de puissance, de première indication de puissance moyennée et de la deuxième indication de puissance moyennée.
1 1 . Dispositif selon l'une des revendications 6 à 10, dans lequel les moyens de correction (MCOR) sont configurés pour, pour chaque train original, additionner à chaque échantillon original, le produit de l ' échantillon filtré homo logue du train filtré correspondant à ce train original par ladite différence estimée correspondante.
12. Circuit intégré comprenant un dispositif selon l 'une des revendications 6 à 1 1 .
PCT/EP2014/075267 2013-12-04 2014-11-21 Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés WO2015082233A1 (fr)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/039,184 US9608653B2 (en) 2013-12-04 2014-11-21 Method and device for compensating bandwidth mismatches of time interleaved analog to digital converters

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1362091 2013-12-04
FR1362091A FR3014268A1 (fr) 2013-12-04 2013-12-04 Procede et dispositif de compensation du desappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numeriques temporellement entrelaces

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015082233A1 true WO2015082233A1 (fr) 2015-06-11

Family

ID=50639614

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2014/075267 WO2015082233A1 (fr) 2013-12-04 2014-11-21 Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9608653B2 (fr)
FR (1) FR3014268A1 (fr)
WO (1) WO2015082233A1 (fr)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110557122A (zh) * 2019-09-25 2019-12-10 电子科技大学 一种tiadc系统频响非一致性误差的校正方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11216251B2 (en) 2019-03-20 2022-01-04 Raytheon Company Wideband photonic radio frequency (RF) noise generator
US10700700B1 (en) 2019-03-20 2020-06-30 Raytheon Company Distributive photonic monobit analog-to-digital converter
US10833768B2 (en) 2019-03-20 2020-11-10 Raytheon Company Photonic monobit analog-to-digital converter using coherent detection
US10727862B1 (en) * 2019-03-20 2020-07-28 Raytheon Company Photonic monobit differential analog-to-digital converter
GB2592447B (en) * 2020-02-28 2022-05-04 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd ADC circuitry
CN114157298B (zh) * 2021-11-12 2022-11-01 华中科技大学 一种ti-adc带宽不匹配的校准方法和系统

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7408495B2 (en) * 2006-05-15 2008-08-05 Guzik Technical Enterprises Digital equalization of multiple interleaved analog-to-digital converters
US7782235B1 (en) * 2007-04-30 2010-08-24 V Corp Technologies, Inc. Adaptive mismatch compensators and methods for mismatch compensation
CA2688528C (fr) 2007-06-21 2015-04-14 Signal Processing Devices Sweden Ab Compensation des erreurs de desadaptation dans un convertisseur analogique / numerique a entrelacement temporel
WO2011038189A1 (fr) * 2009-09-25 2011-03-31 Telcordia Technologies, Inc. Système et procédé pour la conversion analogique-numérique basée sur la technique de filtrage imbriqué à longueur d'onde sélective (swift)
US7916051B1 (en) * 2009-10-02 2011-03-29 Texas Instuments Incorporated Bandwidth mismatch estimation for time interleaved ADCs
US7916050B1 (en) * 2009-10-15 2011-03-29 Texas Instruments Incorporated Time-interleaved-dual channel ADC with mismatch compensation
US8248282B2 (en) 2010-08-17 2012-08-21 Texas Instruments Incorporated Track and hold architecture with tunable bandwidth
US8466818B1 (en) 2011-12-01 2013-06-18 Crest Semiconductors, Inc. Time-interleaved analog-to-digital converter bandwidth matching
US8928507B2 (en) * 2012-07-06 2015-01-06 Maxlinear, Inc. Method and system for time interleaved analog-to-digital converter timing mismatch estimation and compensation
US8890739B2 (en) * 2012-12-05 2014-11-18 Crest Semiconductors, Inc. Time interleaving analog-to-digital converter
US8749410B1 (en) * 2012-12-19 2014-06-10 Broadcom Corporation Calibration of interleaving errors in a multi-lane analog-to-digital converter
WO2015120315A1 (fr) * 2014-02-06 2015-08-13 Massachusetts Institute Of Technology Réduction d'erreurs de désalignement temporel dans des convertisseurs analogique-numérique à entrelacement temporel
US9178525B2 (en) * 2014-03-12 2015-11-03 Texas Instruments Incorporated Mismatch corrector
US9287889B2 (en) * 2014-04-17 2016-03-15 The Board Of Regents, The University Of Texas System System and method for dynamic path-mismatch equalization in time-interleaved ADC
US9401726B2 (en) * 2014-11-26 2016-07-26 Silicon Laboratories Inc. Background calibration of time-interleaved analog-to-digital converters

