WO2014075530A1 - 一种信道干扰对消方法、装置和基站 - Google Patents

一种信道干扰对消方法、装置和基站 Download PDF

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徐洪波
张林生
洪思华
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals

Definitions

  • the first filtering module is configured to filter the multipath symbol data after the spread spectrum scrambling according to the phase-shifting filter coefficient to obtain the reconstructed signal.
  • Step 13 performing signal reconstruction on the uplink dedicated channel according to the original antenna data and the target multipath delay information, to obtain a reconstructed signal
  • the uncorrected user data is iterated several times according to the external demodulation scheduling command, so that the undemodulated correct data can sufficiently remove the interference of other users, and finally the correct user data is solved.
  • the DPDCH/EDPDCH channel processing is flexibly scheduled, and the decoding error can be repeatedly demodulated in the antenna data that is cancelled by the user according to the processing time limit of the actual system, thereby improving the decoding performance of the user.
  • Step 131A delay according to preset delay parameters
  • Step 133 B Calculate channel estimation parameters according to the channel coding symbol and the original antenna data.
  • Filter coefficients are generated according to channel estimation after multipath offset and phase offset rotation, to perform RC filtering on the spread scrambled chips, and the filtering may be performed one chip by one chip, or may be configured according to more
  • the chip is parallel filtered, and the reconstruction of the symbol after DPCCH/HSDPCCH encoding is completed.
  • the channel interference cancellation device further includes:
  • the frequency offset estimation is a kind of pre-estimation, which is to estimate the frequency offset of the next time by using the current time period, so the frequency offset estimation value of the current current time period of the frequency offset estimation value is obtained by the last frequency offset estimation time period. Frequency offset estimate.
  • the E-DPDCH channel delay DPCCH of the 2ms TTI reaches N1 (the N1 value is determined according to the ETFCI decoding delay, and in the embodiment of the present invention, N1 is 5), and the demodulation scheduling (first solution) is performed, and The CRC verifies the correct channel for reconstruction and interference cancellation.
  • EDPDCH/EDPCCH signal reconstruction 519 can be divided into four parts in the system structure.
  • the first part is the scheduling control processing, which completes the scheduling control and parameter data preparation of each downstream computing module.
  • the second part is channel coding, which completes the symbol coding of the data channel and the control channel.
  • the third part is the channel estimation parameter calculation, and the corresponding channel estimation parameters are calculated based on the symbol coding result and the antenna data.
  • the fourth part is the reconstruction operation, reconstructing the signal form, and transmitting the reproduced signal to the antenna data management and offset 518 for interference cancellation processing.

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  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本发明提供了一种干扰对消方法、装置和基站，所述方法用于宽带码分多址系统中的上行专用信道，所述方法包括：获取待对消的原始天线采样数据；根据所述原始天线采样数据进行多径能量计算，并根据所述计算结果确定多个目标多径时延信息；根据所述原始天线数据和目标多径时延信息，在所述上行专用信道中进行信号重构，得到重构信号；在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到目标天线数据。本发明可以提供上行专用信道的干扰对消。

Description

一种信道千扰对消方法、 装置和基站 技术领域
本发明涉及通信领域， 尤其涉及一种信道干扰对消方法、 装置和基站。 背景技术
在宽带码分多址通信系统中， 用不同的地址码来区分用户、 基站和信 道等， 然而由于多径衰落道中的自相关和互相关特性的不理想造成了用户、 信道之间的多址干 ^！尤； 而由于所使用的地址码不同相位之间也不是完全正 交的， 受传输路径时延和噪声影响， 所以同一用户的不同多径信号也有相 互干扰， 即多径干扰。 当用户数据较多时， 上述干扰对系统容量的影响就 非常明显， 这种干扰不能单单通过增加信噪比的方法解决， 否则最终会使 得整个系统功率攀升而崩溃。 而干扰对消技术是在不增加信噪比或者降低 信噪比情况下， 仍能提高系统容量。 其原理就是重构上行的专用信道的接 收信号， 在接收信号中去掉这部分干扰， 使其他用户所受干扰降低， 从而 提升系统容量。 目前已有专利多为干扰抵消局部实现或者是对宽带码分多 址通信系统上行专用信道单一控制信道或者数据信道的干扰对消的方法和 装置， 未涉及宽带码分多址通信系统上行专用信道包括控制信道和业务信 道的干扰对消装置。 发明内容
本发明实施例的目的是提供一种信道干扰对消方法、 装置和基站， 用 于基站侧上行专用信道干扰对消， 可以提供上行专用信道的干扰对消。
为实现上述目的， 本发明实施例提供了一种信道干扰对消方法， 用于 一基站， 所述信道干扰对消方法用于宽带码分多址系统中的上行专用信道， 所述方法包括：
