WO2013032040A1 - 전류원 방식의 정전 용량 측정회로 및 이를 이용한 정전 용량 측정 회로 - Google Patents

전류원 방식의 정전 용량 측정회로 및 이를 이용한 정전 용량 측정 회로 Download PDF

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WO2013032040A1
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charge
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capacitor
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김태환
박수형
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한양대학교 산학협력단
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    • G06F3/044—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means

Definitions

  • the present invention relates to a capacitance measuring circuit, and more particularly to a capacitance measuring circuit using a current source.
  • the touch sensor is a type of input device.
  • the touch sensor technology is a technology that detects whether a touch is made through a microprocessor and a peripheral circuit when an object touches a transparent or opaque touch sensor and provides touch location information to the outside.
  • the touch screen panel is characterized by applying touch sensor technology to arrange touch sensors on a substrate and to provide position information on the touch screen panel when an object touches the substrate.
  • the object detected by the touch screen panel can be a human body, a pen, or other object according to the sensing method of the touch screen panel.
  • the touch screen panel is used in combination with the image display device, the touch screen panel is used to visually view image information. It must be manufactured using a transparent substrate and a transparent thin film or be constructed around the image display device.
  • a resistive film type, a capacitive type, an infrared type, and an ultrasonic type are used for the touch screen panel.
  • the resistive film type and the capacitive type are mainly used, and in the large panel, the infrared type or the ultrasonic type is used.
  • a pad that senses when an object touches mainly uses indium tin oxide (ITO), which is a transparent conductive film, and is disposed on an upper portion of an image display device.
  • ITO indium tin oxide
  • a pad that senses an object when it touches is placed at the edge of the image display device to receive location information.
  • the resistive film type which is used most in small and medium size panels has the advantages of low manufacturing cost, simple structure, and high sensing efficiency, but it has low durability due to direct object contact pressure, and transparent conductive film is used as a layer for position detection. There is a downside to falling.
  • the structure is more complicated than the resistive type, the manufacturing cost is high, and the sensing efficiency may be reduced due to the noise generated by the small capacitance value, but the transmittance is high and the durability is good due to the non-contact.
  • the capacitive value of the touch sensor when the human body does not touch the panel, the capacitive value of the touch sensor is small or very small, and when the human body touches the panel, the capacitive value senses the capacitance value corresponding to the area formed by the touch pad and the human body.
  • the shape of the touch pad that senses capacitance may be configured in various ways as follows.
  • the cell type may exist in each position, the contact area of the pad may vary according to the position, or the arrangement may be such that uniform wiring crosses each other.
  • Conventional capacitance measurement circuits for sensing capacitance values for various types of electrode arrangements can be largely divided into a charging and discharging method using a voltage source and a charging and discharging method using a current source.
  • FIG. 1 shows a capacitance measuring circuit of a charging and discharging method using a conventional voltage source.
  • a separate external capacitor C ext is provided in an external circuit connected to a touch pad. After initially filling the pads capacitor (C pad) of the touch pad to the switching controlled by the clock pulse (Clk) pad capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext) and run the charge sharing by pad capacitor (C pad) Discharge. This process is repeatedly driven to detect the voltage drop of the external capacitor according to the number of iterations. Since the voltage reduction range is changed according to the capacitance value of the touch pad, the resolution according to the contact area of the human body can be increased.
  • FIG. 2 illustrates a conventional capacitance measuring circuit of a charge and discharge method using a current source
  • FIG. 3 is a timing diagram illustrating a charging and discharging cycle of a conventional capacitance measuring circuit of a charge and discharge method using a current source.
  • the comparator compares the reference voltage V ref with the voltage V pad of the touch pad changed by the charging of the capacitive component C pad formed on the touch pad electrode. 2 and 3, in a section in which the OUT signal as a comparison result of the comparator is high, the signal is used as a signal for controlling the switch SW used to discharge the electrode. It is used as a control signal of the timer to measure the time.
  • the discharge is completed in a relatively short time such as the interval of tdis during discharge, and a sufficient timer value is obtained during charging.
  • a current source that supplies very little current.
  • the value of the current supplied from the current source generally uses a few hundred pA to several microA.
  • the reason why the charging voltage characteristic increases linearly in the tchar period is because charging is performed using a constant current source.
  • the capacitance value of the pad capacitor can be measured using a linear relationship with the amount of current, voltage change, charge and discharge time, and capacitor size.
  • the size of the pad capacitor changes with respect to a certain amount of current the time taken to change to a specific voltage can be measured, and the voltage charged or discharged for a specific time can be measured.
  • a counter can be used to measure time, and an analog-to-digital converter (ADC) can be used to measure a changed voltage.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the amount of charge (Qext) of an external capacitor is the product of the capacitance (C ext ) of the external capacitor and the charged voltage (V ext ) of the external capacitor.
  • V * (C pad * VHH + C ext * V ext ) / (C pad + C ext ).
  • V * (k / (1 + k)) * V ext + (1 / (1 + k) * VHH.
  • V * can be changed to the voltage V ext (n) when n runs are performed, and V ext can be expressed by the following equation (2) by changing the voltage V ext (n-1) after n-1 runs.
  • Equation 2 When Equation 2 is modified from Equation 2 as shown in Equation 3, the general term of V ext (n) is expressed in exponential form because the initial voltage is 0.
  • the voltage difference between large C pad values has a small selectivity compared to the voltage difference between small C pad values, and as the number of repetitions increases, the voltage increase gradually decreases.
  • the disadvantage is that the charging efficiency is lowered and the driving time for measuring is increased.
  • the C pad is charged to VHH to share charge with the discharged C ext , and the C pad is charged again to charge C ext . Conversely, the C pad can be discharged, the charge sharing with C ext charged with VHH, and the discharge operation can be repeated.
  • the power consumption is large because the design is performed in a single direction during a charging operation or a discharge operation and the switching is controlled by a clock pulse to charge or discharge.
  • the capacitance value is measured by measuring a voltage that changes during a specific time. Since the capacitance changes when the human body touches the electrode, the amount of voltage change is inversely proportional to the capacitance.
  • Equation 5 it is possible to obtain a capacitance value by measuring a time taken to have a specific voltage change amount. Similarly, since the capacitance changes when the human body touches the electrode, the time taken to charge or discharge is proportional to the capacitance.
  • the capacitance (C pad ) formed between the electrode and the human body is very small, such as several pF to several tens of pF, when the voltage is measured in the prior art, the voltage changes quickly to the maximum voltage because the voltage varies greatly per unit time. It is difficult to measure the charge, and when measuring the time for the voltage change, since the charge and discharge time is short, a timer using a very high speed clock is required.
  • the charge or discharge current used to measure capacitance is as small as a few hundred pA to several ⁇ A. If the amount of current flowing in order to easily compensate for capacitance measurement is smaller, leakage current due to parasitic resistance parasitic on semiconductor devices, contact resistance between measuring circuit and touch screen panel, and signal-to-noise ratio due to external environment The to-noise ratio (SNR) is increased to decrease the recognition rate.
  • SNR to-noise ratio
  • an external capacitor in the measurement circuit having a capacitance larger than the capacitance C pad of the touch pad electrode ( C ext ) has the advantage of being able to measure voltage changes or time changes indirectly.
  • the voltage change is exponential, the charge or discharge efficiency decreases over time, and the selectivity of the measured values is nonlinear.
  • the conventional charging and discharging measuring circuit using a current source has the advantage of easy measurement and calculation because the change in voltage increases and decreases in proportion to time when charging and discharging using a current source, while the current used for measuring Has to be very small, which increases the signal-to-noise ratio (SNR) during measurement.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • a first object of the present invention is to provide a current measuring method of capacitance measuring circuit which combines the advantages of the method of using a voltage source and the method of using a current source in the prior art and can compensate for each other.
  • a second object of the present invention is to provide a current source capacitance measurement method using the capacitance measurement circuit.
  • a current source type capacitance measuring circuit including an external capacitor and at least one pad capacitor according to an aspect of the present invention for achieving the first object of the present invention is to use the at least one pad capacitor using a constant current source.
  • the capacitance measuring method using the current source capacitance measuring circuit including an external capacitor and at least one pad capacitor for achieving the second object of the present invention using the constant current source Charging or discharging at least one pad capacitor, and performing charge sharing between the charged or discharged pad capacitor and an external capacitor.
  • the current source capacitance measuring circuit and the current source capacitance measuring method charge and discharge a pad capacitor C pad using a current source, and the pad capacitor and the external capacitor.
  • the charge sharing between (C ext ) combines the advantages of using a voltage source and a current source in the prior art and complements the disadvantages.
  • the pad capacitor C pad is charged or discharged using a current source, and charge sharing is performed between the pad capacitor C pad and the external capacitor C ext to maintain a linear relationship even when the voltage of the external capacitor C ext changes over time. Is simple.
  • the current source capacitance measuring circuit and the current source capacitance measuring method according to the embodiments of the present invention have a long measurement time during one charging or discharging period even when a large current is used, and thus the measurement margin is good. It can be applied to the method of measuring the time to the reference voltage or the method of measuring the voltage change to the reference time through the analog-to-digital converter (ADC).
  • ADC analog-to-digital converter
  • the current source capacitance measuring circuit and the current source capacitance measuring method according to the embodiments of the present invention by using the multi-measurement mode by adjusting the value of the current amount (I) and C ext in the design parameters touch the human body When done, you have a lot of control over the time and precision for measuring it.
  • a feedback logic circuit is provided to actively switch according to the voltages of the pad capacitor C pad and the external capacitor C ext , so that the operation speed is high and the unit cost can be reduced. .
  • the multi-mode can be used by changing the charge / discharge current amount I and the value of the external capacitor C ext .
  • the large current can be used to prevent the reduction of signal-to-noise ratio (SNR) due to leakage current of the measurement circuit, and to charge or charge the external capacitor (C ext ) even when the large current is used. Because of the large number of operations to discharge, the measurement margin is large, and calculations and circuit design are easy from the linear relationship.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the current source capacitance measuring circuit and the current source capacitance measuring method according to embodiments of the present invention may be applied to the capacitance measuring circuit of a capacitive touch screen panel.
  • the present invention can be applied to an internal / external touch sensor and a touch screen panel using a capacitive type and an image display device related product including the same.
  • the present invention can be applied to a precision capacitive touch sensor and a touch screen panel using a small amount of current, and a high speed capacitive touch sensor and a touch screen panel using a large amount of current.
  • FIG. 1 shows a capacitance measuring circuit of a charging and discharging method using a conventional voltage source.
  • FIG. 2 shows a capacitance measuring circuit of a charging and discharging method using a conventional current source.
  • FIG. 3 is a timing diagram showing a charging and discharging cycle of the capacitance measuring circuit of the conventional charging and discharging method using a current source.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using a current charging and charge sharing method according to an embodiment of the present invention.
  • 5 is a charge control circuit unit for controlling a charging operation of the charging unit of FIG. 4.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charging unit of FIG. 4.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 4.
  • FIG. 8 is a simulation result of the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 4.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using a current discharge and a charge sharing method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a discharge control circuit section for controlling the discharge operation of the discharge section of FIG. 4.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a discharge unit of FIG. 9.
  • FIG. 12 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 9.
  • FIG. 13 is a simulation result of the current source capacitance measuring circuit of FIG. 9.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using a current charging, a current discharging, and a charge sharing method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is an example of a reference voltage generation circuit for generating a reference voltage source used in the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 14.
  • FIG. 16 is an example of a comparator circuit used in the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG.
  • 17 is a charge / discharge control circuit part for controlling charging and discharging operations of the charging and discharging unit of FIG. 14.
  • FIG. 18 is a circuit diagram illustrating an example of a charge / discharge constant current source circuit of the charge / discharge unit (charge unit and discharge unit) of FIG. 14.
  • FIG. 19 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge / discharge switch of the charge / discharge unit (charge unit and discharge unit) of FIG. 14.
  • FIG. 20 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 14.
  • FIG. 21 is a simulation result for the capacitance measuring circuit of FIG. 14.
  • 24 and 25 are examples of the constant current source circuit for changing the charge and discharge current according to the mode.
  • 26 is an example of a circuit for changing a C ext value according to a mode.
  • FIG. 27 is a graph illustrating a voltage change of C ext according to a change of C pad in a circuit operating in a low current low speed mode.
  • FIG. 28 is a graph illustrating a voltage change of C ext according to a change of C pad in a circuit operated in a high current high speed mode.
  • first, second, A, and B may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.
  • the first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component.
  • the time taken to change the voltage to the reference voltage VHH ( ⁇ t) Is linear along.
  • the voltage change amount ⁇ V is constant, but according to the capacitance measuring method of the current source method according to an embodiment of the present invention, when the voltage of the pad capacitor C pad is charged to VHH, the external capacitor C ext ), The voltage change amount ⁇ V when the pad capacitor C pad is charged to VHH is variable.
  • the time ⁇ t for charging and discharging is variable in proportion to the variable voltage change amount ⁇ V. Looking at the formula for the charging section as follows.
  • the n th voltage V ext (n) of the external capacitor C ext increases exponentially as shown in Equation 6 below.
  • the voltage V pad (n) of the electrode is equal to V ext (n) because of the voltage change obtained through charge sharing.
