WO2013048065A2 - 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법 - Google Patents

개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법 Download PDF

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장정엽
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Jang Jung-Yup
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    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity

Definitions

  • the present invention relates to a multiple input multiple output (MIMO) system, which is a multiple antenna system. More particularly, the present invention relates to an MIMO (open loop transmission correlation MIMO fading channel) which does not receive a feedback from a receiver such as a broadcasting system.
  • MIMO open loop transmission correlation MIMO fading channel
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the MIMO has been separated from the use of one transmission antenna and one reception antenna (SISO) so far, and multiplexing the space by adopting multiple transmission antennas and multiple reception antennas (hereinafter referred to as "spatial multiplexing" Spatial Multiplexing) to improve the transmission efficiency of transmission and reception data and increase the data transmission capacity.
  • SISO transmission antenna and one reception antenna
  • a receiver estimates a channel environment from a signal received through a spatial multiplexed channel, and feeds back the estimated channel environment information to a transmitter to reflect the channel environment in a transmission signal. This is being applied.
  • the feedback MIMO system is composed of a transmitter having a plurality of transmission antennas and a receiver having a plurality of receiving antennas.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a general feedback MIMO system using a codebook scheme.
  • the transmitter 10 selects codebook sets previously designed in the codebook storage unit 13, and then precodes the transmission signal separated by the precoding application unit 11.
  • the receiver 10 receives the precoded transmission signal, estimates the channel environment from the received signal through the channel estimator 22, and optimizes the system error for various channel environments.
  • a codeword corresponding to the estimated channel environment is selected through a codeword selector 23 which stores codewords of the codeword, and the selected code index is transmitted to the transmitter 10 through a feedback channel.
  • the transmitter 10 finds a codeword corresponding to the code index received through the feedback channel from the codebook 13 and outputs the codeword to the precoding application unit 11, and the precoding application unit 11 inputs the codeword to be input. Is applied to the separate transmission signals for transmission through the transmission antennas of the transmission unit 12 and transmitted through the corresponding antenna of the transmission unit 12. Since the channel estimation and codeword selection techniques are well known to those skilled in the art, detailed descriptions thereof will be omitted.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a general feedback MIMO system to which a rotation transformation technique is applied.
  • the MIMO system using the rotation transformation technique calculates a correlation coefficient from the channel environment information estimated by the channel estimator 22 of the receiver 20, and transmits the calculated correlation coefficient through a feedback channel.
  • a correlation coefficient calculation section 24 for transmitting, wherein the transmitter 10 is a system based on the rotation converter method, power allocation and a representative matrix by the correlation coefficient received from the correlation coefficient calculation section 24. It includes a rotation converter 14 for calculating the parameter values of the precoding to minimize the error, and outputs the precode to which the calculated parameter values are applied to the precoding application unit (11).
  • the method of calculating the correlation coefficient, the rotation conversion technique, and the precoding parameter value calculation method for minimizing system error by power allocation and matrix are obvious to those skilled in the art, and thus detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the MIMO channel environment is estimated from the transmission signal transmitted from the transmitter, and the estimated channel environment information is fed back to the transmitter, thereby preventing channel performance deterioration due to spatial multiplexing.
  • the feedback method has a problem in that performance degradation occurs due to a feedback error in a broadcast system that is an open loop system or a system having a fast fading channel environment in which feedback information is hardly received.
  • an object of the present invention is an orthogonal complex pre-codiction in an open loop multi-antenna system capable of preventing performance degradation of a received signal in an open loop transmission-correlated fade fading channel that does not receive a feedback from a receiver as in a broadcast system.
  • An apparatus and method are provided.
  • Orthogonal complex pre-coding apparatus in the open-loop multi-antenna system of the present invention for achieving the above object, the receiving unit and the receiving unit for receiving a spatial multiplexed transmission signal including the at least two receiving antennas through the receiving antennas
  • a condition search unit for searching for a condition of and based on the searched condition
  • a precode determiner for determining an optimal precode for minimizing system error by assuming a worst case channel environment,
  • the modulator may be a QPSK modulator configured to output the input signals by performing QPSK modulation.
  • the number of the transmitting antenna and the receiving antenna is characterized in that two.
  • the condition search unit may search for a phase variable value that satisfies Equation 2 with respect to the precode of Equation 1 below to search for a condition of a phase variable value having a orthogonal characteristic of a complex matrix of precodes. .
  • the number of the transmitting antenna and the receiving antenna is characterized in that two.
  • the condition search unit may search for a phase variable value that satisfies Equation 2 with respect to the precode of Equation 1 below to search for a condition of a phase variable value having a orthogonal characteristic of a complex matrix of precodes. .
  • the precode determination unit may determine a precode that minimizes a system average error probability (PEP) according to Equation 3 in order to minimize the system error assumed in the worst channel environment.
