WO2014134777A1 - 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置 - Google Patents

数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2014134777A1
WO2014134777A1 PCT/CN2013/072149 CN2013072149W WO2014134777A1 WO 2014134777 A1 WO2014134777 A1 WO 2014134777A1 CN 2013072149 W CN2013072149 W CN 2013072149W WO 2014134777 A1 WO2014134777 A1 WO 2014134777A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
digital signal
time
value
moment
phase
Prior art date
Application number
PCT/CN2013/072149
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
高雨良
刘伯涛
吕超
戴永恒
Original Assignee
华为技术有限公司
香港理工大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 华为技术有限公司, 香港理工大学 filed Critical 华为技术有限公司
Priority to PCT/CN2013/072149 priority Critical patent/WO2014134777A1/zh
Priority to CN201380000613.9A priority patent/CN104160626B/zh
Publication of WO2014134777A1 publication Critical patent/WO2014134777A1/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation

Definitions

  • the present invention relates to the field of communication technologies, and in particular, to a method and a method for correcting a jump of a digital signal and a related device. Background technique
  • a typical coherent receiver architecture includes a front-end photoelectric conversion unit, an analog-to-digital conversion unit, and a digital signal processing (DSP) unit at the back end.
  • DSP digital signal processing
  • Existing DSP units include units such as dispersion compensation, polarization demultiplexing, frequency offset estimation, carrier phase estimation (CPE), and decision output.
  • the DSP-based CPE algorithm has been put into use gradually.
  • the inventors of the present invention found in the research and practice that there is usually a CS (Cycle slip) possibility when using the existing CPE algorithm, wherein the jump period refers to the recovered carrier.
  • the phase is incorrectly rotated by 90 degrees, 180 degrees, or minus 90 degrees (negative 90 degrees, that is, 270 degrees), etc., which may result in catastrophic consequences of the signal being completely uncorrected.
  • the industry has not yet proposed effective detection and correction of the technology of jumping. Summary of the invention
  • Embodiments of the present invention provide a method for detecting a beat of a digital signal, a method for correcting a beat of a digital signal, and a related device, in order to effectively find and correct a jump of a digital signal.
  • a first aspect of the present invention provides a method for detecting a beat of a digital signal, which may include:
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the K is a natural number
  • the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal; performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain a second hop detection value; If the second hop detection value corresponding to the moment is less than the second detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 90 degree jump.
  • Performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hopping detection value includes: performing a sliding window average of a window size of K+1 on the fourth digital signal by: One-week detection value,
  • the i represents a time variable
  • the fourth digital signal corresponding to the time k is shown, and i represents the first hop detection value corresponding to the time i.
  • the skip detection value includes: performing a sliding window flat measurement value of a window size K+1 on the fifth digital signal by using /2, wherein the i represents a time variable, and the y k table
  • the fifth digital signal corresponding to the time k is shown, and Z i 90 represents the second hop detection value corresponding to the time i.
  • the obtained i is obtained. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the time has occurred 180 Weeks, including:
  • the first corresponding hop detection value corresponding to the time is smaller than the first detection threshold, and the difference between the first phase estimation value ⁇ 2 and the second phase estimation value io+ ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, and the i is estimated.
  • a second digital signal corresponding to the moment occurs a 180 degree jump, wherein the first phase estimate It is through i. -
  • the first digital signal at time ⁇ /2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i()+K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • a fourth possible implementation If you get i. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, including:
  • Time corresponding to a second cycle slip detection value is smaller than the second detection threshold, and the first phase estimate ⁇ 2 and the second phase estimate ⁇ io + ⁇ 2 is greater than the second difference angle threshold value, then estimating the i.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, wherein the first phase estimate It is through i. -
  • the first phase digital signal at time K/2 is subjected to carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value is obtained.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • the i. First jump detection corresponding to time The value is a minimum value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period, wherein the first hop detection value corresponding to each time in the first time period is smaller than the first detection threshold.
  • the second hop detection value corresponding to the time is the minimum value of the second hop detection value corresponding to each time in the obtained second time period, wherein the second hop detection value corresponding to each time in the second time period is Less than the second detection threshold.
  • a second aspect of the present invention provides a method for correcting a beat of a digital signal, including:
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second time is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is the first time at each time in the time interval [i.-K/ 2 , i.-K/ 2 ]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is the time of each time in the time interval [io-K/2, io-K/2] a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process by a digital signal;
  • the estimating a phase change value of each moment between the first moment and the second moment includes: estimating a first moment by a linear function fitting manner The phase change value at each moment between the second moments.
  • the r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain the first phase
  • the A (pi) represents a phase change value of the estimated time i between the first time and the second time.
  • a third aspect of the present invention provides a device for detecting a beat of a digital signal, including:
  • a dephasing unit for dephasing the first digital signal to obtain a second digital signal; a determining unit for performing a decision process on the second digital signal to obtain a third digital signal; a conjugate operation unit for The first digital signal and the third digital signal are conjugated to obtain a fourth digital signal;
  • a first estimating unit configured to perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; if obtained i. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the K is a natural number;
  • a second estimating unit configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal; perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain a second hop detection value; The i obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, then i is estimated. At the moment, the corresponding second digital signal has a 90 degree jump.
  • the first estimating unit is specifically configured to perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value
  • i represents a time variable
  • the x k table The fourth digital signal corresponding to the time k is shown, and z represents the first hop detection value corresponding to the time i; if i is obtained. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the K is a natural number.
  • the second estimating unit is specifically configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth
  • the digital signal is subjected to the sliding window averaging of the window size K+1 for the fifth digital signal, /2, wherein the i represents a time variable, and the y k table Showing the fifth digital signal corresponding to time k, Indicates the second hop detection value corresponding to the time i, if i is obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump.
  • the first estimating unit is specifically configured to perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value;
  • the first corresponding hop detection value corresponding to the time is smaller than the first detection threshold, and the difference between the first phase estimation value ⁇ 2 and the second phase estimation value io+ ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, and the i is estimated.
  • a second digital signal corresponding to the moment occurs a 180 degree jump, wherein the first phase estimate It is through i. -
  • the first digital signal at time ⁇ /2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ + ⁇ /2 is passed through .
  • the first digital signal at time +1 ⁇ 2 is carried Wave phase estimation process.
  • the second estimating unit is specifically configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal, and perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain a second hopping cycle. Detected value;
  • the difference between the estimated value ⁇ 2 and the second phase estimate ⁇ io + ⁇ 2 is greater than the second angle threshold, and the i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, wherein the first phase estimate
  • a fourth aspect of the present invention provides a time-lapse correction apparatus for a digital signal, including:
  • a carrier phase estimation unit configured to perform carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value
  • phase removal processing unit configured to perform phase removal processing on the first digital signal to obtain a second digital signal
  • the Search unit used to find i.
  • the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i. -K/2 , io-K/2]
  • the third phase estimation value cp max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is The first digital signal at the second time is obtained by the carrier phase estimation process
  • the third phase estimation value cp max is the first digital signal at each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the fourth phase estimation value (p max is the time of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • One number a minimum value of the first phase estimation value obtained by the signal phase estimation process;
  • An estimating unit configured to estimate a phase change value at each moment between the first time and the second time; a phase compensation unit, configured to use the estimated phase change value to each of the first time and the second time
  • the first digital signal corresponding to the time is phase compensated to obtain a sixth digital signal, and the sixth digital signal is subjected to dephasing processing to obtain a seventh digital signal.
  • the estimating unit is specifically configured to estimate a phase change value of each moment between the first moment and the second moment by a linear function fitting manner.
  • the phase compensation unit is specifically configured to use the estimated phase change value by using the Phase-compensating the first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment to obtain a sixth digital signal, and performing phase-de-phase processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the A represents a first digital signal corresponding to the time i
  • the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain the first
  • the phase estimation value the A (pi) represents a phase change value of the estimated i time between the first time and the second time.
  • a fifth aspect of the present invention provides a digital signal processor, including:
  • Input device output device, memory and processor
  • the processor performs the following steps:
  • the processor performs a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value, including: performing a sliding of a window size of K+1 on the fourth digital signal by: One-week detection value,
  • the i represents a time variable
  • the fourth digital signal corresponding to the time k is shown, and i represents the first hop detection value corresponding to the time i.
  • the processor performs a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain
  • the second hop detection value includes: performing, for the fifth digital signal, a window size of K + 1 hop detection value, /2, wherein the i represents a time variable, and the y k table
  • the fifth digital signal corresponding to the time k is shown, and Z 90 represents the second skip detection value corresponding to the time i.
  • the processor obtains i. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, including:
  • the first jump detection value corresponding to the moment is smaller than the first detection threshold, and the first phase
  • the difference between the estimated value ⁇ 2 and the second phase estimated value ⁇ io+ ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, and the i is estimated.
  • a second digital signal corresponding to the moment occurs with a 180 degree jump, wherein the first phase estimate Valuation It is through i.
  • the first digital signal at time K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i() + K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • Time corresponding to a second cycle slip detection value is smaller than the second detection threshold, and the first phase estimate ⁇ 2 and the second phase estimate ⁇ io + ⁇ 2 is greater than the second difference angle threshold value, then estimating the i.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, wherein the first phase estimate It is through i. -
  • the first digital signal at time K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i() + K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • the first hop detection value corresponding to the time is the minimum value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period, wherein the first hop detection value corresponding to each time in the first time period is Less than the first detection threshold.
  • the sixth possible implementation manner the i.
  • the second hop detection value corresponding to the time corresponds to the corresponding time of each time in the obtained second time period
  • the minimum value of the second hop detection value, wherein the second hop detection value corresponding to each time in the second time period is smaller than the second detection threshold.
  • a sixth aspect of the present invention provides a digital signal processor, including:
  • Input device output device, memory and processor
  • the processor performs the following steps: performing carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value;
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second time is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is the first time at each time in the time interval [i.-K/ 2 , i.-K/ 2 ]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is the time of each time in the time interval [io-K/2, io-K/2] a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process by a digital signal;
  • the processor estimates a phase change value at each moment between the first time and the second time, including: estimating the first by a linear function fitting manner The phase change value at each time between the time and the second time.
  • the processor uses the estimated phase change value between the first time and the second time
  • the first digital signal corresponding to each time is phase compensated to obtain a sixth digital signal
  • the sixth digital signal is subjected to dephasing processing to obtain the seventh digital signal, including: using the estimated phase change value by using the following manner Phase-compensating the first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment to obtain a sixth digital signal, and performing phase-de-phase processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the A represents a first digital signal corresponding to the time i
  • the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain the first a phase estimation value
  • the A cpi represents a phase change value of the estimated i time between the first time and the second time.
  • a seventh aspect of the present invention provides a computer storage medium
  • the computer storage medium stores a program that, when executed, includes some or all of the steps of the jump detection method of the digital signal as described above.
  • An eighth aspect of the present invention provides a computer storage medium
  • the computer storage medium stores a program that, when executed, includes some or all of the steps of the jump correction method of the digital signal as described above.
  • the first digital signal is subjected to dephasing processing to obtain a second digital signal; the second digital signal is subjected to decision processing to obtain a third digital signal; The third digital signal performs a conjugate operation to obtain a fourth digital signal; and performs a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump; or the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal, and the fifth digital signal is subjected to a sliding window averaging process with a window size of K+1 to obtain The second hop detection value, if i is obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, then i is estimated. At the moment, the corresponding second digital signal has a 90 degree jump. Based on the above mechanism, it is beneficial to effectively detect whether the digital signal has jumped, and the above detection mechanism can be regarded as a blind jump detection technology, which can avoid the use of differential coding, and does not need to introduce a training sequence or pilot, which is beneficial to reduce the emission. The complexity of the machine, without adding redundant data, is beneficial to improve spectral efficiency and power efficiency.
  • FIG. 1 is a schematic flowchart of a method for detecting a jump of a digital signal according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a schematic flowchart of a method for correcting a beat of a digital signal according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a schematic diagram of simulation of time-lapse detection value according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a schematic diagram of application of three different technologies according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6-a is a schematic diagram of a digital signal jump detection device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6-b is another digital signal jump detection device according to an embodiment of the present invention
  • Figure 6-c is a schematic diagram of another digital signal skip detection device according to an embodiment of the present invention
  • Figure 6-d is a schematic diagram of another digital signal skip detection device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a digital signal beat correction device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a digital signal processor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic diagram of another digital signal processor according to an embodiment of the present invention. detailed description
  • Embodiments of the present invention provide a method for detecting a beat of a digital signal, a method for correcting a beat of a digital signal, and a related device, in order to effectively find and correct a jump of a digital signal.
  • the method for detecting the period of the digital signal may include: performing dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; and performing a decision processing on the second digital signal Obtaining a third digital signal; performing a conjugate operation on the first digital signal and the third digital signal to obtain a fourth digital signal; performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hopping cycle Detected value; if obtained i.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 180 degree jump, wherein the K is a natural number; or, the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal; and the fifth digital signal is performed with a window size of K+
  • the sliding window of 1 is averaged to obtain a second hop detection value; if i is obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump.
  • FIG. 1 is a schematic flowchart of a method for detecting a jump of a digital signal according to an embodiment of the present invention.
  • a method for detecting a beat of a digital signal according to an embodiment of the present invention may include the following contents:
  • the first digital signal may be subjected to carrier phase estimation processing to obtain a first phase estimation value, and the first digital signal may be dephased using the estimated first phase estimation value to obtain The second digital signal.
  • the carrier phase estimation process is performed on the first digital signal at different times, and the first phase estimation value corresponding to the corresponding time is obtained, and the first digital signal corresponding to each time is used to dephase the first digital signal at the corresponding time. Processing, the second digital signal at the corresponding moment can be obtained.
  • the digital signal skipping may occur during the process of dephasing the first digital signal to obtain the second digital signal.
  • the first digital signal may be a signal after dispersion compensation, depolarization multiplexing, and frequency offset estimation.
  • 103. Perform a conjugate operation on the first digital signal and the third digital signal to obtain a fourth digital signal.
  • 104. Perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; if obtained i. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump.
  • Step 104 and step 105 may be performed alternatively or both. If both step 104 and step 105 are performed, there is no necessary execution order.
  • K is a natural number, and the value of K can be set according to the actual scene and the detection precision, and can also be an empirical value.
  • the determination of the sliding window size K may refer to the following principle.
  • the sliding window size K in the algorithm may depend on the optical signal to noise ratio (OSNR) and the degree of phase noise. . If K is too small, the sliding window may be difficult to suppress the noise. It may cause the parameters of the skip detection (such as the first hop detection value, the second hop detection value, etc.) to randomly float, which may cause detection errors. On the contrary, if K is too long, the phase noise will be separated from each other, which will reduce the discrimination of the parameters of the jump detection and increase the probability of error.
  • OSNR optical signal to noise ratio
  • K can range from 150 to 250 or other ranges.
  • K is 200.
  • K can represent the number of units. The unit length of different systems may vary.
  • the selection of the hop detection threshold may be referred to the following principle, because the comparison of the hop detection parameters (for example, the first hop detection value) is mainly used.
  • the second hop detection value, etc., and the comparison of the hop detection threshold (such as the first detection threshold, the second detection threshold, etc.) as a reference for detecting whether the hopping occurs occurs, and the selection may comprehensively consider the probability of occurrence of the hopping period , the degree of phase noise change, etc.
  • the jump detection threshold (such as the first detection threshold, the second detection threshold, etc.) may be selected as 0.4 ⁇ 1 or other ranges, such as 0.4, 0.5, and the like.
