WO2015050295A1 - 다중 안테나 무선 중계 시스템 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법 - Google Patents

다중 안테나 무선 중계 시스템 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법 Download PDF

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WO2015050295A1
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WO
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signal
vector
filter coefficient
reference signal
interference
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Application number
PCT/KR2014/001098
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Inventor
이정우
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서울대학교 산학협력단
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    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
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    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15528—Control of operation parameters of a relay station to exploit the physical medium

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device, and more particularly, to a multi-antenna wireless repeater and a feedback interference cancellation method using the same.
  • a mobile communication system uses a repeater to extend coverage of a mobile communication system in a shaded area where the strength of radio waves from a base station is weakened or in a region far from the base station.
  • the repeater includes an optical repeater using an optical path and a wireless repeater for wirelessly receiving a signal from a base station and transmitting the signal wirelessly.
  • the optical repeater guarantees stable performance, but has a disadvantage in that the cost is increased because an optical path must be installed or leased.
  • the wireless repeater does not need to install the optical path, it is free to choose the installation location, there is an advantage that can be easily maintained and repaired, frequency reuse.
  • 1 is a conceptual diagram of a general wireless repeater.
  • the signal transmitted wirelessly from the base station 1 is received at the repeater 3.
  • the repeater 3 amplifies the received signal and sends it back to the terminal 5 as a radio signal.
  • the wireless repeater uses the same frequency as the received signal and the transmitted signal, the isolation between the transmit and receive antennas must be sufficiently secured. Otherwise, a signal transmitted from the transmitting antenna is fed back to the receiving antenna, causing a problem such that an oscillation phenomenon occurs by combining the original signal and the feedback signal transmitted from the base station 1.
  • ICS Interference Cancellation System
  • the wireless repeater 10 having the feedback interference cancellation function includes a reception antenna 101, a first signal processing unit 103, an interference cancellation unit 105, a second signal processing unit 107, and a transmission antenna ( 109).
  • the receiving antenna 101 receives a high frequency signal from the base station.
  • the first signal processor 103 converts the frequency band of the high frequency signal received through the reception antenna 101 into a baseband digital signal.
  • the interference canceling unit 105 estimates and removes the interference signal from the output signal of the first signal processing unit 103 and outputs the interference signal.
  • the second signal processor 107 adjusts the frequency band of the signal from which the feedback interference is removed by the interference canceling unit 105 to a high frequency band, converts the analog signal, and transmits the analog signal through the transmission antenna 109.
  • the ICS repeater 10 is a system capable of estimating and removing the feedback interference signal received by the repeater.
  • the distance between the transmitting and receiving antennas are sufficiently separated, it is not necessary to use the ICS repeater, but in the case of a home indoor repeater, it is difficult to secure enough separation between the transmitting and receiving antennas.
  • ICS repeaters are also preferred in mountainous islands due to their low installation costs.
  • This ICS repeater is designed assuming a case of using a single antenna.
  • the third generation mobile communication system or the fourth generation mobile communication system such as LTE (Long Term Evolution) or Mobile WiMax (Mobile WiMax) uses multiple antennas in the base station and the terminal, the repeater also uses multiple antennas to relay signals.
  • LTE Long Term Evolution
  • Mobile WiMax Mobile WiMax
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a multi-antenna relay system.
  • the multi-antenna relay system 20 includes a plurality of receive antennas 201, a repeater 203 for amplifying the signals of the receive antenna 201, and a plurality of transmit antennas 205 for wirelessly transmitting the amplified signals.
  • the plurality of transmit antennas 205 respectively transmit different signals to the terminal side.
  • An embodiment of the present invention provides a multi-antenna relay system capable of removing interference signals fed back from a plurality of transmit antennas and a feedback interference cancellation method using the same.
  • Multi-antenna relay system is a receiving antenna, a receiving unit for converting a signal received by the receiving antenna into a digital signal, an interference canceling unit for removing interference from the output signal of the receiving unit, the output of the interference canceling unit
  • a multi-antenna relay system having a plurality of relay devices including a transmitter for converting a signal into an analog signal and a transmission antenna for outputting an output signal of the transmitter, wherein each of the interference canceling units provided in the respective relay devices includes: The output signal of the receiver is provided as an input signal, and a reference signal provided from each of the plurality of relay devices is input as a reference signal vector, and the filter coefficient vector of the current view generated in response to the input signal and the reference signal vector is provided. Outputs a prediction signal according to the prediction signal and removes the prediction signal from the input signal. Can.
  • the feedback interference cancellation method in a multi-antenna relay system is an interference agent for removing interference from the output signal of the receiving antenna, the receiving unit for converting the signal received by the receiving antenna into a digital signal, the receiving unit
  • a feedback interference cancellation method in a multi-antenna relay system comprising a plurality of repeaters including a transmission unit for rejecting and transmitting an output signal of the interference canceling unit to an analog signal and a transmission antenna for transmitting the output signal of the transmitting unit.
