WO2013027538A1 - 送信機 - Google Patents

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慎吾 山之内
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日本電気株式会社
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
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    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/045—Circuits with power amplifiers with means for improving efficiency

Definitions

  • the present invention relates to a transmitter that is mainly used in wireless communication and transmits RF (Radio Frequency) signals in a plurality of bands.
  • RF Radio Frequency
  • CA Carrier Aggregation
  • this CA technology can secure a wide band and increase the transmission speed by bundling a plurality of bands.
  • communication stability can be improved by performing communication using CA technology using a plurality of carrier frequencies having different propagation characteristics.
  • by applying the CA technology it is possible to perform communication corresponding to the case where the bandwidth allocation of a plurality of operators is intermittent or the bandwidth is shared.
  • Carrier Component (CC) activation / deactivation technology is used in which use and non-use are switched for each band according to communication conditions.
  • Patent Document 1 describes a transmitter corresponding to CA technology.
  • FIG. 1 shows the configuration of the transmitter described in Patent Document 1.
  • the first data transmission unit outputs baseband signals I 1 and Q 1 carried on the carrier wave of the carrier frequency f1 to the ⁇ conversion unit 201, and the second data transmission unit transmits the carrier frequency.
  • the baseband signals I 2 and Q 2 to be carried on the carrier wave of f 2 are output to the ⁇ converter 211.
  • the ⁇ conversion units 201 and 211 convert the input signals into digital signals having a constant amplitude and output the digital signals to the mixers 202 and 212.
  • the operation clocks of the ⁇ conversion units 201 and 211 are controlled by the control unit 223 and set to a frequency twice the carrier frequency.
  • the mixers 202 and 212 under the control of the control unit 223, mix the baseband signal converted into a digital signal with a digital signal whose switching frequency is equal to the carrier frequency, and output a digitized RF signal.
  • the digitized RF signal is input to the power amplifier 225 via the adders 204 and 214.
  • the power amplifier 225 combines the digitized RF signal having the carrier frequency f 1 output from the adder 204 and the digitized RF signal having the carrier frequency f 2 output from the adder 214.
  • the digitized RF signal of the carrier frequency f 1 output from the adder 204 has no signal component in the frequency f 2
  • also digitized RF signal of the carrier frequency f 2 output from the adder 214 is the signal to a frequency f 1 ⁇ conversion is applied so as not to have a component.
  • the power amplifier 225 amplifies the digitized RF signal and outputs the amplified RF signal to the multiband pass filter 226.
  • the RF signal obtained by digitizing output from the power amplifier 225 are included in addition to, f 1 caused by digitization, f 2 other unwanted components of the desired frequency components f1, f 2. Therefore, multi-band-pass filter 226 removes the desired frequency components f 1, f 2 other components and outputs a desired frequency components f 1, f 2 only multiband antenna 227.
  • the transmitter described in Patent Document 1 has a function of simultaneously outputting two desired frequency components f 1 and f 2 and corresponds to the CA technology.
  • Patent Document 2 describes another example of a transmitter.
  • FIG. 2 shows the configuration of the transmitter described in Patent Document 2.
  • PA Power Amplifiers
  • a signal of a communication system of the carrier frequency f 1 is 33
  • 332 is a signal of a communication system of the carrier frequency f 2 , Each amplified and output.
  • the input terminals 1 and 2 of these signals are connected to the PAs 311 and 312 via the input stage matching circuits 111 and 112, respectively.
  • the PAs are connected through interstage matching circuits (121, 122,).
  • the amplified signal of frequency f 1 passes through the output stage matching circuit 151 and the multiplexing circuit 60 and is output from the output terminal 4.
  • the amplified signal of frequency f 2 passes through the output stage matching circuit 152 and the multiplexing circuit 60 and is output from the output terminal 4.
  • FIG. 3 shows the transfer characteristic from the output terminal 51 of the PA 331 to the output terminal 4 and the transfer characteristic from the output terminal 52 of the PA 332 to the output terminal 4.
  • Patent Document 2 describes that it is desirable not to operate the communication system having the carrier frequency f 1 and the communication system having the carrier frequency f 2 at the same time.
  • a transmission power amplifier (PA) used in a wireless communication device consumes power especially among communication devices. Therefore, improving the power efficiency of PA is also regarded as an important issue for communication equipment development.
  • amplitude modulation has become the mainstream for improving spectral efficiency. Since this amplitude modulation requires severe signal distortion, the power amplifier is operated in a high back-off (low input power) state where the linearity is good.
  • the polar modulation technique is a technique for suppressing a decrease in power efficiency in a high back-off state by reducing power supply to the PA in accordance with a decrease in the output power of the PA.
  • Patent Document 3 describes a transmitter that employs polar modulation technology.
  • FIG. 4 shows the configuration of the transmitter described in Patent Document 3.
  • the modulation signal output from the signal generator 61 is converted from a signal in an orthogonal coordinate system to a signal in a polar coordinate system by a polar control unit 62, and a signal having phase information (hereinafter, PM signal). And signals having amplitude information (hereinafter referred to as AM signals).
  • the PM signal is used for phase modulation for the frequency generator 11 by the PM control unit 63.
  • the AM signal is used for amplitude modulation of the PAs 21 and 31 by the power supply circuit 64.
  • the phase-modulated oscillation signal from the frequency generator 11 is amplified by the preamplifier 13 and then input to the PA 21 or PA 31 via the switch 14.
  • PA21 is a signal of a communication system of the carrier frequency f 1
  • PA31 is a signal of a communication system of the carrier frequency f 2, respectively amplify.
  • the controller 15 switches the switch 14 and the switch 41 so that a signal is input to the PA 21 and a signal is output from the PA 21 to the antenna 42.
  • the controller 15 switches the switch 14 and the switch 41 so that a signal is input to the PA 31 and a signal is output from the PA 31 to the antenna 42.
  • the PA 21 is connected to the switch 41 via the low pass filter 22.
  • the PA 31 is connected to the switch 41 via one input / output terminal of the duplexer 33.
  • the other input / output terminal of the duplexer 33 is connected to the receiving unit 34.
  • the transmitter shown in FIG. 4 does not correspond to the CA technology that outputs two desired frequency components f 1 and f 2 at the same time, but switches one of the frequency components f 1 and f 1 in time to operate one frequency. Multiband operation function is provided.
  • polar modulation technology is applied in which the power supplied from the power supply circuit 64 to the PA 21 and PA 31 is increased or decreased in accordance with the increase or decrease in the output power of the PAs 21 and 31.
  • the signal input to the power amplifier 225 is a digital signal having a clock frequency that is twice the carrier frequency.
  • power is generated at the time of back-off (low output) due to the ON resistance and parasitic capacitance of the transistors constituting the power amplifier 225.
  • efficiency is deteriorated.
  • the higher the clock frequency of the digital signal the greater the switching loss caused by the parasitic capacitance. Therefore, in a wireless system in which the carrier frequency and the clock frequency of the digital signal reach several GHz, there is a problem that the power efficiency of the power amplifier 225 that amplifies such a digital signal becomes extremely low and is not practical.
  • the PAs 21 and 31 are switched by switches 14 and 41. For this reason, the method of Patent Document 3 has a problem that it cannot output the two desired frequency components f 1 and f 2 at the same time and is not compatible with the CA technology.
  • an object of the present invention is to increase power efficiency and further suppress power loss due to signal wraparound when simultaneously amplifying signals of a plurality of frequencies in correspondence with CA technology.
  • a transmitter includes a signal generator that generates transmission signals in a plurality of frequency bands, a plurality of power amplifiers that amplify the transmission signals, And a combining circuit connected to the output side of the power amplifier.
  • the combining circuit cuts off transmission of the transmission signal from a first power amplifier that is one of the power amplifiers to an output terminal of the combining circuit at a first cut-off frequency or more, and the power amplifier
  • the transmission of the transmission signal from the second power amplifier, which is one of the above, to the output terminal is cut off at a second cut-off frequency or lower.
  • the first cut-off frequency is higher than the second cut-off frequency.
  • the present invention when simultaneously amplifying signals of a plurality of frequencies corresponding to the CA technology, it is possible to further improve the power efficiency and to further suppress the power loss caused by the signal wraparound.
  • the transmitter according to the present embodiment includes power amplifiers 401 and 402, a signal generator 403, and a synthesis circuit 404.
  • Input terminals 405 and 406 of the power amplifiers 401 and 402 are connected to the signal generator 403, respectively, and output terminals 407 and 408 of the power amplifiers 401 and 402 are connected to the combining circuit 404, respectively.
  • An output terminal 409 of the synthesis circuit 404 is connected to the antenna 441.
  • the signal generator 403 generates RF signals in a plurality of frequency bands.
  • the power amplifiers 401 and 402 amplify the RF signal input from the terminals 405 and 406 and output the amplified RF signal to the terminals 407 and 408.
  • the combining circuit 404 combines the output signal of the power amplifier 401 and the output signal of the power amplifier 402, and outputs the combined signal to the antenna 441 via the output terminal 409.
  • the transfer characteristic in the synthesis circuit 404 is shown in FIG. In FIG. 6, the transfer characteristic from the output terminal 407 of the power amplifier 401 to the output terminal 409 of the combining circuit 404 is represented by 411, and the transfer characteristic from the output terminal 408 of the power amplifier 402 to the output terminal 409 of the combining circuit 404 is 412. It is represented by
  • transmission of a signal having a frequency f U1 or higher is blocked from the output terminal 407 of the power amplifier 401 to the output terminal 409 of the synthesis circuit 404.
  • transmission of a signal having a frequency f L2 or less is blocked from the output terminal 408 of the power amplifier 402 to the output terminal 409 of the combining circuit 404.
  • f L2 ⁇ f U1 is one of the features of the present embodiment.
  • both the first operation mode described with reference to FIGS. 7 and 8 and the second operation mode described with reference to FIGS. 9 and 10 can be realized.
  • these first and second operation modes will be described in order.
  • an RF signal 422 having a carrier frequency f 2 is input to the power amplifier 402, and the RF signal 422 is amplified by the power amplifier 402 and output to the output terminal 408 as an RF signal 424.
  • the RF signals 423 and 424 are combined by the combining circuit 404 and output to the output terminal 409 as the RF signals 425 and 426.
  • the carrier frequency f 1 of the RF signal 425 is set to a cutoff frequency f L2 or less, and the carrier frequency f 2 of the RF signal 426 is set to a cutoff frequency f U1 or more.
  • the signal of the carrier frequency f 1 is transmitted from the output terminal 407 to the output terminal 409, but the transmission from the output terminal 409 to the output terminal 408 is cut off. Therefore, the RF signal 423 having the carrier frequency f 1 does not sneak from the output terminal 407 to the output terminal 408, and the loss due to the power sneaking of the RF signal 423 to the output terminal 408 is suppressed and the RF signal 423 is sent to the output terminal 409. Can be output.
  • the RF signal 424 of the carrier frequency f 2 can be output to the output terminal 409 while suppressing the RF signal 424 from wrapping around to the output terminal 407 and the power loss caused by this.
  • the combining circuit 404 can realize power combining without combining loss even if the amplitudes and phases of the RF signals 423 and 424 are different from each other.
  • an RF signal 431 a having a carrier frequency f 1 and an RF signal 432 a having a carrier frequency f 2 are input to the power amplifier 401.
  • RF signal 431a and the RF signal 432a is amplified by the power amplifier 401, and output as an RF signal 433a and the RF signal 434a of the carrier frequency f 2 of the carrier frequency f 1.
  • RF signals 431b and the RF signal 432b of the carrier frequency f 2 of the carrier frequency f 1 is input and amplified in power amplifier 402, the output as the RF signal 434b of the RF signal 433b of the carrier frequencies f 1 and the carrier frequency f 2 Is done.
  • the RF signal 433a and the RF signal 433b are combined and output to the output terminal 409 as the RF signal 435, and the RF signal 434a and the RF signal 434b are combined and output to the output terminal 409 as the RF signal 436.
  • the carrier frequency f 1 of the RF signal 435, the carrier frequency f 2 of the RF signal 436 is set from the respective cut-off frequency f L2 in the range of f U1.
  • signals of carrier frequencies f 1 and f 2 are transmitted from the output terminal 407 to the output terminal 409 and from the output terminal 408 to the output terminal 409. Therefore, no isolation is provided between the output terminal 407 and the output terminal 408 at the frequencies f 1 and f 2 .
  • the RF signals 433a and RF are output so that signals of the same carrier frequency (f 1 , f 2 ) are simultaneously output from the power amplifiers 401 and 402 and no loss occurs during signal synthesis in the synthesis circuit 404.
  • the signal synthesis of the RF signal 433a and the RF signal 433b and the signal synthesis of the RF signal 434a and the RF signal 434b are performed. .
  • the synthesis circuit 404 can realize signal synthesis without loss.
  • the signal generator 403 makes up for the deviation.
  • the RF signals 431a, 431b, 432a, and 432b are adjusted and output in amplitude, thereby realizing lossless signal synthesis in the synthesis circuit 404.
  • FIG. 11 deals with the state of the signal generator 403 in the first operation mode
  • FIG. 12 deals with the state of the signal generator 403 in the second operation mode.
  • the signal generator 403 includes baseband signal generators 501 and 502, local oscillation (LO) signal generators 503 and 504, mixers 505 and 506, switches 507 to 512, and , And an adder 513 and amplitude / phase adjusters 531 to 534.
  • LO local oscillation
  • the baseband signal generator 501 outputs the baseband signal 521 of the channel 1, and the baseband signal generator 502 outputs the baseband signal 522 of the channel 2.
  • the baseband signal 521 and the baseband signal 522 are independent, and different signals may be used.
  • the amplitude / phase adjuster 531 adjusts the amplitude and phase of the baseband signal 521
  • the amplitude / phase adjuster 532 adjusts the amplitude and phase of the baseband signal 522.
  • the amount of adjustment of the amplitude and phase in each of the adjusters 531 and 532 is set so that, for example, the amplitude and phase of the RF signals 523 and 524 coincide at the input stage of the adder 513.
  • LO signal generator 503 outputs a LO signal frequency f 1
  • LO signal generator 504 outputs a LO signal frequency f 2.
  • the frequencies f 1 and f 2 of the LO signal are preferably variable.
  • a configuration example of the LO signal generator that makes the frequency of the LO signal variable is described in Non-Patent Document 3, for example.
  • the mixer 505 mixes the baseband signal 521 of the channel 1 and the LO signal of the frequency f 1 output from the LO signal generator 503, and outputs the RF signal 523 up-converted to the carrier frequency f 1. .
  • the mixer 506 mixes the baseband signal 522 of channel 2 and the LO signal of the frequency f 2 output from the LO signal generator 504, and thereby the RF signal 524 up-converted to the carrier frequency f 2. Is output.
  • the amplitude / phase adjuster 533 adjusts the amplitude and phase of the input RF signal and outputs the adjusted signal to the terminal 405.
  • the amplitude / phase adjuster 534 adjusts the amplitude and phase of the input RF signal to the terminal 406. Output to.
  • the amount of adjustment of the amplitude and phase in each of the adjusters 533 and 534 is, for example, the gain and phase shift of the path from the terminal 405 to the terminal 409 measured in advance at the input stage of the synthesis circuit 404, and from the terminal 406. Using the gain and phase shift of the path leading to the terminal 409, the gain and phase shift are set to coincide with each other.
  • the switches 507 and 508 are closed and the switches 509 to 512 are opened. Therefore, the RF signal 523 having the carrier frequency f 1 is output as the RF signal 421 to the terminal 405 via the amplitude / phase adjuster 533, and the RF signal 524 having the carrier frequency f 2 is output via the amplitude / phase adjuster 534. Is output to the terminal 406 as an RF signal 422.
  • the switches 507 and 508 are opened, and the switches 509 to 512 are closed.
  • the RF signal 523 and the RF signal 524 of the carrier frequency f 2 of the carrier frequency f 1 is synthesized by the adder 513.
  • the RF signal synthesized by the adder 513 is output as an RF signal 431a and an RF signal 432a to the terminal 405 via the amplitude / phase adjuster 533, and as an RF signal 431b and an RF signal 432b to the terminal 406 via the amplitude 534. Is output.
  • the amplitudes and phases of the four RF signals 431a, 431b, 432a, and 432b are independently adjusted by the amplitude / phase adjusters 531 to 534, respectively.
  • FIG. 13 shows one configuration example of the synthesis circuit 404.
  • the synthesis circuit 404 includes a matching circuit 601, a low pass filter 602, and a high pass filter 603.
  • the low-pass filter 602 and the high-pass filter 603 are combined in parallel at a terminal 604, and the terminal 604 and the output terminal 409 are connected via a matching circuit 601.
  • Matching circuit 601 converts load impedance Z L at output terminal 409 of combining circuit 404 into optimum load impedance Z OPT of power amplifiers 401 and 402. In order to realize broadband matching, it is desirable to use a transformer element 611 in the matching circuit 601 as shown in FIG.
  • the low-pass filter 602 blocks signal transmission from the output terminal 407 to the terminal 604 of the power amplifier 401 at a frequency f U1 or higher.
  • the high-pass filter 603 blocks signal transmission from the output terminal 408 to the terminal 604 of the power amplifier 402 at a frequency f L2 or less.
  • the output impedance Z OUT1 when the low-pass filter 602 is viewed from the terminal 604 has a higher impedance than the Z OPT at the frequency f 2 , and from the terminal 604.
  • the output impedance Z OUT2 viewed from the low-pass filter 603 is desirably higher impedance than Z OPT at the frequency f 1 .
