WO2013069957A1 - 무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2013069957A1
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precoding
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matrix index
index
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정재훈
곽진삼
고현수
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엘지전자 주식회사
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    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels

Definitions

  • the present invention relates to a feedback method, and more particularly, to a method for feeding back codebook based precoding matrix information in a wireless communication system.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • MIMO technology can improve the transmit / receive data efficiency by adopting multiple transmit antennas and multiple receive antennas, which is far away from using one transmit antenna and one receive antenna.
  • MIMO technology may be referred to as a multiple antenna technology.
  • a precoding matrix that properly distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • the existing 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly.
  • data transmission rate may be improved through beamforming between a transmitter and a receiver. Whether the beamforming scheme is applied or not is operated based on channel information.
  • a method of quantizing a channel estimated by a reference signal or the like at a receiving end with a codebook and feeding back to the transmitting end is basically used.
  • the spatial channel matrix (also called a channel matrix) that can be used for codebook generation is given.
  • the spatial channel matrix (or channel matrix) can be expressed as Where H (i, k) is the spatial channel matrix,! ⁇ is the number of receive antennas, N t is the number of transmit antennas, r is the index of the receive antenna, t is the index of the transmit antenna, i is OFDM (or SC-FDMA)
  • the index of the symbol, k indicates the index of the subcarrier.
  • the spatial channel covariance matrix can be represented by the symbol R.
  • R E H H, where H is the spatial channel matrix and R is the spatial channel covariance
  • E [] means mean, i means symbol index and k means frequency index.
  • Singular Value Decomposition is one of the important ways to decompose rectangular matrixes and is widely used in signal processing and statistics.
  • Singular value decomposition is a generalization of the spectral theory of matrices for arbitrary rectangular matrices. Using spectral theory, orthogonal square matrices can be decomposed into diagonal matrices based on eigenvalues. Assume the channel matrix H is an m-by-n matrix of real or complex set elements. In this case, the matrix H can be expressed as the product of three matrices as follows.
  • An object of the present invention is to provide a method for a receiver to feed back codebook based precoding matrix information in a wireless communication system.
  • Another object of the present invention is to provide a receiving end device for feeding back codebook based precoding matrix information in a wireless communication system.
  • a method for feeding back codebook-based precoding matrix information by a receiving end includes: estimating a channel through a received signal from a transmitting end; Selecting a first precoding matrix index and a second precoding matrix index indicating a precoding matrix selected from a predefined codebook based on the estimated channel; And transmitting the selected first and second precoding matrix indices to the transmitting end, wherein the predefined codebook supports a plurality of antenna patterns at the receiving end and the precoder (W) in the codebook Represented by the product of two precoding matrices and W 2 ), where ⁇ ⁇ ! Is an oversampled Discrete Fourier Transform (DFT) matrix and is composed of a diagonal matrix, and includes an element reflecting a factor according to the antenna pattern configuration of the receiver, wherein W 2 is or Wherein the first precoding matrix index is
  • the matrix (" is an oversampled DFTX Discrete Fourier Transform) matrix
  • ⁇ ⁇ ) is a factor according to the antenna pattern configuration of the receiver.
  • N t the number of antennas
  • a an oversampling factor
  • the first precoding matrix index and the second precoding matrix index may be selected for different frequency granularities, or may be selected and transmitted with different time periods.
  • the frequency granularity of the first precoding matrix index may be wideband and the frequency granularity of the low 1-2 coding matrix index may be subband.
  • the frequency granularity of the first precoding matrix index may be subband and the frequency granularity of the second coding matrix index may be wideband.
  • the receiving end may be a terminal and the transmitting end may be a base station, or conversely, the receiving end may be a base station and the transmitting end may be a terminal.
  • the selected first precoding matrix index may be transmitted in a long term and the selected second precoding matrix index may be transmitted in a short term. Alternatively, the selected first precoding matrix index may be transmitted in a short term and the selected second precoding matrix index may be transmitted in a long term.
  • the selecting of the first precoding matrix index and the second precoding matrix index may include determining the nl or n2 value that best improves the channel state and subtracting the determined first nl or n2 value. Selecting a matrix index from the above; And determining an ⁇ or ⁇ value according to the number of tank transmissions based on the determined nl or n2 value and selecting the second precoding matrix index corresponding to the determined fl or ⁇ value from the W 2 . It may further comprise a step.
  • a receiving end for feeding back codebook-based precoding matrix information in a wireless communication system estimates a channel through a received signal from a transmitting end, and in advance based on the estimated channel.
  • a processor configured to select a pre 1 1 precoding matrix index and a second precoding matrix index that indicate a precoding matrix selected from a defined codebook;
  • a transmitter configured to transmit the selected first and second precoding matrix indexes to the transmitting end,
  • the predefined codebook supports a plurality of antenna patterns at the receiving end and the precoder (W) in the codebook is represented by the product of two precoding matrices and W 2 ), where ⁇ is the oversampled DFT ( A Discrete Fourier Transform (Matrix) matrix comprising a diagonal matrix and including elements reflecting a factor according to the antenna pattern of the receiver,
  • ⁇ is the oversampled DFT ( A Discrete Fourier Transform (Matrix) matrix comprising a diagonal matrix and including elements reflecting a factor according to the antenna pattern of the receiver
  • W 2 is in the form of
  • first precoding matrix index indicates the precoding matrix selected in above and the second precoding matrix index indicates the precoding matrix selected in W 2 .
  • the oversampled DFT Discrete Fourier Transform matrix, ⁇ ⁇ ) is the antenna pattern of the receiver
  • the matrix tail (") is represented by W _ ⁇ e , and 0 (77) is
  • the processor selects the first precoding matrix index and the second precoding matrix index, the processor determines the nl or n2 value that best improves the channel state and substitutes for the determined nl or n2 value.
  • Select a first precoding matrix index from above determine an ⁇ or ⁇ value according to the number of tank transmissions, in addition to the determined nl or n2 values, and determine ⁇ or; And select the second precoding matrix index against the value in said two.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook capable of efficiently supporting MIMO transmission supporting an extended antenna configuration can be provided.
  • a codebook capable of supporting both a co-polarization antenna and a cross-polarization antenna configuration is provided.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook according to the present invention which can reduce feedback overhead while maintaining system performance, can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100 according to the present invention. It is a block diagram.
  • 3 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as UE Jser Equipment (MS), MS (Mobile Station), AMS (Advanced Mobile Station).
  • MS Mobile Station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal, such as Node B, eNode B, Base Station, and APCAccess Point.
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • 3GPP LTE 3rd Generation
  • LTE Long Term Evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system.
  • E-UMTS Evolved Universal Mobile Telecommunications System
  • an E-UMTS is located at an end of a user equipment (UE), a base station (eNode B), and a network (E-UTRAN) and connected to an external network (Access Gateway, AG). It includes.
  • a base station can transmit multiple data streams simultaneously for broadcast services, multicast services and / or unicast services.
  • One or more cells exist in one base station.
  • the cell is set to one of bandwidths such as 1.25, 2.5, 5, 10, 15, and 20 MHz to provide a downlink or uplink transmission service to multiple terminals. Different cells may be configured to provide different bandwidths.
