WO2012139285A1 - 接收机以及接收方法 - Google Patents

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WO2012139285A1
WO2012139285A1 PCT/CN2011/072711 CN2011072711W WO2012139285A1 WO 2012139285 A1 WO2012139285 A1 WO 2012139285A1 CN 2011072711 W CN2011072711 W CN 2011072711W WO 2012139285 A1 WO2012139285 A1 WO 2012139285A1
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subcarrier
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receiver
filter
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PCT/CN2011/072711
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燕萌
陶振宁
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Fujitsu Ltd
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Fujitsu Ltd
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H04J11/0046—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver using joint detection algorithms

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications technologies, and in particular, to a coherent optical orthogonal frequency division multiplexing
  • each optical carrier is independently modulated to form a number of subchannels, which together form a superchannel.
  • Each optical carrier can use an advanced modulation format (eg, QPSK).
  • QPSK advanced modulation format
  • the subcarrier spacing is equal to the baud rate, and the spectrum of each subchannel has a serious overlap, but due to the orthogonality between them, theoretically, each subchannel can still be demodulated and does not interfere with each other.
  • the optical signal is mixed with the local oscillator laser and converted into an electrical signal by the photodetector.
  • the electrical signal undergoes a series of digital signal processing (DSP, Digital Signal Processing) after analog-to-digital conversion.
  • DSP digital signal processing
  • the DSP includes subcarrier separation, adaptive equalization, frequency offset compensation, phase recovery, etc., which compensates for transmission impairments, frequency differences, line widths, and the like, and finally recovers the transmitted data.
  • the DSP technology used in the receiver is one of the key technologies of the super channel. At present, the method reported in the literature is to use multiple local oscillator lasers to respectively align different subcarriers, thereby receiving each subcarrier and receiving each subcarrier separately. DSP processing is performed to demodulate data.
  • 1 is a schematic structural diagram of a prior art super channel receiver.
  • the receiver after receiving the signal from the transmitter, the receiver divides the signal into multiple channels through a coupler (CPL, coupler).
  • the signal branch corresponding to each signal may include a front end processing device 101 and signal compensation device 102.
  • the front end processing device 101 may include: a local oscillator laser (LO) 1011, a mixer (HB) 1012, an anti-aliasing filter (AAF) 1013, an analog-to-digital converter (ADC), and a static dispersion.
  • the signal compensation device 102 can include a frequency difference compensator (FOC) 1021, a carrier phase recovery unit (CPR) 1022, and a data restorer (DR) 1023.
  • FOC frequency difference compensator
  • CPR carrier phase recovery unit
  • DR data restorer
  • each signal can correspond to a local oscillator laser 1011.
  • multiple local oscillator lasers can be derived from independent lasers, or from multi-carrier sources, or mode-locked lasers in [Non-Patent Document 1]. In short, it can be a laser source containing a plurality of discrete wavelengths.
  • the superchannel optical signals are respectively mixed with local oscillator lasers of different wavelengths, and can be converted into baseband electrical signals by the photodetectors in the mixer 1012.
  • a plurality of local oscillator sources are respectively aligned to the frequencies of the plurality of subcarriers.
  • the electrical signal is then sampled and converted to the digital domain by an anti-aliasing filter 1013 and an analog to digital converter 1014, after which a series of digital signal processing is performed.
  • the static dispersion compensator 1015 is used to compensate for the cumulative dispersion after long-distance fiber transmission; the adaptive equalizer 1016 is used to compensate for residual dispersion, polarization mode dispersion, and other dynamic linear impairments; the frequency difference compensator 1021 is used to compensate the transmitter and The frequency difference of the receiving end laser; the carrier phase recovery unit 1022 is used to compensate the phase noise of the transmitting end and the receiving end laser; the data recovery unit 1023 is used to recover the transmitted data.
  • Fig. 1 shows the case where only one subcarrier is demodulated per sample, and it is also possible to demodulate a plurality of subcarriers per sample.
  • the front end processing device 201 also includes a carrier splitter (SCS) 2010 by which the input signal is split into two carriers.
  • SCS carrier splitter
  • the present invention is not limited thereto, and may be divided into more carriers; and the number of carriers separated by each carrier separator may be the same or different.
  • the carrier splitter of each branch separates several carriers depending on the system design. The system design should clearly divide the entire superchannel into how many branches to receive, and how many carriers on each branch recover data from each branch. .
  • the inventors have found that the bit error rate penalty is reduced to an acceptable level only when the sampling rate is high; since the baud rate of the photonic channel is higher (on the order of 10 GHz), The analog-to-digital converter sampling rate is not sufficient, so the method of simply increasing the sampling rate is greatly limited.
  • the digital signal processing of the subcarriers is performed independently, and the method for independently processing each subcarrier has a certain error rate penalty; and such independent processing cannot remove inter-subcarrier interference. System performance is also affected.
  • Non-Patent Document 1 Benyuan Zhu et al, Ultra-long-haul transmission of 1.2Tb/s multicarrier no-guard-interval CO-OFDM superchannel using ultra-large-area fiber, Photonics Technology Letters, vol.22, no. 11, p.826, 2010.
  • Non-Patent Document 2 S. Chandrasekhar et al, Terabit superchannels for high spectral efficiency transmission, ECOC 2010, Tu.3.C5
  • Non-Patent Document 3 S. Chandrasekhar et al, Experimental investigation on the performance of closely spaced multi-carrier PDM-QPSK with digital coherent detection, Optics Express, vol.17, no.24, p.21350, 2009.
  • Non-Patent Document 4 SJ Savory et al, Transmission of 42.8 Gb/s polarization multiplexed NRZ-QPSK over 6400 km of standard fiber with no optical dispersion compensation. OTuAl, OFC 2007.
  • Embodiments of the present invention provide a receiver and a receiving method, aiming at eliminating inter-carrier interference and improving system performance.
  • a receiver comprising: a branch forming unit that splits a signal from a transmitter into multiple subcarrier signals; a plurality of signal branches; each of the signal branches includes The joint processing unit is configured to perform processing for canceling inter-carrier interference on the subcarrier signals on the signal branch and the subcarrier signals on the other signal branches adjacent to the signal branch.
  • a receiving method for dividing a signal from a transmitter into multiple subcarrier signals, and for each signal branch, the receiving method includes: a subcarrier signal on a branch of the signal, And processing of canceling inter-carrier interference by subcarrier signals on other signal branches adjacent to the signal branch.
  • a computer readable program wherein when the program is executed in a receiver, the program causes a computer to execute a receiving method as described above in the receiver.
  • a storage medium storing a computer readable program, wherein the computer readable program causes a computer to perform a receiving method as described above in a receiver.
  • the beneficial effects of the embodiments of the present invention are that the inter-carrier interference can be removed by jointly processing the subcarrier signals on the signal branch and the subcarrier signals on the other signal branches adjacent to the signal branch by the joint processing unit.
