WO2014053756A1 - Procede de transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procede de transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants Download PDF

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WO2014053756A1
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carrier
real
carriers
real time
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Marc Lanoiselee
Bruno Jahan
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Orange SA
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
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    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/2621—Reduction thereof using phase offsets between subcarriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set

Definitions

  • a method of transmitting a multi-carrier signal, transmission device and corresponding computer program is a method of transmitting a multi-carrier signal, transmission device and corresponding computer program.
  • the field of the invention is that of radiofrequency communications for which a multicarrier modulation, in particular OFDM type ("Orthogonal Frequency Division Multiplex" in English, for “orthogonal frequency division multiplexing”), is used.
  • OFDM type Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • OFDM modulation is increasingly used for digital transmission, especially on multipath transmission channels.
  • This multicarrier modulation technique notably makes it possible to overcome the inter-symbol interference generally observed when using a single-carrier modulation on a multipath channel.
  • this technique has a very good spectral efficiency and saves radio spectral resources by the implementation of single frequency networks.
  • OFDM modulation is particularly, but not exclusively, used in wireless local area networks (WiFi), 3GPP LTE cellular mobile radio (of the "3rd Generation Partnership Project” and “Long Term Evolution”), as well as ADSL (of the English “Asymmetric Digital Subscriber Line”), but also for standards such as those related to Digital Audio Broadcasting (DAB for "Digital Audio Broadcasting"), Digital Broadcasting, including DVB-T (Digital Video Broadcasting - Terrestrial) or the new DVB-T2 standard.
  • WiFi wireless local area networks
  • 3GPP LTE cellular mobile radio of the "3rd Generation Partnership Project” and “Long Term Evolution”
  • ADSL of the English “Asymmetric Digital Subscriber Line”
  • a major disadvantage of the OFDM technique is inherent to the large amplitude fluctuations of the envelope of the modulated signal and therefore to the large variations in the instantaneous power.
  • the summation of these multiple independently modulated carriers is carried out in power most of the time, but also in a coherent manner which leads to peaks of instantaneous power that can exceed more than 10 dB the average power of the signal at certain times.
  • the peak-to-average power ratio (PAP) of the transmitted signals in other words the factor which characterizes the level of these power peaks with respect to the average power of the signal, is thus generally very high and increases with the number of carriers N.
  • the power amplifiers have non-linear characteristics which, coupled with the amplification of so-called high-frequency signals, lead to distortions: spectral rise in the level of the secondary lobes, generation of harmonics, creation of interferences between non-linear symbols, creation of interferences between carriers. Thus, these distortions lead in particular to transmission errors and a degradation of the bit error rate (BER).
  • BER bit error rate
  • each carrier is modulated by a symbol X n belonging to a constellation (QPSK, MAQ16, etc.).
  • the inverse Fourier transform of the band B frequency signal then provides in the time domain the signal x (t), which will be transmitted.
  • CCDF complementary cumulative distribution function
  • this equation indicates for example that the signal can not be correctly transmitted without sample saturation of at least one symbol out of one hundred with one signal with 2048 carriers if digital-to-analog and / or digital-to-analog converters and power amplifiers do not work with a dynamic difference between average power and peak power of at least 12.2dB, which represents for the amplifier a ratio operating power from 1 to 16.
  • a common solution is to ensure that the operating range of the amplifier remains limited to a linear amplification zone, which unfortunately limits the efficiency of the amplifier (a few% instead of, typically, 50%) and therefore a significant increase in the consumption of the transmitter. This is a very strong constraint for the use of OFDM especially in mobile terminals, knowing that the consumption of the power amplifier can represent more than 50% of the total consumption of a terminal.
  • a second approach is the application of a constraint or coding on the data sequence transmitted to limit the PAPR.
  • This method involves building a code word game that minimizes the PAPR.
  • Several construction techniques for these codes have been proposed.
  • the advantage of this solution lies in the fact that it does not introduce distortion.
  • the spectral efficiency is penalized without even providing a coding gain.
  • its field of application is limited to OFDM modulators with low numbers of N carriers because of too much computational complexity.
  • a third approach commonly referred to as "TI-CES (Tone Injection - Constellation Extension Scheme") proposes to increase the number of constellation points that modulate OFDM carriers so that for one point in the constellation The origin can correspond to several possibilities of coordinates in the new constellation. According to this approach, this extra degree of freedom is used to generate a signal of lower PAPR.
  • this method has several disadvantages because the constellation extension will lead to an increase in the average signal power since the additional symbols have higher power levels.
  • selecting the best coordinate possibility for each point requires an increase in the complexity of the computation implemented, making it unsuitable for a hardware implementation for real-time signal processing.
  • a fourth approach is also based on a constellation change and is based on the assumption that the output level of the transmit amplification is limited by the peaks of higher PAP and that if the amplitude of these peaks can be decreased then the power emitted can be increased.
  • a convex optimization problem is solved in order to develop an OFDM signal with a minimum overall PAPR level.
  • this method requires a very significant increase in the average power output to compensate for the loss in terms of signal-to-noise ratio.
  • the calculation complexity implemented increases exponentially when the constellation order becomes high.
  • a fifth technique commonly called “ACE (Active Constellation Extension) technique
  • ACE Active Constellation Extension
  • this technique is characterized by a lower efficiency for higher order constellations and by increasing the average power of the signal, and by a very high calculation complexity.
  • a sixth method commonly known as "TR” technique, proposes to reserve certain carriers of the OFDM multiplex, which do not carry information but optimized symbols on transmission to reduce the PAPR.
  • the optimization of these symbols can be performed using, for example, a convex optimization algorithm of the SOCP (Second Order Cone Programming) type.
  • SOCP Serviced Order Cone Programming
  • this solution does not distort the transmitted signal, but a major disadvantage of this method lies in the fact that a number of carriers must be reserved to reduce the PAPR significantly. These carriers are not used to transmit useful information data, which leads to a reduction in spectral efficiency.
  • a seventh technique consists of applying a phase rotation to each symbol of the sequence to be transmitted.
  • phase rotation patterns can be defined. For each pattern applied to the sequence to be transmitted, the operations are performed to obtain a corresponding OFDM signal, and the one with the lowest PAPR is transmitted.
  • this technique does not distort, but it requires to communicate to the receiver the rotation sequence used at the emission with a very high reliability, which leads to a reduction of the spectral efficiency and a significant increase in the complexity of the system to convey the rotation pattern applied used via a dedicated channel.
  • this transmission is erroneous, the entire OFDM frame will be lost. It also increases the complexity on the issue, since several treatments must be performed in parallel, then choose the most effective. The other treatments have been carried out unnecessarily, and are not exploited.
  • a final approach is the "clipping” technique, which consists in clipping the amplitude of the signal when it exceeds a predefined threshold. But this clipping is by nature non-linear and introduces a distortion of the emitted signal resulting not only in a degraded BER but also in a rise in the secondary lobes of the DSP (Power Spectral Density).
  • the inventors have therefore identified a need for a new technique to improve the reduction of the PAP while remaining simple to implement.
  • the invention proposes a new solution which does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a multicarrier transmission method of an OFDM signal representative of a source OFDM signal comprising OFDM blocks constituted each of a set of N carriers, each carrier being modulated by a constellation symbol.
  • the method comprises, in the frequency domain prior to the implementation of a fast inverse Fourier transform (IFFT), a first phase of preconstruction of a set of M real time preconstructed temporal samples representative of the set of N modulated and multiplexed carriers of an OFDM block, M being an integer, the first pre-construction phase comprising the following steps, repeated for each carrier of index n, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl:
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the storage step implementing an accumulation associating two by two the M premot real real time samples associated with the carrier with the M preconstructed real time samples associated with the previous carriers, and in that it further comprises a second phase of correction of the constellation symbols which modulate the carriers of the OFDM block,
  • the second correction phase comprising the following steps, repeated for each carrier:
  • the invention is based on a new and inventive approach to the reduction of PAPR of an OFDM signal.
  • the present invention makes it possible to improve the reduction performance of PAPR with a low computational complexity with regard to the techniques of the prior art.
  • the present invention has a great constellation modification flexibility with regard to the constellation changes imposed by the TI-CES, CD, ACE and TR techniques.
  • the method according to the invention successively modifies and in a controlled manner the constellation symbols modulating the carriers of an OFDM block in the frequency domain before the implementation of a fast inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the invention uses, for the reduction of the PAP, a real-time servocontrol of the correction of a carrier, called current carrier, with respect to the previously corrected carriers of the same OFDM block.
  • This servocontrol is notably based on the implementation of a detection of a peak of PAPR among the set of M actual preconstructed temporal samples representative of the set of N carriers of an OFDM block, resulting from a first phase pre-construction method or from an updated set of M real-time preconstructed temporal samples representative of all the N carriers of an OFDM block resulting from an updating step implemented for a previous carrier.
  • a complex correction control information is obtained. This complex correction control information is then used to define the correction to be made to the coordinates of the constellation symbol modulating the current carrier that is to be corrected.
  • the "preconstruction" in the frequency domain of the corrected time signal associated with the OFDM block considered is carried out.
  • pre-construction means that, even though we are in the frequency domain, the M temporal samples of the signal response that "could” be obtained after IFFT are determined.
  • the invention aims to correct the complex coordinates of the constellation symbol modulating a current carrier in the frequency domain.
  • Such a method therefore results in a global correction of the OFDM time signal because each carrier of an OFDM block is corrected.
  • This correction is optimized because the complex displacement of constellation coordinates is determined based on complex correction control information.
  • an advantage of the technique proposed according to the invention is therefore to be able to regain efficiency by allowing to associate several constellation modification techniques, the respective respective defects of which can be compensated to a certain extent by the correction control based on on the implementation of a real-time servocontrol between a current carrier to be corrected and the carriers that precede it in time and which were previously corrected.
  • the transmission method further comprises a switching step for transferring said set of M actual preconstructed temporal samples representative of all the N carriers of an OFDM block from said first pre-construction phase at the input of said step of detecting said second correction phase.
  • the transmission method further comprises, for an OFDM block, a preliminary step of initialization to zero of a storage entity intended to be used for the step of storing said set of M real time preconstructed samples representative of the set of N carriers of an OFDM block from said first pre-construction phase, implemented for each of the N carriers of the OFDM block.
  • n 0, it is considered, for example, that the previously memorized set of M complex time samples previously not corrected by default have a zero value.
  • the detection step delivering a complex correction control information is implemented with respect to the pre-construction step with a delay corresponding to a clock cycle of predetermined duration.
  • this delay according to a predetermined clock cycle notably makes it possible to synchronize the obtaining of the complex correction control information so that it is delivered just at the moment when the correction step of the constellation symbol takes place modulating the current carrier to correct.
  • the complex correction control information is obtained by comparing the detected peak with the corresponding complex temporal sample of the set of M complex time samples associated with the current carrier of index n, the control information of complex correction belonging to at least one of the following categories:
  • complex correction control information whose real or imaginary part is positive when the sign of the peak and the real or imaginary part of the corresponding complex temporal sample are identical, complex correction control information whose real part, respectively imaginary, is negative when the sign of the peak and the real part, respectively imaginary, of the corresponding complex temporal sample are opposite,
  • complex correction control information whose real or imaginary part is zero when the power amplitude of the time sample of the corresponding detected peak is lower than a predetermined threshold, or when said current carrier of index n is called " reserved "and should not be corrected.
  • the complex correction control information makes it possible to control the reduction of the peak of PAP by taking into account the sign correlation between the peak of the actual preconstructed temporal samples representative of the previously corrected and accumulated carriers and the complex temporal sample of the current carrier to be corrected in coincidence with the detected peak.
  • the correction step implements a summation of the coordinates of the constellation symbol with coordinates representative of a complex displacement of the constellation symbol on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the constellation of this symbol, the complex displacement being selected using the complex correction control information, among the complex displacements belonging to at least one of the following categories:
  • real displacement of the complex displacement is meant the displacement along the axis of the reals of the real part of the complex displacement.
  • imaging displacement of the complex displacement is understood to mean the displacement along the imaginary axis of the imaginary part of the complex displacement.
  • the movements of the real part and the imaginary part of the constellation symbol are independent of each other.
  • the real part of the constellation symbol can be moved positively with respect to the real axis. While the imaginary part can be moved negatively with regard to the imaginary axis.
  • the invention proposes a control of the complex displacement of each constellation symbol modulating a carrier on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the constellation of this symbol.
  • a controlled complex displacement of the constellation symbols which can be distinct from a constellation symbol modulating a carrier to another constellation symbol modulating another carrier is obtained.
  • the complex displacements implemented can lead to keep the constellation points in their decision area or in the constellation of origin or to move them outside.
  • null complex displacements lead to keeping the points of the constellation of origin, in other words without correction.
  • the absolute value of the real or imaginary part of the complex displacement is fixed from one carrier to the other of the OFDM block and this absolute value corresponds to a predetermined value.
  • this complex displacement value is 0.25 or 0.5 times the distance from the constellation point to the boundary of the decision area.
  • the transmission method implements successively at least the following substeps:
  • the invention also relates to a multicarrier transmission device of an OFDM signal representative of a source OFDM signal comprising OFDM blocks each consisting of a set of N carriers, each carrier being modulated by a constellation symbol.