  • FIG. 15 shows another configuration example of the synthesis circuit 404.
  • the low-pass filter 602 and the high-pass filter 603 are synthesized in series by transformer elements 605 and 606.
  • Transformer elements 605 and 606 convert load impedance Z L at output terminal 409 into optimum load impedance Z OPT of power amplifiers 401 and 402.
  • the output impedance Z OUT1 viewed from the connection point with the transformer element 605 when the low-pass filter 602 is viewed in order to suppress power wraparound between the power amplifiers 401 and 402 is in f 2 is a low impedance compared to Z OPT
  • the output impedance Z OUT2 viewed lowpass filter 603 from the connection point of the transformer element 606 is preferably a low impedance compared to the Z OPT at the frequency f 1.
  • Patent Documents 1 to 3 According to the present embodiment, the problems described in Patent Documents 1 to 3 can be solved or avoided.
  • the power amplifiers 401 and 402 are not limited to power amplifiers that amplify digital signals, and analog signals that easily obtain high power efficiency even when the carrier frequency reaches several GHz are used. An amplifying power amplifier can be used. For this reason, the power efficiency at the time of signal amplification can be significantly improved as compared with Patent Document 1.
  • Patent Document 2 simultaneously amplifies two frequency components f 1 and f 2 when the frequency difference between f 1 and f 2 is close to a frequency ⁇ fr determined by the characteristics of the synthesis circuit. There was a problem that could not.
  • the present embodiment by using the second operation mode, it is possible to perform simultaneous amplification with the carrier frequencies f 1 and f 2 being arbitrarily close to each other. For this reason, the power loss due to the signal wraparound can be significantly reduced as compared with Patent Document 2.
  • Patent Document 3 has a problem in that since the two power amplifiers are switched by a switch, the two desired frequency components f 1 and f 2 cannot be output simultaneously, and the CA technique is not supported. there were. In contrast, in the present embodiment, two desired frequency components f 1 and f 2 can be output simultaneously.
  • FIG. 5 A second embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • the configuration of the transmitter shown in FIG. 5 is more specific.
  • the power amplifier 401 includes a transistor 711, a coupling capacitor 712, a gate bias DC power source 713 and a resistor 714, a drain bias inductor 715 and a DC power source 716.
  • the power amplifier 402 includes a transistor 721, a coupling capacitor 722, a gate bias DC power source 723 and a resistor 724, a drain bias inductor 725, and a DC power source 726.
  • the low pass filter 602 includes a low pass filter 703 and a coupling capacitor 704. Further, a load resistor 705 is provided on the output side of the synthesis circuit 404.
  • the signal generator 403 can be configured in the same manner as in FIG.
  • FIG. 17 shows an example of the circuit configuration of the low-pass filter 703.
  • the low pass filter 703 includes inductors 751 to 760 and capacitive elements 761 to 770.
  • the inductors 751 to 760 are connected in series between the input terminal 731 and the output terminal 732 of the low-pass filter 703.
  • the capacitive element 761 is connected to a connection point between the input terminal 731 and the inductor 751, and the capacitive elements 761 to 770 are connected to connection points between the inductors.
  • a 10-stage LC filter is used, but the number of stages of the filter may be appropriately changed according to desired characteristics.
  • FIG. 18 shows an example of the circuit configuration of the high-pass filter 603.
  • the high-pass filter 603 includes capacitive elements 771 to 776 and inductors 781 to 785. Capacitance elements 771 to 776 are connected in series between input terminal 741 and output terminal 742 of high-pass filter 603.
  • the capacitive element 761 is connected to a connection point between the input terminal 731 and the inductor 751, and the inductors 781 to 785 are respectively connected to connection points between the capacitive elements.
  • a 5-stage LC filter is used, but the number of stages of the filter may be appropriately changed according to desired characteristics.
  • FIG. 19 shows the transfer characteristic 811 of the low-pass filter 703 and the transfer characteristic 812 of the high-pass filter 603.
  • the characteristics shown in FIG. 20 are obtained by plotting the output power at the load resistor 705 by making the power of the RF signal input to the power amplifier 401 and the power amplifier 402 the same, sweeping the input power.
  • the signal generator 403 outputs an RF signal having a carrier frequency f 1 equal to or lower than the cutoff frequency f L2 and an RF signal having a carrier frequency f 2 equal to or higher than the cutoff frequency f U1.
  • FIG. 21 shows drain efficiency characteristics obtained under the same conditions as FIG. 20 in the configuration shown in FIG. As shown in FIG. 21, a drain efficiency of 64.8% is obtained with an input power of 5 dBm.
  • the characteristics shown in FIG. 22 are obtained by plotting the output power at the load resistor 705 by making the power of the RF signal input to the power amplifier 401 and the power amplifier 402 the same, sweeping the input power.
  • the signal generator 403 outputs the RF signals of f 1 and f 2 set to the carrier frequency not lower than the cutoff frequency f L2 and not higher than f U1 , and corresponds to the second operation mode.
  • the signal generator 403 adjusts the phase of the RF signal in order to correct the phase shift difference between the low-pass filter 602 and the high-pass filter 603.
  • FIG. 23 shows the drain efficiency characteristics obtained under the same conditions as FIG. 22 in the configuration shown in FIG. As shown in FIG. 23, a drain efficiency of 56.8% is obtained with an input power of 5 dBm.
  • FIGS. 20 to 23 indicate that good output power and drain efficiency can be obtained in both the first operation mode and the second operation mode. That is, in the present invention, it is shown that the characteristics do not change greatly by switching the operation mode.
  • FIG. 1 A third embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • the number of transmission channels in the first embodiment is two, but the number of transmission channels is expanded to a general number.
  • the circuit configuration of the transmitter according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment except that a signal generator 451 is provided instead of the signal generator 403 shown in FIG. Since these same circuit blocks have been described in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • the following cut-off frequency f L2 the sum of the RF signal 824 1_N1 of RF signals 824 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1 n1 RF signals are output. Further, from the output terminal 409, the cutoff frequency f L2 and not more than f U1 following frequency domain, the sum of the RF signal 824 12_N12 of RF signals 824 12_1 ⁇ carrier frequency f 12_N12 the carrier frequency f 12_1 n12 amino RF signal output Is done.
  • n1, n12, and n2 corresponding to the number of channels are non-negative integers.
  • Signal generator 451 an RF signal 822 1_N1 of RF signals 822 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1 belonging to the following cut-off frequency f L2, and outputs via the terminal 405 to the power amplifier 401.
  • the RF signals 822 1 — n1 to 822 1 — n1 are amplified by the power amplifier 401 and output to the output terminal 407 as RF signals 823 1 — 1 to 823 1 — n1 .
  • RF signals 823 1_1 ⁇ 823 1_n1 via the combining circuit 404, is output to the output terminal 409 as an RF signal 824 1_N1 of RF signals 824 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1.
  • Signal transmission from the output terminal 409 to the output terminal 408 is cut off at a frequency f L2 or less. Therefore, it is possible to output the RF signals 824 1 — n1 to RF signals 824 1 — n1 to the output terminal 409 while suppressing the wraparound of the RF signals 823 1 — 1 to 823 1 — n1 from the output terminal 407 to the output terminal 408 and the resulting power loss. Is possible.
  • the RF signals 822 2_1 to 822 2_n2 are amplified by the power amplifier 402 and output to the output terminal 408 as the RF signals 823 2_1 to 823 2_n2 .
  • the RF signals 823 2_1 to 823 2_n2 are output to the output terminal 409 as the RF signals 824 2_1 to 824 2_n2 via the synthesis circuit 404.
  • the RF signals 823 2_1 to 823 2_n2 are prevented from wrapping from the output terminal 408 to the output terminal 407 and the power loss caused thereby.
  • the RF signals 824 2_1 to 824 2 — n2 can be output to the output terminal 409.
  • the signal generator 451 an RF signal 822a 12_N12 of RF signals 822a 12_1 ⁇ carrier frequency f 12_N12 the carrier frequency f 12_1 belonging to the following cut-off frequency f L2 above and f U1, the power amplifier 401 via the terminal 405 Output. Further, the signal generator 451, an RF signal 822b 12_N12 of RF signals 822b 12_1 ⁇ carrier frequency f 12_N12 cut-off frequency f L2 above and f U1 carrier frequency f 121 belonging to the following, to the power amplifier 402 via the terminal 406 Output.
  • RF signals 822a 12_1 ⁇ 822a 12_n12 is amplified in the power amplifier 401, is output to the output terminal 407 as an RF signal 823a 12_1 ⁇ 823a 12_n12.
  • RF signals 822b 12_1 ⁇ 822b 12_n12 is amplified in the power amplifier 402, is output to the output terminal 408 as an RF signal 823b 12_1 ⁇ 823b 12_n12.
  • RF signals 823a 12_1 ⁇ 823a 12_n12 the RF signal 823b 12_1 ⁇ 823b 12_n12 are combined by the combining circuit 404, is output to the output terminal 409 as an RF signal 824 12_1 ⁇ 824 12_n12.
  • the output terminal 407 and the output terminal 408 are not isolated. Therefore, for the RF signal having the carrier frequency belonging to the frequency f L2 or more and f U1 or less, the signal having the same carrier frequency is simultaneously output from the power amplifier 401 and the power amplifier 402, and no loss occurs during the signal synthesis in the synthesis circuit 404.
  • RF signals 823a 12_1 and RF signal 823b 12_n12 are performed during the RF signal 823a 12_1 and RF signal 823b 12_1, or in terms of a balance of amplitude and phase between the RF signal 823a 12_N12 the RF signal 823b 12_N12, RF signals 823a 12_1 and RF signal 823b 12_1, or The signal synthesis of the RF signal 823a 12_n12 and the RF signal 823b 12_n12 is performed.
  • the synthesis circuit 404 can realize signal synthesis without loss.
  • the signal generator 451 is configured to compensate for the deviation. , by adjusting the amplitude and phase of the RF signal 822a 12_1 and RF signal 822b 12_1 to RF signals 822a 12_N12 the RF signal 822b 12_N12 outputs, to realize the lossless signal synthesis than Te in the synthesis circuit 404.
  • FIG. 26 shows a configuration example of the signal generator 451.
  • the signal generator 451 includes RF signal generators 801 1 , 801 12 , and 801 2 .
  • RF signal generator 801 1, n1 pieces of RF signals belonging to the following cut-off frequency f L2, i.e. outputs a RF signal 821 1_N1 of RF signals 821 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1.
  • RF signal generator 801 2, n2 pieces of RF signals belonging to more than the cut-off frequency f U1, i.e. outputs a RF signal 821 2_N2 of RF signals 821 2_1-carrier frequency f 2_N2 the carrier frequency f 2_1.
  • the RF signal generator 801 1 includes n1 baseband signal generators 501 1_1 to 501 1_n1 , n1 amplitude / phase adjusters 531 1_1 to 531 1_n1 , and n1 local oscillation (LO) signals.
  • Generators 503 1_1 to 503 1_n1 and n1 mixers 505 11 to 505 1_n1 are included.
  • the baseband signal generator 501 1_1 outputs a baseband signal of the channel 1_1.
  • the amplitude / phase adjuster 531 1_1 adjusts the amplitude and phase of the baseband signal of the channel 1_1.
  • the LO signal generator 503 1_1 outputs an LO signal having a frequency f 1_1 .
  • the frequency of the LO signal is preferably variable.
  • the mixer 505 1 — 1 mixes the baseband signal of the channel 1 — 1 and the LO signal of the frequency f 1 — 1 output from the LO signal generator 503 1 — 1 , so that the RF signal 821 1 — 1 up-converted to the carrier frequency f 1 — 1 is obtained. Output to switch 802 1_1 .
  • the 1_n1 RF signal 821 1_n1 is generated and output to the switch 802 1_n1 .
  • RF signal generator 801 12, based on the circuit configuration and operation similar to the RF signal generator 801 1, the RF signal 821 12_1 ⁇ 821 12_n12 carrier frequency f 12_1 ⁇ f 12_n12 channels 121 ⁇ 12_n12 that is up-converted to Generate each.
  • RF signals 821 12_1 ⁇ 821 12_n12 are outputted to the switches 802 12_1 ⁇ 802 12_n12.
  • the RF signal generator 801 2 receives the RF signals 821 2_1 to 821 2_n2 of the channels 2_1 to 2_n2 up-converted to the carrier frequencies f 2_1 to f 2_n2 based on the same circuit configuration and operation as the RF signal generator 801 1. Generate each.
  • the RF signals 821 2_1 to 821 2_n2 are output to the switches 802 2_1 to 802 2_n2 , respectively.
  • the RF signals 821 1_1 to 821 1_n1 output from the RF signal generator 801 1 are output to the adder 8031.
  • the RF signals 821 2_1 to 821 2_n2 output from the RF signal generator 8012 are output to the adder 803 2 .
  • RF signals 821 12_1 ⁇ 821 12_n12 outputted from the RF signal generator 801 12 is output to both the adder 803 1, 803 2.
  • Switches 802 1_1 ⁇ 802 1_n1, 802 12_1 ⁇ 802 12_n12, 802 2_1 ⁇ 802 2_n2 each may be optionally turned on or off state.
  • the number of transmission channels n1, n, 2 and n2 can be made variable.
  • the adder 803 1, combined with RF signals 821 1_1 ⁇ 821 1_n1 output from the RF signal generator 801 1, the RF signal 821 12_1 ⁇ 821 12_n12 outputted from the RF signal generator 801 12, which gave The signal is output to the amplitude / phase adjuster 533.
  • the adder 803 combined with RF signals 821 2_1 ⁇ 821 2_n2 output from the RF signal generator 801 2, an RF signal generator RF signal 821 output from 801 12 12_1 ⁇ 821 12_n12, which Is output to the amplitude / phase adjuster 534.
  • the RF signal generators 801 1 , 801 12 , and 801 2 have amplitude / phase adjusters 501 1_1 to 501 2_n2 and amplitude / phase adjusters 533 and 534, and RF signals 821 1_1 to 821 1_n1. , 821 12_1 ⁇ 821 12_n12, 821 2_1 ⁇ 821 2_n2 amplitude and phase are adjusted independently.
  • RF signals 821 1_1 ⁇ 821 1_n1 and RF signals 821 121 ⁇ 821 12_n12 that the amplitude and phase adjuster 533 is adjusted amplitude and phase is output as an RF signal 822 1_1 ⁇ 822 1_n1 and RF signals 822a 12_1 ⁇ 822a 12_n12 405 Is output.
  • FIG. 27 shows a fourth embodiment of the present invention.
  • the number of power amplifiers is two in the third embodiment, but the number of power amplifiers is expanded to a general number.
  • the transmitter according to the present embodiment includes m power amplifiers 401 1 to 401 m mounted in parallel, and input terminals 405 1 to 405 m and input terminals 407 1 to 401 m of these power amplifiers. 407 m , a signal generator 461, a synthesis circuit 462, an output terminal 409 of this synthesis circuit, and an antenna 441.
  • RF signal 824 (p-1) p_n (p-1) p sum n (p-1) and p number of RF signals the total np-number of RF signal of the RF signal 824 P_np of RF signals 822 p_1 ⁇ carrier frequency f P_np the carrier frequency f p_1, RF signal 822 of the carrier frequency f p (p + 1) _1 p (p + 1 ) _1 to RF frequency 824 of carrier frequency f p (p + 1) _np (p + 1) 824 p (p + 1) _np (p + 1) _np (p + 1) 824 p (p
  • the RF signal input to the power amplifier 401 p is amplified and the RF signal 823 (p-1) p_1 to carrier frequency f (p-1) p_n (p-1) of the carrier frequency f (p-1) p_1 is obtained.
  • the signal generator 461 via the terminal 405 1, the total n1 pieces of RF signal of the RF signal 822 1_N1 of RF signals 822 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1, the carrier frequency f 12_1 and the total n12 amino RF signal of the RF signal 822 12_N12 of RF signals 822 12_1 ⁇ carrier frequency f 12n12, respectively output to the power amplifier 401 1.
  • RF signal input to the power amplifier 401 1 is amplified, the RF signal 823 1_N1 of RF signals 823 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1, RF signal 823 of the carrier frequency f 12_1 12_1 ⁇ carrier frequency f as RF signal 823 12_N12 of 12_N12, is outputted to the terminal 407 1.
  • the signal generator 461 transmits the RF signal 822 (m ⁇ 1) m — 1 to the carrier frequency f (m ⁇ 1) m_n (m ⁇ 1) of the carrier frequency f (m ⁇ 1) m_1 via the terminal 405 m. ) RF signal 822 of m (m-1) m_n ( m-1) m total n (m-1) m-number of RF signals and, RF signals 822 m_1 ⁇ carrier frequency f M_nm the RF signal of the carrier frequency f m_1 of A total of nm RF signals of 822 m_nm are output to the power amplifier 401 m , respectively.
  • RF signal received at the power amplifier 401 m is amplified, RF signal 823 of the carrier frequency f (m-1) m_1 ( m-1) m_1 ⁇ carrier frequency f (m-1) m_n ( m-1) m and RF signal 823 (m-1) m_n ( m-1) m of the RF signal 823 M_nm of RF signals 823 m_1 ⁇ carrier frequency f M_nm the carrier frequency f m_1, is outputted to the terminal 407 m.
  • the synthesis circuit 462 outputs the signal shown in FIG. 28 to the output terminal 409.
  • the output terminal 409 in the following frequency f L2, total n1 pieces of RF signal of the RF signal 824 1_N1 of RF signals 824 1_1-carrier frequency f 1_N1 the carrier frequency f 1_1 is output.
