WO2014166277A1 - 一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法 - Google Patents

一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法 Download PDF

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汤广福
孔明
林畅
李文津
马巍巍
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State Grid Smart Grid Research Institute of SGCC
State Grid Corp of China SGCC
C Epri Electric Power Engineering Co Ltd
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State Grid Smart Grid Research Institute of SGCC
State Grid Corp of China SGCC
C Epri Electric Power Engineering Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Definitions

  • the invention belongs to the technical field of flexible direct current transmission of power system, and particularly relates to a method for controlling balance of bridge arm capacitance of a three-phase full-bridge modular multi-level converter. Background technique
  • Modular Multilevel Converters use the new multi-level topology that is currently popular in the world. Its core unit, Sub Module (SM, shown in Figure 1), can be either half-bridge or full-bridge. Compared to the half-bridge modular multilevel converter, its distinguishing feature is its ability to withstand DC faults.
  • the full bridge submodule consists of four self-switching power electronic switching devices with anti-parallel diodes and a capacitor.
  • the basic topology of the three-phase full-bridge converter is shown in Figure 2. It consists of three phase units (Phase Module or Phase Unite, 1 in Figure 2). Each phase unit consists of upper and lower symmetrical commutator arms. (Converter Leg, 2 in Figure 2), and each commutator arm is connected in series by a plurality of submodules and a bridge arm reactor.
  • the modular multi-level converter can control the input and cut-off of each phase sub-module by controlling the turn-on and turn-off of the four switching devices in the sub-module, so that different AC output voltages can be obtained.
  • the submodules that are input to each phase of the converter together form the DC side voltage. It can be seen that the balance of the capacitor voltage of the converter sub-module is directly related to the output voltage quality of the AC and DC sides of the converter.
  • a significant difference between a modular multilevel converter and a two-level converter is its distributed capacitor structure.
  • Balance control of the submodule capacitor voltage is one of the key technologies for modular multilevel converters.
  • the imbalance of the voltage of the sub-module capacitor will cause the output voltage of the inverter to be distorted, affecting the AC/DC side control effect of the inverter, and even causing instability of the system. Therefore, the sub-module capacitor voltage remains relatively stable and consistent, which is the primary prerequisite for the normal operation of the modular multi-level converter.
  • the voltage balance of the modular multilevel converter sub-module includes the balance of the capacitor voltages of the sub-modules inside the bridge arms, the balance of the capacitor voltages of the upper and lower arms, the phase-to-phase capacitance voltage balance, and the total capacitor voltage balance.
  • the balance of the capacitor voltages of the sub-modules in the bridge arms is the basis of the other three balances.
  • the balance of the capacitor voltage of the sub-module in the bridge arm is mainly based on the change of the sub-module capacitor voltage, the arm current direction and the input module number command to determine the sub-module unit to be input or cut out in the bridge arm.
  • the above control method optimizes the switching frequency of the half-bridge modular multi-level converter sub-module to some extent, but the switching state of the full-bridge sub-module is more complicated than the half-bridge sub-module, and the full-bridge
  • the modular multi-level converter bipolar DC short-circuit fault requires the output of the reverse voltage, so the above control method is not fully applicable to the full-bridge modular multi-level converter.
  • the present invention proposes a three-phase full-bridge modular multi-level converter bridge arm capacitance balance control method, which realizes the balance control of the capacitor voltage of the full bridge sub-module in the bridge arm.
  • the invention provides a three-phase full-bridge modular multi-level converter bridge arm capacitor balance control method, the converter is composed of three phases of six bridge arms, each bridge arm comprises a reactor and N The sub-modules with the same structure; the sub-modules of each bridge arm are connected to the transformer of the power grid through the reactor; the other end is connected with one end of the cascaded sub-modules of the other two bridge arms to form a positive and negative bus bar;
  • the improvement is that the method comprises the following steps:
  • step (3) judging the bridge arm current, if the bridge arm current is greater than 0, it is judged whether the maximum voltage of the sub-module is positively input, and whether the difference between the maximum value of the forward input sub-module voltage and the reverse input sub-module voltage minimum is greater than Set the threshold I, if the above conditions are met (that is, the submodule voltage is the highest, the positive input, and the forward projection If the difference between the maximum value of the input sub-module voltage and the minimum value of the reverse input sub-module is greater than the set threshold), proceed to step (4), otherwise the control method ends; if the bridge arm current is less than 0, the sub-module capacitance voltage is determined to be the largest.
