WO2015011098A1 - Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique - Google Patents

Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique Download PDF

Info

Publication number
WO2015011098A1
WO2015011098A1 PCT/EP2014/065638 EP2014065638W WO2015011098A1 WO 2015011098 A1 WO2015011098 A1 WO 2015011098A1 EP 2014065638 W EP2014065638 W EP 2014065638W WO 2015011098 A1 WO2015011098 A1 WO 2015011098A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
excitation
voltage
excitation signal
frequency
Prior art date
Application number
PCT/EP2014/065638
Other languages
English (en)
Inventor
Alexandre FOUCHARD
Alain Noca
Original Assignee
Commissariat à l'énergie atomique et aux énergies alternatives
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat à l'énergie atomique et aux énergies alternatives filed Critical Commissariat à l'énergie atomique et aux énergies alternatives
Priority to EP14747544.6A priority Critical patent/EP3025149A1/fr
Publication of WO2015011098A1 publication Critical patent/WO2015011098A1/fr

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N27/00—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means
    • G01N27/02—Investigating or analysing materials by the use of electric, electrochemical, or magnetic means by investigating impedance
    • G01N27/026—Dielectric impedance spectroscopy
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/05—Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves 
    • A61B5/053—Measuring electrical impedance or conductance of a portion of the body
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/05—Detecting, measuring or recording for diagnosis by means of electric currents or magnetic fields; Measuring using microwaves or radio waves 
    • A61B5/053—Measuring electrical impedance or conductance of a portion of the body
    • A61B5/0536—Impedance imaging, e.g. by tomography

