WO2015025011A1 - Vorrichtung zur vermessung einer optischen übertragungsstrecke - Google Patents

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WO2015025011A1
WO2015025011A1 PCT/EP2014/067848 EP2014067848W WO2015025011A1 WO 2015025011 A1 WO2015025011 A1 WO 2015025011A1 EP 2014067848 W EP2014067848 W EP 2014067848W WO 2015025011 A1 WO2015025011 A1 WO 2015025011A1
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measuring
measurement
transmitter
receiver
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PCT/EP2014/067848
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Rolf Melcher
Achim Stellberger
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Elmos Semiconductor Ag
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    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating

Definitions

  • the invention relates to a device for measuring an optical transmission path.
  • a photodiode is typically operated in the reverse direction. It has proved to be particularly advantageous to energize the photodiode for compensation of a (for example ambient) interference radiation resulting photocurrent by a voltage-controlled current source and to keep it in a voltage predetermined operating point.
  • a compensation transmitter and a transmitter radiate superimposed into a receiver. The signal of the compensation transmitter is complementary in time, that is selected to be 180 ° out of phase with that of the transmitter.
  • both signals are superposed at the same Einstrahlamplitude in the receiver signal to a DC signal.
  • a control generates a control signal from the received signal. With this control signal, either the transmitter or the compensation transmitter or, according to a fixed control scheme, both transmitters are regulated.
  • the device has, for example, amplifier elements, integrators or the like. which, when operated outside their intended operating point range, can provide erroneous signals.
  • EP-A-1 795 913 discloses a laser scanning apparatus in which the measurement signal to be processed is amplified by means of an adjustable gain amplifier.
  • Other electro-optical devices are known from EP-A-2 159 600, US-A-2010/0301193 and US-A-4 366 378.
  • the object of the invention is to provide a device, which is improved with regard to checking the measurement quality, for measuring an optical transmission path.
  • At least one measuring transmitter for transmitting an optical measuring signal
  • at least one receiver for receiving an optical signal
  • a control and evaluation unit which is connected to the at least one measuring transmitter and to the at least one receiver and which controls the at least one measuring transmitter and processes and evaluates the optical signal received by the at least one receiver as an electrical measuring signal
  • control and evaluation unit has at least one measuring amplifier which has a particular adjustable input signal amplitude nominal range or nominal level and which is neither overridden nor underdriven with an input signal having an amplitude within the nominal range or equal to the nominal level and thus provides an amplified output signal which lies within a signal range defined by a lower and an upper limit
  • control and evaluation unit has an eg in the form of a window discriminator detector for detecting an over- and / or under-control and / or for detecting an unsuccessful over- and / or under-control of the at least one measuring amplifier by comparing the output signal of the at least one measuring amplifier with both the lower and has the upper limit and evaluates the quality or quality of the measurement signal based on detection signals output by the detector and / or detection signals output by the detector over an observation phase.
  • the device In the device according to the invention, it is checked with the aid of one or more detectors whether the measuring amplifier is under- or over-controlled or, conversely, whether the measuring amplifier operates within its operating-point nominal range. If several measuring amplifiers are present, a possible over- and / or under-control or a possibly not taking place over- and / or under control per measuring amplifier is recognized. On the basis of the signals of the detectors, the measurement signal quality can then be assessed. For example, a window discriminator, ie a detector which detects whether the (amplified) output signal of the measuring amplifier is located inside or outside the signal range defined as permissible, is suitable as the detector. If the output signal lies within the signal range, it can be used.
  • a window discriminator ie a detector which detects whether the (amplified) output signal of the measuring amplifier is located inside or outside the signal range defined as permissible, is suitable as the detector. If the output signal lies within the signal range, it can be used.
  • the detector If it is above the upper limit or below the lower limit, it is not useful. If the detector signals that the signal is both above the upper limit and below the lower limit, then the measuring signal is also useless, and additionally a defect of the input stage of the device or of the measuring amplifier can be detected.
  • the at least one measuring amplifier of the control and evaluation unit is expediently connected as an integrator and has a preferably adjustable capacitance, which returns the output of the amplifier to its input.
  • the working point nominal range of the measuring amplifier can be changed, ie. change the limits of an over- or under-control of the measuring amplifier.
  • the possibility Shorting the capacitors allows the integrators to be reset.
  • the parameter can represent the size of the compensation signal and / or its time profile. On the basis of this parameter can therefore be deduced the intensity and, if necessary, the manner of the interfering radiation.
  • control and evaluation unit in the case of an ascertaining a temporal pattern of detected under- and / or overdriving of the at least one measuring amplifier and, if detected, the parameter of the interfering radiation Compensating unit controls the at least one measuring transmitter and at least one compensating transmitter, if present, in a manner altered with respect to the observation phase and / or that the topology and / or the parameterization of the apparatus during detection of a temporal pattern from detected undershooting and / or during an observation phase
  • Overmodulation of the at least one measuring amplifier and, if detected, the parameter of the interference radiation compensation unit is variable.
  • the device can be made insensitive to the interferer by the recognition of interference patterns. For example, this is done by
  • the compensation transmitter and the transmitter are controlled with a transmission or compensation transmit signal that is as orthogonal as possible to the interference pattern (eg, is at a different frequency and / or one
  • the capacitances 20, 21 are reduced if an under- or an over-control of the measuring amplifier is detected.
  • the capacitances are discharged, e.g. by switches, such as the switches 22,23. It does not change the offset of the amplifier, but the measurement frequency and / or the integration constant (capacity 21.20) and / or the gain.
  • Fig. 1 is an overview of the overall system as a block circuit diagram
  • Fig. 2 shows the time course of various signals of the overall system according to
  • the al lerdings contains features that are not essential for Realization of the invention.
  • the receiving diode D is operated via two connections. Via the circuit nodes 61, 62, the receiving diode D is energized by two controlled current sources 27, 28. In this case, two amplifiers 26, 29 detect the potentials on the input lines 30, 31 outgoing from the terminals.
  • Thensabfal l on the receiving diode D changes and the working potential of the input lines 30,31 and thus at the inputs of the amplifier 26,29. This is registered by the amplifiers 26,29. These compare the potentials on the input lines 30, 31 each with a reference potential Refl, Ref2.
  • the outputs of Ver ⁇ more 26.29 regulate the Stromq ources 27.28 now so after that the voltage values of the input lines 30,31 to reflect the new specifications.
  • Coupling capacitors 24, 25 form a barrier to the DC voltage levels on the input lines 30, 31 to downstream circuits.
  • the capacitors 24, 25 are connected on the side facing away from the terminals to the inputs to measuring amplifiers 18, 19.
  • the outputs 33, 34 of the measuring amplifiers 18, 19 are each fed back via adjustable capacitances 20 and 21 to their inputs.
  • a differential stage 35 forms the Differenzsig ⁇ nal 63 of the two amplifier output signals. Ideally, this signal 63 should represent the useful signal of the photodiode.
  • the above-outlined regulation causes the amplifiers 26, 29 of the two voltage-controlled current sources 27 and 28 and the change in the setting of the current sources 27, 28 to load the useful signal, which severely restricts the range ,
  • the erfind ungsdorfen device or the erfind ungsdorfen method is nu nd ie knowledge zugru walls, that in most Applic Ungen, in particular ⁇ sondere in connection with a touch control for mobile devices, a permanent measuring operation is not necessary to buil or desired. Such an operation consumes energy, which is extremely "precious" especially for mobile devices, because it is only available in a limited way.
  • the device should therefore be time-dependent in different system states, i. H . are operated in individual time-separated and consecutive measurement intervals, each having at least one measurement phase.
  • th e sem ⁇ measurement state readjustment d hrough is the Stromq ources 27.28 virtually eliminated. Only the capacitors 24,25 hold the respective operating points. This is easy to adjust with a change in the internal resistance of the current sources 27, 28.
  • this can be done, for example, by the measuring amplifiers 18, 19 each outputting one signal for overdrive and one signal for understeer.
  • 16 states of the system of two amplifiers 18,19 are possible with two evaluation signals.
  • the four-bit word formed in this way forms a quantitative assessment of each measurement result.
  • the sequence of a measuring interval is controlled, for example, by the digital control block 4 of the (block) circuit diagram according to FIG.
  • a measurement activation signal "Measure” (reference number 66, FIG. 2) is activated at the beginning of the measurement (reference number 67, FIG. 2).
  • the current sources 27, 28 regulate the operating point of the receiving diode D at low impedance.
  • the output of the power supply for a compensation diode K is activated.
  • the compensation diode K already irradiates the photodiode D.
  • the compensation diode K is initially not modulated. Due to the low resistance of the current sources 27, 28, the measuring amplifiers 18, 19 quickly reach their operating points.
  • the capacitors 20,21 and coupling capacitors 24,25 are charged to their working levels.
  • the current sources 64, 65, 66, 67 for the operation of three measuring transmitting diodes H 1, H 2, H 3 in this exemplary embodiment (because of the multidimensional, in particular 3D gesture recognition) and the compensating diode K are set to the respective operating values.
  • the signal "hold” (see reference numeral 68, FIG. 2) becomes active.
  • the voltage-controlled current sources 27, 28 go from their hitherto assumed low-impedance state into a high-resistance state. This "frozen” their work points.
  • the difference signal 63 of the outputs of the measuring amplifiers 18, 19 should be constantly zero, since the operating points are adjusted.
  • stabilization phase or second preparation phase B ( Figure 2). It ends at time 70 (FIG. 2).
  • the modulation signals 45, 46, 47, 48 for the compensating diode K or for the measuring transmitting diodes H1, 1-12, 1-13 are square-wave signals which are phase-shifted by 180 ° and whose amplitude can be regulated (see Measuring phase C Fig. 2)
  • the measurement starts by, for example, attenuating the radiation of the compensation diode or even switching it off (see reference numbers 45 and 69 in FIGS. 1 and 2).
