WO2015055097A1 - 一种导航信号扩频码的优选方法 - Google Patents

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唐祖平
魏蛟龙
夏轩
石建峰
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Huazhong University of Science and Technology
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Huazhong University of Science and Technology
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    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • G—PHYSICS
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    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0003—Code application, i.e. aspects relating to how codes are applied to form multiplexed channels

Definitions

  • the invention belongs to the field of satellite navigation technology, and more particularly to a preferred method for a navigation signal spreading code.
  • a user receiver distinguishes signals of different satellites by using a spreading code in a navigation signal and performs navigation and positioning, and the acceleration of the interoperability process in the civil signal field makes different satellite navigation systems Inter-operational signals use the same modulation scheme with the same power spectrum characteristics. Therefore, the isolation of interoperable signals between different systems depends on the spreading code. Therefore, the improved spread spectrum code optimization method is used to improve the performance of the navigation system and improve system compatibility. Promoting the construction of satellite navigation systems plays an important role.
  • the main code length of the newer signal component L1C of GPS is 10230, and the pattern is a Weil code, which is obtained by screening the self-correlation performance.
  • Galileo's E1OS and E6C use the Random code.
  • the Random code is based on a stored sequence. It has no fixed production pattern and is selected from the possible arrangements of 2Mn species (M is the number of code sequences, n is the code length).
  • the prior art analyzes the effects of code balance, maximum autocorrelation side lobes, maximum cross-correlation and maximum spectral amplitude on system performance. It is proposed to calculate the weight value based on the index and the calculated value of the spreading code on these four indicators. For the weighted calculation value of the spreading code, the spreading code with a small weighted calculation value is selected as the optimal value. This method only describes the case where the code length of the preferred code set is equal to the code length of the target code set. However, in practice, the code length of the preferred code set often cannot directly take the target code length.
  • the object of the present invention is to provide a navigation signal spreading of a spreading code whose code length can be freely selected, which is more suitable for practical applications and has better performance.
  • a preferred method of frequency coding is to provide a navigation signal spreading of a spreading code whose code length can be freely selected.
  • step S1 determining whether the code length L of the spread code set M is equal to the target code length L T , and if so, proceeding to step S3, and if not, proceeding to step S2;
  • S3 obtaining a to-be-optimized code set M2 according to a maximum parity autocorrelation side lobe, an interference parameter, a maximum spectral amplitude, and a set cumulative probability of all spreading codes in the to-be-optimized code set M1, where M2 includes N' spreading codes; Wherein the size of N' ⁇ N, N' is directly linked to the value of the cumulative probability a in step S33;
  • each code has a maximum parity cross-correlation with code1 and code2 respectively ⁇ a i , b i ⁇ , 1 ⁇ i ⁇ N'-2 Taking the larger value of ⁇ a i , b i ⁇ as the comparison parameter c i , then obtaining a set ⁇ c 1 , c 2 ,..., c N'-2 ⁇ ;
  • step S3 specifically includes:
  • S31 sequentially calculate maximum parity autocorrelation sidelobes, interference parameters and maximum spectral amplitude of all spreading codes in the to-be-optimized code set M1;
  • S33 Arranging the elements in the set from small to large, and selecting a spreading code according to the set cumulative probability, to obtain a code set M2 to be optimized, and the code set size is N′.
  • step S31 according to the formula Calculate the interference parameter; l is the code phase offset, A linear autocorrelation normalized value representing the sequence C(n) at an offset of l.
  • the sequence C(n) is just a code name, which refers to any code that needs to calculate the interference parameter.
  • the code is a string of numbers, which can also be called a sequence.
  • the cumulative probability is set according to: the value of the cumulative probability a may be different in different pseudo-code optimization processes, and if the cross-correlation performance of the final code set is required to be good, then a The value can be larger, so that N' is larger, and there will be more preferred space in the next cross-correlation optimization step. If the autocorrelation performance of the final code set is required, the tracking performance and the anti-narrowband interference performance are good. Some, then the value of a should be smaller.