Definitions

  • the present invention relates to the field of measurement of the module of an electrical impedance.
  • the invention applies in particular to bioimpedance and electrical impedance tomography measurements.
  • the principle of the measurement of impedance of a biological tissue consists in applying between two electrodes an excitation signal in the form of a voltage u (t) of small amplitude, typically of amplitude less than 100 mV.
  • the two electrodes are placed on a sample to be studied, for example at two points of a human or animal biological tissue.
  • the low amplitude of the voltage guarantees a linear response of the sample subjected to this voltage.
  • This response results in a current i (t) circulating in the sample and between the two electrodes.
  • the current i (t) is characteristic of the medium between the electrodes. This is reflected in Ohm's law:
  • u (t) Z * i (t) (1)
  • Z is the impedance of the medium between the electrodes.
  • an excitation signal can be injected in the form of a current i (t), and a resulting voltage u (t) can be measured.
  • the impedance Z for a frequency f of an excitation signal is defined by a module
  • the phase ⁇ of the impedance Z is a phase shift between the voltage u (t) and the current i (t).
  • Figure 1 illustrates the parameters Au, Ai and ⁇ , to be determined to calculate the impedance Z at a predetermined frequency f.
  • FIG. 1 illustrates the current i (t), having an amplitude Ai, the voltage u (t), having an amplitude Au, and the phase shift ⁇ between the voltage u (t) and the current i (t).
  • u (t) and i (t) are measured on the sample and corresponds to the response of the sample to the excitation signal.
  • the other one of u (t) and i (t) is the excitation signal itself.
  • excitation signals of small amplitude are chosen with respect to the medium studied (for example less than 100 mV or less than 100 mA, preferably less than 10 mA in the case of a biological tissue), so that that the response of the medium studied remains linear: the excitation signal and the response signal are sinusoids of the same frequency.
  • Au and Ai amplitudes can be exploited in the context of electrical impedance tomography.
  • An excitation signal is then injected into the sample to be analyzed, and a response of the medium between different pairs of electrodes is then measured, the pairs of electrodes being defined from a set of at least three electrodes, for example four electrodes. These measurements are repeated for different frequencies of the excitation signal.
  • Au, Ai and ⁇ we obtain a representation of the studied medium in the form of an impedance map.
  • patent document US 2006/0167374 discloses a bioimpedance measuring device.
  • This apparatus sends a current at an excitation frequency, which passes through a known impedance reference object Z ref , and an object to be studied.
  • the voltage at the terminals of the object to be studied and the voltage at the terminals of the reference object are measured.
  • the measured voltages are sampled at a sampling frequency by an analog-to-digital converter.
  • the discrete Fourier transform of each of the two measured voltages is then calculated.
  • the module of the impedance Z obj of the object to be studied is obtained from the known module of the impedance Z re f, and the calculated discrete Fourier transforms.
  • the sampling frequency is chosen to be less than or equal to the frequency of the excitation signal, in order to reduce the constraints on the analog-digital converter.
  • An object of the invention is to provide a method and a device for providing information relating to the electrical impedance of a sample, which are simple, robust, and consume little energy.
  • the present invention is defined by a method for measuring the modulus of an electrical impedance of a sample in which:
  • a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to the sample, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage;
  • a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage.
  • the method according to the invention then comprises the following steps: the response signal is digitized at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the response signal;
  • an amplitude histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a voltage or current interval;
  • the amplitude of the response signal (Ai; Au) is calculated and said module is deduced from the electrical impedance.
  • the sampling signal is generated by a sampling clock
  • the excitation signal is generated by an excitation signal clock
  • the sampling clock and the excitation signal clock being asynchronous .
  • the frequency of the excitation signal may be equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus or minus a fraction of the sampling frequency less than one-tenth.
  • the sampling frequency is advantageously less than one tenth or one hundredth or one thousandth of the frequency of the excitation signal.
  • the excitation signal and the sampling signal are asynchronous.
  • the method according to the invention may further comprise the following steps:
  • the excitation signal is digitized at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, so as to obtain a series of samples of the excitation signal; an amplitude histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a voltage or current interval;
  • the amplitude of the excitation signal is calculated
  • the method according to the invention may further comprise the steps of a method for measuring the phase of the electrical impedance, in which:
  • the third logic signal is used to control the charge of a capacitor, by a constant current source of constant value, for a predetermined number of periods of the excitation signal;
  • the first reference value is equal to the second reference value, itself equal to a zero value.
  • the invention also relates to a device for measuring the modulus of an electrical impedance of a sample, the device comprising: means for applying to the sample a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency, the excitation signal consisting of an excitation current or an excitation voltage;
  • a response signal comprising a response voltage if the excitation signal is an excitation current, or a response current if the excitation signal is an excitation voltage.
  • the device further comprises:
  • a first digital to analog converter receiving as input the response signal, and outputting a series of samples of that signal, a sampling frequency being lower than the Nyquist frequency;
  • processing means receiving as input the series of samples of the response signal and outputting said module of the electrical impedance, these processing means being adapted to implement the following steps:
  • the processing means are adapted to construct an amplitude histogram of the samples.
  • the excitation signal and the sampling signal are advantageously asynchronous.
  • the device according to the invention may further comprise a second digital analog converter receiving as input the excitation signal, the processing means receiving as input the outputs of the first and second digital analog converters and being adapted to calculate the amplitude of the signal of excitation and of the response signal, and to use these two amplitudes to calculate said module.
  • the device according to the invention further comprises means for measuring the phase of the electrical impedance comprising:
  • a first comparator receiving as input the excitation signal, comparing it with a first reference value, and outputting a first logic signal
  • a second comparator receiving as input the response signal, comparing it with a second reference value, and outputting a second logic signal
  • combining means receiving as input the first logic signal and the second logic signal, and outputting a third logic signal representative of a time offset between the excitation signal and the response signal;
  • a main switch disposed in series between a DC and constant current source and a capacitor, and controlled by said third logic signal
  • the first comparator is grounded, and is adapted to compare the excitation signal with a zero value
  • the second comparator is connected to ground, and is adapted to compare the response signal with a zero value.
  • the invention also relates to a portable device for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention.
  • the invention also relates to a portable electrical impedance tomography apparatus of a human or animal tissue, comprising a device according to the invention.
  • Figure 2 illustrates a sampling of a sinusoidal signal and a histogram of the samples obtained
  • FIG. 3 illustrates a sampling according to the invention
  • FIG. 4 illustrates the steps of a method according to the invention
  • Figure 5 schematically illustrates a sample and a device according to the invention for measuring the modulus of an electrical impedance of the sample
  • Figure 6 illustrates a first embodiment of the device according to the invention
  • FIG. 7 illustrates a second device embodiment according to the invention
  • Figure 8 illustrates voltage signals generated in a third embodiment of the device according to the invention.
  • Figure 9 schematically illustrates a detail of this third embodiment of the device according to the invention.
  • Figure 10 illustrates an example of this third embodiment of the device according to the invention.
  • Figure 11 illustrates the performance of a device according to the invention
  • Figure 12 illustrates a portable measuring apparatus according to the invention.
  • Figure 2 illustrates a sampling of a sinusoidal signal and a histogram of the samples obtained.
  • the sinusoidal signal 21 is represented in a graph giving the value of the signal (y-axis) as a function of time (x-axis). We will talk about the value of the signal to designate its amplitude at a time t, to avoid any confusion with the peak-to-peak amplitude of a signal, also called "amplitude".
  • the sinusoidal signal 21 is sampled at regular sampling times uniformly distributed over a period of the sinusoidal signal 21 (at a multiple close to this period, that is to say after folding over a period).
  • the samples obtained are represented by points 22.
  • Each sample corresponds to a signal value Ai.
  • a histogram 23 is made.
  • the samples are classified according to their signal value, in classes of the same width 24.
  • Each class corresponds to a range of signal values [ A t; A u [.
  • Classes are ranked in ascending or descending order of their median value.
  • the histogram 23 has a minimum in the center (the least filled class) and two maxima in the extremes (the most filled classes). Each maximum is located at one end of the histogram. The maxima are located on both sides of the median value of the histogram.
  • the maxima do not necessarily correspond to the extrema of the histogram because the histogram can include classes corresponding to noise. Nevertheless, there will always be a maximum on each side of the histogram, so we can talk about two maxima, each located on one side of the histogram. In other words, the two most filled classes of the histogram are located on either side of a reference value.
  • the value of the signal varies slowly: more sampled points are in a given class; for the same reason, more sampled points are in a given class near the minimum of the signal 21.
  • the histogram 23 has two classes 25, 26 most filled, corresponding to the extreme value slices of the signal.
  • Class 25 corresponds to the interval [A t ; A u [of values of the signal 21, the values A t and A u being represented in FIG. 2.
  • Class 26 corresponds to an interval [A r , A s [(not shown) of signal values
  • a first class corresponds to an interval of minimum values (in algebraic values) of the sinusoidal signal.
  • a second class corresponds to an interval of maximum values (in algebraic values) of the sinusoidal signal.
  • the difference between the two classes corresponds substantially to the amplitude of the signal.
  • the idea underlying the invention is to use this property to calculate the amplitude of a voltage signal or a current signal, in order to provide information relating to an electrical impedance.
  • Figure 2 thus illustrates this interesting property of sampling, when sampling times are uniformly distributed over a period of the signal, or in other words when sampling times are distributed according to a probability density uniform over a period of the signal.
  • a uniform probability density over a period of a signal will designate a uniform probability density over a period of the signal, at a multiple near that period, i.e. after folding over a period.
  • the invention can be implemented regardless of the sampling applied, since the classes 25, 26 corresponding to the previously described maxima have a sufficient number of occurrences relative to the other classes, so as to be distinguished from the others. classes. It is understood that the higher this number of occurrences relative to the occurrences of the other classes, the more precise the process is. This number of occurrences, for each maximum, must preferably be greater than 10, and even more preferably greater than 100.
  • the sampling times are distributed according to a uniform probability density over a period of the signal. Thus, if we classify these samples in a histogram, the histogram presents a continuum of classes framed by two classes 25, 26 more filled than the others. This facilitates the identification of these two classes 25 and 26.
  • the histogram preferably has classes of the same width, each associated with a range of values of the signal.
  • the invention can be implemented with classes of different widths, since the classes 25, 26 comprise a sufficient number of occurrences relative to the other classes.
  • FIG. 3 illustrates a sampling according to the invention.
  • a voltage signal V as a function of time t.
  • the voltage signal is a sinusoidal signal i
  • the frequency of Nyquist is 2 * f ex .
  • a frequency signal f ex will have to be sampled at a sampling frequency greater than 2 * f ex for the sampling carried out to reconstruct the signal. without loss of information.
  • the sampling according to the invention it is not necessary to reconstruct the signal. It is therefore not necessary for the sampling according to the invention to be carried out at a sampling frequency higher than the Nyquist frequency.
  • a medium is preferably excited by means of a low-amplitude excitation signal relative to the medium under study (for example less than 100 mV or less than 10 mA), and a signal is measured. reply.
  • a low amplitude excitation signal causes a linear response of the medium studied: the response signal is therefore of known form (a sinusoid, of the same frequency as that of the excitation signal).
  • the application of a low amplitude excitation signal makes it possible to control the shape of the response signal, the latter being similar to the shape of the excitation signal. Thus, it is even less useful to rebuild the signal.
  • a high sampling frequency imposes a high energy consumption of the sampling means. According to the invention, one therefore chooses not to respect the Nyquist criterion.
  • a sampling frequency according to the invention is lower than the Nyquist frequency.
  • a voltage (or current) signal is sampled at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency. It is thus possible to reduce an energy consumption of a device according to the invention.
  • the sampling frequency is for example less than one thousandth of the frequency of the sampled signal. It can even be expected that the sampling frequency is less than one millionth of the frequency of the sampled signal.
  • the sampling frequency is adjusted according to the frequency of the sampled signal.
  • the frequency of the sampled signal may vary, for example between 1 Hz and 1 MHz.
  • the sampling frequency may be 30 kHz when the frequency of the sampled signal exceeds 20 kHz. It may be reduced to 500 Hz when the frequency of the sampled signal is in the 250 Hz range - 20 kHz, and 2 Hz when the frequency of the sampled signal is in the range 1 Hz -. 250 Hz Time period T ech d Sampling is greater than half the T ex period of the voltage signal, and the period of the voltage signal is fixed.
  • the frequency of the excitation signal according to the invention is equal to the frequency of the response signal according to the invention.
  • the frequency of the excitation signal and the frequency of the sampling signal are advantageously chosen so that the probability density of the sampling times is substantially uniform over a period of the excitation signal.
  • Such a probability density can be obtained in different ways. For example, random sampling can be simulated by selecting a sampling signal generation clock and an asynchronous voltage signal generation clock. Asynchronism then results from the natural drift in time or frequency of the distinct clocks.
  • a signal generation clock is typically a quartz oscillator.
  • a pseudo-random sampling can be simulated by an appropriate choice of the frequency ratio between the voltage signal frequency and the frequency signal.
  • sampling signal frequency In particular, the frequency of the voltage signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus
  • n is greater than or equal to 10.
  • n is greater than 100, and even n greater than 1000.
  • a sample number p can be used to construct a histogram, where p is an integer multiple of n.
  • the frequency of the voltage signal is equal to an integer multiple of the sampling frequency, plus a fraction less than one-tenth of the sampling frequency.
  • the fraction may be less than one hundredth, and even less than one thousandth.
  • the samples are used to construct a histogram as described with reference to Figure 2.
  • the asynchronism between the excitation and sampling signals makes it possible to address the different values of a periodic signal over time, realizing sampling over a plurality of periods.
  • Use a histogram makes it possible to dispense with isolated values to determine a signal amplitude.
  • the invention is therefore particularly robust to measurement noise.
  • sampling frequency related to the number of samples used to build the histogram (more than 1000 samples, for example 3000), implies that the samples correspond to different periods of the signal studied. Nevertheless, the samples are taken in a short time in front of the variation of the impedance of a human or animal tissue, the latter varying between a few seconds or a few days, or even beyond, depending on the applications considered.
  • the sampling over several periods of the signal is not problematic: on the contrary, it makes it possible to obtain an average of the maximum values of the signal over these few periods, which increases the robustness with regard to the measurement noise.
  • FIG. 4 illustrates the various steps of the method according to the invention, for measuring a module of an electrical impedance Z of a sample:
  • a sinusoidal excitation signal of predetermined frequency is applied to a sample, the excitation signal here consisting of an excitation voltage u (t);
  • the response current i (t) is digitized so as to obtain a series of samples of the response current.
  • the sampling conditions implemented have been detailed previously. ;
  • a histogram of the samples is constructed by distributing the series of samples in several classes, each class being associated with a current interval.
  • the number of classes is several tens, or several hundred classes.
  • the classes of the histogram all have the same width.
  • a step 45 the two intervals respectively corresponding to the two most filled classes, on each side of the histogram, are identified.
  • two search areas one corresponding to a class (or channel) of low index, the other corresponding to a class of high index, the index of a class being an integer proportional to the median value of the corresponding range of values.
  • the most filled class is searched.
  • a value i r , i t is representative of the signal value range associated with each class thus identified. This representative value is typically the average value of the signal value range associated with each class or the value of a terminal of each class.
  • -.
  • the amplitude Au of the excitation voltage can either be measured in the same way as the amplitude Ai, or be assumed to be known.
  • a device 50 for measuring the module according to the invention will now be described with reference to FIG. 5 and schematically.
  • the device 50 comprises at least two electrodes 51 for injecting a sinusoidal current i (t) into a sample 52.
  • the current i (t) is an excitation signal. It passes through the sample between two points, from one electrode to another.
  • the current i (t) is provided by a source 54 emitting a sinusoidal signal of known frequency.
  • the signal i (t) can be determined by a measurement of the current at the output of the source 54, or by a measurement of the current after passing through the sample or by assuming that the signal theoretically emitted by the source 54 corresponds to the actual signal. issued by said source.
  • the two electrodes 51 also make it possible to measure the sinusoidal voltage u (t) between two points of the sample 52.
  • the voltage u (t) is a response signal. It has the same frequency f as that of the excitation signal since the medium is assumed to be linear.
  • the two electrodes 51 are connected to a measurement unit 55, which calculates the modulus of the electrical impedance Z of the sample between these two points (steps 43 to 46 as described with reference to FIG. 4).
  • Two pairs of electrodes may be provided: a pair of injection electrodes for injecting a signal into the sample, and a pair of measurement electrodes for measuring a sample response signal.