  • RF signal 824 (k-1) k_n (k-1) k A total of n (k ⁇ 1) k RF signals are output.
  • the output terminal 409 at a frequency f U (p-1) or more and f L (p + 1) following the frequency domain, the sum of the RF signal 824 P_np of RF signals 824 p_1 ⁇ carrier frequency f P_np the carrier frequency f p_1 np RF signals are output.
  • the output terminal 409 at a frequency f U (m-1) or more, the sum nm pieces of RF signal of the RF signal 824 M_nm of RF signals 824 m_1 ⁇ carrier frequency f M_nm the carrier frequency f m_1 is output.
  • the output terminal of the synthesis circuit 462 is output only from the output terminal 407 p of the power amplifier 401 p in the frequency region of the frequency f U (p ⁇ 1) or more and f L (p + 1) or less.
  • signal transmission to 409 are possible, the signal transmission from the power amplifier other than the power amplifier 401 p to the output terminal 409 is not performed. Therefore, output from the output terminal 407 p of the power amplifier 401 p, the frequency f U (p-1) or more and f L (p + 1) RF signal 823 p_1 ⁇ 823 p_np belonging below, other than the power amplifier 401 p Without being routed to the output terminal of the power amplifier. That is, it is possible to combine power with low power loss while suppressing power leakage to other power amplifiers.
  • frequency domain frequency f L2 is be transmitted from the output terminal 407 1 of the power amplifier 401 1 only the output terminal 409 of the combining circuit 462, the signal from the power amplifier 401 1 except for electrostatic amplifier to the output terminal 409 There is no transmission. Therefore, output from the output terminal 407 1 of the power amplifier 401 1, RF signals 823 1_1 ⁇ 823 1_n1 belonging to the following frequency f L2, without around to the output terminal of the power amplifier 401 1 other than the other power amplifiers, the output It is output to the terminal 409. That is, even with a signal having a frequency f L2 or less, it is possible to combine power with low power loss while suppressing power leakage to other power amplifiers.
  • the frequency f U (m-1) or more in the frequency domain is capable of transmitting only the output terminal 409 of the synthesis circuit 462 from the output terminal 407 m of the power amplifier 401 m, output from the power amplifier other than the power amplifier 401 m Signal transmission to terminal 409 is not performed. Therefore, the RF signals 823 m — 1 to 823 m_nm, which are output from the output terminal 407 m of the power amplifier 401 m and belong to the frequency f U (m ⁇ 1) or higher, wrap around the output terminals of other power amplifiers other than the power amplifier 401 m. Without being output to the output terminal 409. That is, even with a signal of frequency f U (m ⁇ 1) or higher, it is possible to combine power with low power loss while suppressing power leakage to other power amplifiers.
  • the power amplifier 401 r and the power amplifier 401 r + 1 have the same frequency RF signal (ie, RF signal 823 a r (r + 1) — 1 to 823a r (r + 1) _nr (r + 1) and 823b r (r + 1) _1 to 823b r (r + 1) _nr (r + 1) ) are output, respectively, and between the RF signals (that is, the RF signal 823ar (r + 1) _1 and the RF signal 823b ).
  • synthesis circuit 462 signal synthesis without loss can be realized.
  • a gain and phase shift of the path from terminal 405 r to the terminal 409 compensate for the deviation, signal generator 461, RF signal 822a r (r + 1) _1 ⁇ 822a r (r + 1) _nr (r + 1) and 822b r (r + 1) _1 ⁇ 822b r (r + 1) _nr (r + 1) of the amplitude and phase adjusted to output, following
  • signal generator 461 RF signal 822a r (r + 1) _1 ⁇ 822a r (r + 1) _nr (r + 1) and 822b r (r + 1) _1 ⁇ 822b r (r + 1) _nr (r + 1)
  • FIG. 29 shows a configuration example of the signal generator 461.
  • the signal generator 461 includes m RF signal generators 801 1 to 801 m , m ⁇ 1 RF signal generators 801 12 to 801 (m ⁇ 1) m , and m adders 803 1 to 803. m , m amplitude / phase adjusters 533 1 to 533 m , and m output terminals 405 1 to 405 m . Further, the output side of the RF signal generator 801 q, nq number of switches 802 q_1 ⁇ 802 q_nq is installed. Further, nr (r + 1) switches 802 r (r + 1) _1 to 802 r (r + 1) _nr (r + 1) are installed on the output side of the RF signal generator 801 r (r + 1) .
  • RF signal generator 801 q outputs an RF signal 821 Q_nq of RF signals 821 Q_1 ⁇ carrier frequency f Q_nq the carrier frequency f Q_1, the switches 802 q_1 ⁇ 802 q_nq respectively.
  • RF signal generator 801 r (r + 1) is, RF signals 821 r of the carrier frequency f r (r + 1)
  • RF signal 821 _1 r (r + 1) _1 ⁇ carrier frequency f r (r + 1) _nr (r + 1) (r + 1 ) _Nr (r + 1) are output to the switches 802 r (r + 1) _1 to 802 r (r + 1) _nr (r + 1) , respectively.
  • the RF signal generators 801 q to 801 r (r + 1) have the same internal configuration and operation mechanism as the RF signal generators 801 1 to 801 12 shown in FIG. Therefore, the description of the internal configuration and operation mechanism of the RF signal generators 801 q to 801 r (r + 1) is omitted here.
  • RF signals 821 q_1 ⁇ 821 q_nq output from the RF signal generator 801 q is outputted only to the adder 803 q.
  • the RF signals 821 r (r + 1) _1 to 821 r (r + 1) _nr (r + 1) output from the RF signal generator 801 r (r + 1) are output to both the adders 803 r and 803 r + 1 .
  • the adder 803 q synthesizes the input RF signal and outputs it to the amplitude / phase adjuster 533 q .
  • the amplitude / phase adjuster 533 q adjusts the amplitude and phase of the input RF signal to desired values, and then outputs them to the terminal 405 q .
  • the terminal 405 q the frequency f Lq more and RF signals belonging to the following f Uq (821b (q-1 ) q_1 ⁇ 821b (q-1) q_n (q-1) q, 821 q_1 ⁇ 821 q_nq and 821a q (q + 1) _1 to 821a q (q + 1) _nq (q + 1) ) are output.
  • FIG. 30 shows one configuration example of the synthesis circuit 462.
  • the synthesis circuit 462 includes a matching circuit 601 and filters 901 1 to 901 m .
  • the filter 901 1 is a low-pass filter or a band-pass filter.
  • the filter 901 m is a high pass filter or a band pass filter.
  • Filters 901 2 to 901 m ⁇ 1 are bandpass filters.
  • the outputs of the power amplifiers 401 1 to 401 m are connected to the input terminals 407 1 to 407 m of the synthesis circuit 462, respectively.
  • the filters 901 1 to 901 m are combined in parallel at a terminal 902, and the terminal 902 and the output terminal 409 of the combining circuit 462 are connected via a matching circuit 601.
  • the matching circuit 601 converts the load impedance Z L at the output terminal 409 into the optimum load impedance Z OPT of the power amplifiers 401 1 to 401 m .
  • the filter 901 1 blocks signal transmission from the output terminal 407 1 to the terminal 902 of the power amplifier 401 1 at a frequency f U1 or higher.
  • the filter 901 m is a signal transmission from the output terminal 407 m of the power amplifier 401 m to the terminal 902, to cut off below a frequency f Lm.
  • the filter 901 p is a signal transmission from the output terminal 407 p of the power amplifier 401 p to the terminal 902, to cut off below and f Up or frequency f Lp.
  • the filter 901 is connected from the terminal 902 at a frequency other than the pass band of the filter 901 q (that is, a frequency equal to or lower than the frequency f Lp and equal to or higher than f Up ).
  • the output impedance Z OUTq viewed from q is preferably higher impedance than Z OPT .
  • FIG. 31 shows another configuration example of the synthesis circuit 462.
  • the filters 901 1 to 901 m are synthesized in series by the transformer elements 903 1 to 903 m .
  • the transformer elements 903 1 to 903 m convert the load impedance Z L at the output terminal 409 into the optimum load impedance Z OPT of the power amplifiers 401 1 to 401 m .
  • filters 903 1 to 903 m are combined in series, in order to suppress power wraparound between power amplifiers 401 1 to 401 m , frequencies other than the pass band of filter 901 q (that is, frequencies f Lp or less and f Up or more)
  • the output impedance Z OUTq when the filter 901 q is viewed from the terminal 902 is preferably lower than Z OPT .
  • a plurality of RF signals arranged at an arbitrary carrier frequency can be simultaneously amplified and output.
  • FIG. 32 shows a fifth embodiment of the present invention.
  • power supply modulators 1001 and 1002 are newly provided in addition to the configuration shown in FIG. Further, a signal generator 1403 is provided instead of the signal generator 403.
  • the power supply modulator 1001 improves the power efficiency when the RF output power of the power amplifier 401 becomes low by increasing or decreasing the voltage of the power supply terminal 1005 of the power amplifier 401 according to the RF output power of the power amplifier 401.
  • the polar modulation operation is performed.
  • the power supply modulator 1002 increases or decreases the voltage at the power supply terminal 1006 of the power amplifier 402 in accordance with the RF output power of the power amplifier 402, thereby reducing the power efficiency when the RF output power of the power amplifier 402 is reduced.
  • the polar modulation operation is performed.
  • the carrier frequency f 1 of the RF signal 425 is set to be equal to or lower than the cut-off frequency f L2
  • the carrier frequency f 2 of the RF signal 426 is set to be higher than the cut-off frequency f U1 .
  • This operation mode is the same as that of the first embodiment except that the power modulators 1001 and 1002 have a function of controlling the voltage (polar modulation) of the power terminals 1005 and 1006 of the power amplifiers 401 and 402. This is the same as the first operation mode shown in the form.
  • the signal generator 1403 outputs the envelope signal 1421 of the RF signal 421 to the terminal 1003.
  • Envelope signal 1421 is input to power supply modulator 1001.
  • the power supply modulator 1001 outputs an envelope signal 1423 obtained by amplifying the envelope signal 1421 to the power supply terminal 1005 of the power amplifier 401.
  • the power supply voltage of the power amplifier 401 is modulated by the envelope signal 1423.
  • the signal generator 1403 outputs the envelope signal 1422 of the RF signal 422 to the terminal 1004.
  • Envelope signal 1422 is input to power supply modulator 1002.
  • the power supply modulator 1002 outputs an envelope signal 1424 obtained by amplifying the envelope signal 1422 to the power supply terminal 1006 of the power amplifier 402. As a result, the power supply voltage of the power amplifier 402 is modulated by the envelope signal 1424.
  • the power amplifier 401 and 402 while suppressing a decrease in power efficiency even at a low output, and the RF signal 425 and the RF signal 426 of the carrier frequency f 2 of the carrier frequency f 1 at the same time output by the polar modulation can do.
  • FIG. 10 Another operation mode of the present embodiment is shown in FIG. At this time, as shown in FIG. 10, the carrier frequency f 1 of the RF signal 435, the carrier frequency f 2 of the RF signal 436 is set from the respective cut-off frequency f L2 in the range of f U1.
  • This operation mode is the same as that of the first embodiment except that the power modulators 1001 and 1002 have a function of controlling the voltage (polar modulation) of the power terminals 1005 and 1006 of the power amplifiers 401 and 402. This is the same as the second operation mode shown in the form.
  • the signal generator 1403 outputs the envelope signal 1431a of the RF signal output from the terminal 405 including the RF signals 431a and 432a to the terminal 1003.
  • the envelope signal 1431a is input to the power supply modulator 1001.
  • the power supply modulator 1001 outputs an envelope signal 1432 a obtained by amplifying the envelope signal 1431 a to the power supply terminal 1005 of the power amplifier 401.
  • the power supply voltage of the power amplifier 401 is modulated by the envelope signal 1432a.
  • the signal generator 1403 outputs the envelope signal 1431b of the RF signal output from the terminal 406 including the RF signals 431b and 432b to the terminal 1004.
  • the envelope signal 1431b is input to the power supply modulator 1002.
  • the power supply modulator 1002 outputs an envelope signal 1432 b obtained by amplifying the envelope signal 1431 b to the power supply terminal 1006 of the power amplifier 402. As a result, the power supply voltage of the power amplifier 402 is modulated by the envelope signal 1432b.
  • the power amplifier 401 and 402 while suppressing a decrease in power efficiency even at a low output, and the RF signal 425 and the RF signal 426 of the carrier frequency f 2 of the carrier frequency f 1 at the same time output by the polar modulation I can do it.
  • the modulation bandwidth of the RF signals 425 and 426 is about f BW .
  • the value of f BW depends on the communication standard, but is usually in the range of several kHz to several tens of MHz.
  • the value of ⁇ f depends on the communication standard, but is usually in the range of several MHz to several GHz. In general, ⁇ f is larger than f BW .
  • each power amplifier amplifies the RF signal of one carrier frequency, that is, the RF signal 423 is amplified by the power amplifier 401 and the RF signal 424 is amplified by the power amplifier 402. Therefore, the bandwidth of envelope signal 1423 output from power supply modulator 1001 is about f BW that is the modulation bandwidth of RF signal 423. Similarly, the bandwidth of envelope signal 1424 output from power supply modulator 1002 is about fBW, which is the modulation bandwidth of RF signal 423.
  • RF signals of two carrier frequencies are amplified by each power amplifier, that is, RF signals 433a and 434a are amplified by power amplifier 401, and RF signals 433b and 434b are amplified by power amplifier 402, respectively.
  • Signals including the RF signals 433a and 434a can be regarded as having a carrier frequency (center frequency) of (f 1 + f 2 ) / 2.
  • the RF signal 433a is arranged at a frequency that is - ⁇ f / 2 away from the carrier frequency
  • the RF signal 434a is arranged at a frequency that is separated from the carrier frequency by ⁇ f / 2
  • the envelope band is the RF signal 433a and the RF signal 434a. It can be regarded as ⁇ f which is a detuning frequency. Therefore, the bandwidth of envelope signal 1432a output from power supply modulator 1001 is approximately ⁇ f. Similarly, the bandwidth of envelope signal 1432b output from power supply modulator 1002 is about ⁇ f.
  • the power supply modulator (1001, 1002) becomes difficult to realize as the bandwidth of the envelope signals (1423, 1424, 1432a, 1432b) to be output increases and the power loss and signal error increase.
  • the carrier frequencies f 1 and f 2 of the two RF signals are brought close to each other, and the bandwidth ⁇ f of the envelope signals 1432a and 1432b output from the power supply modulators 1001 and 1002 is It is desirable to set so as to be within the upper limit of the operating frequency of the devices 1001 and 1002.
  • FIG. 35 shows a configuration example of the signal generator 1403.
  • amplitude detectors 1501 and 1502, delay adjusters 1503 and 1504, and terminals 1003 and 1004 are newly provided.
  • Other circuit blocks are common to the signal generator 403 shown in FIG.
  • the amplitude detector 1501 detects the envelope signal 1421 of the RF signal 421 and outputs it to the terminal 1003, and the amplitude detector 1502 detects the envelope signal 1422 of the RF signal 422 and supplies it to the terminal 1004. Output.
  • the delay adjuster 1503 and the amplitude / phase adjuster 533 adjust the synchronization state (delay time) of the envelope signal 1421 and the RF signal 421.
  • the delay adjuster 1504 and the amplitude / phase adjuster 534 adjust the synchronization state (delay time) of the envelope signal 1422 and the RF signal 422. Adjustment of the synchronization state (delay time) between the RF signal and the envelope signal is necessary to suppress signal distortion of the RF signal output from the power amplifiers 401 and 402.
  • the amplitude detector 1501 detects the RF signal envelope signal 1431a including the RF signals 431a and 432a and outputs it to the terminal 1003.
  • 1502 detects an RF signal envelope signal 1431b including the RF signals 431b and 432b and outputs it to the terminal 1004.
  • the delay adjuster 1503 and the amplitude / phase adjuster 533 adjust the synchronization state (delay time) of the envelope signal 1431a and the RF signals 431a and 432a.
  • the delay adjuster 1504 and the amplitude / phase adjuster 534 adjust the synchronization state (delay time) of the envelope signal 1431b and the RF signals 431b and 432b.
  • Appendix 2 In Appendix 1, A transmitter in which at least one of the transmission signals is set to a frequency equal to or lower than the first cutoff frequency and equal to or higher than the second cutoff frequency, and is simultaneously amplified by both the first and second power amplifiers. .
  • Appendix 3 In Appendix 1 or 2, A first output terminal that is one of the output terminals of the signal generator is connected to an input terminal of the first power amplifier; A second output terminal, which is another one of the output terminals of the signal generator, is connected to an input terminal of the second power amplifier; A transmitter in which signals set to a frequency equal to or lower than the first cutoff frequency and equal to or higher than the second cutoff frequency are simultaneously output from the first and second output terminals.
  • At least one of the transmission signals amplified by the first power amplifier is set to a frequency lower than the second cutoff frequency
  • a transmitter in which at least one of the transmission signals amplified by the second power amplifier is set to a frequency higher than the first cutoff frequency
  • Appendix 5 In Appendix 1, 2, or 4, A first output terminal that is one of the output terminals of the signal generator is connected to an input terminal of the first power amplifier; At least one of the signals output from the first output terminal is set to a frequency lower than the second cutoff frequency, A second output terminal, which is another one of the output terminals of the signal generator, is connected to an input terminal of the second power amplifier; A transmitter in which at least one frequency of signals output from the second output terminal is set to a frequency higher than the first cutoff frequency.
