WO2012176578A1 - 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置 - Google Patents

高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2012176578A1
WO2012176578A1 PCT/JP2012/063435 JP2012063435W WO2012176578A1 WO 2012176578 A1 WO2012176578 A1 WO 2012176578A1 JP 2012063435 W JP2012063435 W JP 2012063435W WO 2012176578 A1 WO2012176578 A1 WO 2012176578A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
frequency power
power amplifier
supply device
amplifier circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2012/063435
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
辻仁司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to CN201280030646.3A priority Critical patent/CN103636119B/zh
Priority to JP2013521506A priority patent/JP5742939B2/ja
Publication of WO2012176578A1 publication Critical patent/WO2012176578A1/ja
Priority to US14/132,047 priority patent/US9148090B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H03F1/025—Stepped control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/504—Indexing scheme relating to amplifiers the supply voltage or current being continuously controlled by a controlling signal, e.g. the controlling signal of a transistor implemented as variable resistor in a supply path for, an IC-block showed amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/507—A switch being used for switching on or off a supply or supplying circuit in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/511—Many discrete supply voltages or currents or voltage levels can be chosen by a control signal in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/516—Some amplifier stages of an amplifier use supply voltages of different value
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/045—Circuits with power amplifiers with means for improving efficiency

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device for a high-frequency power amplification circuit, and more particularly to a power supply device capable of increasing the power efficiency of the high-frequency power amplification circuit and a high-frequency power amplification device including the same.
  • Patent Document 1 discloses a configuration in which the power supply voltage of a high-frequency amplifier circuit follows the amplitude change (envelope) of a high-frequency signal before amplification in order to increase the efficiency of the high-frequency amplifier circuit.
  • the frequency of the amplitude change of the high-frequency signal here is not the carrier wave frequency (for example, 1 to 2 GHz in a mobile phone) but the frequency of the carrier wave amplitude change (about 10 to 100 MHz).
  • a voice amplifier circuit includes a class D amplifier circuit (digital amplifier).
  • the frequency band to be handled is a high frequency band, and very high speed switching is required.
  • FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency power amplifier circuit 50 disclosed in Patent Document 1.
  • the high frequency power amplifier circuit 50 shown in FIG. 1 includes an envelope detection circuit 54, a supply voltage selection circuit 56, a power supply voltage adjustment circuit 58 and a high frequency amplifier circuit 52.
  • the envelope detection circuit 54 detects the envelope of the high frequency signal (RFIN), and the supply voltage selection circuit 56 selects the voltage sources (V1 to V4) so as to follow the envelope of the high frequency signal (RFIN).
  • the power supply voltage adjustment circuit 58 adjusts the waveform of the selected voltage and supplies it to the high frequency amplifier circuit 52 as a power supply voltage. Thereby, the high frequency amplifier circuit 52 amplifies the high frequency signal (RFIN) and outputs the high frequency signal (RFOUT).
  • the present invention solves the above-described problems of circuit and control complexity, and has a relatively simple configuration, and allows a power supply voltage for a high-frequency amplifier circuit to follow the envelope of a high-frequency signal, and a power supply device for a high-frequency power amplifier circuit
  • An object is to provide a high-frequency power amplifier.
  • a power supply device for a high-frequency power amplifier circuit is a device that changes a power supply voltage supplied to a high-frequency power amplifier circuit that amplifies a high-frequency signal in accordance with an amplitude change of the high-frequency signal.
  • a single or a plurality of bidirectional converters capable of supplying and regenerating charge, provided between an input part of the input voltage and an output part of the output voltage;
  • An amplitude change monitoring circuit that detects an amplitude change of the high-frequency signal and controls charge supply / regeneration by the bidirectional converter so that the output voltage follows the amplitude change of the high-frequency signal.
  • the high-frequency power amplifier of the present invention includes a high-frequency power amplifier circuit that amplifies a high-frequency signal, and a power source for a high-frequency power amplifier circuit that changes a power supply voltage supplied to the high-frequency power amplifier circuit in accordance with an amplitude change of the high-frequency signal.
  • a single or a plurality of bidirectional converters capable of supplying and regenerating charge, provided between an input part of the input voltage and an output part of the output voltage;
  • An amplitude change monitoring circuit that detects an amplitude change of the high-frequency signal and controls charge supply / regeneration by the bidirectional converter so that the output voltage follows the amplitude change of the high-frequency signal.
  • the bidirectional converter can supply and regenerate, the ON / OFF time of the internal switch element of the bidirectional converter is nonlinearly controlled (pulse width control, frequency control, combined control of sleep time and burst time) Etc.), the dynamic range can be increased and high-speed control can be achieved. Therefore, it is possible to accurately adjust the amplitude and phase of the high frequency input signal and the output voltage regardless of the range from the low frequency to the high frequency, and to follow the envelope.
  • FIG. 1 is a block diagram of a high-frequency power amplifier circuit 50 disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship among the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit, the high frequency power amplifier 201 and the high frequency power amplifier circuit 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the power supply voltage Vout, the high frequency power signal RFout, and the envelope Ve for the high frequency power amplifier circuit 100.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a specific configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 101 and the bidirectional converter included therein.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the amplitude change RFref (envelope) of the high-frequency signal and the envelope following output voltage Vout.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 102 for the high frequency power amplifier circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 103 for the high frequency power amplifier circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 104 for the high frequency power amplifier circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a specific configuration example of the bidirectional converter of the power supply device 104 for the high frequency power amplifier circuit.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 105 for the high frequency power amplifier circuit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a pattern of charge supply / regeneration by converters CONV1 to CONV6 included in power supply device 105 for the high-frequency power amplifier circuit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a state in which the output voltage is made to follow the input signal by supplying and regenerating 18 patterns of charge amounts.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the relationship between the input signal, the high frequency signal, and the output voltage.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 106 and the high-frequency power amplifier device 206 of the sixth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a pattern of charge supply / regeneration by converters CONV1 to CONV6 included in power supply device 105 for the high-frequency power amplifier circuit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a state in which the output
  • FIG. 16 is a diagram illustrating the principle of the output voltage amplitude monitoring circuit of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the seventh embodiment.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 108 for the high frequency power amplifier circuit according to the eighth embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of sampling timing for estimating the capacitance of the output capacitor of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the ninth embodiment.
  • FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the power supply device 110 for the high frequency power amplifier circuit of the tenth embodiment.
  • FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 111 and the high-frequency power amplifier device 211 of the eleventh embodiment.
  • FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 112 and the high-frequency power amplifier device 212 of the twelfth embodiment.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 113 for the high frequency power amplifier circuit according to the thirteenth embodiment.
  • FIG. 23 is a specific circuit diagram of the voltage stabilization circuit 300.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 114 for the high frequency power amplifier circuit according to the fourteenth embodiment.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating the supply / regeneration control for the output capacitor of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the fifteenth embodiment, in the case where the supply period and the regeneration period of the bidirectional converter are different (one phase). It is an example.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 113 for the high frequency power amplifier circuit according to the thirteenth embodiment.
  • FIG. 23 is a specific circuit diagram of the voltage stabilization circuit 300.
  • FIG. 26 is a diagram showing the supply / regeneration control for the output capacitor of the power supply device for the high-frequency power amplifier circuit according to the fifteenth embodiment, and is an example of the case where the supply and regeneration of the bidirectional converter are performed simultaneously (two phases).
  • FIG. 27 is a diagram showing the processing contents for the amplitude change monitoring circuit to perform PWM control of the switching element of the bidirectional converter following the input signal in the power supply device for the high frequency power amplifier circuit of the sixteenth embodiment.
  • FIG. 28 is a diagram showing the processing contents of feedback control and other control blocks.
  • FIG. 29 is a diagram showing the necessary + ⁇ Q or ⁇ Q calculation processing contents including fine adjustment by the feedback control block.
  • FIG. 30 is a diagram showing an example of charge charge distribution processing.
  • FIG. 27 is a diagram showing the processing contents for the amplitude change monitoring circuit to perform PWM control of the switching element of the bidirectional converter following the input signal in the power supply device for the high frequency power amplifier circuit of the sixteenth embodiment.
  • FIG. 28 is
  • FIG. 31 is a diagram showing an example in which a dead zone is provided according to the differential value dV / dt of the envelope of the input signal.
  • FIG. 32A is a block diagram showing a configuration of the power supply device 118A for the high frequency power amplifier circuit according to the eighteenth embodiment.
  • FIG. 32B is a waveform diagram of the output voltage of the power supply device 118A for the high frequency power amplifier circuit.
  • FIG. 33A is a block diagram showing a configuration of the power supply device 118B for the high frequency power amplifier circuit according to the eighteenth embodiment.
  • FIG. 33B is a waveform diagram of the output voltage of the power supply device 118B for the high frequency power amplifier circuit.
  • FIG. 34 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 119 for the high frequency power amplifier circuit according to the nineteenth embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship among the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit, the high frequency power amplifier 201 and the high frequency power amplifier circuit 100 according to the first embodiment.
  • the high frequency power amplifier circuit 100 receives the high frequency signal RFin, amplifies the power, and outputs the high frequency power signal RFout.
  • the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit receives the input power supply voltage Vin, detects the amplitude change (envelope) of the high frequency signal RFin, and changes the output voltage Vout so as to follow it.
  • the high frequency power amplifier circuit 100 operates using the output voltage Vout of the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit as a power supply voltage.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the power supply voltage Vout, the high-frequency power signal RFout, and its envelope Ve for the high-frequency power amplifier circuit 100.
  • 3A shows a waveform when the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit is operated
  • FIG. 3B shows a waveform when the power supply voltage for the high frequency power amplifier circuit 100 is constant.
  • the power supply voltage is also represented symmetrically. In general, it can be said that the difference between Vout and Ve is a loss. According to the present invention, this loss can be reduced.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 101 for the high frequency power amplifier circuit according to the first embodiment.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn are provided between the input portion for the input voltage and the output portion for the output voltage.
  • Each of these bidirectional converters is a converter that can supply and regenerate electric charges.
  • the arrows on both the left and right sides of the input / output unit indicate the energy transfer direction.
  • the “input signal” is an amplitude change signal (envelope signal (10 to 100 MHz)) of (1 to 2 GHz).
  • the amplitude change monitoring circuit 10 controls the charge supply / regeneration of the bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the amplitude change signal.
  • FIG. 5 is a diagram showing a specific configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 101 and the bidirectional converter included therein.
  • the bidirectional converter CONV1 includes a rectifying element (high side element) Q11, a commutation element (low side element) Q12, and a choke coil L1.
  • the bidirectional converter CONV2 includes a rectifying element Q21, a commutation element Q22, and a choke coil L2.
  • the bidirectional converter CONVn includes a rectifying element Qn1, a commutation element Qn2, and a choke coil Ln.
  • Each bidirectional converter includes a switching control circuit for controlling the rectifying element and the commutation element.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 gives a control signal for energy adjustment to the switching control circuit of each bidirectional converter. For example, which bidirectional converter is driven among a plurality of bidirectional converters is switched.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the amplitude change RFref (envelope) of the high-frequency signal and the envelope following output voltage Vout.
  • the envelope follow-up output voltage Vout follows the envelope of the input signal RFref by charge supply / regeneration of each bidirectional converter.
  • a power supply voltage of a maximum of 65 V and a minimum of 15 V is applied to the high-frequency power amplifier circuit 100 shown in FIG.
  • FIG. 6 shows an ideal state where the difference between Vout shown in FIG. 3 and the envelope of the high-frequency power signal (see Ve in FIG. 3) is zero.
  • the envelope follow-up output voltage Vout is delayed from the envelope of the input signal RFref by a delay time Td due to the charge supply / regenerative operation of each bidirectional converter and the response delay of the amplitude change monitoring circuit.