  • the case where the code length of the code family is not equal to the target code length is calculated by truncating
  • the balance of the code and the maximum parity autocorrelation side lobes determine the truncation point, and further optimize according to the maximum parity autocorrelation side lobes, interference parameters, maximum spectral amplitude, maximum parity cross-correlation, and code length selection compared with the prior art. More free, odd-related considerations are more in line with the actual application, can obtain better performance of the spreading code, improve the performance of the satellite navigation system without changing the hardware and software design of the satellite navigation system and without increasing the system construction cost. .
  • FIG. 1 is a flowchart of an implementation of a preferred method for a navigation signal spreading code according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a preferred method of the optimized code set M2 to the final code set M3.
  • the embodiment of the present invention overcomes the deficiencies of the prior art, and provides a method for optimizing a navigation satellite spreading code, which comprises calculating a truncated code balance by calculating a code length of a preferred code family and a target code length that are not equal. And the maximum and odd-even autocorrelation side lobes to determine the truncation point, and further preferred according to the maximum parity autocorrelation side lobes, interference parameters, maximum spectral amplitude, maximum parity cross-correlation, and the selection of the code length is more free than the prior art, The odd-related considerations are more in line with the actual application, and the better-performing spreading codes can be obtained.
  • the performance of the satellite navigation system can be improved without changing the hardware and software design of the satellite navigation system and without increasing the system construction cost.
  • the case where the code length of the to-be-preferred code set is not equal to the target code length is added, and the calculation of the odd correlation is added when calculating the autocorrelation and the cross-correlation.
  • the method for the preferred navigation satellite spreading code provided by the embodiment of the present invention is as follows:
  • the defined code set M is the to-be-optimized code set M1 and proceeds to step (6); If the length is not equal to the target code length, take the first possible code length L greater than L T and proceed to step (2) for truncation.
  • C P (l) is the lth chip of the pth spreading code in S i
  • k is the offset of the chip cyclic shift
  • C P (lk) is S
  • the lkth chip of the pth spreading code in i , the autocorrelation and cross-correlation time code are composed of ⁇ -1, 1 ⁇ , and the conversion principle is 0 to 1, 1 to -1.
  • (6) sequentially calculating the maximum parity autocorrelation sidelobes, interference parameters, and maximum spectral amplitude, interference parameters of all spreading codes in the to-be-optimized code set M1.
  • l is the code phase offset
  • the sequence C(n) is any spreading code that needs to calculate the interference parameters.
  • the maximum spectral amplitude max spec max(
  • the value of the cumulative probability a can be different in different pseudo-code optimization processes.
  • the value of a can be larger, so that N' is larger, in the next mutual There will be a larger preferred space in the relevant preferred steps. Conversely, if the autocorrelation performance of the final code set is required, the tracking performance and the anti-narrowband interference performance are better, then the value of a should be smaller.
  • the invention has the beneficial effects compared with the prior art: a method for preferentially broadcasting a satellite spreading code is provided, which comprises the case where the code family code length is not equal to the target code length, and the balance of the truncated code is calculated. And the maximum and odd-even autocorrelation side lobes to determine the truncation point, and further preferred according to the maximum parity autocorrelation side lobes, interference parameters, maximum spectral amplitude, maximum parity cross-correlation, and the selection of the code length is more free than the prior art, The odd-related considerations are more in line with the actual application, and the better-performing spreading codes can be obtained.
  • the performance of the satellite navigation system is improved without changing the hardware and software design of the satellite navigation system and without increasing the system construction cost.
  • the positive and negative levels of the well-balanced spreading code are roughly equal, so that the DC component of the transmitted signal is small and has better spectral characteristics.
  • the use of a spreading code with a small maximum odd-even autocorrelation sidelobe helps to reduce the probability of receiver false locks.
  • the spread code with a maximum parity and cross correlation is more resistant to multiple access interference.
  • the effect of the spreading code on the tracking performance can be represented by the interference parameter.
  • a spread spectrum code having a smaller maximum spectral amplitude has a stronger ability to resist narrowband interference.
  • the maximum parity autocorrelation side lobes, the maximum parity cross-correlation, the interference parameters, and the maximum spectral amplitude, the five preferred indices of the spreading code can comprehensively improve the performance of the satellite navigation system.
  • the Weil code family whose code length L is 10243 and whose code family size N is 5121 is selected as the code family to be preferred, the target code length L T is 10230, and the target code family M3 size N′′ is 100.