获取待对消的原始天线采样数据；
根据所述原始天线采样数据进行多径能量计算， 并根据所述计算结果 确定多个目标多径时延信息；
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中 进行信号重构， 得到重构信号；
在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到目标天线数据。 其中， 优选地， 所述的信道干扰对消方法还包括：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中 进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
根据所述信道估计值对所述多径符号数据进行最大比合并；
对完成最大比合并后的多径符号数据进行检测和译码处理；
所述根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信 道中进行信号重构， 得到重构信号具体为根据对多径符号数据进行检测和 译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述的信道干扰对消方法还包括：
根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据所述频偏估计结果对所 述多径符号数据进行频偏补偿。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述对所述多径符号数据进行检测和译码处理具体包括：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行 TFCI译码； 和
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行 ACK和 CQI的译码、 编码； 和
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行 E-TFCI译码。 其中， 优选地， 所述对所述多径符号数据进行检测和译码处理具体还 包括：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行门限检测。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述对所述多径符号数据进行检测和译码处理具体为：
对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于增强上行专用数据信道 中时， 对所述多径符号数据进行检测和译码处理具体还包括：
对增强上行专用数据信道中的软符号数据依次进行解交织、 解速率匹 配、 HARQ合并、 Turbo译码和 CRC校验。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专 用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数据具体为：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述上 行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号具体为：
根据预置的延时参数进行延时；
在根据预置的延时参数延时后， 根据对多径符号数据进行检测和译码 处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰；
根据所述信道估计值， 确定相偏旋转滤波系数；
根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径符号数据进行滤波， 得 到重构信号。 其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于增强上行专用信道中时， 所述根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述上行专用信 道中进行信号重构， 得到重构信号具体为：
根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述增强上行专 用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
对信道编码符号进行扩频加扰；
根据所述信道编码符号和所述原始天线数据计算信道估计参数； 根据所述信道估计参数， 确定相偏旋转滤波系数；
根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道编码符号进行滤波， 得 到重构信号。
其中， 优选地， 所述根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号具体还包括：
将重构后的信号进行对齐累加。
为实现上述目的， 本发明实施例还提供了一种信道干扰对消装置， 用 于一基站， 所述信道干扰对消装置用于宽带码分多址系统中的上行专用信 道， 包括：
获取模块， 配置为获取待对消的原始天线采样数据；
多径能量计算模块， 配置为根据所述原始天线采样数据进行多径能量 计算， 并根据所述计算结果确定多个目标多径时延信息；
重构模块， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所 述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号；
对消模块， 配置为在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到 目标天线数据。
其中， 优选地， 所述的信道干扰对消装置还包括：
解扰解扩模块， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
信道估计值确定模块， 配置为根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
最大比合并模块， 配置为根据所述信道估计值对所述多径符号数据进 行最大比合并；
处理模块， 配置为对完成最大比合并的多径符号数据进行检测和译码 处理；
所述重构模块具体为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结 果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述的信道干扰对消装置还包括：
频偏估计模块， 配置为根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据 所述频偏估计结果对所述多径符号数据进行频偏补偿。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述处理模块具体为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行 TFCI译码； 和
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行 ACK和 CQI的译码、 编码； 和
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行 E-TFCI译码。
其中， 优选地， 所述处理模块具体还为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行门限检测。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述处理模块具体为：
对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于增强上行专用数据信道 中时， 所述处理模块具体还为：
对增强上行专用数据信道中的软符号数据依次进行解交织、 解速率匹 配、 HARQ合并、 Turbo译码和 CRC校验。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述解扰解扩模块具体为：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述重构模块具体为：
延时模块， 配置为根据预置的延时参数进行延时；
第一扩频加扰模块， 配置为在根据预置的延时参数延时后， 根据对多 径符号数据进行检测和译码处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰； 第一滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计值， 确定相偏旋转 滤波系数；
第一滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径 符号数据进行滤波， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于增强上行专用信道中时， 所述重构模块具体为：
信道编码模块， 配置为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结 果， 在所述增强上行专用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
第二扩频加扰模块， 配置为对信道编码符号进行扩频加扰；
信道估计参数确定模块， 配置为根据所述信道编码符号和所述原始天 线数据计算信道估计参数；