  • the charge sharing time is very short and can be ignored.
  • the time taken for the nth operation is equal to the time taken for the nth charge of the pad capacitor C pad . Therefore, it may be expressed as Equation 7 below.
  • the nth operation time ⁇ t (n) also changes exponentially with respect to the number of charges n. As the number of charges n increases, the charging time for charging to the reference voltage VHH decreases exponentially.
  • the total time T (n) is also expressed in the form of an exponential function for n.
  • the ratio of the total time T (n) taken during the voltage change amount ⁇ V means the average slope of the charge of the external capacitor C ext .
  • the slope of the voltage variation with respect to time is a capacitance (C ext) and capacitance (C pad) of an electrode of the external capacitor according to to charge, and there is a constant current (I) flowing through the It can be seen that it is controllable and linear.
  • I constant current
  • the section slope for charging the external capacitor C ext during one operation can be obtained by dividing the voltage change amount ⁇ V ext (n) by the section time ⁇ t (n) as shown in Equation 11 below.
  • This result is usually obtained by charging one capacitor with current.
  • the time it takes to reach the measured voltage (V ext) based on the voltage of the external capacitor (C ext) after driving the capacitance measuring method of the current fed in accordance with one embodiment of the present invention such as a timer or more Measurements can be made, or voltage changes over a specific period of time can be measured using an ADC, providing a wide range of choices for design, and the slope is linear, making calculations simple.
  • the driving time of the external capacitor C ext is linearly increased as compared with charging and discharging using only the electrode C pad , and a high speed clock is not required. Long enough and many times the drive must be repeated to charge the external capacitor (C ext ), which reduces the measurement error caused by noise.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using a current charging and charge sharing method according to an embodiment of the present invention.
  • 5 is a charge control circuit unit for controlling a charging operation of the charging unit of FIG. 4.
  • 6 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of the charging unit of FIG. 4.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 4.
  • the capacitance measuring circuit of the current source method includes a plurality of pad capacitors C pad 1, C pad 2,..., C pad N corresponding to each of the plurality of lines. ), A multiplexer 10, a multiplexer (MUX), a charging unit 30a, a discharge unit 50a, a charge sharing switching unit 70a, and a reset switching unit 90a.
  • the charging unit 30a includes a constant current source 32 and a charging switching unit 34 (SW1a).
  • the discharge unit 50a includes a discharge switch SW2a.
  • the multiplexer 10 selects a touch pad electrode to be measured from among the plurality of touch pad electrodes.
  • the charging unit 30a charges the selected pad capacitor C pad using the constant current source 32.
  • the discharge unit 50a discharges the pad capacitor C pad selected by the switching operation.
  • Charge sharing switching unit (70a) is a pad is provided between the capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext), and performs charge sharing action between the pad capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext).
  • the reset switching unit 90a discharges the external capacitor by grounding the voltage of the external capacitor.
  • each pad capacitor is initialized by the discharge unit 50a, and voltage values of the pad electrode voltage V pad and the external voltage V ext are referenced by the comparison unit 43a of FIG. 5.
  • the voltages Vref1 and Vref2 are compared.
  • the output of the comparator 43a is used to control the respective switches SW1a, SW2a, SW3a of the capacitance measuring circuit through a logic operation.
  • SW1 and SW3 alternately operate to repeat charging and charge sharing of the pad capacitor C pad .
  • SW2 and SW3 alternately operate to discharge and charge sharing of the pad capacitor C pad . do.
  • both capacitors are initially in a discharge state. That is, the pad capacitor C pad is dropped to the ground voltage gnd by the discharge unit 50a (SW2a), and the external capacitor C ext is dropped to the ground voltage gnd by the reset switching unit SW4a. And the external capacitor both become discharged.
  • the pad capacitor C pad is charged by the operation of the constant current source 32 and the charging switching unit SW1a for charging, and when the charging is completed, the charge sharing switching unit operates opposite to the charging switching unit 34 (SW1a). Charge sharing between C pad and C ext is performed by 70a; SW3 or / SW1a). C ext is charged as C pad charging and charge sharing are performed repeatedly.
  • the two comparators (41a, 43a) are used to compare the voltage (V pad) to the voltage of the C ext (V ext) of each pad C.
  • the magnitude of the two reference voltages is Vref1> Vref2.
  • the voltage of C ext must be lower than Vref2 for the entire capacitance measurement circuit to charge.
  • comparator 1 (41a) compares V ext with Vref2, and comparator 1 (41a) always outputs High when V ext ⁇ Vref2. This state may be defined as a charging signal Chrg, and the opposite of Low may be defined as / Chrg.
  • Comparator 2 (42a) compares V pad and Vref1 and outputs High when V pad > Vref1.
  • the charge control signals 49a (SW1) may be determined as shown in Table 1 according to the voltage states of C pad and C ext .
  • the charging unit 30 includes a constant current source 32a and a charging switching unit 34a.
  • a Vbias voltage is applied to the gate terminal of the NMOS transistor N1a to flow a constant current
  • the constant current Iup flows from the drain of the NMOS transistor N1a to the source terminal.
  • the Iup current flows the same amount of current to the Iup terminal by a current mirror composed of PMOS transistors P1a and P2a.
  • the charging switch for the charging operation of the C pad is composed of a transmission gate TG21a, and the operation of the charging switch may be controlled by a charging control switch composed of another transmission gate TG11a.
  • the transmission gate TG11a serving as the charging control switch is turned on, and the charging control signal SW1 is transmitted to the transmission gate TG21a serving as the charging switch, so that the charging switch can be turned on or off. If the charge signal Chrg is low, the charge control switch is turned off and / Chrg is high, so the NMOS N2 turns on and the charge switch is turned off by the ground voltage (gnd).
  • the configuration and operation principle of the shared switch of the charge sharing switching unit 70 are similar to those of the charge switch.
  • the shared switch can be implemented with transmission gate TG22a, for example.
  • the sharing switch operates in reverse with the charging switch.
  • the sharing switch is turned off when the charging switch is turned on, and when the charging switch is turned off, the sharing switch is turned on. If the charging signal Chrg is low, the sharing switch is turned off and C ext charging stops.
  • Table 2 below shows the operation status between Chrg, / Chrg, SW1, charging switch and sharing switch.
  • FIG. 8 is a simulation result of the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 4.
  • the pad capacitor C pad is charged and when the pad capacitor voltage V pad reaches the reference voltage Vef1, it shares charge with the external capacitor C ext and equals the voltage.
  • V ext in C ext is seen that the increase in step-like, the increase in slope can be seen a substantially linear cut out as previously determined mathematical expression. If there is no leakage current in the circuit, the actual operation becomes more similar to the calculation.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using a current discharge and a charge sharing method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a discharge control circuit section for controlling the discharge operation of the discharge section of FIG. 4.
  • 11 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a discharge unit of FIG. 9.
  • 12 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 9.
  • the capacitance measuring circuit of the current source method includes a plurality of pad capacitors C pad 1, C pad 2,..., C pad N corresponding to each of the plurality of lines. ), A multiplexer 10, a multiplexer (MUX), a discharge unit 50b, a charge sharing switching unit 70b, and reset switch units 30b and 90a.
  • the discharge unit 50b includes a discharge switch SW2b.
  • the multiplexer 10 selects a touch pad electrode to be measured from among the plurality of touch pad electrodes.
  • the discharge unit 50b discharges the pad capacitor C pad selected by the switching operation.
  • Charge sharing switching unit (70b) is a pad is provided between the capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext), and performs charge sharing action between the pad capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext).
  • the reset switching unit 30b resets the pad capacitor voltage by raising the voltage V pad of the pad capacitor to VDD.
  • the reset switching unit 90b resets the external capacitor voltage V ext by raising the voltage V ext of the external capacitor to VDD.
  • each pad capacitor is initialized by the reset switching unit 30b, and the voltage values of the pad electrode voltage V pad and the external voltage V ext are compared in the comparison unit 43b of FIG. 10. It is compared with reference voltages Vref3 and Vref4. The output of the comparator 43b is used to control the respective switches SW1b, SW2b, SW3b of the capacitance measuring circuit through a logic operation.
  • SW2b and SW3b alternately operate to repeat discharge and charge sharing of the pad capacitor C pad .
  • both capacitors must be charged to discharge the pad capacitor C pad to the reference voltage 4 (V ref4 ) and the external capacitor C ext to the reference voltage 3 (V ref3 ).
  • the pad capacitor and the external capacitor are raised to the power supply voltage Vdd by the first two reset switches 30b and 90b.
  • the C pad is discharged by the operation of the constant current source and the discharge switch SW2b for discharging, and when the discharge is completed, the C pad and the C ext by the charge sharing switch 70b, SW3b or / SW2b which operate in reverse to the discharge switch SW2b. Charge sharing is performed.
  • C ext is discharged as C pad discharge and charge sharing are performed repeatedly.
  • comparators there are two comparators may be used to refer to 10 when, compared to the pad of the capacitor C voltage pad (pad V) to the voltage of the external capacitor C ext (V ext), respectively.
  • the magnitude of the two reference voltages is V ref3 > V ref4 .
  • the voltage V ext of C ext must be higher than the reference voltage V ref3 for the entire circuit to discharge.
  • comparator 1b (41b) compares V ext and V ref3 , and when V ext > V ref3 , comparator 1b (41b) outputs High.
  • Such a state may be defined as a discharge signal / Chrg, and Low having a phase opposite thereto may be defined as Chrg.
  • Comparator 2b (42b) compares V pad with V ref4 and outputs High when V pad ⁇ V ref4 .
  • the discharge control signal SW2 can be determined as shown in Table 3 according to the voltage state of C pad and C ext .
  • the discharge unit 50b includes a constant current source 32b and a discharge switching unit SW2b.
  • a V bias voltage is applied to the gate terminal of the PMOS transistor P4a to flow a constant current
  • the constant current Idn flows from the source of the PMOS transistor P4a to the drain terminal.
  • the Idn current flows the same amount of current to the I dn terminal by a current mirror composed of NMOS transistors N4a and N5a.
  • the discharge switch for discharging operation of the C pad may be configured as a transmission gate TG11b.
  • the operation of the discharge switch can be controlled by a discharge control switch composed of another transmission gate TG21b.
  • the discharge control switch is turned on and the signal of the discharge control signal SW2 is transferred to the discharge switch composed of the transmission gate TG11b to turn the discharge switch on or off.
  • the discharge control switch composed of the transmission gate TG21b is turned off, and / Chrg is turned low, so that the discharge switch is turned off by the power supply voltage Vdd while the PMOS transistor P5 is turned on.
  • the configuration and operation principle of the shared switch of the charge sharing switching unit 70b are similar to those of the discharge switch, and operate opposite to the discharge switch in the region where the Chrg signal is low.
  • the share switch In the region where the Chrg signal is low, the share switch is turned off when the discharge switch is turned on, and the share switch is turned on when the discharge switch is turned off. If the Chrg signal is high, the share switch is turned off and the discharge of C ext is stopped.
  • Table 4 is a table showing the operation states of Chrg, / Chrg, SW2, discharge switch and shared switch.
  • FIG. 13 is a simulation result of the current source capacitance measuring circuit of FIG. 9.
  • the pad capacitor C pad discharges and reaches the reference voltage V ef4 , sharing charge with the external capacitor C ext , which causes the voltage to be the same.
  • V ext in C ext is seen that the reduction in the step-like, it can be seen that the slope is reduced almost linearly cut out as in Example 1. Without leakage current in the circuit, the actual operation becomes more similar to the calculations.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a capacitance measuring circuit of a current source method using current charging, current discharging, and charge sharing according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is an example of a reference voltage generation circuit for generating a reference voltage source used in the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 14.
  • FIG. 16 is an example of a comparator circuit used in the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 14.
  • 17 is a charge / discharge control circuit part for controlling charging and discharging operations of the charging and discharging unit of FIG. 14.
  • 18 is a circuit diagram illustrating an example of a charge / discharge constant current source circuit of the charge / discharge unit (charge unit and discharge unit) of FIG. 14.
  • FIG. 15 is an example of a reference voltage generation circuit for generating a reference voltage source used in the capacitance measuring circuit of the current source method of FIG. 14.
  • FIG. 16 is an example of a comparator circuit used in the capacitance measuring circuit of the current
  • 19 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge / discharge switch of the charge / discharge unit (charge unit and discharge unit) of FIG. 14.
  • 20 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a charge sharing switching unit of FIG. 14.
  • the capacitance measuring circuit of the third embodiment of FIG. 14 is a circuit using both the charging method of the first embodiment and the discharging method of the second embodiment.
  • the circuit that operates in the single direction with the charging method or the discharging method has a disadvantage in that power consumption is large when discharged or charged by an initial reset operation.
  • the bidirectional circuit is configured such that the charge and discharge are automatically switched by the logic circuit as in the third embodiment of the present invention, it is discharged to the ground voltage gnd or charged to the power supply voltage Vdd by an initial reset operation.
  • the voltage change can be reduced, the power consumption can be reduced.
  • the time for one cycle of the external capacitor C ext which repeats charging and discharging, is twice as long as in a unidirectional design, further increasing the measurement margin for the capacitance difference of the pad capacitor C pad .