  • the truncation is performed according to the following steps:
  • C P (l) is the lth chip of the pth spreading code in S i
  • k is the offset of the chip cyclic shift, 0 ⁇ k ⁇ L T -1
  • C P (lk) is the first
  • the lkth chip of the pth spreading code in S i , the autocorrelation and cross-correlation time code are composed of ⁇ -1, 1 ⁇ , and the conversion principle is 0 to 1, 1 to -1.
  • N' the weight of the indicator is considered. If the final code set M3 is required to have better anti-multiple-access interference performance, N' can be determined to be slightly larger, if the final code set M3 is needed. With better tracking performance, lower receiver false lock probability, and better resistance to narrowband interference, N' can be determined to be slightly smaller.

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Abstract

本发明属于卫星导航技术领域，公开了一种导航信号扩频码优选方法，该方法在待优选码族码长与目标码长不相等的情况下，通过计算截短码的平衡性和最大奇偶自相关旁瓣来确定截断点，并根据最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，最大频谱幅度，最大奇偶互相关进一步优选，与现有技术相比，码长的选取更自由，奇相关的考虑也更符合实际应用情况，可以得到性能较好的扩频码，在不改变卫星导航系统软硬件设计方案和不增加系统建设成本的条件下，提高卫星导航系统的性能。

Description

一种导航信号扩频码的优选方法 【技术领域】
本发明属于卫星导航技术领域，更具体地，涉及一种导航信号扩频码的优选方法。
【背景技术】
在基于码分多址的卫星导航系统中，用户接收机通过导航信号中的扩频码来区分不同卫星的信号并进行导航定位，而民用信号领域互操作进程的加速，使得不同卫星导航系统之间的互操作信号采用功率谱特征相同的调制方式，因此不同系统之间互操作信号的隔离依赖于扩频码，所以研究改进的扩频码优选方法对于提升导航系统性能，改善系统兼容性，促进卫星导航系统的建设有重要作用。
GPS较新的信号分量L1C的主码码长为10230，码型为Weil码，通过自互相关性能的筛选而得到。而与GPSL1C采用Weil码不同，Galileo的E1OS和E6C采用Random码。Random码是基于存储的序列，它没有固定的产生模式，是从2Mn种(M为码序列个数，n为码长)可能的排列中挑选出来的。
现有技术分析了码平衡性，最大自相关旁瓣，最大互相关和最大频谱幅度对系统性能的影响，提出根据指标的权重值和在这4个指标上扩频码的计算值来计算各个扩频码的加权计算值，选取加权计算值小的扩频码为最优。该方法只描述了待优选码集合码长等于目标码集合码长的情况，但实际应用中待优选码集合码长往往不能直接取目标码长。
【发明内容】
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明的目的在于提供一种码长可以自由选取、更符合实际应用情况且性能较好的扩频码的导航信号扩 频码的优选方法。
本发明实施例提供的导航信号扩频码的优选方法包括下述步骤：
S1：判断扩频码集合M的码长L是否等于目标码长LT，若是，则进入步骤S3，若否，则进入步骤S2；
S2：对扩频码集合M中N个扩频码进行截短，并根据扩频码的平衡性和奇偶自相关最大旁瓣获得N个最佳截短码并构成待优化码集合M1；其中N的大小由码型和码长决定；
S3：根据待优化码集合M1中所有扩频码的最大奇偶自相关旁瓣、干扰参数和最大频谱幅度以及设定的累积概率获得待优化码集合M2，M2中包括N'个扩频码；其中N'<N，N'的大小与步骤S33中累积概率a的取值直接挂钩；
