WO2014188143A1 - Procede de transmission d'un signal multi porteuse avec reduction du papr du signal émis - Google Patents

Procede de transmission d'un signal multi porteuse avec reduction du papr du signal émis Download PDF

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WO2014188143A1
WO2014188143A1 PCT/FR2014/051230 FR2014051230W WO2014188143A1 WO 2014188143 A1 WO2014188143 A1 WO 2014188143A1 FR 2014051230 W FR2014051230 W FR 2014051230W WO 2014188143 A1 WO2014188143 A1 WO 2014188143A1
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samples
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extended
carrier
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PCT/FR2014/051230
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Marc Lanoiselee
Isabelle Siaud
Hao Lin
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Orange
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set

Definitions

  • the field of the invention is that of radiofrequency transmissions for which a multi-carrier modulation, in particular of OFDM type ("Orthogonal Frequency Division Multiplex" in English, for “orthogonal frequency division multiplexing”), is used.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • This multi-carrier modulation technique notably makes it possible to overcome the inter-symbol interference generally observed on a multipath channel and is robust to frequency-selective channels. In addition, this technique has a very good spectral efficiency and saves radio spectral resources by implementing single-frequency networks. Given the multi-carrier nature, subcarriers of modulation are sometimes referred to to distinguish with the RF carrier. In the application, the carrier and subcarrier terms refer to the same thing when they are associated with the OFDM modulation.
  • OFDM modulation is used in many digital communication systems (ADSL, WiFi, 3GPP LTE of the "3rd Generation Partnership Project” and “Long Term Evolution ”)” and “Digital Audio Broadcasting” (DVB-T), Digital Video Broadcasting - Terrestrial (DVB-T), DVB-T2, DVB-H, DVB-NGH, DRM , etc).
  • a major disadvantage of the OFDM technique is inherent to the large amplitude fluctuations of the envelope of the modulated signal and therefore to the large variations in the instantaneous power.
  • the summation of these multiple independently modulated carriers is carried out in power most of the time, but also in a coherent manner which leads to peaks of instantaneous power that can exceed more than 10 dB the average power of the signal at certain times.
  • the Peak to Average Power Ratio (PAPR) of the transmitted signals in other words the factor which characterizes the level of these power peaks with respect to the average power of the signal, is thus generally very high and increases with the number N of carriers.
  • the power amplifiers have non-linear characteristics which, coupled with the amplification of so-called high-frequency signals, lead to distortions: spectral rise in the level of the secondary lobes, generation of harmonics, creation of interferences between non-linear symbols, creation of interferences between carriers. So, these distortions in particular lead to transmission errors and degradation of the bit error rate (BER).
  • BER bit error rate
  • each carrier is modulated by a symbol X n belonging to a constellation (QPSK, MAQ16, etc.).
  • the inverse Fourier transform (IFFT) of the band B frequency signal then provides in the time domain the signal x ⁇ t) to be transmitted.
  • CCDF complementary cumulative distribution function
  • PAPR Pr [PAPR (X L )> ⁇ ]
  • a common solution is to ensure that the operating range of the amplifier is limited to a linear amplification zone, which unfortunately limits the efficiency of the amplifier (a few% instead of typically 50%) and therefore a significant increase in transmitter consumption. This is a very strong constraint for the use of OFDM especially in mobile terminals, knowing that the consumption of the power amplifier can represent more than 50% of the total consumption of a terminal.
  • a second approach is the application of a constraint or coding on the data sequence transmitted to limit the PAPR.
  • This method involves building a code word game that minimizes the PAPR.
  • Several construction techniques for these codes have been proposed.
  • the advantage of this solution lies in the fact that it does not introduce distortion.
  • the spectral efficiency is penalized without even providing a coding gain.
  • its field of application is limited to OFDM modulators with low numbers N of carriers because of too great computational complexity.
  • a third approach commonly referred to as "TI-CES (Tone Injection - Constellation Extension Scheme") proposes to increase the number of constellation points that modulate OFDM carriers so that for one point in the constellation The origin can correspond to several possibilities of coordinates in the new constellation. According to this approach, this extra degree of freedom is used to generate a signal of lower PAPR.
  • this method has several disadvantages because the constellation extension will lead to an increase in the average signal power since the additional symbols have higher power levels.
  • selecting the best coordinate possibility for each point requires an increase in the complexity of the computation implemented, making it unsuitable for a hardware implementation for real-time signal processing.
  • a fourth approach is also based on a constellation change and is based on the assumption that the output level of the transmit amplification is limited by peaks of higher PAPR and that if the amplitude of these peaks can be decreased then the power output can be increased.
  • a convex optimization problem is solved in order to develop an OFDM signal with a minimum overall PAPR level.
  • this method requires a very significant increase in the average power output to compensate for the loss in terms of signal ratio to noise.
  • the calculation complexity implemented increases exponentially when the constellation order becomes high.
  • a fifth technique commonly called “ACE (Active Constellation Extension) technique” is also based on a constellation modification and is based on a displacement in the sense of a distance from the decision axes.
  • ACE Active Constellation Extension
  • this technique is characterized by a lower efficiency for high-order constellations by the increase of the average power of the signal, and by a very high calculation complexity.
  • TR Tone Reservation
  • SOCP Service Order Cone Programming
  • a seventh technique called "Selected Mapping” consists of applying a phase rotation to each symbol of the sequence to be transmitted.
  • Several phase rotation patterns can be defined. For each pattern applied to the sequence to be transmitted, the operations are performed to obtain a corresponding OFDM signal, and the one with the lowest PAPR is transmitted.
  • this technique does not distort, but it requires to communicate to the receiver the rotation sequence used at the emission with a very high reliability, which leads to a reduction of the spectral efficiency and a significant increase in the complexity of the system to route the rotation pattern applied via a dedicated channel.
  • this transmission is erroneous, the entire OFDM frame will be lost. It also increases the complexity on the issue, since several treatments must be performed in parallel, then choose the most effective. The other treatments have been carried out unnecessarily, and are not exploited.
  • a last approach is the "clipping" or limiter technique which consists of clipping the amplitude of the signal when it exceeds a predefined threshold. But this clipping is by nature non-linear and introduces a distortion of the emitted signal resulting not only in a degraded BER but also in a rise in the secondary lobes of the DSP (Power Spectral Density).
  • the inventors have therefore identified a need for a new technique to improve the reduction of the PAPR while remaining simple to to implement.
  • the invention proposes a new solution that does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a method for transmitting an OFDM signal whose pre-transmission processing comprises:
  • the transformation comprises in a 1st transformation stage, for each carrier of order n, n ranging from 1 to M-1:
  • the invention also relates to a device for transmitting an OFDM signal.
  • the device comprises:
  • a transformation module for transforming M symbols Xln of the extended constellation into M corrected symbols X'n, an Xln symbol being equal to a symbol Xn or to the dual symbol of this symbol Xn in the extended constellation,
  • an OFDM carrier N modulator for generating an OFDM symbol from the M corrected symbols X'n mapped on M carriers of the N carriers, N being a natural, M ⁇ N, the OFDM signal resulting from the succession of OFDM symbols, the processing module comprising a floor 1 r:
  • a 1st accumulator for accumulating carrier after carrier J samples already present respectively J temporal samples corresponding to the J samples of the carrier of order n Xln mapped by a symbol of the extended constellation, n ranging from 1 to Ml, J being a natural ,
  • a detection module carrier after carrier of P samples, among the J samples the output of a 2nd accumulator order n which are added J temporal samples of the order of n carrier mapped with a complex correction data Gn, having a power greater than a threshold a and setting to zero of the other JP samples, P being a natural,
  • a 2nd accumulator initialised with the J samples accumulated in the 1 r accumulator for accumulating carrier after carrier J J samples corresponding to the time samples of the carrier of order n mapped by the complex correction data Gn under control of the control signal correction.
  • Such a transmission device is particularly suitable for implementing the transmission method according to the invention.
  • the invention is based on a new and inventive approach to the reduction of PAPR of an OFDM signal.
  • the present invention makes it possible to improve the reduction performance of PAPR with a low computational complexity with regard to the techniques of the prior art.
  • the present invention is particularly suitable for controlling corrections of the binary type, in particular those imposed by the TI-CES techniques.
  • the method according to the invention selects in a controlled manner a duplicated symbol which corresponds to an original symbol or an extended symbol of an extended constellation.
  • extended constellation is meant an original constellation to which are added so-called extended or dual symbols.
  • duplicated symbol is meant a symbol that belongs to the original constellation and corresponds to an extended symbol in the extended constellation. That is, the representative data of the source signal is mapped either to the duplicated symbol or to its dual.
  • the correction is called binary because there is no proportionality possible in the displacements of a point of the constellation.
  • Extended symbols are determined in such a way that the TEB (Bit Error Rate) of the original modulation is preserved.
  • This type of correction is particularly advantageous for constellations of high order unlike corrections of types CD or ACE which lose efficiency with the order increase of the constellation. Indeed, for a correction of type CD, the increase of the order causes the reduction of the distance between two points of the constellation and consequently the decrease of the latitude of displacement. For an ACE-type correction, increasing the order causes the number of peripheral points to decrease relative to the total number of points in the constellation and consequently the decrease in the latitude of movement.
  • the correction is performed according to a decision criterion based on a signal peak power measurement which leads to better performance than a decision criterion based on a peak-carrier correlation product.
  • the method pre-constructs the time OFDM signal using a frequency-time transform that involves carrier modulation by symbols belonging to the extended constellation. This pre-construction is implemented by the battery 1 and corrected by the 2nd accumulator.
  • the frequency-time transform is a discrete inverse Fourier transform.
  • the inverse Fourier transform is a fast transform (IFFT).
  • IFFT fast transform
  • the IFFT acronyms denote the frequency-time transform implemented by the OFDM modulator for generating the OFDM signal.
  • the method develops the calculation of an inverse discrete Fourier transform of a block of N carriers, whose M carriers are mapped by M symbols Xln by carrying out the carrier-borne calculation and for a given carrier n mapped by Xln, calculating each time 1 samples, 1 varying between 0 and J -1.
  • the method thus determines the time samples associated with a carrier mapped by Xln.
  • the accumulation then consists in adding the J temporal samples of the current carrier n respectively to the previous J samples already accumulated concerning the carriers up to order n-1.
  • This pre-construction intervenes in the frequency domain that is to say before the implementation of the OFDM modulator.
  • This pre-construction initializes a second pre-build.
  • This 2 nd preconstruction then takes into account for the modulation of the carriers only the possible corrections on the symbols Xln.
  • these corrections consist in keeping the symbol Xln or in passing from the duplicated symbol to its extended symbol or vice versa of the extended symbol to the duplicated symbol according to their relative contribution to the power of the output signal. 'accumulation.
  • Xln is neither a duplicate symbol nor an extended symbol, the correction is null, the accumulation is unchanged.
  • the method develops the calculation of an inverse discrete Fourier transform of a block of N carriers, whose carriers are mapped by the corrections Gn by carrying out the carrier-borne calculation and for a carrier N data mapped by Gn, calculating each time samples 1, 1 varying between 0 and Jl.
  • the method thus constructs in parallel J time samples associated with a carrier mapped by Gn.
  • the accumulation in the 2 nd accumulator consists in adding under control the J time samples of the current carrier n mapped by Gn respectively to the J previous samples already accumulated concerning the carriers up to the order n-1.
  • the accumulation step in the 2 nd accumulator is simpler than in the 1 st accumulator because it occurs under the control of the correction signal, that is to say at most for the duplicated symbols and / or extended.
  • the invention uses, for the reduction of the PAPR, a real-time servocontrol of the correction of a carrier of order n with respect to the previously corrected, that is to say, lower order, carriers of the same OFDM block.
  • This servocontrol is notably based on the implementation for correcting the constellation symbol modulating the order carrier n of a detection of P samples whose amplitude exceeds a threshold a of the J temporal samples resulting from the sum of the J samples
  • the time domain of the order carrier n mapped by Gn with respectively the J time samples representative of the sum of the temporal responses of the previously corrected and accumulated carriers.
  • the method detects the peak or peaks above a predetermined threshold a.
  • the threshold value sets the desired final PAPR level.
  • the control signal does not allow the accumulation of the J temporal samples of the carrier mapped by Gn to the J samples previously accumulated, the result of accumulation remains unchanged.
  • the method thus acts on the PAPR by comparing, for each current symbol Xln, the power of the peaks of the pre-built temporal signal, with that which would be obtained if the symbol was replaced by its dual version in the extended constellation.
  • the method performs the pre-construction in the frequency domain, ie say, before the OFDM modulation, of the corrected temporal signal consisting of J samples and associated with an OFDM block of N carriers mapped by the M symbols X'n (M ⁇ N).
  • pre-construction means that, even though it is in the frequency domain, temporal samples of the signal response that "could” be obtained after the OFDM modulation are determined.
  • pre-built is associated with the temporal samples possibly corrected before implementation of the OFDM modulator.
  • the frequency-time transform which is generally an inverse Fourier transform can operate on a number M of carriers mapped by the M symbols considered, less than N the number of carriers of the OFDM modulator. Indeed, it is common to reserve carriers to insert drivers, to limit spectrum recovery problems by zeroing the carriers of the edges and / or to avoid a DC component by zeroing the central carrier.
  • processing includes stages C processing identical to the 2nd stage and cascaded after the 2nd stage, the threshold stage being Cieme less than or equal to floor threshold c-1, c> l .
  • At least one 3rd transformation stage is cascaded after the 2nd stage.
  • the accumulator 3rd stage is initialized by the output of the accumulator of the 2nd stage after the various accumulations. That is, when the different carriers have been mapped either by a symbol of the original constellation or by a subsequent duplicate symbol that the power of the signal peaks obtained by the contribution of the carrier mapped by the duplicated symbol is less than the power of the signal peaks obtained by the contribution of the carrier mapped by the dual symbol.
  • Initialization 3rd stage by the output of the 2nd accumulator allows the invention to overcome initialization conditions.
  • the signal after accumulation by the 2nd stage has a lower PAPR than a.
  • Selection for the 3rd floor of a lower threshold value or equal to the threshold value of the 2nd stage increases the PAPR reduction compared to that obtained at the output of the 2nd stage.
  • the stages following the 3 rd floor are cascaded in a similar manner following the 3 rd floor.
  • the threshold of each stage is then less than or equal to the threshold of the stage which precedes it which makes it possible to decrease the PAPR between successive stages.
  • the constellation is extended by two levels of duplicate symbols, 1st floor of transformation involving the symbols Xn of the constellation, the 2nd floor of transformation involving the symbols Xn constellation and 1 level duplicated the extended constellation and the 3rd floor of transformation involving symbols Xn symbols of the constellation and the 1 st and 2 nd levels of duplicate symbols of the extended constellation.
  • the constellation extension consists of two sets of points.
  • the 1 r set corresponds to an extension according to the 1 st rules which define a 1 r level of extended points duaux of so-called duplicated points
  • the 2 nd set corresponds to an extension according to 2 nd s rules which define a 2 nd level of points extended.
  • Such an extended constellation makes it possible to increase the number of duplicate points.
  • the extended constellation is an extended 64QAM with 36 duplicate symbols which has the advantage of respecting a Gray coding.
  • the 1st transformation stage is preceded by an initialization of the symbols Xln such that for a given n, Xln is equal to Xn when the symbol Xn is not a duplicated symbol and Xln is equal to Xn or its dual when Xn is a duplicated symbol, the choice between Xn or its dual being configurable.
  • the symbols X1n are initialized with the symbols of the extended constellation.
  • Each of the non-duplicated symbols is identical to one of the symbols Xln.
  • the corresponding Xln symbol is initialized either to the value of the duplicate symbol or to the value of its extended symbol.
  • the choice between one or the other can be set in accordance with simulation results or preliminary test results. The parameterizable choice may advantageously make it possible to automatically adapt the initialization as a function of changes in the system.
  • the extended constellation is an extended 64QAM comprising the following symbols:
  • This extended constellation with 24 duplicate symbols has the advantage of respecting Gray's coding.
  • the so-called dual extended symbols can be obtained by projecting each duplicated symbol opposite to the axis of the real or imaginary of the complex plane, followed by an offset of an inter-symbol distance.
  • the extended symbols can therefore be determined very easily from the duplicated symbols because they have the same real or imaginary part as the corresponding duplicated symbols and an imaginary or real part identical to the near sign and to a near intersymbol shift.
  • the threshold of a transformation stage varies according to the carrier n.
  • the value of the threshold is not fixed on all the carriers but variable.
  • This variation may not be linear and can be determined at the end of simulations before or after experiments. This variation makes it possible to obtain a reduction of
  • PAPR larger than with a fixed threshold because it allows to accentuate the correction.
  • the threshold of a stage is given by the following relationship: Peak Power Target ⁇ . v J -T g]
  • the value of the threshold varies continuously according to the carrier n according to a relationship determined for example after experiments.
  • the value of the exponent ⁇ can be equal to two, K is a constant that can be positive or negative.
  • the Peak Power Target value is the maximum allowable power and the Average Power value is the estimated power average.
  • oversampling advantageously allows to obtain a higher resolution in the reduction of PAPR.
  • the method further comprises a step of generating J time samples of the n order carrier.