  • the performance of the system can be significantly improved; and, when a suitable anti-aliasing filter is used, the sampling rate of the analog-to-digital converter can also be reduced to 2 times the baud rate, which is much lower than that in the prior art. 4 times the baud rate.
  • FIG. 1 is a schematic structural diagram of a super channel receiver in the prior art
  • FIG. 2 is a schematic structural diagram of another embodiment of a superchannel receiver in the prior art
  • FIG. 3 is a schematic structural diagram of a receiver in an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a part of a configuration of a receiver in an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a further configuration of a receiver in an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing another configuration of a receiver in an embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a schematic diagram of a configuration of a joint processing unit applied to a single polarization in an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a schematic diagram of a joint processing unit applied to dual polarization in an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the structure of a coefficient updating unit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a flowchart of a receiving method in an embodiment of the present invention.
  • the channel needs to satisfy the following four conditions: (1) the subcarrier spacing is equal to the subcarrier baud rate; (2) the symbols of each subcarrier are synchronized in time; (3) the modulator at the transmitting end has sufficient bandwidth; (4) receiving The end has a high enough sampling rate and a suitable anti-aliasing filter. According to the reports in the existing literature, a sampling rate of at least 4 times the baud rate is required to obtain better performance.
  • Super OFDM channel signal can be expressed as: is the imaginary unit ( ⁇ two --1). Is a waveform of a single symbol, ideally the symbol in the OFDM superchannel has a square wave waveform, SP:
  • ⁇ is the angular frequency of the first subcarrier
  • ⁇ ' is the mth symbol data of the first subcarrier
  • the receiving end uses the relevant reception when demodulating the first subcarrier, and the signal output by the receiver at the moment is:
  • the transmitter filter, channel and receiver filter can be regarded as a whole, and the transfer function is ( ⁇ .
  • the sampling rate of the analog-to-digital converter is sufficiently high, the spectrum of the entire superchannel Both are converted to the digital domain without aliasing, and the receiver can use the equalizer to remove the influence of ⁇ ), and then use orthogonality to demodulate any one of the subcarriers without interference.
  • the entire super channel occupies a wide bandwidth (on the order of 100 GHz), and the sampling rate of the analog-to-digital converter is much smaller than the bandwidth occupied by the super channel.
  • the sampling rate of the analog-to-digital converter is much smaller than the bandwidth occupied by the super channel.
  • the local oscillator laser at the receiving end can be aligned to a certain subcarrier. Demodulating the subcarrier, this demodulated subcarrier can be referred to as a target subcarrier.
  • the anti-aliasing filter is used to limit the spectrum of the signal to the sampling rate range of the analog-to-digital converter to avoid spectral mixing after sampling.
  • One AD sampling can only retain the local oscillator in the super channel. The frequency of the laser.
  • the correlator output signal can be written as:
  • the output of the correlator demodulating each subcarrier is:
  • the signal which is no longer ideally orthogonal, is no longer a unit matrix, and there is inter-carrier interference between ⁇ .
  • the separate processing of individual subcarriers in a conventional superchannel receiver cannot remove such inter-carrier interference.
  • Embodiments of the present invention provide a receiver for use in a coherent optical communication system.
  • the coherent optical OFDM superchannel system will be taken as an example to describe the receiver in detail. It should be noted, however, that embodiments of the present invention are applicable to all coherent optical communication systems in which multiple channels are present, and are not limited to coherent optical OFDM superchannel systems.
  • Fig. 3 is a block diagram showing the configuration of a receiver in accordance with an embodiment of the present invention.
  • the receiver includes: a branch forming unit 301 and a plurality of signal branches.
  • the branch forming unit 301 divides the signal from the transmitter into multiple subcarrier signals; each of the signal branches includes a front end processing device 302 and a signal compensation device 303, as described in the prior art, and details are not described herein.
  • each signal branch further includes: a joint processing unit 304; disposed between the front end processing device 302 and the signal compensation device 303, for subcarrier signals on the signal branch, and the signal branch
  • the subcarrier signals on the other signal branches adjacent to the road are jointly processed to eliminate inter-carrier interference.
  • the branch forming unit The 301 can be a coupler;
  • the front end processing device 302 can include: a local oscillator laser, a mixer, an anti-aliasing filter, an analog to digital converter, a static dispersion compensator, and an adaptive equalizer;
  • the signal compensation device 303 can include: Difference compensator, carrier phase recovery and data recovery.
  • the joint processing unit 304 can be disposed between the adaptive equalizer and the frequency difference compensator.
  • the front end processing device 302 may also include an adaptive equalizer instead of the adaptive equalizer; the joint processing unit 304 It can be set between the static dispersion compensator and the frequency difference compensator.
  • the front end processing device 302 may further include: an adaptive equalizer and a carrier separator.
  • a joint processing unit 304 can be provided between the adaptive equalizer and the frequency difference compensator.
  • the front end processing device 302 may further include: a carrier separator.
  • a joint processing unit 304 can be provided between the carrier separator and the frequency difference compensator.
  • both FIG. 4 and FIG. 7 only show the joint processing unit corresponding to the ith subcarrier, and actually have such a joint processing unit for each subcarrier.
  • the input of the joint processing unit corresponding to a certain subcarrier includes not only the subcarrier signal of the present signal branch but also several subcarrier signals around the subcarrier signal.
  • the input of the joint processing unit corresponding to the i-th subcarrier in FIG. 4 includes the i-th subcarrier signal and a total of five subcarrier signals around it, and the data of the i-th subcarrier can be recovered by the joint processing of these signals.
  • inter-carrier interference can be removed by providing a joint processing unit between the front-end processing device and the signal compensation device for each signal branch in the receiver. After removing the inter-carrier interference, the performance of the system will be significantly improved; and, when a suitable anti-aliasing filter is used, the sampling rate of the analog-to-digital converter can also be reduced to 2 times the baud rate, which is much lower than the current There are 4 times the baud rate in the technology.
  • the joint processing unit 304 may perform weighted summation of the subcarrier signals on the signal branch and the subcarrier signals on the other signal branches adjacent to the signal branch.
  • the joint processing unit 304 may specifically include: a plurality of filters and adders. Wherein, the plurality of filters are configured to filter the subcarrier signals of the signal branch and the subcarrier signals of the other signal branches adjacent to the signal branch according to the filter coefficients; the adder is used for outputting the plurality of filters Add them together.
  • the filter may be a Finite Impulse Response (FIR) filter; the joint processing unit 304 may be comprised of a series of FIR filters and one or more adders. These FIR filters may be symbol interval FIR, that is, one sample point per symbol; or may be a fractional interval FIR, that is, multiple sample points per symbol.