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FATIMA GHANEM ET AL: "A background extraction technique for bandwidth mismatch error in a two-channel time-interleaved ADC", NEW CIRCUITS AND SYSTEMS CONFERENCE (NEWCAS), 2012 IEEE 10TH INTERNATIONAL, IEEE, 17 June 2012 (2012-06-17), pages 353 - 356, XP032248094, ISBN: 978-1-4673-0857-1, DOI: 10.1109/NEWCAS.2012.6329029 *
SHAHZAD SALEEM ET AL: "Adaptive Blind Background Calibration of Polynomial-Represented Frequency Response Mismatches in a Two-Channel Time-Interleaved ADC", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS I: REGULAR PAPERS, IEEE, US, vol. 58, no. 6, 1 June 2011 (2011-06-01), pages 1300 - 1310, XP011325568, ISSN: 1549-8328, DOI: 10.1109/TCSI.2010.2094330 *
TSAI ET AL: "Bandwidth Mismatch and Its Correction in Time-Interleaved Analog-to-Digital Converters", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS II: ANALOG AND DIGITALSIGNAL PROCESSING, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS INC, 345 EAST 47 STREET, NEW YORK, N.Y. 10017, USA, vol. 53, no. 10, 1 October 2006 (2006-10-01), pages 1133 - 1137, XP011142506, ISSN: 1057-7130, DOI: 10.1109/TCSII.2006.882224 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110557122A (zh) * 2019-09-25 2019-12-10 电子科技大学 一种tiadc系统频响非一致性误差的校正方法
CN110557122B (zh) * 2019-09-25 2022-04-19 电子科技大学 一种tiadc系统频响非一致性误差的校正方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20170026052A1 (en) 2017-01-26
US9608653B2 (en) 2017-03-28
FR3014268A1 (fr) 2015-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2015082233A1 (fr) Procédé et dispositif de compensation du désappariement de bandes passantes de plusieurs convertisseurs analogiques/numériques temporellement entrelacés
EP1331729A1 (fr) Amplificateur linéaire à précorrection
EP2460275B1 (fr) Correction des défauts analogiques dans des convertisseurs analogiques/numériques parallèles, notamment pour des applications multistandards, radio logicielle et/ou radio-cognitive
FR3002391A1 (fr) Procede et dispositif pour notamment compenser le desappariement des decalages d&#39;horloges de plusieurs convertisseurs analogiques/numeriques temporellement entrelaces
FR2896109A1 (fr) Dispositif de conversion analogique numerique a entrelacement temporel et a egalisation auto adaptative.
CA2170568A1 (fr) Dispositif et procede de reception multidebit a filtrage unique d&#39;interpolation et d&#39;adaptation
EP1727283A1 (fr) Procédé et dispositif de conversion de fréquence d&#39;échatillonnage
WO2016131990A1 (fr) Convertisseur sigma-delta a haute linearite
EP1782536B1 (fr) Procede de generation d&#39;un signal numerique representatif des erreurs d&#39;appariement d&#39;un systeme de conversion analogique numerique a entrelacement temporel, et un convertisseur analogique numerique a entrelacement temporel l&#39;utilisant
EP3048730B1 (fr) Dispositif de synthèse de fréquence à boucle de rétroaction
EP2514099B1 (fr) Dispositif et procede de reception de signaux rf basee sur une architecture heterodyne a sous-echantillonnage if complexe
EP1940023A2 (fr) Banque de filtres numériques cascadable et circuit de réception comportant une telle banque de filtre en cascade
FR3054757A1 (fr) Convertisseur sigma-delta a haute linearite
WO2010049507A1 (fr) Procede d&#39;amelioration de la resolution et de correction des distorsions pour modulateur sigma-delta et modulateur sigma-delta mettant en œuvre le procede
EP1077530B1 (fr) Procédé et dispositif de conversion d&#39;un signal analogique en un signal numérique avec contrôle automatique de gain
FR2911455A1 (fr) Procede de traitement d&#39;un signal numerique au sein d&#39;un modulateur delta-sigma numerique, et modulateur delta-sigma correspondant
EP0740414B1 (fr) Dispositif de retard programmable d&#39;un signal analogique et antenne acoustique programmable correspondante
EP3276834B1 (fr) Modulateur sigma-delta à étages de mise en forme de bruit multiples
FR2897998A1 (fr) Procede et dispositif d&#39;estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour demodulateur cofdm
EP2391012B1 (fr) Procédé et dispositif permettant de réaliser le codage analogique-numérique de signaux hyperfréquence de très grande dynamique présentant une grande bande passante.
FR3133235A1 (fr) Procédé de formation de voies en émission paramétrables et dispositifs associés
FR3133236A1 (fr) Procédé de formation de faisceaux et dispositifs associés
FR3133234A1 (fr) Procédé de formation de faisceaux paramétrables et dispositifs associés
FR3133233A1 (fr) Procédé de formation de voies d&#39;émission et dispositifs associés
FR3133237A1 (fr) Procédé de calibrage d&#39;un système de formation de faisceaux et dispositifs associés

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14802055

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15039184

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14802055

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1