  • These samples may be algebraically computed or may be stored in a memory zone depending, for example, on the calculation capabilities of the system and / or the memory capacities and / or access times to these memories.
  • These samples may be in the form of reals, one of which represents the cosine part and the other the part in sinus or one of which represents the amplitude of the complex value and the other the phase.
  • the processing module comprises C-storey identical processing to the 2nd stage and cascaded after the 2nd stage, the threshold stage being Cieme less than or equal to floor threshold c-1, c > l.
  • the invention further relates to a computer program comprising instructions for the implementation of a transmission method according to the invention when the program is executed by a processor.
  • the invention further relates to an information medium comprising program instructions adapted to the implementation of the steps of the method according to the invention when said program is loaded and executed in an OFDM transmission device.
  • the invention further relates to an OFDM signal obtained by the implementation of a method according to the invention.
  • FIG. 1 illustrates the principle of the signal processing on which the invention is based
  • FIG. 2 is a block diagram of the processing of an OFDM signal intended to reduce the PAPR implemented by a transmission system
  • FIG. 3A is a flowchart of the main steps of a transmission method according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 3B is a diagram of a device for reducing the PAPR according to the invention, according to a first embodiment
  • FIG. 3C is a diagram of an embodiment of a module for detecting peaks and comparing power between peaks
  • FIG. 4 illustrates the simplified structure of a transmission device according to the invention
  • FIGS. 5A and 5B are diagrams of a transmission device according to the invention, according to a second embodiment
  • FIGS. 6A and 6B respectively represent a 64QAM constellation of origin and the extended constellation according to an example
  • FIGS. 6C and 6D represent the 64QAM constellation of FIG. 6A respectively extended according to a first level and according to a second level, according to one example,
  • FIG. 6E illustrates an example of construction of the extended symbols for a constellation s 2 -QAM with s equal 8
  • FIG. 6F illustrates an example of construction of the extended symbols for an eight-state phase modulation
  • FIGS. 7A and 7B respectively represent a 64QAM constellation of origin and the extended constellation according to an example
  • FIG. 8 represents a curve of the evolution of the parameter a as a function of the index n of the current carrier according to an example
  • FIG. 9 represents curves of the module of the time signals without and with reduction processing of PAPR with the device according to the invention of FIG. 3B and for a equal to 6 dB,
  • FIG. 10 represents CCDF curves, one of which is a reference and that obtained for a equal to 6 dB with the device according to the invention of FIG. 3B,
  • FIGS. 11A, 11B and 11C respectively illustrate an initial MAQ64 constellation and successively extended according to a first and a second level according to the treatments carried out by the device according to the invention of FIGS. 5A and 5B,
  • FIG. 12 represents curves of the module of the time signals without and with PAPR reduction processing with the device according to the invention of FIGS. 5A and 5B,
  • FIG. 13 represents CCDF curves, one of which is a reference, and those obtained with the device according to the invention of FIGS. 5A and 5B.
  • Figure 1 illustrates the principle of signal processing on which the invention is based.
  • the reduction of PAPR must apply to the time signal S (t) which would be transmitted without correction at the output of the OFDM transmission device.
  • the latter pre-constructs a digital signal representative of the dynamic point of view and peak values of the analog signal at the output of the transmission device.
  • this preconstruction consists in obtaining an "image" of the analog signal at the output of the transmission device and in correcting, if necessary, as and when carrier-borne, each constellation symbol modulating a carrier in order to obtain a preconstructed and corrected signal whose PAPR is reduced.
  • the time signal S (t) is obtained at the end of a processing shown in a simplified manner in FIG. 1.
  • the symbols Xn are taken by input block, called OFDM block, and after processing the time signal S is obtained ( t).
  • Each constellation symbol Xn is defined by a pair of real values (An, Bn) that define the coordinates of the constellation symbol Xn in the complex plane:
  • the processing includes a frequency-time transform 41 at N frequencies called carriers, considered for purposes of illustration as being a fast inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • This transform allows a determination of the temporal samples from the modulation of the carriers by respectively the symbols of the OFDM block considered. This determination can be decomposed into two calculations performed in parallel, one for the real components (An) and one for the imaginary components (Bn) of the constellation symbols Xn.
  • M ⁇ N M being an integer.
  • M being an integer.
  • the first and last carriers of an OFDM block are generally not modulated in order to avoid problems of recovery of the frequency spectrum associated with each OFDM block.
  • the signal obtained can be expressed in the form:
  • the modulated real signal 45 on a carrier frequency v is expressed as:
  • the pre-built method 2N temporal samples for each real and imaginary component. It is of course possible to choose a higher oversampling factor.
  • the processing of the OFDM signal comprises a succession of 'steps :
  • modulation of said interleaved data 203 for example according to a modulation
  • OFDM modulation 206 implementing, for example, a fast inverse Fourier transform after mapping the corrected symbols on the carriers of the OFDM modulator to generate an OFDM symbol, the succession of OFDM symbols forming the OFDM signal S '(t) to be transmitted;
  • this transmission is generally accompanied by noise, for example a Gaussian white noise awgn;
  • OFDM demodulation 211 of the received signal implementing, according to a particular mode, a Fast Fourier Transform (FFT) delivering a transformed received signal;
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the invention therefore proposes a specific correction technique 205 that makes it possible to effectively reduce the PAPR while being simple to implement.
  • the correction according to the invention is implemented only on transmission and does not require modification of existing receivers. However, this is not incompatible with a receiver specially adapted to receive an OFDM signal whose PAPR has been reduced according to the invention.
  • the method according to the invention takes place after the insertion 204 of pilot carriers.
  • This insertion can according to other embodiments intervene nested with steps of the method according to the invention or successively to the steps of the method.
  • the block of M symbols can equally well be less than N to take account of reserved carriers whose value is fixed elsewhere, or of unmodulated carriers on the edges of the spectrum.
  • L 2 and therefore
  • the steps of the transmission method according to the invention are implemented in the frequency domain between the conventional modulation 203 and OFDM modulation 206.
  • the method according to the invention corresponds to a feedback control system of the retroactive type. English “Feed-Back").
  • This method operates in real time according to a clock timing at a frequency Fe, for example the sampling frequency of the source data.
  • this method is non-iterative, in other words a correction on a block of N carriers (N also corresponding to the size of the Fourier transform and the inverse Fourier transform) is entirely calculated in a duration. N samples at the Fe frequency.
  • the method consists in "pre-constructing" before the OFDM modulation 206, the real time signal x (1 Te / L) from the different carriers of an OFDM block mapped by the complex symbols and constraining its amplitude peaks. to act on the PAPR of the time signal S (t).
  • the transmission method of the invention makes it possible to apply a correction to symbols of the modulation constellation to reduce the PAPR of the transmitted signal.
  • the method uses an extended constellation and the correction is of binary type, that is to say that the correction amounts to using the duplicated symbol or the dual depending on the contribution of each to the power of the peaks of the signal, if the symbol n is not a duplicated symbol there is no correction.
  • the method and the device for reducing PAPR according to the invention are described with reference to the block diagram of FIG. 3A and according to the diagram of FIG. 3B.
  • the method according to the embodiment illustrated in FIG. 3A comprises the following steps 301 - 307
  • the initialization step 301 of the symbols Xln of the current block m is optional.
  • the symbols Xln are equal to the symbols Xn of the original constellation.
  • the symbols are initialized with the symbols of the extended constellation, the symbol Xln is initialized to the symbol Xn when Xn is not a duplicated symbol and to the dual of Xn when Xn is a duplicate symbol.
  • the symbols are initialized with the symbols of the extended constellation, the symbol X1n is initialized to the symbol Xn when Xn is not a duplicated symbol and is randomly initialized to the dual of Xn or Xn when Xn is a duplicate symbol.
  • Xln dual of Xn if Xn is a duplicate symbol.
  • the extended constellation is an extended 64QAM illustrated by FIGS. 6A and 6B.
  • Figure 6A is the original 64QAM constellation and
  • Figure 6B is the extended constellation.
  • the extended constellation com makes the following symbols:
  • the corrected symbol X'n used by the OFDM modulation is obtained from Xln.
  • X'n is either identical to an Xn symbol when it is not a duplicated symbol, or identical to a duplicate Xn symbol or its dual.
  • the method includes a step 302 to accumulate in the accumulator 1, A, B J complex time samples corresponding to the J samples of the carrier of order n mapped by the symbol Xln, J being a natural.
  • the accumulation step for the n order carrier amounts to simultaneously calculating all the real samples P n i (11) and imaginary Q n i (12) of its temporal response that could be obtained after IFFT if this subcarrier mapped by the symbol Xln was transformed in the time domain in isolation, to add them respectively to the 2.J samples already present and to memorize in an accumulation module B the 2.J samples resulting from the addition. Initially, the accumulation module B is set to zero.
  • the output signal corresponds to:
  • the method comprises a step 303 of initializing a 2nd E accumulation module and comprises for each carrier of order n, n ranging from 1 to Ml, a step 304 of detecting P samples, a comparison step 305, a correction step 306, an accumulation step 307.
  • the method according to the invention makes a choice between a duplicated symbol or its dual to accumulate in the pre-built time signal already accumulated that the temporal samples obtained with that of the duplicated symbol and the dual point whose contribution on the power of the peaks of the pre-built signal is the lowest.
  • the module E contains all the responses of the sub-carriers mapped by the symbols Xln.
  • the accumulation module B is initialized to zero and the 1st transformation stage sees in input the first symbol Xln of the following block: the block m + 1.
  • the complex correction Gn is set to zero when the current symbol, ie Xln for n considered, is a non-duplicated symbol or is positioned in such a way that to get the dual of Xln when Xln is a duplicate symbol.
  • Gn has the value:
  • the comparison step 305 compares the power of these P samples with the power of the P samples obtained in the previous detection step to deliver a control signal correction value in a direction of less power of the signal peaks. This comparison amounts to comparing the respective contributions of a duplicated symbol and its dual on the preconstructed temporal signal. Indeed, according to the embodiment which corresponds to a default initialization 301, Xln is initialized to a symbol of the original constellation. If Xln is a duplicate symbol then the addition of Gn to Xln gives the dual of Xln. For example, consider that at order n, Xln is a duplicate symbol.
  • the comparison compares the peaks detected in the previous step, thus on the accumulated signal at the output of the accumulation module E to the order n-1 which includes the contribution of Xln, the peaks detected on the accumulated signal to the order n but with the contribution of Xln + Gn, so the dual of Xln.
  • the complex correction Gn is set to zero when the current symbol at the order n, ie Xln for n considered, is a non-duplicated symbol.
  • X'n XIn.
  • the corrected symbol X'n is equal to Xln or its dual.
  • Step 307 accumulation in the 2nd accumulation module accumulates J J complex samples corresponding to the time samples of the carrier of order n mapped by the complex correction data Gn under control of the correction control signal Val.
  • the accumulated time signal In [] is comparable to the signal x '(l.Te / 2) obtained after OFDM modulation.
  • the complex temporal responses of all the sub-carriers mapped by the symbols Xln have already been loaded into the accumulation module E at its initialization and the operation is linear. It is therefore enough to calculate and accumulate in the module E the J complex Dn [] temporal samples of the subcarrier n mapped by Gn when the point of the constellation used to initialize the symbol Xln reduces the PAPR less than its point. dual.
  • the method progressively pre-builds the sequence of the J complex time samples Dn [] of the sub-carrier n mapped by the complex correction data Gn to determine the new mapping X'n, resulting from the choice between a duplicated symbol and its dual.
  • the storage by the accumulation module of the J samples Dn [] occurs after addition with respectively J complex samples already present.
  • the method according to the invention is reproduced for each new constellation symbol of an OFDM block running at the input of the PAPR reduction device.
  • the device DIS of reduction of PAPR illustrated by the diagram of FIG. 3B comprises the means adapted to implement a method according to the invention.
  • the DIS device pre-constructs the OFDM signal to obtain a reduced PAPR signal x '(l.Te / 2).
  • the device comprises a transformation module for transforming M symbols Xln of the extended constellation into M corrected symbols X'n.
  • a symbol Xln is equal to a symbol Xn or the dual symbol of this symbol Xn in the extended constellation.
  • the processing module 205 includes a 1 r transformation stage and at least one 2nd stage processing.
  • 1 comprises a floor 1 r accumulator A, B.
  • the 2nd stage comprises a detection module F, a comparison module F, a correction module and a 2nd accumulator D, E.
  • the 1 st stage further comprises, according to an embodiment of the modules C, H and optionally I.
  • the 2nd floor further comprises according to one embodiment G and SW1 modules.
  • the module C generates the time symbols of a subcarrier n.
  • cosine and sine samples of the sub-carriers of the order n constitute the elements of the vectors COS n [] and SIN n [], these are expressed as follows:
  • the opt-in method has been simulated with initialization 301.
  • initialization 301 The opt-in method has been simulated with initialization 301.
  • extended 64QAM constellation illustrated in FIGS. 6A and 6B:
  • the accumulator A, B accumulates 302 carriers after carrier J time samples corresponding to J samples of the current carrier mapped by an Xln symbol.
  • J is a natural (natural whole).
  • the accumulation occurs for each of the carriers n, n ranging from 1 to M-1.
  • the accumulation results in the addition of J samples to respectively J samples already present.
  • the accumulation module can be initialized to zero.
  • the pre-construction module A simultaneously calculates all J samples of the time response of this carrier mapped by the symbol Xln that could be obtained after OFDM modulation, if this carrier was transformed in the time domain in isolation.
  • the J samples are added to the J samples present at the output of the accumulation module and then stored by the accumulation module B.
  • the different temporal responses are accumulated in the accumulation module B up to the N-1 order carrier to obtain the progressive pre-construction of the signal x (l.Te / 2) over the duration of a block m.
  • the accumulator A, B is registered at the frequency Fe which is represented by a black vertical bar on the accumulation module B.
  • Fe which is represented by a black vertical bar on the accumulation module B.
  • a new symbol Xln is taken into account and the J Samples of the time response of the current carrier n mapped by this symbol Xln are added to the J output samples of module B and then loaded into accumulation module B and the previous contents of module B become found at the exit.
  • This new output corresponds to the J samples already accumulated at the previous orders.
  • the corresponding values of the time samples are then maintained during a clock cycle.
  • the accumulator A, B accumulates in parallel on the one hand the real samples Pn [] and on the other hand the imaginary samples Qn [].
  • the result of the accumulation is used to initialize 303 the 2nd storage modulus E.
  • all the responses of the subcarriers mapped with the symbols of a block Xln m are loaded in module E.
  • initialization 303 occurs due to the switching of a switch SW1 which connects the output of the 1 storage modulus B with entries 2nd E. accumulation module
  • This mode makes it possible to simply switch to the same symbol time, that is to say in the total time of the current block m.
  • the module H receives as input the symbols Xln of a block.
  • This module is a line to time delay the size N of a block.
  • the first symbol XIO of the index block m comes out of the delay line the clock stroke following the initialization of the module E by the vector B N _ 1 [] corresponding to the same index block m and therefore simultaneously the presence of the vector B N _ 1 [] at the output of the accumulation module B which is a buffered module.
  • the module G provides the complex correction data Gn for each symbol Xln of the current block m.
  • Gn When Xln is not a duplicated symbol then Gn equals 0.
  • Gn allows to pass from the duplicated symbol to its dual in the extended constellation or vice versa according to the initialization value of Xln:
  • the accumulator D, E is registered at the frequency Fe which is represented by a black vertical bar on the accumulation module E and its operation is similar to the accumulator A, B.
  • the accumulator D, E accumulates 307 carrier after carrier J time samples corresponding to J samples of the current carrier mapped by the complex correction data Gn under control of the correction control Val signal.
  • the accumulation occurs for each of the carriers n, n ranging from 1 to M-1.
  • the accumulation results in the addition, under control of the correction control signal Val, of the J samples to respectively J samples already present.
  • the different temporal responses are accumulated in the accumulation module E, under control of the correction control signal Val, up to the order carrier Nl to obtain the progressive pre-construction of the signal x '(l.Te / 2) over the duration of a block m.
  • the output signal at the order n of the block E is noted
  • the module D pre-builds gradually the sequence of J complex samples of the temporal response of the signal Dn [] to determine the new X'n mapping resulting from the choice between a duplicated symbol and its dual.
  • the time response of the output signal In [] of the accumulation module must be in accordance with x '(l.Te / 2) obtained after OFDM modulation.
  • the complex temporal response of all the sub-carriers mapped by the symbols Xln has already been loaded into the accumulation module E at its initialization and the operation is linear. It is then sufficient to calculate and accumulate in the module E the complex temporal components of the sub-carriers mapped respectively by the complex correction data Gn each time the change of constellation point is validated by the signal Val and nothing accumulate otherwise.
  • the pre-construction module D simultaneously calculates the J samples of the temporal response of this carrier mapped by the complex correction data Gn that could be obtained after OFDM modulation. if this carrier was transformed in the time domain in isolation.
  • the accumulation module E accumulates 307, under control of the signal Val de correction control, carrier after carrier the output vector of the module D added to the output vector of the accumulation module E.
  • the accumulation module E accumulates in parallel on the one hand the real samples EPn [] and on the other hand the imaginary samples EQn [].