  • the signal generator is A plurality of baseband signal generators for generating baseband signals; A plurality of local oscillation signal generators for generating local oscillation signals of different frequencies; A plurality of baseband signal amplitude phase adjusters connected to the plurality of baseband signal generators respectively for adjusting the amplitude and phase of the baseband signal; The baseband signal is connected to the plurality of baseband signal amplitude phase adjusters and the plurality of local oscillation signal generators, respectively, and the baseband signal adjusted in amplitude and phase and the local oscillation signal are mixed together to produce RF (Radio).
  • (Frequency) signal a plurality of mixers, An adder for combining the RF signals; A plurality of RF signal amplitude and phase adjusters that adjust the amplitude and phase of the synthesized RF signal and output the signal as an output terminal of the signal generator; A transmitter comprising a plurality of switches for switching between a state of propagating the RF signal and a state of blocking the RF signal between the plurality of mixers and the adder.
  • the synthesis circuit includes a plurality of filters and a matching circuit,
  • the output terminal of the first power amplifier is connected to a first filter that is one of the filters,
  • An output terminal of the second power amplifier is connected to a second filter which is another one of the filters;
  • the first filter cuts off a high frequency equal to or higher than the first cut-off frequency;
  • the second filter cuts off a low frequency equal to or lower than the second cut-off frequency;
  • a transmitter in which output terminals of the first and second filters are connected to an output terminal of the synthesis circuit via the matching circuit.
  • the matching circuit is a transmitter including a transformer element.
  • the synthesis circuit includes a plurality of filters and a plurality of transformer elements,
  • the output terminal of the first power amplifier is connected to a first filter that is one of the filters,
  • An output terminal of the second power amplifier is connected to a second filter which is another one of the filters;
  • the first filter cuts off a high frequency equal to or higher than the first cut-off frequency;
  • the second filter cuts off a low frequency equal to or lower than the second cut-off frequency;
  • the output terminal of the first filter is connected to the primary side of the first transformer element, which is one of the transformer elements,
  • An output terminal of the second filter is connected to a primary side of a second transformer element which is another one of the transformer elements;
  • the secondary side of the first and second transformer elements is a transmitter connected in series to the output terminal of the synthesis circuit.
  • a first power supply modulator that modulates a power supply voltage to be applied to the first power amplifier based on a first envelope signal of the transmission signal input to the first power amplifier;
  • a transmitter further comprising: a second power supply modulator that modulates a power supply voltage applied to the second power amplifier based on a second envelope signal of the transmission signal input to the second power amplifier.
  • the signal generator outputs the first and second envelope signals to the first and second power supply modulators, respectively.

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Abstract

送信機を構成する信号発生器（４０３）は、複数の周波数帯域の送信信号を発生させる。複数の電力増幅器（４０１，４０２）は、前記送信信号を増幅する。合成回路（４０４）は、前記電力増幅器の内の一つである第１の電力増幅器（４０１）から出力端子（４０９）への信号伝達を、第１の遮断周波数以上において遮断し、且つ前記電力増幅器の内の他の一つである第２の電力増幅器（４０２）から出力端子（４０９）への信号伝達を、第２の遮断周波数以下において遮断する。この時、前記第１の遮断周波数は、前記第２の遮断周波数よりも高く設定される。

Description

送信機
　本発明は、主として無線通信で使用され、複数の帯域のＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を送信する送信機に関する。
　近年の通信規格においては、高速無線通信の実現に向けて、断片化した複数の帯域を集めて利用するＣａｒｒｉｅｒ　Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ（ＣＡ）技術が用いられている。
　非特許文献１で示されているように、このＣＡ技術では、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。また、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数を同時に用いたＣＡ技術で通信することで、通信の安定性を向上させることができる。さらに、ＣＡ技術を適用する事で、複数の事業者の帯域割当が断続的な場合や、帯域共用する場合にも対応した通信を行うことができる。
　ＣＡ技術では、非特許文献１で示されているように、通信の状況に応じて帯域毎に使用と非使用を時間的に切り替えるＣａｒｒｉｅｒ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　（ＣＣ）　ａｃｔｉｖａｔｉｏｎ/ｄｅａｃｔｉｖａｔｉｏｎ技術が使用されている。
　例えば特許文献１に、ＣＡ技術に対応する送信機が記載されている。図１は、特許文献１に記載された送信機の構成を示している。
　図１に示す送信機において、第１のデータ送信部が、キャリア周波数ｆ１　の搬送波に載せるベースバンド信号Ｉ１及びＱ１をΔΣ変換部２０１に出力し、第２のデータ送信部が、キャリア周波数ｆ２の搬送波に載せるベースバンド信号Ｉ２及びＱ２をΔΣ変換部２１１に出力する。
　ΔΣ変換部２０１，２１１は、入力された信号を一定振幅のデジタル信号に変換しミキサ２０２，２１２に向けて出力する。ここで、ΔΣ変換部２０１，２１１の動作クロックは、制御部２２３によって制御され、キャリア周波数の２倍の周波数に設定される。
　ミキサ２０２及び２１２は、制御部２２３による制御のもと、デジタル信号に変換されたベースバンド信号を、スイッチング周波数がキャリア周波数に等しいデジタル信号とミキシングし、デジタル化したＲＦ信号を出力する。デジタル化ＲＦ信号は、加算器２０４，２１４を経由して電力増幅器２２５に入力される。
　電力増幅器２２５は、加算器２０４から出力されるキャリア周波数ｆ１のデジタル化ＲＦ信号と、加算器２１４から出力されるキャリア周波数ｆ２のデジタル化ＲＦ信号とを合成する。加算器２０４から出力されるキャリア周波数ｆ１のデジタル化ＲＦ信号は周波数ｆ２に信号成分を持たず、また加算器２１４から出力されるキャリア周波数ｆ２のデジタル化ＲＦ信号は周波数ｆ１に信号成分を持たないようにΔΣ変換が掛けられている。このようなΔΣ変換を掛ける事で、ΔΣ変換に伴う量子化誤差が所望の信号帯域ｆ１，ｆ２に混入しないようにしている。そして、電力増幅器２２５は、デジタル化ＲＦ信号を増幅してマルチバンドパスフィルタ２２６に出力する。
　電力増幅器２２５から出力されるデジタル化したＲＦ信号には、所望の周波数成分ｆ１，ｆ２の他に、デジタル化に伴うｆ１，ｆ２以外の不要成分が含まれている。そこで、マルチバンドパスフィルタ２２６は、所望の周波数成分ｆ１，ｆ２以外の成分を除去して、所望の周波数成分ｆ１，ｆ２のみをマルチバンドアンテナ２２７に出力する。
　このように、特許文献１に記載される送信機は、２つの所望周波数成分ｆ１　，ｆ２を同時に出力する機能を備えており、ＣＡ技術に対応している。
　また、特許文献２には、送信機の他の例が記載されている。図２は、特許文献２に記載された送信機の構成を示している。
　図２に示す送信機において、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ）３１１，３２１，…，３３１はキャリア周波数ｆ１の通信システムの信号を、ＰＡ３１２，３２２，…，３３２はキャリア周波数ｆ２の通信システムの信号を、それぞれ増幅し出力する。なお、これらの信号の入力端子１，２は、入力段整合回路１１１，１１２を介してＰＡ３１１，３１２へ接続される。また、ＰＡ同士は、段間整合回路（１２１，１２２，…）を介して接続される。
　増幅された周波数ｆ１の信号は、出力段整合回路１５１及び合波回路６０を通過し、出力端子４から出力される。一方、増幅された周波数ｆ２の信号は、出力段整合回路１５２及び合波回路６０を通過し、出力端子４から出力される。
　図３は、ＰＡ３３１の出力端子５１から出力端子４への伝達特性、及びＰＡ３３２の出力端子５２から出力端子４への伝達特性を示している。
　端子５１から端子４へは周波数ｆ１の信号のみ伝達され、端子５２から端子４へは周波数ｆ２の信号のみ伝達される。そのため、ＰＡ３３１から出力される周波数ｆ１の信号はＰＡ３３２に回り込むことが無く、またＰＡ３３２から出力される周波数ｆ２の信号はＰＡ３３１に回り込むことが無い。これにより、信号の回り込みに因る電力損失が抑制される。
　なお、特許文献２には、キャリア周波数ｆ１の通信システムとキャリア周波数ｆ２の通信システムとを同時に動作させないことが望ましいと記載されている。
　無線通信機に用いられる送信用電力増幅器（ＰＡ）は、通信機の中でも特に電力を消費する。そのためＰＡの電力効率改善も通信機開発の重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のため振幅変調が主流になっている。この振幅変調は信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器は線形性が良好になる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる。
　しかしながら、高バックオフ動作を行なう場合、電力増幅の電力効率が低下するという問題があった。
　このようなＰＡの電力効率と線形性の両立の問題を解決する手法の一つとして、ポーラ変調技術が開発されている。ポーラ変調技術は、ＰＡの出力電力の低下に合わせてＰＡへの電源電力供給も低減させることで、高バックオフ状態における電力効率の低下を抑制する技術である。
　特許文献３には、ポーラ変調技術を採用する送信機が記載されている。図４は、特許文献３に記載された送信機の構成を示している。
　図４に示す送信機において、信号発生器６１から出力された変調信号は、ポーラ制御部６２によって直交座標系の信号から極座標系の信号へ変換され、位相情報を持つ信号（以下、ＰＭ信号）と振幅情報を持つ信号(以下、ＡＭ信号)とに分離される。ＰＭ信号は、ＰＭ制御部６３により、周波数発生器１１に対する位相変調に用いられる。一方、ＡＭ信号は、電源回路６４により、ＰＡ２１，３１に対する振幅変調に用いられる。周波数発生器１１からの位相変調された発振信号は、プリアンプ１３で増幅された後、スイッチ１４を経由してＰＡ２１又はＰＡ３１へ入力される。
　ＰＡ２１はキャリア周波数ｆ１の通信システムの信号を、ＰＡ３１はキャリア周波数ｆ２の通信システムの信号を、それぞれ増幅する。キャリア周波数ｆ１の通信システムで通信を行なう場合、コントローラ１５は、ＰＡ２１に信号が入力され且つＰＡ２１からアンテナ４２へ信号が出力されるように、スイッチ１４及びスイッチ４１を切り替える。一方、キャリア周波数ｆ２の通信システムで通信を行なう場合、コントローラ１５は、ＰＡ３１に信号が入力され且つＰＡ３１からアンテナ４２へ信号が出力されるように、スイッチ１４及びスイッチ４１を切り替える。なお、ＰＡ２１は、ローパスフィルタ２２を介してスイッチ４１へ接続される。また、ＰＡ３１は、デュプレクサ３３の一方の入出力端子を介してスイッチ４１へ接続される。デュプレクサ３３の他方の入出力端子は、受信部３４に接続される。
　図４に示す送信機は、２つの所望周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に出力するＣＡ技術に対応していないが、時間的に周波数成分ｆ１，ｆ１を切り替えて片方の周波数を動作させるマルチバンド動作の機能を備えている。
　このように、図４に示す送信機においては、ＰＡ２１，３１の出力電力の増減に応じて、電源回路６４からＰＡ２１及びＰＡ３１への供給電力も増減させるポーラ変調技術が適用されている。このポーラ変調技術によって、高バックオフ状態における電力効率の低下が抑制されている。
特開２０１１－１８９９４号公報 特開２００４－２８９４２８号公報 特開２００６－３２４８７８号公報
三木信彦他、"ＬＴＥ-Ａｄｖａｎｃｅｄにおける広帯域化を実現するＣａｒｒｉｅｒ　Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ",　ＮＴＴ　ＤＯＣＯＭＯ　テクニカル・ジャーナル，Ｖｏｌ．１８，Ｎｏ．２ Ｔ.-Ｐ.　Ｈｕｎｇ　ｅｔ.　ａｌ,　"Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｈ－Ｂｒｉｄｇｅ　Ｃｌａｓｓ-Ｄ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｕｌｓｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ,"　　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ,　Ｖｏｌ.　５５,　Ｎｏ.１２,　ｐｐ.２８４５-２８５５ Ｈ.　Ｚｈｅｎｇ　ｅｔ.　ａｌ,　"Ａ　３．１　ＧＨｚ-８．０　ＧＨｚ　Ｓｉｎｇｌｅ-Ｃｈｉｐ　Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ　ｆｏｒ　ＭＢ-ＯＦＤＭ　ＵＷＢ　ｉｎ　０．１８-μｍ　ＣＭＯＳ　Ｐｒｏｃｅｓｓ"　ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｓｏｌｉｄ-Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ,　Ｖｏｌ.４４,　Ｎｏ.２,　ｐｐ.４１４-４２６
　以下の分析は、本発明において与えられる。
　特許文献１の方式において、電力増幅器２２５に入力される信号は、キャリア周波数の２倍のクロック周波数を持つデジタル信号である。このようなデジタル信号を増幅する場合、非特許文献２で記載されている通り、電力増幅器２２５を構成しているトランジスタのＯＮ抵抗や寄生容量の効果によって、バックオフ時(低出力時)に電力効率が劣化するという問題がある。特に、デジタル信号のクロック周波数が高いほど、寄生容量で発生するスイッチング損失は大きくなる。そのため、キャリア周波数及びデジタル信号のクロック周波数が数ＧＨｚに達する無線システムでは、このようなデジタル信号を増幅する電力増幅器２２５の電力効率は極めて低くなり、実用的では無いという問題がある。
