WO2012146421A1 - Verfahren zum betrieb einer drehfeldmaschine - Google Patents

Verfahren zum betrieb einer drehfeldmaschine Download PDF

Info

Publication number
WO2012146421A1
WO2012146421A1 PCT/EP2012/053540 EP2012053540W WO2012146421A1 WO 2012146421 A1 WO2012146421 A1 WO 2012146421A1 EP 2012053540 W EP2012053540 W EP 2012053540W WO 2012146421 A1 WO2012146421 A1 WO 2012146421A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pwm
default value
modified
determined
largest
Prior art date
Application number
PCT/EP2012/053540
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hassan Lamsahel
Original Assignee
Zf Friedrichshafen Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zf Friedrichshafen Ag filed Critical Zf Friedrichshafen Ag
Publication of WO2012146421A1 publication Critical patent/WO2012146421A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a method for operating a rotating field machine according to the preamble of claim 1.
  • PSM pulse width modulation
  • ASM space vector modulation
  • the generated PWM values from the controller or controller to produce a particular voltage vector will vary with the desired voltage frequency and amplitude.
  • the magnitude of the amplitude is a measure of the length of the imposed voltage vector on the inverter.
  • the switch losses are formed by the product of the applied voltage across the semiconductor switch and the current flowing through it.
  • the voltage is determined by the intermediate circuit voltage at the DC link capacitor. It is usually constant. That is, the larger the current in one phase, the greater the switching losses on the semiconductor in this phase. The switching losses are therefore greatest in the switch that carries the largest current.
  • the present invention has the object to overcome the above-described disadvantages of the prior art and a method, in particular a modulation method, for operating a Drehfeidma- to propose machine in which the induction machine with reduced switching losses is operable.
  • a method for operating an induction machine on an inverter in particular a voltage source inverter, is proposed.
  • Such has a voltage intermediate circuit on the network side, which is preferably formed by means of a DC link capacitor.
  • the inverter has power switches, e.g. MOSFETs or IGBTs which are arranged in half bridges of an inverter bridge circuit as a high-side power switch or low-side power switch.
  • the inverter is formed by means of a B6 bridge circuit, which can be controlled by a driver stage, in particular of the inverter.
  • a rotary field machine on the inverter For operation of a rotary field machine on the inverter is provided to adjust the induction motor voltage vectors by means of the inverter by suitable switching positions of the circuit breaker thereof, in particular one voltage vector - preferably a space vector modulation voltage vector - during each of a PWM period.
  • the inverter is in this case by means of PWM default values for the respective PWM periods operable, which default of a control or a controller for controlling the phases U, V, W associated with the inverter induction machine or for adjusting the voltage vector of the induction machine depending PWM period are made available again, ie fed to a driver stage of the inverter as an input variable.
  • the latter can thereafter switch the power switches of the inverter according to the PWM default values which express duty cycles for a space vector modulation, and thus set a voltage based on the PWM default values. set vector.
  • Discrete PWM default values are provided for each phase U, V, W.
  • phase current sensors can preferably be used which are assigned to the phases U, V, W and can output the magnitude of a phase current of a phase corresponding to an amplitude thereof.
  • all three phase current amounts can be measured directly by three current sensors or only two of the phase current amounts by two current sensors, wherein the third phase current amount is then measured on the basis of FIG. Kirchhoff's rule is calculated.
  • PWM default values in particular three PWM default values or one PWM default value for each phase U, V, W, for the following PWM period depending on determined phase current amounts are modified, wherein by means of one of the thus modified PWM default values, a circuit breaker of the inverter over a whole PWM period of the following PWM period is turned on.
  • modified PWM default values are determined for the following PWM period for all phases U, V, W, by means of which the power switches of the inverter are operated in the following PWM period.
  • modified PWM default values for a PWM period In this respect, an intentionally predetermined voltage vector, which was originally predetermined by means of the PWM predefined values, is adjusted without distortion and with low losses.
  • the PWM default values for the respective phases U, V, W of the induction machine are compared, and a largest, a smallest and a PWM default value lying between the largest and the smallest PWM default values are determined.
  • the magnitude of the phase current of the phase for which the largest determined PWM default value is given is compared with the magnitude of the phase current of the phase for which the smallest determined PWM default value is predetermined.
  • the inverter's high-side switch for Phase for which the largest determined PWM default value was determined, switched through with a first determined and modified largest PWM default value in the subsequent PWM period and determines a first modified minimum and a first modified mean PWM default value for the subsequent PWM period and each output to the inverter for setting the voltage vector.
  • the low-side switch of the inverter for the phase for which the smallest PWM default value was determined is switched through with a second determined and modified largest PWM default value in the following PWM period, and a second modified middle and a second modified one largest PWM default value for the following PWM period is determined and output to the inverter each time to set the voltage vector.
  • first or second modified PWM default values are determined and output, i. only alternative.
  • This method can advantageously ensure that a high switching loss reduction results in the following PWM period, since a switch, which is to lead a high current subsequently - recognizable from the respective PWM default value - and currently - recognizable on the basis of the determined current amounts - already leads, while it is not switched off or turned on but is switched through over the entire period.
  • a switch which is to lead a high current subsequently - recognizable from the respective PWM default value - and currently - recognizable on the basis of the determined current amounts - already leads, while it is not switched off or turned on but is switched through over the entire period.
  • For the determined second modified smallest PWM default value is provided to set the same to 0%, so that a negatively signed current leading low-side switch for a maximum duration remains switched.
  • PWMmidmod (PWMmaxmod "PWM max ) + PWM mid
  • PWM denotes midm0C
  • PWMmaxmod the first modified largest PWM default value
  • PWMmax the largest PWM default value
  • a first modified smallest PWM default value is determined by equation 2), where
  • PWMminmod (PWM ma xmod "PWM ma x) + PWM m in
  • PWMminmod denotes the first modified PWM smallest preset value, the first modified PWMmaxmod largest PWM command value, PWMmax the largest PWM command value, and PWM min the smallest PWM default value.
  • a second modified largest PWM default value can be determined using Equation 3), where
  • PWM ma xmod denotes the second modified largest PWM default value
  • PWM ma x the largest PWM default value
  • PWMmin the smallest PWM default value
  • PWMminmod the second modified smallest PWM default value
  • PWMmidmod PWMmid "(PWM min - PWMminmod)
  • PWMmidmod denotes the second modified mean PWM default value
  • PWMmid the mean PWM default value
  • PWMmin the smallest PWM default value
  • PWM mi nmod the second modified smallest PWM default value
  • the PWM default values and / or the modified first and second PWM default values in each case express duty cycles for controlling the phases of the induction machine by means of the inverter.
  • Also proposed within the scope of the present invention is an apparatus for operating a rotating field machine having an inverter as described above, wherein the apparatus for operating the inverter is formed by means of first and second modified PWM default values according to the method described above.