  • PEP system average error probability
  • Nt is the number of transmit antennas
  • Nr is the number of receive antennas
  • r is the signal-to-noise ratio (SNR)
  • Rt is the transmit correlation matrix
  • F is the complex matrix of the precode
  • (xi-xj) Is the difference of the codewords according to the modulation order.
  • Orthogonal complex pre-coding method in the open-loop multi-antenna system of the present invention for achieving the above object, comprising at least two transmit antennas of the open-loop multi-antenna system including a receiver comprising at least two receive antennas
  • a condition retrieval process of searching for a condition of a phase variable having a complex matrix of precodes for the number of transmission antennas having orthogonal characteristics, and minimizing system error assuming a worst-case channel environment based on the retrieved conditions.
  • a precode determination process for determining an optimal precode for determining an optimal precode, a signal separation process for separating a signal to be transmitted to correspond to the number of transmission antennas, a signal modulation process for modulating and outputting the divided transmission signal, and an output from the modulation unit
  • the determined precode to the separated and modulated transmit signals Characterized in that it comprises a transmission step of transmitting the pre-code applied to the process for outputting to the group and transmitting, the transmitted signal is the pre-code is applied over a respective transmit antenna.
  • the modulation may be QPSK modulation for outputting the input signals by performing QPSK modulation.
  • the phase variable value is expressed by Equation 2 with respect to the precode of Equation 1 below to search for a condition of a phase variable value in which the complex matrix of the precode has orthogonality. Characterized in that the value to satisfy.
  • the phase variable value is equal to the following Equation 2 for the precode of Equation 1 to search for the condition of the phase variable value where the complex matrix of the precode has orthogonality when the number of the transmitting antenna and the receiving antenna is two. Characterized in that the value to satisfy.
  • the precode determination unit may determine a precode that minimizes a system average error probability (PEP) according to Equation 3 in order to minimize the system error assumed in the worst channel environment.
  • PEP system average error probability
  • Nt is the number of transmit antennas
  • Nr is the number of receive antennas
  • r is the signal-to-noise ratio (SNR)
  • Rt is the transmit correlation matrix
  • F is the complex matrix of the precode
  • (xi-xj) Is the difference of the codewords according to the modulation order.
  • the present invention precodes (or is referred to as "precoding") a transmission signal separated by a precode considering a complex worst case channel environment that assumes a worst case transmission coefficient and prevents a deterioration of average received signal performance. Even without feedback information of the receiver, it is possible to prevent the performance degradation of the received signal in the channel and thereby reduce the system error probability (Pairwise Error Probability).
  • the present invention does not have a feedback structure, it has the effect of reducing the complexity and overhead of the system.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a general feedback MIMO system using a codebook scheme.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a general feedback MIMO system to which a rotation transformation technique is applied.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an open-loop multi-antenna system including an orthogonal complex precoding device according to the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating an orthogonal complex pre-coding method in an orthogonal complex pre-coding apparatus of an open-loop multi-antenna system according to the present invention.
  • 5 is a graph showing reception performance according to a correlation coefficient by orthogonal complex pre-coding according to the present invention.
  • FIG. 6 is a graph illustrating reception performance according to a signal-to-noise ratio by orthogonal complex pre-coding according to the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an open-loop multi-antenna system including an orthogonal complex precoding device according to the present invention.
  • An open loop multiple antenna system includes a transmitter 100 and a receiver 20 according to the present invention.
  • the open loop multi-antenna system transmitter 100 includes a signal separation unit 110, a modulation unit 120, a condition search unit 150, a precode determination unit 160, a precoding application unit 130, and The transmitter 140 is included.
  • the signal separator 110 separates and transmits a transmission signal to be transmitted into a number corresponding to the number of transmission antennas.
  • the modulator 120 modulates and outputs each of the transmission signals separated by the signal separator 110 according to a predefined modulation scheme.
  • the modulation scheme includes all of the existing basebands such as Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), BPSK, 16-QAM, 64-QAM, M-QAM, 8-PSK, 16-PSK, 16-PSK, M-PSK, and the like.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • 16-QAM 64-QAM
  • M-QAM M-QAM
  • 8-PSK 16-PSK
  • 16-PSK 16-PSK
  • M-PSK M-PSK
  • the condition search unit 150 searches for a phase variable value in which the complex matrix of the precodes for the number of transmit antennas satisfies the orthogonal characteristic condition.
  • the precoding matrix is based on a complex matrix, where each component has a complex value of magnitude and phase.
  • the correlation coefficient of the channel is 0, the complex matrix must have orthogonal characteristics in order to prevent performance degradation when precoding is applied. Therefore, in order to satisfy the orthogonal complex matrix, the phase variable values of each component must have a specific condition.
  • the precoding matrix may be configured as in Equation 1 below, wherein each component of the precoding matrix, a, b, c, d, ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3, ⁇ 4 of the ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3 , ⁇ 4 is to comply with the equation (2).
  • A, b, c, and d represent the amplitude of each component of the matrix.