S4：计算待优化码集合M2中N'个扩频码的两两奇偶互相关，并得到N'个扩频码的两两最大奇偶互相关；
S5：将两两最大奇偶互相关中最小值对应的一对扩频码作为种子码，并得到初始码集合code＝{code1，code2}；其中code为当前的码集合，code1和code2分别为初始化的两个码；code1和code2是码集合M3的初始化种子码，由这两个码然后根据S6和S7两个步骤就可以得到码集合M3。
S6：在待优化码集合M2剩余的N'-2个扩频码中每个码都与code1和code2分别存在一个最大奇偶互相关{ai,bi}，1≤i≤N'-2，取{ai,bi}中较大的那个值作为比较参数ci，则得到一个集合{c1,c2,...,cN'-2}；
S7：取集合中最小值对应的码序列作为code3，并将code3添加进初始码集合得到code＝{code1，code2，code3}，并以此类推，直到code集合中元素个数等于设定的个数N″时，得到大小为N″的最终码集合M3；其中N″<N，具体N″大小的设定与该系统发射的卫星数目有关。
作为更进一步优选地，步骤S3具体包括：
S31：依次计算待优化码集合M1中所有扩频码的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数和最大频谱幅度；
S32：将N个扩频码的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数和最大频谱幅度分别构成旁瓣集合S1＝[max AC1,max AC2,...,max ACN]，干扰集合S2＝[IP1,IP2,...,IPN]和频谱集合S3＝[Maxspec1,Maxspec2,...,MaxspecN]；
S33：将集合中的元素从小到大排列，并根据设定的累积概率选取扩频码，得到待优化码集合M2，码集合大小为N'。
作为更进一步优选地，在步骤S31中，根据公式
Figure PCTCN2014088341-appb-000001
计算干扰参数；l为码相位偏移，
Figure PCTCN2014088341-appb-000002
表示序列C(n)在偏移量为l时的线性自相关归一化值。序列C(n)此处只是一个代号，指代任何需要计算干扰参数的码，实际上码就是一串数字，也可称为一个序列。
作为更进一步优选地，在步骤S31中，根据公式max spec＝max(|FT(C(n))|)计算最大频谱幅度，FT(C(n))表示序列C(n)的傅里叶变换。
作为更进一步优选地，在步骤S33中，根据设定的累积概率选取扩频码步骤具体包括：将3个集合中的元素都从小到大排列，并设定累积概率a，若a＝0.5，则取已排序集合的前50％予以保留，根据选定的累积概率a，选取3个参数都符合要求的扩频码予以保留。
作为更进一步优选地，在步骤S33中，累积概率的设定依据：累积概率a的取值在不同的伪码优化过程中可以不同，如果需要最终码集合的互相关性能较好，那么a的取值可以大一些，这样N'就大一些，在接下来的互相关优选步骤中就会有更大的优选空间，反之如果需要最终码集合的自相关性能，跟踪性能和抗窄带干扰性能好一些，则a取值应该小一些。
本发明中，待优选码族码长与目标码长不相等的情况，通过计算截短 码的平衡性和最大奇偶自相关旁瓣来确定截断点，并根据最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，最大频谱幅度，最大奇偶互相关进一步优选，和现有技术相比，码长的选取更自由，奇相关的考虑也更符合实际应用情况，可以得到性能较好的扩频码，在不改变卫星导航系统软硬件设计方案和不增加系统建设成本的条件下，提高卫星导航系统的性能。
【附图说明】
图1是本发明实施例提供的导航信号扩频码的优选方法的实现流程图；
图2是待优化码集合M1到待优化码集合M2的优选方法；
图3是待优化码集合M2到最终码集合M3的优选方法。
【具体实施方式】
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明实施例克服现有技术的不足，给出了一种优选导航卫星扩频码的方法，该方法包含待优选码族码长与目标码长不相等的情况，通过计算截短码的平衡性和最大奇偶自相关旁瓣来确定截断点，并根据最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，最大频谱幅度，最大奇偶互相关进一步优选，和现有技术相比，码长的选取更自由，奇相关的考虑也更符合实际应用情况，可以得到性能较好的扩频码，在不改变卫星导航系统软硬件设计方案和不增加系统建设成本的条件下，提高卫星导航系统的性能。本发明实施例中加入了待优选码集合码长不等于目标码长的情况，并在计算自相关和互相关时加入了奇相关的计算。