  • the method can be carried out computerized, in particular continuously, e.g. by means of a microcontroller, e.g. a control or regulation of a device according to the invention, in particular e.g. the same control or regulation which also calculates the PWM default values.
  • the method can cover the entire operating range of a particular three-phase induction machine, e.g. a synchronous or an asynchronous machine cover.
  • the proposed method or the proposed device is particularly suitable for motor vehicles in order to relieve the local energy storage systems (batteries, fuel cells) and / or energy management systems by reducing the switching losses.
  • it is therefore suitable in vehicles with an internal combustion engine-electric motor hybrid powertrain or a pure electric motor drive train.
  • the method or the device is used in particular for actuating a three-phase motor of an actuator system, preferably a power steering assistance, chassis or Antriebsstrangaktorik, or for actuating a three-phase motor of a traction drive of the drive train.
  • FIG. 1 shows by way of example a voltage source inverter with a rotary field machine operable by the latter
  • FIG. 2 shows by way of example an equivalent circuit diagram for the arrangement according to FIG. 1;
  • FIG. 3 shows by way of example and schematically a flowchart of a method for operating an inverter according to a possible embodiment of the invention.
  • FIG. 1 shows by way of example and schematically a pulse inverter 1 with a voltage intermediate circuit 2, which is formed by means of a DC link capacitor 3.
  • the inverter 1 is formed in B6 bridge circuit with three half-bridges, each having two power switches T1, T2 and T3, T4, and T5, T6 in the form of MOSFETs.
  • Three power switches T1, T3, T5 of the inverter 1 are arranged as a high-side power switch, three switches T2, T4, T6 as a low-side power switch.
  • the center taps of the half bridges are each electrically connected to a phase U or V or W of a rotary field machine 4.
  • the voltage vectors which are customary in a space vector modulation method, can be set on the induction machine 4 via a driver stage, not shown, of the inverter 1, i. about the eight possible switching states of the power switches T1 to T6 of the inverter 1.
  • a turn-on state of a half-bridge for a phase U, V, W is controlled via a PWM default value PWM1, PWM2, PWM3 corresponding to a duty cycle per PWM period.
  • 2 illustrates an equivalent circuit diagram in which chem two switches T1, T2 or T3, T4 or T5, T6 each a half-bridge as a switch Su, Sv, Sw are shown according to the functionality of the inverter 1.
  • each switch Su, Sv, Sw between high-side and low-side potential for a certain duration per PWM period of -. 1 to +1 (or vice versa), wherein the high-side potential is illustrated by the switch position +1, low-side potential by the position -1.
  • a switch Su or Sv or Sw is in the position +1 for the entire duration of a PWM period, ie. the induction machine 4 is meanwhile on the associated phase U or V bwz. W connected to the high-side potential.
  • the switch Su, Sv, Sw is in the -1 position for the entire PWM period.
  • the induction machine 4 is meanwhile connected via the associated phase with the low-side potential.
  • a PWM default value PWM1 or PWM2 or PWM3 between zero and 1 00% indicates insofar a corresponding duty cycle corresponding to the ratio of the duration of the state +1 to the period.
  • the PWM default values PWM1, PWM2, PWM3 are determined or generated by a controller, alternatively by a control device, and used to control the switches T1 to T6. For each PWM period and phase U, V, W, a PWM default value PWM1, PWM2, PWM3 is calculated for the following PWM period. These default PWM default values PWM1, PWM2, PWM3 make it possible to set the desired currents and voltages on the induction machine 4.
  • the amplitude is determined either via three current sensors, one of which is connected to a phase U, V, W, or via two current sensors, one of which is also connected to one of the phases U, V, W, wherein the amplitude the third phase then on the basis of 1. Kirchhoff's rule is determined.
  • the generated PWM default values PWM1, PWM2, PWM3 for the individual phases U, V, W of the rotating field machine 4 are compared, ie with each other, and a maximum PWM max , a minimum PWM min and a lying between the largest and the smallest PWM command value and inasmuch medium PWM command value PWM mid determined reference numerals. 6
  • the comparison result shows that the magnitude of the phase current of the phase U, V, W having the largest PWM default value PWM max is greater than the magnitude of the phase current of the phase U, V, W having the smallest PWM default value PWM min , which corresponds to the Comparison, reference numeral 7, currently higher current leading circuit breaker so a high-side circuit breaker T1 or T3 or T5 is, which leads a positive current, is a function of the comparison result for this high-side switch, corresponding to a circuit breaker for the phase U , V, W, for which If the largest determined PWM default value PWM max has been determined, a first modified largest PWM default value is determined with which the relevant circuit breaker is switched through over its entire period in the following PWM period.
  • the high-side switch T1 or T3 or T5 switches thereafter over the entire subsequent period, so that its switching losses during the subsequent PWM period omitted.
  • a first modified minimum and a first modified average PWM default value are determined and output in each case to the inverter 1, reference numeral 8.
  • the first modified mean PWM default value is determined by equation 1), where
  • PWM midmod (PWM max mod - PWM max ) + PWM mid , where in equation 1) PWM m i dmod denotes the first modified mean PWM default value and PWM maxmod denotes the first modified largest PWM default value.
  • the first modified smallest PWM default value is determined by equation 2), where
  • PWMminmod (PWMmaxmod "PWMmax) + PWM m in, where in equation 2) PWM m inmod designates the first modified smallest PWM default value and PWMmaxmod designates the first modified largest PWM default value.
  • reference numeral 7 currently higher current-carrying circuit breaker is thus a low-side power switch T2 or T4 or T6, which leads a negative current, depending on the comparison result for this low-side switch, corresponding to a circuit breaker for the phase U, V, W, for which the smallest PWM default value PWM m i n has been determined, a second modified smallest PWM default value PWM mi nmod determined with which the respective circuit breaker is turned on in the subsequent PWM period over its entire period.
  • This second determined and modified smallest PWM preset value PWMminmod which is 0%, is output to the inverter 1 for the subsequent PWM period to set its voltage vector.
  • the second modified smallest PWM default value PWM m inmod is in this case preferably 0%, ie the low-side switch T2 or T4 or T6 switches over the entire subsequent period so that its switching losses during the subsequent period are eliminated.
  • a second modified mean and a second modified largest PWM default value are determined and respectively output to the inverter 1, reference numeral 9.
  • the second modified largest PWM default value is determined by equation 3), where
  • PWMmaxmod PWM max - (PWM m in "PWMminmod), where in equation 3) PWM ma xmod denotes the second modified largest PWM default value and PWM mi nmod denotes the second modified smallest PWM default value.
  • the second modified average PWM default value is determined by equation 4), where
  • PWMmidmod PWMmid - (PWM min - PWMminmod), wherein, in Equation 4) m PWM idmod the second modified average value, and PWM assignment PWMminmod denotes the second smallest modified PWM-default value.
  • the method of operating the rotary field machine 4 is repeatedly executed, that is, performed. in each sampling step - corresponding to a respective PWM period - again.
  • first or second modified PWM default values can always be predefined for the subsequent PWM period for the operating case, which enable a reduction of the switching losses.
  • a device for operating the inverter 1 by means of first and second modified PWM default values according to the method is in this case formed by means of a control, alternatively for example by means of a control device which receives the measured variables or determined variables of the current sensor and with the default generated PWM default values PWM1 , PWM2 and PWM3 as described above in order to calculate new, modified PWM default values.
  • REFERENCE CHARACTERS REFERENCE CHARACTERS