  • a removing unit receiving an output signal of the receiving unit; Receiving a reference signal provided from each of the plurality of relay devices as a reference signal vector; Generating a prediction signal according to a filter coefficient vector of a current view generated in response to the input signal and the reference signal vector; And removing the prediction signal from the input signal.
  • an interference signal fed back to a single receiving antenna can be removed from a plurality of transmitting antennas in a multi-antenna relay system.
  • the oscillation phenomenon of the multi-antenna relay system can be prevented in a limited space without providing the separation degree between the transmitting and receiving antennas, and a high quality wireless communication service can be provided.
  • 1 is a conceptual diagram of a general wireless repeater.
  • FIG. 2 is a block diagram of a wireless repeater having a feedback interference cancellation function.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram of a multi-antenna relay system.
  • FIG. 4 is a block diagram of a multi-antenna wireless relay system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an exemplary view of the interference canceling unit shown in FIG. 4.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram of an interference signal detector shown in FIG. 5.
  • FIG. 7 is an exemplary view of a filter coefficient generator shown in FIG. 6.
  • FIG. 4 is a block diagram of a multi-antenna wireless relay system according to an embodiment of the present invention.
  • the multi-antenna wireless relay system 30 may include a plurality of relay devices (310, 320, ..., 3M0).
  • Each of the repeaters 310, 320, ..., 3M0 is configured to include a receiving antenna 311, a receiving unit 313, an interference canceling unit 315, a transmitting unit 317 and a transmitting antenna 319.
  • the receiver 313 converts a high frequency (RF) signal received by the reception antenna 311 into a baseband digital signal and outputs the digital signal.
  • the high frequency signal received by the receiving antenna 311 is a mixture of the original signal transmitted from the base station and the interference signal fed back from the plurality of transmit antennas (319).
  • the interference canceling unit 315 receives a digital received signal (scalar) output from the receiving unit 313 at a time point n as an input signal d_i (n), where i is a natural number of 1 or more and M or less.
  • Each reference signal r_ij (n) provided from all relays 310, 320,..., 3M0 constituting the multi-antenna relay system 30 to remove the interference signals fed back from the plurality of transmit antennas, respectively.
  • Is input to the reference signal vectors r_i (n) [r_i1 (n), r_i2 (n), ..., r_iM (n)] T ).
  • the reference signal vector r_i (n) may be a vector matrix consisting of M rows.
  • i and j are natural numbers of 1 or more and M or less (number of relay devices), respectively.
  • r_ij means a reference signal provided from the relay device j to the relay device i.
  • the reference signal generated by each relay 310, 320, ..., 3M0 is based on the error signal e_i (n) (scalar), which is the final output signal of each relay, for example, the error signal e_i (n)) can be generated with a predetermined time delay.
  • the prediction signal y_i (n) is now removed from the input signal d_i (n), so that the error signal e_i (n), which is the final output signal of the interference canceling unit 315, is output.
  • the transmitter 317 converts the error signal e_i (n) output from the interference canceller 315 into a high frequency (RF) analog signal and outputs the signal to the transmit antenna 319.
  • FIG. 5 is an exemplary view of the interference canceling unit shown in FIG. 4.
  • each interference remover 315 may include an interference signal remover 410, a reference signal generator 420, and an interference signal detector 430.
  • the interference cancellation unit 315 may be an adaptive filter.
  • FIG. 5 illustrates an interference canceling unit 315 included in the i-th relay device 3i0 among the M relay devices 310, 320,..., 3M0.
  • the i-th interference cancellation unit 315 receives a mixed signal of the original signal and the feedback interference signal converted into a digital signal from the receiver 313 as an input signal d_i (n).
  • the interference signal canceller 410 removes the prediction signal y_i (n) output from the interference signal detector 430 from the input signal d_i (n) and outputs an error signal e_i (n) which is a final output signal. do.
  • the error signal e_i (n) is provided to the transmitter 317 and provided to the reference signal generator 420 to estimate the interference signal of the signal d_i (n) input to the interference canceller 315. Is used. That is, the reference signal generator 420 may generate the reference signal r_ii (n) by delaying the error signal e_i (n) for a predetermined time.
  • the interference signal detector 430 together with the input signal d_i (n), generates a reference signal r_ii (n) generated by all of the relay devices 310, 320, ..., 3M0 constituting the multi-antenna relay system 30.
  • the reference signal vector r_i (n ) is filtered using the filter coefficient vector w_i (n) of the current time point and the prediction signal y_i (n) is output.
  • the filter tap vector ( w (n) ) of the adaptive filter at time n i.e., the filter coefficient, Is given by Filter coefficients may be generated by applying Least Mean Squared (LMS), Recursive Least Squared (RLS), or their variant algorithms.