  • the transmission device comprises, in the frequency domain before the implementation of a fast inverse Fourier transform (IFFT), a preconstruction module of a set of M real time preconstructed temporal samples representative of the a set of N modulated and multiplexed carriers of an OFDM block, M being an integer, the pre-construction module comprising the following entities implemented for each carrier of index n, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl :
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the storage entity implementing an accumulation associating in pairs the M premot real real time samples associated with the carrier with the M preconstructed real time samples associated with the previous carriers , and in that it further comprises a constellation symbol correction module which modulate the carriers of the OFDM block,
  • the correction module comprising the following entities implemented for each carrier:
  • an entity for updating the set of M real time preconstructed samples representative of the set of N carriers of an OFDM block taking into account the complex correction data, delivering an updated set of M representative real time temporal samples of the set of N carriers of an OFDM block, the updated set of M real time preconstructed temporal samples representative of all the N carriers of an OFDM block being used for the next carrier.
  • the device according to the invention further comprises a switch making it possible to transfer all the M real time preconstructed temporal samples representative of all the N carriers of an OFDM block derived from the first module of pre- input construction of the detection entity of the second correction module.
  • Such a transmission device is particularly suitable for implementing the transmission method according to the invention as described above.
  • the invention also relates to a computer program comprising instructions for implementing a transmission method described above when this program is executed by a processor. 4. List of figures
  • FIGS. 1A and 1B respectively represent the processing diagram of a signal
  • FIG. 2 illustrates the main steps of a transmission method according to the invention
  • FIG. 3 illustrates a detailed block diagram of the PAPR reduction system according to the invention
  • FIGS. 4A and 4B illustrate the various calculation sub-steps implemented by the method according to the invention
  • FIGS. 5A to 5C illustrate various examples of corrected constellations obtained according to the invention
  • FIG. 6 illustrates the structure of a transmission device according to the invention.
  • the invention is therefore based on the use of a constellation correction control modulating an OFDM signal so as to optimally reduce the peak to average power ratio, or PAPR.
  • the invention implements a first pre-construction phase of a real digital signal representative of an OFDM block of the signal obtained without correction at the output of the transmission device.
  • the method according to the invention implements a second correction phase which detects, in particular, peaks of PAPR within the set of real time preconstructed samples. representative of the N carriers of the OFDM block previously preconstructed.
  • the detected peaks thus correspond to the peaks of the highest level for the entire OFDM block which would be obtained without correction at the output of the transmission device.
  • the method according to the invention delivers complex correction control information making it possible to optimize the modification of the constellation associated with the OFDM signal carriers in order to reduce these peaks.
  • the control information is obtained taking into account both the current carrier to be corrected and previously corrected carriers. The invention therefore makes it possible to adapt carrier by carrier the constellation of the signal to be transmitted.
  • New signal modulation constellations allowing a reduction of the PAPR are thus obtained according to the invention.
  • An OFDM signal is, according to the embodiment as described by the general diagram in relation to FIG. 1, processed according to a succession of steps: at transmission 1000:
  • OFDM modulation 106 implementing in particular an inverse fast Fourier Transform (IFFT) delivering OFDM symbols;
  • IFFT inverse fast Fourier Transform
  • OFDM demodulation 111 of said received signal implementing a Fast Fourier Transform (FFT) delivering a transformed received signal;
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the invention therefore proposes a specific correction technique 105 which makes it possible to effectively reduce the PAPR while being simple to implement.
  • the correction according to the invention is implemented only in the transmission and does not require modifications of the existing receivers.
  • the PAP reduction method 105 according to the invention is presented according to the simplified block diagram of FIG. 1B. More precisely, the essential steps of the transmission method according to the invention are implemented in the frequency domain between the standard insertion steps 104 of pilot carriers and of OFDM modulation 106 implementing in particular a fast inverse Fourier transform.
  • the method according to the invention corresponds to a servo system of retroactive type (of the English “Feed-Back") nested with a type of active servocontrol type "Feed-Forward".
  • This method is non-iterative, in other words a correction relating to a block of N carriers (N also corresponding to the size of the fast Fourier transform and the fast inverse Fourier transform) is entirely calculated in a duration of N samples at Fe frequency.
  • the operation of the method consists in a first phase to be pre-built thanks to a pre-construction and storage module 1055 comprising a storage entity M1 represented in FIG. 1B, before fast inverse Fourier transform (IFFT), the real time signal that could be obtained at the output of the transmission device from the sequence of the different carriers of an OFDM signal block m which are modulated by constellation symbols.
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the pre-construction and storage module 1055 which outputs a signal vector it] composed of all the samples calculated in parallel for the N carriers of the OFDM block without no correction is implemented.
  • the preconstruction and storage module 1055 delivers an "image" of the real time signal that would be obtained for the considered OFDM block.
  • the vector SM. ] obtained over the duration of the OFDM block considered, is transferred for example to a correction and update module 1051 with a storage entity M2 to be subsequently used by a detection module 1052.
  • the correction and updating module 1051 is thus initialized with the vector S N -I [] by switching a switch SW2 making it possible to connect the storage entity M1 of the pre-construction and storage module 1055 to the memory entity M2 of the correction and update module 1051.
  • the storage entity Ml of the pre-construction and accumulation module 1055 is thereby reset to zero and the pre-construction of the time signal corresponding to the OFDM block m + 1 begins.
  • the series of constellation symbols of the OFDM block of index m have transited in a delay line 1056 of duration N, which causes the first symbol X 0 to come out when the entity memory M2 has just been initialized by connection with the storage entity M1.
  • the switch SW2 connecting the storage entities M1 and M2 is then disconnected and remains in this state for the duration of the OFDM block of index m (as shown in FIG. 1B).
  • the peak detection is directly relevant because the peak detected is well representative of the peak of PAP of the OFDM block of index m which would be issued without correction.
  • the complex correction control information will then make it possible to control a constellation correction as illustrated below according to the examples of FIGS. 5A to 5C.
  • a new input namely a constellation symbol Xn
  • a new output is updated, namely a corrected constellation symbol X'n, the corresponding values are then maintained during a clock cycle.
  • a correction module 1053 applies a constellation correction modifying the coordinates of the constellation symbol X 0 by imposing on it a complex displacement d 0 .
  • This update will therefore produce a new value of the vector S ' N _i [], of the sequence of complex temporal samples preconstructed in parallel, with a regression constraint on the sample of the highest level.
  • the method according to the invention is then reproduced with each new constellation symbol, associated with each carrier, in other words for all the following n-1 carriers, as long as the amplitude of the peak detected has not returned to a comparable or lower level than other peak signal levels.
  • the correction phase according to the invention ends at the end of the current OFDM block once all the carriers that constitute it have been traversed and corrected if necessary.
  • the correction and updating module 1051 is then reset to zero to process the vector S N _i [] associated with the next OFDM block m + 1 and transmitted by the preconstruction and storage module 1055.
  • the method according to the invention will therefore determine a sequence of displacements. dn correction complexes which will be both combined with the original constellation symbols Xn to form a sequence of X'n symbol leading to a lower PAPR after OFDM modulation 106 including implementing a fast reverse Fourier transform, and taken in account in the update of the vector S N -I [] performed for each carrier.
  • FIG. 2 represents in detail all the steps implemented according to the invention in order to develop a correction of the constellation which modulates each carrier of an OFDM block and this with a view to reducing the PAPR of the transmitted signal while the Figure 3 shows the physical implementation of these steps.
  • the transmission method 20 making it possible to apply a correction of the modulation constellation with a view to reducing the PAP of the transmitted signal, comprises, in the frequency domain, before the implementation of FIG. a fast inverse Fourier transform (IFFT), a first phase (201) for constructing a set of M real time preconstructed temporal samples representative of all the N modulated and multiplexed carriers of an OFDM block of index m, M being an integer.
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • M1 for constructing a set of M real time preconstructed temporal samples representative of all the N modulated and multiplexed carriers of an OFDM block of index m, M being an integer.
  • the first pre-construction phase (201) performs, for each carrier modulated by a constellation symbol, a treatment equivalent to that comprising successively at least the sub-steps shown in relation to FIGS. 4A and 4B.
  • modulation (45) of the components at a carrier frequency equal to Fe / 2 is implemented as shown (450) in FIG. 4B and according to the following equation: P (I)
  • first and last carriers of an OFDM block are not modulated in order to obtain a more explicit representation such as that of FIG. 4B.
  • the signal modulated at a carrier frequency equal to Fe / 2 is therefore equal to the output signal of an inverse fast Fourier transform oversampled at the frequency equal to 2.Fe and is represented (460) in FIG. 4B.
  • This equation is subsequently called the "resulting equation" and represents the time signal that would be transmitted without correction at the output of the OFDM transmission device, for a given OFDM block.
  • the resulting signal S (l.-) without correction according to the equation "resultant previously mentioned, is obtained at the end of the pre-construction phase (201) and is used thereafter as reference in the phase of correction (202).
  • the object of the pre-construction phase (201) is to obtain a real digital signal representative of the dynamic point of view and peak values, of the analog signal at the output of the transmission device, in other words a "Image" of the analog signal at the output of the transmission device.
  • the pre-construction phase (201) comprises, for a current carrier of index n modulated by a constellation symbol Xn, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl, a first construction step (2011) of a set of M complex temporal samples associated with said current carrier of index n, M being an integer.
  • the pre-construction phase (201) comprises a second construction step (2012) of a set of M real-time pre-built real time samples associated with the carrier from the set of M complex time samples from the first step. of construction (2011).
  • the first pre-construction phase (201) of the transmission method 20 according to the invention comprises a storage step 2013 and accumulation combining two by two the M real time samples associated with the current carrier of index n with the previously memorized set of M real time samples associated with the previous n carriers.
  • the transmission method 20 comprises a second correction phase (202) of this signal vector SM. ] transferred by activation of a switch SW2 for connecting the pre-construction module and the correction module setting respectively implement the first pre-construction phase and the second correction phase.
  • the second correction phase (202) makes it possible to correct progressively the signal vector S N _i [] without correction resulting from the first pre-construction phase (201). More precisely, a correction is made as and when carrier-borne, by small complex displacements (dAn, dBn) of each original value of the real and imaginary components (An, Bn) of a constellation symbol modulating a carrier to obtain a pre-built and corrected signal whose PAP is reduced.
  • POLn complex correction control information
  • the detection step (22) is carried out among the real time samples of the updated signal vector S ' N _i [] taking into account by accumulation the corrections associated with the five carriers. previous ones, namely the carriers of index 0, 1, 2, 3 and 4.
  • the second correction phase (202) of the transmission method 20 according to the invention comprises, for a current carrier of index n modulated by a constellation symbol Xn, where n is an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl, a second correction step 2022 of the constellation symbol Xn modulating the current carrier of index n according to the complex correction control information, delivering a correction data of the current carrier.
  • the complex correction control information makes it possible to select a correction data item of the current carrier, for example a complex displacement (dAn, dBn) of the constellation symbol on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the constellation of the symbol among three possibilities of displacement for each real or imaginary part of the complex displacement.
  • a correction data item of the current carrier for example a complex displacement (dAn, dBn) of the constellation symbol on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the constellation of the symbol among three possibilities of displacement for each real or imaginary part of the complex displacement.
  • the complex displacement imposes a real (respectively imaginary) negative displacement (NEG) when the complex correction control information comprises a real (respectively imaginary) positive part
  • the complex displacement imposes a real (respectively imaginary) positive displacement (POS) when the correction control information has a real (respectively imaginary) negative part
  • the displacement imposes a real (zero imaginary) movement respectively when the correction control information comprises a real (respectively imaginary) part (which amounts to an absence of correction).
  • the complex displacement of correction is thus carried out in the opposite direction of the formation of the peaks of PAPR.
  • the absolute value of the real part, respectively imaginary, of said complex displacement is fixed from one carrier to the other of said OFDM block and that said absolute value corresponds to a predetermined value, for example 0.25 and 0.5 times the distance between the constellation point and the decision area boundary.
  • the second correction phase (202) of the transmission method 20 comprises, for a current carrier of index n modulated by a constellation symbol Xn, where n is an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl, a third step of construction (2023) of a set of M preconstructed real time samples associated with the carrier correction data, in other words the previously defined complex displacement.
  • the second correction phase (202) of the transmission method 20 comprises, for a current carrier of index n modulated by a constellation symbol Xn, where n is an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl, a fourth update step 2024 of the signal vector SM. ] by associating two by two the M real time samples of the signal vector SM. ] with the set of M preconstructed real time samples (from the construction step 2023 above) representative of the complex displacement dn correction carried out delivering a signal vector S ' N _i [] used for the next carrier.
  • the implementation of the method according to the invention comprises nine processing modules, from 301 to 309 as described below.
  • the method according to the invention preconstructs first progressively by accumulation and simultaneously all the samples of the signal S (I.Te / 2) over the duration of an OFDM block as defined in accordance with the "resultant" equation previously mentioned.
