WO2014148758A1 - 전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치 - Google Patents

전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치 Download PDF

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WO2014148758A1
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power amplifier
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predistortion
analog
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안승혁
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주식회사 아이앤씨테크놀로지
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    • H03F2201/3212—Using a control circuit to adjust amplitude and phase of a signal in a signal path

Definitions

  • the present invention relates to a wideband signal transmission apparatus for transmitting a wideband signal.
  • a wideband signal transmission including an equivalent model of a power amplifier for linearizing the nonlinear characteristics of the power amplifier included in the transmission apparatus by baseband predistortion. Relates to a device.
  • next-generation communications systems are increasingly shifting toward wider frequency bands, with an attempt to increase data density per frequency.
  • methods such as using higher modulation orders such as 256 Quadrature Amplitude Modulation (QAM) or transmitting multiple data streams at the same frequency simultaneously using multiple antennas have been proposed and applied. It is becoming.
  • the existing wireless LAN standard 802.11n used a band of up to 40 MHz
  • the next-generation standard 802.11ac uses a band up to 160 MHz.
  • FIG. 1 shows a configuration of a conventional transmitter.
  • the transmitter 100 includes a predistorter 110, a digital analog converter 120, a modulator 130, a power amplifier 140, a demodulator 150, an analog to digital converter 160, and An adaptive algorithm fulfillment unit 170 is included.
  • the transmission signal x (n) is transmitted to the power amplifier 140 through the digital-to-analog converter 120 and the modulator 130 and transmitted to the outside.
  • the predistorter 110 is used to compensate for the nonlinear characteristics of the power amplifier 140, whose characteristics are determined by the adaptive algorithm implementation unit 170.
  • the adaptive algorithm implementing unit 170 receives the signal output from the power amplifier 140 having the nonlinear characteristic through the demodulator 150 and the analog-to-digital converter 160, and then receives the predistorter 110.
  • the characteristics of the digital predistorter 110 are determined by comparing with the transmitted signal y (n).
  • the thick line connected between each component means that the transmitted / received signal is a complex signal and the thin line means a real signal. Is applied.
  • the signal having the extended band is aliased (
  • the sampling rate of the analog-to-digital converter 160 must be very high to deliver to the conventional adaptive algorithm implementation unit 170 without aliasing.
  • the high sampling rate of the converter not only complicates the structure of the converter, but also consumes a lot of power, so there is a significant problem in using such an analog-to-digital converter.
  • the present invention has been made in an effort to provide a wideband signal transmission apparatus including an equivalent model of a power amplifier for linearizing nonlinear characteristics of a power amplifier included in a transmission apparatus by base distortion predistortion.
  • a wideband signal transmitter includes a predistorter, a digital analog converter, a modulator, a power amplifier, a demodulator, an analog digital converter, a virtual power amplifier unit, and an adaptive algorithm implementation unit. It includes.
  • the predistorter generates a predistortion signal by predistorting the baseband digital transmission data.
  • the digital analog converter converts the predistortion signal into an analog signal.
  • the modulator modulates the analog signal output from the digital analog converter.
  • the power amplifier amplifies the signal output from the modulator to generate an RF transmission signal.
  • the demodulator demodulates the RF transmission signal.
  • the analog to digital converter converts an analog signal output from the demodulator into a digital signal.
  • the virtual power amplifier unit generates a feedback signal using the predistortion signal and the digital signal.
  • the adaptive algorithm transition unit generates a first control signal for setting the predistorter using the baseband digital transmission data, the predistortion signal, and the feedback signal.
  • a wideband signal transmission apparatus includes a predistorter, a digital analog converter, a modulator, a power amplifier, a demodulator, an analog digital converter, a virtual power amplifier unit, and an adaptive algorithm. It includes a unit.
  • the predistorter generates a predistortion signal by predistorting the baseband digital transmission data.
  • the digital analog converter converts the predistortion signal into an analog signal.
  • the modulator modulates the analog signal output from the digital analog converter.
  • the power amplifier amplifies the signal output from the modulator to generate an RF transmission signal.
  • the demodulator demodulates the RF transmission signal.
  • the analog-to-digital converter converts the analog signal output from the demodulator into a low-IF digital signal which is a signal of a low intermediate frequency band.
  • the virtual power amplifier unit generates a feedback signal using the predistortion signal and the low-IF digital signal.
  • the adaptive algorithm transition unit generates a first control signal for setting the predistorter using the baseband digital transmission data, the predistortion signal, and the feedback signal.
  • the wideband signal transmission apparatus has an advantage of enabling the digital predistorter to be applied at low cost to improve the EVM quality and the spectral characteristics of the output signal.
  • very high-speed ADCs were required, but the proposed method can be applied to a small number of data collected at very low or arbitrary time points when using direct conversion or low-IF analog feedback circuits.
  • the advantage is that digital predistorters can be designed. It also has the advantage of significantly lowering the cost and power consumption of ADCs that require significantly higher cost and power consumption.
  • FIG. 1 shows a configuration of a conventional transmitter.
  • FIG. 2 is an embodiment of a wideband signal transmission apparatus including a power amplifier model according to the present invention.
  • FIG 3 is another embodiment of a wideband signal transmission apparatus including a power amplifier model according to the present invention.
  • FIG. 5 illustrates a power amplifier model using finite polynomials that intentionally generated aliasing.
  • the bandwidth of the transmission signal and the feedback signal can be extended up to three times the original signal. For example, if the signal band is 80MHz, the band is expanded by predistortion and power amplifier distortion up to 240MHz, and in order to express it in the digital domain, at least 240MHz analog to digital converter (ADC) and digital analog A digital to analog converter (DAC) is needed. If you consider additional transitions in the analog filter, you need a faster ADC / DAC.
  • ADC analog to digital converter
  • DAC digital analog A digital to analog converter
  • the predistorted signal In the case of the DAC, the predistorted signal must be delivered to the power amplifier, so there is no room for reducing the sampling rate. In the case of the ADC, the low sampling rate ensures that sufficient information on the distortion generated by the power amplifier can be obtained. If you can, you can design a predistorter even at low sampling rates.
  • the proposed method of the present invention first estimates a model of a power amplifier using a feedback signal collected at a low sampling rate, and then uses a conventional power amplifier output signal generated using the estimated power amplifier model. There are two steps to applying a distortion design algorithm. After the model of the power amplifier is obtained, the existing predistorter technique can be applied directly, so the power amplifier model estimation is described in more detail.