  • LMS Least Mean Squared
  • RLS Recursive Least Squared
  • the reference signal r (n) is also a vector, Given by
  • the present invention extends the tap size of the adaptive filter to M * L to eliminate feedback interference in a multi-antenna relay system using M antennas.
  • the size of the reference signal vector is also extended by M times so that the i-th relay device 3i0 uses the reference signal vector r_i as follows.
  • the filter coefficient vector w_i (n) that is the result of the channel estimation is as follows.
  • w_ij (n) is a filter coefficient of size L corresponding to the feedback channel fed back from the transmitting antenna of the relay j (a natural number equal to or greater than 1 M) to the receiving antenna of the relay i.
  • r_ij is a reference signal having a size L provided from the relay device j to the relay device i.
  • the tap size is 2L
  • the first L taps estimate the channel fed back from their transmit antennas to their receive antennas
  • the remaining L taps use their own at the other transmit antennas. It estimates the channel fed back to the receiving antenna of.
  • the filter coefficient vectors w1 (n) and w2 (n ) and the reference signal vectors r1 and r2 of the first repeater 310 and the second repeater 320 are as follows. same.
  • each repeater 310, 320, ..., 3M0 the filter coefficient vector and the reference signal vector of each repeater 310, 320, ..., 3M0 are defined in the same manner as described above, for the multi-antenna repeater system using the principle of the adaptive filter algorithm of the single-antenna repeater system Adaptive filters can be implemented.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram of an interference signal detector shown in FIG. 5.
  • the interference signal detector 430 of the i-th relay device 3i0 may include a filter coefficient generator 4301 and a filter 4303.
  • the filter coefficient generation unit 4301 is configured to respond to the input signal d_i (n), the reference signal vector r_i (n) , and the filter coefficient vector w_i (n-1) at a previous time. Calculate the error contained in)). And generates a filter coefficient vector (w_i (n)) at the current time by using the filter coefficient of the calculated error amount and an earlier time vector (w_i (n-1)) and the reference signal vector (r_i (n)).
  • a Least Mean Squared (LMS), Recursive Least Squared (RLS), or a variant algorithm thereof may be used to generate the current filter coefficient vector w_i (n) .
  • the filtering unit 4303 outputs the prediction signal y_i (n) by filtering the reference signal vector r_i (n ) with the filter coefficient vector w_i (n) .
  • the filter coefficient generator 4301 may be configured as shown in FIG. 7, for example.
  • FIG. 7 illustrates a filter coefficient generator 4301 including an error calculator 4311 and a filter coefficient calculator 4321.
  • the error calculation unit 4311 is configured to respond to the input signal d_i (n), the reference signal vector r_i (n) , and the filter coefficient vector w_i (n-1) at the previous time.
  • the error amount e (n) included in) is calculated.
  • the following method can be used to calculate the error amount e (n).
  • the filter coefficient calculating unit 4321 responds to the output signal e (n), the reference signal vector r_i (n) , and the filter coefficient vector w_i (n-1) of the previous time point of the error calculating unit 4311.
  • the filter coefficient vector w_i (n) at the present time is calculated.
  • the filter coefficient calculator 4321 may calculate the filter coefficient vector w_i (n) at the current time point, for example, in the following manner.
  • w_i (n) [ w_i (n-1) + F ( r_i (n) e (n))]
  • the function F ( ⁇ ) may be determined by the algorithm of the adaptive filter (Least Mean Squared (LMS), Recursive Least Squared (RLS), or their variant algorithm).
  • LMS Least Mean Squared
  • RLS Recursive Least Squared
  • the prediction signal y_i (n) is provided to the interference signal canceller 410 so that the error signal e_i (n) from which the prediction signal y_i (n) has been removed from the input signal d_i (n) is obtained.
  • an operation of calculating an inner product of the filter coefficient vector w_i (n) H (H: Hermitian matrix) and the reference signal vector r_i (n) is performed. can do.
  • the filter coefficient vector and the reference signal vector increase by the number of antennas, that is, the number of built-in repeaters, when compared with a single antenna relay system.
  • the algorithm of the known adaptive filter can be used as it is using the increased filter coefficient vector and the reference signal vector.
  • M independent adaptive filters may be executed to independently remove the interference signal fed back to each receiving antenna.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

다중 안테나 중계 시스템 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법을 제시한다. 본 기술의 일 실시예에 의한 다중 안테나 중계 시스템은 수신 안테나, 수신부, 간섭제거부, 송신부 및 송신 안테나를 구비하는 중계장치가 복수개 구비되는 다중 안테나 중계 시스템으로서, 각각의 중계장치에 구비되는 각각의 간섭 제거부는, 수신부의 출력 신호를 입력신호로 제공받고, 복수의 중계장치 각각으로부터 제공되는 기준신호를 기준신호 벡터로 입력받아, 입력신호와 기준신호 벡터에 응답하여 생성되는 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 예측신호를 출력하며, 입력신호로부터 예측신호를 제거할 수 있다.