  • This delay time Td is required to be, for example, 1 ⁇ s or less.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 102 for the high frequency power amplifier circuit according to the second embodiment.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn are provided between the input portion for the input voltage and the output portion for the output voltage.
  • Each of these bidirectional converters is a converter that can supply and regenerate electric charges.
  • the arrows on both the left and right sides of the input / output unit indicate the energy transfer direction.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 receives an input signal which is a signal of an amplitude change signal (envelope) of a high frequency signal, and supplies the charges of the bi-directional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the input signal. Control regeneration.
  • An output side energy storage element ESC is provided at the output part of the bidirectional converter, and a regenerative energy storage element RESC for storing energy regenerated from the output side energy storage element ESC is provided at the input part of the bidirectional converter.
  • the output side energy storage element ESC is, for example, a capacitor Co.
  • the regenerative energy storage element RESC is, for example, a capacitor Ci or a storage battery SC.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 103 for the high frequency power amplifier circuit according to the third embodiment.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn are provided between the input portion for the input voltage and the output portion for the output voltage.
  • Each of these bidirectional converters is a converter that can supply and regenerate electric charges.
  • the arrows on both the left and right sides of the input / output unit indicate the energy transfer direction.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 receives an input signal which is an amplitude change signal of a high frequency signal, and supplies and regenerates charge of the bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the amplitude change of the high frequency signal. Control.
  • the converter switching circuit 11 switches the time for supplying or regenerating the energy amount required by the load based on the amplitude of the input signal. That is, among the plurality of bidirectional converters, the converter that performs the supply operation or the regenerative operation is switched, and the supply or regenerative time is switched.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 104 for the high frequency power amplifier circuit according to the fourth embodiment.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn capable of supplying and regenerating charges are provided between the input section for the input voltage and the output section for the output voltage.
  • the arrows on both the left and right sides of the input / output unit indicate the energy transfer direction.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 inputs an input signal which is an amplitude change signal of a high frequency signal, and controls charge supply / regeneration of the bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the input signal.
  • Each of the plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn has a different supply / regenerative energy amount. Then, the amplitude change monitoring circuit 10 selects one or a combination of the plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2... CONVn, thereby causing the supply / regeneration energy amount to follow the input signal with high resolution.
  • FIG. 10 is a diagram showing a specific configuration example of the bidirectional converter of the power supply device 104 for the high-frequency power amplifier circuit.
  • the rectifier elements Q11, Qn1, etc. and the commutation elements Q12, Qn2, etc. are represented by circuit symbols of switch elements.
  • the supply / regenerative energy amount of the bidirectional converter is determined by the charge amount supplied to the output-side energy storage element, and this charge amount is the current integration to the output-side energy storage element.
  • the slope of the change in this current is the choke coil L1, It is inversely proportional to the inductance such as Ln. Therefore, when the inductance of the choke coils L1, Ln, etc. is large, the supply / regenerative energy amount of the bidirectional converter is small, and when the inductance of the choke coils L1, Ln, etc. is small, the supply / regenerative energy amount of the bidirectional converter is large. Become.
  • the supply / regenerative energy amount of the bidirectional converter by changing the supply / regenerative energy amount of the bidirectional converter by setting the inductance value of the choke coil, the supply / regenerative energy amount per time can be changed even during the same supply or regeneration time. It is done. Further, the change di / dt in the current flowing through the circuit can be slowed down, and the generation of noise can be suppressed. Further, when a parasitic inductance component is used as the choke coil, or when it is constituted by an air core (coreless) printed board coil drawn with a conductor pattern on the board, the circuit components can be omitted.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 105 for the high frequency power amplifier circuit according to the fifth embodiment.
  • converters CONV1, CONV2, and CONV3 are supply converters
  • converters CONV4, CONV5, and CONV6 are regenerative converters. These multiple converters act as a bidirectional converter as a whole.
  • the converter CONV1 includes a rectifying switch element Q11, a switching control circuit that supplies an ON / OFF control signal to the rectifying element Q11, a commutation diode D12, and a choke coil L1.
  • the converters CONV2 and CONV3 have the same configuration.
  • the converter CONV4 includes a rectifier diode D41, a commutation switch element Q42, a switching control circuit that supplies an ON / OFF control signal to the commutation switch element Q42, and a choke coil L4.
  • the converters CONV5 and CONV6 have the same configuration. Although not shown in FIG. 11, the switching control circuit is controlled by an amplitude change monitoring circuit.
  • FIG. 12 shows a pattern of charge supply / regeneration by the converters CONV1 to CONV6 included in the power supply device 105 for the high frequency power amplifier circuit shown in FIG.
  • the inductance L of the choke coils of converters CONV1 and CONV4 is minimum
  • the inductance L of the choke coils of converters CONV2 and CONV5 is medium
  • the inductance L of the choke coils of converters CONV3 and CONV6 is maximum.
  • H / S represents ON / OFF of the rectifying element (high side element)
  • L / S represents the ON / OFF period of the commutation element (low side element).
  • FIG. 12 the difference in the amount of supplied / regenerative energy (charge) due to the difference in the inductance of the choke coil of each converter is shown arranged in the vertical direction.
  • the difference between the three supply / regeneration times is shown in the horizontal direction.
  • the output energy storage element (capacitor Co shown in FIG. 11) is charged and discharged by supplying and regenerating the charge amount of a total of 18 patterns to change the output voltage.
  • the figure showing the charge amount of the 18 patterns shown here is a microscopic figure in which the applied voltage of the choke coil does not change. However, since it becomes a sine half wave shape with the change of the output voltage Vout, noise can be reduced. .
  • Each charge amount can take various forms depending on the current of the choke coil being discontinuous, continuous, a combination of discontinuous and continuous, resonance, and the like.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a state in which the output voltage is made to follow the input signal by supplying and regenerating the 18 patterns of charge amounts.
  • ON is an ON period of the rectifying element (high side element)
  • OFF is an OFF period of the rectifying element.
  • “ON” is an ON period of the commutation element (low-side element)
  • OFF is an OFF period of the commutation element.
  • the amplitude change monitoring circuit gives a switching signal as shown in this timing chart to the switching control circuit of each converter based on the input signal. Since the output energy storage element (capacitor Co) is charged and discharged by supplying and regenerating the charge amount in each converter, the output voltage changes as shown in FIG. It can be seen that this output voltage follows the input signal.
  • the output energy storage element capacitor Co
  • switching elements transistors, diodes, etc.
  • switching elements transistors, diodes, etc.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the relationship between the input signal, the high frequency signal, and the output voltage.
  • the high frequency component of the output voltage is a switching frequency component of each bidirectional converter, and follows the input signal RFref by charge supply / regeneration of each bidirectional converter.
  • the envelope follow-up output voltage Vout is delayed by the delay time Td from the input signal RFref due to the charge supply / regenerative operation of each bidirectional converter and the response delay of the amplitude change monitoring circuit.
  • the power supply device for a high frequency power amplifier circuit and the high frequency power amplifier of the sixth embodiment perform correction for the delay time Td.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 106 and the high-frequency power amplifier device 206 of the sixth embodiment.
  • the high-frequency power amplifier 206 includes a high-frequency power amplifier circuit power supply device 106, an RF signal processing circuit 20, and a high-frequency power amplifier circuit 100.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn are provided between the input portion for the input voltage and the output portion for the output voltage.
  • Each of these bidirectional converters is a converter that can supply and regenerate electric charges.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 receives the envelope signal output from the envelope detection & distortion correction circuit 21, and the bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the amplitude change of the high frequency signal. Controls charge supply and regeneration.
  • the delay time detection circuit 12 detects the delay time by comparing the envelope signal detected by the amplitude change monitoring circuit 10 and the output voltage signal.
  • the envelope detection & distortion correction circuit 21 performs distortion correction by feeding back the signal distributed from the output signal of the high frequency power amplifier circuit 100 to the RF input signal.
  • the delay adjustment circuit 22 receives a signal corresponding to the delay time detected by the delay time detection circuit 12, delays the output signal of the distortion correction circuit 21, and outputs the delayed signal to the high frequency power amplifier circuit 100.
  • the power supply voltage that follows the signal to be amplified by the high frequency power amplifier circuit 100 Will be applied.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating the principle of the output voltage amplitude monitoring circuit of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the seventh embodiment.
  • the output component of each bidirectional converter has a capacitance component
  • the power supply line of the high-frequency power amplifier circuit also has a capacitance component.
  • the capacity may not be determined only by the output capacitor Co. Therefore, the amplitude change monitoring circuit 10 detects (monitors) the amplitude of the output voltage as necessary to determine whether the output voltage amplitude is normal, that is, whether the output voltage amplitude is proportional to the input signal.
  • the seventh embodiment is one method for detecting the amplitude of the output voltage.
  • the change voltage due to charging / discharging of the output side energy storage element is expressed as ⁇ Vout
  • the capacitance of the capacitor Co is expressed as C
  • the charge / discharge charge amount is expressed as ⁇ Qout.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 108 for the high frequency power amplifier circuit according to the eighth embodiment.
  • a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn capable of supplying and regenerating charges are provided between the input section for the input voltage and the output section for the output voltage.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 receives an input signal which is an amplitude change signal of a high frequency signal, and supplies and regenerates charge of the bidirectional converters CONV1, CONV2,... CONVn so that the output voltage follows the amplitude change of the high frequency signal. Control.
  • the converter switching circuit 11 switches the time for supplying or regenerating the energy amount required by the load based on the input signal.
  • capacitance estimation means 13 which estimates the capacity
  • the output capacitor capacity estimation means 13 inputs the voltage and current of the capacitor Co and estimates the capacity of the capacitor Co.
  • This calculation execution means is realized by an integrated circuit with a calculation function (CPU, DSP, FPGA, CPLD, etc.).
  • the converter switching circuit 11 switches the supply or regeneration time of each bidirectional converter based on the input signal (envelope of the high frequency signal) input by the amplitude change monitoring circuit 10 and the estimated capacitance of the capacitor Co.
  • the output voltage is controlled by controlling the amount of charge transfer of the output capacitor Co.
  • variation in the capacitance value of the output capacitor becomes a problem.
  • by estimating the capacitance of the output capacitor in addition to feedforward control based on the input signal, feedback control is performed on the capacitance value estimated from the voltage and current of the output capacitor Co, thereby improving accuracy. Can be increased.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of sampling timing for estimating the capacitance of the output capacitor of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the ninth embodiment.
  • sampling may be performed at a frequency higher than the frequency of amplitude change of the output voltage, or may be sampled at a lower frequency.
  • the sampling frequency is reduced, and the capacitance of the output capacitor Co is estimated from data between two points.
  • the capacitance of the output capacitor Co can be calculated based on the ⁇ Vout and ⁇ Qout. Then, by making the sampling frequency lower than the signal frequency, the amount of calculation per unit time required for calculating the capacitance of the output capacitor Co can be reduced.
  • FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the power supply device 110 for the high frequency power amplifier circuit of the tenth embodiment.
  • the output capacitor capacity estimation means 13 is provided.
  • the amplitude change monitoring circuit 10 can receive an analog or digital input signal and includes an AD converter that digitizes the analog signal.
  • the input signal is digital, it is a parallel or serial signal, and includes a serializer that converts the parallel signal into a serial signal, or a deserializer that converts the serial signal into a parallel signal.
  • a parallel signal LVDS is used, and in the case of a serial signal, a high-speed interface is available in addition to I2C and SPI. By using these interfaces, signals applicable to various data processing can be handled.
  • Each data is preferably corrected in advance for the delay time generated inside the power supply device 110 for the high frequency power amplifier circuit, and the amplitude phase of the input signal and the output voltage are matched.
  • FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 111 and the high-frequency power amplifier device 211 of the eleventh embodiment.
  • the high-frequency power amplification device 211 includes a high-frequency power amplification circuit power supply device 111, an RF signal processing circuit 20, and a high-frequency power amplification circuit 100.