  • the transmission signals ⁇ (1 and 2 refer to reference numeral 46 and / or 46 and / or 47 in Figs.) Is ON.
  • the typically at least one measuring transmission diode Hl and / or H2 and / or H3 irradiates the (receiving) photodiode D by way of the transmission path to be measured. In the case of several transmitting diodes, these are driven sequentially (eg cyclically).
  • the compensation transmitting diode K and the typically at least one measuring transmitter diode Hl or H2 or H3 are alternately attenuated or caused to increased radiation. First, this will result in a residual modulation of the output of the input stage. After amplification by an amplifier 36, the thus-received modulated signal can be converted into a DC signal by a demodulator. This can be used to control the amplitude of the modulation of the one Meßsendediode or each one of the transmitting diode Hl, 1-12,1-13 and / or the amplitude of the modulation of the compensation diode K.
  • a control of the compensation diode K is shown by way of example as the case F1 and, as the case F2, a regulation of the measuring transmitter diode or diodes H1, H2, H3 is shown.
  • the control can be different for the measuring transmitter diodes H1, H2 and H3.
  • the measuring transmitters H1, H2 and H3 are typically not operated simultaneously but with a time delay. In this case, more than one receiving diode can be used.
  • the time offset is typically chosen so that only one receiving ⁇ diode D and a transmitting diode H1, H2, H3 are always active simultaneously.
  • the regulation on the change of the modulation amplitude of the transmitting diode H1, H2, H3 will be explained.
  • the measured value thus obtained by H3 regulates the amplitude of the respective measuring ⁇ transmitting diode H1, H2,. It has been shown that it makes sense to increase this value before the negative feedback. This principle is also known from operational amplifier circuits and serves to suppress parasitic factors and influences.
  • the output signal 50 of the demodulator 37 represents a measure of the attenuation of the transmission signal in the transmission channel.
  • the inventive control of the current sources 27,28 gets to the input lines 30,31 in an input resistance to the effect remark ⁇ bar, that the current sources in dependence of typically at least two phases of a measurement cycle (reference numeral A and C, B and C or A and B and C of Fig. 2).
  • the effectiveness of the voltage controlled current sources 27,28 is limited by the real conditions.
  • the current sources 27, 28 can only attempt to maintain the respectively prescribed voltage level up to a maximum current.
  • the measuring interval (from reference numeral 67, Fig. 2, to reference numeral 71, Fig. 2) is terminated by the fact that the "Measure" signal (66) at the end of the measuring cycle (see reference numeral 71, Fig. 2) again inactive becomes. All transmit signals are turned off and the measurement result is typically frozen, for example, in a sample-and-hold circuit (not shown).
  • the system may be able to provide at least some and typically each measured value with a quality value of the measurement, ie to carry out a measurement signal quality determination.
  • this measure forms the subject matter of the invention.
  • a measurement value estimator to estimate an optimized measurement value and to indicate a probability of correctness of this measurement value.
  • the resulting measured value vector can be used, for example, as the basis for the feature extraction of a gesture recognition.
  • This can relate to so-well, the repetition of measurement intervals and the Modulationsfre acid sequence of Measuring diodes St., 1-12,1-13 and the compensation transmitting diode K.
  • the circuit can be parameterized differently.
  • the time constants of the measuring amplifiers 18, 19 acting as integrators can be changed by changing the capacitances 20, 21.
  • the integrators can be bridged by bridging their capacitances 20, 21 with the aid of the programmable switches 22, 23. So, as you can see from this example, a change in the system or circuit topology comes into question. The integrators then become pure impedance transformers.
  • a further improvement of the device can thus be achieved by an assessment of the quality of the measurement signal and / or by a control for optimizing the measurement results.
  • the feedback loop is closed by ⁇ software since the control algorithms are highly application-dependent.
  • the quality control typically serves a change in the system parameters and / or the system topology or structure.
  • Another possibility, which can be included in the quality evaluation of a measurement result, is the evaluation of the current source currents.
  • the current measured by the current source or current sources 27, 28 is measured as a function of time.
  • These measurement results can be made available to the software. This can determine, for example by a Fourier transformation, the interference frequencies that disturb the measurement signal. It is particularly advantageous to control the modulation frequency of the measuring transmitting diodes H1, H2, H3 and the Compensation diode K and the repetition frequency of the measuring intervals (reference numeral 67, Fig. 2, to reference numeral 71, Fig. 2) each to be chosen so that they do not interfere with the interference frequencies as possible. Thus, for example, by “frequency hopping” the noise robustness can be increased.
  • Such possible transmission signals are, for example, suitable pseudo-random sequences (see also EP-A-2 631 674, the content of which is hereby incorporated by reference in the present application).
  • Another measure representing an independent concept of the invention is the introduction and / or raising of a threshold for detecting the approach of an object to the measuring transmitter diodes H 1, 1-12, 1-13 / receiving diode D.
  • This is a non-linear filter function typically in block 37 of FIG. 1 is realized, but can also be realized in a subsequent processing stage. All measured values below or above a threshold are fixed to a predefined value, for example.
  • a computational model of a jammer can be parameterized and times and setting parameters for the measuring system can be predicted, at which and with which the next measuring interval with a particularly good quality can be performed.
  • a voltage regulator 1 is advantageous, which provides the internal operating voltages. This voltage regulator 1 unnecessarily consumes energy in energy-saving mode. It is therefore useful to have a possible klei ⁇ nen part (see function block 14) to realize the circuit so that it can be operated directly with the operating voltage.
  • This function block 14 has only the task, via an interface 54 to 57 the Minimalkom ⁇ communication to the main processor, with which the measuring system communicates to ensure.
  • the interface has, for example, a serial TX and RX two-wire line or an I 2 C bus interface 54, an interrupt output 55 for the main processor, which must be at a defined potential, a non-maskable measuring system reset 56 and a reference voltage input 57. All other systems are switched off. If possible Also, the normal system oscillator 6 is turned off and instead of this function block 14 of the circuit supplied with a low frequency from a minimum oscillator 5. This one is much smaller because it does not have to drive the entire IC.
  • the band-gap reference 2 the block 4 (digital control), the voltage regulator 1 and all measuring amplifiers and receiving and transmitting devices are switched off.
  • the interface 54 makes sense to configure the function block 14 such that it can only recognize a specific command on the bus, which is sent to a precisely specified register address.
  • Such a protocol can, for example, be such that the function block 14 recognizes a sequence from a start bit as well as the slave address and from a bit for signaling a write access and then issues an acknowledge bit, whereupon the main processor sends the register address, the function block 14 sends an acknowledge bit and the main processor then sends a parity bit. If the function block 14 has recognized all these data as correct, the voltage regulator, the bandgap reference 2 and all other parts of the circuit are started up in a predefined sequence one after the other and / or in parallel, depending on the type and requirement. The normal I 2 C bus communication is then taken over by the block 4 (Digital Control) again until a next sleep command.
  • Digital Control Digital Control
  • block 4 (Digital Control) causes the essential parts of the measurement system to enter the energy-saving mode.
  • the last part of the shutdown sequence must be controlled by function block 14. This particularly relates to the shutdown of the power supply by switching off the voltage regulator 1, the oscillator 6 and the block 4 (Digital Control) itself. It also makes sense if the function block 14 has an internal timer which can wake up the system at regular intervals, without requiring the reception of a command of the main processor via the interface 54.
  • the measured values and preferably also the measured value qualities are stored in a memory (not shown).
  • the measured values stored there can also include configuration data of the system (for example with which of the transmitting diodes H 1, H 2, H 3, with which the compensating diode K and with which receiving diode D and with which quality measured values were recorded.)
  • the measurement results of further measuring signal evaluation blocks can also be included there such as block 16 (Extrinsic Light Measurement), but in normal measuring mode, no energy is allowed despite the energy-saving mode
  • the bandgap reference 2 which indeed supplies only a reference voltage for use at different locations in the measuring system, can be switched off temporarily if their voltage is buffered and buffered in a sample-and-hold circuit, for example.
  • the bandgap circuit is then turned on only to renew the inevitably slowly draining charges from the memory element of the sample-and-hold circuit (typically a capacitor) from time to time.
  • Another feature of the invention which is essential to the invention, results from the necessary calibration of the measuring system.
  • Hierzu is in Fig. 3 shows the control characteristic of the system when controlling the transmitter diode amplitude Tj.
  • the Ampl itude of the jeweil strength Messsen ⁇ dediode l H H2, H3 attributable fraction (see 72,75,77 in Fig. 3) of the photoelectric current I PD in the / a receiving diode D depends on the Sendedio- denamplitude T, from ,
  • the difference signal 63 is a DC signal.
  • the on Sendesig nal attributable fraction is then in Differenzsig ⁇ nal 63 zero.
  • the maximum distance at which a the Empfangsd iode approach ⁇ of the object or up to which a iode of the Empfangsd leaving object can still be recognized is determined d urch the control characteristic and / or the fact that at the maximum amplitude of the sended iodine signal from the object is reflected so g roßer proportion of the transmitting diode signal that at the Empfangsd a signal with at least the amplitude of the Kompensationsd iodensignals is received.
  • a first operating point 74 results as the intersection with 73.
  • another second operating point 76 For a lower photocurrent 72 (and thus with a flatter control characteristic) another second operating point 76.
  • the reflected light can become so low that no working point can arise at all.
  • the control characteristic in the case of the photoelectric current 77 is then so low that no more intersection ie with the Lin 73 erg ibt, t he t he Ampl itude the compensating diode K repre ⁇ advantage, so that no meaningful control poss I is.
  • Either the compensation diode signal is controlled down with such weak receiver signals, which corresponds to a misregistration and results in a higher circuit complexity, but can be implemented very successfully or to which Receiver signal is added to the transmission signal synchronous offset signal ⁇ added, which shifts the operating points 74,76 all by rotation stretch around the point PO (see 74 ', 76' in Fig. 4) and a new operating point 78 for the new photocurrent 77 'arise.
  • the offset signal leads to an inaccessible region 79 in the diagram of FIG. 4.