Description

다중 안테나 무선 중계 시스템 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법
본 발명은 무선통신 장치에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 다중 안테나 무선 중계기 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법에 관한 것이다.
일반적으로 이동통신 시스템에서는 기지국으로부터의 전파의 세기가 약해지는 음영지역이나, 기지국으로부터 거리가 먼 지역에서 이동통신 시스템의 통화 가능지역(coverage)을 확장하기 위해 중계기를 사용한다.
중계기에는 광선로를 이용하는 광 중계기와, 기지국으로부터의 신호를 무선으로 수신하고 다시 무선으로 송출하는 무선 중계기가 있다.
광 중계기는 안정적인 성능을 보장하지만 광선로를 포설하거나 임차하여야 하므로 비용이 증가하는 단점이 있다. 무선 중계기는 광선로를 포설할 필요가 없으므로 설치 장소를 자유롭게 선택할 수 있으며, 유지 및 보수가 용이하고 주파수를 재사용할 수 있다는 장점이 있다.
도 1은 일반적인 무선 중계기의 개념도이다.
기지국(1)으로부터 무선으로 송출되는 신호는 중계기(3)에서 수신된다. 중계기(3)는 수신한 신호를 증폭하여 다시 무선 신호로 단말기(5) 측에 송출한다.
무선 중계기는 수신 신호와 송신 신호가 동일한 주파수를 사용하기 때문에 송수신 안테나 간의 격리도가 충분히 확보되어야 한다. 그렇지 않으면 송신 안테나에서 송출되는 신호가 수신 안테나로 궤환(feedback)되어, 기지국(1)으로부터 전송된 원 신호와 궤환 신호가 결합하여 발진 현상이 일어나는 등의 문제가 발생한다.
이를 해결하기 위해 궤환간섭을 제거할 수 있는 무선 중계기(Interference Cancellation System; ICS)가 도입되었으며, 도 2에 그 예를 나타내었다.
도 2를 참조하면, 궤환간섭 제거 기능을 갖는 무선 중계기(10)는 수신 안테나(101), 제 1 신호처리부(103), 간섭 제거부(105), 제 2 신호처리부(107) 및 송신 안테나(109)를 포함한다.
수신 안테나(101)는 기지국으로부터의 고주파 신호를 수신한다. 제 1 신호처리부(103)는 수신 안테나(101)를 통해 수신된 고주파 신호의 주파수 대역을 기저대역의 디지털 신호로 변환한다.
간섭 제거부(105)는 제 1 신호처리부(103)의 출력 신호로부터 간섭신호를 추정하고 제거한 후 출력한다.
제 2 신호처리부(107)는 간섭 제거부(105)에 의해 궤환 간섭이 제거된 신호의 주파수 대역을 고주파 대역으로 상향 조정하고 아날로그 변환하여 송신 안테나(109)를 통해 송출한다.
이와 같이, ICS 중계기(10)는 중계기가 수신한 궤환 간섭 신호를 추정하여 제거할 수 있는 시스템이다. 송수신 안테나 간의 거리를 충분히 이격시킬 경우에는 ICS 중계기를 사용할 필요가 없으나, 가정용 실내 중계기 같은 경우는 송수신 안테나 간의 이격도를 충분히 확보하기 어려우므로 중계기의 발진을 방지하기 위해 ICS 중계기를 사용한다. 그리고 ICS 중계기는 설치 비용이 낮은 장점이 있어 산간 도서 지방에서 선호되고 있다.
이러한 ICS 중계기는 단일 안테나를 이용하는 경우를 가정하여 설계되었다. 하지만 3세대 이동통신 시스템, 또는 LTE(Long Term Evolution)나 모바일 와이맥스(Mobile WiMax)와 같은 4세대 이동통신 시스템은 기지국과 단말기에서 다중 안테나를 사용하므로 중계기 또한 다중 안테나를 이용하여 신호를 중계한다.
도 3은 다중 안테나 중계 시스템의 개략도이다.
다중 안테나 중계 시스템(20)은 복수의 수신 안테나(201), 수신 안테나(201)의 신호를 증폭하는 중계기(203) 및 증폭된 신호를 무선으로 송출하는 복수의 송신 안테나(205)를 포함한다. 복수의 송신 안테나(205)는 각각 서로 다른 신호를 단말기 측으로 송출한다.