  • the high frequency power amplifier circuit power supply device 111 includes a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,..., CONVn, provided between the input portion of the input voltage and the output portion of the output voltage, each capable of supplying and regenerating charges. , An amplitude change monitoring circuit 10, a converter switching circuit 11, an output capacitor capacity estimation means 13, and a delay time detection circuit 12.
  • FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of the high-frequency power amplifier circuit power supply device 112 and the high-frequency power amplifier device 212 of the twelfth embodiment.
  • the high-frequency power amplifier circuit power supply device 112 of the twelfth embodiment includes an arithmetic microprocessor (CPU, DSP, FPGA, CPLD, etc.) MPU in the control unit, and a digital ON / OFF in the inside.
  • a watchdog timer circuit 15 for outputting an alarm and a device control interface unit 14 are provided.
  • Other configurations are the same as those of the above-described embodiments.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 113 for the high frequency power amplifier circuit according to the thirteenth embodiment.
  • the high-frequency power amplifier circuit power supply device 113 is provided between the input portion of the input voltage and the output portion of the output voltage, and is provided with a plurality of bidirectional converters CONV1, CONV2,.
  • An amplitude change monitoring circuit 10 is provided, and a voltage stabilizing circuit 300 is provided at the input portion of the input voltage.
  • the voltage stabilization circuit 300 is a non-insulated or insulated DC-DC converter, and stabilizes the input voltage to the bidirectional converters CONV1, CONV2,. If this voltage stabilization circuit 300 is constituted by an insulation type DC-DC converter, overcurrent and overvoltage can be prevented in the path of the voltage stabilization circuit 300 ⁇ bidirectional converter ⁇ high frequency amplifier circuit when a component fails.
  • FIG. 23 is a specific circuit diagram of the voltage stabilizing circuit 300.
  • Switching elements Q11, Q12, Q13, Q14 are connected to the primary side of the transformer T1, and switching elements Q21, Q22 are connected to the secondary side of the transformer T1.
  • a choke coil L and a capacitor C are connected to the center tap of the secondary winding of the transformer T1.
  • the switching controller CNT inputs a remote signal RC from the outside and outputs a control signal to the gates of the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14. Control signals for the switching elements Q21 and Q22 are output to the drive circuit DRV via the pulse transformer T2.
  • the primary side functions as an isolated DC-DC converter of the full bridge system and the secondary side of the center tap system.
  • a -48V system voltage is input and a stabilized + 70V is output.
  • Non-insulated chopper converters isolated forward converters, isolated flyback converters, half-bridge converters, LLC resonant converters, and the like may be used as the voltage stabilizing circuit 300.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 114 for the high frequency power amplifier circuit according to the fourteenth embodiment.
  • the high-frequency power amplifier circuit power supply device 114 is provided between the input portion of the input voltage and the output portion of the output voltage, and can respectively supply a plurality of bidirectional converters CONV1.
  • a monitoring circuit 10 is provided.
  • Each bi-directional converter consists of an isolated forward converter.
  • the bidirectional converter CONV1 includes a transformer T1, switching elements Q11, Q12, Q13, and a choke coil L1.
  • Switching element Q11 switches the current flowing in the primary winding of transformer T1
  • switching element Q13 rectifies the voltage induced in the secondary winding of transformer T1
  • switching element Q12 commutates the current flowing in choke coil L1. To do.
  • the supply or regenerative converter is constituted by an isolated converter
  • the isolated converter can perform not only energy supply / regeneration but also voltage conversion, so that a DC for obtaining a predetermined output voltage can be obtained.
  • -No DC converter pre-regulator
  • FIG. 25 and 26 are diagrams showing supply / regeneration control for the output capacitor of the power supply device for the high frequency power amplifier circuit according to the fifteenth embodiment.
  • FIG. 25 shows an example in which the supply period and the regeneration period of the bidirectional converter are different (one phase).
  • the amplitude change of the input signal per unit time is ⁇ RFref (t2-t0)
  • the required gain is Gain
  • the amount of charge to be supplied is + ⁇ Q (t1-t0)
  • the regenerative charge When the amount is represented by ⁇ Q (t2 ⁇ t1) and the capacitance of the output capacitor is represented by Cout, control is performed so as to satisfy the following equation.
  • the chevron represents the current flowing through the output capacitor, and the area represents the charge transfer amount of the output capacitor. In this example, the regenerative operation is performed in total, and ⁇ Vout is negative.
  • FIG. 26 shows an example in the case where the bidirectional converter is supplied and regenerated simultaneously (two phases).
  • the change in amplitude of the input signal per unit time is ⁇ RFref (t1-t0)
  • the required gain is Gain
  • the amount of charge to be supplied is + ⁇ Q (t1-t0)
  • the regenerative charge When the amount is represented by ⁇ Q (t1 ⁇ t0) and the capacitance of the output capacitor is represented by Cout, control is performed so as to satisfy the following equation.
  • the chevron represents the current flowing through the output capacitor, and the area represents the charge transfer amount of the output capacitor. In this example, the regenerative operation is performed in total, and ⁇ Vout is negative.
  • FIG. 27 is a diagram showing the processing contents for the amplitude change monitoring circuit to perform PWM control of the switching element of the bidirectional converter following the input signal in the power supply device for the high frequency power amplifier circuit of the sixteenth embodiment.
  • the input signal is differentiated to detect the ⁇ RFref value and its positive / negative, and the ⁇ RFref value is entered in the ⁇ RFref register. If the ⁇ RFref value is positive, the necessary + ⁇ Q charge is calculated, and if the ⁇ RFref value is negative, the necessary ⁇ Q charge is calculated.
  • Digital PWM circuits DPWM1 to DPWM6 output on-duty ratio signals according to the values of the duty cycle registers DCR1 to DCR6.
  • Complementary output generators with dead time DT & COMP1 to DT & COMP6 drive the rectifier switching elements and commutation switching elements of the bidirectional converter according to the output signals of the digital PWM circuits DPWM1 to DPWM6.
  • FIG. 28 is a diagram showing the processing contents of feedback control and other control blocks.
  • “feed forward control block” is a simplified representation of the configuration shown in FIG.
  • the amplification degree Vout / RFref is obtained based on the amplitude change ⁇ RFref (t0) of the input signal at time t0 and the output voltage Vout (t0 + Td) after the delay time Td. Accordingly, + ⁇ Q and ⁇ Q for finely adjusting the deviation from the designed gain Gain are obtained, and the value obtained by “calculation of necessary + ⁇ Q or ⁇ Q charge” of the feedforward control block is finely adjusted.
  • the difference ⁇ Vout (ba) between Vout (a) at the previous timing and Vout (b) at the current timing is calculated, and the current Icout (a) flowing through the output capacitor at the previous timing is calculated.
  • the time integration value ⁇ Qout (ba) of the difference between this time and Icout (b) at the current timing is calculated.
  • the capacitance of the output capacitor at time b is calculated, + ⁇ Q and ⁇ Q for fine adjustment of the deviation from the designed capacitance are obtained, and “calculation of necessary + ⁇ Q or ⁇ Q charge” of the feedforward control block is obtained. Adjust the value used in.
  • the on-duty ratio of the duty cycle register DCRn is limited when Vout exceeds a predetermined upper limit value or when Icout exceeds a predetermined upper limit value. This provides overvoltage protection or overcurrent protection. Further, the digital PWM circuit DPWMn is forcibly turned off (on-duty 0) in response to a forced on / off signal from the outside. Furthermore, when the watchdog timer expires, an alarm is output to the outside.
  • FIG. 29 is a diagram showing details of necessary + ⁇ Q or ⁇ Q calculation processing including fine adjustment by the feedback control block.
  • the actual amplification degree is lower than the design value gain Gain, it increases by ⁇ Q, and when the actual amplification degree is higher than the design value gain Gain, it decreases by ⁇ Q.
  • the capacitance Cout of the output capacitor at time b is lower than the design value, it is decreased by ⁇ Q, and when it is higher than the design value, it is increased by ⁇ Q.
  • FIG. 30 is a diagram showing an example of the charge handling distribution process.
  • the actual fluctuation value (max-min) of dV / dt of the envelope is divided by the number of phases, and the value of the duty cycle register DCR for each converter is determined according to the value range of dV / dt.
  • the converter CONV1 with a small Lout and a large supply amount continues to be ON so that the previous state continues to be ON when the previous state is ON, and the previous state is when the SLEEP mode Determines the value of the duty cycle register DCR1 for the converter CONV1 so as to cancel and shift to ON.
  • dV / dt 85 or more and less than 170, so that converter CONV2 in the supply amount in Lout continues to be ON, the previous state continues to be ON when ON, and the previous state is SLEEP mode Determines the value of the duty cycle register DCR2 for the converter CONV2 so as to cancel and shift to ON.
  • the converter CONV3 with a large Lout and a small supply amount continues to be ON so that the previous state continues to be ON when the previous state is the ON mode.
  • the value of the duty cycle register DCR3 for the converter CONV3 is determined so as to be released and shifted to ON.
  • the previous state continues to be ON when the previous state is ON mode, and the previous state is SLEEP mode so that the converter with large regenerative amount continues to be ON.
  • the value of the duty cycle register DCR4 for the converter CONV4 is determined so as to be released at the time and shifted to ON.
  • the converter CONV5 in the regeneration amount during Lout continues to be ON so that the previous state continues to be ON when the previous state is ON mode.
  • the value of the duty cycle register DCR5 for the converter CONV5 is determined so as to cancel and shift to ON.
  • the converter CONV6 having a large Lout and a small regeneration amount continues to be ON so that the previous state continues to be ON when the previous state is the ON mode.
  • the value of duty cycle register DCR6 for converter CONV6 is determined so as to be released and shifted to ON.
  • FIG. 31 is a diagram showing an example in which a dead zone is provided according to the differential value dV / dt of the input signal. If the differential value dV / dt is positive and large, the supply converter CONV1 having a large supply amount is used. If dV / dt is positive and medium, the supply converter CONV2 having a medium supply amount is used. If dt is positive and small, a supply converter CONV3 with a small supply amount is used. If dV / dt is negative and large, a regenerative converter CONV4 having a large regeneration amount is used. If dV / dt is negative and medium, a regenerative converter CONV5 having a medium regeneration amount is used. If dt is negative and small, a regenerative converter CONV6 having a small regenerative amount is used.
  • FIG. 32A is a block diagram showing a configuration of the power supply device 118A for the high frequency power amplifier circuit according to the eighteenth embodiment.
  • FIG. 32B is a waveform diagram of the output voltage.
  • this high-frequency power amplifier circuit power supply device 118A is provided with bias voltage superimposing circuits at the output portions of the bidirectional converters CONV1 to CONVn.
  • This bias voltage superimposing circuit generates a DC bias voltage and superimposes it on the outputs of the plurality of bidirectional converters CONV1 to CONVn.
  • the circuit for generating the DC bias voltage is composed of a single or a plurality of bidirectional converters. Alternatively, the voltage is supplied from a voltage stabilization circuit provided in front of the input portion of the input voltage.
  • the output voltage always exceeds the DC bias voltage, and the output voltage follows the envelope of the input signal within the range exceeding the bias voltage.
  • the output voltage fluctuation range is narrowed and the control range is limited, so that the controllability is improved.
  • FIG. 33A is a block diagram showing a configuration of the power supply device 118B for the high frequency power amplifier circuit according to the eighteenth embodiment.
  • the high-frequency power amplifier circuit power supply device 118B is a more specific example of the high-frequency power amplifier circuit power supply device shown in FIG.
  • FIG. 33B is a waveform diagram of the output voltage of the power supply device 118B for the high frequency power amplifier circuit.
  • a bidirectional converter CONVm is a bidirectional converter provided in front of the input portion of the input voltage, and supplies a DC bias voltage.
  • the operation mode of the bidirectional converter CONVm generated is preferably an operation mode in which the choke coil current continuously flows. This enhances controllability in feed forward. Further, this DC bias voltage can be varied as required.
  • FIG. 34 is a block diagram showing a configuration of the power supply device 119 for the high frequency power amplifier circuit according to the nineteenth embodiment. Since the pulse signal output from the converter switching circuit 11 is affected by the device delay in the subsequent stage, the ON / OFF edge delay independent adjustment unit which independently adjusts the rising edge delay time at turn-on and the falling edge delay time at turn-off. 17H and 17L are provided for the high-side switch element and the low-side switch element, respectively. The FET driver 18L drives the low-side switch element Q22 with the output signal of the edge delay independent adjustment unit 17L during ON & OFF.
  • the isolator & FET driver 18H drives the high-side switch element Q11 by the output signal of the edge delay independent adjustment unit 17H at the ON & OFF time.
  • These delay adjusting units 18H and 18L are constituted by shift registers or the like.
  • the delay adjustment unit is provided inside the arithmetic microprocessor MPU, and supplies a pulse signal having a proper timing to each converter according to variations in actual device delay.
  • the operation delay time of digital data processed inside the operation microprocessor MPU can be predicted, but the pulse transformer, digital isolator, photocoupler, FET driver, switch element (FET, etc.) that receives the pulse signal output from the converter switching circuit 11
  • the dispersion of propagation delay times for power semiconductors is relatively very large. Variations in this actual machine become a problem, but by adjusting the turn-on or turn-off delay individually according to these variations, for example, individual adjustments can be made in the production process, and power semiconductors can be accurately calculated with the processed data. ON / OFF can be controlled.
  • CNT ... Switching controller Co ... Output capacitors CONV1 to CONV6, CONVn ... Bidirectional converters CONV1, CONV2, CONV3 ... Supply converters CONV4, CONV5, CONV6 ... Regenerative converters D12, D22, D32 ... Commutation diodes D41, D51, D61 ... Rectifier diodes DCR1 to DCR6, DCRn ... duty cycle registers DPWM1 to DPWMn ... PWM circuit DRV ... drive circuit DT ... complementary output generator with dead time ESC ... output side energy storage elements L1, L2, L4, Ln ... choke coil MPU ... calculation micro Processors Q11, Q21, Qn1 ...