  • the base station controls data transmission and reception for a plurality of terminals.
  • the base station transmits downlink scheduling information, such as time / frequency region, coded data size, and hybrid automatic repeat and request to transmit data to the corresponding UE.
  • HARQ Related information and more. Inform.
  • the base station transmits uplink scheduling information to uplink (UL) data to the corresponding terminal to transmit time / frequency region, encoding, data size, information related to hybrid automatic retransmission request, etc. available to the corresponding terminal.
  • UL uplink
  • An interface for transmitting user traffic or 5 control traffic may be used between base stations.
  • the core network (Core Network, CN) may consist of an AG and a network node for user registration of the terminal.
  • the AG manages the mobility of the UE in units of a TAOYacking Area composed of a plurality of cells.
  • Wireless communication technology has been developed to LTE based on Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA), but the demands and expectations of users and operators continue to increase.
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • new technological evolution is required to be competitive in the future. Reduced cost per bit, increased service availability, the use of flexible frequency bands, simple structure and open interface, and adequate power consumption of the terminal are required.
  • LTE-Advanced LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • the LTE-A system aims to support broadband of up to 100 MHz, and to this end, carrier aggregation or bandwidth aggregation (carrier aggregation or bandwidth aggregation) technology is used to achieve broadband using multiple frequency blocks. I'm trying to.
  • carrier aggregation or bandwidth aggregation carrier aggregation or bandwidth aggregation
  • a plurality of frequency blocks are used as one large logical frequency band.
  • the bandwidth of each frequency block may be defined based on the bandwidth of the system block used in the LTE system.
  • Each frequency block is transmitted using a component carrier.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100 according to the present invention.
  • one base station 105 and one terminal 110 are shown to simplify the wireless communication system 100, it may include one or more base stations and / or one or more terminals.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver. 190 symbols Demodulator 195 and receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) data processor 165, symbol modulator 170, transmitter 175, transmit and receive antenna 135, processor 155, memory 160, receiver 140, symbols Demodulator 155 and receive data processor 150.
  • antennas 130 and 135 are shown as one at base station 105 and terminal 110, respectively, base station 105 and terminal 110 are multiple antennas having a plurality of antennas.
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols (" Data symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends them to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously. Pilot symbols may be frequency division multiplexing (FDM), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), time division multiplexing (TDM), or code division multiplexing (CDM) symbols.
  • FDM frequency division multiplexing
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • TDM time division multiplexing
  • CDM code division multiplexing
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the downlink signal, which is then transmitted to the terminal through the antenna 130.
  • the antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • the receiver 140 adjusts (eg, filters, amplifies, and frequency downconverts) the received signal, and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for downlink from the processor 155, performs data demodulation on the received data symbols, and estimates the data symbol estimates (which are estimates of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 is responsible for the data symbol estimates. Demodulate (ie, symbol de-mapping), deinterleaving and decoding to recover the transmitted traffic data.
  • symbol demodulator 145 and receive data processor 150 are complementary to the processing by heartbull modulator 120 and transmit data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, the transmit data processor 165 processes the traffic data, and provides data symbols.
  • the symbol modulator 170 receives the data symbols, multiplies them with the pilot symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of thimbles to generate an uplink signal, which is transmitted to the base station 105 via the antenna 135.
  • an uplink signal from the terminal 110 is received through the antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of each of terminal 110 and base station 105 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operation at terminal 110 and base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be coupled with memory units 16 to 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications and general files.
  • Processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, and the like. Meanwhile, the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof. When implementing an embodiment of the present invention using hardware, application specific integrated circuits (ASICs) or DSPsCdigital signal processors (ASCs), DSPDsCdigital signal processing devices (DSPs), PLDsCprogrammable logic devices (FPLDs), FPGAsCfield programmable gate arrays) And the like may be provided in the processors 155 and 180.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • ASCs DSPsCdigital signal processors
  • DSPs DSPDsCdigital signal processing devices
  • FPLDs PLDsCprogrammable logic devices
  • FPGAsCfield programmable gate arrays FPGAsCfield programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include modules, procedures, or functions for performing the functions or operations of the present invention. Can be done
  • the firmware or software configured to be installed in the processor 155 or 180 may be provided in the processor 155 or 180 or stored in the memory 160 or 185 to be driven by the processor 155 or 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the OSKopen system interconnection model, which is well known in the communication system. , And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through the physical channel.
  • a radio resource control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the term base station used in the present invention may be referred to as a cell or sector when used as a local concept.
  • the serving base station (or cell) may be regarded as a base station providing existing main services to the terminal, and may transmit and receive control information on coordinated multiple transmission points.
  • the serving base station (or cell) may be referred to as an anchor base station (anchor cell).
  • a neighbor base station may be referred to as a neighbor cell used as a local concept.
  • precoding may be applied to properly distribute transmission information to each antenna according to channel conditions.
  • a set of precoding matrices are defined at a transmitter and a receiver in advance, and a receiver (eg, a terminal) measures channel information from a transmitter (eg, a base station). It is a method of feeding back a precoding matrix index (PMI) to the transmitter, which is the most suitable precoding matrix, and applying the appropriate precoding to signal transmission based on the PMI.
  • PMI precoding matrix index
  • the optimal precoding matrix is selected from the precoding matrix set previously determined, the optimal precoding is not always applied, but the optimal precoding information is explicitly fed back to the actual channel information. Compared to this, there is an advantage of reducing feedback overhead.
  • 3 is a diagram illustrating a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitting end and the receiving end share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission hank, the number of antennas, and the like. do.
  • the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiver may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (ie, indexes of the corresponding precoding matrix) to the transmitter based on the codebook information. For example, the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • FIG. 3 illustrates that the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, it is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that has selected the precoding matrix may perform precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission tank by the selected precoding matrix, and may transmit the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas. .
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers. For example, when the number of transmit antennas is 4 and the number of transport layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the Hermit matrix P H may be multiplied by the received signal.
  • Table 1 shows the codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE Release -8/9 and Table 2 shows downlink using 4 transmit antennas in 3GPP LTE Release -8/9. Represents a codebook used for link transmission.
  • W n I-: u n u / uHu '. Obtained by the set ⁇ .
  • / represents a 4x4 single matrix and w is the value given in Table 2.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, so a closed-loop There are a total of six precoding vectors / matrixes for the precoding of a (loop) system.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • Codebooks such as the above have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of specific columns of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic means a characteristic in which the alphabet of each element of all the precoding matrices in the codebook is composed of j ⁇ l, ⁇ /, ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ .
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system, and thus a closed-loop. There are a total of six precoding vectors / matrixes for the precoding of a (loop) system.
  • the codebook for the four transmit antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • Codebooks such as the above have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested property means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of specific columns of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic character of each of the precoding matrices in the codebook The element's alphabet refers to a property consisting of
  • channel information fed back by a terminal is used for downlink transmission.
  • the UE may feed back downlink channel information through the PUCCH or downlink channel information through the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodic according to a request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information on the allocated all frequency bands (ie, WideBand (WB)), and the channel for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). You can also feed back information.