  • the conjugate operation of the first digital signal and the third digital signal to obtain the fourth digital signal may include: combining the first digital signal and the third digital signal by two ⁇ * ( )
  • performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain the first hop detection value may include: performing a window large on the fourth digital signal by: The sliding window of 1 is averaged to obtain the first jump detection value,
  • the sliding window averaging process with a window size of K+1 is performed on the fifth digital signal to obtain a second
  • the skip detection value includes: performing a window on the fifth digital signal to obtain a second skip detection value by:
  • the estimation is i.
  • the second digital signal corresponding to the time occurs 180 degrees of the hop, which may include: if the obtained i. the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, and the first phase estimation value If the difference between ⁇ io K/2 and the second phase estimate ⁇ + ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, then the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the first phase estimate
  • ⁇ io K/2 is through to i.
  • the first digital signal at the time of -K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i()+K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • the above obtained i If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, which may include: if obtained i.
  • the second jump detection value corresponding to the moment is smaller than the second detection threshold, and the first phase estimation value
  • the first hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the first hop detection values corresponding to each time in the obtained first time period, wherein the first hop detection corresponding to each time in the first time period The value may be less than the first detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or any value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the first hop detection value corresponding to each moment in the time period may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the second hop detection values corresponding to each time in the obtained second time period, wherein the second hop detection corresponding to each time in the second time period The values are all smaller than the second detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the second hop detection value corresponding to each moment in the moment may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second digital signal corresponding to the time has a jump cycle (may be a 90 degree jump or a 180 degree jump), and the digital signal can be further phase corrected in various ways.
  • the first digital signal can be dephased to obtain a second digital signal; the first digital signal is subjected to carrier phase estimation processing to obtain a first phase estimate; if i is found.
  • the second digital signal corresponding to the time occurs, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second moment is subjected to carrier phase estimation processing
  • the third phase estimation value (p max is the first of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is for each time in the time interval [io-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each time between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to
  • the first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment is phase compensated to obtain a sixth digital signal.
  • the sixth digital signal may be dephased to obtain a seventh digital signal, and the seventh The digital signal
  • the time between the first time and the second time described in the embodiment of the present invention may include the first time and/or the second time. Of course, in some scenarios, the first time and/or may not be included. The second moment is inside.
  • the estimating the phase change value at each moment between the first time and the second time includes: estimating a first time and a second time by a linear function fitting manner The phase change value at each moment.
  • the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time is phase-compensated by the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal
  • the sixth Dephasing the digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the A represents a first digital signal corresponding to the time i
  • the above (pi represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation
  • the value, ⁇ above (pi) represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the first digital signal is subjected to dephasing processing to obtain a second digital signal; the second digital signal is subjected to decision processing to obtain a third digital signal; and the first digital signal and the third digital signal are obtained.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 180 degree jump; or the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal; and the fifth digital signal is subjected to a sliding window averaging process with a window size of K+1 to obtain The second hop detection value; if the second hop detection value corresponding to the obtained io time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump. Based on the above mechanism, it is beneficial to effectively detect whether the digital signal has jumped, and the above detection mechanism can be regarded as a blind-cycle detection technology, which can avoid the use of differential coding, and does not need to introduce a training sequence or pilot, which is beneficial to reduce the emission.
  • An embodiment of the method for correcting the period of the digital signal of the present invention may include: performing carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value; and performing the first digital signal on the first digital signal Dephasing to obtain a second digital signal; if i is found. Time correspondence The second digital signal is skipped, and the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimate (p max is obtained by performing carrier phase estimation on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimate (p min is passed)
  • the first digital signal at the second moment is obtained by performing carrier phase estimation processing, wherein the third phase estimation value (p max is at each moment in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal performs a maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process
  • the fourth phase estimation value (p max is a time interval [i.-K/2, io-K/2]
  • the first digital signal of the time is subjected to a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; the phase change value of each time between the first time and the second time is estimated; and the estimated phase change value is used, Phase compensation is performed on the first digital signal corresponding to each moment between the first time and the second time to obtain a sixth digital signal.
  • FIG. 2 is a schematic flowchart of a method for correcting a jump of a digital signal according to an embodiment of the present invention.
  • a method for correcting the delay of a digital signal provided by an embodiment of the present invention may include the following contents:
  • the third phase estimation value cp max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is The first digital signal at two times is obtained by carrier phase estimation processing
  • the third phase estimation value cp max is a carrier for the first digital signal at each time in the time interval [io-K/2, io-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation values obtained by the phase estimation process, and the fourth phase estimation value cp max is the first digital signal at each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2] Performing a minimum value among the first phase estimation values obtained by the carrier phase estimation process;
  • the seventh digital signal may be further subjected to decision processing to obtain an eighth digital signal, and the eighth digital signal may be further output.
  • the time between the first time and the second time described in the embodiment of the present invention may include the first time and/or the second time. Of course, in some scenarios, the first time and/or may not be included. The second moment is inside.
  • the estimating the phase change value at each moment between the first moment and the second moment includes: estimating, by a linear function fitting method, between the first moment and the second moment The phase change value of the moment.
  • the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time is phase-compensated by the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal
  • the sixth Dephasing the digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the i-time
  • the above (pi represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation value
  • the above ⁇ (pi represents a phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the first digital signal is subjected to dephasing processing to obtain a second digital signal; the carrier phase estimation process is performed on the first digital signal to obtain a first phase estimation value; if i is found.
  • the second digital signal corresponding to the time occurs, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second moment is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is the first of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is the time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each time between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to Each moment between the first moment and the second moment
  • the corresponding first digital signal is phase compensated to obtain a sixth digital signal.
  • FIG. 3 is a schematic flow chart of a digital signal processing method according to an embodiment of the present invention.
  • a digital signal processing method provided by an embodiment of the present invention may include the following contents:
  • the first digital signal may be a signal after dispersion compensation, depolarization multiplexing, and frequency offset estimation.
  • the first digital signal is available! "i said, among them, 1 1 1 ;
  • Si is a digital signal from the moment i emitted by the transmitting end (the high-order modulation pattern signal is expressed in the form of a complex number), 6 i is the real carrier phase of the enrichment, and ni is a uniformly distributed random engraving Noise, ni expectation value is 0. If 6 i is correctly estimated, the transmitter data si can be obtained correctly.
  • the first digital signal may be subjected to carrier phase estimation processing to obtain a first phase estimation value, and the first digital signal may be dephased using the estimated first phase estimation value to obtain The second digital signal.
  • the carrier phase estimation process is performed on the first digital signal at different times, and the first phase estimation value corresponding to the corresponding time is obtained, and the first digital signal corresponding to each time is used to dephase the first digital signal at the corresponding time. Processing, the second digital signal at the corresponding moment can be obtained.
  • skipping of the digital signal may occur during the process of dephasing the first digital signal to obtain the second digital signal.
  • performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain the first hop detection value may include: performing a window large on the fourth digital signal by: The sliding window of 1 is averaged to obtain the first jump detection value,
  • time variable i gradually goes to i. Close, it will be from a larger value
  • the second digital signal corresponding to the time has a 90 degree jump.
  • the fourth digital signal may be squared to obtain a fifth digital signal
  • performing the sliding window averaging process of the window size K+1 to obtain the second hop detection value for the fifth digital signal includes: performing a window on the fifth digital signal to obtain the window The second skip detection value, /2, where i represents a time variable,
  • the first hop detection value Z corresponding to the time i is calculated based on the above formula, wherein the expected value of ni is 0, so when the window is sufficiently large, the average value may tend to be zero. If the calculation result does not occur at the time of the jump, the change in the amount i is stable as the amount of time i changes. Among them, if it is in i. At the moment, a 90-degree jump is happening, then at i. Before and after the moment, si and di have a positive and negative 90 degree phase difference, that is, the phase of xi changes by plus or minus 90 degrees at the time of iO. Therefore, yi will have a phase change of 180 degrees, and the calculated phase at iO will become At 0, as shown in the following formula (4).
  • Step 305 and step 306 may be performed alternatively or both. If both step 305 and step 306 are performed, there is no necessary execution order.
  • Figure 4 shows a simulation result using the above principle.
  • the simulation data is 67000 QPSK signals. It can be seen from Fig. 4 that the smoothly changing jump detection value will have a minimum value at the time of the jump, which is very discriminating. Therefore, it is possible to detect whether or not a skip occurs by comparing the jump detection value with the magnitude of a predetermined detection threshold. Theoretically, if the sliding average window K+1 is large enough, this minimum value should approach zero. However, considering that the sliding average window is too large, the calculation time is increased, so a reasonable window size is sufficient, so the minimum value is affected by noise and usually cannot reach zero. The simulation result of the jump detection value.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, which may include: if obtained i.
  • the first jump detection value corresponding to the moment is smaller than the first detection threshold, and the first phase estimation value If the difference between ⁇ io K/2 and the second phase estimate ⁇ + ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, then the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the first phase estimate
  • ⁇ io K/2 is through to i.
  • the first digital signal at the time of -K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i()+K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • the above obtained i If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, which may include: if obtained i.
  • the second jump detection value corresponding to the moment is smaller than the second detection threshold, and the first phase estimation value
  • the first hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the first hop detection values corresponding to each time in the obtained first time period, wherein the first hop detection corresponding to each time in the first time period The value may be less than the first detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or any value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the first hop detection value corresponding to each moment in the time period may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the second hop detection values corresponding to each time in the obtained second time period, wherein the second hop detection corresponding to each time in the second time period The values are all smaller than the second detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the second hop detection value corresponding to each moment in the moment may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the jump flag flag when the skip detection value is greater than the detection threshold, can be set to 1 (or 0) to indicate that a skip occurs, which initiates a skip correction procedure. For example, the change of the flag from 0 to 1 indicates that the jump is in progress. The change of the flag from 1 to 0 indicates that the jump occurs and the jump has been completed.
  • the jump detection value can detect the jump period, under the influence of noise, laser line width and nonlinearity, the correct detection has higher requirements on the detection threshold accuracy. In order to reduce the requirement for the detection threshold setting and further confirm whether the skipping occurs, you can search for ⁇ 180 7 90 in the K+1 window centered on i.
  • ⁇ ⁇ or Z is i. , here is the weekly position. Take time i again. Centered window
  • the carrier phase estimates at both ends are ⁇ - and ⁇ + ⁇ 2 .
  • the time i can be estimated.
  • angle thresholds eg, first angle thresholds and second angle thresholds, etc.
  • the optimal angle threshold range can be 45 to 75 degrees, for example, 60 degrees.
  • K is a natural number, and the value of K can be set according to the actual scene and the detection precision, and can also be an empirical value.
  • the determination of the sliding window size K may refer to the following principle.
  • the sliding window size K in the algorithm may depend on the optical signal to noise ratio (OSNR) and the degree of phase noise. . If K is too small, the sliding window may be difficult to suppress the noise. It may cause the parameters of the skip detection (such as the first hop detection value, the second hop detection value, etc.) to randomly float, which may cause detection errors. On the contrary, if K is too long, the phase noise will be separated from each other, which will reduce the discrimination of the parameters of the jump detection and increase the probability of error.
  • OSNR optical signal to noise ratio
  • K can range from 150 to 250 or other ranges.
  • K is 200.
  • K represents the number of unit lengths.
  • the selection of the hop detection threshold may be referred to the following principle, because the algorithm utilizes the comparison hop detection parameter (eg, the first hop detection value, The comparison between the second hop detection value and the like and the hop detection threshold (such as the first detection threshold, the second detection threshold, etc.) is used as a reference for detecting whether the hopping occurs, and the selection may comprehensively consider the probability of occurrence of the hop, phase The degree of noise change, etc.
  • the skip detection threshold (such as the first detection threshold, the second detection threshold, etc.) may be selected to be 0.4 ⁇ 1 or other range, such as 0.4.
  • the first time and the second time are searched. Wherein, the first time and the second time belong to a time interval [i.
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second moment is obtained by performing carrier phase estimation processing, wherein the third phase estimation value (p max is at each moment in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal performs a maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process, and the fourth phase estimation value (p max is within the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal at each time performs a minimum value among the first phase estimation values obtained by the carrier phase estimation process.
  • the estimating the phase change value at each moment between the first moment and the second moment includes: estimating, by a linear function fitting method, between the first moment and the second moment The phase change value of the moment.
  • the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time is phase-compensated by the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal
  • the sixth Dephasing the digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the i-time
  • the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation value
  • the above ⁇ cpi represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the sixth digital signal may be further subjected to dephasing processing to obtain a seventh digital signal, and the seventh digital signal is subjected to decision processing to obtain an eighth digital signal, and The eighth digital signal is output in one step.
  • the specific manner of the weekly correction may be as follows:
  • phase change caused by the jump can be considered to be equally distributed throughout the region, and the cumulative amount ⁇ ⁇ per Change Zi/
  • time variable i reaches max ( m, n )
  • the accumulation of the entire phase change is completed.
  • the cumulative amount of jumps ⁇ ⁇ at time i is added to the estimated carrier phase cpi as a new carrier phase estimation value at time i.
  • the carrier phase is removed from the first digital signal A to obtain a seventh digital signal r e , and the seventh digital signal is subjected to decision processing to obtain an eighth digital signal d .
  • Figure 5 shows a simulation result, BER vs OSNR curve; 28-Gbaud/s PM-QPSK is transmitted over 2000km.
  • the curve with a hollow circle indicates the result of using the training sequence
  • a curve with a triangle indicates the result of differential encoding.
  • Fig. 5 show that the technical solution of the embodiment of the present invention is basically the same as the technique using the training sequence, and basically reaches the best, which is better than the technique using differential coding by about 3 dB.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump; or the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal; and the fifth digital signal is subjected to a sliding window averaging process with a window size of K+1 to obtain The second hop detection value; if i is obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated. The second digital signal corresponding to the time has a 90 degree jump, if i is estimated.
  • the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second time is obtained by performing carrier phase estimation processing
  • the third phase estimation value cp max is the first number at each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process, and the fourth phase estimation value (p max is the time of each time in the time interval [i.-K/2, io-K/2]
  • a digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each moment between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to The first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment is phase compensated to obtain a sixth digital signal.
  • the detection and correction of the jump of the digital signal is effectively performed, and the detection mechanism can be seen.
  • Doing is a blind jump detection technique, as it can be avoided Using differential encoding, also without introducing a pilot sequence or discipline, help to reduce the complexity of the transmitter, without adding redundant data help to improve the spectral efficiency and power efficiency.
  • a digital signal skip detection apparatus 600 may include: a phase removal unit 610, a decision unit 620, and a conjugate operation unit 630.
  • the dephasing unit 610 is configured to perform dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal.
  • a determining unit 620 configured to perform a decision process on the second digital signal to obtain a third digital signal
  • a conjugate operation unit 630 configured to perform a conjugate operation on the first digital signal and the third digital signal to obtain a fourth digital signal
  • the first estimating unit 640 is configured to perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the above K is a natural number;
  • a second estimating unit 650 configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal, and perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain a second hop detection value; If you get i. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, then i is estimated. At the moment, the corresponding second digital signal has a 90 degree jump.