　特許文献２の方式において、出力端子５１から出力端子４へは低周波信号のみ伝達され、出力端子５２から出力端子４へは高周波のみ伝達される。従って、低周波と高周波の間に、出力端子５１，５２のいずれからも出力端子４１への信号伝達の無い周波数帯域がある。信号伝達の無い周波数帯域幅をΔｆｒとする。そのような信号伝達の無い周波数帯域は、ＰＡ３３１とＰＡ３３２の間の電力回りこみを抑制するために必要である。しかしながら、特許文献２の方式で、周波数ｆ１をＰＡ３３１で、周波数ｆ２をＰＡ３３２で増幅する場合、ｆ１，ｆ２の周波数差がΔｆｒ以下にまで近接した場合には、２つの周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に増幅することができないという問題がある。
　特許文献３の方式において、ＰＡ２１，３１をスイッチ１４，４１で切り替える。このため、特許文献３の方式には、２つの所望周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に出力する事が出来ず、ＣＡ技術に対応していないという問題がある。
　従って、本発明の目的は、ＣＡ技術に対応し複数の周波数の信号を同時に増幅するに際して、電力効率をより高め且つ信号の回り込みに因る電力損失をより抑制することにある。
　上記の目的を達成するため、本発明の１つのアスペクト（側面）に係る送信機は、複数の周波数帯域の送信信号を発生させる信号発生器と、前記送信信号を増幅する複数の電力増幅器と、前記電力増幅器の出力側に接続された合成回路とを備える。前記合成回路は、前記電力増幅器の内の一つである第１の電力増幅器から当該合成回路の出力端子への前記送信信号の伝達を、第１の遮断周波数以上において遮断し、且つ前記電力増幅器の内の他の一つである第２の電力増幅器から前記出力端子への前記送信信号の伝達を、第２の遮断周波数以下において遮断する。ここで、前記第１の遮断周波数は、前記第２の遮断周波数よりも高い周波数である。
　本発明によれば、ＣＡ技術に対応し複数の周波数の信号を同時に増幅するに際して、電力効率をより高め且つ信号の回り込みに因る電力損失をより抑制することが可能である。
本発明の関連技術に係る送信機の第１の構成例を示す図である。 本発明の関連技術に係る送信機の第２の構成例を示す図である。 図２に示した送信機における伝達特性を示す図である。 本発明の関連技術に係る送信機の第３の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の伝達特性を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機における第１の動作モードを示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機における第１の動作モード時の信号周波数配置を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機における第２の動作モードを示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機における第２の動作モード時の信号周波数配置を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の構成例、及び第１の動作モードにおける動作例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の第２の動作モードにおける動作例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の一の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる整合回路の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の他の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機に用いるローパスフィルタの構成例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機に用いるハイパスフィルタの構成例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機に用いるローパスフィルタ及びハイパスフィルタの伝達特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機における第１の動作モード時の入出力電力特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機における第１の動作モード時のドレイン効率特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機における第２の動作モード時の入出力電力特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る送信機における第２の動作モード時のドレイン効率特性を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る送信機の構成例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の伝達特性及び信号周波数配置を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の構成例を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る送信機の構成例を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の伝達特性及び信号周波数配置を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の構成例を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の一の構成例を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に係る送信機に用いる合成回路の他の構成例を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る送信機の構成例を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る送信機における第１の動作モードを示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る送信機における第２の動作モードを示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の構成例、及び第１の動作モードにおける動作例を示す図である。 本発明の第５の実施の形態に係る送信機に用いる信号発生器の第２の動作モードにおける動作例を示す図である。
　以下、本発明に係る送信機の第１～第５の実施の形態を、図５～図３６を参照して説明する。なお、図中同一または相当部分については、同一符号を付してその説明を省略する。
［第１の実施の形態］
　本発明の第１の実施の形態を図５に示す。図５に示すように、本実施の形態に係る送信機は、電力増幅器４０１，４０２と、信号発生器４０３と、合成回路４０４とを含む。電力増幅器４０１，４０２の入力端子４０５，４０６は信号発生器４０３にそれぞれ接続され、電力増幅器４０１，４０２の出力端子４０７，４０８は合成回路４０４にそれぞれ接続される。合成回路４０４の出力端子４０９は、アンテナ４４１に接続される。信号発生器４０３は、複数の周波数帯域のＲＦ信号を発生する。電力増幅器４０１，４０２は、端子４０５，４０６から入力されたＲＦ信号を増幅し、端子４０７，４０８へ出力する。
　合成回路４０４は、電力増幅器４０１の出力信号と電力増幅器４０２の出力信号とを合成し、出力端子４０９を介してアンテナ４４１へ出力する。合成回路４０４における伝達特性を図６に示す。図６において、電力増幅器４０１の出力端子４０７から合成回路４０４の出力端子４０９への伝達特性は４１１で表され、電力増幅器４０２の出力端子４０８から合成回路４０４の出力端子４０９への伝達特性は４１２で表される。
　図６に示す如く、電力増幅器４０１の出力端子４０７から合成回路４０４の出力端子４０９へは、周波数ｆＵ１以上の信号の伝達が遮断される。また、電力増幅器４０２の出力端子４０８から合成回路４０４の出力端子４０９へは、周波数ｆＬ２以下の信号の伝達が遮断される。この時、ｆＬ２＜ｆＵ１となることが、本実施の形態の特徴の一つである。
　この特徴により、本実施の形態では、図７及び図８を参照して説明する第１の動作モードと、図９及び図１０を参照して説明する第２の動作モードの両者を実現できる。以下、これらの第１及び第２の動作モードを順に説明する。
（第１の動作モード）
　図７に示すように、本動作モードでは、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４２１が電力増幅器４０１に入力され、ＲＦ信号４２１は電力増幅器４０１で増幅されてＲＦ信号４２３として出力端子４０７に出力される。
　同様に、キャリア周波数ｆ２　のＲＦ信号４２２が電力増幅器４０２に入力され、ＲＦ信号４２２は電力増幅器４０２で増幅されてＲＦ信号４２４として出力端子４０８に出力される。ＲＦ信号４２３，４２４は、合成回路４０４で合成されて、出力端子４０９にＲＦ信号４２５，４２６として出力される。
　ここで、図８に示すように、ＲＦ信号４２５のキャリア周波数ｆ１は遮断周波数ｆＬ２以下に、またＲＦ信号４２６のキャリア周波数ｆ２は遮断周波数ｆＵ１以上にそれぞれ設定される。
　図８に示す周波数設定において、キャリア周波数ｆ１の信号は出力端子４０７から出力端子４０９へ伝達するが、出力端子４０９から出力端子４０８への伝達は遮断されている。従って、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４２３は出力端子４０７から出力端子４０８へ回り込むことが無く、出力端子４０８へのＲＦ信号４２３の電力回り込みに因る損失を抑えて、出力端子４０９へＲＦ信号４２３を出力する事ができる。
　同様に、キャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４２４が出力端子４０７へ回り込むこと及びこれに起因して発生する電力損失を抑えて、出力端子４０９へＲＦ信号４２４を出力することができる。この場合、合成回路４０４は、ＲＦ信号４２３及び４２４の振幅及び位相は互いに異なっていても合成損の無い電力合成を実現できる。
（第２の動作モード）
　図９に示すように、本動作モードでは、キャリア周波数ｆ１　のＲＦ信号４３１ａとキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４３２ａが、電力増幅器４０１に入力される。ＲＦ信号４３１ａ及びＲＦ信号４３２ａは、電力増幅器４０１で増幅され、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４３３ａ及びキャリア周波数ｆ２　のＲＦ信号４３４ａとして出力される。
　同様に、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４３１ｂとキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４３２ｂが、電力増幅器４０２に入力かつ増幅され、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４３３ｂとキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４３４ｂとして出力される。合成回路４０４において、ＲＦ信号４３３ａ及びＲＦ信号４３３ｂは合成されてＲＦ信号４３５として出力端子４０９に出力され、ＲＦ信号４３４ａ及びＲＦ信号４３４ｂは合成されてＲＦ信号４３６として出力端子４０９に出力される。
　本動作モードにおいては、図１０に示すように、ＲＦ信号４３５のキャリア周波数ｆ１と、ＲＦ信号４３６のキャリア周波数ｆ２が、それぞれ遮断周波数ｆＬ２からｆＵ１の範囲に設定される。この周波数設定において、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の信号は、出力端子４０７から出力端子４０９へ伝達し、且つ出力端子４０８から出力端子４０９へ伝達する。そのため、周波数ｆ１，ｆ２において出力端子４０７と出力端子４０８の間はアイソレーションが取られてない。
　そこで、本動作モードでは、電力増幅器４０１，４０２から同じキャリア周波数（ｆ１，ｆ２）の信号を同時に出力し、且つ合成回路４０４における信号合成時に損失が出ないように、ＲＦ信号４３３ａとＲＦ信号４３３ｂの間並びにＲＦ信号４３４ａとＲＦ信号４３４ｂの間で振幅と位相のバランスを取った上で、ＲＦ信号４３３ａとＲＦ信号４３３ｂの信号合成、及びＲＦ信号４３４ａとＲＦ信号４３４ｂの信号合成を行う。
　具体的には、端子４０５から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０６から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとが一致している場合、ＲＦ信号４３１ａと４３１ｂの振幅と位相が互いに一致し、かつＲＦ信号４３２ａとＲＦ信号４３２ｂの振幅と位相が互いに一致していれば、合成回路４０４において損失の無い信号合成を実現できる。
　一方、端子４０５から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０６から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとにずれがある場合は、そのずれを補うように、信号発生器４０３がＲＦ信号４３１ａ，４３１ｂ，４３２ａ，４３２ｂの振幅と位相を調整して出力し、以て合成回路４０４における損失の無い信号合成を実現する。
　これにより、電力増幅器４０１と電力増幅器４０２の間の信号電力回り込み及びそれに起因する電力損失を抑制した電力合成を実現できる。
　以下では、上記の動作を実現する信号発生器４０３の具体的な構成例及び動作例を、図１１及び１２を参照して詳細に説明し、次いで合成回路４０４の具体的な構成例及び動作例を、図１３～図１５を参照して詳細に説明する。ここで、図１１では、上記第１の動作モードにおける信号発生器４０３の状態を扱い、図１２では、上記第２の動作モードにおける信号発生器４０３の状態を扱う。
　図１１に示すように、信号発生器４０３は、ベースバンド信号発生器５０１，５０２と、局部発振（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号発生器５０３，５０４と、ミキサ５０５，５０６と、スイッチ５０７～５１２と、加算器５１３と、振幅・位相調整器５３１～５３４とを含む。
　ベースバンド信号発生器５０１は、チャネル１のベースバンド信号５２１を出力し、ベースバンド信号発生器５０２は、チャネル２のベースバンド信号５２２を出力する。ここで、ベースバンド信号５２１とベースバンド信号５２２は独立であり、互いに異なる信号を用いて良い。
　振幅・位相調整器５３１は、ベースバンド信号５２１の振幅と位相を調整し、振幅・位相調整器５３２は、ベースバンド信号５２２の振幅と位相を調整する。ここで、調整器５３１，５３２各々における振幅及び位相の調整量は、例えば、加算器５１３の入力段でＲＦ信号５２３，５２４の振幅及び位相が一致するように設定する。
　ＬＯ信号発生器５０３は周波数ｆ１のＬＯ信号を出力し、ＬＯ信号発生器５０４は周波数ｆ２のＬＯ信号を出力する。ＬＯ信号の周波数ｆ１，ｆ２は、可変であることが望ましい。ＬＯ信号の周波数を可変にするＬＯ信号発生器の構成例は、例えば非特許文献３に記載されている。
　ミキサ５０５は、チャネル１のベースバンド信号５２１と、ＬＯ信号発生器５０３から出力される周波数ｆ１のＬＯ信号とをミキシングし、以てキャリア周波数ｆ１にアップコンバートされたＲＦ信号５２３を出力する。同様に、ミキサ５０６は、チャネル２のベースバンド信号５２２と、ＬＯ信号発生器５０４から出力される周波数ｆ２のＬＯ信号とをミキシングし、以てキャリア周波数ｆ２にアップコンバートされたＲＦ信号５２４を出力する。
　振幅・位相調整器５３３は、入力されるＲＦ信号の振幅及び位相を調整して端子４０５に出力し、振幅・位相調整器５３４は、入力されるＲＦ信号の振幅及び位相を調整して端子４０６に出力する。ここで、調整器５３３，５３４各々における振幅及び位相の調整量は、例えば、上記の合成回路４０４の入力段で予め測定した端子４０５から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０６から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとを用い、両経路で利得及び位相シフトが一致するように設定する。
　図１１に示すように、第１の動作モードにおいて、スイッチ５０７，５０８は閉状態となり、スイッチ５０９～５１２は開状態となる。このため、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号５２３は、振幅・位相調整器５３３を介して端子４０５へＲＦ信号４２１として出力され、キャリア周波数ｆ２のＲＦ信号５２４は、振幅・位相調整器５３４を介して端子４０６へＲＦ信号４２２として出力される。
　一方、図１２に示すように、第２の動作モードにおいては、スイッチ５０７，５０８が開状態となり、スイッチ５０９～５１２が閉状態となる。この動作状態では、キャリア周波数ｆ１のＲＦ信号５２３とキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号５２４が、加算器５１３で合成される。加算器５１３で合成されたＲＦ信号は、振幅・位相調整器５３３を介して端子４０５へＲＦ信号４３１ａ及びＲＦ信号４３２ａとして出力され、振幅５３４を介して端子４０６へＲＦ信号４３１ｂ及びＲＦ信号４３２ｂとして出力される。第２の動作モードでは、振幅・位相調整器５３１～５３４により、４つのＲＦ信号４３１ａ，４３１ｂ，４３２ａ，４３２ｂの振幅と位相がそれぞれ独立に調整される。
　図１３は、合成回路４０４の一の構成例を示している。この合成回路４０４は、整合回路６０１と、ローパスフィルタ６０２と、ハイパスフィルタ６０３とを含む。ローパスフィルタ６０２とハイパスフィルタ６０３は端子６０４で並列合成され、端子６０４と出力端子４０９は整合回路６０１を介して接続されている。
　整合回路６０１は、合成回路４０４の出力端子４０９における負荷インピーダンスＺＬを、電力増幅器４０１，４０２の最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに変換する。広帯域整合を実現するため、整合回路６０１には、図１４に示すようにトランス素子６１１を用いることが望ましい。
　ローパスフィルタ６０２は、電力増幅器４０１の出力端子４０７から端子６０４への信号伝達を、周波数ｆＵ１以上で遮断する。
　ハイパスフィルタ６０３は、電力増幅器４０２の出力端子４０８から端子６０４への信号伝達を、周波数ｆＬ２以下で遮断する。
　電力増幅器４０１の出力端子４０７から合成回路４０４側を見た負荷インピーダンスＺＩＮ１と、電力増幅器４０２の出力端子４０８から合成回路４０４側を見た負荷インピーダンスＺＩＮ２は、それぞれ電力増幅器４０１，４０２の最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに設計することが望ましい。また、電力増幅器４０１，４０２の間の電力回り込みを抑制するために、端子６０４からローパスフィルタ６０２を見た出力インピーダンスＺＯＵＴ１は、周波数ｆ２においてＺＯＰＴ　に比べて高インピーダンスであり、端子６０４からローパスフィルタ６０３を見た出力インピーダンスＺＯＵＴ２は、周波数ｆ１においてＺＯＰＴに比べて高インピーダンスであることが望ましい。