  • FIR Finite Impulse Response
  • the joint processing unit is disposed between the static dispersion compensator and the frequency difference compensator, and the input of the FIR filter is the output result of the static dispersion compensator; or as shown in FIG. 4 or As shown in Fig. 6, the joint processing unit is disposed between the adaptive equalizer and the frequency difference compensator, and the input of the FIR filter is the output of the adaptive equalizer.
  • the subcarrier signal of each signal branch may be a single polarization signal, the receiver is a single polarization system; or the subcarrier signal is a dual polarization signal, and the receiver is a dual polarization system.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing the configuration of a joint processing unit applied to a single polarization according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 8, for the joint processing unit of the i-th subcarrier signal, the i-th subcarrier signal, the adjacent m subcarrier signals of im to i, and the adjacent m subcarriers of i to i+m The signals are jointly processed to jointly process 2m + 1 subcarrier signals. Therefore, as shown in FIG. 8, the joint processing unit includes 2m + 1 filters and 1 adder.
  • Figure 9 is a block diagram showing the construction of a joint processing unit applied to dual polarization according to an embodiment of the present invention.
  • the joint processing unit of the i-th subcarrier signal the i-th subcarrier signal, the adjacent m subcarrier signals of im to i, and the adjacent m subcarriers of i to i+m
  • the signals are processed jointly.
  • the joint processing unit includes 2x (2m + 1) filters and 3 adders.
  • the adjacent subcarrier signals symmetrically up and down, that is, i-m to i+m, are 2m+1 subcarrier signals.
  • the specific input signal and structure of the joint processing unit can be determined according to actual conditions.
  • , ' represents the jsth sample value of the i-th subcarrier signal in the h-polarization direction, and represents the jsth sample value of the i-th sub-carrier signal in the V-polarization direction.
  • the equalized signal is sampled per symbol s, and s is a positive integer greater than or equal to 1.
  • j is the symbolic number.
  • each of the FIR filters in FIG. 8 or FIG. 9 can process a plurality of consecutive sample values of the subcarrier signal, for example, the number of FIR filter taps is 2n+1, and it is continuous for each received. 2n + 1 sample values are weighted and summed as the output of the FIR. Thereby, it is possible to accumulate a plurality of sample values and perform joint processing using a plurality of sample values to further improve the systemic platform.
  • each FIR filter has 2n + 1 values, corresponding to one row in the coefficient matrix.
  • each FIR filter The input may be equalized subcarrier signals corresponding to one row in the matrix; or in the structure shown in FIG. 5 or FIG. 7, the input of each FIR filter may be each subcarrier signal before equalization, Corresponds to a row in the matrix.
  • a matrix-to-vector mapping can be defined that outputs the elements in the matrix one by one into a column of vectors: ⁇ 1 ⁇ a ir '
  • A- f(A) (a ll ⁇ ⁇ 1 ⁇ ⁇ a 2l ⁇ 22 ⁇ 2 a x a 2 ⁇
  • each of the signal branches may further include: a coefficient updating unit, configured to update a filter coefficient of the filter according to the subcarrier signal after the inter-carrier interference cancellation processing is performed.
  • a coefficient updating unit configured to update a filter coefficient of the filter according to the subcarrier signal after the inter-carrier interference cancellation processing is performed.
  • the filter coefficients of the FIR filter can be obtained by a decision-assisted minimum mean square error method (DDLMS, Decision-Directed Least Mean Square).
  • DDLMS Decision-Directed Least Mean Square
  • the coefficient update unit will be described in detail below by taking the DDLMS method as an example.
  • the DDLMS method gradually updates the filter coefficients according to the decision result, and adaptively finds the optimal coefficients.
  • the details are as follows: Frequency difference compensation and phase estimation are respectively performed on the subcarrier signals, and phase estimation values 'and' in two polarization directions are obtained, and the phase estimation value includes an estimated value of the phase caused by the frequency difference and phase noise.
  • the estimated value of the induced phase which can be given by the frequency difference compensator and the phase restorer, respectively.
  • the signal is:
  • 2 gradient descent method may be used to update the coefficients:
  • Fig. 10 is a block diagram showing the structure of a coefficient updating unit according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 10 shows only one signal branch, and each signal branch can have a corresponding coefficient update unit.
  • the joint processing unit, the frequency difference compensator, the phase restorer and the decider in FIG. 10 may be provided by each signal branch, and the joint processing unit may be as described above, the frequency difference compensator and the phase restorer.
  • the prior art can be used in the decision maker and will not be described here.
  • the coefficient updating unit may specifically include: a first calculator 1001, a second calculator 1002, a first multiplier 1003, a second multiplier 1004, and a coefficient updater 1005;
  • the first calculator 1001 is configured to calculate a phase estimation value caused by a frequency difference of the subcarrier signals on the signal branch; that is, calculate ⁇ , ⁇ is an output result of the frequency difference compensator of the corresponding branch, j Indicates the imaginary part of the plural.
  • the frequency difference is a frequency difference between a transmitting end laser corresponding to the subcarrier and a local oscillator laser corresponding to the signal branch.
  • the second calculator 1002 is configured to calculate a phase estimation value caused by the phase noise of the subcarrier signal on the signal branch; that is, calculate expG (p2:>, ⁇ 2 is the output result of the phase restorer of the corresponding branch, and j represents the virtual number of the complex number
  • the phase noise is phase noise of a transmitting laser corresponding to the subcarrier and a local oscillator laser corresponding to the signal branch.
  • the first multiplier 1003 is configured to multiply the output of the decider with the output of the second calculator 1002; the second multiplier 1004 is configured to output the output of the first multiplier 1003 with the output of the first calculator 1001. The result is multiplied; the coefficient updater 1005 is for updating the filter coefficients based on the output result of the second multiplier 1004.
  • the coefficient update unit may further include: an update controller 1006 for controlling whether the coefficient updater 1005 updates the filter coefficients of the filter.
  • an update controller 1006 for controlling whether the coefficient updater 1005 updates the filter coefficients of the filter.
  • the update controller 1006 can be a switch. However, it is not limited thereto, and a specific implementation manner may be determined according to actual conditions.
  • Iij +1 w y - ⁇ ( ⁇ ⁇ - d u e J,p, - J )x* j ( 9 )
  • the specific manner is similar to the case of dual polarization, as described above, and will not be described again here.
  • the embodiment of the present invention further provides a receiving method, which divides a signal from a transmitter into multiple subcarrier signals.
  • the receiving method includes: Step 1101, on the signal branch Subcarrier signals and subcarrier signals on other signal branches adjacent to the signal branch perform processing for canceling inter-carrier interference;
  • the receiving method may further include:
  • Step 1100 Perform front-end signal processing on the sub-carrier signal of the signal branch; after the step 1101, the receiving method may further include:
  • Step 1102 Perform signal recovery on the processed subcarrier signal to obtain data sent by the transmitter.