  • step (4) includes:
  • the NINT (n/2) sub-modules with the reverse input minimum are sequentially switched to the forward input; if the current output level command remains unchanged from the previous time, Then, the forward input voltage maximum sub-module and the square forward input minimum sub-module state are interchanged; if the current output level instruction is reduced by n from the previous moment, the NINT (n/2) sub-modules that are the largest in the forward direction are sequentially input. Switch to reverse input;
  • the NINT (n/2) sub-modules with the largest reverse input are sequentially switched to the forward input; if the current output level command remains unchanged from the previous time, Then, the reverse input voltage maximum sub-module is interchanged with the forward input minimum sub-module state; if the current output level instruction is reduced by n from the previous moment, the NINT (n/2) sub-modules that are the minimum input in the forward direction are sequentially input. Switch to reverse input.
  • the output level of the bridge arm sub-module is even.
  • the threshold I and the threshold II are determined by the user.
  • the switching state of the sub-module in the step (2) is monitored by each sub-module controller of the bridge arm.
  • step (2) neutron module capacitor voltage is monitored by the sub-module controller of the bridge arm.
  • control method of the present invention is applicable to both the normal operation and the voltage balance of the bridge arm sub-module under the DC side fault.
  • the present invention can meet the balance control requirements of sub-module voltages such as bipolar DC faults without additional switching signals.
  • FIG. 1 is a schematic structural diagram of a full bridge sub-module provided by the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic structural view of a full bridge modular multilevel converter provided by the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart of a method for controlling capacitance balance of a full bridge sub-module according to the present invention.
  • FIG. 4 is a graph of active and reactive power provided by the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram of a DC voltage provided by the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of capacitor voltage of the A-phase upper arm sub-module provided by the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing the capacitor voltage of the A-phase lower arm sub-module provided by the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of the A-phase AC side current provided by the present invention. detailed description
  • the present invention provides a universal balance control method for the capacitor voltage of the sub-module in the bridge arm.
  • the switching state of the relevant sub-module in the bridge arm is adjusted to realize the response to the upper layer control command.
  • each switching device of the sub-module has the same switching frequency, which is applicable to the voltage balance control of the bridge arm sub-module under normal operation and DC-side fault.
  • the N/2 submodules in the bridge arm are forwardly input, and N/2 submodules are reversely input; wherein N represents the number of single bridge arm submodules, and N is an even number;
  • the capacitor voltages of each sub-module of the bridge arm are sequentially sorted according to the switch state from large to small; the capacitor voltage sequencing can be obtained by the existing control algorithm; the actual voltage value and the switch state of each sub-module can be fed back by the sub-module controller. Obtained for equipment such as inverter valve level control.
  • the switch state of the full bridge submodule is shown in Table 1, where T1-T4 represents 4 IGBT modules in the submodule, J3 ⁇ 4ff is the submodule current, and Vsm is the submodule voltage:
  • the threshold I and the threshold I I are used to reduce the switching frequency of the sub-module switching device.
  • the NINT (n/2) submodules with the reverse input minimum are switched to the forward input in sequence; if the current output level command and If the previous moment remains unchanged, the forward input voltage maximum submodule and the square forward input to the minimum submodule state are mutually If the current output level command is reduced by n from the previous time, the NINT (n/2) submodules with the largest positive input are switched to the reverse input in turn;
  • the NINT (n/2) submodules with the largest reverse input are sequentially switched to the forward input; if the current output level command and If the previous moment remains unchanged, the reverse input voltage maximum sub-module is swapped with the forward input minimum sub-module state; if the current output level command is decreased by n from the previous moment, the minimum forward NINT is sequentially input. (n/2) submodules switch to reverse input.
  • the specific states of the forward input and reverse input sub-modules in steps (2) to (4) of this embodiment can be obtained by feeding back the inverter valve level control and the like through the sub-module controller.
  • NINT ( ) described in step (4) is a rounding algorithm; the level command described in step (4) may be greater than 0 or less than 0.
  • step (4) level command change when the reverse or forward sub-module state is switched, the number of bridge arm output levels will not guarantee the effective tracking of the inverter output command; if there is no step (4)
  • the level command is unchanged, the forward input voltage maximum sub-module and the reverse input voltage minimum sub-module state interchange or the reverse input voltage maximum sub-module and the forward input sub-module minimum sub-module state are interchanged, between the sub-modules The voltage balance will be reduced.