  • the second estimating unit 650 is specifically configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal, and perform a sliding of the window +1 on the fifth digital signal by: Window averaging to obtain a second hop detection value, /2, where i represents a time variable, Showing the fifth digital signal corresponding to time k, Indicates the second hop detection value corresponding to the time i, If you get i. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated. The second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump.
  • the first estimating unit 640 may be specifically configured to perform a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value;
  • the first jump detection value corresponding to the moment is smaller than the first detection threshold, and the difference between the first phase estimation value ⁇ 2 and the second phase estimation value ⁇ io+ ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, and the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the first phase estimate
  • ⁇ io K/2 is through to i.
  • the first digital signal at the time of -K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i()+K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • the second estimating unit 650 is specifically configured to perform a squaring process on the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal, and perform a sliding window with a window size of K+1 on the fifth digital signal. Average processing to obtain a second hop detection value;
  • the second jump detection value corresponding to the moment is smaller than the second detection threshold, and the difference between the first phase estimate value 2 and the second phase estimation value ⁇ io+ ⁇ 2 is greater than the second angle threshold, and the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, wherein the first phase estimate
  • the first jump detection value corresponding to the time can be obtained, for example.
  • the minimum value of the first hop detection value corresponding to each time in the first time period, wherein the first hop detection value corresponding to each time in the first time period may be smaller than the first detection threshold, of course, the first The skip detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the first hop detection value corresponding to each time in the first time period may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the second hop detection values corresponding to each time in the obtained second time period, wherein the second hop detection corresponding to each time in the second time period The values are all smaller than the second detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the second hop detection value corresponding to each moment in the moment may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second digital signal corresponding to the time has a jump cycle (may be a 90 degree jump or a 180 degree jump), and the digital signal can be further phase corrected in various ways.
  • the digital signal skip detection device 600 may further include: a correction unit 660 for detecting i.
  • a correction unit 660 for detecting i When the second digital signal corresponding to the time occurs, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [io-K/2, io-K/2],
  • the three-phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is performed by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the second moment)
  • the obtained third phase estimation value cp max is the first phase estimation value obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at each time in the time interval [io-K/2, i.-K/2]
  • the maximum value, the fourth phase estimation value (p max is the first phase estimation value obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at each time in the time interval [io-K/ 2 , io-K / 2 ] a minimum
  • the time between the first time and the second time described in the embodiment of the present invention may include the first time and/or the second time. Of course, in some scenarios, the first time and/or may not be included. The second moment is inside.
  • the correcting unit 660 estimates a phase change value at each moment between the first time and the second time, including: estimating a first time and a second time by a linear function fitting manner The phase change value at each moment.
  • the correcting unit 660 performs phase compensation on the first digital signal corresponding to each moment between the first time and the second time to obtain a sixth digital signal by using the estimated phase change value
  • Dephasing the sixth digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value Obtaining a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the A represents a first digital signal corresponding to the time i
  • the above (ft represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation
  • the value, ⁇ above (pi) represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the digital signal burst detecting apparatus 600 performs dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; and performing a decision processing on the second digital signal to obtain a third digital signal; A digital signal and a third digital signal are conjugated to obtain a fourth digital signal; a sliding window averaging process having a window size of K+1 is performed on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; if i is obtained. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 180 degree jump; or the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal; and the fifth digital signal is subjected to a sliding window average of a window size of K+1 To obtain the second hop detection value; if i is obtained. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump. Based on the above mechanism, it is beneficial to effectively detect whether the digital signal has jumped, and the above detection mechanism can be regarded as a blind jump detection technology, which can avoid the use of differential coding, and does not need to introduce a training sequence or pilot, which is beneficial to reduce the emission.
  • a digital signal skip detection apparatus 700 may include: a carrier phase estimation unit 710, a dephasing processing unit 720, a search unit 730, an estimation unit 740, and a phase compensation unit 750.
  • the carrier phase estimation unit 710 is configured to perform carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value.
  • Dephasing processing unit 720 configured to perform dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal
  • the search unit 730 is configured to discover i.
  • the second digital signal corresponding to the time occurs, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i. -K/2, io-K/2], the third phase estimation value cp max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first time, and the fourth phase estimation value (p min is through the pair
  • the first digital signal at the second time is obtained by the carrier phase estimation process, and the third phase estimation value cp max is performed on the first digital signal at each time in the time interval [i.-K/2, io-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process, and the fourth phase estimation value (p max is the first time of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • An estimating unit 740 configured to estimate a phase change value at each moment between the first moment and the second moment
  • the phase compensation unit 750 is configured to perform phase compensation on the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value to obtain a sixth digital signal, and perform a sixth digital signal on the sixth digital signal. Dephasing to obtain a seventh digital signal.
  • the estimating unit 740 may be specifically configured to estimate a phase change value at each moment between the first moment and the second moment by a linear function fitting manner.
  • the phase compensation unit 750 may be specifically configured to: use the estimated phase change value to use the estimated first phase number corresponding to each time between the first time and the second time
  • the word signal is phase-compensated to obtain a sixth digital signal
  • the sixth digital signal is subjected to dephasing processing to obtain a seventh digital signal
  • the above-mentioned r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the i-time, the first digital signal corresponding to the i-time, and the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation value.
  • the above A (pi) represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the digital signal burst correction apparatus 700 of the embodiment performs dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; performing carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value; If i is found.
  • the second digital signal corresponding to the time has a jump, the first time and the second time are searched, and the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimation value cp max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through the pair
  • the first digital signal at the second time is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is performed on the first digital signal at each time in the time interval [io-K/2, io-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process, and the fourth phase estimation value (p max is the first time of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each time between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to the first time
  • the first digital signal corresponding to each moment between the second moments is phase-compensated to obtain a sixth digital signal.
  • the embodiment of the present invention further provides a digital signal processor 800, which may include: The output device 820, the memory 830, and the processor 840 (the number of the processors 840 in the digital signal processor may be one or more, and one processor in FIG. 8 is taken as an example).
  • the input device 810, the output device 820, the memory 830, and the processor 840 may be connected by a bus or other means, wherein the bus connection is taken as an example in FIG.
  • the processor 840 performs the following steps:
  • the fourth digital signal to obtain a fifth digital signal; performing a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fifth digital signal to obtain a second hop detection value; If the second hop detection value corresponding to the moment is less than the second detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 90 degree jump.
  • the sliding window averaging process of K+1 to obtain the second hop detection value includes: averaging the sliding window of the fifth digital interface size K+1 to obtain the second hop detection value, where The above i represents a time variable, 790
  • the fifth digital signal corresponding to the time k is shown, and Z represents the second hop detection value corresponding to the time i.
  • processor 840 obtains i. If the first hop detection value corresponding to the time is less than the first detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, including:
  • the first jump detection value corresponding to the moment is smaller than the first detection threshold, and the difference between the first phase estimation value ⁇ 2 and the second phase estimation value ⁇ io+ ⁇ 2 is greater than the first angle threshold, and the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 180 degree jump, wherein the first phase estimate
  • ⁇ io K/2 is through to i.
  • the first digital signal at the time of -K/2 is obtained by carrier phase estimation processing, and the second phase estimation value ⁇ P i()+K/2 is passed through i.
  • the first digital signal at +K/2 time is obtained by performing carrier phase estimation processing.
  • processor 840 obtains i. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, including:
  • the second jump detection value corresponding to the moment is smaller than the second detection threshold, and the difference between the first phase estimate value 2 and the second phase estimation value ⁇ io+ ⁇ 2 is greater than the second angle threshold, and the above i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump, wherein the first phase estimate
  • the first jump detection value corresponding to the time can be obtained, for example.
  • the minimum value of the first hop detection value corresponding to each time in the first time period, wherein the first hop detection value corresponding to each time in the first time period may be smaller than the first detection threshold, of course, the first The skip detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the first hop detection value corresponding to each time in the first time period may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second hop detection value corresponding to the time may be, for example, a minimum value of the second hop detection values corresponding to each time in the obtained second time period, wherein the second hop detection corresponding to each time in the second time period The values are all smaller than the second detection threshold.
  • the first hop detection value may be, for example, the maximum value or an arbitrary value of the first hop detection value corresponding to each time in the obtained first time period.
  • the second hop detection value corresponding to each moment in the moment may also be partially smaller than the first detection threshold.
  • the duration of the first time period may be K+1 unit durations, and may of course be greater than or less than K+1 unit durations.
  • the second digital signal corresponding to the time has a cycle (may be a 90 degree jump or a 180 degree jump), and the processor 840 can further perform phase correction on the digital signal in a variety of ways.
  • the processor 840 may perform dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; performing carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value; and if the second time corresponding to the i 0 time is found When the digital signal has a jump, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment
  • the fourth phase estimation value (p min is passed by The first digital signal at the second moment is subjected to carrier phase estimation processing
  • the third phase estimation value (p max is the first of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the digital signal performs a maximum value in the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process
  • the fourth phase estimation value cp max is at each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the first digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each time between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to
  • the first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment is phase compensated to obtain a sixth digital signal.
  • the sixth digital signal may be dephased to obtain a seventh digital signal, and the
  • the time between the first time and the second time described in the embodiment of the present invention may include the first time and/or the second time. Of course, in some scenarios, the first time and/or may not be included. The second moment is inside.
  • the processor 840 estimates a phase change value at each moment between the first time and the second time, including: estimating a first time and a second time by a linear function fitting manner The phase change value at each moment.
  • the processor 840 performs phase compensation on the first digital signal corresponding to each moment between the first time and the second time to obtain a sixth digital signal by using the estimated phase change value
  • Dephasing the sixth digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value Obtaining a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the time i
  • the A represents a first digital signal corresponding to the time i
  • the above (ft represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation
  • the value, ⁇ above (pi) represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the digital signal processor 800 of the embodiment performs dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; and performing a decision process on the second digital signal to obtain a third digital signal;
  • the third digital signal performs a conjugate operation to obtain a fourth digital signal; and performs a sliding window averaging process with a window size of K+1 on the fourth digital signal to obtain a first hop detection value; if the obtained io time corresponds to the first hop If the weekly detection value is less than the first detection threshold, then i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the time has a 180 degree jump; or the fourth digital signal is squared to obtain a fifth digital signal; and the fifth digital signal is subjected to a sliding window averaging process with a window size of K+1 to obtain Second jump detection Value; if i get. If the second hop detection value corresponding to the time is less than the second detection threshold, i is estimated.
  • the second digital signal corresponding to the moment has a 90 degree jump. Based on the above mechanism, it is beneficial to effectively detect whether the digital signal has jumped, and the above detection mechanism can be regarded as a blind jump detection technology, which can avoid the use of differential coding, and does not need to introduce a training sequence or pilot, which is beneficial to reduce the emission.
  • an embodiment of the present invention further provides a digital signal processor 900, which may include: an input device 910, an output device 920, a memory 930, and a processor 940.
  • the number of processors 940 in the digital signal processor may be one or Multiple, Figure 9 takes a processor as an example).
  • the input device 910, the output device 920, the memory 930, and the processor 940 may be connected by a bus or other means, wherein the bus connection is taken as an example in FIG.
  • the processor 940 performs the following steps:
  • the third phase estimation value (p max is obtained by performing carrier phase estimation processing on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimation value (p min is through
  • the first digital signal at the second time is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is the first time at each time in the time interval [i.-K/ 2 , i.-K/ 2 ]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is the time of each time in the time interval [io-K/2, io-K/2] a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process by a digital signal;
  • the processor 940 estimates a phase change value at each moment between the first time and the second time, including: estimating a first time and a second time by a linear function fitting manner The phase change value at each moment. In some embodiments of the present invention, the processor 940 performs phase compensation on the first digital signal corresponding to each moment between the first time and the second time to obtain a sixth digital signal by using the estimated phase change value, Dephasing the sixth digital signal to obtain the seventh digital signal comprises: phase compensating the first digital signal corresponding to each time between the first time and the second time by using the estimated phase change value Obtaining a sixth digital signal, performing dephasing processing on the sixth digital signal to obtain a seventh digital signal, ⁇ ,)]
  • the above r ei ' represents a seventh digital signal corresponding to the i-time
  • the ⁇ represents a carrier phase estimation process for the first digital signal at the time i to obtain a first phase estimation value
  • the above ⁇ (pi) represents the phase change value of the i-time between the estimated first time and the second time.
  • the digital signal processor 900 of the embodiment performs dephasing processing on the first digital signal to obtain a second digital signal; performing carrier phase estimation processing on the first digital signal to obtain a first phase estimation value; if i is found.
  • the second digital signal corresponding to the time occurs, the first time and the second time are searched, wherein the first time and the second time belong to the time interval [i.
  • the third phase estimate (p max is obtained by performing carrier phase estimation on the first digital signal at the first moment, and the fourth phase estimate (p min is through
  • the first digital signal at the second moment is subjected to carrier phase estimation processing, and the third phase estimation value (p max is the first of each time in the time interval [i.-K/2, i.-K/2]
  • the maximum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process of the digital signal, and the fourth phase estimation value (p max is for each time in the time interval [i.-K/2, io-K/2]
  • the first digital signal performs a minimum value of the first phase estimation value obtained by the carrier phase estimation process; estimates a phase change value at each time between the first time and the second time; and uses the estimated phase change value to Phase compensation is performed on the first digital signal corresponding to each moment between the moment and the second moment to obtain a sixth digital signal.
  • the embodiment of the present invention further provides a computer storage medium, wherein the computer storage medium can store a program, and the program includes some or all of the steps of the data processing method described in the foregoing method embodiments.
  • An embodiment of the present invention further provides a computer storage medium.
  • the computer storage medium stores a program, and the program execution includes some or all of the steps of the jump detection method of the digital signal as described above.
  • An embodiment of the present invention further provides a computer storage medium.
  • the computer storage medium stores a program, and the program execution includes some or all of the steps of the jump correction method of the digital signal as described above.
  • An embodiment of the present invention further provides a computer storage medium.
  • the above computer storage medium stores a program, and the above program execution includes some or all of the steps of the above digital signal processing method.
  • the disclosed apparatus may be implemented in other manners.
  • the device embodiments described above are merely illustrative.
  • the division of the above units is only a logical function division.
  • multiple units or components may be combined or integrated. Go to another system, or some features can be ignored, or not executed.
  • the coupling or direct coupling or communication connection shown or discussed may be an indirect coupling or communication connection through some interface, device or unit, and may be electrical or otherwise.
  • the units described above as separate components may or may not be physically separated, and the components displayed as units may or may not be physical units, that is, may be located in one place, or may be distributed to multiple network units. Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the purpose of the solution of the embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the above integrated unit can be implemented in the form of hardware or in the form of a software functional unit.
  • the above integrated units if implemented in the form of software functional units and sold or used as stand-alone products, may be stored in a computer readable storage medium. Based on such understanding, the technical solution of the present invention may contribute to the prior art or all or part of the technical solution may be embodied in the form of a software product stored in a storage medium.
  • a number of instructions are included to cause a computer device (which may be a personal computer, server or network device, etc.) to perform all or part of the steps of the above-described methods of various embodiments of the present invention.
  • the foregoing storage medium includes: a U disk, a Read-Only Memory (ROM), a Random Access Memory (RAM), a removable hard disk, a magnetic disk, or an optical disk, and the like, which can store program codes. .