  • the generation of this offset signal is indicated in FIG. 1 by a calibration block 81, which for the respective transmitter / receiver combination comprises the transmitter signals 9 to 12 generates the offset signal 82, from which the signal 82 is generated by addition.
  • the overall system differs from the measuring system in that, in addition to the measuring system, it also includes optical elements such as mirrors, diaphragms etc. and, of course, the housing.
  • the compensation diode K is switched to a static level.
  • the coupling between the receiving diode D and the compensation diode K is very difficult to stabilize according to experience. Therefore, the coupling is always the same as an application type, but it is assumed to fluctuate from application to application within the same type.
  • the calibration is now carried out so that the switchable reference current sources 41,42,43 are provided, with which the reference current supply 38 is now set so that the measured photocurrent is always set to a same, application-specific predetermined value.
  • the ordinate position of the line 73 in Figs. 3 and 4 are given. This ensures that an operating point is found.
  • This working point is typically set in such a way that the compensating transmitting diode current is increased until the compensation signal above the system noise becomes measurable.
  • the offset Sig nal set to such a value that the lowest operating point is taken.
  • Fremdl ichtrobuste device for measuring at least one optical transmission link, characterized in that they
  • At least said receiver is connected to at least one gyrator or other interference radiation compensation unit and
  • Apparatus according to item 1 characterized in that the receiver is a photodiode or another optical receiver which delivers a photocurrent as signal.
  • dad urch in that the measurement is not continuous but in measuring cycles. 4.
  • dad urch in that at the beginning of at least one measuring cycle us a first preparation phase or derg Liche preparation phase for stabilization of the operating point of the receiver ⁇ gers d is passed. 5.
  • Device according to item 4 characterized in that during a first preparation phase (A) the at least one gyrator is lower resistance than at a time outside of the preparation phase (A). 6. Apparatus according to item 4 or 5, dad urch in that
  • At least one compensation transmitter (K) and transmits during a first preparation phase (A) the at least one compensation transmitter (K).
  • the at least one compensation transmitter (K) is transmitted and modulated.
  • C measurement phase
  • Device according to one of the numbers 10 to 12, characterized in that in at least one measuring phase (C) at least one transmitter (H l, H2, H3) is transmitted and modulated.
  • Device according to one or more of the preceding figures, characterized in that
  • Device according to item 14 characterized in that for modulation the at least one compensation transmitter (K) and the at least one transmitter (H) takes place in such a way that at least portions of the compensation transmission signal of said compensation transmitter (K) at least temporarily complementary to the transmission signal of said transmitter (H1, H2, H3) are.
  • Device characterized in that at least during a period in which at least one transmitter (H1, H2, H3) and said compensation transmitter (K) are transmitted and modulated, at least said compensation transmitter (K) and / or said Transmitter (H) are controlled in amplitude and / or phase so that the receiver (D) receives no more shares of at least a predetermined part of the transmission signal or substantially only selects during a predetermined measuring phase (C) receives a DC signal except for system noise and Einregelterrorism.
  • an offset signal (82) can be added to the receiver signal which is at least in portions at times in phase synchronism with the at least one transmission signal (9, 10, 11) of at least one transmitter (H l , 1-12,1-13) and corresponds with it.

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Abstract

Die Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertragungsstrecke ist versehen mit mindestens einem Messsender (H1, H2, H3) zum Senden eines optischen Messsignals, mindestens einem Empfänger (D) zum Empfangen eines optischen Signals und einer Ansteuer- und Auswerteeinheit (17), die mit dem mindestens einen Messsender (H1, H2, H3) und mit dem mindestens einen Empfänger (D) verbunden ist und den mindestens einen Messsender (H1, H2, H3) ansteuert sowie das von dem mindestens einen Empfänger (D) empfangene optische Signal als elektrisches Messsignal verarbeitet und bewertet. Die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) weist mindestens einen Messverstärker (18,19) auf, der einen insbesondere einstellbaren zulässigen Eingangssignalamplituden-Nennbereich oder -Nennpegel aufweist und der bei einem Eingangssignal mit einer Amplitude innerhalb des Nennbereichs bzw. gleich dem Nennpegel weder übersteuert noch untersteuert ist. Ferner weist die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) einen Detektor zur Erkennung einer Über- und/oder Untersteuerung und/oder zur Erkennung einer nicht erfolgten Über- und/oder Untersteuerung des mindestens einen Messverstärkers (18,19) auf. Die Qualität bzw. Güte des Messsignals wird anhand des Detektors und/oder der von dem Detektor über eine Beobachtungsphase betrachtet ausgegebenen Detektionssignale bewertet.

Description

Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertrag unqsstrecke
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertragungsstrecke.
Hierbei wird typischerweise eine Fotodiode in Sperrrichtung betrieben. Es hat sich als besonders vorteilhaft erwiesen, die Fotodiode zur Kompensation eines aus (z. B. Umgebungs-)Störstrahlung resultierenden Fotostroms durch eine spannungsgesteuerte Stromquelle zu bestromen und in einem spannungsmäßig vorbestimmten Arbeitspunkt zu halten. Eine besonders vorteilhafte Anordnung zur Vermessung einer optischen Übertragungsstrecke oder zur Vermessung eines Objekts, das sich innerhalb einer solchen Übertragungsstrecke befindet, ist die Vermessung mit Hilfe einer Kompensationsmethode, wie sie z.B. unter dem Namen HALIOS® bekannt ist. Hierbei strahlen ein Kompensationssender und ein Sender gleichzeitig über- lagernd in einen Empfänger ein. Das Signal des Kompensationssenders ist dabei zeitlich komplementär, d.h. um 180° phasenverschoben zu demjenigen des Senders gewählt. Das bedeutet, dass sich beide Signale bei gleicher Einstrahlamplitude in dem Empfängersignal zu einem Gleichsignal überlagern. Eine Regelung erzeugt aus dem Empfangssignal ein Regelsignal. Mit diesem Regelsignal wird nun entweder der Sender oder der Kompensationssender oder auch nach einem festen Regelschema beide Sender geregelt.
Bei richtiger Vorzeichenwahl der Verstärkung des Reglers werden parasitäre Einflüsse eliminiert. Dies betrifft vor allem Verschmutzungen und Drift des Empfängers. Für die Güte der Auswertung der von der Vorrichtung gelieferten Signale ist eine Beurteilung der Messsignalqualität erforderlich . Die Vorrichtung weist beispielsweise Verstärkerelemente, Integratoren o.dgl . auf, die, wenn sie außerhalb ihres vorgesehenen Arbeitspunktbereichs betrieben werden, fehlerhafte Signale liefern können .
Aus US-A-2004/0056199 ist ein Infrarot-Detektor bekannt, mit dessen Hilfe Hindernisse erkannt werden sollen . Im Zuge der Signalverarbeitung des Infrarot-Detektors werden nur dann Messsignale weiterverarbeitet, wenn der Messverstärker nicht in die Sättigung gelangt. Bei in Sättigung befindlichem Messverstärker kann dessen Offset-Spannung verändert werden, so dass der Verstärker nicht mehr in der Sättigung ist. Weitere Erkenntnisse werden jedoch bei der bekannten Vorrichtung aus der Tatsache, dass der Messverstärker in die Sättigung gelangt, nicht abgeleitet.
In EP-A- 1 795 913 ist eine Laserabtastvorrichtung beschrieben, bei der das zu verarbeitende Messsignal mittels eines Verstärkers mit einstellbarer Verstärkung verstärkt wird . Weitere elektro-optische Vorrichtungen sind aus EP-A-2 159 600, US-A- 2010/0301193 und US-A-4 366 378 bekannt.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine hinsichtlich der Überprüfung der Messqualität verbesserte Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertragungs- strecke zu schaffen .
Zur Lösung dieser Aufgabe wird mit der Erfindung eine Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertragungsstrecke vorgeschlagen, wobei die Vorrichtung versehen ist mit
- mindestens einem Messsender zum Senden eines optischen Messsignals, mindestens einem Empfänger zum Empfangen eines optischen Signals und einer Ansteuer- und Auswerteeinheit, die mit dem mindestens einen Messsender und mit dem mindestens einen Empfänger verbunden ist und den mindestens einen Messsender ansteuert sowie das von dem mindestens einen Empfänger empfangene optische Signal als elektrisches Messsignal verarbeitet und bewertet,
wobei die Ansteuer- und Auswerteeinheit mindestens einen Messverstärker aufweist, der einen insbesondere einstellbaren zulässigen Eingangssignalamplituden-Nennbereich oder -Nennpegel aufweist und der bei einem Eingangssignal mit einer Amplitude innerhalb des Nennbereichs bzw. gleich dem Nennpegel weder übersteuert noch untersteuert ist und somit ein verstärktes Ausgangssignal liefert, das innerhalb eines durch eine Unter- und eine Obergrenze definierten Signalbereichs liegt, und wobei die Ansteuer- und Auswerteeinheit einen z.B. in Form eines Fens- terdiskriminators ausgeführten Detektor zur Erkennung einer Über- und/oder Untersteuerung und/oder zur Erkennung einer nicht erfolgten Über- und/oder Untersteuerung des mindestens einen Messverstärkers durch Vergleich des Ausgangssignals des mindestens einen Messverstärkers mit sowohl der Unter- als auch der Obergrenze aufweist und die Qualität bzw. Güte des Messsignals anhand von von dem Detektor ausgegebenen Detektionssignalen und/oder von von dem Detektor über eine Beobachtungsphase betrachtet ausgegebenen Detektionssignalen bewertet.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird mit Hilfe eines oder mehrerer Detektoren überprüft, ob der Messverstärker unter- oder übersteuert ist oder, umgekehrt, ob der Messverstärker innerhalb seines Arbeitspunkt-Nennbereichs arbeitet. Wenn mehrere Messverstärker vorhanden sind, so wird eine mögliche Über- und/oder Untersteuerung bzw. eine möglicherweise nicht erfolgende Über- und/oder Untersteuerung pro Messverstärker erkannt. Anhand der Signale der Detektoren kann dann die Messsignalqualität beurteilt werden. Als Detektor eignet sich z.B. ein Fensterdiskriminator, also ein Detektor, der erkennt, ob sich das (verstärkte) Ausgangssignal des Messverstärkers innerhalb oder außerhalb des als zulässig definierten Signalbereichs befindet. Liegt das Ausgangssignal innerhalb des Signalbereichs, so ist es verwertbar. Liegt es oberhalb der Obergrenze oder unterhalb der Untergrenze, ist es nicht brauchbar. Signalisiert der Detektor, dass das Signal sowohl oberhalb der Obergrenze als auch unterhalb der Untergrenze ist, ist das Messsignal ebenfalls nicht zu gebrauchen, wobei zusätzlich ein Defekt der Eingangsstufe der Vorrichtung bzw. des Messverstärkers detektiert werden kann.