  • the bridge arm sub-module capacitor voltage balance is the basis for the normal operation of the inverter.
  • the switching devices of the sub-module can be fully utilized, and the switching frequency of each switching device in the sub-module is kept as consistent as possible, and the uniform design inside the sub-module is facilitated.
  • the switching frequency of a single device is reduced under the same control conditions and control requirements.
  • the proposed balance control method is applicable to both normal operation and DC side faults, and no control switching is required (as shown in Figure 4-8).
  • the DC voltage diagram of DC bipolar fault occurs at 1.6 seconds.
  • the result is shown in Fig. 4.
  • the system can still achieve effective power control.
  • the simulation results of the capacitor voltage of the upper arm sub-module and the capacitor voltage of the lower-arm sub-module indicate that it is in normal operation (1.6. Before the second), it is still relatively balanced during the bipolar fault (after 1.6 seconds).
  • the A-phase AC side current simulation diagram is shown in Figure 8. It can be seen from the figure that the AC-side current can effectively control the AC-side current during normal operation or after the fault, and it does not appear very much. Large short circuit current.

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Abstract

一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法，基于当前子模块的开关状态、桥臂电流以及投入子模块指令确定下一时刻正向投入、反向投入的子模块，从而实现桥臂内子模块电容电压的平衡控制。该控制方法利用了全桥子模块的开关状态，实现子模块内各器件的开关频率保持一致，并降低器件的开关频率。该控制方法对直流侧正常及故障下换流器的运行控制均适用，无需进行控制切换。

Description

一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法 技术领域
本发明属于电力系统柔性直流输电技术领域，具体涉及一种三相全桥模块化 多电平换流器桥臂电容平衡控制方法。 背景技术
模块化多电平变流器（Modular Multi level Converter, MMC)采用目前国际 上较为流行的新型多电平拓扑结构。 其核心单元——子模块 (Sub Module , SM， 图 1所示)可以为半桥式， 也可以为全桥式结构。 相比于半桥式模块化多电平换 流器，其显著特点在于其具备直流故障的穿越能力。全桥子模块是由四个带有反 并联二极管的可自关断的电力电子开关器件和一个电容器构成。三相全桥式换流 器基本拓扑结构如图 2所示， 其由三个相单元（Phase Module或 Phase Unite, 图 2 中的 1)组成， 每个相单元包含上下对称的换流桥臂（Converter Leg, 图 2 中的 2)， 而每个换流桥臂又由多个子模块和一个桥臂电抗器串联而成。