  • a, b, c, d, ⁇ 1 , ⁇ 2 , ⁇ 3 , ⁇ 4 are all derived by searching for optimal parameter values through mathematical tools and experimental methods based on Equation 3 below.
  • the precode determiner 160 determines and outputs an optimal precode that minimizes a system error based on the search condition and assuming the worst channel environment.
  • the precode determiner 160 has a transmission correlation coefficient (a value between 0 and 1) based on the condition of the phase variable value of each component in the condition search unit 150. Worst case channel environment) to 1 and fit the modulation order. We determine the optimal magnitude and phase variable to minimize system error.
  • Nt is the number of transmit antennas
  • Nr is the number of receive antennas
  • r is the signal-to-noise ratio (SNR)
  • Rt is the transmit correlation matrix
  • F is the complex matrix of the precode
  • (xi-xj) Is the difference of the codewords according to the modulation order.
  • the codeword difference depends on the modulation order, and BPSK, 16-QAM, 64-QAM, and M-QAM may be applied to each other.
  • the precoding application unit 130 outputs the separated and modulated transmission signals output from the modulation unit 120 to the transmission unit 140 by applying the determined precode, that is, orthogonal complex precoding.
  • the transmitter 140 transmits the orthogonal complex precoded transmission signals through corresponding transmission antennas, respectively.
  • the receiver 20 has a receiving antenna corresponding to the number of transmitting antennas of the transmitting unit 140 and receives and outputs orthogonal pre-coded transmission signals transmitted from the transmitter 100. And a signal combiner and demodulator 23 which modulates the transmitted signal (hereinafter referred to as a "receive signal") received through 21 and combines it into one signal.
  • the receiver 20 according to the present invention is configured in the same manner as the configuration of the existing receiver, and transmits signals under the assumption of the worst channel environment, so that feedback information such as channel estimation and codeword selection unit and correlation coefficient calculation unit is transmitted to the transmitter. It does not need to be provided with the structure for providing.
  • FIGS. 3 to 4 is a flowchart illustrating an orthogonal complex pre-coding method in an orthogonal complex pre-coding apparatus of an open-loop multi-antenna system according to the present invention. A description with reference to FIGS. 3 to 4 is as follows.
  • condition search unit 150 searches for a phase variable value in which the precode complex matrix for the number of transmission antennas satisfies the condition of the orthogonal characteristic (S411).
  • the precode determiner 160 is optimized based on the retrieved phase variable values and minimizes a system error by assuming a worst channel environment, that is, a transmission correlation coefficient of 1;
  • the code is determined (S413).
  • the signal separation unit 110 separates a signal to be transmitted to correspond to the number of transmission antennas (S415), and modulates the separated transmission signal (S417).
  • the precode applying unit 130 applies complex pre-encoding of the transmission signals by applying the determined precode to the separated and modulated transmission signals output from the modulation unit 120. 140) (S419).
  • the transmitter 140 transmits each of the transmission signals that are complex pre-coded and input through the corresponding transmission antenna (S421).
  • 5 is a graph showing reception performance according to a correlation coefficient by orthogonal complex pre-coding according to the present invention.
  • a complex matrix having a complex value of a precode matrix is configured, and the phase values of the precode complex matrix are orthogonal to be received even when the transmission correlation coefficient is zero. Signal degradation does not occur.
  • the transmission signal 503 subjected to orthogonal complex precoding according to the present invention exhibits relatively constant reception performance.
  • the transmission signal 503 that performs orthogonal complex precoding according to the present invention does not receive the feedback information from the receiver 20, the transmission signal 502 receives the feedback information and performs almost the performance of the transmission signal 502 that performs the precoding. It can be seen that similarity.
  • FIG. 6 is a graph illustrating reception performance according to a signal-to-noise ratio by orthogonal complex pre-coding according to the present invention.
  • the signal-to-noise ratio (SNR) 603 of the transmission signal of the present invention is a signal-to-noise ratio 602 for performing encoding based on a signal-to-noise ratio 601 and a rotation conversion technique of a non-precoded transmission signal. Better than).
  • the present invention is not limited to the above-described typical preferred embodiment, but can be carried out in various ways without departing from the gist of the present invention, various modifications, alterations, substitutions or additions in the art réelle who has this can easily understand it. If the implementation by such improvement, change, replacement or addition falls within the scope of the appended claims, the technical idea should also be regarded as belonging to the present invention.

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Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템인 미모(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 방송 시스템과 같이 수신측으로부터 채널환경을 피드백(Feedback)받지 못하는 개루프 송신 상관 미모 페이딩 채널에서 의 성능열화를 방지할 수 있는 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법에 관한 것으로, 송신 상관계수가 최악인 경우를 가정하고 평균 수신신호 성능 열화를 방지할 수 있는 복소 최악의 채널환경을 고려한 프리코드로 분리된 송신신호를 프리코딩(또는 "전치 부호화"라 함)함으로써 수신기의 피드백 정보 없이도 채널에서 송신신호의 수신 성능 열화를 방지하고 이에 따른 시스템 오류 확률(PEP)을 낮출 수 있으며, 피드백 구조를 가지지 않으므로 시스템의 복잡도 및 오버헤드를 낮출 수 있는 효과를 제공한다.