  • the capacitance measuring circuit of the current source method includes a plurality of pad capacitors C pad 1, C pad 2,..., C pad corresponding to each of the plurality of lines. N), a multiplexer 10, a multiplexer (MUX), a charge / discharge unit, a charge sharing switching unit 70, and a reset switching unit 90 (SW4).
  • the discharge unit 50b includes a discharge switch SW2b.
  • the charging and discharging unit may include a charging unit 30 and a discharge unit 50.
  • the capacitance measuring circuit of the current source method according to another embodiment of the present invention may further include a reference voltage generation circuit 1410, a comparison unit 1420, and a charge / discharge control circuit unit 1430.
  • the capacitance measuring circuit of the current source method according to another embodiment of the present invention may further include a mode selector 1440 and a data processor 1450.
  • the multiplexer 10 selects a touch pad electrode to be measured from among the plurality of touch pad electrodes.
  • the charging unit 30 charges the selected pad capacitor C pad using the constant current source Iup.
  • the discharge unit 50 discharges the pad capacitor C pad selected by the switching operation using the constant current source Idn.
  • Charge sharing switching section 70 a pad is provided between the capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext), and performs charge sharing action between the pad capacitor (C pad) and the external capacitor (C ext).
  • the reset switching units 30c and 90 include a reset switch 30c provided between the pad capacitor voltage V pad and the ground voltage and a reset switch 90 provided between the external capacitor voltage V ext and the ground voltage.
  • the reset switch 30c resets the pad capacitor voltage by grounding the voltage V pad of the pad capacitor.
  • the reset switch 90 is grounded to the voltage V ext of the external capacitor to reset the external capacitor voltage V ext.
  • the external voltage V ext and the output of the comparator 1420 may be sent to the data processor 1450 and used to calculate the capacitance value.
  • the mode selector 1440 is operated according to the data processing result and the values of the current amount I and the value of the external capacitor C ext are changed, the operation time, the measurement margin, and the power consumption can be adjusted.
  • yet another current fed capacitance measuring circuit according to the embodiment of the present invention, and to determine the charging or discharging operation direction in accordance with the voltage V ext of the pad capacitor C pad voltage V pad and the external capacitor C ext of Feedback is used to control the various switches in the circuit.
  • V pad and V ext are compared with reference voltages Vref2, Vref3, Vref4, and Vref1 in the comparator 1420 to generate logic control signals Hext, Lext, Hpad, and Lpad, and then generate the generated logic control signals.
  • Vref2, Vref3, Vref4, and Vref1 in the comparator 1420 to generate logic control signals Hext, Lext, Hpad, and Lpad, and then generate the generated logic control signals.
  • the charge / discharge control circuit unit 1430 and the data processor 1450 are output.
  • the charge / discharge control circuit unit 1430 may be configured as a logic circuit for controlling the switches in the circuit based on the logic control signals Hext, Lext, Hpad, and Lpad generated by the comparator 1420. have. Output signals of the charge / discharge control circuit unit 1430 are transmitted to the charge / discharge switches SW1 and SW2 and the charge sharing switch 70 to operate the switch so that the circuit repeats charging and charge sharing or repeats discharge and charge sharing. .
  • the data processor 1450 may measure the charge / discharge time through a timer.
  • the signal of the comparator 1420 changes every one or more cycles of repeating charging and discharging.
  • the change of the C pad according to whether the human body is touched can be measured. Can be.
  • the reference voltage generation circuit may divide a voltage by connecting a resistor in series and generate reference voltages using a buffer.
  • an example is implemented using five resistors R1 to R5 and four buffers B1, B2, B3, and B4.
  • the magnitude of the voltage is V ref1 > V ref2 > V ref3 > V ref4 .
  • the comparator 1420 uses four comparators.
  • comparator 1 compares V ext with V ref2 , and comparator 1 always outputs High when V ext ⁇ V ref2 . Define the output terminal of comparator 1 as H ext .
  • the voltage of C ext must be higher than V ref3 for the entire circuit to discharge.
  • comparator 2 compares V ext with V ref3 , and comparator 2 always outputs High when V ext > V ref3 .
  • Comparator 3 compares V pad and V ref1 and always outputs high when V pad > V ref1 .
  • Comparator 4 compares V pad and V ref4 and always outputs High when V pad ⁇ V ref4 .
  • Define the output terminal of comparator 4 as L pad .
  • Table 5 shows the states of the outputs Hext, Lext, Hpad, and Lpad of Comparators 1 to 4 according to the pad capacitor voltage and the external capacitor voltage.
  • the charge / discharge control circuit unit 1430 may be implemented as a logic circuit composed of NAND elements using the outputs Hext, Lext, Hpad, and Lpad of the comparator 1420.
  • H ext and L ext signals When H ext is High, the charging operation is performed. When L ext is High, the discharge operation is performed.
  • both H ext and L ext will output High. If you make it into high impedance state, if the circuit is charging, the charging operation will continue and the circuit will discharge. If so, the discharge operation will continue. Therefore, the charge signal (Chrg) and the discharge signal (/ Chrg) can be made into a NAND type latch with H ext and L ext as inputs. Since neither H ext nor L ext are low, there is no state where both outputs of the latch go high.
  • the portion generating the charge signal Chrg and the discharge signal / Chrg is not necessarily configured as a NAND type latch, but may be configured as various latches or flip-flops.
  • the charge control signal SW1 is generated.
  • the discharge control signals SW2 are generated. Is generated.
  • Table 6 is a table showing the states of Chrg, / Chrg, SW1, and SW2 according to the outputs Hext, Lext, Hpad, and Lpad of the comparator.
  • the current I flows from the drain to the source terminal.
  • the current I flows the same amount of current to the I up terminal by the current mirror composed of the PMOS transistors P1b and P2b, and flows the same amount of current into the current mirror composed of the other NMOS transistors N4b and N5b.
  • the current I flows through the I dn terminal by the NMOS current mirrors N4b and N5b.
  • the configuration of the bias element and the current mirror is not necessarily limited to the configuration of the circuit of FIG. 18, and various modifications are possible.
  • the charge switch 34c operates in the same configuration and principle as in the charge switching unit 34a of FIG. 6 of the first embodiment, and the discharge switch 34d is the discharge switching unit 34b of the second embodiment. It works in the same way as in.
  • the SW1 signal is sent to the charging switch and the discharge switch is turned off.
  • the SW2 signal is transmitted to the discharge switch and the charge switch is turned off.
  • the charge sharing switching unit 70 includes a charge control switch composed of a transmission gate TG12c, a discharge control switch composed of a transmission gate TG12d, and a shared switch composed of a transmission gate TG22c.
  • the sharing switch operates differently from the operation of the first embodiment or the second embodiment.
  • the sharing switch operates exclusively with the charging operation or the discharging operation. During the charging operation, the operation is reversed from the charging switch and during the discharge operation, the operation is reversed from the discharge switch. Thus, a path selector using the Chrg signal and the / Chrg signal can be used.
  • Table 7 is a table showing states of the charge switch, the discharge switch, and the shared switch according to the states of Chrg, / Chrg, SW1, and SW2.
  • FIG. 21 is a simulation result of the capacitance measuring circuit of FIG. 14.
  • C pad charges and reaches V ref1 , sharing charge with C ext so that the voltage is the same.
  • the voltage of C ext increases stepwise, and the increase slope is almost linear as in Example 1.
  • V ref2 When C ext reaches V ref2 , it switches from charging to discharging. Over time, C pad discharges and when V ref4 is reached, it shares charge with C ext so that the voltage is the same.
  • the voltage of C ext decreases stepwise, and the decrease slope is almost linear as in Example 2. Without leakage current in the circuit, the actual operation will be more like the calculations and draw a symmetrical waveform.
  • 22 and 23 show output waveforms in the comparison unit and the charge / discharge control circuit unit for the result of FIG. 21.
  • 22 is an output waveform of the comparator 1420, which is an output waveform of the comparator 1, the comparator 2, the comparator 3, and the comparator 4 in order from the top.
  • FIG. 23 shows the waveforms Chrg, / Chrg, SW1, SW2 in order from the top as the output waveform of the charge / discharge control circuit unit 1430.
  • FIG. It can be seen that these results have the same output waveform as the preceding logic table.
  • C pad is an independent variable that changes depending on whether or not the human body is in contact
  • C ext and charge / discharge current (I) are control variables that can be determined when designing a measurement circuit. Therefore, by adjusting the size of C ext and the charge / discharge current (I), it is possible to construct a measurement circuit having multiple modes.
  • the NMOS transistors M1, ..., and M20 applied to the bias voltage are composed of NMOS having different channel widths and the mode selection switch 2410 as shown in FIG. Charge / discharge current can be changed.
  • the charging / discharging current may be changed according to the mode using different bias voltage terminals and the mode selection switch 2510 as shown in FIG. 25.
  • the mode selection switch 2610 is an example of a circuit for changing a C ext value according to a mode. Like the constant current source, external capacitors having different sizes and the mode selection switch 2610 may be used to operate like the constant current source.
  • FIG. 27 is a graph illustrating a voltage change of C ext according to a change of C pad in a circuit operating in a low current low speed mode.
  • C pad When the human body is not touched, the C pad is small and when touched, the C pad changes from several pF to several tens pF depending on the contact area with the pad.
  • C ext is 20pF and the charge / discharge current (I) is about 17 ⁇ A, which is a relatively small current compared to the high current high speed mode, but is a larger current than the charge / discharge method using a conventional current.
  • FIG. 28 is a graph illustrating a voltage change of C ext according to a change of C pad in a circuit operated in a high current high speed mode.
  • C ext is 100pF and the charge / discharge current (I) is about 370 ⁇ A, which is a very large current compared to the charge / discharge method using a conventional current. Can be.
  • the results for C pad at 1pF, 6pF, and 11pF are 10.5 ⁇ s at 1pF, 4.8 ⁇ s at 6pF, and 4.3 ⁇ s at 11pF, respectively.
  • the peculiarity of this mode is the inversion of the result of the low current low speed mode due to the large amount of current. In other words, as the value of C pad increases, the value of C pad is not slow but rather fast.

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Abstract

외부 커패시터와 적어도 하나의 패드 커패시터를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 정전류원을 이용하여 상기 적어도 하나의 패드 커패시터를 충전 또는 방전하는 충방전부와, 상기 충전 또는 방전된 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하를 공유하도록 제어하는 전하 공유 스위칭부를 포함한다. 전류원을 이용하여 패드 커패시터를 충방전하고 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하 공유함으로서 종래 기술에서 전압원을 이용하는 방식과 전류원을 이용하는 방식의 장점들을 결합하고 단점들은 서로 보완할 수 있다.

Description

전류원 방식의 정전 용량 측정회로 및 이를 이용한 정전 용량 측정 회로
본 발명은 정전용량 측정 회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 전류원을 이용한 정전용량 측정 회로에 관한 것이다.
터치 센서는 입력장치의 한 종류로서, 터치 센서 기술은 투명 또는 불투명한 터치 센서에 물체가 닿았을 때 마이크로프로세서와 주변 회로를 통하여 터치 여부를 감지하여 외부로 터치 위치 정보를 제공하는 기술이다.
터치스크린 패널은 이러한 터치 센서 기술을 응용하여 기판에 터치 센서들이 배열되고, 물체가 기판에 닿았을 때 터치스크린 패널 상의 위치 정보를 제공하는 것을 특징으로 한다.
터치스크린 패널이 감지하는 물체는 터치스크린 패널의 감지 방식에 따라 인체, 펜, 또는 기타 물체가 가능하며, 터치스크린 패널을 영상표시장치와 결합하여 사용할 경우 영상 정보를 눈으로 보기 위해서 터치스크린 패널은 반드시 투명한 기판과 투명한 박막을 이용하여 제작되거나 영상표시장치의 주변에 구성되어야 한다.
터치스크린 패널에는 일반적으로 저항막 방식, 정전용량 방식, 적외선 방식, 초음파 방식 등이 사용되고 있다. 중소형 패널에서는 저항막 방식과 정전용량 방식이 주로 사용되고 있으며, 대형 패널에서는 적외선 방식이나 초음파 방식 등이 사용되고 있다. 저항막 방식과 정전용량 방식 모두 물체가 닿았을 때 이를 감지하는 패드는 투명 전도막인 ITO(Indium Tin Oxide)을 주로 사용하고 영상표시장치의 상부에 배치된다. 적외선 방식과 초음파 방식은 모두 물체가 닿았을 때 이를 감지하는 패드는 영상표시장치의 가장자리에 배치하여 위치정보를 받아들인다.
중소형 패널에서 가장 많이 사용되는 저항막 방식의 경우 제조비용이 저렴하고 구조가 간단하며 감지 효율이 높은 장점이 있으나 직접적인 물체 접촉 압력으로 인하여 내구성이 떨어지고 위치 감지를 위하여 투명 전도막이 겹층으로 사용되므로 투과율이 떨어지는 단점이 있다.
한편, 정전용량 방식의 경우 저항막 방식에 비하여 구조가 복잡하고 제조비용이 크며 작은 정전 용량 값에 의한 노이즈 발생으로 인하여 감지 효율이 떨어질 수 있지만, 투과율이 높고 비접촉으로 인하여 내구성이 좋은 장점이 있다.