이러한 다중 안테나 중계 시스템에서, 복수의 송신 안테나(205) 각각으로부터 송출되는 서로 다른 신호가 복수의 수신 안테나(201)로 각각 궤환되므로, 하나의 수신 안테나에 궤환되는 신호는 자기 자신과 연결된 송신 안테나의 송신 신호뿐 아니라, 다른 송신 안테나의 송신 신호까지 포함될 수 밖에 없다.
따라서 다중 안테나 중계 시스템을 위한 궤환 간섭 제거 기술이 절실히 필요한 실정이다.
본 발명의 실시예는 복수의 송신 안테나에서 각각 궤환되는 간섭신호를 제거할 수 있는 다중 안테나 중계 시스템 및 이를 이용한 궤환 간섭 제거 방법을 제공한다.
본 기술의 일 실시예에 의한 다중 안테나 중계 시스템은 수신 안테나, 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 디지털 신호로 변환하는 수신부, 수신부의 출력 신호로부터 간섭을 제거하는 간섭제거부, 상기 간섭제거부의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 송신부 및 상기 송신부의 출력 신호를 송출하는 송신 안테나를 구비하는 중계장치가 복수개 구비되는 다중 안테나 중계 시스템으로서, 상기 각각의 중계장치에 구비되는 각각의 상기 간섭 제거부는, 상기 수신부의 출력 신호를 입력신호로 제공받고, 상기 복수의 중계장치 각각으로부터 제공되는 기준신호를 기준신호 벡터로 입력받아, 상기 입력신호와 상기 기준신호 벡터에 응답하여 생성되는 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 예측신호를 출력하며, 상기 입력신호로부터 상기 예측신호를 제거할 수 있다.
한편, 본 기술의 일 실시예에 의한 다중 안테나 중계 시스템에서의 궤환 간섭 제거 방법은 수신 안테나, 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 디지털 신호로 변환하는 수신부, 수신부의 출력 신호로부터 간섭을 제거하는 간섭제거부, 상기 간섭제거부의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 송신부 및 상기 송신부의 출력 신호를 송출하는 송신 안테나를 구비하는 중계장치가 복수개 구비되는 다중 안테나 중계 시스템에서의 궤환 간섭 제거 방법으로서, 상기 간섭 제거부가, 상기 수신부의 출력 신호를 입력받는 단계; 상기 복수의 중계장치 각각으로부터 제공되는 기준신호를 기준신호 벡터로 입력받는 단계; 상기 입력신호와 상기 기준신호 벡터에 응답하여 생성되는 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 예측신호를 생성하는 단계; 및 상기 입력신호로부터 상기 예측신호를 제거하는 단계;를 포함할 수 있다.
본 기술에 의하면 다중 안테나 중계 시스템에서 복수의 송신 안테나로부터 하나의 수신 안테나로 궤환되는 간섭 신호를 제거할 수 있다.
따라서 송수신 안테나 간의 이격도를 확보하지 않아도, 한정된 공간 내에서 다중 안테나 중계 시스템의 발진 현상을 방지할 수 있고, 고품질의 무선 통신 서비스를 제공할 수 있다.
도 1은 일반적인 무선 중계기의 개념도이다.
도 2는 궤환 간섭 제거 기능을 갖는 무선 중계기의 구성도이다.
도 3은 다중 안테나 중계 시스템의 개념도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 중계 시스템의 구성도이다.
도 5는 도 4에 도시한 간섭 제거부의 일 예시도이다.
도 6은 도 5에 도시한 간섭신호 검출기의 일 예시도이다.
도 7은 도 6에 도시한 필터 계수 생성부의 일 예시도이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 보다 구체적으로 설명한다. 이하의 설명에서 볼드(bold)체는 벡터를 의미한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 중계 시스템의 구성도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 의한 다중 안테나 무선 중계 시스템(30)은 복수의 중계장치(310, 320,…, 3M0)를 포함할 수 있다.
각각의 중계장치(310, 320,…, 3M0)는 수신 안테나(311), 수신부(313), 간섭 제거부(315), 송신부(317) 및 송신 안테나(319)를 포함하도록 구성된다.
수신부(313)는 수신 안테나(311)에 의해 수신된 고주파(RF) 신호를 기저대역의 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 이때, 수신 안테나(311)에 의해 수신된 고주파 신호는 기지국으로부터 전송되는 원 신호와 복수의 송신 안테나들(319)로부터 궤환된 간섭신호가 혼합되어 있다.
간섭 제거부(315)는 시점 n에서 수신부(313)에서 출력된 디지털 형태의 수신신호(스칼라)를 입력신호(d_i(n), i는 1이상 M이하의 자연수)로 제공받는다. 그리고, 복수의 송신 안테나들로부터 각각 궤환되는 간섭신호를 제거하기 위해 다중 안테나 중계 시스템(30)을 이루는 모든 중계장치(310, 320,…, 3M0)로부터 제공되는 각각의 기준신호(r_ij(n))를 기준신호 벡터(r_i(n)=[r_i1(n), r_i2(n),…, r_iM(n)]T)로 입력받는다. 결국 기준신호 벡터(r_i(n))는 M개의 행으로 이루어진 벡터 행렬일 수 있다. 여기에서, i와 j는 각각 1이상 M(중계장치의 수) 이하의 자연수이다. 그리고 r_ij는 중계장치 j에서 중계장치 i로 제공되는 기준신호를 의미한다.