  • the device 50 may comprise at least three electrodes, in the context of an electrical impedance tomography.
  • the sinusoidal source imposes a voltage u (t) between two points of the sample 52.
  • the voltage u (t) is then an excitation signal.
  • This signal u (t) can be determined by measuring the voltage at the output of the source 54, or by measuring the voltage between two points of the sample or by assuming that the signal theoretically transmitted by the source 54 corresponds to the signal actually transmitted by said source.
  • the current i (t) passing through the sample 52 is measured between the two electrodes.
  • the current i (t) then forms a response signal.
  • the voltage u (t) and the current i (t) do not include an offset.
  • the signal u (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC voltage and the signal i (t) is centered on the abscissa axis corresponding to a zero DC current.
  • a filtering step can be provided to retain only the AC component of the signals u (t) and i (t).
  • Figure 6 illustrates a first embodiment of device 100 according to the invention.
  • a source 60 applies a voltage u (t) across the electrical impedance Z.
  • the impedance Z symbolizes the medium studied.
  • the voltage u (t) here forms the excitation signal.
  • the response of the impedance Z to the voltage u (t) is a current i (t), measured by the current measurement means 61, at the output of the impedance Z.
  • the current i (t) here forms the signal Answer.
  • the current measuring means 61 are made here by a current converter circuit receiving as input the current i (t) after passing through the impedance Z, and outputting a voltage proportional to this current. Also called “trans-impedance converter” this current converter circuit.
  • the current i (t) converted into voltage is then digitized using an analog-digital converter 62.
  • the histogram then has 4096 classes.
  • the number of classes of the histogram corresponds to the number of levels after the conversion of the analog signal into a digital signal.
  • the digitization is performed at a sampling frequency lower than the Nyquist frequency, and preferably with a probability density of substantially uniform sampling times over a period of the excitation signal.
  • the digitization provides a series of samples of the current i (t).
  • the analog-digital converter has a low opening time with respect to the frequency of the signal to be sampled, in a ratio typically 1/1000. It is associated with a conversion clock having a conversion frequency f.
  • the frequency of the excitation signal f ex is chosen so that it is not an integer multiple of the conversion frequency.
  • the conversion frequency is 500 kHz, and the frequency of the excitation signal is set at 999kHz instead of 1 Mz.
  • the frequency of the excitation signal is equal to an integer multiple (29) of the
  • the digital analog converter 62 is connected to processing means 64 receiving as input the series of samples of the current i (t), and outputting the module of the electrical impedance Z.
  • the link 63 between the digital analog converter 62 and the processing means 64 is a digital link, for example of the Serial Peripheral Interface (SPI) type.
  • SPI Serial Peripheral Interface
  • the processing means may comprise a digital or analog electronic circuit, preferably dedicated, associated with a microprocessor and / or a computer. Samples being few (for example 3000), one can use a low power microcontroller to achieve said processing means.
  • a microcontroller is an integrated circuit which gathers the essential elements of a computer such as: processor, memories (read-only memory for storing software means, random access memory for storing input and output data of the software means), peripheral units and interfaces input-output. The peripheral units are driven by the software means, so as to perform the desired functions.
  • This microcontroller then calculates the amplitude Ai, and deduces the module
  • the microcontroller is for example MSP 430 (Texas Instrument ® ), known for its low power consumption and its ability to equip embedded circuits with a consumption constraint (of the order of 10 mW).
  • a known voltage u (t) is applied across the impedance Z.
  • the amplitude Au of the voltage signal is assumed to be known: it is assumed that the voltage signal actually emitted by the source 60 corresponds to the voltage signal theoretically emitted by the source 60.
  • the processing means 64 use the amplitude of the voltage Au and the amplitude of the current Ai to calculate the modulus of the electrical impedance Z.
  • the processing means 64 may implement a tomographic reconstruction algorithm. Such an algorithm aims to estimate in three dimensions the electrical impedance distribution of a sample.
  • the device according to the invention may comprise processing means separated into two modules:
  • a first processing module typically performed by a microcontroller which controls the components such as the analog-to-digital converter, and calculates at least one signal amplitude A 1, Au;
  • a second processing module more powerful, which uses the amplitudes calculated in a tomographic reconstruction algorithm.
  • the invention offers a method and a device that consumes very little energy thanks to sampling at a frequency lower than the Nyquist frequency and to simple calculations, without the use of Fourier transforms.
  • the device and the method according to the invention require only a simple low-power microcontroller to drive the components of the device and perform the amplitude calculations.
  • Figure 7 illustrates a second embodiment of the device according to the invention.
  • FIG. 7 will only be described for its differences with respect to FIG. 6.
  • the source 60 injects a current i (t) into the impedance Z.
  • the current i (t) forms here the excitation signal.
  • the response of the impedance Z to the current i (t) is the voltage u (t) measured by the voltage measuring means 71 across the impedance Z.
  • the voltage u (t) here forms the response signal.
  • the voltage measuring means 71 are made here by a comparator circuit receiving as input the potential at one of the impedance Z and the potential at the other end of the impedance Z.
  • the voltage u (t) is then digitized by means of an analog-to-digital converter 72, as detailed with reference to FIG. 6 and about the digitization of the current i (t).
  • the digitization provides a series of samples of the voltage u (t).
  • the digital analog converter 72 is connected to the processing means 64 by a digital link, for example SPI.
  • the processing means 64 implement steps 43 to 46 as defined with reference to FIG. 4, applied to the samples of the voltage u (t).
  • the processing means 64 thus calculate the amplitude Au of the voltage and deduce therefrom the module of the impedance Z.
  • a known current i (t) is injected into the impedance Z.
  • the amplitude Ai of the current is assumed to be known: it is supposed that the current effectively emitted by the source 60 corresponds to the current theoretically emitted by the source 60.
  • the amplitude of the voltage can be determined by measuring the voltage across the impedance Z, as in FIG. 7, and determining the amplitude of the current by measuring the current at the output of the impedance Z as in Figure 6.
  • Figure 8 illustrates voltage signals generated in the third embodiment of the device according to the invention.
  • FIG. 9 schematically illustrates a detail of this third embodiment of the device according to the invention, in particular the part of the device according to the invention making it possible to generate and exploit the signals of FIG. 8.
  • a first comparator 91 compares the signal u (t) with a first reference value.
  • the first reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage.
  • the first comparator 91 receives as input the signal u (t), and a first reference value, here a zero voltage corresponding to the mass.
  • a first logic signal, said signal C1 is obtained.
  • the signal C1 has the same frequency as the excitation signal.
  • the signal Cl takes here a value positive (equal to unity) when u (t) is greater than or equal to zero, and a zero when u (t) is less than zero.
  • a second comparator 92 compares the signal representing the current i (t), converted into voltage, with a second reference value.
  • the second reference value corresponds to a constant voltage, here the zero voltage corresponding to the mass.
  • the second comparator 92 receives in practice the signal i (t) converted into voltage, and a second reference value, here a zero voltage.
  • a second logic signal, said signal C2 is obtained.
  • the signal C2 has the same frequency as the excitation signal.
  • the signal C2 here takes a positive value (equal to unity) when i (t) is greater than or equal to zero, and a zero value when i (t) is less than zero.
  • the first reference value is not necessarily equal to the second reference value, and these reference values are not necessarily equal to the zero value.
  • null reference values facilitate the processing as described below, in particular when the extreme values of each of the signals to be compared, centered on the zero value because without offset, are ignored. If the extreme values of each of the signals to be compared are known, it is possible, for example, to choose the reference values so that their ratio is equal to the ratio of the peak-to-peak amplitudes of each of the signals to be compared, centered on the null value.
  • the signals C1 and C2 are combined to form a third logic signal, representative of the time shift T ph between the signals C1 and C2.
  • the signals C1 and C2 are combined to form a C1 + C2 signal.
  • This signal has the same frequency as the excitation signal.
  • the signal C1 is the logical inverse of the signal C1.
  • a logic inverter 93 is used which is arranged at the output of the first comparator 91.
  • the signal Cl + C2 is designated by the reference numeral 85.
  • the signal 85 here takes a positive value (equal to unity) when the signal C1 is positive and the signal C2 is zero. In all other cases, the signal 85 takes the value zero. Thus, for each period corresponding to the frequency of the excitation signal, the signal 85 takes a zero value except for a time corresponding to the time shift between the signals C1 and C2, this offset being equal to the time difference between the voltage u (t ) and the current i (t). In the following, the period corresponding to the frequency of the excitation signal is called period of the excitation signal.
  • the idea underlying this aspect of the invention is to generate a logic signal taking the value 1 or 0, only during a time representative of the time shift T ph between the excitation signal and the response signal, and exploit this signal so as to determine a phase shift between u (t) and i (t), while implementing a circuit that consumes less energy.
  • an exclusive OR gate generates a logic signal taking the value 1 for a duration equal to twice the time offset T P during a period of the signal I excitation.
  • the signal 85 is used to control the charging of a capacitor 95 by a direct current source of constant value 1 cons , and for a predetermined number of periods of the frequency excitation signal predetermined.
  • a switch 96 is used between the constant current source 97 and the capacitor 95.
  • the opening and closing of the switch 96 are controlled by the signal 85.
  • the switch 96 is open.
  • the switch 96 is closed and the capacitor 95 is partially loaded by the constant current source 97.
  • the idea underlying the invention is that the capacitor is charged only when the logic signal 85 takes one of two values it can take. After a predetermined number of periods of the excitation signal the voltage across the capacitor 95 is reset.
  • the voltage at the terminals of the capacitor then depends on the ratio of time between the period of the signal 85 and the duration during which the signal 85 takes the value 1.
  • This duration ratio corresponds to the ratio between the period of the excitation signal, and the offset time between the voltage u (t) and the current i (t).
  • the presence of the current source 97 makes it possible to control the charge of the capacitor 95 when the switch 96 is closed.
  • the opening of the switch 96 between two consecutive charges of the capacitor 95 makes it possible to avoid a discharge of the capacitor.
  • the combined use of the current source 97 and the switch 96 makes it possible to accumulate a charge, at the terminals of the capacitor 95, corresponding precisely to the accumulation of the phase shift ⁇ for the number of periods of the elapsed excitation signal.
  • the phase shift ⁇ for a period is obtained by considering the voltage U c measured across the capacitor, and the number p of elapsed periods as detailed below.
  • FIG. 9 shows a graph illustrating the voltage U c across the terminals of capacitor 95 as a function of time t.
  • the curve 99 corresponding to the voltage U c as a function of time t is a straight line. It may be noted that this is an approximation, and that it may in fact be formed of a succession of bearings for which U c is a constant (switch 96 open), and bearings for which U c linearly increases (switch 96 closed). These levels correspond to the succession of null and positive values of the signal 85.
  • lcons is the value of the current emitted by the current source 97;
  • C is the capacitance of the capacitor 95
  • p is the number of periods of the excitation signal, elapsed during the time
  • T P is the average time difference between the voltage u (t) and the current i (t) over the number of periods considered (this offset here being equal to the time difference between the signals C1 and C2).
  • the formula (4) can be adapted according to the logic signal 85 generated. For example, if the logic signal takes the value 1 for a duration equal to twice the duration T P , a factor 1/2 is added.
  • phase shift ⁇ knowing that a shift of half a period of the excitation signal corresponds to a phase shift of 180 ° (n). A precision of 1 ° is typically obtained on the measurement of phase shift ⁇ .
  • the cumulative phase shift over several periods of the excitation signal, averages the time offset measurements, which reduces the sensitivity to noise of the device and the method according to the invention.
  • the capacitor 95 is chosen so that the voltage across its terminals can increase linearly for the duration corresponding to this number of periods of the excitation signal.
  • the frequency of the excitation signal is 1 MHz, ie a period of the excitation signal of 1 ⁇ ;
  • the capacity of the capacitor is 1 nF
  • the constant current is 10 ⁇ .
  • a phase shift of 1 ° therefore corresponds to a time shift of 2.77 ns.
  • This measurement of the phase shift ⁇ makes it possible to dispense with a counter measuring an elapsed time T P between a zero crossing of the voltage u (t) and a zero crossing of the current i (t). It is therefore not necessary to provide a counter having a particularly high clock frequency, even for a phase measurement at a high excitation signal frequency (typically greater than 10 kHz). The measurement is therefore energy efficient. The components used are inexpensive. High precision of the phase measurement and a low energy consumption are obtained at the same time. In addition, it is not necessary to adapt the components of the device implementing this measurement, depending on the frequency of the excitation signal.
  • Figure 10 illustrates an implementation of the third embodiment of device 100 according to the invention.
  • the excitation signal u (t) is taken at the output of the source 60, and sampled by a second analog-digital converter 108.
  • the conditions on the sampling frequency relative to the frequency of the excitation signal are the same as those previously detailed.
  • the digitization provides a series of samples of the voltage u (t).
  • the analog-digital converters 62, 108 are formed by a two-channel digital analog converter 101, connected to the processing means 64 by a single digital link 102 of the SPI type.
  • the processing means 64 implement steps 43 to 46 as defined with reference to FIG. 4, applied to the samples of the voltage u (t) and to the samples of the current i (t).
  • the processing means 64 thus calculate the amplitude Au of the voltage and the amplitude Ai of the current, and deduce from this the module
  • FIG. 10 also shows the detail shown in FIG. 9.
  • the voltmeter 98 of FIG. 9 is replaced by an analog digital converter 103 recording the input voltage of the capacitor 95.
  • This analog-digital converter is connected to the processing means 64. receiving as input the voltage across the capacitor, and outputting the phase shift ⁇ between the voltage u (t) and the current i (t).
  • the link between the digital analog converter 103 and the processing means 64 is a digital link of the SPI type.
  • the device 100 comprises a secondary switch 104 for discharging the capacitor 95 when the secondary switch 104 moves from the open state to the closed state.
  • the device 100 also includes a counter 106 for counting a number of periods of the excitation signal.
  • the counter 106 counts, for example, a number of high pulses of the signal 85.
  • the main switch 96 When a predetermined number of periods of the excitation signal is reached: the main switch 96 is open, so as to stop the charging of the capacitor 95;
  • the voltage across the capacitor 95 is read by the analog-to-digital converter 103; then the secondary switch 104 is closed, so as to discharge the capacitor
  • This aspect of the method according to the invention can then be repeated by setting counter 106 to zero, opening secondary switch 104 and then closing main switch 96.
  • control means of the secondary switch and the main switch receiving as input a signal supplied by the counter 106.
  • control means are here incorporated into the processing means 64.
  • the connection between the processing means 64 and the counter 106, the secondary switch 104 and the main switch 96 has not been shown.
  • the processing means 64 also control the frequency of the excitation signal. This command is symbolized in FIG. 10 by the arrow 107. It is thus possible to vary the frequency of the excitation signal over a range from 0.1 Hz to 1 MHz.
  • the method according to the invention is then implemented successively for several frequencies of the excitation signal, for example two per decade. It is possible to provide all the desired frequency ranges, even frequencies going beyond 1 M Hz.
  • the frequency of the excitation signal is greater than 10 kHz. Indeed, experience shows that for low frequencies, the implementation time of the invention may be too important. Thus, the invention is particularly suitable for high frequencies, typically greater than 10 kHz.
  • the invention is not limited to the embodiments described, and it may be possible to combine various variants of the several described embodiments.
  • several variants of the third embodiment of FIG. 10 can be envisaged, in particular by combining the device of FIG. 7 and that of FIG. 9.
  • the abscissa axis corresponds to a frequency in Hz, represented in logarithmic scale.
  • the ordinate axis corresponds to a phase in degrees, and to the left to a module in ⁇ represented in logarithmic scale.
  • Curve 111 corresponds to phase measurements ⁇ .
  • the curve 111 is obtained by interpolation of the measurement points, the measurements being carried out at 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz.
  • the aspect of the invention relating to the measurement of Phase shift has been implemented for the frequencies of 10 kHz, 100 kHz and 1 MHz. For frequencies between 1 Hz and 10 kHz, a method of the prior art has been used.
  • Curve 112 is the theoretical curve representing the phase of this circuit as a function of the frequency of the excitation signal.
  • Curve 113 corresponds to module measurements
  • Curve 113 is obtained by interpolation of measurement points, the measurements being carried out at 1 Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 MHz. The invention has been implemented for the frequencies of 100 kHz and 1 M Hz. For frequencies between 1 Hz and 10 kHz undue, a method was used prior art.
  • Curve 114 is the theoretical curve representing the modulus of this circuit as a function of the frequency of the excitation signal.
  • the invention offers very satisfactory results, since the curve 113 representing the measured modules is very close to the curve 114 representing the theoretical values of the module. Similarly, the curve 111 representing the measured phases is very close to the curve 112 representing the theoretical phase values.
  • a particularly advantageous application of the invention is that of embedded or implanted devices for measuring bioimpedance.
  • Figure 12 illustrates a portable apparatus 120 for measuring an electrical impedance of a human or animal tissue.
  • the studied tissue is a human tissue located at the level of the arm of a patient 122.
  • the portable device gathers in particular a device 100 according to the invention for measuring an electrical impedance module and, if necessary, a device 121 to measure the phase of this same electrical impedance.
  • the device 100 according to the invention makes it possible to measure both the module and the phase of the electrical impedance (see Figure 10), it is not necessary to provide a device 121 for measuring the phase of the electrical impedance.
  • the phase and the module are combined within the portable device, so as to provide the electrical impedance.
  • the portable device 120 makes it possible to carry out an electrical impedance tomography of a human or animal tissue.