Description

개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법
본 발명은 다중 안테나 시스템인 미모(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 방송 시스템과 같이 수신측으로부터 채널환경을 피드백(Feedback)받지 못하는 개루프 송신 상관 미모 페이딩 채널에서 수신신호의 성능열화를 방지할 수 있는 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 수신 성능을 향상시키고, 데이터 전송용량을 증가시킬 수 있는 효과를 가지는 미모(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 시스템의 연구가 활발하게 이루어지고 있다.
구체적으로, MIMO는 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나(SISO: Single Input Single Output)를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신안테나와 다중 수신안테나를 채택하여 공간을 다중화(이하 "공간 다중화(Spatial Multiplexing)"이라 함)함으로써 송수신 데이터의 전송 효율을 향상시키고, 데이터 전송 용량을 증가시킬 수 있는 통신방법이다.
이런 MIMO 시스템의 공간 다중화의 성능은 송신 안테나 사이 채널들의 상관(Correlation)에 의해서 심각한 수신 성능 열화가 발생하게 된다.
이런 수신신호의 성능열화를 방지하기 위해 수신기는 공간 다중화 채널을 통해 수신된 신호로부터 채널 환경을 추정하고, 추정된 채널 환경 정보를 송신기로 피드백하여 송신신호에 채널 환경을 반영하여 송신하도록 하는 피드백 방식이 적용되고 있다.
이러한 피드백 방식의 MIMO 시스템은 다수개의 송신안테나를 구비하는 송신기와 다수개의 수신 안테나를 구비하는 수신기로 구성된다.
도 1은 코드북 방식을 적용하는 일반적인 피드백 방식의 MIMO 시스템의 구성을 타나낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 코드북 방식의 MIMO 시스템은, 송신기(10)가 코드북 저장부(13)에 미리 설계 되어 있는 코드북 집합들을 선택한 후 프리코딩 적용부(11)에서 분리된 송신신호에 프리코딩을 적용하여 송신하고, 수신기(10)는 프리코딩이 적용된 송신신호를 수신하고 채널 추정부(22)를 통해 상기 수신신호로부터 채널 환경을 추정하며, 다양한 채널 환경에 대해 시스템 오류를 최소화할 수 있는 최적의 코드워드들을 저장하고 있는 코드워드 선택부(23)를 통해 상기 추정된 채널 환경에 대응하는 코드워드를 선택하고 그 선택된 코드 인덱스를 피드백 채널을 통해 송신기(10)로 전송한다. 이때, 송신기(10)는 피드백 채널을 통해 수신된 코드 인덱스에 대응하는 코드워드를 코드북(13)으로부터 찾아 프리 코딩 적용부(11)로 출력하고, 프리 코딩 적용부(11)는 입력되는 코드워드를 송신부(12)의 송신안테나들을 통해 송신하기 위해 분리된 송신신호들에 적용하여 송신부(12)의 해당 안테나를 통해 송신한다. 상기 채널 추정 및 코드워드 선택기법은 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 기술이므로 그 상세한 설명을 생략한다.
도 2는 회전 변환 기법을 적용하는 일반적인 피드백 방식의 MIMO 시스템의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 회전 변환 기법을 이용한 MIMO 시스템은 수신기(20)의 채널 추정부(22)를 통해 추정된 채널 환경 정보로부터 상관계수를 계산하고, 계산된 상관계수를 피드백 채널을 통해 송신기(10)로 전송하는 상관 계수 계산부(24)를 포함하고, 송신기(10)는 상기 상관계수 계산부(24)로부터 수신되는 상관계수에 의해 회전 변환기법, 전력 할당 및 대표적인 행렬을 기반으로 한 시스템 오류를 최소화 하는 프리코딩의 파라미터 값들을 계산하고, 계산된 파라미터 값들이 적용된 프리코드를 프리 코딩 적용부(11)로 출력하는 회전 변환부(14)를 포함한다. 상기 상관계수 계산 방법, 회전 변환 기법 및 전력 할당 및 행렬에 의한 시스템 오류 최소화를 위한 프리코딩 파라미터 값 계산법은 이 기술분야의 통상의 기술을 가진 자에게 자명한 기술이므로 상세한 설명을 생략한다.
상술한 바와 같이 송신기로부터 송신된 송신신호로부터 MIMO 채널 환경을 추정하고 이 추정된 채널 환경 정보를 송신기로 피드백하여 줌으로써 공간 다중화에 의한 채널 성능 열화를 방지할 수 있는 효과를 가진다.
그러나 상기 피드백 방식의 MIMO 시스템은 모두 높은 복잡도가 요구되는 문제점이 있다.