  • the output signal E n [] of the accumulation module E is expressed as:
  • the accumulation 307 gives at the output of the block E:
  • the vectors £ ) dP; [] and DdQ ; [] correspond to the 2.J temporal samples of the current carrier i mapped respectively by the real component and by the imaginary component of the complex correction data Gi available at the output of the module D.
  • the module D receives successively at the rate of the clock correction data Gn for each symbol Xln following and the 2x2.
  • N (L 2) time samples in cosine and sine of the corresponding subcarrier in the OFDM block.
  • the module F detects 304 the P samples and compares 305 their power with that of the P samples obtained at the previous order, that is to say before the accumulation of the time vector from the module D preconstructed from the mapping by Gn .
  • the module F compares for the current carrier n, thus initially mapped by the duplicated symbol Xln, the peak power of the accumulated time signal with that obtained when the symbol Xln is replaced. by its dual version in the extended constellation. From the result of the comparison, it generates a decision signal Val in the direction of the least power to keep the accumulated signal which takes into account the mapping by the initial symbol Xln or substitute by its dual XDn to take into account the mapping by the dual.
  • One embodiment of the module F illustrated in FIG. 3C is detailed below.
  • the detection module F1 detects 304 P samples from J samples of the vector SUM n [] which have a power greater than a threshold a and sets the other samples to zero.
  • the detection 304 intervenes for the current carrier before validation by the signal Val of the loading in the accumulation module E.
  • the module F1 resets the values of signal between - a and + a and retains only the peak values. This threshold value a sets the desired final PAPR level.
  • the output of the module F1 is a complex signal vector defined as follows:
  • the module F2 calculates from the output signal of the module F1 the power of the peaks greater than a according to the equation:
  • F2P n [ ⁇ FlP n f + (FlQ nil ) 2 ]
  • the output of the module F2 is directed simultaneously on a module F3 and a module F4.
  • the module F3 is a module which introduces a unit delay which makes it possible to obtain the power obtained before the accumulation in the accumulation module E of the contribution on the preconstructed signal x '(lTe / 2) of the correction data item Gn .
  • the comparison module F4 compares the power of the peaks of the pre-built signal comprising the contribution of the carrier to the order n mapped by Gn with the output of the module F3. This comparison therefore amounts to comparing for each duplicated symbol the power of the peaks of the preconstructed temporal signal with that obtained when the symbol is replaced by its dual version in the extended constellation.
  • the complex correction data Gn has the effect during loading of reducing the amplitude of the detected peaks.
  • the 2nd accumulation module E is reset to process the next block of OFDM index m + 1.
  • the processing module of the device DIS comprises a 3rd identical processing stage to the 2 nd stage and cascaded after the 2nd stage.
  • Modules 3rd stage are referenced in the diagram of Figure 5B with the same letter with a 'the same module 2nd Floor.
  • the threshold '3rd stage is greater than or equal to the threshold of the preceding stage.
  • the 1st stage does not include an initialization module I with reference to FIG. 3B.
  • the 3 rd stage makes it possible to be completely free from the conditions of initialization of the 1st stage.
  • the constellation is extended according to 2 levels.
  • the 2nd expansion stage has the advantage of increasing the number of duplicate points. This increase is particularly well suited for small IFFT sizes, for example 64, by increasing the probability of being able to correct a symbol in an OFDM block.
  • the extended constellation has the advantage of respecting Gray's coding. It has 36 duplicate points, which represents a proportion of more than one point out of two for a 64QAM and which represents statistically a minimum of about 15 to 20 correction points for an IFFT64.
  • the extended constellation comprises the symbols Xn and the extended symbols XEn according to a first level:
  • each extension level is used by one stage to correct the corresponding duplicate symbols.
  • the possible increase of the threshold a 'with respect to the threshold a makes it possible to obtain a level of homogeneous PAPR on the set of OFDM symbols of the final signal.
  • Example complex correction data Gn is set for the 2 nd stage:
  • the XDn dual symbol of Xln is obtained simply by performing the operation:
  • the transformation module may comprise several cascaded stages, the threshold of the stage n + 1 being greater than or equal to the threshold of stage n, n> 1.
  • the constellation is extended according to N-1 levels when the transformation module comprises N stages.
  • the device and the method implemented are not iterative because the stages simultaneously process different blocks of symbols, these blocks being successive from one floor to the next floor.
  • the construction of the extended constellation in the complex plane is done by duplicating a fraction of the points of the original constellation and positioning these points in the following complex plane a Gray mapping to additional positions associated with a modified M '-ary alphabet.
  • the construction is carried out by central symmetry followed by a homothety of ratio R greater than 1 and a phase rotation corresponding to an increment of a phase state of the original constellation. The points to duplicate are selected so that a Gray mapping is kept on the extended constellation.
  • the construction of the extended symbols in the extended constellation is done by determining a circle of radius R greater than one and positioning the duplicated symbols on this circle following the phase states of the original constellation such that Gray's mapping is preserved.
  • the construction is carried out by central symmetry of the point to be duplicated, followed by a homothety of center 0 and ratio R and then a phase rotation corresponding to a phase increment of the original modulation.
  • the points to be duplicated are such that one element out of two is considered so as to respect a Gray mapping.
  • Figure 6F illustrates this construction for eight-state phase modulation.
  • FIG. 4 The simplified structure of a device for transmitting an OFDM signal implementing a transmission technique according to the invention is illustrated in FIG. 4.
  • a transmission device comprises a storage module 40 comprising a buffer memory M, a processing unit 41, equipped for example with a microprocessor jilP, and driven by the computer program 42, implementing the transmission method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program 42 are for example loaded into a RAM memory M before being executed by the processor of the processing unit 41.
  • the processing unit 41 receives as input complex symbols Xn on which data representative of a source signal have been mapped.
  • the microprocessor of the processing unit 41 implements the steps of the transmission method described above, according to the instructions of the computer program 42, to perform a correction of the modulation constellation to reduce the PAPR of the transmitted signal S ' (t).
  • the transmission device comprises:
  • This chain includes:
  • a first configuration for implementation is as follows:
  • the initial MAQ64 constellation is shown in Figure 7A and the MAQ64 constellation extended in Figure 7B.
  • the evolution of the parameter a as a function of the index n of the current carrier is shown in FIG. 8.
  • the function of n was experimentally defined in pieces with a final value of 6 dB. Starting from a higher value, the final value of 6 dB determines the level of PAPR that is output after OFDM modulation. When the final value is less than 6 dB, there is no longer any gain progression and, on the contrary, a re-increase of the PAPR can be observed below 5.5 dB.
  • the curves of FIG. 9 represent the modulus of the time signals without and with PAPR reduction processing according to the invention for a equal 6 dB.
  • the comparison of the two curves shows that the peak signal peaks have been resorbed to achieve, after correction, a reduced and relatively uniform maximum level.
  • One way of quantitatively characterizing the efficiency of the PAPR reduction algorithm is to record the CCDF curve which provides the probability that the signal amplitude exceeds a certain threshold (PAR0) relative to the average signal power.
  • the reference curve of CCDF and the curve for parameterized according to FIG. 8 are represented in FIG. 10.
  • the rate of CCDF at 10 -2 typically serves as a benchmark for comparing the performance of PAPR reduction systems.
  • a second configuration for implementation is as follows:
  • This implementation corresponds to the second embodiment of the method and the device according to the invention previously described with reference to FIGS. 5A and 5B.
  • the initial MAQ64 constellation is represented in FIG. 11A
  • the extended MAQ64 constellation according to a 1st level is represented in FIG. 11B and according to a 2 nd level in FIG. 11C.
  • the method according to the invention is parameterized as follows: value of the parameter a
  • the curves of FIG. 12 represent the modulus of the time signals without and with PAPR reduction processing according to the invention.
  • the comparison of the two curves shows that the peak signal peaks have been resorbed to achieve, after correction, a reduced and relatively uniform maximum level.
  • CCDF CCDF
  • PAR Prob
  • PAR0 10 "2 the reduction of PAPR is about 2.9 dB
  • the CCDF at 10 "2 is generally used as a benchmark for comparing the performance of PAPR reduction systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé (300) de transmission d'un signal OFDM avec réduction du PAPR du signal émis. La réduction est obtenue par un traitement qui comprend une transformation de M symboles XIn de la constellation initiale étendue en M symboles corrigés X'n. La correction (306) est déterminée à partir d'une pré-construction (302, 307) du signal temporel avant IFFT effectuée porteuse après porteuse et en utilisant (304, 305) un critère de décision basé sur une mesure de puissances des crêtes du signal préconstruit.

Description

PROCEDE DE TRANSMISSION D'UN SIGNAL MULTI PORTEUSE AVEC REDUCTION DU PAPR DU SIGNAL ÉMIS Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des transmissions radiofréquence pour lesquelles une modulation multi porteuse, notamment de type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplex » en anglais, pour « multiplexage par répartition orthogonale en fréquence »), est utilisée.
Cette technique de modulation multi porteuse permet notamment de s'affranchir de l'interférence entre symboles généralement observée sur un canal à trajets multiples et elle est robuste aux canaux sélectifs en fréquence. En outre, cette technique présente une très bonne efficacité spectrale et permet d'économiser des ressources spectrales radio par la mise en œuvre de réseaux mono-fréquence. Compte tenu du caractère multi porteuse, on parle parfois des sous porteuses de la modulation pour établir une distinction avec la porteuse RF. Dans la demande, les termes porteuses et sous porteuses désignent la même chose lorsqu'ils sont associés à la modulation OFDM.
Du fait de sa robustesse intrinsèque aux canaux multi-trajets et aux canaux sélectifs en fréquence, la modulation OFDM est utilisée dans de nombreux systèmes de communication numérique (ADSL, WiFi, 3GPP LTE de l'anglais « 3rd Génération Partnership Project » et « Long Term Evolution ») » et des systèmes de diffusion (DAB de l'anglais « Digital Audio Broadcasting », DVB-T de l'anglais « Digital Video Broadcasting - Terrestrial », DVB-T2, DVB-H, DVB-NGH, DRM, etc).
Un inconvénient majeur de la technique OFDM est inhérent aux fortes fluctuations en amplitude de l'enveloppe du signal modulé et donc aux variations importantes de la puissance instantanée.
En effet, dans le domaine temporel, la sommation de ces multiples porteuses modulées de façon indépendante s'effectue en puissance la majeur partie du temps, mais aussi de façon cohérente ce qui conduit à des pics de puissance instantanée qui peuvent surpasser de plus de 10 dB la puissance moyenne du signal à certains instants.
Le rapport puissance crête à puissance moyenne (PAPR de l'anglais « Peak to Average Power Ratio ») des signaux émis, en d'autres termes le facteur qui caractérise le niveau de ces pics de puissance par rapport à la puissance moyenne du signal, est ainsi généralement très élevé et il augmente avec le nombre N de porteuses.
Les amplificateurs de puissance présentent des caractéristiques non-linéaires qui, couplées à l'amplification des signaux dits à fort PAPR conduisent à des distorsions : remontée spectrale du niveau des lobes secondaires, génération d'harmoniques, création d'interférences entre symboles non linéaires, création d'interférences entre porteuses. Ainsi, ces distorsions entraînent notamment des erreurs de transmission et une dégradation du taux d'erreur binaire (TEB).
Plus précisément, on utilise, selon un mode de réalisation particulier, un signal OFDM de bande B constitué de la somme de N porteuses orthogonales modulées régulièrement espacées d'intervalle de fréquence Δί tel que : B = N. Af. Pour un bloc OFDM donné, chaque porteuse est modulée par un symbole Xn appartenant à une constellation (QPSK, MAQ16, etc.). La transformée de Fourier inverse (IFFT) du signal fréquentiel de bande B fournit alors dans le domaine temporel le signal x{t) à transmettre. Dans le domaine temporel, la durée d'un symbole OFDM est de N.Te = Ι/Δί, avec Te la période d'échantillonnage, et a pour expression :
JV- l
x t = -_= . y Xn. e>2 -nA-f , 0≤ t < N. Te En supposant que les variables Xn sont aléatoires, statistiquement indépendantes et centrées, on en déduit le PAPR du signal OFDM :
D Δ DD — maX0≤t<N.Te- \x(t) \ 2
E. [\x(t) \2]
Avec cette définition le PAPR peut devenir aussi grand que N dans le cas particulier mais aussi très rare où = 1 compte tenu que x(t) est l'IFFT de variables aléatoires discrètes.
En pratique, les pics de PAPR d'une amplitude donnée surviennent suivant une certaine probabilité d'apparition. Il est notamment peu probable que l'amplitude du signal soit aussi grande que N et ce d'autant plus que N est grand. Par suite, de manière classique, pour caractériser le PAPR d'un système OFDM, on fait appel à la fonction de distribution cumulative complémentaire (CCDF) qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil. Cette fonction est la plus utilisée pour caractériser les systèmes de réduction de PAPR et a pour expression :
CCOFPAPR = Pr[PAPR (XL) > γ ]
~ l - (l - e ~Y)N
Par exemple, dans le cas d'un signal comportant 2048 porteuses et si les convertisseurs numérique analogique et/ou analogique numérique et les amplificateurs de puissance ne travaillent pas avec un écart de dynamique entre puissance moyenne et puissance crête d'au moins 12,2dB, ce qui représente pour l'amplificateur un rapport de puissance de fonctionnement de 1 à 16, alors cette équation indique que le signal ne peut pas être correctement transmis sans saturation d'échantillon dans au moins un symbole sur cent. En dessous de cette marge de 12,2 dB le signal est écrêté ou pour le moins fortement distordu avec des répercussions sur les conditions de transmission et de réception. Art antérieur
Dans la littérature, de nombreuses techniques ont déjà été proposées pour pallier ce problème.
Une solution courante consiste à s'assurer que la plage de fonctionnement de l'amplificateur reste limitée à une zone d'amplification linéaire, ce qui limite malheureusement le rendement de l'amplificateur (quelques % au lieu de classiquement 50 %) et donc une augmentation importante de la consommation de l'émetteur. Ceci est une contrainte très forte pour l'utilisation de l'OFDM notamment dans les terminaux mobiles, sachant que la consommation de l'amplificateur de puissance peut représenter plus de 50% de la consommation totale d'un terminal.
Une deuxième approche est l'application d'une contrainte ou codage sur la séquence de données émise pour limiter le PAPR. Cette méthode consiste à construire un jeu de mots de code qui minimise le PAPR. Plusieurs techniques de construction de ces codes ont été proposées. L'avantage de cette solution réside dans le fait qu'elle n'introduit pas de distorsion. En revanche, l'efficacité spectrale est pénalisée sans même pour autant apporter un gain de codage. De plus, à ce jour, son champ d'application est limité aux modulateurs OFDM à faibles nombres N de porteuses du fait d'une trop grande complexité de calcul.
Une troisième approche, appelée communément « technique TI-CES (de l'anglais « Tone Injection — Constellation Extension Scheme »), propose d'augmenter le nombre de points des constellations qui modulent les porteuses OFDM afin que pour un point de la constellation d'origine il puisse correspondre plusieurs possibilités de coordonnées dans la nouvelle constellation. Selon cette approche, ce degré de liberté supplémentaire est utilisé pour générer un signal de plus faible PAPR. Cependant, cette méthode présente plusieurs inconvénients du fait que l'extension de constellation va conduire à un accroissement de la puissance moyenne du signal puisque les symboles supplémentaires ont des niveaux de puissance supérieurs. En outre, la sélection de la meilleure possibilité de coordonnées pour chaque point requiert un accroissement de la complexité du calcul mis en œuvre, le rendant inadapté à une implémentation matérielle pour le traitement de signaux en temps réel.
Une quatrième approche appelée communément « technique CD (de l'anglais «Constellation Distortion») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur l'hypothèse selon laquelle le niveau de sortie de l'amplification d'émission est limité par les pics de plus fort PAPR et que si l'amplitude de ces pics peut être diminuée alors la puissance émise peut être augmentée. Selon cette technique, pour un taux de distorsion donné, un problème d'optimisation, dit convexe est résolu afin d'élaborer un signal OFDM avec un niveau de PAPR global minimal. Cependant, cette méthode nécessite d'augmenter de façon très significative la puissance moyenne de sortie pour compenser la perte en terme de rapport signal à bruit. En outre, la complexité de calcul mise en œuvre augmente de manière exponentielle lorsque l'ordre de constellation devient élevé.
Une cinquième technique appelée communément « technique ACE (de l'anglais « Active Constellation Extension ») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur un déplacement effectué dans le sens d'un éloignement des axes de décision. Cependant, de la même manière que pour les deux méthodes précédentes, cette technique se caractérise par une efficacité moindre pour des constellations d'ordre élevé par l'accroissement de la puissance moyenne du signal, et par une complexité de calcul très élevée.
Une sixième méthode appelée communément « technique TR (de l'anglais « Tone Réservation ») » propose de réserver certaines porteuses du multiplex OFDM, qui ne transportent pas d'informations mais des symboles optimisés à l'émission pour réduire le PAPR. L'optimisation de ces symboles peut être effectuée en utilisant par exemple un algorithme d'optimisation convexe de type SOCP (Second Order Cone Programming). Tout comme la méthode précédente, cette solution n'apporte pas de distorsion au signal émis, mais un inconvénient majeur de cette méthode réside dans le fait qu'un certain nombre de porteuses, doivent être réservées pour pouvoir réduire le PAPR de façon significative. Ces porteuses ne sont pas utilisées pour émettre des données d'informations utiles, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale.
