WO2012130296A1 - Hybridumrichter und verfahren zu seiner regelung - Google Patents

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WO2012130296A1
WO2012130296A1 PCT/EP2011/054898 EP2011054898W WO2012130296A1 WO 2012130296 A1 WO2012130296 A1 WO 2012130296A1 EP 2011054898 W EP2011054898 W EP 2011054898W WO 2012130296 A1 WO2012130296 A1 WO 2012130296A1
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voltage
converter
power semiconductor
network
commutated
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PCT/EP2011/054898
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Marcos Pereira
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Definitions

  • Hybrid converter and method for its regulation The invention relates to a hybrid converter for transmitting an electric power between an AC voltage network and a DC network with a network-clocked converter whose power semiconductor switches are set up for a single switching in a period of an AC voltage of the AC voltage and which is connected to a connection unit for connecting the AC voltage network is connected, and a likewise connectable to the said AC voltage supply self-commutated converter, the phase module branches with both switched on and off power semiconductor switches up and which is connected in series with the line-commutated inverter.
  • the invention further relates to a method for transmitting electrical power between an alternating voltage leading AC voltage network and a DC voltage network, in the power semiconductor switch of a network-clocked inverter in a period of the AC voltage once from a blocking position in which a current flow is interrupted via the power semiconductor switch, in a passage position be transferred, in which a current flow over the power ⁇ semiconductors is made possible, and in which a series-connected to the mains clocked inverter self-commutated inverter, which is connected to the same AC power, current and voltage components with a frequency that is an integer multiple the fundamental of the AC voltage is suppressed.
  • Such a converter and such a method are already known, for example, from the article "Harmonic Cancellation of A Hybrid Converter” published in "IEEE Transactions on Power Delivery, Volume 13, No. 4, October 1998” by Ake Ektrom and Hongbo Jiang.
  • the hybrid converter disclosed there is intended for high-voltage direct current transmission (HVDC). see and has a grid-controlled inverter and a self-commutated converter, which are connected in series.
  • the grid-controlled converter has converter valves consisting of thyristors. Thyristors can be actively converted by an ignition signal from a non-conductive state to a conductive state.
  • VSC Voltage Source Converter
  • Ekström et al. regulate the self-commutated inverter by means of a pulse width modulation, so that harmonic harmonics of the fundamental oscillation are compensated, which are inevitably generated by the line-commutated inverter.
  • the self-commutated inverter therefore acts like an active filter.
  • HVDC high ⁇ voltage direct current transmission
  • the HVDC system comprises a line commutated converters with thyristor valves, which is connected to an alternating voltage network and connected to a direct voltage network
  • several self-commutated inverter are provided, which depending on the application as an active filter for compensation. serving of harmonics of the fundamental frequency on the AC side or on the DC side.
  • the self-commutated inverters is called the two-stage inverter. If harmonics are suppressed both on the DC side and the AC side, two self-commutated converters are pre ⁇
  • the two inverters k can be connected by a direct voltage intermediate circuit with each other.
  • a disadvantage of the hybrid converters known from the prior art is that for the compensation of harmonics two self-commutated converters are provided both on the AC side and on the DC voltage ⁇ side . This results in a complex structure of the entire system with hö ⁇ greater cost in the wake and complex control procedures.
  • the object of the invention is therefore to provide a hybrid converter and a method of the type mentioned, in which harmonic harmonics of the fundamental can be effectively attenuated both on the DC side and on the AC voltage side of the hybrid converter and the same time simple and thus kos ⁇ is cheap.
  • the invention solves this problem on the basis of the hybrid converter mentioned above in that the phase module branches of the self-commutated converter have a series circuit of submodules, each submodule has two terminals, an energy storage and a power semiconductor scarf ⁇ tion of switched on and off power semiconductor switches, which can be controlled are that the voltage dropping on the energy ⁇ memory or a zero voltage at the two terminals of each submodule drops.
  • the invention solves the problem in that the self-commutated Umrich ⁇ ter is a modular multi-converter, with which the said voltage components are suppressed both in the AC voltage network and in the DC voltage network.
  • the hybrid converter has at least one network-clocked converter with power semiconductor switches, which are only activated once in a period of the fundamental oscillation of the connected AC voltage network. Is the frequency of the fundamental wave of the AC voltage, for example 50 Hertz there is a corresponding clock ⁇ frequency for the control of each actuatable performance-half of the eggs switch network clocked inverter.
  • the self-commutated inverter has both on and off switchable power semiconductor switches.
  • Both inverters are connected according to the invention with the same AC voltage network.
  • each converter has an AC voltage connection which is connected to the same AC voltage network either by means of the same or different connection units.
  • the self-commutated converters ⁇ is a so-called modular Mehrmenumrichter. Due to the modular design of the multi-stage converter this is able to react much faster if necessary than is the case with the slower self-commutated two-stage converters. These have a central storage capacitor at their DC voltage terminals, so that the suppression of harmonics on the DC side of the entire hybrid converter with the generic hybrid converter is not possible.
  • each inverter is provided, which are each connected to a central energy storage.
  • no central energy store or storage capacitor is provided.
  • the Phasenmo- dulzweige each have a series circuit of submodules.
  • Each of these submodules has its own, compared to the central energy storage according to the prior art smaller energy storage with correspondingly low capacity.
  • the energy storage unit of each submodule is connected to the power semiconductor switches of the submodule so that either a zero voltage, that is, the voltage zero, or the voltage dropping across the energy store can be generated at the two connection terminals of the submodule.
  • the inverse energy storage voltage can be generated at the terminals beyond.
  • the total voltage drop across the phase module branch can be increased in steps, the height of the steps being determined by the voltage drop across the energy store.
  • the interpretation ⁇ tion of energy storage such as the capacity of a Unipolar storage capacitor, for example, depends on the dielectric strength of each used power semiconductor ⁇ conductor switch. For example, in power semiconductor switches commercially available today, the withstand voltage is between 1 kV and 10 kV. In high voltage applications, each phase module branch of the self-commutated converter has, for example, several hundred submodules.
  • hybrid converter for dining so-called island networks, which have no or only one negligible in its effect energy generator.
  • the network-clocked inverter is a grid-controlled converter
  • the converter valves has switchable, but not switchable from ⁇ power semiconductor switches.
  • power semiconductors are, for example, thyristors or trisors.
  • the grid-controlled converter also has switchable power semiconductor switches, IGBTs, GTOs, IGCTs or the like.
  • the converter valves of the grid-clocked inverter are connected to at least one Graetz bridge mitein ⁇ other, each Graetz bridge has an AC voltage connection, the connectedness with the connector unit is the.
  • the Graetz bridges can also be referred to as so-called six-pulse bridges.
  • Such six-pulse bridges are well known to those skilled in the art, so that their mode of action and design at this point need not be discussed in more detail.
  • the power converter valves of the network-clocked converter form two Graetz viten arranged in series with each other, each Graetz bridge being equipped with an AC voltage terminal which is connected to the connection unit.
  • two Graetz bridges are provided which are connected in series to each other.
  • Each of these six-pulse Graetz bridges or is expediently connected to its AC terminal with a secondary Wick ⁇ lung acting as a terminal unit of the first transformer tors, whose primary winding is in turn connected to the alternating voltage network.
  • the secondary windings are, for example, three-phase secondary windings under ⁇ Kunststoffaji interconnection.
  • a secondary winding has a triangular circuit, while the other three-phase secondary winding forms a star point.
  • Graetz bridges On ⁇ reason these different wiring it comes to the AC voltage connections of Graetz bridges to a phase shift in the applied AC voltage.
  • This phase shift on the series-connected six-pulse bridges realizes a twelve-pulse bridge circuit.
  • Such a twelve-pulse bridge circuit is known from the prior art, so that at this point on the Ausges ⁇ taltung need not be discussed in more detail.
  • phase module branches of the self-commutated converter are interconnected to form a Graetz bridge, wherein each phase module branch extends between an AC voltage terminal and a DC voltage terminal of the self-commutated converter.
  • the self-commutated converters which is designed according to the invention as a modular Mehreasenumrichter is often referred to as so-called "Voltage Source Converter” or short VSC.
  • the extending between the AC voltage connection and a DC terminal phases ⁇ module branches are therefore not as in a line-commutated inverter converter valves but phase module branches ge ⁇ Nannt. Do not act like valves or like switches but represent rather a power source ready.
  • the Phasenmo ⁇ dulzweige may be connected to a Graetz bridge.
  • the phase module branches together form a so-called Six-pulse bridge circuit, the AC side with the AC voltage network is ver ⁇ bindable and has two DC voltage terminals for connecting the poles or a ground terminal.
  • the AC voltage connection of the self-commutated converter is connected to a secondary winding of a second transformer.
  • two transformers are provided.
  • a first transformer is used to connect the line-commutated inverter to the AC mains.
  • the second transformer on the other hand is connected to the self-commutated converter on the one hand and with the same AC ⁇ network.
  • the common transformer then has a connectable to the AC voltage network ⁇ primary winding two secondary windings and preferably three secondary windings, on.
  • the Se ⁇ kundärwicklept then with the Konditionsanschlüs- sen of the respective inverter, so their Graetzmaschine (s) connected.