第二滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计参数， 确定相偏旋 转滤波系数； 第二滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道 编码符号进行滤波， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述重构模块具体还包括：
对齐累加模块， 配置为将重构后的信号进行对齐累加。
为实现上述目的， 本发明实施例还提供了一种基站， 包括上述任意一 项信道干扰对消装置。
本发明实施例具有以下有益效果：
本 发 明 实 施 例 ， 能 够 完 成 专 用 控 制 信 道
( DPCCH/HS-DPCCH/E-DPCCH )、 专用数据信道（ E-DPDCH )信道的重 构和干 ^对消；
本发明实施例， 高于传统的上行专用控制信道干扰装置的性能， 提高 了上行专用物理信道接收性能；
本发明实施例， 在重构信号时有门限控制或译码校验， 重构信号准确 性高；
本发明实施例， 支持灵活调度 DPDCH/EDPDCH信道处理， 可根据实 际系统的处理时限约束， 对译码错误的用户在多次抵消的天线数据中重复 进行解调， 提高用户译码性能。 附图说明
图 1为本发明实施例的信道干扰对消方法的流程示意图；
图 2为本发明实施例的 DPCCH/HSDPCCH信号重构的结构示意图； 图 3为本发明实施例的 EDPDCH/EDPCCH信号重构的结构示意图； 图 4为本发明实施例的信道干 4尤对消装置的结构示意图；
图 5为本发明实施例的干 4尤对消装置功能实体的结构示意图； 图 6为本发明实施例的干扰对消装置功能实体中天线数据管理及抵消 模块结构示意图； 图 7 为本发明实施例的干扰对消装置功能实体中数据信息存储器结构 示意图。 具体实施方式
为使本发明实施例要解决的技术问题、 技术方案和优点更加清楚， 下 面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
本发明实施例的一种信道干扰对消方法， 用于一基站， 如图 1 所示， 所述信道干扰对消方法用于宽带码分多址系统中的上行专用信道， 包括： 步骤 11， 获取待对消的原始天线采样数据；
步骤 12， 根据所述原始天线采样数据进行多径能量计算， 并根据所述 计算结果确定多个目标多径时延信息；
步骤 13， 根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专 用信道中进行信号重构， 得到重构信号；
步骤 14， 在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到目标天线 数据。
上述方法首先获取待对消的原始天线采样数据； 对天线采样数据在一 定的搜索窗范围内进行多径能量计算， 并对多径能量进行滤波和排序， 最 终对每个用户搜索出多个（一般是 8个） 目标多径时延信息； 根据所述原 始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号； 在所述原始天线采样数据中对消重构后的信号得到目标天 线数据。
该方法可以提供上行专用信道包括控制信道和数据信道的干扰对消， 同时， 高于传统的上行专用控制信道干扰装置的性能， 提高了上行专用物 理信道接收性能。
其中， 优选地， 在步骤 13重构信号之前， 所述方法还包括： 根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中 进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
根据所述信道估计值对所述多径符号数据进行最大比合并；
对完成最大比合并后的多径符号数据进行检测和译码处理；
步骤 13具体为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所 述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
本发明实施例的信道干扰对消方法在进行信号重构之前， 还要根据所 述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行解扰解 扩， 得到多径符号数据； 根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道 估计值， 一般根据已知的导频信息对上行专用控制信道进行信道估计； 根 据信道估计值和多径符号数据完成 RAKE合并和去信道调制， 得到专用物 理控制信道 ( Dedicated Physical Control CHannel, DPCCH )、 ( Enhanced -DPCCH, E-DPCCH ), 高速专用物理控制信道（High Speed-DPCCH ， HS-DPCCH )信道的符号数据； 对完成合并后的多径符号数据进行检测和 译码处理； 根据目标多径时延信息和对多径符号数据进行检测和译码处理 的结果， 进行信号重构。 通过在重构信号之前进行检测和译码处理， 提高 了重构信号的准确性。
其中， 优选地， 所述方法还包括：
根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据所述频偏估计结果对所 述多径符号数据进行频偏补偿。
一般是由输入的 DPCCH信道多径符号数据进行频偏估计，将每个径连 续时间的多径符号数据进行共轭相乘，并将结果累加 K时隙（一般 K为 15， 即 1帧）， 再将所有多径的累加结果相加， 得到最终频偏估计结果输出， 并 根据所述频偏估计结果对多径符号数据进行频偏补偿。
上述信道干扰对消方法中， 应针对不同的控制信道和数据信道分别进 行多径符号数据的检测和译码处理， 具体为：
1.在控制信道中
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行传输格式组合标识符
( Transport Format Combination Indicator, TFCI )译码；
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行确认字符 ( Acknowledgement, ACK )和信道质量指示符 ( Channel Quality Indicator, CQI ) 的译码、 编码；
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行增强传输格式组合标 识符（ Enhanced TFCI， E-TFCI )译码。
2.在数据信道中
对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
其中， 在控制信道中， 还包括对上行专用控制信道中的多径符号数据 进行门限检测。对于 DPCCH符号域中信号幅度过低的符号标记为非重构数 据， 在 DPCCH信道符号重构处理中， 不对其进行重构处理。
其中， 在数据信道中， 还包括对增强上行专用数据信道中的软符号数 据依次进行解交织、 解速率匹配、 混合自动重传请求 （Hybrid Automatic Repeat Request , HARQ ) 合并、 Turbo 译码和循环冗余校验码 （Cyclic Redundancy Check, CRC )校验。 对专用物理数据信道（ Dedicated Physical Data Channel, DPDCH )、 增强专用物理数据信道 ( Enhanced-DPDCH ， E-DPDCH )信道的符号数据根据 TTI的长度求出每个 TTI的符号均值， 该 TTI的所有符号数据除以这个均值再乘以一个固定定标常数，得到 8bit长度 的 DPDCH、 E-DPDCH信道软符号数据输出， 如果处理的是 E-DPDCH信 道软符号数据则开始后续处理， 依次进行解交织、 解速率匹配、 HARQ 合 并、 Turbo译码， 将 Turbo译码结果根据 3GPP 25213协议 CRC计算方法， 将 turbo译码结果中非 CRC附加部分完成 CRC计算， 将 CRC计算结果和 CRC附加数据比较， 如果比较结果一致， 则认为接收数据正确， 否则接收 数据错误， 然后在 turbo译码结果中剔除 CRC附加部分以便进行后续的信 号重构。
同时为提高用户译码性能， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信 道中的数据信道时， 所述根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在 所述上行专用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数据具体为：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
根据外部解调调度命令对未解正确的用户数据迭代几次， 以使未解调 正确的数据能充分去除掉其他用户的干扰， 最终解出正确的用户数据。 本 发明实施例， 支持灵活调度 DPDCH/EDPDCH信道处理， 可根据实际系统 的处理时限约束， 对译码错误的用户在多次抵消的天线数据中重复进行解 调， 提高用户译码性能。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于上行专用信道中的控制 信道时， 步骤 13具体为：
步骤 131A， 根据预置的延时参数进行延时；
步骤 132 A， 在根据预置的延时参数延时后， 根据对多径符号数据进行 检测和译码处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰；
步骤 133 A， 根据所述信道估计值， 确定相偏旋转滤波系数；