Landscapes

  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

一种数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置，其中，一种数字信号的跳周检测方法，包括：对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号；对第四数字信号执行窗口大小为K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值；若得到的i0时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值，则估计i0时刻对应的第二数字信号发生了180度跳周，其中，上述K为自然数；本发明实施例提供的技术方案有利于有效的发现和纠正数字信号的跳周。

Description

数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置 技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体涉及数字信号的跳周检测方法和纠正方法 及相关装置。 背景技术
宽带接入、 移动互网络、 视频应用以及云平台服务等的逐步普及， 使得互 联网流量持续保持高速增长。 为应对网络流量增加所带来的巨大压力，传输技 术也在不断进行升级， 以提高现有网络的传输容量。借力高速电路和芯片技术 的进步，数字信号处理技术可被用到高速的光纤通信系统中，使得高阶调制格 式以及相干接收技术得以在传输网络中使用。这也使得传输技术可具有更高的 谱效率， 甚至可在现有网络上成倍地提高传输容量。
典型的相干接收机架构， 包括前端的光电转换单元，模数转换单元和后端 的数字信号处理（DSP, Digital signal processing )单元。 现有的 DSP单元包括 色散补偿、偏振解复用、频偏估计、载波相位估计（ CPE， Carreir phase estimation ) 和判决输出等单元。
基于 DSP的 CPE算法目前已经逐步投入使用， 本发明的发明人在研究和实 践过程中发现， 使用现有 CPE算法通常存在跳周（CS， Cycle slip )可能， 其中 跳周是指恢复出的载波相位被错误旋转了 90度、 180度或者负 90度（负 90度也 就是 270度）等， 从而会导致完全不能正确解调出信号的灾难性后果。 而目前 业内还没有提出行之有效的发现和纠正跳周的技术。 发明内容
本发明实施例提供数字信号的跳周检测方法、数字信号的跳周纠正方法及 相关装置， 以期有效的发现和纠正数字信号的跳周。
本发明第一方面提供一种数字信号的跳周检测方法， 可包括：
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；
将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数；
或者，
对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执 行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周。
结合第一方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳 周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均 一跳周检测值，
， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000004_0001
180
示 k时刻对应的第四数字信号， i 表示 i时刻对应的第一跳周检测值。 结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二 跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑 窗平 测值， /2 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000004_0002
示 k时刻对应的第五数字信号， Z i90表示 i时刻对应的第二跳周检测值。 结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式， 在第三种可能的实施方式中， 所述若得到的 i。时刻对应的第 一跳周检测值小于第一检测阈值，则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180 度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估 计值
Figure imgf000005_0001
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式或第一方面的第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方 式中， 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估 计值
Figure imgf000005_0002
是通过对 i。- K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值
Figure imgf000005_0003
i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式或第一方面的第三种可能的实施方式或第一方面的第四种可 能的实施方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述 i。时刻对应的第一跳周检测 值为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第 一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值均小于第一检测阈值。
结合第一方面或第一方面的第一种可能的实施方式或第一方面的第二种 可能的实施方式或第一方面的第三种可能的实施方式或第一方面的第四种可 能的实施方式或第一方面的第五种可能的实施方式，在第六种可能的实施方式 中， 所述 i。时刻对应的第二跳周检测值为得到的第二时段内的各时刻对应的第 二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值 均小于第二检测阈值。
本发明第二方面提供一种数字信号的跳周纠正方法， 包括：
对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值；
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周，则搜索出第一时刻和第二 时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第 四相位估计值 （pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中， 所述估算出第一时刻与第二 时刻之间的各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时 刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
结合第二方面或第二方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻 对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行 去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方式利用估算出的相位变化 值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以 得到第六数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 厂 e,' =厂 ,*exp[-j((P/+ /)]
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
本发明第三方面提供一种数字信号的跳周检测装置， 包括：
去相位单元， 用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 判决单元， 用于对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 共轭运算单元，用于将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到 第四数字信号；
第一估计单元， 用于对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理 以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测 阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自 然数；
或者，
第二估计单元， 用于对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信 号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测 值； 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。
结合第三方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述第一估计单元具体用于，通过如下方式，对第四数字信号执行窗口大 小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值，
其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000007_0001
示 k时刻对应的第四数字信号， z 表示 i时刻对应的第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数。
结合第三方面或第三方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述第二估计单元具体用于， 对第四数字信号进行求平方处理以得到 第五数字信号， 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平 均处 ， /2 ， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000008_0001
示 k时刻对应的第五数字信号，
Figure imgf000008_0002
表示 i时刻对应的第二跳周检测值， 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。
结合第三方面或第三方面的第一种可能的实施方式或第三方面的第二种 可能的实施方式， 在第三种可能的实施方式中，
所述第一估计单元具体用于， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均处理以得到第一跳周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估 计值
Figure imgf000008_0003
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^^+κ/2是通过对1。+1^2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 结合第三方面或第三方面的第一种可能的实施方式或第三方面的第二种 可能的实施方式或第三方面的第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方 式中， 所述第二估计单元具体用于，对第四数字信号进行求平方处理以得到第 五数字信号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二 跳周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位
估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估
计值
Figure imgf000009_0001
是通过对 i。- K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 本发明第四方面提供一种数字信号的跳周纠正装置， 包括：
载波相位估计单元，用于对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值；
去相位处理单元，用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信 号；
搜索单元， 用于若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出 第一时刻和第二时刻，其中，第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2 , io-K/2] , 第三相位估计值 cpmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处 理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理得到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各 时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大 值， 第四相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字 信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算单元， 用于估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值； 相位补偿单元， 用于利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之 间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数 字信号进行去相位处理以得到第七数字信号。
结合第四方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述估算单元具体用于，通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时 刻之间的各时刻的相位变化值。
结合第四方面或第四方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中，所述相位补偿单元具体用于，通过如下方式利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得 到第六数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000010_0001
φ,)]
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 A表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
本发明第五方面提供一种数字信号处理器， 包括：
输入装置、 输出装置、 存储器和处理器；
其中， 所述处理器执行如下步骤：
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；
将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数；
或者，
对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执 行窗口大小为 K+l的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周。
结合第五方面， 在第一种可能的实施方式中，
所述处理器对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到 第一跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑 一跳周检测值，
， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000011_0001
180
示 k时刻对应的第四数字信号， i 表示 i时刻对应的第一跳周检测值。 结合第五方面或第五方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述处理器对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得 到第二跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+ 1 跳周检测值， /2 ， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000011_0002
示 k时刻对应的第五数字信号， Z90表示 i时刻对应的第二跳周检测值。 结合第五方面或第五方面的第一种可能的实施方式或第五方面的第二种 可能的实施方式， 在第三种可能的实施方式中， 所述处理器若得到的 i。时刻对 应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 180度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位
估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估 计值
Figure imgf000012_0001
是通过对 i。- K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 结合第五方面或第五方面的第一种可能的实施方式或第五方面的第二种 可能的实施方式或第五方面的第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方 式中， 所述处理器若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估 计值
Figure imgf000012_0002
是通过对 i。- K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。 结合第五方面或第五方面的第一种可能的实施方式或第五方面的第二种 可能的实施方式或第五方面的第三种可能的实施方式或第五方面的第四种可 能的实施方式， 在第五种可能的实施方式中， 所述 i。时刻对应的第一跳周检测 值为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第 一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值均小于第一检测阈值。
结合第五方面或第五方面的第一种可能的实施方式或第五方面的第二种 可能的实施方式或第五方面的第三种可能的实施方式或第五方面的第四种可 能的实施方式或第五方面的第五种可能的实施方式，在第六种可能的实施方式 中， 所述 i。时刻对应的第二跳周检测值为得到的第二时段内的各时刻对应的第 二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值 均小于第二检测阈值。
本发明第六方面提供一种数字信号处理器， 包括：
输入装置、 输出装置、 存储器和处理器；
其中， 所述处理器执行如下步骤： 对第一数字信号进行载波相位估计处理 得到第一相位估计值；
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周，则搜索出第一时刻和第二 时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第 四相位估计值 （pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号。
结合第六方面，在第一种可能的实施方式中， 所述处理器估算出第一时刻 与第二时刻之间的各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出 第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
结合第六方面或第六方面的第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施 方式中， 所述处理器利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的 各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信 号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方式利用估算出的相 位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位 补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信 号，
Figure imgf000014_0001
φ,)]
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 A表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A cpi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
本发明第七方面提供一种计算机存储介质，
所述计算机存储介质存储有程序，所述程序执行时包括如上述数字信号的 跳周检测方法的部分或全部步骤。
本发明第八方面提供一种计算机存储介质，
所述计算机存储介质存储有程序，所述程序执行时包括如上述数字信号的 跳周纠正方法的部分或全部步骤。
由上可见，在本发明一些可行实施方式中，对第一数字信号进行去相位处 理以得到第二数字信号； 对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号；对第四数 字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数 字信号发生了 180度跳周； 或对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字 信号， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检 测值， 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周。基于上述机制有利于有效的检测出数 字信号是否发生了跳周，且上述检测机制可看做是盲跳周检测技术， 可避免使 用差分编码， 也无需引入训导序列或导频， 有利于降低发射机的复杂度， 不添 加冗余数据则有利于提高频谱效率和功率效率。 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例技术方案，下面将对实施例和现有技术描 述中所需要使用的附图作筒单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图仅仅是 本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性 的前提下， 还可以根据这些附图获得其它的附图。
图 1为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周检测方法的流程示意图； 图 2为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周纠正方法的流程示意图； 图 3为本发明实施例提供的一种数字信号处理方法的流程示意图； 图 4为本发明实施例提供的一种跳周检测值随时间变化的仿真示意图； 图 5为本发明实施例提供的应用三种不同技术下的仿真效果示意图； 图 6-a为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周检测装置的示意图； 图 6-b为本发明实施例提供的另一种数字信号的跳周检测装置的示意图； 图 6-c为本发明实施例提供的另一种数字信号的跳周检测装置的示意图； 图 6-d为本发明实施例提供的另一种数字信号的跳周检测装置的示意图； 图 7为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周纠正装置的示意图； 图 8为本发明实施例提供的一种数字信号处理器的示意图；
图 9为本发明实施例提供的另一种数字信号处理器的示意图。 具体实施方式
本发明实施例提供数字信号的跳周检测方法、数字信号的跳周纠正方法及 相关装置， 以期有效的发现和纠正数字信号的跳周。
为使得本发明的发明目的、 特征、 优点能够更加的明显和易懂， 下面将结 合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、 完整地描 述， 显然， 下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而非全部的实施 例。基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提 下所获得的所有其它实施例， 都属于本发明保护的范围。
下面通过具体实施例， 分别进行详细的说明。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语 "第一"、 "第二"、 "第 三" "第四" 等（如果存在）是用于区别类似的对象， 而不必用于描述特定的 顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换， 以便这里 描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序 实施。 此外， 术语 "包括" 和 "具有" 以及他们的任何变形， 意图在于覆盖不 排他的包含， 例如， 包含了一系列步骤或单元的过程、 方法或系统、 产品或设 备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对 于这些过程、 方法、 产品或设备固有的其它步骤或单元。 本发明数字信号的跳周检测方法的一实施例，该数字信号的跳周检测方法 可包括： 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 对第二数字信 号进行判决处理以得到第三数字信号；将第一数字信号和第三数字信号进行共 轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均 处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一 检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 上述 K 为自然数； 或者， 对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号； 对第 五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得 到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第 二数字信号发生了 90度跳周。
参见图 1 ,图 1为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周检测方法的流程 示意图。 如图 1所示， 本发明实施例提供的一种数字信号的跳周检测方法可包 括以下内容：
101、 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号。
在本发明的一些实施例中，可对第一数字信号进行载波相位估计处理以得 到第一相位估计值， 可利用估计出的第一相位估计值，对第一数字信号进行去 相位处理以得到第二数字信号。可以理解，对不同时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理， 可以得到相应时刻对应的第一相位估计值， 利用各时刻对应 的第一相位估计值对相应时刻的第一数字信号进行去相位处理，可以得到相应 时刻的第二数字信号。
其中，对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号的过程中就可 能会发生数字信号跳周。
其中， 第一数字信号可以是经过色散补偿、解偏振复用和频偏估计之后的 信号。
102、 对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号。
103、将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号。 104、 对第四数字信号执行窗口大小为 K+l的滑窗平均处理以得到第一跳 周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周。
105、 对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号； 对第五数字 信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 io 时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字 信号发生了 90度跳周。
其中， 步骤 104和步骤 105可择一执行， 也可都执行， 若步骤 104和步骤 105 都执行， 则其没有必然的执行先后顺序。
其中， 上述 K为自然数， K的取值可根据实际场景和检测精度需要来进行 设定， 亦可为经验值。
在本发明的一些实施例， 滑窗大小 K的确定可参考如下原则， 算法中的滑 窗大小 K, 可取决于光信噪比 （OSNR, Optical signal to noise ratio) 以及相位 噪声的走离程度。 如果 K过小， 滑窗可能难以 4艮好的抑制噪声 的影响， 可能 导致跳周检测参数（如第一跳周检测值、 第二跳周检测值等）随机浮动， 容易 造成检测错误。 相反， 若 K过长， 其间相位噪声的走离程度较大， 降低跳周检 测参数的区分度， 提高错误概率。 在通常的传输系统条件下： 若激光器线宽为 100 kHz, OSNR =14 dB (四相相移键控信号）或者 OSNR =21 dB ( 16正交幅 度调制 （ 16QAM, Quadrature amplitude modualtion )信号）， K取值范围可为 150~250或其它范围， 例如 K取值 200, K可表示单位时长的个数， 不同系统的 单位时长可能不尽相同。
在本发明的一些实施例， 跳周检测阈值（例如第一检测阈值、 第二检测阈 值等）的选择， 可参考如下原则， 由于主要是利用比较跳周检测参数（例如第 一跳周检测值、 第二跳周检测值等）与跳周检测阈值（如第一检测阈值、 第二 检测阈值等）的比较大小， 作为检测跳周是否发生的参考依据， 其选择可综合 考虑跳周发生概率， 相位噪声变化程度等。 例如同时综合考虑真实的 OSNR以 及激光器线宽的影响，可将跳周检测阈值（如第一检测阈值、第二检测阈值等） 选取为 0.4~1或其它范围， 例如 0.4、 0.5等。 在本发明的一些实施例，将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以 得到第四数字信号， 可包括： 通过如下方式， 将第一数字信号和第三数字信号 二 η * ( ）
进行共轭运算以得到第四数字信号， ― j'e, , 其中， 上述 i
= ej0' + ni * conj di ) 表示时间变量， 上述 di表示 i时刻对应的第三数字信号， 上述 Xi表示 i时刻对应的 第四数字信号， 上述 ni表示 i时刻对应的随机噪声。 在本发明的一些实施例， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均 处理以得到第一跳周检测值， 可包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗 口大 +1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值，
， 其中， 上述 i表示时间变量， 上述 xk表
示 k时
Figure imgf000018_0001
刻对应的第四数字信号 , 表示 i时刻对应的第一跳周检测值 ' 在本发明的一些实施例， 上述对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均处理以得到第二跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行 窗口 以得到第二跳周检测值，
， 其中， 上述 i表示时间变量,
示 k时
Figure imgf000018_0002
刻对应的第五数字信号 , 表示 i时刻对应的第二跳周检测值 ( 在本发明一些实施例， 上述若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第 一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 可包括： 若 得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位估计值 ^io K/2 与第二相位估计值 ^^+^2的差值大于第一角度阈值， 则估计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明一些实施例， 上述若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第 二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 可包括： 若 得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位估计值