그리고 피드백 방식은 개루프 시스템인 방송 시스템 혹은 피드백 정보를 받기 힘든 페스트 페이딩(Fast Fading) 채널 환경을 가지는 시스템에는 피드백 오류에 따른 성능열화가 발생하는 문제점이 있었다.
따라서 방송 시스템 및 페스트 페이딩 채널 환경을 가지는 시스템 등과 같은 개루프 MIMO 시스템에서의 공간 다중화에 의한 수신신호의 성능 열화를 방지할 수 있는 방안이 요구되어지고 있다.
따라서 본 발명의 목적은 방송 시스템과 같이 수신측으로부터 채널환경을 피드백(Feedback)받지 못하는 개루프 송신 상관 미모 페이딩 채널에서 수신신호의 성능열화를 방지할 수 있는 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 장치는, 적어도 둘 이상의 수신안테나를 포함하여 공간 다중화 송신된 송신신호를 상기 수신 안테나들을 통해 수신하는 수신부와 상기 수신부를 통해 수신된 신호들을 결합한 후 복조하여 출력하는 신호 결합 및 복조부를 포함하는 수신기를 구비하는 개루프 다중안테나 시스템의 송신기에 있어서, 적어도 둘 이상의 송신안테나를 포함하여 공간 다중화된 송신신호들을 송신하는 송신부와, 송신할 신호를 송신안테나 수에 대응하도록 분리하는 신호 분리부와, 분리된 상기 신호들을 변조하여 출력하는 변조부와, 송신안테나 수에 대한 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상변수 값의 조건을 검색하는 조건 검색부와, 상기 검색된 조건에 기반하고 최악의 채널환경으로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정하는 프리코드 결정부와, 상기 변조부로부터 출력되는 분리 및 변조된 송신신호들을 상기 결정된 프리코드를 적용하여 상기 송신부로 출력하는 프리코딩 적용부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 변조부는, 상기 입력되는 신호들을 QPSK 변조를 수행하여 출력하는 QPSK 변조부인 것을 특징으로 한다.
상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 것을 특징으로 한다.
상기 조건 검색부는, 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 위상 변수 값을 검색하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000001
[수학식 2]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000002
상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 것을 특징으로 한다.
상기 조건 검색부는, 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 위상 변수 값을 검색하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000003
[수학식 2]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000004
상기 프리코드 결정부는, 상기 최악의 채널환경으로 가정한 시스템 오류를 최소화하기 위해 하기 수학식 3에 의해 시스템 평균 오류 확률(PEP)을 최소로 하는 프리코드를 결정하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000005
여기서, M은 변조 차수, Nt은 송신 안테나의 수, Nr은 수신 안테나의 수, r은 신호 대 잡음비(SNR)이고, Rt는 송신 상관 행렬, F는 프리코드의 복소행렬, (xi-xj)는 변조 차수에 따른 코드워드의 차이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화 방법은, 적어도 둘 이상의 수신 안테나를 포함하는 수신기를 포함하는 개루프 다중 안테나 시스템의 적어도 둘 이상의 송신안테나를 구비하는 송신기에 있어서, 송신안테나 수에 대한 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상변수 값의 조건을 검색하는 조건 검색 과정과, 상기 검색된 조건에 기반하고 최악의 채널환경으로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정하는 프리코드 결정 과정과, 송신할 신호를 송신안테나 수에 대응하도록 분리하는 신호 분리 과정과, 상기 분할된 송신신호를 변조하여 출력하는 신호 변조 과정과, 상기 변조부로부터 출력되는 분리 및 변조된 송신신호들을 상기 결정된 프리코드를 적용하여 상기 송신부로 출력하는 프리코드 적용 과정과, 상기 프리코드가 적용된 송신신호들을 각각의 송신안테나를 통해 송신하는 송신 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 변조는, 상기 입력되는 신호들을 QPSK 변조를 수행하여 출력하는 QPSK 변조인 것을 특징으로 한다.
상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 경우, 상기 위상 변수 값은, 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 값인 것을 특징으로 한다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000006
[수학식 2]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000007
상기 위상 변수 값은, 상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 경우, 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 값인 것을 특징으로 한다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000008
[수학식 2]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000009
상기 프리코드 결정부는, 상기 최악의 채널환경으로 가정한 시스템 오류를 최소화하기 위해 하기 수학식 3에 의해 시스템 평균 오류 확률(PEP)을 최소로 하는 프리코드를 결정하는 것을 특징으로 한다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000010
여기서, M은 변조 차수, Nt은 송신 안테나의 수, Nr은 수신 안테나의 수, r은 신호 대 잡음비(SNR)이고, Rt는 송신 상관 행렬, F는 프리코드의 복소행렬, (xi-xj)는 변조 차수에 따른 코드워드의 차이다.
