WO2014032253A1 - 压控震荡电路和无线通信设备 - Google Patents

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varactor diode
inductor
resistor
grounded
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罗海军
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Hytera Communications Corp Ltd
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    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
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    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes

Definitions

  • the present invention relates to the field of power electronics, and in particular to a voltage controlled oscillation circuit and a wireless communication device. Background technique
  • the frequency source is one of the cores of wireless communication devices.
  • a low phase noise voltage controlled oscillator (VCO) is a very important issue for high performance wireless communication equipment.
  • DPMR personal radio digital radio
  • FDMA frequency division multiple access
  • DMR wireless digital walkie-talkie
  • the radio channel spacing has been narrowed by a factor of two, and the core hardware of a wireless communication device has a phase noise value that increases at adjacent channel frequency intervals as the adjacent channel frequency interval decreases.
  • the greater the phase noise value of the frequency source at the interval between adjacent channel frequencies the worse the adjacent channel interference and adjacent channel power leakage performance will be, which will cause the DPMR-based digital walkie-talkie to have a serious adjacent channel crosstalk.
  • capacitor three-point oscillation is mainly used, wherein the oscillation tube is one-stage, and the amplification method is a common collector or a common gate method, generally by increasing the Q value of the passive device in the oscillation circuit and Reduce the noise figure of the active device to reduce the phase noise of the VCO.
  • the loaded Q value of the VCO of the existing topological structure cannot reach a very high value, making it difficult to achieve high requirements for the VCO open-loop phase noise index.
  • the embodiment of the invention provides a voltage controlled oscillation circuit and a wireless communication device, so as to reduce the open loop phase noise of the voltage controlled oscillation circuit.
  • An aspect of the present invention provides a voltage controlled oscillation circuit, including:
  • a frequency selective feedback network a first amplifying circuit and a second amplifying circuit
  • the first amplifying circuit is a common collector amplifying circuit or a common drain amplifying circuit
  • the second amplifying circuit is a common base amplifying circuit or a total a gate amplifying circuit
  • one end of the frequency selective feedback network is connected to an input end of the first amplifying circuit
  • the other end of the frequency selective feedback network is connected to an output end of the second amplifying circuit
  • An output end of the first amplifying circuit is connected to an input end of the second amplifying circuit
  • the frequency selective feedback network is configured to select an oscillating frequency signal from the power-on pulse
  • the first amplifying circuit is configured to amplify and output the oscillating frequency signal selected by the frequency selective feedback network
  • the second amplifying circuit is configured to perform amplification on a signal output by the first amplifying circuit, and the frequency selective feedback network is further configured to: feed back a signal output by the second amplifying circuit to the first amplification
  • the circuit is amplified and output.
  • the voltage controlled oscillation circuit further includes:
  • a tunable frequency selective phase shifting network wherein the output end of the first amplifying circuit and the input end of the second amplifying circuit are connected by the tunable frequency selective phase shifting network;
  • the tunable frequency selective phase shifting network is configured to perform phase compensation on the signal output by the first amplifying circuit and output the signal;
  • the second amplifying circuit is specifically configured to: amplify and output the signal output by the tunable frequency selective phase shifting network.
  • the tunable frequency selective phase shifting network is an LC type frequency selective phase shifting network; and/or, the frequency selective feedback network is an LC type frequency selective feedback network.
  • the frequency selective feedback network includes: a first inductor, a second inductor, and a third inductor, a first varactor diode and a third varactor diode, a first capacitor, a second capacitor, a fourth capacitor, and a fifth Capacitor, seventh capacitor and eighth capacitor;
  • the anode of the first varactor diode is grounded, and the cathode of the first varactor diode is connected to the tuning voltage input terminal of the frequency selective feedback network through the first inductor; the tuning voltage input terminal of the frequency selective feedback network also passes through the first capacitor Grounding
  • the cathode of the third varactor is connected to the cathode of the first varactor; the anode of the third varactor is also grounded through the second inductor; the anode of the third varactor is also grounded through the second capacitor and the fourth capacitor.
  • the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor and the third inductor, and the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor, the fifth capacitor, the seventh capacitor, and the eighth capacitor.
  • the frequency selective feedback network includes:
  • the anode of the first varactor diode is grounded, and the cathode of the first varactor diode is connected to the tuning voltage input terminal of the frequency selective feedback network through an eighth resistor; the tuning voltage input terminal of the frequency selective feedback network also passes through the first capacitor Grounding
  • the cathode of the third varactor is connected to the cathode of the first varactor; the anode of the third varactor is also grounded through the second inductor; the anode of the third varactor is also grounded through the second capacitor and the fourth capacitor.
  • the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor and the third inductor, and the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor, the fifth capacitor, the seventh capacitor, and the eighth capacitor.
  • the frequency selective feedback network further includes:
  • a second varactor diode and a fourth varactor diode wherein an anode of the second varactor diode is connected to an anode of the first varactor diode; a cathode of the second varactor diode is connected to a cathode of the first varactor diode; The anode of the varactor is connected to the anode of the third varactor; the cathode of the fourth varactor is connected to the cathode of the third varactor; and/or,
  • the frequency selective feedback network further includes:
  • a third capacitor and a sixth capacitor wherein the third capacitor and the second capacitor are connected in parallel; the sixth capacitor and the fifth capacitor are connected in parallel; the capacitance of the third capacitor is the same as or different from the capacitance of the second capacitor; The size is the same as or different from the capacitance of the fifth capacitor.
  • the common collector amplifier circuit includes:
  • the base of the first triode is grounded through the fifth inductor, the seventh capacitor and the eighth capacitor; the base of the first triode is also grounded through the fifth inductor, the fourth inductor and the ninth capacitor;
  • the collector of the pole tube is connected to the power voltage input end, wherein the power voltage input terminal is also grounded through the eleventh capacitor; the collector of the first triode is also grounded through the first resistor and the ninth capacitor in series;
  • the emitter of the pole tube is grounded through a second resistor; the seventh resistor is connected in parallel with the ninth capacitor.
  • the common collector amplifier circuit further includes:
  • the common collector amplifying circuit further includes:
  • the tenth capacitor wherein the tenth capacitor is connected in parallel with the ninth capacitor; the capacitance of the tenth capacitor is the same as or different from the capacitance of the ninth capacitor.
  • the tunable frequency selective phase shifting network comprises:
  • a third resistor a fifth varactor diode, a seventh inductor and an eighth inductor, a twelfth capacitor, a thirteenth capacitor, a fourteenth capacitor, and a sixteenth capacitor;
  • the first triode emitter is connected to the fifth varactor anode through the twelfth capacitor and the seventh inductor; the fifth varactor anode is also grounded through the third resistor, wherein the third resistor is further connected to the fourteenth The capacitors are connected in parallel; the cathode of the fifth varactor diode is also grounded through the eighth inductor and the sixteenth capacitor; and the cathode of the fifth varactor diode is also connected to the tuning voltage input terminal of the frequency selective phase shifting network through the eighth inductor.
  • the tunable frequency selective phase shifting network further includes:
  • the fifteenth capacitor wherein the fifth varactor is connected in parallel with the fifteenth capacitor.
  • the common base amplification circuit includes:
  • a second triode a ninth inductor and a tenth inductor, a fourth resistor, a fifth resistor and a sixth resistor, a seventeenth capacitor, an eighteenth capacitor, a twenty-first capacitor, and a twenty-second capacitor;
  • the emitter of the second triode is connected to the cathode of the fifth varactor through the seventeenth capacitor; the emitter of the second triode is also grounded through the sixth resistor and the tenth inductor; the second triode The emitter is further connected to the first output end of the common base amplifying circuit through the sixth resistor and the twenty-second capacitor; the first output end of the common base amplifying circuit further passes through the thirteenth capacitor, and the first triode
  • the emitter of the second transistor is connected to the power voltage input terminal through the fifth resistor; the base of the second transistor is also grounded through the fourth resistor, wherein the fourth resistor is also connected to the eighteenth
  • the capacitors are connected in parallel; the collector of the second transistor is connected to the power voltage input terminal through the ninth inductor; the collector of the second transistor is also grounded through the 21st capacitor and the eighth capacitor.
  • the common base amplifying circuit further includes:
  • the nineteenth capacitor wherein the nineteenth capacitor is connected in parallel with the eighteenth capacitor, and the capacitance of the nineteenth capacitor is the same as or different from the capacitance of the eighteenth capacitor;
  • the common base amplification circuit further includes: The twentieth capacitor, wherein the power voltage input terminal is further grounded through the twentieth capacitor.
  • Another aspect of the present invention provides a wireless communication device, including:
  • the wireless communication device is a wireless access device or a wireless terminal device.