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に電荷供給・回生が可能な双方向コンバータ（ＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶｎ）が設けられ、振幅変化監視回路（１０）はＲＦ入力信号のエンベロープを検出し、コンバータ切替回路（１１）は出力電圧が入力信号の振幅変化に追従するように双方向コンバータ（ＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶｎ）の電荷供給・回生を制御する。出力キャパシタ容量推測手段（１３）は出力キャパシタ（Ｃｏ）の容量をその電圧および電流から推測する。遅延時間検知回路（１２）は高周波電力増幅回路用電源装置（１１１）の遅延時間を把握し、遅延調整回路（２２）で調整を行う。これにより、高周波増幅回路に対する電源電圧を高周波信号のエンベロープに追従して変化させる高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置を構成する。

Description

高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置
　本発明は高周波電力増幅回路用の電源装置に関し、特に高周波電力増幅回路の電力効率を高めることができる電源装置および、それを備えた高周波電力増幅装置に関するものである。
　特許文献１には、高周波増幅回路の高効率化を図るために、高周波増幅回路の電源電圧を増幅前の高周波信号の振幅変化（エンベロープ）に追従させる構成が示されている。ここでの高周波信号の振幅変化の周波数は搬送波周波数（例えば携帯電話における１～２ＧＨｚ）ではなく、搬送波の振幅変化の周波数（１０～１００ＭＨｚ程度）である。音声用の増幅回路ではＤ級増幅回路（デジタルアンプ）があるが、高周波電力増幅回路用の電源装置においては、扱う周波数帯が高周波帯域であり、非常に高速なスイッチングが要求される。
　図１は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。この図１に示されている高周波電力増幅回路５０は、エンベロープ検出回路５４、供給電圧選択回路５６、電源電圧調整回路５８および高周波増幅回路５２を備えている。エンベロープ検出回路５４は高周波信号（RFIN）のエンベロープを検出し、供給電圧選択回路５６は高周波信号（RFIN）のエンベロープに追従するように電圧源（V1～V4）を選択する。電源電圧調整回路５８は選択された電圧の波形調整を行って高周波増幅回路５２に電源電圧として供給する。これにより、高周波増幅回路５２は高周波信号（RFIN）を増幅して高周波信号（RFOUT）を出力する。
特表２００６－５１４４７２号公報
　ところが、特許文献１の高周波電力増幅装置においては、複数の電圧源を準備しておき、これを選択して高周波信号のエンベロープに追従させる方式であるため、複数の電圧源の切り替え時の電圧差（波形段差）を修復するための複雑な回路および非常に複雑な制御が必要になる。この波形段差の修復が不完全であると波形歪が大きくなり、通信システムにおける隣接チャンネル漏洩電力比（ACPR）が大きくなり、規定範囲外周波数に悪影響を及ぼすため、周波数帯域の割り当てが厳しい製品には適用できない、という問題が生じる。
　本発明は上記の回路および制御の複雑化の問題を解決して、比較的簡素な構成で、高周波増幅回路に対する電源電圧を高周波信号のエンベロープに追従できるようにした高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。
　本発明の高周波電力増幅回路用電源装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ供給する電源電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる装置において、
　入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
　前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする。
　また、本発明の高周波電力増幅装置は、高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ供給する電源電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備え、
　入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
　前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、双方向コンバータは供給・回生が可能であるため、双方向コンバータの内部スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ時間を非線形制御（パルス幅制御、周波数制御、スリープ時間およびバースト時間の組み合わせ制御など）を行うことにより、ダイナミックレンジが大きくとれ、高速制御が可能となる。このことから、低周波から高周波まで範囲を問わず、高周波入力信号と出力電圧の振幅および位相を精度よく調整することが可能となり、エンベロープにも追従させることができる。
図１は特許文献１に示されている高周波電力増幅回路５０のブロック図である。 図２は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。 図３は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。 図４は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。 図５は高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。 図６は高周波信号の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。 図７は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。 図８は第３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０３の構成を示すブロック図である。 図９は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。 図１０は高周波電力増幅回路用電源装置１０４の双方向コンバータの具体的な構成例を示す図である。 図１１は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５の構成を示すブロック図である。 図１２は図１１に示した高周波電力増幅回路用電源装置１０５が備えるコンバータＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶ６による電荷の供給・回生のパターンを示す図である。 図１３は、１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力電圧を入力信号に追従させた様子を示す図である。 図１４は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。 図１５は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６および高周波電力増幅装置２０６の構成を示すブロック図である。 図１６は第７の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力電圧振幅監視回路の原理を示す図である。 図１７は第８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０８の構成を示すブロック図である。 図１８は第９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。 図１９は第１０の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１０の構成を示すブロック図である。 図２０は第１１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１１および高周波電力増幅装置２１１の構成を示すブロック図である。 図２１は第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２および高周波電力増幅装置２１２の構成を示すブロック図である。 図２２は第１３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１３の構成を示すブロック図である。 図２３は電圧安定化回路３００の具体的な回路図である。 図２４は第１４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１４の構成を示すブロック図である。 図２５は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図であり、双方向コンバータの供給期間と回生期間が別々である場合（１フェーズ）の例である。 図２６は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図であり、双方向コンバータの供給と回生を同時に行う場合（２フェーズ）の例である。 図２７は第１６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置について、その振幅変化監視回路が入力信号に追従して双方向コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するための処理内容を示す図である。 図２８はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。 図２９はフィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要な＋ΔＱまたは－ΔＱの計算処理内容を示す図である。 図３０は電荷担当の振り分け処理の例を示す図である。 図３１は入力信号のエンベロープの微分値ｄＶ／ｄｔに応じて不感帯を設ける例を示す図である。 図３２（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの構成を示すブロック図である。図３２（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの出力電圧の波形図である。 図３３（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの構成を示すブロック図である。図３３（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの出力電圧の波形図である。 図３４は第１９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１９の構成を示すブロック図である。
《第１の実施形態》
　図２は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１、高周波電力増幅装置２０１および高周波電力増幅回路１００の関係を示す図である。
　高周波電力増幅回路１００は高周波信号ＲＦｉｎを入力し、電力増幅して高周波電力信号ＲＦｏｕｔを出力する。高周波電力増幅回路用電源装置１０１は入力電源電圧Ｖｉｎを入力し、高周波信号ＲＦｉｎの振幅変化（エンベロープ）を検出し、それに追従するように出力電圧Ｖｏｕｔを変化させる。高周波電力増幅回路１００は高周波電力増幅回路用電源装置１０１の出力電圧Ｖｏｕｔを電源電圧として動作する。
　図３は前記高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧Ｖｏｕｔ、高周波電力信号ＲＦｏｕｔおよびそのエンベロープＶｅとの関係を示す図である。図３（Ａ）は高周波電力増幅回路用電源装置１０１を作用させた場合の波形、図３（Ｂ）は高周波電力増幅回路１００に対する電源電圧を一定にした場合の波形である。ここでは高周波信号のエンベロープを表す都合上、電源電圧も正負対称に表している。概ね、ＶｏｕｔとＶｅとの差分が損失であるものと言える。本発明によれば、この損失が削減できる。
　図４は第１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０１の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。図４において「入力信号」は（１～２ＧＨｚ）の振幅変化信号（エンベロープ信号（１０～１００ＭＨｚ））である。振幅変化監視回路１０は出力電圧が前記振幅変化信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。
　図５は前記高周波電力増幅回路用電源装置１０１および、それに含まれる双方向コンバータの具体的な構成を示す図である。双方向コンバータＣＯＮＶ１は、整流素子（ハイサイド素子）Ｑ１１、転流素子（ローサイド素子）Ｑ１２およびチョークコイルＬ１を備えている。双方向コンバータＣＯＮＶ２は、整流素子Ｑ２１、転流素子Ｑ２２およびチョークコイルＬ２を備えている。同様に、双方向コンバータＣＯＮＶｎは、整流素子Ｑｎ１、転流素子Ｑｎ２およびチョークコイルＬｎを備えている。また、各双方向コンバータには整流素子および転流素子を制御するスイッチング制御回路を備えている。
　振幅変化監視回路１０は各双方向コンバータのスイッチング制御回路に対してエネルギー調整用の制御信号を与える。例えば、複数の双方向コンバータのうちどの双方向コンバータを駆動するかを切り替える。
　図６は前記高周波信号の振幅変化ＲＦｒｅｆ（エンベロープ）、およびエンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。各双方向コンバータの電荷供給・回生により、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆのエンベロープに追従する。この例では、図５に示した高周波電力増幅回路１００に対して最高６５Ｖ、最低１５Ｖの電源電圧が印加される。図６は図３で示したＶｏｕｔと高周波電力信号のエンベロープ（図３中のＶｅ参照）との差分がゼロとなる理想的な状態を示す。
　各双方向コンバータの電荷供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、前記エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆのエンベロープより遅延時間Ｔｄだけ遅れる。この遅延時間Ｔｄは例えば１μｓ以下であることが必要とされる。
《第２の実施形態》
　図７は第２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０２の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号（エンベロープ）で信号である入力信号を入力し、出力電圧が入力信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。そして、双方向コンバータの出力部に出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣを備え、双方向コンバータの入力部に、前記出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣから回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣを備えている。
　出力側エネルギー蓄積素子ＥＳＣは例えばキャパシタＣｏである。また、回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣは例えばキャパシタＣｉまたは蓄電池ＳＣである。
　双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給時に負荷（高周波電力増幅回路）に電源電圧が供給されると、エネルギー蓄積素子ＥＳＣにエネルギーが蓄積される。双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの出力側からエネルギーが回生されると、そのエネルギーは入力側に移動するので双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの入力電圧が上昇する。そこで、図７に示したように、回生エネルギー蓄積素子ＲＥＳＣを備える。これにより、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの入力電圧の上昇が抑えられ、安定した入力電圧とすることができる。
《第３の実施形態》
　図８は第３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０３の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。そして、コンバータ切替回路１１は、負荷が必要とするエネルギー量を、入力信号の振幅に基づいて供給または回生する時間を切り替える。すなわち、複数の双方向コンバータのうち供給動作または回生動作させるコンバータを切り替えるとともに供給または回生する時間を切り替える。
　このように複数の双方向コンバータを切り替え制御することで、入力信号が高速で変化した場合でも、出力電圧の変化の追従性（応答性）を高めることができ、入力信号に応じて出力電圧を高速に追従させることができる。
《第４の実施形態》
　図９は第４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０４の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。入出力部の左右両方向の矢印はエネルギー移動方向を表している。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が入力信号に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。