본 발명은 송신 상관계수가 최악인 경우를 가정하고 평균 수신신호 성능 열화를 방지할 수 있는 복소 최악의 채널환경을 고려한 프리코드로 분리된 송신신호를 프리코딩(또는 "전치 부호화"라 함)함으로써 수신기의 피드백 정보 없이도 채널에서 수신신호의 성능 열화를 방지하고 이에 따른 시스템 오류 확률(Pairwise Error Probability: PEP)을 낮출 수 있는 효과를 가진다.
또한, 본 발명은 피드백 구조를 가지지 않으므로 시스템의 복잡도 및 오버헤드를 낮출 수 있는 효과를 가진다.
도 1은 코드북 방식을 적용하는 일반적인 피드백 방식의 MIMO 시스템의 구성을 타나낸 도면이다.
도 2는 회전 변환 기법을 적용하는 일반적인 피드백 방식의 MIMO 시스템의 구성을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 직교 복소 전치 부호화 장치를 포함하는 개루프 다중안테나 시스템의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 개루프 다중 안테나 시스템의 직교 복소 전치 부호화 장치에서의 직교 복소 전치 부호화 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 직교 복소 전치 부호화에 의한 상관계수에 따른 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 직교 복소 전치 부호화에 의한 신호 대 잡음비에 따른 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 개루프 다중안테나 시스템에서 직교 복소 전치 부호화장치의 구성 및 동작을 설명하고, 상기 장치에서의 직교 복소 부호화 방법을 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 직교 복소 전치 부호화 장치를 포함하는 개루프 다중안테나 시스템의 구성을 나타낸 도면이다.
본 발명에 따른 개루프 다중 안테나 시스템은 본 발명에 따른 송신기(100)와 수신기(20)를 포함한다.
본 발명에 따른 개루프 다중 안테나 시스템 송신기(100)는 신호 분리부(110), 변조부(120), 조건 검색부(150), 프리코드 결정부(160), 프리 코딩 적용부(130) 및 송신부(140)를 포함한다.
상기 신호 분리부(110)는 송신할 송신신호를 송신 안테나 수에 대응하는 수로 분리하여 출력한다.
변조부(120)는 상기 신호 분리부(110)에서 분리된 송신신호들 각각을 미리 정의된 변조방식에 따라 변조하여 출력한다. 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), BPSK, 16-QAM, 64-QAM, M-QAM, 8-PSK, 16-PSK, 16-PSK, M-PSK 등과 같이 기존의 기저대역의 모든 변조 방식이 적용될 수 있다.
조건 검색부(150)는 송신 안테나 수에 대한 프리코드의 복소행렬이 직교특성조건을 만족하는 위상변수 값을 검색한다. 구체적으로, 프리코딩 행렬은 각 성분이 크기와 위상을 갖는 복소수 값을 가지는 복소행렬을 기반으로 한다. 이 때, 채널의 상관계수가 0이면 프리코딩을 적용할 경우, 성능 열화가 발생하지 않기 위해서는 복소행렬이 직교 특성을 가져야 한다. 따라서 직교 복소행렬을 만족시키기 위해서는 각 성분의 위상 변수 값들이 특정 조건을 가져야한다.
예를 들어, 2×2 행렬, 즉 송신 안테나와 수신 안테나가 2개로 구성되는 경우, 프리코딩 행렬은 하기 수학식 1과 같이 구성될 수 있으며, 이때, 프리코딩 행렬의 각 성분, a, b, c, d, θ1, θ2, θ3, θ4 중 θ1, θ2, θ3, θ4는 하기 수학식 2를 만족하여야 한다. 상기 a, b, c, d는 행렬 각 성분의 진폭을 의미. a, b, c, d, θ1, θ2, θ3, θ4 모두 하기 수식 3을 기반으로 한 수학적 툴 및 실험적 방법을 통하여 최적의 변수 값들을 검색하여 도출된다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000011
[수학식 2]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000012
프리코드 결정부(160)는 상기 검색된 조건에 기반하고 최악의 채널환경으로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정하여 출력한다.
프리코드 결정부(160)는 조건 검색부(150)에서 각 성분의 위상 변수 값의 조건을 기반으로 송신상관계수(0~1 사이의 값을 가지며, 0일 경우 최상의 채널 환경이고, 1인 경우 최악의 채널 환경임)를 1로 설정하고 변조 차수에 맞게 하기 수학식 3의 평균 PEP,
Figure PCTKR2012007582-appb-I000013
을 이용하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 크기와 위상 변수를 결정한다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000014
여기서, M은 변조 차수, Nt은 송신 안테나의 수, Nr은 수신 안테나의 수, r은 신호 대 잡음비(SNR)이고, Rt는 송신 상관 행렬, F는 프리코드의 복소행렬, (xi-xj)는 변조 차수에 따른 코드워드의 차이다. 이 때 코드워드의 차는 변조 차수에 따라 다르며, BPSK, 16-QAM, 64-QAM, M-QAM을 각각 적용 할 수 있다.