  • the voltage-controlled oscillation circuit of the embodiment of the present invention includes: a frequency selective feedback network, a first amplifying circuit and a second amplifying circuit, wherein the first amplifying circuit can be a common collector amplifying circuit or a common drain amplifying circuit,
  • the second amplifying circuit may be a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit, wherein one end of the frequency selective feedback network is connected to the input end of the first amplifying circuit, and the other end of the frequency selective feedback network and the output end of the second amplifying circuit Connecting, the output end of the first amplifying circuit is connected to the input end of the second amplifying circuit, because the preamplifier adopts a common collector or a common drain amplifying mode, and the post amplifying adopts a common base or a common gate amplifying mode,
  • the cascaded amplifier circuit has a higher overall equivalent input/output impedance after cascading, which is beneficial to improve the access impedance of the positive feedback network and
  • the frequency selective phase shifting network is beneficial to make the highest gain point of the circuit coincide with the phase zero point, thereby further improving the load at the oscillating frequency point.
  • the Q value, and the higher loaded Q value can also obtain a higher open-loop phase noise index of the voltage-controlled oscillating circuit, further improving the circuit performance.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of another voltage controlled oscillation circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of another wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • the embodiment of the invention provides a voltage controlled oscillation circuit and a wireless communication device, so as to reduce the open loop phase noise of the voltage controlled oscillation circuit.
  • a voltage-controlled oscillation circuit 100 may include:
  • the frequency selective feedback network 10 is configured to select an oscillating frequency signal from the power-on pulse.
  • the first amplifying circuit 20 is configured to amplify and output the oscillating frequency signal selected by the frequency selective feedback network 10;
  • the second amplifying circuit 20 the signal for outputting the first amplifying circuit is amplified and output.
  • the frequency selective feedback network 10 is further configured to feed back the signal output by the second amplifying circuit 30 to the first amplifying circuit 20 for amplification and output.
  • the frequency selective feedback network 10 may be an LC type frequency selective feedback network or other type of frequency selective feedback network.
  • the output end of the first amplifying circuit 20 can be connected to the input end of the second amplifying circuit 20, wherein the output end of the first amplifying circuit 20 can be directly connected to the input end of the second amplifying circuit 20 or can pass other The components (such as a tunable frequency selective phase shifting network, etc.) are connected.
  • the output of the first amplifying circuit 20 is directly connected to the input end of the second amplifying circuit 20 in FIG.
  • one end of the frequency selective feedback network 10 can be The output end of the second amplifying circuit 20 is directly connected or connected through other components.
  • one end of the frequency selective feedback network 10 can be directly connected to the output end of the second amplifying circuit 20 as an example; the frequency selective feedback network 10 The other end may be directly connected to the input end of the first amplifying circuit 20 or connected through other components.
  • one end of the frequency selective feedback network 10 is directly connected to the input end of the first amplifying circuit 20 as an example.
  • the voltage controlled oscillation circuit 100 further includes: a tunable frequency selective phase shifting network 40, wherein an output end of the first amplifying circuit 20 and an input end of the second amplifying circuit are Connected via a tunable frequency selective phase shifting network 40.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 is configured to phase-compensate the signal outputted by the first amplifying circuit 20 and output the signal.
  • the second amplifying circuit 30 is specifically configured to amplify and output the signal output from the tunable frequency selective phase shifting network 40.
  • tunable frequency selective phase shifting network 40 may be an LC type frequency selective phase shifting network or other type of frequency selective phase shifting network.
  • the frequency selective feedback network 10, the first amplifying circuit 20, and the tunable frequency selective phase shifting network in the voltage controlled oscillation circuit 100 are exemplified by using FIG. 3 to FIG. A specific circuit configuration of 40 and second amplifying circuit 30.
  • the frequency selective feedback network 10 may include:
  • the anode of the first varactor diode D1 is grounded, and the cathode of the first varactor diode D1 is connected to the tuning voltage input terminal P 1 of the frequency selective feedback network 10 through the first inductor L1;
  • the harmonic voltage input terminal PI is also grounded through the first capacitor CI;
  • the cathode of the third varactor diode D3 is connected to the cathode of the first varactor diode D1; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second inductor L2; the anode of the third varactor diode D3 also passes through the second capacitor C2 and the fourth capacitor C4 are grounded; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second capacitor C2 and the third inductor L3, and the anode of the third varactor diode D3 is also passed through the second capacitor C2, the fifth capacitor C5, The seven capacitor C7 and the eighth capacitor C8 are grounded.
  • the structure of the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. 3 is only an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the main difference from the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 3 is that the frequency-selective feedback network 10 in the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 4 is replaced by the first resistor L1 as the eighth resistor R8.
  • the frequency selective feedback network 10 may also include: an eighth resistor R8,
  • the anode of the first varactor diode D1 is grounded, and the cathode of the first varactor diode D1 is connected to the tuning voltage input terminal P1 of the frequency selective feedback network 10 through the eighth resistor R8; the tuning voltage input terminal P1 of the frequency selective feedback network 10 Also grounded through the first capacitor C1;
  • the cathode of the third varactor diode D3 is connected to the cathode of the first varactor diode D1; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second inductor L2; the anode of the third varactor diode D3 also passes through the second capacitor C2 and the fourth capacitor C4 are grounded; the anode of the third varactor diode D3 is also grounded through the second capacitor C2 and the third inductor L3, and the anode of the third varactor diode D3 is also passed through the second capacitor C2, the fifth capacitor C5, The seven capacitor C7 and the eighth capacitor C8 are grounded.
  • the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. 5 adds a second varactor diode D2 and a fourth varactor diode D4 based on the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. Third capacitor C2 And a sixth capacitor C6.
  • the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. 6 adds a second varactor diode D2, a fourth varactor diode D4, a third capacitor C2, and the like based on the frequency selective feedback network 10 shown in FIG. The sixth capacitor C6.
  • the second varactor diode D2, the fourth varactor diode D4, the third capacitor C2, and the sixth capacitor C6 are added to the frequency selective feedback network 10 as an example.
  • One or more of the following components may also be selectively added as needed: a second varactor diode D2, a fourth varactor diode D4, a third capacitor C2, and a sixth capacitor C6.
  • the frequency selective feedback network 10 may further include:
  • a second varactor diode D2 and a fourth varactor diode D4 wherein the anode of the second varactor diode D2 is connected to the anode of the first varactor diode D1; the cathode of the second varactor diode D2 and the first varactor diode D1
  • the cathode of the fourth varactor diode D4 is connected to the anode of the third varactor diode D3; the cathode of the fourth varactor diode D4 is connected to the cathode of the third varactor diode D3.
  • the frequency selective feedback network 10 may further include:
  • the third capacitor C3 and the sixth capacitor C6 are The third capacitor C3 and the sixth capacitor C6.
  • the third capacitor C3 and the second capacitor C2 are connected in parallel; the sixth capacitor C6 and the fifth capacitor C5 are connected in parallel; the capacitance of the third capacitor C3 is the same as or different from the capacitance of the second capacitor C2;
  • the capacitance of C6 is the same as or different from the capacitance of the fifth capacitor C5.
  • the common collector amplifying circuit 20 may include:
  • the base of the first transistor Q1 is grounded through the fifth inductor L5, the seventh capacitor C7 and the eighth capacitor C8; the base of the first transistor Q1 also passes through the fifth inductor L5, the fourth inductor L4 and the first The nine capacitor C9 is grounded; the collector of the first transistor Q1 is connected to the power voltage input terminal P4, wherein the power voltage input terminal P4 is also grounded through the eleventh capacitor C11; the collector of the first transistor Q1 is also connected in series The first resistor R1 and the ninth capacitor C9 are grounded; the emitter of the first transistor Q1 is grounded through the second resistor R2; and the seventh resistor R7 is connected in parallel with the ninth capacitor C9.
  • FIG. 3 or FIG. 6 Some circuit devices are added to the common collector amplifying circuit 20.
  • the common-collector amplifying circuit 20 in the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 5 further adds the tenth capacitor C10 and the sixth inductor.
  • the main difference from the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 4 is that the tenth capacitor C10 and the sixth inductor L6 are added to the common-collector amplifier circuit 20 in the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. It can be understood that FIG. 5 and FIG.
  • FIG. 6 illustrate that the tenth capacitor C10 and the sixth inductor L6 are added to the common collector amplifying circuit 20 at the same time.
  • one of the following components may be selectively added as needed.
  • the common collector amplifying circuit 20 may further include:
  • the common collector amplifying circuit 20 may further include:
  • the tenth capacitor C10 wherein the tenth capacitor C10 is connected in parallel with the ninth capacitor C9; the capacitance of the tenth capacitor C10 is the same as or different from the capacitance of the ninth capacitor C9.
  • the structure of the common collector amplifying circuit 20 shown in FIG. 3 to FIG. 6 is only an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the first transistor Q1 may be replaced by a field effect transistor.