  • the broadband signal transmission apparatus proposed by the present invention can be classified into a direct conversion method and a low-IF method, which will be described in order.
  • FIG. 2 is an embodiment of a wideband signal transmission apparatus including a power amplifier model according to the present invention.
  • the direct conversion broadband signal transmission apparatus 200 includes a predistorter 210, a DAC 220, a modulator 230, a power amplifier 240, a demodulator 250, and an ADC 260. ), An adaptive algorithm implementation unit 270 and a virtual power amplifier unit 280.
  • the predistorter 210 pre-distorts the baseband digital transmission data x (n) to generate a predistortion signal y (n).
  • the DAC 220 converts the predistortion signal y (n) into an analog signal.
  • the modulator 230 modulates an analog signal output from the DAC 220.
  • the power amplifier 240 generates an RF transmission signal by amplifying the signal output from the modulator 230.
  • the demodulator 250 demodulates the RF transmission signal output from the power amplifier 240.
  • the ADC 260 converts the analog signal output from the demodulator 250 into a digital signal z (kL).
  • the virtual power amplifier unit 280 uses the predistortion signal y (n) and the digital signal z (kL) to provide a feedback signal ( )
  • the adaptive algorithm transition unit 270 is provided with the baseband digital transmission data x (n), the predistortion signal y (n) and the feedback signal ( ) Generates a first control signal CON1 for setting the predistorter 210.
  • the virtual power amplifier unit 280 includes a power amplifier model 281, a downsampler 282, and a model estimator 283.
  • the power amplifier model 281 determines an internal parameter in response to the second control signal CON2 and uses the predistortion signal y (n) to feed back the feedback signal ( ) Internal parameters will be described later.
  • the downsampler 282 is a feedback signal ( Signal from down-sampling )
  • the model estimator 283 is a predistortion signal y (n) and an output signal of the downsampler ( )
  • the second control signal CON2 is generated using at least two signals of the digital signal z (kL).
  • the signals transmitted and received between the modulator 230 and the power amplifier 240 and between the power amplifier 240 and the demodulator 250 are real signals, and the signals transmitted and received between the remaining components are complex signals.
  • the sampling rate of the ADC 260 is lower than the sampling rate of the DAC 220.
  • the power amplifier model 281 is set based on a plurality of polynomials, and the second control signal CON2 determines values of a plurality of coefficients included in the polynomial, which will be described later.
  • the model estimator 283 generates a second control signal CON2 by applying a method of least squares to the predistortion signal y (n) and the digital signal z (kL), or the predistortion.
  • Signal y (n) the output signal of the downsampler 282 ( )
  • the second square signal is applied to the digital signal z (kL) to generate a second control signal CON2.
  • the demodulator 250 and the ADC 260 are not used after the power amplifier model 281 constituting the virtual power amplifier unit 280 is set. By doing so, the power consumption can be minimized, and the output of the power amplifier model 281 is used instead of the actual output signal of the power amplifier 240 for the subsequent predistorter setting.
  • FIG 3 is another embodiment of a wideband signal transmission apparatus including a power amplifier model according to the present invention.
  • the low-IF wideband signal transmission apparatus 300 includes a predistorter 310, a DAC 320, a modulator 330, a power amplifier 340, a demodulator 350, and an ADC ( 360, adaptive algorithm implementation unit 370, and virtual power amplifier unit 380.
  • the predistorter 310 predistorts the baseband digital transmission data x (n) to generate a predistortion signal y (n).
  • the DAC 320 converts the predistortion signal y (n) into an analog signal.
  • the modulator 330 modulates the analog signal output from the DAC 320.
  • the power amplifier 340 amplifies the signal output from the modulator 330 to generate an RF transmission signal.
  • the demodulator 350 demodulates the RF transmission signal.
  • the ADC 360 converts the analog signal output from the demodulator 350 into a low-IF digital signal z (kL), which is a signal of a low intermediate frequency band.
  • the virtual power amplifier unit 380 uses the predistortion signal y (n) and the Low-IF digital signal z (kL) to form a feedback signal ( )
  • the adaptive algorithm transition unit 370 includes the baseband digital transmission data x (n), the predistortion signal y (n) and the feedback signal ( ) Generates a first control signal CON1 for setting the predistorter 310.
  • the virtual power amplifier unit 380 includes a power amplifier model 381, a downsampler 382, a model estimator 383, and a multiplier 384.
  • the power amplifier model 381 determines an internal parameter in response to the second control signal CON2 and uses the predistortion signal y (n) to feed back the feedback signal ( )
  • the multiplier 384 is a feedback signal ( ) By multiplying the intermediate frequency signal (f IF (n)) by the intermediate frequency feedback signal ( )
  • the downsampler 382 is an intermediate frequency feedback signal ( Signal down-sampled )
  • the model estimator 383 includes a predistortion signal y (n) and an output signal of the downsampler ( ) And a second control signal CON2 using at least two signals of the low-IF digital signal z (kL).
  • the modulator 330 and the power amplifier 340 between the power amplifier 340 and the demodulator 350, between the demodulator 350 and the ADC 360 and in the ADC 360 and the virtual power amplifier unit 380
  • the signal transmitted and received is a real signal
  • the signal transmitted and received between the remaining components is a complex signal.
  • the power amplifier model 381 is set based on the plurality of polynomials, and the second control signal CON2 determines the values of the plurality of coefficients included in the polynomial.
  • the model estimator 383 generates the second control signal CON2 by applying a least-squares method to the predistortion signal y (n) and the low-IF digital signal z (kL), or the predistortion signal ( y (n)) and the output signal of the downsampler 382 ( ) And a low-IF digital signal z (kL) to generate a second control signal CON2.
  • the demodulator 350 and the ADC 360 are not used after the power amplifier model 381 constituting the virtual power amplifier unit 380 is set.
  • the relationship between the input signal and the output signal of the power amplifier is relatively small as shown in FIG. 4. It can be defined by the parameters of (parameter, ⁇ 0 , ⁇ 1 ) and their coefficients (coefficient, g 0 , g 1 , g 2 , g 3 ).
  • the parameters shown on the left side of FIG. 4 are samples of the first term, samples of the third term, samples of the first term delayed and samples of the first sample delayed third order from the top to the bottom. Multiply them by the coefficients (g 0 , g 1 , g 2 , g 3 ) and add them to the right.