　図１５は、合成回路４０４の他の構成例を示している。この合成回路４０４において、ローパスフィルタ６０２とハイパスフィルタ６０３は、トランス素子６０５，６０６により直列に合成されている。トランス素子６０５，６０６は、出力端子４０９における負荷インピーダンスＺＬを、電力増幅器４０１，４０２の最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに変換する。
　ローパスフィルタ６０２とハイパスフィルタ６０３を直列合成した場合、電力増幅器４０１，４０２の間の電力回り込みを抑制するために、トランス素子６０５との接続点からローパスフィルタ６０２を見た出力インピーダンスＺＯＵＴ１は、周波数ｆ２においてＺＯＰＴに比べて低インピーダンスであり、トランス素子６０６との接続点からローパスフィルタ６０３を見た出力インピーダンスＺＯＵＴ２は、周波数ｆ１においてＺＯＰＴに比べて低インピーダンスであることが望ましい。
　本実施の形態によれば、上記の特許文献１～３の問題点を解決若しくは回避するこができる。
　上述した通り、特許文献１に記載された技術には、キャリア周波数及びデジタル信号のクロック周波数が数ＧＨｚに達する場合に、デジタル信号を増幅する電力増幅器の電力効率が極めて低くなり、実用的では無いという問題があった。これに対し、本実施の形態では、電力増幅器４０１，４０２はデジタル信号を増幅する電力増幅器に限定される事は無く、キャリア周波数が数ＧＨｚに達する場合でも高い電力効率が得やすい、アナログ信号を増幅する電力増幅器を用いることができる。このため、信号増幅に際しての電力効率を、特許文献１と比して大幅に向上させることができる。
　特許文献２に記載された技術には、ｆ１，ｆ２の周波数差が合成回路の特性で決まる周波数Δｆｒ以下にまで近接した場合に、２つの周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に増幅することができないという問題があった。これに対し、本実施の形態では、第２の動作モードを用いることで、キャリア周波数ｆ１，ｆ２を任意に近接させた状態で同時増幅を行うことが可能である。このため、信号の回り込みに因る電力損失を、特許文献２と比して大幅に低減できる。
　特許文献３に記載された技術には、２つの電力増幅器をスイッチで切り替えるため、２つの所望周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に出力する事が出来ず、ＣＡ技術に対応していないという問題があった。これに対し、本実施の形態では、２つの所望周波数成分ｆ１，ｆ２を同時に出力することができる。
［第２の実施の形態］
　本発明の第２の実施の形態を図１６に示す。本実施の形態においては、一例として、図５に示した送信機の構成がより具体化されている。
　図１６に示す送信機において、電力増幅器４０１は、トランジスタ７１１と、カップリング容量７１２と、ゲートバイアス用のＤＣ電源７１３及び抵抗７１４と、ドレインバイアス用のインダクタ７１５及びＤＣ電源７１６とで構成されている。同様に、電力増幅器４０２は、トランジスタ７２１と、カップリング容量７２２と、ゲートバイアス用のＤＣ電源７２３及び抵抗７２４と、ドレインバイアス用のインダクタ７２５及びＤＣ電源７２６とで構成されている。また、ローパスフィルタ６０２は、ローパスフィルタ７０３とカップリング容量７０４で構成されている。さらに、合成回路４０４の出力側には負荷抵抗７０５が設けられている。なお、信号発生器４０３は、図１１と同様に構成できる。
　図１７は、ローパスフィルタ７０３の回路構成の一例を示している。ローパスフィルタ７０３は、インダクタ７５１～７６０と、容量素子７６１～７７０とで構成されている。インダクタ７５１～７６０は、ローパスフィルタ７０３の入力端子７３１と出力端子７３２の間に直列に接続される。容量素子７６１は、入力端子７３１及びインダクタ７５１の接続点に接続され、容量素子７６１～７７０は、インダクタ同士間の接続点にそれぞれ接続される。図１７の例では、１０段のＬＣフィルタとなっているが、フィルタの段数は所望特性に合わせて適宜変更しても良い。
　図１８は、ハイパスフィルタ６０３の回路構成の一例を示している。ハイパスフィルタ６０３は、容量素子７７１～７７６と、インダクタ７８１～７８５とで構成されている。容量素子７７１～７７６は、ハイパスフィルタ６０３の入力端子７４１と出力端子７４２の間に直列に接続される。容量素子７６１は、入力端子７３１及びインダクタ７５１の接続点に接続され、インダクタ７８１～７８５は、容量素子同士間の接続点にそれぞれ接続される。図１８の例では、５段のＬＣフィルタとなっているが、フィルタの段数は所望特性に合わせて適宜変更しても良い。
　図１９は、ローパスフィルタ７０３の伝達特性８１１と、ハイパスフィルタ６０３の伝達特性８１２を示している。この例では、ローパスフィルタ７０３の伝達特性８１１は、ｆＵ１＝３００ＭＨｚ以上の信号を遮断するように設計され、ハイパスフィルタ６０３の伝達特性８１２は、ｆＬ２＝２００ＭＨｚ以下の信号を遮断するように設計されている。
　図２０は、図１６に示した構成において、ｆ１＝１５０ＭＨｚのＲＦ信号を電力増幅器４０１に入力し、ｆ２＝３５０ＭＨｚのＲＦ信号を電力増幅器４０２に入力した場合の、入出力電力の特性を示している。
　図２０に示す特性は、電力増幅器４０１と電力増幅器４０２に入力されるＲＦ信号の電力を同じにとり、その入力電力をスイープして負荷抵抗７０５における出力電力をプロットして得ている。このケースでは、信号発生器４０３から遮断周波数ｆＬ２以下のキャリア周波数ｆ１を持つＲＦ信号と遮断周波数ｆＵ１以上のキャリア周波数ｆ２を持つＲＦ信号とを出力しており、上記第１の動作モードに対応する。第１の動作モードの場合、５ｄＢｍの入力電力で、ｆ１＝１５０ＭＨｚにおいて１３．９ｄＢｍの出力電力、ｆ２＝３５０ＭＨｚにおいて１５．３ｄＢｍの出力電力が得られている。
　図２１は、図１６に示した構成において、図２０と同条件下で得られるドレイン効率特性を示している。図２１に示すように、５ｄＢｍの入力電力で、６４．８％のドレイン効率が得られている。
　図２２は、図１６に示した構成において、ｆ１＝２２５ＭＨｚ及びｆ２＝２７５ＭＨｚのＲＦ信号を電力増幅器４０１，４０２に同時に入力した場合の、入出力電力の特性を示している。
　図２２に示す特性は、電力増幅器４０１と電力増幅器４０２に入力されるＲＦ信号の電力を同じにとり、その入力電力をスイープして負荷抵抗７０５における出力電力をプロットして得ている。このケースでは、信号発生器４０３から、遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下のキャリア周波数に設定されたｆ１，ｆ２のＲＦ信号を出力しており、上記第２の動作モードに対応する。第２の動作モードの場合、ローパスフィルタ６０２とハイパスフィルタ６０３の間の位相シフトの差を補正するため、信号発生器４０３にてＲＦ信号の位相を調整している。図２２に示すように、第２の動作モードの場合、５ｄＢｍの入力電力で、ｆ１＝２２５ＭＨｚにおいて１３．７ｄＢｍの出力電力、ｆ２＝２７５ＭＨｚにおいて１３．１ｄＢｍの出力電力が得られている。
　図２３は、図１６に示した構成において、図２２と同条件下で得られるドレイン効率特性で示している。図２３に示すように、５ｄＢｍの入力電力で、５６．８％のドレイン効率が得られている。
　図２０～２３に示した特性は、第１の動作モードと第２の動作モードの両者で、良好な出力電力とドレイン効率が得られることを示している。すなわち、本発明において、動作モードの切り替えで特性が大きく変化しないことを示している。
［第３の実施の形態］
　本発明の第３の実施の形態を図２４に示す。本実施の形態に係る送信機では、上記の第１の実施の形態における送信チャネル数が２つであったのに対し、送信チャネル数を一般の数に拡張している。本実施の形態に係る送信機の回路構成は、図５に示した信号発生器４０３に代えて信号発生器４５１を設けた点を除き、上記の第１の実施の形態と同一である。これら同一の回路ブロックについては上記の第一の実施の形態において説明されているので、その説明を省略する。
　本実施の形態では、図２４及び図２５に示すように、出力端子４０９からは、遮断周波数ｆＬ２以下において、キャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２４１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２４１_ｎ１の合計ｎ１個のＲＦ信号が出力される。また、出力端子４０９からは、遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下の周波数領域において、キャリア周波数ｆ１２_１のＲＦ信号８２４１２_１～キャリア周波数ｆ１２_ｎ１２のＲＦ信号８２４１２_ｎ１２の合計ｎ１２個のＲＦ信号が出力される。また、出力端子４０９からは、遮断周波数ｆＵ１以上において、キャリア周波数ｆ２_１のＲＦ信号８２４２_１～キャリア周波数ｆ２_ｎ２のＲＦ信号８２４２_ｎ２の合計ｎ２個のＲＦ信号が出力される。ここで、チャネルの数に相当するｎ１，ｎ１２，ｎ２は非負整数である。
　信号発生器４５１は、遮断周波数ｆＬ２以下に属するキャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２２１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２２１_ｎ１を、端子４０５を経由して電力増幅器４０１へ出力する。ＲＦ信号８２２１_ｎ１～８２２１_ｎ１は、電力増幅器４０１で増幅され、出力端子４０７へＲＦ信号８２３１_１～８２３１_ｎ１として出力される。ＲＦ信号８２３１_１～８２３１_ｎ１は、合成回路４０４を経由して、キャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２４１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２４１_ｎ１として出力端子４０９に出力される。周波数ｆＬ２以下において、出力端子４０９から出力端子４０８への信号伝達は遮断されている。このため、ＲＦ信号８２３１_１～８２３１_ｎ１の出力端子４０７から出力端子４０８への回り込み及びそれに起因する電力損失を抑制しつつ、ＲＦ信号８２４１_ｎ１～ＲＦ信号８２４１_ｎ１を出力端子４０９に出力することが可能である。
　また、信号発生器４５１は、遮断周波数ｆＵ１以上に属するキャリア周波数ｆ２_１のＲＦ信号８２２２_１～キャリア周波数ｆ２_ｎ２のＲＦ信号８２２２_ｎ２を、端子４０６を経由して電力増幅器４０２へ出力する。ＲＦ信号８２２２_１～８２２２_ｎ２は、電力増幅器４０２で増幅され、出力端子４０８へＲＦ信号８２３２_１～８２３２_ｎ２として出力される。ＲＦ信号８２３２_１～８２３２_ｎ２は、合成回路４０４を経由して、ＲＦ信号８２４２_１～８２４２_ｎ２として出力端子４０９に出力される。周波数ｆＵ１以上において、出力端子４０９から出力端子４０７への信号伝達は遮断されているので、ＲＦ信号８２３２_１～８２３２_ｎ２の出力端子４０８から出力端子４０７への回り込み及びそれに起因する電力損失を抑制しつつ、ＲＦ信号８２４２_１～８２４２_ｎ２を出力端子４０９に出力することが可能である。
　さらに、信号発生器４５１は、遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下に属するキャリア周波数ｆ１２_１のＲＦ信号８２２ａ１２_１～キャリア周波数ｆ１２_ｎ１２のＲＦ信号８２２ａ１２_ｎ１２を、端子４０５を経由して電力増幅器４０１へ出力する。また、信号発生器４５１は、遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下に属するキャリア周波数ｆ１２１のＲＦ信号８２２ｂ１２_１～キャリア周波数ｆ１２_ｎ１２のＲＦ信号８２２ｂ１２_ｎ１２を、端子４０６を経由して電力増幅器４０２へ出力する。
　ＲＦ信号８２２ａ１２_１～８２２ａ１２_ｎ１２は、電力増幅器４０１において増幅され、ＲＦ信号８２３ａ１２_１～８２３ａ１２_ｎ１２として出力端子４０７へ出力される。ＲＦ信号８２２ｂ１２_１～８２２ｂ１２_ｎ１２は、電力増幅器４０２において増幅され、ＲＦ信号８２３ｂ１２_１～８２３ｂ１２_ｎ１２として出力端子４０８へ出力される。ＲＦ信号８２３ａ１２_１～８２３ａ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２３ｂ１２_１～８２３ｂ１２_ｎ１２は、合成回路４０４で合成され、ＲＦ信号８２４１２_１～８２４１２_ｎ１２として出力端子４０９に出力される。
　遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下において、出力端子４０７と出力端子４０８の間はアイソレーションが取られてない。そこで、周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下に属するキャリア周波数のＲＦ信号については、電力増幅器４０１及び電力増幅器４０２から同じキャリア周波数の信号を同時に出力し、且つ合成回路４０４における信号合成時に損失が出ないように、ＲＦ信号８２３ａ１２_１とＲＦ信号８２３ｂ１２_１の間、乃至ＲＦ信号８２３ａ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２３ｂ１２_ｎ１２の間の振幅と位相のバランスを取った上で、ＲＦ信号８２３ａ１２_１とＲＦ信号８２３ｂ１２_１、乃至ＲＦ信号８２３ａ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２３ｂ１２_ｎ１２の信号合成を行う。
　本実施の形態において、端子４０５から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０６から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとが一致している場合、ＲＦ信号８２２ａ１２_１とＲＦ信号８２２ｂ１２_１の振幅と位相、乃至ＲＦ信号８２２ａ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２２ｂ１２_ｎ１２の振幅と位相が互いに一致していれば、合成回路４０４において損失の無い信号合成を実現できる。
　一方、端子４０５から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０６から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとにずれがある場合は、そのずれを補うように、信号発生器４５１が、ＲＦ信号８２２ａ１２_１とＲＦ信号８２２ｂ１２_１乃至ＲＦ信号８２２ａ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２２ｂ１２_ｎ１２の振幅と位相を調整して出力し、以て合成回路４０４における損失の無い信号合成を実現する。
　図２６は、信号発生器４５１の構成例を示している。信号発生器４５１は、ＲＦ信号発生器８０１１，８０１１２，８０１２を含む。ＲＦ信号発生器８０１１は、遮断周波数ｆＬ２以下に属するｎ１個のＲＦ信号、すなわちキャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２１１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２１１_ｎ１を出力する。ＲＦ信号発生器８０１１２は、遮断周波数ｆＬ２以上且つｆＵ１以下に属するｎ１２個のＲＦ信号、すなわちキャリア周波数ｆ１２_１のＲＦ信号８２１１２_１～キャリア周波数ｆ１２_ｎ１２のＲＦ信号８２１１２_ｎ１２を出力する。ＲＦ信号発生器８０１２は、遮断周波数ｆＵ１以上に属するｎ２個のＲＦ信号、すなわちキャリア周波数ｆ２_１のＲＦ信号８２１２_１～キャリア周波数ｆ２_ｎ２のＲＦ信号８２１２_ｎ２を出力する。
　ここで、ＲＦ信号発生器８０１１は、ｎ１個のベースバンド信号発生器５０１１_１～５０１１_ｎ１と、ｎ１個の振幅・位相調整器５３１１_１～５３１１_ｎ１と、ｎ１個の局部発振（ＬＯ）信号発生器５０３１_１～５０３１_ｎ１と、ｎ１個のミキサ５０５１１～５０５１_ｎ１とを含む。ベースバンド信号発生器５０１１_１は、チャネル１_１のベースバンド信号を出力する。振幅・位相調整器５３１１_１は、チャネル１_１のベースバンド信号の振幅と位相を調整する。ＬＯ信号発生器５０３１_１は、周波数ｆ１_１のＬＯ信号を出力する。ＬＯ信号の周波数は可変であることが望ましい。ミキサ５０５１_１は、チャネル１_１のベースバンド信号と、ＬＯ信号発生器５０３１_１から出力される周波数ｆ１_１のＬＯ信号とをミキシングし、以てキャリア周波数ｆ１_１にアップコンバートされたＲＦ信号８２１１_１をスイッチ８０２１_１に出力する。同様に、ベースバンド信号発生器５０１１_ｎ１と、振幅・位相調整器５３１１_ｎ１と、ＬＯ信号発生器５０３１_ｎ１と、ミキサ５０５１_ｎ１　とで形成された回路により、キャリア周波数ｆ１_ｎ１にアップコンバートされたチャネル１_ｎ１のＲＦ信号８２１１_ｎ１が生成され、スイッチ８０２１_ｎ１に出力される。
　ＲＦ信号発生器８０１１２は、ＲＦ信号発生器８０１１と同様の回路構成と動作に基づいて、キャリア周波数ｆ１２_１～ｆ１２_ｎ１２にアップコンバートされたチャネル１２１～１２_ｎ１２のＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２をそれぞれ生成する。ＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２は、スイッチ８０２１２_１～８０２１２_ｎ１２にそれぞれ出力される。
　ＲＦ信号発生器８０１２は、ＲＦ信号発生器８０１１と同様の回路構成と動作に基づいて、キャリア周波数ｆ２_１～ｆ２_ｎ２にアップコンバートされたチャネル２_１～２_ｎ２のＲＦ信号８２１２_１～８２１２_ｎ２をそれぞれ生成する。ＲＦ信号８２１２_１～８２１２_ｎ２は、スイッチ８０２２_１～８０２２_ｎ２にそれぞれ出力される。
　ＲＦ信号発生器８０１１から出力されたＲＦ信号８２１１_１～８２１１_ｎ１は、加算器８０３１に出力される。ＲＦ信号発生器８０１２から出力されたＲＦ信号８２１２_１～８２１２_ｎ２は、加算器８０３２に出力される。ＲＦ信号発生器８０１１２から出力されたＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２は、加算器８０３１，８０３２の両者に出力される。
　スイッチ８０２１_１～８０２１_ｎ１，８０２１２_１～８０２１２_ｎ１２，８０２２_１～８０２２_ｎ２は、それぞれ任意にオン若しくはオフ状態にしても良い。これらのスイッチの動作により、ＲＦ信号（８２１１_１～８２１１_ｎ１，８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２，８２１２_１～８２１２_ｎ２）の各々について、送信若しくは非送信の状態を選択することができ、以て各帯域の送信チャネル数ｎ１、ｎ，２，ｎ２を可変にできる。
　加算器８０３１は、ＲＦ信号発生器８０１１から出力されたＲＦ信号８２１１_１～８２１１_ｎ１と、ＲＦ信号発生器８０１１２から出力されたＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２とを合成し、これにより得た信号を振幅・位相調整器５３３に出力する。また、加算器８０３２は、ＲＦ信号発生器８０１２から出力されたＲＦ信号８２１２_１～８２１２_ｎ２と、ＲＦ信号発生器８０１１２から出力されたＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２とを合成し、これにより得た信号を振幅・位相調整器５３４に出力する。