  • the circuit replaced with the field effect transistor will not be described here.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 may include:
  • the twelfth capacitor C12, the thirteenth capacitor C13, the fourteenth capacitor C14, and the sixteenth capacitor C16 are connected to the anode of the fifth varactor diode D5 through the twelfth capacitor C12 and the seventh inductor L7; the anode of the fifth varactor diode D5 is also grounded through the third resistor R3, wherein The third resistor R3 is also connected in parallel with the fourteenth capacitor C14; the cathode of the fifth varactor diode D5 is also grounded through the eighth inductor L8 and the sixteenth capacitor C16; the cathode of the fifth varactor diode D5 is also passed through the eighth inductor L8 It is connected to the tuning voltage input terminal P2 of the frequency selective phase shifting network 30.
  • some circuit devices may be added to the tunable frequency selective phase shifting network 40 shown in FIG. 3 or FIG. See, for example, Figure 5 or Figure 6, and Figure
  • the main difference of the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 3 is that the tunable frequency-selective phase shifting network 40 in the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 5 also adds the fifteenth capacitor C15; and the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG.
  • the main difference is that the fifteenth capacitor C15 is also added to the tunable frequency selective phase shifting network 40 in the voltage controlled oscillation circuit shown in FIG.
  • the tunable frequency selective phase shifting network 40 may further include:
  • the common base amplifying circuit 30 includes:
  • the cathode of D5 is connected; the emitter of the second transistor Q2 is also grounded through the sixth resistor R6 and the tenth inductor L10; the emitter of the second transistor Q2 also passes through the sixth resistor R6 and the twenty-second capacitor C22,
  • the first output terminal P3 of the common base amplifying circuit 30 is connected; the first output terminal P3 of the common base amplifying circuit 30 is also connected to the emitter of the first transistor Q1 through the thirteenth capacitor C13; the second three poles
  • the base of the tube Q2 is connected to the power voltage input terminal P4 through the fifth resistor R5; the base of the second transistor Q2 is also grounded through the fourth resistor R4, wherein the fourth resistor R4 is also connected in parallel with the eighteenth
  • some circuit devices may be added to the common base amplifying circuit 30 shown in FIG. 3 or 4.
  • the common-base amplifying circuit 30 shown in FIG. 5 further adds a nineteenth capacitor C19 and a twentieth capacitor C20;
  • the main difference of the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. 4 is that the nineteenth capacitor C19 and the twentieth capacitor C20 are added to the common base amplifying circuit 30 in the voltage-controlled oscillating circuit shown in FIG. It can be understood that, in FIG. 5 and FIG.
  • the nineteenth capacitor C19 and the twentieth capacitor C20 are added to the common base amplifying circuit 30 as an example, and of course, the following components may be selectively added as needed.
  • the common base amplifying circuit 30 further includes:
  • the nineteenth capacitor C19 wherein the nineteenth capacitor C19 is connected in parallel with the eighteenth capacitor C18, the capacitance of the nineteenth capacitor C19 is the same as or different from the capacitance of the eighteenth capacitor C18.
  • the common base amplifying circuit 30 further includes:
  • the twentieth capacitor C20 wherein the power voltage input terminal P4 is also grounded through the twentieth capacitor C20.
  • the structure of the common base amplifying circuit 30 shown in FIG. 3 to FIG. 6 is merely an example, and some of the components may be omitted or replaced.
  • the second transistor Q2 may be replaced by a field effect transistor.
  • the circuit replaced with the field effect transistor will not be described here.
  • those skilled in the art will be able to obtain other drawings based on this idea, and other cases are not here - for example.
  • the voltage-controlled oscillation circuit of the embodiment of the present invention includes: a frequency selective feedback network, a first amplifying circuit and a second amplifying circuit, wherein the first amplifying circuit can be a common collector amplifying circuit or a common drain amplifying circuit,
  • the second amplifying circuit may be a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit, wherein one end of the frequency selective feedback network is connected to the input end of the first amplifying circuit, and the other end of the frequency selective feedback network and the output end of the second amplifying circuit Connecting, the output end of the first amplifying circuit is connected to the input end of the second amplifying circuit, because the preamplifier adopts a common collector or a common drain amplifying mode, and the post amplifying adopts a common base or a common gate amplifying mode,
  • the cascaded amplifier circuit has a higher overall equivalent input/output impedance after cascading, which is beneficial to improve the access impedance of the positive feedback network and
  • an embodiment of the present invention further provides a wireless communication device 200, where the wireless communication device 200 can include a voltage-controlled oscillation circuit 210, wherein the voltage-controlled oscillation circuit 210 includes: a frequency selective feedback network, and a first amplification circuit.
  • the first amplifying circuit is a common collector amplifying circuit or a common drain amplifying circuit
  • the second amplifying circuit is a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit
  • the frequency selective feedback One end of the network is connected to the input end of the first amplifying circuit, and the other end of the frequency selective feedback network is connected to the output end of the second amplifying circuit, and the output end of the first amplifying circuit is Connecting the input ends of the second amplifying circuit
  • the frequency selective feedback network is configured to select an oscillating frequency signal from the power-on pulse;
  • the first amplifying circuit is configured to amplify and output the oscillating frequency signal selected by the frequency selective feedback network;
  • the second amplifying circuit is configured to amplify and output the signal outputted by the first amplifying circuit.
  • the frequency selective feedback network is further configured to feed back the signal outputted by the second amplifying circuit to the first amplifying circuit for amplification and output.
  • the wireless communication device 200 may further include: an application circuit 220 connected to the voltage-controlled oscillation circuit 210, wherein the application circuit 220 may be configured to perform signal output on the voltage-controlled oscillation circuit 210. deal with.
  • the input of the application circuit 220 can be coupled to the output of the second amplifier circuit to process the signal output by the second amplifier circuit.
  • the frequency selective feedback network may be an LC type frequency selective feedback network or other type of frequency selective feedback network.
  • the output end of the first amplifying circuit can be connected to the input end of the second amplifying circuit, wherein the output end of the first amplifying circuit can be directly connected to the input end of the second amplifying circuit 20 or can also pass other components ( For example, a tunable frequency selective phase shifting network or the like is connected; one end of the frequency selective feedback network may be directly connected to the output end of the second amplifying circuit 20 or connected through other components; the other end of the frequency selective feedback network may be connected to the first amplifying circuit.
  • the inputs are connected directly or via other components.
  • the voltage controlled oscillation circuit may further include:
  • the tunable frequency selective phase shifting network wherein the output of the first amplifying circuit and the input of the second amplifying circuit are connectable through a tunable frequency selective phase shifting network.
  • a tunable frequency selective phase shifting network for phase-compensating the signal output by the first amplifying circuit.
  • the second amplifying circuit is specifically configured to amplify and output the signal outputted by the tunable frequency selective phase shifting network.
  • the tunable frequency selective phase shifting network may be an LC type frequency selective phase shifting network or other type of frequency selective phase shifting network.
  • the frequency selective feedback network may include:
  • a first varactor diode and a third varactor diode a first capacitor, a second capacitor, a fourth capacitor, a fifth capacitor, a seventh capacitor, and an eighth capacitor; wherein an anode of the first varactor is grounded, and a cathode of the first varactor passes the first inductor and the frequency selective feedback
  • the tuning voltage input end of the network is connected; the tuning voltage input end of the frequency selective feedback network is also grounded through the first capacitor;
  • the cathode of the third varactor is connected to the cathode of the first varactor; the anode of the third varactor is also grounded through the second inductor; the anode of the third varactor is also grounded through the second capacitor and the fourth capacitor.
  • the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor and the third inductor, and the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor, the fifth capacitor, the seventh capacitor, and the eighth capacitor.
  • the frequency selective feedback network may include:
  • the tuning voltage input end of the network is connected; the tuning voltage input end of the frequency selective feedback network is also grounded through the first capacitor;
  • the cathode of the third varactor is connected to the cathode of the first varactor; the anode of the third varactor is also grounded through the second inductor; the anode of the third varactor is also grounded through the second capacitor and the fourth capacitor.
  • the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor and the third inductor, and the anode of the third varactor diode is also grounded through the second capacitor, the fifth capacitor, the seventh capacitor, and the eighth capacitor.
  • the frequency selective feedback network further includes:
  • a second varactor diode and a fourth varactor diode wherein an anode of the second varactor diode is connected to an anode of the first varactor diode; a cathode of the second varactor diode is connected to a cathode of the first varactor diode; The anode of the varactor is connected to the anode of the third varactor; the cathode of the fourth varactor is connected to the cathode of the third varactor;
  • the frequency selective feedback network further includes:
  • the third capacitor and the second capacitor are connected in parallel; the sixth capacitor and the fifth capacitor are connected in parallel,
  • the capacitance of the third capacitor is the same as or different from the capacitance of the second capacitor; the capacitance of the sixth capacitor is the same as or different from the capacitance of the fifth capacitor.