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Pathology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Heart & Thoracic Surgery (AREA)
  • Public Health (AREA)
  • Biomedical Technology (AREA)
  • Radiology & Medical Imaging (AREA)
  • Medical Informatics (AREA)
  • Molecular Biology (AREA)
  • Surgery (AREA)
  • Animal Behavior & Ethology (AREA)
  • Biophysics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Veterinary Medicine (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Nuclear Medicine, Radiotherapy & Molecular Imaging (AREA)
  • Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
  • Electrochemistry (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Biochemistry (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Immunology (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé et un dispositif pour mesurer une amplitude de signal en vue de fournir le module de l'impédance électrique d'un échantillon. Selon l'invention, on échantillonne (étape 43) ledit signal à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist. Ensuite, on répartit les échantillons dans un histogramme (étape 44), et on recherche les deux classes de l'histogramme les plus remplies (étape 45) de façon à calculer l'amplitude du signal (étape 46). L'invention offre un moyen de mesure de bio-impédance économe en énergie.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE MESURE DU MODULE D'UNE IMPEDANCE ELECTRIQUE.
DESCRIPTION
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention concerne le domaine de la mesure du module d'une impédance électrique. L'invention s'applique notamment à des mesures de bio- impédance et de tomographie par impédance électrique.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
Le principe de la mesure d'impédance d'un tissu biologique consiste à appliquer entre deux électrodes un signal d'excitation sous la forme d'une tension u(t) de faible amplitude, typiquement d'amplitude inférieure à 100 mV. Les deux électrodes sont placées sur un échantillon à étudier, par exemple en deux points d'un tissu biologique humain ou animal. La faible amplitude de la tension garantit une réponse linéaire de l'échantillon soumis à cette tension. Cette réponse se traduit par un courant i(t) circulant dans l'échantillon et entre les deux électrodes. Le courant i(t) est caractéristique du milieu entre les électrodes. Ceci se traduit par la loi d'Ohm :
u(t) = Z * i(t) (1) où Z est l'impédance du milieu entre les électrodes.
Alternativement, on peut injecter un signal d'excitation sous la forme d'un courant i(t), et mesurer une tension u(t) résultante.
L'impédance Z pour une fréquence f d'un signal d'excitation est définie par un module |Z| et un déphasage φ tels que :
z(f) = | ( ) | * e W) (2)
Le module |Z| est défini de la façon suivante 1*1 = ¾g <3»
avec Au(f) l'amplitude crête à crête de la tension aux bornes de l'échantillon et Ai(f) l'amplitude crête à crête du courant circulant dans l'échantillon, où u(f) et i(f) sont des signaux alternatifs à une fréquence f. Dans tout le texte, le terme « amplitude » désigne une amplitude crête à crête.
La phase φ de l'impédance Z est un déphasage entre la tension u(t) et le courant i(t).
La Figure 1 illustre les paramètres Au, Ai et φ, à déterminer pour calculer l'impédance Z à une fréquence f prédéterminée.
On a illustré sur la Figure 1 le courant i(t), présentant une amplitude Ai, la tension u(t), présentant une amplitude Au, et le déphasage φ entre la tension u(t) et le courant i(t).
L'un des signaux parmi u(t) et i(t) est mesuré sur l'échantillon et correspond à la réponse de l'échantillon au signal d'excitation. L'autre des signaux parmi u(t) et i(t) est le signal d'excitation lui-même.
On choisit de préférence des signaux d'excitation de faible amplitude au regard du milieu étudié (par exemple moins de 100 mV ou moins de 100 mA, de préférence moins de 10 mA dans le cas d'un tissu biologique), de façon à ce que la réponse du milieu étudié reste linéaire : le signal d'excitation et le signal de réponse sont des sinusoïdes de même fréquence.
Les amplitudes Au et Ai peuvent être exploitées dans le cadre de la tomographie par impédance électrique. On injecte alors un signal d'excitation dans l'échantillon à analyser, et on mesure ensuite une réponse du milieu entre différentes paires d'électrodes, les paires d'électrodes étant définies parmi un jeu d'au moins trois électrodes, par exemple quatre électrodes. On réitère ces mesures pour différentes fréquences du signal d'excitation. A l'aide de ces différentes mesures de Au, Ai et φ, on obtient une représentation du milieu étudié sous la forme d'une cartographie d'impédances.
On s'intéressera ici plus particulièrement à la mesure du module d'une impédance électrique. On connaît dans l'art antérieur différentes méthodes de mesure du module d'une impédance électrique.
On connaît par exemple le document de brevet US 2006/0167374, qui divulgue un appareil de mesure de la bio-impédance. Cet appareil envoie un courant à une fréquence d'excitation, qui traverse un objet de référence d'impédance connue Zref, et un objet à étudier. On mesure la tension aux bornes de l'objet à étudier, et la tension aux bornes de l'objet de référence. Les tensions mesurées sont échantillonnées à une fréquence d'échantillonnage par un convertisseur analogique numérique. On calcule ensuite la transformée de Fourier discrète de chacune des deux tensions mesurées. Le module de l'impédance Zobj de l'objet à étudier est obtenu à partir du module connu de l'impédance Zref, et des transformées de Fourier discrètes calculées. La fréquence d'échantillonnage est choisie inférieure ou égale à la fréquence du signal d'excitation, pour diminuer les contraintes sur le convertisseur analogique numérique.
Les calculs mis en œuvre nécessitent cependant l'utilisation d'un processeur puissant, qui consomme donc beaucoup d'énergie.
Un objectif de l'invention est de proposer un procédé et un dispositif pour fournir une information relative à l'impédance électrique d'un échantillon, qui soient simples, robustes, et consomment peu d'énergie.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention est définie par un procédé pour mesurer le module d'une impédance électrique d'un échantillon dans lequel :
on applique à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ;
on mesure un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation.
Le procédé selon l'invention comprend ensuite les étapes suivantes : on numérise le signal de réponse à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal de réponse ;
on construit un histogramme en amplitude des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
de chaque côté de l'histogramme, on identifie la classe la plus remplie ;
à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal de réponse (Ai ; Au) et on en déduit ledit module de l'impédance électrique. De préférence, le signal d'échantillonnage est généré par une horloge d'échantillonnage, le signal d'excitation est généré par une horloge de signal d'excitation, l'horloge d'échantillonnage et l'horloge de signal d'excitation étant asynchrones.
Alternativement La fréquence du signal d'excitation peut être égale à un multiple
771
entier de la fréquence d'échantillonnage, plus une fraction — de la fréquence d'échantillonnage, où m et n sont des entiers premiers entre eux et n est supérieur ou égal à dix.
En variante, la fréquence du signal d'excitation peut être égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus ou moins une fraction de la fréquence d'échantillonnage inférieure à un dixième.
La fréquence d'échantillonnage est avantageusement inférieure à un dixième ou un centième ou un millième de la fréquence du signal d'excitation.
Ainsi, quel que soit le mode de réalisation choisi, le signal d'excitation et le signal d'échantillonnage sont asynchrones.
Le procédé selon l'invention peut comprendre en outre les étapes suivantes :
- on numérise le signal d'excitation à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal d'excitation ; on construit un histogramme en amplitude des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
de chaque côté de l'histogramme, on identifie la classe la plus remplie ;
- à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal d'excitation ; et
on utilise l'amplitude du signal d'excitation et l'amplitude du signal de réponse pour obtenir le module de l'impédance électrique. Le procédé selon l'invention peut comprendre en outre les étapes d'un procédé pour mesurer la phase de l'impédance électrique, da ns lequel :
on génère un premier signal logique, en comparant le signal et une première valeur de référence ;
on génère un deuxième signal logique, en comparant le signal de réponse et une deuxième valeur de référence ;
on combine le premier signal logique et le deuxième signal logique pour obtenir un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse ;
on utilise le troisième signal logique pour commander la charge d'un condensateur, par une source de courant continue et de valeur constante, pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation ;
on mesure la tension aux bornes de ce condensateur, et on en déduit ladite phase.
De préférence, la première valeur de référence est égale à la deuxième valeur de référence, elle-même égale à une valeur nulle.
L'invention concerne également un dispositif pour mesurer le module d'une impédance électrique d'un échantillon, le dispositif comprenant : des moyens pour appliquer à l'échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ;
des moyens pour mesurer un signal de réponse comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation.
Selon l'invention, le dispositif comprend en outre :
un premier convertisseur analogique numérique recevant en entrée le signal de réponse, et fournissant en sortie une série d'échantillons de ce signal, une fréquence d'échantillonnage étant inférieure à la fréquence de Nyquist ;
des moyens de traitement recevant en entrée la série d'échantillons du signal de réponse et fournissant en sortie ledit module de l'impédance électrique, ces moyens de traitement étant adaptés à mettre en œuvre les étapes suivantes :
construction d'un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
de chaque côté de l'histogramme, identification de la classe la plus remplie ;
à partir des deux classes identifiées, calcul de l'amplitude du signal de réponse, et utilisation de ladite amplitude pour calculer ledit module.
En particulier, les moyens de traitement sont adaptés à construire un histogramme en amplitude des échantillons.
Le signal d'excitation et le signal d'échantillonnage sont avantageusement asynchrones.
Le dispositif selon l'invention peut comprendre en outre un deuxième convertisseur analogique numérique recevant en entrée le signal d'excitation, les moyens de traitement recevant en entrée les sorties des premier et deuxième convertisseurs analogique numérique et étant adaptés à calculer l'amplitude du signal d'excitation et du signal de réponse, et à utiliser ces deux amplitudes pour calculer ledit module. De préférence, le dispositif selon l'invention comprend en outre des moyens pour mesurer la phase de l'impédance électrique comprenant :
un premier comparateur recevant en entrée le signal d'excitation, le comparant avec une première valeur de référence, et fournissant en sortie un premier signal logique ;
un deuxième comparateur recevant en entrée le signal de réponse, le comparant avec une deuxième valeur de référence, et fournissant en sortie un deuxième signal logique ;
des moyens de combinaison recevant en entrée le premier signal logique et le deuxième signal logique, et fournissant en sortie un troisième signal logique représentatif d'un décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse ;
un interrupteur principal disposé en série entre une source de courant continue et de valeur constante et un condensateur, et commandé par ledit troisième signal logique ; et
des moyens de mesure de la tension aux bornes du condensateur.
Avantageusement ;
le premier comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal d'excitation avec une valeur nulle ; et
le deuxième comparateur est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal de réponse avec une valeur nulle.
L'invention concerne également un appareil portatif de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention.
L'invention concerne aussi un appareil portatif de tomographie d'impédance électrique d'un tissu humain ou animal, comprenant un dispositif selon l'invention. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif, en faisant référence aux dessins annexés parmi lesquels :
- la Figure 1 illustre les paramètres à déterminer pour calculer une impédance électrique Z ;
la Figure 2 illustre un échantillonnage d'un signal sinusoïdal et un histogramme des échantillons obtenus ;
la Figure 3 illustre un échantillonnage selon l'invention ;
- la Figure 4 illustre les étapes d'un procédé selon l'invention ;
la Figure 5 illustre de façon schématique un échantillon et un dispositif selon l'invention, pour mesurer le module d'une impédance électrique de l'échantillon ;
la Figure 6 illustre un premier mode de réalisation de dispositif selon l'invention ;
- la Figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation de dispositif selon l'invention ;
la Figure 8 illustre des signaux de tension générés dans un troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention ;
la Figure 9 illustre de façon schématique un détail de ce troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention ;
la Figure 10 illustre un exemple de ce troisième mode de réalisation de dispositif selon l'invention ;
la Figure 11 illustre les performances d'un dispositif selon l'invention ; et la Figure 12 illustre un appareil portatif de mesure selon l'invention.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
On va tout d'abord décrire, en référence à la Figure 2, le principe général mis en œuvre selon l'invention. La Figure 2 illustre un échantillonnage d'un signal sinusoïdal et un histogramme des échantillons obtenus.
Le signal sinusoïdal 21 est représenté dans un graphique donnant la valeur du signal (axe des ordonnées) en fonction du temps (axe des abscisses). On parlera de valeur du signal pour désigner son amplitude à un instant t, pour éviter toute confusion avec l'amplitude crête à crête d'un signal, nommée également « amplitude ».
Le signal sinusoïdal 21 est échantillonné en des temps d'échantillonnage réguliers répartis uniformément sur une période du signal sinusoïdal 21 (à un multiple près de cette période, c'est-à-dire après repliement sur une période). Les échantillons obtenus sont représentés par des points 22. A chaque échantillon correspond une valeur de signal Ai.
A partir du jeu d'échantillons obtenu, on réalise un histogramme 23. Dans cet histogramme, les échantillons sont classés en fonction de leur valeur de signal, dans des classes de même largeur 24. Chaque classe correspond à un intervalle de valeurs de signal [At ; Au[. Les classes sont rangées par ordre croissant ou décroissant de leur valeur médiane.
On voit que l'histogramme 23 présente un minimum au centre (classe la moins remplie) et deux maxima aux extrêmes (classes les plus remplies). Chaque maximum est situé à une extrémité de l'histogramme. Les maxima sont situés de part et d'autre de la valeur médiane de l'histogramme.
On note qu'en pratique, les maximas ne correspondent pas forcément aux extrema de l'histogramme car l'histogramme peut comprendre des classes correspondant à du bruit. Néanmoins, on aura toujours un maximum de chaque côté de l'histogramme, c'est pourquoi on pourra parler de deux maxima, situés chacun d'un côté de l'histogramme. En d'autres termes, les deux classes les plus remplies de l'histogramme sont situées de part et d'autre d'une valeur de référence.
Le profil de l'histogramme s'explique par la forme sinusoïdale du signal 21 :
au voisinage du maximum du signal 21, la valeur du signal varie lentement : plus de points échantillonnés se trouvent dans une classe donnée ; pour la même raison, plus de points échantillonnés se trouvent dans une classe donnée au voisinage du minimum du signal 21.
Ainsi, l'histogramme 23 présente deux classes 25, 26 les plus remplies, correspondant aux tranches de valeurs extrêmales du signal.