  • the real time sample generation entity 308 receives as input the set of constellation symbols Xn of an OFDM block of index m of N carriers and simultaneously calculates the sequence of the 2.N samples of the response. actual time that would be obtained after IFFT, according to the above equation by means of an entity 302 for generating a multicarrier signal.
  • the generation entity 302 generates a multicarrier signal and therefore delivers to each constellation symbol Xn the sequence of the 2.N samples. complex cosine and sinus time of the carrier corresponding to it in the OFDM block of size N.
  • this signal V then has the effect of transferring the 2.N temporal samples of the storage entity 307 into the updating entity 305.
  • the updating entity 305 is thus reinitialized at this time, by the closing of a switch SW2 controlled by the signal V in order to connect the output of the storage entity 307 to the input of the entity of update 305 and simultaneously by opening a switch SW1 controlled by the complementary signal W so as to erase the accumulation process in the previous updating entity 305 by interrupting the return of the updating entity 305 on his entry.
  • the switches SW1 and SW2 are switched back to the remainder of the OFDM block in respectively closed and open positions, and the updating entity 305 then works in "accumulation only" mode from the real time samples provided by the generation 306 which determines a set of M real time preconstructed temporal samples representative of the complex displacement (dAn, dBn) performed for each constellation symbol.
  • the storage entity 307 is then completely reset by a synchronous signal of the loading signal V.
  • the pre-construction calculations and the memorizations made respectively in the pre-construction and storage entities then restart on an OFDM block of index m + 1.
  • the sequence of the constellation symbols Xn of the block of subscript m have transited in a delay line 309 of duration N.
  • the first symbol X0 of the index block m comes out when the updating entity 305 comes from to be reset by the storage entity 307.
  • the correction entity 301 then receives, successively and at the rate of the clock, the original constellation values decomposed according to two components An and Bn of a constellation symbol Xn modulating a carrier of index n, and restores three displacement possibilities (POS, ZERO, NEG) for each of the two real and imaginary components which will have the effect of modifying the constellation of the current symbol Xn.
  • the method according to the invention thus makes it possible to select a complex displacement solution pair (dAn, dBn) to correct a constellation symbol Xn, with three possibilities for each of the real (imaginary) displacements at the output of the correction entity 301. , and by addition with the original components An and Bn, a new pair (A'n, B'n) is obtained.
  • This new pair applied at the input of the IFFT and after modulation 106 in relation with FIG. 1A, will make it possible to generate a signal S '(t) which will have a reduced level of PAPR.
  • the vector S N _i [] comprising all the temporal responses of the carriers modulated by the original constellation symbols has already been transferred to the updating entity 305 at its initialization, and the operation being linear , so he is only necessary to calculate by means of the generation entity 306 a set of M real time preconstructed temporal samples representative of the complex displacement (dAn, dBn) carried out for each constellation symbol, and to update the vector SM. ] becoming S ' N _i [] by means of the updating entity 305 with the actual time samples associated with the carriers "modulated" only by the complex correction displacements (dAn, dBn).
  • the multicarrier signal generating entity 302 thus delivers to each constellation symbol Xn, the sequence of the complex complex cosine and sinus temporal samples of the corresponding carrier in the OFDM block of size N in order to be able to carry out the computations in FIG. the real time sample generating entity 306.
  • a signal vector is thus obtained at the output of the updating entity 305 which, at the index n, has the following expression:
  • the index n has an intermediate value S'n [] of the vector of the 2.N actual real time parallel real time samples representative of S '(I.Te / 2) at the output of the registration entity 305 registered , when the sequence of the constellation symbols has reached the constellation symbol Xn of index n, S'n [] being subsequently used to correct the carrier of index n.
  • PAn (PBn) when the polarity between the sample of the cosine component (- sinus) and the detected peak is identical then PAn (PBn) is positive and a complex displacement correction dAn (dBn) negative is chosen, conversely if the polarity is opposite, then PAn (PBn) is negative and a complex displacement correction dAn (dBn) positive is selected to obtain A'n and B'n.
  • the amplitude of the sample of the cosine or sinus component, in coincidence with the detected peak is too small compared to a certain threshold Pseucle and therefore will not significantly reduce the peak then the Zero position, that is to say without correction, is applied.
  • the detection entity 304 thus provides the location of the sample which has a peak level as well as its sign, and the table below summarizes for the component An (Bn) the complex direction of displacement that will be brought according to the sign of COS n (l veak ), respectively (-SIN n (l peak )), for a value Pseuil included in practice between 0.15 and 0.3.
  • a complex displacement dAn (dBn) positive for An (Bn) results in a complex shift to the right (the top) from the constellation point on the complex plane and inversely to the left (bottom) for a negative complex displacement.
  • the method according to the invention results in a modification of the carrier frequency modulation constellation in the frequency domain before IFFT, to then obtain in the time domain. a reduced PAPR signal.
  • the advantage of the method according to the invention is the flexibility of constellation correction. Indeed, any type of correction can be applied according to the invention, as long as it can result in a controlled complex movement of the real and / or imaginary components of the constellation symbol associated with a carrier.
  • the complex displacements of positive or negative direction on the abscissa axis and the ordinate axis of the complex plane can lead to keep the constellation points in their decision area or in the constellation of origin or in the move outside.
  • the method according to the invention makes it possible to apply both complex displacements inside (51) as well as outside (52) of the original constellation.
  • OCS Outside Constellation Shift
  • the constellation correction implemented according to the invention can therefore be substituted for any of the constellation corrections of the prior art PAPR reduction techniques previously described, by adopting, for each of them, taken separately. , all the benefits or not.
  • An advantage of the proposed system is then to be able to regain efficiency by allowing to associate several techniques, the respective respective defects may to some extent offset.
  • FIG. 5B represents by way of example all the complex displacements allowed for QPSK (53), MAQ16 (54), MAQ64 (55) constellations resulting from an original combination of ICS constellation corrections (small arrows to inside) for which the displaced constellation points remain inscribed in the modified original constellation and so-called OCS constellations (large outward arrows) for which the points are moved outside the original constellation .
  • the number as well as the positions of the new "extended” black spots are determined in such a way that the increase of the average constellation power remains limited (constellation inscribed at best in a circle) with nevertheless a proportion of points displaced to the outside the constellation of origin relative to the points moved inwardly of the original constellation sufficient so as to maintain a good correction capacity in each case MAQ16 (56) and 64 (57).
  • the method according to the invention makes it possible to obtain two new types of constellation called “ICS” or “OCS” depending on whether the constellation points are moved respectively towards the inside or the outside of the constellation of origin, which combine the advantages of the different techniques of the prior art.
  • Such a transmission device comprises a storage module 60 comprising a buffer memory M, a processing unit 61, equipped for example with a microprocessor ⁇ , and driven by the computer program 62, implementing the transmission method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program 62 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 61.
  • the processing unit 61 receives as input a signal multicarrier S (t).
  • the microprocessor of the processing unit 61 implements the steps of the transmission method described above, according to the instructions of the computer program 62, to perform a correction of the modulation constellation to reduce the PAPR of the signal S (t ).
  • the transmission device comprises, in addition to the buffer memory M first pre-construction module comprising the following entities implemented for each carrier index n, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl: an entity of construction of a set of M complex temporal samples associated with the carrier, an entity for constructing a set of M real time preconstructed temporal samples associated with the current carrier from the previous set of M complex time samples an entity of storing the M real time samples associated with the carrier, the entity memory device employing an accumulation associating two by two said M real time samples associated with the carrier with the M real time samples associated with the previous carriers, and a second constellation symbol correction module that modulate the OFDM block carriers, comprising the following entities implemented for each carrier: an entity for detecting a peak of maximum power among the set of M real time preconstructed samples representative of the set of N carriers of an OFDM block, resulting from the first phase pre-construction method or from an updated set of M real-time preconstructed temporal samples representative of all the N carriers of an OFDM block derived from an updating entity implemented for

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Description

Procédé de transmission d'un signal multi orteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications radiofréquence pour lesquelles une modulation multiporteuse, notamment de type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplex » en anglais, pour « multiplexage par répartition orthogonale en fréquence »), est utilisée.
Plus précisément, la modulation OFDM est de plus en plus utilisée pour la transmission numérique, en particulier sur les canaux de transmission à trajets multiples. Cette technique de modulation multiporteuse permet notamment de s'affranchir de l'interférence entre symboles généralement observée lorsqu'on utilise une modulation monoporteuse sur un canal à trajets multiples. En outre, cette technique présente une très bonne efficacité spectrale et permet d'économiser des ressources spectrales radio par la mise en œuvre de réseaux monofréquence.
Du fait de sa robustesse intrinsèque aux canaux multi-trajets et aux canaux sélectifs en fréquence, la modulation OFDM est notamment, mais non exclusivement, utilisée dans les réseaux locaux sans-fil (WiFi), la radiotéléphonie mobile cellulaire 3GPP LTE (de l'anglais « 3rd Génération Partnership Project » et « Long Term Evolution ») », ou encore l'ADSL (de l'anglais « Asymmetric Digital Subscriber Line »), mais aussi pour des standards tels que ceux relatifs à la diffusion Audio Numérique (DAB pour « Digital Audio Broadcasting » en anglais), la Télédiffusion Numérique, dont notamment DVB-T (de l'anglais « Digital Video Broadcasting - Terrestrial » ) ou encore le nouveau standard DVB-T2.
2. Art antérieur
2.1 Inconvénients de la modulation OFDM
Un inconvénient majeur de la technique OFDM est inhérent aux fortes fluctuations en amplitude de l'enveloppe du signal modulé et donc aux variations importantes de la puissance instantanée.
En effet, dans le domaine temporel, la sommation de ces multiples porteuses modulées de façon indépendante s'effectue en puissance la majeur partie du temps, mais aussi de façon cohérente ce qui conduit à des pics de puissance instantanée qui peuvent surpasser de plus de 10 dB la puissance moyenne du signal à certains instants.
Le rapport puissance crête à puissance moyenne (PAP , pour « Peak to Average Power Ratio » en anglais) des signaux émis, en d'autres termes le facteur qui caractérise le niveau de ces pics de puissance par rapport à la puissance moyenne du signal, est ainsi généralement très élevé et il augmente avec le nombre de porteuses N. Les amplificateurs de puissance présentent des caractéristiques non-linéaires qui, couplées à l'amplification des signaux dits à fort PAPR conduisent à des distorsions : remontée spectrale du niveau des lobes secondaires, génération d'harmoniques, création d'interférences entre symboles non linéaires, création d'interférences entre porteuses. Ainsi, ces distorsions entraînent notamment des erreurs de transmission et une dégradation du taux d'erreur binaire (TEB).
2.2 Définition du PAPR
Plus précisément, on utilise, selon un mode de réalisation particulier, un signal OFDM de bande B constitué de la somme de N porteuses orthogonales modulées régulièrement espacées d'intervalle de fréquence Af tel que : B = N. Af. Pour un bloc OFDM donné, chaque porteuse est modulée par un symbole Xn appartenant à une constellation (QPSK, MAQ16, etc.). La transformée de Fourier inverse du signal fréquentiel de bande B, fournit alors dans le domaine temporel le signal x(t), qui sera transmis. Dans le domaine temporel, la durée d'un bloc OFDM est de NT = l/Af, et a pour expression :
X t) = Xn m eJ.2. .nA.f.t Q < T < N T
Figure imgf000004_0001
En supposant que les variables Xn, sont aléatoires, statistiquement indépendantes et centrées, on en déduit le PAPR du signal OFDM qui s'exprime comme :
max0≤t<NT. |x(t) l2
PAPR =
E. [\x(t) \2]
On constate qu'avec cette définition du PAPR, et x(t) étant l'IFFT de variables aléatoires discrètes, le PAPR peut devenir aussi grand que N dans le cas particulier mais aussi très rare où {Xk}k=o = 1·
En pratique, les pics de PAPR d'une amplitude donnée surviennent suivant une certaine probabilité d'apparition. Il est notamment peu probable que l'amplitude du signal soit aussi grande que N, et ce d'autant plus que N sera grand. Aussi, de manière classique, pour caractériser le PAPR d'un système OFDM, on fait appel à la fonction de distribution cumulative complémentaire (CCDF) qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil. Cette fonction est la plus utilisée pour caractériser les systèmes de réduction de PAPR et a pour expression :
CCDF™ = Pr[PAPR(XL) > y, L = 1]
« l-(l-e-V)N
En pratique, cette équation indique par exemple que le signal ne pourra pas être correctement transmis sans saturation d'échantillon d'au moins un symbole sur cent avec un signal comportant 2048 porteuses si les convertisseurs numérique analogique et/ou analogique numérique et les amplificateurs de puissance ne travaillent pas avec un écart de dynamique entre puissance moyenne et puissance crête d'au moins 12,2dB, ce qui représente pour l'amplificateur un rapport de puissance de fonctionnement de 1 à 16.
En dessous de cette marge le signal sera écrêté ou pour le moins fortement distordu avec des répercussions sur les conditions de transmission et de réception.
2.3 Art antérieur pour la réduction du PAPR
Dans la littérature, de nombreuses techniques ont déjà été proposées pour pallier ce problème.