예를 들어, 2×2 행렬, 즉 송신안테나의 수가 2개이고, 변조방식이 QPSK이며, 상기 수학식 1 및 수학식 2에 의해 검색된 조건이 a=d=1, b=c=0.4969, θ1=π/4 θ2=θ3=0, θ4= π-θ1일 경우, 프리코드는 하기 수학식 4와 같이 결정된다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2012007582-appb-I000015
프리코딩 적용부(130)는 상기 변조부(120)로부터 출력되는 분리 및 변조된 송신신호들을 상기 결정된 프리코드를 적용, 즉 직교 복소 전치부호화 하여 상기 송신부(140)로 출력한다.
송신부(140)는 상기 직교 복소 전치 부호화된 송신신호들을 각각 해당 송신안테나를 통해 송신한다.
수신기(20)는 송신부(140)의 송신안테나 수에 대응하는 수의 수신안테나를 구비하여 상기 송신기(100)에서 송신된 직교 전치 부호화된 송신신호들을 수신하여 출력하는 수신부(21)와 상기 수신부(21)를 통해 수신된 송신신호(이하 "수신신호"라 함)를 변조한 후 하나의 신호로 결합하는 신호 결합 및 복조부(23)를 포함한다. 본 발명에 따른 수신기(20)는 기존 수신기의 구성과 동일하게 구성되며, 최악의 채널 환경을 가정하여 신호를 송신하므로, 채널 추정 및 코드워드 선택부 및 상관계수 계산부 등과 같은 피드백 정보를 송신기로 제공하기 위한 구성을 구비하지 않아도 된다.
도 4는 본 발명에 따른 개루프 다중 안테나 시스템의 직교 복소 전치 부호화 장치에서의 직교 복소 전치 부호화 방법을 나타낸 흐름도이다. 이하 도 3 내지 도 4를 참조하여 설명한다.
우선, 조건 검색부(150)는 송신안테나 수에 대한 프리코드 복소행렬이 직교특성의 조건을 만족하는 위상변수 값을 검색한다(S411).
상기 프리코드 복수 행렬의 위상변수 값들이 검색되면 프리코드 결정부(160)는 상기 검색된 위상변수 값들에 기반하고 최악의 채널환경, 즉 송신상관계수를 1로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정한다(S413).
최적의 프리코드가 결정되고 송신할 신호가 발생되면 신호 분리부(110)는 송신할 신호를 송신안테나 수에 대응하도록 분리하고(S415), 분리된 송신신호를 변조한다(S417).
상기 송신신호가 분리 및 변조되어 출력되면 프리코드 적용부(130)는 상기 변조부(120)로부터 출력되는 분리 및 변조된 송신신호들을 상기 결정된 프리코드를 적용하여 송신신호들을 복소 전치 부호화 하여 송신부(140)로 출력한다(S419).
상기 송신부(140)는 복소 전치 부호화 되어 입력되는 송신신호들 각각을 해당 송신안테나를 통해 송신한다(S421).
도 5는 본 발명의 직교 복소 전치 부호화에 의한 상관계수에 따른 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 5를 참조하면, 상기 도 3 및 도 4에서 설명한 바와 같이 프리코드 행렬의 복소수 값을 가지는 복소행렬로 구성하고, 프리코드 복소행렬의 위상 값들이 직교되도록 구성함으로써 송신상관계수가 0일 때도 수신신호의 성능열화가 발생하지 않는다.
도 5에서 보이는 바와 같이 상관계수가 증가함에 따라 프리코딩을 하지 않는 수신신호(501)의 성능은 급속도 나빠짐을 알 수 있다.
그러나 본 발명에 따른 직교 복소 전치 부호화를 수행한 송신신호(503)는 비교적 일정한 수신 성능을 나타내고 있음을 알 수 있다.
그리고 본 발명에 따른 직교 복소 전치 부호화를 수행한 송신신호(503)는 수신기(20)로부터 피드백 정보를 받지 않았음에도 불구하고, 피드백 정보를 받아 프리코딩을 수행한 송신신호(502)의 성능과 거의 유사함을 알 수 있다.
도 6은 본 발명의 직교 복소 전치 부호화에 의한 신호 대 잡음비에 따른 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6을 참조하면 본 발명의 송신신호의 신호 대 잡음비(SNR: 603)가 프리코딩을 하지 않은 송신신호의 신호 대 잡음비(601) 및 회전변환 기법 기반으로 프코딩을 수행하는 신호 대 잡음비(602) 보다 더 우수함을 나타내고 있다.
한편, 본 발명은 전술한 전형적인 바람직한 실시예에만 한정되는 것이 아니라 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지로 개량, 변경, 대체 또는 부가하여 실시할 수 있는 것임은 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 이러한 개량, 변경, 대체 또는 부가에 의한 실시가 이하의 첨부된 특허청구범위의 범주에 속하는 것이라면 그 기술사상 역시 본 발명에 속하는 것으로 보아야 한다.