　信号発生器４５１では、ＲＦ信号発生器８０１１，８０１１２，８０１２内の振幅・位相調整器５０１１_１～５０１２_ｎ２と、振幅・位相調整器５３３，５３４とにより、ＲＦ信号８２１１_１～８２１１_ｎ１，８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２，８２１２_１～８２１２_ｎ２の振幅と位相がそれぞれ独立に調整される。振幅・位相調整器５３３で振幅と位相を調整されたＲＦ信号８２１１_１～８２１１_ｎ１とＲＦ信号８２１１２１～８２１１２_ｎ１２は、ＲＦ信号８２２１_１～８２２１_ｎ１とＲＦ信号８２２ａ１２_１～８２２ａ１２_ｎ１２として出力端子４０５に出力される。振幅・位相調整器５３４で振幅と位相を調整されたＲＦ信号８２１１２_１～８２１１２_ｎ１２とＲＦ信号８２１２_１～８２１２_ｎ２は、ＲＦ信号８２２ｂ１２_１～８２２ｂ１２_ｎ１２とＲＦ信号８２２２_１～８２２２_ｎ２として出力端子４０６に出力される。
　本実施の形態では、任意のキャリア周波数に配置した複数のＲＦ信号を、同時に増幅し出力することができる。このように、本実施の形態では、２つのキャリア周波数が近接した状態でＲＦ信号を出力できない特許文献２に記載の増幅器の問題や、２つのキャリア周波数のＲＦ信号を同時に出力できない特許文献３に記載の増幅の問題が解決されている。
［第４の実施の形態］
　本発明の第４の実施の形態を図２７に示す。本実施の形態に係る送信機では、上記の第３の実施の形態において電力増幅器の個数が２つであったのに対し、電力増幅器の個数が一般の数に拡張されている。具体的には、本実施の形態に係る送信機は、並列に実装されたｍ個の電力増幅器４０１１～４０１ｍと、これらの電力増幅器の入力端子４０５１～４０５ｍ及び入力端子４０７１～４０７ｍと、信号発生器４６１と、合成回路４６２と、この合成回路の出力端子４０９と、アンテナ４４１とを含む。
　図２７に示すように、信号発生器４６１は、端子４０５ｐ（ｐはｐ＝２,３,・・・,ｍ－１となる整数）を経由して、キャリア周波数ｆ（ｐ－１）ｐ_１のＲＦ信号８２２（ｐ－１）ｐ_１～キャリア周波数ｆ（ｐ－１）ｐ_ｎ（ｐ－１）ｐのＲＦ信号８２４（ｐ－１）ｐ_ｎ（ｐ－１）ｐの合計ｎ（ｐ－１）ｐ個のＲＦ信号と、キャリア周波数ｆｐ_１のＲＦ信号８２２ｐ_１～キャリア周波数ｆｐ_ｎｐのＲＦ信号８２４ｐ_ｎｐの合計ｎｐ個のＲＦ信号と、キャリア周波数ｆｐ（ｐ＋１）_１のＲＦ信号８２２ｐ（ｐ＋１）_１～キャリア周波数ｆｐ（ｐ＋１）_ｎｐ（ｐ＋１）のＲＦ信号８２４ｐ（ｐ＋１）_ｎｐ（ｐ＋１）の合計ｎｐ（ｐ＋１）個のＲＦ信号とを、それぞれ電力増幅器４０１ｐに出力する。
　電力増幅器４０１ｐに入力されたＲＦ信号は、増幅されて、キャリア周波数ｆ（ｐ－１）ｐ_１のＲＦ信号８２３（ｐ－１）ｐ_１～キャリア周波数ｆ（ｐ－１）ｐ_ｎ（ｐ－１）ｐのＲＦ信号８２３（ｐ－１）ｐ_ｎ（ｐ－１）ｐと、キャリア周波数ｆｐ_１のＲＦ信号８２３ｐ_１～キャリア周波数ｆｐ_ｎｐのＲＦ信号８２３ｐ_ｎｐと、キャリア周波数ｆｐ（ｐ＋１）_１のＲＦ信号８２３ｐ（ｐ＋１）_１～キャリア周波数ｆｐ（ｐ＋１）_ｎｐ（ｐ＋１）のＲＦ信号８２３ｐ（ｐ＋１）_ｎｐ（ｐ＋１）として、端子４０７ｐに出力される。
　同様に、信号発生器４６１は、端子４０５１を経由して、キャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２２１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２２１_ｎ１の合計ｎ１個のＲＦ信号と、キャリア周波数ｆ１２_１のＲＦ信号８２２１２_１～キャリア周波数ｆ１２ｎ１２のＲＦ信号８２２１２_ｎ１２の合計ｎ１２個のＲＦ信号とを、それぞれ電力増幅器４０１１に出力する。
　電力増幅器４０１１に入力されたＲＦ信号は、増幅されて、キャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２３１_１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２３１_ｎ１と、キャリア周波数ｆ１２_１のＲＦ信号８２３１２_１～キャリア周波数ｆ１２_ｎ１２のＲＦ信号８２３１２_ｎ１２として、端子４０７１に出力される。
　同様に、信号発生器４６１は、端子４０５ｍを経由して、キャリア周波数ｆ（ｍ－１）ｍ_１のＲＦ信号８２２（ｍ－１）ｍ_１～キャリア周波数ｆ（ｍ－１）ｍ_ｎ（ｍ－１）ｍのＲＦ信号８２２（ｍ－１）ｍ_ｎ（ｍ－１）ｍの合計ｎ（ｍ－１）ｍ個のＲＦ信号と、キャリア周波数ｆｍ_１のＲＦ信号８２２ｍ_１～キャリア周波数ｆｍ_ｎｍのＲＦ信号８２２ｍ_ｎｍの合計ｎｍ個のＲＦ信号とを、それぞれ電力増幅器４０１ｍに出力する。
　電力増幅器４０１ｍに入力されたＲＦ信号は、増幅されて、キャリア周波数ｆ（ｍ－１）ｍ_１のＲＦ信号８２３（ｍ－１）ｍ_１～キャリア周波数ｆ（ｍ－１）ｍ_ｎ（ｍ－１）ｍのＲＦ信号８２３（ｍ－１）ｍ_ｎ（ｍ－１）ｍと、キャリア周波数ｆｍ_１のＲＦ信号８２３ｍ_１～キャリア周波数ｆｍ_ｎｍのＲＦ信号８２３ｍ_ｎｍとして、端子４０７ｍに出力される。
　合成回路４６２は、図２８に示す信号を、出力端子４０９に出力する。
　すなわち、出力端子４０９には、周波数ｆＬ２以下において、キャリア周波数ｆ１_１のＲＦ信号８２４１＿１～キャリア周波数ｆ１_ｎ１のＲＦ信号８２４１＿ｎ１の合計ｎ１個のＲＦ信号が出力される。
　また、出力端子４０９には、周波数ｆＬｋ以上且つｆＵ（ｋ－１）以下の周波数領域において（ｋはｋ＝２，３，・・・，ｍ－１，ｍとなる整数）、キャリア周波数ｆ（ｋ－１）ｋ１のＲＦ信号８２４（ｋ－１）ｋ_１～キャリア周波数ｆ（ｋ－１）ｋ_ｎ（ｋ－１）ｋのＲＦ信号８２４（ｋ－１）ｋ_ｎ（ｋ－１）ｋの合計ｎ（ｋ－１）ｋ個のＲＦ信号が出力される。
　また、出力端子４０９には、周波数ｆＵ（ｐ－１）以上且つｆＬ（ｐ＋１）以下の周波数領域において、キャリア周波数ｆｐ_１のＲＦ信号８２４ｐ_１～キャリア周波数ｆｐ_ｎｐのＲＦ信号８２４ｐ_ｎｐの合計ｎｐ個のＲＦ信号が出力される。
　さらに、出力端子４０９には、周波数ｆＵ（ｍ－１）以上において、キャリア周波数ｆｍ_１のＲＦ信号８２４ｍ＿１～キャリア周波数ｆｍ_ｎｍのＲＦ信号８２４ｍ_ｎｍの合計ｎｍ個のＲＦ信号が出力される。
　図２８において、伝達特性４１１ｑ（ｑはｑ＝１,２,・・・,ｍ－１,ｍとなる整数）は、電力増幅器４０１ｑの出力端子４０７ｑから合成回路４６２の出力端子４０９への伝達特性を現している。
　図２８によれば、電力増幅器４０１ｐの出力端子４０７ｐから合成回路４６２の出力端子４０９へは、周波数ｆＬｐ以上且つｆＵｐ以下の信号のみ伝送される。また、電力増幅器４０１１の出力端子４０７１から合成回路４６２の出力端子４０９へは、周波数ｆＵ１以下の信号のみ伝送される。さらに、電力増幅器４０１ｍの出力端子４０７ｍから合成回路４６２の出力端子４０９へは、周波数ｆＬｍ以上の信号のみ伝送される。
　また、図２４によれば、伝達特性の遮断周波数には、ｆＬ（ｒ＋１）＜ｆＵｒ（ｒはｒ＝１,２，・・・ｍ－２，ｍ－１となる整数）の条件が課される。
　この条件ｆＬ（ｒ＋１）＜ｆＵｒにより、周波数ｆＵ（ｐ－１）以上且つｆＬ（ｐ＋１）以下の周波数領域では、電力増幅器４０１ｐの出力端子４０７ｐからのみ合成回路４６２の出力端子４０９への信号伝送が可能であり、電力増幅器４０１ｐ以外の電力増幅器から出力端子４０９への信号伝送は行なわれない。従って、電力増幅器４０１ｐの出力端子４０７ｐから出力される、周波数ｆＵ（ｐ－１）以上且つｆＬ（ｐ＋１）以下に属するＲＦ信号８２３ｐ＿１～８２３ｐ＿ｎｐは、電力増幅器４０１ｐ以外の他の電力増幅器の出力端子に回り込むこと無く、出力端子４０９へ出力される。すなわち、他の電力増幅器への電力漏洩を抑制した、低電力損失の電力合成が可能である。
　同様に、周波数ｆＬ２以下の周波数領域では、電力増幅器４０１１の出力端子４０７１から合成回路４６２の出力端子４０９のみ伝送可能であり、電力増幅器４０１１以外の電増幅器から出力端子４０９への信号伝送は行なわれない。従って、電力増幅器４０１１の出力端子４０７１から出力される、周波数ｆＬ２以下に属するＲＦ信号８２３１＿１～８２３１＿ｎ１は、電力増幅器４０１１以外の他の電力増幅器の出力端子に回り込むこと無く、出力端子４０９へ出力される。すなわち、周波数ｆＬ２以下の信号においても、他の電力増幅器への電力漏洩を抑制した、低電力損失の電力合成が可能である。
　同様に、周波数ｆＵ（ｍ－１）以上の周波数領域では、電力増幅器４０１ｍの出力端子４０７ｍから合成回路４６２の出力端子４０９のみ伝送可能であり、電力増幅器４０１ｍ以外の電力増幅器から出力端子４０９への信号伝送は行なわれない。従って、電力増幅器４０１ｍの出力端子４０７ｍから出力される、周波数ｆＵ（ｍ－１）以上に属するＲＦ信号８２３ｍ＿１～８２３ｍ＿ｎｍは、電力増幅器４０１ｍ以外の他の電力増幅器の出力端子に回り込むこと無く、出力端子４０９へ出力される。すなわち、周波数ｆＵ（ｍ－１）以上の信号においても、他の電力増幅器への電力漏洩を抑制した、低電力損失の電力合成が可能である。
　上記の条件ｆＬ（ｒ＋１）＜ｆＵｒにより、周波数ｆＬ（ｒ＋１）以上且つｆＵｒ以下の周波数領域では、電力増幅器４０１ｒの出力端子４０７ｒ及び電力増幅器４０１ｒ＋１の出力端子４０７ｒ＋１からのみ、合成回路４６２の出力端子４０９への信号伝送が可能である。そこで、周波数ｆＬ（ｒ＋１）以上且つｆＵｒ以下の周波数領域に属する信号については、電力増幅器４０１ｒと電力増幅器４０１ｒ＋１とで同じ周波数のＲＦ信号（すなわち、ＲＦ信号８２３ａｒ（ｒ＋１）_１～８２３ａｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）及び８２３ｂｒ（ｒ＋１）_１～８２３ｂｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１））をそれぞれ出力し、ＲＦ信号間（すなわち、ＲＦ信号８２３ａｒ（ｒ＋１）_１とＲＦ信号８２３ｂｒ（ｒ＋１）_１の間、乃至ＲＦ信号８２３ａｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）とＲＦ信号８２３ｂｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）の間）で振幅と位相を調整することで、合成損失を抑制しつつ、合成信号（ＲＦ信号８２４ｒ（ｒ＋１）_１～８２４ｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１））を出力端子４０９に出力する。
　より詳細に述べると、端子４０５ｒから端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０５ｒ＋１から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとが一致している場合、ＲＦ信号８２２ａｒ（ｒ＋１）_１とＲＦ信号８２２ｂｒ（ｒ＋１）_１の間、乃至ＲＦ信号８２２ａｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）とＲＦ信号８２２ｂｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）の間で振幅と位相が互いに一致していれば、合成回路４６２において損失の無い信号合成を実現できる。
　一方、端子４０５ｒから端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトと、端子４０５ｒ＋１から端子４０９に至る経路の利得及び位相シフトとにずれがある場合は、そのずれを補うように、信号発生器４６１が、ＲＦ信号８２２ａｒ（ｒ＋１）_１～８２２ａｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）及び８２２ｂｒ（ｒ＋１）_１～８２２ｂｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）の振幅と位相を調整して出力し、以て合成回路４６２における損失の無い信号合成を実現する。
　図２９は、信号発生器４６１の構成例を示している。信号発生器４６１は、ｍ個のＲＦ信号発生器８０１１～８０１ｍと、ｍ－１個のＲＦ信号発生器８０１１２～８０１（ｍ－１）ｍと、ｍ個の加算器８０３１～８０３ｍと、ｍ個の振幅・位相調整器５３３１～５３３ｍと、ｍ個の出力端子４０５１～４０５ｍとを含む。また、ＲＦ信号発生器８０１ｑの出力側には、ｎｑ個のスイッチ８０２ｑ_１～８０２ｑ_ｎｑが設置されている。また、ＲＦ信号発生器８０１ｒ（ｒ＋１）の出力側には、ｎｒ（ｒ＋１）個のスイッチ８０２ｒ（ｒ＋１）_１～８０２ｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）が設置されている。
　ＲＦ信号発生器８０１ｑは、キャリア周波数ｆｑ_１のＲＦ信号８２１ｑ_１～キャリア周波数ｆｑ_ｎｑのＲＦ信号８２１ｑ_ｎｑを、それぞれスイッチ８０２ｑ_１～８０２ｑ_ｎｑに出力する。同様に、ＲＦ信号発生器８０１ｒ（ｒ＋１）は、キャリア周波数ｆｒ（ｒ＋１）_１のＲＦ信号８２１ｒ（ｒ＋１）_１～キャリア周波数ｆｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）のＲＦ信号８２１ｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）を、それぞれスイッチ８０２ｒ（ｒ＋１）_１～８０２ｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）に出力する。ＲＦ信号発生器８０１ｑ～８０１ｒ（ｒ＋１）は、図２６に示したＲＦ信号発生器８０１１～８０１１２と同等の内部構成と動作機構を持つ。このため、ＲＦ信号発生器８０１ｑ～８０１ｒ（ｒ＋１）の内部構成と動作機構については、ここでは説明を省略する。
　ＲＦ信号発生器８０１ｑから出力されたＲＦ信号８２１ｑ_１～８２１ｑ_ｎｑは、加算器８０３ｑのみに出力される。一方、ＲＦ信号発生器８０１ｒ（ｒ＋１）から出力されたＲＦ信号８２１ｒ（ｒ＋１）_１～８２１ｒ（ｒ＋１）_ｎｒ（ｒ＋１）は、加算器８０３ｒ及び８０３ｒ＋１の両者に出力される。加算器８０３ｑは、入力されたＲＦ信号を合成して、振幅・位相調整器５３３ｑに出力する。振幅・位相調整器５３３ｑは、入力されたＲＦ信号の振幅及び位相を所望値に調整した上で、端子４０５ｑに出力する。これにより、端子４０５ｑに、周波数ｆＬｑ以上且つｆＵｑ以下に属するＲＦ信号（８２１ｂ（ｑ－１）ｑ_１～８２１ｂ（ｑ－１）ｑ_ｎ（ｑ－１）ｑ，８２１ｑ_１～８２１ｑ_ｎｑ及び８２１ａｑ（ｑ＋１）_１～８２１ａｑ（ｑ＋１）_ｎｑ（ｑ＋１））が出力される。
　図３０は、合成回路４６２の一の構成例を示している。この合成回路４６２は、整合回路６０１と、フィルタ９０１１～９０１ｍとを含む。フィルタ９０１１は、ローパスフィルタ若しくはバンドパスフィルタである。フィルタ９０１ｍは、ハイパスフィルタ若しくはバンドパスフィルタである。フィルタ９０１２～９０１ｍ－１は、バンドパスフィルタである。また、合成回路４６２の入力端子４０７１～４０７ｍには、図２７で示したように、電力増幅器４０１１～４０１ｍの出力がそれぞれ接続される。フィルタ９０１１～９０１ｍは、端子９０２で並列合成され、端子９０２と合成回路４６２の出力端子４０９は、整合回路６０１を介して接続されている。
　整合回路６０１は、出力端子４０９における負荷インピーダンスＺＬを、電力増幅器４０１１～４０１ｍの最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに変換する。広帯域整合を実現するため、整合回路６０１には、上記第１の実施の形態において図１４に示したように、トランス素子６１１を用いることが望ましい。
　フィルタ９０１１　は、電力増幅器４０１１の出力端子４０７１から端子９０２への信号伝達を、周波数ｆＵ１以上で遮断する。また、フィルタ９０１ｍは、電力増幅器４０１ｍの出力端子４０７ｍから端子９０２への信号伝達を、周波数ｆＬｍ以下で遮断する。さらに、フィルタ９０１ｐは、電力増幅器４０１ｐの出力端子４０７ｐから端子９０２への信号伝達を、周波数ｆＬｐ以下及びｆＵｐ以上で遮断する。
　電力増幅器４０１ｑの出力端子４０７ｑから合成回路４６２側を見た負荷インピーダンスＺＩＮｑは、電力増幅器４０１ｑの最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに設計する事が望ましい。また、電力増幅器４０１１～４０１ｍの間の電力回り込みを抑制するために、フィルタ９０１ｑの通過帯域以外の周波数（すなわち、周波数ｆＬｐ以下及びｆＵｐ以上の周波数）において、端子９０２からフィルタ９０１ｑを見た出力インピーダンスＺＯＵＴｑは、ＺＯＰＴに比べて高インピーダンスである事が望ましい。
　図３１は、合成回路４６２の他の構成例を示している。この合成回路４６２において、フィルタ９０１１～９０１ｍは、トランス素子９０３１～９０３ｍにより直列に合成されている。トランス素子９０３１～９０３ｍは、出力端子４０９における負荷インピーダンスＺＬを、電力増幅器４０１１～４０１ｍの最適負荷インピーダンスＺＯＰＴに変換する。
　フィルタ９０３１～９０３ｍを直列合成した場合、電力増幅器４０１１～４０１ｍの間の電力回り込みを抑制するために、フィルタ９０１ｑの通過帯域以外の周波数（すなわち、周波数ｆＬｐ以下及びｆＵｐ以上の周波数）において、端子９０２からフィルタ９０１ｑを見た出力インピーダンスＺＯＵＴｑは、ＺＯＰＴに比べて低インピーダンスであることが望ましい。
　本実施の形態では、上記第３の実施の形態と同じく、任意のキャリア周波数に配置した複数のＲＦ信号を、同時に増幅し出力することができる。
［第５の実施の形態］
　本発明の第５の実施の形態を図３２に示す。本実施の形態に係る送信機においては、図５に示した構成に加えて、新たに電源変調器１００１，１００２が設けられている。また、信号発生器４０３に代えて、信号発生器１４０３が設けられている。
　電源変調器１００１は、電力増幅器４０１のＲＦ出力電力に合わせて、電力増幅器４０１の電源端子１００５の電圧を増減させることで、電力増幅器４０１のＲＦ出力電力が低くなった時の電力効率を改善する、ポーラ変調の動作を行なう。同様に、電源変調器１００２は、電力増幅器４０２のＲＦ出力電力に合わせて、電力増幅器４０２の電源端子１００６の電圧を増減させることで、電力増幅器４０２のＲＦ出力電力が低くなった時の電力効率を改善する、ポーラ変調の動作を行なう。
　本実施の形態の動作モードの一つを図３３に示す。この時、図８に示したように、ＲＦ信号４２５のキャリア周波数ｆ１は遮断周波数ｆＬ２以下に、またＲＦ信号４２６のキャリア周波数ｆ２は遮断周波数ｆＵ１以上にそれぞれ設定される。本動作モードは、電源変調器１００１，１００２で、電力増幅器４０１，４０２の電源端子１００５及び１００６の電圧の制御（ポーラ変調）を行う機能が付加されている点を除き、上記第１の実施の形態で示した第１の動作モードと同様である。
　本動作モードにおいて、信号発生器１４０３は、ＲＦ信号４２１のエンベロープ信号１４２１を端子１００３へ出力する。エンベロープ信号１４２１は、電源変調器１００１に入力される。電源変調器１００１は、エンベロープ信号１４２１を増幅して得られるエンベロープ信号１４２３を電力増幅器４０１の電源端子１００５に出力する。この結果、電力増幅器４０１の電源電圧は、エンベロープ信号１４２３によって変調を受ける。
　同様に、信号発生器１４０３は、ＲＦ信号４２２のエンベロープ信号１４２２を端子１００４へ出力する。エンベロープ信号１４２２は、電源変調器１００２に入力される。電源変調器１００２は、エンベロープ信号１４２２を増幅して得られるエンベロープ信号１４２４を電力増幅器４０２の電源端子１００６に出力する。この結果、電力増幅器４０２の電源電圧は、エンベロープ信号１４２４によって変調を受ける。