  • the characteristics of the power amplifier are defined by the coefficients of finite polynomials generated from the input signal. Therefore, the actual number of feedback samples required to extract the model of the power amplifier is a set of polynomials of the model generated from the input signal corresponding to the feedback signal collected and fully modeled in the model order previously assumed by the power amplifier. In an ideal case having a rank of, the power amplifier can be modeled if only the minimum number of parameters is secured. Even when this is not the case, there is no particular limitation on the sampling rate of the power amplifier output signal.
  • the power amplifier in the case of using a third order polynomial and a memory polynomial having a memory depth of 1 as the power amplifier model as Can be displayed together.
  • Equation 1 the baseband equivalent input signal of the power amplifier model is y (n), and the baseband equivalent output signal is z (n).
  • FIG. 4 An example of a conventional power amplifier model estimation using this model is shown in FIG. 4. After generating a distorted polynomial according to a model order using a transmission signal, and collecting the feedback signals, an input / output formula such as Equation 2 can be obtained.
  • Equation 2 N in Equation 2 is a natural number, and it estimates how much each polynomial component exists in the signal fed back by using Equation 2 using algorithms such as least squares, and the result is a power amplifier model. Becomes the coefficient of. Algorithms for estimating coefficients from Equation 2 are various, and no problem arises in extracting coefficients using any method.
  • FIG. 5 illustrates a power amplifier model using finite polynomials that intentionally generated aliasing.
  • the parameters shown on the left side of FIG. 5 are samples of the first term, samples of the third term, samples of the first term delayed and samples of the first sample delayed third term from top to bottom. Multiply them by the coefficients (g 0 , g 1 , g 2 , g 3 ) and add them to the right.
  • each distortion component polynomial generated from the transmission signal is also distorted using the same low frequency sampling or random sampling, and then the distorted polynomials are compared with the same distorted feedback signal.
  • the equation for estimating the characteristics of power amplifier can be obtained as before. In the case of using a sampling rate L (L is a natural number) times lower, the equation can be expressed as in Equation (3).
  • the virtual power amplifier output generated inside the power amplifier model is used.
  • This power amplifier model output is generated by using the transmission samples contained inside the power amplifier model, so that the sample data that is not distorted by the feedback sampling can be obtained, and thus all of the conventional predistorter algorithms can be applied.
  • the low-IF scheme which is a transmission / reception scheme illustrated in FIG. 3, is used to reduce the number of ADCs used for digital conversion of a feedback signal.
  • the predistorter is converted into a baseband signal through digital signal processing, and thus the baseband conversion is performed only in RF or RF and The only difference is whether it is digital or not, and is exactly the same as the direct conversion scheme.
  • you use low speed sampling or random sampling earlier you need to change the equation.
  • a low-IF feedback signal sampled at a period of Ts may be expressed as shown in Equation 5.
  • the low-IF signal sampled from Equation 5 is a linear combination of signals obtained by converting the nonlinear polynomial terms generated from the input signal into low-IF. That is, in the conventional method, the feedback signal is lowered to the baseband and compared with the baseband distortion terms. However, it can be seen that the power amplifier model coefficients can be obtained by using the baseband distortion terms modulated by low-IF. Using Equation 5 to derive a relationship between the input signal and the feedback signal is shown in Equation 6.
  • Equation 6 the values of the real and imaginary parts of the power amplifier model coefficients may be obtained, and the output may be generated using the virtual power amplifier model shown in FIG. 3.
  • Fig. 6 shows the spectrum in the frequency domain of the transmission signal, and it can be seen that when the predistorter is not used (a dashed line), the band of the original transmission signal (dotted line) is expanded by about five times. Due to this effect, the transmission signal may be difficult to satisfy the frequency spectrum mask requirements, and the EVM (Earned Value Management) characteristics of the transmission signal are also deteriorated. It can be seen that the predistorter is similar to the spectrum of the original transmission signal without distortion, and even when the proposed method is applied to the direct conversion feedback and the low-IF feedback method, It can be seen that it shows almost the same linearization performance. In other words, nearly the same performance can be achieved with much more relaxed ADC conditions.
  • the proposed method is to add the virtual power amplifier model and the additional analog distortion effect to the existing predistortion device, which can be implemented by digital hardware or software model.
  • the proposed method is somewhat different depending on the technique applied to the analog circuit of the feedback path. It can be applied to both the direct conversion method and the low-IF method.
  • a decimator or random sampler reflecting the sampling of the actual ADC is added to the virtual predistorter output, and in the case of the low-IF method, the virtual predistorter output and the digitizer Or, between random samplers, a section is added to convert the virtual predistorter output to low-IF.
  • the proposed method can use the output signal of the virtual power amplifier as the actual feedback signal. Therefore, the predistorter design technique using the existing high speed sampled feedback signal can be applied arbitrarily. have.
  • we used a simple, low-order model for conceptual understanding of the proposed method but all of the proposed methods for parameter-based models, such as arbitrary order Volterra models, memory polynomial models, and simple polynomial models, Applicable
  • LS Last Squares
  • LMS Longst Squares
  • RLS various other derived algorithms

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Abstract

본 발명은 송신장치에 포함된 전력증폭기의 비선형 특성을 기저대역의 전치왜곡에 의해 선형화하기 위한 전력증폭기의 등가모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치를 개시(introduce)한다. 상기 광대역 신호 송신장치는 전치왜곡기, 디지털 아날로그 변환기, 변조기, 전력증폭기, 복조기, 아날로그 디지털 변환기, 가상 전력증폭기 유닛 및 적응알고리즘 이행 유닛을 포함한다.

Description

전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치
본 발명은 광대역 신호를 송신하는 광대역 신호 송신장치에 관한 것으로, 특히, 송신장치에 포함된 전력증폭기의 비선형 특성을 기저대역의 전치왜곡에 의해 선형화하기 위한 전력증폭기의 등가모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치에 관한 것이다.
오늘날 고속 데이터통신에 대한 수요가 증가함에 따라 차세대 통신시스템들은 주파수 당 데이터 밀도를 높이려는 시도와 함께, 보다 넓은 주파수 대역을 사용하는 방향으로 점차 변화되고 있다. 주파수 당 데이터 밀도를 높이기 위해, 256 QAM(Quadrature Amplitude Modulation; 직교진폭변조) 등의 더 높은 변조차수를 사용하거나 여러 개의 안테나를 사용해 동일 주파수에 동시에 여러 데이터 스트림을 전송하는 등의 방법이 제안되어 적용되고 있다. 주파수 대역의 경우 기존의 무선 LAN 규격인 802.11n은 최대 40MHz의 대역을 사용했으나, 차세대 규격인 802.11ac는 최대 160MHz까지의 대역을 사용하고 있다.