正常运行时，模块化多电平换流器通过控制子模块中四个开关器件的开通关 断， 合理地控制各相子模块的投入和切除， 即可得到不同的交流输出电压。 换流 器各相投入的子模块共同构成了直流侧电压。 由此可见， 换流器子模块电容电压 的平衡直接关系到换流器交直流侧输出电压质量。
模块化多电平换流器与两电平换流器的显著区别在于其分布式电容结构。子 模块电容电压的平衡控制是模块化多电平换流器的关键性技术之一。子模块电容 电压的不平衡，将导致换流器输出电压出现畸变， 影响换流器的交直流侧控制效 果， 甚至引起系统的不稳定。 因此， 子模块电容电压保持相对稳定、 一致是模块 化多电平换流器正常运行的首要前提。
模块化多电平换流器子模块电压平衡包括各桥臂内部子模块电容电压的平 衡， 上下桥臂电容电压的平衡， 相间电容电压平衡以及总的电容电压平衡。其中 桥臂内子模块电容电压的平衡是其他三种平衡的基础。桥臂内子模块电容电压的 平衡主要是根据子模块电容电压大小、桥臂电流方向以及投入模块数指令的变化 确定桥臂内需要投入或切出的子模块单元。
申请号： 201210127195. 7， 名称为 "一种级联式 STATC0M直流侧电容电压平 衡控制方法" 的专利 （戴超波、 吉平等人）， 提出了一种直接电流控制和间接电 流控制相结合的 STATC0M直流侧电容电压平衡控制方法。具体过程为： 首先生成 有功电流参考值， 再次选择特殊桥， 并生成 STATC0M输出电流参考值， 最后对特 殊桥采用间接电流控制，对非特殊桥进行直接电流控制。 由于需要对每一个子模 块设计独立的控制器， 因此该控制方法仅适用于子模块数量较少的场合。 同时， 由于级联式 STATC0M并无直流引出线，因此该控制方法并不完全适合于需要考虑 直流双极故障的全桥式模块化多电平换流器的电容电压平衡控制。
在 2011年中国电机工程学报出版的由管敏源、徐政主编的" MMC型 VSC-HVDC 系统电容电压的优化平衡控制" 主要针对半桥式模块化多电平提出了一种电容 电压优化平衡控制策略， 该控制策略通过引入保持因子， 对未越限子模块投切状 态进行优化， 降低了开关器件的开关频率。上述控制方法一定程度上优化了半桥 式模块化多电平换流器子模块的开关频率，但相比于半桥式子模块， 全桥式子模 块的开关状态更为复杂，同时全桥式模块化多电平换流器双极直流短路故障下桥 臂需要输出反向电压，因此上述控制方法对于全桥式模块化多电平换流器并不完 全适用。 发明内容
针对现有技术的不足，本发明提出一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电 容平衡控制方法， 实现桥臂内全桥子模块电容电压的平衡控制。
本发明提供的一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法，所 述换流器由 3相六个桥臂构成，每个桥臂包括 1个电抗器和 N个结构相同的子模 块； 每个桥臂的子模块级联后一端通过电抗器与电网的变压器连接； 另一端与另 两个桥臂的级联的子模块一端连接， 形成正负极母线； 其改进之处在于， 所述方 法包括如下步骤：
( 1 ) 将每个桥臂中 N/2个子模块正向投入， N/2个子模块反向投入；
( 2 )对桥臂各子模块电容电压按照子模块开关状态及电压大小依次从大到 小进行排序；
( 3 )判断桥臂电流大小， 若桥臂电流大于 0， 则判断子模块电压最大者是 否正向投入，且正向投入子模块电压最大值与反向投入子模块电压最小值之差是 否大于设定阈值 I， 若满足上述条件 （即子模块电压最大者正向投入， 且正向投 入子模块电压最大值与反向投入子模块电压最小值之差大于设定阈值）， 则进行 步骤 （4)， 否则结束控制方法； 若桥臂电流小于 0， 则判断子模块电容电压最大 者是否反向投入，且反向投入子模块电压最大值与正向投入子模块电压最小值之 差是否大于设定阈值 II， 若满足上述条件（即子模块电容电压最大者反向投入， 且反向投入子模块电压最大值与正向投入子模块电压最小值之差大于设定阈值 11 )， 则进行步骤 （4)， 否则结束控制方法；
(4)判断当前输出电平指令与上一时刻输出电平指令是否存在变化， 并根 据桥臂电流方向控制子模块的投入方向。
其中， 步骤 （4) 包括：
当桥臂电流大于 0:
若当前输出电平指令较上一时刻增加 n 个， 则依次将反向投入最小的 NINT (n/2)个子模块切换至正向投入；若当前输出电平指令与上一时刻保持不变， 则将正向投入电压最大子模块与方正向投入最小子模块状态互换；若当前输出电 平指令较上一时刻减少 n个， 则依次将正向投入最大的 NINT (n/2)个子模块切换 至反向投入；
当桥臂电流小于 0:
若当前输出电平指令较上一时刻增加 n 个， 则依次将反向投入最大的 NINT (n/2)个子模块切换至正向投入；若当前输出电平指令与上一时刻保持不变， 则将反向投入电压最大子模块与正向投入最小子模块状态互换；若当前输出电平 指令较上一时刻减少 n个， 则依次将正向投入最小的 NINT (n/2)个子模块切换至 反向投入。
按照四舍五入算法后， 桥臂子模块输出电平为偶数。