각 중계장치(310, 320,…, 3M0)에서 생성되는 기준신호는 각각의 중계장치의 최종 출력 신호인 에러신호(e_i(n))(스칼라)를 기초로 하여, 예를 들어 에러신호(e_i(n))를 소정시간 지연시켜 생성할 수 있다. 아울러, 간섭 제거부(315)는 기준신호 벡터(r_i(n))와 입력신호(d_i(n))를 이용하여 필터 계수 벡터(w_i(n)=[w_i1(n), w_i2(n),…, w_iM(n)]T)를 생성하고, 필터 계수 벡터(w_i(n))에 따라 기준신호 벡터(r_i(n))를 필터링하므로써 예측신호(y_i(n))(스칼라)를 출력한다. 예측신호(y_i(n))는 이제 입력신호(d_i(n))로부터 제거되고, 이에 따라 간섭 제거부(315)의 최종 출력 신호인 에러신호(e_i(n))가 출력된다.
송신부(317)는 간섭 제거부(315)로부터 출력되는 에러신호(e_i(n))를 고주파(RF) 아날로그 신호로 변환하여 송신 안테나(319) 측으로 출력한다.
도 5는 도 4에 도시한 간섭 제거부의 일 예시도이다.
도 5를 참조하면, 각각의 간섭 제거부(315)는 간섭신호 제거기(410), 기준신호 생성기(420) 및 간섭신호 검출기(430)를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 간섭 제거부(315)는 적응형 필터(Adaptive filter)일 수 있다.
도 5에는 M개의 중계장치(310, 320,…, 3M0) 중 i번째 중계장치(3i0)에 포함되는 간섭 제거부(315)를 나타내었다.
시점 n에서, i번째 간섭 제거부(315)는 수신부(313)로부터 디지털 신호로 변환된 원 신호와 궤환간섭 신호의 혼합신호를 입력신호(d_i(n))로 수신한다. 간섭신호 제거기(410)는 간섭신호 검출기(430)에서 출력되는 예측신호(y_i(n))를 입력신호(d_i(n))로부터 제거하여 최종 출력신호인 에러신호(e_i(n))를 출력한다.
에러신호(e_i(n))는 송신부(317)로 제공되는 한편 기준신호 생성기(420)로 제공되어, 간섭 제거부(315)로 입력되는 신호(d_i(n))의 간섭신호를 추정하는 데 이용된다. 즉, 기준신호 생성기(420)는 에러신호(e_i(n))를 일정시간 지연시켜 기준신호(r_ii(n))를 생성할 수 있다.
간섭신호 검출기(430)는 입력신호(d_i(n))와 함께, 다중 안테나 중계 시스템(30)을 구성하는 모든 중계장치(310, 320,…, 3M0)에서 생성되는 기준신호(r_ii(n), r_ik(n), k는 i가 아닌 1이상 M 이하의 자연수)를 기준신호 벡터(r_i(n)=[r_i1(n), r_i2(n),…, r_iM(n)]T)로 수신하고, 이전 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n-1))를 이용하여 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))를 생성한다. 그리고, 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))로 기준신호 벡터(r_i(n))를 필터링하여 예측신호(y_i(n))를 출력한다.
단일 안테나를 이용하는 중계 시스템에서 궤환 간섭 제거를 위해 적응형 필터(Adaptive filter)를 적용하는 것이 알려져 있다. 시점 n에서 적응형 필터의 필터 탭 벡터(w(n)) 즉, 필터 계수는 필터 탭 사이즈를 L이라 할 때
Figure PCTKR2014001098-appb-I000001
로 주어진다. 필터 계수는 Least Mean Squared(LMS), Recursive Least Squared(RLS), 또는 그 들의 변종알고리즘을 적용하여 생성할 수 있다. 아울러, 기준신호 r(n) 또한 벡터이며,
Figure PCTKR2014001098-appb-I000002
로 주어진다
따라서, 단일 안테나 중계 시스템에서는 다음의 관계가 성립할 수 있다.
Figure PCTKR2014001098-appb-I000003
Figure PCTKR2014001098-appb-I000004
본 발명은 M개의 안테나를 사용하는 다중 안테나 중계 시스템에서의 궤환 간섭을 제거하기 위해, 적응형 필터의 탭 사이즈를 M*L로 확장한다. 그리고 기준신호 벡터의 크기도 M배로 확장하여 i번째 중계장치(3i0)의 경우 하기와 같은 기준신호 벡터(r_i)를 이용하게 된다.