정전용량 방식은 인체가 패널에 닿지 않을 때 터치 센서의 정전용량 값은 없거나 매우 작으며, 인체가 패널에 닿을 때에는 터치패드와 인체가 이루는 면적에 해당하는 정전용량 값을 감지한다.
정전용량을 감지하는 터치패드의 형태는 다음과 같이 다양하게 구성될 수 있다. 각 위치별로 존재하는 셀(Cell)형이 될 수도 있고, 위치에 따라 패드의 접촉 넓이가 변하는 형태일 수도 있으며, 균일한 배선이 교차하는 배열 형태일 수도 있다.
다양한 형태의 전극 배치에 대하여 정전용량 값을 감지하기 위한 종래의 정전용량 측정 회로는 크게 전압원을 이용한 충전 및 방전 방식과 전류원을 이용한 충전 및 방전 방식으로 나눌 수 있다.
도 1은 종래의 전압원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 전압원을 이용한 방식의 경우 터치패드(Touch pad)와 연결된 외부 회로에 별도의 외부 커패시터(Cext)를 구비한다. 초기에 터치 패드의 패드 커패시터(Cpad)를 충전시킨 후 클럭 펄스(Clk)로 제어하는 스위칭으로 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext)와 전하 공유를 실행하여 패드 커패시터(Cpad)를 방전시킨다. 이 과정을 반복적으로 구동하여 반복 횟수에 따른 외부 커패시터의 전압 감소를 감지한다. 터치 패드의 정전 용량 값에 따라 전압 감소폭이 달라지므로 인체의 접촉 면적에 따른 분해능을 높일 수 있다.
도 2는 종래의 전류원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로를 나타내며, 도 3은 종래의 전류원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로의 충전 및 방전 주기를 나타내는 타이밍도이다.
도 2를 참조하면, 터치 패드와 인체 사이에 형성된 정전용량을 측정하기 위하여, 전기적 스위치(SW)를 사용하여 터치 패드(Touch pad) 전극을 완전히 그라운드(GND)로 방전시킨 후에, VDD에 연결된 정전류원으로부터 터치 패드 전극과 인체에 의해서 생성된 정전용량인 패드 커패시터(Cpad)의 정전용량 성분을 기준 전압(Vref)까지 충전되는데 소요되는 시간을 고속의 클럭을 이용한 타이머로 측정하여 타이머 값에 의해 정전용량의 값을 측정한다.
이때 비교기(Comparator)는 기준 전압(Vref)과 터치 패드 전극에 형성된 정전용량 성분(Cpad)의 충전에 의해서 변화되는 터치 패드의 전압(Vpad)을 비교하는 기능을 수행한다. 도 2 및 도 3을 참조하면, 비교기의 비교 결과인 OUT 신호가 High인 구간에서는 전극을 방전하는데 사용되는 스위치 SW를 제어하는 신호로 사용되며, OUT 신호가 Low인 구간에서는 고속 클럭이 tchar 구간 동안의 시간을 측정하는 타이머의 제어 신호로 사용된다.
이러한 종래의 전류원을 사용하는 방식은 정전용량의 측정을 위해 사용되는 고속 클럭의 한계에 의해서 방전시에는 tdis의 구간처럼 상대적으로 매우 짧은 시간에 방전을 완료하며, 충전시에는 충분한 타이머의 값을 얻기 위해서 매우 작은 전류를 공급하는 전류원(current source)을 사용한다. 이때 일반적으로 전류원으로부터 공급되는 전류의 값은 수백 pA 내지 수 uA 정도의 미세 전류를 사용한다. 도 3에 도시된 바와 같이 충전 전압 특성이 tchar 구간에서 선형적으로 증가하는 형태로 나타나는 이유는 정전류원을 사용하여 충전하기 때문이다.
전류원을 이용한 방식의 경우 패드 커패시터(Cpad)에 전류를 충전하거나 방전할 경우 전류량, 전압 변화, 충방전 시간 및 커패시터의 크기에 대한 선형 관계를 이용하여 패드 커패시터의 정전 용량 값을 측정할 수 있다. 특정한 전류량에 대하여 패드 커패시터의 크기가 변화할 때, 특정한 전압까지 변화하는 데에 걸리는 시간을 측정할 수도 있고, 특정한 시간동안 충전 또는 방전된 전압을 측정할 수 있다.
전압원을 이용한 방식의 경우나 전류원을 이용한 방식의 경우 모두 시간을 측정할 경우 카운터를 이용할 수 있고, 변화한 전압을 측정할 경우 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 이용할 수 있다.
도 1의 전압원을 이용한 충방전 방식의 경우 패드 커패시터와 외부 커패시터 두 개의 커패시터를 단락(short)하면 전하 공유를 하여 전압이 같아지고, 단선을 시킨 후 패드의 커패시터를 충방전하는 것을 반복적으로 실행하면 외부 커패시터의 전압이 변화한다. 이 과정에 대한 전압 변화를 수식으로 구하면 다음의 수학식 1과 같다.
수학식 1
Figure PCTKR2011006324-appb-M000001
단락을 하기 전의 터치 패드 전극의 전하량(Qpad)은 터치 패드 전극의 커패시턴스(Cpad)와 충전된 전압(VHH; VHH = Vpad)의 곱이다. 이 때 터치 패드 전극은 항상 VHH로 충전된다. 마찬가지로 외부 커패시터의 전하량(Qext)은 외부 커패시터의 커패시턴스(Cext)와 외부 커패시터의 충전된 전압(Vext)의 곱이다.
패드 커패시터와 외부 커패시터 두 커패시터를 단락하면 전압이 같아지게 되므로, 전체 전하량(Qtotal)은 커패시턴스 합과 단락 후 전압(V*)의 곱으로 표현된다. 따라서 V*=(Cpad * VHH + Cext * Vext) / (Cpad + Cext)으로 된다. k = Cext * Cpad 비로 표현하면, V* = (k/(1+k)) * Vext + (1/(1+k) * VHH이다.
이 과정을 반복적으로 실행할 경우 수학적 귀납법에 의한 수열의 일반항을 유도할 수 있다.
V*는 n회 실행하였을 때의 전압 Vext(n)으로 바꿀 수 있고, Vext는 n-1회 실행 후의 전압 Vext(n-1)으로 바꾸어 다음의 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2011006324-appb-M000002
위의 수학식 2를 다음 수학식 3의 유도 과정과 같이 수학식 2를 변형을 하면 등비수열의 형태로 바뀌고, 초기 전압은 0 이므로, Vext(n)의 일반항은 지수 형태로 표현이 된다.
수학식 3
Figure PCTKR2011006324-appb-M000003
전하공유와 충전의 구동 과정을 n회 반복하였을 때 외부 커패시터(Cext)의 전압은 Vext(n) = VHH * (1-(Cext/(Cpad+Cext))n)으로 외부 커패시턴스와 패드 커패시턴스의 비와 반복 횟수에 따른 지수 형태의 관계식으로 표현된다. 이 때, 전하 공유의 스위칭과 충전의 스위칭을 고정된 클럭 펄스로 제어하므로 각 회의 실행시간은 클럭 주기(tclk)와 같다. 따라서 시간에 대한 전압 변화는 지수 함수 형태로 전개된다.
이처럼 종래의 전압원을 이용한 방식의 경우 n이 증가할수록 전압은 지수 형태로 증가하기 때문에 신체의 일부가 터치 패드 전극에 터치를 하였을 때에 변화하는 터치 패드 전극의 정전 용량 값에 대하여 전압 변화가 비례하지 않는다. 특정 동작 시간동안 전압 변화를 측정하여 정전 용량 값을 구하거나, 기준 전압까지 도달하는 시간을 카운터로 측정하여 정전 용량 값을 구하고 이에 대한 정보로 터치여부를 감지할 때 별도의 로그함수 계산이 필요하며 별도의 테이블과 같은 메모리가 추가로 요구된다.
또한 지수 함수의 형태이기 때문에 큰 Cpad 값들 사이의 전압차는 작은 Cpad 값들 사이의 전압차에 비하여 선택비가 작은 단점이 있으며, 반복 횟수가 증가함에 따라 전압의 증가폭이 점점 작아지므로 시간이 지남에 따라 충전 효율은 떨어지고 측정하기 위한 구동 시간이 증가하는 단점이 있다.
수식에 대한 설계에 따르면 Cpad를 VHH로 충전하여 방전된 Cext와 전하 공유를 하고 다시 Cpad를 충전하여 Cext를 충전하는 동작을 반복한다. 반대로 Cpad를 방전하고 VHH로 충전된 Cext와 전하 공유를 하고 다시 방전하는 동작을 반복할 수 있다. 일반적으로 전압원을 이용한 충방전 회로의 설계시 충전 동작 또는 방전 동작 중에서 단일 방향으로만 설계하고, 클럭 펄스로 스위칭을 제어하여 충전 또는 방전하므로 전력소모가 크다.
한편, 종래의 전류원을 이용한 충방전 방식의 경우 커패시터(C)에 흐르는 전류(I)와 충방전 시간(Δt), 전압 변화(ΔV)의 선형 관계식을 이용한다. 충전 동작에서는 비례적으로 증가하고 방전 동작에서는 비례적으로 감소하기 때문에 측정이 용이한 장점을 지닌다.
수학식 4
Figure PCTKR2011006324-appb-M000004
위의 수학식 4와 같이 커패시터에 정전류가 흐를 때 특정 시간동안 변화하는 전압을 측정하여 정전 용량 값을 구할 수 있다. 인체가 전극에 닿을 때 커패시턴스가 바뀌므로 전압 변화량은 커패시턴스에 반비례한다.
수학식 5
Figure PCTKR2011006324-appb-M000005
또 위의 수학식 5와 같이 특정한 전압 변화량을 가질 때까지 걸리는 시간을 측정하여 정전 용량 값을 구할 수도 있다. 마찬가지로 인체가 전극에 닿을 때 커패시턴스가 바뀌므로 충전 또는 방전하는 데에 걸리는 시간은 커패시턴스에 비례한다.
그러나 전극과 인체 사이에 형성되는 정전 용량(Cpad)이 수 pF에서 수십 pF 정도로 아주 작기 때문에 종래의 기술에서 전압을 측정하는 경우 단위 시간당 변화하는 전압의 폭이 매우 크기 때문에 전압이 금방 최대 전압까지 충전되어 측정이 어려우며, 전압 변화에 대한 시간을 측정하는 경우 충방전 시간이 짧으므로 매우 고속 클럭을 이용한 타이머가 필요한 단점이 있다.
일반적으로 정전 용량을 측정하기 위해 사용하는 충전 또는 방전 전류는 수백 pA ~ 수 μA 정도로 작다. 만약 정전 용량 측정을 용이하게 보상하기 위해 흐르는 전류량을 더 작게 할 경우 반도체 소자들에 기생하는 기생 저항에 의한 누설전류, 측정 회로와 터치스크린패널과의 접촉 저항, 외부 환경에 의한 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio; SNR)가 증가하게 되어 인식률이 저하된다.
충전 동작과 방전 동작을 번갈아 실행하는 양방향 회로를 이용하여 Cpad를 충방전할 경우 1회의 충전 또는 방전 동작 동안 측정하는 데에 따르는 단점을 보완할 수 있지만, 여전히 충방전 동작의 한 사이클 시간이 짧으므로 n회의 사이클 동안 구동하여 시간을 측정해야 한다. 이 경우 n회의 사이클 동안 걸린 시간을 측정하는 타이머 외에 사이클이 진행된 횟수를 측정하는 별도의 카운터를 구비해야 하고, 이 카운터를 통해 마이크로프로세서에서 구동 제어를 해야 하는 단점이 있다.
종래의 전압원을 이용한 충방전 방식의 측정회로는 전압원을 이용하여 충전 또는 방전을 하고 스위칭을 통해 전하 공유를 실시하면 터치 패드 전극의 정전용량(Cpad)보다 큰 커패시턴스를 가지는 측정 회로 내의 외부 커패시터(Cext)를 통해 간접적으로 전압 변화나 시간 변화를 측정할 수 있는 장점이 있다. 그러나 전압 변화가 지수적이므로 구동 시간이 지남에 따라 충전 또는 방전 효율이 떨어지고 측정값의 선택비가 비선형적이다.
종래의 전류원을 이용한 충방전 방식의 측정회로는 전류원을 이용하여 충방전을 실시할 경우 전압의 변화가 시간에 비례하여 증감하기 때문에 측정과 계산이 용이한 장점이 있는 반면, 측정을 위하여 사용하는 전류가 매우 작아야 하고 이로 인하여 측정시 신호대잡음비(SNR)가 증가하게 되는 단점이 있다.
따라서, 본 발명의 제1 목적은 종래 기술에서 전압원을 이용하는 방식과 전류원을 이용하는 방식의 장점들을 결합하고 단점들은 서로 보완할 수 있는 전류원 방식의 정전용량 측정회로를 제공함에 있다.
본 발명의 제2 목적은 상기 정전 용량 측정회로를 이용한 전류원 방식의 정전용량 측정 방법을 제공함에 있다.