  • WB WideBand
  • SB SubBand
  • FIG. 4 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and are generally referred to as ULA Jniiorm Linear Array. As such, by arranging a plurality of antennas spaced apart from each other, spaces of a transmitter and / or a receiver may be insufficient to form independent channels.
  • FIG. 4B a paired ULA antenna structure in which two antennas are paired is shown.
  • 3GPP LTE release -10 system can use 8 transmit antennas in the downlink.
  • ULA antenna configurations such as FIGS. 4A and 4B may not be suitable. Therefore, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 4 (c).
  • the transmission antenna is configured in this way, even if the distance c between the antennas is relatively short, the antenna correlation is lowered to enable high yield data transmission.
  • Codebook structures As described above, by sharing a pre-defined codebook between the transmitting end and the receiving end, the overhead for the receiving end to feed back precoding information to be used for MIMO transmission from the transmitting end can be reduced, so that efficient precoding can be applied. have.
  • a precoder matrix may be configured using a DF Discrete Fourier Transform) matrix or a Walsh matrix.
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • the codebooks of the DFT series have good performance.
  • the n X n DFT matrix may be defined as Equation 1 below.
  • Equation 4 shows an example rotated DFT / 7 matrix:
  • Householder-based codebook structure means a codebook composed of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, and the householder transform is a type of linear transformation and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 3 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 3 below.
  • the 4X4 unitary matrix with CM characteristics can be generated by the house folder transformation.
  • nXn precoding matrix is generated by using a householder transform, and tank transmission for smaller than n is performed by using a column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system may be extended and applied.
  • RKRank Indicator For example, RKRank Indicator, PMKPrecoding Matrix.
  • CSI Channel State Information
  • CQKChannel Quality Information may be fed back.
  • a method of designing a dual precoder based feedback codebook that can be used in a system supporting an extended antenna configuration will be described.
  • the receiver can transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter to indicate the precoder to be used for the MIMO transmission of the transmitter.
  • PMI precoding matrix index
  • the combination of two different PMIs causes the precoding matrix to Can be indicated. That is, the receiving end feeds back two different PMIs (ie, the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs to transmit MIMO. Applicable to '
  • 8 transmit antenna MIMO transmission Single User-MIMO (SU-MIMO) and Multiple User-MIMO (Multiple) User-MIMO; MU-MIMO) Support for compatibility with various antenna configurations, codebook design criteria, codebook size, etc. can be considered.
  • SU-MIMO Single User-MIMO
  • Multiple User-MIMO Multiple User-MIMO
  • MU-MIMO Support for compatibility with various antenna configurations, codebook design criteria, codebook size, etc.
  • a precoder structure In the precoder design for MIMO transmission, it is desirable for one precoder structure to have good performance for various antenna configurations (antenna configurations such as low-correlation, high-correlation, and cross-polarization).
  • antenna configurations such as low-correlation, high-correlation, and cross-polarization.
  • a cross-polarization array having a 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration
  • a ULA having a 0.5 ⁇ antenna spacing is configured as a high-correlation antenna configuration
  • a cross-polarization antenna As a configuration, a cross-polarization array having a 0.5 ⁇ antenna spacing may be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for the cross-polarization antenna configuration. Therefore, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for 8 transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criterion is to satisfy the unity codebook, CM characteristics, finite alphabet, appropriate codebook size, nested characteristics, and the like. This applies to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and we may consider applying these codebook design criteria to 3GPP LTE Release-10 codebook designs that support extended antenna configurations. have.
  • the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas.
  • large codebooks eg, codebooks of more than 4 bits in size for Tank 1 and Tank 2
  • a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain.
  • the present invention proposes a feedback codebook structure for up to tank-2 transmission by adding some modifications to the existing codebook, which is called a GoB (Grid—oi-Beams) type feedback codebook structure.
  • the feedback precoder W may be expressed as a matrix product of two matrices as shown in Equation 4 below.
  • the GoB type feedback codebook structure is a codebook structure that is proposed to support both a co-polarized antenna and a cross-polarized antenna as well as the antenna of a receiver (eg, a terminal).
  • n 2 may be the same value. However, in case of having a cross-polarization antenna configuration as well as a co-polarized antenna antenna configuration, when used for expansion, and n 2 may have different values. And, ⁇ ⁇ ), and if n 2 is a value equal to the above, the co-polarized antenna setup to support the case of co-polarized antenna the antenna.
  • One candidate for the N t / 2 ⁇ 1 (N t is the number of antennas) matrix h (") is an oversampled DFT matrix. Equation 6 shows the oversampled DFT matrix.
  • Equation 6 'a' represents an oversampling factor. As the oversampling factor 'a' increases, a DFT based precoding vector with finer granularity can be generated.
  • a release-8 downlink 2Tx codebook may be used.
  • the QPSK alphabet (alphabet) may be used for the tank-1 and 2 codebooks, and W 2 for tank-1 may have two elements and may be represented by Equation 7 below as an example.
  • W 2 for tank -2 has four elements and can be expressed as Equation 8 below.
  • a set of precoding matrices are set in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end (eg, a terminal) receives a signal from a transmitting end (eg, a base station).
  • a receiving end eg, a terminal
  • receives a signal from a transmitting end eg, a base station.
  • the method of using the feedback codebook structure as shown in Equation 4 is also a method of selecting an appropriate precoding matrix from a predetermined set of precoding matrices, an optimal precoding is always performed. Although not applicable, there is an advantage in that the feedback overhead is reduced compared to the explicit feedback of optimal precoding information to the actual channel information.
  • the transmitter and the receiver may share the equation codebook information (Equations 4 to 8) including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to the transmission tank, the number of antennas, and the like.
  • the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end e.g., the terminal
  • measures the channel state through the received signal from the transmitting end e.g., the base station
  • a finite number of preferred precoding matrix information i.e. The index of the precoding matrix may be fed back to the transmitter.
  • the receiving end (eg, LTE-A terminal) may have a cross polarization antenna configuration or a co-polarization antenna configuration as an example.
  • the receiver may estimate the channel through the received signal and determine at least one nl or ⁇ 2 value that best provides the channel state through the estimated channel.
  • the nl and n2 values may be the same.
  • the receiver sets a precoding matrix set with precoding matrix information (e.g., precoding matrix index PMI) corresponding to nl and n2 values determined to give the best channel state, as shown in Equation 5 above.
  • precoding matrix information e.g., precoding matrix index PMI
  • the receiving end may feed back to the transmitting end with precoding matrix information that prefers the selected at least one corresponding precoding matrix index.
  • nl and / or n2 report from the receiving end to the transmitting end with one index suitable for wideband.
  • the receiver determines nl and / or n2 through an estimated channel state over a wideband, and information on the precoding matrix index corresponding to the determined nl and / or n2 may be fed back to the transmitter.
  • the determined or selected nl and / or n2 values indicate whether the antenna employed by the receiver is a cross-polarization antenna.
  • the receiver may determine ⁇ or ⁇ values in the matrix W 2 based on the determined nl and / or n2 values.