  • Step 1100 and step 1102 can be as described in the prior art, and details are not described herein again.
  • the joint processing unit may be used to weight and sum the subcarrier signals on the signal branch and the subcarrier signals adjacent to the signal branch.
  • the step 1101 may include: filtering, by using a plurality of filters, subcarrier signals on the signal branch and subcarrier signals on other signal branches adjacent to the signal branch;
  • the output of multiple filters is added.
  • each filter can process a plurality of consecutive sample values of the subcarrier signal. Further, the filter coefficients of each filter may be updated according to the subcarrier signals after the inter-carrier interference cancellation processing is performed.
  • updating the filter coefficients of the filter specifically includes:
  • the filter coefficients are updated based on the output of the second multiplier.
  • the receiving method further includes: controlling whether to update the filter coefficients of the filter.
  • the subcarrier signal on each signal branch may be a single polarization signal, or may also be a dual polarization signal.
  • the inter-carrier interference can be removed by jointly processing the subcarrier signals on the signal branch and the subcarrier signals on the other signal branches adjacent to the signal branch by the joint processing unit.
  • the performance of the system can be significantly improved; and, when a suitable anti-aliasing filter is used, the sampling rate of the analog-to-digital converter can also be reduced to 2 times the baud rate, which is much lower than that in the prior art. 4 times the baud rate.
  • An embodiment of the present invention also provides a computer readable program, wherein when the program is executed in a receiver, the program causes the computer to execute the receiving method as described above in the receiver.
  • An embodiment of the present invention further provides a storage medium storing a computer readable program, wherein The computer readable program causes the computer to perform the receiving method as described above in the receiver.
  • the above apparatus and method of the present invention may be implemented by hardware, or may be implemented by hardware in combination with software.
  • the present invention relates to a computer readable program that, when executed by a logic component, enables the logic component to implement the apparatus or components described above, or to cause the logic component to implement the various methods described above Or steps.
  • the present invention also relates to a storage medium for storing the above program, such as a hard disk, a magnetic disk, an optical disk, a DVD, a flash memory, or the like.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

接收机以及接收方法 技术领域
本发明涉及通信技术领域， 特别涉及一种相干光正交频分复用
( OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) 超信道 ( Super Channel) 接收机以及接收方法。 背景技术
为了提高光通信的容量和频谱利用率， 最近相干 OFDM吸引了许多 研究者的兴趣。 在 OFDM超信道中， 包含多个光载波。 各个光载波独立 调制， 形成若干个子信道， 这些子信道共同构成超信道。 各个光载波可 以使用高级调制格式 （例如 QPSK)。 在这种系统中， 子载波间隔等于波特率， 各子信道的频谱有严重的 重叠， 但由于它们之间的正交性， 理论上各个子信道仍可以被解调并且 互不干扰。 在接收端， 光信号与本振激光器混频后被光电探测器转换为 电信号，该电信号经过模数转换后进行一系列数字信号处理（DSP, Digital Signal Processing )。 DSP包括子载波分离、 自适应均衡、 频差补偿、 相位 恢复等， 补偿传输损伤、 频差、 线宽等效应并最终恢复出发送的数据。 接收机中采用的 DSP技术是超信道的关键技术之一， 目前文献中报道的 方法是用多个本振激光器分别对准不同的子载波， 从而接收各子载波， 并接收对各子载波单独地进行 DSP处理以解调数据。 图 1是现有技术中超信道接收机的结构示意图。 如图 1所示， 该接 收机接收来自发射机的信号后， 通过耦合器 （CPL, coupler) 将信号分为 多路。 如图 1 所示， 对应于每一路信号的信号支路可包括前端处理装置 101和信号补偿装置 102。 其中， 前端处理装置 101可包括： 本振激光器 (LO) 1011、 混频器 （HB ) 1012、 反混叠滤波器 （AAF ) 1013、 模数转 换器 （ADC, Analog Digital Converter) 1014、 静态色散补偿器 （CDC) 1015和自适应均衡器 （AEQ) 1016。 信号补偿装置 102可包括： 频差补 偿器 （FOC) 1021、 载波相位恢复器 （CPR) 1022和数据恢复器 （DR) 1023。
如图 1所示， 每一路信号可对应一个本振激光器 1011。 在实际系统 中， 多个本振激光可以来自于独立的激光器， 也可以来自于【非专利文 献 1】中的多载波光源， 或锁模激光器等。 总之， 可以是某种包含多个离 散波长的激光光源。
如图 1 所示， 超信道光信号分别和不同波长的本振激光混频， 可被 混频器 1012中的光电探测器转换为基带电信号。 当每次采样只解调一个 子载波时， 多个本振光源分别对准多个子载波的频率。 然后， 电信号经 反混叠滤波器 1013和模数转换器 1014采样转换到数字域， 此后进行一 系列数字信号处理。
其中，静态色散补偿器 1015用来补偿长距离光纤传输后的累积色散; 自适应均衡器 1016用来补偿残余色散、偏振模色散及其它动态线性损伤; 频差补偿器 1021用来补偿发射端和接收端激光器的频差； 载波相位恢复 器 1022 用来补偿发射端和接收端激光器的相位噪声； 数据恢复器 1023 用来恢复发送数据。 图 1 示出了每次采样只解调一个子载波的情况， 也 可以每次采样解调多个子载波。
图 2是现有技术中超信道接收机的又一结构示意图。 如图 2所示， 前端处理装置 201 还包括载波分离器 （SCS ) 2010， 通过该载波分离器 2010将输入信号分成了两个载波。但不限于此， 也可以分成更多个载波； 并且各载波分离器所分出的载波数可以相同也可以不同。 每个支路的载 波分离器分离出几个载波取决于系统设计， 系统设计中应明确将整个超 信道分成多少个支路来进行接收、 以及从每个支路中恢复多少个载波上 的数据。
在实现本发明的过程中， 发明人发现只有当采样率很高时， 误码率 代价才会降至可以接受的水平； 因为光子信道的波特率较高 （在 10GHz 量级）， 现有模数转换器采样速率无法满足要求， 因此简单地提高采样率 的方法受到很大限制。
而现有技术中对子载波的数字信号处理都是独立进行的， 这种对各 个子载波独立处理的方法会有一定的误码率代价； 并且， 这样的独立处 理无法去除子载波间干扰， 系统性能也因此受到影响。
【非专利文献 1】 Benyuan Zhu et al, Ultra-long-haul transmission of 1.2Tb/s multicarrier no-guard-interval CO-OFDM superchannel using ultra-large-area fiber, Photonics Technology Letters, vol.22, no.11, p.826, 2010.