  • the common collector amplifier circuit may include:
  • the base of the first triode is grounded through the fifth inductor, the seventh capacitor and the eighth capacitor; the base of the first triode is also grounded through the fifth inductor, the fourth inductor and the ninth capacitor;
  • the collector of the pole tube is connected to the power voltage input end, wherein the power voltage input terminal is also grounded through the eleventh capacitor; the collector of the first triode is also grounded through the first resistor and the ninth capacitor in series;
  • the emitter of the pole tube is grounded through a second resistor; the seventh resistor is connected in parallel with the ninth capacitor.
  • the common collector amplifier circuit may further include:
  • the common collector amplifier circuit may further include:
  • the common collector amplifying circuit further includes:
  • the tenth capacitor wherein the tenth capacitor is connected in parallel with the ninth capacitor; the capacitance of the tenth capacitor is the same as or different from the capacitance of the ninth capacitor.
  • the tunable frequency selective phase shifting network can include:
  • the twelfth capacitor, the thirteenth capacitor, the fourteenth capacitor, and the sixteenth capacitor are the twelfth capacitor, the thirteenth capacitor, the fourteenth capacitor, and the sixteenth capacitor.
  • the first triode emitter is connected to the fifth varactor anode through the twelfth capacitor and the seventh inductor; the fifth varactor anode is also grounded through the third resistor, wherein the third resistor is further connected to the fourteenth The capacitors are connected in parallel; the cathode of the fifth varactor diode is also grounded through the eighth inductor and the sixteenth capacitor; and the cathode of the fifth varactor diode is also connected to the tuning voltage input terminal of the frequency selective phase shifting network through the eighth inductor.
  • the tunable frequency selective phase shifting network may further include: The fifteenth capacitor, wherein the fifth varactor is connected in parallel with the fifteenth capacitor.
  • the common base amplification circuit can include:
  • the seventeenth capacitor, the eighteenth capacitor, the twenty-first capacitor, and the twenty-second capacitor are the seventeenth capacitor, the eighteenth capacitor, the twenty-first capacitor, and the twenty-second capacitor.
  • the emitter of the second triode is connected to the cathode of the fifth varactor through the seventeenth capacitor; the emitter of the second triode is also grounded through the sixth resistor and the tenth inductor; the second triode The emitter is further connected to the first output end of the common base amplifying circuit through the sixth resistor and the twenty-second capacitor; the first output end of the common base amplifying circuit further passes through the thirteenth capacitor and the first triode
  • the emitter is connected; the base of the second transistor is connected to the power voltage input terminal through the fifth resistor; the base of the second transistor is also grounded through the fourth resistor, wherein the fourth resistor and the eighteenth capacitor Parallel; the collector of the second transistor is connected to the power voltage input terminal through the ninth inductor; the collector of the second transistor is also grounded through the 21st capacitor and the eighth capacitor.
  • the common base amplifying circuit may further include:
  • the nineteenth capacitor wherein the nineteenth capacitor is connected in parallel with the eighteenth capacitor, and the capacitance of the nineteenth capacitor is the same as or different from the capacitance of the eighteenth capacitor.
  • the common base amplifying circuit may further include:
  • the twentieth capacitor wherein the power voltage input terminal is also grounded through the twentieth capacitor.
  • the voltage-controlled oscillating circuit 210 in the wireless communication device 200 of the present embodiment can be equivalent or similar to the voltage-controlled oscillating circuit 100 mentioned in the above embodiment.
  • the specific structure of the voltage-controlled oscillating circuit 210 can be as shown in FIG. 1 .
  • Any of the figures shown in Fig. 6, of course, can also be its deformed structure.
  • the wireless communication device 200 can be a wireless access device (such as a base station or an access point, etc.) or a wireless terminal device (such as a digital walkie-talkie, a mobile phone, or a personal digital processing device, etc.).
  • the voltage-controlled oscillation circuit used in the wireless communication device 200 of the embodiment of the present invention includes a frequency selective feedback network, a first amplifying circuit and a second amplifying circuit, wherein the first amplifying circuit can be a common collector amplifying circuit or a total a drain amplifying circuit, the second amplifying circuit may be a common base amplifying circuit or a common gate amplifying circuit, wherein one end of the frequency selective feedback network is connected to the input end of the first amplifying circuit, and the frequency selective feedback The other end of the network is connected to the output end of the second amplifying circuit, and the output end of the first amplifying circuit is connected to the input end of the second amplifying circuit, because the preamplifier adopts a common collector or a common drain amplifying mode, and the subsequent stage amplifying adopts Common base or common gate amplification mode, the overall equivalent input/output impedance of the two-stage amplification circuit is cascaded, which is beneficial to improve the access impedance
  • the frequency selective phase shifting network is beneficial to make the highest gain point of the circuit coincide with the phase zero point, thereby further improving the load at the oscillating frequency point.
  • the Q value, and the higher loaded Q value can also obtain a higher open-loop phase noise index of the voltage-controlled oscillating circuit, further improving the circuit performance.
  • the disclosed apparatus can be implemented in other ways.
  • the device embodiments described above are merely illustrative.
  • the division of the unit is only a logical function division.
  • there may be another division manner for example, multiple units or components may be combined or may be Integration into another system, or some features can be ignored, or not executed.
  • the coupling or direct coupling or communication connection shown or discussed may be an indirect coupling or communication connection through some interface, device or unit, and may be electrical or otherwise.
  • the units described as separate components may or may not be physically separate, and the components displayed as the units may or may not be physical units, that is, may be located in one place, or may be distributed to multiple network units. Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the objectives of the solution of the embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the above integrated unit can be implemented in the form of hardware or in the form of a software functional unit.
  • the integrated unit if implemented in the form of a software functional unit and sold or used as a standalone product, may be stored in a computer readable storage medium. Based on this understanding, this issue
  • the technical solution of the present invention may be embodied in the form of a software product in the form of a software product, or a part of the technical solution, which is stored in a storage medium and includes a plurality of instructions. All or part of the steps of the method of the various embodiments of the present invention are performed by a computer device (which may be a personal computer, server or network device, etc.).
  • the foregoing storage medium includes: a U disk, a Read-Only Memory (ROM), a Random Access Memory (RAM), a removable hard disk, a magnetic disk, or an optical disk, and the like, which can store program codes. .