步骤 134 A， 根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径符号数据进 行滤波， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消方法应用于增强上行专用信道中时， 步骤 13具体为：
步骤 131B， 根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述 增强上行专用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
步骤 132 B， 对信道编码符号进行扩频加扰；
步骤 133 B,根据所述信道编码符号和所述原始天线数据计算信道估计 参数；
步骤 134 B， 根据所述信道估计参数， 确定相偏旋转滤波系数； 步骤 135 B， 根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道编码符号进 行滤波， 得到重构信号。
首先， 根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 对于 E-DPDCH信道即为 CRC校验结果， 根据 3GPP 25212协议查表获取 M参 数表， M参数表一行 10个参数分别跟 10比特带编码数据进行乘加运算， 最后结果进行模 2得到一个编码输出符号。 M参数表逐行计算， 得到所有 的控制信道编码符号；
根据重编码的信道比特信息及其对应的天线数据进行相关估算， 计算 EDCH各个信道上各条径上的信道估计参数；
EDCH各个信道的信号重构还包括依据控制信道编码符号和信道估计 参数进行。
下面分别说明不同信道的信号重构过程。
1.对 DPCCH/HSDPCCH信号的重构过程：
根据多径时延信息做固定延时， 用于 DPCCH、 HS-DPCCH信道重构信 号滤波， 对于 DPCCH、 HS-DPCCH其重构延时不一样， 所以需要进行 2 种延时，在本发明实施例中 DPCCH延迟 2.5-3slot， HS-DPCCH延迟 5-7slot， 具体值通过配置参数确定，在固定延时 2.5-3slot启动 DPCCH信道重构、延 迟 5-7slot启动 HS-DPCCH信道重构；
根据扩频因子对各符号进行扩频， 其中扩频器包含一个正交可变扩频 ( OVSF )码生成装置和一个扩频处理装置。 OVSF码生成由协议里对各种 不同信道规定了其码道号， 可以是一码片一码片地串行生成， 也可以是可 配置的多码片并行生成。 扩频处理只需要将符号与生成的 OVSF码序列相 乘， 即获得了从符号级向码片级的扩频操作；
针对不同用户， 分配不同的扰码， 根据初始扰码， 以及协议规定的扰 码器， 将码片级数据加扰， 其中加扰器可以是一码片一码片地串行加扰， 也可以是可配置的多码片并行加扰， 此外， 扩频和加扰也可以联合实现， 即根据得到的 OVSF码和扰码， 对符号进行一次性查表实现扩频和加扰； 同时根据相应的信道估计值进行相偏旋转， 该步骤用于模拟出信道对 信号的影响， 其中包括初始相偏与频偏步长累加得到最终相偏， 以及信道 估计值与最终相偏的复数相乘运算；
根据多径偏移和相偏旋转后的信道估计生成滤波器系数， 以对扩频加 扰后的码片进行 RC滤波， 滤波可以一码片一码片地进行，也可以按照可配 置的多码片并行滤波，至此即完成了对 DPCCH/HSDPCCH编码后符号的重 构。
由于每一个用户发射的信号在空间中传播会经过反射、 衍射等多条路 径延迟传播后到达接收机， 因此接收相同的用户信号具有很多的多径延迟， 以上重构运算的描述是对每一条待重构多径符号的重构操作。 每个用户每 种信道的重构可以分别分配固定的重构单元 /重构资源， 也可以所有用户所 有信道时分复用同一套（或几套） 重构资源， 前者只需要按照上面所述的 复制多套重构计算单元供各用户各信道专用， 后者则需要处理共享资源协 调的问题。在此， 本发明实施例针对所有用户的 DPCCH/HSDPCCH信道时 分复用同一套重构资源， 给出一种实现方案， 如图 2所示， 该方案需要： 一个重构任务实时监测模块 201 : 根据高层软件配置、或者对所有用户 两种信道的所有多径进行实时扫描并按照某种规则自判断， 得到待重构多 径； 一个重构任务实时调度模块 202: 对监测到的待重构多径进行排序， 形 成任务队列， 按小区 ID、 天线 ID、 用户 ID等顺序调度给后面的重构运算 单元。
2.对 EDPCCH/EDPDCH信号的重构过程， 如图 3所示：
调度控制模块 301是 EDPDCH/EDPCCH信号重构的总控单元，它接收 CRC校验结果并进行参数准备； 参数准备完毕后， 根据参数指示获取待编 码数据， 并启动进行信道符号编码； 在符号编码完毕后， 发送能量估计数 据请求， 同时启动信道估计参数计算； 当信道估计参数计算完毕后， 启动 重构运算。
信道编码分为控制信道编码和数据信道编码：
(1)控制信道编码模块 307， 根据 3GPP 25212协议查表获取 M参数表， M参数表一行 10个参数分别跟 10比特带编码数据进行乘加运算， 最后结 果进行模 2得到一个编码输出符号。 M参数表逐行计算， 得到所有的控制 信道编码符号。
(2)数据信道编码单元主要由下面几个模块构成：
CRC添加模块 302根据 3GPP 25212协议 CRC计算方法， 把待编码数 据通过 CRC运算单元， 得到的 CRC结果附加在带编码数据流的尾部, CRC 附加完毕后进填充比特添加， 并把待编码数据流均分成几个 turbo编码块， 为下游的 turbo编码提供数据准备；
turbo编码模块 303负责完成 1/3速率的 turbo编码，包括交织计算和编 码处理， 内部主要分为三部分， 数据存储空间， 交织处理模块， 子编码器， 数据存储空间用来緩存编码前的码块数据； 交织处理模块负责完成交织计 算， 得到交织后数据在数据存储空间中的地址， 从数据存储空间中读出交 织后的数据流。 子编码器用来完成交织前， 交织后数据编码， 生成校验 1 比特， 校险 2比特流。 turbo编码后的系统比特， 校险 1比特， 校险 2比特 并行输出， 每路位宽 2比特， 1比特为输出结束标志， 1比特为 turbo编码 数据。 3路数据存储到对应的 3个 FIFO为下游的速率匹配运算提供准备。
速率匹配模块 304根据 3GPP 25212协议完成速率匹配功能， 实现比特 数据打孔， 重复和透传。 最后把经过速率匹配运算的系统比特， 校验 1 比 特， 校验 2比特进行收集处理， 把三路并行数据流整合成一路串行数据。
二次交织处理模块 305将收集后的连续比特流以物理信道为单位进行 二次交织， 计算交织地址， 即当前信息符号交织后再编码符号存储器 306 中的位置。 并把数据和地址输送给 306模块
编码符号存储器 306用来管理存储信道编码符号数据。 数据信道和控 制信道符号存储在不同区域。 控制信道根据输入指示， 顺序在控制信道数 据区域进存储。 数据信道根据二次交织处理模块 305 的输出地址和数据， 把对应的编码符号存储到对应的空间。
通过上述几个模块完成数据信道的编码。
信道估计参数计算 314根据重编码的信道比特信息及其对应的天线数 据进行相关估算， 计算 EDCH各个信道上各条径上的信道估计参数。 主要 包含下面几个模块：
复制调制模块 308从 306模块读取符号数据同时进行复制处理， 复制 是根据 SF来判断的， 主要为了保证后面去极性时符号数目一致， 以简化相 乘运算。 复制完成的数据按 BPSK和 4PAM调制方法进行数据调制。 调制 完毕的数据输送往映射共轭模块 309
映射共轭模块 309首先对调制完毕后的数据进行 I/Q映射， 根据 I/Q 指示索引及码道类型， 确定码道数据是映射在 I路或者映射在 Q路。 I/Q映 射后的数据经过共轭处理后送到下游 312模块， 参与去极性及其累加计算。
插值抽取模块 310完成天线数据的插值和抽取。 插值处理负责将 2倍 精度的天线数据插值运算为 8倍精度的天线数据。 其实质就是 1码片中包 含 2个 2倍精度样本点， 经过运算后为 8个 8倍精度样本点。 然而在后续 处理过程中， 只须用 1个码片当中的地某一个 8倍精度样本点， 因此只需 从插值完毕的 8个样本点抽取一个传输到下游解扰解扩模块 311 即可， 不 需要所有的样本点都进行传输， 可以较大程度节省资源。
解扰解扩模块 311完成扩频码的生成， 长扰码的生成， 混合 PN码的生 成和天线数据的解扰解扩。 经过解扰解扩的数据输送给 312模块， 准备参 与相关运算及其累加。
去极性及其累加模块 312对来自解扰解扩模块 311的数据进行 2chip累 加， 累加的结果与映射共轭模块 309 的编码后数据进行相乘去极性。 相乘 的结果按照多径区分， 累加至 32chip。 累加 32chip的数据后进行频偏补偿， 频偏补偿的精度是 64chip， 频偏补偿后的数据再经过 8倍累加和调整， 获 取符号级别 （256chip ) 的信道估计参数， 并把相应的符号级信道估计参数 送给 313模块进行幅度估计。
EDPCCH/EDPDCH幅度计算模块 313用来计算控制信道和数据信道的 的幅度能量。 首先将 312模块送进来的符号数据进行累加， 累加的数据为 同一个任务同一条径的 30个符号数据。 数据信道幅度能量值为： 数据信道 累加值的实部虚部平方相加， 然后把一个任务对应的所有径进行累加， 最 后得到就是数据信道的幅度能量。 控制信道幅度能量计算为： 控制信道和 数据信道累加后对应值的实部与实部相乘， 虚部与虚部相乘， 然后累加得 到一条径的能量值， 最后把一个任务的所有径的能量值相加得到控制信道 的幅度能量。 313模块把计算出来的控制信道， 数据信道幅度能量及其 312 模块的数据信道符号级信道估计参数输送给下游 314模块， 进行最终的信 道估计参数计算。