^io K/2 与第二相位估计值 ^^+^2的差值大于第二角度阈值， 则估计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例，上述 i。时刻对应的第一跳周检测值例如可为得到 的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内 的各时刻对应的第一跳周检测值可均小于第一检测阈值， 当然， 第一跳周检测 值例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值 或任意值， 当然， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值亦可部分小于第 一检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1 个单位时长， 当然亦可大于或 小于 K+1个单位时长。 在本发明的一些实施例， 上述 i。时刻对应的第二跳周检测值例如可为得到 的第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内 的各时刻对应的第二跳周检测值均小于第二检测阈值， 当然， 第一跳周检测值 例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值或 任意值， 当然， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值亦可部分小于第一 检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1个单位时长， 当然亦可大于或小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例中， 若通过上述举例方式发现 i。时刻对应的第二数 字信号发生了跳周（可能是 90度的跳周或 180度的跳周 ),还可进一步采用多种 方式来对数字信号进行相位纠正。
举例来说， 可对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 对第 一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值；若发现 i。时刻对应的 第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和第二时刻， 其中， 第一时刻和 第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估计值 (pmax是通过对第一时 刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过 对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第三相位估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估 计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位估计值 (pmax是对时间区间 [io-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一 相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化 值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。进一步的， 可对第六数字信号 进行去相位处理以得到第七数字信号，对第七数字信号进行判决处理得到第八 数字信号， 并可进一步输出第八数字信号。
其中， 本发明实施例中描述的第一时刻与第二时刻之间的各时刻， 可包括 第一时刻和 /或第二时刻在内， 当然在一些场景下亦可不包括第一时刻和 /或第 二时刻在内。
在本发明的一些实施例中，上述估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻 的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时刻之间 的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中， 上述利用估算出的相位变化值，对第一时刻与 第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信 号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方 式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一 数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理 以得到第七数字信号，
Figure imgf000021_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述 A表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 (pi表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
由上可见， 本实施例方案，对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数 字信号； 对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 将第一数字信号 和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号；对第四数字信号执行窗口 大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第 一跳周检测值小于第一检测阈值，则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180 度跳周； 或对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号； 对第五数字 信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 io 时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字 信号发生了 90度跳周。基于上述机制有利于有效的检测出数字信号是否发生了 跳周， 且上述检测机制可看做是盲跳周检测技术， 可避免使用差分编码， 也无 需引入训导序列或者导频，有利于降低发射机的复杂度， 不添加冗余数据则有 利于提高频谱效率和功率效率。 本发明数字信号的跳周纠正方法的一实施例， 其中， 该数字信号的跳周纠 正方法可可包括： 对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计 值； 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 若发现 i。时刻对应 的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和第二时刻， 其中， 第一时刻 和第二时刻属于时间区间 [i。- K/2, io-K/2] , 第三相位估计值（pmax是通过对第一 时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通 过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 其中， 第三相位 估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位估计值 (pmax是对时 间区间 [i。-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到 的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相 位变化值； 利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对 应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。
参见图 2,图 2为本发明实施例提供的一种数字信号的跳周纠正方法的流程 示意图。 如图 2所示， 本发明实施例提供的一种数字信号的跳周纠正方法可包 括以下内容：
201、 对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值。
202、 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号。
203、 若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻 和第二时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。- K/2, io-K/2], 第三 相位估计值 cpmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估 计处理得到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻 的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第 四相位估计值 cpmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进 行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
204、 估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
205、 利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对 应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去 相位处理以得到第七数字信号。
在本发明的一些实施例中，可进一步对第七数字信号进行判决处理得到第 八数字信号， 并可进一步输出第八数字信号。 其中， 本发明实施例中描述的第一时刻与第二时刻之间的各时刻， 可包括 第一时刻和 /或第二时刻在内， 当然在一些场景下亦可不包括第一时刻和 /或第 二时刻在内。
在本发明的一些实施例中，上述估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻 的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时刻之间 的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中， 上述利用估算出的相位变化值，对第一时刻与 第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信 号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方 式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一 数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理 以得到第七数字信号，
Figure imgf000023_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 (pi表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
由上可见， 本实施例方案，对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数 字信号； 对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值； 若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和第二时刻， 其中 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估计值 (pmax是通 过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第三相 位估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值， 第四相位估计值 (pmax是对 时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的 相位变化值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻 对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。基于上述机制有利于 可靠有效的对数字信号发生的跳周进行纠正， 由于可避免使用差分编码，也无 需引入训导序列或者导频，有利于降低发射机的复杂度， 不添加冗余数据则有 利于提高频谱效率和功率效率。 为便于更好的理解本发明实施例提供的技术方案，下面通过一些具体场景 下的实施方式为例进行介绍。
参见图 3 , 图 3为本发明实施例提供的一种数字信号处理方法的流程示意 图。 其中， 如图 3所示， 本发明实施例提供的一种数字信号处理方法可包括以 下内容：
301、 对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值。
其中， 第一数字信号可以是经过色散补偿、解偏振复用和频偏估计之后的 信号。 第一数字信号可用！ "i表示， 其中， 1 1 1；
其中， i表示时间变量， Si是发射端发出的 i时刻的数字信号 （高阶调制码 型信号用复数形式表达）， 6 i是财刻真实的载波相位， ni是均匀分布的财刻的 随机噪声， ni期望值为 0。 如果 6 i被正确估计出来， 则可以正确得到发射端数 据 si。
302、 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号。
在本发明的一些实施例中，可对第一数字信号进行载波相位估计处理以得 到第一相位估计值， 可利用估计出的第一相位估计值，对第一数字信号进行去 相位处理以得到第二数字信号。可以理解，对不同时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理， 可以得到相应时刻对应的第一相位估计值， 利用各时刻对应 的第一相位估计值对相应时刻的第一数字信号进行去相位处理，可以得到相应 时刻的第二数字信号。
其中，对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号的过程中可能 会发生数字信号的跳周。
303、 对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号。 304、将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号。 在本发明一些实施例，将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得 到第四数字信号， 可包括： 通过如下方式， 将第一数字信号和第三数字信号进 χΊ = conj(di )
行共轭运算以得到第四数字信号， ： + ni , conj(di ) ， 其中， 上述 i表示 时间变量， 上述 di表示 i时刻对应的第三数字信号， 上述 Xi表示 i时刻对应的第四 数字信号， 上述 表示 i时刻对应的随机噪声。
305、 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳 周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i0时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周。
在本发明的一些实施例， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均 处理以得到第一跳周检测值， 可包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗 口大 + 1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值，
k=i -K/2 ， 其中， 上述 i表示时间变量， 上述 表
Figure imgf000025_0001
180
示 k时刻对应的第四数字信号， 表示 i时刻对应的第一跳周检测值 (
Figure imgf000025_0002
di有经过归一化， 共轭乘积为 1
180
基于公式（1 )计算 i时刻对应的第一跳周检测值 ， 其中， ni 的期望 值是 0, 所以在窗口足够大时， 平均值可能趋于 0。 若为没有发生跳周时的计算 结果， 随着时间量 i 的变化，
Figure imgf000026_0001
变化平稳。 其中， 如果在 i。时刻发生了 180度跳周， 那么在 i。时刻前后， si和 di有 180度 相位差， 即 Xi的相位在 i。时刻发生了 180度变化。 在
Figure imgf000026_0002
就 趋于 0, 如公式（2)所示。
Figure imgf000026_0003
180
可以理解的是， 随着时间变量 i逐渐向 i。靠近， 就会从一个较大值
180
下降到一个极小值； 随着时间变量 i逐渐离开 i。， ¾ 又会从一个极小值上 升到一个较大值。 306、 对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号； 对第五数字 信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 io 时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字 信号发生了 90度跳周。
在本发明的一些实施例， 可通过如下方式，对第四数字信号进行求平方处 理以得到第五数字信号，
{ = ( ;)2 = e]Wi +2*niconj(di)* eJ0i + niconj(di ) * niconj(di )，
其中， yi表示 i时刻的第五数字信号， xi表示 i时刻的第四数字信号。 在本发明的一些实施例， 上述对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均处理以得到第二跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行 窗口 以得到第二跳周检测值， /2 ， 其中， 上述 i表示时间变量,
Figure imgf000027_0001
示 k时刻对应的第五数字信号，
Figure imgf000027_0002
表示 i时刻对应的第二跳周检测值 其中， 上述公式可变形为如下公式（3), z,90 =
Figure imgf000027_0003
^∑=/2 +^ ∑=2(2 (d k k +nkCOnj(dk nkCOn編 + 1
790
基于上述公式计算 i时刻对应的第一跳周检测值 Z ， 其中， ni 的期望值 是 0, 所以在窗口足够大时， 平均值可能趋于 0。 若为没有发生跳周时的计算结 果， 随着时间量 i 的变化， 乙 i 变化平稳。 其中， 如果在 i。时刻发生了 90度跳周， 那么在 i。时刻前后， si和 di有正负 90 度相位差， 即 xi的相位在 iO时刻发生了正负 90度的变化， 因此， yi就会发生 180 度的相位变化， 在 iO时刻计算出来的 就趋于 0, 如下公式（4)所示。
Figure imgf000028_0001
90
可以理解的是， 随着时间变量 i逐渐向 i。靠近， 就会从一个较大值 下降到一个极小值； 随着时间变量 i逐渐离开 i0,
Figure imgf000028_0002
又会从一个极小值上 升到一个较大值。 其中， 步骤 305和步骤 306可择一执行， 也可都执行， 若步骤 305和步骤 306 都执行， 则其没有必然的执行先后顺序。
参见图 4,图 4展示了利用上述原理所做的一个仿真结果，仿真数据是 67000 个 QPSK信号。从图 4中可以看出，平稳变化的跳周检测值在跳周发生时刻会出 现一个极小值， 非常有区分度。 因此， 可以通过比较跳周检测值与某预先设定 检测阈值的大小， 来检测是否发生跳周。 从理论上来说， 如果滑动平均窗口 K+1够大， 这个极小值应该趋近于 0。 但是考虑到滑动平均窗口太大会增加计 算时间， 所以一个合理的窗口大小即可， 因此该极小值受噪声影响， 通常不能 达到 0。 跳周检测值仿真结果。
在本发明一些实施例， 上述若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第 一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 可包括： 若 得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位估计值 ^io K/2 与第二相位估计值 ^^+^2的差值大于第一角度阈值， 则估计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明一些实施例， 上述若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第 二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 可包括： 若 得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位估计值
^io K/2 与第二相位估计值 ^^+^2的差值大于第二角度阈值， 则估计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例，上述 i。时刻对应的第一跳周检测值例如可为得到 的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内 的各时刻对应的第一跳周检测值可均小于第一检测阈值， 当然， 第一跳周检测 值例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值 或任意值， 当然， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值亦可部分小于第 一检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1 个单位时长， 当然亦可大于或 小于 K+1个单位时长。 在本发明的一些实施例， 上述 i。时刻对应的第二跳周检测值例如可为得到 的第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内 的各时刻对应的第二跳周检测值均小于第二检测阈值， 当然， 第一跳周检测值 例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值或 任意值， 当然， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值亦可部分小于第一 检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1个单位时长， 当然亦可大于或小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例， 当跳周检测值大于检测阈值， 则向可将跳周标志 位 flag设置为 1 (或 0 ), 以指示跳周发生， 其启动跳周纠正程序。 例如， 跳周标 志位 flag从 0变到 1表示进入跳周发生过程，跳周标志位 flag从 1变到 0表示退出跳 周发生过程， 跳周已经完成。
当跳周检测值小于检测阈值，则可继续检测跳周标志位 flag。如果 flag表示 目前处于跳周发生过程（flag=l ), 之前的警报已经启动纠正程序， 无需再次 纠正。 如果跳周标志位 flag表示目前不处于跳周发生过程（flag=0 ), 则继续进 行检验。 尽管跳周检测值可以检测跳周， 在噪声， 激光器线宽和非线性等因素 的影响下，正确检测对检测阈值精确度的要求比较高。 为了降低对检测阈值设 定的要求和进一步确认跳周是否发生， 可在以 i 为中心， K+1窗口内， 搜索 ν180 790)
Δί 或 Z 的极小值处 i。， 此处即为跳周位置。 再取以时刻 i。为中心的窗口
两端的载波相位估计值^^— 和 ^^+^2 。 当二者之差大于设定的角度阈 值， 则可估计时刻 i。跳周发生， 数字信号序列进入跳周发生过程， flag=l ; 并 可根据跳周的类型给 赋值。 180度跳周， = π, 正负 90度跳周， =π/2。 当二者之差小于设定的角度阈值， 则估计时刻 i0跳周未发生。 在本发明的一些实施例中，角度阈值（如第一角度阈值和第二角度阈值等） 的选择， 可参考如下原则。 在理想情况下， 跳周会导致载波相位迅速变化 90 度， 没有跳周的时候不会发生快速变化， 理想的验证角度应为 45度。 而实际中 由于噪声和载波相位走离效应的影响，滑窗滤波器两端的相位噪声会比理想值 变化更大。 同时考虑到跳周本身的发生概率比较小， 为了更好的验证检测出来 跳周的准确性， 增加角度阈值。
例如， 在常见的系统参数情况下， 假设激光器线宽为 100 kHz, 滑窗长度 为 200, OSNR=14 dB ( QPSK信号）或者 OSNR=21 dB ( 16QAM信号）， 最佳 的角度阈值范围可为 45~75度， 例如选为 60度。
其中， 上述 K为自然数， K的取值可根据实际场景和检测精度需要来进行 设定， 亦可为经验值。
在本发明的一些实施例， 滑窗大小 K的确定可参考如下原则， 算法中的滑 窗大小 K, 可取决于光信噪比 （OSNR, Optical signal to noise ratio) 以及相位 噪声的走离程度。 如果 K过小， 滑窗可能难以 4艮好的抑制噪声 的影响， 可能 导致跳周检测参数（如第一跳周检测值、 第二跳周检测值等）随机浮动， 容易 造成检测错误。 相反， 若 K过长， 其间相位噪声的走离程度较大， 降低跳周检 测参数的区分度， 提高错误概率。 在通常的传输系统条件下： 若激光器线宽为 100 kHz, OSNR =14 dB (四相相移键控信号）或者 OSNR =21 dB ( 16正交幅 度调制 （ 16QAM, Quadrature amplitude modualtion )信号）， K取值范围可为 150~250或其它范围， 例如 K取值 200, 此处的 K表示单位时长的个数。
在本发明的一些实施例， 跳周检测阈值（例如第一检测阈值、 第二检测阈 值等）的选择， 可参考如下原则， 由于算法利用比较跳周检测参数（例如第一 跳周检测值、 第二跳周检测值等）与跳周检测阈值（如第一检测阈值、 第二检 测阈值等）的比较大小作为检测跳周是否发生的参考依据， 其选择可综合考虑 跳周发生概率， 相位噪声变化程度等。 例如同时综合考虑真实的 OSNR以及激 光器线宽的影响， 可将跳周检测阈值（如第一检测阈值、 第二检测阈值等）选 取为 0.4~1或其它范围， 例如 0.4等。
307、若估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周（可能是 90度跳周或 180 度跳周）， 则搜索出第一时刻和第二时刻。 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2], 第三相位估计 值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第四 相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到 的， 其中， 第三相位估计值 (pmax是对时间区间 [i。- K/2, i。-K/2]内的各时刻的第 一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相 位估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值。
308、 估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
309、 利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对 应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去 相位处理以得到第七数字信号。
在本发明的一些实施例中，上述估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻 的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时刻之间 的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中， 上述利用估算出的相位变化值，对第一时刻与 第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信 号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方 式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一 数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理 以得到第七数字信号，
Figure imgf000032_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ cpi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
在本发明的一些实施例中，可进一步的对第六数字信号进行去相位处理以 得到第七数字信号，对第七数字信号进行判决处理得到第八数字信号， 并可进 一步输出第八数字信号。
310、 对第七数字信号进行判决处理以得到第八数字信号。
在本发明的一些实施例中， 跳周纠正的具体方式可以如下：
首先可在跳周位置 i。附近（如 K+1的范围 )寻找载波相位估计的最大值 (pmax 的时间位置（第一时刻， 用 m表示）和最小值 cpmin的时间位置（第二时刻， 用 n 表示）， m和 n其间的时间区域可定义为跳周发生过程区域。 M和 m先后关系不 确定， 根据跳周是正是负而变。 这里引入了跳周累计量 Δ φ^ 用以累计整个码 流的跳周带来的相位变化。 Δ φι初始化为 0 (即 Δ φ。=0 )。
跳周发生过程区域之前（i <= min(m, η) )， 没有带来新的相位变化， 累计 量△ (ft不做改变， 如 Δ φ- Δ φμι。
跳周发生过程区域之内 （ min(m, n) < i <= max(m, n) ), 该跳周带来的相位 变化， 可认为是均分到整个区域内， 累计量 Δ φι每次改变 Zi/|n-m|。 当时间变量 i到达了 max ( m, n ), 就完成了整个 的相位变化的累加。
跳周发生过程区域之后 ( i > max(M, m) ), 新跳周带来的相位变化已经完 全计入了 Δ φι, 后续新跳周带来之前无改变， 如 A (pi= A (pi+1。
其中，将 i时刻的跳周累计量 Δ φι和估计出来的载波相位 cpi相加，作为 i时刻 新的载波相位估计值。 从第一数字信号 A中除去此载波相位， 得到第七数字信 号 re , 对第七数字信号进行判决处理以得到第八数字信号 d 。
参见图 5 , 图 5展示了一种仿真结果， BER vs OSNR 曲线； 28-Gbaud/s PM-QPSK经过 2000km传输。
其中， 带空心圓的曲线表示采用训导序列结果；
带正方形曲线表示采用本发明实施例的技术方案的结果；
带三角形的曲线表示采用差分编码的结果。
图 5展示的结果表明， 本发明实施例的技术方案的效果与采用训导序列的 技术基本一样， 基本到达了最佳， 优于采用差分编码的技术约 3dB。
由上可见， 本实施例方案，对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第 一相位估计值； 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 对第二 数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；将第一数字信号和第三数字信号 进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑 窗平均处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小 于第一检测阈值，则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周；或对第 四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执行窗口大 小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第二 跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度 跳周， 若估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和第 二时刻， 其中第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第 四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [i。- K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数 字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位估 计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻之 间的各时刻的相位变化值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻 之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。基于上 述机制有利于有效对数字信号发生的跳周进行检测和纠正，且上述检测机制可 看做是盲跳周检测技术， 由于可避免使用差分编码，也无需引入训导序列或导 频，有利于降低发射机的复杂度， 不添加冗余数据则有利于提高频谱效率和功 率效率。