其中， 所述阈值 I和阈值 II由用户确定。
其中， 所述步骤 （2) 中子模块的开关状态是通过桥臂各子模块控制器监测 得到。
其中， 步骤 （2) 中子模块电容电压是通过桥臂各子模块控制器监测得到。 与现有技术比， 本发明的有益效果为：
( 1 ) 本发明子模块内部各器件的开关频率基本一致， 有利于子模块的均一 化设计；
( 2) 本发明在相同控制要求及条件下， 单个子模块的开关频率降低， 其造 价也随之降低；
( 3 ) 本发明的控制方法对正常运行及直流侧故障下桥臂子模块电压平衡均 适用。
( 4 ) 本发明无需额外的切换信号即可满足如双极直流故障下子模块电压的 平衡控制要求。 附图说明
图 1为本发明提供的全桥子模块结构示意图。
图 2为本发明提供的全桥式模块化多电平换流器结构示意图。
图 3为本发明提供的全桥子模块电容平衡控制方法流程图。
图 4为本发明提供的有功无功曲线图。
图 5为本发明提供的直流电压示意图。
图 6为本发明提供的 A相上桥臂子模块电容电压示意图。
图 7为本发明提供的 A相下桥臂子模块电容电压示意图。
图 8为本发明提供的 A相交流侧电流示意图。 具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。
针对全桥式模块化度电平换流器桥臂内部电容平衡控制，本发明提供了一种 桥臂内子模块电容电压通用平衡控制方法。在本发明中， 通过对比桥臂电容各开 关状态子模块的电容电压， 并根据当前桥臂电流的方向以及上层控制指令， 调整 桥臂内相关子模块的开关状态， 以实现响应上层控制指令的同时， 保证桥臂内子 模块电容电压的相对一致。按照所设计的平衡控制方法， 子模块各开关器件具有 相同的开关频率，对于正常运行以及直流侧故障下桥臂子模块电容电压平衡控制 均适用。
结合图 1-图 8对所述模块化多电平能量平衡控制方法详细步骤进行相关说 明：
( 1 ) 如图 3所示， 将桥臂中 N/2个子模块正向投入， 同时将 N/2个子模块 反向投入； 其中 N代表单桥臂子模块个数， N为偶数； ( 2 ) 对桥臂各子模块电容电压按照开关状态依次从大到小进行排序； 电容 电压排序可由已有的控制算法得到；各子模块电容电压实际值和开关状态可通过 子模块控制器反馈给换流器阀级控制等设备获得。其中， 全桥子模块的开关状态 如表 1所示， 其中 T1-T4表示子模块中 4个 IGBT模块， J¾ff为子模块电流， Vsm 为子模块电压：
表 1 全桥子模块开关状态
IGBT开关状态
Ism Vsm dV/dt 状态
T1 T2 T3 T4
〉0 〉0
1 0 0 1 Vc 正向投入
〈0 〈0
〉0 〈0
0 1 1 0 -Vc 反向投入
〈0 〉0
1 0 1 0 ― 0 =0
切除
0 1 0 1 ― 0 =0
〉0 Vc
0 0 0 0 〉0 闭锁
〈0 -Vc
( 3 ) 判断桥臂电流大小， 若桥臂电流大于 0， 则判断子模块电压最大者是 否正向投入，且正向投入子模块电压最大值与反向投入子模块电压最小值之差是 否大于设定阈值 I， 若满足上述条件， 则进行下一步， 否则跳出本次循环； 若桥 臂电流小于 0， 则判断子模块电容电压最大者是否反向投入， 且反向投入子模块 电压最大值与正向投入子模块电压最小值之差是否大于设定阈值 I I， 若满足上 述条件， 则进行下一步， 否则跳出本次循环；
阈值 I和阈值 I I， 其作用是为了减少子模块开关器件的开关频率， 设定阈 值越大， 开关器件的开关频率越低， 反之则越高； 所述阈值可以根据控制的要求 进行动态调节。
( 4 ) 判断当前输出电平指令与上一时刻输出电平指令是否存在变化， 并根 据桥臂电流方向控制子模块的投入方向， 其中：
当桥臂电流大于 0， 若当前输出电平指令较上一时刻增加 n个， 则依次将反 向投入最小的 NINT (n/2)个子模块切换至正向投入； 若当前输出电平指令与上一 时刻保持不变， 则将正向投入电压最大子模块与方正向投入最小子模块状态互 换； 若当前输出电平指令较上一时刻减少 n 个， 则依次将正向投入最大的 NINT (n/2)个子模块切换至反向投入；
当桥臂电流小于 0， 若当前输出电平指令较上一时刻增加 n个， 则依次将反 向投入最大的 NINT (n/2)个子模块切换至正向投入； 若当前输出电平指令与上一 时刻保持不变， 则将反向投入电压最大子模块与正向投入最小子模块状态互换； 若当前输出电平指令较上一时刻减少 n个， 则依次将正向投入最小的 NINT (n/2) 个子模块切换至反向投入。
本实施例的步骤（2)至步骤（4) 中所述正向投入和反向投入子模块的具体 状态可通过子模块控制器反馈给换流器阀级控制等设备获得。
其中， 步骤 （4) 中所述 NINT ( )为四舍五入算法； 步骤 （4) 中所述电平指 令即可大于 0， 也可小于 0。