주파수 당 데이터 밀도를 높이는 방식들은 공통적으로 더 높은 품질의 송신신호를 필요로 한다. 현재 송신신호의 품질 개선이 효과적이지 못한 이유는 여러 가지가 있지만 높은 전력으로 송신할 때 전력증폭기(Power Amplifier)의 비선형성이 주된 원인이 된다. 이 문제를 해결하기 위해 여러 다양한 선형화 기법들이 연구되어 왔다. 최근에는 디지털 전치왜곡 기법이 주목받고 있으며 실제로 상용화된 제품에도 적용되고 있다.
도 1은 종래의 송신장치의 구성을 나타낸다.
도 1을 참조하면, 송신장치(100)는, 전치왜곡기(110), 디지털 아날로그 변환기(120), 변조기(130), 전력증폭기(140), 복조기(150), 아날로그 디지털 변환기(160) 및 적응 알고리즘 이행 유닛(170)을 포함한다.
송신신호(x(n))는 디지털 아날로그 변환기(120) 및 변조기(130)를 거쳐 전력증폭기(140)로 전달되어 외부로 전송된다. 전술한 바와 같이 전치왜곡기(110)는 전력증폭기(140)의 비선형 특성을 보완하기 위하여 사용되는데, 적응 알고리즘 이행 유닛(170)에 의해 그 특성이 결정된다. 적응 알고리즘 이행 유닛(170)은 비선형 특성을 가지는 전력증폭기(140)로부터 출력되는 신호를 복조기(150)와 아날로그 디지털 변환기(160)를 통해 수신한 후 수신된 피드백 신호를 전치왜곡기(110)를 통과한 송신신호(y(n))와 비교하여 디지털 전치왜곡기(110)의 특성을 결정한다.
각각의 구성요소들 사이에 연결된 선이 굵은 것은 송수신되는 신호가 복소신호(complex signal)인 것을 의미하며 가는 선은 리얼신호(real signal)인 것을 의미하며, 이하의 설명에서도 특별한 언급이 없는 한 동일하게 적용된다.
전력증폭기(140)의 비선형성에 의해 송신신호(x(n))의 신호대역에 비해 최소 3배 이상으로 대역이 확장된 신호(x(n))를 생성하므로, 대역이 확장된 신호를 에일리어싱(aliasing) 없이 통상의 적응 알고리즘 이행 유닛(170)에 전달하기 위해서는 아날로그 디지털 변환기(160)의 샘플링 속도가 매우 높아야 한다. 변환기의 샘플링 속도가 높다는 것은 변환기의 구조가 복잡할 뿐만 아니라 전력의 소비도 상당하므로, 이러한 아날로그 디지털 변환기를 사용하는 것에는 상당한 문제가 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 송신장치에 포함된 전력증폭기의 비선형 특성을 기저대역의 전치왜곡에 의해 선형화하기 위한 전력증폭기의 등가모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치를 제공하는 것에 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일면(one aspect)에 따른 광대역 신호 송신장치는 전치왜곡기, 디지털 아날로그 변환기, 변조기, 전력증폭기, 복조기, 아날로그 디지털 변환기, 가상 전력증폭기 유닛 및 적응알고리즘 이행 유닛을 포함한다. 상기 전치왜곡기는 기저대역 디지털 송신 데이터를 전치 왜곡하여 전치왜곡신호를 생성한다. 상기 디지털 아날로그 변환기는 상기 전치왜곡신호를 아날로그 신호로 변환한다. 상기 변조기는 상기 디지털 아날로그 변환기로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조한다. 전력증폭기는 상기 변조기로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성한다. 상기 복조기는 상기 RF 송신신호를 복조한다. 상기 아날로그 디지털 변환기는 상기 복조기로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 가상 전력증폭기 유닛은 상기 전치왜곡신호 및 상기 디지털 신호를 이용하여 피드백신호를 생성한다. 상기 적응알고리즘 이행 유닛은 상기 기저대역 디지털 송신 데이터, 상기 전치왜곡신호 및 상기 피드백신호를 이용하여 상기 전치왜곡기를 설정하는 제1제어신호를 생성한다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 다른 일면(another aspect)에 따른 광대역 신호 송신장치는 전치왜곡기, 디지털 아날로그 변환기, 변조기, 전력증폭기, 복조기, 아날로그 디지털 변환기, 가상 전력증폭기 유닛 및 적응알고리즘 이행 유닛을 포함한다. 상기 전치왜곡기는 기저대역 디지털 송신 데이터를 전치 왜곡하여 전치왜곡신호를 생성한다. 상기 디지털 아날로그 변환기는 상기 전치왜곡신호를 아날로그 신호로 변환한다. 상기 변조기는 상기 디지털 아날로그 변환기로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조한다. 상기 전력증폭기는 상기 변조기로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성한다. 상기 복조기는 상기 RF 송신신호를 복조한다. 상기 아날로그 디지털 변환기는 상기 복조기로부터 출력되는 아날로그 신호를 낮은 중간주파수 대역의 신호인 low-IF 디지털 신호로 변환한다. 상기 가상 전력증폭기 유닛은 상기 전치왜곡신호 및 상기 low-IF 디지털 신호를 이용하여 피드백신호를 생성한다. 상기 적응알고리즘 이행유닛은 상기 기저대역 디지털 송신 데이터, 상기 전치왜곡신호 및 상기 피드백신호를 이용하여 상기 전치왜곡기를 설정하는 제1제어신호를 생성한다.
본 발명에 따른 광대역 신호 송신장치는, 출력 신호의 EVM 품질 및 스펙트럼 특성을 개선하기 위해 적용되는 디지털 전치 왜곡기를 저비용으로 구현할 수 있게 해주는 장점이 있으며, 기존 방식으로는 디지털 전치 왜곡기를 위해 피드백을 위한 아날로그 회로와 더불어 매우 높은 속도의 ADC가 필요했으나, 제안된 방식을 적용하면 직접 변환 혹은 low-IF 방식의 아날로그 피드백 회로를 사용할 때, 매우 낮거나 혹은 임의의 시점에 수집한 적은 수의 데이터로도 디지털 전치 왜곡기를 설계할 수 있는 장점이 있다. 또한 상당히 높은 비용 및 전력 소모가 필요한 ADC의 비용 및 전력소모를 현저히 낮출 수 있다는 장점도 있다.
도 1은 종래의 송신장치의 구성을 나타낸다.
도 2는 본 발명에 따른 전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치의 일 실시예이다.