为便于更好的实施本发明实施例的上述方案，下面还提供用于配合实施上 述方案的相关装置。 参见图 6-a、 图 6-b和图 6-a、 本发明实施例提供的一种数字信号的跳周检测 装置 600, 可包括： 去相位单元 610、 判决单元 620、 共轭运算单元 630、 第一估 计单元 640和 /或第二估计单元 650。
其中， 去相位单元 610, 用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二 数字信号；
判决单元 620, 用于对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 共轭运算单元 630, 用于将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以 得到第四数字信号；
第一估计单元 640, 用于对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均 处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一 检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 上述 K 为自然数；
和 /或，
第二估计单元 650, 用于对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字 信号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周。
在本发明的一些实施例中， 第一估计单元 640可具体用于， 通过如下方式 对第 口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值， k=i-K/2 k ， 其中， 上述 i表示时间变量， 上述 xk表
Figure imgf000035_0001
示 k时刻对应的第四数字信号 ,
Figure imgf000035_0002
表示 i时刻对应的第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 上述 K为自然数。 在本发明的一些实施例中， 第二估计单元 650可具体用于， 对第四数字信 号进行求平方处理以得到第五数字信号，通过如下方式，对第五数字信号执行 窗口 +1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值， /2 ， 其中， 上述 i表示时间变量,
Figure imgf000035_0003
示 k时刻对应的第五数字信号 ,
Figure imgf000035_0004
表示 i时刻对应的第二跳周检测值， 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。 在本发明的一些实施例中， 第一估计单元 640可具体用于， 对第四数字信 号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例中， 第二估计单元 650可具体用于， 对第四数字信 号进行求平方处理以得到第五数字信号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例，上述 i。时刻对应的第一跳周检测值例如可为得到 的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内 的各时刻对应的第一跳周检测值可均小于第一检测阈值， 当然， 第一跳周检测 值例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值 或任意值， 当然， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值亦可部分小于第 一检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1 个单位时长， 当然亦可大于或 小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例， 上述 i。时刻对应的第二跳周检测值例如可为得到 的第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内 的各时刻对应的第二跳周检测值均小于第二检测阈值， 当然， 第一跳周检测值 例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值或 任意值， 当然， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值亦可部分小于第一 检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1个单位时长， 当然亦可大于或小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例中， 若通过上述举例方式发现 i。时刻对应的第二数 字信号发生了跳周（可能是 90度的跳周或 180度的跳周 ),还可进一步采用多种 方式来对数字信号进行相位纠正。
参见图 6-d, 在本发明的一些实施例， 数字信号的跳周检测装置 600还可 进一步包括： 纠正单元 660, 用于若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳 周， 则搜索出第一时刻和第二时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [io-K/2, io-K/2], 第三相位估计值（pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行 载波相位估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字 信号进行载波相位估计处理得到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [io-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一 相位估计值中的最大值， 第四相位估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内 的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的 最小值； 估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值； 利用估算出 的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行 相位补偿以得到第六数字信号。进一步的， 可对第六数字信号进行去相位处理 以得到第七数字信号，对第七数字信号进行判决处理得到第八数字信号， 并可 进一步输出第八数字信号。
其中， 本发明实施例中描述的第一时刻与第二时刻之间的各时刻， 可包括 第一时刻和 /或第二时刻在内， 当然在一些场景下亦可不包括第一时刻和 /或第 二时刻在内。
在本发明的一些实施例中，纠正单元 660估算出第一时刻与第二时刻之间 的各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二 时刻之间的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中， 纠正单元 660利用估算出的相位变化值，对第 一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第 六数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通 过如下方式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对 应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去 相位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000038_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述 A表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 (ft表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
可以理解的是， 本实施例的数字信号的跳周检测装置 600的各功能模块的 功能可根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述 方法实施例的相关描述， 此处不再赘述。
由上可见，本实施例提供的数字信号的跳周检测装置 600对第一数字信号 进行去相位处理以得到第二数字信号；对第二数字信号进行判决处理以得到第 三数字信号；将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信 号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。 时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周；或对第四数字信号进行求平方处 理以得到第五数字信号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑窗平均处 理以得到第二跳周检测值；若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检 测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周。 基于上述机制 有利于有效的检测出数字信号是否发生了跳周，且上述检测机制可看做是盲跳 周检测技术， 可避免使用差分编码， 也无需引入训导序列或者导频， 有利于降 低发射机的复杂度， 不添加冗余数据则有利于提高频谱效率和功率效率。 参见图 7、 本发明实施例提供的一种数字信号的跳周纠正装置 700, 可包 括： 载波相位估计单元 710、 去相位处理单元 720、 搜索单元 730、 估算单元 740和相位补偿单元 750。
其中， 载波相位估计单元 710, 用于对第一数字信号进行载波相位估计处 理得到第一相位估计值；
去相位处理单元 720, 用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数 字信号；
搜索单元 730, 用于若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜 索出第一时刻和第二时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2],第三相位估计值 cpmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位 估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行 载波相位估计处理得到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [i。-K/2, io-K/2] 内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中 的最大值， 第四相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第 一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算单元 740, 用于估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化 值；
相位补偿单元 750, 用于利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时 刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第 六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号。
在本发明的一些实施例中，估算单元 740可具体用于，通过线性函数拟合 方式估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中，相位补偿单元 750可具体用于，通过如下方式 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数 字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理以 得到第七数字信号，
Figure imgf000040_0001
其中， 上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 上述 表示 i时刻对应的 第一数字信号，上述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 上述 A (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
可以理解的是，本实施例的数字信号的跳周纠正装置 700的各功能模块的 功能可根据上述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述 方法实施例的相关描述， 此处不再赘述。
由上可见， 本实施例的数字信号的跳周纠正装置 700, 对第一数字信号进 行去相位处理以得到第二数字信号；对第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值； 若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出 第一时刻和第二时刻， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第 三相位估计值 cpmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位 估计处理得到的， 第三相位估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时 刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值， 第四相位估计值（pmax是对时间区间 [i。- K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号 进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与 第二时刻之间的各时刻的相位变化值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻 与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字 信号。基于上述机制有利于可靠有效的对数字信号发生的跳周进行纠正， 由于 可避免使用差分编码，也无需引入训导序列或者导频，有利于降低发射机的复 杂度， 不添加冗余数据则有利于提高频谱效率和功率效率。 参见图 8, 本发明实施例还提供一种数字信号处理器 800, 可包括： 输入装置 810、 输出装置 820、 存储器 830和处理器 840 (数字信号处理器中 的处理器 840的数量可以一个或多个， 图 8中以一个处理器为例）。 在本发明的 一些实施例中， 输入装置 810、 输出装置 820、 存储器 830和处理器 840可通过总 线或其它方式连接， 其中， 图 8中以通过总线连接为例。
其中， 处理器 840执行如下步骤：
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；
将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 上述 K为自然数；
或者，
对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执 行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周。
在本发明的一些实施例中， 处理器 840对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第四数 字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值， k=i-K/2 k 其中， 上述 i表示时间变量， 上述 xk表
Figure imgf000041_0001
示 k时刻对应的第四数字信号 ,
Figure imgf000041_0002
表示 i时刻对应的第一跳周检测值 ( 在本发明的一些实施例中， 处理器 840对第五数字信号执行窗口大小为
K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数 字信 口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值， 其中， 上述 i表示时间变量，
Figure imgf000041_0003
790
示 k时刻对应的第五数字信号， Z 表示 i时刻对应的第二跳周检测值。 在本发明的一些实施例中，处理器 840若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测 值小于第一检测阈值，则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 包 括：
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例中，处理器 840若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测 值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 包 括：
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计上述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 第一相位估计值
^io K/2 是通过对 i。-K/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而得到 的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理而得到的。 在本发明的一些实施例，上述 i。时刻对应的第一跳周检测值例如可为得到 的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内 的各时刻对应的第一跳周检测值可均小于第一检测阈值， 当然， 第一跳周检测 值例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值 或任意值， 当然， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值亦可部分小于第 一检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1 个单位时长， 当然亦可大于或 小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例， 上述 i。时刻对应的第二跳周检测值例如可为得到 的第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内 的各时刻对应的第二跳周检测值均小于第二检测阈值， 当然， 第一跳周检测值 例如也可为得到的第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测值中的最大值或 任意值， 当然， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测值亦可部分小于第一 检测阈值。 其中， 第一时段的时长可为 K+1个单位时长， 当然亦可大于或小于 K+1个单位时长。
在本发明的一些实施例中， 若通过上述举例方式发现 i。时刻对应的第二数 字信号发生了跳周 （可能是 90度的跳周或 180度的跳周）， 处理器 840还可进一 步采用多种方式来对数字信号进行相位纠正。
举例来说，处理器 840可对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字 信号； 对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值； 若发现 i0 时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和第二时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2], 第三相位估计值（pmax是通 过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第三相 位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位估计值 cpmax是对 时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的 相位变化值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻 对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。 进一步的， 可对第六 数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号，对第七数字信号进行判决处理 得到第八数字信号， 并可进一步输出第八数字信号。
其中， 本发明实施例中描述的第一时刻与第二时刻之间的各时刻， 可包括 第一时刻和 /或第二时刻在内， 当然在一些场景下亦可不包括第一时刻和 /或第 二时刻在内。
在本发明的一些实施例中，处理器 840估算出第一时刻与第二时刻之间的 各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时 刻之间的各时刻的相位变化值。
在本发明的一些实施例中， 处理器 840利用估算出的相位变化值，对第一 时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六 数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过 如下方式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应 的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相 位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000044_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述 A表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 (ft表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
可以理解的是， 本实施例的数字信号处理器 800的各器件的功能可根据上 述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述方法实施例的 相关描述， 此处不再赘述。
由上可见， 本实施例数字信号处理器 800对第一数字信号进行去相位处理 以得到第二数字信号； 对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 将 第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号；对第四数字 信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值； 若得到的 io 时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字 信号发生了 180度跳周； 或对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信 号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测 值； 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。基于上述机制有利于有效的检测出数字 信号是否发生了跳周，且上述检测机制可看做是盲跳周检测技术， 可避免使用 差分编码， 也无需引入训导序列或者导频， 有利于降低发射机的复杂度， 不添 加冗余数据则有利于提高频谱效率和功率效率。 参见图 9, 本发明实施例还提供一种数字信号处理器 900, 可包括： 输入装置 910、 输出装置 920、 存储器 930和处理器 940 (数字信号处理器中 的处理器 940的数量可以一个或多个， 图 9中以一个处理器为例）。 在本发明的 一些实施例中， 输入装置 910、 输出装置 920、 存储器 930和处理器 940可通过总 线或其它方式连接， 其中， 图 9中以通过总线连接为例。
其中， 处理器 940执行如下步骤：
对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值；
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周，则搜索出第一时刻和第二 时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第 四相位估计值 （pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号。
在本发明的一些实施例中，处理器 940估算出第一时刻与第二时刻之间的 各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时 刻之间的各时刻的相位变化值。 在本发明的一些实施例中， 处理器 940利用估算出的相位变化值，对第一 时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六 数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号， 包括： 通过 如下方式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应 的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相 位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000046_0001
φ,)]
其中，上述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号，上述表示 i时刻对应的第一 数字信号，上述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值，上述 Δ (pi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻的相位变 化值。
可以理解的是， 本实施例的数字信号处理器 900的各器件的功能可根据上 述方法实施例中的方法具体实现，其具体实现过程可以参照上述方法实施例的 相关描述， 此处不再赘述。
由上可见， 本实施例数字信号处理器 900, 对第一数字信号进行去相位处 理以得到第二数字信号；对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位 估计值； 若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出第一时刻和 第二时刻， 其中第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。- K/2, io-K/2], 第三相位 估计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的， 第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；估算出第一时刻与第二时刻 之间的各时刻的相位变化值； 利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时 刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号。基于 上述机制有利于可靠有效的对数字信号发生的跳周进行纠正，由于可避免使用 差分编码， 也无需引入训导序列或者导频， 有利于降低发射机的复杂度， 不添 加冗余数据则有利于提高频谱效率和功率效率。 本发明实施例还提供一种计算机存储介质， 其中， 该计算机存储介质可存 储有程序，该程序执行时包括上述方法实施例中记载的数据处理方法的部分或 全部步骤。 本发明实施例还提供一种计算机存储介质，
上述计算机存储介质存储有程序， 上述程序执行时包括如上述数字信 号的跳周检测方法的部分或全部步骤。
本发明实施例还提供一种计算机存储介质，
上述计算机存储介质存储有程序， 上述程序执行时包括如上述数字信 号的跳周纠正方法的部分或全部步骤。
本发明实施例还提供一种计算机存储介质，
上述计算机存储介质存储有程序， 上述程序执行时包括如上述数字信 号处理方法的部分或全部步骤。
需要说明的是， 对于前述的各方法实施例， 为了筒单描述， 故将其都 表述为一系列的动作组合， 但是本领域技术人员应该知悉， 本发明并不受 所描述的动作顺序的限制， 因为依据本发明， 某些步骤可以采用其他顺序 或者同时进行。 其次， 本领域技术人员也应该知悉， 说明书中所描述的实施 例均属于优选实施例， 所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。
在上述实施例中， 对各个实施例的描述都各有侧重， 某个实施例中没 有详述的部分， 可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的装置， 可通过其 它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的， 例如上述单 元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可以有另外的划分方式， 例 如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统， 或一些特征可以忽 略， 或不执行。 另一点， 所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连 接可以是通过一些接口， 装置或单元的间接耦合或通信连接， 可以是电性或其 它的形式。 上述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为 单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可以位于一个地方， 或者 也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部 单元来实现本实施例方案的目的。
另外， 在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中， 也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元 中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的 形式实现。
上述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售 或使用时， 可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解， 本发 明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全 部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储 介质中， 包括若干指令用以使得一台计算机设备（可为个人计算机、 服务器或 者网络设备等）执行本发明各个实施例上述方法的全部或部分步骤。 而前述的 存储介质包括： U盘、 只读存储器（ROM, Read-Only Memory )、 随机存取存 储器（RAM, Random Access Memory ), 移动硬盘、 磁碟或者光盘等各种可以 存储程序代码的介质。
以上上述， 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对其限制； 尽 管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理 解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改， 或者对其中部分 技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换， 并不使相应技术方案的本质脱 离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