Figure PCTKR2014001098-appb-I000005
그리고, L개의 탭 단위로 각 송신 안테나에서 어느 하나의 수신 안테나로 궤환되는 채널을 추정한다. 채널 추정의 결과인 필터 계수 벡터(w_i(n))는 하기와 같다.
Figure PCTKR2014001098-appb-I000006
여기에서 w_ij(n)는 중계장치 j(1 이상 M 이하의 자연수)의 송신 안테나에서 중계장치 i의 수신 안테나로 피드백되는 궤환채널에 해당하는 크기가 L인 필터 계수이다. 또한 r_ij는 중계장치 j에서 중계장치 i 로 제공되는 크기가 L인 기준신호이다.
안테나의 개수가 2개인 경우를 가정하면, 탭 사이즈를 2L로 하고, 처음 L개의 탭은 자신의 송신 안테나에서 자신의 수신 안테나로 피드백되는 채널을 추정하고, 나머지 L개의 탭은 다른 송신 안테나에서 자신의 수신 안테나로 피드백되는 채널을 추정하게 된다.
안테나의 개수가 2인 경우 제 1 중계장치(310)와 제 2 중계장치(320)의 각 필터 계수 벡터(w1 (n), w2 (n)) 및 기준신호 벡터(r1, r2)는 다음과 같다.
Figure PCTKR2014001098-appb-I000007
Figure PCTKR2014001098-appb-I000008
상술한 것과 같은 방식으로 각 중계장치(310, 320,…, 3M0)의 필터 계수 벡터와 기준신호 벡터를 정의하면, 단일 안테나 중계 시스템의 적응형 필터 알고리즘의 원리를 차용하여 다중 안테나 중계 시스템을 위한 적응형 필터를 구현할 수 있다.
도 6은 도 5에 도시한 간섭신호 검출기의 일 예시도이다.
i번째 중계장치(3i0)의 간섭신호 검출기(430)는 필터 계수 생성부(4301) 및 필터링부(4303)을 포함하여 구성될 수 있다.
필터 계수 생성부(4301)는 입력신호(d_i(n)), 기준신호 벡터(r_i(n)) 및 이전 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n-1))에 응답하여 입력신호(d_i(n))에 포함된 에러를 계산한다. 그리고 계산된 에러량과 이전 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n-1)) 및 기준신호 벡터(r_i(n))를 이용하여 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))를 생성한다. 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))를 생성하기 위해 Least Mean Squared(LMS), Recursive Least Squared(RLS), 또는 그 들의 변종알고리즘을 이용할 수 있다.
필터링부(4303)는 필터 계수 벡터(w_i(n))로 기준신호 벡터(r_i(n))를 필터링하여 예측신호(y_i(n))를 출력한다.
필터 계수 생성부(4301)는 예를 들어 도 7과 같이 구성될 수 있다.
도 7은 에러 계산부(4311) 및 필터 계수 계산부(4321)를 포함하는 필터 계수 생성부(4301)를 나타낸다.
에러 계산부(4311)는 입력신호(d_i(n)), 기준신호 벡터(r_i(n)) 및 이전 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n-1))에 응답하여 입력신호(d_i(n))에 포함된 에러량(e(n))를 산출한다.
에러량(e(n))를 산출하기 위해 하기와 같은 방식을 이용할 수 있다.
e(n) = d_i(n))-w_i(n-1) H r_i(n) (H: Hermitian 행렬)
필터 계수 계산부(4321)는 에러 계산부(4311)의 출력신호(e(n)), 기준신호 벡터(r_i(n)) 및 이전 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n-1))에 응답하여 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))를 산출한다.
필터 계수 계산부(4321)는 예를 들어 하기와 같은 방법으로 현재 시점의 필터 계수 벡터(w_i(n))를 산출할 수 있다.
w_i(n) = [w_i(n-1) + F(r_i(n)e(n))]
함수 F(ㆍ)는 적응형 필터의 알고리즘(Least Mean Squared(LMS), Recursive Least Squared(RLS), 또는 그 들의 변종알고리즘) 종류에 의해 결정될 수 있다.
상술하였듯이, 예측신호(y_i(n))는 간섭신호 제거기(410)로 제공되어 입력신호(d_i(n))로부터 예측신호(y_i(n))가 제거된 에러신호(e_i(n))가 출력되도록 한다. 예측신호(y_i(n))를 생성하기 위해 필터 계수 벡터(w_i(n))H(H: Hermitian 행렬)와 기준신호 벡터(r_i(n))의 내적(inner product)을 산출하는 연산을 수행할 수 있다.