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine (4) an einem Wechselrichter (1) mittels jeweils an der Drehfeldmaschine (4) einzustellender Spannungsvektoren, wobei während einer jeweiligen PWM-Periode die Beträge der Phasenströme (IS1, IS2, IS3) an der Drehfeldmaschine (4) ermittelt werden, wobei in Abhängigkeit der während einer jeweiligen PWM-Periode ermittelten Phasenstrombeträge ein Leistungsschalter (T1...T6) des Wechselrichters (1) über eine gesamte PWM-Periodendauer der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird.

Description

Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 .
Bei Drehfeldmaschinen (PSM, ASM, etc.), die in unterschiedlichen Anwendungen wie z.B. Hybridkraftfahrzeugen, Servoantrieben, Werkzeugmaschinen und weiteren Anwendungen eingesetzt sind, werden in der Regel Spannungszwischenkreis- Wechselrichter für die Erzeugung der Stellgrößen, i.e. Spannungen verwendet. Zur Einstellung der gewünschten Spannungen am Ausgang des Wechselrichters wird als Modulationsverfahren zumeist das Unterschwingungsverfahren Pulsweitenmodulation (PWM) bzw. die Raumzeigermodulation verwendet.
Die generierten PWM-Werte aus der Regelung oder der Steuerung zur Erzeugung eines bestimmten Spannungsvektors ändern sich mit der gewünschten Spannungsfrequenz und einer Amplitude. Die Größe der Amplitude ist ein Maß für die Länge des gestellten Spannungsvektors an dem Wechselrichter.
Durch das Schalten der Halbleiter-Schalter, z.B. MOSFETs oder IGBTs, im Wechselrichter entstehen Schaltverluste durch den nicht idealen Wechsel zwischen dem oberen und dem unteren Halbleiterschalter in einer Phase. Die Halbleiter benötigen eine gewisse Zeit bis sie ihre Ladungen auf- und abbauen.
Die Schalterverluste bilden sich aus dem Produkt der anliegenden Spannung an dem Halbleiter-Schalter und des durch ihn fließenden Stromes. Die Spannung ist durch die Zwischenkreisspannung an dem Zwischenkreiskondensator bestimmt. Sie ist in der Regel konstant. Das heißt, je größer der Strom in eine Phase ist, desto größer sind die Schaltverluste am Halbleiter in dieser Phase. Die Schaltverluste sind daher am größten bei dem Schalter, der den größten Strom führt.
Ausgehend hiervon liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, vorstehend geschilderte Nachteile des Standes der Technik zu überwinden und ein Verfahren, insbesondere ein Modulationsverfahren, zum Betrieb einer Drehfeidma- schine vorzuschlagen, bei welchem die Drehfeldmaschine mit verringerten Schaltverlusten betreibbar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Vorgeschlagen wird erfindungsgemäß ein Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine an einem Wechselrichter, insbesondere einem Spannungszwischenkreis-Wechselrichter. Ein solcher weist netzseitig einen Spannungszwischenkreis auf, welcher vorzugsweise mittels eines Zwischenkreis-Kondensators gebildet ist. Des Weiteren weist der Wechselrichter Leistungsschalter auf, z.B. MOSFETs oder IGBTs, welche in Halbbrücken einer Wechselrichter-Brückenschaltung als High-Side- Leistungsschalter oder Low-Side-Leistungsschalter angeordnet sind. Vorzugsweise ist der Wechselrichter mittels einer B6-Brückenschaltung gebildet, welche von einer Treiberstufe insbesondere des Wechselrichters ansteuerbar ist.
Zum Betrieb einer Drehfeldmaschine an dem Wechselrichter ist vorgesehen, an der Drehfeldmaschine Spannungsvektoren mittels des Wechselrichters durch geeignete Schaltstellungen der Leistungsschalter desselben einzustellen, insbesondere je einen Spannungsvektor - vorzugsweise einen Raumzeigermodulations- Spannungsvektor - während je einer PWM-Periode.
Der Wechselrichter ist hierbei mittels PWM-Vorgabewerten für die jeweiligen PWM-Perioden betreibbar, welche standardmäßig von einer Regelung oder einer Steuerung für die Ansteuerung der Phasen U, V, W der mit dem Wechselrichter verbundenen Drehfeldmaschine bzw. zur Einstellung des Spannungsvektors an der Drehfeldmaschine je PWM-Periode erneut zur Verfügung gestellt werden, i.e. einer Treiberstufe des Wechselrichters als Eingangsgröße zugeführt werden. Diese kann hiernach die Leistungsschalter des Wechselrichters, entsprechend den PWM- Vorgabewerten, welche Tastverhältnisse für eine Raumzeigermodulation ausdrücken, schalten und somit basierend auf den PWM-Vorgabewerten einen Spannungs- vektor einstellen. Vorgesehen sind hierbei diskrete PWM-Vorgabewerte für je eine Phase U, V, W.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zum Betrieb der Drehfeldmaschine wird nunmehr zur Reduktion der Schaltverluste im Wechselrichter vorgeschlagen, einen Leistungsschalter des Wechselrichters, insbesondere genau einen, in Abhängigkeit der während einer jeweiligen PWM-Periode ermittelten Phasenstrombeträge über die gesamte PWM-Periodendauer der nachfolgenden PWM-Periode durchzuschalten. Somit können dessen Schaltverluste in der nachfolgenden PWM-Periode vorteilhaft entfallen. Vorteilhaft wird hierbei ein Schalter durchgeschaltet, welcher einen betragsmäßig hohen Strom zu führen hat.
Zur Ermittlung der Phasenstrombeträge während einer jeweiligen PWM-Periode können vorzugsweise Stromsensoren genutzt werden, welche den Phasen U, V, W zugeordnet sind und den Betrag eines Phasenstroms einer Phase korrespondierend mit einer Amplitude desselben ausgeben können. Hierzu können alle drei Phasenstrombeträge direkt durch drei Stromsensoren gemessen werden oder nur zwei der Phasenstrombeträge durch zwei Stromsensoren, wobei der dritte Phasenstrombetrag dann anhand der 1 . Kirchhoffschen Regel berechnet wird.
Hierbei ist im Rahmen der vorliegenden Erfindung vorgesehen, dass je PWM- Periode PWM-Vorgabewerte, insbesondere je drei PWM-Vorgabewerte bzw. je ein PWM-Vorgabewert für je eine Phase U, V, W, für die nachfolgende PWM-Periode in Abhängigkeit der ermittelten Phasenstrombeträge modifiziert werden, wobei mittels einem der derart modifizierten PWM-Vorgabewerte ein Leistungsschalter des Wechselrichters über eine gesamte PWM-Periodendauer der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird.