상기한 본 발명의 제1 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일측면에 따른 외부 커패시터와 적어도 하나의 패드 커패시터를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 정전류원을 이용하여 상기 적어도 하나의 패드 커패시터를 충전 또는 방전하는 충방전부와, 상기 충전 또는 방전된 패드 커 패시터와 외부 커패시터간 전하를 공유하도록 제어하는 전하 공유 스위칭부를 포함한다.
또한, 본 발명의 제2 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일측면에 따른 외부 커패시터와 적어도 하나의 패드 커패시터를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로를 이용한 정전 용량 측정 방법은 정전류원을 이용하여 상기 적어도 하나의 패드 커패시터를 충전 또는 방전하는 단계와, 상기 충전 또는 방전된 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하 공유를 실시하는 단계를 포함한다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예들에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정회로 및 전류원 방식의 정전용량 측정 방법은 전류원을 이용하여 패드 커패시터(Cpad)를 충방전하고 상기 패드 커패시터와 외부 커패시터(Cext)간 전하 공유함으로서 종래 기술에서 전압원을 이용하는 방식과 전류원을 이용하는 방식의 장점들을 결합하고 단점들은 서로 보완할 수 있다.
패드 커패시터 Cpad를 전류원을 이용하여 충전 또는 방전하고, 패드 커패시터 Cpad와 외부 커패시터 Cext간 전하 공유를 실시하여 시간에 따라 외부 커패시터 Cext의 전압이 변화되더라도 선형적인 관계를 유지할 수 있고 설계 파라미터가 단순하다.
또한, 본 발명의 실시예들에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정회로 및 전류원 방식의 정전용량 측정 방법은 큰 전류를 사용하여도 1회의 충전 또는 방전 구간동안 걸리는 시간이 길어서 측정 마진이 좋고, 타이머를 통해 기준 전압까지의 시간을 측정하는 방식이나 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 통해 기준 시간까지의 전압 변화량을 측정하는 방식에 모두 응용할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예들에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정회로 및 전류원 방식의 정전용량 측정 방법은 다중 측정 모드를 사용하여 설계 파라미터 중에서 전류량(I)과 Cext의 값을 조절하면 인체가 터치되었을 때 이를 측정하기 위한 시간과 정밀도를 다양하게 제어할 수 있다. 이 경우, 이러한 회로 동작을 위해 종래처럼 마이크로프로세서를 이용하여 스위칭하는 것이 아니라 피드백 논리회로부를 두어 패드 커패시터 Cpad와 외부 커패시터 Cext의 전압에 따라 능동적으로 스위칭하므로 동작 속도가 빠르고 단가를 낮출 수 있다.
또한, 충방전 전류량(I)과 외부 커패시터(Cext)의 값을 바꾸어줌으로서 다중 모드를 사용할 수 있다.
또한, 큰 전류를 사용할 수 있기 때문에 측정 회로의 누설 전류에 의한 신호 대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio; SNR) 감소를 방지할 수 있고, 큰 전류를 사용하더라도 외부 커패시터(Cext)를 충전 또는 방전하기 위한 동작 횟수가 많기 때문에 측정 마진이 크며, 선형적인 관계로부터 계산과 회로의 설계가 쉽다.
본 발명의 실시예들에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정회로 및 전류원 방식의 정전용량 측정 방법은 정전용량 방식 터치스크린 패널의 정전용량 측정회로에 적용될 수 있다. 또한, 정전용량 방식을 사용하는 내/외장형 터치 센서 및 터치스크린패널, 그리고 이를 포함하는 영상표시장치 관련 제품에 적용할 수 있다. 또한, 작은 전류량을 이용한 정밀 정전용량 방식 터치 센서와 터치스크린패널, 큰 전류량을 이용한 고속 정전용량 방식 터치 센서 및 터치스크린패널에도 적용할 수 있다.
도 1은 종래의 전압원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로를 나타낸다.
도 2는 종래의 전류원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로를 나타낸다.
도 3은 종래의 전류원을 이용한 충전 및 방전 방식의 정전용량 측정회로의 충전 및 방전 주기를 나타내는 타이밍도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 충전과 전하 공유법을 이용한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다.
도 5는 도 4의 충전부의 충전 동작의 제어를 위한 충전 제어 회로부이다.
도 6은 도 4의 충전부의 구성의 일 예를 나타낸 회로도이다.
도 7은 도 4의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 8은 도 4의 전류원 방식의 정전용량 측정 회로에 대한 시뮬레이션 결과이다.
도 9 는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류 방전과 전하 공유법을 이용한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다.
도 10은 도 4의 방전부의 방전 동작의 제어를 위한 방전 제어 회로부이다.
도 11은 도 9의 방전부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 12는 도 9의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 13은 도 9의 전류원 방식 정전 용량 측정회로에 대한 시뮬레이션 결과이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류 충전, 전류 방전 및 전하 공유법을 이용 한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다.
도 15는 도 14의 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로에 사용되는 기준 전압원을 생성하기 위한 기준 전압 생성회로의 일예이다.
도 16은 도 14의 전류원 방 식의 정전 용량 측정회로에 사용되는 비교부 회로의 일예이다.
도 17은 도 14의 충전부 및 방전부의 충전 및 방전 동작의 제어를 위한 충방전 제어 회로부이다.
도 18은 도 14의 충방전부(충전부 및 방전부)의 충방전 정전류원 회로의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 19는 도 14의 충방전부(충전부 및 방전부)의 충방전 스위치 의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 20은 도 14의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도 이다.
도 21은 도 14의 정전 용량 측정 회로에 대한 시뮬레 이션 결과이다.
도 22 및 도 23은 도 21의 결과에 대 한 비교부와 충방전 제어 회로부에서의 출력 파형들을 나타낸다.
도 24와 25는 모드에 따라 충방전 전류를 바꿔주기 위한 정전류원 회로의 일예이다.
도 26은 모드에 따라 Cext값을 바꿔주는 회로의 일 예이다.
도 27은 저전류 저속 모드로 동작하는 회로에서 Cpad의 변화에 따른 Cext의 전압 변화를 나타낸 그래프이다.
도 28은 고전류 고속 모드로 동작하는 회로에서 Cpad의 변화에 따른 Cext 의 전압 변화를 나타낸 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소의 "상부" 있다거나 "하부" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 형성되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면 번호에 상관없이 동일한 수단에 대해서는 동일한 참조 번호를 사용하기로 한다.
전류원 방식의 정전용량 측정 회로의 경우, 패드 커패시터(Cpad)를 정전류원을 이용하여 충방전하면 기준 전압(VHH)까지 전압 변화하는 동안 걸리는 시간(Δt)는 식
Figure PCTKR2011006324-appb-I000001
을 따라 선형적이다. 종래의 충방전에서는 상기 전압변화량(ΔV)이 일정한 반면, 본 발명의 일실시예에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정 방식에 따르면 패드 커패시터(Cpad)의 전압이 VHH까지 충전하면 외부 커패시터(Cext)와 전하공유를 수행하므로 다시 패드 커패시터(Cpad)가 VHH까지 충전할 때의 전압변화량(ΔV)은 가변적이다. 또한 패드 커패시터(Cpad)의 충방전이 선형적으로 이루어지므로 가변적인 전압변화량(ΔV)에 비례하여 충방전에 걸리는 시간(Δt)도 가변적이다. 충전 구간에 대하여 수식으로 살펴보면 다음과 같다.
충전 횟수(n)에 따라서 외부 커패시터(Cext)의 n번 째 전압(Vext(n))은 다음의 수학식 6과 같이 지수적으로 증가한다. 그리고 전하공유를 통해 얻어지는 전압 변화이므로 전극의 전압(Vpad(n))은 Vext(n)와 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2011006324-appb-M000006
전하공유에 걸리는 시간은 매우 짧으므로 무시할 수 있고, n번 째 동작에서 걸리는 시간은 패드 커패시터(Cpad) n번 째 충전하는 데에 걸리는 시간과 같다. 따라서 다음의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2011006324-appb-M000007
수학식 7에 의하면 n번 째 동작 시간(Δt(n)) 역시 충전 횟수(n)에 대하여 지수적으로 변화한다. 충전 횟수(n)이 증가할수록 기준 전압(VHH)까지 충전하는 데에 소요되는 충전시간은 지수적으로 감소한다.
또한 n번 째 충전까지 소요되는 전체 시간(T(n))은 동작 시간(Δt(n))의 합으로 표현된다. 동작 시간(Δt(n))이 등비수열의 형태이므로 전체 시간(T(n))은 등비수열의 합으로 유도할 수 있다. k=Cext/Cpad로 놓으면,
수학식 8
Figure PCTKR2011006324-appb-M000008
으로 전체 시간(T(n))도 n에 대한 지수함수의 형태로 표현된다.
n회만큼 동작을 반복할 때 전압변화량(ΔV) 동안 걸리는 전체 시간(T(n))의 비는 외부 커패시터(Cext)의 충전에 대한 평균 기울기를 의미한다.
수학식 9
Figure PCTKR2011006324-appb-M000009
이므로 평균 기울기는
수학식 10
Figure PCTKR2011006324-appb-M000010
이다. 즉, 외부 커패시터(Cext)를 충전하는 데에 있어서 시간에 대한 전압변화의 기울기는 외부 커패시터의 정전용량(Cext)과 전극의 정전용량(Cpad), 그리고 거기에 흐르는 정전류(I)로 제어할 수 있으며 선형적임을 알 수 있다. 인체가 전극에 닿았을 때 Cpad는 증가하므로 기울기는 감소하게 되고, 인체가 전극에 닿지 않았을 때에는 기울기가 증가하게 된다.
같은 방법으로 1회의 동작 시 외부 커패시터(Cext)를 충전하는 구간 기울기는 전압 변화량(ΔVext(n))을 구간 시간(Δt(n))으로 나누어 다음의 수학식 11과 같이 구할 수 있다.
수학식 11
Figure PCTKR2011006324-appb-M000011
Figure PCTKR2011006324-appb-I000002
이므로 구간 기울기는,
수학식 12
Figure PCTKR2011006324-appb-M000012
이고, 이는 앞서 구한 평균 기울기와 동일하다. 즉 매 동작마다 외부 커패시터(Cext)를 충전하는 데에 대한 기울기는 전체 동작과 일치하며, 이상적인 경우의 설계에 대해 동작 횟수(n)에 무관하게 선형적인 함수를 그리고 그 기울기는 항상 설계 파라미터(parameter)에 대한 상수이다.
또한 기울기의 식으로부터 다음과 같은 결과를 얻을 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2011006324-appb-M000013
이 결과는 일반적으로 하나의 커패시터에 전류로 충전할 때의 식
Figure PCTKR2011006324-appb-I000003
와
Figure PCTKR2011006324-appb-I000004
의 관계와 유사한 형태를 가짐을 알 수 있고, 본 발명에서 제안하는 방법을 사용하더라도 선형적인 관계를 이용할 수 있다.
따라서 이상과 같이 본 발명의 일실시예에 따른 전류원 방식의 정전용량 측정 방식으로 구동을 한 후 외부 커패시터(Cext)의 전압(Vext)를 측정하면 기준 전압까지 도달하는 데 걸리는 시간을 타이머로 측정할 수도 있고, 특정 시간동안의 전압변화량을 ADC를 사용하여 측정할 수 있어 설계에 대한 선택의 폭이 넓으며, 기울기가 선형적이므로 계산이 단순하다. 또한 전하 공유법을 사용하므로 전극(Cpad)만을 이용하여 충방전하는 것에 비하여 외부 커패시터(Cext)의 구동 시간이 선형적으로 늘어나 고속 클럭이 필요하지 않으며, 작은 전류를 사용하지 않아도 측정 시간이 충분히 길고 외부 커패시터(Cext)를 충전하는 데 구동을 반복해야하는 횟수가 많으므로 노이즈에 의한 측정 오차가 감소 된다.
실시예 1
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전류 충전과 전하 공유법을 이용한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다. 도 5는 도 4의 충전부의 충전 동작의 제어를 위한 충전 제어 회로부이다. 도 6은 도 4의 충전부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다. 도 7은 도 4의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 복수의 라인들 각각에 대응되는 복수의 패드 커패시터(Cpad1, Cpad2, ..., CpadN), 멀티플렉서(10, multiplexer; MUX), 충전부(30a), 방전부(50a), 전하공유 스위칭부(70a), 리셋 스위칭부(90a)를 포함한다. 충전부(30a)는 정전류원(32)와 충전 스위칭부(34, SW1a)를 포함한다. 방전부(50a)는 방전 스위치(SW2a)를 포함한다.
멀티플렉서(10)는 복수의 터치 패드 전극들 중 측정하려는 터치 패드 전극을 선택한다.
충전부(30a)는 정전류원(32)을 이용하여 선택된 패드 커패시터(Cpad)를 충전한다.
방전부(50a)는 스위칭 동작에 의해 선택된 패드 커패시터(Cpad)를 방전한다.
전하 공유 스위칭부(70a)는 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext) 사이에 구비되어, 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext)간에 전하 공유 동작을 수행한다.
리셋 스위칭부(90a)는 외부 커패시터의 전압을 접지시켜 외부 커패시터를 방전시킨다.