Entscheidender aber ist, dass anhand eines insbesondere sich wiederholenden Musters von Detektorausgangssignalen auf mögliche Störquellen rückgeschlossen werden kann, denen die Vermessungsvorrichtung ausgesetzt ist. Wird ein derartiger Störer anhand seiner charakteristischen Parameter erkannt, so kann die Vorrichtung in veränderter Weise angesteuert werden, so dass sich der Störer nicht mehr auf das Messsignal und dessen Qualität auswirkt bzw. im weniger günstigen Fall weniger stark oder auch anders auswirkt. Es ist auch möglich, bei der Detektion eines Störers die Topologie oder die Parametrisie- rung der Vorrichtung zu verändern, um gegenüber dem Störer unempfindlicher zu werden.
Weitere Maßnahmen zur Reaktion auf detektierte Störer oder Störmodelle, wie beispielsweise ein "Hopping" der Modulationsfrequenz, die Zu- bzw. Abschaltung von Filtern o.dgl. sind ebenfalls möglich.
Der mindestens eine Messverstärker der Ansteuer- und Auswerteeinheit ist zweckmäßigerweise als Integrator beschaltet und weist eine vorzugsweise einstellbare Kapazität auf, die den Ausgang des Verstärkers auf dessen Eingang zurückkoppelt. Mit Hilfe der Verstellbarkeit der Kapazität lässt sich der Arbeits- punkt-Nennbereich des Messverstärkers verändern, d .h. die Grenzen einer Über- bzw. Untersteuerung des Messverstärkers verändern. Die Möglichkeit des Kurzschließens der Kondensatoren erlaubt es, die Integratoren wieder rückzusetzen.
Schließlich kann zur Beurteilung der Messqualität auch ein Parameter herange- zogen werden, der ein Kompensationssignal repräsentiert, das dem Ausgangssignal des Empfängers zur Kompensation von Störstrahlung überlagert wird, welcher der Empfänger ausgesetzt ist. Dabei kann der Parameter die Größe des Kompensationssignals und/oder dessen zeitlichen Verlauf repräsentieren. Anhand dieses Parameters kann also auf die Intensität und ggf. Art und Weise der Störstrahlung rückgeschlossen werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung kann schließlich vorgesehen sein, dass die Ansteuer- und Auswerteeinheit bei während einer Beobachtungsphase erfolgender Ermittlung eines zeitlichen Musters aus erkann- ten Unter- und/oder Übersteuerungen des mindestens einen Messverstärkers und, sofern detektiert, des Parameters der Störstrahlungs-Kompensationsein- heit den mindestens einen Messsender und mindestens einen ggf. vorhandenen Kompensationssender in gegenüber der Beobachtungsphase veränderter Weise ansteuert und/oder dass die Topologie und/oder die Parametrisierung der Vorrichtung bei während einer Beobachtungsphase erfolgender Ermittlung eines zeitlichen Musters aus erkannten Unter- und/oder Übersteuerungen des mindestens einen Messverstärkers und, sofern detektiert, des Parameters der Störstrahlungs-Kompensationseinheit veränderbar ist. Wie bereits weiter oben beschrieben, kann die Vorrichtung durch das Erkennen von Störmustern gegenüber dem Störer unempfindlich gemacht werden. Beispielsweise erfolgt dies, indem
a) der Kompensationssender und der Sender mit einem Sende- bzw. Kom- pensationssendesignal angesteuert werden, das möglichst orthogonal zum Störmuster ist (z. B. auf einer anderen Frequenz liegt und/oder einen
Spread-Spectra-Code enthält und/oder ein bandbegrenztes Signal ist, das die Störer- Frequenz nicht enthält); b) eine Änderung der Verstärkung des Verstärkers durch Überbrückung des Rückkoppelzweiges (Änderung der Topologie z.B. mit Schaltern, wie z.B. den Schaltern 22,23) erfolgt;
c) eine Änderung der Integrationskonstante durch die Kondensatoren bzw.
Kapazitäten 20,21 erfolgt, wodurch sich der Anstieg verringert.
Die jeweilige Änderung erfolgt immer gleichsinnig in beiden Ästen.
Die Kapazitäten 20,21 werden verkleinert, wenn eine Unter- oder eine Über- Steuerung des Messverstärkers detektiert wird.
Vor der Messung werden die Kapazitäten entladen, z.B. durch Schalter, wie die Schalter 22,23. Es wird nicht der Offset des Verstärkers verändert, sondern die Messfrequenz und/oder die Integrationskonstante (Kapazität 21,20) und/oder die Verstärkung.
Die zuvor beschriebene Möglichkeit, die Vorrichtung gegenüber einem Störer, der Störstrahlung einspeist, unempfindlich zu machen, ist als Weiterbildung aufzufassen, die unabhängig von der Beurteilung der Messsignalqualität eigenständig ist.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels sowie unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei:
Fig. 1 eine Übersicht über das Gesamtsystem als Blockschaltungsdiagramm, Fig. 2 den Zeitverlauf verschiedener Signale des Gesamtsystems gemäß
Fig. 1 während eines Messintervalls bzw. während eines Messzyklus und Fign . 3 und 4
Diag ramme zur Verdeutlichung einer (Auto-) Kalibrierung des Gesamtsystems. Die Erfind ung wird nachfolgend anhand einer Vorrichtung zur störstrahl ungs- kompensierten Ansteuerung einer Fotodiode und zur Auswertung des Fotostroms beschrieben, die al lerdings Merkmale enthält, die zur Real isierung der Erfindung nicht zwingend erforderlich sind . Bei der störstrahl ungskompensierten Vorrichtung wird die Empfangsdiode D über zwei Anschl üsse betrieben . Ü ber die Schaltungsknoten 61 ,62 wird die Empfangsdiode D von zwei gesteuerten Stromq uellen 27,28 bestromt. Hierbei erfassen zwei Verstärker 26,29 die Potenziale auf den von den Anschl üssen ausgehenden Eingangsleitungen 30,31 . Ändert sich der Arbeitspunkt der Diode zum Beispiel d urch permanente Bestrahl ung mit Sonnenlicht, so ändert sich der generierte Fotostrom . Der Spannungsabfal l über der Empfangsdiode D ändert sich und die Arbeitspotenziale der Eingangsleitungen 30,31 und damit an den Eingängen der Verstärker 26,29. Dieses wird d urch die Verstärker 26,29 registriert. Diese verg leichen die Potenziale auf den Eingangsleitungen 30,31 jeweils mit einem Referenzpotenzial Refl , Ref2. Die Ausgänge der Ver¬ stärker 26,29 regeln die Stromq uellen 27,28 nun so nach, dass die Spannungswerte der Eingangsleitungen 30,31 wieder den Vorgaben entsprechen . Koppelkondensatoren 24,25 bilden eine Barriere für die Gleichspannungspegel auf den Eingangsleitungen 30,31 zu nachgeordneten Schaltungen . Die Kon- densatoren 24,25 sind auf der den Anschl üssen abgewandten Seite mit den Eingängen zu Mess Verstärkern 18, 19 verbunden . Die Ausgänge 33,34 der Messverstärker 18, 19 sind jeweils über einstellbare Kapazitäten 20 bzw. 21 auf ihre Eingänge zurückgekoppelt. Eine Differenzstufe 35 bildet das Differenzsig¬ nal 63 der beiden Verstärkerausgangssignale. Im Idealfal l sol l dieses Sig nal 63 das Nutzsig nal der Fotod iode darstellen . Wie bereits zuvor beschrieben, führt die oben skizzierte Regelung d urch die Verstärker 26,29 der beiden spannungsgesteuerten Stromq uellen 27 bzw. 28 und die Änderung der Einstell ung der Stromq uellen 27,28 zu einer Belastung des Nutzsig nals, was die Reichweite massiv einschränkt.
Der erfind ungsgemäßen Vorrichtung bzw. dem erfind ungsgemäßen Verfahren liegt nu n d ie Erkenntnis zugru nde, dass bei den meisten Anwend ungen, insbe¬ sondere im Zusammenhang mit einer Gestensteuerung für mobile Geräte, ein permanenter Messbetrieb gar nicht notwend ig oder erwünscht ist. Ein solcher Betreib verbraucht Energ ie, die insbesondere bei mobilen Geräten äußerst "kostbar", weil nur beg renzt verfüg bar, ist.
Die Vorrichtung sol lte also zeitabhängig in verschiedenen Systemzuständen, d . h . in einzel nen zeitlich getrennten und aufeinanderfolgenden Messintervallen betrieben werden, die jeweils mindestens eine Messphase aufweisen . In d ie¬ sem Messzustand wird die Nachregelung d urch die Stromq uellen 27,28 praktisch ausgeschaltet. Einzig die Kondensatoren 24,25 halten die jeweil igen Arbeitspunkte . Dies ist g leichzusetzen mit einer Änderung des Innenwiderstands der Stromq uellen 27,28.