Insbesondere werden je PWM-Periode modifizierte PWM-Vorgabewerte für die nachfolgende PWM-Periode für sämtliche Phasen U, V, W ermittelt, mittels derer die Leistungsschalter des Wechselrichters in der nachfolgenden PWM-Periode betrieben werden. Mittels jeweiliger modifizierter PWM-Vorgabewerte für eine PWM-Periode wird insofern ein jeweils beabsichtigter, ursprünglich mittels der PWM -Vorgabewerte vorgegebener Spannungsvektor verzerrungsfrei und verlustarm eingestellt.
Insbesondere werden in einer jeweiligen PWM-Periode die PWM-Vorgabewerte für die jeweiligen Phasen U, V, W der Drehfeldmaschine verglichen und ein größter, ein kleinster und ein zwischen dem größten und dem kleinsten PWM-Vorgabewert liegender und insofern mittlerer PWM-Vorgabewert ermittelt.
Nachfolgend wird zunächst der Betrag des Phasenstroms der Phase, für welche der größte ermittelte PWM-Vorgabewert vorgegeben ist, mit dem Betrag des Phasenstroms der Phase, für welche der kleinste ermittelte PWM-Vorgabewert vorgegeben ist, verglichen. Somit wird es ermöglicht, einen PWM-Vorgabewert für eine Modifizierung zu identifizieren, welcher einerseits bereits eine lange Durchschaltzeit für einen Schalter vorgibt und andererseits mit einer Phase aktuell hohen Stroms korrespondiert - also für ein Durchschalten über eine gesamte Periodendauer bei nur geringem Modifikationsbedarf und gleichzeitig vermiedener hoher Schaltverluste besonders geeignet ist.
Hierzu wird das Ergebnis des Vergleichs herangezogen. In Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses wird - falls das Vergleichsergebnis ergibt, dass der Betrag des Phasenstroms der Phase mit dem größten PWM-Vorgabewert größer ist als der Betrag des Phasenstroms der Phase mit dem kleinsten PWM-Vorgabewert - der High- Side-Schalter des Wechselrichters für die Phase, für welche der größte ermittelte PWM-Vorgabewert ermittelt wurde, mit einem ersten ermittelten und modifizierten größten PWM-Vorgabewert in der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet und ein erster modifizierter kleinster und ein erster modifizierter mittlerer PWM- Vorgabewert für die nachfolgende PWM-Periode ermittelt und je an den Wechselrichter zur Einstellung des Spannungsvektors ausgeben.
Andernfalls wird der Low-Side-Schalter des Wechselrichters für die Phase, für welche der kleinste PWM-Vorgabewert ermittelt wurde, mit einem zweiten ermittelten und modifizierten größten PWM-Vorgabewert in der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet und ein zweiter modifizierter mittlerer und ein zweiter modifizierter größter PWM-Vorgabewert für die nachfolgende PWM-Periode ermittelt und je an den Wechselrichter zur Einstellung des Spannungsvektors ausgegeben.
Angemerkt sei hierbei, dass erste oder zweite modifizierte PWM-Vorgabewerte ermittelt und ausgegeben werden, i.e. ausschließlich alternativ.
Durch dieses Verfahren kann vorteilhaft sichergestellt werden, dass sich in der nachfolgenden PWM-Periode eine hohe Schaltverlustreduktion ergibt, da ein Schalter, welcher nachfolgend - erkennbar aus dem jeweiligen PWM-Vorgabewert - einen hohen Strom führen soll und aktuell - erkennbar aufgrund der ermittelten Strombeträge - bereits führt, während derselben nicht aus- oder eingeschaltet wird sondern über die gesamte Periodendauer durchgeschaltet wird. Durch Modifikation der PWM- Vorgabewerte der anderen beiden Phasen wird zudem sichergestellt, dass sich der ursprünglich gewünschte Spannungsvektor einstellt.
Vorgesehen ist, den ermittelten ersten modifizierten größten PWM-Vorgabewert auf 100% zu setzen, i.e. ein Tastverhältnis für die Halbbrücke, so dass ein den mit positivem Vorzeichen behafteten Strom führender High-Side-Schalter für eine maximale Dauer durchgeschaltet bleibt.
Für den ermittelten zweiten modifizierten kleinsten PWM-Vorgabewert ist vorgesehen, denselben auf 0% zu setzen, so dass ein den mit negativem Vorzeichen behafteten Strom führender Low-Side-Schalter für eine maximale Dauer durchgeschaltet bleibt.
Die Ermittlung der weiteren ersten modifizierten PWM-Vorgabewerte kann hierbei mittels der im Rahmen der Erfindung nachfolgend vorgesehenen Gleichungen 1 ) bis 4) auf einfache Weise erfolgen.
Hiernach wird der erste modifizierte mittlere PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 1 ) ermittelt, wobei
Gl. 1 ) PWMmidmod = (PWMmaxmod " PWMmax) + PWMmid In Gleichung 1 bezeichnet PWMmidm0C| Clen ersten modifizierten mittleren PWM- Vorgabewert, PWMmaxmod den ersten modifizierten größten PWM-Vorgabewert, PWMmax den größten PWM-Vorgabewert und PWMmid den mittleren PWM- Vorgabewert.
Ein erster modifizierter kleinster PWM-Vorgabewert wird mittels Gleichung 2) ermittelt, wobei
Gl. 2) PWMminmod = (PWMmaxmod " PWMmax) + PWMmin
In Gleichung 2) bezeichnet PWMminmod den ersten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert, PWMmaxmod den ersten modifizierten größten PWM-Vorgabewert, PWMmax den größten PWM-Vorgabewert und PWMmin den kleinsten PWM- Vorgabewert.
Ein zweiter modifizierter größter PWM-Vorgabewert kann mittels Gleichung 3) ermittelt werden, wobei
Gl. 3) PWMmaxmod = PWMmax - (PWMmin " PWMminmod)
In Gleichung 3) bezeichnet PWMmaxmod den zweiten modifizierten größten PWM-Vorgabewert, PWMmax den größten PWM-Vorgabewert, PWMmin den kleinsten PWM-Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert.
Letztlich kann ein zweiter modifizierter mittlerer PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 4) ermittelt werden, wobei
Gl. 4) PWMmidmod = PWMmid " (PWMmin - PWMminmod)
In Gleichung 4) bezeichnet PWMmidmod den zweiten modifizierten mittleren PWM-Vorgabewert, PWMmid den mittleren PWM-Vorgabewert, PWMmin den kleinsten PWM-Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert.
Die PWM-Vorgabewerte und/oder die modifizierten ersten und zweiten PWM- Vorgabewerte drücken hierbei jeweils Tastverhältnisse zur Ansteuerung der Phasen der Drehfeldmaschine mittels des Wechselrichters aus.
Vorgeschlagen wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung auch eine Vorrichtung zum Betrieb einer Drehfeldmaschine mit einem wie vorstehend beschriebenen Wechselrichter, wobei die Vorrichtung zum Betrieb des Wechselrichters mittels erster und zweiter modifizierter PWM-Vorgabewerte gemäß dem vorstehend beschriebenen Verfahren ausgebildet ist.