  • the receiving end is in the tank-1 in the equation (7) (For rank-1 determined nl and / or n2
  • Equation 8 (For rank-2:
  • Beta value corresponding to nl and / or n2 value determined in e (l, ⁇ ) can be determined
  • the receiving end may determine an appropriate a or ⁇ on the subband and feed back the precoding matrix information corresponding to the determined a or ⁇ to the transmitting end.
  • the determined first precoding matrix index corresponding to nl or n2 and the second precoding matrix index corresponding to ⁇ or ⁇ are selected on different frequency granularities or have different time periods. Can be selected and sent.
  • the frequency granularity of the first precoding matrix index is wideband and the frequency granularity of the second coding matrix index is subband, on the contrary, the first precoding matrix.
  • the frequency granularity of the index may be subband and the frequency granularity of the second coding matrix index may be wideband.
  • the selected first precoding matrix index may be transmitted in a long term, and the selected second precoding matrix index may be transmitted in a short term.
  • the matrix index may be transmitted in a short term and the selected second precoding matrix index may be transmitted in a long term.
  • the receiver may select an index (eg, a free) for a matrix or vector selected from a set of W1 matrices. Coding matrix index) and the index for the matrix or vector selected in the W2 matrix set increment can be fed back to the transmitting end at once.
  • the transmitting end may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter selecting the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals of the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the above-described precoding is performed by the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. This can be done by multiplying the receive matrix P H by the received signal.
  • the codebook structure proposed by the present invention when the receiver adopts a cross-polarization antenna or a co-polarization antenna, the codebook structure proposed by the present invention has been described, but this is only an example, and the codebook structure proposed by the present invention in other antenna configurations is Applicable As described above, the previously defined codebook structure is suitable when the receiver adopts the co-polarization antenna configuration, and when the cross-polarization antenna configuration is employed, it is difficult to accurately feed back the feedback information. However, in the case of using the codebook structure proposed in the present invention, even when the receiver adopts a cross-polarization antenna configuration differently from the conventional scheme, it is possible to appropriately calculate the precoding matrix information for the best channel condition. As a result, there is an advantage that the communication performance between the transmitting end and the receiving end can be remarkably improved.

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Abstract

무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 및 이를 장치가 개시된다. 본 발명에 따른 수신단이 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법은, 송신단으로부터의 수신 신호를 통해 채널을 추정하는 단계; 상기 추정된 채널에 기초하여 사전에 정의된 코드북에서 선택한 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 프리코딩 행렬 인덱스 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 상기 송신단으로 전송하는 단계를 포함하되, 상기 사전에 정의된 코드북은 수신단에서의 복수의 안테나 패턴을 지원하며 상기 코드북에서의 프리코더(W)는 두 개의 프리코딩 행렬(W1 및 W2)의 곱으로 표현되고, 상기 W1 은 오버샘플링된 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬로서 대각행렬로 구성되며, 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자(factor)를 반영한 요소(element)를 포함하고, 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 상기 W1 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하고 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 상기 W2 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시한다.

Description

【명세서】
【발명의 명 칭】
무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
본 발명은 피드백 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선통신 시스템에서 코드북 기 반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법에 관한 것 이다.
【배경기술】
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중전송안테나와 다증수신안테나를 채 택하여 송수신 데이터 효율을 향상시 킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다증안테나를 사용하여 용량을 증대시 키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
다증 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채 널 상황 등에 따라 적 절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최 대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북 (codebook)을 정 의하고 있다. 다증 안테나 시스템 기반의 샐를러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍 (beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시 킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데， 기본적으로 수신단에서 참조신호 (Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북 (codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식 이 이용된다.
이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채 널 행렬 (spatial channel matrix) (혹은 채 널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채 널 행 렬 (혹은 채 널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure imgf000004_0001
여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며，！^은 수신 안테나 개수, Nt는 송신 안테나 개수, r은 수신 안테나의 인덱스, t는 송신 안테나의 인덱스， i는 OFDM (또는 SC-FDMA) 심볼의 인텍스, k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.
^ 는 채널 행렬 H(i,k)의 요소 (element)로서ᅤ i번째 심볼 및 k번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.
또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬 (spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R로 나타낼 수
H
있다. R = E H H 이고， 여기서 H는 공간 채널 행렬을, R은 공간 채널 공분산
i.k i,k
행렬을 의미한다. E[]는 평균 (mean)을 의미하며, i는 심볼 인덱스, k는 주파수 인텍스를 의미한다.
특이값 분해 (SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해하는 증요한 방법 증의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 mxn 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
H =u y V H
nxn 여기서 U, V는 유니터리 행렬 (unitary matrix)들을 나타내며， ∑는 음이 아닌 특이값을 포함하는 mxn 대각행렬이다. 특이값은
Figure imgf000004_0002
이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다롤 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.
행렬 H가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때， H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이 때 , H의 특이 값과 특이 백터는 H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이 값과 특이 백터는 H의 고유값과 고유백터와 같아진다. 한편 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다 (여기서 고유값은 λ ι , .. λ r 이 될 수 있다).
ΗΗΛ =(u∑Vi')(U∑Vff) =X ∑rtf
【발명의 내용】
【해결하려는 과제】
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 수신단이 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 수신단 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기 재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【과제의 해결 수단】
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따른 무선통신 시스템에서 수신단이 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법은, 송신단으로부터의 수신 신호를 통해 채 널을 추정하는 단계 ; 상기 추정된 채널에 기초하여 사전에 정의된 코드북에서 선택한 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 프리코딩 행렬 인덱스 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 단계 ; 및 상기 선택된 제 1 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 상기 송신단으로 전송하는 단계를 포함하되 , 상기 사전에 정의된 코드북은 수신단에서의 복수의 안테나 패턴을 지원하며 상기 코드북에서의 프리코더 (W)는 두 개의 프리코딩 행렬 및 W2)의 곱으로 표현되고, 상기 \¥!은 오버 샘플링 된 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬로서 대각행렬로 구성되며 , 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자 (factor)를 반영 한 요소 (element)를 포함하고， 상기 W2는, 또는
Figure imgf000005_0001
형태로 구성되며, 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 상기
Figure imgf000006_0001
에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하고 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는
Figure imgf000006_0002
에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시한다. 상기 은， w = W,
Figure imgf000006_0003
구성되며， 행렬 (")는 오버샘플링된 DFTXDiscrete Fourier Transform) 행렬， φ η)는 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따론 인자이다. 상기 행렬 치 (")는,
Figure imgf000006_0004
φ(η)= ε Να
표현되며, 상기 4Λη)는, 이며, 여기서 k = 0,...,N-l, η = 0,...,Ν·α-1, Ν = Ν,Ι2 이고, Nt는 안테나 개수를 나타내고， a는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 나타낸다.
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 서로 간에 다른 주파수 그래뉼래러티 (granularity)에 대한 것으로 선택뒤거나 또는 서로 다른 시간작 주기를 가지고 선택되어 전송될 수 있다. 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)이며 상기 저 1 2 프로코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)일 수 있다. 이와 반대로，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)이며 상기 제 2 프로코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)일 수 있다. 상기 수신단은 단말이고 상기 송신단은 기지국이거나 이와 반대로 수신단이 기지국이고 송신단이 단말일 수 있다. 상기 선택된 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 긴 주기 (long term)로 상기 선택된 제 2 프리코딩 행렬 인텍스는 짧은 주기 (short term)로 전송될 수 있다. 또는 이와 반대로 상기 선택된 제 1 프리코딩 행렬 인텍스는 짧은 주기 (short term)로 상기 선택된 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 긴 주기 (long term)로 전송될 수 있다.