도 3은 본 발명에 따른 전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치의 다른 일 실시예이다.
도 4는 유한 개의 다항식을 이용하는 전력증폭기 모델을 설명한다.
도 5는 에일리어싱을 의도적으로 발생시킨 유한 개의 다항식을 이용하는 전력증폭기 모델을 설명한다.
도 6은 본 발명에 따른 광대역 신호 송신장치의 성능을 비교한 컴퓨터 모의실험 데이터이다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 예시적인 실시 예를 설명하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.
이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
통상적인 전치왜곡기를 설계하기 위해서는 에일리어싱(aliasing) 되지 않은 상태의 송수신 신호 샘플이 필요하다. 3차까지의 왜곡을 고려하는 전치왜곡기의 경우, 송신신호 및 피드백신호의 대역 폭은 원래 신호의 3배까지 확장 가능하다. 예를 들면 신호 대역이 80MHz 대역인 경우 240MHz까지 전치왜곡 및 전력증폭기의 왜곡에 의해 대역이 확장되고, 이를 디지털 영역에서 표현하기 위해서는 최소 240MHz의 아날로그 디지털 변환기(Analog to Digital Convertor; ADC) 및 디지털 아날로그 변환기(Digital to Analog Convertor; DAC)가 필요하다. 만일 아날로그 필터의 천이(transition)를 추가로 고려하면 더 빠른 속도의 ADC/DAC가 필요하다.
DAC의 경우에는 전치왜곡 된 신호를 전력증폭기까지 전달해야 하므로 샘플링 속도를 감소시킬 수 있는 여지가 없으나, ADC의 경우에는 낮은 샘플링 속도로도 전력증폭기에서 발생한 왜곡에 대한 정보를 충분히 얻을 수 있다는 것을 보장할 수 있다면 낮은 샘플링 속도로도 전치왜곡기를 설계할 수 있다.
본 발명에서 제안하는 방안은, 우선 낮은 샘플링 속도로 수집된 피드백신호를 사용하여 전력증폭기의 모델을 추정한 후, 추정된 전력증폭기 모델을 사용해 생성된 가상의 전력증폭기 출력신호를 사용하여 통상의 전치왜곡기 설계 알고리즘을 적용하는 두 단계로 이루어진다. 전력증폭기의 모델이 얻어진 후의 과정은 기존의 전치왜곡기 기법을 직접적으로 적용 가능하므로 여기에서는 전력증폭기 모델 추정에 대해 보다 상세히 기술한다.
먼저 제안하는 광대역 신호 송신장치의 예에 대하여 설명하고, 광대역 신호 송신장치의 이론적인 설명은 이후에 한다. 본 발명에서 제안하는 광대역 신호 송신장치는 직접변환방식과 Low-IF 방식으로 크게 구분할 수 있으며, 이를 순서대로 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치의 일 실시예이다.
도 2를 참조하면, 직접변환방식의 광대역 신호 송신장치(200)는, 전치왜곡기(210), DAC(220), 변조기(230), 전력증폭기(240), 복조기(250), ADC(260), 적응알고리즘 이행 유닛(270) 및 가상 전력증폭기 유닛(280)을 포함한다.
전치왜곡기(210)는 기저대역 디지털 송신 데이터(x(n))를 전치 왜곡(pre-distortion)하여 전치왜곡신호(y(n))를 생성한다. DAC(220)는 전치왜곡신호(y(n))를 아날로그 신호로 변환한다. 변조기(230)는 DAC(220)로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조(modulation)한다. 전력증폭기(240)는 변조기(230)로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성한다.
복조기(250)는 전력증폭기(240)로부터 출력되는 RF 송신신호를 복조(de-modulation)한다. ADC(260)는 복조기(250)로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호(z(kL))로 변환한다. 가상 전력증폭기 유닛(280)은 전치왜곡신호(y(n)) 및 디지털 신호(z(kL))를 이용하여 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000001
)를 생성한다. 적응알고리즘 이행 유닛(270)은 기저대역 디지털 송신 데이터(x(n)), 전치왜곡신호(y(n)) 및 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000002
)를 이용하여 전치왜곡기(210)를 설정하는 제1제어신호(CON1)를 생성한다.
가상 전력증폭기 유닛(280)은, 전력증폭기 모델(281), 다운샘플러(282) 및 모델추정기(283)를 포함한다.
전력증폭기 모델(281)은 제2제어신호(CON2)에 응답하여 내부 파라미터(parameter)를 결정하고, 전치왜곡신호(y(n))를 이용하여 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000003
)를 생성한다. 내부 파라미터에 대해서는 후술한다. 다운샘플러(282)는 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000004
)를 다운 샘플링(down sampling)한 신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000005
)를 생성한다. 모델추정기(283)는 전치왜곡신호(y(n)), 다운샘플러의 출력신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000006
) 및 디지털 신호(z(kL)) 중 적어도 2개의 신호를 이용하여 제2제어신호(CON2)를 생성한다.
여기서, 변조기(230)와 전력증폭기(240) 사이 및 전력증폭기(240)와 복조기(250) 사이에서 송수신되는 신호는 리얼 신호이고, 나머지 구성요소들 사이에서 송수신되는 신호는 복소신호이다.
상술한 바와 같이, ADC(260)의 샘플링 속도는 DAC(220)의 샘플링 속도에 비해 낮다.
전력증폭기 모델(281)은 복수의 다항식을 기반으로 하여 설정되며, 제2제어신호(CON2)는 다항식에 포함된 복수의 계수의 값을 결정하며, 자세한 내용은 후술한다. 모델추정기(283)는 전치왜곡신호(y(n)) 및 디지털 신호(z(kL))에 최소 자승기법(method of least squares)을 적용하여 제2제어신호(CON2)를 생성하거나, 전치왜곡신호(y(n)), 다운샘플러(282)의 출력신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000007
) 및 디지털 신호(z(kL))에 최소자승기법을 적용하여 제2제어신호(CON2)를 생성한다.
여기서, 복조기(250) 및 ADC(260)는 가상 전력증폭기 유닛(280)을 구성하는 전력증폭기 모델(281)이 설정된 후에는 사용되지 않는다. 이렇게 함으로써, 전력의 소비를 최소한으로 할 수 있으며, 이후의 전치왜곡기 설정에는 실제의 전력증폭기(240)의 출력신호를 이용하는 것이 아니라 전력증폭기 모델(281)의 출력을 이용한다.