Das Verfahren kann computerisiert durchgeführt werden, insbesondere kontinuierlich, z.B. mittels eines MikroControllers, z.B. einer Steuerung oder einer Regelung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, insbesondere z.B. derselben Steuerung oder Regelung, welche auch die PWM-Vorgabewerte berechnet. Das Verfahren kann den gesamten Betriebsbereich einer insbesondere dreiphasigen Drehfeldmaschine, z.B. einer Synchron- oder einer Asynchronmaschine, abdecken.
Das vorgeschlagene Verfahren bzw. die vorgeschlagene Vorrichtung eignet sich besonders für Kraftfahrzeuge, um durch die Verringerung der Schaltverluste die dortigen Energiespeichersysteme (Batterien, Brennstoffzellen) und/oder Energieverwaltungssysteme zu entlasten. Insbesondere eignet es sich daher in Fahrzeugen mit einem Verbrennungsmotor-Elektromotor-Hybridantriebsstrang oder einem reinen E- lektromotorantriebsstrang. Das Verfahren bzw. die Vorrichtung wird darin insbesondere zur Betätigung eines Drehstrommotors einer Aktorik, bevorzugt einer Lenkkraf- tunterstützungs-, Fahrwerks- oder Antriebsstrangaktorik, oder zur Betätigung eines Drehstrommotors eines Fahrantriebs des Antriebsstranges genutzt.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnungen, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigen, und aus den Ansprü- chen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 exemplarisch einen Spannungszwischenkreis-Wechselrichter mit einer durch diesen betreibbaren Drehfeldmaschine;
Fig. 2 exemplarisch ein Ersatzschaltbild für die Anordnung gemäß Fig. 1 ;
Fig. 3 exemplarisch und schematisch ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betrieb eines Wechselrichters gemäß einer möglichen Ausführungsform der Erfindung.
In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Die Fig. 1 zeigt exemplarisch und schematisch einen Pulswechselrichter 1 mit einem Spannungszwischenkreis 2, welcher mittels eines Zwischenkreiskondensators 3 gebildet ist. Der Wechselrichter 1 ist in B6-Brückenschaltung mit drei Halbbrücken gebildet, welche jeweils zwei Leistungsschalter T1 , T2 bzw. T3, T4, bzw. T5, T6 in Form von MOSFETs aufweisen. Drei Leistungsschalter T1 , T3, T5 des Wechselrichters 1 sind als High-Side-Leistungsschalter, drei Schalter T2, T4, T6 als Low-Side- Leistungsschalter angeordnet. Die Mittenabgriffe der Halbbrücken sind je mit einer Phase U bzw. V bzw. W einer Drehfeldmaschine 4 elektrisch verbunden.
Mittels der Schalter T1 ...T6 können über eine nicht dargestellte Treiberstufe des Wechselrichters 1 die bei einem Raumzeigermodulationsverfahren üblichen Spannungsvektoren an der Drehfeldmaschine 4 eingestellt werden, i.e. über die acht möglichen Schaltzustände der Leistungsschalter T1 bis T6 des Wechselrichters 1 .
Ein Durchschaltzustand einer Halbbrücke für eine Phase U, V, W wird über einen PWM-Vorgabewert PWM1 , PWM2, PWM3 entsprechend einem Tastverhältnis je PWM-Periode gesteuert. Fig. 2 veranschaulicht hierbei ein Ersatzschaltbild, in wel- chem je zwei Schalter T1 , T2 bzw. T3, T4 bzw. T5, T6 je einer Halbbrücke als ein Umschalter Su, Sv, Sw entsprechend der Funktionalität des Wechselrichters 1 dargestellt sind. In Abhängigkeit eines jeweiligen PWM-Vorgabewerts PWM1 , PWM2, PWM3 für eine der Phasen U, V, W kann jeder Umschalter Su, Sv, Sw zwischen High-Side- und Low-Side-Potential für eine bestimmte Dauer je PWM-Periode von -1 auf +1 umgeschaltet werden (oder umgekehrt), wobei das High-Side-Potential durch die Umschalterstellung +1 , Low-Side-Potential durch die Stellung -1 veranschaulicht ist.
Bei einem PWM-Vorgabewert PWM1 bzw. PWM2 bzw. PWM3 von 1 00% befindet sich ein Umschalter Su bzw. Sv bzw. Sw für die gesamte Dauer einer PWM- Periode in der Position +1 , d.h. die Drehfeldmaschine 4 ist währenddessen über die zugehörige Phase U bzw. V bwz. W mit dem High-Side-Potential verbunden. Für einen PWM-Vorgabewert von 0% befindet sich der Umschalter Su, Sv, Sw für die gesamte PWM-Periodendauer in der Stellung -1 , d.h. die Drehfeldmaschine 4 ist währenddessen über die zugehörige Phase mit dem Low-Side-Potential verbunden. Ein PWM-Vorgabewert PWM1 bzw. PWM2 bzw. PWM3 zwischen Null und 1 00% kennzeichnet insofern ein entsprechendes Tastverhältnis korrespondierend mit dem Verhältnis der Dauer des Zustands +1 zur Periodendauer.
Die PWM-Vorgabewerte PWM1 , PWM2, PWM3 werden von einer Steuerung ermittelt bzw. generiert, alternativ von einer Regelungsvorrichtung, und zur Ansteue- rung der Schalter T1 bis T6 verwendet. Je PWM-Periode und Phase U, V, W wird hierbei ein PWM-Vorgabewert PWM1 , PWM2, PWM3 für die nachfolgende PWM- Periode berechnet. Diese standardmäßig ermittelten PWM-Vorgabewerte PWM1 , PWM2, PWM3 ermöglichen, die gewünschten Ströme und Spannungen an der Drehfeldmaschine 4 einzustellen,.
Um die Schaltverluste bei einem Betrieb der Drehfeldmaschine 4 mittels des Wechselrichters 1 zu reduzieren, insbesondere über deren gesamten Betriebsbereich, ist vorgesehen, die PWM-Vorgabewerte PWM1 , PWM2, PWM3 dahingehend zu modifizieren, dass derjenige Schalter T1 ... T6, welcher aktuell bereits einen großen Phasenstrom Isi , Is2, Is3 führt und in der nachfolgenden Periode führen soll, über die gesamte nachfolgende Periodendauer durchschaltet. Somit können dessen und somit das Gros der Schaltverluste entfallen.
Hierzu werden während einer PWM-Periode mittels des Betriebsverfahrens, welches auch als Modulationsverfahren bezeichnet werden kann, die Beträge der Phasenströme Isi , Is2, Is3 an der Drehfeldmaschine 4 ermittelt, Bezugszeichen 5, um diese nachfolgend mit den PWM-Vorgabewerten PWM1 , PWM2, PWM3 vergleichen zu können. Die Ermittlung der Amplitude erfolgt hierbei entweder über drei Stromsensoren, von welchen jeweils einer mit einer Phase U, V, W verbunden ist oder über zwei Stromsensoren, von welchen ebenfalls jeweils einer mit einer der Phasen U, V, W verbunden ist, wobei die Amplitude der dritten Phase dann anhand der 1 . Kirch- hoffschen Regel ermittelt wird.
Während derselben PWM-Periode werden - wie bereits angedeutet - weiterhin die generierten PWM-Vorgabewerte PWM1 , PWM2, PWM3 für die einzelnen Phasen U, V, W der Drehfeldmaschine 4 verglichen, d.h. miteinander, und ein größter PWMmax, ein kleinster PWMmin und ein zwischen dem größten und dem kleinsten PWM-Vorgabewert liegender und insofern mittlerer PWM-Vorgabewert PWMmid ermittelt, Bezugszeichen 6.