　上記の動作により、電力増幅器４０１，４０２は、ポーラ変調によって低出力時においても電力効率の低下を抑制しつつ、且つキャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４２５とキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４２６を同時に出力することができる。
　本実施の形態の動作モードの他の一つを図３４に示す。この時、図１０に示したように、ＲＦ信号４３５のキャリア周波数ｆ１と、ＲＦ信号４３６のキャリア周波数ｆ２は、それぞれ遮断周波数ｆＬ２からｆＵ１の範囲に設定される。本動作モードは、電源変調器１００１，１００２で、電力増幅器４０１，４０２の電源端子１００５，１００６の電圧の制御（ポーラ変調）を行う機能が付加されている点を除き、上記第１の実施の形態で示した第２の動作モードと同様である。
　本動作モードにおいて、信号発生器１４０３は、ＲＦ信号４３１ａ，４３２ａを含む端子４０５から出力されるＲＦ信号のエンベロープ信号１４３１ａを、端子１００３へ出力する。エンベロープ信号１４３１ａは、電源変調器１００１に入力される。電源変調器１００１は、エンベロープ信号１４３１ａを増幅して得られるエンベロープ信号１４３２ａを、電力増幅器４０１の電源端子１００５に出力する。この結果、電力増幅器４０１の電源電圧は、エンベロープ信号１４３２ａによって変調を受ける。
　同様に、信号発生器１４０３は、ＲＦ信号４３１ｂ及び４３２ｂを含む端子４０６から出力されるＲＦ信号のエンベロープ信号１４３１ｂを、端子１００４へ出力する。エンベロープ信号１４３１ｂは、電源変調器１００２に入力される。電源変調器１００２は、エンベロープ信号１４３１ｂを増幅して得られるエンベロープ信号１４３２ｂを、電力増幅器４０２の電源端子１００６に出力する。この結果、電力増幅器４０２の電源電圧は、エンベロープ信号１４３２ｂによって変調を受ける。
　上記の動作により、電力増幅器４０１，４０２は、ポーラ変調によって低出力時においても電力効率の低下を抑制しつつ、かつキャリア周波数ｆ１のＲＦ信号４２５とキャリア周波数ｆ２のＲＦ信号４２６を同時に出力する事ができる。
　ＲＦ信号４２５，４２６の変調帯域幅がｆＢＷ程度であるとする。ｆＢＷの値は、通信規格によるが、通常は数ｋＨｚから数十ＭＨｚの範囲となる。また、キャリア周波数ｆ２及びｆ１の差分、すなわちΔｆ＝ｆ２－ｆ１をΔｆとする。Δｆの値は、通信規格によるが、通常は数ＭＨｚから数ＧＨｚの範囲となる。一般に、ｆＢＷに比べΔｆの方が大きい。
　図３３に示した動作モードの場合、各電力増幅器で一つのキャリア周波数のＲＦ信号、すなわち電力増幅器４０１でＲＦ信号４２３、電力増幅器４０２でＲＦ信号４２４をそれぞれ増幅する。したがって、電源変調器１００１から出力するエンベロープ信号１４２３の帯域幅は、ＲＦ信号４２３の変調帯域幅であるｆＢＷ程度となる。同様に、電源変調器１００２から出力するエンベロープ信号１４２４の帯域幅は、ＲＦ信号４２３の変調帯域幅であるｆＢＷ程度となる。
　一方、図３４に示した動作モードの場合、各電力増幅器で二つのキャリア周波数のＲＦ信号、すなわち電力増幅器４０１でＲＦ信号４３３ａ及び４３４ａ、電力増幅器４０２でＲＦ信号４３３ｂ，４３４ｂをそれぞれ増幅する。ＲＦ信号４３３ａ，４３４ａを含む信号は、キャリア周波数（中心周波数）が（ｆ１＋ｆ２）／２であると見なせる。また、キャリア周波数から－Δｆ／２離れた周波数にＲＦ信号４３３ａが配置され、キャリア周波数からΔｆ／２離れた周波数にＲＦ信号４３４ａが配置されており、エンベロープ帯域はＲＦ信号４３３ａとＲＦ信号４３４ａの離調周波数であるΔｆと見なせる。従って、電源変調器１００１から出力するエンベロープ信号１４３２ａの帯域幅は、Δｆの程度となる。同様に、電源変調器１００２から出力するエンベロープ信号１４３２ｂの帯域幅は、Δｆの程度となる。
　一般に電源変調器（１００１，１００２）は、出力するエンベロープ信号（１４２３，１４２４，１４３２ａ，１４３２ｂ）の帯域幅が広くなるほど、電力損失や信号誤差が増大して実現が困難になる。
　そこで、図３４に示した動作モードでは、二つのＲＦ信号のキャリア周波数ｆ１及びｆ２を近接させ、電源変調器１００１，１００２から出力されるエンベロープ信号１４３２ａ，１４３２ｂの帯域幅Δｆが、電源変調器１００１，１００２の動作周波数の上限以下に収まるように設定することが望ましい。
　ｆ１とｆ２が離れ、Δｆが電源変調器１００１，１００２の動作周波数の上限以下に収まらない場合は、図３３に示した動作モードに移行する事が望ましい。何故なら、図３３に示した動作モードでは、電源変調器１００１，１００２から出力されるエンベロープ信号１４２３，１４２４の信号帯域幅はｆＢＷとなり、Δｆと無関係になるからである。
　図３５は、信号発生器１４０３の構成例を示している。この信号発生器１４０３においては、図１１に示した信号発生器４０３の構成に加えて、振幅検出器１５０１，１５０２、遅延調整器１５０３，１５０４、端子１００３，１００４が新たに設けられている。他の回路ブロックについては、図１１に示した信号発生器４０３と共通である。
　図３３に示した動作モードでは、振幅検出器１５０１がＲＦ信号４２１のエンベロープ信号１４２１を検出して端子１００３へ出力し、振幅検出器１５０２がＲＦ信号４２２のエンベロープ信号１４２２を検出して端子１００４へ出力する。遅延調整器１５０３及び振幅・位相調整器５３３は、エンベロープ信号１４２１とＲＦ信号４２１の同期状態（遅延時間）を調整する。また、遅延調整器１５０４と振幅・位相調整器５３４は、エンベロープ信号１４２２とＲＦ信号４２２の同期状態（遅延時間）を調整する。ＲＦ信号とエンベロープ信号の同期状態（遅延時間）の調整は、電力増幅器４０１，４０２から出力されるＲＦ信号の信号歪を抑制するために必要である。
　一方、図３４に示した動作モードでは、図３６に示すように、振幅検出器１５０１が、ＲＦ信号４３１ａ，４３２ａを含むＲＦ信号のエンベロープ信号１４３１ａを検出して端子１００３へ出力し、振幅検出器１５０２が、ＲＦ信号４３１ｂ，４３２ｂを含むＲＦ信号のエンベロープ信号１４３１ｂを検出して端子１００４へ出力する。遅延調整器１５０３及び振幅・位相調整器５３３は、エンベロープ信号１４３１ａとＲＦ信号４３１ａ，４３２ａの同期状態（遅延時間）を調整する。また、遅延調整器１５０４と振幅・位相調整器５３４は、エンベロープ信号１４３１ｂとＲＦ信号４３１ｂ，４３２ｂの同期状態（遅延時間）を調整する。
　なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更及び調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせ乃至選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。
　上記の実施の形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（付記１）
　複数の周波数帯域の送信信号を発生させる信号発生器と、
　前記送信信号を増幅する複数の電力増幅器と、
　前記電力増幅器の出力側に接続された合成回路とを備え、
　前記合成回路は、前記電力増幅器の内の一つである第１の電力増幅器から当該合成回路の出力端子への前記送信信号の伝達を、第１の遮断周波数以上において遮断し、且つ前記電力増幅器の内の他の一つである第２の電力増幅器から前記出力端子への前記送信信号の伝達を、第２の遮断周波数以下において遮断し、
　前記第１の遮断周波数は、前記第２の遮断周波数よりも高い周波数である送信機。
（付記２）
　付記１において、
　前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第１の遮断周波数以下且つ前記第２の遮断周波数以上の周波数に設定され、前記第１及び第２の電力増幅器の両者で同時に増幅される送信機。
（付記３）
　付記１または２において、
　前記信号発生器の出力端子の内の一つである第１の出力端子は、前記第１の電力増幅器の入力端子に接続され、
　前記信号発生器の出力端子の内の他の一つである第２の出力端子は、前記第２の電力増幅器の入力端子に接続され、
　前記第１及び第２の出力端子から、前記第１の遮断周波数以下且つ前記第２の遮断周波数以上の周波数に設定された信号が同時に出力される送信機。
（付記４）
　付記１において、
　前記第１の電力増幅器が増幅する前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第２の遮断周波数よりも低い周波数に設定され、
　前記第２の電力増幅器が増幅する前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第１の遮断周波数よりも高い周波数に設定される送信機。
（付記５）
　付記１、２、または４において、
　前記信号発生器の出力端子の内の一つである第１の出力端子は、前記第１の電力増幅器の入力端子に接続され、
　前記第１の出力端子から出力される信号の内の少なくとも一つの周波数は、前記第２の遮断周波数よりも低い周波数に設定され、
　前記信号発生器の出力端子の内の他の一つである第２の出力端子は、前記第２の電力増幅器の入力端子に接続され、
　前記第２の出力端子から出力される信号の内の少なくとも一つの周波数は、前記第１の遮断周波数よりも高い周波数に設定される送信機。
（付記６）
　付記３または５において、
　前記信号発生器は、
　ベースバンド信号を発生させる複数のベースバンド信号発生器と、
　互いに異なる周波数の局部発振信号を発生させる複数の局部発振信号発生器と、
　前記複数のベースバンド信号発生器にそれぞれ接続され、前記ベースバンド信号の振幅及び位相を調整する複数のベースバンド信号振幅位相調整器と、
　前記複数のベースバンド信号振幅位相調整器及び前記複数の局部発振信号発生器にそれぞれ接続され、前記振幅及び位相が調整されたベースバンド信号と、前記局部発振信号とをミキシングして、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を出力する複数のミキサと、
　前記ＲＦ信号を合成する加算器と、
　前記合成されたＲＦ信号の振幅及び位相を調整し、前記送信信号として前記信号発生器の出力端子へ出力する複数のＲＦ信号振幅位相調整器と、
　前記複数のミキサと前記加算器との間で、前記ＲＦ信号を伝搬する状態と、前記ＲＦ信号を遮断する状態とを切り替える複数のスイッチとを備える送信機。
（付記７）
　付記１～６のいずれか１項において、
　前記合成回路は、複数のフィルタと、整合回路とを備え、
　前記第１の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の一つである第１のフィルタに接続され、
　前記第２の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の他の一つである第２のフィルタに接続され、
　前記第１のフィルタは、前記第１の遮断周波数以上の高周波を遮断し、
　前記第２のフィルタは、前記第２の遮断周波数以下の低周波を遮断し、
　前記第１及び第２のフィルタの出力端子は、前記整合回路を介して前記合成回路の出力端子に接続される送信機。
（付記８）
　付記７において、
　前記整合回路は、トランス素子を備える送信機。
（付記９）
　付記１～６のいずれか１項において、
　前記合成回路は、複数のフィルタと、複数のトランス素子とを備え、
　前記第１の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の一つである第１のフィルタに接続され、
　前記第２の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の他の一つである第２のフィルタに接続され、
　前記第１のフィルタは、前記第１の遮断周波数以上の高周波を遮断し、
　前記第２のフィルタは、前記第２の遮断周波数以下の低周波を遮断し、
　前記第１のフィルタの出力端子は、前記トランス素子の内の一つである第１のトランス素子の１次側と接続され、
　前記第２のフィルタの出力端子は、前記トランス素子の内の他の一つである第２のトランス素子の１次側と接続され、
　前記第１及び第２のトランス素子の２次側は、前記合成回路の出力端子に直列に接続される送信機。
（付記１０）
　付記１～９のいずれか１項において、
　前記第１の電力増幅器に入力される前記送信信号の第１のエンベロープ信号に基づいて、前記第１の電力増幅器に印加する電源電圧を変調する第１の電源変調器と、
　前記第２の電力増幅器に入力される前記送信信号の第２のエンベロープ信号に基づいて、前記第２の電力増幅器に印加する電源電圧を変調する第２の電源変調器とをさらに備える送信機。
（付記１１）
　付記１０において、
　前記信号発生器は、前記第１及び第２のエンベロープ信号を、前記第１及び第２の電源変調器へそれぞれ出力する送信機。
　以上、実施例を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施例に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１１年８月２３日に出願された日本出願特願２０１１－１８１８５５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (10)

  1. 　複数の周波数帯域の送信信号を発生させる信号発生器と、
    　前記送信信号を増幅する複数の電力増幅器と、
    　前記電力増幅器の出力側に接続された合成回路とを備え、
    　前記合成回路は、前記電力増幅器の内の一つである第１の電力増幅器から当該合成回路の出力端子への前記送信信号の伝達を、第１の遮断周波数以上において遮断し、且つ前記電力増幅器の内の他の一つである第２の電力増幅器から前記出力端子への前記送信信号の伝達を、第２の遮断周波数以下において遮断し、
    　前記第１の遮断周波数は、前記第２の遮断周波数よりも高い周波数である送信機。
  2. 　請求項１に記載の送信機において、
    　前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第１の遮断周波数以下且つ前記第２の遮断波数以上の周波数に設定され、前記第１及び第２の電力増幅器の両者で同時に増幅される送信機。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の送信機において、
    　前記信号発生器の出力端子の内の一つである第１の出力端子は、前記第１の電力増幅器の入力端子に接続され、
    　前記信号発生器の出力端子の内の他の一つである第２の出力端子は、前記第２の電力増幅器の入力端子に接続され、
    　前記第１及び第２の出力端子から、前記第１の遮断周波数以下且つ前記第２の遮断周波数以上の周波数に設定された信号が同時に出力される送信機。
  4. 　請求項１に記載の送信機において、
    　前記第１の電力増幅器が増幅する前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第２の遮断周波数よりも低い周波数に設定され、
    　前記第２の電力増幅器が増幅する前記送信信号の内の少なくとも一つは、前記第１の遮断周波数よりも高い周波数に設定される送信機。
  5. 　請求項１、２、または４に記載の送信機において、
    　前記信号発生器の出力端子の内の一つである第１の出力端子は、前記第１の電力増幅器の入力端子に接続され、
    　前記第１の出力端子から出力される信号の内の少なくとも一つの周波数は、前記第２の遮断周波数よりも低い周波数に設定され、
    　前記信号発生器の出力端子の内の他の一つである第２の出力端子は、前記第２の電力増幅器の入力端子に接続され、
    　前記第２の出力端子から出力される信号の内の少なくとも一つの周波数は、前記第１の遮断周波数よりも高い周波数に設定される送信機。
  6. 　請求項３または請求項５に記載の送信機において、
    　前記信号発生器は、
    　ベースバンド信号を発生させる複数のベースバンド信号発生器と、
    　互いに異なる周波数の局部発振信号を発生させる複数の局部発振信号発生器と、
    　前記複数のベースバンド信号発生器にそれぞれ接続され、前記ベースバンド信号の振幅及び位相を調整する複数のベースバンド信号振幅位相調整器と、
    　前記複数のベースバンド信号振幅位相調整器及び前記複数の局部発振信号発生器にそれぞれ接続され、前記振幅及び位相が調整されたベースバンド信号と、前記局部発振信号とをミキシングして、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を出力する複数のミキサと、
    　前記ＲＦ信号を合成する加算器と、
    　前記合成されたＲＦ信号の振幅及び位相を調整し、前記送信信号として前記信号発生器の出力端子へ出力する複数のＲＦ信号振幅位相調整器と、
    　前記複数のミキサと前記加算器との間で、前記ＲＦ信号を伝搬する状態と、前記ＲＦ信号を遮断する状態とを切り替える複数のスイッチとを備える送信機。
  7. 　請求項１～６のいずれか１項に記載の送信機において、
    　前記合成回路は、複数のフィルタと、整合回路とを備え、
    　前記第１の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の一つである第１のフィルタに接続され、
    　前記第２の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の他の一つである第２のフィルタに接続され、
    　前記第１のフィルタは、前記第１の遮断周波数以上の高周波を遮断し、
    　前記第２のフィルタは、前記第２の遮断周波数以下の低周波を遮断し、
    　前記第１及び第２のフィルタの出力端子は、前記整合回路を介して前記合成回路の出力端子に接続される送信機。
  8. 　請求項１～６のいずれか１項に記載の送信機において、
    　前記合成回路は、複数のフィルタと、複数のトランス素子とを備え、
    　前記第１の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の一つである第１のフィルタに接続され、
    　前記第２の電力増幅器の出力端子は、前記フィルタの内の他の一つである第２のフィルタに接続され、
    　前記第１のフィルタは、前記第１の遮断周波数以上の高周波を遮断し、
    　前記第２のフィルタは、前記第２の遮断周波数以下の低周波を遮断し、
    　前記第１のフィルタの出力端子は、前記トランス素子の内の一つである第１のトランス素子の１次側と接続され、
    　前記第２のフィルタの出力端子は、前記トランス素子の内の他の一つである第２のトランス素子の１次側と接続され、
    　前記第１及び第２のトランス素子の２次側は、前記合成回路の出力端子に直列に接続される送信機。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項に記載の送信機において、
    　前記第１の電力増幅器に入力される前記送信信号の第１のエンベロープ信号に基づいて、前記第１の電力増幅器に印加する電源電圧を変調する第１の電源変調器と、
    　前記第２の電力増幅器に入力される前記送信信号の第２のエンベロープ信号に基づいて、前記第２の電力増幅器に印加する電源電圧を変調する第２の電源変調器とをさらに備える送信機。
  10. 　請求項９に記載の送信機において、
    　前記信号発生器は、前記第１及び第２のエンベロープ信号を、前記第１及び第２の電源変調器へそれぞれ出力する送信機。
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