도 2는 직접변환방식을 구현한 것이고 이하의 설명에서는 Low-IF 방식에 대하여 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 전력증폭기 모델을 포함하는 광대역 신호 송신장치의 다른 일 실시예이다.
도 3을 참조하면, Low-IF 방식의 광대역 신호 송신장치(300)는, 전치왜곡기(310), DAC(320), 변조기(330), 전력증폭기(340), 복조기(350), ADC(360), 적응알고리즘 이행 유닛(370) 및 가상 전력증폭기 유닛(380)을 포함한다.
전치왜곡기(310)는 기저대역 디지털 송신 데이터(x(n))를 전치 왜곡하여 전치왜곡신호(y(n))를 생성한다. DAC(320)는 전치왜곡신호(y(n))를 아날로그 신호로 변환한다. 변조기(330)는 DAC(320)로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조한다. 전력증폭기(340)는 변조기(330)로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성한다.
복조기(350)는 RF 송신신호를 복조한다. ADC(360)는 복조기(350)로부터 출력되는 아날로그 신호를 낮은 중간주파수 대역의 신호인 low-IF 디지털 신호(z(kL))로 변환한다. 가상 전력증폭기 유닛(380)은 전치왜곡신호(y(n)) 및 Low-IF 디지털 신호(z(kL))를 이용하여 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000008
)를 생성한다. 적응알고리즘 이행 유닛(370)은 기저대역 디지털 송신 데이터(x(n)), 전치왜곡신호(y(n)) 및 피드백신호()를 이용하여 전치왜곡기(310)를 설정하는 제1제어신호(CON1)를 생성한다.
가상 전력증폭기 유닛(380)은 전력증폭기 모델(381), 다운샘플러(382), 모델추정기(383) 및 곱셈기(384)를 포함한다.
전력증폭기 모델(381)은 제2제어신호(CON2)에 응답하여 내부 파라미터(parameter)를 결정하고, 전치왜곡신호(y(n))를 이용하여 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000010
)를 생성한다. 곱셈기(384)는 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000011
)에 중간주파수 신호(fIF(n))를 곱하여 중간주파수 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000012
)를 생성한다. 다운샘플러(382)는 중간주파수 피드백신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000013
)를 다운 샘플링 한 신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000014
)를 생성한다. 모델추정기(383)는 전치왜곡신호(y(n)), 다운샘플러의 출력신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000015
) 및 low-IF 디지털 신호(z(kL)) 중 적어도 2개의 신호를 이용하여 제2제어신호(CON2)를 생성한다.
여기서, 변조기(330)와 전력증폭기(340) 사이, 전력증폭기(340)와 복조기(350) 사이, 복조기(350)와 ADC(360) 사이 및 ADC(360)와 가상 전력증폭기 유닛(380)에서 송수신되는 신호는 리얼 신호이고, 나머지 구성요소들 사이에서 송수신되는 신호는 복소신호이다.
여기서, 전력증폭기 모델(381)은 복수의 다항식을 기반으로 하여 설정되며, 제2제어신호(CON2)는 다항식에 포함된 복수의 계수의 값을 결정한다.
모델추정기(383)는 전치왜곡신호(y(n)) 및 low-IF 디지털 신호(z(kL))에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호(CON2)를 생성하거나, 전치왜곡신호(y(n)), 다운샘플러(382)의 출력신호(
Figure PCTKR2014001941-appb-I000016
) 및 low-IF 디지털 신호(z(kL))에 최소 자승 기법을 적용하여 제2제어신호(CON2)를 생성한다.
복조기(350) 및 ADC(360)는 가상 전력증폭기 유닛(380)을 구성하는 전력증폭기 모델(381)이 설정된 후에는 사용되지 않는다.
이하에서는 전력증폭기의 모델링에 대하여 설명한다.
도 4는 유한 개의 다항식을 이용하는 전력증폭기 모델을 설명한다.
도 4를 참조하면, 전력증폭기의 모델링을 위해 메모리 다항식(Memory Polynomial)과 같은 다항식 기반모델을 사용하는 경우, 전력증폭기의 입력신호와 출력신호와의 관계는 도 4에 도시한 바와 같이 비교적 적은 수의 파라미터 (parameter, φ0, φ1)와 이들의 계수(coefficient, g0, g1, g2, g3)에 의해 정의될 수 있다.
도 4의 좌측에 도시된 파라미터는 최상부부터 아래로 1차항의 샘플, 3차항의 샘플, 1샘플 지연된 1차항의 샘플 그리고 1샘플 지연된 3차항의 샘플이다. 이들에 계수(g0, g1, g2, g3)를 각각 곱한 후 합치면 오른쪽과 같게 된다.
즉, 전력증폭기의 특성은 입력되는 신호로부터 생성되는 유한 개의 다항식의 계수에 의해 정의된다. 따라서, 전력증폭기의 모델을 추출하기 위해 필요한 실제 피드백 샘플 수는, 전력증폭기가 사전에 가정한 모델 차수로 완벽히 모델링 되고 수집된 피드백신호에 해당하는 입력신호로부터 생성된 모델의 다항식의 집합이 파라미터 개수의 랭크를 가지는 이상적인 경우에는 최소 파라미터의 개수 이상만 확보되면 전력증폭기의 모델링이 가능하다. 이상적인 경우가 아닐 때에도 특별히 전력증폭기 출력 신호의 샘플링 속도에 대한 제한이 발생하지는 않는다.
보다 자세히 살펴보기 위해 전력증폭기의 모델로 다음과 같이 3차의 다항식(third order polynomial), 메모리 뎁스(memory depth)가 1인 메모리 다항식(memory polynomial)을 사용하는 경우의 전력증폭기는 수학식 1과 같이 표시할 수 있다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000017
Figure PCTKR2014001941-appb-I000018
Figure PCTKR2014001941-appb-I000019
여기서,
Figure PCTKR2014001941-appb-I000020
이다.
수학식 1에서 전력증폭기 모델의 기저대역 등가입력신호는 y(n), 그리고 기저대역 등가출력신호는 z(n)이다. 이 모델을 사용한 통상적인 전력증폭기 모델 추정의 예가 바로 도 4에 도시된 것이다. 송신신호를 사용해 왜곡된 다항식을 모델 차수에 따라 생성한 후, 피드백 된 신호들을 수집하게 되면 수학식 2와 같은 입출력 수식을 얻을 수 있다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000021
수학식 2에 표기된 N은 자연수이고, 수학식 2를 이용하여 피드백 된 신호에서 각 다항식 성분이 어느 정도 존재하는지를 최소제곱(least squares) 등의 알고리즘을 사용하여 추정해 내고, 이 결과가 전력증폭기 모델의 계수가 된다. 수학식 2로부터 계수를 추정하는 알고리즘은 다양하며, 어떠한 방식을 사용하더라고 계수를 추출하는데 문제가 발생하지 않는다.