  • the submodules of the self-commutated converter can be embodied in the invention, for example, as so-called half-bridge circuit ⁇ or as a full bridge circuit.
  • half-bridge circuit only a series connection of two power semiconductors which can be switched on and off, such as IGBTs, GTOs, IGCTs or the like, is connected in parallel to the energy store.
  • Another An ⁇ connecting terminal is directly connected to a terminal of the Energyspei ⁇ Chers, for example, a pole of a unipolar Speicherkon ⁇ densators, whereas the other terminal processing semiconductor switches to the potential point between the on and turn-off performance of the power semiconductor series scarf ⁇ tung is connected.
  • Each controllable power semiconductor switch is a freewheeling diode in opposite directions in parallel ge ⁇ switched.
  • such a multi-stage converter is known for example from DE 101 03 031.
  • each submodule can also be designed as a so-called full bridge or H circuit.
  • each submodule has four power semiconductor switches.
  • the energy storage then not only a series circuit, but two series circuits are connected in parallel, each Rei ⁇ henscrien again has two power semiconductor switch, which are switched on and off.
  • Each of these power semiconductor switch ⁇ is a freewheeling diode connected in opposite directions in parallel.
  • a first terminal is connected to the potential point between the power semiconductor switches of the first series circuit, while the second terminal is connected to the potential point between the power ⁇ semiconductor switches of the second series circuit.
  • An inverter with such submodules is known for example from US 5,642,275.
  • Depending on the control of the ansteu ⁇ trollable power semiconductor switches either the voltage dropped across the energy storage voltage, a zero voltage or but the inverse energy storage voltage can be generated at the terminals.
  • FIG. 2 shows an embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows the self-commutated converter from FIG. 2 with the voltages dropping at the phase module branches
  • FIG. 6 shows a circuit of the self-commutated converter according to FIG. 2,
  • FIG. 1 shows an inverter station 1 of a so-called high-voltage direct current transmission (HVDC) -anläge, a AC voltage network 2 with a one or two pole
  • HVDC high-voltage direct current transmission
  • the converter station 1 consists of a grid-controlled converter 4, which is composed of two series-connected bridging bridges 5 whose topology is shown in more detail in the indicated magnification.
  • Each Graetz bridge has six converter valves 6 which each extend between an AC voltage terminal 7 and a DC voltage terminal 8i and 82, respectively.
  • Each Graetz bridge 5 is designed for high voltages up to, for example, 500 kV. To control these high voltages, a sufficient number of power ⁇ semiconductor switches 9 being connected in series, while in the switched ge Service ⁇ th embodiment, but are not actively switched off. In the example of FIG. 1, the power semiconductor switches are thyristors.
  • alternating voltage network 2 is a three-phase alternating-voltage network 2, but for reasons of clarity, only one phase Darge ⁇ represents.
  • the two bridging bridges 5 of the line-commutated converter 4 are arranged in series with one another.
  • the converter station 1 further comprises a transformer 10 which has a primary winding 11 connected to the AC voltage network 2 and two secondary windings 12 and 13.
  • the primary and secondary windings are also three-phase, wherein the secondary winding 12 forms a neutral point.
  • the secondary winding 13 forms a three- ⁇ ecksscrien. Due to this different interconnection of the secondary windings 12, 13, the alternating voltage connections 7 of the bridging bridges 5 undergo a phase shift of the applied alternating voltage relative to one another, so that a so-called mains-guided network is formed by the two series-connected six-pulse bridges 5 Twelve-pulse inverter 4 is provided.
  • the current and the voltage in the DC circuit 3 are controlled by the control angle, thus the time of ignition of the thyristors with respect to the applied AC voltage.
  • the control angle is also referred to as the ignition angle or extinction angle ⁇ .
  • To my- set the control angle is a protection and control ⁇ unit 14th
  • inverter 4 have the disadvantage that it requires for its operation a large reactive power be ⁇ forces that must be provided by the AC power supply. 2
  • the reactive power increases with the transmitted active power and with the ignition or extinction angle of the thyristors 9.
  • Another disadvantage is that during operation of the converter 4 distortion of the current and voltage due to harmonic current and voltage components occurs on both the AC and DC sides.
  • the energy supply of an island network so-called with line commutated converters 4, as shown in Figure 1 only with difficulty, since the island grid does not have sufficiently strong voltage ⁇ source for the commutation of the current one other of the at To cause converter valve 6.
  • the transformers are equipped with elaborate ⁇ load tap changers. This allows an optimization of the AC voltage on the AC side of the Graetz bridge 5 so that they can be driven ⁇ be a firing angle, which demands the lowest possible reactive power ⁇ tung from the AC power. 2
  • This tap changer ter is indicated by an arrow in the primary winding 11 of the first transformer 10.
  • the DC circuit 3 In order to limit the ripple of the current on the DC side of the inverter 4, the DC circuit 3 is equipped with an elaborate smoothing throttle 16. In order to suppress harmonic harmonics of the fundamental as current components in the DC network 3, usually two or three absorption circuits 17 are installed at each pole of the DC circuit 3. Also already active filters have been proposed at this point.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of the hybrid converter 18 according to the invention, which consists of a line-commutated converter 4 according to FIG. 1 and a self-commutated converter 19.
  • the grid-controlled converter 4 and the self-commutated converter 19 are arranged in series with each other.
  • the grid-connected inverter 4 and the self-commutated converter 19 connect two poles of a DC or DC
  • the self-commutated converter 19 comprises phase module branches 20 each 8i and 8 4 he ⁇ extend between a phase of the alternating voltage ⁇ terminal 21 of the self-commutated converter 19 and each ⁇ wells a DC terminal.
  • the phase module branches 20 are again one
  • Each phase module branch 20 has a controllable voltage source Sl or S6, in each case a throttle 22 is connected in series.
  • the throttle 22 allows limiting circulating currents, so that they can be regulated within the self-commutated converter 19.
  • the controllable voltage sources S1... S6 of the phase module branches 20 sen switched on and off power semiconductor switches, the topology will be discussed in more detail later.
  • the controllable power semiconductor switches are connected to the protective and regulating device 14 at their control terminals.
  • the AC voltage terminal 21 of the self-commutated Umrich ⁇ ters 19 is connected via a second transformer 23 as a second terminal unit back to the AC voltage network 2 connected.
  • FIG. 3 shows a first embodiment of a êtba ⁇ ren voltage source Sl a phase module branch 20 of the Hybri ⁇ dumrichters 18 according to figure 2. It is seen that the controllable voltage source Sl of the self-commutated converter 19 is switched from a number of series submodules 24 loading, wherein Each submodule 24 has an energy store 25 and a series circuit 26 of two series-connected switched on and off power semiconductor switches 27 and 28.
  • a first connection terminal 31 of each submodule 24 is connected to the potential point between the switchable power semiconductor switches 27, 28, whereas the second connection terminal 32 is connected to a terminal of the energy store 25, which in this case is a unipolar storage capacitor 25.
  • the power semiconductor switches 27, 28 which can be switched on and off have a schematically indicated control connection which, via control lines, not shown in FIG. 3, with the protection and control unit. direction 14 is connected.
  • FIG. 4 shows a different embodiment of the controllable voltage sources S1... S6 of the phase module branches 20 of the self- commutated converter 19 according to FIG. 2, using the example of the controllable voltage source S1.
  • all controllable voltage sources S1... S6 are constructed identically.
  • the controllable voltage source Sl according to Figure 4 consists of a series of identical scarf ⁇ tung submodules 24, each sub module 24 has a first terminal 31 and a second terminal 32nd Also, each submodule 24 has a unipolar storage capacitor 25 as an energy store.
  • the energy store 25 is again a first series circuit 26 of switched on and off power semiconductor switches 27 and 28 connected in parallel.
  • a second series circuit 33 is provided, which is also connected in parallel to the unipolar storage capacitor 25.
  • the second series circuit 33 again has a first 34 and a second 35 switched on and off power semiconductor Switches, which in each case again a free-wheeling diode 29 ge ⁇ genuinely connected in parallel.
  • the first terminal 31 is connected to the potential point between the cataloggurlei ⁇ terschaltern 27 and 28 of the first series circuit 26, wohin- is connected to the second connecting terminal 32 with the potential point between the power semiconductor switches 34 and 35 of the second series circuit 33rd
  • the capacitor voltage Uc dropped across the storage capacitor 25 a zero voltage or else the inverse capacitor voltage -Uc can be generated at the connection terminals 31 and 32 of each submodule 24.
  • each Submo- dul 24 further includes also further means, such as control ⁇ electronics, instrumentation sensors and cooling devices or the like, which are not ge ⁇ shows here for the sake of clarity.
  • control ⁇ electronics, instrumentation sensors and cooling devices or the like which are not ge ⁇ shows here for the sake of clarity.
  • the operation of the self-commutated converter 19 according to Figure 2 will now be explained with reference to Figure 5 below.
  • the voltage between the DC voltage terminals 8i and 8 4 is referred to here as UD and the voltages between the terminals A, B and C of the AC voltage terminal 21 and the DC voltage connection terminals 8i and 8 4 as Ul, U2, U3, U4, U5 and U6.