【非专利文献 2】 S. Chandrasekhar et al, Terabit superchannels for high spectral efficiency transmission, ECOC 2010, Tu.3.C5
【非专利文献 3】 S. Chandrasekhar et al, Experimental investigation on the performance of closely spaced multi-carrier PDM-QPSK with digital coherent detection, Optics Express, vol.17, no.24, p.21350, 2009. 【非专利文献 4】 S. J. Savory et al, Transmission of 42.8Gb/s polarization multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of standard fiber with no optical dispersion compensation. OTuAl, OFC 2007. 发明内容
本发明实施例提供一种接收机和接收方法， 目的在于消除载波间干 扰， 提高系统性能。
根据本发明实施例的一个方面， 提供一种接收机， 所述接收机包括: 支路形成单元， 将来自发射机的信号分成多路子载波信号； 多个信号支路； 每一个信号支路包括： 联合处理单元， 用于对本信 号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子 载波信号进行消除载波间干扰的处理。
根据本发明实施例的另一个方面， 提供一种接收方法， 将来自发射 机的信号分成多路子载波信号， 对于每一信号支路， 所述接收方法包括: 对本信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号 支路上的子载波信号进行消除载波间干扰的处理。
根据本发明实施例的又一个方面， 提供一种计算机可读程序， 其中 当在接收机中执行所述程序时， 所述程序使得计算机在所述接收机中执 行如上所述的接收方法。
根据本发明实施例的又一个方面， 提供一种存储有计算机可读程序 的存储介质， 其中所述计算机可读程序使得计算机在接收机中执行如上 所述的接收方法。 本发明实施例的有益效果在于， 通过联合处理单元对本信号支路上 的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号 进行联合处理， 可以去除载波间干扰。 由此， 系统的性能会得到明显提 高； 并且， 在使用了合适的反混叠滤波器时， 模数转换器的采样率也可 以降低至 2倍波特率， 大大低于现有技术中的 4倍波特率。 参照后文的说明和附图， 详细公开了本发明的特定实施方式， 指明 了本发明的原理可以被采用的方式。 应该理解， 本发明的实施方式在范 围上并不因而受到限制。 在所附权利要求的精神和条款的范围内， 本发 明的实施方式包括许多改变、 修改和等同。 针对一种实施方式描述和 /或示出的特征可以以相同或类似的方式在 一个或更多个其它实施方式中使用， 与其它实施方式中的特征相组合， 或替代其它实施方式中的特征。 应该强调， 术语"包括 /包含"在本文使用时指特征、 整件、 步骤或组 件的存在， 但并不排除一个或更多个其它特征、 整件、 步骤或组件的存 在或附加。 附图说明
参照以下的附图可以更好地理解本发明的很多方面。 附图中的部件 不是成比例绘制的， 而只是为了示出本发明的原理。 为了便于示出和描 述本发明的一些部分， 附图中对应部分可能被放大或缩小。
在本发明的一个附图或一种实施方式中描述的元素和特征可以与一 个或更多个其它附图或实施方式中示出的元素和特征相结合。 此外， 在 附图中， 类似的标号表示几个附图中对应的部件， 并可用于指示多于一 种实施方式中使用的对应部件。 图 1是现有技术中超信道接收机的结构示意图；
图 2是现有技术中超信道接收机的又一结构示意图； 图 3是本发明实施例中接收机的构成示意图；
图 4是本发明实施例中接收机的部分构成示意图； 图 5是本发明实施例中接收机的又一部分构成示意图； 图 6是本发明实施例中接收机的又一部分构成示意图； 图 7是本发明实施例中接收机的又一部分构成示意图； 图 8是本发明实施例中应用于单偏振的联合处理单元的构成示意图； 图 9是本发明实施例中应用于双偏振的联合处理单元的构成示意图； 图 10是本发明实施例中系数更新单元的构成示意图； 图 11是本发明实施例中接收方法的流程图。 具体实施方式
参照附图， 通过下面的说明书， 本发明的前述以及其它特征将变得 明显。 在说明书和附图中， 具体公开了本发明的特定实施方式， 其表明 了其中可以采用本发明的原则的部分实施方式， 应了解的是， 本发明不 限于所描述的实施方式， 相反， 本发明包括落入所附权利要求的范围内 的全部修改、 变型以及等同物。
为了方便对本发明的理解， 在进行本发明的说明之前， 先对本发明 相关的技术进行描述， 虽然这些技术不是作为本发明自身进行描述， 而 是作为对本发明进行理解的背景进行描述的， 但不应认为这些说明都是 已知的。
研究者已经总结出从 OFDM超信道的多个子信道中解调出一个子信 道需要满足以下 4个条件： （1 ) 子载波间隔等于子载波波特率； （2) 各 子载波的符号在时间上同步； （3 ) 发送端的调制器有足够的带宽； （4) 接收端有足够高的采样率和合适的反混叠滤波器。 根据现有文献的报道， 至少需要 4倍于波特率的采样率才能获得较好的性能。
Figure imgf000009_0001
OFDM超信道的信号可以表示为： ， 是虚数单 位 （^ 二―1 )。 是单个符号的波形， 理想情况下 OFDM超信道中的符 号具有方波波形， SP :
Figure imgf000009_0002
θ otherwise
. . . 2π
ω; = ιΑω = ι——
其中， 是符号周期， τ 是第 个子载波的角频率， Ω'，™是第 个 子载波的第 m个符号数据， "是子载波数。
在无信号失真的理想情况下，接收端解调第 个子载波时使用相关接 收， 在 时刻接收机输出的信号为：
Figure imgf000009_0003
Δ - ^π
其中， "" =^是子载波间隔。 由此可知， 的正交性使得只有第 ^个子 载波上携带的信号被无干扰地解调出来。 所以在无信号失真的理想情况 下， OFDM超信道的各个子载波之间互不干扰。
在实际的 OFDM超信道中， 可以将发射端滤波器、 信道和接收端滤 波器视为一个整体， 其传递函数为 (^。 当模数转换器的采样率足够高 时， 整个超信道的频谱都被无混叠地转换到数字域， 接收端用均衡器可 以去除^^)的影响， 然后利用正交性可以无干扰地解调任意一个子载波 的数据。