La classe 25 correspond à l'intervalle [At ; Au[ de valeurs du signal 21, les valeurs At et Au étant représentées sur la figure 2.
La classe 26 correspond à un intervalle [Ar, As[ (non représenté) de valeurs du signal
21.
Une première classe correspond à un intervalle de valeurs minimales (en valeurs algébriques) du signal sinusoïdal. Une deuxième classe correspond à un intervalle de valeurs maximales (en valeurs algébriques) du signal sinusoïdal. Ainsi, la différence entre les deux classes correspond sensiblement à l'amplitude du signal.
L'idée à la base de l'invention est d'exploiter cette propriété pour calculer l'amplitude d'un signal de tension ou d'un signal de courant, en vue de fournir une information relative à une impédance électrique.
La Figure 2 illustre donc cette propriété intéressante de l'échantillonnage, lorsque les instants d'échantillonnages sont uniformément répartis au cours d'une période du signal, ou en d'autres termes lorsque les temps d'échantillonnage sont distribués selon une densité de probabilité uniforme sur une période du signal. Dans tout le texte, une densité de probabilité uniforme sur une période d'un signal désignera une densité de probabilité uniforme sur une période du signal, à un multiple près de cette période, c'est- à-dire après repliement sur une période.
Cependant, l'invention peut être mise en œuvre quel que soit l'échantillonnage appliqué, dès lors que les classes 25, 26 correspondant aux maximas précédemment décrits comportent un nombre suffisant d'occurrences relativement aux autres classes, de façon à se distinguer des autres classes. On comprend que plus ce nombre d'occurrences est élevé relativement aux occurrences des autres classes, plus le procédé est précis. Ce nombre d'occurrences, pour chaque maximum, doit être de préférence supérieur à 10, et encore de préférence supérieure à 100. Avantageusement, les temps d'échantillonnage sont distribués selon une densité de probabilité uniforme sur une période du signal. Ainsi, si l'on classe ces échantillons dans un histogramme, l'histogramme présente un continuum de classes encadrées par deux classes 25, 26 plus remplies que les autres. Cela facilite l'identification de ces deux classes 25 et 26.
L'histogramme présente de préférence des classes de même largeur, associées chacune à un intervalle de valeurs du signal. Néanmoins, là encore, l'invention peut être mise en œuvre avec des classes de largeurs différentes, dès lors que les classes 25, 26 comportent un nombre suffisant d'occurrences relativement aux autres classes.
On acquiert par exemple 3000 échantillons du signal étudié.
La Figure 3 illustre un échantillonnage selon l'invention. Sur la Figure 3, on a illustré un signal de tension V en fonction du temps t. Le signal de tension est un signal sinusoïdal i
de fréquence fex =— . Le signal de tension est échantillonné, à une fréquence
1
d'échantillonnage fech = .
Tech
On rappelle que la fréquence de Nyquist vaut 2*fex. En d'autres termes, lorsque l'invention n'est pas mise en œuvre, un signal de fréquence fex devra être échantillonné selon une fréquence d'échantillonnage supérieure à 2*fex pour que l'échantillonnage réalisé permette de reconstruire le signal sans perte d'information.
Selon l'invention, il n'est pas nécessaire de reconstruire le signal. Il n'est donc pas nécessaire que l'échantillonnage selon l'invention soit réalisé à une fréquence d'échantillonnage supérieure à la fréquence de Nyquist.
Selon l'invention, on excite un milieu de préférence à l'aide d'un signal d'excitation de faible amplitude au regard du milieu étudié (par exemple moins de 100 mV ou moins de 10 mA), et on mesure un signal de réponse. Un signal d'excitation de faible amplitude entraîne une réponse linéaire du milieu étudié : le signal de réponse est donc de forme connue (une sinusoïde, de même fréquence que celle du signal d'excitation). Autrement dit, l'application d'un signal d'excitation de faible amplitude permet de maîtriser la forme du signal de réponse, cette dernière étant similaire à la forme du signal d'excitation. Ainsi, il est d'autant moins utile de reconstruire le signal.
Une fréquence d'échantillonnage élevée impose une grande consommation énergétique des moyens d'échantillonnage. Selon l'invention, on choisit donc de ne pas respecter le critère de Nyquist. Une fréquence d'échantillonnage selon l'invention est inférieure à la fréquence de Nyquist. Un signal en tension (ou en courant) est échantillonné à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist. On peut ainsi réduire une consommation énergétique d'un dispositif selon l'invention.
La fréquence d'échantillonnage est par exemple inférieure à un millième de la fréquence du signal échantillonné. On peut même prévoir que la fréquence d'échantillonnage soit inférieure à un millionième de la fréquence du signal échantillonné. Selon l'invention, la fréquence d'échantillonnage est ajustée en fonction de la fréquence du signal échantillonné. Par exemple, la fréquence du signal échantillonné peut varier, par exemple entre 1 Hz et 1 MHz. Dans ce cas la fréquence d'échantillonnage peut valoir 30 kHz lorsque la fréquence du signal échantillonné dépasse 20 kHz. Elle peut être réduite à 500 Hz lorsque la fréquence du signal échantillonné est comprise dans la plage 250 Hz - 20 kHz, puis à 2 Hz lorsque la fréquence du signal échantillonné est comprise dans la plage 1 Hz - 250 Hz. La période Tech d'échantillonnage est supérieure à la moitié de la période Tex du signal de tension, et la période du signal de tension est fixe.
Selon l'invention, et en considérant un repliement du signal de tension modulo une période Tex dudit signal, on doit de préférence s'assurer que la densité de probabilité des temps d'échantillonnage est sensiblement uniforme sur une période Tex du signal de tension. Comme précisé ci-avant, la fréquence du signal d'excitation selon l'invention est égale à la fréquence du signal de réponse selon l'invention. Ainsi, selon l'invention, la fréquence du signal d'excitation et la fréquence du signal d'échantillonnage sont avantageusement choisies de sorte que la densité de probabilité des temps d'échantillonnage soit sensiblement uniforme sur une période du signal d'excitation.
On pourra obtenir une telle densité de probabilité de différentes façons. Par exemple, on peut simuler un échantillonnage aléatoire, en choisissant une horloge de génération du signal d'échantillonnage et une horloge de génération du signal de tension asynchrones. L'asynchronisme résulte alors de la dérive naturelle en temps ou en fréquence des horloges distinctes. Une horloge de génération de signal est typiquement un oscillateur à quartz.
Même lorsque l'horloge de génération du signal d'échantillonnage et l'horloge de génération du signal de tension sont synchrones, on peut simuler un échantillonnage pseudo-aléatoire par un choix approprié du rapport de fréquence entre la fréquence du signal de tension et la fréquence du signal d'échantillonnage. En particulier, la fréquence du signal de tension est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus
771
une fraction— de la fréquence d'échantillonnage, où m et n sont des entiers premiers
n
entre eux et n est supérieur ou égal à 10. On peut choisir n supérieur à 100, et même n supérieur à 1000. On définit ainsi un motif élémentaire de l'échantillonnage. Avantageusement, on relèvera au moins n échantillons du signal de tension pour construire un histogramme. On pourra relever un nombre p d'échantillon pour construire un histogramme, où p est un multiple entier de n.
En variante, la fréquence du signal de tension est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus une fraction inférieure à un dixième de la fréquence d'échantillonnage. La fraction peut être inférieure à un centième, et même inférieure à un millième.
L'homme du métier pourra imaginer de nombreuses autres alternatives, par exemple vobuler la fréquence d'échantillonnage entre une fréquence haute et une fréquence basse, ou mettre en œuvre des sauts pseudo-aléatoires de la fréquence d'échantillonnage.
On rappelle que cette condition sur la densité de probabilité des temps d'échantillonnage n'est toutefois pas nécessaire.
Les échantillons sont utilisés pour construire un histogramme tel que décrit en référence à la Figure 2. L'asynchronisme entre les signaux d'excitation et d'échantillonnage permet d'adresser les différentes valeurs d'un signal périodique au cours du temps, en réalisant l'échantillonnage sur une pluralité de périodes. L'utilisation d'un histogramme permet de s'affranchir de valeurs isolées pour déterminer une amplitude de signal. L'invention est donc particulièrement robuste au bruit de mesure.
La fréquence d'échantillonnage, liée au nombre d'échantillons utilisés pour construire l'histogramme (plus de 1000 échantillons, par exemple 3000), implique que les échantillons correspondent à différentes périodes du signal étudié. Néanmoins, les échantillons restent prélevés en une durée faible devant la variation de l'impédance d'un tissu humain ou animal, cette dernière variant entre quelques secondes ou quelques jours, voire au-delà, selon les applications considérées.
Par ailleurs, l'échantillonnage sur plusieurs périodes du signal n'est pas problématique : cela permet au contraire d'obtenir une moyenne des valeurs maximales du signal sur ces quelques périodes, ce qui augmente la robustesse à l'égard du bruit de mesure.
La Figure 4 illustre les différentes étapes du procédé selon l'invention, pour mesurer un module d'une impédance électrique Z d'un échantillon :
dans une étape 41, on applique à un échantillon un signal d'excitation sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant ici en une tension d'excitation u(t) ;
dans une étape 42, on mesure le courant de réponse i(t) ;
- dans une étape 43, on numérise le courant de réponse i(t), de façon à obtenir une série d'échantillons du courant de réponse. Les conditions relatives à l'échantillonnage mis en œuvre ont été détaillées précédemment. ;
dans une étape 44, on construit un histogramme des échantillons, en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes, chaque classe étant associée à un intervalle de courant. Typiquement, le nombre de classes est de plusieurs dizaines, ou plusieurs centaines de classes. De préférence, les classes de l'histogramme présentent toutes la même largeur.
dans une étape 45, on identifie les deux intervalles correspondant respectivement aux deux classes les plus remplies, de chaque côté de l'histogramme. Pour cela, on peut définir deux zones de recherche : l'une correspondant à une classe (ou canal) de faible indice, l'autre correspondant à une classe de fort indice, l'indice d'une classe étant un entier proportionnel à la valeur médiane de l'intervalle de valeurs correspondant. Dans chaque zone, la classe la plus remplie est recherchée. On parle également d'une recherche d'un maximum local sur chaque zone, à chaque extrémité de l'histogramme. Ensuite, on identifie une valeur ir, it représentative de l'intervalle de valeurs de signal associé à chaque classe ainsi identifiée. Cette valeur représentative est typiquement la valeur moyenne de l'intervalle de valeurs de signal associé à chaque classe ou la valeur d'une borne de chaque classe.
dans une étape 46, on calcule l'amplitude Ai du courant de réponse, en comparant lesdites valeurs représentatives ir, it ainsi identifiées, en particulier par une soustraction : Ai=ir-it. On calcule ensuite le module |Z| =— . L'amplitude Au de la tension d'excitation peut soit être mesurée de la même façon que l'amplitude Ai, soit être supposée connue.
On va maintenant décrire, en référence à la Figure 5 et de façon schématique, un dispositif 50 de mesure de module selon l'invention.
Le dispositif 50 comprend au moins deux électrodes 51, permettant d'injecter un courant sinusoïdal i(t) dans un échantillon 52. Le courant i(t) est un signal d'excitation. Il traverse l'échantillon entre deux points, d'une électrode à l'autre.
Le courant i(t) est fourni par une source 54 émettant un signal sinusoïdal de fréquence connue.
Le signal i(t) peut être déterminé par une mesure du courant à la sortie de la source 54, ou par une mesure du courant après traversée de l'échantillon ou en supposant que le signal théoriquement émis par la source 54 correspond au signal effectivement émis par ladite source.
Les deux électrodes 51 permettent également de mesurer la tension sinusoïdale u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est un signal de réponse. Elle présente la même fréquence f que celle du signal d'excitation puisque le milieu est supposé linéaire. Les deux électrodes 51 sont reliées à une unité de mesure 55, qui calcule le module de l'impédance électrique Z de l'échantillon entre ces deux points (étapes 43 à 46 telles que décrites en référence à la Figure 4).
On peut prévoir deux paires d'électrodes : une paire d'électrodes d'injection, pour injecter un signal dans l'échantillon, et une paire d'électrodes de mesure, pour mesurer un signal de réponse de l'échantillon.
Le dispositif 50 peut comprendre au moins trois électrodes, dans le cadre d'une tomographie par impédance électrique.
Dans une variante non représentée, la source sinusoïdale impose une tension u(t) entre deux points de l'échantillon 52. La tension u(t) est alors un signal d'excitation. Ce signal u(t) peut être déterminé par une mesure de la tension à la sortie de la source 54, ou par une mesure de la tension entre deux points de l'échantillon ou en supposant que le signal théoriquement émis par la source 54 correspond au signal effectivement émis par ladite source. On mesure le courant i(t) traversant l'échantillon 52 entre les deux électrodes. Le courant i(t) forme alors un signal de réponse.
La tension u(t) et le courant i(t) ne comprennent pas d'offset. En d'autres termes, le signal u(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à une tension continue nulle et le signal i(t) est centré sur l'axe des abscisses correspondant à un courant continu nul. On peut prévoir une étape de filtrage pour ne conserver que la composante alternative des signaux u(t) et i(t).
La Figure 6 illustre un premier mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention. Selon ce mode de réalisation, une source 60 applique une tension u(t) aux bornes de l'impédance électrique Z. L'impédance Z symbolise le milieu étudié. La tension u(t) forme ici le signal d'excitation.
La réponse de l'impédance Z à la tension u(t) est un courant i(t), mesuré par les moyens de mesure de courant 61, en sortie de l'impédance Z. Le courant i(t) forme ici le signal de réponse.
Les moyens de mesure de courant 61 sont réalisés ici par un circuit convertisseur de courant recevant en entrée le courant i(t) après traversée de l'impédance Z, et fournissant en sortie une tension proportionnelle à ce courant. On nomme également « convertisseur à trans-impédance » ce circuit convertisseur de courant.
Le courant i(t) converti en tension est ensuite numérisé à l'aide d'un convertisseur analogique-numérique 62. On utilise par exemple un convertisseur analogique-numérique 12 bits : les signaux sont donc répartis sur 212=4096 niveaux. L'histogramme présente alors 4096 classes. Avantageusement, le nombre de classes de l'histogramme correspond au nombre de niveaux après la conversion du signal analogique en signal numérique.
Comme précisé en référence à la Figure 3, la numérisation est effectuée à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, et de préférence avec une densité de probabilité des temps d'échantillonnage sensiblement uniforme sur une période du signal d'excitation. La numérisation fournit une série d'échantillons du courant i(t).
Le convertisseur analogique-numérique présente un temps d'ouverture faible par rapport à la fréquence du signal à échantillonner, dans un rapport typiquement 1/1000. Il est associé à une horloge de conversion présentant une fréquence de conversion f .
En pratique, on choisit la fréquence du signal d'excitation fex, partant de la fréquence de conversion, pour qu'elle ne soit pas un multiple entier de la fréquence de conversion.