  • alternating voltage network 2 is a three-phase alternating voltage network
  • the controllable voltage sources are len S1 ... controlled S6 so that the voltages U1 ... U6 meet the following equations:
  • the voltages Ul, U2... U6 of the phase module branches 20 are different from the voltages of the controllable voltage sources S1... S6, ie the series connection of the submodules 24, due to the reactors LI, L2... L6. Of course, this deviation is taken into account by the control device 14. If a value for the voltage UD between the DC voltage terminals 8i and 8 4 is given, then the
  • phase module branches 20 are constructed, as shown in FIG. 3, they can only supply a positive or only a negative voltage and a zero voltage. Therefore, the following restriction results:
  • the voltage drop across the DC voltage terminals 8i and 8 4 does not necessarily have to be constant. Rather ei ⁇ ne superimposed AC component or a sum of AC voltages having different harmonic frequencies of the fundamental frequency can provide for a variation of the voltage UD.
  • a polarity change of UD requires the use of submodules 24 according to FIG. 4.
  • the voltages at the AC voltage terminal 21 consist of a sum of voltage components with different frequencies, one of these components varying with the fundamental frequency of the AC voltage network 3.
  • the AC voltage output at the AC voltage terminal 21 may also be a Have zero frequency, ie a DC component.
  • the equations also hold if the parameter a is given a negative sign or becomes zero. This makes it clear that the self-commutated converter 19 can also be connected to an unbalanced three-phase AC mains. If the alternating voltage of the alternating voltage network 2 has harmonic components, counter system components or zero system components, the equations can also be represented as follows:
  • VA, VB and VC are the maximum magnitude value of the conductor-to-ground voltage to the respective terminals or phases A, B and C of the AC voltage terminal 21.
  • the protection and control device 14 ensures that the grid-controlled inverter 4 with an optimal firing angle, ie in a predetermined optimum operating range, works, this regardless of the voltage in the AC voltage network 2 and of the DC voltage in the DC voltage circuit 3 takes place.
  • the optimization is achieved by appropriate control of the self-commutated converter 19.
  • the optimal operation of the line-commutated converter 4 is not made possible by a load ⁇ stepping switch on the transformer 10, but by appropriate control of the self-commutated converter 19 ⁇ light. Due to the modular design of the Phasenmodul- branches 20 a highly dynamic control is possible, so that ripples of the DC voltage in the DC circuit 3 can be suppressed.
  • the protective and regulating device 14 can reduce the DC voltage dropping at the line-commutated converter 4, for example from the measured AC voltage, from the firing angle of the flow control valves 6 of the line-commutated converter 4 and determine the direct current of the DC circuit 3 according to the known calculation formulas.
  • the set value of the DC voltage drop across the DC voltage terminals 8i and 8 4 then results from the difference between the determined value and the nominal value for VD, that is to say the DC voltage in the DC voltage circuit 3.
  • FIG. 6 shows by way of example a circuit which can be formed in the case of the self-commutated converter 19 according to FIG.
  • the current path of the circulating current according to FIG 6 comprises the designated in Figure 5 with S2 controllable voltage source, the inductor L2, the associated AC voltage terminal 21 and the AC power supply system schematically represented by a voltage source SA and a Impe ⁇ impedance ZA 2.
  • the voltage U2 has been further comprising Help defined by equation (1).
  • the voltage US2 is defined as follows:
  • US2 VS2 ⁇ ⁇ ⁇ sin (w ⁇ t + ⁇ ), (5) where VS2 is the RMS value and ⁇ 2 is the phase angle of US2.
  • the power S2A exchanged with the AC voltage network 3 can be represented in the complex notation as:
  • the regulation of the active power which the converter 19 exchanges with the AC voltage network 2 is preferably based on the principle that is mathematically represented in the above equation. It aims to guide the voltage on the energy storage 25 of the inverter 19 by the ge ⁇ targeted charging and discharging of the capacitors 25 of the submodules 24 and also achieves the compensation of the power that is exchanged by the inverter 19 with the DC voltage circuit 3.
  • circuit of Figure 6 may be supplemented, e.g. if the voltage for the protection and control unit 14 is not measured directly at the inverter terminals A, B and C but on the primary side of the second transformer 23, the value for L2 and aL2 being adjusted accordingly.
  • the voltages and currents may have components with frequencies that are integer multiples of the fundamental. These voltage and current components are referred to herein as harmonic harmonics.
  • the protection and control device 14 controls the self-commutated converter 19 so that it generates both on the DC and on the AC side of the Hybri ⁇ dumrichters 18 a voltage with which the harmonic ⁇ harmonics are at least partially suppressed.
  • the number and / or the performance of the suction circuits 15, 17 can be reduced.
  • FIG. 9 A simplified representation of a possible control function for this purpose is schematically illustrated in FIG. Another control function for the same purpose is shown in simplified form in FIG. 9.
  • the input signals shown in FIG. 7 are the currents which are fed to the alternating voltage network 2 by the line-commutated converter 4 according to FIG. These currents are designated ILCC_A, ILCC_B and ILCC_C for the phases A, B and C of the alternating voltage network 2.
  • ILCC_A currents which are fed to the alternating voltage network 2 by the line-commutated converter 4 according to FIG.
  • ILCC_B currents
  • ILCC_C for the phases A, B and C of the alternating voltage network 2.
  • the second control block calculates, with the aid of transfer functions, the signals at the secondary windings of the second transformer 23 and determines the current components which the self-commutated converter 19 is to add to the respective phases for compensation.
  • the third control block determines the resulting voltage components UDIST_A, UDIST_B, and UDIST_C, which the inverter 19 must generate to cause the current components at the input of the control block.
  • This transmission ⁇ function may be provided for example by differential equations or by a current regulator.
  • the input signals ILCC_A, ILCC_B and ILCC_C may be measured at a convenient location as shown in FIG. Alternatively, they may be calculated from the DC current ID of the DC circuit 3 in a known manner. This procedure is shown in simplified form in FIG.
  • the first control block quasi represents a model of the line-commutated inverter 4, for example in the form of a switching spark ⁇ tion which corresponds to the state of the thyristors. This method can be advantageous if this state is determined by the protection and control device 14 and this information already exists there.
  • the above-described mode of operation can be changed by a CLOSED ⁇ Senen control loop and active filter control method or supplemented.
  • the sum current flowing from the inverters 4, 19 into the AC power network 2, INET is measured and used as an input.
  • This procedure is simplified in Figure 9 is provided ⁇ .
  • Hybridumrichter 18 Before the invention Hybridumrichter 18 is started, so switched on the AC power supply 2, all Leis ⁇ semiconductor switches are in their blocking position. First, the storage capacitors 25 of the submodules 24 must be charged be so that they reach their operational readiness and the self-commutated converter 19 is able to keep its Bemes ⁇ sungslitis between the DC voltage terminals 8i and 82.
  • the DC circuit 3 is fed by a third party not shown inverter.
  • the line-commutated converter 4 is first controlled into a so-called bypass state for this start, with all the power semiconductor switches of the self-commutated converter 19 being in their blocking position.
  • the bypass state is then achieved by controlling all thyristors 9 of one phase on each bridge 5 to their conducting state, with the other thyristors being held off.
  • the DC voltage generated by the grid-controlled inverter 4 is then zero.
  • the start takes place at first by the charging of the storage capacitors 25 by the connection of the DC voltage switch 36 or by the
  • FIG. 10 shows a further embodiment of the OF INVENTION ⁇ dung.
  • both inverters 4, 19 are connected by a single common transformer 37 to the AC voltage network 2.
  • the common transformer 37 has three secondary windings.
  • the line-commutated inverter 4 is ver ⁇ connected by means of respectively a Graetz bridge 5 having two secondary windings.
  • the self-commutated inverter is connected to the third secondary winding.
  • FIG. 11 shows a further exemplary embodiment of the invention.
  • both inverters 4, 19 are again connected to the AC voltage network 2 via the same common transformer 37.
  • the grid-controlled inverter 4 has only a 6-pulse Graetz bridge 5. Thus, only one secondary winding is necessary for its connection to the AC voltage network 2.
  • a line-commutated converter 4 with thyristors can conduct the current only in one direction.
  • a reversal of the power only by reversing the polarity of the voltage in the DC circuit 3 is possible.
  • the line commutated converters 4 but is equipped with power semiconductor switches, direct or control the current in both directions (eg, the so-called triacs).
  • a given parallel connection of thyristors, so that the current flow can be controlled in both directions, is possible within the scope of the invention.
  • the self-commutated converter 19 has phase module branches according to FIG. 3 or FIG. 4, so that the latter can conduct the current in both directions.
  • the grid-controlled inverter 1 can be reversed by means of switches.
  • DC circuit 3 is inverted, ie without the Pola ⁇ rity of the voltage on the DC circuit 3 must be changed.
  • a turnable and turnable power semiconductor switch preferably IGBT be used in place of the thyristors in the inverter 4, wherein these power semiconductor switches not high frequency but about as the thyristors only once in the period of the alternating voltage on and off.
  • a converter is referred to here as network-clocked inverter 4.
  • this term also encompasses line-commutated converters with power semiconductor switches that can be switched on, but can not be switched off.