权 利 要 求
1、 一种数字信号的跳周检测方法， 其特征在于， 包括：
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；
将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数；
或者，
对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执 行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周。
2、 根据权利要求 1所述的方法， 其特征在于，
所述对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳 周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均 一跳周检测值，
， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000049_0001
180
示 k时刻对应的第四数字信号， i 表示 i时刻对应的第一跳周检测值。
3、 根据权利要求 1或 2任一项所述的方法， 其特征在于，
所述对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳 周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均
， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000049_0002
90
示 k时刻对应的第五数字信号， 表示 i时刻对应的第二跳周检测值。
4、 根据权利要求 1至 3任一项所述的方法， 其特征在于， 所述若得到的 i0 时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字 信号发生了 180度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估 计值
Figure imgf000050_0001
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
5、根据权利要求 1至 4任一项所述的方法， 其特征在于， 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估 计值
Figure imgf000050_0002
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi°+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
6、 根据权利要求 1至 5任一项所述的方法， 其特征在于， 所述 i。时刻对应的第一跳周检测值为得到的第一时段内的各时刻对应的 第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测 值均小于第一检测阈值。
7、 根据权利要求 1至 6任一项所述的方法， 其特征在于，
所述 i。时刻对应的第二跳周检测值为得到的第二时段内的各时刻对应的 第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测 值均小于第二检测阈值。
8、 一种数字信号的跳周纠正方法， 其特征在于， 包括：
对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一相位估计值；
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周，则搜索出第一时刻和第二 时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第 四相位估计值 （pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号。
9、 根据权利要求 8所述的方法， 其特征在于， 所述估算出第一时刻与第 二时刻之间的各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数拟合方式估算出第一 时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
10、 根据权利要求 8或 9所述的方法， 其特征在于， 所述利用估算出的相 位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位 补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信 号， 包括： 通过如下方式利用估算出的相位变化值， 对第一时刻与第二时刻之 间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数 字信号进行去相位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000052_0001
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A cpi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
11、 一种数字信号的跳周检测装置， 其特征在于， 包括：
去相位单元， 用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号； 判决单元， 用于对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号； 共轭运算单元，用于将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到 第四数字信号；
第一估计单元， 用于对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理 以得到第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测 阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自 然数；
或者，
第二估计单元， 用于对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信 号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测 值； 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。
12、 根据权利要求 11所述的装置， 其特征在于，
所述第一估计单元具体用于，通过如下方式，对第四数字信号执行窗口大 小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检测值，
其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000052_0002
示 k时刻对应的第四数字信号， z 表示 i时刻对应的第一跳周检测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数。
13、 根据权利要求 11或 12任一项所述的装置， 其特征在于，
所述第二估计单元具体用于，对第四数字信号进行求平方处理以得到第五 数字信号， 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处 理以 /2 ， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000053_0001
示 k时刻对应的第五数字信号，
Figure imgf000053_0002
表示 i时刻对应的第二跳周检测值， 若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻 对应的第二数字信号发生了 90度跳周。
14、 根据权利要求 11至 13任一项所述的装置， 其特征在于，
所述第一估计单元具体用于， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗 平均处理以得到第一跳周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位 估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估 计值 是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
15、 根据权利要求 11至 14任一项所述的装置， 其特征在于，
所述第二估计单元具体用于，对第四数字信号进行求平方处理以得到第五 数字信号； 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳 周检测值；
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位
估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估
计值
Figure imgf000054_0001
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi()+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
16、 一种数字信号的跳周纠正装置， 其特征在于， 包括：
载波相位估计单元，用于对第一数字信号进行载波相位估计处理得到第一 相位估计值；
去相位处理单元，用于对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信 号；
搜索单元， 用于若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周， 则搜索出 第一时刻和第二时刻，其中，第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2 , io-K/2] , 第三相位估计值 cpmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处 理得到的，第四相位估计值 (pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相 位估计处理得到的， 第三相位估计值 cpmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各 时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大 值， 第四相位估计值（pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一数字 信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算单元， 用于估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值； 相位补偿单元， 用于利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之 间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数 字信号进行去相位处理以得到第七数字信号。
17、 根据权利要求 16所述的装置， 其特征在于，
所述估算单元具体用于，通过线性函数拟合方式估算出第一时刻与第二时 刻之间的各时刻的相位变化值。
18、 根据权利要求 16或 17所述的装置， 其特征在于， 所述相位补偿单元 具体用于，通过如下方式利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之 间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数 字信号进行去相位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000055_0001
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 φι表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A cpi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
19、 一种数字信号处理器， 其特征在于， 包括：
输入装置、 输出装置、 存储器和处理器；
其中， 所述处理器执行如下步骤：
对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
对第二数字信号进行判决处理以得到第三数字信号；
将第一数字信号和第三数字信号进行共轭运算以得到第四数字信号； 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第一跳周检 测值； 若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。时 刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 其中， 所述 K为自然数；
或者，
对第四数字信号进行求平方处理以得到第五数字信号；对第五数字信号执 行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到第二跳周检测值； 若得到的 i。时刻对 应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。时刻对应的第二数字信号发 生了 90度跳周。
20、 根据权利要求 19所述的数字信号处理器， 其特征在于，
所述处理器对第四数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到 第一跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第四数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑 一跳周检测值，
， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 xk表
Figure imgf000056_0001
180
示 k时刻对应的第四数字信号， i 表示 i时刻对应的第一跳周检测值。
21、 根据权利要求 19或 20任一项所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所述处理器对第五数字信号执行窗口大小为 K+1的滑窗平均处理以得到 第二跳周检测值， 包括： 通过如下方式， 对第五数字信号执行窗口大小为 K+1 的滑 周检测值， /2 ， 其中， 所述 i表示时间变量， 所述 yk表
Figure imgf000056_0002
示 k时刻对应的第五数字信号， Z90表示 i时刻对应的第二跳周检测值。
22、 根据权利要求 19至 21任一项所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所 述处理器若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 则估计 i。 时刻对应的第二数字信号发生了 180度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第一跳周检测值小于第一检测阈值， 并且第一相位
估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第一角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 180度的跳周，其中，所述第一相位估
计值
Figure imgf000056_0003
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 Yi°+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
23、 根据权利要求 19至 22任一项所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所 述处理器若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 则估计 i。 时刻对应的第二数字信号发生了 90度跳周， 包括：
若得到的 i。时刻对应的第二跳周检测值小于第二检测阈值， 并且第一相位
估计值 ^2 与第二相位估计值 ^io+^2的差值大于第二角度阈值， 则估 计所述 i。时刻对应的第二数字信号发生了 90度的跳周， 其中， 所述第一相位估
计值
Figure imgf000057_0001
是通过对 i。- Κ/2时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理而 得到的，第二相位估计值 ^Pi°+K/2是通过对 i。+K/2时刻的第一数字信号进行载 波相位估计处理而得到的。
24、 根据权利要求 19至 23任一项所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所述 i。时刻对应的第一跳周检测值为得到的第一时段内的各时刻对应的 第一跳周检测值中的最小值， 其中， 第一时段内的各时刻对应的第一跳周检测 值均小于第一检测阈值。
25、 根据权利要求 19至 24任一项所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所述 i。时刻对应的第二跳周检测值为得到的第二时段内的各时刻对应的 第二跳周检测值中的最小值， 其中， 第二时段内的各时刻对应的第二跳周检测 值均小于第二检测阈值。
26、 一种数字信号处理器， 其特征在于， 包括：
输入装置、 输出装置、 存储器和处理器；
其中， 所述处理器执行如下步骤： 对第一数字信号进行载波相位估计处理 得到第一相位估计值； 对第一数字信号进行去相位处理以得到第二数字信号；
若发现 i。时刻对应的第二数字信号发生了跳周，则搜索出第一时刻和第二 时刻， 其中， 第一时刻和第二时刻属于时间区间 [i。-K/2, io-K/2] , 第三相位估 计值 (pmax是通过对第一时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得到的，第 四相位估计值 （pmin是通过对第二时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理 得到的， 第三相位估计值 (pmax是对时间区间 [i。-K/2, i。-K/2]内的各时刻的第一 数字信号进行载波相位估计处理得到的第一相位估计值中的最大值，第四相位 估计值（pmax是对时间区间 [io-K/2, io-K/2]内的各时刻的第一数字信号进行载波 相位估计处理得到的第一相位估计值中的最小值；
估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值；
利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号。
27、 根据权利要求 26所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所述处理器 估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值， 包括： 通过线性函数 拟合方式估算出第一时刻与第二时刻之间的各时刻的相位变化值。
28、 根据权利要求 26或 27所述的数字信号处理器， 其特征在于， 所述处 理器利用估算出的相位变化值，对第一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第 一数字信号进行相位补偿以得到第六数字信号，对第六数字信号进行去相位处 理以得到第七数字信号， 包括： 通过如下方式利用估算出的相位变化值， 对第 一时刻与第二时刻之间的各时刻对应的第一数字信号进行相位补偿以得到第 六数字信号， 对第六数字信号进行去相位处理以得到第七数字信号，
Figure imgf000058_0001
其中， 所述 rei'表示 i时刻对应的第七数字信号， 所述 表示 i时刻对应的 第一数字信号，所述 (pi表示对 i时刻的第一数字信号进行载波相位估计处理得 到第一相位估计值， 所述 A cpi表示估算出的第一时刻与第二时刻之间的 i时刻 的相位变化值。
29、 一种计算机存储介质， 其特征在于， 所述计算机存储介质可存储有程序， 该程序执行时包括如权利要求 1 至 任一项所述的步骤。
PCT/CN2013/072149 2013-03-04 2013-03-04 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置 WO2014134777A1 (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2013/072149 WO2014134777A1 (zh) 2013-03-04 2013-03-04 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置
CN201380000613.9A CN104160626B (zh) 2013-03-04 2013-03-04 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2013/072149 WO2014134777A1 (zh) 2013-03-04 2013-03-04 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014134777A1 true WO2014134777A1 (zh) 2014-09-12