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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Description

压控震荡电路和无线通信设备
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域， 具体涉及压控震荡电路和无线通信设备。 背景技术
众所周知， 频率源是无线通信设备的核心之一。 目前， 低相噪电压控制震 荡电路（VCO, voltage-controlled oscillator )是高性能无线通信设备非常重要 的课题。 例如以频分多址 ( FDMA, frequency division multiple access )为通讯 方式的个人无线数字对讲机 ( DPMR, digital private mobile radio )物理层协议 要求信道间隔为 6.25KHZ, 相比无线数字对讲机（DMR, digital mobile radio ) 信道间隔已经缩窄一倍， 而无线通信设备的核心硬件一频率源，在邻信道频率 间隔处的相噪值随着邻信道频率间隔值的减小而增大。频率源在邻信道频率间 隔处的相噪值越大， 则邻信道干扰及邻信道功率泄露性能越恶化，从而将造成 以 DPMR为标准的数字对讲机通话时邻信道串频严重。
现有主流的 VCO拓朴结构中主要采用电容三点式振荡，其中，振荡管为一 级，放大方式为共集电极或者共栅极方式， 一般主要通过提高振荡电路中的无 源器件的 Q值及减少有源器件的噪声系数来减小 VCO的相位噪声。研究和实践 发现， 现有拓朴结构的 VCO的有载 Q值无法达到很高的值， 使得 VCO开环相噪 指标难以达到较高要求。 发明内容
本发明实施例提供一种压控震荡电路和无线通信设备，以期降低压控震荡 电路的开环相噪。
本发明一方面提供一种压控震荡电路， 包括：
选频反馈网络、 第一放大电路和第二放大电路， 其中， 所述第一放大电路 为共集电极放大电路或共漏极放大电路，所述第二放大电路为共基极放大电路 或共栅极放大电路； 其中， 所述选频反馈网络的一端与所述第一放大电路的输 入端连接， 所述选频反馈网络的另一端与所述第二放大电路的输出端连接， 所 述第一放大电路的输出端与第二放大电路的输入端连接； 其中， 所述选频反馈网络用于从上电脉沖中选频出振荡频率信号； 所述第一放大电路，用于将所述选频反馈网络选出的振荡频率信号进行放 大后输出；
所述第二放大电路， 用于所述第一放大电路输出的信号进行放大后输出； 所述选频反馈网络还用于，将所述第二放大电路输出的信号反馈给所述第 一放大电路进行放大后输出。
可选的， 所述压控震荡电路还包括：
可调谐选频移相网络， 其中， 所述第一放大电路输出端与第二放大电路的 输入端通过所述可调谐选频移相网络连接；
所述可调谐选频移相网络，用于将所述第一放大电路输出的信号进行相位 补偿后输出；
所述第二放大电路具体用于，将所述可调谐选频移相网络输出的信号进行 放大后输出。
可选的， 所述可调谐选频移相网络为 LC型选频移相网络； 和 /或， 所述选频反馈网络为 LC型选频反馈网络。
可选的， 所述选频反馈网络包括： 第一电感、 第二电感和第三电感、 第一 变容二极管和第三变容二极管、 第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八电容；
其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第一电感 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
可选的， 所述选频反馈网络包括：
第八电阻、 第二电感和第三电感、 第一变容二极管、 第三变容二极管和第 四变容二极管、 第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八 电容；
其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第八电阻 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
可选的， 所述选频反馈网络还包括：
第二变容二极管和第四变容二极管； 其中， 第二变容二极管的阳极与第一 变容二极管的阳极连接； 第二变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连 接； 第四变容二极管的阳极与第三变容二极管的阳极连接； 第四变容二极管的 阴极与第三变容二极管的阴极连接； 和 /或，
所述选频反馈网络还包括：
第三电容和第六电容； 其中， 第三电容和第二电容并联； 第六电容和第五 电容并联； 第三电容的电容大小与第二电容的电容大小相同或不同； 第六电容 的电容大小与第五电容的电容大小相同或不同。
可选的， 所述共集电极放大电路包括：
第一三极管、 第一电阻、 第二电阻和第七电阻、 第四电感和第五电感、 第 九电容和第十一电容；
其中， 第一三极管的基极通过第五电感、 第七电容和第八电容接地； 第一 三极管的基极还通过第五电感、第四电感和第九电容接地； 第一三极管的集电 极与电源电压输入端连接， 其中， 电源电压输入端还通过第十一电容接地； 第 一三极管的集电极还通串联的第一电阻和第九电容接地；第一三极管的发射极 通过第二电阻接地； 第七电阻和第九电容并联。
可选的， 所述共集电极放大电路还包括：
第六电感， 其中， 第一三极管的发射极通过第二电阻和第六电感接地； 和 /或， 所述共集电极放大电路还包括：
第十电容， 其中， 第十电容与第九电容并联； 第十电容的电容大小与第九 电容的电容大小相同或不同。
可选的， 所述可调谐选频移相网络包括：
第三电阻、 第五变容二极管、 第七电感和第八电感、 第十二电容、 第十三 电容、 第十四电容和第十六电容；
其中，第一三极管发射极通过第十二电容和第七电感与第五变容二极管阳 极连接； 第五变容二极管阳极还通过第三电阻接地， 其中， 第三电阻还与第十 四电容并联； 第五变容二极管的阴极还通过第八电感和第十六电容接地； 第五 变容二极管的阴极还通过第八电感与选频移相网络的调谐电压输入端连接。
可选的， 所述可调谐选频移相网络还包括：
第十五电容， 其中， 第五变容二极管与第十五电容并联。
可选的， 所述共基极放大电路包括：
第二三极管、 第九电感和第十电感、 第四电阻、 第五电阻和第六电阻、 第 十七电容、 第十八电容、 第二十一电容和第二十二电容；
其中， 第二三极管的发射极通过第十七电容， 与第五变容二极管的阴极连 接； 第二三极管的发射极还通过第六电阻和第十电感接地； 第二三极管的发射 极还通过第六电阻和第二十二电容， 与共基极放大电路的第一输出端连接； 共 基极放大电路的第一输出端还通过第十三电容， 与第一三极管的发射极连接； 第二三极管的基极通过第五电阻， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的基极 还通过第四电阻接地， 其中， 第四电阻还与第十八电容并联； 第二三极管的集 电极通过第九电感， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的集电极还通过第二 十一电容和第八电容接地。
可选的， 所述共基极放大电路还包括：
第十九电容， 其中， 第十九电容与第十八电容并联， 第十九电容的电容大 小与第十八电容的电容大小相同或不同；
和 /或，
所述共基极放大电路还包括： 第二十电容， 其中， 所述电源电压输入端还通过第二十电容接地。
本发明另一方面还提供一种无线通信设备， 包括：
如上述实施例所述的压控震荡电路。
可选的， 所述无线通信设备为无线接入设备或无线终端设备。
由上可见， 本发明实施例压控震荡电路包括： 选频反馈网络、 第一放大电 路和第二放大电路， 其中， 第一放大电路可为共集电极放大电路或共漏极放大 电路， 第二放大电路可为共基极放大电路或共栅极放大电路， 其中， 选频反馈 网络的一端与第一放大电路的输入端连接，选频反馈网络的另一端与第二放大 电路的输出端连接， 第一放大电路的输出端与第二放大电路的输入端连接， 由 于前级放大采用共集电极或共漏极放大方式，而后级放大采用共基极或共栅极 放大方式， 其两级放大电路级联后整体等效输入 /输出阻抗较高， 有利于提高 正反馈网络的接入阻抗从而提高选频反馈网络的有载 Q值， 进而有利于降低压 控震荡电路的开环相噪， 提升电路性能。
进一步的， 若在两级放大电路之间串联一级选频移相网络，选频移相网络 有利于使得电路最高增益点与相位零点重合，进而有利于进一步的提高振荡频 点处的有载 Q值， 而更高的有载 Q值也就可以获得压控震荡电路更高的开环相 噪指标， 进一步提升电路性能。 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技 术描述中所需要使用的附图作筒单地介绍，显而易见地， 下面描述中的附图仅 仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳 动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1是本发明实施例提供的一种压控震荡电路的示意图；
图 2是本发明实施例提供的另一种压控震荡电路的示意图；
图 3是本发明实施例提供的另一种压控震荡电路的示意图；
图 4是本发明实施例提供的另一种压控震荡电路的示意图；
图 5是本发明实施例提供的另一种压控震荡电路的示意图；
图 6是本发明实施例提供的另一种压控震荡电路的示意图； 图 7是本发明实施例提供的一种无线通信设备的示意图；
图 8是本发明实施例提供的另一种无线通信设备的示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供一种压控震荡电路和无线通信设备，以期降低压控震荡 电路的开环相噪。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清 楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创造 性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语 "第一"、 "第二"、 "第 三" "第四" 等（如果存在）是用于区别类似的对象， 而不必用于描述特定的 顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换， 以便这里 描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序 实施。 此外， 术语 "包括" 和 "具有" 以及他们的任何变形， 意图在于覆盖不 排他的包含， 例如， 包含了一系列步骤或单元的过程、 方法、 系统、 产品或设 备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对 于这些过程、 方法、 产品或设备固有的其它步骤或单元。