  • a sol ⁇ cher hybrid converter 18 is able to actively control the exact time of the connection and the blocking, ie the commutation of the converter current, so that an operation with an ignition angle alpha or a Löschwinkel gamma near zero is possible.
  • the reactive power consumed by the network-clocked inverter 4 is greatly minimized.
  • such a converter is protected against the known Kommut réelleshou. For the same reason, no AC voltage from the AC mains 2 to the start of the inverter is more necessary.
  • Such a hybrid converter 18 is capable of quickly blocking the current in the event of a fault.

Abstract

Um eine Hybridumrichter (18) zum Übertragen einer elektrischen Leistung zwischen einem Wechselspannung führenden Wechselspannungsnetz (2) und einem Gleichspannungsnetz (3) mit - einem netzgetakteten Umrichter (4), dessen Leistungshalbleiterschalter (9) zum einmaligen Schalten in einer Periode der Wechselspannung eingerichtet sind und der mit einer Anschlusseinheit (10) zum Anschluss des Wechselspannungsnetzes (2) verbunden ist, und - einem ebenfalls mit dem besagten Wechselspannungsnetz (2) verbindbaren selbstgeführten Umrichter (19), der Phasenmodulzweige (20) mit sowohl ein- als auch abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28,34,35) aufweist und der mit dem netzgeführten Umrichter´(4) in Reihe geschaltet ist, bereitzustellen, bei dem harmonische Oberschwingungen der Grundschwingung sowohl auf der Gleichspannungsseite als auch auf der Wechselspannungsseite des Hybridumrichters wirksam bedämpft werden können und der gleichzeitig einfach aufgebaut und somit kostengünstig ist, wird vorgeschlagen, dass die Phasenmodulzweige (20) über eine Reihenschaltung von Submodulen (24) verfügen, wobei jedes Submodul (24) zwei Anschlussklemmen (31,32), einen Energiespeicher (25) und eine Leistungshalbleiterschaltung aus ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28,34,35) aufweist, die so ansteuerbar sind, dass die an dem Energiespeicher (25) abfallende Spannung oder eine Nullspannung an den beiden Anschlussklemmen (31,32) des jeweiligen Submoduls (25) abfällt.

Description

Beschreibung
Hybridumrichter und Verfahren zu seiner Regelung Die betrifft einen Hybridumrichter zum Übertragen einer elektrischen Leistung zwischen einem Wechselspannungsnetz und einem Gleichspannungsnetz mit einem netzgetakteten Umrichter, dessen Leistungshalbleiterschalter zum einmaligen Schalten in einer Periode einer Wechselspannung des Wechselspannungsnet- zes eingerichtet sind und der mit einer Anschlusseinheit zum Anschluss des Wechselspannungsnetzes verbunden ist, und einem ebenfalls mit dem besagten Wechselspannungsnetz verbindbaren selbstgeführten Umrichter, der Phasenmodulzweige mit sowohl ein- als auch abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern auf- weist und der mit dem netzgeführten Umrichter in Reihe geschaltet ist.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zum Übertragen elektrischer Leistung zwischen einem Wechselspannung führen- den Wechselspannungsnetz und einem Gleichspannungsnetz, bei dem Leistungshalbleiterschalter eines netzgetakteten Umrichters in einer Periode der Wechselspannung einmal von einer Sperrstellung, in der ein Stromfluss über den Leistungshalbleiterschalter unterbrochen ist, in eine Durchgangsstellung überführt werden, in der eine Stromfluss über den Leistungs¬ halbleiter ermöglicht ist, und bei dem ein in Reihe zum netz- getakteten Umrichter angeordneter selbstgeführter Umrichter, der mit dem gleichen Wechselspannungsnetz verbunden ist, Strom- und Spannungskomponenten mit einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Grundschwingung der Wechselspannung ist, unterdrückt.
Ein solcher Umrichter und eine solchen Verfahren sind beispielsweise aus dem in „IEEE Transactions on Power Delivery, Band 13, Nr. 4, Oktober 1998" erschienenen Beitrag „Harmonik Cancellation of A Hybrid Converter" von Äke Ektröm und Hongbo Jiang bereits bekannt. Der dort offenbarte Hybridumrichter ist für die Hochspannungsgleichstromübertragung (HGÜ) vorge- sehen und weist einen netzgeführten Umrichter sowie einen selbstgeführten Umrichter auf, die in Reihe miteinander verbunden sind. Der netzgeführte Umrichter weist Stromrichterventile auf, die aus Thyristoren bestehen. Thyristoren können durch ein Zündsignal aktiv von einem nichtleitenden Zustand in einen leitenden Zustand überführt werden. Ein aktives Überführen der Thyristoren in ihre Sperrstellung, in der ein Stromfluss über die Thyristoren verhindert ist, ist nicht möglich. Die Abschaltung der Thyristoren erfolgt vielmehr passiv in Folge der vom Wechselspannungsnetz bereitgestellten Wechselspannung, die an dem Wechselspannungsanschluss des Um¬ richters anliegt und die dafür sorgt, dass der über den je¬ weiligen Thyristor fließende Strom unter dessen Haltestrom absinkt, wodurch der Thyristor in seine Sperrstellung über- führt wird.
Im Gegensatz dazu weisen selbstgeführte Umrichter Leistungs¬ halbleiterschalter auf, die sowohl ein- als auch abgeschaltet werden können. Solche Leistungshalbleiterschalter sind bei- spielsweise „Isolated Bipolar Transistors" oder auch kurz
IGBTs, denen eine Freilaufdiode gegensinnig parallel geschal¬ tet ist. Die Gleichspannungsklemmen des selbstgeführten Umrichters sind mit einem zentralen Energiespeicher verbunden, so dass der Umrichter wie eine Spannungsquelle wirkt. Er wird deshalb auch als „Voltage Source Converter" oder kurz VSC be¬ zeichnet .
Ekström et al . regeln den selbstgeführten Umrichter mit Hilfe einer Pulweitenmodulation, so dass harmonische Oberschwingun- gen der Grundschwingung kompensiert werden, die von dem netzgeführten Umrichter zwangsläufig erzeugt werden. Der selbstgeführte Umrichter wirkt daher wie ein aktiver Filter.
Auch aus dem Beitrag von B. Qaharaman, A. M. Gole und L. T. Fernando „Hybrid HVDC Converters and Their Impact on Power System Dynamic Performance", 2006 Power Engineering Society General Meeting, ist ein netzgeführter Umrichter in Reihenschaltung zu einem selbstgeführten Umrichter bekannt. Der Hybridumrichter gemäß Qahraman wird sowohl zum Unterdrücken von harmonischen Oberschwingungen der Grundschwingung als auch zur Blindleistungskompensation eingesetzt. Aus dem Beitrag von B. R. Andersen und Lie Xu „Hybrid HVDC
System for Power Transmission to Island Networks", IEEE Tran- saction on Power Delivery, Bd. 19, Nr. 4, Oktober 2004, ist ein netzgeführter Zwölf-Puls-Umrichter offenbart, der wech- selspannungsseitig mit einem selbstgeführten Umrichter ver- bunden ist. Der so aufgebaute Hybridumrichter dient zur Energieversorgung von Inselnetzen mittels der Hochspannungsgleichstromübertragung, wobei ein netzgeführter Umrichter verwendet wird. Damit der Strom im netzgeführten Umrichter von einem zum anderen Stromrichterventil kommutiert und somit ein passives Abschalten der Thyristoren erfolgt, wird die vom selbstgeführten Umrichter erzeugte Spannung eingesetzt.
In dem Beitrag „Shunt-series Active Power Filter for Recti- fiers AC and DC Sides", von P. G. Barbosa, J. A. Santisteban und E. H. Watanabe, IEE Proceedings Electric Power Applicati¬ ons, Bd. 145, Nr. 6, November 1998 ist eine Anlage zur Hoch¬ spannungsgleichstromübertragung (HGÜ) beschrieben. Die HGÜ- Anlage weist einen netzgeführten Umrichter mit Thyristorventilen auf, der mit einem Wechselspannungsnetz verbunden und an ein Gleichspannungsnetz angeschlossen ist. Ferner sind mehrere selbstgeführte Umrichter vorgesehen, die je nach Einsatzart als aktive Filter zur Kompensation von harmonischen Oberschwingungen der Grundschwingung auf der Wechselspannungsseite oder auf der Gleichspannungsseite dienen. Bei den selbstgeführten Umrichtern handelt es sich um so genannte Zwei-Stufen-Umrichter. Sollen Oberschwingungen sowohl auf der Gleichspannungsseite als auch auf der Wechselspannungsseite unterdrückt werden, sind zwei selbstgeführte Umrichter vorge¬ schlagen. Die beiden Umrichter können durch einen Gleichspan- nungszwischenkreis miteinander verbunden werden.
Nachteilig bei den aus dem Stand der Technik bekannten Hybridumrichtern ist, dass zur Kompensation von Oberschwingungen sowohl auf der Wechselspannungsseite als auch auf der Gleich¬ spannungsseite zwei selbstgeführte Umrichter vorgesehen sind. Dies führt zu einem komplexen Aufbau der Gesamtanlage mit hö¬ heren Kosten im Gefolge und zu komplexen Regelungsverfahren.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Hybridumrichter und eine Verfahren der eingangs genannten Art bereitzustellen, bei dem harmonische Oberschwingungen der Grundschwingung sowohl auf der Gleichspannungsseite als auch auf der Wechsel- spannungsseite des Hybridumrichters wirksam bedämpft werden können und der gleichzeitig einfach aufgebaut und somit kos¬ tengünstig ist.