멀티플렉서(10)에 의해 터치 패드 전극이 선택되면 각 패드 커패시터는 방전부(50a)에 의해 초기화되고, 패드 전극 전압 Vpad과 외부 전압 Vext의 전압값은 도 5의 비교부(43a)에서 기준전압 Vref1, Vref2와 비교된다. 비교부(43a)의 출력이 논리 연산을 통해 정전 용량 측정 회로의 각 스위치들(SW1a, SW2a, SW3a)을 제어하는 데에 사용된다.
충전 구간에서는 SW1과 SW3이 교대로 동작하여 패드 커패시터(Cpad)의 충전과 전하 공유가 반복되고, 방전 구간에서는 SW2와 SW3이 교대로 동작하여 패드 커패시터(Cpad)의 방전과 전하 공유가 반복된다.
이하, 본 발명의 일실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정회로의 동작을 구체적으로 설명한다.
도 4의 패드 커패시터(Cpad)를 기준전압1(Vref1)까지 그리고 외부커패시터(Cext)를 기준전압2(Vref2)까지 충전하기 위해서 최초에는 두 커패시터 모두 방전 상태에 있다. 즉, 방전부(50a; SW2a)에 의해 패드 커패시터(Cpad)는 접지 전압(gnd)으로 떨어지고, 리셋 스위칭부(SW4a)에 의해 외부커패시터(Cext)는 접지 전압(gnd)으로 떨어져 패드 커패시터 및 외부 커패시터 모두 방전 상태가 된다.
충전을 위한 정전류원(32)과 충전 스위칭부(SW1a)의 동작에 의해 패드 커패시터(Cpad)는 충전되고, 충전이 완료되면 충전 스위칭부(34; SW1a)와는 반대로 동작하는 전하 공유 스위칭부(70a; SW3 또는 /SW1a)에 의하여 Cpad와 Cext의 전하 공유가 수행된다. Cpad의 충전과 전하공유가 반복적으로 실행되면서 Cext는 충전된다.
도 5를 참조하면, Cpad의 전압(Vpad)과 Cext의 전압(Vext)을 각각 비교하기 위하여 두 개의 비교기(41a, 43a)가 사용된다. 두 기준 전압의 크기는 Vref1 > Vref2이다.
먼저 정전 용량 측정 회로 전체가 충전을 실행하기 위해서는 Cext의 전압이 Vref2 보다 낮아야 한다. Cext의 충전 동작을 제어하기 위해 비교기 1(41a)에서 Vext와 Vref2를 비교하여 Vext < Vref2 인 경우 비교기 1(41a)은 항상 High를 출력한다. 이 상태를 충전 신호(Chrg)로 정의하고, 이의 반대인 Low를 /Chrg로 정의할 수 있다. 비교기 2(42a)에서는 Vpad와 Vref1를 비교하여 Vpad > Vref1인 경우 High를 출력한다. 충전 신호(chrg)와 비교기 2(42a)의 출력 신호를 NAND 비교를 하면 Cpad와 Cext의 전압 상태에 따라 다음의 표 1과 같이 충전 제어 신호(49a; SW1)를 결정할 수 있다.
표 1
상 태 비교기1 비교기2 Chrg /Chrg SW1
Vext < Vref2 Vpad < Vref1 High Low High Low High
Vext < Vref2 Vpad > Vref1 High High High Low Low
Vext > Vref2 Vpad < Vref1 Low Low Low High High
Vext > Vref2 Vpad > Vref1 Low High Low High High
도 6을 참조하면, 충전부(30)는 정전류원(32a)과 충전스위칭부(34a)를 포함한다. 정전류를 흘려주기 위해 Vbias 전압을 NMOS 트랜지스터(N1a)의 게이트 단자에 인가하면, NMOS 트랜지스터(N1a)의 드레인에서 소스 단자로 정전류 Iup가 흐른다. 상기 Iup 전류는 PMOS 트랜지스터들(P1a, P2a)로 구성된 전류 미러에 의해서 같은 전류량을 Iup 단자로 흘려준다. Cpad의 충전 동작을 위한 충전스위치는 트랜스미션 게이트(transmission gate) TG21a로 이루어져 있고, 충전스위치의 동작은 또 다른 트랜스미션 게이트 TG11a로 이루어진 충전 제어 스위치에 의해 제어될 수 있다. 충전 신호(Chrg)가 High이면 충전 제어 스위치 역할을 하는 트랜스미션 게게이트 TG11a가 켜지고 충전 제어 신호 SW1가 충전 스위치 역할을 하는 트랜스미션 게이트 TG21a로 전달되어 충전 스위치를 켜거나 끌 수 있다. 충전 신호 Chrg가 Low이면 충전 제어 스위치는 꺼지게 되고, /Chrg는 High가 되므로 NMOS N2가 켜지면서 접지 전압(gnd)에 의해 충전 스위치가 꺼진다.
도 7을 참조하면, 전하공유 스위칭부(70)의 공유 스위치의 구성과 동작 원리는 충전 스위치와 유사하다. 공유 스위치는 예를 들어 트랜스미션 게이트 TG22a로 구현될 수 있다. 충전 신호 Chrg가 High인 영역에서는 공유 스위치는 충전 스위치와 반대로 동작하며, 충전 신호 Chrg가 High인 영역에서는 충전 스위치가 켜지면 공유 스위치는 꺼지고 충전 스위치가 꺼지면 공유 스위치는 켜진다. 충전 신호 Chrg가 Low일 경우에는 공유 스위치가 꺼져서 Cext의 충전 동작이 멈추게 된다. 다음 표 2는 Chrg, /Chrg, SW1, 충전 스위치, 공유 스위치간의 동작 상태를 나타낸다.
표 2
Chrg /Chrg SW1 충전스위치 공유스위치
상 태 High Low High ON OFF
High Low Low OFF ON
Low High High OFF OFF
도 8은 도 4의 전류원 방식의 정전용량 측정 회로에 대한 시뮬레이션 결과이다. 초기 리셋 이후 시간이 흐름에 따라 패드 커패시터 Cpad는 충전되고, 패드 커패시터 전압 Vpad가 기준 전압 Vef1에 도달하면 외부 커패시터 Cext와 전하 공유를 하여 전압이 같아진다. 이와 같은 동작이 반복하면서 Cext의 전압 Vext이 계단형으로 증가함을 알 수 있고, 증가 기울기가 앞서 구한 수학식과 같이 거의 선형적임을 알 수 있다. 회로 내에 누설전류가 없다면 실제 동작은 계산치와 더욱 비슷해진다.
실시예 2
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류 방전과 전하 공유법을 이용한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다. 도 10은 도 4의 방전부의 방전 동작의 제어를 위한 방전 제어 회로부이다. 도 11은 도 9의 방전부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다. 도 12는 도 9의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 복수의 라인들 각각에 대응되는 복수의 패드 커패시터(Cpad1, Cpad2, ..., CpadN), 멀티플렉서(10, multiplexer; MUX), 방전부(50b), 전하공유 스위칭부(70b), 리셋 스위칭부(30b, 90a)를 포함한다. 방전부(50b)는 방전 스위치(SW2b)를 포함한다.
멀티플렉서(10)는 복수의 터치 패드 전극들 중 측정하려는 터치 패드 전극을 선택한다.
방전부(50b)는 스위칭 동작에 의해 선택된 패드 커패시터(Cpad)를 방전한다.
전하 공유 스위칭부(70b)는 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext) 사이에 구비되어, 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext)간에 전하 공유 동작을 수행한다.
리셋 스위칭부(30b)는 패드 커패시터의 전압 Vpad를 VDD로 올려 패드 커패시터 전압을 리셋시킨다.
리셋 스위칭부(90b)는 외부 커패시터의 전압 Vext를 VDD로 올려 외부 커패시터 전압 Vext를 리셋시킨다.
멀티플렉서(10)에 의해 터치 패드 전극이 선택되면 각 패드 커패시터는 리셋스위칭부(30b)에 의해 초기화되고, 패드 전극 전압 Vpad과 외부 전압 Vext의 전압값은 도 10의 비교부(43b)에서 기준전압 Vref3, Vref4와 비교된다. 비교부(43b)의 출력이 논리 연산을 통해 정전 용량 측정 회로의 각 스위치들(SW1b, SW2b, SW3b)을 제어하는 데에 사용된다.
방전 구간에서는 SW2b와 SW3b가 교대로 동작하여 패드 커패시터(Cpad)의 방전과 전하 공유가 반복된다.
이하, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정회로의 동작을 구체적으로 설명한다.
도 4를 참조하면, 패드커패시터 Cpad를 기준전압4(Vref4)까지 그리고 외부 커패시터 Cext를 기준전압3(Vref3)까지 방전하기 위해서 두 커패시터 모두 충전 상태에 있어야 한다. 최초 두 개의 리셋 스위칭부(30b, 90b)에 의해 패드 커패시터 및 외부 커패시터는 전원 전압(Vdd)로 올라간다. 방전을 위한 정전류원과 방전 스위치(SW2b)의 동작에 의해 Cpad는 방전되고, 방전이 완료되면 방전 스위치 SW2b와는 반대로 동작하는 전하 공유 스위치(70b, SW3b 또는 /SW2b)에 의하여 Cpad와 Cext의 전하 공유가 실시된다. Cpad의 방전과 전하공유가 반복적으로 실행되면서 Cext는 방전된다.
도 10을 참조하면, 패드 커패시터 Cpad의 전압(Vpad)과 외부 커패시터 Cext의 전압(Vext)을 각각 비교하기 위하여 두 개의 비교기가 사용될 수 있다. 두 기준 전압의 크기는 Vref3 > Vref4이다. 먼저 회로 전체가 방전을 실행하기 위해서는 Cext의 전압 Vext이 기준 전압 Vref3 보다 높아야 한다. Cext의 방전 동작을 제어하기 위해 비교기1b(41b)에서 Vext와 Vref3를 비교하여 Vext > Vref3 인 경우 비교기1b(41b)은 High를 출력한다. 이와 같은 상태를 방전 신호(/Chrg)로 정의하고, 이와 위상이 반대인 Low를 Chrg로 정의할 수 있다. 비교기2b(42b)에서는 Vpad와 Vref4를 비교하여 Vpad < Vref4 인 경우 High를 출력한다. /Chrg 신호와 비교기2b(42b)의 출력신호를 NAND 비교를 하면 Cpad와 Cext의 전압 상태에 따라 표 3과 같이 방전 제어 신호 SW2를 결정할 수 있다.
표 3
상 태 비교기1 비교기2 Chrg /Chrg SW2
Vext > Vref3 Vpad > Vref4 High Low Low High High
Vext > Vref3 Vpad < Vref4 High High Low High Low
Vext < Vref3 Vpad > Vref4 Low Low High Low High
Vext < Vref3 Vpad < Vref4 Low High High Low High
도 11을 참조하면, 방전부(50b)는 정전류원(32b)과 방전 스위칭부(SW2b)를 포함한다. 정전류를 흘려주기 위해 Vbias 전압을 PMOS 트랜지스터 P4a의 게이트 단자에 인가하면, PMOS 트랜지스터 P4a의 소스에서 드레인 단자로 정전류 Idn이 흐른다. 상기 Idn 전류는 NMOS 트랜지스터들(N4a, N5a)로 구성된 전류 미러에 의해서 같은 전류량을 Idn 단자로 흘려준다. Cpad의 방전 동작을 위한 방전 스위치는 트랜스미션 게이트(transmission gate) TG11b로 이루어질 수 있다. 상기 방전 스위치의 동작은 또다른 트랜스미션 게이트 TG21b로 이루어진 방전 제어 스위치에 의해 제어될 수 있다. Chrg 신호가 Low이면 방전 제어 스위치가 켜지고 방전 제어 신호 SW2의 신호가 트랜스미션 게이트(transmission gate) TG11b로 이루어진 방전 스위치로 전달되어 방전 스위치를 켜거나 끌 수 있다. Chrg 신호가 High이면 트랜스미션 게이트 TG21b로 이루어진 방전 제어 스위치는 꺼지게 되고, /Chrg는 Low가 되므로 PMOS 트랜지스터 P5가 켜지면서 전원 전압(Vdd)에 의해 방전 스위치가 꺼진다.
도 12를 참조하면, 전하공유 스위칭부(70b)의 공유 스위치의 구성과 동작 원리는 방전 스위치와 유사하며, Chrg 신호가 Low인 영역에서는 방전 스위치와 반대로 동작한다. Chrg 신호가 Low인 영역에서는 방전 스위치가 켜지면 공유 스위치는 꺼지고 방전 스위치가 꺼지면 공유 스위치는 켜진다. Chrg 신호가 High일 경우에는 공유 스위치가 꺼져서 Cext 의 방전 동작이 멈추게 된다. 표 4는 Chrg, /Chrg, SW2, 방전 스위치, 공유 스위치의 동작 상태를 나타낸 테이블이다.