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 제 2 프리코딩 행렬 인택스를 선택하는 단계는, 상기 채널 상태를 가장 양호하게 하는 nl 또는 n2 값을 결정하고 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 대웅하는 상기 제 1 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 에서 선택하는 단계; 및 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 기초하여 탱크 전송 수에 따라 α 또는 ^ 값을 결정하고, 결정된 fl 또는 ^ 값에 대응하는 상기 제 2 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 W2에서 선택하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한， 본 발명에 따른 무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 수신단은， 송신단으로부터의 수신 신호를 통해 채널을 추정하고， 상기 추정된 채널에 기초하여 사전에 정의된 코드북에서 선텍한 프리코딩 행렬을 지시하는 거 1 1 프리코딩 행렬 인텍스 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하도록 구성된 프로세서; 및 상기 선택된 제 1 및 제 2 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 송신단으로 전송하도록 구성된 송신기를 포함하되,
상기 사전에 정의된 코드북은 수신단에서의 복수의 안테나 패턴을 지원하며 상기 코드북에서의 프리코더 (W)는 두 개의 프리코딩 행렬 및 W2)의 곱으로 표현되고, 상기 ^은 오버샘플링된 DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬로서 대각행렬로 구성되며 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자 (factor)를 반영한 요소 (element)를 포함하고, 상기
W2는, 의 형태로
Figure imgf000007_0001
구성되며, 상기 제 1 프리코딩 행렬 인텍스는 상기 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하고 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 상기 W2 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시한다. 상기 은， w =
Figure imgf000007_0002
오버샘플링된 DFT Discrete Fourier Transform) 행렬, φ η)는 상기 수신단의 안테나 패턴
1 j 2에
구성에 따른 인자이다. 상기 행렬 찌 (")는， W _^e 로 표현되며, 상기 0(77)는,
Figure imgf000007_0003
이며, 여기서 )t = 0,...,iV-l, n = 0,...,N-a-\, Ν = Ν, Ι2 이고, Nt는 안테나 개수를 나타내고， a는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 나타낸다. 상기 프로세서가 상기 제 1프리코딩 행렬 인덱스와 제 2프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 경우, 상기 프로세서는 상기 채널 상태를 가장 양호하게 하는 nl 또는 n2 값을 결정하고 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 대웅하는 상기 제 1 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 에서 선택하고, 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 가초하여 탱크 전송 수에 따라 α 또는 β 값을 결정하고, 결정된 α 또는 ；? 값에 대웅하는 상기 제 2 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 2에서 선택하도록 구성될 수 있다.
【발명의 효과】 본 발명에 따르면, 확장된 안테나 구성을 지 원하는 MIMO 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면， co-polarization 안테나 및 cross-polarization 안테나 구성을 모두 지원할 수 있는 코드북을 제공한다.
그리고， 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 본 발명에 따른 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시 예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다. 도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면， 도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시 한 블록도이다.
도 3은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위 한 도면이다.
도 4는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
【발명을 실시하기 위한 구체적 인 내용】
이하, 본 발명에 따른 바람직 한 실시 형 태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명 한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명 의 예시적 인 실시형 태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명 이 실시될 수 있는 유일한 실시형 태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명 의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나， 당업자는 본 발명 이 이 러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어 , 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념 이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명 한다. 아을러 이하의 설명에 있어서 단말은 UE Jser Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형 의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정 한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, APCAccess Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정 한다.
이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며 , 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이 터 및 다양한 제어 정보가 있으며， 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
본 발명 이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation
Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE' '라 함), LTE— Advanced (이하 ' LTE— A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
E- UMTS (Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존
UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서， 현재 3GPP에서 기초적 인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격 (technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다. 도 1을 참조하면， E-UMTS는 단말 (User Equipment, UE)과 기지국 (eNode B; eNB), 네트워크 (E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이 (Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스， 멀티 캐스트 서 비스 및 /또는 유니 캐스트 서비스를 위해 다중 데이 터 스트림을 동시에 전송할 수 있다. 한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10， 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여 러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서 비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크 (Downlink, DL) 데이 터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에 게 데이터가 전송될 시간 /주파수 영 역 , 부호화ᅳ 데이터 크기 , 하이브리드 자동 재전송 요청 (Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을. 알려준다.
또한, 상향링크 (Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에 게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간 /주파수 영 역， 부호화， 데이터 크기 , 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 5 제어 트래픽 전송을 위 한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심 망 (Core Network, CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위 한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TAOYacking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리 한다.
무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다증 접속 (Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE까지 개발되 어 왔지 만， 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경 쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소， 서비스 가용성 증대 , 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
최근 3GPP는 LTE에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭 한다. LTE 시스템과 ·* - LTE-A 시스템의 주요 차이점 증 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz의 광대역올 지원할 것을 목표로 하고 있으며， 이를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이션 또는 대역폭 어그리게이션 (carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포년트 캐리어 (component carrier)를 이용하여 전송된다.
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시 한 블록도이다.
무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110)을 도시하였지만， 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이 터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120), 송신기 (125), 송수신 안테나 (130), 프로세서 (180)， 메모리 (185)， 수신기 (190), 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고， 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165), 심볼 변조기 (170), 송신기 (175), 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155)， 메모리 (160), 수신기 (140), 심볼 복조기 (155), 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 안테나 (130, 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서， 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
하향링크 상에서 , 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하고， 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여， 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터 리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여 )， 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처 리하여 , 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기 (120)는， 데이터 및 파일럿 심볼들을 다증화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이 때 , 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다증화 (OFDM), 시분할 다증화 (TDM), 또는 코드 분할 다증화 (CDM) 심볼일 수 있다.
송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고 또한， 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어， 증폭, 필터 링 , 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시 킨다. 이어서 , 하향링크 신호는 안테나 (130)를 통해 단말로 전송된다.
단말 (110)에서， 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정 하여 (예를 들어， 필터 링， 증폭， 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145) 는 수신된 파일 럿 심볼들을 복조하여 채 널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
또한， 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고， 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여， (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심블 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들올 복조 (즉 심볼 디 -매핑 (demapping)) 하고, 디 인터 리빙 (deinterleaving)하고 디코딩하여， 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심불 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처 리에 대해 상보적 이다.
단말 (110)은 상향링크 상에서 , 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데이터를 처 리하여， 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이 터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다증화하여， 변조를 수행하여 , 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공한다. 송신기 (175)는 심블들의 스트림을 수신 및 처리하여 , 상향링크 신호를 발생시키고, 이 러 한 상향링크 신호는 안테나 (135)를 통해 기지국 (105)으로 전송된다.