Die Erfindung löst diese Aufgabe ausgehend von dem eingangs genannten Hybridumrichter dadurch, dass die Phasenmodulzweige des selbstgeführten Umrichters über eine Reihenschaltung von Submodulen verfügen, wobei jedes Submodul zwei Anschlussklemmen, einen Energiespeicher und eine Leistungshalbleiterschal¬ tung aus ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern aufweist, die so ansteuerbar sind, dass die an dem Energie¬ speicher abfallende Spannung oder eine Nullspannung an den beiden Anschlussklemmen des jeweiligen Submoduls abfällt.
Ausgehend von dem eingangs genannten Verfahren löst die Er- findung die Aufgabe dadurch, dass der selbstgeführte Umrich¬ ter ein modularer Mehrfachumrichter ist, mit dem die besagten Spannungskomponenten sowohl im Wechselspannungsnetz als auch im Gleichspannungsnetz unterdrückt werden. Erfindungsgemäß weist der Hybridumrichter wenigstens einen netzgetakteten Umrichter mit Leistungshalbleierschaltern auf, die in einer Periode der Grundschwingung des angeschlossenen Wechselspannungsnetzes nur einmal aktiv eingeschaltet werden. Beträgt die Frequenz der Grundschwingung der Wechselspannung beispielsweise 50 Hertz ergibt sich eine entsprechende Takt¬ frequenz für die Ansteuerung eines jeden ansteuerbaren Leis- tungshalbeierschalters des netzgetakteten Umrichters. Der selbstgeführte Umrichter verfügt sowohl über ein- als auch abschaltbare Leistungshalbleiterschalter. Beide Umrichter sind erfindungsgemäß mit dem gleichem Wechselspannungsnetz verbunden. Hierzu weist jeder Umrichter einen Wechselspan- nungsanschluss auf, der entweder mittels derselben oder un- terschiedlicher Anschlusseinheiten mit dem gleichen Wechselspannungsnetz verbunden ist. Erfindungsgemäß ist der selbst¬ geführte Umrichter ein so genannter modularer Mehrstufenumrichter. Durch die modulare Ausgestaltung des Mehrstufenumrichters ist dieser in der Lage, im Bedarfsfall wesentlich schneller zu reagieren als dies bei den trägeren selbstgeführten Zwei-Stufen-Umrichtern der Fall ist. Diese weisen einen zentralen Speicherkondensator an ihren Gleichspannungsklemmen auf, so dass die Unterdrückung von Oberschwingungen auf der Gleichspannungsseite des gesamten Hybridumrichters mit dem gattungsgemäßen Hybridumrichter nicht möglich ist. Zwar stellen Watanabe et al . in dem eingangs genannten Bei¬ trag eine Möglichkeit vor, mit der sowohl wechselspannungs- seitig als auch gleichspannungsseitig Oberschwingungen unter¬ drückt werden. Hierzu sind jedoch zwei Umrichter vorgesehen, die jeweils mit einem zentralen Energiespeicher verbunden sind. Erfindungsgemäß ist kein zentraler Energiespeicher oder Speicherkondensator vorgesehen. Vielmehr weisen die Phasenmo- dulzweige jeweils eine Reihenschaltung aus Submodulen auf. Jedes dieser Submodule verfügt über seinen eigenen, im Ver- gleich zu dem zentralen Energiespeicher gemäß dem Stand der Technik kleineren Energiespeicher mit entsprechend geringer Kapazität. Der Energiespeichereinheit jedes Submoduls ist mit den Leistungshalbleiterschaltern des Submoduls so verschaltet, dass an den beiden Anschlussklemmen des Submoduls entwe- der eine Nullspannung, also die Spannung null, oder aber die an dem Energiespeicher abfallende Spannung erzeugt werden kann. Bei bestimmten Ausgestaltungen des Submoduls ist darüber hinaus auch die inverse Energiespeicherspannung an den Anschlussklemmen erzeugbar. In jedem Fall kann die an dem Phasenmodulzweig insgesamt abfallende Spannung stufenweise erhöht werden, wobei die Höhe der Stufen durch die an dem Energiespeicher abfallende Spannung bestimmt wird. Die Ausle¬ gung des Energiespeichers, beispielsweise die Kapazität eines unipolaren Speicherkondensators, ist beispielsweise von der Spannungsfestigkeit der jeweils eingesetzten Leistungshalb¬ leiterschalter abhängig. Bei heute im Handel erhältlichen Leistungshalbleiterschaltern beträgt die Spannungsfestigkeit beispielsweise zwischen 1 kV und 10 kV. Bei Hochspannungsanwendungen weist jeder Phasenmodulzweig des selbstgeführten Umrichters beispielsweise mehrere hundert Submodule auf. Auf¬ grund dieser Verteilung des Energiespeichers von einem zent¬ ralen großen Energiespeicher zu hunderten kleiner in Reihe geschalteter Energiespeicher ist der selbstgeführte Umrichter in der Lage, Oberschwingungen sowohl auf der Wechselstromseite des Hybridumrichters als auch auf der Gleichspannungsseite des Hybridumrichters zu unterdrücken. Auch ein zusätzlicher aktiver Filter im Gleichspannungskreis, wie im Stand der Technik offenbart, ist somit im Rahmen der Erfindung überflüssig geworden. Die Erfindung ist somit vergleichsweise kostengünstig. Im Rahmen der Erfindung kann jeder Leistungshalbleiterschalter jedoch auch durch eine Reihenschaltung von Leistungshalbleiterschaltern ersetzt werden. Damit kann die Kapazität des Energiespeichers erhöht werden.
Da neben der Unterdrückung von Oberschwingungen eine vom netzgetakteten Umrichter geforderte Blindleistung zur Verfügung gestellt werden kann, können die Kosten für passive oder zusätzliche aktive Filter noch weiter reduziert werden.
Selbstverständlich ist es im Rahmen der Erfindung auch möglich, dem Hybridumrichter zum Speisen so genannter Inselnetze einzusetzen, die keinen oder lediglich einen in seiner Wirkung vernachlässigbaren Energieerzeuger aufweisen.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist der netzgetaktete Umrichter ein netzgeführter Umrichter, der Stromrichterventile aus einschaltbaren, jedoch nicht ab¬ schaltbaren Leistungshalbleiterschaltern aufweist. Solche Leistungshalbleiter sind beispielsweise Thyristoren oder Tri- acs . Abweichend hiervon weist der netzgeführte Umrichter ebenfalls ein- und abschaltbare Leistungshalbleiterschalter, IGBTs, GTOs, IGCTs oder dergleichen, auf. Vorteilhafterweise sind die Stromrichterventile des netzge- takteten Umrichters zu wenigstens einer Graetzbrücke mitein¬ ander verschaltet, wobei jede Graetzbrücke einen Wechselspan- nungsanschluss aufweist, der mit der Anschlusseinheit verbun- den ist. Ist der Hybridumrichter zum Anschluss an ein mehrphasiges, beispielsweise dreiphasiges, Wechselspannungsnetz ausgelegt, können die Graetzbrücken auch als so genannte Sechs-Puls-Brücken bezeichnet werden. Solche Sechs-Puls- Brücken sind dem Fachmann bestens bekannt, so dass auf deren Wirkungsweise und Auslegung an dieser Stelle nicht genauer eingegangen zu werden braucht.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung bilden die Stromrichterventile des netzgetakteten Umrichters zwei in Reihe zuein- ander angeordnete Graetzbrücken auf, wobei jede Graetzbrücke mit einem Wechselspannungsanschluss ausgerüstet ist, der mit der Anschlusseinheit verbunden ist. Gemäß dieser vorteilhaf¬ ten Weiterentwicklung der Erfindung sind bei einem Hybridumrichter, der an ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz ange- schlössen werden soll, vorteilhafterweise zwei Graetzbrücken vorgesehen, die in Reihe zueinander geschaltet sind. Jede dieser Sechs-Puls- oder Graetzbrücken ist mit ihrem Wechselspannungsanschluss zweckmäßigerweise mit einer Sekundärwick¬ lung eines als Anschlusseinheit wirkenden ersten Transforma- tors verbunden, dessen Primärwicklung wiederum mit dem Wechselspannungsnetz verbunden ist. Die Sekundärwicklungen sind beispielsweise dreiphasige Sekundärwicklungen mit unter¬ schiedlicher Verschaltung. So weist eine Sekundärwicklung beispielsweise eine Dreiecksschaltung auf, während die andere dreiphasige Sekundärwicklung einen Sternpunkt ausbildet. Auf¬ grund dieser unterschiedlichen Verschaltung kommt es an den Wechselspannungsanschlüssen der Graetzbrücken zu einer Phasenverschiebung bei der anliegenden Wechselspannung. Durch diese Phasenverschiebung an den in Reihe geschalteten Sechs- Puls-Brücken ist eine Zwölf-Puls-Brückenschaltung realisiert. Eine solche Zwölf-Puls-Brückenschaltung ist aus dem Stand der Technik