Par exemple, la fréquence de conversion vaut 500 kHz, et on fixe la fréquence du signal d'excitation à 999kHz au lieu de 1 Mz. Ici, la fréquence d'échantillonnage vaut fech = ¾ ¾ 33'3 kHz- 0 n a a lors :
Figure imgf000019_0001
Ainsi, la fréquence du signal d'excitation est égale à un multiple entier (29) de la
771
fréquence d'échantillonnage plus une fraction — de la fréquence d'échantillonnage, avec m=97 et n=100 premiers entre eux. On retrouve bien l'un des moyens pour obtenir une densité de probabilité des temps d'échantillonnage uniforme sur une période du signal d'échantillonnage.
Le convertisseur analogique numérique 62 est relié à des moyens de traitement 64 recevant en entrée la série d'échantillons du courant i(t), et fournissant en sortie le module de l'impédance électrique Z.
La liaison 63 entre le convertisseur analogique numérique 62 et les moyens de traitement 64 est une liaison numérique, par exemple de type SPI (pour l'anglais « Sériai Peripheral Interface »).
Les moyens de traitement peuvent comprendre un circuit électronique numérique ou analogique, de préférence dédié, associé à un microprocesseur et/ou un ordinateur. Les échantillons étant peu nombreux (par exemple 3000), on peut utiliser un microcontrôleur basse consommation pour réaliser lesdits moyens de traitement. Un microcontrôleur est un circuit intégré qui rassemble les éléments essentiels d'un ordinateur tels que : processeur, mémoires (mémoire morte pour stocker des moyens logiciels, mémoire vive pour stocker des données d'entrée et sortie des moyens logiciels), unités périphériques et interfaces d'entrées-sorties. Les unités périphériques sont pilotées par les moyens logiciels, de façon à réaliser les fonctions voulues. Ce microcontrôleur calcule alors l'amplitude Ai, et en déduit le module |Z| de l'impédance Z. Il pilote en outre l'ensemble des interactions entre les différents composants formant le dispositif 100 selon l'invention.
Le microcontrôleur est par exemple de type MSP 430 (Texas Instrument ®), connu pour sa faible consommation et son aptitude à équiper des circuits embarqués avec une contrainte de consommation (de l'ordre de 10 mW).
Dans le mode de réalisation de la Figure 6, on applique une tension connue u(t) aux bornes de l'impédance Z. L'amplitude Au du signal de tension est supposée connue : on suppose que le signal de tension effectivement émis par la source 60 correspond au signal de tension théoriquement émis par la source 60. Les moyens de traitement 64 utilisent l'amplitude de la tension Au et l'amplitude du courant Ai pour calculer le module de l'impédance électrique Z. Les moyens de traitement 64 peuvent mettre en œuvre un algorithme de reconstruction tomographique. Un tel algorithme vise à estimer en trois dimensions la répartition d'impédance électrique d'un échantillon. Dans ce cas, le dispositif selon l'invention peut comprendre des moyens de traitement séparés en deux modules :
un premier module de traitement réalisé typiquement par un microcontrôleur qui pilote les composants tels que le convertisseur analogique-numérique, et calcule au moins une amplitude de signal Ai, Au ;
un deuxième module de traitement, plus puissant, qui utilise les amplitudes calculées dans un algorithme de reconstruction tomographique.
On voit donc que l'invention offre un procédé et un dispositif ne consommant que très peu d'énergie grâce à un échantillonnage à une fréquence inférieure à la fréquence de Nyquist et à des calculs simples, sans recours à des transformées de Fourier.
On propose ici un dispositif pouvant présenter un faible encombrement, et un coût réduit, puisque les composants nécessaires sont peu nombreux, peu encombrants, et courants dans le commerce. En particulier, le dispositif et le procédé selon l'invention ne requièrent qu'un simple microcontrôleur de faible consommation pour piloter les composants du dispositif et réaliser les calculs d'amplitude.
La Figure 7 illustre un deuxième mode de réalisation de dispositif selon l'invention. La Figure 7 ne sera décrite que pour ses différences relativement à la Figure 6. Selon le mode de réalisation de la Figure 7, la source 60 injecte un courant i(t) dans l'impédance Z. Le courant i(t) forme ici le signal d'excitation.
La réponse de l'impédance Z au courant i(t) est la tension u(t) mesurée par les moyens de mesure de tension 71 aux bornes de l'impédance Z. La tension u(t) forme ici le signal de réponse. Les moyens de mesure de tension 71 sont réalisés ici par un circuit comparateur recevant en entrée le potentiel à l'une des bornes de l'impédance Z, et le potentiel à l'autre des bornes de l'impédance Z.
La tension u(t) est ensuite numérisée à l'aide d'un convertisseur analogique- numérique 72, comme détaillé en référence à la Figure 6 et à propos de la numérisation du courant i(t). La numérisation fournit une série d'échantillons de la tension u(t). Le convertisseur analogique numérique 72 est relié aux moyens de traitement 64 par une liaison numérique, par exemple SPI. Les moyens de traitement 64 mettent en œuvre les étapes 43 à 46 telles que définies en référence à la Figure 4, appliquées aux échantillons de la tension u(t). Les moyens de traitement 64 calculent ainsi l'amplitude Au de la tension et en déduisent le module de l'impédance Z. Dans le mode de réalisation de la Figure 7, on injecte un courant connu i(t) dans l'impédance Z. L'amplitude Ai du courant est supposée connue : on suppose que le courant effectivement émis par la source 60 correspond au courant théoriquement émis par la source 60.
On pourra imaginer différentes variantes en combinant à loisir ces modes de réalisation. Par exemple, on pourra déterminer l'amplitude de la tension par une mesure de la tension aux bornes de l'impédance Z, comme en Figure 7, et déterminer l'amplitude du courant par une mesure du courant en sortie de l'impédance Z, comme en Figure 6.
On va maintenant décrire un dispositif plus complet, prenant en compte un autre aspect de l'invention, permettant en outre de calculer de façon astucieuse et économe en énergie le déphasage entre la tension u(t) et le courant i(t).
Ce troisième mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention sera décrit en référence aux Figures 8, 9 et 10.
La Figure 8 illustre des signaux de tension générés dans le troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention.
La Figure 9 illustre de façon schématique un détail de ce troisième mode de réalisation du dispositif selon l'invention, en particulier la partie du dispositif selon l'invention permettant de générer et exploiter les signaux de la Figure 8.
Un premier comparateur 91 compare le signal u(t) avec une première valeur de référence. La première valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle. Ainsi, le premier comparateur 91 reçoit en entrée le signal u(t), et une première valeur de référence, ici une tension nulle correspondant à la masse. On obtient en sortie du premier comparateur un premier signal logique, dit signal Cl. Le signal Cl présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal Cl prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque u(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque u(t) est inférieur à zéro.
Un deuxième comparateur 92 compare le signal représentant le courant i(t), converti en tension, avec une deuxième valeur de référence. La deuxième valeur de référence correspond à une tension constante, ici la tension nulle correspondant à la masse. Ainsi, le deuxième comparateur 92 reçoit en pratique le signal i(t) converti en tension, et une deuxième valeur de référence, ici une tension nulle. On obtient en sortie du deuxième comparateur un deuxième signal logique, dit signal C2. Le signal C2 présente la même fréquence que le signal d'excitation. Le signal C2 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque i(t) est supérieur ou égal à zéro, et une valeur nulle lorsque i(t) est inférieur à zéro.
Selon l'invention, la première valeur de référence n'est pas forcément égale à la deuxième valeur de référence, et ces valeurs de référence ne sont pas forcément égales à la valeur nulle. Néanmoins, des valeurs de référence nulles facilitent le traitement tel que décrit dans la suite, en particulier lorsqu'on ignore les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle car sans offset. Si l'on connaît les valeurs extrêmes de chacun des signaux à comparer, on peut par exemple choisir les valeurs de référence de façon que leur rapport soit égal au rapport des amplitudes crête-à-crête de chacun des signaux à comparer, centrés sur la valeur nulle.
Ensuite, les signaux Cl et C2 sont combinés pour former un troisième signal logique, représentatif du décalage temporel Tph entre les signaux Cl et C2.
Dans l'exemple représenté sur les Figures 8 et 9, on combine les signaux Cl et C2 pour former un signal Cl + C2. Ce signal présente la même fréquence que le signal d'excitation.
Le signal Cl est l'inverse logique du signal Cl. Pour générer le signal Cl , on utilise un inverseur logique 93 disposé en sortie du premier comparateur 91.
Pour former ensuite le signal Cl + C2, on utilise une porte logique NOR 94 recevant en entrée le signal Cl et le signal C2. Le signal Cl + C2 est désigné par la référence numérique 85. Le signal 85 prend ici une valeur positive (égale à l'unité) lorsque le signal Cl est positif et le signal C2 est nul. Dans tous les autres cas, le signal 85 prend la valeur nulle. Ainsi, pour chaque période correspondant à la fréquence du signal d'excitation, le signal 85 prend une valeur nulle excepté pendant une durée correspondant au décalage temporel entre les signaux Cl et C2, ce décalage étant égal au décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Dans la suite, la période correspondant à la fréquence du signal d'excitation est nommée période du signal d'excitation.
L'idée à la base de cet aspect de l'invention est de générer un signal logique prenant la valeur 1 ou 0, uniquement pendant une durée représentative du décalage temporel Tph entre le signal d'excitation et le signal de réponse, et d'exploiter ce signal de façon à déterminer un déphasage entre u(t) et i(t), tout en mettant en œuvre un circuit peu consommateur d'énergie.
On pourra prévoir de nombreuses variantes permettant d'obtenir un tel signal. Selon un mode moins préféré, on génère, à l'aide d'une porte OU exclusif (XOR), un signal logique prenant la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois le décalage temporel TP , pendant une période du signal l'excitation.
L'homme du métier saura aisément déterminer le lien de proportionnalité entre le décalage temporel entre les signaux Cl et C2, et le décalage temporel entre le signal d'excitation et le signal de réponse, à partir des valeurs de référence choisies, et le cas échéant des valeurs maximales et minimales des signaux de tension correspondant au signal de référence et au signal de réponse.
Selon cet aspect de l'invention, le signal 85 est utilisé pour commander la charge d'un condensateur 95 par une source de courant continu et de valeur constante lcons, et pendant un nombre prédéterminé de périodes du signa l d'excitation de fréquence prédéterminée.
Pour cela, on utilise un interrupteur 96 disposé entre la source de courant constant 97, et le condensateur 95. L'ouverture et la fermeture de l'interrupteur 96, dit interrupteur principal, sont commandées par le signal 85. Lorsque le signal 85 prend la valeur nulle, l'interrupteur 96 est ouvert. Lorsque le signal 85 prend la valeur égale à l'unité, l'interrupteur 96 est fermé et le condensateur 95 est partiellement chargé par la source de courant constant 97. De façon générale, l'idée à la base de l'invention est que le condensateur se charge uniquement lorsque le signal logique 85 prend l'une des deux valeurs qu'il peut prendre. Au bout d'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation la tension aux bornes du condensateur 95 est remise à zéro.
Ici le condensateur 95 se charge uniquement lorsque le signal 85 prend la valeur 1.
La tension aux bornes du condensateur dépend alors du rapport de durée entre la période du signal 85 et la durée pendant laquelle le signal 85 prend la valeur 1. Ce rapport de durée correspond au rapport entre la période du signal d'excitation, et le décalage temporel entre la tension u(t) et le courant i(t). Ainsi, connaissant le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées, on relie facilement la tension aux bornes de l'interrupteur au déphasage φ entre la tension u(t) et le courant i(t). On note que le déphasage φ est calculé pour une fréquence donnée du signal d'excitation.
On note que la présence de la source de courant 97 permet de maîtriser la charge du condensateur 95 lorsque l'interrupteur 96 est fermé. De plus, l'ouverture de l'interrupteur 96 entre deux charges consécutive du condensateur 95 permet d'éviter une décharge du condensateur. L'utilisation combinée de la source de courant 97 et de l'interrupteur 96 permet d'accumuler une charge, aux bornes du condensateur 95, correspondant précisément au cumul du déphasage φ pour le nombre de périodes du signal d'excitation écoulées. Le déphasage φ pour une période est obtenu en considérant la tension Uc mesurée aux bornes du condensateur, et le nombre p de périodes écoulées comme détaillé ci-dessous.
On a représenté sur la Figure 9 un graphique illustrant la tension Uc aux bornes du condensateur 95 en fonction du temps t. La courbe 99 correspondant à la tension Uc en fonction du temps t est une droite. On pourra relever qu'il s'agit là d'une approximation, et qu'elle peut en fait être formée d'une succession de paliers pour lesquels Uc est une constante (interrupteur 96 ouvert), et de paliers pour lesquels Uc augmente linéairement (interrupteur 96 fermé). Ces paliers correspondent à la succession de valeurs nulles et positives du signal 85.
Dans l'exemple représenté sur la Figure 9, la tension UC(T1), à un instant Tl, en supposant que le condensateur 95 est initialement déchargé vaut : UC(T1)=^ * Tph*p (4) où
lcons est la valeur du courant émis par la source de courant 97 ;
C est la capacité du condensateur 95 ;
- p est le nombre de périodes du signal d'excitation, écoulées pendant le temps
Tl ;
TP est le décalage temporel moyen entre la tension u(t) et le courant i(t) sur le nombre de périodes considérées (ce décalage étant ici égal au décalage temporel entre les signaux Cl et C2).
On peut adapter la formule (4) en fonction du signal logique 85 généré. Par exem ple si le signal logique prend la valeur 1 pendant une durée égale à deux fois la durée TP , on ajoute un facteur 1/2.
Connaissant p, on retrouve donc facilement TP . Puis connaissant TP , on retrouve le déphasage φ, sachant qu'un décalage d'une demi-période du signal d'excitation correspond à un déphasage de 180° (n). On obtient typiquement une précision de 1° sur la mesure du déphasage φ.
Le cumul du déphasage, sur plusieurs périodes du signal d'excitation, effectue une moyenne des mesures de décalage temporel, ce qui réduit la sensibilité au bruit du dispositif et du procédé selon l'invention.
Sur la Figure 9, la mesure de la tension Uc aux bornes du condensateur est réalisée à l'aide du voltmètre 98 branché en série sur le condensateur.
On attend typiquement plus de 10 voire 100 ou 1000 périodes du signal d'excitation avant de mesurer la tension aux bornes du condensateur 95. Le fait de cumuler la tension aux bornes du condensateur, sur plusieurs périodes, permet une lecture plus aisée de la tension résultante, cette dernière étant plus élevée. Le condensateur 95 est choisi de façon à ce que la tension à ses bornes puisse augmenter linéairement pendant toute la durée correspondant à ce nombre de périodes du signal d'excitation.
Par exemple : la fréquence du signal d'excitation vaut 1 MHz, soit une période du signal d'excitation de 1 μ≤ ;
la capacité du condensateur vaut 1 nF ; et
le courant constant vaut 10 μΑ.
Un déphasage de 1° correspond donc à un décalage temporel de 2,77 ns. En intégrant sur 1000 périodes du signal d'excitation, la tension Uc aux bornes du condensateur 95 vaudra donc Uc=27,7 mV.
Les signaux u(t) et i(t) pourront être obtenus :
l'un directement en sortie de la source 60, et l'autre par mesures sur l'impédance Z (voir Figures 6 et 7), ou
tous deux par mesure sur l'impédance Z.