以下通过实施例分别进行详细说明。 参见图 1 , 本发明实施例提供的压控震荡电路 100, 可包括：
选频反馈网络 10、 第一放大电路 20和第二放大电路 30, 其中， 第一放大电 路 20可为共集电极放大电路或共漏极放大电路，第二放大电路 30可为共基极放 大电路或共栅极放大电路。
其中， 选频反馈网络 10用于从上电脉沖中选频出振荡频率信号。
第一放大电路 20,用于将选频反馈网络 10选出的振荡频率信号进行放大后 输出；
第二放大电路 20, 用于第一放大电路输出的信号进行放大后输出。
选频反馈网络 10还用于，将第二放大电路 30输出的信号反馈给第一放大电 路 20进行放大后输出。 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10可为 LC型选频反馈网络或其 它类型的选频反馈网络。其中， 第一放大电路 20的输出端可与第二放大电路 20 的输入端连接， 其中， 第一放大电路 20的输出端可与第二放大电路 20的输入端 可直接连接或也可通过其它元器件 （如可调谐选频移相网络等）连接， 图 1中 以第一放大电路 20的输出端与第二放大电路 20的输入端直接连接为例；选频反 馈网络 10的一端可与第二放大电路 20的输出端直接连接或通过其它的元器件 连接， 图 1中以选频反馈网络 10的一端可与第二放大电路 20的输出端直接连接 为例；选频反馈网络 10的另一端可与第一放大电路 20的输入端直接连接或通过 其它元器件连接， 图 1中以选频反馈网络 10的一端与第一放大电路 20的输入端 直接连接为例。
参见图 2, 在本发明的一些实施例中， 压控震荡电路 100还可包括： 可调谐 选频移相网络 40, 其中， 第一放大电路 20的输出端和第二放大电路的输入端可 通过可调谐选频移相网络 40连接。
可调谐选频移相网络 40,用于将第一放大电路 20输出的信号进行相位补偿 后输出。 第二放大电路 30可具体用于， 将可调谐选频移相网络 40输出的信号进 行放大后输出。
在本发明的一些实施例中， 可调谐选频移相网络 40可为 LC型选频移相网 络或其它类型的选频移相网络。
为便于更好的实施本发明实施例的上述方案， 下面通过图 3~图 6举例给出 压控震荡电路 100中的选频反馈网络 10、 第一放大电路 20、 可调谐选频移相网 络 40和第二放大电路 30的一种具体电路结构。
参见图 3, 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10可包括：
第一电感 Ll、 第二电感 L2和第三电感 L3、
第一变容二极管 D1和第三变容二极管 D3、
第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第四电容 C4、 第五电容 C5、 第七电容 C7和第 八电容 C8。
其中， 第一变容二极管 D1的阳极接地、 第一变容二极管 D1的阴极通过第 一电感 L1与选频反馈网络 10的调谐电压输入端 P 1连接； 选频反馈网络 10的调 谐电压输入端 PI还通过第一电容 CI接地；
其中， 第三变容二极管 D3的阴极与第一变容二极管 D1的阴极连接； 第三 变容二极管 D3的阳极还通过第二电感 L2接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通 过第二电容 C2和第四电容 C4接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2和第三电感 L3接地， 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2、 第五电 容 C5、 第七电容 C7和第八电容 C8接地。
可以理解， 图 3所示选频反馈网络 10的结构仅为举例， 其中的一些元器件 是可以省略或或替换的。
例如参见图 4, 与图 3所示压控震荡电路的主要区别在于， 图 4所示压控震 荡电路中的选频反馈网络 10, 第一电感 L1被替换为了第八电阻 R8。
参见图 3, 在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络 10也可包括： 第八电阻 R8、
第二电感 L2和第三电感 L3、
第一变容二极管 D1和第三变容二极管 D3、
第一电容 Cl、 第二电容 C2、 第四电容 C4、 第五电容 C5、 第七电容 C7和第 八电容 C8。
其中， 第一变容二极管 D1的阳极接地、 第一变容二极管 D1的阴极通过第 八电阻 R8与选频反馈网络 10的调谐电压输入端 P1连接； 选频反馈网络 10的调 谐电压输入端 P1还通过第一电容 C1接地；
其中， 第三变容二极管 D3的阴极与第一变容二极管 D1的阴极连接； 第三 变容二极管 D3的阳极还通过第二电感 L2接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通 过第二电容 C2和第四电容 C4接地； 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2和第三电感 L3接地， 第三变容二极管 D3的阳极还通过第二电容 C2、 第五电 容 C5、 第七电容 C7和第八电容 C8接地。
进一步的， 为增强完善选频反馈网络 10的功能，还可在图 3或图 4所示的选 频反馈网络 10中增加一些电路器件。
例如参见图 5或图 6, 图 5所示的选频反馈网络 10,在图 3所示的选频反馈网 络 10的基础上， 增加了第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2 和第六电容 C6。 类似的， 图 6所示的选频反馈网络 10, 在图 4所示的选频反馈 网络 10的基础上， 增加了第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6。 可以理解， 图 5和图 6中是以同时在选频反馈网络 10中增加 第二变容二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6为例进行 说明的， 当然也可根据需要选择性的增加如下部件中的一个或多个： 第二变容 二极管 D2、 第四变容二极管 D4、 第三电容 C2和第六电容 C6。
如图 5或图 6所示， 选频反馈网络 10还可包括：
第二变容二极管 D2和第四变容二极管 D4; 其中， 第二变容二极管 D2的阳 极与第一变容二极管 D1的阳极连接； 第二变容二极管 D2的阴极与第一变容二 极管 D1的阴极连接； 第四变容二极管 D4的阳极与第三变容二极管 D3的阳极连 接； 第四变容二极管 D4的阴极与第三变容二极管 D3的阴极连接。
如图 5或图 6所示， 选频反馈网络 10还可包括：
第三电容 C3和第六电容 C6。
其中， 第三电容 C3和第二电容 C2并联； 第六电容 C6和第五电容 C5并联； 第三电容 C3的电容大小与第二电容 C2的电容大小相同或不同； 第六电容
C6的电容大小与第五电容 C5的电容大小相同或不同。 如图 3或图 4所示， 共集电极放大电路 20可包括：
第一三极管 Ql、
第一电阻 Rl、 第二电阻 R2和第七电阻 R7;
第四电感 L4和第五电感 L5;
第九电容 C9和第十一电容 C11;
其中， 第一三极管 Q1的基极通过第五电感 L5、 第七电容 C7和第八电容 C8 接地； 第一三极管 Q1的基极还通过第五电感 L5、 第四电感 L4和第九电容 C9接 地； 第一三极管 Q1的集电极与电源电压输入端 P4连接， 其中电源电压输入端 P4还通过第十一电容 C11接地；第一三极管 Q1的集电极还通串联的第一电阻 R1 和第九电容 C9接地； 第一三极管 Q1的发射极通过第二电阻 R2接地； 第七电阻 R7和第九电容 C9并联。
进一步的， 为增强完善共集电极放大电路 20的功能，还可在图 3或图 4所示 的共集电极放大电路 20中增加一些电路器件。 例如参见图 5或图 6, 与图 3所示 压控震荡电路的主要区别在于， 图 5所示压控震荡电路中的共集电极放大电路 20, 还增加了第十电容 C10和第六电感 L6; 与图 4所示压控震荡电路的主要区 别在于， 图 6所示压控震荡电路中的共集电极放大电路 20中还增加了第十电容 C10和第六电感 L6。 可以理解， 图 5和图 6中是以同时在共集电极放大电路 20中 增加第十电容 C10和第六电感 L6为例进行说明的， 当然也可根据需要选择性的 增加如下部件中的一个或多个： 第十电容 C10和第六电感 L6。
如图 5或图 6所示， 共集电极放大电路 20还可包括：
第六电感 L6, 其中， 第一三极管 Q1的发射极通过第二电阻 R2和第六电感 R6接地。
如图 5或图 6所示， 共集电极放大电路 20还可包括：
第十电容 C10, 其中， 第十电容 C10与第九电容 C9并联； 第十电容 C10的 电容大小与第九电容 C9的电容大小相同或不同。
可以理解， 图 3~图6所示共集电极放大电路 20的结构仅为举例， 其中的一 些元器件是可以省略或或替换的， 例如还可以将第一三极管 Q1替换为场效应 三极管， 替换为场效应三极管的电路此处不再赘述。 如图 3或图 4所示， 可调谐选频移相网络 40可包括：
第三电阻 R3、
第五变容二极管 D5、
第七电感 L7和第八电感 L8、
第十二电容 C12、 第十三电容 C13、 第十四电容 C14和第十六电容 C16。 其中，第一三极管 Q1的发射极通过第十二电容 C12和第七电感 L7与第五变 容二极管 D5的阳极连接； 第五变容二极管 D5的阳极还通过第三电阻 R3接地， 其中，第三电阻 R3还与第十四电容 C14并联； 第五变容二极管 D5的阴极还通过 第八电感 L8和第十六电容 C16接地；第五变容二极管 D5的阴极还通过第八电感 L8与选频移相网络 30的调谐电压输入端 P2连接。
进一步的， 为增强完善可调谐选频移相网络 40的功能， 还可在图 3或图 4 所示的可调谐选频移相网络 40中增加一些电路器件。例如参见图 5或图 6, 与图 3所示压控震荡电路的主要区别在于，图 5所示压控震荡电路中的可调谐选频移 相网络 40, 还增加了第十五电容 C15; 与图 4所示压控震荡电路的主要区别在 于， 图 6所示压控震荡电路中的可调谐选频移相网络 40中还增加了第十五电容 C15。
如图 5或图 6所示， 可调谐选频移相网络 40还可包括：
第十五电容 C15 , 其中， 第五变容二极管 D5与第十五电容 C15并联。 如图 3或图 4所示， 共基极放大电路 30包括：
第二三极管 Q2、
第九电感 L9和第十电感 L10、
第四电阻 R4、 第五电阻 R5和第六电阻 R6、