Family

ID=51490554

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2013/072149 WO2014134777A1 (zh) 2013-03-04 2013-03-04 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN104160626B (zh)
WO (1) WO2014134777A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110365416B (zh) * 2018-04-09 2022-02-01 华为技术有限公司 一种载波相位估计方法及装置
CN111443892B (zh) * 2019-01-16 2022-04-29 长鑫存储技术有限公司 仿真结果的比较方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1901376A (zh) * 2005-07-21 2007-01-24 联发科技股份有限公司 具有周波脱落检测器而可补偿周波脱落所造成的错误的锁相回路
CN101825717A (zh) * 2010-04-16 2010-09-08 北京航空航天大学 一种基于载波平滑码伪距技术的动态定姿方法
CN102067452A (zh) * 2008-05-06 2011-05-18 赫梯特微波公司 用于频率合成器的周期滑移防止的改进系统和方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8166365B2 (en) * 2008-12-03 2012-04-24 Ciena Corporation Cycle slip location and correction

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1901376A (zh) * 2005-07-21 2007-01-24 联发科技股份有限公司 具有周波脱落检测器而可补偿周波脱落所造成的错误的锁相回路
CN102067452A (zh) * 2008-05-06 2011-05-18 赫梯特微波公司 用于频率合成器的周期滑移防止的改进系统和方法
CN101825717A (zh) * 2010-04-16 2010-09-08 北京航空航天大学 一种基于载波平滑码伪距技术的动态定姿方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN104160626B (zh) 2017-02-22
CN104160626A (zh) 2014-11-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6057382B2 (ja) デジタル復調器アーキテクチャ
US8705977B1 (en) Equalizer tap correction and reseeding
US8311417B1 (en) Decision directed carrier phase estimation with a limiter for coherent dense wavelength division multiplexing systems
JP5730861B2 (ja) 位相回復方法及び位相回復装置
US8559828B2 (en) Frame formatting for high rate optical communications
JP5922670B2 (ja) 光信号受信機において硬判定から軟判定の信頼性情報を生成するためのシステムおよび方法
JP5672973B2 (ja) フィードバックループを用いた周波数オフセット評価
JP5525552B2 (ja) コヒーレント光信号受信機のデータ・パターン依存歪の補正
US7734188B2 (en) Deskew device and deskew method
EP3016339B1 (en) Cycle slip detection method and device, and receiver
JP6295585B2 (ja) 光通信受信装置、及び、周波数オフセット補償方法
US9329929B2 (en) Soft maximum likelihood sequence estimation in digital communication
JP5234228B2 (ja) 位相補償受信器
EP2567461B1 (en) Method and apparatus for detecting a parity error in a sequence of dqpsk symbols of a digital transmission system
US8983289B2 (en) Training-assisted carrier frequency and phase recovery in digital coherent optical communication systems
TW201038028A (en) Carrier recovery device and related method
WO2014134777A1 (zh) 数字信号的跳周检测方法和纠正方法及相关装置
WO2015123970A1 (zh) 一种频偏估计方法、装置及帧同步子系统
Cheng et al. Experimental demonstration of pilot-symbols-aided cycle slip mitigation for QPSK modulation format
CN110661578B (zh) 一种数据恢复方法及装置
CN105282072B (zh) 光传输网络中的频偏估计方法与装置
US20240048235A1 (en) Messaging channel in a coherent optical DSP frame
EP3605883B1 (en) Method and apparatus for correcting phase jump
CN107896309B (zh) 调整本地载波频率的方法、装置及计算机可读存储介质
WO2016101668A1 (zh) 一种载波相位估计方法、装置及存储介质

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13877363

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13877363

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1