bekannt, so dass an dieser Stelle auf deren Ausges¬ taltung nicht genauer eingegangen zu werden braucht. Gemäß einer vorteilhaften Weiterentwicklung sind auch die Phasenmodulzweige des selbstgeführten Umrichters zu einer Graetzbrücke miteinander verschaltet, wobei sich jeder Pha- senmodulzweig zwischen einem Wechselspannungsanschluss und einer Gleichspannungsklemme des selbstgeführten Umrichters erstreckt. Der selbstgeführte Umrichter, der erfindungsgemäß als modularer Mehrstufenumrichter ausgebildet ist, wird oftmals als so genannter „Voltage Source Converter" oder kurz VSC bezeichnet. Die sich zwischen dem Wechselspannungsanschluss und einer Gleichspannungsklemme erstreckenden Phasen¬ modulzweige werden daher nicht wie bei einem netzgeführten Umrichter Stromrichterventile sondern Phasenmodulzweige ge¬ nannt. Sie wirken nicht wie Ventile bzw. wie Schalter sondern stellen eher eine Spannungsquelle bereit. Auch die Phasenmo¬ dulzweige können zu einer Graetzbrücke verschaltet sein. Ist der Hybridumrichter zum Anschluss an ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz vorgesehen, bilden die Phasenmodulzweige miteinander eine so genannte Sechs-Puls-Brückenschaltung aus, die wechselspannungsseitig mit dem Wechselspannungsnetz ver¬ bindbar ist und zwei Gleichspannungsklemmen zum Anschluss der Pole beziehungsweise eines Erdanschlusses aufweist.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist der Wechselspannungsanschluss des selbstgeführten Umrichters mit einer Sekundärwicklung eines zweiten Transformators verbunden. Gemäß dieser vorteilhaften Weiterentwicklung des erfindungsgemäßen Hybridumrichters sind zwei Transformatoren vorgesehen. Ein erster Transformator dient zum Anschluss des netzgeführten Umrichters an das Wechselspannungsnetz. Der zweite Transformator hingegen ist mit dem selbstgeführten Umrichter einerseits sowie mit dem gleichen Wechselspannungs¬ netz verbunden. Abweichend hiervon ist es jedoch möglich, dass lediglich ein für beide Teilumrichter des Hybridumrichters gemeinsamer Transformator als Anschlusseinheit dient. Der gemeinsame Transformator weist dann eine mit dem Wechsel¬ spannungsnetz verbindbare Primärwicklung zwei Sekundärwicklungen und vorzugsweise drei Sekundärwicklungen, auf. Die Se¬ kundärwicklungen sind dann mit den Wechselspannungsanschlüs- sen der jeweiligen Umrichter, also deren Graetzbrücke (n) , verbunden .
Die Submodule des selbstgeführten Umrichters können im Rahmen der Erfindung beispielsweise als so genannte Halbbrücken¬ schaltung oder aber als Vollbrückenschaltung ausgebildet sein. Bei der Halbbrückenschaltung ist dem Energiespeicher lediglich eine Reihenschaltung aus zwei ein- und abschaltbaren Leistungshalbleitern, wie beispielsweise IGBTs, GTOs, IGCTs oder dergleichen, parallel geschaltet. Eine weitere An¬ schlussklemme ist direkt mit einer Klemme des Energiespei¬ chers, beispielsweise einem Pol eines unipolaren Speicherkon¬ densators verbunden, wohingegen die andere Anschlussklemme an den Potenzialpunkt zwischen den ein- und abschaltbaren Leis- tungshalbleiterschaltern der Leistungshalbleiterreihenschal¬ tung angeschlossen ist. Jedem steuerbaren Leistungshalbleiterschalter ist eine Freilaufdiode gegensinnig parallel ge¬ schaltet. Ein solcher Mehrstufenumrichter ist jedoch beispielsweise aus der DE 101 03 031 bekannt.
Die Submodule können jedoch auch als so genannte Vollbrücken- oder H-Schaltung ausgebildet sein. In diesem Falle weist jedes Submodul vier Leistungshalbleiterschalter auf. Dem Energiespeicher sind dann nicht nur eine Reihenschaltung, sondern zwei Reihenschaltungen parallel geschaltet, wobei jede Rei¬ henschaltung wiederum zwei Leistungshalbleiterschalter aufweist, die ein- und abschaltbar sind. Jedem dieser Leistungs¬ halbleiterschalter ist eine Freilaufdiode gegensinnig parallel geschaltet. Eine erste Anschlussklemme ist mit dem Poten- zialpunkt zwischen den Leistungshalbleiterschaltern der ersten Reihenschaltung verbunden, wohingegen die zweite Anschlussklemme mit dem Potenzialpunkt zwischen den Leistungs¬ halbleiterschaltern der zweiten Reihenschaltung verbunden ist. Ein Umrichter mit solchen Submodulen ist beispielsweise aus der US 5,642,275 bekannt. Je nach Ansteuerung der ansteu¬ erbaren Leistungshalbleiterschalter kann entweder die an dem Energiespeicher abfallende Spannung eine Nullspannung oder aber die inverse Energiespeicherspannung an den Anschlussklemmen erzeugt werden.
Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen und Vorteile der Erfin- dung sind Gegenstand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung unter Bezug auf die Figuren der Zeichnung, wobei gleiche Bezugszeichen auf gleich wirken de Bauteile verweisen und wobei Figur 1 ein Ausführungsbeispiel eines netzgeführten
Umrichters gemäß dem Stand der Technik,
Figur 2 ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen
Hybridumrichters ,
Figuren
3 und 4 Phasenmodulzweige des selbstgeführten Umrichters gemäß Figur 2 ohne deren Drosseln,
Figur 5 den selbstgeführten Umrichter aus Figur 2 mit den an den Phasenmodulzweigen abfallenden Spannungen,
Figur 6 einen Stromkreis des selbstgeführten Umrichters gemäß Figur 2,
Figuren
7, 8, 9 mögliche Regelungsszenarien schematisch,
Figur 10 ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfin¬ dungsgemäßen Hybridumrichters und
Figur 11 noch ein weiteres abweichendes Ausführungsbei¬ spiel des erfindungsgemäßen Hybridumrichters zeigen .
Figur 1 zeigt eine Umrichterstation 1 einer so genannten Hochspannungsgleichstromübertragungs (HGÜ) -anläge, die ein Wechselspannungsnetz 2 mit einem ein- oder zweipoligen
Gleichstromkreis 3 verbindet. Die Umrichterstation 1 besteht aus einem netzgeführten Umrichter 4, der aus zwei in Reihe geschalteten Graet zbrücken 5 zusammengesetzt ist, deren Topo- logie in der angedeuteten Vergrößerung genauer dargestellt ist. Jede Graetzbrücke verfügt über sechs Stromrichterventile 6, die sich jeweils zwischen einem Wechselspannungsanschluss 7 sowie einer Gleichspannungsklemme 8i beziehungsweise 82 erstrecken. Dabei ist jede Graetzbrücke 5 für Hochspannungen bis beispielsweise 500 kV ausgelegt. Zur Beherrschung dieser hohen Spannungen ist eine ausreichende Anzahl von Leistungs¬ halbleiterschaltern 9 in Reihe geschaltet, die in dem gezeig¬ ten Ausführungsbeispiel zwar einschaltbar, jedoch nicht aktiv abschaltbar sind. Im Beispiel von Figur 1 handelt es sich bei den Leistungshalbleiterschaltern um Thyristoren. Bei dem in Figur 1 gezeigten Wechselspannungsnetz 2 handelt es sich um ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz 2, wobei jedoch aus Gründen der Übersichtlichkeit lediglich eine Phase darge¬ stellt ist. Die beiden Graet zbrücken 5 des netzgeführten Um- richters 4 sind in Reihe zueinander angeordnet.
Die Umrichterstation 1 umfasst ferner einen Transformator 10, der eine mit dem Wechselspannungsnetz 2 verbundene Primärwicklung 11 sowie zwei Sekundärwicklungen 12 und 13 aufweist. Die Primär- und Sekundärwicklungen sind ebenfalls dreiphasig ausgebildet, wobei die Sekundärwicklung 12 einen Sternpunkt ausbildet. Die Sekundärwicklung 13 bildet hingegen eine Drei¬ ecksschaltung aus. Aufgrund dieser unterschiedlichen Ver- schaltung der Sekundärwicklungen 12, 13 kommt es an den Wech- selspannungsanschlüssen 7 der Graet zbrücken 5 zu einer Phasenverschiebung der anliegenden Wechselspannung zueinander, so dass durch die beiden in Reihe geschalteten Sechs-Puls- Brücken 5 insgesamt ein so genannter netzgeführter Zwölf- Puls-Umrichter 4 bereitgestellt ist. Der Strom und die Span- nung im Gleichstromkreis 3 werden durch den Steuerwinkel, al¬ so den Zeitpunkt der Zündung der Thyristoren in Bezug auf die anliegende Wechselspannung, geregelt. Der Steuerwinkel wird auch als Zündwinkel oder Löschwinkel γ bezeichnet. Zum Ein- stellen des Steuerwinkels dient eine Schutz- und Regelungs¬ einheit 14.