如图1、图2和图3所示，本发明实施例提供的优选导航卫星扩频码的方法，具体步骤如下：
(1)对于包含N个扩频码的常用扩频码集合M，若其码长L等于目标码长LT，则定义码集合M为待优化码集合M1进入步骤(6)；若其码长不等于目标码长，则取大于LT的第一种可能码长L，并进入步骤(2)进行截短。比如gold码码长只能取2n-1，n取正整数，如果目标码长为1000，则取n＝10，原始码长为1023的gold码来进入步骤2进行截短，而不取n＝11或者更大的值。
(2)对M中的N个扩频码进行截短，每个扩频码都存在L种循环截短方式，首先生成每个扩频码的L个截短码，根据
Figure PCTCN2014088341-appb-000003
得到每个截短码的平衡性，其中
Figure PCTCN2014088341-appb-000004
表示第i个截短码中码元0的个数，
Figure PCTCN2014088341-appb-000005
表示第i个截短码中码元1的个数，1≤i≤L。留下D≤1的截短码形成集合Si，1≤i≤N。D≤1的码平衡性较好。
(3)依次计算集合Si中每个截短码的循环移位奇偶自相关值
Figure PCTCN2014088341-appb-000006
CP(l)为Si中第p个扩频码的第l个码片，k为码片循环移位的偏移量，0≤k≤LT-1，CP(l-k)为Si中第p个扩频码的第l-k个码片，计算自相关和互相关时码由{-1,1}组成，转换原则是0变1，1变-1。
(4)根据步骤(3)中得出的Si中第p个扩频码的循环移位奇偶自相关值，获得Si中第p个扩频码的最大奇偶自相关旁瓣
Figure PCTCN2014088341-appb-000007
其中max()为取最大操作。
(5)根据步骤(4)得到Si中所有截短码的最大奇偶自相关旁峰值，取最大奇偶自相关旁瓣中最小值对应的截短码作为码族M中第i个扩频码的最佳截短码予以保留，并依照步骤(3)和步骤(4)得到其他Sj中的最佳截短码，1≤j≤N,j≠i，得到码长为LT，码集合大小为N的待优化码集合M1。
(6)依次计算待优化码集合M1中所有扩频码的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，和最大频谱幅度，干扰参数
Figure PCTCN2014088341-appb-000008
l为码相位偏移，
Figure PCTCN2014088341-appb-000009
表示序列C(n)在偏移量为l时的线性自相关归一化值。序列C(n)为任何需要计算干扰参数的扩频码。最大频谱幅度max spec＝max(|FT(C(n))|),FT(C(n))表示序列C(n)的傅里叶变换。则得到待优化码集合M1中第i个码的3个参数{max ACi,IPi,max speci}。
(7)将待优化码集合M1中N个扩频码的3个参数构成3个集合S1＝[max AC1,max AC2,...,max ACN]，S2＝[IP1,IP2,...,IPN]，S3＝[Maxspec1,Maxspec2,...,MaxspecN]，将3个集合中的元素都从小到大排列，并设定累积概率a，若a＝0.5，则取已排序集合的前50％予以保留，根据选定的累积概率a，选取3个参数都符合要求的扩频码予以保留，得到待优化码集合M2，码集合大小为N'。累积概率a的取值在不同的伪码优化过程中可以不同，如果需要最终码集合的互相关性能较好，那么a的取值可以大一些，这样N'就大一些，在接下来的互相关优选步骤中就会有更大的优选空间，反之如果需要最终码集合的自相关性能，跟踪性能和抗窄带干扰性能好一些，则a取值应该小一些。
(8)计算待优化码集合M2中所有扩频码的两两奇偶互相关，公式为
Figure PCTCN2014088341-appb-000010
Cp(l)表示扩频码p的第l个码片，Cq(l-k)表示扩频码q的第l-k个码片。
(9)根据步骤(8)得到待优化码集合M2中所有扩频码的两两最大奇偶互相关
Figure PCTCN2014088341-appb-000011
其中max()为取最大操作。找出两两最大奇偶互相关最小的一对扩频码作为种子码，得到初始码集合code＝{code1，code2}(code表示当前的码集合，code1和code2表示初始化的两个码)，在码集合M2剩余的N'-2个码中每个码都与code1和code2分 别存在一个最大奇偶互相关{ai,bi}，1≤i≤N'-2，取{ai,bi}中较大的那个值作为比较参数，并设定为ci，则得到一个集合{c1,c2,...,cN'-2}，取集合中最小值对应的码序列作为code3添加进初始码集合，得到code＝{code1，code2，code3}，并以此类推，直到code集合中元素个数满足要求，得到大小为N″的最终码集合M3。