도 5는 에일리어싱을 의도적으로 발생시킨 유한 개의 다항식을 이용하는 전력증폭기 모델을 설명한다.
도 5의 좌측에 도시된 파라미터는 최상부부터 아래로 1차항의 샘플, 3차항의 샘플, 1샘플 지연된 1차항의 샘플 그리고 1샘플 지연된 3차항의 샘플이다. 이들에 계수(g0, g1, g2, g3)를 각각 곱한 후 합치면 오른쪽과 같게 된다.
도 5를 참조하면, 낮은 주파수 혹은 랜덤 샘플링에 의해 샘플링된 피드백 신호는 도 5의 우측에 도시된 바와 같이 왜곡된 신호가 주파수 축에서 중첩, 왜곡된 형태로 나타나게 된다. 이 신호로부터 전력증폭기의 모델 계수를 추출하기 위해서는 송신신호로부터 생성된 각 왜곡성분 다항식의 값 또한 동일한 낮은 주파수 샘플링 혹은 랜덤 샘플링을 사용해 왜곡시킨 후, 이 왜곡된 다항식들을 동일하게 왜곡된 피드백 신호와 비교하게 되면 기존과 마찬가지로 전력증폭기 특성 추정을 위한 수식을 얻을 수 있다. L(L은 자연수)배 낮은 샘플링 속도를 사용하는 경우의 수식은 수학식 3과 같이 표시할 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000022
랜덤 샘플링을 사용하는 경우에도, 수학식 4에 표시한 바와 같이 입출력 관계 수식을 얻을 수 있다. 수식의 형태는 동일하므로 역시 통상의 알고리즘을 사용하여 계수를 추정할 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000023
여기서,
Figure PCTKR2014001941-appb-I000024
이다.
상술한 바와 같이 낮은 속도의 샘플링 혹은 랜덤 샘플링을 사용해 얻은 피드백 신호로부터 전력증폭기의 모델을 추정한 후에는, 실제 전력증폭기 출력으로부터 얻은 피드백 신호가 아닌 전력증폭기 모델 내부에서 생성된 가상의 전력증폭기 출력을 사용하여 간접 훈련 기법을 적용해 전치왜곡기를 설계할 수 있다. 이 전력증폭기 모델 출력은 전력증폭기 모델 내부에 가지고 있는 송신 샘플들을 사용하여 생성되므로 피드백 샘플링에 의해 왜곡되지 않은 샘플 데이터들을 얻을 수 있으며 따라서 통상의 전치왜곡기 알고리즘을 모두 적용할 수 있다.
지금까지는 현재 가장 널리 사용되는 있고 도 2에 도시한 송수신방식인 직접변환방식으로 피드백 신호를 얻는 경우에 대해 살펴보았다.
도 3에 도시된 송수신방식인 low-IF 방식은, 피드백 신호의 디지털 변환을 위해 사용되는 ADC의 수를 줄이기 위해 사용된다. 종래의 경우, low-IF로 변환된 아날로그 신호를 ADC로 얻은 후 전치왜곡기를 설계할 때에는 디지털 신호처리를 통해 기저대역 신호로 변환하여 사용하므로, 기저대역으로의 변환이 RF에서만 이루어지는지 혹은 RF와 디지털 방식으로 이루어지는지 여부의 차이만 존재하고, 직접 변환 방식과 완전히 동일하다. 하지만 앞에서 낮은 속도의 샘플링 혹은 랜덤 샘플링을 사용하는 경우에는 다소 수식의 변환이 필요하다.
1 탭(tap)의 지연을 가지는 3차 메모리 다항식을 사용해 모델을 추정할 때, Ts의 주기로 샘플링 된 low-IF 피드백 신호는 수학식 5와 같이 표시할 수 있다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000025
Figure PCTKR2014001941-appb-I000026
Figure PCTKR2014001941-appb-I000027
Figure PCTKR2014001941-appb-I000028
Figure PCTKR2014001941-appb-I000029
수학식 5로부터 샘플링 된 low-IF 신호는, 입력신호로부터 생성된 비선형 다항식 항들을 low-IF로 변환한 신호들의 선형 조합임을 알 수 있다. 즉, 기존 방식의 경우 피드백 신호를 기저대역으로 낮추어 기저대역 왜곡항들과 비교하였으나, 반대로 low-IF로 변조한 기저대역 왜곡항들을 사용해서도 전력증폭기 모델 계수를 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다. 수학식 5를 사용하여 입력신호와 피드백신호 사이의 관계를 유도하면 수학식6과 같다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2014001941-appb-I000030
여기서,
Figure PCTKR2014001941-appb-I000031
이다.
수학식 6으로부터 전력증폭기 모델 계수의 실수 및 허수부의 값을 얻을 수 있고, 이를 사용하여 도 3에 도시된 가상 전력증폭기 모델에서의 출력을 생성할 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 광대역 신호 송신장치의 성능을 비교한 컴퓨터 모의실험 데이터이다.
도 6은 송신신호의 주파수영역에서의 스펙트럼을 나타낸 것이며, 전치왜곡기를 사용하지 않았을 경우(일점쇄선), 원래의 송신신호(점선)의 대역이 약 5배로 확장되는 것을 알 수 있다. 이러한 효과로 인해 송신신호는 주파수 스펙트럼 마스크 요구조건을 만족하기 어려워 질 수도 있으며, 송신신호의 EVM(Earned Value Management) 특성도 나빠진다. 여기에 전치왜곡기를 적용하면 왜곡이 없는 원래의 송신 신호의 스펙트럼과 유사해 지는 것을 알 수 있으며, 본 발명에서 제안한 방식을 직접변환 피드백과 low-IF 피드백 방식에 적용했을 때에도 기존의 전치왜곡 방식과 거의 동일한 선형화 성능을 보임을 알 수 있다. 즉, 훨씬 완화된 ADC 조건으로도 거의 동일한 성능을 얻을 수 있다.