第十七电容 C17、第十八电容 C18、第二十一电容 C21和第二十二电容 C22; 其中，第二三极管 Q2的发射极通过第十七电容 C17 ,与第五变容二极管 D5 的阴极连接； 第二三极管 Q2的发射极还通过第六电阻 R6和第十电感 L10接地； 第二三极管 Q2的发射极还通过第六电阻 R6和第二十二电容 C22,与共基极放大 电路 30的第一输出端 P3连接；共基极放大电路 30的第一输出端 P3还通过第十三 电容 C13 ,与第一三极管 Q1的发射极连接；第二三极管 Q2的基极通过第五电阻 R5 ,与电源电压输入端 P4连接； 第二三极管 Q2的基极还通过第四电阻 R4接地， 其中， 第四电阻 R4还与第十八电容 C18并联； 第二三极管 Q2的集电极通过第九 电感 L9, 与电源电压输入端 P4连接； 第二三极管 Q2的集电极还通过第二十一 电容 C21和第八电容 C8接地。
进一步的， 为增强完善共基极放大电路 30的功能，还可在图 3或图 4所示的 共基极放大电路 30中增加一些电路器件。 例如参见图 5或图 6, 与图 3所示压控 震荡电路的主要区别在于， 图 5所示共基极放大电路 30, 还增加了第十九电容 C19和第二十电容 C20; 与图 4所示压控震荡电路的主要区别在于， 图 6所示压 控震荡电路中的共基极放大电路 30中还增加了第十九电容 C19和第二十电容 C20。 可以理解， 图 5和图 6中是以同时在共基极放大电路 30中增加第十九电容 C19和第二十电容 C20为例进行说明的， 当然也可根据需要选择性的增加如下 部件中的一个或多个： 第十九电容 C19和第二十电容 C20。 如图 5或图 6所示， 共基极放大电路 30还包括：
第十九电容 C19, 其中， 第十九电容 C19与第十八电容 C18并联， 第十九电 容 C19的电容大小与第十八电容 C18的电容大小相同或不同。
如图 5或图 6所示， 共基极放大电路 30还包括：
第二十电容 C20, 其中， 电源电压输入端 P4还通过第二十电容 C20接地。 可以理解， 图 3~图6所示共基极放大电路 30的结构仅为举例， 其中的一些 元器件是可以省略或或替换的， 例如还可以将第二三极管 Q2替换为场效应三 极管， 替换为场效应三极管的电路此处不再赘述。 当然， 本领域技术人员基于 该思想， 还可获得其它附图， 而其它情况此处不在——举例。
由上可见， 本发明实施例压控震荡电路包括： 选频反馈网络、 第一放大电 路和第二放大电路， 其中， 第一放大电路可为共集电极放大电路或共漏极放大 电路， 第二放大电路可为共基极放大电路或共栅极放大电路， 其中， 选频反馈 网络的一端与第一放大电路的输入端连接，选频反馈网络的另一端与第二放大 电路的输出端连接， 第一放大电路的输出端与第二放大电路的输入端连接， 由 于前级放大采用共集电极或共漏极放大方式，而后级放大采用共基极或共栅极 放大方式， 其两级放大电路级联后整体等效输入 /输出阻抗较高， 有利于提高 正反馈网络的接入阻抗从而提高选频反馈网络的有载 Q值， 进而有利于降低压 控震荡电路的开环相噪， 提升电路性能。
进一步的， 若在两级放大电路之间串联一级选频移相网络，选频移相网络 有利于使得电路最高增益点与相位零点重合，进而有利于进一步的提高振荡频 点处的有载 Q值， 而更高的有载 Q值也就可以获得压控震荡电路更高的开环相 噪指标， 进一步提升电路性能。 参见图 7, 本发明实施例还提供一种无线通信设备 200, 其中， 无线通信设 备 200可以包括压控震荡电路 210, 其中， 该压控震荡电路 210包括： 选频反馈 网络、 第一放大电路和第二放大电路， 其中， 该第一放大电路为共集电极放大 电路或共漏极放大电路， 该第二放大电路为共基极放大电路或共栅极放大电 路； 其中， 该选频反馈网络的一端与该第一放大电路的输入端连接， 该选频反 馈网络的另一端与该第二放大电路的输出端连接，该第一放大电路的输出端与 第二放大电路的输入端连接；
其中， 上述选频反馈网络用于从上电脉沖中选频出振荡频率信号； 第一放大电路，用于将上述选频反馈网络选出的振荡频率信号进行放大后 输出；
第二放大电路， 用于第一放大电路输出的信号进行放大后输出； 上述选频反馈网络还用于，将第二放大电路输出的信号反馈给第一放大电 路进行放大后输出。
参见图 8, 在本发明的一些实施例中， 无线通信设备 200还可包括： 与压控 震荡电路 210连接的应用电路 220, 其中， 应用电路 220可用于对压控震荡电路 210输出的信号进行处理。例如，应用电路 220的输入端可与第二放大电路的输 出端连接， 以便对第二放大电路输出的信号进行处理。
在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络可为 LC型选频反馈网络或其它 类型的选频反馈网络。其中， 第一放大电路的输出端可与第二放大电路的输入 端连接， 其中， 第一放大电路的输出端可与第二放大电路 20的输入端可直接连 接或也可通过其它元器件（如可调谐选频移相网络等 )连接； 选频反馈网络的 一端可与第二放大电路 20的输出端直接连接或通过其它元器件连接；选频反馈 网络的另一端可与第一放大电路的输入端直接连接或通过其它元器件连接。
在本发明一些实施例中， 压控震荡电路还可包括：
可调谐选频移相网络， 其中， 第一放大电路的输出端和第二放大电路的输 入端可通过可调谐选频移相网络连接。
可调谐选频移相网络，用于将第一放大电路输出的信号进行相位补偿后输 出。 第二放大电路可具体用于，将可调谐选频移相网络输出的信号进行放大后 输出。
在本发明的一些实施例中， 可调谐选频移相网络可为 LC型选频移相网络 或其它类型的选频移相网络。
在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络可包括：
第一电感、 第二电感和第三电感；
第一变容二极管和第三变容二极管； 第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八电容； 其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第一电感 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
在本发明的另一些实施例中， 选频反馈网络可包括：
第八电阻；
第二电感和第三电感；
第一变容二极管、 第三变容二极管和第四变容二极管；
第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八电容； 其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第八电阻 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络还包括：
第二变容二极管和第四变容二极管； 其中， 第二变容二极管的阳极与第一 变容二极管的阳极连接； 第二变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连 接； 第四变容二极管的阳极与第三变容二极管的阳极连接； 第四变容二极管的 阴极与第三变容二极管的阴极连接；
在本发明的一些实施例中， 选频反馈网络还包括：
第三电容和第六电容、
其中， 第三电容和第二电容并联； 第六电容和第五电容并联、 第三电容的电容大小与第二电容的电容大小相同或不同；第六电容的电容 大小与第五电容的电容大小相同或不同。
在本发明的一些实施例中， 共集电极放大电路可包括：
第一三极管、
第一电阻、 第二电阻和第七电阻、
第四电感和第五电感、
第九电容和第十一电容、
其中， 第一三极管的基极通过第五电感、 第七电容和第八电容接地； 第一 三极管的基极还通过第五电感、第四电感和第九电容接地； 第一三极管的集电 极与电源电压输入端连接， 其中， 电源电压输入端还通过第十一电容接地； 第 一三极管的集电极还通串联的第一电阻和第九电容接地；第一三极管的发射极 通过第二电阻接地； 第七电阻和第九电容并联。
在本发明的一些实施例中， 共集电极放大电路还可包括：
第六电感， 其中， 第一三极管的发射极通过第二电阻和第六电感接地。 在本发明的一些实施例中， 共集电极放大电路还可包括：
所述共集电极放大电路还包括：
第十电容， 其中， 第十电容与第九电容并联； 第十电容的电容大小与第九 电容的电容大小相同或不同。
在本发明的一些实施例中， 可调谐选频移相网络可包括：
第三电阻、
第五变容二极管、
第七电感和第八电感、
第十二电容、 第十三电容、 第十四电容和第十六电容。
其中，第一三极管发射极通过第十二电容和第七电感与第五变容二极管阳 极连接； 第五变容二极管阳极还通过第三电阻接地， 其中， 第三电阻还与第十 四电容并联； 第五变容二极管的阴极还通过第八电感和第十六电容接地； 第五 变容二极管的阴极还通过第八电感与选频移相网络的调谐电压输入端连接。
在本发明的一些实施例中， 可调谐选频移相网络还可包括： 第十五电容， 其中， 第五变容二极管与第十五电容并联。
在本发明的一些实施例中， 共基极放大电路可包括：
第二三极管、
第九电感和第十电感、
第四电阻、 第五电阻和第六电阻、
第十七电容、 第十八电容、 第二十一电容和第二十二电容。
其中， 第二三极管的发射极通过第十七电容， 与第五变容二极管的阴极连 接； 第二三极管的发射极还通过第六电阻和第十电感接地； 第二三极管的发射 极还通过第六电阻和第二十二电容， 与共基极放大电路的第一输出端连接； 共 基极放大电路的第一输出端还通过第十三电容与第一三极管的发射极连接；第 二三极管的基极通过第五电阻， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的基极还 通过第四电阻接地， 其中， 第四电阻还与第十八电容并联； 第二三极管的集电 极通过第九电感， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的集电极还通过第二十 一电容和第八电容接地。
在本发明的一些实施例中， 共基极放大电路还可包括：
第十九电容， 其中， 第十九电容与第十八电容并联， 第十九电容的电容大 小与第十八电容的电容大小相同或不同。
在本发明的一些实施例中， 共基极放大电路还可包括：
第二十电容， 其中， 电源电压输入端还通过第二十电容接地。
可以理解的是，本实施例无线通信设备 200中的压控震荡电路 210例如可等 同或类似于上述实施例中提及的压控震荡电路 100,压控震荡电路 210的具体结 构可如图 1~图6任意一幅所示， 当然亦可为其变形结构。 其中， 无线通信设备 200可为无线接入设备（例如基站或接入点等）或无线终端设备（例如数字对 讲机、 手机或个人数字处理设备等）。
由上可见， 本发明实施例无线通信设备 200中使用的压控震荡电路包括选 频反馈网络、 第一放大电路和第二放大电路， 其中， 第一放大电路可为共集电 极放大电路或共漏极放大电路，第二放大电路可为共基极放大电路或共栅极放 大电路， 其中， 选频反馈网络的一端与第一放大电路的输入端连接， 选频反馈 网络的另一端与第二放大电路的输出端连接，第一放大电路的输出端与第二放 大电路的输入端连接， 由于前级放大采用共集电极或共漏极放大方式， 而后级 放大采用共基极或共栅极放大方式， 其两级放大电路级联后整体等效输入 /输 出阻抗较高，有利于提高正反馈网络的接入阻抗从而提高选频反馈网络的有载 Q值， 进而有利于降低压控震荡电路的开环相噪， 提升电路性能。