信道估计参数计算模块 314计算出最终的信道估计参数。 一个用户最 少有两个信道 EDPCCH，EDPDCH1，最多有 5个信道 EDPCCH, EDPDCH1， EDPDCH2 , EDPDCH3 , EDPDCH4。 其中 DPDCH1和 EDPDCH2信道估计 参数是相等的， EDPDCH3和 EDPDCH4信道估计参数是相等的， 因此我们 根据用户实际信道数， 最多只须计算三个信道 EDPCCH， EDPDCHl , EDPDCH3。 EDPDCHl信道估计参数计算： 根据来自上游 313模块的数据 信道符号级信道估计参数进行 16个符号的累加和截位， 得到 EDPDCHl信 道的信道估计参数。 EDPCCH信道估计参数计算： 计算控制信道幅度能量 和数据信道幅度能量的比值， 根据比值对 EDPDCHl 信道估计参数进行幅 度调整得到 EDPCCH信道的信道估计参数。 EDPDCH3信道估计参数计算： EDPDCHl信道估计参数的实部虚部分别进行左移 5比特， 左移 3比特， 左 移 2比特， 及其左移 0比特四分支累加， 累加后进行尾部 6比特进行饱和 截位处理， 所得结果为 EDPDCH3信道估计参数。
通过上述模块完成信道估计参数确定过程。
根据扩频因子对各输入的 EDPCCH/EDPDCH编码符号进行扩频，其中 扩频器包含一个正交可变扩频 （OVSF )码生成装置和一个扩频处理装置， OVSF码生成由协议里对各种不同信道规定了其码道号，可以是一码片一码 片地串行生成， 也可以是可配置的多码片并行生成， 扩频处理只需要将符 号与生成的 OVSF码序列相乘， 即获得了从符号级向码片级的扩频操作； 由扩频器输出的码片级数据做输入， 针对不同用户， 分配不同的扰码， 根据初始扰码， 以及协议规定的扰码器， 将码片级数据加扰， 其中加扰器 可以是一码片一码片地串行加扰， 也可以是可配置的多码片并行加扰， 此 外， 扩频和加扰也可以联合实现， 即根据得到的 OVSF码和扰码， 对符号 进行一次性查表实现扩频和加扰， 输出做 RC滤波器的输入；
同时将各输入符号相应的信道估计值进行相偏旋转， 该步骤用于模拟 出信道对信号的影响， 其中包括初始相偏与频偏步长累加得到最终相偏， 以及信道估计值与最终相偏的复数相乘运算， 最终输出给滤波器系数生成 单元；
根据多径偏移和相偏旋转后的信道估计生成滤波器系数， 以对扩频加 扰后的码片进行 RC滤波， 滤波可以一码片一码片地进行，也可以按照可配 置的多码片并行滤波， 完成了对 EDPCCH和 EDPDCH编码后符号的重构。
其中， 优选地， 所述根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号具体还包括：
将重构后的信号进行对齐累加。
重构后的每一条多径与原始天线数据的系统定时对齐累加后存入一个 存储单元， 下一条多径重构完成后读出上一次的累加结果， 与之对齐累加 后再存入存储单元， 等待单位时间内所有的待重构多径都重构并对齐累加 完之后， 统一与原始天线采样数据进行对消。
为了保证对齐累加效率， 每个时钟周期可以进行对齐累加的流水线操 作， 当检测到前后两条重构径会发生前一条径仍在流水写入存储单元、 而 后一条径已经需要读出 （或提前读出） 其对应地址数据时， 即对存储单元 发生同时读写或先读后写的冲突时， 根据不同的冲突情况， 选择从流水线 上不同阶段取数据进行对齐累加。
本发明实施例还提供了一种信道干扰对消装置， 用于一基站， 所述信 道干扰对消装置用于宽带码分多址系统中的上行专用信道， 如图 4所示， 包括：
获取模块 401， 配置为获取待对消的原始天线采样数据；
多径能量计算模块 402，配置为根据所述原始天线采样数据进行多径能 量计算， 并根据所述计算结果确定多个目标多径时延信息；
重构模块 403， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在 所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号；
对消模块 404，配置为在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得 到目标天线数据。
其中， 优选地， 所述的信道干扰对消装置还包括：
解扰解扩模块， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
信道估计值确定模块， 配置为根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
最大比合并模块， 配置为根据所述信道估计值对所述多径符号数据进 行最大比合并；
处理模块， 配置为对完成最大比合并的多径符号数据进行检测和译码 处理；
所述重构模块 403 具体为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的 结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述的信道干扰对消装置还包括：
频偏估计模块， 配置为根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据 所述频偏估计结果对所述多径符号数据进行频偏补偿。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述处理模块具体为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行 TFCI译码； 和
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行 ACK和 CQI的译码、 编码； 和
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行 E-TFCI译码。
其中， 优选地， 所述处理模块具体还为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行门限检测。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述处理模块具体为： 对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于增强上行专用数据信道 中时， 所述处理模块具体还为：
对增强上行专用数据信道中的软符号数据依次进行解交织、 解速率匹 配、 HARQ合并、 Turbo译码和 CRC校验。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的数据 信道时， 所述解扰解扩模块具体为：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于上行专用信道中的控制 信道时， 所述重构模块 403具体为：
延时模块， 配置为根据预置的延时参数进行延时；
第一扩频加扰模块， 配置为在根据预置的延时参数延时后， 根据对多 径符号数据进行检测和译码处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰； 第一滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计值， 确定相偏旋转 滤波系数；
第一滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径 符号数据进行滤波， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述信道干扰对消装置应用于增强上行专用信道中时， 所述重构模块 403具体为：
信道编码模块， 配置为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结 果， 在所述增强上行专用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
第二扩频加扰模块， 配置为对信道编码符号进行扩频加扰；
信道估计参数确定模块， 配置为根据所述信道编码符号和所述原始天 线数据计算信道估计参数；
第二滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计参数， 确定相偏旋 转滤波系数；
第二滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道 编码符号进行滤波， 得到重构信号。
其中， 优选地， 所述重构模块 403具体还包括：
对齐累加模块， 配置为将重构后的信号进行对齐累加。
在实际应用中， 所述信道干扰对消装置中的各模块可以由基站的中央 处理器（ CPU， Central Processing Unit )、数字信号处理器（ DSP, Digital Signal Processor )或可编程遝辑阵歹1 J ( FPGA, Field - Programmable Gate Array ) 实现。
本发明实施例根据上述过程提供一种应用于上行专用信道干扰对消的 功能实体， 如图 5所示， 包括：
天线采样数据结果多径搜索器 501， 得到用户的多径时延信息， 送给 DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH解扰解扩 502、 DPDCH/EDPDCH解扰解扩 510、 EDPDCH/EDPCCH信号重构 519、 DPCCH/HSDPCCH信号重构 520。 多径搜索器 501由 N个多径搜索单元组成， 对天线采样数据在一定的搜索 窗范围内进行多径能量计算， 并对多径能量进行滤波和排序， 最终对每个 用户搜索出 1~M (本专利的 M为 8 )个多径时延信息， 将多径时延信息输 出给解扰解扩单元。
DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH解扰解扩 502得到多径时延信息、频偏估 计值， 对用户进行多径的解扰解扩和频偏补偿， 得到 DPCCH、 E-DPCCH, HS-DPCCH多径符号数据， 送给 DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH最大比合并 503、 DPCCH信道估计 504、 频偏估计 508。 DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH 解扰解扩 502根据 DPCCH, E-DPCCH, HS-DPCCH信道的扩频码和扰码 乘积及输入的多径延时信息， 对天线采样数据解扰解扩得到 DPCCH、 E-DPCCH, HS-DPCCH频偏补偿前多径符号数据， 再根据频偏估计 508输 入的频偏补偿值和频偏补偿前多径符号数据做复数乘法的频偏补偿， 得到 DPCCH、 E-DPCCH, HS-DPCCH多径符号数据。
DPCCH信道估计 503得到 DPCCH多径符号数据， 将连续时间的 J个 时隙（本专利中 J值为 1 )多径导频符号根据已知导频序列的极性对多径符 号数据进行极性变换， 然后进行累加求平均， 最后的均值作为对应多径的 信道估计值， 送给 DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH 最大比合并 504、 DPDCH/EDPDCH最大比合并 511、 数据信息存储器 517。
频偏估计 508得到 DPCCH信道多径符号数据，进行频偏估计，将每个 径连续时间的多径符号数据逐对进行共轭相乘， 并将结果累加 K时隙 （本 专利中 K为 15， 即 1帧）， 再将所有多径的累加结果相加， 得到最终频偏 估计结果， 送给 DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH 解扰解扩 502 、 DPDCH/EDPDCH 解扰解扩 510、 EDPDCH/EDPCCH 信号重构 519、 DPCCH/HSDPCCH信号重构 520。 频偏估计是一种预估计， 是采用当前时 间段预估下一个时间的频偏情况， 所以需要频偏估计值的部分当前时间段 的频偏估计值是上个频偏估计时间段得到的频偏估计值。
DPCCH/EDPCCH/HSDPCCH最大比合并 503得到 DPCCH/EDPCCH/ HSDPCCH解扰解扩 502输出的多径符号数据和 DPCCH信道估计 504 输入的信道估计值，完成 RAKE合并和去信道调制，得到合并后的 DPCCH、 E-DPCCH, HS-DPCCH信道的符号数据， 将 DPCCH信道符号数据送给 DPCCH符号门限检测 505， 将 HS-DPCCH信道符号数据送给 HSDPCCH ACK/CQI译码 506， 将 DPCCH、 E-DPCCH信道符号数据 TFCI/ETFCI译 码 507。
DPCCH符号门限检测 505，得到 DPCCH信道符号数据进行门限检测， 对于 DPCCH符号域中信号幅度低于门限值的符号标记为非重构数据， 在 DPCCH信道符号重构处理中， 不对其进行重构处理， 得到 DPCCH符号检 测结果， 送给数据信息存储器 517。
HSDPCCH ACK/CQI译码 506得到 HS-DPCCH信道符号数据，分离出 ACK、 CQI域的符号数据， 根据 3GPP 25212协议中 ACK和 CQI的编码序 歹 |J， 采用极大似然方法计算出 ACK、 CQI域编码前数据， 送给 HSDPCCH ACK/CQI编码 509。
HSDPCCH ACK/CQI编码 509得到 HSDPCCH ACK/CQI译码输出的 ACK、 CQI编码前数据， 按照 3GPP 25212协议的编码方式， 将其进行编码 得到物理信道传输符号数据输出。 重新编码可以得到准确的 ACK、 CQI编 码数据， 送给数据信息存储器 517。
TFCI/ETFCI译码 507从输入的 DPCCH信道符号数据中分离出 DPCCH TFCI符号， E-DPCCH信道符号数据即为 E-TFCI符号， 对一个 TTI的 TFCI、 E-TFCI符号数据进行 TFCI、 E-TFCI译码， 由于 TFCI、 E-TFCI编码原理 一致， 所以可以采用相同的译码方法， 本发明实施例采用经典的快速哈达 玛变换方法， 将每个 TTI的 TFCI、 E-TFCI域符号译码成编码前的 lObit数 据，送给 DPDCH/EDPDCH解扰解扩 510、EDPDCH/EDPCCH信号重构 519、 数据信息存储器 517。 通过编码前的 lObit数据， 通过 3GPP协议标准可以 查询到专用数据信道的采用的扩频码， 用于数据信道解扰解扩。
DPDCH/EDPDCH解扰解扩 510接收外部解调调度命令， 解调调度命 令中包含天线数据定时信息、 数据包长度， 并将这些信息作为解调数据请 求给天线数据管理及抵消 518; 接收 TFCI/ETFCI译码值， 得到数据信道扩 频码。 天线数据管理及抵消 518返回解调天线数据， DPDCH/EDPDCH解 扰解扩 510对返回的天线数据进行解扰解扩处理。根据 DPDCH、 E-DPDCH 信道的扩频码和扰码乘积，扩频码和扰码按照 3GPP 25213协议中描述生成， 以及输入的多径相位信息， 对天线采样数据解扰解扩得到 DPDCH、 E-DPDCH多径符号数据， 并根据频偏估计输出的频偏估计值对多径符号数 据进行频偏补偿， 然后输出给后级模块。 解调调度命令根据上下行数据传 输的延时要求时限内， 对未解正确的用户数据会迭代几次， 以使未解调正 确的数据能充分去除掉其他用户的干扰， 最终接出正确的用户数据。 外部 解调命令应遵循以下原则：
1. DPDCH/EDPDCH解扰解扩 510可以进行业务信道的迭代解调，这里 的迭代解调是指， 可以使用解调后 CRC校验正确的业务信道进行重构和干 扰对消后得到的部分去干扰的天线数据， 将之前解调后 CRC校验不正确的 业务信道在此基础上重新解调， 可以增大解调正确的概率， 即受益于干扰 对消， 并将解调正确的信道继续进行重构和干扰对消， 以使其他信道受益。
2.首先 2ms TTI的 E-DPDCH信道延迟 DPCCH达 Nl( N1值根据 ETFCI 译码延迟来确定， 本发明实施例中 N1为 5 )个 slot后进行解调调度（第一 次解）， 并对 CRC校验正确的信道进行重构和干扰对消。
3.对第一次解不正确的 2ms TTI的 E-DPDCH信道， 在延迟达 N2 ( N2 值根据 2msE-DPDCH信道处理延迟而定， 即得到 CRC校验结果的时间， 本发明实施例中 N2为 9 )个 slot后再进行解调调度（第二次解），并对 CRC 校验正确的信道进行重构和干扰对消。
4.10ms TTI的 E-DPDCH信道延迟 N3 ( N3值根据 10ms的 E-DPDCH 信道处理延迟而定， 即得到 CRC校验结果的时间， 本发明实施例中 N3为 17 )个 slot进行解调调度，并对 CRC校验正确的信道进行重构和干扰对消。
5.对第二次解不正确的 2ms TTI的 E-DPDCH信道， 重传后在延迟达 N4 ( N4值根据 2msE-DPDCH信道第二次解调处理延迟而定， 即得到第二 次解调 CRC校验结果的时间， 本发明实施例中 N4为 29 )个 slot后对前一 个 HARQ在进行解调调度（重解）， 以提高 HARQ合并的增益， 并对 CRC 校验正确的信道进行重构和干扰对消。
对 DPDCH信道在延迟达 N5 ( N5值根据 E-DPDCH信道完成干扰对消 时间来确定， 本发明实施例中 N5为 37 )个 slot后进行解调调度。
上述 5个数值的大小关系为 Nl < N2 < N3 < N4 < N5。
DPDCH/EDPDCH最大比合并 511得到 DPDCH/EDPDCH解扰解扩 510 输出的多径符号数据和 DPCCH信道估计 504 输入的信道估计值， 完成 RAKE合并和去信道调制， 得到 DPDCH、 E-DPDCH信道的符号数据， 送 给软符号截位 512。
软符号截位 512将 DPDCH/EDPDCH最大比合并 511输出的 PDCH、 E-DPDCH信道的符号数据根据 TTI的符号个数求出每个 TTI的符号均值， 该 TTI的所有符号数据除以这个均值再乘以一个固定定标常数（本发明实 施例中该值为 16 )， 得到 8bit长度的 DPDCH、 E-DPDCH信道软符号数据 输出给数据信息存储器 517，如果处理的是 E-DPDCH信道软符号数据则发 出通知给解速率匹配 513。
解交织解速率匹配 513收到 DPDCH/EDPDCH最大比合并 511输出的 软符号处理通知，从数据信息存储器 517中读出 E-DPDCH信道软符号数据， 按照 3GPP 25213协议中交织和速率匹配方法完成其逆过程。对 BPSK/4PAM 两种调制方式， 分别采用一套或两套解交织器， 解交织器主体是一块逻辑 上的二维矩阵存储（如 RAM ), 矩阵列数固定为 30， 行数主要取决于每个 传输间隔 TTI数据个数， 压缩模式下非 30倍数时需要补 0。 对于 BPSK调 制， 对每个 TTI的数据按顺序进行与发射机端交织相逆的解交织操作， 包 括按列写入按行读出， 且在读出前还有第二次的列间解交织； 对于 4PAM 调制， 奇数数据序列进入一套解交织器， 偶数序列进入另一套解交织器， 输出序列顺序与进入顺序相同， 其他操作与 BPSK调制时的解交织操作相 同。 解速率匹配的过程就是对解交织后数据的透传、 解重复或者解打孔的 过程， 是否透传、 解重复还是解打孔， 取决于要传输的是否系统比特与打 孔率。 这些信息可以通过当前重传次数、 编码后系统比特长度、 TTI物理帧 可承载的数据长度等等计算出来。 有了是否系统比特与打孔率， 就可以根 据当前正在进行解速率匹配的打孔率， 与期望的打孔率之间的偏差， 判断 是该透传、 解重复还是解打孔， 从而使得当前打孔率逼近期望打孔率， 解 交织和解速率匹配后得到的解交织解速率匹配符号， 送给 HARQ合并 514。