Eine solche schlechte (weil "träge") Regelung verhindert aber die Anpassung an eine Fremdl ichtbestrahlung . Es ist daher sinnvoll, pro Messinterval l einen weiteren Zustand, nämlich eine ( Mess-)Vorbereitungsphase zu definieren, in der der Innenwiderstand der Stromq uellen 27,28 minimal ist. In diesem Zu- stand regeln die Stromq uellen schnel l nach . Ein Nutzsignal würde in der Vorbereitungsphase stark belastet und verfälscht. Daher wird in d ieser Vorbereitungsphase noch keine Messung durchgeführt.
In einer nicht gezeigten Sample-and- Hold -Schaltung wird das Ergebnis der je- weil igen Messung typischerweise zwischengespeichert. Ein Problem, das sich jedoch nun ergibt, besteht darin, dass eine Störung, die während einer Messung auftritt, die Messverstärker 18,19 über- oder untersteuern kann. Ein solchermaßen gestörtes Messergebnis ist nicht verwendbar. Daher ist es sinnvoll, das Messergebnis quantitativ zu bewerten.
Im einfachsten Fall kann dies beispielsweise dadurch geschehen, dass die Messverstärker 18,19 je ein Signal für Übersteuerung und je ein Signal für Untersteuerung ausgeben. Somit sind 16 Zustände des Systems von zwei Messverstärkern 18,19 mit je zwei Bewertungssignalen möglich. Von diesen sind nicht alle sinnvoll, da beispielsweise eine gleichzeitig auftretende Über- und Untersteuerung nicht realistisch, jedoch trotzdem fehlerhaft ist. Trotzdem bildet das vier-Bit-Wort, das auf diese Weise gebildet wird, eine quantitative Bewertung jedes Messergebnisses.
Im Gegensatz zum Stand der Technik werden also keine Transimpedanzverstärker, sondern Integratoren, die Teil der besagten Messverstärker 18,19 sind, am Eingang des Systems verwendet.
Der Ablauf eines Messintervalls wird beispielsweise durch den Digital-Control- Block 4 des (Block-)Schaltbilds nach Fig. 1 gesteuert. Durch dessen Ablaufsteuerung wird ein Messungsaktivierungssignal "Measure" (Bezugszeichen 66, Fig. 2) zu Beginn der Messung (Bezugszeichen 67, Fig. 2) aktiviert. Damit beginnt die erste Vorbereitungsphase A. In dieser Phase A regeln die Stromquel¬ len 27,28 niederohmig den Arbeitspunkt der Empfangsdiode D nach. Der Ausgang der Stromversorgung für eine Kompensationsdiode K wird aktiv geschaltet. Hierdurch bestrahlt die Kompensationsdiode K bereits die Fotodiode D. Die Kompensationsdiode K wird zunächst nicht moduliert. Durch die Nieder- ohmigkeit der Stromquellen 27,28 kommen die Messverstärker 18,19 schnell in ihre Arbeitspunkte. Die Kapazitäten 20,21 bzw. Koppelkondensatoren 24,25 werden auf ihre Arbeitspegel aufgeladen. Die Stromquellen 64,65,66,67 für den Betrieb von in diesem Ausführungsbeispiel drei Messsendedioden Hl, H2, H3 (wegen der mehrdimensionalen insbesondere 3D-Gestenerkennung) und die Kompensationsdiode K werden auf die jeweiligen Betriebswerte eingestellt.
Am Ende der Phase A zum Zeitpunkt 69 (Fig. 2) wird das Signal "hold" (siehe Bezugszeichen 68, Fig. 2) aktiv. Die spannungsgesteuerten Stromquellen 27,28 gehen von ihren bis dahin eingenommenen niederohmigen in einen hochohmigen Zustand. Damit werden ihre Arbeitspunkte "eingefroren". Zu die- sem Zeitpunkt sollte das Differenzsignal 63 der Ausgänge der Messverstärker 18,19 konstant Null sein, da die Arbeitspunkte eingeregelt sind.
Da auch das Umschalten in den hochohmigen Zustand zu Störungen führt, ist es sinnvoll, noch einige Zeit verstreichen zu lassen, bis die eigentliche Messung beginnt. Diese Zeit wird Stabilisierungsphase oder zweite Vorbereitungsphase B (Fig. 2) genannt. Sie endet zum Zeitpunkt 70 (Fig. 2).
Im einfachsten Fall handelt es sich bei den Modulationssignalen 45,46,47,48 für die Kompensationsdiode K bzw. für die Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 um 180° phasenverschobene Rechtecksignale, die in der Amplitude regelbar sind, (siehe in Messphase C Fig. 2)
Die Messung beginnt, indem z.B. die Abstrahlung der Kompensationsdiode abgeschwächt oder gar ausgeschaltet wird (siehe Bezugszeichen 45 und 69 in Fign. 1 und 2). Gleichzeitig wird typischerweise mindestens eines der Sende¬ signale (siehe Bezugszeichen 46 und/oder 46 und/oder 47 in Fign. 1 und 2) eingeschaltet. Die typischerweise mindestens eine Messsendediode Hl und/oder H2 und/oder H3 bestrahlt mit Umweg über die zu vermessende Übertragungsstrecke die (Empfangs-)Fotodiode D. Bei mehreren Sendedioden werden diese (z.B. zyklisch) sequentiell angesteuert. Die Kompensationssendediode K und die typischerweise mindestens eine Messsendediode Hl oder H2 oder H3 werden abwechselnd abgeschwächt bzw. zu verstärkter Abstrahlung veranlasst. Zunächst wird dies zu einer verbleibenden Modulation des Ausgangssignals der Eingangsstufe führen. Nach einer Verstärkung durch einen Verstärker 36 kann das so empfangene modulierte Signal mit einem Demodulator in ein Gleichsignal verwandelt werden. Dies kann zur Regelung der Amplitude der Modulation der einen Messsendediode oder jeweils einer der Sendedioden Hl, 1-12,1-13 und/ oder der Amplitude der Modulation der Kompensationsdiode K verwendet werden.
In Fig. 2 wird beispielhaft als Fall Fl eine Regelung der Kompensationsdiode K gezeigt und als Fall F2 eine Regelung der Messsendediode bzw. -dioden H1,H2,H3. Die Regelung kann dabei für die Messsendedioden H1,H2 und H3 unterschiedlich sein. Typischerweise werden darüber hinaus die Messsendedio- den H1,H2 und H3 nicht gleichzeitig sondern zeitversetzt betrieben. Dabei können auch mehr als eine Empfangsdiode zum Einsatz kommen. Der Zeitversatz wird dabei typischerweise so gewählt, dass immer nur eine Empfangs¬ diode D und eine Sendediode H1,H2,H3 gleichzeitig aktiv sind. Im Folgenden wird die Regelung über die Änderung der Modulationsamplitude der Sendediode H1,H2,H3 erläutert.
Hierbei regelt der so erhaltene Messwert die Amplitude der jeweiligen Mess¬ sendediode H1,H2,H3 nach. Es hat sich gezeigt, dass es sinnvoll ist, diesen Wert vor der Gegenkopplung zu verstärken. Dieses Prinzip ist auch aus Operationsverstärkerschaltungen bekannt und dient der Unterdrückung parasitärer Faktoren und Einflüsse. Zum besseren Verständnis sei hier auf die nachfolgend genannten Schriften und Patentanmeldungen verwiesen, deren Inhalte in Kombination mit der hier offenbarten technischen Lehre Teil dieser Anmeldung sind: DE-B-103 46 741, EP-A-2 546 620, EP-A-2 356 000, EP-B-1 410 507, EP-B-1435509, EP-A-2418512, EP-B-1 269629, DE-A-10322552, DE-B-10 2004 025 345, EP-A-2 405 283, DE-C-44 11 773, WO-A-2012/163725, DE-A- 2006 020 579, DE-B-10 2005 045 993, EP-B-1 979 764, DE-A-10 2012 024 778, DE-A-10 2013 000 376, DE10 2013 003 791.3, DEA-10 2013 000 380, WO-A-2014/096385, WO-A-2013/124018, DE-B-102013002304, EP-A-2624 019, DE-A-10 2012 025 564, DE 10 2013 002 674.1, DE-A-10 2013 222 936, DE-A-102012015442, DE-A-102012015423, DE-B-102012024597, EP-A- 2679982, EP-A-2597482, DE-A-102013002676, EP-A-2653885.
Durch die Regelung stellt sich im Idealfall ein Gleichgewicht ein und das Ausgangssignal 50 des Demodulators 37 stellt nach der besagten Verstärkung ein Maß für die Dämpfung des Sendesignals im Übertragungskanal dar.
Die erfindungsgemäße Steuerung der Stromquellen 27,28 macht sich an den Eingangsleitungen 30,31 in einem Eingangswiderstand dahingehend bemerk¬ bar, dass die Stromquellen in Abhängigkeit von typischerweise mindestens zwei Phasen eines Messzyklus (Bezugszeichen A und C, B und C oder A und B und C der Fig. 2) schwanken.
Natürlich ist die Wirksamkeit der spannungsgesteuerten Stromquellen 27,28 durch die realen Gegebenheiten eingeschränkt. Die Stromquellen 27,28 kön- nen nur bis zu einem Maximalstrom versuchen, den jeweils vorgegebenen Spannungspegel zu halten.
Das Messintervall (von Bezugszeichen 67, Fig. 2, bis Bezugszeichen 71, Fig. 2) wird dadurch beendet, dass das "Measure"-Signal (66) am Ende des Messzyk- lus (siehe Bezugszeichen 71, Fig. 2) wieder inaktiv wird. Alle Sendesignale werden abgeschaltet und das Messergebnis typischerweise beispielsweise in einer (nicht gezeichneten) Sample-and-Hold-Schaltung eingefroren.
Je nach Anwendung ist es sinnvoll, in regelmäßigen Zeitabständen ein derarti- ges Messintervall (von Bezugszeichen 67, Fig. 2, bis Bezugszeichen 71, Fig. 2) in kürzeren oder längeren Zeitabständen zu wiederholen. Höhere Wiederhol- frequenzen für die Messsequenzen haben dabei al lerdings eine höhere Stromaufnahme zur Folge.