본 발명의 다중 안테나 중계 시스템은 단일 안테나 중계 시스템과 비교할 때 필터 계수 벡터 및 기준신호 벡터가 안테나의 개수 즉, 내장된 중계장치의 개수만큼 증가한다는 점이다. 그리고, 이와 같이 증가된 필터 계수 벡터 및 기준신호 벡터를 이용하여 알려진 적응형 필터의 알고리즘을 그대로 사용할 수 있다는 장점이 있다. 또한, M개의 안테나 있는 경우 M개의 독립적인 적응형 필터를 실행시켜 각각의 수신 안테나로 궤환되는 간섭신호를 독립적으로 제거할 수 있다.
본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (9)

  1. 수신 안테나, 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 디지털 신호로 변환하는 수신부, 수신부의 출력 신호로부터 간섭을 제거하는 간섭제거부, 상기 간섭제거부의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 송신부 및 상기 송신부의 출력 신호를 송출하는 송신 안테나를 구비하는 중계장치가 복수개 구비되는 다중 안테나 중계 시스템으로서,
    상기 각각의 중계장치에 구비되는 각각의 상기 간섭 제거부는, 상기 수신부의 출력 신호를 입력신호로 제공받고, 상기 복수의 중계장치 각각으로부터 제공되는 기준신호를 기준신호 벡터로 입력받아, 상기 입력신호와 상기 기준신호 벡터에 응답하여 생성되는 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 예측신호를 출력하며, 상기 입력신호로부터 상기 예측신호를 제거하는 다중 안테나 중계 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 제거부는, 상기 입력신호로부터 상기 예측신호를 제거하여 에러신호를 생성하는 간섭신호 제거기;
    상기 에러신호에 기초하여 기준신호를 생성하는 기준신호 생성기;
    상기 입력신호, 상기 기준신호 벡터 및 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터를 생성하고, 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터에 의해 상기 기준신호 벡터를 필터링하여 상기 예측신호를 출력하는 간섭신호 검출기;
    를 포함하는 다중 안테나 중계 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 간섭신호 검출기는 상기 입력신호, 상기 기준신호 벡터 및 상기 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 생성되는 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 궤환간섭신호의 채널을 추정하는 필터 계수 생성부; 및
    상기 필터 계수 벡터로 상기 기준신호 벡터를 필터링하여 상기 예측신호를 출력하는 필터링부;
    를 포함하는 다중 안테나 중계 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 필터 계수 생성부는 상기 입력신호, 상기 기준신호 벡터 및 상기 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 입력신호에 포함된 에러량을 산출하는 에러 계산부; 및
    상기 에러량, 상기 기준신호 벡터 및 상기 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터를 산출하는 필터 계수 계산부;
    를 포함하는 다중 안테나 중계 시스템.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 필터링부는, 상기 필터 계수 벡터와 상기 기준신호 벡터의 내적(inner product)을 산출하는 다중 안테나 중계 시스템.
  6. 수신 안테나, 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 디지털 신호로 변환하는 수신부, 수신부의 출력 신호로부터 간섭을 제거하는 간섭제거부, 상기 간섭제거부의 출력신호를 아날로그 신호로 변환하는 송신부 및 상기 송신부의 출력 신호를 송출하는 송신 안테나를 구비하는 중계장치가 복수개 구비되는 다중 안테나 중계 시스템에서의 궤환 간섭 제거 방법으로서,
    상기 간섭 제거부가, 상기 수신부의 출력 신호를 입력받는 단계;
    상기 복수의 중계장치 각각으로부터 제공되는 기준신호를 기준신호 벡터로 입력받는 단계;
    상기 입력신호와 상기 기준신호 벡터에 응답하여 생성되는 현재 시점의 필터 계수 벡터에 따라 예측신호를 생성하는 단계; 및
    상기 입력신호로부터 상기 예측신호를 제거하는 단계;
    를 포함하는 궤환간섭 제거 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 예측신호를 생성하는 단계는 상기 입력신호, 상기 기준신호 벡터 및 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터를 생성하는 단계; 및
    상기 현재 시점의 필터 계수 벡터에 의해 상기 기준신호 벡터를 필터링하여 상기 예측신호를 출력하는 단계;
    를 포함하는 궤환 간섭 제거 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 현재 시점의 필터 계수 벡터를 생성하는 단계는 상기 입력신호, 상기 기준신호 벡터 및 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 입력신호에 포함된 에러량을 산출하는 단계; 및
    상기 에러량, 상기 기준신호 벡터 및 상기 이전 시점의 필터 계수 벡터에 응답하여 상기 현재 시점의 필터 계수 벡터를 산출하는 단계;
    를 포함하는 귀환 간섭 제거 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 예측신호를 출력하는 단계는 상기 필터 계수 벡터와 상기 기준신호 벡터의 내적(inner product)을 산출하는 단계인 궤환 간섭 제거 방법.
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