HARQ合并 514将解交织解速率匹配 513输出的解交织解速率匹配符 号， 完成 HARQ合并。 对同一个 HARQ进程， 如果上次传输译码后 CRC 校验为不通过， 则高层软件可以调度 UE重传， 同时 HARQ合并 514会将 上次传输结果存储到数据信息存储器 517 中。 本次调度重传的数据经过解 速率匹配后， 与上一次传输结果（从数据信息存储器中取出）进行合并， 可以有效提高信号质量， 增加本次译码正确的概率。 HARQ合并 514首先 判断 HARQ数据是否是重传数据， 如果不是重传数据， 直接将数据存储到 数据信息存储器 517中； 如果是重传数据， 则从数据信息存储器 517中读 取出该 HARQ进程的上次传输结果， 将重传数据和上次传输结果进行累加 求平均， 得到 HARQ合并结果， 送给数据信息存储器 517、 tuber译码 515。
Turbo译码 515将 HARQ合并 514输出的 HARQ合并结果进行 turbo 译码处理， turbo译码利用系统比特和校验比特进行迭代译码， 将 turbo译 码结果输出给 CRC校验。 Turbo译码器 515由多套（本发明实施例中采用 8套 ) turbo子译码器组成， 已提高 turbo译码处理速率。 Turbo译码结果送 给 CRC校验 516。
CRC校验 516将 Turbo译码结果根据 3GPP 25213协议 CRC计算方法， 将 turbo译码结果中非 CRC附加部分完成 CRC计算， 将 CRC计算结果和 CRC附加数据比较， 如果比较结果一致， 则认为接收数据正确， 否则接收 数据错误， 然后在 turbo译码结果中剔除 CRC附加部分存入到数据信息存 储器中， 并将 CRC校验完成指示输出给 EDPDCH/EDPCCH信号重构 519。 数据信息存储器 517提供数据存储功能， 其实现是多端口的存储单元， 物理存储单元根据需要采用芯片内存储单元或者片外存储单元， 本专利中 由于存储数据较多， 该数据信息存储器映射到外部的 DDR中。 数据信息存 储器结构如图 6所示，由读请求仲裁 601、写请求仲裁 602、存储器接口 603、 存储器颗粒 604组成。 读请求仲裁 601完成读数据的请求和读数据返回控 制， 写请求仲裁 602 完成写请求仲裁和写数据接收控制， 存储器接口 603 将读数据请求、 读数据、 写数据请求、 写数据转换成存储器颗粒对应的命 令， 存储器颗粒 604提供物理存储空间。 与数据信息存储器连接， 读出方 向包含读数据请求和读数据两组信息， 写入方向包含写数据请求和写数据 两组信息。在本专利中， P值为 5，分别对应解交织解速率匹配 513EDPDCH 软符号读取、 HARQ 合并 514 上次 HARQ 进程软符号读取、 EDPDCH/EDPCCH信号重构 519 E-DCH信道硬比特、 TFCI译码值读取， DPCCH/HSDPCCH信号重构 520 DPCCH符号检测结果、 HSDPCCH信道 编码数据、 信道估计值读取， 外部 DPDCH信道软符号数据、 E-DCH信道 硬比特数据读取； Q值为 7， 分别对应 DPCCH信道估计 504的信道估计值 写入、 DPCCH符号门限检测 505的 DPCCH符号检测结果写入， HSDPCCH ACK/CQI编码 509的 HSDPCCH信道编码数据写入， TFCI/ETFCI译码 507 的 TFCI/ETFCI译码值写入，软符号截位 512的 DPDCH/EDPDCH软符号写 入， HARQ合并 514的 HARQ合并结果写入、 CRC校验 516的 E-DCH信 道硬比特数据写入。 DPDCH信道软符号输出给外部进行 DPDCH信道后续 的符号级处理， E-DCH信道硬比特数据输出给外部完成后续处理。
DPCCH/HSDPCCH信号重构 520接收多径时延信息将其做固定延时， 用于 DPCCH、 HS-DPCCH信道重构信号滤波。 对于 DPCCH、 HS-DPCCH 其重构延时不一样，所以需要进行 2种延时，在本发明实施例中 DPCCH延 迟 2.5-3slot， HS-DPCCH 延迟 5-7slot， 具体值通过配置参数确定。 DPCCH/HSDPCCH信号重构 520在固定延时 2.5-3slot启动 DPCCH信道重 构、 延迟 5-7slot启动 HS-DPCCH信道重构。
EDPDCH/EDPCCH信号重构 519在系统结构上可以划分为四大部分， 第一部分是调度控制处理， 完成下游各个运算模块的调度控制和参数数据 准备。 第二部分是信道编码， 完成数据信道和控制信道的符号编码。 第三 部分是信道估计参数计算， 根据符号编码结果和天线数据计算出对应的信 道估计参数。 第四部分是重构运算， 重构信号形态， 并把复现的信号发送 给天线数据管理及抵消 518进行干扰抵消处理。
天线数据管理及抵消 518， 如图 7所示接收 EDPDCH/EDPDCH解扰解 扩 510的解调数据请求、 EDPDCH/EDPCCH信号重构 519的能量估计数据 请求，加上其内部重构信号緩存控制 702发出的读待对消数据请求， 将这 3 个读请求在读天线数据请求仲裁 701 进行仲裁， 读天线数据请求仲裁 701 根据 3个请求的优先级， 将有效的读数据请求发给天线数据存储控制 704， 读天线数据请求仲裁 701接收天线数据存储控制 704返回的读数据， 分发 给对应的请求源。重构信号緩存控制 702接收 DPCCH/HSDPCCH信号重构 520送出的 DPCCH/HSDPCCH重构信号和 EDPDCH/EDPCCH信号重构 519 送出的 EDPCCH/EDPDCH重构信号，将这 2种重构信号存入重构信号存储 器颗粒 703中， 重构信号緩存控制 702以时间顺序选取从多个这 2种重构 信号其中某一个重构信号的定时信息， 发出读待对消数据请求给读天线数 据请求仲裁 701，读天线数据请求仲裁 701返回待对消数据后， 重构信号緩 存控制 702从重构信号存储器颗粒 703 中取出重构信号， 将待对消数据、 重构信号输出给重构信号对消 705，重构信号对消 705将重构信号从待对消 数据中减掉， 将对消后数据输出给重构信号緩存控制 702， 重构信号緩存控 制 702将对消后数据发送给天线数据存储控制 704。 天线数据存储控制 704 将天线数据请求仲裁 701送过来的读天线数据请求和重构信号緩存控制 702 送过来的写天线数据请求转换为天线数据存储器颗粒 706 的命令， 并将读 天线数据输出给读天线数据请求仲裁 704。天线数据存储器颗粒 706提供天 线数据存储单元， 考虑到上下行数据处理时延时限， 该存储单元存储 40时 隙的天线数据， 为了提供高速数据带宽， 存储器颗粒采用片内静态存储器， 数据宽度为 1024比特。
本发明 实施例提供的功能实体能够完成专用控制信道 ( DPCCH/HS-DPCCH/E-DPCCH )、 专用数据信道（ E-DPDCH )信道的重 构和干扰对消， 且高于传统的上行专用控制信道干扰装置的性能， 提高了 上行专用物理信道接收性能； 同时在重构信号时有门限控制或译码校验， 重构信号准确性高； 支持灵活调度 DPDCH/EDPDCH信道处理， 可根据实 际系统的处理时限约束， 对译码错误的用户在多次抵消的天线数据中重复 进行解调，提高用户译码性能。通过实践测试，其系统容量提升为 30%-80%。
为实现上述目的， 本发明实施例还提供了一种基站， 包括上述任意一 种信道干扰对消装置。
以上所述仅是本发明的优选实施方式， 应当指出， 对于本技术领域的 普通技术人员来说， 在不脱离本发明原理的前提下， 还可以做出若干改进 和润饰， 这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

权利要求书
1. 一种信道干扰对消方法， 用于一基站， 所述信道干扰对消方法用于 宽带码分多址系统中的上行专用信道， 所述方法包括：
获取待对消的原始天线采样数据；
根据所述原始天线采样数据进行多径能量计算， 并根据所述计算结果 确定多个目标多径时延信息；
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中 进行信号重构， 得到重构信号；
在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到目标天线数据。
2. 如权利要求 1所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述方法还包括： 根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中 进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
根据所述信道估计值对所述多径符号数据进行最大比合并；
对完成最大比合并后的多径符号数据进行检测和译码处理；
所述根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信 道中进行信号重构， 得到重构信号具体为根据对多径符号数据进行检测和 译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
3.如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述方法还包括： 根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据所述频偏估计结果对所 述多径符号数据进行频偏补偿。