기지국 (105)에서 , 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 안테나 (130)를 통해 를 수신되고, 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서 , 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처 리하여 , 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처 리하여 , 단말기 (110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155, 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서 의 동작을 지시 (예를 들어， 제어 , 조정， 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (16으 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼 레이 팅 시스템 , 어풀리 케이션 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (microprocessor), 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편 , 프로세서 (155， 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌 웨어 (firmware), 소프트웨어 , 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는， 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPsCdigital signal processors), DSPDsCdigital signal processing devices), PLDsCprogrammable logic devices), FPGAsCfield programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155， 180)에 구비될 수 있다. 한편, 펌 웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌 웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며 , 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌 웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155, 180) 내에 구비되거나 메모리 (160, 185)에 저장되어 프로세서 (155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은， 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며， 물리 채 널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 계 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.
본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지 역 적 인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭 될 수 있다. 서 빙 기지국 (또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서 비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고, 협 력 다중 전송 포인트 (coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수행할 수 있다. 이 러 한 의 미에서 서빙 기지국 (또는 샐)은 앵커 기지국 는 셀) (anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지 역 적 인 개념으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.
코드북 기반 프리코딩 기 법
다증 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채 널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리 딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기 법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단 (예를 들어 , 단말)이 송신단 (예를 들어 , 기지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에 게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기 법을 말한다.
미 리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 증에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식 이므로， 항상 최 적의 프리코딩 이 적용되는 것은 아니지 만， 실제 채 널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점 이 있다.
도 3은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 행크, 안테나 개수 등에 따라 미 리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식 이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여 , 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인텍스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최 적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 3에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행 렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩 이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어 , 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행 렬은 U*UH = I와 같은 유니터 리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어 , 다음의 표 1은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것 이고 표 2는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
Figure imgf000015_0001
【표 2]
Figure imgf000016_0001
상기 표 2 에서, f†}는 Wn=I-:unu /uHu„ 와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성 되는 세트 { ^ 로 얻어진다. 이 때 , / 는 4X4 단일행렬을 나타내고 w„는 표 2에서 주어지는 값이다.
상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서 , 단일 행렬은 개 -루프 (open-loop) 시스템을 위 한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행 렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성 , 네스티드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 ' 0' 을 포함하지 않으며 , 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성 이다. 네스티드 특성은, 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미 한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 j± l,土 /，±으^，± ^ 훼 으로 구성되는 특성을 의미 한다.
1 V2 V2 J
상기 표 2 에서 , „W 는 „ = / - 2«„0 "« 와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s} 로 얻어진다. 이 때 , / 는 4X4 단일행 렬을 나타내고 w„는 표 2 에서 주어지는 값이다.
상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서 , 단일 행렬은 개 -투프 (open— loop) 시스템을 위 한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성 , 네스티드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 ' 0' 을 포함하지 않으며 , 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성 이다. 네스티드 특성은, 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행 렬의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미 한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알파벳이 으로 구성 되는 특성을 의 미한다
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피드백 채널 구조
기본적으로， FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채 널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향링크 채 널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기 적 (periodic)으로 채 널정보를 피드백 하고, PUSCH의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기 적 (aperiodic)으로 채 널 정보를 피드백한다. 또한， 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역 (즉， 광대역 (WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.
확장된 안테나 구성 (Antenna configuration)
도 4는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 4(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적 인 채 널을 구성하는 경우를 도시한 것이며 , 일반적으로 ULA Jniiorm Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적 인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
도 4(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이 러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채 널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적 인 채 널을 가질 수 있다.
한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈—8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리 , 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이 러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여 러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로， 도 4(a) 및 도 4(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서 도 4(c) 와 같이 이중 -극성 (dua卜 pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 c 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
코드북 구조 (codebook structures) 전술한 바와 같이, 미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DF Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다， 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n X n DFT 행렬은 아래의 수학식 1과 같이 정의 될 수 있다.
【수학식 1】
DFT«: , k,£ = 0,l,...,n-l
Figure imgf000019_0001
상기 수학식 1 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFT/7 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 회전 (rotated) DFT/7 행렬을 나타낸다
【수학식 2】 rotated DFT"： D 'e) (k, £) = - ex (- j2n k(£ + g/G)/n), k,£ = 0,l,...,n-\, g = 0,\,...,G. 상기 수학식 2 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) DFT/7 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
다음으로， 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더—기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환 (linear transformation)의 일종이며 QR 분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 3과 같다.
【수학식 3】
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하우스폴더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니 터 리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이， 하우스홀더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성 된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n 보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
8 전송 안테나를 위 한 코드북
확장된 안테나 구성 (예를 들어 , 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어 , RKRank Indicator), PMKPrecoding Matrix. Index), CQKChannel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명 한다. 이증 프리코더 기반 피드백 코드북에서， 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서 , 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데 , 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고， 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다. '
이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서 , 8 전송 안테나 MIMO 전송， 단일사용자 -MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다증사용자 -MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서 , 탱크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고， 탱크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU—MIMO 모두에 최 적화되고 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MU-MIMO 에 대해서， MU-MIMO 어】 참여하는 단말들이 상관 영 역 (correlation domain)에서 구별되도록 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라서 , MU-MIMO 를 위 한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 탱크 -2까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채 널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어， 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는， MIMO 전송 방식으로 SU— MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서ᅳ 탱크 -2 보다 큰 탱크를 위한 코드북은, 다중—레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MIMO 전송을 위 한 프리코더 설계에 있어서， 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성 (낮은-상관， 높은-상관, Cross-polarization 등의 안테나 구성 )에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서 , 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어 레이가 구성 되거나, 높은 -상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어 레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.
한편 , Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서 , 8 전송 안테나를 위 한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에 , 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터 리 코드북, CM 특성， 유한 알파벳, 적 절한 코드북 크기 , 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것 이며， 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 - 10 코드북 설계에 대해서도 이 러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
코드북 크기와 관련하여 , 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 층분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어， 탱크 1 및 탱크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 탱크 1 및 랭크 2 를 위 한 코드북 크기를 증가시 킬 수 있다.
이하에서는 Finer beam granularity에 대해 '살펴본다. 본 발명에서는 기존의 코드북에서 몇몇 수정올 가하여 탱크— 2 전송 까지를 위한 피드백 코드북 구조를 제안하여 , 이를 GoB(Grid— oi-Beams) 타입 피드백 코드북 구조라고 칭한다. GoB 타입 피드백 코드북 구조에서， 피드백 프리코더 W는 다음 수학식 4와 같이 두 개의 행렬들의 행렬 곱으로 표현할 수 있다. GoB 타입 피드백 코드북 구조는 수신단 (예를 들어， 단말)의 안테나가 Co-polarized antenna 일 뿐만 아니라 Cross-polarized antenna 일 경우에도 모두 지원하기 위해 제안하는 코드북 구조이다.
【수학식 4】
w = w,w2
여기서 , 피드백 프리코더 W 를 구성하는 두 개의 행렬 중 은 다음 수학식 5 와 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 5】
Figure imgf000022_0001
여기서 , 과 n2 는 동일한 값일 수 있다. 그러나, Co-polarized antenna 안테나 구성뿐만 아니라 Cross-polarization 안테나 구성을 가지는 경우로 확장을 위해 사용되는 경우에는 과 n2 는 서로 다른 값을 가질 수 있다. 그리고, 과 n2 가 동일한 값일 경우에， φ ή)는 co-polarized antenna 안테나인 경우를 지원하기 위한 co-polarized antenna setup 을 위 한 것이다. Nt/2 x 1 (Nt는 안테나 개수) 행렬 히 (")를 위한 후보들 증 하나는 오버샘플링된 DFT 행렬 (oversampled DFT matrix)이다. 다음 수학식 6 는 오버샘플링된 DFT 행렬을 나타낸다.