Une septième technique appelée « Selected Mapping » consiste à appliquer une rotation de phase à chaque symbole de la séquence à transmettre. Plusieurs motifs de rotation de phase peuvent être définis. Pour chaque motif appliqué à la séquence à transmettre, on effectue les opérations pour obtenir un signal OFDM correspondant, et on transmet celui présentant le plus faible PAPR. De nouveau cette technique n'apporte pas de distorsion, mais elle nécessite de communiquer au récepteur la séquence de rotation utilisée à l'émission avec une très grande fiabilité, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale et une augmentation significative de la complexité du système pour acheminer le motif de rotation appliqué via un canal dédié. En outre, si cette transmission est erronée, toute la trame OFDM sera perdue. Elle augmente également la complexité à l'émission, puisque plusieurs traitements doivent être effectués en parallèle, pour choisir ensuite le plus efficace. Les autres traitements ont été effectués inutilement, et ne sont pas exploités.
Une dernière approche est la technique de « clipping » ou limiteur qui consiste à écrêter l'amplitude du signal lorsqu'il dépasse un seuil prédéfini. Mais cet écrêtage est par nature non linéaire et introduit une distorsion du signal émis se traduisant non seulement par un TEB dégradé mais également par une remontée des lobes secondaires de la DSP (Densité Spectrale de Puissance).
Dans ce contexte particulier, les inventeurs ont donc identifié un besoin pour une nouvelle technique permettant d'améliorer la réduction du PAPR tout en restant simple à implémenter.
Exposé de l'invention
L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission d'un signal OFDM dont le traitement avant émission comprend :
un mapping de données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0< n < M, n et M étant des naturels, Xn=An+jBn, An et Bn étant des réels,
une transformation de M symboles Xln de la constellation étendue en M symboles corrigés X'n, un symbole Xln étant égal à un symbole Xn ou au symbole dual de ce symbole Xn dans la constellation étendue,
un mapping des M symboles corrigés X'n sur M parmi N porteuses d'un modulateur OFDM pour générer un symbole OFDM, N étant un naturel, M<N, le signal OFDM résultant de la succession des symboles OFDM,
tel que la transformation comprend dans un 1er étage de transformation, pour chaque porteuse d'ordre n, n allant de 1 à M- 1 :
une étape d'accumulation dans un 1er accumulateur respectivement à J échantillons déjà présents de J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par un symbole Xln de la constellation étendue, J étant un naturel, et tel que la transformation comprend dans un 2e étage de transformation :
une étape d'initialisation d'un 2nd accumulateur avec les J échantillons accumulés dans le 1 r accumulateur,
et comprend dans ce 2e étage, pour chaque porteuse d'ordre n, n allant de 1 à M- 1 :
une étape de détection de P échantillons, parmi les J échantillons en sortie du 2nd accumulateur à l'ordre n auxquels sont additionnés J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par une donnée de correction complexe Gn, présentant une puissance supérieure à un seuil a et de mise à zéro des J-P autres échantillons, P étant un naturel,
une étape de comparaison de la puissance de ces P échantillons avec la puissance des P échantillons obtenus à l'étape précédente de détection pour délivrer un signal de contrôle de correction,
une étape de correction du symbole Xln avec la donnée de correction complexe Gn sous contrôle du signal de contrôle de correction pour obtenir le symbole corrigé X'n, une étape d'accumulation dans le 2nd accumulateur respectivement à J échantillons déjà présents des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par la donnée de correction complexe Gn, sous contrôle du signal de contrôle de correction.
L'invention concerne également un dispositif de transmission d'un signal OFDM. Selon l'invention, le dispositif comprend :
un module de mappage pour mapper des données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0< n < M, n et M étant des naturels, Xn=An+jBn, An et Bn étant des réels,
un module de transformation pour transformer M symboles Xln de la constellation étendue en M symboles corrigés X'n, un symbole Xln étant égal à un symbole Xn ou au symbole dual de ce symbole Xn dans la constellation étendue,
un modulateur OFDM à N porteuses pour générer un symbole OFDM à partir des M symboles corrigés X'n mappés sur M porteuses parmi les N porteuses, N étant un naturel, M<N, le signal OFDM résultant de la succession des symboles OFDM, le module de transformation comprenant dans un 1 r étage :
un 1er accumulateur pour accumuler porteuse après porteuse à J échantillons déjà présents respectivement J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par un symbole Xln de la constellation étendue, n allant de 1 à M-l, J étant un naturel,
et comprenant dans un 2e étage :
un module de détection, porteuse après porteuse, de P échantillons, parmi les J échantillons en sortie d'un 2e accumulateur à l'ordre n auxquels sont additionnés J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par une donnée de correction complexe Gn, présentant une puissance supérieure à un seuil a et de mise à zéro des J-P autres échantillons, P étant un naturel,
un module de comparaison de la puissance de ces P échantillons avec la puissance des P échantillons obtenus à l'étape précédente de détection pour délivrer un signal de contrôle de correction,
un module de correction du symbole Xln sous contrôle du signal de contrôle de correction pour obtenir le symbole corrigé X'n,
un 2e accumulateur, initialisé avec les J échantillons accumulés dans le 1 r accumulateur, pour accumuler porteuse après porteuse J échantillons correspondant aux J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par la donnée de correction complexe Gn sous contrôle du signal de contrôle de correction.
Un tel dispositif de transmission est notamment apte à mettre en œuvre le procédé de transmission selon l'invention.
Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive de la réduction de PAPR d'un signal OFDM.
Plus précisément, la présente invention permet d'améliorer les performances de réduction de PAPR avec une complexité de calcul faible au regard des techniques de l'art antérieur. En outre, la présente invention est particulièrement adaptée pour contrôler des corrections de type binaire, notamment celles imposées par les techniques TI-CES. En effet, le procédé selon l'invention sélectionne de manière contrôlée un symbole dupliqué auquel correspond un symbole original ou un symbole étendu d'une constellation étendue. On entend par constellation étendue, une constellation originale à laquelle on ajoute des symboles dits étendus ou duaux. On entend par symbole dupliqué, un symbole qui appartient à la constellation d'origine et auquel correspond un symbole étendu dans la constellation étendue. C'est-à-dire que la donnée représentative du signal source est mappée soit sur le symbole dupliqué soit sur son dual. La correction est dite binaire car il n'y a pas de proportionnalité possible dans les déplacements d'un point de la constellation. Lorsque le symbole n'est pas dupliqué, il n'y a pas de correction. Les symboles étendus sont déterminés de manière à ce que le TEB (Taux d'Erreur Binaire) de la modulation d'origine soit conservé.
Ce type de correction est particulièrement avantageux pour des constellations d'ordre élevé contrairement aux corrections de types CD ou ACE qui perdent en efficacité avec l'augmentation d'ordre de la constellation. En effet, pour une correction de type CD, l'augmentation de l'ordre entraîne la diminution de la distance entre deux points de la constellation et par conséquent la diminution de la latitude de déplacement. Pour une correction de type ACE, l'augmentation de l'ordre entraîne la diminution du nombre de points périphériques relativement au nombre total de points de la constellation et par conséquent la diminution de la latitude de déplacement.
La correction est effectuée selon un critère de décision basé sur une mesure de puissances des crêtes de signal qui conduit à de meilleures performances qu'un critère de décision basé sur un produit de corrélation crête-porteuse.
Le procédé effectue une pré-construction du signal OFDM temporel en utilisant une transformée fréquence-temps qui fait intervenir une modulation des porteuses par les symboles appartenant à la constellation étendue. Cette pré-construction est mise en œuvre par le 1er accumulateur et corrigée au moyen du 2e accumulateur.
Selon un mode particulier, la transformée fréquence-temps est une transformée de Fourier inverse discrète. Selon un mode particulier, la transformée de Fourier inverse est une transformée rapide (IFFT). Par la suite, les acronymes IFFT désignent la transformée fréquence- temps mise en œuvre par le modulateur OFDM permettant de générer le signal OFDM.
Selon une particularité de mise en œuvre de la pré-construction, le procédé développe le calcul d'une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc de N porteuses, dont M porteuses sont mappées par M symboles Xln en effectuant le calcul porteuse après porteuse et pour une porteuse n donnée mappée par Xln, en calculant chaque échantillons 1 temporels, 1 variant entre 0 et J -1. Le procédé détermine ainsi les échantillons temporels associés à une porteuse mappée par Xln. L'accumulation consiste ensuite à additionner les J échantillons temporels de la porteuse courante n respectivement aux J échantillons précédents déjà accumulés concernant les porteuses jusqu'à l'ordre n-1.
Cette pré-construction intervient dans le domaine fréquentiel c'est-à-dire avant la mise en œuvre du modulateur OFDM.
Cette pré-construction initialise une seconde pré-construction. Cette 2nd préconstruction ne prend alors en compte pour la modulation des porteuses que les corrections éventuelles sur les symboles Xln. Selon la valeur d'initialisation du symbole Xln, ces corrections consistent à garder le symbole Xln ou à passer du symbole dupliqué à son symbole étendu ou inversement du symbole étendu au symbole dupliqué en fonction de leur apport relatif sur la puissance du signal en sortie d'accumulation. Lorsque Xln n'est ni un symbole dupliqué, ni un symbole étendu, la correction est nulle, l'accumulation est inchangée.
Selon une particularité de mise en œuvre, le procédé développe le calcul d'une transformée de Fourier discrète inverse d'un bloc de N porteuses, dont les porteuses sont mappées par les corrections Gn en effectuant le calcul porteuse après porteuse et pour une porteuse n donnée mappée par Gn, en calculant chaque échantillons 1 temporels, 1 variant entre 0 et J-l. Le procédé construit ainsi en parallèle les J échantillons temporels associés à une porteuse mappée par Gn. L'accumulation dans le 2nd accumulateur consiste à additionner sous contrôle les J échantillons temporels de la porteuse courante n mappée par Gn respectivement aux J échantillons précédents déjà accumulés concernant les porteuses jusqu'à l'ordre n-1. L'étape d'accumulation dans le 2nd accumulateur est plus simple que dans le 1er accumulateur car elle intervient sous contrôle du signal de correction, c'est-à-dire au plus pour les symboles dupliqués et/ou étendus.
L'invention utilise, pour la réduction du PAPR un asservissement temps réel de la correction d'une porteuse d'ordre n par rapport aux porteuses précédemment corrigées, c'est-à- dire d'ordre inférieur, d'un même bloc OFDM. Il faut entendre par correction d'une porteuse d'ordre n, une correction éventuelle du symbole Xln par la valeur Gn pour passer du symbole dupliqué au symbole étendu ou inversement et déterminer le symbole X'n=XIn+Gn ou X'n=XIn qui mappe la porteuse n du modulateur OFDM lors de la modulation OFDM.
Cet asservissement est notamment basé sur la mise en œuvre pour corriger le symbole de constellation modulant la porteuse d'ordre n d'une détection de P échantillons dont l'amplitude dépasse un seuil a parmi les J échantillons temporels issus de la somme des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par Gn avec respectivement les J échantillons temporels représentatifs de la somme des réponses temporelles des porteuses précédemment corrigées et accumulées. En d'autres termes, parmi les J échantillons temporels préconstruits modifiés de l'apport des J échantillons temporels de la porteuse mappée par Gn, le procédé détecte le ou les pics supérieurs à un seuil prédéterminé a. La valeur du seuil fixe le niveau de PAPR final recherché. Une comparaison de la puissance de ces crêtes avec la puissance des crêtes détectées à l'étape précédente revient à comparer l'impact relatif sur le PAPR du mappage de la porteuse n par le symbole dupliqué ou par le symbole étendu. Si l'impact du symbole dupliqué est moindre que l'impact du symbole étendu et réciproquement alors le signal de contrôle est positionné en conséquence. Par exemple, si le symbole Xln est initialisé à la position du symbole dupliqué et si l'apport sur le PAPR du symbole étendu est moindre alors le signal de contrôle autorise l'accumulation des J échantillons temporels de la porteuse mappée par Gn aux J échantillons précédemment accumulés. Le même signal autorise la correction du symbole Xln pour obtenir le symbole corrigé X'n=XIn+Gn. Par contre, si l'apport sur le PAPR du symbole étendu n'est pas moindre alors le signal de contrôle n'autorise pas l'accumulation des J échantillons temporels de la porteuse mappée par Gn aux J échantillons précédemment accumulés, le résultat d'accumulation reste inchangé. Le même signal interdit la correction du symbole Xln pour obtenir le symbole corrigé X'n=XIn. Le procédé agit ainsi sur le PAPR en comparant, pour chaque symbole courant Xln, la puissance des crêtes du signal temporel pré-construit, avec celle qui serait obtenue si le symbole était remplacé par sa version duale dans la constellation étendue.
A l'issue des étapes de détection, de comparaison, de correction et d'accumulation mentionnées ci-dessus mises en œuvre pour chacune des M porteuses mappées, le procédé réalise la pré-construction dans le domaine fréquentiel, c'est-à-dire avant la modulation OFDM, du signal temporel corrigé constitué de J échantillons et associé à un bloc OFDM de N porteuses mappées par les M symboles X'n (M<N).
Il est à noter que le terme « pré-construction » signifie que l'on détermine, alors même que l'on est dans le domaine fréquentiel, les échantillons temporels de la réponse du signal qui « pourraient » être obtenus après la modulation OFDM. Ainsi, le terme « préconstruit » est associé aux échantillons temporels éventuellement corrigés avant mise en œuvre du modulateur OFDM.
Il est à noter que la transformée fréquence-temps qui est généralement une transformée de Fourier inverse peut intervenir sur un nombre M de porteuses mappées par les M symboles considérés, inférieur à N le nombre de porteuses du modulateur OFDM. En effet, il est commun de réserver des porteuses pour y insérer des pilotes, pour limiter les problèmes de recouvrement de spectre en mettant à zéro les porteuses des bords et/ou pour éviter une composante continue en mettant à zéro la porteuse centrale.
Par « complexe », on entend « qui peut avoir une valeur réelle et/ou imaginaire telle que cette valeur est par exemple définie par v=a+jb ».
Un tel procédé aboutit donc à une correction très simple du signal temporel OFDM du fait que seules les porteuses d'un bloc OFDM mappées par un symbole dupliqué ou étendu peuvent être corrigées. Selon un mode de réalisation, la transformation comprend C étages de transformation identiques au 2e étage et cascadés à la suite du 2e étage, le seuil du cième étage étant inférieur ou égal au seuil de l'étage c-1, c>l.
Selon ce mode, au moins un 3e étage de transformation est cascadé à la suite du 2e étage. L'accumulateur du 3e étage est initialisé par la sortie de l'accumulateur du 2e étage à l'issue des différentes accumulations. C'est-à-dire lorsque les différentes porteuses ont été mappées soit par un symbole de la constellation d'origine, soit par un symbole dupliqué suivant que la puissance des crêtes de signal obtenue par la contribution de la porteuse mappée par le symbole dupliqué est inférieure à la puissance des crêtes de signal obtenue par la contribution de la porteuse mappée par le symbole dual. L'initialisation du 3e étage par la sortie du 2e accumulateur permet à l'invention de s'affranchir de conditions d'initialisation. Le signal après accumulation par le 2e étage présente un PAPR inférieur à a. La sélection pour le 3e étage d'une valeur de seuil inférieure ou égale à la valeur de seuil a du 2e étage permet d'augmenter la diminution du PAPR par rapport à celle obtenue en sortie du 2e étage. Pour un C>1, les étages suivant le 3e étage sont cascadés de manière similaire à la suite du 3e étage. Le seuil de chaque étage est alors inférieur ou égal au seuil de l'étage qui le précède ce qui permet de diminuer le PAPR entre étages successifs.
Selon un mode de réalisation, la constellation est étendue selon deux niveaux de symboles dupliqués, le 1er étage de transformation ne faisant intervenir que les symboles Xn de la constellation, le 2e étage de transformation faisant intervenir les symboles Xn de la constellation et le 1er niveau de symboles dupliqués de la constellation étendue et le 3e étage de transformation faisant intervenir les symboles Xn de la constellation et les 1er et 2nd niveaux de symboles dupliqués de la constellation étendue.
Selon ce mode, l'extension de constellation est formée de deux ensembles de points. Le 1 r ensemble correspond à une extension selon des 1 res règles qui définissent un 1 r niveau de points étendus duaux de points dits dupliqués, le 2nd ensemble correspond à une extension selon de 2nd s règles qui définissent un 2nd niveau de points étendus. Une telle constellation étendue permet d'augmenter le nombre de points dupliqués. Une telle constellation étendue à deux niveaux est plus particulièrement avantageuse lorsque le nombre de points N est inférieur à 256, par exemple pour N=64, car il permet d'augmenter la probabilité de pouvoir introduire une correction par bloc OFDM considéré.