Nunmehr wird der Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W, für welche der größte ermittelte PWM-Vorgabewert PWMmax vorgegeben ist, mit dem Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W, für welche der kleinste ermittelte PWM- Vorgabewert PWMmin vorgegeben ist, verglichen, i.e. innerhalb derselben PWM- Periode, Bezugszeichen 7.
Ergibt das Vergleichsergebnis, dass der Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W mit dem größten PWM-Vorgabewert PWMmax größer ist als der Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W mit dem kleinsten PWM-Vorgabewert PWMmin, der den im Vergleich, Bezugszeichen 7, aktuell höheren Strom führende Leistungsschalter also ein High-Side-Leistungsschalter T1 oder T3 oder T5 ist, welcher einen positiven Strom führt, wird in Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses für diesen High- Side-Schalter, entsprechend einem Leistungsschalter für die Phase U, V, W, für wel- che der größte ermittelte PWM-Vorgabewert PWMmax ermittelt wurde, ein erster modifizierter größter PWM-Vorgabewert ermittelt, mit welchem der betreffende Leistungsschalter in der nachfolgenden PWM-Periode über deren gesamte Periodendauer durchgeschaltet wird.
Dieser erste ermittelte und modifizierte größte PWM-Vorgabewert PWMmaxmod, welcher 100% beträgt, wird an den Wechselrichter 1 für die nachfolgende PWM- Periode zur Einstellung deren Spannungsvektors ausgegeben. Der High-Side- Schalter T1 oder T3 oder T5 schaltet hiernach über die gesamte nachfolgende Periodendauer durch, so dass dessen Schaltverluste während der nachfolgenden PWM- Periode entfallen. Für diesen Fall werden ferner ein erster modifizierter kleinster und ein erster modifizierter mittlerer PWM-Vorgabewert ermittelt und jeweils an den Wechselrichter 1 ausgeben, Bezugszeichen 8.
Der erste modifizierte mittlere PWM-Vorgabewert wird hierbei mittels Gleichung 1 ) ermittelt, wobei
Gl. 1 ) PWMmidmod = (PWMmaxmod - PWMmax) + PWMmid, wobei in Gleichung 1 ) PWMmidmod den ersten modifizierten mittleren PWM- Vorgabewert und PWMmaxmod den ersten modifizierten größten PWM-Vorgabewert bezeichnet.
Der erste modifizierte kleinste PWM-Vorgabewert wird hierbei mittels Gleichung 2) ermittelt, wobei
Gl. 2) PWMminmod = (PWMmaxmod " PWMmax) + PWMmin, wobei in Gleichung 2) PWMminmod den ersten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert und PWMmaxmod den ersten modifizierten größten PWM-Vorgabewert bezeichnet. Mittels der Modifikation via Gleichung 1 ) und 2) wird der ursprünglich mittels der PWM-Vorgabewerte PWM1 , PWM2 und PWM3 beabsichtigte Spannungsvektor nunmehr verzerrungsfrei und verlustreduziert optimiert dargestellt.
Falls das Vergleichsergebnis ergibt, dass der Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W mit dem kleinsten PWM-Vorgabewert PWMmin größer oder gleich dem Betrag des Phasenstroms der Phase U, V, W mit dem größten PWM-Vorgabewert PWMmax ist, der den im Vergleich, Bezugszeichen 7, aktuell höheren Strom führende Leistungsschalter also ein Low-Side-Leistungsschalter T2 oder T4 oder T6 ist, welcher einen negativen Strom führt, wird in Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses für diesen Low-Side-Schalter, entsprechend einem Leistungsschalter für die Phase U, V, W, für welche der kleinste PWM-Vorgabewert PWMmin ermittelt wurde, ein zweiter modifizierter kleinster PWM-Vorgabewert PWMminmod ermittelt, mit welchem der betreffende Leistungsschalter in der nachfolgenden PWM-Periode über deren gesamte Periodendauer durchgeschaltet wird.
Dieser zweite ermittelte und modifizierte kleinste PWM-Vorgabewert PWMminmod, welcher 0% beträgt, wird an den Wechselrichter 1 für die nachfolgende PWM- Periode zur Einstellung deren Spannungsvektors ausgegeben.
Der zweite modifizierte kleinste PWM-Vorgabewert PWMminmod beträgt hierbei vorzugsweise 0%, i.e. der Low-Side-Schalter T2 oder T4 oder T6 schaltet über die gesamte nachfolgende Periodendauer durch, so dass dessen Schaltverluste während der nachfolgenden Periode entfallen. Für diesen Fall werden ferner ein zweiter modifizierter mittlerer und ein zweiter modifizierter größter PWM-Vorgabewert ermittelt und je an den Wechselrichter 1 ausgegeben, Bezugszeichen 9.
Der zweite modifizierte größte PWM-Vorgabewert wird hierbei mittels Gleichung 3) ermittelt, wobei
Gl. 3) PWMmaxmod = PWMmax - (PWMmin " PWMminmod), wobei in Gleichung 3) PWMmaxmod den zweiten modifizierten größten PWM- Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM-Vorgabewert bezeichnet.
Der zweite modifizierte mittlere PWM-Vorgabewert wird mittels Gleichung 4) ermittelt wird, wobei
Gl. 4) PWMmidmod = PWMmid - (PWMmin - PWMminmod), wobei in Gleichung 4) PWMmidmod den zweiten modifizierten mittleren PWM- Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM-Vorgabewert bezeichnet.
Mittels der Modifikation via Gleichung 3) und 4) wird der ursprünglich mittels der PWM-Vorgabewerte beabsichtigte Spannungsvektor nunmehr verzerrungsfrei und verlustreduziert dargestellt.
Das Verfahren zum Betrieb der Drehfeldmaschine 4 wird wiederholt abgearbeitet bzw. durchgeführt, d.h. in jedem Abtastschritt - korrespondierend mit einer jeweiligen PWM-Periode - erneut. Derart können während einer PWM-Periode stets erste oder zweite modifizierte PWM-Vorgabewerte für die nachfolgende PWM-Periode für den Betriebsfall vorgegeben werden, welche eine Reduktion der Schaltverluste ermöglichen.
Eine Vorrichtung zum Betrieb des Wechselrichters 1 mittels erster und zweiter modifizierter PWM-Vorgabewerte gemäß dem Verfahren ist hierbei mittels einer Steuerung gebildet, alternativ z.B. mittels einer Regelungsvorrichtung, welche die Messgrößen bzw. ermittelten Größen der Stromsensorik aufnimmt und mit den standardmäßig generierten PWM-Vorgabewerten PWM1 , PWM2 und PWM3 wie vorstehend beschrieben in Beziehung setzt, um daraus neue, modifizierte PWM- Vorgabewerte zu berechnen. Bezuqszeichen
1 Wechselrichter
2 Spannungszwischenkreis
3 Zwischenkreiskondensator
4 Drehfeldmaschine
5 Ermitteln Phasenstrombetrage
6 Vergleich PWM
7 Vergleich Phasenstrombetrage
8 Modifikation
9 Modifikation
T1 ...T6 Leistungsschalter
Su, Sv, Sw Umschalter
lsi , Is2. Is3 Phasenströme
U, V, W Phasen