Une solution courante consiste à s'assurer que la plage de fonctionnement de l'amplificateur reste limitée à une zone d'amplification linéaire, ce qui limite malheureusement le rendement de l'amplificateur (quelques % au lieu de, classiquement, 50 %) et donc une augmentation importante de la consommation de l'émetteur. Ceci est une contrainte très forte pour l'utilisation de l'OFDM notamment dans les terminaux mobiles, sachant que la consommation de l'amplificateur de puissance peut représenter plus de 50% de la consommation totale d'un terminal.
Une deuxième approche est l'application d'une contrainte ou codage sur la séquence de données émise pour limiter le PAPR. Cette méthode consiste à construire un jeu de mots de code qui minimise le PAPR. Plusieurs techniques de construction de ces codes ont été proposées. L'avantage de cette solution réside dans le fait qu'elle n'introduit pas de distorsion. En revanche, l'efficacité spectrale est pénalisée sans même pour autant apporter un gain de codage. De plus, à ce jour, son champ d'application est limité aux modulateurs OFDM à faibles nombres de porteuses N du fait d'une trop grande complexité de calcul.
Une troisième approche, appelée communément « technique TI-CES (de l'anglais « Tone Injection - Constellation Extension Scheme »), propose d'augmenter le nombre de points des constellations qui modulent les porteuses OFDM afin que pour un point de la constellation d'origine il puisse correspondre plusieurs possibilités de coordonnées dans la nouvelle constellation. Selon cette approche, ce degré de liberté supplémentaire est utilisé pour générer un signal de plus faible PAPR. Cependant, cette méthode présente plusieurs inconvénients du fait que l'extension de constellation va conduire à un accroissement de la puissance moyenne du signal puisque les symboles supplémentaires ont des niveaux de puissance supérieurs. En outre, la sélection de la meilleure possibilité de coordonnées pour chaque point requiert un accroissement de la complexité du calcul mis en œuvre, le rendant inadapté à une implémentation matérielle pour le traitement de signaux en temps réel. Une quatrième approche, appelée communément « technique CD (de l'anglais «Constellation Distortion») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur l'hypothèse selon laquelle le niveau de sortie de l'amplification d'émission est limité par les pics de plus fort PAP et que si l'amplitude de ces pics peut être diminuée alors la puissance émise peut être augmentée. Selon cette technique, pour un taux de distorsion donné, un problème d'optimisation, dit convexe est résolu afin d'élaborer un signal OFDM avec un niveau de PAPR global minimal. Cependant, cette méthode nécessite d'augmenter de façon très significative la puissance moyenne de sortie pour compenser la perte en termes de rapport signal à bruit. En outre, la complexité de calcul mise en œuvre augmente de manière exponentielle lorsque l'ordre de constellation devient élevé.
Une cinquième technique, appelée communément « technique ACE (de l'anglais « Active Constellation Extension ») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur un déplacement effectué dans le sens d'un éloignement des axes de décision. Cependant, de la même manière que pour les deux méthodes précédentes, cette technique se caractérise par une efficacité moindre pour des constellations d'ordre élevé et par l'accroissement de la puissance moyenne du signal, et par une complexité de calcul très élevée.
Une sixième méthode, appelée communément « technique TR (de l'anglais « Tone Réservation ») », propose de réserver certaines porteuses du multiplex OFDM, qui ne transportent pas d'informations mais des symboles optimisés à l'émission pour réduire le PAPR. L'optimisation de ces symboles peut être effectuée en utilisant par exemple un algorithme d'optimisation convexe de type SOCP (Second Order Cone Programming). Tout comme la méthode précédente, cette solution n'apporte pas de distorsion au signal émis, mais un inconvénient majeur de cette méthode réside dans le fait qu'un certain nombre de porteuses, doivent être réservées pour pouvoir réduire le PAPR de façon significative. Ces porteuses ne sont pas utilisées pour émettre des données d'informations utiles, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale.
Une septième technique, appelée « Selected Mapping », consiste à appliquer une rotation de phase à chaque symbole de la séquence à transmettre. Plusieurs motifs de rotation de phase peuvent être définis. Pour chaque motif appliqué à la séquence à transmettre, on effectue les opérations pour obtenir un signal OFDM correspondant, et on transmet celui présentant le plus faible PAPR. De nouveau cette technique n'apporte pas de distorsion, mais elle nécessite de communiquer au récepteur la séquence de rotation utilisée à l'émission avec une très grande fiabilité, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale et une augmentation significative de la complexité du système pour acheminer le motif de rotation appliqué utilisé via un canal dédié. En outre, si cette transmission est erronée, toute la trame OFDM sera perdue. Elle augmente également la complexité à l'émission, puisque plusieurs traitements doivent être effectués en parallèle, pour choisir ensuite le plus efficace. Les autres traitements ont été effectués inutilement, et ne sont pas exploités.
Une dernière approche est la technique de « clipping », ou limiteur, qui consiste à écrêter l'amplitude du signal lorsqu'il dépasse un seuil prédéfini. Mais cet écrêtage est par nature non linéaire et introduit une distorsion du signal émis se traduisant non seulement par un TEB dégradé mais également par une remontée des lobes secondaires de la DSP (Densité Spectrale de Puissance).
Dans ce contexte particulier, les inventeurs ont donc identifié un besoin pour une nouvelle technique permettant d'améliorer la réduction du PAP tout en restant simple à implémenter.
3. Exposé de l'invention
L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission multiporteuse d'un signal OFDM représentatif d'un signal OFDM source comprenant des blocs OFDM constitués chacun d'un ensemble de N porteuses, chaque porteuse étant modulées par un symbole de constellation.
Selon l'invention, le procédé comprend dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT), une première phase de préconstruction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM, M étant un entier, la première phase de pré-construction comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse d'indice n, n étant un entier tel que 0<n< N-l:
- construction d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à la porteuse,
- construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse courante à partir de l'ensemble de M échantillons temporels complexes
- mémorisation des M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse, l'étape de mémorisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux les M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse avec les M échantillons temporels réels préconstruits associés aux porteuses précédentes, et en ce qu'il comprend en outre une deuxième phase de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses du bloc OFDM,
la deuxième phase de correction comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse :
- détection d'un pic de puissance maximale parmi l'ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu de la première phase de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente, délivrant une information de contrôle de correction complexe,
- correction du symbole de constellation modulant la porteuse en fonction de l'information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée complexe de correction de la porteuse,
- construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse,
- actualisation de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM en tenant compte de la donnée complexe de correction, délivrant un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, Γ ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM étant utilisé pour la porteuse suivante.
Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive de la réduction de PAPR d'un signal OFDM.
Plus précisément, la présente invention permet d'améliorer les performances de réduction de PAPR avec une complexité de calcul faible au regard des techniques de l'art antérieur.
En outre, la présente invention présente une grande flexibilité de modification de constellation au regard des modifications de constellation imposées par les techniques TI-CES, CD, ACE et TR.
En effet, le procédé selon l'invention modifie successivement et de manière contrôlée les symboles de constellations modulant les porteuses d'un bloc OFDM dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT). Pour cela, l'invention utilise, pour la réduction du PAP un asservissement temps réel de la correction d'une porteuse, dite porteuse courante, par rapport aux porteuses précédemment corrigées d'un même bloc OFDM.
Cet asservissement est notamment basé sur la mise en œuvre d'une détection d'un pic de PAPR parmi l'ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu d'une première phase de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente.
Puis, en tenant compte de l'échantillon temporel complexe associé à la porteuse que l'on cherche à corriger correspondant au pic ainsi détecté, une information de contrôle de correction complexe est obtenue. Cette information de contrôle de correction complexe est ensuite utilisée pour définir la correction à apporter aux coordonnées du symbole de constellation modulant la porteuse courante que l'on cherche à corriger.
Ainsi, à l'issue des deux phases de pré-construction et de correction respectivement mentionnées ci-dessus mises en œuvre pour chacune des N porteuses, on réalise la « préconstruction » dans le domaine fréquentiel du signal temporel corrigé associé au bloc OFDM considéré.
Il est à noter que le terme « pré-construction » signifie que l'on détermine, alors même que l'on est dans le domaine fréquentiel, les M échantillons temporels de la réponse du signal qui « pourraient » être obtenus après IFFT. En effet, l'invention vise à corriger les coordonnées complexes du symbole de constellation modulant une porteuse courante dans le domaine fréquentiel.
Par « complexe », on entend « qui peut avoir une valeur réelle et/ou imaginaire telle que cette valeur est par exemple définie par v=a+jb ».
Un tel procédé aboutit donc à une correction globale du signal temporel OFDM du fait que chaque porteuse d'un bloc OFDM est corrigée. Cette correction est optimisée du fait que le déplacement complexe de coordonnées de constellation est déterminé en fonction d'une information de contrôle de correction complexe.
Comme décrit par la suite, une telle dépendance entre le déplacement complexe de coordonnées de constellation et l'information de contrôle de correction complexe permet de construire une nouvelle constellation qui peut correspondre par exemple et de manière particulière à une constellation modifiée et/ou combinée des constellations issues des techniques de modification de constellation précédemment citées à savoir les techniques Tl- CES, CD, ACE et TR. Dans cette configuration un avantage de la technique proposée selon l'invention est donc de pouvoir regagner en efficacité en permettant d'associer plusieurs techniques de modification de constellation, dont les défauts respectifs distincts peuvent se compenser dans une certaine mesure grâce au contrôle de correction basé sur la mise en œuvre d'un asservissement temps réel entre une porteuse courante à corriger et les porteuses qui la précèdent dans le temps et qui ont été précédemment corrigées.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, le procédé de transmission comprend en outre une étape de commutation permettant de transférer ledit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus de ladite première phase de pré-construction en entrée de ladite étape de détection de ladite deuxième phase de correction.
Selon un mode de réalisation de l'invention, le procédé de transmission comprend en outre pour un bloc OFDM, une étape préalable d'initialisation à zéro d'une entité de mémorisation destinée à être utilisée pour l'étape de mémorisation dudit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus de ladite première phase de pré-construction, mise en œuvre pour chacune des N porteuses du bloc OFDM.
Ainsi, pour n=0, on considère par exemple que l'ensemble précédemment mémorisé de M échantillons temporels complexes précédemment non corrigés par défaut ont une valeur nulle.
Selon un aspect particulier de l'invention, l'étape de détection délivrant une information de contrôle de correction complexe est mise en œuvre par rapport à l'étape de pré-construction avec un retard correspondant à un cycle d'horloge de durée prédéterminée.
La mise en œuvre de ce retard selon un cycle d'horloge prédéterminé permet notamment de synchroniser l'obtention de l'information de contrôle de correction complexe afin qu'elle soit délivrée juste au moment où intervient l'étape de correction du symbole de constellation modulant la porteuse courante à corriger.
De façon préférentielle, l'information de contrôle de correction complexe est obtenue par comparaison du pic détecté avec l'échantillon temporel complexes correspondant de l'ensemble de M échantillons temporels complexes associés à la porteuse courante d'indice n, l'information de contrôle de correction complexe appartenant à au moins une des catégories suivantes :
information de contrôle de correction complexe dont la partie réelle, respectivement imaginaire, est positive lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont identiques, information de contrôle de correction complexe dont la partie réelle, respectivement imaginaire, est négative lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont opposés,
information de contrôle de correction complexe dont la partie réelle, respectivement imaginaire, est nulle lorsque l'amplitude de puissance de l'échantillon temporel du pic détecté correspondant est inférieure à un seuil prédéterminé, ou lorsque ladite porteuse courante d'indice n est dite « réservée » et ne doit pas être corrigée.
Ainsi, l'information de contrôle de correction complexe permet de contrôler la réduction du pic de PAP en tenant compte de la corrélation de signe entre le pic des échantillons temporels réels préconstruits représentatifs des porteuses précédemment corrigées et accumulées et l'échantillon temporel complexe de la porteuse courante à corriger en coïncidence avec le pic détecté.
Il est donc possible de contrôler la correction mise en œuvre d'une porteuse à l'autre de façon optimisée, en tenant compte de la corrélation entre une porteuse courante à corriger et l'accumulation des porteuses précédemment corrigées, ou en tenant compte de l'identification de porteuses dites « réservées » dont le symbole de constellation doit rester constant. Il est donc possible selon un aspect particulier de l'invention, qu'aucune correction ne soit apportée à des porteuses « réservées » prédéterminées ou préalablement identifiées.
Avantageusement, l'étape de correction met en œuvre une sommation des coordonnées du symbole de constellation avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe du symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation de ce symbole, le déplacement complexe étant sélectionné au moyen de l'information de contrôle de correction complexe, parmi les déplacements complexes appartenant à au moins une des catégories suivantes :
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe, négatif lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte une partie réelle, respectivement imaginaire, positive;
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe positif lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte une partie réelle, respectivement imaginaire, négative;
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe nul lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte un partie réelle, respectivement imaginaire, nulle.