Als eine weitere Maßnahme zur Verbesserung der optischen Abstandsmessung kann das System in die Lage versetzt sein, zumindest einige und typischerweise jeden Messwert mit einem Qual itätswert der Messung zu versehen, also eine Messsignalqualitätsermittl ung d urchzuführen . Diese Maßnahme bildet im Rahmen d ieser Anmeld ung den eigentl ichen Erfindungsgegenstand . Somit ergibt sich bei mehreren aufeinanderfolgenden Messintervallen eine Folge von Messwerten mit zugehörigen Qual itätswerten, die es einem Messwertschätzer erlauben, einen optimierten Messwert zu schätzen und eine Wahrscheinlichkeit der Korrektheit dieses Messwertes anzugeben . Der daraus resultierende Messwertvektor kann beispielsweise als Basis für die Feature- Extraktion einer Gestenerkennung genutzt werden .
Dies ist insbesondere dann von Nutzen, wenn ein Störer nicht, wie z. B. Sonnenlicht, mit relativ niedriger Frequenz (beispielsweise aufgrund von Abschattung d urch z. B. Bäume), sondern wie z. B. bei Leuchtstoffröhren oder bei der Fahrt in einem Cabrio im Sonnenschein unter Bäumen hind urch relativ schnel l mod uliert wird . Sel bst wenn die Störungsfrequenz in der Nähe der Mod ulationsfreq uenz der Messsended ioden H l , 1-12,1-13 und des Kompensationssenders K liegt, wird diese Freq uenz in der Regel nicht korrekt getroffen . Es kommt zu einer Schwebung im Regelsig nal, die erkannt und genutzt werden kann . Die Qual ität der Messung wird typischerweise mit der Schwebungsfrequenz zeitabhängig schwanken . Da das System infolge der Bewertung der Messergebnisse nur solche Messwertseq uenzen auswertet, d ie relativ ungestört sind, kommt es de facto somit automatisch zu einer Abtastung des Messsignals nur zu relativ ungestörten Zeiten . Darüber hinaus ist es denkbar, dass nicht nur als gestört erkannte Messwerte verworfen werden, sondern auch solche, für die ein Schätzer eine hohe Störungswahrscheinlichkeit ermittelt. Dies können beispielsweise d irekt vorausgehende oder direkt folgende Messwerte sein . Auch sollte ein solches Messsystem Gegenmaßnahmen bei erkannten Störungen einleiten.
Hierzu gehört beispielsweise eine Änderung der Messfrequenz. Dies kann so- wohl die Wiederholfrequenz der Messintervalle als auch die Modulationsfre¬ quenz der Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 und der Kompensationssendediode K betreffen. Auch kann die Schaltung anders parametrisiert werden. Beispielsweise können die Zeitkonstanten der als Integratoren wirkenden Messverstärker 18,19 geändert werden, indem die Kapazitäten 20,21 veränderbar sind. Im Extremfall können die Integratoren durch Überbrückung ihrer Kapazitäten 20,21 mit Hilfe der programmierbaren Schalter 22,23 überbrückt werden. Es kommt also, wie man an diesem Beispiel sieht, auch eine Änderung der System- oder Schaltungstopologie in Frage. Die Integratoren werden dann zu rei¬ nen Impedanzwandlern.
Eine weitere Verbesserung der Vorrichtung kann also durch eine Beurteilung der Qualität des Messsignals und/oder durch eine Regelung zur Optimierung der Messergebnisse erreicht werden. Im Allgemeinen wird die Rückkopplungs¬ schleife durch Software geschlossen, da die Regelalgorithmen sehr stark appli- kationsabhängig sind.
Als Stellglied für diese Messsignalqualitätsregelung dient typischerweise eine Änderung der Systemparameter und/oder der Systemtopologie oder -struktur. Eine weitere Möglichkeit, die in die Qualitätsbewertung eines Messergebnisses einfließen kann, ist die Auswertung der Stromquellen-Ströme. Hierzu wird im Block 16 ("Extrinsic Light Measurement" bzw. "Messung des äußeren Lichtes") zeitabhängig der Strom gemessen, den die Stromquelle oder Stromquellen 27,28 liefern. Diese Messergebnisse können der Software zur Verfügung ge- stellt werden. Diese kann beispielsweise durch eine Fourier-Transformation die Störfrequenzen bestimmen, die das Messsignal stören. Es ist besonders vorteilhaft, die Modulationsfrequenz der Messsendedioden H1,H2,H3 und der Kompensationsdiode K und die Wiederholfrequenz der Messintervalle (Bezugszeichen 67, Fig . 2, bis Bezugszeichen 71, Fig . 2) jeweils so zu wählen, dass sie mit den Störfrequenzen möglichst nicht interferieren . Somit kann beispielsweise durch "Frequency-Hopping" die Störsignal-Robustheit angehoben wer- den .
Des Weiteren ist es denkbar, statt eines monofrequenten Sendesignals ein bandbegrenztes Signal zu verwenden und so schmalbandige Störer durch ein Spread-Spectra-Verfahren in ihrem Einfluss auf das Messergebnis zu reduzie- ren . Solche möglichen Sendesignale sind beispielsweise geeignete Pseudozu- fallsfolgen (siehe hierzu auch EP-A-2 631 674, deren Inhalt hiermit durch Bezugnahme Gegenstand der vorliegenden Anmeldung ist) .
Eine weitere einen selbstständigen Erfindungsgedanken repräsentierende Maßnahme ist die Einführung und/oder Anhebung einer Schwelle für die Erkennung der Annäherung eines Objekts an die Messsendedioden H l , 1-12,1-13 /Empfangsdiode D. Hierbei handelt es sich um eine nichtlineare Filterfunktion, die typischerweise in dem Block 37 der Fig . 1 realisiert ist, aber auch in einer nachfolgenden Verarbeitungsstufe realisiert sein kann. Dabei werden alle Messwerte unterhalb oder oberhalb einer Schwelle beispielsweise auf einen vordefinierten Wert fixiert.
Schließlich kann aufgrund der Messungen ein rechnerisches Modell eines Störers parametrisiert werden und Zeitpunkte und Einstellungsparameter für das Messsystem prognostiziert werden, bei und mit denen das nächste Messintervall mit einer besonders guten Qualität durchgeführt werden kann.
Nachfolgend soll auf eine weitere Besonderheit der Schaltung nach Fig . 1 eingegangen werden, bei der es sich um einen weiteren selbstständigen Erfin- dungsgedanken handelt.
Gerade für mobile Anwendungen ist es besonders wichtig, möglichst wenig Energie zu verbrauchen. Daher ist es besonders günstig, wie oben beschrie¬ ben, die Messsendedioden bzw. eine der Messsendedioden Hl, 1-12,1-13 und nicht die Kompensationsdiode K zu modulieren und das System nur bei Bedarf zu betreiben. Um die erforderliche Betriebsenergie weiter zu reduzieren, ist es sinnvoll, das System nicht zu betreiben, wenn es beispielsweise komplett ab¬ geschattet ist. Dies ist beispielsweise bei einem Einsatz in einem Mobiltelefon dann der Fall, wenn der Nutzer sich das Telefon zum Telefonieren an das Ohr hält. Für die Erkennung derartiger Nutzungssituationen ist es daher sinnvoll, einen weiteren, typischerweise passiven Sensor vorzusehen, der beispielsweise durch Messung des Umgebungslichts die Nutzungssituation vorklassifizieren kann. Auch hier ist ggf. der Einsatz einer innenwiderstandsmodulierten Stör- strahlungs-Kompensationsschaltung sinnvoll, wenn modulierte Signale erkannt werden sollen. Die Schaltung gemäß Fig. 1 verfügt über eine solche Schnittstelle 53 (siehe in Fig. 1 oben rechts), die mit einer entsprechenden Eingangs- Hardware 7 versehen ist.
Darüber hinaus kann es sinnvoll sein, das ganze System in einen Energie¬ sparmodus zu versetzen, um den Energieverbrauch noch weiter zu reduzieren. Hierbei muss beachtet werden, dass moderne integrierte Schaltungen typi- scherweise intern mit einer niedrigeren Spannung betrieben werden, als ihre Peripherie. Insoweit ist ein Spannungsregler 1 von Vorteil, der die internen Betriebsspannungen bereitstellt. Dieser Spannungsregler 1 verbraucht im Energiesparmodus unnötig Energie. Es ist daher sinnvoll, einen möglichst klei¬ nen Teil (siehe Funktionsblock 14) der Schaltung so zu realisieren, dass er direkt mit der Betriebsspannung betrieben werden kann. Dieser Funktionsblock 14 hat einzig die Aufgabe, über eine Schnittstelle 54 bis 57 die Minimalkom¬ munikation zum Hauptprozessor, mit dem das Messsystem kommuniziert, sicherzustellen. Die Schnittstelle weist beispielsweise eine serielle TX- und RX- Zweidraht-Leitung oder eine I2C-Bus-Schnittstelle 54, einen Interrupt-Ausgang 55 für den Hauptprozessor, der auf einem definierten Potenzial liegen muss, einen nicht maskierbaren Messsystem- Reset 56 und einer Referenzspannungseingang 57 auf. Alle anderen Systeme sind ausgeschaltet. Wenn möglich wird auch der normale Systemoszillator 6 abgeschaltet und stattdessen dieser Funktionsblock 14 der Schaltung mit einer niedrigen Frequenz aus einem Minimaloszillator 5 versorgt. Dieser ist wesentlich kleiner, da er nicht den gesamten IC treiben muss.
Somit sind im Energiesparmodus nur die Standard-Blöcke 14 und 6 aktiv. Ausgeschaltet ist insbesondere die Band-Gap-Referenz 2, der Block 4 (Digital- Control), der Spannungsregler 1 und alle Messverstärker und Empfangs- und Sendeeinrichtungen .