Claims

Patentansprüche
1 . Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine (4) an einem Wechselrichter (1 ) mittels jeweils an der Drehfeldmaschine (4) einzustellender Spannungsvektoren, wobei während einer jeweiligen PWM-Periode die Beträge der Phasenströme (Isi , Is2, Is3) an der Drehfeldmaschine (4) ermittelt werden, dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit der während einer jeweiligen PWM-Periode ermittelten Phasenstrombeträge ein Leistungsschalter (T1 ...T6) des Wechselrichters (1 ) über eine gesamte PWM-Periodendauer der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass mittels PWM- Vorgabewerten (PWM1 , PWM2, PWM3) Spannungsvektoren an der Drehfeldmaschine (4) eingestellbar sind, wobei je PWM-Periode PWM-Vorgabewerte (PWM1 , PWM2, PWM3) für die nachfolgende PWM-Periode in Abhängigkeit der ermittelten Phasenstrombeträge modifiziert werden und wobei mittels eines modifizierten PWM- Vorgabewerts ein Leistungsschalter (T1 ...T6) des Wechselrichters (1 ) über die gesamte PWM-Periodendauer der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass je PWM-Periode modifizierte PWM-Vorgabewerte für die nachfolgende PWM- Periode für sämtliche Phasen (U, V, W) ermittelt werden, mittels derer die Leistungsschalter (T1 ...T6) des Wechselrichters (1 ) in der nachfolgenden PWM-Periode betrieben werden.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in einer jeweiligen PWM-Periode PWM-Vorgabewerte (PWM1 , PWM2, PWM3) für die Phasen (U, V, W) der Drehfeldmaschine (4) verglichen und ein größter (PWMmax), ein kleinster (PWMmin) und ein zwischen dem größten
(PWMmax) und dem kleinsten (PWMmin) PWM-Vorgabewert liegender und insofern mittlerer PWM-Vorgabewert (PMWmid) ermittelt wird, wobei der Betrag des Phasenstroms (lSi , Is2, Is3> der Phase (U, V, W), für welche der größte ermittelte PWM- Vorgabewert (PWMmax) vorgegeben ist, mit dem Betrag des Phasenstroms (Isi , Is2, Is3> der Phase (U, V, W), für welche der kleinste ermittelte PWM -Vorgabewert (PWMmin) vorgegeben ist, verglichen wird, wobei in Abhängigkeit des Vergleichsergebnisses ein High-Side-Schalter (T1 , T3, T5) des Wechselrichters (1 ) für die Phase (U, V, W), für welche der größte ermittelte PWM-Vorgabewert (PWMmax) ermittelt wurde, mit einem ersten ermittelten und modifizierten größten PWM-Vorgabewert (PWMmaxmod) in der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird und ein erster modifizierter kleinster (PWMminmod) und ein erster modifizierter mittlerer (PMWmidmod) PWM-Vorgabewert ermittelt und für die nachfolgende PWM-Periode je an den Wechselrichter (1 ) zur Einstellung des Spannungsvektors ausgeben wird falls das Vergleichsergebnis ergibt, dass der Betrag des Phasenstroms (Isi , Is2, Ise) der Phase (U, V, W) mit dem größten PWM-Vorgabewert (PWMmaX) größer ist als der Betrag des Phasenstroms (Isi, Is2, Ise) der Phase (U, V, W) mit dem kleinsten PWM-Vorgabewert (PWMmin), und wobei andernfalls ein Low-Side-Schalter (T2, T4, T6) des Wechselrichters (1 ) für die Phase (U, V, W), für welche der kleinste PWM-Vorgabewert (PWMmin) ermittelt wurde, mit einem zweiten ermittelten und modifizierten kleinsten PWM-Vorgabewert (PWMminmod) in der nachfolgenden PWM-Periode durchgeschaltet wird und ein zweiter modifizierter mittlerer (PWMmidmod) und ein zweiter modifizierter größter (PWMmaxmod) PWM-Vorgabewert ermittelt und für die nachfolgende PWM- Periode je an den Wechselrichter (1 ) zur Einstellung des Spannungsvektors ausgegeben wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der ermittelte erste modifizierte größte PWM-Vorgabewert 100% beträgt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der erste modifizierte mittlere PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 1 ) ermittelt wird, wobei
Gl. 1 ) PWMmidmod = (PWMmaxmod " PWMmax) + PWMmid, wobei in Gleichung 1 ) PWMmidmod den ersten modifizierten mittleren PWM- Vorgabewert bezeichnet, PWMmaxmod den ersten modifizierten größten PWM- Vorgabewert, PWMmax den größten PWM -Vorgabewert und PWMmid den mittleren PWM-Vorgabewert.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster modifizierter kleinster PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 2) ermittelt wird, wobei
Gl. 2) PWMminmod = (PWMmaxmod " PWMmax) + PWMmin, wobei in Gleichung 2) PWMminmod den ersten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert bezeichnet, PWMmaXmod den ersten modifizierten größten PWM- Vorgabewert, PWMmax den größten PWM-Vorgabewert und PWMmin den kleinsten PWM-Vorgabewert.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der ermittelte zweite modifizierte kleinste PWM-Vorgabewert 0% beträgt.
9. Verfahren nach einem Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter modifizierter größter PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 3) ermittelt wird, wobei
Gl. 3) PWMmaxmod = PWMmax - (PWMmin - PWMminmod), wobei in Gleichung 3) PWMmaxm0d den zweiten modifizierten größten PWM- Vorgabewert, PWMmax den größten PWM-Vorgabewert, PWMmin den kleinsten PWM- Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM-Vorgabewert bezeichnet.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter modifizierter mittlerer PWM-Vorgabewert mittels Gleichung 4) ermittelt wird, wobei
Gl. 4) PWMmidmod = PWMmid " (PWMmin " PWMminmod), wobei in Gleichung 4) PWMmidm0Ci den zweiten modifizierten mittleren PWM- Vorgabewert, PWMmid den mittleren PWM-Vorgabewert, PWMmin den kleinsten PWM-Vorgabewert und PWMminmod den zweiten modifizierten kleinsten PWM- Vorgabewert bezeichnet.
1 1 . Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die PWM-Vorgabewerte (PWM1 , PWM2, PWM3) und/oder die modifizierten ersten und zweiten PWM-Vorgabewerte jeweils Tastverhältnisse zur Ansteuerung der Phasen der Drehfeldmaschine (4) mittels des Wechselrichters (1 ) ausdrücken.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 1 1 zum Betrieb einer Drehfeldmaschine einer Aktorik oder eines Fahrantriebs in einem Fahrzeug.
13. Vorrichtung zum Betrieb einer Drehfeldmaschine (4), wobei die Vorrichtung einen Wechselrichter (1 ) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zum Betrieb des Wechselrichters (1 ) mittels erster und zweiter modifizierter PWM- Vorgabewerte gemäß dem Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgebildet ist.
PCT/EP2012/053540 2011-04-28 2012-03-01 Verfahren zum betrieb einer drehfeldmaschine WO2012146421A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102011017705.1 2011-04-28
DE102011017705A DE102011017705A1 (de) 2011-04-28 2011-04-28 Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012146421A1 true WO2012146421A1 (de) 2012-11-01