进一步的， 若在两级放大电路之间串联一级选频移相网络，选频移相网络 有利于使得电路最高增益点与相位零点重合，进而有利于进一步的提高振荡频 点处的有载 Q值， 而更高的有载 Q值也就可以获得压控震荡电路更高的开环相 噪指标， 进一步提升电路性能。
在上述实施例中， 对各个实施例的描述都各有侧重， 某个实施例中没 有详述的部分， 可以参见其他实施例的相关描述。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的装置， 可通过其 它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的， 例如所述单 元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可以有另外的划分方式， 例 如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统， 或一些特征可以忽 略， 或不执行。 另一点， 所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连 接可以是通过一些接口， 装置或单元的间接耦合或通信连接， 可以是电性或其 它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为 单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可以位于一个地方， 或者 也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部 单元来实现本实施例方案的目的。
另外， 在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中， 也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元 中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的 形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售 或使用时， 可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解， 本发 明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全 部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储 介质中， 包括若干指令用以使得一台计算机设备（可为个人计算机、 服务器或 者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。 而前述的 存储介质包括： U盘、 只读存储器（ROM, Read-Only Memory )、 随机存取存 储器（RAM, Random Access Memory ), 移动硬盘、 磁碟或者光盘等各种可以 存储程序代码的介质。
以上所述， 以上实施例仅用以说明本发明的技术方案， 而非对其限制； 尽 管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理 解： 其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改， 或者对其中部分 技术特征进行等同替换； 而这些修改或者替换， 并不使相应技术方案的本质脱 离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

权 利 要 求
1、 一种压控震荡电路， 其特征在于， 包括：
选频反馈网络、 第一放大电路和第二放大电路， 其中， 所述第一放大电路 为共集电极放大电路或共漏极放大电路，所述第二放大电路为共基极放大电路 或共栅极放大电路； 其中， 所述选频反馈网络的一端与所述第一放大电路的输 入端连接， 所述选频反馈网络的另一端与所述第二放大电路的输出端连接， 所 述第一放大电路的输出端与第二放大电路的输入端连接；
其中， 所述选频反馈网络用于从上电脉沖中选频出振荡频率信号； 所述第一放大电路，用于将所述选频反馈网络选出的振荡频率信号进行放 大后输出；
所述第二放大电路， 用于所述第一放大电路输出的信号进行放大后输出； 所述选频反馈网络还用于，将所述第二放大电路输出的信号反馈给所述第 一放大电路进行放大后输出。
2、 根据权利要求 1所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述压控震荡电路还包括：
可调谐选频移相网络， 其中， 所述第一放大电路输出端与第二放大电路的 输入端通过所述可调谐选频移相网络连接；
所述可调谐选频移相网络，用于将所述第一放大电路输出的信号进行相位 补偿后输出；
所述第二放大电路具体用于，将所述可调谐选频移相网络输出的信号进行 放大后输出。
3、 根据权利要求 1或 2所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述可调谐选频移相网络为 LC型选频移相网络；
和 /或，
所述选频反馈网络为 LC型选频反馈网络。
4、 根据权利要求 3所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述选频反馈网络包括：
第一电感、 第二电感和第三电感、 第一变容二极管和第三变容二极管、
第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八电容； 其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第一电感 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
5、 根据权利要求 3所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述选频反馈网络包括：
第八电阻、
第二电感和第三电感、
第一变容二极管、 第三变容二极管和第四变容二极管、
第一电容、 第二电容、 第四电容、 第五电容、 第七电容和第八电容； 其中， 第一变容二极管的阳极接地、第一变容二极管的阴极通过第八电阻 与选频反馈网络的调谐电压输入端连接；所述选频反馈网络的调谐电压输入端 还通过第一电容接地；
其中， 第三变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连接； 第三变容二 极管的阳极还通过第二电感接地；第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第 四电容接地； 第三变容二极管的阳极还通过第二电容和第三电感接地， 第三变 容二极管的阳极还通过第二电容、 第五电容、 第七电容和第八电容接地。
6、 根据权利要求 5所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述选频反馈网络还包括：
第二变容二极管和第四变容二极管； 其中， 第二变容二极管的阳极与第一 变容二极管的阳极连接； 第二变容二极管的阴极与第一变容二极管的阴极连 接； 第四变容二极管的阳极与第三变容二极管的阳极连接； 第四变容二极管的 阴极与第三变容二极管的阴极连接； 和 /或，
所述选频反馈网络还包括：
第三电容和第六电容、
其中， 第三电容和第二电容并联； 第六电容和第五电容并联；
第三电容的电容大小与第二电容的电容大小相同或不同；第六电容的电容 大小与第五电容的电容大小相同或不同。
7、 根据权利要求 4至 6任一项所述的压控震荡电路， 其特征在于， 所述共集电极放大电路包括：
第一三极管、
第一电阻、 第二电阻和第七电阻、
第四电感和第五电感、
第九电容和第十一电容；
其中， 第一三极管的基极通过第五电感、 第七电容和第八电容接地； 第一 三极管的基极还通过第五电感、第四电感和第九电容接地； 第一三极管的集电 极与电源电压输入端连接， 其中， 电源电压输入端还通过第十一电容接地； 第 一三极管的集电极还通串联的第一电阻和第九电容接地；第一三极管的发射极 通过第二电阻接地； 第七电阻和第九电容并联。
8、 根据权利要求 7所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述共集电极放大电路还包括：
第六电感， 其中， 第一三极管的发射极通过第二电阻和第六电感接地； 和 /或，
所述共集电极放大电路还包括：
第十电容， 其中， 第十电容与第九电容并联； 第十电容的电容大小与第九 电容的电容大小相同或不同。
9、 根据权利要求 7或 8所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述可调谐选频移相网络包括：
第三电阻、
第五变容二极管、 第七电感和第八电感、
第十二电容、 第十三电容、 第十四电容和第十六电容；
其中，第一三极管发射极通过第十二电容和第七电感与第五变容二极管阳 极连接； 第五变容二极管阳极还通过第三电阻接地， 其中， 第三电阻还与第十 四电容并联； 第五变容二极管的阴极还通过第八电感和第十六电容接地； 第五 变容二极管的阴极还通过第八电感与选频移相网络的调谐电压输入端连接。
10、 根据权利要求 9所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述可调谐选频移相网络还包括：
第十五电容， 其中， 第五变容二极管与第十五电容并联。
11、 根据权利要求 9或 10所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述共基极放大电路包括：
第二三极管、
第九电感和第十电感、
第四电阻、 第五电阻和第六电阻、
第十七电容、 第十八电容、 第二十一电容和第二十二电容；
其中， 第二三极管的发射极通过第十七电容， 与第五变容二极管的阴极连 接； 第二三极管的发射极还通过第六电阻和第十电感接地； 第二三极管的发射 极还通过第六电阻和第二十二电容， 与共基极放大电路的第一输出端连接； 共 基极放大电路的第一输出端还通过第十三电容， 与第一三极管的发射极连接； 第二三极管的基极通过第五电阻， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的基极 还通过第四电阻接地， 其中， 第四电阻还与第十八电容并联； 第二三极管的集 电极通过第九电感， 与电源电压输入端连接； 第二三极管的集电极还通过第二 十一电容和第八电容接地。
12、 根据权利要求 11所述的压控震荡电路， 其特征在于，
所述共基极放大电路还包括：
第十九电容， 其中， 第十九电容与第十八电容并联， 第十九电容的电容大 小与第十八电容的电容大小相同或不同；
和 /或， 所述共基极放大电路还包括：
第二十电容， 其中， 所述电源电压输入端还通过第二十电容接地。
13、 一种无线通信设备， 其特征在于， 包括：
如权利要求 1至 12任一项所述的压控震荡电路。
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