Dem in Figur 1 schematisch dargestellten vorbekannten netzge- führten Umrichter 4 haftet der Nachteil an, dass dieser bedingt durch seine Funktionsweise eine große Blindleistung be¬ nötigt, die von dem Wechselspannungsnetz 2 bereitgestellt werden muss. Die Blindleistung steigt mit der übertragenen Wirkleistung sowie mit dem Zünd- beziehungsweise Löschwinkel der Thyristoren 9 an. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass es beim Betrieb des Umrichters 4 zu einer Verzerrung des Stromes und der Spannung aufgrund harmonischer Strom- und Spannungskomponenten sowohl auf der Wechselspannungs- als auch auf der Gleichspannungsseite kommt. Auch die Energiever- sorgung eines so genannten Inselnetzes ist mit netzgeführten Umrichtern 4, wie der in Figur 1 gezeigt ist, nur schwer möglich, da das Inselnetz keine ausreichend starke Spannungs¬ quelle aufweist, um für die Kommutierung des Stromes von dem einen auf das andere Stromrichterventil 6 zu bewirken.
Um die Blindleistung, die durch den Umrichter 4 verbraucht wird und um harmonische Oberschwingungen auf der Wechselspannungsseite des Umrichters 4 zu kompensieren, sind auf der Wechselspannungsseite daher aufwändige Anordnungen von Kon- densatorbänken mit Saugkreisen, beispielsweise in Form passiver oder aktiver Filter 15, vorgesehen, die über Schalter 30 mit dem Wechselspannungsnetz 2 verbindbar sind.
Um den Betriebspunkt des Umrichters 4 zu optimieren und ins- besondere zu vermeiden, dass die verbrauchte Blindleistung durch den Betrieb des Umrichters 4 mit ungünstigen Steuerwinkeln ( ,γ) ansteigt, werden die Transformatoren mit aufwändi¬ gen Laststufenschaltern ausgestattet. Dies ermöglicht eine Optimierung der Wechselspannung auf der Wechselspannungsseite der Graetzbrücken 5, so dass diese mit einem Zündwinkel be¬ trieben werden können, der eine möglichst geringe Blindleis¬ tung vom Wechselspannungsnetz 2 fordert. Dieser Stufenschal- ter ist mit einem Pfeil in der Primärwicklung 11 des ersten Transformators 10 angedeutet.
Um die Welligkeit des Stromes auf der Gleichspannungsseite des Umrichters 4 zu begrenzen, wird der Gleichstromkreis 3 mit einer aufwändigen Glättungsdrossel 16 ausgestattet. Um harmonische Oberschwingungen der Grundschwingung als Stromkomponenten im Gleichstromnetz 3 zu unterdrücken, werden üblicherweise zwei oder drei Saugkreise 17 an jedem Pol des Gleichstromkreises 3 installiert. Auch wurden bereits aktive Filter an dieser Stelle vorgeschlagen.
Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Hybridumrichters 18, der aus einem netzgeführten Umrichter 4 gemäß Figur 1 sowie einem selbstgeführten Umrichter 19 besteht. Der netzgeführte Umrichter 4 und der selbstgeführte Umrichter 19 sind in Reihe zueinander angeordnet. Mit anderen Worten verbinden der netzgeführte Umrichter 4 und der selbstgeführte Umrichter 19 zwei Pole eines Gleichstrom- oder
Gleichspannungskreises 3 oder aber einen Pol des Gleichstrom¬ oder Gleichspannungskreises 3 mit einem Erdpotenzial, das ge¬ gebenenfalls auch als Rückleiter oder als zweiter Pol des Gleichstromkreises 3 dienen kann. Der selbstgeführte Umrichter 19 umfasst Phasenmodulzweige 20, die sich jeweils zwischen einer Phasen des Wechselspannungs¬ anschlusses 21 des selbstgeführten Umrichters 19 sowie je¬ weils einer Gleichspannungsklemme 8i beziehungsweise 84 er¬ strecken. Die Phasenmodulzweige 20 sind wieder zu einer
Graetzbrücke miteinander verschaltet. Jeder Phasenmodulzweig 20 weist eine steuerbare Spannungsquelle Sl beziehungsweise S6 auf, der jeweils eine Drossel 22 in Reihe geschaltet ist. Die Drossel 22 ermöglicht Kreisströme zu begrenzen, so dass diese innerhalb des selbstgeführten Umrichters 19 regelbar sind. Natürlich spielt die tatsächliche Position der Drossel 22 in der Reihenschaltung innerhalb der jeweiligen Phasenmo- dulzweigen 20 in diesem Zusammenhang keine Rolle. Die steuerbaren Spannungsquellen S1...S6 der Phasenmodulzweige 20 wei- sen ein- und abschaltbare Leistungshalbleiterschalter auf, wobei auf deren Topologie später noch genauer eingegangen werden wird. Die ansteuerbare Leistungshalbleiterschalter sind an ihren Steueranschlüssen mit der Schutz- und Regelein- richtung 14 verbunden.
Der Wechselspannungsanschluss 21 des selbstgeführten Umrich¬ ters 19 ist über einen zweiten Transformator 23 als zweite Anschlusseinheit wieder mit dem Wechselspannungsnetz 2 ver- bunden.
Bei dem erfindungsgemäßen Hybridumrichter 18 wird zumindest ein Teil der Leistung, die zwischen dem Wechselspannungsnetz 2 und dem Gleichspannungs- oder Gleichstromkreis 3 übertragen wird, zumindest teilweise auch über den selbstgeführten Umrichter 19 geführt. Dieser ist somit in der Lage, eine gere¬ gelte Gleichspannung in das Gleichspannungssystem 3 einzubringen . Figur 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer steuerba¬ ren Spannungsquelle Sl eines Phasenmodulzweiges 20 des Hybri¬ dumrichters 18 gemäß Figur 2. Es ist erkennbar, dass die steuerbare Spannungsquelle Sl des selbstgeführten Umrichters 19 aus einer Anzahl in Reihe geschalteter Submodule 24 be- steht, wobei jedes Submodul 24 einen Energiespeicher 25 sowie eine Reihenschaltung 26 aus zwei in Reihe geschalteten ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern 27 und 28 aufweist. Dabei ist jedem ein- und abschaltbaren Leistungshalb¬ leiterschalter 27, 28 eine Freilaufdiode 29 gegensinnig pa- rallel geschaltet. Eine erste Anschlussklemme 31 eines jeden Submoduls 24 ist mit dem Potenzialpunkt zwischen den ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern 27, 28 verbunden, wohingegen die zweite Anschlussklemme 32 mit einer Klemme des Energiespeichers 25 verbunden ist, der in diesem Fall ein unipolarer Speicherkondensator 25 ist. Die ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschalter 27, 28 weisen einen schematisch angedeuteten Steueranschluss auf, der über in Figur 3 nicht gezeigte Steuerleitungen mit der Schutz- und Regelein- richtung 14 verbunden ist. Diese ist somit über zweckmäßige Steuersignale in der Lage, die Leistungshalbleiterschalter 27 und 28 von einer Sperrstellung, in welcher ein Stromfluss über die Leistungshalbleiterschalter in jeder Richtung unter- brochen ist, in eine Durchgangsstellung und umgekehrt zu überführen, in welcher ein Stromfluss über den jeweiligen Leistungshalbleiterschalter in seiner durch den Pfeil angeordneten Durchlassrichtung ermöglicht ist. Je nach Ansteue- rung der Leistungshalbleiterschalter 27 und 28 ist es somit möglich, entweder dass die an dem Speicherkondensator 25 abfallende Kondensatorspannung Uc oder aber eine Spannung von null, also eine Nullspannung, zwischen den Anschlussklemmen 31 und 32 eines jeden Submoduls 24 zu erzeugen. Somit kann die an dem gesamten steuerbaren Spannungsquelle Sl abfallende Spannung stufenweise eingestellt werden, wobei die Höhe der Stufen der Kondensatorspannung Uc entspricht. Bei Hochspannungsanwendungen im Bereich von mehreren hundert Kilovolt kann ein Phasenmodulzweig 20 bis zu mehreren hundert solcher Submodule 24 aufweisen.