特别说明的是如果没有步骤 （4) 电平指令变化时反向或正向子模块的状态 切换，桥臂输出电平数将无法保证换流器输出指令的有效跟踪；如果没有步骤 (4) 电平指令不变时，正向投入电压最大子模块与反向投入电压最小子模块状态互换 或反向投入电压最大子模块与正向投入子模块最小子模块状态互换，子模块之间 的电压平衡度将降低。
桥臂子模块电容电压平衡是换流器正常运行的基础。在采用本实施例的控制 方法后， 能够充分利用子模块各开关器件， 尽可能实现子模块内各开关器件的开 关频率保持相对一致，便于实现子模块内部的均一化设计。相比于半桥式子模块 结构， 在相同控制条件及控制要求下， 单个器件的开关频率有所降低。所提出的 平衡控制方法对正常运行及直流侧故障下均适用， 无需进行控制切换 （如图 4- 图 8所示）。
如图 5所示， 为 1. 6秒时发生直流双极故障的直流电压示意图。通过本实施 例的平衡控制方法， 其结果如图 4所示， 在故障下， 系统仍然可以实现功率的有 效控制。 以 A相桥臂的子模块为例， 如图 6和图 7所示， 上桥臂子模块电容电压 和下桥臂子模块的电容电压的仿真结果表示， 不论是在正常运行 （1. 6秒之前） 还是在双极故障期间 （1. 6秒之后）均能保持相对平衡。 并且 A相交流侧电流仿 真图如图 8所示， 从图中可看出， 交流侧电流不论是在正常运行期间还是在故障 之后， 均能实现对交流侧电流的有效控制， 不会出现很大的短路电流。
最后应当说明的是： 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制， 尽 管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理 解： 依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换， 而未脱离本发明 精神和范围的任何修改或者等同替换， 其均应涵盖在本发明的权利要求范围当 中。

Claims

权 利 要 求
1、 一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法， 所述换流器 由 3相六个桥臂构成， 每个桥臂包括 1个电抗器和 N个结构相同的子模块； 每 个桥臂的子模块级联后一端通过电抗器与电网的变压器连接；另一端与另两个桥 臂的级联的子模块一端连接， 形成正负极母线； 其特征在于， 所述方法包括如下 步骤：
( 1 ) 将每个桥臂中 N/2个子模块正向投入， N/2个子模块反向投入；
(2)对桥臂各子模块电容电压按照子模块开关状态及电压大小依次从大到 小进行排序；
(3)判断桥臂电流大小， 若桥臂电流大于 0， 则判断子模块电压最大者是 否正向投入，且正向投入子模块电压最大值与反向投入子模块电压最小值之差是 否大于设定阈值 I， 若满足上述条件， 则进行步骤 （4)， 否则结束控制方法； 若 桥臂电流小于 0， 则判断子模块电容电压最大者是否反向投入， 且反向投入子模 块电压最大值与正向投入子模块电压最小值之差是否大于设定阈值 II，若满足上 述条件， 则进行步骤 （4)， 否则结束控制方法；
(4)判断当前输出电平指令与上一时刻输出电平指令是否存在变化， 并根 据桥臂电流方向控制子模块的投入方向。
2、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 步骤 （4) 包括：
当桥臂电流大于 0:
若当前输出电平指令较上一时刻增加 n 个， 则依次将反向投入最小的 NINT(n/2)个子模块切换至正向投入；若当前输出电平指令与上一时刻保持不变， 则将正向投入电压最大子模块与方正向投入最小子模块状态互换；若当前输出电 平指令较上一时刻减少 n个， 则依次将正向投入最大的 NINT(n/2)个子模块切换 至反向投入；
当桥臂电流小于 0:
若当前输出电平指令较上一时刻增加 n 个， 则依次将反向投入最大的 NINT(n/2)个子模块切换至正向投入；若当前输出电平指令与上一时刻保持不变， 则将反向投入电压最大子模块与正向投入最小子模块状态互换；若当前输出电平 指令较上一时刻减少 n个， 则依次将正向投入最小的 NINT(n/2)个子模块切换至 反向投入。
3、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 所述阈值 I和阈值 II由用户确 定。
4、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 所述步骤（4)按照四舍五入算 法后， 桥臂子模块输出电平为偶数。
5、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 所述步骤（2) 中子模块的开关 状态是通过桥臂各子模块控制器监测得到。
6、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 步骤（2) 中子模块电容电压是 通过桥臂各子模块控制器监测得到。
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