[부호의 설명]
10: 송신기 11: 프리코딩 적용부
12: 송신부 13: 코드북 저장부
14: 회전 변환부 20: 수신기
21: 수신부 22: 채널 추정부
23: 신호 결합 및 복조부 24: 상관 계수 계산부
100: 송신기 110: 신호 분리부
120: 변조부 130: 프리코딩 적용부
140: 송신부 150: 조건 검색부
160: 프리코드 결정부

Claims (12)

  1. 적어도 둘 이상의 수신안테나를 포함하여 공간 다중화 송신된 을 상기 수신 안테나들을 통해 수신하는 수신부와 상기 수신부를 통해 수신된 신호들을 결합한 후 복조하여 출력하는 신호 결합 및 복조부를 포함하는 수신기를 구비하는 개루프 다중안테나 시스템의 송신기에 있어서,
    적어도 둘 이상의 송신안테나를 포함하여 공간 다중화된 들을 송신하는 송신부와,
    송신할 신호를 송신안테나 수에 대응하도록 분리하는 신호 분리부와,
    분리된 상기 신호들을 변조하여 출력하는 변조부와,
    송신안테나 수에 대한 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상변수 값의 조건을 검색하는 조건 검색부와,
    상기 검색된 조건에 기반하고 최악의 채널환경으로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정하는 프리코드 결정부와,
    상기 변조부로부터 출력되는 분리 및 변조된 들을 상기 결정된 프리코드를 적용하여 상기 송신부로 출력하는 프리코딩 적용부를 포함하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변조부는,
    상기 입력되는 신호들을 QPSK 변조를 수행하여 출력하는 QPSK 변조부인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 조건 검색부는,
    프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 위상 변수 값을 검색하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
    [수학식 1]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000016
    [수학식 2]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000017
  5. 제2항에 있어서,
    상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 조건 검색부는,
    프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 위상 변수 값을 검색하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
    [수학식 1]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000018
    [수학식 2]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000019
  7. 제6항에 있어서,
    상기 프리코드 결정부는,
    상기 최악의 채널환경으로 가정한 시스템 오류를 최소화하기 위해 하기 수학식 3에 의해 시스템 평균 오류 확률(PEP)을 최소로 하는 프리코드를 결정하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
    [수학식 3]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000020
    여기서, M은 변조 차수, Nt은 송신 안테나의 수, Nr은 수신 안테나의 수, r은 신호 대 잡음비(SNR)이고, Rt는 송신 상관 행렬, F는 프리코드의 복소행렬, (xi-xj)는 변조 차수에 따른 코드워드의 차이다.
  8. 적어도 둘 이상의 수신 안테나를 포함하는 수신기를 포함하는 개루프 다중 안테나 시스템의 적어도 둘 이상의 송신안테나를 구비하는 송신기에 있어서,
    송신안테나 수에 대한 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상변수 값의 조건을 검색하는 조건 검색 과정과,
    상기 검색된 조건에 기반하고 최악의 채널환경으로 가정하여 시스템 오류를 최소화 하는 최적의 프리코드를 결정하는 프리코드 결정 과정과,
    송신할 신호를 송신안테나 수에 대응하도록 분리하는 신호 분리 과정과,
    상기 분할된 을 변조하여 출력하는 신호 변조 과정과,
    상기 변조부로부터 출력되는 분리 및 변조된 들을 상기 결정된 프리코드를 적용하여 상기 송신부로 출력하는 프리코드 적용 과정과,
    상기 프리코드가 적용된 들을 각각의 송신안테나를 통해 송신하는 송신 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 변조는,
    상기 입력되는 신호들을 QPSK 변조를 수행하여 출력하는 QPSK 변조인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 경우, 상기 위상 변수 값은,
    프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 값인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 방법.
    [수학식 1]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000021
    [수학식 2]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000022
  11. 제9항에 있어서,
    상기 위상 변수 값은,
    상기 송신안테나 및 수신안테나의 수가 2개인 경우, 프리코드의 복소행렬이 직교특성을 가지는 위상 변수 값의 조건을 검색하기 위해 하기 수학식 1의 프리코드에 대해 하기 수학식 2를 만족하는 값인 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 방법.
    [수학식 1]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000023
    [수학식 2]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000024
  12. 제11항에 있어서,
    상기 프리코드 결정부는,
    상기 최악의 채널환경으로 가정한 시스템 오류를 최소화하기 위해 하기 수학식 3에 의해 시스템 평균 오류 확률(PEP)을 최소로 하는 프리코드를 결정하는 것을 특징으로 하는 개루프 다중 안테나 시스템 송신기의 직교 복소 전치 부호화 장치.
    [수학식 3]
    Figure PCTKR2012007582-appb-I000025
    여기서, M은 변조 차수, Nt은 송신 안테나의 수, Nr은 수신 안테나의 수, r은 신호 대 잡음비(SNR)이고, Rt는 송신 상관 행렬, F는 프리코드의 복소행렬, (xi-xj)는 변조 차수에 따른 코드워드의 차이다.
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