在实际中， 整个超信道占用的带宽很宽 （100GHz 量级）， 而模数转 换器的采样率远小于超信道所占带宽， 这时只能将接收端的本振激光器 对准某个子载波以解调该子载波， 可以把这个被解调的子载波称为目标 子载波 （target subcarrier)。 在模数转换器之前要使用反混叠滤波器将信 号的频谱限制在模数转换器的采样率范围内， 以避免采样后发生频谱混 这样， 一次 AD采样只能保留超信道中处于本振激光器的频率 。两 侧 带宽范围内的频谱， 是模数转换器的采样率。 现有文献中已报道， 至少要 4倍于子载波的波特率才能获得可接受的性能， 但和理论值仍 然有一定距离。 当采样率 小于 4倍波特率时， 性能更差。 主要原因是 此时存在载波间干扰。 假设采用理想的反混叠滤波器：
1 f [fLO-Rs/2,fLO+Rs/2]
H(f)
0 otherwise 在接收机用相关接收法解调第 i个载波， 相关器输出信号可以写为：
+··· + α;/;.+··· + α„/„)®5!. (2) 其中 是第 i个子载波上的符号数据， =^^(()<^7 ， ；·是 经过传递 函数为 (1)式的理想反混叠滤波器的信号。 ®表示相关运算：
Figure imgf000010_0001
解调各个子载波的相关器的输出为：
Figure imgf000011_0001
在采样率无限高的情况下， fi = s ¾ s '的正交性可知 B是单位阵， η = α, , 没有载波间干扰； 当采样率受限时， 是 经过理想反混叠滤波器 的信号， 它和 不再是理想正交的， 所以 Β不再是单位阵， η之间存在载 波间干扰。 传统的超信道接收机中对各个子载波单独处理无法去除这种 载波间干扰。
本发明实施例提供一种接收机， 应用于相干光通信系统中。 以下以 相干光 OFDM超信道系统为例， 对该接收机进行详细说明。 但应该注意 的是， 本发明实施例的实施方式可适用于所有存在多信道的相干光通信 系统， 而不仅仅局限于相干光 OFDM超信道系统。
图 3是本发明实施例的接收机的构成示意图。 如图 3所示， 该接收 机包括： 支路形成单元 301 和多个信号支路。 其中， 支路形成单元 301 将来自发射机的信号分成多路子载波信号； 每一个信号支路包括前端处 理装置 302和信号补偿装置 303， 如现有技术所述， 此处不再赘述。
如图 3所示， 每一信号支路还包括： 联合处理单元 304; 设置于前端 处理装置 302与信号补偿装置 303之间， 用于对该信号支路上的子载波 信号、 以及与该信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号进行联合 处理， 以消除载波间干扰。
在一个实施例中， 对应于第 i个子载波， 如图 4所示， 支路形成单元 301可为耦合器； 前端处理装置 302可包括： 本振激光器、 混频器、 反混 叠滤波器、 模数转换器、 静态色散补偿器和自适应均衡器； 信号补偿装 置 303 可包括： 频差补偿器、 载波相位恢复器和数据恢复器。 联合处理 单元 304可设置于自适应均衡器和频差补偿器之间。
在又一个实施例中， 对应于第 i个子载波， 如图 5所示， 前端处理装 置 302还可以不包括自适应均衡器， 而将自适应均衡器合并到联合处理 单元中； 联合处理单元 304可设置于静态色散补偿器和频差补偿器之间。
在又一个实施例中， 对应于第 i个子载波， 如图 6所示， 前端处理装 置 302还可包括： 自适应均衡器和载波分离器。 对于由载波分离器分离 后的每一路信号支路， 可在自适应均衡器和频差补偿器之间设置联合处 理单元 304。
在又一个实施例中， 对应于第 i个子载波， 如图 7所示， 前端处理装 置 302还可包括： 载波分离器。 对于由载波分离器分离后的每一路信号 支路， 可在载波分离器和频差补偿器之间设置联合处理单元 304。
以上仅对联合处理单元的设置位置进行了示意性说明， 但不限于此， 可以根据实际情况确定具体的实施方式。
为了简单起见，图 4至图 7均只画出了对应于第 i个子载波的联合处 理单元， 实际上对应每一个子载波都有这样的联合处理单元。 对应于某 个子载波的联合处理单元的输入不仅包括本信号支路的子载波信号， 还 包括该子载波信号周围若干子载波信号。例如： 图 4中对应于第 i个子载 波的联合处理单元的输入包括第 i个子载波信号、及其周围一共 5个子载 波信号， 通过对这些信号的联合处理可以恢复第 i个子载波的数据。 由上述可知， 在接收机中对于每一路信号支路， 通过在前端处理装 置和信号补偿装置之间设置联合处理单元， 可以去除载波间干扰。 去除 了载波间干扰后， 系统的性能会得到明显提高； 并且， 在使用了合适的 反混叠滤波器时， 模数转换器的采样率也可以降低至 2倍波特率， 大大 低于现有技术中的 4倍波特率。
在具体实施时， 联合处理单元 304可以对该信号支路上的子载波信 号、 以及该信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号进行加权求和。 联合处理单元 304具体可以包括： 多个滤波器和加法器。 其中， 多个滤 波器用于根据滤波系数对本信号支路的子载波信号、 以及与本信号支路 相邻的其他信号支路上的子载波信号进行滤波； 加法器用于对多个滤波 器的输出结果进行相加。
在一个实施例中， 滤波器可以是有限冲激响应 （FIR, Finite Impulse Response)滤波器； 联合处理单元 304可由一系列 FIR滤波器和一个或多 个加法器构成。这些 FIR滤波器可以是符号间隔 FIR, 即每符号一个采样 点； 也可以是分数间隔 FIR, 即每符号多个采样点。
在具体实施时， 可如图 5 所示， 联合处理单元设置于静态色散补偿 器和频差补偿器之间， FIR滤波器的输入是静态色散补偿器的输出结果； 也可如图 4或图 6所示， 联合处理单元设置于自适应均衡器和频差补偿 器之间， FIR滤波器的输入是自适应均衡器的输出结果。
在一个实施例中， 每一个信号支路的子载波信号可为单偏振信号、 该接收机为单偏振系统； 或者子载波信号为双偏振信号、 该接收机为双 偏振系统。 图 8是本发明实施例的应用于单偏振的联合处理单元的构成示意图。 如图 8所示， 对于第 i个子载波信号的联合处理单元， 对该第 i个子载波 信号、 相邻的 i-m至 i的 m个子载波信号、 以及相邻的 i至 i+m的 m个 子载波信号进行联合处理， 共联合处理 2m+l个子载波信号。 因此， 如图 8所示， 该联合处理单元包括 2m+l个滤波器和 1个加法器。
图 9是本发明实施例的应用于双偏振的联合处理单元的构成示意图。 如图 9所示， 对于第 i个子载波信号的联合处理单元， 对该第 i个子载波 信号、 相邻的 i-m至 i的 m个子载波信号、 以及相邻的 i至 i+m的 m个 子载波信号进行联合处理。 考虑到每个子载波信号的 h偏振方向和 V偏 振方向， 如图 9所示， 该联合处理单元包括 2x (2m+l )个滤波器和 3个 加法器。