Selon un mode de réalisation, la constellation étendue est une 64QAM étendue à deux niveaux comprenant les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un premier niveau : Xnavec An = --7 Bn G {±^,±^,±j}et XEn ]Bn,
Xnavec Bn = ¾,± }et XEn =An-
Figure imgf000013_0001
Xnavec Bn = -^,Λη G (±i,±^,± }et XEn =An+ j
et les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un second niveau :
5 ( 1) 11
Xn avec An = - , Bn G j± -J et XEn =—— + jBn,
Xn avec An = Bn G [± ± },
XnavecAn = - j,5„ G (+j)et XEn = jBn,
Xnavec Λη = - ^,Bn G +
Xnavec Bn
Figure imgf000013_0002
Xn avec Bn = An G [± ±
Xnavec Bn = - Λη G (±¾et XEn = Λη + j^,
Xnavec Bn =
Figure imgf000013_0003
G +
Xnavec An =- 7,Bn G [±^j et XEn = ~ + )Bn
Xn avec An = -- 7, Bn G {± et XEn = + ]Bn.
Selon ce mode, la constellation étendue est une 64QAM étendue avec 36 symboles dupliqués qui a l'avantage de respecter un codage de Gray. Le nombre de symboles dupliqués par rapport au nombre de symboles de la constellation étendue représente une proportion de plus d'un point sur deux et conduit statistiquement à un minimum d'environ 15 à 20 points de correction qui peuvent être utilisés pour une IFFT de N=64 ce qui en pratique s'avère très suffisant.
Selon un mode de réalisation, le 1er étage de transformation est précédé d'une initialisation des symboles Xln telle que pour un n donné, Xln est égal à Xn lorsque le symbole Xn n'est pas un symbole dupliqué et Xln est égal à Xn ou à son dual lorsque Xn est un symbole dupliqué, le choix entre Xn ou son dual étant paramétrable.
Selon ce mode de réalisation, les symboles Xln sont initialisés avec les symboles de la constellation étendue. Chacun des symboles non dupliqués est identique à un des symboles Xln. Pour les symboles dupliqués, le symbole Xln correspondant est initialisé soit à la valeur du symbole dupliqué soit à la valeur de son symbole étendu. Le choix entre l'un ou l'autre peut être paramétré conformément à des résultats de simulations ou à des résultats d'expérimentations préalables. Le choix paramétrable peut avantageusement permettre d'adapter automatiquement l'initialisation en fonction d'évolutions du système. Selon un mode de réalisation, la constellation étendue est une 64QAM étendue comprenant les symboles suivants :
Xn avec An, Bn G (± i, ± ^ , ± },
Xn avec An, Bn G + ^j,
7 ( 1 3 9
Xn avec An = -, Bn G \ ± -, + - , + et le symbole étendu XEn =— - + ]Bn,
7 ( 1 3 9
Xn avec An =— -, Bn G \ ± - , + - , + et le symbole étendu XEn = - + ]Bn,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn = -, An G + - , + - , + et le symbole étendu XEn = ^ n
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn =— -, An G + - , + - , + et le symbole étendu XEn = ^ n
Cette constellation étendue avec 24 symboles dupliqués a l'avantage de respecter un codage de Gray. Les symboles étendus dits duaux peuvent être obtenus par projection de chaque symbole dupliqué à l'opposé par rapport à l'axe des réels ou des imaginaires du plan complexe, suivi d'un décalage d'une distance inter symbole. Les symboles étendus peuvent donc être déterminés très facilement à partir des symboles dupliqués car ils ont la même partie réelle ou imaginaire que les symboles dupliqués correspondant et une partie imaginaire ou réelle identique au signe près et à un décalage inter symbole près.
Selon un mode de réalisation, le seuil d'un étage de transformation varie en fonction de la porteuse n.
Selon ce mode, la valeur du seuil n'est pas fixe sur l'ensemble des porteuses mais variable. Cette variation peut ne pas être linéaire et peut être déterminée à l'issue de simulations préalables ou à l'issue d'expérimentations. Cette variation permet d'obtenir une réduction de
PAPR plus importante qu'avec un seuil fixe car elle permet d'accentuer la correction.
Selon un mode de réalisation, le seuil d'un étage est donné par la relation suivante : Peak Power Target \ . v J -T g]
(X— . Ι
Average Power L N J
Selon ce mode la valeur du seuil varie de manière continue en fonction de la porteuse n selon une relation déterminée par exemple à l'issue d'expérimentations. La valeur de l'exposant δ peut être égale à deux, K est une constante qui peut être positive ou négative. La valeur Peak Power Target correspond au maximum autorisé de puissance et la valeur Average Power correspond à la moyenne de puissance estimée. Ces valeurs peuvent être déterminées à l'issue de simulations préalables ou à l'issue d'expérimentations.
Selon un mode de réalisation, le nombre J d'échantillons temporels découle d'un facteur entier L, L>1, de sur échantillonnage résultant en J = NL échantillons.
Selon ce mode de réalisation, le procédé selon l'invention construit J=L.N échantillons temporels avec L un entier supérieur ou égal à 1. Lorsque L=l alors J= N. Lorsque L > 1, par exemple lorsque L= 2 ou 4, il y a sur échantillonnage. Un tel sur échantillonnage permet avantageusement d'obtenir une plus grande résolution dans la réduction de PAPR.
Selon un mode de réalisation, l'étape d'accumulation dans le 1 r accumulateur met en œuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante à l'ordre n, pour L=2 :
n-l
Bn [ , / ; - 1] = ^ Ahcos (π. l. -^j + jBIiSin(n. Z. ^)
i=0
avec :
Bn [ ] le vecteur des échantillons temporels résultant de l'accumulation dans le 1er accumulateur,
Te =— la période d'échantillonnage et O≤ Z < / = iV. L = 2. N.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend en outre une étape de génération des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n. Ces échantillons peuvent être calculés algébriquement ou peuvent être stockés dans une zone mémoire en fonction par exemple des capacités de calcul du système et/ou des capacités de mémoire et/ou des temps d'accès à ces mémoires. Ces échantillons peuvent être sous forme de réels dont un représente la partie en cosinus et l'autre la partie en sinus ou dont un représente l'amplitude de la valeur complexe et l'autre la phase.
Selon un mode de réalisation, le module de transformation comprend C étages de transformation identiques au 2e étage et cascadés à la suite du 2e étage, le seuil du cième étage étant inférieur ou égal au seuil de l'étage c-1, c>l .
L'invention a en outre pour objet un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission selon l'invention lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
L'invention a en outre pour objet un support d'information comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre des étapes du procédé selon l'invention lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un dispositif de transmission OFDM.
L'invention a en outre pour objet, un signal OFDM obtenu par la mise en œuvre d'un procédé selon l'invention.
Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
la figure 1 illustre le principe du traitement de signal sur lequel repose l'invention, la figure 2 est un schéma synoptique du traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR mis en œuvre par un système de transmission, la figure 3A est un organigramme des principales étapes d'un procédé de transmission selon un premier mode de réalisation de l'invention,
la figure 3B est un schéma d'un dispositif de réduction du PAPR selon l'invention, selon un premier mode de réalisation,
la figure 3C est un schéma d'un mode de réalisation d'un module de détection de pics et comparaison de puissance entre pics,
la figure 4 illustre la structure simplifiée d'un dispositif de transmission selon l'invention,
les figures 5 A et 5B sont des schémas d'un dispositif de transmission selon l'invention, selon un deuxième mode de réalisation,
les figures 6A et 6B représentent respectivement une constellation 64QAM d'origine et la constellation étendue selon un exemple,
les figures 6C et 6D représentent la constellation 64QAM de la figure 6A étendue respectivement selon un premier niveau et selon un second niveau, selon un exemple, la figure 6E illustre un exemple de construction des symboles étendus pour une constellation s2-QAM avec s égale 8,
la figure 6F illustre un exemple de construction des symboles étendus pour une modulation de phase à huit états,
les figures 7 A et 7B représentent respectivement une constellation 64QAM d'origine et la constellation étendue selon un exemple,
la figure 8 représente une courbe de l'évolution du paramètre a en fonction de l'indice n de la porteuse courante selon un exemple,
la figure 9 représente des courbes du module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR avec le dispositif selon l'invention de la figure 3B et pour a égal à 6dB,
la figure 10 représente des courbes de CCDF dont une de référence et celle obtenue pour a égal à 6dB avec le dispositif selon l'invention de la figure 3B,
les figures 11 A, 11B et 11C illustrent respectivement une constellation MAQ64 initiale et étendue successivement selon un premier et un second niveaux suivant les traitements effectués par le dispositif selon l'invention des figures 5A et 5B,
la figure 12 représente des courbes du module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR avec le dispositif selon l'invention des figures 5 A et 5B,
la figure 13 représente des courbes de CCDF dont une de référence et celles obtenues avec le dispositif selon l'invention des figures 5A et 5B.
Description de modes de réalisation de l'invention La figure 1 illustre le principe du traitement du signal sur lequel est basée l'invention. La réduction de PAPR doit s'appliquer au signal temporel S(t) qui « serait » émis sans correction en sortie du dispositif de transmission OFDM.
Le signal temporel S(t) n'étant pas connu du procédé selon l'invention, ce dernier pré- construit un signal numérique représentatif du point de vue dynamique et valeurs de crête, du signal analogique en sortie du dispositif de transmission. En d'autres termes, cette préconstruction consiste à obtenir une « image » du signal analogique en sortie du dispositif de transmission et à corriger, si nécessaire, au fur et à mesure, porteuse par porteuse, chaque symbole de constellation modulant une porteuse afin d'obtenir un signal préconstruit et corrigé dont le PAPR est réduit.
Le signal temporel S(t) est obtenu à l'issu d'un traitement représenté de manière simplifié sur la figure 1. Les symboles Xn sont pris par bloc en entrée, bloc dit OFDM, et après traitement on obtient le signal temporel S(t). Chaque symbole de constellation Xn est défini par un couple de valeurs réelles (An, Bn) qui définissent les coordonnées du symbole de constellation Xn dans le plan complexe :
Xn= An+j.Bn (1).
Il est bien entendu qu'un signal complexe peut être représenté par ses composantes réelle et imaginaire sous la forme An+j.Bn ou sous la forme CneJ(p = Cncosç + jCnsinç.
Le traitement comprend une transformée fréquence-temps 41 à N fréquences appelées porteuses, considérée à des fins d'illustration comme étant une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT). Cette transformée permet une détermination des échantillons temporels à partir de la modulation des porteuses par respectivement les symboles du bloc OFDM considéré. Cette détermination peut être décomposée en deux calculs effectués en parallèle, un pour les composantes réelles (An) et un pour les composantes imaginaires (Bn) des symboles de constellation Xn. De manière générale, il peut être considéré que seules M porteuses sont modulées par des symboles, le reste des porteuses étant réservées, M <N, M étant un entier. En particulier, les premières et dernières porteuses d'un bloc OFDM ne sont généralement pas modulées afin d'éviter des problèmes de recouvrement du spectre fréquentiel associé à chaque bloc OFDM. Pour simplifier la description, il est considéré que les N porteuses sont modulées par des symboles Xn, M=N, n étant un entier tel que 0<n< N-1. Le signal obtenu peut s'exprimer sous la forme :
l.j.n.-.k.Te
xik. Te) = ∑^ Xn. e (2) avec Te = 1/Fe la période d'échantillonnage, t = k. Te, 0≤ k < K = N et K. Te = T la durée du bloc OFDM considéré et donc d'un symbole OFDM.
Le traitement est suivi d'une transposition 42 en bande de base avec la fréquence Fe/2 : y k. Te) = ∑%=è cos(k. n). Xn. e (4) la porteuse à Fe/2 s' exprimant sous la forme :
e 1 = cos(k. π) (3)
'un sur-échantillonnage 43 d'un facteur L à une fréquence égale donc à L.Fe :
Figure imgf000018_0001
avec t = 1. Te/L et 0≤ 1 < y = LN.
A l'issue d'une conversion numérique analogique idéale 44 le signal z(t) peut être
Te
considérée comme la limite de y(Z.— ) lorsque L tend vers l'infini :
z(t) = limL→∞y (/. ) (6)
Le signal réel modulé 45 sur une fréquence porteuse v s'exprime sous la forme :
5(t) = Re[z(t)p(t)] (7) ou sous la forme avec arg[z(t)] = 9(t) :
Figure imgf000018_0002
La réduction du PAPR revient à limiter les variations d'amplitude du signal OFDM : |5(t)| < a Vv. Cette contrainte est vérifiée si :
Figure imgf000018_0003
Figure imgf000018_0007
En effet, si | (Z.— )| < a VL alors |y('-~)| < # VL puisque y(t) est identique à x mais transposé en bande de base.
I Te I
Si ('-~) < « VL alors |z(t)| < a compte tenu que :
z(t) = Ιίητι→∞γ(ΐ. ).
Si \z(i)\ < alors afortiori \z(i)\cos(9(t) + 2πνί) < a Vv puisque
cos(e(t) + 2nvt)≤ 1. Par suite, \z(t)\Re[eje{t)ej2nvt] < a Vv.
sur le signal en sortie de l'IFFT
Figure imgf000018_0004
s'écrit aussi sous la forme :
Figure imgf000018_0005
|*(Ζ-γ)| <a VLavec:
∑Z≡èPn,i = Re[x(l. ] (9) Nn Qn,i = lm[x{l fT )] (10)
Figure imgf000018_0006
Qn.i = [¾-cos(2.7T.j ) +i n.sin(2.7r.j )] (12) Pour limiter le PAPR du signal OFDM S(t) transmis, le procédé selon l'invention préconstruit le signal temporel x(k. Te) et applique sur ce signal la contrainte d'amplitude :
Figure imgf000019_0001
< a Vi
et ainsi le signal temporel OFDM S(t) vérifie la contrainte de PAPR : |5(t) | < a W comme démontré ci-dessus. A partir d'un facteur de suréchantillonnage L=4, les évolutions de la courbe de CCDF sont minimes. Il est donc raisonnable de choisir un facteur de suréchantillonnage faible pour pré-construire le signal.
En particulier, avec un sur-échantillonnage L=2, les relations (11) et (12) deviennent :
Pn.l = [^n- COs (TT. J z) - 4n. COS (ττ. J /)] (13) Qn,i = [Bn. cos (n. ^ l) + An. sm (n. ^ l)] (14)
Dans ce cas, pour pré-construire le signal temporel x(k. Te), le procédé pré-construit 2N échantillons temporels pour chaque composante réelle et imaginaire. Il est bien entendu possible de choisir un facteur de suréchantillonnage plus élevé.
Un exemple du traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR mis en œuvre par un système de transmission est décrit ci-après en relation avec le schéma de la figure 2. Selon cet exemple, le traitement du signal OFDM comprend une succession d'étapes :
à l'émission par l'émetteur TX :
- génération 201 de données source ;
- codage et entrelacement 202 desdites données délivrant des données entrelacées ;
- modulation desdites données entrelacées 203 par exemple selon une modulation
QAM consistant à mapper les données entrelacées représentatives du signal source sur des symboles complexes appartenant à la constellation ;
- insertion 204 de porteuses pilotes ;
- correction 205 des symboles par bloc OFDM visant à réduire le PAPR selon le procédé de l'invention ;
- modulation OFDM 206 mettant par exemple en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse après mappage des symboles corrigés sur les porteuses du modulateur OFDM pour générer un symbole OFDM, la succession des symboles OFDM formant le signal OFDM S'(t) à transmettre ;
- transmission 207 du signal OFDM sur un canal de transmission Ch, cette transmission s'accompagne généralement de bruit, par exemple un bruit blanc gaussien awgn ;
et à la réception par le récepteur RX :
réception 210 d'un signal dit reçu ; - démodulation OFDM 211 du signal reçu mettant en œuvre selon un mode particulier une transformée de Fourier rapide (FFT pour « Fast Fourier Transform » en anglais) délivrant un signal reçu transformé ;
- estimation de canal 212 ;
- démodulation 213 du signal reçu transformé délivrant un signal démodulé ;
- désentrelacement et décodage 214 du signal démodulé ;
- détermination du taux d'erreur binaire ou BER (de l'anglais « bit error rate »).
L'invention propose donc une technique de correction 205 spécifique qui permet de réduire efficacement le PAPR tout en étant simple d'implémentation. La correction selon l'invention est mise en œuvre uniquement à l'émission et ne nécessite pas de modification des récepteurs existants. Ceci n'est toutefois pas incompatible d'un récepteur spécialement adapté pour recevoir un signal OFDM dont le PAPR a été réduit selon l'invention.
Selon l'illustration de la figure 2, le procédé selon l'invention intervient après l'insertion 204 de porteuses pilotes. Cette insertion peut selon d'autres modes de réalisation intervenir de manière imbriquée avec des étapes du procédé selon l'invention ou de manière successive aux étapes du procédé.
Pour simplifier la description, il est considéré que le procédé selon l'invention prend en compte un bloc courant m de M symboles Xn dont la taille est égale au nombre total N de porteuses du modulateur OFDM (donc M=N). Le bloc de M symboles peut tout aussi bien être inférieur à N pour tenir compte de porteuses réservées et dont la valeur est fixée par ailleurs, ou bien de porteuses non modulées sur les bords du spectre. En outre, toujours par souci de simplification de la description, il est considéré un facteur de suréchantillonnage L=2 et donc
J=2N.