　複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎのそれぞれは供給・回生エネルギー量が異なる。そして、振幅変化監視回路１０はこれら複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの何れかまたは組み合わせを選択することによって、供給・回生のエネルギー量を高い分解能で入力信号に追従させる。
　図１０は前記高周波電力増幅回路用電源装置１０４の双方向コンバータの具体的な構成例を示す図である。ここでは整流素子Ｑ１１，Ｑｎ１等および転流素子Ｑ１２，Ｑｎ２等をスイッチ素子の回路記号で表している。双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は出力側エネルギー蓄積素子への供給電荷量で定まり、この電荷量は出力側エネルギー蓄積素子への電流積分であり、この電流の変化の傾きはチョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスに反比例する。したがって、チョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスが大きいと、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は小さくなり、チョークコイルＬ１，Ｌｎ等のインダクタンスが小さいと、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量は大きくなる。
　このように、チョークコイルのインダクタンス値の設定によって、双方向コンバータの供給・回生エネルギー量を変えることで、同じ供給または回生の時間であっても、１回当たりの供給・回生エネルギー量を変化させられる。また、回路を流れる電流の変化di/dtを緩慢にでき、ノイズの発生を抑制できる。さらに、チョークコイルとして寄生のインダクタンス成分を使用する場合や、基板に導体パターンで描いた空芯（コアレス）のプリント基板コイルで構成する場合には回路部品を省略できる。
《第５の実施形態》
　図１１は第５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０５の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１０５において、コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３はそれぞれ供給コンバータ、コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６はそれぞれ回生コンバータである。これらの複数のコンバータによって全体として双方向コンバータとして作用する。
　コンバータＣＯＮＶ１は、整流スイッチ素子Ｑ１１、この整流素子Ｑ１１に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、転流ダイオードＤ１２およびチョークコイルＬ１を備えている。コンバータＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３についても同様の構成である。
　コンバータＣＯＮＶ４は整流ダイオードＤ４１、転流スイッチ素子Ｑ４２、この転流スイッチ素子Ｑ４２に対してON/OFF制御信号を供給するスイッチング制御回路、およびチョークコイルＬ４を備えている。コンバータＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６についても同様の構成である。図１１には示していないが、前記スイッチング制御回路は振幅変化監視回路によって制御される。
　図１２は図１１に示した高周波電力増幅回路用電源装置１０５が備えるコンバータＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶ６による電荷の供給・回生のパターンを示している。ここで、コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ４のチョークコイルのインダクタンスＬは最小、コンバータＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ５のチョークコイルのインダクタンスＬは中程度、コンバータＣＯＮＶ３，ＣＯＮＶ６のチョークコイルのインダクタンスＬは最大である。また、Ｈ／Ｓは整流素子（ハイサイド素子）のＯＮ／ＯＦＦ、Ｌ／Ｓは転流素子（ローサイド素子）のＯＮ／ＯＦＦ期間を表している。図１２において各コンバータのチョークコイルのインダクタンスの違いによる供給・回生エネルギー（電荷）量の違いを縦方向に配列して表している。そして、三通りの供給・回生時間の違いを横方向に配列して表している。
　このようにして合計１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力エネルギー蓄積素子（図１１に示したキャパシタＣｏ）の充放電を行い、出力電圧を変化させる。ここで示した１８パターンの電荷量を示す図は、チョークコイルの印加電圧が変化しないミクロ的な図としているが、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に伴った正弦半波状となることから、ノイズが低減できる。また、それぞれの電荷量はチョークコイルの電流を不連続、連続、不連続と連続の組み合わせ、共振などにより、種々の形態を取り得る。
　図１３は、前記１８パターンの電荷量の供給・回生によって出力電圧を入力信号に追従させた様子を示す図である。供給コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３および回生コンバータＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６について横軸はこれらのコンバータのＯＮ，ＯＦＦ，ＳＬＥＥＰのタイミングチャートである。図１２に表したように、供給コンバータにおいて「ＯＮ」は整流素子（ハイサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は整流素子のＯＦＦ期間である。また、回生コンバータにおいて「ＯＮ」は転流素子（ローサイド素子）のＯＮ期間、「ＯＦＦ」は転流素子のＯＦＦ期間である。
　振幅変化監視回路は入力信号に基づいて、各コンバータのスイッチング制御回路に対して、このタイミングチャートのとおりの切替信号を与える。各コンバータで電荷量の供給・回生によって出力エネルギー蓄積素子（キャパシタＣｏ）の充放電が行われるので、出力電圧は図１３に示すように変化する。この出力電圧は入力信号に追従していることがわかる。
　複数の双方向コンバータが供給または回生するエネルギー量を変更する手段としては、特に入力信号の周波数が高い場合において、上記の例に示すようにスリープとバーストを組み合わせた離散的な制御を行うことが有利である。このことにより、スイッチング周波数の増大が抑えられ、スイッチング素子の損失が軽減される。
　なお、双方向コンバータが備えたスイッチング素子（トランジスタ、ダイオード等）のオンまたはオフ制御はスリープとバーストを組み合わせた時間制御以外に時比率、周波数の制御で行うことができる。
《第６の実施形態》
　図１４は入力信号、高周波信号、および出力電圧の関係を示す図である。ここで、出力電圧の高周波成分は各双方向コンバータのスイッチング周波数成分であり、この各双方向コンバータの電荷供給・回生により、入力信号ＲＦｒｅｆに追従する。
　各双方向コンバータの電荷供給・回生動作および振幅変化監視回路の応答遅れなどに起因して、エンベロープ追従出力電圧Ｖｏｕｔは入力信号ＲＦｒｅｆより遅延時間Ｔｄだけ遅れる。
　第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置は上記遅延時間Ｔｄ分の補正を行うものである。
　図１５は第６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０６および高周波電力増幅装置２０６の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅装置２０６は高周波電力増幅回路用電源装置１０６、ＲＦ信号処理回路２０および高周波電力増幅回路１００を備えている。
　入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。これらの双方向コンバータはそれぞれ電荷供給・回生が可能なコンバータである。振幅変化監視回路１０は包絡線検波＆ひずみ補正回路２１から出力される包絡線信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。遅延時間検知回路１２は振幅変化監視回路１０により検波された包絡線信号と出力電圧信号との比較により遅延時間を検知する。
　包絡線検波＆ひずみ補正回路２１は高周波電力増幅回路１００の出力信号から分配した信号をＲＦ入力信号に対して帰還してひずみ補正を行う。遅延調整回路２２は遅延時間検知回路１２で検知された遅延時間に相当する信号を入力して、ひずみ補正回路２１の出力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力する。
　このように、高周波電力増幅回路用電源装置１０６の遅延時間分だけＲＦ入力信号を遅延させて高周波電力増幅回路１００へ出力することにより、高周波電力増幅回路１００が増幅すべき信号に追従した電源電圧が印加されることになる。
《第７の実施形態》
　図１６は第７の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力電圧振幅監視回路の原理を示す図である。以上に示した各実施形態で示した出力キャパシタＣｏ以外にも各双方向コンバータの出力部にキャパシタンス成分を備え、高周波電力増幅回路の電源ラインにもキャパシタンス成分を備えるので、出力側エネルギー蓄積素子の容量は出力キャパシタＣｏだけでは定まらない場合がある。そこで、振幅変化監視回路１０は、必要に応じて出力電圧の振幅を検出（モニタリング）して、出力電圧振幅が正常であるか否か、すなわち入力信号に比例しているか否かを把握する。第７の実施形態はこの出力電圧の振幅を検出する一つの方法である。
　出力側エネルギー蓄積素子（例えばキャパシタＣｏ）の充放電による変化電圧をΔＶｏｕｔは、キャパシタＣｏのキャパシタンスをＣ、充放電電荷量をΔＱｏｕｔで表せば、
　Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔ
　ΔＶｏｕｔ＝ΔＱｏｕｔ／Ｃ
の関係がある。したがって双方向コンバータの供給動作による供給・回生電荷量ΔＱｏｕｔおよび出力側エネルギー蓄積素子の容量Ｃから出力電圧の変化ΔＶｏｕｔを検出する。
《第８の実施形態》
　図１７は第８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１０８の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎが設けられている。振幅変化監視回路１０は高周波信号の振幅変化信号である入力信号を入力し、出力電圧が高周波信号の振幅変化に追従するように、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎの電荷供給・回生を制御する。コンバータ切替回路１１は、負荷が必要とするエネルギー量を、入力信号に基づいて供給または回生する時間を切り替える。すなわち、複数の双方向コンバータのうちどのコンバータを供給動作させるか回生動作させるか、を切り替える。そして、出力エネルギー蓄積素子であるキャパシタＣｏの容量を推測する出力キャパシタ容量推測手段１３を備えている。この出力キャパシタ容量推測手段１３は、キャパシタＣｏの電圧および電流を入力して、キャパシタＣｏの容量を推測する。出力キャパシタＣｏの容量値Ｃは電圧変化量をΔＶｏｕｔと電荷移動量をΔＱｏｕｔで表すと、Ｃ＝ΔＱｏｕｔ／ΔＶｏｕｔにより算出する。この演算実行手段は、演算機能付き集積回路（ＣＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ等）で実現する。
　コンバータ切替回路１１は振幅変化監視回路１０が入力した入力信号（高周波信号のエンベロープ）と、推測によるキャパシタＣｏの容量とに基づいて、各双方向コンバータの供給または回生する時間を切り替える。このことにより、出力キャパシタＣｏの電荷移動量の制御により出力電圧を制御するが、出力キャパシタの容量値のばらつきが問題となる。しかしこの実施形態のように、出力キャパシタの容量を推測することにより、入力信号に基づいたフィードフォワード制御に加え、出力キャパシタＣｏの電圧、電流から推測した容量値をフィードバック制御することで、精度を高めることができる。
《第９の実施形態》
　図１８は第９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の出力キャパシタの容量を推測するためのサンプリングタイミングの例を示す図である。出力キャパシタＣｏの電圧と電流をデジタル量で処理する場合、出力電圧の振幅変化の周波数より高い周波数でサンプリングする場合と、低い周波数でサンプリングする場合がある。低い周波数でサンプリングする場合は、サンプリング周波数を低減し、２点間のデータから出力キャパシタＣｏの容量を推測する。
　このように、サンプリング周波数が信号周波数より低くても前記ΔＶｏｕｔおよびΔＱｏｕｔを基に、出力キャパシタＣｏの容量を算出できる。そして、サンプリング周波数を信号周波数より低くすることで、出力キャパシタＣｏの容量を算出するのに要する単位時間あたりの演算量を低減できる。
《第１０の実施形態》
　図１９は第１０の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１０の構成を示すブロック図である。入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０、コンバータ切替回路１１、出力キャパシタ容量推測手段１３を備えている。
　振幅変化監視回路１０は、アナログまたはデジタルの入力信号を入力でき、アナログ信号をデジタル化するＡＤコンバータを備えている。入力信号がデジタルの場合はパラレルまたはシリアルの信号であって、パラレル信号をシリアル信号に変換するシリアライザ、またはシリアル信号をパラレル信号に変換するデシリアライザを備えている。パラレル信号の場合はＬＶＤＳなど、シリアル信号の場合はＩ２Ｃ、ＳＰＩの他、高速インタフェースが挙げられる。これらのインタフェースを用いることで様々なデータ処理に適用可能な信号を取り扱うことができる。
　なお、各データは、高周波電力増幅回路用電源装置１１０内部で発生する遅延時間を予め補正し、入力信号と出力電圧の振幅位相が合っていることが好ましい。
《第１１の実施形態》
　図２０は第１１の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１１および高周波電力増幅装置２１１の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅装置２１１は高周波電力増幅回路用電源装置１１１、ＲＦ信号処理回路２０および高周波電力増幅回路１００を備えている。高周波電力増幅回路用電源装置１１１には、入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０、コンバータ切替回路１１、出力キャパシタ容量推測手段１３、遅延時間検知回路１２を備えている。
　その他の構成は第６の実施形態および第８の実施形態で示した高周波電力増幅回路用電源装置と同様である。このように遅延時間分の補正を行うとともに、入力信号に基づいたフィードフォワード制御に加え、出力キャパシタＣｏの電圧、電流から推測した容量値をフィードバック制御することで、出力電圧の追従精度をより高くすることができる。
《第１２の実施形態》
　図２１は第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２および高周波電力増幅装置２１２の構成を示すブロック図である。
　この第１２の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１２はデジタル制御を行う場合、制御部には演算用マイクロプロセッサ（CPU、DSP、FPGA、CPLD等）ＭＰＵを備え、その内部にデジタルON／OFF制御回路で構成されたコンバータ切替回路（コンバータ切替制御機能）１１、異常発生時にコンバータ切替回路１１の機能を強制的に停止する強制停止回路（キルスイッチ）１６、演算用マイクロプロセッサＭＰＵの異常時にアラーム出力を行うウォッチドッグタイマー回路１５およびデバイス制御用インタフェース部１４を備えている。その他の構成はこれまでに示した各実施形態と同様である。
《第１３の実施形態》
　図２２は第１３の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１３の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１３は入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎ、振幅変化監視回路１０を備え、さらに、入力電圧の入力部に電圧安定化回路３００を備えている。
　電圧安定化回路３００は非絶縁型または絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータであり、双方向コンバータＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２・・・ＣＯＮＶｎへの入力電圧を最適な電圧に安定化させる。この電圧安定化回路３００を絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータで構成すれば、部品故障時に電圧安定化回路３００→双方向コンバータ→高周波増幅回路の経路での過電流や過電圧を防止できる。