Cette mesure du déphasage φ permet de s'affranchir d'un compteur mesurant un temps écoulé TP entre un passage à zéro de la tension u(t) et un passage à zéro du courant i(t). Il n'est donc pas nécessaire de prévoir un compteur présentant une fréquence d'horloge particulièrement élevée, même pour une mesure de phase à une fréquence du signal d'excitation élevée (typiquement supérieure à 10 kHz). La mesure est donc économe en énergie. Les composants mis en œuvre sont peu onéreux. On obtient à la fois une grande précision de la mesure de phase et une faible consommation énergétique. En outre, il n'est pas nécessaire d'adapter les composants du dispositif mettant en œuvre cette mesure, en fonction de la fréquence du signal d'excitation.
La Figure 10 illustre une implémentation du troisième mode de réalisation de dispositif 100 selon l'invention.
On reconnaît sur la Figure 10 les éléments du premier mode de réalisation tel que décrit en référence à la Figure 6.
En outre, le signal d'excitation u(t) est prélevé en sortie de la source 60, et échantillonné par un deuxième convertisseur analogique-numérique 108. Les conditions sur la fréquence d'échantillonnage relativement à la fréquence du signal d'excitation sont les mêmes que celles précédemment détaillées. La numérisation fournit une série d'échantillons de la tension u(t).
Les convertisseurs analogique-numérique 62, 108 sont formés par un convertisseur analogique numérique deux voies 101, relié aux moyens de traitement 64 par une unique liaison numérique 102 de type SPI .
Les moyens de traitement 64 mettent en œuvre les étapes 43 à 46 telles que définies en référence à la Figure 4, appliquées aux échantillons de la tension u(t) et aux échantillons du courant i(t). Les moyens de traitement 64 calculent ainsi l'amplitude Au de la tension et l'amplitude Ai du courant, et en déduisent le module |Z| de l'impédance électrique Z.
On reconnaît également sur la Figure 10 le détail représenté sur la Figure 9. Le voltmètre 98 de la Figure 9 est remplacé par un convertisseur analogique numérique 103 relevant la tension en entrée du condensateur 95. Ce convertisseur analogique numérique est relié aux moyens de traitement 64 recevant en entrée la tension aux bornes du condensateur, et fournissant en sortie le déphasage φ entre la tension u(t) et le courant i(t). La liaison entre le convertisseur analogique numérique 103 et les moyens de traitement 64 est une liaison numérique de type SPI .
Sur la Figure 10, l'interrupteur principal 96 est représenté fermé.
Le dispositif 100 comprend un interrupteur secondaire 104 permettant de décharger le condensateur 95 lorsque l'interrupteur secondaire 104 passe de l'état ouvert à l'état fermé.
Le dispositif 100 comprend également un compteur 106 permettant de com pter un nombre de périodes du signal d'excitation. Le compteur 106 compte par exemple un nombre d'impulsions hautes du signal 85.
Lorsqu'un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation est atteint : l'interrupteur principal 96 est ouvert, de façon à arrêter la charge du condensateur 95 ;
la tension aux bornes du condensateur 95 est lue par le convertisseur analogique-numérique 103 ; puis l'interrupteur secondaire 104 est fermé, de façon à décharger le condensateur
95.
On peut ensuite réitérer cet aspect du procédé selon l'invention, en mettant le compteur 106 à zéro, ouvrant l'interrupteur secondaire 104 puis fermant l'interrupteur principal 96.
Cet aspect du procédé est mis en œuvre grâce à des moyens de commande de l'interrupteur secondaire et de l'interrupteur principal, recevant en entrée un signal fourni par le compteur 106. Ces moyens de commande sont ici intégrés aux moyens de traitement 64. Pour des raisons de lisibilité de la figure, on n'a pas représenté le lien entre les moyens de traitement 64 et le compteur 106, l'interrupteur secondaire 104 et l'interrupteur principal 96.
Les moyens de traitement 64 commandent également la fréquence du signal d'excitation. Cette commande est symbolisée sur la Figure 10 par la flèche 107. On peut ainsi faire varier la fréquence du signal d'excitation sur une plage allant de 0,1 Hz à 1 MHz. Le procédé selon l'invention est alors mis en œuvre successivement pour plusieurs fréquences du signal d'excitation, par exemple deux par décade. On peut prévoir toutes les plages de fréquences désirées, même des fréquences allant au-delà de 1 M Hz. De préférence, la fréquence du signal d'excitation est supérieure à 10 kHz. En effet, l'expérience montre que pour des faibles fréquences, la durée de mise en œuvre de l'invention peut se révéler trop importante. Ainsi, l'invention est particulièrement adapté à des fréquences élevées, typiquement supérieures à 10 kHz.
L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits, et on pourra envisager de combiner entre elles différentes variantes des plusieurs modes de réalisation décrits. Par exemple, on pourra envisager plusieurs variantes du troisième mode de réalisation de la figure 10, notamment en combinant le dispositif de la figure 7 et celui de la figure 9.
La Figure 11 illustre les performances du procédé et du dispositif selon l'invention. I l s'agit d'un diagramme de Bode issu de la mesure d'im pédance d'un circuit RC, où R = 200 Q et C = 470 nF. La fréquence d'échantillonnage vaut 33 kHz environ.
L'axe des abscisses correspond à une fréquence en Hz, représentée en échelle logarithmique. L'axe des ordonnées correspond à droite à une phase en degrés, et à gauche à un module en Ω représenté en échelle logarithmique.
La courbe 111 correspond à des mesures de phase φ. La courbe 111 est obtenue par interpolation des points de mesure, les mesures étant réalisées à 1Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 M Hz. L'aspect de l'invention relatif à la mesure de déphasage a été mis en œuvre pour les fréquences de 10 kHz, 100 kHz et 1 M Hz. Pour les fréquences comprises entre 1 Hz et 10 kHz, on a utilisé une méthode de l'art antérieur.
La courbe 112 est la courbe théorique représentant la phase de ce circuit en fonction de la fréquence du signal d'excitation.
La courbe 113 correspond à des mesures de module |Z| . La courbe 113 est obtenue par interpolation de points de mesure, les mesures étant réalisées à 1Hz, 10 Hz, 100 Hz, 1 kHz, 10 kHz, 100 kHz, 1 M Hz. L'invention a été mise en œuvre pour les fréquences de 100 kHz et 1 M Hz. Pour les fréquences comprises entre 1 Hz et 10 kHz indu, on a utilisé une méthode l'art antérieur. La courbe 114 est la courbe théorique représentant le module de ce circuit en fonction de la fréquence du signal d'excitation.
On voit que l'invention offre des résultats très satisfaisants, puisque la courbe 113 représentant les modules mesurés est très proche de la courbe 114 représentant les valeurs théoriques de module. De même, la courbe 111 représentant les phases mesurées est très proche de la courbe 112 représentant les valeurs théoriques de phase.
Une application particulièrement avantageuse de l'invention est celle des dispositifs embarqués ou implantés, de mesure de la bio-impédance.
La Figure 12 illustre un appareil portatif 120 de mesure d'une impédance électrique d'un tissu humain ou animal. Ici, le tissu étudié est un tissu humain situé au niveau du bras d'un patient 122. L'appareil portatif regroupe en particulier un dispositif 100 selon l'invention pour mesurer un module d'impédance électrique et, le cas échéant, un dispositif 121 pour mesurer la phase de cette même impédance électrique. Dans le cas où le dispositif 100 selon l'invention permet de mesurer à la fois le module et la phase de l'impédance électrique (voir Figure 10), il n'est pas nécessaire de prévoir un dispositif 121 pour mesurer la phase de l'impédance électrique.
La phase et le module sont combinés au sein de l'appareil portatif, de façon à fournir l'impédance électrique.
En variante, l'appareil portatif 120 permet de réaliser une tomographie par impédance électrique d'un tissu humain ou animal.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé pour mesurer le module ( |Z|) d'une impédance électrique (Z) d'un échantillon (52) dans lequel :
- on applique à l'échantillon (52) un signal d'excitation sinusoïdal (u(t) ; i(t)) de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ;
on mesure un signal de réponse (i(t) ; u(t)) comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation ; caractérisé par les étapes suivantes :
on numérise le signal de réponse (i(t) ; u(t)) à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal de réponse, le signal d'excitation et le signal d'échantillonnage étant asynchrones ;
on construit un histogramme en amplitude des échantillons (23), en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes (24), chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
de chaque côté de l'histogramme (23), on identifie la classe la plus remplie ; - à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal de réponse (Ai ; Au) et on en déduit ledit module (|Z|) de l'impédance électrique (Z).
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal d'échantillonnage est généré par une horloge d'échantillonnage, le signal d'excitation est généré par une horloge de signal d'excitation, l'horloge d'échantillonnage et l'horloge de signal d'excitation étant asynchrones.
3. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la fréquence du signal d'excitation est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus une fraction— de la fréquence d'échantillonnage, où m et n sont des entiers premiers entre n
eux et n est supérieur ou égal à dix.
4. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence du signal d'excitation est égale à un multiple entier de la fréquence d'échantillonnage, plus ou moins une fraction de la fréquence d'échantillonnage inférieure à un dixième.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la fréquence d'échantillonnage est inférieure à un dixième ou un centième ou un millième de la fréquence du signal d'excitation.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes suivantes :
on numérise le signal d'excitation (u(t) ; i(t)) à une fréquence d'échantillonnage inférieure à la fréquence de Nyquist, de façon à obtenir une série d'échantillons du signal d'excitation ;
on construit un histogramme en amplitude des échantillons (23), en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes (24), chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
- de chaque côté de l'histogramme (23), on identifie la classe la plus remplie ; à partir des deux classes identifiées, on calcule l'amplitude du signal d'excitation (Au ; Ai) ; et
on utilise l'amplitude du signal d'excitation (Au, Ai) et l'amplitude du signal de réponse (Ai ; Au) pour obtenir le module ( |Z|) de l'impédance électrique (Z).
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre les étapes d'un procédé pour mesurer la phase (φ) de l'impédance électrique (Z), dans lequel : on génère un premier signal logique (Cl), en comparant le signal d'excitation (u(t) ; i(t)) et une première valeur de référence ;
on génère un deuxième signal logique (C2), en comparant le signal de réponse (i(t) ; u(i)) et une deuxième valeur de référence ;
on combine le premier signal logique (Cl) et le deuxième signal logique (C2) pour obtenir un troisième signal logique (85 ; Cl + C2) représentatif d'un décalage temporel (TP ) entre le signal d'excitation et le signal de réponse ;
on utilise le troisième signal logique (85 ; Cl + C2) pour commander la charge d'un condensateur (95), par une source de courant continue et de valeur constante (97), pendant un nombre prédéterminé de périodes du signal d'excitation ;
on mesure la tension (Uc) aux bornes de ce condensateur (95), et on en déduit ladite phase (φ).
8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que la première valeur de référence est égale à la deuxième valeur de référence, elle-même égale à une valeur nulle.
9. Dispositif (50 ; 100) pour mesurer le module (|Z|) d'une impédance électrique (Z) d'un échantillon (52), le dispositif comprenant :
des moyens (51) pour appliquer à l'échantillon (52) un signal d'excitation (u(t) ; i(t)) sinusoïdal de fréquence prédéterminée, le signal d'excitation consistant en un courant d'excitation ou une tension d'excitation ;
des moyens (51) pour mesurer un signal de réponse (i(t) ; u(t)) comprenant une tension de réponse si le signal d'excitation est un courant d'excitation, ou un courant de réponse si le signal d'excitation est une tension d'excitation ; caractérisé en ce qu'il comprend en outre :
un premier convertisseur analogique numérique (62 ; 72) recevant en entrée le signal de réponse, et fournissant en sortie une série d'échantillons de ce signal, une fréquence d'échantillonnage étant inférieure à la fréquence de Nyquist ; des moyens de traitement (64) recevant en entrée la série d'échantillons du signal de réponse et fournissant en sortie ledit module (|Z|) de l'impédance électrique (Z), ces moyens de traitement étant adaptés à mettre en œuvre les étapes suivantes :
construction d'un histogramme des échantillons (23), en répartissant la série d'échantillons dans plusieurs classes (24), chaque classe étant associée à un intervalle de tension ou de courant ;
de chaque côté de l'histogramme (23), identification de la classe la plus remplie ;
à partir des deux classes identifiées, calcul de l'amplitude du signal de réponse (Ai ; Au), et utilisation de ladite amplitude pour calculer ledit module (|Z|).
10. Dispositif (50 ; 100) selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un deuxième convertisseur analogique numérique (108) recevant en entrée le signal d'excitation (u(t) ; i(t)), et en ce que les moyens de traitement (64) reçoivent en entrée les sorties des premier et deuxième convertisseurs analogique numérique et sont adaptés à calculer l'amplitude du signal d'excitation et du signal de réponse (Au, Ai ; Ai, Au), et utiliser ces deux amplitudes pour calculer ledit module.
11. Dispositif (50 ; 100) selon la revendication 9 ou 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens pour mesurer la phase (φ) de l'impédance électrique comprenant :
un premier comparateur (91) recevant en entrée le signal d'excitation (u(t) ; i(t)), le comparant avec une première valeur de référence, et fournissant en sortie un premier signal logique (Cl) ;
un deuxième comparateur (92) recevant en entrée le signal de réponse (i(t) ; u(i)), le comparant avec une deuxième valeur de référence, et fournissant en sortie un deuxième signal logique (C2) ;
des moyens de combinaison (93, 94) recevant en entrée le premier signal logique (Cl) et le deuxième signal logique (C2), et fournissant en sortie un troisième signal logique (65 ; Cl + C2) représentatif d'un décalage temporel (Tph) entre le signal d'excitation et le signal de réponse ;
un interrupteur principal (96) disposé en série entre une source de courant continue et de valeur constante (97) et un condensateur (95), et commandé par ledit troisième signal logique (85 ; Cl + C2) ; et
des moyens de mesure (98 ; 103) de la tension aux bornes du condensateur
(95).
12. Dispositif (50 ; 100) selon la revendication 11, caractérisé en ce que :
- le premier comparateur (91) est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal d'excitation (u(t) ; i(t)) avec une valeur nulle ; et
le deuxième comparateur (92) est relié à la masse, et est adapté à comparer le signal de réponse (i(t) ; u(i)) avec une valeur nulle.
13. Appareil portatif (120) de mesure d'une impédance électrique (Z) d'un tissu humain ou animal, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif (50 ; 100) selon l'une quelconque des revendications 9 à 12.
14. Appareil portatif de tomographie d'impédance électrique d'un tissu humain ou animal, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif (50 ; 100) selon l'une quelconque des revendications 9 à 12.
PCT/EP2014/065638 2013-07-24 2014-07-21 Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique WO2015011098A1 (fr)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP14747544.6A EP3025149A1 (fr) 2013-07-24 2014-07-21 Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1357304A FR3009087B1 (fr) 2013-07-24 2013-07-24 Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique.
FR1357304 2013-07-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015011098A1 true WO2015011098A1 (fr) 2015-01-29