Les étapes du procédé de transmission selon l'invention sont mises en œuvre dans le domaine fréquentiel entre les étapes classiques de modulation 203 et de modulation OFDM 206. Le procédé selon l'invention correspond à un système d'asservissement de type rétroactif (de l'anglais « Feed-Back »).
Ce procédé fonctionne en temps réel suivant un cadencement d'horloge à une fréquence Fe, par exemple la fréquence d'échantillonnage des données sources. En outre, ce procédé est non-itératif, en d'autres termes une correction portant sur un bloc de N porteuses (N correspondant également à la taille de la transformée de Fourier et de la transformée de Fourier inverse) est entièrement calculée en une durée de N échantillons à la fréquence Fe.
Le procédé consiste à « pré-construire » avant la modulation OFDM 206, le signal temporel réel x(l. Te/L) à partir des différentes porteuses d'un bloc OFDM mappées par les symboles complexes et à contraindre ses crêtes d'amplitude pour agir sur le PAPR du signal temporel S(t).
Le procédé de transmission de l'invention permet d'appliquer une correction à des symboles de la constellation de modulation en vue de réduire le PAPR du signal transmis. Le procédé utilise une constellation étendue et la correction est de type binaire, c'est-à-dire que la correction revient à utiliser le symbole dupliqué ou le dual selon la contribution de chacun à la puissance des crêtes du signal, si le symbole n'est pas un symbole dupliqué il n'y a pas de correction.
Selon un premier mode de réalisation, le procédé et le dispositif de réduction de PAPR selon l'invention sont décrits en référence au synoptique de la figure 3 A et selon le schéma de la figure 3B. Le procédé selon le mode de réalisation illustré par la figure 3A comprend les étapes suivantes 301 - 307
L'étape 301 d'initialisation des symboles Xln du bloc m courant est optionnelle. Par défaut les symboles Xln sont égaux aux symboles Xn de la constellation d'origine. Selon un mode de réalisation, les symboles sont initialisés avec les symboles de la constellation étendue, le symbole Xln est initialisé au symbole Xn lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué et au dual de Xn lorsque Xn est un symbole dupliqué. Selon un autre mode de réalisation, les symboles sont initialisés avec les symboles de la constellation étendue, le symbole Xln est initialisé au symbole Xn lorsque Xn n'est pas un symbole dupliqué et est initialisé de manière aléatoire au dual de Xn ou à Xn lorsque Xn est un symbole dupliqué.
Par défaut pour n=0 à N-l,
Xln = χη= An+j.Bn.
Selon un mode de réalisation :
XIn= Xn= An+j.Bn si Xn n'est pas un symbole dupliqué et
Xln =dual de Xn si Xn est un symbole dupliqué.
Pour exemple, la constellation étendue est une 64QAM étendue illustrée par les figures 6A et 6B. La figure 6A est la constellation 64QAM d'origine et la figure 6B est la constellation étendue. La constellation étendue com rend les symboles suivants :
Figure imgf000021_0001
7 ( 1 3 5 9
Xn avec An = -, Bn G \ ± - , + - , + -J et le symbole étendu XEn =— - + ]Bn,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec An =— -, Bn G j± - ,±-,± -J et le symbole étendu XEn = - + \Bn,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn = -, An G j± -,±-,± -J et le symbole étendu XEn = An— j - ,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn =— -, An G j± -,±-,± -J et le symbole étendu XEn = An + j -
Selon un mode de réalisation de l'étape d'initialisation, les symboles Xln sont donc initialisés de la façon suivante : XIn=Xn si An, Bn G { ± ^],
9 7 ( 1 3
Xln =— - + jBn si Xn avec An = - et Bn G [± - , ± - , ± -j,
9 7 f 1 3 5")
Xln = - + jBn si Xn avec An =— - et Bn G j ± - , ± - , ± -J,
9 7 ( 1 3 5~)
Xln = An— j - si Xn avec Bn = - et An G j ± - , ± - , ± -J,
9 7 ] ( + - 1 3 5~)
Xln = An + > j -4 si Xn avec ¾ =— 4 et n, e 4,> +— - 4,> +— - 4j.
Le symbole corrigé X'n utilisé par la modulation OFDM est obtenu à partir de Xln. X'n est soit identique à un symbole Xn lorsque celui-ci n'est pas un symbole dupliqué, soit identique à un symbole Xn dupliqué ou à son dual.
Dans un 1 r étage de transformation, le procédé comprend une étape 302 d'accumulation dans le 1er accumulateur A, B de J échantillons temporels complexes correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par le symbole Xln, J étant un naturel. L'étape d'accumulation pour la porteuse d'ordre n revient à calculer simultanément tous les échantillons réels Pn i (11) et imaginaires Qn i (12) de sa réponse temporelle qui pourraient être obtenus après IFFT si cette sous-porteuse mappée par le symbole Xln était transformée dans le domaine temporel isolément, à les additionner respectivement aux 2.J échantillons déjà présents et à mémoriser dans un module d'accumulation B les 2.J échantillons résultant de l'addition. Initialement, le module d'accumulation B est mis à zéro.
L'étape d'accumulation est répétée pour chaque valeur de n, n=l à N-1.
A l'ordre n le signal de sortie correspond à :
n-1
i l
2.j.n,
Bn [0, ... l J = LN Xli. e "NL Selon un mode de réalisation, l'étape d'accumulation néglige la dernière valeur pour n=N-l de manière à bénéficier d'un coup d'horloge avant la fin du bloc OFDM courant pour effectuer l'étape 303 d'initialisation suivante, ce coup d'horloge correspondant à un signal Load.
Dans un 2e étage de transformation, le procédé comprend une étape 303 d'initialisation d'un 2e module d'accumulation E et comprend pour chaque porteuse d'ordre n, n allant de 1 à M-l, une étape 304 de détection de P échantillons, une étape 305 de comparaison, une étape 306 de correction, une étape 307 d'accumulation. Dans cet étage de transformation, le procédé selon l'invention effectue un choix entre un symbole dupliqué ou son dual pour n'accumuler au signal temporel préconstruit déjà accumulé que les échantillons temporels obtenus avec celui parmi le symbole dupliqué et le point dual dont l'apport sur la puissance des crêtes du signal préconstruit est la plus faible.
L'étape 303 d'initialisation initialise le 2e module d'accumulation E avec les J échantillons complexes accumulés dans le 1er module d'accumulation B. L'activation d'un signal Load a pour effet de charger les J échantillons temporels du module d'accumulation B dans le module d'accumulation E. Cette étape intervient après la dernière accumulation dans le 1er module d'accumulation B : E0 [ ] = ¾-ι [ ] · A son initialisation, le module E contient l'ensemble des réponses des sous-porteuses mappées par les symboles Xln. Selon un mode de réalisation E0 [ ] = BN_2 [ ] ; le module E contient à son initialisation l'ensemble des réponses des sous-porteuses mappées par les symboles Xln, n=0, ...N-2.
Après initialisation du module d'accumulation E, le module d'accumulation B est initialisé à zéro et le 1er étage de transformation voit en entrée le 1er symbole Xln du bloc suivant : le bloc m+1.
L'étape 304 de détection détecte P échantillons présentant une puissance supérieure à un seuil a et met à zéro les J-P autres échantillons, P étant un naturel. La détection intervient sur le vecteur SUMn[] correspondant aux J échantillons temporels complexes En[]=EPn[]+jEQn[] de sortie du 2e module d'accumulation E à l'ordre n auxquels sont additionnés J échantillons temporels complexes Dn[]=DdPn[]+jDdQn[] de la porteuse d'ordre n mappée par une donnée de correction complexe Gn=GAn+jGBn.
Selon un mode de réalisation qui correspond à une initialisation 301 par défaut, la correction complexe Gn est positionnée à zéro lorsque le symbole en cours, c'est-à-dire Xln pour n considéré, est un symbole non dupliqué ou est positionnée de façon à obtenir le dual de Xln lorsque Xln est un symbole dupliqué. En référence à l'exemple illustré par les figures 6 A et 6B, Gn a pour valeur :
Gn = 0 quand Xln n'est pas un symbole dupliqué,
GAn = -9/4 - 7/4 = -4 et GBn = 0 quandXIn est un symbole dupliqué avec Ain = 7/4, GAn = 7/4 + 9/4 = 4 et GBn = 0 quand Xln est un symbole dupliqué avec Ain = -7/4, GAn = 0 et GBn = -9/4 - Il 4 = -4 quand Xln est un symbole dupliqué avec BIn = 7/4, GAn = 0 et GBn = 7/4 + 9/ 4 = 4 quand Xln est un symbole dupliqué avec BIn = -7/4.
Le symbole XDn dual de Xln s'obtient simplement en effectuant l'opération :
XDn = Xln + Gn.
L'étape 305 de comparaison compare la puissance de ces P échantillons avec la puissance des P échantillons obtenus à l'étape précédente de détection pour délivrer un signal de contrôle Val de correction dans un sens de moindre puissance des crêtes de signal. Cette comparaison revient à comparer les apports respectifs d'un symbole dupliqué et de son dual sur le signal temporel préconstruit. En effet, selon le mode de réalisation qui correspond à une initialisation 301 par défaut, Xln est initialisé à un symbole de la constellation d'origine. Si Xln est un symbole dupliqué alors l'addition de Gn à Xln donne le dual de Xln. Par exemple, considérons qu'à l'ordre n, Xln est un symbole dupliqué. La comparaison compare les pics détectés à l'étape précédente, donc sur le signal accumulé en sortie du module d'accumulation E à l'ordre n-1 qui comprend l'apport de Xln, aux pics détectés sur le signal accumulé à l'ordre n mais avec l'apport de Xln+Gn, donc du dual de Xln.
L'étape 306 de correction corrige le symbole Xln pour obtenir le symbole corrigé X'n=XIn+Gn ou X'n=XIn. Cette correction est contrôlée par le signal Val de contrôle de correction.
Selon un mode de réalisation qui correspond à une initialisation 301 par défaut, la correction complexe Gn est positionnée à zéro lorsque le symbole courant à l'ordre n, c'est-à- dire Xln pour n considéré, est un symbole non dupliqué. Dans ce cas : X'n=XIn. Le positionnement du signal Val de contrôle de correction est indifférent dans ce cas car Gn=0. Lorsque le symbole courant Xln est un symbole dupliqué alors le symbole corrigé X'n est égal à Xln ou à son dual. Selon ce mode de réalisation, X'n=XIn si le symbole dupliqué réduit plus fortement le PAPR que le symbole étendu sinon le signal Val de contrôle de correction autorise la correction et X'n=XIn+Gn, le symbole corrigé est alors égal au point dual de Xln dans la constellation étendue. Dit autrement, si la puissance sur les pics détectés 304 à l'ordre n-1 est moindre que la puissance sur les pics détectés 304 à l'ordre n alors il n'y a pas de correction du symbole à l'ordre n : X'n=XIn. Si la puissance sur les pics détectés 304 à l'ordre n-1 est supérieure à la puissance sur les pics détectés 304 à l'ordre n alors il y a correction du symbole à l'ordre n : X'n=XIn+Gn.
L'étape 307 d'accumulation dans le 2e module d'accumulation accumule J échantillons correspondant aux J échantillons temporels complexes de la porteuse d'ordre n mappée par la donnée de correction complexe Gn sous contrôle du signal Val de contrôle de correction.
Le signal temporel accumulé En[ ] est comparable au signal x'(l.Te/2) obtenu après modulation OFDM. Or, les réponses temporelles complexes de l'ensemble des sous-porteuses mappées par les symboles Xln ont déjà été chargées dans le module d'accumulation E à son initialisation et l'opération est linéaire. Il suffit donc de calculer et d'accumuler dans le module E les J échantillons Dn[] temporels complexes de la sous-porteuse n mappée par Gn lorsque le point de la constellation ayant servi à initialiser le symbole Xln réduit moins le PAPR que son point dual.
A chaque ordre n qui correspond à un symbole Xln, le procédé pré-construit progressivement la suite des J échantillons temporels complexes Dn[ ] de la sous-porteuse n mappée par la donnée de correction complexe Gn pour déterminer le nouveau mapping X'n, résultant du choix entre un symbole dupliqué et son dual.
Selon un mode de réalisation, la pré-construction est déterminée par la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec, pour une porteuse n donnée mappée par Gn, un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante : Dn [0, J = LN - 1 ] =∑ Gne2n .) avec Te =— la période d'échantillonnage et 0≤ l < J = N. L. L'utilisation d'une transformée de Fourier inverse discrète permet une mise en œuvre extrêmement efficace avec une pré-construction très simple du signal temporel corrigé. En outre, l'utilisation d'une transformée rapide permet d'avoir des calculs très rapides.
La mémorisation par le module d'accumulation des J échantillons Dn[] intervient après addition avec respectivement les J échantillons complexes déjà présents. Les J échantillons accumulés forment le vecteur signal complexe En [ ] = EPn [ ] + jEQn [ ] .
Les composantes réelle et imaginaire DdPn i et DdQn i respectives des deux vecteurs temporels DdPn[] et DdQn[] de la sous-porteuse n mappée par Gn, Dn[]=DdPn[]+j DdQn[], ont pour expressions :
DdPn l = 0 et DdQn l = 0 si Gan=GBn=0
ou DdPn l = [GAn. cos (π ^ . ] et DdQn l = [GAU. sin (π ^ . /)] si GBn=0 (15) ou DdPn l = ^GBn. sin (n ^ . l^ et DdQn l = [GBU. COS (π^ . /)] si GAn=0 (16)
A chaque coup d'horloge et partant de l'initialisation du module E par le vecteur E0 [ ] , tous les échantillons réels et imaginaires du signal x'(/.Te/2) sont réactualisés progressivement en accumulant aux J échantillons complexes déjà présents dans le module d'accumulation E les résultats courant des équations (15) et (16) sous contrôle du signal Val.
Le procédé selon l'invention est reproduit pour chaque nouveau symbole de constellation d'un bloc OFDM courant en entrée du dispositif de réduction de PAPR.
Le dispositif DIS de réduction de PAPR illustré par le schéma de la figure 3B comprend les moyens adaptés pour mettre en œuvre un procédé selon l'invention. Le dispositif DIS effectue une pré-construction du signal OFDM pour obtenir un signal x'(l.Te/2) à PAPR réduit.
Selon l'invention, le dispositif comprend un module de transformation pour transformer M symboles Xln de la constellation étendue en M symboles corrigés X'n. Un symbole Xln est égal à un symbole Xn ou au symbole dual de ce symbole Xn dans la constellation étendue.
Le module de transformation 205 comprend un 1 r étage de transformation et au moins un 2e étage de transformation. Le 1er étage comprend un 1 r accumulateur A, B. Le 2e étage comprend un module de détection F, un module de comparaison F, un module de correction et un 2e accumulateur D, E.
Le 1 r étage comprend en outre selon un mode de réalisation les modules C, H et optionnellement I. Le 2e étage comprend en outre selon un mode de réalisation les modules G et SW1.
Le module C génère les symboles temporels d'une sous porteuse n. A chaque coup d'horloge à Te, le module C délivre la suite des 2xL.N échantillons temporels (N = Taille IFFT et en particulier L=2) en cosinus et sinus de la sous-porteuse en correspondance avec le symbole Xln dans le bloc OFDM de taille N. Ces échantillons, stockés en mémoire ROM ou bien calculés algorithmiquement, sont ensuite exploités par les différents modules A et D. Si les échantillons en cosinus et en sinus de la sous-porteuses à l'ordre n, constituent les éléments des vecteurs COSn [ ] et SINn [ ], ceux ci s'expriment de la façon suivante :
COSn [ ] =
Figure imgf000026_0001
Le mo u e opt onne n t a se es sym o es n se on tape d'initialisation 301. En reprenant l'exemple de la constellation 64QAM étendue illustrée par les figures 6 A et 6B :
Figure imgf000026_0002
L'accumulateur A, B accumule 302 porteuse après porteuse J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse courante mappée par un symbole Xln. J est un naturel (entier naturel). L'accumulation intervient pour chacune des porteuses n, n allant de 1 à M-l . L'accumulation résulte en l'ajout de J échantillons aux respectivement J échantillons déjà présents. Avant l'opération d'accumulation, le module d'accumulation peut être initialisé à zéro.
Dit autrement, pour chaque porteuse du modulateur OFDM modulée par un symbole, le module de pré-construction A calcule simultanément tous les J échantillons de la réponse temporelle de cette porteuse mappée par le symbole Xln qui pourraient être obtenus après modulation OFDM, si cette porteuse était transformée dans le domaine temporel isolément. Les J échantillons sont additionnés aux J échantillons présents en sortie du module d'accumulation puis mémorisés par le module d'accumulation B. Puis, de porteuse en porteuse, les différentes réponses temporelles sont accumulées dans le module d'accumulation B jusqu'à la porteuse d'ordre N- l pour obtenir la pré-construction progressive du signal x(l.Te/2) sur la durée d'un bloc m.