Par « déplacement réel du déplacement complexe » on entend le déplacement selon l'axe des réels de la partie réelle du déplacement complexe. Par « déplacement imaginaire du déplacement complexe » on entend le déplacement selon l'axe des imaginaires de la partie imaginaire du déplacement complexe. En effet, les déplacements de la partie réelle et de la partie imaginaire du symbole de constellation sont indépendants l'un de l'autre. Par exemple la partie réelle du symbole de constellation peut être déplacé positivement au regard de l'axe des réels. Tandis que la partie imaginaire peu être déplacée négativement au regard de l'axe des imaginaires.
Ainsi, l'invention propose un contrôle du déplacement complexe de chaque symbole de constellation modulant une porteuse sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation de ce symbole. On obtient donc un déplacement complexe contrôlé des symboles de constellation qui peut être distinct d'un symbole de constellation modulant une porteuse à un autre symbole de constellation modulant une autre porteuse.
En d'autres termes, il est par exemple possible que les composantes réelles et/ou imaginaire du symbole de constellation modulant une porteuse d'indice n+g, avec g entier tel que 0≤n+g≤ N-l soient corrigées selon un déplacement complexe positif tandis que les composantes réelles et/ou imaginaire du symbole de constellation modulant la porteuse d'indice n sont corrigées selon un déplacement complexe négatif.
La nature du déplacement complexe étant contrôlée, les déplacements complexes mis en œuvre peuvent conduire à conserver les points de constellation dans leur secteur de décision ou dans la constellation d'origine ou bien à les déplacer en dehors.
En outre, les déplacements complexes nuls conduisent à conserver les points de la constellation d'origine, en d'autres termes sans correction.
Selon un aspect particulier de l'invention, la valeur absolue de la partie réelle, respectivement imaginaire, du déplacement complexe est fixe d'une porteuse à l'autre du bloc OFDM et cette valeur absolue correspond à une valeur prédéterminée. Par exemple, cette valeur de déplacement complexe est égale à 0,25 ou 0,5 fois la distance du point de constellation à la frontière du secteur de décision.
La constance de la valeur absolue du déplacement complexe permet notamment de limiter la complexité de mise en œuvre de l'invention.
Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de transmission met en œuvre successivement au moins les sous-étapes suivantes :
application d'une transformée de Fourier inverse rapide sur les composantes réelle et imaginaire du symbole de constellation, centrées sur une fréquence égale à Fe/2, transposition des composantes réelle et imaginaire en bande de base,
suréchantillonnage à une fréquence égale à 2.Fe des composantes réelle et imaginaire en bande de base, filtrage passe-bas des composantes réelle et imaginaire,
modulation des composantes à une fréquence porteuse à Fe/2.
Plus particulièrement, le procédé selon l'invention met en œuvre l'équation suivante :
Figure imgf000013_0001
avec :
An et Bn les composantes réelle et imaginaire du symbole de constellation modulant la porteuse courante d'indice n,
'ensemble des échantillons temporels réels préconstruits relatifs à un bloc OFDM,
Figure imgf000013_0002
- et O≤ l≤M = 2. N.
L'invention concerne également un dispositif de transmission multiporteuse d'un signal OFDM représentatif d'un signal OFDM source comprenant des blocs OFDM constitués chacun d'un ensemble de N porteuses, chaque porteuse étant modulées par un symbole de constellation.
Selon l'invention, le dispositif de transmission comprend, dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT), un module de préconstruction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM, M étant un entier, le module de pré-construction comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse d'indice n, n étant un entier tel que 0<n< N-l:
- une entité de construction, d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à la porteuse,
- une entité de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse à partir dudit ensemble de M échantillons temporels complexes,
- une entité de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse à partir de l'ensemble de M échantillons temporels complexes
- une entité de mémorisation des M échantillons temporels réels associés à la porteuse, l'entité de mémorisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux les M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse avec les M échantillons temporels réels préconstruits associés aux porteuses précédentes, et en ce qu'il comprend en outre un module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses du bloc OFDM,
le module de correction comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse :
- une entité de détection d'un pic de puissance maximale parmi l'ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu du premier module de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente, délivrant une information de contrôle de correction complexe,
- une entité de correction du symbole de constellation modulant la porteuse en fonction de l'information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée de correction complexe de la porteuse,
- une entité de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse,
- une entité d'actualisation de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM en tenant compte de la donnée complexe de correction, délivrant un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, l'ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM étant utilisé pour la porteuse suivante.
Selon un mode de réalisation particulier, le dispositif selon l'invention comprend en outre un commutateur permettant de transférer l'ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus du premier module de pré-construction en entrée de l'entité de détection du deuxième module de correction.
Un tel dispositif de transmission est notamment apte à mettre en œuvre le procédé de transmission selon l'invention tel que décrit précédemment.
L'invention concerne également un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission décrit ci-dessus lorsque ce programme est exécuté par un processeur. 4. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
les figures 1A et 1B représentent respectivement le schéma de traitement d'un signal
OFDM et un schéma synoptique simplifié du système de réduction du PAPR selon l'invention ;
la figure 2 illustre les principales étapes d'un procédé de transmission selon l'invention ;
la figure 3 illustre un schéma synoptique détaillé du système de réduction du PAPR selon l'invention;
les figures 4A et 4B illustrent les différentes sous-étapes de calcul mises en œuvre par le procédé selon l'invention ;
les figures 5A à 5C illustrent différents exemples de constellations corrigées obtenues selon l'invention ;
la figure 6 illustre la structure d'un dispositif de transmission selon l'invention.
5. Description d'un mode de réalisation de l'invention
5.1 Principe général
L'invention repose donc sur l'utilisation d'un contrôle de correction de la constellation modulant un signal OFDM de façon à réduire de façon optimale le rapport puissance crête à puissance moyenne, ou PAPR.
Plus précisément, l'invention met en œuvre une première phase de pré-construction d'un signal numérique réel représentatif d'un bloc OFDM du signal obtenu sans correction en sortie du dispositif de transmission.
Une fois la pré-construction du signal numérique représentatif d'un bloc OFDM effectuée, le procédé selon l'invention met en œuvre une deuxième phase de correction qui détecte notamment des pics de PAPR au sein de l'ensemble d'échantillons temporels réels préconstruit représentatif des N porteuses du bloc OFDM précédemment préconstruit.
Les pics détectés correspondent ainsi aux pics de plus fort niveau pour l'ensemble du bloc OFDM qui « serait » obtenu sans correction en sortie du dispositif de transmission.
En présence de ces pics, le procédé selon l'invention délivre une information de contrôle de correction complexe permettant d'optimiser la modification de la constellation associée aux porteuses du signal OFDM afin de réduire ces pics. En particulier, l'information de contrôle est obtenue en tenant compte à la fois de la porteuse courante à corriger et des porteuses précédemment corrigées. L'invention permet donc d'adapter porteuse par porteuse la constellation du signal à émettre.
De nouvelles constellations de modulation de signal permettant une réduction du PAPR sont donc obtenues selon l'invention.
On décrit ci-après en relation avec la figure 1, le schéma général de traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR. Un signal OFDM est, selon le mode de réalisation tel que décrit par le schéma général en relation avec la figure 1, traité selon une succession d'étapes : à l'émission 1000 :
génération 101 de données source ;
codage et entrelacement 102 desdites données délivrant des données entrelacées ; modulation desdites données entrelacées 103 par exemple selon une modulation QAM ;
insertion 104 de porteuses pilotes;
correction 105 des symboles OFDM visant à réduire le PAPR selon le procédé de l'invention ;
modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse (IFFT de l'anglais « Inverse Fast Fourier Transform ») délivrant des symboles OFDM;
transmission 107 dudit signal OFDM sur un canal de transmission 108 en présence de bruit par exemple un bruit blanc gaussien 109 ;
et à la réception 1010 :
réception 110 d'un signal dit reçu ;
démodulation 111 OFDM dudit signal reçu mettant en œuvre une transformée de Fourier rapide (FFT pour « Fast Fourier Transform » en anglais) délivrant un signal reçu transformé;
estimation de canal 112 ;
démodulation 113 dudit signal reçu transformé délivrant un signal démodulé ;
désentrelacement et décodage 114 dudit signal démodulé ;
détermination du taux d'erreur binaire (de l'anglais « bit error rate »).
L'invention propose donc une technique de correction 105 spécifique qui permet de réduire efficacement le PAPR tout en étant simple d'implémentation. En outre, la correction selon l'invention est mise en œuvre uniquement à la transmission et ne nécessite pas de modifications des récepteurs existants. Le procédé de réduction de PAP 105 selon l'invention est présenté selon le synoptique simplifié de la figure 1B. Plus précisément, les étapes essentielles du procédé de transmission selon l'invention sont mises en œuvre dans le domaine fréquentiel entre les étapes classiques d'insertion 104 de porteuses pilotes et de modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse.
Plus précisément, selon la figure 1B, le procédé selon l'invention correspond à un système d'asservissement de type rétroactif (de l'anglais « Feed-Back ») imbriqué avec un asservissement de type actif de type « Feed-Forward ».
Ce procédé est non-itératif, en d'autres termes une correction portant sur un bloc de N porteuses (N correspondant également à la taille de la transformée de Fourier rapide et de la transformée de Fourier inverse rapide) est entièrement calculée en une durée de N échantillons à la fréquence Fe.
Comme détaillé par la suite en relation avec la figure 2, le fonctionnement du procédé consiste dans une première phase à pré-construire grâce à un module de pré-construction et de mémorisation 1055 comprenant une entité de mémorisation Ml représenté sur la figure 1B, avant transformée de Fourier inverse rapide (IFFT), le signal temporel réel qui pourrait être obtenu en sortie du dispositif de transmission à partir de la suite des différentes porteuses d'un bloc m de signal OFDM qui sont modulées par des symboles de constellation.
Pour chaque porteuse modulée par un symbole Xn, sont calculés simultanément tous les échantillons de sa réponse temporelle qui pourraient être obtenus après transformée de Fourier inverse rapide, si cette porteuse était transformée dans le domaine temporel isolément.
Puis, les différentes réponses temporelles de chaque porteuses sont accumulées dans le module de pré-construction et de mémorisation 1055 qui délivre en sortie un vecteur signal it ] constitué de l'ensemble des échantillons calculés parallèlement pour les N porteuses du bloc OFDM sans qu'aucune correction ne soit mise en œuvre. Ainsi, le module de préconstruction et de mémorisation 1055 délivre une « image » du signal temporel réel qui serait obtenu pour le bloc OFDM considéré.
Puis, le vecteur SM. ] obtenu sur la durée du bloc OFDM considéré, est transféré par exemple à un module de correction et d'actualisation 1051 dotée d'une entité de mémorisation M2 pour être ensuite utilisé par un module de détection 1052.
Le module de correction et d'actualisation 1051 est de ce fait initialisé avec le vecteur SN-I[ ] grâce à la commutation d'un commutateur SW2 permettant de relier l'entité de mémorisation Ml du module de pré-construction et de mémorisation 1055 à l'entité de mémorisation M2 du module de correction et d'actualisation 1051. L'entité de mémorisation Ml du module de pré-construction et d'accumulation 1055 est de ce fait réinitialisée à zéro et la pré-construction du signal temporel correspondant au bloc OFDM suivant m+1 débute.
Dans le module de correction et d'actualisation 1051, la suite des symboles de constellation du bloc OFDM d'indice m ont transité dans une ligne à retard 1056 de durée N, ce qui entraîne que le premier symbole X0 ressort lorsque l'entité de mémorisation M2 vient d'être initialisée par connexion avec l'entité de mémorisation Ml. Le commutateur SW2 reliant les entités de mémorisation Ml et M2 est alors déconnecté et reste dans cette état toute la durée du bloc OFDM d'indice m (comme représenté sur la figure 1B).
Dans le module de correction et d'actualisation 1051, pour la porteuse d'indice n=0, la détection de l'apparition d'un pic de puissance sur un échantillon particulier de l'ensemble des échantillons temporels réels du vecteur SM. ] est tout d'abord mise en œuvre ce qui en rapport avec les échantillons temporels complexes de la porteuse permet d'en déduire une information de contrôle de correction complexe POLn correspondant à une information représentative de la polarité du pic détecté relativement aux composantes en cosinus et sinus de la porteuse .
Du fait que l'ensemble des échantillons temporels réels associés au bloc OFDM d'indice m ont été préalablement construits, la détection de pic est directement pertinente car le pic détecté est bien représentatif du pic de PAP du bloc OFDM d'indice m qui serait émis sans correction.
L'information de contrôle de correction complexe va permettre ensuite de contrôler une correction de constellation telle qu'illustrée par la suite selon les exemples des figures 5A à 5C.
L'information de contrôle de correction complexe POLn, calculée pour la première porteuse d'indice n=0 du bloc OFDM d'indice m à partir du vecteur SM. ], comporte un cycle d'horloge de retard, représenté par une barre verticale noire 1054, par rapport au symbole X0 car une prise en compte registrée à une fréquence Fe est effectuée en sortie du module de correction et d'actualisation 1051. Ainsi, à chaque front de cette horloge, une nouvelle entrée, à savoir un symbole de constellation Xn, est chargée et/ou une nouvelle sortie est actualisée, à savoir un symbole de constellation corrigé X'n, les valeurs correspondantes sont alors maintenues durant un cycle d'horloge.