以上仅为对联合处理单元结构的示意性说明。 例如在图 8 中， 对于 第 i个子载波信号， 联合处理上下对称的相邻子载波信号， 即 i-m至 i+m 共 2m+l个子载波信号。 但不限于此， 例如还可仅联合处理 i至 i+m共 m+1个子载波信号； 或者两边非对称的， 比如 i-n至 i+m共 m+n+1个子 载波信号。 可根据实际情况确定联合处理单元具体的输入信号和结构。
以双偏振系统为例： ，'， 表示 h偏振方向第 i个子载波信号的第 js 个采样值， ， 表示 V偏振方向第 i个子载波信号的第 js个采样值。值得 注意的是： 均衡后的信号是每符号 s采样的， s是大于等于 1 的正整数。 这里 j是符号序数。
首先提取出矩阵 ， 该矩阵是联合处理单元的输入：
Figure imgf000015_0001
该矩阵 是由两个偏振方向上，以第 i个子载波为中心的共 2m+l个 子载波上， 以第 js个采样值为中心的共 2n+l个采样值构成的矩阵， 矩阵 元个数为 L=2(2m+l)(2n+i )。 这样， 以合适的加权系数对此矩阵中的元素 加权求和可以去除载波间干扰， 恢复出 ，'， 和 ， 对应的数据。 如 （4) 式所示， 加权系数也可以写成相应的矩阵 j。
在本实施例中， 图 8或图 9中每一个 FIR滤波器可以对子载波信号 的连续多个采样值进行处理， 例如 FIR滤波器抽头数是 2n+l， 则它对每 接收到的连续 2n+l个采样值进行加权求和作为 FIR的输出。 由此， 可以 累计多个采样值， 并利用多个采样值进行联合处理， 进一步提高系统性 台匕
[ 匕
如 （4) 式所示， 每一个 FIR滤波器的滤波系数有 2n+l个值， 对应 于系数矩阵 "中的一行。 在如图 4或图 6所示的结构中， 每一个 FIR滤 波器的输入可以是均衡后的各子载波信号， 对应于矩阵 中的一行； 或 者在如图 5或图 7所示的结构中， 每一个 FIR滤波器的输入可以是均衡 前的各子载波信号， 对应于矩阵 中的一行。 在一个实施例中， 可以定义一个矩阵到向量的映射 ， 该映射将矩阵 中的元素按行逐一输出成一列向量： α1λ ai r '
A- f(A) = (all αχ1···αχ a2l α22···α2 a x a 2···α
m, am Ί… a. 令 =/ )， ^= ,), 则联合处理单元的输出为： y^ = ^^ (5) 其中，两组 FIR滤波器的滤波系数 w 和 w 分别用来恢复 h路信号 和 V路信号。
在一个实施例中， 每一信号支路还可以包括： 系数更新单元， 用于 根据进行了消除载波间干扰处理后的子载波信号， 对滤波器的滤波系数 进行更新。
在本实施例中， 具体地， FIR滤波器的滤波系数可以通过判决辅助的 最小均方误差法 （DDLMS, Decision-Directed Least Mean Square) 得到。 但不限于此， 还可根据实际情况采用其他的系数更新方式。 以下以 DDLMS方法为例对系数更新单元进行详细说明。
在本实施例中， DDLMS方法根据判决结果来逐步更新滤波系数， 自 适应地找到最优系数。 具体如下： 分别对子载波信号进行频差补偿和相 位估计， 可得到两个偏振方向上的相位估计值 '和 "， 该相位估计值 中包含对频差引起的相位的估计值和对相位噪声引起的相位的估计值， 这两个估计值可以分别由频差补偿器和相位恢复器给出。 相位恢复后的 信号为：
= " 对它们的判决为 和 。 判决的作用是将信号判决为符号集中的 一个值。 为了最小化判决前信号和判决值的均方误差：
ehM =1 I2
evM ^\ yvM^ - dv . . |2 可以使用梯度下降法来更新系数：
wv,iij +1 = wv i j - μ(γνΜ - dv,i 'Pv" K> (6) 其中系数更新步长〃是一个大于零的实数， *表示共轭。 上式从初值 开始迭代多次后将收敛， 此时 L维系数向量 wh 和 w 接近最优值， 使用
(5)式即可有效地去除载波间干扰， dh'"和 即是接收机的输出。
图 10是本发明实施例的系数更新单元的构成示意图。 图 10示出的 仅针对一个信号支路， 而各信号支路都可以有相应的系数更新单元。 应 该注意的是， 图 10中的联合处理单元、 频差补偿器、 相位恢复器和判决 器可以是各个信号支路都具有的， 联合处理单元可如上所述， 频差补偿 器、 相位恢复器和判决器可采用现有技术， 此处不再赘述。
如图 10所示， 该系数更新单元具体可包括： 第一计算器 1001、 第二 计算器 1002、 第一乘法器 1003、 第二乘法器 1004和系数更新器 1005; 其中，
第一计算器 1001用于计算该信号支路上子载波信号的频差引起的相 位估计值； 即计算 εχραφ , φΐ 为相应支路的频差补偿器的输出结果， j 表示复数的虚部。 具体地， 该频差是该子载波对应的发射端激光器和该 信号支路对应的本振激光器之间的频差。
第二计算器 1002用于计算该信号支路上子载波信号的相位噪声引起 的相位估计值；即计算 expG(p2:>, φ2为相应支路的相位恢复器的输出结果， j表示复数的虚部。 具体地， 该相位噪声是该子载波对应的发射端激光器 和该信号支路对应的本振激光器的相位噪声。
第一乘法器 1003用于将判决器的输出结果与第二计算器 1002的1 出结果相乘； 第二乘法器 1004用于将第一乘法器 1003的输出结果与第 一计算器 1001 的输出结果相乘； 系数更新器 1005用于根据第二乘法器 1004的输出结果， 更新滤波系数。
在一个实施例中， 系数更新单元还可以包括： 更新控制器 1006， 用 于控制系数更新器 1005是否对滤波器的滤波系数进行更新。 由此通过更 新控制器 1006， 可以根据实际情况控制是否更新系数， 例如逐符号更新 系数或每隔若干个符号更新一次系数。在具体实施时，该更新控制器 1006 可为开关。 但不限于此， 可根据实际情况确定具体的实施方式。
以上对双偏振的情况进行了详细的说明。 对于单偏振情形， 不再区 分 h和 V下标， 上述的 (4)(5)(6)式可分别为：
Figure imgf000018_0001
iij +1 = wy - μ(γυ - dueJ,p,-J )x*j (9) 具体方式与双偏振情况类似， 可如前所述， 此处不再赘述。
本发明实施例还提供一种接收方法， 将来自发射机的信号分成多路 子载波信号， 对于每一路子载波信号， 如图 11所示， 所述接收方法包括: 步骤 1101， 对本信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻 的其他信号支路上的子载波信号进行消除载波间干扰的处理；
在本实施例中， 步骤 1101中的本信号支路上的子载波信号、 以及与 本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号均已经进行了前端处 理。 由此， 在步骤 1101之前， 所述接收方法还可包括：
步骤 1100， 对本信号支路上的子载波信号进行前端信号处理； 在步骤 1101之后， 所述接收方法还可包括：
步骤 1102， 将处理后的子载波信号进行信号恢复， 获得发射机发送 的数据。 步骤 1100和步骤 1102可如现有技术所述， 此处不再赘述。