L'accumulateur A, B est registré à la fréquence Fe ce qui est représenté par une barre verticale noire sur le module d'accumulation B. Dit autrement, à chaque front de cette horloge, un nouveau symbole Xln est pris en compte et les J échantillons de la réponse temporelle de la porteuse courante n mappée par ce symbole Xln sont additionnés aux J échantillons de sortie du module B puis chargés dans module d'accumulation B et le contenu précédent du module B se retrouve en sortie. Cette nouvelle sortie correspond aux J échantillons déjà accumulés aux ordres précédents. Les valeurs correspondantes des échantillons temporels sont alors maintenues en sortie durant un cycle d'horloge.
Selon un mode de réalisation, l'accumulateur A, B accumule en parallèle d'une part les échantillons réels Pn[] et d'autre part les échantillons imaginaires Qn[].
Le bloc A reçoit la succession des symboles de mapping Xln ainsi que les vecteurs des échantillons temporels des composantes en cosinus et sinus de la porteuse d'indice n délivrées par le module C et calcule simultanément la suite des L.N échantillons (N = Taille FFT et L=facteur de suréchantillonnage) de chaque composante Pn[] et Qn[] conformément aux équations 13 et 14 lorsque L=2 et pour 1=0,...J=2.N- 1, 0≤ n < N. En sortie du bloc A, les deux composantes sont les suivantes :
Figure imgf000027_0001
Le signal de sortie Bn[] du bloc B s'exprime sous la forme : Bn[]=BPn[]+jBQn[] . A l'initialisation les accumulateurs du bloc B sont mis à zéro :
BPo [ ] = [0] BQo [ ] = [0]
Et à l'ordre n, 0 < n < N, l'accumulation donne en sortie du bloc B :
n-l n-1
BPn [ ] = ∑APi U BQn [ ] = AQi [ ]
i=0 i=0
Les valeurs BPn i du vecteur BPn [ ] sont données par l'équation (9) et les valeurs BQn i du vecteur BQn [ ] sont données par l'équation (10), pour 1=0,...,J=L.N-1.
Soit à l'ordre n : BPn = Σ^1 Ρ BQn l =∑f=^ Q i
Et pour n=N-l : BPN_U =∑f= " 0 2 Ρ BQN_U =∑f= " 0 2 Qu
A la fin de l'accumulation, le résultat de l'accumulation est utilisé pour initialiser 303 le 2e module d'accumulation E. A son initialisation, l'ensemble des réponses des sous-porteuses mappées par les symboles Xln d'un bloc m sont chargées dans le module E.
Selon un mode de réalisation, l'initialisation 303 intervient suite au basculement d'un interrupteur SW1 qui met en relation la sortie du 1er module d'accumulation B avec les entrées du 2e module d'accumulation E.
Selon un mode de réalisation, le basculement intervient après l'accumulation à l'ordre n=N-l, les J dernier échantillons sont ignorés : £Ό [ ] = BN_1 [ ~\ . Ce mode permet d'effectuer simplement le basculement dans le même temps symbole, c'est-à-dire dans le temps total du bloc m courant.
Le module H reçoit en entrée les symboles Xln d'un bloc. Ce module est une ligne à retard de durée la taille N d'un bloc. Ainsi, le premier symbole XIO du bloc d'indice m ressort de la ligne à retard le coup d'horloge suivant l'initialisation du module E par le vecteur BN_1 [ ] correspondant au même bloc d'indice m et donc simultanément à la présence du vecteur BN_1 [ ] en sortie du module d'accumulation B qui est un module bufferisé.
Le module G fournit la donnée de correction complexe Gn pour chaque symbole Xln du bloc m courant. Lorsque Xln n'est pas un symbole dupliqué alors Gn égal 0. Lorsque Xln est un symbole dupliqué, Gn permet de passer du symbole dupliqué à son dual dans la constellation étendue ou vice versa en fonction de la valeur d'initialisation de Xln :
Gn = 0 si Xln n'est pas un symbole dupliqué,
Gn = XDn(Dual de Xln) - Xln ou Gn = Xln-XDn si Xln est un symbole dupliqué.
L'accumulateur D, E est registré à la fréquence Fe ce qui est représenté par une barre verticale noire sur le module d'accumulation E et son fonctionnement est similaire à l'accumulateur A, B. L'accumulateur D, E accumule 307 porteuse après porteuse J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse courante mappée par la donnée de correction complexe Gn sous contrôle du signal Val de contrôle de correction. L'accumulation intervient pour chacune des porteuses n, n allant de 1 à M-l. L'accumulation résulte en l'ajout, sous contrôle du signal Val de contrôle de correction, des J échantillons aux respectivement J échantillons déjà présents. Puis, de porteuse en porteuse, les différentes réponses temporelles sont accumulées dans le module d'accumulation E, sous contrôle du signal Val de contrôle de correction, jusqu'à la porteuse d'ordre N-l pour obtenir la pré-construction progressive du signal x'(l.Te/2) sur la durée d'un bloc m. Le signal de sortie à l'ordre n du bloc E est noté
A chaque symbole Xln, le module D pré-construit progressivement la suite des J échantillons complexes de la réponse temporelle du signal Dn[ ] pour déterminer le nouveau mapping X'n résultant du choix entre un symbole dupliqué et son dual. La réponse temporelle du signal de sortie En[ ] du module d'accumulation doit être conforme à x' (l.Te/2) obtenue après modulation OFDM. Or la réponse temporelle complexe de l'ensemble des sous-porteuses mappées par les symboles Xln a déjà été chargée dans le module d'accumulation E à son initialisation et l'opération est linéaire. Il suffit alors de calculer et d'accumuler dans le module E les composantes temporelles complexes des sous-porteuses mappées respectivement par les données de correction complexe Gn à chaque fois que le changement de point de constellation est validé par le signal Val et de ne rien accumuler sinon.
Dit autrement, pour chaque porteuse n du modulateur OFDM modulée par un symbole, le module de pré-construction D calcule simultanément les J échantillons de la réponse temporelle de cette porteuse mappée par la donnée de correction complexe Gn qui pourraient être obtenus après modulation OFDM, si cette porteuse était transformée dans le domaine temporel isolément. Le module d'accumulation E accumule 307, sous contrôle du signal Val de contrôle de correction, porteuse après porteuse le vecteur de sortie du module D additionné au vecteur de sortie du module d'accumulation E. L'entrée du module d'accumulation E à l'ordre n correspond à : SUMn = En [ ] + Dn[ ] .
Selon un mode de réalisation, le module d'accumulation E accumule en parallèle d'une part les échantillons réels EPn[] et d'autre part les échantillons imaginaires EQn[] . Le signal de sortie En [ ] du module d'accumulation E s'exprime sous la forme :
En [ ] = EPn [ ] + ]EQn [ ] . Selon un mode de réalisation :
N-2 N-2
EP0 [ ] = BPN_2 [ ] = BPi [ ] EQ0 [ ] = BQN_2 [ ] = BQ
i=0 i=0
Et à l'ordre n, 0 < n < N, l'accumulation 307 donne en sortie du bloc E :
n-1 n-1
EPn [ ] = EP0 [ ] + ^ DdP; [ ] EQn [ ] = EQ0 [ ] +
i=l i=l
Les vecteurs £)dP; [ ] et DdQ; [ ] correspondent aux 2.J échantillons temporels de la porteuse courante i mappée respectivement par la composante réelle et par la composante imaginaire de la donnée de correction complexe Gi disponibles en sortie du module D. A partir du premier symbole XI0 du bloc OFDM d'indice m en sortie du module H, le module D reçoit successivement au rythme de l'horloge la donnée de correction Gn pour chaque symbole Xln suivant ainsi que les 2x2. N (L=2) échantillons temporels en cosinus et sinus de la sous-porteuse qui lui correspond dans le bloc OFDM.
Ces 2.L.N échantillons en sinus et cosinus sont délivrés par le module C aux modules A et D de façon identique et synchrone car le délai entre les opérations faisant intervenir les mêmes composantes correspond exactement à la période d'un bloc OFDM (module H).
Le module F détecte 304 les P échantillons et compare 305 leur puissance avec celle des P échantillons obtenue à l'ordre précédent, c'est-à-dire avant l'accumulation du vecteur temporel issu du module D préconstruit à partir du mappage par Gn. Selon un mode de réalisation qui correspond à une initialisation 301 par défaut, le module F compare pour la porteuse n courante, donc initialement mappée par le symbole dupliqué Xln, la puissance des crêtes du signal temporel accumulé avec celle obtenue lorsque le symbole Xln est remplacé par sa version duale dans la constellation étendue. A partir du résultat de la comparaison, il génère un signal de décision Val dans le sens de la moindre puissance pour conserver le signal accumulé qui prend en compte le mappage par le symbole Xln initial ou le substituer par son dual XDn pour prendre en compte le mappage par le dual. Un mode de réalisation du module F illustré par la figure 3C est détaillé ci-après.
Le module de détection Fl détecte 304 P échantillons parmi les J échantillons du vecteur SUMn[] qui présentent une puissance supérieure à un seuil a et met à zéro les J-P autres échantillons. La détection 304 intervient pour la porteuse courante avant validation par le signal Val du chargement dans le module d'accumulation E. Le module Fl met à zéro les valeurs de signal comprises entre - a et +a et ne conserve que les valeurs crêtes. Cette valeur de seuil a fixe le niveau de PAPR final recherché. La sortie du module Fl est un vecteur signal complexe défini de la façon suivante :
Fln[ ] = FlPn[ ] + j.FlQn[], FlPn[ ] = Discr(SUMPn[ ])et FlQn[ ] = Discr( SUMQn[ ]) avec :
SUMPn si
Figure imgf000030_0001
≥ a
Discr(5i/MPnii [ ]) = (19)
0 autrement
SUMQn l si \SUMn l \≥ a
Discr(5i/MÇn , [ ]) (20)
0 autrement
Le module F2 calcule à partir du signal de sortie du module Fl la puissance des crêtes supérieures à a suivant l'équation :
2.N- 1
F2Pn = [{FlPn f + (FlQnil)2]
1 = 0
La sortie du module F2 est dirigée simultanément sur un module F3 et un module F4. Le module F3 est un module qui introduit un retard unitaire qui permet d'avoir la puissance obtenue avant l'accumulation dans le module d'accumulation E de la contribution sur le signal préconstruit x'(lTe/2) de la donnée de correction Gn. Le module de comparaison F4 compare la puissance des crêtes du signal préconstruit comprenant la contribution de la porteuse à l'ordre n mappée par Gn avec la sortie du module F3. Cette comparaison revient donc à comparer pour chaque symbole dupliqué la puissance des crêtes du signal temporel préconstruit avec celle obtenue lorsque le symbole est remplacé par sa version duale dans la constellation étendue.
Lorsque la puissance en sortie du module F2 est strictement inférieure à la puissance en sortie du module F3 alors le signal Val autorise le chargement dans le module E du vecteur SUMn[], la prise en compte par le module F3 de la puissance issue du module F2 et la correction de Xln par Gn : X'n=XIn+Gn. La donnée de correction Gn complexe a pour effet lors du chargement de réduire l'amplitude des pics détectés.
A l'inverse, Lorsque la puissance en sortie du module F2 est supérieure à la puissance en sortie du module F3 alors le signal Val n'autorise ni le chargement dans le module E du vecteur SUMn[], ni la prise en compte par le module F3 de la puissance issue du module F2 et ni la correction de Xln par Gn, donc X'n=XIn.
Les symboles se succèdent en entrée du dispositif au rythme de l'horloge Fe=l/Te.
A la fin du bloc OFDM m courant, le 2e module d'accumulation E est réinitialisé pour traiter le bloc OFDM suivant d'indice m+1.
Selon un deuxième mode de réalisation, le procédé et le dispositif de réduction de PAPR selon l'invention sont décrits en référence aux schémas des figures 5A et 5B. Selon ce mode, le module de transformation du dispositif DIS comprend un 3e étage de transformation identique au 2e étage et cascadé à la suite du 2e étage. Les modules du 3e étage sont référencés sur le schéma de la figure 5B avec la même lettre accompagnée d'un ' que le module identique du 2e étage. Le seuil a' du 3e étage est supérieur ou égal au seuil a du précédent étage. Le 1er étage ne comprend pas de module I d'initialisation en référence à la figure 3B. Le 3e étage permet de s'affranchir totalement des conditions d'initialisation du 1er étage. Selon ce mode, la constellation est étendue selon 2 niveaux. Le 2e niveau d'extension a pour avantage d'augmenter le nombre de points dupliqués. Cette augmentation est particulièrement bien adaptée pour des petites tailles de IFFT, par exemple 64, en augmentant la probabilité de pouvoir corriger un symbole dans un bloc OFDM.
En reprenant l'exemple de la constellation illustrée par la figure 6A, celle-ci est étendue selon un 1r niveau représenté à la figure 6B ou 6C, puis selon un 2e niveau représenté à la figure 6D. La constellation étendue a l'avantage de respecter un codage de Gray. Elle comporte 36 points dupliqués ce qui représente une proportion de plus d'un point sur deux pour une 64QAM et ce qui représente statistiquement un minimum d'environ 15 à 20 points de correction pour une IFFT64. Selon l'exemple, la constellation étendue comprend les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un premier niveau :
Xn avec An, Bn G + +
Xnavec An = G (±i,±^,± }et XEn = ]Bn,
Xnavec An = XEn ]Bn,
Figure imgf000031_0001
Xnavec Bn =- 7 An G {±±,±^,± | et XEn = An - j^,
Xnavec Bn = XEn =An+
Figure imgf000031_0002
et les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un second niveau :
,¾ G {±i}et XEn = -^+ ]Bn, .fin
j,¾ G {±i}et XEn=^ + )Bn, ^ln G {±i}et ΧΕη= η- j^,
Figure imgf000031_0003
-^n G {±i}et XEn =^n + j^,
,Bn e{±^? et XEn = -J+ ]Bn
Xn avec A n {±getxE n Ainsi, chaque niveau d'extension est utilisé par un étage pour corriger les symboles dupliqués correspondant. L'éventuelle augmentation du seuil a' par rapport au seuil a permet d'obtenir un niveau de PAPR homogène sur l'ensemble des symboles OFDM du signal final. Selon l'exemple la donnée de correction complexe Gn a pour valeur pour le 2e étage :
Gn = 0 quand Xln n'est pas un symbole dupliqué,
GAn = -9/4 - 7/4 = -4 et GBn = 0 quandXIn est un symbole dupliqué avec Ain = 7/4, GAn = 7/4 + 9/4 = 4 et GBn = 0 quand Xln est un symbole dupliqué avec Ain = -7/4, GAn = 0 et GBn = -9/4 - Il 4 = -4 quand Xln est un symbole dupliqué avec BIn = 7/4, GAn = 0 et GBn = 7/4 + 9/ 4 = 4 quand Xln est un symbole dupliqué avec BIn = -7/4. Le symbole XDn dual de Xln s'obtient simplement en effectuant l'opération :
XDn = Xln + Gn.
Et pour le 3e étage :
GA'n = -11/4 - 5/4 = -4 et GB'n = 0 quand XFn est un symbole dupliqué avec AFn =
5/4,
GA'n = 11/4 + 5/4 = 4 et GB'n = 0 quand XFn est un symbole dupliqué avec AFn = -
5/4,
GA'n = 0 et GB'n = -11/4 -5/ 4 = -4 quand XFn est un symbole dupliqué avec BFn =
5/4,
GA'n = 0 et GB'n = 11/4 + 5/ 4 = 4 quand XFn est un symbole dupliqué avec BFn = - 5/4.
Le symbole XD'n dual de XFn s'obtient simplement en effectuant l'opération :
XD'n = XI'n + G'n.
De manière plus générale, le module de transformation peut comprendre plusieurs étages cascadés, le seuil de l'étage n+1 étant supérieur ou égal au seuil de l'étage n, n>l. La constellation est étendue selon N-l niveaux lorsque le module de transformation comprend N étages. Le dispositif et le procédé mis en œuvre ne sont pas itératifs car les étages traitent simultanément des blocs différents de symboles, ces blocs étant successifs d'un étage à l'étage suivant.
Selon un exemple, la construction de la constellation étendue dans le plan complexe s'effectue a l'aide d'une duplication d'une fraction des points de la constellation d'origine et d'un positionnement de ces points dans le plan complexe suivant un mapping de Gray à des positions supplémentaires associés à un alphabet M' -aire modifié. Lors d'une constellation s2- QAM avec M'=s2, la construction s'effectue par symétrie axiale suivant un axe déterminé par la position sélectionnée de chacun des point étendus telle qu'un mapping de Gray soit conservé sur la constellation étendue. Pour les modulations numériques de phase, la construction s'effectue par symétrie centrale suivie d'une homothétie de rapport R supérieur à 1 et d'une rotation de phase correspondant à un incrément d'un état de phase de la constellation d'origine. Les points à dupliquer sont sélectionnés de telle sorte qu'un mapping de Gray soit conservé sur la constellation étendue.