표 4
Chrg /Chrg SW2 방전 스위치 공유 스위치
상 태 Low High High OFF ON
Low High Low ON OFF
High Low High OFF OFF
도 13은 도 9의 전류원 방식 정전 용량 측정회로에 대한 시뮬레이션 결과이다. 초기 리셋 이후 시간이 흐름에 따라 패드 커패시터 Cpad는 방전을 하고 기준 전압 Vef4에 도달하면 외부 커패시터 Cext와 전하 공유를 하여 전압이 같아진다. 이와 같은 동작이 반복하면서 Cext의 전압 Vext이 계단형으로 감소함을 알 수 있고, 감소 기울기는 실시예 1과 같이 거의 선형적임을 알 수 있다. 회로 내의 누설전류가 없다면 실제 동작은 계산치와 더욱 비슷해진다.
실시예 3 충방전과 전하 공유법을 이용한 정전 용량 측정회로 (도 7~9)
도 14는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류 충전, 전류 방전 및 전하 공유법을 이용한 전류원 방식의 정전 용량 측정회로를 나타낸 회로도이다. 도 15는 도 14의 전류원 방식의 정전 용량 측정회로에 사용되는 기준 전압원을 생성하기 위한 기준 전압 생성회로의 일예이다. 도 16은 도 14의 전류원 방식의 정전 용량 측정회로에 사용되는 비교부 회로의 일예이다. 도 17은 도 14의 충전부 및 방전부의 충전 및 방전 동작의 제어를 위한 충방전 제어 회로부이다. 도 18은 도 14의 충방전부(충전부 및 방전부)의 충방전 정전류원 회로의 일예를 나타낸 회로도이다. 도 19는 도 14의 충방전부(충전부 및 방전부)의 충방전 스위치의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다. 도 20은 도 14의 전하 공유 스위칭부의 구성의 일예를 나타낸 회로도이다.
도 14의 실시예 3의 정전 용량 측정 회로는 실시예 1에서의 충전 방식과 실시예 2에서의 방전 방식을 모두 사용한 회로이다. 충전 방식 또는 방전 방식과 단일 방향으로 동작하는 회로의 경우 초기 리셋 동작에 의해 방전 또는 충전이 될 때 전력 소모가 큰 단점이 있다. 본 발명의 실시예3과 같이 양방향 회로를 구성하여 충전과 방전이 논리회로에 의해 자동적으로 전환이 되도록 설계하면, 초기 리셋 동작에 의해 접지 전압(gnd)으로 방전하거나 전원 전압(Vdd)로 충전될 때 전압 변화량을 줄일 수 있으므로 전력 소모를 줄일 수 있다. 또한 충전과 방전을 반복하는 외부 커패시터 Cext의 한 사이클의 시간이 단일 방향의 설계일 때보다 2배가량 증가되므로 패드 커패시터 Cpad의 정전 용량 차이에 대한 측정 마진을 더 늘릴 수 있다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 복수의 라인들 각각에 대응되는 복수의 패드 커패시터(Cpad1, Cpad2, ..., CpadN), 멀티플렉서(10, multiplexer; MUX), 충방전부, 전하공유 스위칭부(70), 리셋 스위칭부(90; SW4)를 포함한다. 방전부(50b)는 방전 스위치(SW2b)를 포함한다. 충방전부는 충전부(30) 및 방전부(50)를 포함할 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 기준 전압 생성 회로(1410), 비교부(1420), 충방전 제어 회로부(1430)를 더 포함할 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로는 모드 선택부(1440) 및 데이터 처리부(1450)를 더 포함할 수 있다.
멀티플렉서(10)는 복수의 터치 패드 전극들 중 측정하려는 터치 패드 전극을 선택한다.
충전부(30)는 정전류원 Iup를 이용하여 선택된 패드 커패시터(Cpad)를 충전한다.
방전부(50)는 정전류원 Idn을 이용하여 스위칭 동작에 의해 선택된 패드 커패시터(Cpad)를 방전한다.
전하 공유 스위칭부(70)는 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext) 사이에 구비되어, 패드 커패시터(Cpad)와 외부 커패시터(Cext)간에 전하 공유 동작을 수행한다.
리셋 스위칭부(30c, 90)는 패드 커패시터 전압 Vpad와 접지 전압 사이에 구비된 리셋 스위치(30c)와 외부 커패시터 전압 Vext과 접지 전압 사이에 구비된 리셋 스위치(90)로 구성된다.
리셋 스위치(30c)는 패드 커패시터의 전압 Vpad를 접지시켜 패드 커패시터 전압을 리셋시킨다.
리셋 스위치(90)는 외부 커패시터의 전압 Vext를 접지시켜 외부 커패시터 전압 Vext를 리셋시킨다.
외부 전압(Vext)과 비교부(1420)의 출력은 데이터 처리부(1450)로 보내어 정전 용량 값을 계산하는데 사용될 수 있다. 또 데이터 처리 결과에 따라 모드 선택부(1440)를 동작시켜 전류량(I)과 외부 커패시터(Cext)의 값을 변경하면 동작 시간과 측정 마진, 소비 전력 등을 조절할 수 있다.
이하, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정회로의 동작을 구체적으로 설명한다.
도 14를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 전류원 방식의 정전 용량 측정회로는 패드 커패시터 Cpad의 전압 Vpad와 외부 커패시터 Cext의 전압 Vext에 따라 충전 또는 방전 동작 방향을 결정하고 피드백을 통하여 회로내 각종 스위치를 제어한다.
Vpad와 Vext의 전압을 비교부(1420)에서 기준전압들 Vref2, Vref3, Vref4, Vref1과 비교를 하여 논리 제어 신호 Hext, Lext, Hpad, Lpad를 생성한 후, 상기 생성된 논리 제어 신호를 충방전 제어회로부(1430)와 데이터 처리부(1450)로 출력한다.
도 17에 도시된 바와 같이, 충방전 제어회로부(1430)는 비교부(1420)에서 생성된 논리 제어 신호 Hext, Lext, Hpad, Lpad를 바탕으로 회로내 스위치들을 제어하기 위한 논리회로로 구성될 수 있다. 충방전 제어회로부(1430)의 출력신호들은 충방전 스위치(SW1, SW2), 전하 공유 스위치(70)로 전달되어 회로가 충전과 전하공유를 반복하거나 방전과 전하공유를 반복하도록 해당 스위치를 동작시킨다.
또 본 실시예 3에서는 데이터 처리부(1450)에서 타이머를 통해 충방전 시간을 측정할 수 있다. 충전과 방전을 반복하는 한 개 또는 그 이상의 사이클 과정마다 비교부(1420)의 신호가 바뀌는데 이를 데이터 처리부(1420)로 넘겨주고 사이클 시간을 측정하면 인체의 터치 여부에 따른 Cpad의 변화를 측정할 수 있다.
도 15를 참조하면, 기준 전압 생성 회로는 저항을 직렬 연결하여 전압 분배를 하고 버퍼를 사용하여 기준전압들을 만들 수 있다. 도 15에서는 5개의 저항 R1 내지 R5와 4개의 버퍼 B1, B2, B3, B4를 사용하여 구현한 경우를 예로 들었다. 여기서 전압의 크기는 Vref1 > Vref2 > Vref3 > Vref4 이다.
도 16을 참조하면, 충전 동작과 방전 동작이 모두 필요하기 때문에 비교부(1420)는 4개의 비교기를 사용한다.
먼저 회로 전체가 충전을 실행하기 위해서는 Cext의 전압이 Vref2 보다 낮아야 한다. Cext의 충전 동작을 제어하기 위해 비교기 1에서 Vext와 Vref2를 비교하여 Vext < Vref2 인 경우 비교기 1은 항상 High를 출력한다. 비교기 1의 출력단자를 Hext로 정의한다.
회로 전체가 방전을 실행하기 위해서는 Cext의 전압이 Vref3 보다 높아야 한다. Cext의 방전 동작을 제어하기 위해 비교기 2에서 Vext와 Vref3를 비교하여 Vext > Vref3인 경우 비교기 2는 항상 High를 출력한다. 비교기 2의 출력단자를 Lext로 정의한다. 비교기 3에서는 Vpad와 Vref1를 비교하여 Vpad > Vref1 인 경우 항상 High를 출력한다. 비교기 3의 출력단자를 Hpad로 정의한다. 비교기 4에서는 Vpad와 Vref4를 비교하여 Vpad < Vref4인 경우 항상 High를 출력한다. 비교기 4의 출력단자를 Lpad로 정의한다. 표 5는 패드 커패시터 전압, 외부 커패시터 전압에 따른 비교기 1 내지 비교기 4의 출력 Hext, Lext, Hpad, Lpad의 상태를 나타낸다
표 5
상 태 비교기1(Hext) 비교기2(Lext) 비교기3(Hpad) 비교기4(Lpad)
Vext < Vref3 Vpad < Vref4 High Low Low High
Vext < Vref3 Vref4 < Vpad < Vref1 High Low Low Low
Vext < Vref3 Vref1 < Vpad High Low High Low
Vref3 < Vext < Vref2 Vpad < Vref4 High High Low High
Vref3 < Vext < Vref2 Vref4 < Vpad < Vref1 High High Low Low
Vref3 < Vext < Vref2 Vref1 < Vpad High High High Low
Vref2 < Vext Vpad < Vref4 Low High Low High
Vref2 < Vext Vref4 < Vpad < Vref1 Low High Low Low
Vref2 < Vext Vref1 < Vpad Low High High Low
도 17을 참조하면, 충방전 제어 회로부(1430)는 비교부(1420)의 출력 Hext, Lext, Hpad, Lpad을 이용하여 NAND 소자로 이루어진 논리회로로 구현할 수 있다.
먼저 충전 동작과 방전 동작의 제어는 Hext와 Lext 신호로 가능하다. Hext가 High일 때는 충전 동작을 실행하고, Lext가 High일 때는 방전 동작을 실행한다.
만일 Vext 의 전압이 Vref3 < Vext < Vref2 일 경우 Hext 와 Lext 모두 High를 출력하는데, 이때 고임피던스 상태로 만들어주면 회로가 충전 동작 중이었다면 충전 동작을 계속 실행할 것이고 회로가 방전 동작 중이었다면 방전 동작을 계속 실행할 것이다. 따라서 충전 신호(Chrg) 와 방전 신호(/Chrg)는 Hext와 Lext를 입력으로 하는 NAND 타입 래치로 만들 수 있다. Hext와 Lext가 모두 Low인 경우는 없으므로 래치의 양출력단이 모두 High가 되는 상태는 존재하지 않는다. 충전 신호(Chrg)와 방전 신호(/Chrg)룰 생성하는 부분은 반드시 NAND 타입 래치로 구성할 필요는 없으며 다양한 래치나 플립플롭으로 구성할 수도 있다.
실시예 1과 같이 Chrg와 Hpad 신호를 NAND 소자의 입력으로 사용하면 충전 제어신호 SW1이 생성되고, 실시예 2와 같이 /Chrg와 Lpad 신호를 NAND 소자의 입력으로 사용하면 방전 제어 신호 SW2가 생성된다. 표 6은 비교기의 출력 Hext, Lext, Hpad, Lpad에 따른 Chrg, /Chrg, SW1, SW2의 상태를 나타낸 테이블이다.
표 6
비교기1(Hext) 비교기2(Lext) 비교기3(Hpad) 비교기4(Lpad) Chrg /Chrg SW1 SW2
High Low Low High High Low High High
High Low Low Low High Low High High
High Low High Low High Low Low High
High High Low High HZ HZ High Low/High
High High Low Low HZ HZ High High
High High High Low HZ HZ Low/High High
Low High Low High Low High High Low
Low High Low Low Low High High High
Low High High Low Low High High High
도 18을 참조하면, 충방전 정전류원 회로의 NMOS 트랜지스터 N1의 게이트 단자에 바이어스 전압(Vbias)을 인가하면 드레인에서 소스 단자로 전류 I가 흐른다. 상기 전류 I는 PMOS 트랜지스터 P1b, P2b로 구성된 전류 미러에 의해서 같은 전류량을 Iup 단자로 흘려주고, 또 다른 NMOS 트랜지스터 N4b, N5b로 구성된 전류 미러에 같은 전류량을 흘려준다. 상기 NMOS 전류 미러(N4b, N5b)에 의해 Idn 단자에 전류 I가 흐른다. 바이어스 소자와 전류 미러의 구성은 반드시 도 18의 회로와 같이 구성하는 것으로 제한되는 것은 아니며 다양한 변형이 가능하다.
도 19를 참조하면, 충전 스위치(34c)는 실시예 1의 도 6의 충전 스위칭부(34a)에서와 같은 구성과 원리로 동작하고, 방전 스위치(34d)는 실시예 2의 방전 스위칭부(34b)에서와 같은 구성과 원리로 동작한다. 충전 동작 중에는 SW1 신호가 충전 스위치로 전달되고 방전 스위치는 꺼지게 된다. 반대로 방전 동작 중에는 SW2 신호가 방전 스위치로 전달되고 충전 스위치는 꺼지게 된다.