本发明与现有技术相比的有益效果是：给出了一种优选导航卫星扩频码的方法，该方法包含码族码长与目标码长不相等的情况，通过计算截短码的平衡性和最大奇偶自相关旁瓣来确定截断点，并根据最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，最大频谱幅度，最大奇偶互相关进一步优选，和现有技术相比，码长的选取更自由，奇相关的考虑也更符合实际应用情况，可以得到性能较好的扩频码，在不改变卫星导航系统软硬件设计方案和不增加系统建设成本的条件下，提高了卫星导航系统的性能。
平衡性好的扩频码中正负电平大致相当，使得发送信号的直流分量小，而且具有更好的频谱特性。使用最大奇偶自相关旁瓣小的扩频码有利于降低接收机假锁的概率。最大奇偶互相关小的扩频码抗多址干扰的能力较强。扩频码对跟踪性能的影响可以用干扰参数表示。最大频谱幅度较小的扩频码抗窄带干扰的能力较强。因此，根据码平衡性，最大奇偶自相关旁瓣，最大奇偶互相关，干扰参数，最大频谱幅度这五个指标优选扩频码可以综合提升卫星导航系统的性能。
现结合实例，对本发明做进一步的阐述：
选取码长L为10243，码族大小N为5121的weil码族作为待优选码族，目标码长LT为10230，目标码族M3大小N″为100。
当待优选码族的码长大于目标码长，根据以下步骤进行截短：
(1)生成码族中第一个扩频码的所有截短码，根据
Figure PCTCN2014088341-appb-000012
得到每个截短码的平衡性，其中
Figure PCTCN2014088341-appb-000013
表示第i个截短码中码元0的个数，
Figure PCTCN2014088341-appb-000014
表示第i个截短码中码元1的个数，1≤i≤L。留下D＝0的截短码形成集合Si,1≤i≤N。
(2)计算Si中截短码的循环移位奇偶自相关值
Figure PCTCN2014088341-appb-000015
CP(l)为Si中第p个扩频码的第l个码片，k为码片循环移位的偏移量，0≤k≤LT-1，CP(l-k)为第Si中第p个扩频码的第l-k个码片，计算自相关和互相关时码由{-1,1}组成，转换原则是0变1，1变-1。
(3)根据步骤(2)中得出的Si中第p个扩频码的循环位移奇偶自相关值，获得Si中第p个扩频码的最大奇偶自相关旁瓣
Figure PCTCN2014088341-appb-000016
其中max()为取最大操作。
(4)根据步骤(3)得到Si中所有截短码的最大奇偶自相关旁瓣值，取最大奇偶自相关旁瓣最小的截短码作为码族M中第i个扩频码的截短码予以保留。
(5)重复步骤(1)-(4)得到原始码族中其他扩频码的最佳截短码，并和第一个扩频码的最佳截短码组成待优化码集合M1，码长为10230。
(6)计算待优化码集合M1中所有码序列的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数，和最大频谱幅度，干扰参数
Figure PCTCN2014088341-appb-000017
l为码相位偏移，
Figure PCTCN2014088341-appb-000018
表示序列C(n)在偏移量为l时的线性自相关归一化值。最大频谱幅度max spec＝max(|FT(C(n))|),FT(C(n))表示序列C(n)的傅里叶变换。则对待优化码集合M1中第i个码得到3个参数{max ACi,IPi,max speci}。
(7)将待优化码集合M1中N个扩频码的3个参数构成3个集合S1＝[max AC1,max AC2,...,max ACN]，S2＝[IP1,IP2,...,IPN]，S3＝[Maxspec1,Maxspec2,...,MaxspecN]，将3个集合中的元素都从小到大排列， 并设定累积概率a，若a＝0.5，则取已排序集合的前50％予以保留。对应每个累计概率我们可以得到三个阈值TDacf(最大奇偶自相关旁瓣)，TDspec(最大频谱幅度)，TDip(干扰参数)。对于三个参数都小于这三个阈值的码，我们予以保留，反之，则删除。不断的降低累计概率，例如从99.9％到99.8％，这样三个阈值就会不断的变小，使得码集合也不断的缩小，直到码的个数达到我们要求的大小N'。关于待优化码集合M2大小N'的确定，在于指标的权重考虑，如果需要最终的码集合M3有更好的抗多址干扰性能，则N'可以确定的稍大，如果需要最终码集合M3有更好的跟踪性能，更低的接收机假锁概率，更好的抗窄带干扰性能，则N'可以确定的稍小。