제안된 방안은 기존의 전치왜곡 장치에 가상 전력증폭기 모델과 부가적인 아날로그 왜곡 효과가 추가된 형태로, 이 효과를 모델링하기 위해 디지털 하드웨어로 직접 구현하거나 소프트웨어적으로 모델을 구현하는 것도 가능하다. 제안된 방법은 피드백 경로의 아날로그 회로에 적용된 기법에 따라 다소 형태가 달라지게 되는데, 직접 변환 방식을 사용하는 경우 혹은 low-IF 방식을 사용하는 경우에 모두 적용 가능하다. 직접 변환 방식을 사용하는 경우 가상 전치왜곡기 출력에 실제 ADC의 샘플링을 반영한 디시메이터(decimator) 혹은 랜덤 샘플러(random sampler)가 추가되며, low-IF 방식인 경우에는 가상 전치왜곡기 출력과 디시메이터 혹은 랜덤샘플러 사이에 가상 전치왜곡기 출력을 low-IF로 변환하는 부분이 추가된다.
제안된 방법은 가상 전력증폭기의 모델을 추정한 후에는 가상 전력증폭기의 출력 신호를 실제 피드백 신호처럼 이용할 수 있으므로, 이후에는 기존의 고속 샘플링 된 피드백 신호를 이용한 전치왜곡기 설계 기법을 임의로 적용할 수 있다. 앞의 기술 설명에서는 제안된 방법의 개념적 이해를 위해 낮은 차수의 간단한 모델을 사용했으나, 임의 차수의 볼테라(volterra) 모델, 메모리 다항식 모델, 단순 다항식 모델 등의 파라메터 기반 모델에 모두 제안된 방법을 적용할 수 있다. 모델을 추정하기 위한 알고리즘으로는 본 발명의 설명에 기술된 수식을 기반으로 하여 LS(least squares), LMS, RLS 및 기타 다양한 파생 알고리즘들의 적용이 가능하다.
이상에서는 본 발명에 대한 기술사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만 이는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시적으로 설명한 것이지 본 발명을 한정하는 것은 아니다. 또한 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 이라면 누구나 본 발명의 기술적 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방 가능함은 명백한 사실이다.

Claims (10)

  1. 기저대역 디지털 송신 데이터를 전치 왜곡하여 전치왜곡신호를 생성하는 전치왜곡기;
    상기 전치왜곡신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털 아날로그 변환기;
    상기 디지털 아날로그 변환기로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조하는 변조기;
    상기 변조기로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성하는 전력증폭기;
    상기 RF 송신신호를 복조하는 복조기;
    상기 복조기로부터 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기;
    상기 전치왜곡신호 및 상기 디지털 신호를 이용하여 피드백신호를 생성하는 가상 전력증폭기 유닛; 및
    상기 기저대역 디지털 송신 데이터, 상기 전치왜곡신호 및 상기 피드백신호를 이용하여 상기 전치왜곡기를 설정하는 제1제어신호를 생성하는 적응 알고리즘 이행유닛;을 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 가상 전력증폭기 유닛은,
    제2제어신호에 응답하여 내부 파라미터를 결정하고, 상기 전치왜곡신호를 이용하여 상기 피드백신호를 생성하는 전력증폭기 모델;
    상기 피드백신호를 다운 샘플링하는 다운샘플러; 및
    상기 전치왜곡신호, 상기 다운샘플러의 출력신호 및 상기 디지털 신호 중 적어도 2개의 신호를 이용하여 상기 제2제어신호를 생성하는 모델추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 아날로그 디지털 변환기의 샘플링 속도는 상기 디지털 아날로그 변환기의 샘플링 속도에 비해 낮은 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  4. 기저대역 디지털 송신 데이터를 전치 왜곡하여 전치왜곡신호를 생성하는 전치왜곡기;
    상기 전치왜곡신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털 아날로그 변환기;
    상기 디지털 아날로그 변환기로부터 출력되는 아날로그 신호를 변조하는 변조기;
    상기 변조기로부터 출력되는 신호를 증폭하여 RF 송신신호를 생성하는 전력증폭기;
    상기 RF 송신신호를 복조하는 복조기;
    상기 복조기로부터 출력되는 아날로그 신호를 낮은 중간주파수 대역의 신호인 low-IF 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기;
    상기 전치왜곡신호 및 상기 low-IF 디지털 신호를 이용하여 피드백신호를 생성하는 가상 전력증폭기 유닛; 및
    상기 기저대역 디지털 송신 데이터, 상기 전치왜곡신호 및 상기 피드백신호를 이용하여 상기 전치왜곡기를 설정하는 제1제어신호를 생성하는 적응 알고리즘 이행유닛;을 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 가상 전력증폭기 유닛은,
    상기 전치왜곡신호 및 제2제어신호를 이용하여 상기 피드백신호를 생성하는 상기 전력증폭기의 등가모델을 설정하는 전력증폭기 모델;
    상기 피드백신호에 중간주파수 신호를 곱하여 중간주파수 피드백신호를 생성하는 곱셈기;
    상기 중간주파수 피드백신호를 다운 샘플링하는 다운샘플러; 및
    상기 전치왜곡신호, 상기 다운샘플러의 출력신호 및 상기 low-IF 디지털 신호 중 적어도 2개의 신호를 이용하여 상기 제2제어신호를 생성하는 모델추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  6. 제3항 또는 제5항에 있어서,
    상기 전력증폭기 모델은 복수의 다항식을 기반으로 하여 설정되며, 상기 제2제어신호는 상기 다항식에 포함된 복수의 계수의 값을 결정하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  7. 제3항 또는 제5항에 있어서, 상기 모델추정기는,
    상기 전치왜곡신호 및 상기 디지털 신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하거나, 상기 전치왜곡신호 및 상기 low-IF 디지털 신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  8. 제3항 또는 제5항에 있어서, 상기 모델추정기는,
    상기 전치왜곡신호, 상기 다운샘플러의 출력신호 및 상기 디지털 신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하거나, 상기 전치왜곡신호, 상기 다운샘플러의 출력신호 및 상기 low-IF 디지털 신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  9. 제3항 또는 제5항에 있어서, 상기 복조기 및 상기 아날로그 디지털 변환기는,
    상기 가상 전력증폭기 유닛을 구성하는 상기 전력증폭기 모델이 설정된 후에는 사용되지 않는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 모델추정기는,
    상기 가상 전력증폭기 유닛을 구성하는 상기 전력증폭기 모델이 설정된 후에는,
    상기 전치왜곡신호 및 상기 다운샘플러의 출력신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하거나, 상기 전치왜곡신호 및 상기 다운샘플러의 출력신호에 최소 자승 기법을 적용하여 상기 제2제어신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 광대역 신호 송신장치.
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