도 20을 참조하면 전하공유 스위칭부(70)는 트랜스미션 게이트 TG12c로 이루어진 충전 제어 스위치, 트랜스미션 게이트 TG12d로 이루어진 방전 제어 스위치, 트랜스미션 게이트 TG22c로 이루어진 공유 스위치를 포함한다. 공유 스위치는 실시예 1이나 실시예 2의 동작과는 다르게 동작 한다. 공유 스위치는 충전 동작 또는 방전 동작과 배타적으로 동작한다. 충전 동작 중에는 충전 스위치와 반대로 동작하고, 방전 동작 중에는 방전 스위치와 반대로 동작하므로, Chrg 신호와 /Chrg 신호를 이용한 경로 선택기(path selector)를 사용할 수 있다. 표 7은 Chrg, /Chrg, SW1, SW2의 상태에 따른 충전 스위치, 방전 스위치, 공유 스위치의 상태를 나타낸 테이블이다.
표 7
Chrg /Chrg SW1 SW2 충전스위치 방전스위치 공유스위치
High Low High High ON OFF OFF
High Low Low High OFF OFF ON
Low High High High OFF OFF ON
Low High High Low OFF ON OFF
도 21은 도 14의 정전 용량 측정 회로에 대한 시뮬레이션 결과이다. 리셋 이후 시간이 흐름에 따라 Cpad는 충전을 하고 Vref1에 도달하면 Cext와 전하 공유를 하여 전압이 같아진다. 이와 같은 동작이 반복하면서 Cext의 전압이 계단형으로 증가함을 알 수 있고, 증가 기울기는 실시예 1과 같이 거의 선형적임을 알 수 있다. Cext가 Vref2에 도달하면 충전 동작에서 방전 동작으로 전환한다. 시간이 흐름에 따라 Cpad 는 방전을 하고 Vref4에 도달하면 Cext와 전하 공유를 하여 전압이 같아진다. 이와 같은 동작이 반복하면서 Cext의 전압이 계단형으로 감소함을 알 수 있고, 감소 기울기는 실시예 2와 같이 거의 선형적임을 알 수 있다. 회로 내의 누설전류가 없다면 실제 동작은 계산치와 더욱 비슷해지며 좌우가 대칭적인 파형을 그린다.
도 22 및 도 23은 도 21의 결과에 대한 비교부와 충방전 제어 회로부에서의 출력 파형들을 나타낸다. 도 22는 비교부(1420)의 출력 파형으로서 위에서부터 차례대로 비교기1, 비교기2, 비교기3, 비교기4의 출력 파형이다. 도 23은 충방전 제어 회로부(1430)의 출력 파형으로서 위에서부터 차례대로 Chrg, /Chrg, SW1, SW2 파형을 나타낸다. 이 결과들은 앞선 논리표(logic table)와 같은 출력 파형을 가짐을 알 수 있다.
다중 모드를 갖는 전류 충방전 회로를 이용한 정전 용량 측정
Cpad를 제외한 나머지 부분은 모두 외부 측정회로에 있으므로 용도에 따라 스펙을 변경할 수 있다. 앞서 수학식으로 살펴보았을 때 본 발명의 실시예들에 따른 충방전과 전하 공유법을 이용할 경우 정전 용량값의 측정에 관여하는 설계 파라미터는 Cpad , Cext , 충방전 전류(I)이다. 이 중에서 Cpad는 인체의 접촉 유무에 따라 변하는 독립변수이고, Cext와 충방전 전류(I)는 측정 회로를 설계할 때 정할 수 있는 통제변수이다. 따라서 Cext와 충방전 전류(I)의 크기를 조절하면 다중 모드를 갖는 측정회로를 구성할 수 있다. 충방전 전류(I)가 커지면 충방전이 되는 속도가 빨라지면서 사이클당 시간이 감소한다. 또 Cext가 커지면 전하공유시에 전압 변화폭이 작아지므로 충방전 속도는 느려진다. 이를 이용하여 작은 충방전 전류(I)와 작은 Cext 값으로 동작하는 저전류 저속 모드와 큰 충방전 전류(I)와 큰 Cext 값으로 동작하는 고전류 고속 모드를 만들 수 있다.
도 24와 25는 모드에 따라 충방전 전류를 바꿔주기 위한 정전류원 회로의 일예이다. 트랜지스터의 채널에 흐르는 전류는 채널폭(width)에 비례하므로 도 24와 같이 바이어스 전압을 인가한 NMOS 트랜지스터 M1, ..., M20 부분을 서로 다른 채널폭를 가진 NMOS와 모드 선택 스위치(2410)로 구성하면 충방전 전류를 변경할 수 있다.
또한, 전류가 게이트 바이어스 전압에 따라 달라지므로 도 25와 같이 서로 다른 바이어스 전압 단자와 모드 선택 스위치(2510)를 이용하여도 모드에 따른 충방전 전류 변경이 가능하다.
도 26은 모드에 따라 Cext값을 바꿔주는 회로의 일예이다. 정전류원과 마찬가지로 서로 다른 크기를 갖는 외부 커패시터들과 모드 선택 스위치(2610)를 사용하여 정전류원과 같이 동작하도록 할 수 있다.
도 27은 저전류 저속 모드로 동작하는 회로에서 Cpad의 변화에 따른 Cext의 전압 변화를 나타낸 그래프이다. 인체가 터치되지 않았을 때에는 Cpad가 작고 터치되었을 때에는 패드와의 접촉 면적에 따라서 수 pF에서 수십 pF 까지 변화한다. Cext 는 20pF 이고 충방전 전류(I)는 약 17μA 정도로 고전류 고속 모드에 비해서 상대적 작은 전류지만, 종래의 전류를 이용한 충방전 방식에 비해 큰 전류이다. Cpad 가 각각 1pF , 6pF, 11pF 일 때의 결과를 보면 초기 리셋 이후 첫 사이클이 끝나는 시간이 1pF 일 때는 22.5μs, 6 pF 일 때는 25μs, 11pF 일 때는 27.5μs 이다. 따라서 한 개 또는 그 이상의 사이클동안 걸리는 시간을 측정하면 터치 여부에 따른 정전 용량을 측정할 수 있다. 또 35μs 일 때의 Vext 전압을 측정하여도 터치 여부에 따른 정전 용량을 측정할 수 있다.
도 28은 고전류 고속 모드로 동작하는 회로에서 Cpad의 변화에 따른 Cext 의 전압 변화를 나타낸 그래프이다. Cext는 100pF 이고 충방전 전류(I)는 약 370μA 정도로 종래의 전류를 이용한 충방전 방식에 비해 아주 큰 전류로, 종래의 기술에서 큰 전류를 사용하였을 때 측정 시간이 부족해지는 문제가 없음을 알 수 있다. Cpad 가 각각 1pF , 6pF, 11pF 일 때의 결과를 보면 초기 리셋 이후 첫 사이클이 끝나는 시간이 1pF 일 때는 10.5μs, 6 pF 일 때는 4.8μs, 11pF 일 때는 4.3μs 이다. 이 모드의 특이한 점은 큰 전류량으로 인하여 저전류 저속 모드의 결과에 대해 반전된 형태를 나타낸다. 즉 수식과 같이 Cpad 의 값이 클수록 느려지는 것이 아니라 오히려 빨라지는데, 이는 큰 전류량으로 인하여 충방전과 전하공유를 실행하는 시간이 짧아지면서 피드백으로 구성된 회로의 스위칭 지연(switching delay)로 인한 것이다. Cpad 가 작을수록 Cpad 를 충방전 하는데 걸리는 시간이 작으므로 스위칭 지연에 의한 Cext 의 충방전 속도가 포화된다. 따라서 적절하게 큰 충방전 전류와 Cext 을 설정하면 종래의 전압을 이용한 충방전 방식이나 전류를 이용한 충방전 방식보다도 짧은 시간 내에 큰 측정 마진으로 정전용량을 측정할 수 있다. 모드 선택에 따른 전류의 크기와 Cext 는 본 실시예의 값에 한하지 않고 다양하게 변경하여 응용할 수 있다.
상기한 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대해 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 외부 커패시터와 적어도 하나의 패드 커패시터를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로에 있어서,
    정전류원을 이용하여 상기 적어도 하나의 패드 커패시터를 충전 또는 방전하는 충방전부; 및
    상기 충전 또는 방전된 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하를 공유하도록 제어하는 전하 공유 스위칭부를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 충방전부는
    정전류를 제공하는 정전류원; 및
    상기 정전류를 충전 스위치 또는 방전 스위치를 제어하여 선택적으로 복수의 패드 커패시터를 충전 또는 방전시키도록 동작하는 충방전 제어 스위치를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 충방전부는
    상기 패드 커패시터의 패드 전압과 상기 외부 커패시터의 외부 전압을 기준 전압과 비교하여 상기 복수의 커패시터의 충전 또는 방전 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 충방전부는 상기 패드 전압이 제1 기준전압보다 작고 상기 외부전압이 제2 기준전압보다 작은 경우 상기 충전 스위치를 턴온시켜 상기 충전 동작을 수행하도록 제어하는 충전 제어 신호(SW1)를 활성화(High)시키는 것을 특징으로하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 전하 공유 제어부는 상기 패드 전압이 제1 기준전압보다 작고 상기 외부전압이 제2 기준전압보다 작으며 상기 충전 제어 신호(SW1)가 비활성화(Low)된 경우 상기 전하 공유 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  6. 제3항에 있어서, 상기 충방전부는 상기 외부전압이 제3 기준전압보다 크고 상기 패드 전압이 제4 기준전압보다 작은 경우 상기 방전 스위치를 턴온시켜 상기 방전 동작을 수행하도록 제어하는 방전 제어 신호(SW2)를 활성화(Low)시키는 것을 특징으로하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  7. 제6항에 있어서, 상기 전하 공유 제어부는 상기 외부전압이 제3 기준전압보다 크고 상기 패드 전압이 제4 기준전압보다 작으며 상기 방전 동작을 수행하도록 제어하는 방전 제어 신호(SW2)가 비활성화(High)된 경우 상기 전하 공유 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  8. 제3항에 있어서, 상기 충방전부는 상기 외부 전압이 제3 기준전압보다 작고 상기 패드 전압이 제1 기준전압보다 작은 경우 상기 충전 스위치를 턴온시켜 상기 충전 동작을 수행하도록 제어하는 충전 제어 신호(SW1)를 활성화시키는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 충방전부는 상기 외부 전압이 제2 기준전압보다 크고 상기 패드 전압이 제4 기준전압보다 작은 경우 상기 방전 스위치를 턴온시켜 상기 방전 동작을 수행하도록 제어하는 방전 제어 신호(SW2)를 활성화시키는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 전하 공유 스위칭부는 충전 구간에서는 상기 충전스위치와 배타적으로 동작하고, 방전 구간에서는 상기 방전 스위치와 배타적으로 동작하여 상기 전하 공유 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  11. 제1항에 있어서, 상기 정전 용량 측정 회로는 복수의 터치 전극 패드를 선택적으로 선택하는 멀티플렉서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 측정회로에서 적어도 하나의 기준전압과 다수의 바이어스 전압을 생성하는 기준 전압 생성회로;
    상기 패드 커패시터의 패드 전압과 상기 외부 커패시터 외부 전압을 상기 적어도 하나의 기준전압과 비교하여 적어도 하나의 논리 제어 신호를 생성하는 비교부; 및
    상기 비교부의 출력인 적어도 하나의 논리 제어 신호를 이용하여 상기 충방전부의 동작을 제어하는 충방전 제어 회로부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 비교부의 출력과 상기 외부 커패시터의 외부 전압을 이용하여 정전용량을 측정하는 데이터 처리부; 및
    상기 정전류원을 이용하여 충전 또는 방전하는 전류량과 상기 외부 커패시터의 정전 용량값을 제어하는 모드선택부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  14. 제13항에 있어서, 상기 모드선택부는 복수의 모드를 구현할 수 있도록 상기 정전류원의 전류량과 상기 외부 커패시터의 정전용량값을 변경하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  15. 제1항에 있어서, 상기 전하 공유 스위칭부는 상기 패드 커패시터를 상기 외부 커패시터와 상기 전하공유를 반복적으로 실시하여 상기 외부 커패시터를 충전 또는 방전하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  16. 제1항에 있어서, 상기 외부 커패시터의 외부 전압과 상기 패드 커패시터의 충전 또는 방전 시간을 이용하여 정전 용량을 측정하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로.
  17. 제1항에 있어서, 상기 패드 커패시터의 패드 전압을 기준 전압까지 충전 또는 방전하는 데 걸리는 시간을 측정하여 정전용량을 측정하는 것을 특징으로 하는
  18. 외부 커패시터와 적어도 하나의 패드 커패시터를 포함하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로를 이용한 정전 용량 측정 방법에 있어서,
    정전류원을 이용하여 상기 적어도 하나의 패드 커패시터를 충전 또는 방전하는 단계; 및
    상기 충전 또는 방전된 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하 공유를 실시하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로를 이용한 정전 용량 측정 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 충전 또는 방전된 패드 커패시터와 외부 커패시터간 전하 공유를 실시하는 단계는
    상기 패드 커패시터를 상기 외부 커패시터와 상기 전하공유를 반복적으로 실시하여 상기 외부 커패시터를 충전 또는 방전하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로를 이용한 정전 용량 측정 방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 외부 커패시터의 외부 전압과 상기 패드 커패시터의 충전 또는 방전 시간을 이용하여 정전 용량을 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류원 방식의 정전 용량 측정 회로를 이용한 정전 용량 측정 방법.
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