Handelt es sich bei der Schnittstelle 54 beispielsweise um eine I2C Schnittstelle, so ist es sinnvoll, den Funktionsblock 14 so zu gestalten, dass er nur einen ganz bestimmten Befehl auf dem Bus erkennen kann, der an eine ganz genau vorgegebene Registeradresse gesendet wird .
Ein solches Protokoll kann beispielsweise so aussehen, dass der Funktionsblock 14 eine Sequenz aus einem Start-Bit sowie der Slave-Adresse und aus einem Bit zur Signalisierung eines Schreibzugriffs erkennt und daraufhin ein Acknowledge-Bit ausgibt, woraufhin der Hauptprozessor die Registeradresse sendet, der Funktionsblock 14 ein Acknowledge- Bit sendet und der Hauptprozessor daraufhin ein Parity-Bit sendet. Hat der Funktionsblock 14 alle diese Daten als korrekt erkannt, werden der Spannungsregler, die Bandgap-Referenz 2 und alle anderen Teile der Schaltung in einer vordefinierten Sequenz nacheinander und/oder parallel, je nach Typ und Erfordernis, hochgefahren . Die normale I2C-Bus Kommunikation wird dann durch den Block 4 (Digital Control) wieder bis zu einem nächsten Einschlafbefehl übernommen . Nach Empfang eines solchen Einschlafbefehls veranlasst der Block 4 (Digital control) die wesentlichen Teile des Messsystems, in den Energiesparmodus überzugehen . Der letzte Teil der Abschaltsequenz muss jedoch vom Funktionsblock 14 gesteuert werden . Dies betrifft insbesondere die Abschaltung der Energieversorgung durch Abschaltung des Spannungsreglers 1, des Oszillators 6 und des Blocks 4 (Digital Control) selbst. Es ist weiter sinnvoll, wenn der Funktionsblock 14 über einen internen Zeitgeber verfügt, der in regelmäßigen Abständen das System aufwecken kann, ohne dass es dazu des Empfangs eines Befehls des Hauptprozessors über die Schnittstelle 54 bedarf.
Es kann sinnvoll sein, wenn das System nach Durchführung von bezüglich Anzahl und Art vordefinierten Messungsintervallen wieder in den Energiesparmodus wechselt, ohne dass es hierzu eines gesonderten Befehls des Hauptprozessors über die Schnittstelle 54 von außen bedarf.
Hierbei ist es sinnvoll, wenn die Messwerte und vorzugsweise auch die Messwertqualitäten in einem (nicht gezeigten) Speicher abgelegt werden . Zu den dort abgelegten Messwerten können auch Konfigurationsdaten des Systems zählen (beispielsweise mit welchem der Sendedioden H 1,H2,H3, mit welcher der Kompensationsdiode K und mit welcher Empfangsdiode D wann und mit welcher Qualität Messwerte aufgenommen wurden . Auch können dort die Messergebnisse weiterer Messignalbewertungsblöcke wie beispielsweise des Blocks 16 (Extrinsic Light Measurement) abgelegt werden . Im normalen Messbetrieb darf aber trotz des Energiesparmodus keine Energie
"verschwendet" werden . Daher kann beispielsweise die Bandgap-Referenz 2, die ja nur eine Referenzspannung für die Verwendung an verschiedenen Stellen im Messsystem liefert, zeitweise abgeschaltet werden, wenn deren Spannung beispielsweise in einer Sample-and-Hold-Schaltung zwischengespeichert und gepuffert ist. Die Bandgap-Schaltung wird dann nur zum Erneuern der unweigerlich langsam abfließenden Ladungen aus dem Speicherelement der Sample-and-Hold-Schaltung (typischerweise ein Kondensator) von Zeit zu Zeit angeschaltet. Ein weiteres selbstständig erfindungswesentliches Merkmal der Vorrichtung ergibt sich aus der notwendigen Kalibration des Messsystems. H ierzu ist in Fig . 3 die Regelcharakteristik des Systems bei Regelung der Sendediodenamplitude Tj dargestellt. Die Ampl itude des auf die jeweil ige Messsen¬ dediode H l H2, H3 zurückzuführenden Anteils (siehe 72,75,77 in Fig . 3) des Fotostroms IPD in der/einer Empfangsdiode D hängt dabei von der Sendedio- denamplitude T, ab . Die Amplitude des auf die Kompensationsdiode K bzw. je¬ weilige Kompensationsd iode K zurückzuführenden Anteils (siehe Lin ie 73 in Fig . 3) des Fotostroms IPD in der/einer Empfangsdiode D hängt im Gegensatz dazu von der Senderamplitude T, nicht ab. Wenn der Reg ler eingeschwungen ist, ist das Differenzsignal 63 ein Gleichsignal . Der auf das Sendesig nal zurückzuführende Anteil ist dann im Differenzsig¬ nal 63 Null . Die maximale Distanz, ab der ein sich der Empfangsd iode nähern¬ des Objekt bzw. bis zu der sich ein von der Empfangsd iode entfernendes Objekt noch erkannt werden kann, ist bestimmt d urch die Regelcharakteristik und/oder Tatsache, dass bei maximaler Amplitude des Sended iodensignals von dem Objekt noch ein so g roßer Anteil des Sendediodensignals reflektiert wird, dass an der Empfangsd iode ein Signal mit mindestens der Ampl itude des Kompensationsd iodensignals empfangen wird . Für einen g roßen Fotostrom 72, der g leichbedeutend mit einem nahen Objekt ist (und damit für eine steile Regelcharakteristik), ergibt sich dabei als Schnittpunkt mit 73 ein erster Arbeitspunkt 74. Für einen niedrigeren Fotostrom 75 (und damit bei flacherer Regelcharakteristik) ein weiterer zweiter Arbeitspunkt 76. Bei sehr weit entfernten Objekten kann das rückgestrahlte Licht aber so gering werden, dass sich überhaupt kein Arbeitspunkt mehr ergeben kann . Die Regelcharakteristik im Falle des Fotostroms 77 ist dann so flach, dass sich keine Kreuzung mehr mit der Lin ie 73 erg ibt, d ie d ie Ampl itude der Kompensationsdiode K repräsen¬ tiert, so dass keine sinnvolle Regelung mögl ich ist.
H ier bestehen nun zwei Mög lichkeiten : Entweder wird das Kompensations- diodensignal bei derartig schwachen Empfängersignalen herunter geregelt, was eine M ischregel ung entspricht und einen höheren Schaltungsaufwand zu Folge hat, aber d urchaus erfolg reich real isiert werden kann, oder zu dem Empfängersignal wird ein zum Sendesignal synchrones Offset-Signal hinzu¬ addiert, was die Arbeitspunkte 74,76 allesamt durch Dreh -Streckung um den Punkt PO verschiebt (siehe 74', 76' in Fig. 4) und einen neuen Arbeitspunkt 78 für den neuen Fotostrom 77' entstehen lässt. Das Offset-Signal führt zu einem nicht mehr erreichbaren Bereich 79 in dem Diagramm der Fig. 4. Die Erzeugung dieses Offset-Signals ist in Fig. 1 durch einen Kalibrationsblock 81 angedeutet, der für die jeweilige Sender-/Empfängerkombination aus den Sendersignalen 9 bis 12 das Offset-Signal 82 erzeugt, woraus das Signal 82 durch Addition erzeugt wird.
Für die Kalibration eines Gesamtsystems, die Teil das hier beschriebene Sys¬ tem ist und einen weiteren selbstständigen erfindungsgemäßen Gedanken bildet, wird nun in einem definierten Messaufbau dieses Gesamtsystem vermessen. Das Gesamtsystem unterscheidet sich vom dem Messsystem beispiels- weise dadurch, dass es neben dem Messsystem noch optische Elemente wie Spiegel, Blenden etc. und natürlich das Gehäuse umfasst.
Für die Kalibration wird die Kompensationsdiode K auf einen statischen Pegel geschaltet. Die Kopplung zwischen Empfangsdiode D und Kompensationsdiode K ist erfahrungsgemäß nur sehr schwer zu stabilisieren. Daher ist die Kopplung stets als für einen Applikationstyp gleich, aber von Applikation zu Applikation innerhalb des desselben Typs schwankend anzunehmen.
Die Kalibration erfolgt nun so, dass die schaltbaren Referenzstromquellen 41,42,43 vorgesehen werden, mit denen die Referenzstromversorgung 38 nun so eingestellt wird, dass der gemessene Fotostrom auf stets einen gleichen, applikationsspezifisch vorgegeben Wert eingestellt wird. Hierdurch kann die Ordinaten-Position der Linie 73 in den Fign. 3 und 4 vorgegeben werden. Somit wird sichergestellt, dass ein Arbeitspunkt gefunden wird. Dieser Arbeits- punkt wird dabei typischerweise in der Art eingestellt, dass der Kompensa- tionssendediodenstrom so lange erhöht wird, bis das Kompensationssignal oberhalb des Systemrauschens messbar wird. Anschließend wird das Offset- Sig nal auf einen solchen Wert eingestellt, dass der unterste Arbeitspunkt eingenommen wird .
Die wesentlichen Merkmale der zuvor genannten Erfindungsgegenstände las- sen sich wie folgt in U nterg ruppen zusammenfassen :
1. Fremdl ichtrobuste Vorrichtung zur Vermessung mindestens einer optischen Ü bertrag ungsstrecke dadurch gekennzeichnet, dass sie
über mindestens einen Empfänger ( D) verfügt und
- über mindestens einen Sender ( H l , 1-12,1-13) verfügt und
mindestens der besagte Empfänger mit mindestens einem Gyrator oder einer anderen Störstrahl ungs- Kompensationseinheit verbunden ist und
mindestens d ieser besagte Gyrator zu unterschiedl ichen Zeitpunkten einen unterschiedl ichen Innenwiderstand aufweist.
2. Vorrichtung nach Ziffer 1 , dad urch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Empfänger um eine Fotod iode oder einen anderen optischen Empfänger handelt, der einen Fotostrom als Sig nal l iefert.
3. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dad urch gekennzeichnet, dass die Messung nicht kontinuierlich sondern in Messzyklen erfolgt. 4. Vorrichtung nach Ziffer 3, dad urch gekennzeichnet, dass zu Beginn mindestens eines Messzykl us eine erste Vorbereitungsphase oder derg leichen Vorbereitungsphase zur Stabil isierung des Arbeitspunktes des Empfän¬ gers d urchlaufen wird . 5. Vorrichtung nach Ziffer 4, dad urch gekennzeichnet, dass während einer ersten Vorbereitungsphase (A) der mindestens eine Gyrator niederohmi- ger als zu einem Zeitpunkt außerhal b der Vorbereitungsphase (A) ist. 6. Vorrichtung nach Ziffer 4 oder 5, dad urch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender ( K) aufweist und während einer ersten Vorbereitungsphase (A) der mindestens eine Kompensationssender ( K) sendet.
7. Vorrichtung nach einer der Ziffern 3 bis 6, dad urch gekennzeichnet, dass während des mindestens einen Messzyklus im Anschluss an die erste Vorbereitungsphase (A) eine zweite Vorbereitungsphase ( B) zur Stabili¬ sierung eines Reglers d urchlaufen wird .
8. Vorrichtung nach Ziffer 7, dad urch gekennzeichnet, dass während der zweiten Vorbereitungsphase ( B) der mindestens eine Gyrator hochohmi- ger als zu anderen Zeitpunkten insbesondere einem Zeitpunkt außerhal b der zweiten Vorbereitungsphase (B) ist.
9. Vorrichtung nach Ziffer 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender ( K) aufweist und während der zweiten Vorbereitungsphase ( B) der mindestens eine Kompensationssender ( K) sendet und moduliert wird .
10. Vorrichtung nach einer der Ziffern 3 bis 9, dad urch geken nzeichnet, dass während mindestens eines Messzyklus im Ansch luss an die zweite Vor¬ bereitungsphase ( B) eine Messphase (C) durchlaufen wird . 11. Vorrichtung nach Ziffer 10, dadurch gekennzeichnet, dass während der Messphase (C) der mindestens eine Gyrator hochohmiger als zu einem Zeitpunkt außerhal b der Messphase (C) und der zweiten Vorbereitungs¬ phase ( B) des Messintervalls ist. 12. Vorrichtung nach Ziffer 10 oder 11 , dad urch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender ( K) aufweist und in mindestens einer Messphase (C) mindestens ein Kompensationssender (K) sendet und moduliert wird. Vorrichtung nach einer der Ziffern 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass in mindestens einer Messphase (C) mindestens ein Sender (H l, H2, H3) sendet und moduliert wird. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dadurch gekennzeichnet, dass
sie mindestens einen Kompensationssender (K) aufweist und mindestens zeitweise mindestens ein Sender (Hl, 1-12,1-13) und der besagte Kompensationssender (K) senden und moduliert werden. Vorrichtung nach Ziffer 14, dadurch gekennzeichnet, dass zur Modulation der mindestens eine Kompensationssender (K) und der mindestens eine Sender (H) in der Art erfolgt, dass zumindest Anteile des Kompensations- sendesignals des besagten Kompensationssenders (K) zumindest zeitweise komplementär zum Sendesignal des besagten Senders (H1,H2,H3) sind. Vorrichtung nach Ziffer 14 und/oderl5, dadurch gekennzeichnet, dass die Strahlung zumindest des besagten Kompensationssenders (K) und zumindest des besagten Senders (H1,H2,H3) sich in dem Empfänger (D) addierend oder multiplizierend überlagern. Vorrichtung nach Ziffer 0, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens währen eines Zeitraums, in dem mindestens ein Sender (H1,H2,H3) und der besagte Kompensationssender (K) senden und moduliert werden, mindestens der besagte Kompensationssender (K) und/ oder der besagte Sender (H) so in der Amplitude und/oder Phase geregelt werden, dass der Empfänger (D) keine Anteile zumindest eines vorbestimmten Teils des Sendesignals mehr empfängt oder im Wesentlichen nur noch wäh- rend einer vorbestimmten Messphase (C) bis auf Systemrauschen und Einregelfehler ein Gleichsignal empfängt.
Vorrichtung nach einer oder mehreren der vorhergehenden Ziffern, dadurch gekennzeichnet, dass zu dem Empfängersignal ein Offset-Signal (82) addiert werden kann, das zumindest in Anteilen zeitweise phasensynchron zum mindestens einem Sendesignal (9,10,11) mindestens eines Senders (H l, 1-12,1-13) ist und mit diesem korrespondiert.
B EZUGSZE IC H E N LISTE Spannungsregler
Bandgap-Referenz
Funktionsblock
Digital-Control-Block
Minimaloszillator
Systemoszillator
Eingangs-Hardware
Signalleitung
Signalleitung
Signalleitung
Signalleitung
Funktionsblock
Funktionsblock
Ansteuer-/Auswerteeinheit
Messverstärker
Messverstärker
Kapazitäten
Kapazitäten
Schalter
Schalter
Koppelkondensatoren
Koppelkondensatoren
Verstärker
Stromquelle
Stromquelle
Verstärker
Eingangsleitung
Eingangsleitung
Ausgang
Ausgang
Differenzstufe Verstärker
Demodulator
Referenzstromversorgung
Referenzstromquelle
Referenzstromquelle
Referenzstromquelle
Modulationssignal
Modulationssignal
Modulationssignal
Modulationssignal
Ausgangssignal
Schnittstelle
RX-Zweidraht-Leitung der Schnittstelle
Interrupt-Ausgang der Schnittstelle
Messsystem- Reset der Schnittstelle
Referenzspannungseingang der Schnittstelle
Schaltungsknoten
Schaltungsknoten
Differenzsignal
Stromquelle
Stromquelle
Stromquelle
Stromquelle
Zeitpunkt
Zeitpunkt
Fotostrom
Amplitude der Kompensationsdiode repräsentierende Linie Arbeitspunkt
Fotostrom
Arbeitspunkt
Fotostrom
' Fotostrom 78 Arbeitspunkt
79 Bereich
81 Kalibrationsblock
82 Offset-Signal
Hl Messsendediode
H2 Messsendediode
H3 Messsendediode
PO Punkt
Refl Referenzpotenzial
Ref2 Referenzpotenzial
A erste Vorbereitungsphase des Messintervalls
B zweite Vorbereitungsphase des Messintervalls
C Messphase des Messintervalls
D Empfangsdiode
K Kompensationsdiode

Claims

Ansprüche
1. Vorrichtung zur Vermessung einer optischen Übertragungsstrecke, mit mindestens einem Messsender (Hl, 1-12,1-13) zum Senden eines optischen Messsignals,
mindestens einem Empfänger (D) zum Empfangen eines optischen Signals und
einer Ansteuer- und Auswerteeinheit (17), die mit dem mindestens einen Messsender (Hl, 1-12,1-13) und mit dem mindestens einen Empfänger (D) verbunden ist und den mindestens einen Messsender (H1,H2,H3) ansteuert sowie das von dem mindestens einen Empfänger (D) empfangene optische Signal als elektrisches Messsignal verarbeitet und bewertet,
wobei die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) mindestens einen Messverstärker (18,19) aufweist, der einen insbesondere einstellbaren zulässigen Eingangssignalamplituden-Nennbereich oder -Nennpegel aufweist und der bei einem Eingangssignal mit einer Amplitude innerhalb des Nennbereichs bzw. gleich dem Nennpegel weder übersteuert noch untersteuert ist und somit ein verstärktes Ausgangssignal liefert, das innerhalb eines durch eine Unter- und eine Obergrenze definierten Signalbereichs liegt, und
wobei die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) einen z.B. in Form eines Fensterdiskriminators ausgeführten Detektor zur Erkennung einer Über- und/oder Untersteuerung und/oder zur Erkennung einer nicht erfolgten Über- und/oder Untersteuerung des mindestens einen Messverstärkers (18,19) durch Vergleich des Ausgangssignals des mindestens einen Messverstärkers (18,19) mit sowohl der Unter- als auch der Obergrenze aufweist und die Qualität bzw. Güte des Messsignals anhand von von dem Detektor ausgegebenen Detektionssig- nalen und/oder von von dem Detektor über eine Beobachtungsphase betrachtet ausgegebenen Detektionssignalen bewertet.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Messverstärker (18,19) mittels einer Kapazität (20,21) rückgekoppelt ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (20,21) verstellbar und/oder schaltbar ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazität (20,21) wahlweise kurzschließbar ist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch mindestens eine Störstrahlungs-Kompensationseinheit (26,27,28,29) zur Erzeugung eines Kompensationssignals für den Empfänger (D) bzw. für das vom Empfänger (D) gelieferte elektrische Signal, wobei die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) einen Detektor zur Erkennung eines das Kompensationssignal repräsentierenden Parameters aufweist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuer- und Auswerteeinheit (17) bei während einer Beobachtungsphase erfolgender Ermittlung eines zeitlichen Musters aus durch den Detektor erkannten Unter- und/oder Übersteuerungen des mindestens einen Messverstärkers (18,19) und, sofern detektiert, des Parameters der Störstrahlungs-Kompensationseinheit (26,27,28,29) den mindestens einen Messsender (Hl, 1-12,1-13) und mindestens einen ggf. vorhandenen Kompensationssender (K) in gegenüber der Beobachtungsphase veränderter Weise ansteuert und/oder dass die Topologie und/oder die Parametrisierung der Vorrichtung bei während einer Beobachtungsphase erfolgender Ermittlung eines zeitlichen Musters aus erkannten Unter- und/oder Übersteuerungen des mindestens einen Messverstärkers (18,19) und, sofern detektiert, des Parameters der Störstrahlungs-Kom- pensationseinheit (26,27,28,29) veränderbar ist.
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