Family

ID=45774237

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2012/053540 WO2012146421A1 (de) 2011-04-28 2012-03-01 Verfahren zum betrieb einer drehfeldmaschine

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102011017705A1 (de)
WO (1) WO2012146421A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109326164A (zh) * 2018-10-19 2019-02-12 中铁第四勘察设计院集团有限公司 适用于动车组牵引传动装置的检修培训系统及其培训方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019200224A1 (de) * 2019-01-10 2020-07-16 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3817338A1 (de) * 1987-05-20 1988-12-08 Mitsubishi Electric Corp Pwn-inverter
US5757636A (en) * 1994-12-08 1998-05-26 Pwm Drives Limited Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands
DE102008058434A1 (de) * 2008-02-08 2009-08-13 DENSO CORPORATION, Kariya-shi Motoransteuerungsvorrichtung und -verfahren für ein elektrisches Kraftlenksystem

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2895597B1 (fr) * 2005-12-22 2008-09-05 Valeo Equip Electr Moteur Procede de commande d'un ondulateur de tension polyphase
FR2895598B1 (fr) * 2005-12-22 2008-09-05 Valeo Equip Electr Moteur Procede de commande d'un ondulateur de tension polyphase

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3817338A1 (de) * 1987-05-20 1988-12-08 Mitsubishi Electric Corp Pwn-inverter
US5757636A (en) * 1994-12-08 1998-05-26 Pwm Drives Limited Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands
DE102008058434A1 (de) * 2008-02-08 2009-08-13 DENSO CORPORATION, Kariya-shi Motoransteuerungsvorrichtung und -verfahren für ein elektrisches Kraftlenksystem

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109326164A (zh) * 2018-10-19 2019-02-12 中铁第四勘察设计院集团有限公司 适用于动车组牵引传动装置的检修培训系统及其培训方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE102011017705A1 (de) 2012-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102007012350B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur PWM-Steuerung eines Spannungszwischenkreisumrichters
EP3129799B1 (de) Verfahren und regler zur modellprädiktiven regelung eines mehrphasigen dc/dc-wandlers
DE102005052015B4 (de) Motorsteuerung und Lenkvorrichtung
DE102008018950B4 (de) Verfahren und System zur Impulspositionsplanung bei Elektroantrieben
EP3249803B1 (de) Steuerung von langstatorlinearmotor-spulen eines langstatorlinearmotor-stators
EP2762347A1 (de) Modularer Hochfrequenz-Umrichter und Verfahren zum Betrieb desselben
EP2730021B1 (de) Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine
DE102009014769A1 (de) Motorsteuervorrichtung
WO2019043136A1 (de) Energiespeicheremulator und verfahren zur emulation eines energiespeichers
DE102011056493A1 (de) Verfahren zur ansteuerung eines elektromotors einer hilfs-oder fremdkraftlenkung eines kraftfahrzeugs
WO2012163651A1 (de) Verfahren zur ansteuerung einer mehrphasigen maschine
DE102013109877A1 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Elektromotors
WO2012146421A1 (de) Verfahren zum betrieb einer drehfeldmaschine
DE102011088242A1 (de) Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
EP4264821A1 (de) Verfahren und vorrichtung zur ansteuerung eines wechselrichters
DE102011088244A1 (de) Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
EP3476035B1 (de) Regelung von phasenströmen eines wechselrichters
EP1053588B1 (de) Verfahren zur erstellung von stellbefehlen für stromrichter
WO2019145068A1 (de) Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer mehrphasigen elektrischen maschine
DE102012111922A1 (de) Verfahren zur Messung wenigstens eines Phasenstromwerts
DE102011080442A1 (de) Verfahren zum Betrieb einer Drehfeldmaschine
EP3300242A1 (de) Regelung eines drei-level-wechselrichters
EP2338227B1 (de) Verfahren und vorrichtung zur reduzierung elektromagnetischer emissionen beim einschaltvorgang eines leistungshalbleiters
DE102008022928B4 (de) Antrieb und Verfahren zur Korrektur eines Spannungsfehlers des Antriebs
DE102015220005A1 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters, Wechselrichter

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12706600

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12706600

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1