　図２３は前記電圧安定化回路３００の具体的な回路図である。トランスＴ１の一次側にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４が接続されていて、このトランスＴ１の二次側にスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が接続されている。トランスＴ１の二次巻線のセンタータップにチョークコイルＬおよびキャパシタＣが接続されている。スイッチングコントローラＣＮＴは外部からのリモート信号ＲＣを入力して、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のゲートに制御信号を出力する。またパルストランスＴ２を介して駆動回路ＤＲＶへスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２に対する制御信号を出力する。
　このようにして、一次側がフルブリッジ方式、二次側がセンタータップ方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータとして作用する。例えば－４８Ｖ系の電圧を入力し、安定化された＋７０Ｖを出力する。
　前記電圧安定化回路３００としては、その他に各種の非絶縁チョッパコンバータ、絶縁型フォワードコンバータ、絶縁型フライバックコンバータ、ハーフブリッジ型コンバータ、ＬＬＣ共振コンバータ等を用いてもよい。
《第１４の実施形態》
　図２４は第１４の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１４の構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１４は入力電圧の入力部と出力電圧の出力部との間に設けられた、それぞれ電荷供給・回生が可能な複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１・・・ＣＯＮＶｎおよび振幅変化監視回路１０を備えている。
　各双方向コンバータは絶縁型フォワードコンバータで構成されている。例えば双方向コンバータＣＯＮＶ１はトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３、チョークコイルＬ１を備えている。スイッチング素子Ｑ１１はトランスＴ１の一次巻線に流れる電流をスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１３はトランスＴ１の二次巻線に誘起される電圧を整流し、スイッチング素子Ｑ１２はチョークコイルＬ１に流れる電流を転流する。他の双方向コンバータについても同様である。
　このように、供給または回生用コンバータを絶縁型コンバータで構成すれば、この絶縁型コンバータでエネルギーの供給・回生だけでなく、電圧変換も行うことができるので、所定の出力電圧を得るためのＤＣ－ＤＣコンバータ（プリレギュレータ）は不要となる。そのため、全体の電圧変換回数を減らすことで、効率の低下を防止できる。例えば、プリレギュレータの効率を９０％、双方向コンバータの効率を９０％とすると、２段変換の場合、全体の電力変換効率は９０％×９０％＝８１％になるが、双方向コンバータで電圧変換も行えば、電力変換効率は９０％で済む。
《第１５の実施形態》
　図２５、図２６は第１５の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置の、出力キャパシタに対する供給・回生制御について示す図である。
　図２５は双方向コンバータの供給期間と回生期間が別々である場合（１フェーズ）の例である。ここで、単位時間（t0からt2までの期間）当たりの入力信号の振幅変化をΔRFref(t2-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を－ΔQ(t2-t1)、出力キャパシタの容量をCoutで表すと、次式を満たすよう制御する。
　ΔVout＝ΔRFref(t2-t0)×Gain ＝ ｛+ΔQ(t1-t0)－ΔQ(t2-t1)｝／Cout
　図２５中の山形は出力キャパシタに流れる電流、その面積は出力キャパシタの電荷移動量である。この例では、トータルで回生動作となり、ΔＶｏｕｔは負である。
　このようなタイミング制御により入力信号に対する追従性の良い出力電圧を得ることができる。
　図２６は双方向コンバータの供給と回生を同時に行う場合（２フェーズ）の例である。ここで、単位時間（t0からt1までの期間）当たりの入力信号の振幅変化をΔRFref(t1-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を－ΔQ(t1-t0)、出力キャパシタの容量をCoutで表すと、次式を満たすよう制御する。
　ΔVout＝ΔRFref(t1-t0)×Gain ＝ ｛+ΔQ(t1-t0)－ΔQ(t1-t0)｝／Cout
　図２６中の山形は出力キャパシタに流れる電流、その面積は出力キャパシタの電荷移動量である。この例では、トータルで回生動作となり、ΔＶｏｕｔは負である。
　このような２フェーズまたはそれ以上のマルチフェーズで供給・回生を行えば、入力信号に対する追従性のより良い出力電圧を得ることができる。
《第１６の実施形態》
　図２７は第１６の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置について、その振幅変化監視回路が入力信号に追従して双方向コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するための処理内容を示す図である。
　まず、入力信号を微分してΔＲＦｒｅｆ値およびその正負を検出し、ΔＲＦｒｅｆ値をΔＲＦｒｅｆレジスタに入れる。ΔＲＦｒｅｆ値がプラスであれば、必要な＋ΔＱ電荷を算出し、ΔＲＦｒｅｆ値がマイナスであれば、必要な－ΔＱ電荷を算出する。この±ΔＱの値に応じてどのコンバータに電荷供給・回生を担当させるかを振り分ける。すなわち、＋ΔＱの値を「＋ΔＱ＝大」「＋ΔＱ＝中」「＋ΔＱ＝小」三つの値に分けて、それぞれデューティサイクルレジスタＤＣＲ１，ＤＣＲ２，ＤＣＲ３に入れる。また、－ΔＱについても同様に、－ΔＱの値を「－ΔＱ＝大」「－ΔＱ＝中」「－ΔＱ＝小」三つの値に分けて、それぞれデューティサイクルレジスタＤＣＲ４，ＤＣＲ５，ＤＣＲ６に入れる。
　デジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１～ＤＰＷＭ６は上記デューティサイクルレジスタＤＣＲ１～ＤＣＲ６の値に応じたオンデューティ比の信号を出力する。デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器ＤＴ＆ＣＯＭＰ１～ＤＴ＆ＣＯＭＰ６はデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭ１～ＤＰＷＭ６の出力信号に応じて双方向コンバータの整流スイッチ素子および転流スイッチング素子を駆動する。
　図２８はフィードバック制御およびその他の制御ブロックの処理内容を含めて示した図である。図２８において「フィードフォワード制御ブロック」は図２７に示した構成を簡略化して表したものである。図２８において「フィードバック制御ブロック」では、時刻ｔ０における入力信号の振幅変化ΔRFref(t0)と遅延時間Ｔｄ後の出力電圧Vout(t0+Td)とを基にして、増幅度Vout／RFrefを求め、それに応じて設計上の増幅度Gainとのずれを微調整するための＋ΔＱ，－ΔＱを求め、フィードフォワード制御ブロックの「必要な＋ΔＱまたは－ΔＱ電荷の計算」で求められる値を微調整する。
　また、「フィードバック制御ブロック」では、前回タイミングでのVout(a)と今回タイミングでのVout(b)との差分ΔVout(b-a)を算出し、前回タイミングでの出力キャパシタに流れる電流Icout(a)と今回タイミングでのIcout(b)との差分の時間積分値ΔQout(b-a)を算出する。そして、時刻ｂでの出力キャパシタの容量を算出し、設計上の容量とのずれを微調整するための＋ΔＱ，－ΔＱを求め、フィードフォワード制御ブロックの「必要な＋ΔＱまたは－ΔＱ電荷の計算」で用いられる値を調整する。
　「その他の制御ブロック」では、Voutが所定の上限値を超えたとき、またはIcoutが所定の上限値を超えたときにデューティサイクルレジスタＤＣＲｎのオンデューティ比を制限する。これにより過電圧保護または過電流保護を行う。また、外部からの強制ＯＮ／ＯＦＦ信号に応じてデジタルＰＷＭ回路ＤＰＷＭｎを強制的にＯＦＦ（オンデューティ０）にする。さらに、ウォッチドッグタイマーがタイムアップすれば、外部へアラーム出力を行う。
　図２９は前記フィードバック制御ブロックによる微調整を含めた必要な＋ΔＱまたは－ΔＱの計算処理内容を示す図である。設計値の増幅度Gainより実際の増幅度が低い場合にはΔＱだけ増し、設計値の増幅度Gainより実際の増幅度が高い場合にはΔＱだけ減じる。また、時刻ｂの出力キャパシタの容量Coutが設計値より低い場合にはΔＱだけ減じ、設計値より高い場合にはΔＱだけ増す。
　図３０は前記電荷担当の振り分け処理の例を示す図である。この処理は実際のエンベロープのｄＶ／ｄｔの変動値（max-min）をフェーズ数で分割し、ｄＶ／ｄｔの値の範囲に応じてコンバータ毎のデューティサイクルレジスタＤＣＲの値を定める。
　ｄＶ／ｄｔが１７０以上２５６以下であれば、Lout小で供給量大のコンバータＣＯＮＶ１がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ１用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ１の値を定める。
　ｄＶ／ｄｔが８５以上１７０未満であれば、Lout中で供給量中のコンバータＣＯＮＶ２がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ２用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ２の値を定める。
　同様に、ｄＶ／ｄｔが０を超え８５未満であれば、Lout大で供給量小のコンバータＣＯＮＶ３がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ３用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ３の値を定める。
　ｄＶ／ｄｔが－２５６以上－１７０以下であれば、Lout小で回生量大のコンバータがＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ４用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ４の値を定める。
　ｄＶ／ｄｔが－１７０を超え－８５以下であれば、Lout中で回生量中のコンバータＣＯＮＶ５がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ５用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ５の値を定める。
　同様に、ｄＶ／ｄｔが－８５を超え０未満であれば、Lout大で回生量小のコンバータＣＯＮＶ６がＯＮを継続するように、前の状態がＯＮモード時は引き続きＯＮを継続し、前の状態がＳＬＥＥＰモード時は解除してＯＮに移行するよう、コンバータＣＯＮＶ６用のデューティサイクルレジスタＤＣＲ６の値を定める。
《第１７の実施形態》
　図３１は入力信号の微分値ｄＶ／ｄｔに応じて不感帯を設ける例を示す図である。微分値ｄＶ／ｄｔがプラスで大であれば、供給量の大きな供給コンバータＣＯＮＶ１を使用し、ｄＶ／ｄｔがプラスで中であれば、供給量の中程度の供給コンバータＣＯＮＶ２を使用し、ｄＶ／ｄｔがプラスで小であれば、供給量の小さな供給コンバータＣＯＮＶ３を使用する。また、ｄＶ／ｄｔがマイナスで大であれば、回生量の大きな回生コンバータＣＯＮＶ４を使用し、ｄＶ／ｄｔがマイナスで中であれば、回生量の中程度の回生コンバータＣＯＮＶ５を使用し、ｄＶ／ｄｔがマイナスで小であれば、回生量の小さな回生コンバータＣＯＮＶ６を使用する。
　図３１（Ｂ）に示す例のように、微分値ｄＶ／ｄｔの絶対値が小さい範囲で変位を続ける場合に、コンバータＣＯＮＶ３の供給動作およびコンバータＣＯＮＶ６の回生動作が頻繁に行き来することになる。これに対し、図３１（Ａ）に示すように、微分値ｄＶ／ｄｔの絶対値が小さくて不感帯に入る場合には、コンバータＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶ６のいずれも停止する。このことにより、コンバータＣＯＮＶ３の供給動作およびコンバータＣＯＮＶ６の回生動作が頻繁に行き来する現象が防止され、デューティサイクルレジスタＤＣＲ３，ＤＣＲ６の処理の集中が緩和されるとともに、動作が安定化する。
《第１８の実施形態》
　図３２（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａの構成を示すブロック図である。図３２（Ｂ）は出力電圧の波形図である。
　図３２（Ａ）に示すように、この高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ａは双方向コンバータＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶｎの出力部にバイアス電圧重畳回路を設けている。このバイアス電圧重畳回路は、直流バイアス電圧を発生して、複数の双方向コンバータＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶｎの出力に重畳する回路である。この直流バイアス電圧を発生する回路は単一または複数の双方向コンバータで構成する。或いは、入力電圧の入力部前段に備えた電圧安定化回路より供給する。
　図３２（Ｂ）に示すように出力電圧は直流バイアス電圧を常に超える値となり、このバイアス電圧を超える範囲で入力信号のエンベロープに追従した出力電圧となる。この構成により、出力電圧変動範囲が狭くなり、制御範囲が限定されるので制御性が高まる。
　図３３（Ａ）は第１８の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの構成を示すブロック図である。この高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂは、図３２（Ａ）に示した高周波電力増幅回路用電源装置のより具体的な例である。図３３（Ｂ）は高周波電力増幅回路用電源装置１１８Ｂの出力電圧の波形図である。図３３（Ａ）において、双方向コンバータＣＯＮＶｍは、入力電圧の入力部前段に備えられた双方向コンバータであり、直流バイアス電圧を供給する。
　直流バイアス電圧を超えない範囲で、高周波電力増幅回路（出力電圧が供給される負荷）が可変抵抗性となる場合は、入力電圧と時比率によって出力電圧が一義的に決まるよう、直流バイアス電圧を発生する双方向コンバータＣＯＮＶｍの動作モードは、そのチョークコイル電流が連続的に流れる動作モードであることが好ましい。このことにより、フィードフォワードでの制御性が高まる。またこの直流バイアス電圧は必要に応じ変動させることも可能である。
《第１９の実施形態》
　図３４は第１９の実施形態の高周波電力増幅回路用電源装置１１９の構成を示すブロック図である。
　コンバータ切替回路１１が出力するパルス信号は後段のデバイス遅延の影響を受けるため、ターンオン時の立ち上がりエッジの遅延時間およびターンオフ時の立ち下がりエッジの遅延時間を独立して合わせるON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｈ，１７Ｌをハイサイドのスイッチ素子とローサイドのスイッチ素子についてそれぞれ備えている。ＦＥＴドライバ１８ＬはON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｌの出力信号でローサイドのスイッチ素子Ｑ２２を駆動する。アイソレータ＆ＦＥＴドライバ１８ＨはON&OFF時エッジ遅延独立調整部１７Ｈの出力信号でハイサイドのスイッチ素子Ｑ１１を駆動する。これらの遅延調整部１８Ｈ，１８Ｌはシフトレジスタなどで構成される。
　このように遅延調整部を演算用マイクロプロセッサＭＰＵ内部に備え、実際のデバイス遅延のバラツキに応じてタイミングの合ったパルス信号を各コンバータに供給する。
　演算用マイクロプロセッサＭＰＵ内部で処理されるデジタルデータの演算遅延時間は予想できるが、コンバータ切替回路１１が出力したパルス信号を受けるパルストランス、デジタルアイソレータ、フォトカプラ、FETドライバ、スイッチ素子（FET等）など、主にパワー半導体のON、OFFそれぞれの伝搬遅延時間のバラツキは相対的に非常に大きい。この実機のバラツキが問題となるが、これらのバラツキに応じてターンオンまたはターンオフの遅延を個別に調整することにより、例えば生産工程において個々の調整が可能となり、演算処理されたデータで正確にパワー半導体のON/OFFを制御することができる。
ＣＮＴ…スイッチングコントローラ
Ｃｏ…出力キャパシタ
ＣＯＮＶ１～ＣＯＮＶ６，ＣＯＮＶｎ…双方向コンバータ
ＣＯＮＶ１，ＣＯＮＶ２，ＣＯＮＶ３…供給コンバータ
ＣＯＮＶ４，ＣＯＮＶ５，ＣＯＮＶ６…回生コンバータ
Ｄ１２，Ｄ２２，Ｄ３２…転流ダイオード
Ｄ４１，Ｄ５１，Ｄ６１…整流ダイオード
ＤＣＲ１～ＤＣＲ６，ＤＣＲｎ…デューティサイクルレジスタ
ＤＰＷＭ１～ＤＰＷＭｎ…ＰＷＭ回路
ＤＲＶ…駆動回路
ＤＴ…デッドタイム付きコンプリメンタリ出力生成器
ＥＳＣ…出力側エネルギー蓄積素子
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ４，Ｌｎ…チョークコイル
ＭＰＵ…演算用マイクロプロセッサ
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑｎ１…整流スイッチ素子
Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ４２，Ｑｎ２…転流スイッチ素子
ＲＥＳＣ…回生エネルギー蓄積素子
ＲＦｉｎ…高周波信号
ＲＦｏｕｔ…高周波電力信号
ＳＣ…蓄電池
Ｔ１…トランス
Ｔ２…パルストランス
１０…振幅変化監視回路
１１…コンバータ切替回路
１２…遅延時間検知回路
１３…出力キャパシタ容量推測手段
１４…デバイス制御用インタフェース部
１５…ウォッチドッグタイマー回路
１６…強制停止回路
１７Ｈ，１７Ｌ…ON&OFF時エッジ遅延独立調整部
１８Ｈ…アイソレータ＆ＦＥＴドライバ
１８Ｌ…ＦＥＴドライバ
２０…ＲＦ信号処理回路
２１…ひずみ補正回路
２２…遅延調整回路
１０１～１０６，１０８，１１０～１１４，１１８，１１９…高周波電力増幅回路用電源装置
２０１，２０６，２１１，２１２…高周波電力増幅装置
３００…電圧安定化回路