(8)计算待优化码集合M2中所有扩频码的两两奇偶互相关，公式为
Figure PCTCN2014088341-appb-000019
Cp(l)表示扩频码p的第l个码片，Cq(l-k)表示扩频码q的第l-k个码片。
(9)根据步骤(8)得到待优化码集合M2中所有扩频码的两两最大奇偶互相关
Figure PCTCN2014088341-appb-000020
其中max()为取最大操作。
(10)找出两两最大奇偶互相关最小的一对扩频码作为种子码，得到初始码集合code＝{code1，code2}(code表示当前的码集合，code1和code2表示初始化的两个码)。
(11)在待优化码集合M2剩余的N'-2个码中每个码都与code1和code2分别存在一个最大奇偶互相关{ai,bi}，1≤i≤N'-2，取{ai,bi}中较大的那个值作为比较参数，并设定为ci，则得到一个集合{c1,c2,...,cN'-2}，取集合中最小值对应的码序列作为code3添加进初始码集合，得到code＝{code1，code2，code3}。
(12)依此类推，直到码集合大小为100，得到最终码集合M3。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已， 并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

  1. 一种导航信号扩频码的优选方法，其特征在于，包括下述步骤：
    S1：判断扩频码集合M的码长L是否等于目标码长LT，若是，则进入步骤S3，若否，则进入步骤S2；
    S2：对扩频码集合M中N个扩频码进行截短，并根据扩频码的平衡性和奇偶自相关最大旁瓣获得N个最佳截短码并构成待优化码集合M1；
    S3：根据待优化码集合M1中所有扩频码的最大奇偶自相关旁瓣、干扰参数和最大频谱幅度以及设定的累积概率获得待优化码集合M2，M2中包括N'个扩频码；
    S4：计算待优化码集合M2中N'个扩频码的两两奇偶互相关，并得到N'个扩频码的两两最大奇偶互相关；
    S5：将两两最大奇偶互相关中最小值对应的一对扩频码作为种子码，并得到初始码集合code＝{code1，code2}；其中code为当前的码集合，code1和code2分别为初始化的两个码；
    S6：在待优化码集合M2中剩余的N'-2个扩频码中每个码都与code1和code2分别存在一个最大奇偶互相关{ai,bi}，取{ai,bi}中较大的那个值作为比较参数ci，则得到一个集合{c1,c2,...,cN'-2}；1≤i≤N'-2
    S7：取集合{c1,c2,...,cN'-2}中最小值对应的码序列作为code3，并将code3添加进初始码集合得到code＝{code1，code2，code3}，并以此类推，直到code集合中元素个数等于设定的个数N″时，得到大小为N″的最终码集合M3。
  2. 如权利要求1所述的优选方法，其特征在于，步骤S3具体包括：
    S31：依次计算待优化码集合M1中所有扩频码的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数和最大频谱幅度；
    S32：将N个扩频码的最大奇偶自相关旁瓣，干扰参数和最大频谱幅度分别构成旁瓣集合S1＝[max AC1,max AC2,...,max ACN]，干扰集合S2＝[IP1,IP2,...,IPN]和频谱集合S3＝[Maxspec1,Maxspec2,...,MaxspecN]；
    S33：将集合中的元素从小到大排列，并根据设定的累积概率选取扩频码，得到待优化码集合M2，码集合M2大小为N'。
  3. 如权利要求2所述的优选方法，其特征在于，在步骤S31中，根据公式
    Figure PCTCN2014088341-appb-100001
    计算干扰参数；l为码相位偏移，
    Figure PCTCN2014088341-appb-100002
    表示序列C(n)在偏移量为l时的线性自相关归一化值；序列C(n)为任何需要计算干扰参数的扩频码。
  4. 如权利要求3所述的优选方法，其特征在于，在步骤S31中，根据公式maxspec＝max(|FT(C(n))|)计算最大频谱幅度maxspec，FT(C(n))表示序列C(n)的傅里叶变换。
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