Une modulation numérique s2-QAM est construite en considérant la combinaison de deux modulations d'amplitude en quadrature à s états d'amplitude pour chacune d'elles. La formation des symboles s-Aire prenant leurs valeurs dans l'alphabet A = {±1, ± 3, +(2p + 1), +(s— 1)} , p variant entre 0 et (s— 2)/2 et formés de log2(s) bits. La répartition des symboles s2-Aire constitués de 21og2(s) bits s'effectue dans le plan complexe (I,Q) (axe réel et imaginaire) aux positions (ai,bi) avec ai et bi prenant leurs valeurs dans l'alphabet A suivant un mapping de Gray. Pour une constellation s2-QAM, la construction selon l'exemple des symboles étendus dans la constellation étendue s'effectue en dupliquant des symboles de la constellation d'origine et en les positionnant suivant une symétrie axiale dans le plan complexe à l'aide d'un alphabet s'-aire donné par A' = {± 1, ± 3, ± (2p' + l), )± (s' - l)}, p' variant de 0 à (s'-2)/2, s' déterminant le niveau d'extension de la constellation étendue suivant un des axes dans le plan complexe. La valeur de s' est de la forme s'=s+g+l où g est un entier strictement positif prenant ses valeurs dans l'alphabet A et déterminant l'axe de symétrie. Un symbole étendu d'abscisse fixe et d'ordonnée étendue égale à +(2p'+l) avec p'=p+(g+l)/2 est obtenu par symétrie axiale d'axe d'ordonnée h=+g du point d'origine d'ordonnée +(- l)(2p+l) avec 2p'+l strictement supérieur à s-1. Cette condition fixe les points d'origine à dupliquer et l'axe de symétrie tels que 2p+g>s-3. Dans un mode de réalisation, les points à dupliquer sont les points en périphérie de la constellation c'est-à-dire d'ordonnée +(-l)(s- l) où p est égal à (s-2)/2. La figure 6E illustre cette construction pour s égal à huit.
Selon un autre exemple, pour une modulation numérique de phase à un nombre d'états strictement supérieur à quatre, la construction des symboles étendus dans la constellation étendue s'effectue en déterminant un cercle de rayon R supérieur à un et en positionnant les symboles dupliqués sur ce cercle suivant les états de phase de la constellation d'origine tels que le mapping de Gray soit conservé. La construction s'effectue par symétrie centrale du point à dupliquer, suivie d'une homothétie de centre 0 et de rapport R puis d'une rotation de phase correspondant à un incrément de phase de la modulation d'origine. Les points à dupliquer sont tels que on considère un élément sur deux de façon à respecter un mapping de Gray. La figure 6F illustre cette construction pour une modulation de phase à huit états.
La structure simplifiée d'un dispositif de transmission d'un signal OFDM mettant en œuvre une technique de transmission selon l'invention est illustrée par la figure 4. Un tel dispositif de transmission comprend un module de mémorisation 40 comprenant une mémoire tampon M, une unité de traitement 41, équipée par exemple d'un microprocesseur jilP , et pilotée par le programme d'ordinateur 42, mettant en œuvre le procédé de transmission selon l'invention. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 42 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM M avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 41. L'unité de traitement 41 reçoit en entrée des symboles complexes Xn sur lesquels ont été mappés des données représentatives d'un signal source. Le microprocesseur de l'unité de traitement 41 met en œuvre les étapes du procédé de transmission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 42, pour effectuer une correction de la constellation de modulation visant à réduire le PAPR du signal transmis S'(t). Pour cela, le dispositif de transmission comprend :
- un module de mappage,
- un module de transformation tel que précédemment décrit,
- un modulateur OFDM.
Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 41.
Une mise en œuvre de l'invention avec une chaîne de simulation est décrite ci-après. Cette chaîne comprend :
un générateur pseudo aléatoire permettant d'effectuer des relevés de taux d'erreur.
un Turbocodeur-Décodeur.
des blocs de mapping/Démapping MAQ2n suivant le codage de Gray. un couple d'entrelacement/désentrelacement symbole,
un couple de fonctions IFFT/FFT.
un générateur de bruit Gaussien.
des interfaces de visualisation et de mesure : de TEB, de puissance, de CCDF.
Une première configuration pour la mise en œuvre est la suivante :
modulation MAQ64
- taille de FFT : 256
codage de rendement ½
entrelacement symbole : 8 blocs OFDM
nombre de points dupliqués : 16
La constellation MAQ64 initiale est représentée à la figure 7A et la constellation MAQ64 étendue à la figure 7B.
Le procédé selon l'invention est paramétré de la façon suivante : initialisation 301 par défaut XIn=Xn, variation du paramètre a durant le déroulement du procédé, c'est-à-dire en fonction de l'indice n de la porteuse courante.
L'évolution du paramètre a en fonction de l'indice n de la porteuse courante est représentée à la figure 8. La fonction de n a été définie par morceaux de manière expérimentale avec une valeur finale de 6 dB. En partant d'une valeur supérieure, la valeur finale de 6 dB détermine le niveau de PAPR qui est obtenu en sortie après modulation OFDM. Lorsque la valeur finale est inférieure à 6dB il n'y a plus de progression du gain et au contraire une réaugmentation du PAPR peut être observée en dessous de 5,5 dB.
Les courbes de la figure 9 représentent le module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR selon l'invention pour a égal 6dB. Les signaux ont été acquis sur une profondeur de 100000 échantillons, c'est-à-dire un peu plus de 195 symboles OFDM FFT256, comportant 512 échantillons par symbole à 2.Fe, L=2. La comparaison des deux courbes permet de constater que les crêtes de signal de plus fort niveau ont été résorbées pour atteindre, après correction, un niveau maximal réduit et relativement uniforme.
Une manière de caractériser quantitativement l'efficacité de l'algorithme en réduction de PAPR est de relever la courbe CCDF qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil (PAR0) relativement à la puissance moyenne du signal. La courbe de référence de CCDF et la courbe pour a paramétré selon la figure 8 sont représentées à la figure 10. La courbe de référence correspond à un signal OFDM FFT256 et MAQ64. La différence entre ces deux courbes met en évidence que l'algorithme présente une bonne efficacité puisque pour Prob(PAR>PAR0) =10"2 la réduction de PAPR est d'environ 3, 1 dB. Le taux de CCDF à 10"2 sert généralement de référence pour comparer les performances des systèmes de réduction de PAPR.
Malgré la dilatation de la constellation pour obtenir une constellation étendue avec des points extrêmes de plus grande dynamique, les simulations montrent que l'augmentation de puissance moyenne est faible et reste de l'ordre de 0, 17dB. En outre, les simulations ont permis de constater que l'invention avec ou sans codage n'apporte pas de Dégradation Equivalente de Bruit (DEB) en canal Gaussien par rapport à une modulation conventionnelle des symboles.
Une deuxième configuration pour la mise en œuvre est la suivante :
- modulation MAQ64
- taille de FFT : N=64, et M=52
codage de rendement ½
entrelacement symbole : 8 blocs OFDM
nombre de points dupliqués : 24 au 1er niveau et 12 au 2nd niveau.
Cette mise en œuvre correspond au deuxième mode de réalisation du procédé et du dispositif selon l'invention précédemment décrit en regard des figures 5A et 5B.
La constellation MAQ64 initiale est représentée à la figure 11 A, la constellation MAQ64 étendue selon un 1er niveau est représentée à la figure 11B et selon un 2nd niveau à la figure 11C.
Le procédé selon l'invention est paramétré de la façon suivante : valeur du paramètre a
=5, ldB, valeur du paramètre a' =5,9dB. Les courbes de la figure 12 représentent le module des signaux temporels sans et avec traitement de réduction de PAPR selon l'invention. Les signaux ont été acquis sur une profondeur de 100000 échantillons, c'est-à-dire un peu plus de 1562 symboles OFDM FFT64, comportant 128 échantillons par symbole à 2.Fe, L=2. La comparaison des deux courbes permet de constater que les crêtes de signal de plus fort niveau ont été résorbées pour atteindre, après correction, un niveau maximal réduit et relativement uniforme.
Une manière de caractériser quantitativement l'efficacité de l'algorithme en réduction de PAPR est de relever la courbe CCDF qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil (PARO) relativement à la puissance moyenne du signal. La courbe de référence de CCDF et la courbe obtenue pour cette mise en œuvre sont représentées à la figure 13. La courbe de référence correspond à un signal OFDM FFT64 et MAQ64. La différence entre ces deux courbes met en évidence que l'algorithme présente toujours une bonne efficacité, même pour de petites tailles de FFT (FFT64), puisque pour Prob(PAR>PAR0) =10"2 la réduction de PAPR est d'environ 2,9 dB. Le taux de CCDF à 10"2 sert généralement de référence pour comparer les performances des systèmes de réduction de PAPR.
Malgré la dilatation de la constellation pour obtenir une constellation étendue avec des points extrêmes de plus grande dynamique, les simulations montrent que l'augmentation de puissance moyenne est faible et reste de l'ordre de 0, 17dB. En outre, les simulations ont permis de constater que l'invention avec ou sans codage n'apporte pas de Dégradation Equivalente de Bruit (DEB) en canal Gaussien par rapport à une modulation conventionnelle des symboles.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé (300) de transmission d'un signal OFDM dont le traitement avant émission comprend :
- un mapping (203) de données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0< n < M, n et M étant des naturels, Xn=An+jBn, An et Bn étant des réels,
une transformation (205) de M symboles Xln de la constellation étendue en M symboles corrigés X'n, un symbole Xln étant égal à un symbole Xn ou au symbole dual de ce symbole Xn dans la constellation étendue,
un mapping (206) des M symboles corrigés X'n sur M parmi N porteuses d'un modulateur OFDM pour générer un symbole OFDM, N étant un naturel, M<N, le signal OFDM résultant de la succession des symboles OFDM,
tel que la transformation comprend dans un 1 r étage de transformation, pour chaque porteuse d'ordre n, n allant de 0 à M- 1 :
une étape (302) d'accumulation dans un 1er accumulateur (B) respectivement à J échantillons déjà présents de J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par un symbole Xln de la constellation étendue, J étant un naturel,
et tel que la transformation comprend dans un 2e étage de transformation :
une étape (303) d'initialisation d'un 2nd accumulateur (E) avec les J échantillons accumulés dans le 1 r accumulateur,
et comprend dans ce 2e étage, pour chaque porteuse d'ordre n, n allant de 0 à M- 1 :
une étape (304) de détection de P échantillons, parmi les J échantillons en sortie du 2nd accumulateur à l'ordre n présentant une puissance supérieure à un seuil a et de mise à zéro des J-P autres échantillons, P étant un naturel,
une étape (305) de comparaison de la puissance de ces P échantillons avec la puissance des P échantillons obtenus à l'étape de détection à l'ordre n-1 pour délivrer un signal de contrôle (Val) de correction,
- une étape (306) de correction du symbole Xln avec la donnée de correction complexe
Gn sous contrôle du signal (Val) de contrôle de correction pour obtenir le symbole corrigé X'n,
une étape (307) d'accumulation dans le 2nd accumulateur (E) respectivement à J échantillons déjà présents des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par la donnée de correction complexe Gn, sous contrôle du signal (Val) de contrôle de correction.
2. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel la transformation comprend C étages de transformation identiques au 2e étage et cascadés à la suite du 2e étage, le seuil du cième étage étant inférieur ou égal au seuil de l'étage c-1, c>l.
3. Procédé (300) de transmission selon la revendication précédente dans lequel la constellation est étendue selon deux niveaux de symboles dupliqués, le 1er étage de transformation ne faisant intervenir que les symboles Xn de la constellation, le 2e étage de transformation faisant intervenir les symboles Xn de la constellation et le 1r niveau de symboles dupliqués de la constellation étendue et le 3e étage de transformation faisant intervenir les symboles Xn de la constellation et les 1er et 2nd niveaux de symboles dupliqués de la constellation étendue.
4. Procédé (300) de transmission selon la revendication 3, dans lequel la constellation étendue est une 64QAM étendue à deux niveaux comprenant les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un premier niveau :
Xn avec An, Bn G {± i, ± ^],
Xnavec An =- 7,Bn& (±i,±^,± }et XEn = + ]Bn,
Xnavec An = --7 Bn G (±i,±^,± }et XEn ]Bn,
Xnavec Bn et XEn =An-
Figure imgf000038_0001
Xnavec Bn = --7,An G {+^, + ¾, + }et XEn =An+ j
et les symboles Xn et les symboles étendus XEn selon un second niveau :
Xn avec An = Bn G {± i] et XEn = - ^ + ]Bn,
Xn avec An = Bn G [± ± },
5 ( 1~) 11
Xn avec An =—-,Bn G j± -J et XEn =— + \Bn,
Xnavec An = - ^,Bn G +
Xnavec Bn
Figure imgf000038_0002
Xn avec Bn =
Xnavec Bn =
Xnavec Bn =
Figure imgf000038_0003
Xn avec An = - , Bn G j± -J et XEn =— - + \Bn
Xn avec An = -- 7, Bn G {± et XEn = + ]Bn.
5. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel le 1er étage de transformation est précédé d'une initialisation des symboles Xln telle que pour un n donné, Xln est égal à Xn lorsque le symbole Xn n'est pas un symbole dupliqué et Xln est égal à Xn ou à son dual lorsque Xn est un symbole dupliqué, le choix entre Xn ou son dual étant paramétrable.
6. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel la constellation étendue est une 64QAM étendue comprenant les symboles suivants :
Xn avec An, Bn G (± i, ± ^ , ± },
Xn avec An, Bn G + ^j,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec An = -, Bn G j ± - , ± - , ± -J et le symbole étendu XEn =— - + \Bn,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec An =— -, Bn G j ± - , ± - , ± -J et le symbole étendu XEn = - + \Bn,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn = -, An G j ± - , + - , + -J et le symbole étendu XEn = An— j -,
7 ( 1 3 5~) 9
Xn avec Bn =— -, An G + - , ± - , ± -J et le symbole étendu XEn = An + j -.
7. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le seuil d'un étage de transformation varie en fonction de la porteuse n.
8. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, dans lequel le nombre J d'échantillons temporels découle d'un facteur entier L, L>1, de sur échantillonnage résultant en J = NL échantillons.
9. Procédé (300) de transmission selon la revendication précédente, dans lequel l'étape d'accumulation dans le 1er accumulateur met en œuvre une transformée de Fourier inverse discrète calculée porteuse après porteuse avec un calcul des J échantillons temporels, selon l'équation suivante à l'ordre n, pour L=2 :
Figure imgf000039_0001
avec
Bn [ ] le vecteur des échantillons temporels résultant de l'accumulation dans le 1er accumulateur,
i
Te =— la période d'échantillonnage et 0≤ Z < / = iV. L = 2. N.
10. Procédé (300) de transmission selon la revendication 1, comprenant en outre une étape de génération des J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n.
11. Dispositif (TX) de transmission d'un signal OFDM, caractérisé en ce qu'il comprend : un module (203) de mappage pour mapper des données représentatives d'un signal source sur des symboles complexes Xn appartenant à une constellation étendue, 0< n < M, n et M étant des naturels, Xn=An+jBn, An et Bn étant des réels,
un module (205) de transformation pour transformer M symboles Xln de la constellation étendue en M symboles corrigés X'n, un symbole Xln étant égal à un symbole Xn ou au symbole dual de ce symbole Xn dans la constellation étendue, un modulateur OFDM à N porteuses pour générer un symbole OFDM à partir des M symboles corrigés X'n mappés sur M porteuses parmi les N porteuses, N étant un naturel, M<N, le signal OFDM résultant de la succession des symboles OFDM, le module (205) de transformation comprenant dans un 1 r étage :
un 1er accumulateur (B) pour accumuler porteuse après porteuse à J échantillons déjà présents respectivement J échantillons temporels correspondant aux J échantillons de la porteuse d'ordre n mappée par un symbole Xln de la constellation étendue, n allant de 0 à M-l, J étant un naturel,
et comprenant dans un 2e étage :
un module de détection (Fl), porteuse après porteuse, de P échantillons, parmi les J échantillons en sortie d'un 2e accumulateur à l'ordre n présentant une puissance supérieure à un seuil a et de mise à zéro des J-P autres échantillons, P étant un naturel, un module de comparaison (F4) de la puissance de ces P échantillons avec la puissance des P échantillons obtenus à l'étape de détection à l'ordre n-1 pour délivrer un signal de contrôle (Val) de correction,
un module de correction (SW2) du symbole Xln sous contrôle du signal (Val) de contrôle de correction pour obtenir le symbole corrigé X'n,
un 2e accumulateur (E), initialisé avec les J échantillons accumulés dans le 1 r accumulateur, pour accumuler porteuse après porteuse J échantillons correspondant aux J échantillons temporels de la porteuse d'ordre n mappée par la donnée de correction complexe Gn sous contrôle du signal de contrôle (Val) de correction.
12. Dispositif (TX) de transmission d'un signal OFDM selon la revendication 11, dans lequel le module de transformation comprend C étages de transformation identiques au 2e étage et cascadés à la suite du 2e étage, le seuil du cième étage étant inférieur ou égal au seuil de l'étage c-1, c>l.
13. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission selon la revendication 1 ou 2 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
14. Support d'informations comportant des instructions de programme adaptées à la mise en œuvre des étapes d'un procédé selon la revendication 1 ou 2 lorsque ledit programme est chargé et exécuté dans un dispositif de transmission OFDM.
15. Signal (S'(t)) OFDM obtenu par la mise en œuvre d'un procédé selon la revendication 1.
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US7254180B1 (en) * 1999-06-01 2007-08-07 International Business Machines Corporation Discrete multitone transmission systems
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