Family

ID=49111489

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2014/065638 WO2015011098A1 (fr) 2013-07-24 2014-07-21 Procede et dispositif de mesure du module d'une impedance electrique

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP3025149A1 (fr)
FR (1) FR3009087B1 (fr)
WO (1) WO2015011098A1 (fr)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107788983A (zh) * 2016-09-07 2018-03-13 硅实验室公司 用于确定生物组织的生物阻抗的同步检测电路和方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0701138A2 (fr) * 1994-09-12 1996-03-13 Fluke Corporation Méthode d'analyse de signaux à l'aide d'histograms
EP1096263A2 (fr) * 1999-10-27 2001-05-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Détecteur de différence de phase et de jitter et méthode de détection de jitter
US20060167374A1 (en) 2005-01-24 2006-07-27 Tanita Corporation Bioelectrical impedance measuring device and body composition measuring apparatus

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4118978A1 (de) * 1991-06-08 1992-12-10 Rohde & Schwarz Verfahren und anordnung zum messen der kennwerte wie spitzenwert, mittelwert oder effektivwert einer wechselspannung

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0701138A2 (fr) * 1994-09-12 1996-03-13 Fluke Corporation Méthode d'analyse de signaux à l'aide d'histograms
EP1096263A2 (fr) * 1999-10-27 2001-05-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Détecteur de différence de phase et de jitter et méthode de détection de jitter
US20060167374A1 (en) 2005-01-24 2006-07-27 Tanita Corporation Bioelectrical impedance measuring device and body composition measuring apparatus

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PANAGIOTIS KASSANOS ET AL: "A novel front-end for impedance spectroscopy", 2011 IEEE SENSORS PROCEEDINGS : LIMERICK, IRELAND, 28 - 31 OCTOBER 2011, IEEE, PISCATAWAY, NJ, 28 October 2011 (2011-10-28), pages 327 - 330, XP032093556, ISBN: 978-1-4244-9290-9, DOI: 10.1109/ICSENS.2011.6127367 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107788983A (zh) * 2016-09-07 2018-03-13 硅实验室公司 用于确定生物组织的生物阻抗的同步检测电路和方法

Also Published As

Publication number Publication date
FR3009087B1 (fr) 2015-09-04
EP3025149A1 (fr) 2016-06-01
FR3009087A1 (fr) 2015-01-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1831652B1 (fr) Capteur capacitif de niveau d&#39;un liquide et methode d&#39;estimation du niveau
FR2884928A1 (fr) Procede et dispositif de detection de l&#39;etat charge d&#39;une batterie d&#39;accumulateurs fondes sur un calcul de reseau neuronal
FR2999721B1 (fr) Procede et dispositif de caracterisation d&#39;un module de stockage d&#39;energie par effet capacitif.
CH705869A1 (fr) Interface et procédé de lecture de capteur capacitif.
EP0147300A2 (fr) Procédé et dispositif de détermination des coordonnées d&#39;un point de contact sur une surface sensible semi-analogique
EP0735694B1 (fr) Dispositif de faible coût et intégrable pour l&#39;acquisition de signaux électriques selon la norme ARINC 429
FR2908878A1 (fr) Dispositif et procede de detection d&#39;angle de rotation de corps rotatif
EP0554424B1 (fr) Procede pour identifier des charges consommatrices d&#39;energie electrique d&#39;un circuit sous surveillance
FR2589571A1 (fr) Debitmetre electromagnetique a champ magnetique pulse
EP0631146B1 (fr) Circuit de test et procédé pour déterminer de façon ampérométrique le courant traversant un capteur
EP2037218B1 (fr) Circuit électronique de mesure d&#39;un paramètre physique fournissant un signal analogique de mesure dépendant de la tension d&#39;alimentation
EP1598680A2 (fr) Système d&#39;acquisition de spectres avec intégrateur à adaptation de seuil
WO2015011098A1 (fr) Procede et dispositif de mesure du module d&#39;une impedance electrique
EP0165109B1 (fr) Procédé et dispostif pour le test de matériaux diélectriques, en particulier de condensateurs
EP3723003B1 (fr) Carte à puce comportant un capteur d&#39;empreintes digitales
FR3006793A1 (fr) Dispositif, capteur et procede de detection de la presence d&#39;un utilisateur pour l&#39;ouverture d&#39;un acces a un vehicule automobile
EP2598898A1 (fr) Determination de la frequence fondamentale d&#39;un signal periodique incluant des composantes harmoniques
WO1996028881A1 (fr) Dispositif electronique de conversion de l&#39;energie electrique
EP0720282B1 (fr) Dispositif électronique de conversion de l&#39;énergie électrique et installation d&#39;alimentation en faisant usage
FR3009086A1 (fr) Procede et dispositif de mesure de la phase d&#39;une impedance electrique.
WO2022248207A1 (fr) Capteur de proximite capacitif
EP0211711B1 (fr) Procédé et dispositif pour le test rapide, par réflectométrie, dans les gammes VHF, de composants passifs
EP0193421B1 (fr) Transducteur capacité-fréquence notamment pour capteurs capacitifs
EP1535463A1 (fr) Procede et capteur pour determiner le contraste local d&#39;une scene observee, par detection de la luminance emanant de cette scene
FR2879374A1 (fr) Dispositif doubleur de frequence

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14747544

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014747544

Country of ref document: EP