En fonction de l'information de contrôle de correction complexe POLn, un module de correction 1053 applique une correction de constellation modifiant les coordonnées du symbole de constellation X0 en lui imposant un déplacement complexe d0. Un tel déplacement complexe d0 est pris en compte pour actualiser ensuite le vecteur it ] ce qui a pour effet à la prochaine phase de correction mise en œuvre pour la porteuse d'indice n=l de réduire l'amplitude du pic détecté pour le bloc OFDM d'indice m par rapport à ce qu'elle aurait pu être sans correction.
Cette actualisation produira donc une nouvelle valeur du vecteur S'N_i[ ], de la suite des échantillons temporels complexes préconstruits en parallèle, avec une contrainte de régression sur l'échantillon de plus fort niveau.
Ainsi, dès la première porteuse d'indice n=0 du bloc OFDM m, les pics de PAPR de plus forts niveaux vont être réduits.
Le procédé selon l'invention est reproduit ensuite à chaque nouveau symbole de constellation, associé à chaque porteuse, en d'autres termes pour toutes les n-1 porteuses suivantes, tant que l'amplitude du pic détecté n'est pas revenue à un niveau comparable ou inférieur aux autres niveaux crêtes du signal. La phase de correction selon l'invention se termine à la fin du bloc OFDM courant une fois que l'ensemble des porteuses qui le constitue ont été parcourue et corrigées si nécessaire.
Le module de correction et d'actualisation 1051 est alors réinitialisé à zéro pour traiter le vecteur SN_i[ ] associé au bloc OFDM m+1 suivant et transmis par le module de préconstruction et de mémorisation 1055.
De ce fait la correction des pics de PAPR d'un bloc OFDM d'indice m est améliorée porteuse par porteuse sur toute la durée N de ce bloc OFDM.
Tout au long du bloc OFDM d'indice m, en d'autres termes au fur et à mesure que l'on parcours les N porteuses du bloc OFDM d'indice m, le procédé selon l'invention va donc déterminer une suite de déplacements complexes dn de correction qui seront à la fois combinés aux symboles de constellation d'origine Xn pour former une suite de symbole X'n conduisant à un plus faible PAPR après modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse, et pris en compte dans l'actualisation du vecteur SN-I[ ] effectuée pour chaque porteuse.
5.2 Description détaillée et implémentation des différentes étapes du procédé de transmission selon l'invention
La figure 2 représente en détail l'ensemble des étapes mises en œuvre selon l'invention afin d'élaborer une correction de la constellation qui module chaque porteuse d'un bloc OFDM et ceci en vue de réduire le PAPR du signal transmis tandis que la figure 3 représente l'implémentation physique de ces étapes.
Ces deux aspects sont détaillés ci-après. 5.2.1 Description des différentes étapes du procédé selon l'invention
Ainsi, comme illustré par la figure 2, le procédé de transmission 20 selon l'invention permettant d'appliquer une correction de la constellation de modulation en vue de réduire le PAP du signal transmis comprend, dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse Rapide (IFFT), une première phase (201) de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM d'indice m, M étant un entier.
En effet, la réduction de PAPR doit s'appliquer au signal temporel qui « serait » émis sans correction en sortie du dispositif de transmission OFDM.
Plus précisément, la première phase (201) de pré-construction effectue, pour chaque porteuse modulée par un symbole de constellation, un traitement équivalent à celui comprenant successivement au moins les sous-étapes représentées en relation avec les figures 4A et 4B.
A partir de la suite des symboles de constellation qui modulent les porteuses, chaque symbole de constellation Xn étant défini par un couple de valeurs 400 (An, Bn) qui définissent les coordonnées du symbole de constellation Xn dans le plan complexe tel que Xn=An+j.Bn, le procédé selon l'invention préconstruit un signal réel numérique représentatif du signal analogique radiofréquence qui sera obtenu en sortie du dispositif de transmission.
Pour ce faire, selon le procédé selon l'invention, on considère tout d'abord la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) (41) sur les composantes réelle (An) et imaginaire (Bn) du symbole de constellation Xn.
On obtient alors la représentation 410 du signal sur la figure 4B et l'expression suivante en sortie de l'IFFT à t = k. Te,, avec 0 < k < K = N et k. Te = T, la durée du bloc OFDM considéré :
Figure imgf000020_0001
Puis, une transposition (42) des composantes réelles et imaginaire en bande de base est effectuée et représentée 420 sur la figure 4B conformément à l'équation :
Figure imgf000020_0002
Ensuite, un sur-échantillonnage (43) à une fréquence égale à 2.Fe des composantes réelle et imaginaire en bande de base est mis en œuvre conformément à l'équation suivante :
Figure imgf000020_0003
avec t = 1. Te/2 et 0 < 1 < 2. N ce qui comporte l'insertion de zéro un échantillon sur deux tel que représenté (430) sur la figure 4B.
On procède ensuite à un filtrage (44) passe-bas des composantes réelle et imaginaire pour ne conserver que le signal en bande de base (440) selon l'équation :
w-i
n_l.
W 2>
71=0
Puis, une modulation (45) des composantes à une fréquence porteuse égale à Fe/2 est mise en œuvre telle que représentée (450) par la figure 4B et conformément à l'équation suivante : P(l
Figure imgf000021_0001
Il est à noter que les premières et dernières porteuses d'un bloc OFDM ne sont pas modulées dans le but d'obtenir une représentation plus explicite telle que celle de la figure 4B.
Te
Le signal ) modulé à une fréquence porteuse égale à Fe/2 est donc égal au signal de sortie d'une transformée de Fourier inverse rapide sur-échantillonné à la fréquence égale à 2.Fe et est représenté (460) sur la figure 4B.
Te
On obtient finalement l'expression 5(Z.— ) à un facteur près :
S(Z. Ç) = Re [*(Z. y)]=∑%=è [Ancos(n. Z. f) - Bnsin(n. Z. £)] avec 0 < l≤ 2. N
Cette équation est par la suite appelée « équation résultante » et représente le signal temporel qui « serait » émis sans correction en sortie du dispositif de transmission OFDM, pour un bloc OFDM considéré.
Cette expression présente des propriétés de symétries temporelles (symétrie hermitienne) illustrées par l'expression suivante avec 0 < p < N :
2. N - p 2. N - p
Ancos π. n. — )— Bnsin \ π. n. -)] = [AUCOS (π. p. + Bnsin (π. p. ^)]
N J \ N
De ce fait, la suite des 2.N échantillons des composantes en cosinus des N porteuses est paire, tandis que la suite des 2.N échantillons des composantes en sinus des N porteuses est impaire.
Te
En outre, l'expression de ) présente également des propriétés de symétrie fréquentielles illustrées par l'expression suivante avec 0 < q≤ N/2 :
A„cos π. I.
Figure imgf000021_0002
N
ce qui entraîne que les composantes de la deuxième demi-suite pour—≤ N— q≤ N des N porteuses peut être déduite de la première (pour 0 < q≤ N/2 ) en effectuant la même opération que pour tirer profit des symétries temporelles et en inversant un échantillon sur deux.
Te
Ainsi, le signal résultant S(l.— ) sans correction selon l'équation « résultante précédemment mentionnée, est obtenu à l'issue de la phase de pré-construction (201) et est utilisée par la suite comme référence dans la phase de correction (202). Ainsi, l'objet de la phase de pré-construction (201) est d'obtenir un signal numérique réel représentatif du point de vue dynamique et valeurs de crêtes, du signal analogique en sortie du dispositif de transmission, en d'autres termes une « image » du signal analogique en sortie du dispositif de transmission.
Ainsi, comme illustré par la figure 2, la phase de pré-construction (201) comprend, pour une porteuse courante d'indice n modulée par un symbole de constellation Xn, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, une première étape de construction (2011) d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse courante d'indice n, M étant un entier.
Puis, la phase de pré-construction (201) comprend une deuxième étape de construction (2012) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse à partir de l'ensemble de M échantillons temporels complexes issu de la première étape de construction (2011).
Ainsi, pour chaque porteuse courante d'indice n, les étapes de constructions ci-dessus décrites délivrent un ensemble de M=2N échantillons temporels réels associés à la porteuse courante d'indice n, M étant un entier.
Puis, la première phase (201) de pré-construction du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une étape de mémorisation 2013 et d'accumulation associant deux à deux les M échantillons temporels réels associés à la porteuse courante d'indice n avec l'ensemble précédemment mémorisé de M échantillons temporels réels associés aux n porteuses précédentes.
Une fois que l'ensemble des N porteuses ont été traitées selon ces deux étape de construction (2011 et 2012) et de mémorisation (2013), on obtient donc à l'issue de la première phase de pré-construction (201) un vecteur signal SM. ] constitué de l'ensemble des échantillons réels calculés parallèlement pour les N porteuses du bloc OFDM sans qu'aucune correction ne soit mise en œuvre.
Puis le procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une deuxième phase de correction (202) de ce vecteur signal SM. ] transféré par activation d'un commutateur SW2 permettant de relier le module de pré-construction et le module de correction mettant respectivement en œuvre la première phase de pré-construction et la deuxième phase de correction.
Puis une fois ce transfert (matérialisé sur la figure 2 par une ligne en pointillé) effectué, la deuxième phase de correction devient indépendante de la première phase de préconstruction par ouverture du même commutateur SW2.
La deuxième phase de correction (202) permet de corriger au fur et à mesure le vecteur signal SN_i[ ] sans correction issu de la première phase de pré-construction (201). Plus précisément, une correction est effectuée au fur et à mesure porteuse par porteuse, par de petits déplacements complexes (dAn, dBn) de chaque valeurs d'origine des composantes réelle et imaginaire (An, Bn) d'un symbole de constellation modulant une porteuse afin d'obtenir un signal préconstruit et corrigé dont le PAP est réduit.
Ainsi, la deuxième phase de correction (202) met en œuvre pour la porteuse modulée d'indice n=0 par un symbole de constellation X0, une étape de détection (2021) d'un pic de puissance maximale parmi les échantillons temporels réels du vecteur signal SM. ], délivrant une information de contrôle de correction complexe (POLn) tenant compte de l'ensemble de M échantillons temporels complexes en sinus et cosinus associés à la porteuse courante d'indice 0.
Parmi les échantillons temporels réels du vecteur signal SN_i[ ], on détecte par exemple un pic correspondant au quatrième échantillon temporel réel.
Puis, on compare (20210) le signe (positif ou négatif) de ce quatrième échantillon temporel réel de l'ensemble des échantillons temporels réels du vecteur signal S N il J avec le quatrième échantillon temporel complexe de l'ensemble des échantillons temporels complexes associés à la porteuse d'indice 0 ce qui délivre une information de contrôle de correction complexe POLn appartenant à au moins une des catégories suivantes :
information de contrôle de correction complexe de partie réelle, respectivement imaginaire, positive lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont identiques,
information de contrôle de correction complexe de partie réelle, respectivement imaginaire, négative lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont opposés,
information de contrôle de correction complexe de partie réelle, respectivement imaginaire, nulle lorsque l'amplitude de puissance de l'échantillon temporel du pic détecté est inférieure à un seuil prédéterminé, ou lorsque ladite porteuse courante d'indice n est dite « réservée » et ne doit pas être corrigée. En effet, il est possible que certaines porteuse telles que les porteuse pilotes ne soient pas corrigées afin de conserver intact le symbole de constellation auquel elles sont associées.
Dans le cas où n>l, par exemple n=5, l'étape de détection (22) est effectuée parmi les échantillons temporels réels du vecteur signal actualisé S'N_i[ ] prenant en compte par accumulation les corrections associées aux cinq porteuses précédentes, à savoir les porteuses d'indice 0, 1, 2, 3 et 4.
Puis, la deuxième phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend, pour une porteuse courante d'indice n modulée par un symbole de constellation Xn, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, une deuxième étape de correction 2022 du symbole de constellation Xn modulant la porteuse courante d'indice n en fonction de l'information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée de correction de la porteuse courante.
Plus précisément, l'information de contrôle de correction complexe permet de sélectionner une donnée de correction de la porteuse courante, par exemple un déplacement complexe (dAn, dBn) du symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation du symbole parmi trois possibilités de déplacement pour chaque partie réelle ou imaginaire du déplacement complexe. En effet, le déplacement complexe impose un déplacement réel (respectivement imaginaire) négatif (NEG) lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte une partie réelle (respectivement imaginaire) positive, le déplacement complexe impose un déplacement réel (respectivement imaginaire) positif (POS) lorsque l'information de contrôle de correction comporte une partie réelle (respectivement imaginaire) négative, le déplacement impose un déplacement réel (respectivement imaginaire nul (ZERO) lorsque l'information de contrôle de correction comporte une partie réelle (respectivement imaginaire) nulle (ce qui revient à une absence de correction).
Le déplacement complexe de correction est donc effectué dans le sens inverse de la formation des pics de PAPR.
Une fois ce déplacement complexe sélectionné en fonction de l'information de contrôle de correction complexe, une sommation des coordonnées (An, Bn) du symbole de constellation Xn avec les coordonnées (dAn, dBn) du déplacement complexe sélectionné est effectuée et délivre les nouvelles coordonnées (A'n, B'n) du symbole de constellation corrigé X'n correspondant.