Claims (23)

  1. 　高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置において、
    　入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
    　前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅回路用電源装置。
  2. 　前記双方向コンバータの前記出力部に出力側エネルギー蓄積素子を備え、前記双方向コンバータの前記入力部に、前記出力側エネルギー蓄積素子から回生されるエネルギーを蓄える回生エネルギー蓄積素子を備える、請求項１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  3. 　前記双方向コンバータは複数備えられ、
    　前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅変化に基づいて、前記複数の双方向コンバータによる供給または回生を切り替える切替回路を備えた、請求項１または２に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  4. 　前記複数の双方向コンバータは供給または回生するエネルギー量がそれぞれ異なる、請求項３に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  5. 　前記複数の双方向コンバータが供給または回生するエネルギー量は、チョークコイルのインダクタンスまたは回路に寄生するインダクタンス成分の違いによりそれぞれ異なる、請求項４に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  6. 　前記双方向コンバータはスイッチング素子およびこのスイッチング素子のオン時間またはオフ時間の制御により供給または回生するエネルギー量を制御するスイッチング制御回路を備え、
    　前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子の時比率、スイッチング周波数、スリープ時間およびバーストの時間の制御のいずれかを組み合わせた制御を行う請求項１～５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  7. 　前記高周波信号の振幅変化に対する前記出力電圧の変化の遅延時間を把握する遅延時間検知回路を備えた、請求項１～６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  8. 　前記振幅変化監視回路は、前記出力側エネルギー蓄積素子の容量値と、前記高周波信号の振幅変化とに基づいて、前記出力側エネルギー蓄積素子へ供給するまたは回生する電荷量を調整する供給回生電荷量調整手段を備えた、請求項１～７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  9. 　前記振幅変化監視回路は前記高周波信号の振幅の微分値を求める手段を備え、
    　前記供給回生電荷量調整手段は、前記高周波信号の振幅変化の傾きが大きいほど、前記出力側エネルギー蓄積素子へ供給するまたは前記出力側エネルギー蓄積素子から回生する電荷量を増加させる、請求項８に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  10. 　前記振幅変化監視回路は、前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧および電流を検出して、前記出力側エネルギー蓄積素子の容量を推測する出力容量推測手段を備えた、請求項１～７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  11. 　前記出力容量推測手段は、前記出力側エネルギー蓄積素子へ流れる電流から電荷移動量を検出し、この電荷移動量を前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧の変化量で除した値を前記出力側エネルギー蓄積素子の容量とする計算手段である、請求項１０に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  12. 　前記出力容量推測手段は、前記出力側エネルギー蓄積素子への印加電圧および電流を、サンプリングし、デジタル信号に変換し、複数点間のデータに基づくデジタル演算により前記出力側エネルギー蓄積素子の容量を推測する、請求項１０または１１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  13. 　前記振幅変化監視回路はマイクロプロセッサを備え、
    　前記マイクロプロセッサは、前記双方向コンバータの動作／停止を切り替える手段と、前記双方向コンバータの異常を検知する手段と、この異常検知時に、前記双方向コンバータの動作を停止する手段を備えた、請求項１～１２のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  14. 　前記入力電圧の入力部前段に、電圧安定化回路を備えた、請求項１～１３のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  15. 　前記双方向コンバータは、絶縁トランスを備えた、絶縁型コンバータで構成した、請求項１～１４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  16. 　前記振幅変化監視回路は、単位時間（t0からt1までの期間）当たりの高周波信号の振幅変化をΔRFref(t1-t0)、必要なゲインをGain、供給する電荷量を+ΔQ(t1-t0)、回生する電荷量を －ΔQ(t1-t0)、出力側エネルギー蓄積素子の容量をCout、出力電圧変化をΔVoutで表した場合、
    　ΔVout＝ΔRFref(t1-t0)×Gain＝ 〔+ΔQ(t1-t0)－ΔQ(t1-t0)〕／Cout
    を満たす制御を行う、請求項１～１５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  17. 　前記振幅変化監視回路はマイクロプロセッサを備え、
    　前記マイクロプロセッサは、前記双方向コンバータを離散的にＯＮ／ＯＦＦして前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する、請求項１～１６のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  18. 　前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅の微分値から求めた供給・回生電荷量を基に、複数の双方向コンバータのうち各双方向コンバータが供給または回生する電荷量の分担を求め、各双方向コンバータをＯＮ／ＯＦＦ制御させるパルス発生器を備えた、請求項１７に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  19. 　前記パルス発生器は、各双方向コンバータのターンオン時の遅延時間およびターンオフ時の遅延時間を独立して合わせる遅延素子を備えた、請求項１８に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  20. 　前記振幅変化監視回路は、前記高周波信号の振幅の微分値がしきい値未満である場合に、前記双方向コンバータの離散的なＯＮ／ＯＦＦ制御を停止する不感帯制御を行う手段を備る、請求項１７～１９のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  21. 　前記出力部に直流のバイアス電圧を重畳する直流バイアス電圧重畳手段を備えた、請求項１～２０のいずれかに記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  22. 　前記直流バイアス電圧重畳手段は双方向コンバータおよびこの双方向コンバータが発生する前記バイアス電圧を時間軸上で変更する制御回路で構成された、請求項２１に記載の高周波電力増幅回路用電源装置。
  23. 　高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、この高周波電力増幅回路へ電源電圧として供給する出力電圧を前記高周波信号の振幅変化に応じて変化させる高周波電力増幅回路用電源装置とを備えた高周波電力増幅装置において、
    　入力電圧の入力部と前記出力電圧の出力部との間に設けられた単一または複数の、電荷供給・回生が可能な双方向コンバータと、
    　前記高周波信号の振幅変化を検出し、前記出力電圧が前記高周波信号の振幅変化に追従するように、前記双方向コンバータによる電荷供給・回生を制御する振幅変化監視回路と、を備えたことを特徴とする高周波電力増幅装置。
PCT/JP2012/063435 2011-06-22 2012-05-25 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置 Ceased WO2012176578A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201280030646.3A CN103636119B (zh) 2011-06-22 2012-05-25 用于高频功率放大电路的电源装置以及高频功率放大装置
JP2013521506A JP5742939B2 (ja) 2011-06-22 2012-05-25 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置
US14/132,047 US9148090B2 (en) 2011-06-22 2013-12-18 Power supply device for high frequency power amplification circuit and high frequency power amplification device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-138852 2011-06-22
JP2011138852 2011-06-22