【수학식 6】
Figure imgf000023_0001
k = 0,...,N-l, n = 0,...,N-a-l, N = Nt/2
상기 수학식 6 에서, ' a' 는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 나타낸다. 오버샘플링 인자 ' a' 가 증가함에 따라, finer granularity 를 갖는 DFT 기반 프리코딩 백터가 생성될 수 있다.
상기 수학식 4의 피드백 프리코더 W를 구성하는 두 개의 행렬 중 행렬 W2의 경우， 릴리즈 -8 하향링크 2Tx 코드북이 사용될 수 있다. QPSK 알파벳 (alphabet)이 탱크 -1 및 2 코드북을 위해 사용될 수 있고， 탱크 -1을 위한 W2는 2개의 요소들 (elements)를 가지고 일 예로서 아래 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 또한 탱크 -2를 위한 W2는 4개의 요소들을 가지며 아래 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 7】
【수학식 8】
Figure imgf000023_0002
상술한 바와 같이， 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단 (예를 들어， 단말)이 송신단 (예를 들어, 기지국)으로부터의 수신신호를 통해 채널을 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (예를 들어, 프리코딩 행렬 인텍스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 피드백받은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용할 수 있다.
상기 수학식 4와 같은 피드백 코드북 구조를 이용하는 방식도 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채 널 정보에 최 적 의 프리코딩 정보를 명시 적으로 (explicitly) 피드백 하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점 이 있다.
송신단과 수신단은 전송 탱크， 안테나 개수 등에 따라 미 리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 상기 수학식 코드북 정보 (상기 수학식 4 내지 수학식 8)를 공유할 수 있다. 즉, 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기 반 코드북 방식 이 사용될 수 있다，
수신단 (예를 들어， 단말)은 송신단 (예를 들어 , 기지국)으로부터의 수신 신호를 통해 채 널 상태를 측정하여 , 상술한 코드북 정보를 기 반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인텍스)를 송신단에 피드백할 수 있다.
수신단 (예를 들어， LTE-A 단말)은 일 예로서 Cross— polarization 안테나 구성 또는 Co- polarization 안테나 구성을 가질 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널을 추정하고， 추정된 채 널을 통해 채 널 상태를 가장 양호하게 하는 nl 또는 π2 값을 적어도 하나 이상 결정 할 수 있다.
만약, 수신단이 Cross-polarization 안테나 구성을 채용하고 있는 것 이 아니라 Co-polarization 안테나 구성을 채용하고 있다면 nl, n2 값은 동일할 수 있다. 수신단은 채널 상태를 가장 양호하게 하는 것으로 결정된 nl, n2 값에 해당하는 프리코딩 행렬 정보 (예를 들어， 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 상기 수학식 5에 나타낸 같이 사전에 마련해 둔 프리코딩 행렬 집합에서 적어도
Figure imgf000024_0001
하나를 선택할 수 있다.
수신단은 선택된 적어도 하나의 해당 프리코딩 행렬 인덱스를 선호하는 프리코딩 행렬 정보로 송신단에게 피드백할 수 있다. 여기서 nl 및 /또는 n2는 광대역 (wideband)에 적합한 하나의 인덱스로 수신단에서 송신단으로 리포트한다. 이와 같이， 수신단은 nl 및 /또는 n2를 광대역 (wideband)에 걸쳐 추정된 채 널 상태를 통해 결정하며， 결정된 nl 및 /또는 n2에 해당하는 프리코딩 행렬 인텍스에 대한 정보는 송신단에 피드백 할 수 있다. 여기서， nl 및 /또는 n2 값을 결정하는 방법에는 여 러 가지가 있으며 , 일 예로서 Y=HW+ n (여기서， H는 채 널 행렬, W는 피드백 프리코더 행렬 , η은 잡음)에서 arg max (HW) 을 취하여 이를 최대로 하는 nl 또는 /및 n2 값을 결정할 수 있다. 이 때， 결정 되는 혹은 선택되는 nl 및 /또는 n2 값은 수신단이 채용하는 안테나가 Cross— polarization 안테나인지
Co-polarization 안테나인지에 따라 변할 수 있다. 그리고, 수신단은 nl 및 /또는 n2 값을 결정한 후에， 결정된 nl 및 /또는 n2 값에 기초하여 행렬 W2에서의 α 또는 ^ 값을 결정할 수 있다. 즉, 수신단은 탱크 - 1 경우 상기 수학식 7 (For rank-1 결정 된 nl 및 /또는 n2에
Figure imgf000025_0001
대웅하는 α 값을 결정할 수 있고, 탱크— 2인 경우 상기 수학식 8 (For rank-2:
， e {l, } )에서 결정된 nl 및 /또는 n2 값에 해당하는 β 값을 결정할 수
Figure imgf000025_0002
있다. 이 때， 수신단은 부대역 (subband) 상에서의 적합한 a 또는 β 를 결정하고， 이 결정된 a 또는 ^ 에 해당하는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백할 수 있다.
이와 같이， 결정된 nl 또는 n2에 해당하는 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 α 또는 ^ 에 해당하는 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 서로 간에 다른 주파수 그래뉼래러티 (granularity) 상에서 선택된 것이거나 또는 서로 다른 시간적 주기를 가지고 선택되어 전송될 수 있다. 예를 들어， 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)이며 상기 제 2 프로코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)이고, 이와 반대로 상기 계 1 프리코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)이며 상기 제 2 프로코딩 행 렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)일 수 있다. 또한 일 예로서 , 상기 선택된 계 1 프리코딩 행렬 인텍스는 긴 주기 (long term)로 상기 선택된 제 2 프리코딩 행렬 인텍스는 짧은 주기 (short term)로 전송될 수 있고 이와 다르게 , 상기 선택된 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 짧은 주기 (short term)로 상기 선택된 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 긴 주기 (long term)로 전송될 수 있다.수신단은 W1 행렬 집합 중에서 선택된 행렬 또는 백터에 대한 인덱스 (예를 들어， 프리코딩 행렬 인덱스)와 W2 행렬 집합 증에서 선택된 행렬 또는 백터에 대한 인덱스를 한번에 송신단으로 피드백할 수 있다.
수신단으로부터 W 및 W2에 대한 프리코딩 행렬 인텍스 정보를 피드백 정보로 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩 이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처 리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니 터 리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처 리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어 질 수 있다.