En outre, selon une particularité de l'invention, et dans le but de limiter la complexité d'implémentation, la valeur absolue de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe est fixe d'une porteuse à l'autre dudit bloc OFDM et en ce que ladite valeur absolue correspond à une valeur prédéterminée, par exemple 0,25 et 0,5 fois la distance entre le point de constellation et la frontière du secteur de décision.
Puis, la deuxième phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend, pour une porteuse courante d'indice n modulée par un symbole de constellation Xn, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, une troisième étape de construction (2023) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse, en d'autre terme le déplacement complexe précédemment défini.
Puis, la deuxième phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend, pour une porteuse courante d'indice n modulée par un symbole de constellation Xn, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, une quatrième étape d'actualisation 2024 du vecteur signal SM. ] en associant deux à deux les M échantillons temporels réels du vecteur signal SM. ] avec l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits (issus de l'étape de construction 2023 ci-dessus) représentatifs du déplacement complexe dn de correction effectuée délivrant un vecteur signal S'N_i[ ] utilisé pour la porteuse suivante.
5.2.2 Implémentation physique des différentes étapes du procédé selon l'invention
Conformément au schéma de la figure 3, l'implémentation du procédé selon l'invention comprend neuf modules de traitement, de 301 à 309 tel que décrit par la suite.
Par rapport à une chaîne conventionnelle qui génère un signal S(t) à partir de la suite des valeurs (Αη,Βη) des coordonnées dans le plan complexe qui définissent un symbole de constellation Xn (Xn=An+j.Bn) étant transformées par IFFT , le procédé selon l'invention génère à l'issue de la deuxième phase de correction (202), des valeurs corrigées (Α'η,Β'η) porteuse par porteuse qui donneront après IFFT et modulation un signal S'(t) corrigé dans lequel les pics de PAP qui affectent S(t) ont été atténués.
Pour ce faire, au cours de la première phase de pré-construction décrite précédemment, le procédé selon l'invention préconstruit d'abord progressivement par accumulation et simultanément l'ensemble des échantillons du signal S(I.Te/2) sur la durée d'un bloc OFDM ainsi que défini conformément à l'équation « résultante » précédemment mentionnée.
Plus précisément, l'entité de génération d'échantillons temporels réels 308 reçoit en entrée l'ensemble des symboles de constellation Xn d'un bloc OFDM d'indice m de N porteuses et calcule simultanément la suite des 2.N échantillons de la réponse temporelle réelle qui serait obtenue après IFFT, conformément à l'équation ci-dessus au moyen d'une entité 302 de génération d'un signal multiporteuse. L'entité 302 de génération s'un signal multiporteuse délivre donc à chaque symbole de constellation Xn, la suite des 2.N échantillons temporels complexes en cosinus et sinus de la porteuse qui lui correspond dans le bloc OFDM de taille N.
A chaque coup d'horloge tous les échantillons du signal S(I.Te/2) sont ainsi préconstruits progressivement en accumulant dans l'entité de mémorisation 307 les résultats de calcul courants suivant l'équation mentionnée ci-dessus, avec les différents résultats des pré-construction précédemment effectuées.
Par exemple, si les échantillons en cosinus et en sinus de la porteuse d'indice n, constituent les éléments des vecteurs COSn[ ] et SINn [ ], définis de la façon suivante :
Figure imgf000026_0001
COSn[ ] = SINn[ ] =
COS ((2. N - 2). TT. §) sin ((2. N - 2). TT. §)
cos((2. N - l). ir. ) sin((2. N - l). TL ¾
on obtient donc un vecteur signal en sortie de l'entité de mémorisation 307 qui, à l'indice n, a pour expression :
SnU <= Sn→[ ] + A^. COS^U - B^. SIN^ ] 0 < n < N
et avec 50 [ ] = 0
L'entité de mémorisation 307 étant registré, l'opérateur « <= » de l'équation ci- dessus signifie que le terme de gauche sera conforme au terme de droite un cycle d'horloge plus tard.
A chaque coup d'horloge, matérialisant la cadence de traitement d'une porteuse à une autre, conformément à l'équation « résultante », précédemment mentionnée, 2.N résultats sont chargés dans l'entité de mémorisation 307. En parallèle, les échantillons complexes des composantes en cosinus et sinus fournies par l'entité 302 de génération d'un signal multiporteuse, qui étaient précédemment à l'indice n-1, sont remplacés par ceux associés à la porteuse d'indice n.
A la fin du bloc OFDM d'indice m constitué de N porteuses, quand n=N-l, l'ensemble des échantillons temporels réels préconstruits de S(I.Te/2) sur la durée d'un symbole OFDM, à l'exception d'une dernière valeur qui est négligée, sont contenus dans le vecteur SN_i[ ] en sortie de l'entité de mémorisation 307 et un signal V de validation est activé pendant un cycle d'horloge.
L'activation de ce signal V a alors pour effet de transférer les 2.N échantillons temporels de l'entité de mémorisation 307 dans l'entité d'actualisation 305. L'entité d'actualisation 305 se trouve donc réinitialisée à cet instant, par la fermeture d'un commutateur SW2 commandé par le signal V afin de relier la sortie de l'entité de mémorisation 307 à l'entrée de l'entité d'actualisation 305 et simultanément par l'ouverture d'un commutateur SW1 commandé par le signal complémentaire W de manière à effacer le processus d'accumulation dans l'entité d'actualisation 305 précédent en interrompant le retour de l'entité d'actualisation 305 sur son entrée.
Puis, les commutateurs SW1 et SW2 sont rebasculés pour le restant du bloc OFDM en position respectivement fermée et ouverte, et l'entité d'actualisation 305 travaille ensuite en mode « accumulation seul » à partir des échantillons temporels réels fournis par l'entité de génération 306 qui détermine un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs du déplacement complexe (dAn, dBn) effectué pour chaque symbole de constellation.
L'entité de mémorisation 307 est alors intégralement remise à zéro par un signal synchrone du signal V de chargement. Les calculs de pré-construction et les mémorisations réalisés respectivement dans les entités de pré-construction et de mémorisation redémarrent alors sur un bloc OFDM d'indice m+1.
Parallèlement, la suite des symboles de constellation Xn du bloc d'indice m ont transité dans une ligne retard 309 de durée N. Ainsi, le premier symbole X0 du bloc d'indice m ressort lorsque l'entité d'actualisation 305 vient d'être réinitialisée par l'entité de mémorisation 307.
A partir de ce premier symbole X0 du bloc OFDM d'indice m, l'entité de correction 301 reçoit ensuite, successivement et au rythme de l'horloge, les valeurs de constellation d'origine décomposées selon deux composantes An et Bn d'un symbole de constellation Xn modulant une porteuse d'indice n, et restitue trois possibilités de déplacement (POS, ZERO, NEG) pour chacune des deux composantes réelle et imaginaire qui auront pour effet de modifier la constellation du symbole Xn courant.
Le procédé selon l'invention permet donc de sélectionner un couple de solution de déplacement complexe (dAn,dBn) pour corriger un symbole de constellation Xn, avec trois possibilités pour chacun des déplacements réel (imaginaire) en sortie de l'entité de correction 301, et par addition avec les composantes An et Bn d'origine, un nouveau couple (A'n, B'n) est obtenu. Ce nouveau couple, appliqué en entrée de l'IFFT et après modulation 106 en relation avec la figure 1A, va permettre de générer un signal S'(t) qui présentera un niveau de PAPR réduit.
Considérant, que le vecteur SN_i[ ] comprenant l'ensemble des réponses temporelles des porteuses modulées par les symboles de constellation d'origine a déjà été transféré dans l'entité d'actualisation 305 à son initialisation, et l'opération étant linéaire, il est alors uniquement nécessaire de calculer au moyen de l'entité de génération 306 un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs du déplacement complexe (dAn, dBn) effectué pour chaque symbole de constellation, et d'actualiser le vecteur SM. ] devenant S'N_i[ ]au moyen de l'entité d'actualisation 305 avec les échantillons temporels réels associés aux porteuses « modulées » uniquement par les déplacements complexes de correction (dAn,dBn).
L'entité de génération de signal multiporteuse 302 délivre donc à chaque symbole de constellation Xn, la suite des 2.N échantillons temporels complexes en cosinus et sinus de la porteuse qui lui correspond dans le bloc OFDM de taille N pour pouvoir réaliser les calculs dans l'entité de génération d'échantillons temporels réels 306.
Ces 2.N échantillons temporels complexes en cosinus et sinus sont délivrés par l'entité de génération d'un signal multiporteuse 302 de façon identique et synchrone pour les entités de générations d'échantillons temporels réels 306 et 308, car le délai entre les opérations faisant intervenir les mêmes composantes correspond à la période de un bloc OFDM exactement du fait de la ligne de retard 309.
Puis à chaque coup d'horloge tous les échantillons du signal S'(/.Te/2) sont corrigés et actualisés progressivement en partant de la réponse selon le vecteur SM. ] chargée à l'initialisation dans l'entité d'actualisation, en accumulant dans l'entité d'actualisation 305, les échantillons temporels réels associés aux valeurs de déplacement complexe (dAn,dBn) de correction des porteuses courantes décomposées en cosinus et sinus.
A chaque coup d'horloge, un résultat de l'équation « résultante » précédemment mentionnée, est donc actualisé et accumulé dans l'entité d'actualisation 305 et les échantillons des composantes en cosinus et sinus fournies par l'entité de génération de signal multiporteuse 302, qui étaient précédemment à l'indice n-1, commutent alors sur ceux de la porteuse suivante qui sera modulée par le nouveau couple de déplacement complexe (dAn, dBn).
On obtient donc un vecteur signal en sortie de l'entité d'actualisation 305 qui, à l'indice n, a pour expression :
S'nU <= S'^U + dAn^. COSn^ U- dBn^. SINn^ 0 < n < N et avec S'0 [ ] = SN_t [ ]
Ainsi, on obtient à l'indice n une valeur intermédiaire S'n[ ] du vecteur des 2.N échantillons temporels réels parallèles préconstruits représentatifs de S'(I.Te/2) en sortie de l'entité d'actualisation 305 registrée, lorsque la suite des symboles de constellation est parvenue au symbole de constellation Xn d'indice n, S'n[ ] étant par la suite utilisé pour corriger la porteuse d'indice n. Pour une porteuse d'indice n, à partir de la sortie de l'entité d'actualisation 305, une entité de détection 304 permet ensuite de détecter l'éventuelle apparition d'un pic de signal en recherchant l'échantillon d'amplitude maximal parmi l'ensemble des 2.N échantillons réels du vecteur S'n[ ] précédemment actualisé par correction de la porteuse d'indice n-1. Cet échantillon est donc déterminé par PEAKn = max0≤i<2 ,N(S'n(l)).
L'entité de détection 304 fournit alors l'information relative à la position du pic détecté à une entité de comparaison 303 qui va déterminer si les échantillons en cosinus et sinus de la porteuse à l'indice n, dont les coordonnées dans la constellation de modulation seront respectivement A'n et B'n et en coïncidence avec le pic détecté, sont de même polarité que celui ci. Suivant cette différence de polarité POLn =POLAn+j.POLBn c'est la solution de symbole de constellation corrigé dans le sens de la diminution du pic, qui est choisie pour A'n et B'n. Ainsi, si POLn+1 est défini par :
POLn = [sgn . Sgn PEAKn)
Figure imgf000029_0001
lorsque la polarité entre l'échantillon de la composante en cosinus (- sinus) et le pic détecté est identique alors PAn (PBn) est positif et une correction par déplacement complexe dAn (dBn) négatif est choisie, inversement si la polarité est opposée, alors PAn (PBn) est négatif et une correction par déplacement complexe dAn (dBn) positif est sélectionnée pour obtenir A'n et B'n.
Dans le cas où l'amplitude de l'échantillon de la composante en cosinus ou sinus, en coïncidence avec le pic détecté, est trop faible par rapport à un certain seuil Pseuil et donc n'apportera pas de réduction du pic de manière significative alors la position Zéro, c'est-à-dire sans correction, est appliquée.
Si la correction ne peut être suffisamment efficace il devient préférable de n'apporter aucune modification à la constellation plutôt que de détériorer le TEB en ICS, ou d'augmenter la puissance moyenne en OCS, inutilement. En T par contre, ce seuil n'est pas nécessaire puisque la sous-porteuse PRT n'apportera pas de perturbation du signal utile quelque soit l'efficacité de correction qui sera obtenue.
L'entité de détection 304 fournit donc l'emplacement de l'échantillon qui présente un pic de niveau ainsi que son signe, et le tableau ci-dessous résume pour la composante An (Bn) le sens de déplacement complexe qui sera apporté en fonction du signe de COSn(lveak), respectivement (—SINn(lpeak)), pour une valeur Pseuil comprise en pratique entre 0,15 et 0,3.
Figure imgf000030_0001
Si l'on cherche à déplacer les symboles de constellation en restant à l'intérieur de la constellation d'origine, un déplacement complexe dAn (dBn) positif pour An (Bn) se traduit par un déplacement complexe vers la droite (le haut) du point de constellation sur le plan complexe et inversement vers la gauche (le bas) pour un déplacement complexe négatif.