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/132,047 Continuation US9148090B2 (en) 2011-06-22 2013-12-18 Power supply device for high frequency power amplification circuit and high frequency power amplification device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012176578A1 true WO2012176578A1 (ja) 2012-12-27

Family

ID=47422420

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/063435 Ceased WO2012176578A1 (ja) 2011-06-22 2012-05-25 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9148090B2 (ja)
JP (1) JP5742939B2 (ja)
CN (1) CN103636119B (ja)
WO (1) WO2012176578A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014131430A (ja) * 2012-12-28 2014-07-10 Daikin Ind Ltd モータ駆動装置
KR101601607B1 (ko) * 2015-08-27 2016-03-09 (주)케이피 조명 일체형 확장 제어용 엘이디 조명 장치
JP2018093446A (ja) * 2016-12-07 2018-06-14 株式会社東芝 遅延回路
JP2024125337A (ja) * 2019-09-27 2024-09-18 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド 携帯デバイス、包絡線追跡システム、及び包絡線追跡の方法

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013168598A1 (ja) * 2012-05-08 2013-11-14 株式会社村田製作所 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置
US9685981B2 (en) * 2015-03-06 2017-06-20 Apple Inc. Radio frequency system hybrid power amplifier systems and methods
US9948127B2 (en) * 2015-07-13 2018-04-17 Nxp B.V. Voltage supply compensation
US10181820B2 (en) * 2016-05-17 2019-01-15 Skyworks Solutions, Inc. Power amplification system with envelope-based bias
KR102502419B1 (ko) 2016-06-02 2023-02-22 삼성전기주식회사 단일 비교기를 갖는 멀티 페이즈 전원 장치
CN110138343B (zh) * 2019-05-27 2024-11-19 陕西亚成微电子股份有限公司 一种基于反馈的用于射频功率放大器的电源
US11223325B2 (en) 2019-09-27 2022-01-11 Skyworks Solutions, Inc. Multi-level envelope tracking systems with adjusted voltage steps
US11558016B2 (en) 2020-03-12 2023-01-17 Qorvo Us, Inc. Fast-switching average power tracking power management integrated circuit
US11736076B2 (en) 2020-06-10 2023-08-22 Qorvo Us, Inc. Average power tracking power management circuit
US11579646B2 (en) 2020-06-11 2023-02-14 Qorvo Us, Inc. Power management circuit for fast average power tracking voltage switching
US11894767B2 (en) 2020-07-15 2024-02-06 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to reduce rush current
US11349468B2 (en) 2020-07-24 2022-05-31 Qorvo Us, Inc. Target voltage circuit for fast voltage switching
US11539290B2 (en) 2020-07-30 2022-12-27 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable with low battery
US11619957B2 (en) * 2020-08-18 2023-04-04 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to reduce energy loss
US11482970B2 (en) 2020-09-03 2022-10-25 Qorvo Us, Inc. Power management circuit operable to adjust voltage within a defined interval(s)
US11699950B2 (en) 2020-12-17 2023-07-11 Qorvo Us, Inc. Fast-switching power management circuit operable to prolong battery life
US11328902B1 (en) 2021-06-09 2022-05-10 XP Power Limited Radio frequency generator providing complex RF pulse pattern
US11906992B2 (en) 2021-09-16 2024-02-20 Qorvo Us, Inc. Distributed power management circuit
US12355407B2 (en) 2021-10-14 2025-07-08 Qorvo Us, Inc. Circuit and method for intra-symbol voltage modulation
US12381524B2 (en) 2021-10-14 2025-08-05 Qorvo Us, Inc. Multi-voltage generation circuit
US12237854B2 (en) 2021-10-14 2025-02-25 Qorvo Us, Inc. Circuit and method for inter-symbol and intra-symbol voltage modulation
US12335073B2 (en) 2021-11-04 2025-06-17 Qorvo Us, Inc. Intra-symbol voltage modulation in a wireless communication circuit
CN115615307A (zh) * 2022-09-30 2023-01-17 株洲中航科技发展有限公司 电感式位移传感器探头温漂补偿电路
JP2024078708A (ja) * 2022-11-30 2024-06-11 富士通株式会社 スイッチング電源、増幅装置及び通信装置
CN116879636B (zh) * 2023-09-08 2023-12-08 湖南大学 一种LLC变换器输出侧DC-link电容在线监测系统与方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009099056A1 (ja) * 2008-02-08 2009-08-13 Sumitomo Electric Industries, Ltd. 包絡線追跡電源回路及びそれを含む高周波増幅器
JP2010016794A (ja) * 2008-01-11 2010-01-21 Toshiba Corp 電力増幅装置
JP2010206883A (ja) * 2009-03-02 2010-09-16 Fujitsu Telecom Networks Ltd 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2398648B (en) 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
KR100767763B1 (ko) * 2003-09-16 2007-10-17 노키아 코포레이션 폴라 송신기내에 사용되는 하이브리드 스위치드 모드/선형 전력 증폭기 전력 공급원을 구비한 무선 주파수 송신기
JP5003134B2 (ja) * 2006-01-10 2012-08-15 日本電気株式会社 増幅装置
US8093946B2 (en) * 2006-03-17 2012-01-10 Nujira Limited Joint optimisation of supply and bias modulation
US8670731B2 (en) 2008-06-30 2014-03-11 Nec Corporation Power amplification apparatus and power amplification method
JP5472119B2 (ja) 2008-12-25 2014-04-16 日本電気株式会社 電力増幅装置
KR101101691B1 (ko) * 2010-07-28 2011-12-30 한국과학기술원 전력 증폭기
US8723490B2 (en) * 2010-08-30 2014-05-13 Intersil Americas Inc. Controlling a bidirectional DC-to-DC converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010016794A (ja) * 2008-01-11 2010-01-21 Toshiba Corp 電力増幅装置
WO2009099056A1 (ja) * 2008-02-08 2009-08-13 Sumitomo Electric Industries, Ltd. 包絡線追跡電源回路及びそれを含む高周波増幅器
JP2010206883A (ja) * 2009-03-02 2010-09-16 Fujitsu Telecom Networks Ltd 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014131430A (ja) * 2012-12-28 2014-07-10 Daikin Ind Ltd モータ駆動装置
KR101601607B1 (ko) * 2015-08-27 2016-03-09 (주)케이피 조명 일체형 확장 제어용 엘이디 조명 장치
JP2018093446A (ja) * 2016-12-07 2018-06-14 株式会社東芝 遅延回路
JP2024125337A (ja) * 2019-09-27 2024-09-18 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド 携帯デバイス、包絡線追跡システム、及び包絡線追跡の方法
JP7622286B2 (ja) 2019-09-27 2025-01-27 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド 携帯デバイス、包絡線追跡システム、及び包絡線追跡の方法
US12334873B2 (en) 2019-09-27 2025-06-17 Skyworks Solutions, Inc. Multi-level envelope tracking systems with separate DC and AC paths

Also Published As

Publication number Publication date
CN103636119A (zh) 2014-03-12
JP5742939B2 (ja) 2015-07-01
JPWO2012176578A1 (ja) 2015-02-23
US9148090B2 (en) 2015-09-29
US20150002232A1 (en) 2015-01-01
CN103636119B (zh) 2016-06-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5742939B2 (ja) 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置
TWI473394B (zh) 切換式電源供應器及其驅動電路與控制方法
EP2466740B1 (en) Circuit of high efficient buck-boost switching regulator and control method thereof
US9281753B2 (en) LLC converter with dynamic gain transformation for wide input and output range
US7279967B2 (en) Multi-channel, multi-power class D amplifier with regulated power supply
US7518895B2 (en) High-efficiency power converter system
US9160249B2 (en) Power conversion apparatus having an AC/DC converter which outputs to a DC/DC converter which is controlled by a controller
JP5713145B2 (ja) 高周波電力増幅回路用電源装置および高周波電力増幅装置
EP2169817B1 (en) A power supply adjusting unit
US10819222B2 (en) Circuitry for power factor correction and methods of operation
TWI610529B (zh) 切換電路、電源供應電路及包括其之電路配置、及用於切換電路中之方法
US11742766B2 (en) Welding power supply with extended voltage characteristic
Amò et al. 17.6 Envelope modulator for multimode transmitters with AC-coupled multilevel regulators
JP6623585B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5930700B2 (ja) スイッチング電源装置及びその制御方法
WO2014034530A1 (ja) スイッチング電源装置
US20240154534A1 (en) Modulation to extend zero-voltage switching margin for dual-active bridge converter
CN113394977A (zh) 开关电源装置
US9705412B2 (en) Pulsed feedback switching converter
US9068901B1 (en) Multi-phase power amplifier
Kim et al. Soft Start-Up Scheme of Dual Active Half-Bridge Converter for Mitigating Dead-time Effects
Zhao et al. A novel method of phase-shifted full-bridge converter to improve efficiency under light load condition
Zhang et al. A triangle phase-shift control strategy for interleaved critical-mode power converters
Wu et al. A high-efficiency hysteresis buck converter using auto selectable frequency-locked techniques

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12802639

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013521506

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12802639

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1