본 발명에서 수신단이 Cross-polarization 안테나 또는 Co-polarization 안테나를 채용하는 경우에 본 발명에서 제안하는 코드북 구조를 설명하고 있으나, 이는 일 예 일뿐이며 , 다른 안테나 구성들에서도 본 발명에서 제안하는 코드북 구조는 적용가능 하다. 상술한 바와 같은, 기존에 정의해 둔 코드북 구조는 수신단이 Co-polarization 안테나 구성을 채용하는 경우에 적합하며， Cross-polarization 안테나 구성을 채용하는 경우에는 피드백 정보를 정확하게 피드백하기 어 려운 면이 있었다. 그러나， 본 발명에서 제안하는 코드북 구조를 이용하는 경우에는 수신단에서 기존과 다르게 Cross-polarization 안테나 구성을 채용하는 경우라도 채널 상태를 가장 양호하게 하는 프리코딩 행렬 정보를 적 절하게 산출할 수 있고, 이를 송신단으로 피드백 해 줄 수 있어서 궁금적으로 송신단 및 수신단 간의 통신 성능이 현저하게 향상시켜 줄 수 있는 장점 이 있다.
이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형 태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시 적 언급이 없는 한 선택적 인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형 태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성 이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적 인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시 킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형 태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적 인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

【특허청구범위】
【청구항 1】
무선통신 시스템에서 수신단이 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법에 있어서，
송신단으로부터의 수신 신호를 통해 채널을 추정하는 단계;
상기 추정된 채널에 기초하여 사전에 정의된 코드북에서 선택한 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 프리코딩 행렬 인덱스 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 및 제 2프리코딩 행렬 인덱스를 상기 송신단으로 전송하는 단계를 포함하되,
상기 사전에 정의된 코드북은 수신단에서의 복수의 안테나 패턴을 지원하며 상기 코드북에서의 프리코더 (W)는 두 개의 프리코딩 행렬 및 W2)의 곱으로 표현되고,
상기 Wi 은 오버샘플링된 DFTXDiscrete Fourier Transform) 행렬로서 대각행렬로 구성되며 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자 (factor)를 반영한 요소 (element)를 포함하고, 상기 W2는，
Figure imgf000028_0001
형태로 구성되며,
상기 제 1 프리코딩 행렬 인텍스는 상기 w!에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하고 상기 제 2 프리코딩 행렬 인텍스는 상기 W2 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는， 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【창구항 2】
거 1 1항에 있어서,
상기 은，
W, = ,
Figure imgf000028_0002
행렬 히 (")는 오버샘플링된 DF Discrete Fourier Transform) 행렬, φ n)는 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자인, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어세 상기 행렬 ^ (")는， W 로 표현되며, φ{η)= β Να
상기 Φ η)는, 이며，
여기서 k = Q,,..,N— i, " = 0,...,iV.a-l/N = N, /2 이고, Nt는 안테나 개수를 나타내고， a는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 나타내는， 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 서로 간에 다른 주파수 그래뉼래러티 (granularity)에 대한 것으로 선택되거나 또는 서로 다른 시간적 주기를 가지고 선택되어 전송되는， 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 5】
제 4항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)이며 상기 제 2 프로코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)인, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 6】
제 4항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인텍스의 주파수 그래뉼래러티는 부대역 (subband)이며 상기 제 2 프로코딩 행렬 인덱스의 주파수 그래뉼래러티는 광대역 (wideband)인, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 7】
제 1항에 있어서，
상기 수신단은 단말이고 상기 송신단은 기지국인, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
[청구항 8】
제 4항에 있어서,
상기 선택된 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 긴 주기 (long term)로 상기 선택된 저 12 프리코딩 행렬 인덱스는 짧은 주기 (short term)로 전송되는, 프리코딩 행 렬 정보를 피드백하는 방법 .
【청구항 9】
제 4항에 있어서 ,
상기 선택된 제 1 프리코딩 행렬 인덱스는 짧은 주기 (short term)로 상기 선택된 제
2 프리 코딩 행렬 인덱스는 긴 주기 (long term)로 전송 되는, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 .
【청구항 10】
겨 1 2항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 단계는, 상기 채널 상태를 가장 양호하게 하는 nl 또는 n2 값을 결정하고 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 대웅하는 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스를 상기 W^j서 선택하는 단계 ; 및 상기 결정 된 nl 또는 n2 값에 기초하여 탱크 전송 수에 따라 a 또는 β 값을 결정하고， 결정된 fl 또는 β 값에 대웅하는 상기 제 2 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 W2에서 선택하는 단계를 더 포함하는, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 .
【청구항 111
무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 수신단에 있어서，
송신단으로부터의 수신 신호를 통해 채널을 추정하고， 상기 추정된 채널에 기초하여 사전에 정의된 코드북에서 선택한 프리코딩 행렬을 지시하는 제 1 프리코딩 행렬 인덱스 및 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하도록 구성된 프로세서 ; 및
상기 선택된 제 1 및 제 2 프리코딩 행렬 인텍스를 상기 송신단으로 전송하도록 구성 된 송신기를 포함하되 , .
상기 사전에 정의된 코드북은 수신단에서의 복수의 안테나 패턴을 지 원하며 상기 코드북에서의 프리코더 (W)는 두 개의 프리코딩 행렬 (W! 및 W2)의 곱으로 표현되고,
상기 은 오버 샘플링된 DFTXDiscrete Fourier Transform) 행렬로서 대각행 렬로 구성되며 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자 (factor)를 반영 한 요소 (element)를 포함하고， 상기 W2는， W2 와
Figure imgf000030_0001
형태로 구성되며，
상기 계 1 프리코딩 행렬 인덱스는 상기 w^l서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하고 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 상기 W2 에서 선택된 프리코딩 행렬을 지시하는， 수신단.
【청구항 12】
제 11항에 있어서，
상기 은，
W
Figure imgf000031_0001
행렬 (")는 오버샘플링된 DFTXDiscrete Fourier Transform) 행렬, φ η)는 상기 수신단의 안테나 패턴 구성에 따른 인자인, 수신단.
【청구항 131
제 12항에 있어서， 상기 행렬 ")는, "ᅳ 로 표현되며,
Figure imgf000031_0002
상기 φ{η)는, 이며,
여기서 k = Q,.",N-l, η = ,...,Ν· -\, Ν = Ν, /2 이고， Nt는 안테나 개수를 나타내고, a는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 나타내는， 수신단.
【청구항 14】
제 11항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 상기 제 2 프리코딩 행렬 인덱스는 서로 간에 다른 주파수 그래뉼래러티 (granularity)에 대한 것으로 선택되거나 또는 서로 다른 시간적 주기를 가지고 선택되어 전송되는, 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법.
【청구항 15】
제 11항에 있어서，
상기 수신단은 단말이고 상기 송신단은 기지국인, 수신단.
【청구항 16】
제 12항에 있어서， 상기 프로세서가 상기 제 1 프리코딩 행렬 인덱스와 제 2 프리코딩 행렬 인덱스를 선택하는 경우,
상기 프로세서는 상기 채널 상태를 가장 양호하게 하는 nl 또는 n2 값을 결정하고 상기 결정된 nl 또는 n2 값에 대웅하는 상기 제 1 프리코딩 행 렬 인덱스를 상기 에서 선택하고,
상기 결정된 nl 또는 n2 값에 기초하여 탱크 전송 수에 따라 α 또는 β 값을 결정하고, 결정된 α 또는 ^ 값에 대웅하는 상기 제 2 프리코딩 행 렬 인덱스를 상기 W2에서 선택하도록 구성되는， 수신단.
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