在本实施例中， 在步骤 1101具体实施时， 可采用联合处理单元对本 信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的子载波信号进行加 权求和。
具体地， 步骤 1101可包括： 通过多个滤波器对本信号支路上的子载 波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号进行滤 波；
对多个滤波的输出结果进行相加。
进一步地， 每一个滤波器可以对子载波信号的连续多个采样值进行 处理。 进一步地， 可以根据进行了消除载波间干扰处理后的子载波信号， 对每一个滤波器的滤波系数进行更新。
进一步地， 对滤波器的滤波系数进行更新， 具体包括：
通过第一计算器计算子载波信号的频差引起的相位估计值； 通过第二计算器计算子载波信号的相位噪声引起的相位估计值； 通过第一乘法器将对子载波信号的判决结果与第二计算器的输出结 果相乘；
通过第二乘法器将第一乘法器的输出结果与第一计算器的输出结果 相乘；
根据第二乘法器的输出结果， 更新滤波系数。
进一步地， 所述接收方法还包括： 控制是否对滤波器的滤波系数进 行更新。
在具体实施时， 每一个信号支路上的子载波信号可以为单偏振信号、 或者也可以为双偏振信号。
由上述实施例可知， 通过联合处理单元对本信号支路上的子载波信 号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号进行联合处 理， 可以去除载波间干扰。 由此， 系统的性能会得到明显提高； 并且， 在使用了合适的反混叠滤波器时， 模数转换器的采样率也可以降低至 2 倍波特率， 大大低于现有技术中的 4倍波特率。
本发明实施例还提供一种计算机可读程序， 其中当在接收机中执行 该程序时， 该程序使得计算机在该接收机中执行如前所述的接收方法。
本发明实施例还提供一种存储有计算机可读程序的存储介质， 其中 该计算机可读程序使得计算机在接收机中执行如前所述的接收方法。 本发明以上的装置和方法可以由硬件实现， 也可以由硬件结合软件 实现。 本发明涉及这样的计算机可读程序， 当该程序被逻辑部件所执行 时， 能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件， 或使该逻辑部 件实现上文所述的各种方法或步骤。 本发明还涉及用于存储以上程序的 存储介质， 如硬盘、 磁盘、 光盘、 DVD、 flash存储器等。
以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述， 但本领域技术人员 应该清楚， 这些描述都是示例性的， 并不是对本发明保护范围的限制。 本领域技术人员可以根据本发明的精神和原理对本发明做出各种变型和 修改， 这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims

权 利 要 求 书
1、 一种接收机， 所述接收机包括：
支路形成单元， 将来自发射机的信号分成多路子载波信号； 多个信号支路， 每一个信号支路包括： 联合处理单元， 所述联合处 理单元用于对本信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其 他信号支路上的子载波信号进行消除载波间干扰的处理。
2、 根据权利要求 1所述的接收机， 所述联合处理单元具体包括： 多个滤波器， 每一个滤波器用于根据滤波系数对所述本信号支路上 的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号 进行滤波；
加法器， 用于对所述多个滤波器的输出结果进行相加。
3、 根据权利要求 2所述的接收机， 每一个滤波器对子载波信号的连 续多个采样值进行处理。
4、 根据权利要求 2所述的接收机， 所述信号支路还包括： 系数更新 单元， 用于根据进行了消除载波间干扰处理后的子载波信号， 对所述联 合处理单元的每一个滤波器的滤波系数进行更新。
5、 根据权利要求 4所述的接收机， 所述系数更新单元具体包括： 第一计算器， 用于计算所述子载波信号的频差引起的相位估计值； 第二计算器， 用于计算所述子载波信号的相位噪声引起的相位估计 值；
第一乘法器， 用于将对所述子载波信号的判决结果与所述第二计算 器的输出结果相乘；
第二乘法器， 用于将所述第一乘法器的输出结果与所述第一计算器 的输出结果相乘；
系数更新器， 用于根据所述第二乘法器的输出结果， 更新所述滤波 系数。
6、 根据权利要求 5所述的接收机， 所述系数更新单元还包括： 更新 控制器， 用于控制所述系数更新器是否对所述滤波器的滤波系数进行更 新。
7、 根据权利要求 1至 5任一项所述的接收机， 所述每一个信号支路 上的子载波信号为单偏振信号、 或者双偏振信号。
8、 一种接收方法， 将来自发射机的信号分成多路子载波信号， 对于 每一信号支路， 所述接收方法包括：
对本信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号 支路上的子载波信号进行消除载波间干扰的处理。
9、 根据权利要求 8所述的接收方法， 所述对本信号支路上的子载波 信号、 以及与本信号支路相邻的其他信号支路上的子载波信号进行消除 载波间干扰的处理， 具体包括：
通过多个滤波器对本信号支路上的子载波信号、 以及与本信号支路 相邻的其他信号支路上的子载波信号进行滤波；
对多个滤波的输出结果进行相加。
10、 根据权利要求 9所述的接收方法， 每一个滤波器对子载波信号 的连续多个采样值进行处理。
11、 根据权利要求 9所述的接收方法， 所述方法还包括： 根据进行 了消除载波间干扰处理后的子载波信号， 对每一个滤波器的滤波系数进 行更新。
12、 根据权利要求 11所述的接收方法， 对所述滤波器的滤波系数进 行更新， 具体包括：
通过第一计算器计算所述子载波信号的频差引起的相位估计值； 通过第二计算器计算所述子载波信号的相位噪声引起的相位估计值； 通过第一乘法器将对所述子载波信号的判决结果与所述第二计算器 的输出结果相乘；
通过第二乘法器将所述第一乘法器的输出结果与所述第一计算器的 输出结果相乘；
根据所述第二乘法器的输出结果， 更新所述滤波系数。
13、 根据权利要求 12所述的接收方法， 所述方法还包括： 控制是否 对所述滤波器的滤波系数进行更新。
14、 根据权利要求 8至 13任一项所述的接收方法， 所述每一个信号 支路上的子载波信号为单偏振信号、 或者双偏振信号。
15、 一种计算机可读程序， 其中当在接收机中执行所述程序时， 所 述程序使得计算机在所述接收机中执行如权利要求 8至 14的任意一项权 利要求所述的接收方法。
16、 一种存储有计算机可读程序的存储介质， 其中所述计算机可读 程序使得计算机在接收机中执行如权利要求 8至 14的任意一项权利要求 所述的接收方法。
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