Au contraire, si l'on cherche à déplacer les symboles de constellation vers l'extérieur de la constellation d'origine tel que dans la technique Tl - CES, un point est déplacé vers un point opposé de la constellation étendue seulement si le signe de la composante An (Bn) est contraire à celui du sens de déplacement complexe dAn (dBn), positif ou négatif, choisi en fonction de la polarité POLAn (POLBn) ; autrement il n'y a pas de modification du point.
5.3 Description d'exemples de nouvelles constellations obtenues selon l'invention.
Comme pour les techniques TI-CES, CD, ACE et T de l'art antérieur, le procédé selon l'invention aboutit à une modification de la constellation de modulation des porteuses dans le domaine fréquentiel avant IFFT, pour obtenir ensuite dans le domaine temporel un signal à PAPR réduit.
L'avantage du procédé selon l'invention est la flexibilité de correction de constellation. Effet, tout type de correction peut être appliqué selon l'invention, du moment que celle-ci peut se traduire par un déplacement complexe contrôlé des composantes réelle et/ou imaginaire du symbole de constellation associé à une porteuse.
Ainsi, les déplacements complexes de sens positif ou négatif sur l'axe des abscisses et l'axe des ordonnées du plan complexe, peuvent conduire à conserver les points de constellation dans leur secteur de décision ou dans la constellation d'origine ou bien à les déplacer en dehors. En relation avec la figure 5A, le procédé selon l'invention permet d'appliquer à la fois des déplacements complexes à l'intérieur (51) ainsi qu'à l'extérieur (52) de la constellation d'origine.
De ce fait, la mise en œuvre du procédé selon l'invention délivre deux nouvelles classes plus générales de correction de constellation:
la classe 51 ICS (de l'anglais « Inside Constellation Shift ») pour laquelle, lorsque la modification appliquée reste modérée, les points de constellation déplacés restent inscrits dans la constellation d'origine, cette classe incluant notamment en partie la technique CD de l'art antérieur précédemment décrite, et
la classe 52 OCS (de l'anglais Outside Constellation Shift) pour laquelle les points sont déplacés à l'extérieur de la constellation d'origine, cette classe incluant les techniques TI-CES et ACE de l'art antérieur précédemment décrites.
Au regard de la technique TR (de l'art antérieur précédemment décrite), il n'y a pas de notion de constellation, la constellation des porteuses pilote de réduction de pics (PRT) étant défini uniquement dans le but de réduire le PAPR, ce qui peut être également contrôlé par le procédé selon l'invention.
La correction de constellation mise en œuvre selon l'invention peut donc se substituer à n'importe laquelle des corrections de constellation des techniques de réduction de PAPR de l'art antérieur précédemment décrites, en y adoptant, pour chacune d'entre elles prise séparément, l'ensemble des avantages ou non.
Un avantage du système proposé est alors de pouvoir regagner en efficacité en permettant d'associer plusieurs techniques, dont les défauts respectifs distincts peuvent dans une certaine mesure se compenser.
La figure 5B représente à titre d'exemple l'ensemble des déplacements complexes autorisés pour des constellations QPSK (53), MAQ16 (54), MAQ64 (55) résultants d'une combinaison originale de corrections de constellation dites ICS (petites flèches vers l'intérieur) pour lesquelles les points de constellation déplacés restent inscrits dans la constellation d'origine modifié et de corrections de constellation dites OCS (grande flèches vers l'extérieur) pour lesquels les points sont déplacés à l'extérieur de la constellation d'origine.
De la même manière sont représentées à la figure 5C, deux constellations MAQ16 (56) et MAQ64 (57) comportant à la fois des déplacements complexes ICS ou OCS. Pour les points conventionnels concernés par le déplacement complexe à l'extérieur de la constellation d'origine, deux solutions de corrections opposées par rapport à l'un des axes réel ou imaginaire sont possibles, le point blanc d'origine et un point noir « étendu » à l'extérieur.
Le nombre, ainsi que les positions des nouveaux points noirs « étendus » sont déterminés de manière à ce que l'augmentation de puissance moyenne de constellation reste limitée (constellation inscrite au mieux dans un cercle) avec néanmoins une proportion de points déplacés à l'extérieur de la constellation d'origine par rapport aux points déplacés vers l'intérieur de la constellation d'origine suffisante de manière à conserver une bonne capacité de correction dans chaque cas MAQ16 (56) et 64 (57).
Ainsi, le procédé selon l'invention permet d'obtenir deux nouveaux types de constellation dite « ICS » ou « OCS » selon que les points de constellations sont déplacés respectivement vers l'intérieur ou l'extérieur de la constellation d'origine, qui combinent les avantages des différentes techniques de l'art antérieur.
5.4 Description du dispositif de transmission selon l'invention
On présente finalement, en relation avec la figure 6, la structure simplifiée d'un dispositif de transmission multiporteuse d'un signal OFDM représentatif d'un signal OFDM source comprenant des blocs OFDM constitués chacun d'un ensemble de N porteuses mettant en œuvre une technique de transmission selon un exemple décrit ci-dessus.
Un tel dispositif de transmission comprend un module de mémorisation 60 comprenant une mémoire tampon M, une unité de traitement 61, équipée par exemple d'un microprocesseur βΡ, et pilotée par le programme d'ordinateur 62, mettant en œuvre le procédé de transmission selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 61. L'unité de traitement 61 reçoit en entrée un signal multiporteuse S(t). Le microprocesseur de l'unité de traitement 61 met en œuvre les étapes du procédé de transmission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 62, pour effectuer une correction de la constellation de modulation visant à réduire le PAPR du signal S(t). Pour cela, le dispositif de transmission comprend, outre la mémoire tampon M premier module de pré-construction comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse d'indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l: une entité de construction, d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à la porteuse, une entité de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse courante à partir de l'ensemble précédent de M échantillons temporels complexes une entité de mémorisation des M échantillons temporels réels associés à la porteuse, l'entité de mémorisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels réels associés à la porteuse avec les M échantillons temporels réels associés aux porteuses précédentes, et un deuxième module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses du bloc OFDM, comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse : une entité de détection d'un pic de puissance maximale parmi l'ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu de la première phase de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente, délivrant une information de contrôle de correction complexe, une entité de correction du symbole de constellation modulant la porteuse en fonction de la information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée de correction de la porteuse, une entité de construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse ,une entité d'actualisation de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM en tenant compte de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction, délivrant un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, ledit ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM étant utilisé pour la porteuse suivante.
Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 61.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transission multiporteuse (20) d'un signal OFDM représentatif d'un signal OFDM source comprenant des blocs OFDM constitués chacun d'un ensemble de N porteuses, chaque porteuse étant modulées par un symbole de constellation,
caractérisé en ce qu'il comprend, dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT), une première phase (201) de pré-construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM, M étant un entier,
ladite première phase de pré-construction comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse d'indice n, n étant un entier tel que 0<n< N-l:
- construction (2011) d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse,
- construction (2012) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse à partir dudit ensemble de M échantillons temporels complexes,
- mémorisation (2013) desdits M échantillons temporels réels associés à ladite porteuse, ladite étape de mémorisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels réels associés à ladite porteuse avec les M échantillons temporels réels associés aux porteuses précédentes,
et en ce qu'il comprend en outre une deuxième phase (202) de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM,
ladite deuxième phase de correction comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse :
- détection (2021) d'un pic de puissance maximale parmi ledit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu de ladite première phase de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente, délivrant une information de contrôle de correction complexe,
- correction (2022) du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction de ladite information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée de correction (dAn, dBn) de ladite porteuse,
- construction (2023) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse,
- actualisation (2024) de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM en tenant compte de ladite donnée de correction, délivrant un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, ledit ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM étant utilisé pour la porteuse suivante.
2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape de commutation permettant de transférer ledit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus de ladite première phase de pré-construction en entrée de ladite étape de détection de ladite deuxième phase de correction.
3. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend, pour un bloc OFDM, une étape préalable d'initialisation à zéro d'une entité de mémorisation destinée à être utilisée pour ladite étape de mémorisation dudit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus de ladite première phase de pré-construction, mise en œuvre pour chacune des N porteuses dudit bloc OFDM.
4. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de détection (2021) délivrant une information de contrôle de correction complexe (POLn) est mise en œuvre par rapport à ladite phase de pré-construction avec un retard (1054) correspondant à un cycle d'horloge de durée prédéterminée.
5. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite information de contrôle de correction complexe est obtenue par comparaison (20210) dudit pic détecté avec l'échantillon temporel complexe correspondant dudit ensemble de M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse courante d'indice n, ladite information de contrôle de correction complexe appartenant à au moins une des catégories suivantes :
information de contrôle de correction complexe de partie réelle, respectivement imaginaire, positive lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont identiques, information de contrôle de correction complexe de partie réelle, respectivement imaginaire, négative lorsque le signe du pic et de la partie réelle, respectivement imaginaire, de l'échantillon temporel complexe correspondant sont opposés,
information de contrôle de correction complexe de partie réelle (respectivement imaginaire) nulle lorsque l'amplitude de puissance de l'échantillon temporel du pic détecté est inférieure à un seuil prédéterminé, ou lorsque ladite porteuse courante d'indice n est dite « réservée » et ne doit pas être corrigée.
6. Procédé de transmission selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite étape de correction (2022) met en œuvre une sommation des coordonnées dudit symbole de constellation avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe (dAn, dBn) dudit symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation dudit symbole, ledit déplacement complexe étant sélectionné au moyen de ladite information de contrôle de correction complexe, parmi les déplacements complexes appartenant à au moins une des catégories suivantes :
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe, négatif lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte une partie réelle (respectivement imaginaire) positive;
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe positif lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte une partie réelle, respectivement imaginaire, négative;
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe nul lorsque l'information de contrôle de correction complexe comporte un partie réelle, respectivement imaginaire, nulle.
7. Procédé de transmission selon la revendication 6, caractérisé en ce que la valeur absolue de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe est fixe d'une porteuse à l'autre dudit bloc OFDM et en ce que ladite valeur absolue correspond à une valeur prédéterminée.
8. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit procédé de transmission met en œuvre successivement au moins les sous-étapes suivantes:
application (41) d'une transformée de Fourier inverse rapide sur les composantes réelle et imaginaire dudit symbole de constellation, centrées sur une fréquence égale à Fe/2, transposition (42) desdites composantes réelle et imaginaire en bande de base, sur-échantillonnage (43) à une fréquence égale à 2.Fe desdites composantes réelle et imaginaire en bande de base,
filtrage (44) passe-bas desdites composantes réelle et imaginaire, modulation (45) desdites composantes à une fréquence porteuse à Fe/2.
9. Procédé de transmission selon la revendication 8, caractérisé en ce ledit procédé de transmission met en œuvre l'équation suivante :
Figure imgf000037_0001
avec :
An et Bn les composantes réelle et imaginaire dudit symbole de constellation modulant ladite porteuse courante d'indice n,
'ensemble des échantillons temporels réels préconstruits relatifs à un bloc OFDM,
Figure imgf000037_0002
- et O≤ l≤M = 2. N.
10. Dispositif de transmission multiporteuse d'un signal OFDM représentatif d'un signal OFDM source comprenant des blocs OFDM constitués chacun d'un ensemble de N porteuses, chaque porteuse étant modulées par un symbole de constellation,
caractérisé en ce qu'il comprend, dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT), un module de pré-construction d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM, M étant un entier,
ledit module de pré-construction comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse d'indice n, n étant un entier tel que 0<n< N-l:
- une entité de construction (302), d'un ensemble de M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse,
- une entité de construction (308) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la porteuse à partir dudit ensemble de M échantillons temporels complexes,
- une entité de mémorisation (307) desdits M échantillons temporels réels associés à ladite porteuse, ladite entité de mémorisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels réels associés à ladite porteuse avec les M échantillons temporels réels associés aux porteuses précédentes,
et en ce qu'il comprend en outre un module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM,
ledit module de correction comprenant les entités suivantes mises en œuvre pour chaque porteuse : - une entité de détection (304) d'un pic de puissance maximale parmi ledit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, issu du premier module de pré-construction ou parmi un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issu d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente, délivrant une information de contrôle de correction complexe,
- une entité de correction (301) du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction de ladite information de contrôle de correction complexe, délivrant une donnée de correction (dAn, dBn) de ladite porteuse,
- une entité de construction (306) d'un ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse,
- une entité d'actualisation (305) de l'ensemble de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM en tenant compte de ladite donnée correction (dAn, dBn), délivrant un ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM, ledit ensemble actualisé de M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM étant utilisé pour la porteuse suivante.
11. Dispositif de transmission selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un commutateur (SW2) permettant de transférer ledit ensemble des M échantillons temporels réels préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses d'un bloc OFDM issus dudit premier module de pré-construction en entrée de ladite entité de détection (304) dudit deuxième module de correction.
12. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission selon la revendication 1 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
PCT/FR2013/052319 2012-10-05 2013-09-30 Procede de transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants Ceased WO2014053756A1 (fr)

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