4. 如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消 方法应用于上行专用信道中的控制信道时， 所述对所述多径符号数据进行 检测和译码处理， 包括：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行传输格式组合标识符 TFCI 译码； 和
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行确认字符 ACK和信道 质量指示符 CQI的译码、 编码； 和
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行增强专用信道传输格 式组合标识符 E-TFCI译码。
5.如权利要求 4所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述对所述多径符号 数据进行检测和译码处理， 还包括：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行门限检测。
6. 如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消 方法应用于上行专用信道中的数据信道时， 所述对所述多径符号数据进行 检测和译码处理， 为：
对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
7.如权利要求 6所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消方 法应用于增强上行专用数据信道中时， 对所述多径符号数据进行检测和译 码处理， 还包括：
对增强上行专用数据信道中的软符号数据依次进行解交织、 解速率匹 配、 混合自动重传请求 HARQ合并、 Turbo译码和循环冗余校验码 CRC校 验。
8.如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消方 法应用于上行专用信道中的数据信道时， 所述根据所述原始天线数据和目 标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数 据， 为：
根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
9. 如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消 方法应用于上行专用信道中的控制信道时， 所述根据对多径符号数据进行 检测和译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构 信号， 为：
根据预置的延时参数做延时； 在根据预置的延时参数延时后， 根据对 多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰； 根据所述信道估计值， 确定相偏旋转滤波系数；
根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径符号数据进行滤波， 得 到重构信号。
10. 如权利要求 2所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述信道干扰对消 方法应用于增强上行专用信道中时， 所述根据对多径符号数据进行检测和 译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号， 为：
根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述增强上行专 用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
对信道编码符号进行扩频加扰；
根据所述信道编码符号和所述原始天线数据计算信道估计参数； 根据所述信道估计参数， 确定相偏旋转滤波系数；
根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道编码符号进行滤波， 得 到重构信号。
11.如权利要求 9或 10所述的信道干扰对消方法， 其中， 所述根据对多 径符号数据进行检测和译码处理的结果， 在所述上行专用信道中进行信号 重构， 得到重构信号， 还包括：
将重构后的信号进行对齐累加。
12. 一种信道干扰对消装置， 用于一基站， 所述信道干扰对消装置用 于宽带码分多址系统中的上行专用信道， 包括：
获取模块， 配置为获取待对消的原始天线采样数据；
多径能量计算模块， 配置为根据所述原始天线采样数据进行多径能量 计算， 并根据所述计算结果确定多个目标多径时延信息；
重构模块， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所 述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号；
对消模块， 配置为在所述原始天线采样数据中对消所述重构信号得到 目标天线数据。
13. 如权利要求 12所述的信道干扰对消装置， 其中， 还包括： 解扰解扩模块， 配置为根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 在所述上行专用信道中进行解扰解扩， 得到多径符号数据；
信道估计值确定模块， 配置为根据所述多径符号数据进行信道估计， 得到信道估计值；
最大比合并模块， 配置为根据所述信道估计值对所述多径符号数据进 行最大比合并；
处理模块， 配置为对完成最大比合并的多径符号数据进行检测和译码 处理；
所述重构模块， 配置为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结 果， 在所述上行专用信道中进行信号重构， 得到重构信号。
14.如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 还包括：
频偏估计模块， 配置为根据所述多径符号数据进行频偏估计， 并根据 所述频偏估计结果对所述多径符号数据进行频偏补偿。
15. 如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对 消装置应用于上行专用信道中的控制信道时， 所述处理模块配置为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行传输格式组合标识符 TFCI 译码； 和
对高速上行专用控制信道中的多径符号数据进行确认字符 ACK和信道 质量指示符 CQI的译码、 编码； 和
对增强上行专用控制信道中的多径符号数据进行增强传输格式组合标 识符 E-TFCI译码。
16.如权利要求 15所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述处理模块还配 置为：
对上行专用控制信道中的多径符号数据进行门限检测。
17. 如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对 消装置应用于上行专用信道中的数据信道时， 所述处理模块配置为：
对所述多径符号数据进行软符号截位处理， 得到上行专用数据信道的 软符号数据。
18.如权利要求 17所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对消 装置应用于增强上行专用数据信道中时， 所述处理模块还配置为：
对增强上行专用数据信道中的软符号数据依次进行解交织、 解速率匹 配、 混合自动重传请求 HARQ合并、 Turbo译码和循环冗余校验码 CRC校 验。
19.如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对消 装置应用于上行专用信道中的数据信道时， 所述解扰解扩模块配置为： 根据所述原始天线数据和目标多径时延信息， 进行多次解扰解扩， 得 到多径符号数据。
20. 如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对 消装置应用于上行专用信道中的控制信道时， 所述重构模块配置为：
延时模块， 配置为根据预置的延时参数做延时；
第一扩频加扰模块， 配置为根据预置的延时参数延时后， 根据对多径 符号数据进行检测和译码处理的结果， 对多径符号数据进行扩频加扰； 第一滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计值， 确定相偏旋转 滤波系数；
第一滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的多径 符号数据进行滤波， 得到重构信号。
21. 如权利要求 13所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述信道干扰对 消装置应用于增强上行专用信道中时， 所述重构模块配置为：
信道编码模块， 配置为根据对多径符号数据进行检测和译码处理的结 果， 在所述增强上行专用信道中进行信道编码， 得到信道编码符号；
第二扩频加扰模块， 配置为对信道编码符号进行扩频加扰；
信道估计参数确定模块， 配置为根据所述信道编码符号和所述原始天 线数据计算信道估计参数；
第二滤波系数确定模块， 配置为根据所述信道估计参数， 确定相偏旋 转滤波系数；
第二滤波模块， 配置为根据相偏旋转滤波系数， 对扩频加扰后的信道 编码符号进行滤波， 得到重构信号。
22.如权利要求 20或 21所述的信道干扰对消装置， 其中， 所述重构模 块还包括：
对齐累加模块， 配置为将重构后的信号进行对齐累加。
23.—种基站， 包括权利要求 12至 22所述的任意一项信道干扰对消装 置。
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