Figur 4 zeigt eine abweichende Ausgestaltung der steuerbaren Spannungsquellen S1...S6 der Phasenmodulzweige 20 des selbst¬ geführten Umrichters 19 gemäß Figur 2 am Beispiel der steuerbaren Spannungsquelle Sl. Wie im Falle eines Umrichters 19 gemäß Figur 3 sind alle steuerbaren Spannungsquellen S1...S6 identisch aufgebaut. Es ist erkennbar, dass auch die steuerbare Spannungsquelle Sl gemäß Figur 4 aus einer Reihenschal¬ tung von identischen Submodulen 24 besteht, wobei jedes Sub- modul 24 eine erste Anschlussklemme 31 sowie eine zweite An- schlussklemme 32 aufweist. Auch verfügt jedes Submodul 24 über einen unipolaren Speicherkondensator 25 als Energiespeicher. Dem Energiespeicher 25 ist wieder eine erste Reihenschaltung 26 aus ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern 27 und 28 parallel geschaltet. Darüber hinaus ist eine zweite Reihenschaltung 33 vorgesehen, die dem unipolaren Speicherkondensator 25 ebenfalls parallel geschaltet ist. Die zweite Reihenschaltung 33 weist wieder einen ersten 34 sowie einen zweiten 35 ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiter- Schalter auf, denen jeweils wieder eine Freilaufdiode 29 ge¬ gensinnig parallel geschaltet ist. Die erste Anschlussklemme 31 ist mit dem Potenzialpunkt zwischen den Leistungshalblei¬ terschaltern 27 und 28 der ersten Reihenschaltung 26, wohin- gegen die zweite Anschlussklemme 32 mit dem Potenzialpunkt zwischen den Leistungshalbleiterschaltern 34 und 35 der zweiten Reihenschaltung 33 verbunden ist. Somit kann gemäß Figur 4 an den Anschlussklemmen 31 und 32 eines jeden Submoduls 24 entweder die an dem Speicherkondensator 25 abfallende Konden- satorspannung Uc, eine Nullspannung oder aber die inverse Kondensatorspannung -Uc erzeugt werden.
Außer den in den Figuren 3 und 4 dargestellten Leistungshalbleiterschaltern und dem Energiespeicher umfasst jedes Submo- dul 24 darüber hinaus auch noch weitere Mittel, wie Steuer¬ elektronik, Messsensoren und Kühlvorrichtungen oder dergleichen, die hier aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht ge¬ zeigt sind. Der Betrieb des selbstgeführten Umrichters 19 gemäß Figur 2 wird nun mit Hilfe von Figur 5 im Folgenden erläutert. Die Spannung zwischen den Gleichspannungsklemmen 8i und 84 wird hierbei als UD und die Spannungen zwischen den Klemmen A, B und C des Wechselspannungsanschlusses 21 und den Gleichspan- nungsanschlussklemmen 8i und 84 als Ul, U2, U3, U4, U5 und U6 bezeichnet. Wird die Gleichspannungsklemme 84 mit dem Erdpo¬ tenzial verbunden und handelt es sich bei dem in Figur 2 dargestellten Wechselspannungsnetz 2 um ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz, dann werden die steuerbaren Spannungsquel- len S1...S6 so gesteuert, dass die Spannungen U1...U6 die folgenden Gleichungen erfüllen:
U2 = Vac- 2 - sin(w-t) , t/4 = Vac-ΊΪ - sin(w-t- a) und
t/6 = Vac■ΊΪ · sin(w ·t-2 ·a) , ( 1 ) , wobei w = 2- -f , α = 2/3·π , Vac der Leiter-Erde-Effektivwert der dreiphasigen Spannung, f die Frequenz in Herz und t die Zeit in Sekunden sind, und die Winkeleinheit der Radiant (rad) ist.
Die Spannungen Ul, U2 ... U6 der Phasenmodulzweige 20 unter- scheiden sich von den Spannungen der steuerbaren Spannungsquellen S1...S6, also der Reihenschaltung der Submodule 24, aufgrund der Drosseln LI, L2...L6. Diese Abweichung wird selbstverständlich von der Regelungseinrichtung 14 berücksichtigt. Wird ein Wert für die Spannung UD zwischen den Gleichspannungsklemmen 8i und 84 vorgegeben, dann müssen die
Phasenmodulzweige 20 beziehungsweise Sl, S2 und S3 so gesteu¬ ert werden, dass die Spannungen Ul, U3 und U5 folgende Bezie¬ hung erfüllen: Ul = UD-U2, U3 = UD-U4 und U5 = UD-U6. (2)
Sind die Phasenmodulzweige 20 aufgebaut, wie dies in Figur 3 dargestellt ist, können diese nur eine positive oder aber nur eine negative Spannung und eine Nullspannung liefern. Daher ergibt sich die folgende Einschränkung:
Figure imgf000019_0001
Die an den Gleichspannungsklemmen 8i und 84 abfallende Span- nung UD muss nicht unbedingt konstant sein. Vielmehr kann ei¬ ne überlagerte Wechselspannungskomponente oder eine Summe von Wechselspannungen mit unterschiedlichen harmonischen Frequenzen der Grundschwingung für eine Variation der Spannung UD sorgen. Ein Polaritätswechsel von UD erfordert jedoch den Einsatz von Submodulen 24 gemäß Figur 4.
Es ist für den Fachmann ersichtlich, dass die bislang angestellten Betrachtungen auch gelten, wenn die Spannungen an dem Wechselspannungsanschluss 21 aus einer Summe von Span- nungskomponenten mit unterschiedlichen Frequenzen bestehen, wobei eine dieser Komponenten mit der Grundfrequenz des Wechselspannungsnetzes 3 variiert. Der Wechselspannungsausgang am Wechselspannungsanschluss 21 kann darüber hinaus auch eine Nullfrequenz aufweisen, also eine Gleichspannungskomponente. Darüber hinaus gelten die Gleichungen auch, falls der Parameter a mit einem negativen Vorzeichen versehen wird oder zu null wird. Damit wird klar, dass der selbstgeführte Umrichter 19 auch mit einem unsymmetrischen dreiphasigen Wechselspannungsnetz verbunden werden kann. Weist die Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 2 harmonische Komponenten, Gegen- systemkomponenten oder Nullsystemkomponenten auf, können die Gleichungen auch wie folgt dargestellt werden:
VA<UDAVB<UDAVC<UD ( 4 ) wobei VA , VB und VC die maximalen Betragswert der Leiter- Erde-Spannung an die jeweiligen Klemmen beziehungsweise Pha- sen A, B und C des Wechselspannungsanschlusses 21 sind.
Bei einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung sorgt die Schutz- und Regeleinrichtung 14 gemäß Figur 2 dafür, dass der netzgeführte Umrichter 4 mit einem optimalen Zündwinkel, also in einem zuvor festgelegten optimalen Betriebsbereich, arbeitet, wobei dies unabhängig von der Spannung im Wechselspannungsnetz 2 sowie von der Gleichspannung im Gleichspannungskreis 3 erfolgt. Die Optimierung erfolgt durch entsprechende Ansteuerung des selbstgeführten Umrichters 19 erreicht. Mit anderen Worten wird im Rahmen der Erfindung der optimale Betrieb des netzgeführten Umrichters 4 nicht durch einen Last¬ stufenschalter am Transformator 10, sondern durch entsprechende Ansteuerung des selbstgeführten Umrichters 19 ermög¬ licht. Aufgrund der modularen Ausgestaltung der Phasenmodul- zweige 20 ist eine hoch dynamische Regelung möglich, so dass auch Welligkeiten der Gleichspannung im Gleichstromkreis 3 unterdrückt werden können. Der Aufwand und somit die Kosten der Glättungsdrossel 16 im Gleichspannungskreis 3 kann somit reduziert werden. Dies gilt auch für die Saugkreise 17 des Gleichspannungskreises 3. Zur Bestimmung der Gleichspannung, die der selbstgeführte Umrichter 19 zu dem oben genannten Zweck erzeugen soll, kann die Schutz- und Regelungseinrichtung 14 die am netzgeführten Umrichter 4 abfallende Gleichspannung beispielsweise aus der gemessenen Wechselspannung, aus dem Zündwinkel der Stromventile 6 des netzgeführten Umrichters 4 und aus dem Gleichstrom des Gleichstromkreises 3 nach den bekannten Berechnungsformeln ermitteln. Der Sollwert der an den Gleichspannungsklemmen 8i und 84 abfallenden Gleichspannung ergibt sich dann aus der Differenz von dem ermittelten Wert zum Sollwert für VD, also der Gleichspannung im Gleichspannungskreis 3.
Figur 6 zeigt beispielhaft einen Stromkreis, der sich bei dem selbstgeführten Umrichter 19 gemäß Figur 5 ausbilden kann. Der Strompfad des Kreisstromes gemäß Figur 6 umfasst die in Figur 5 mit S2 bezeichnete steuerbare Spannungsquelle, die Drossel L2, den zugehörigen Wechselspannungsanschluss 21 und das schematisch durch eine Spannungsquelle SA und eine Impe¬ danz ZA dargestellte Wechselspannungsnetz 2. Die Spannung U2 wurde bereits weiter mit Hilfe der Gleichung (1) definiert. Für eine vereinfachte Darstellung des Leistungsaustauschs zwischen dem Wechselspannungsnetz 2 und dem Phasenmodulzweig 20 gemäß Figur 6 wird die Spannung US2 wie folgt definiert:
US2 = VS2■ Ϊ■ sin(w · t + <βΐ), (5) wobei VS2 der Effektivwert und φΞ2 der Phasenwinkel von US2 sind .
Die mit dem Wechselspannungsnetz 3 ausgetauschte Leistung S2A lässt sich in der komplexen Schreibweise darstellen als:
S2A = P2A + j■ Q2A (6)
Figure imgf000021_0001
wobei P2A die Wirkleistung, Q2A die Blindleistung und aL2 der Ersatzwert für den Verlustwiderstand des Stromkreises gemäß Figur 6 sind. Die Linie über dem 2. Term auf der rechten Sei te der Gleichung 6 bedeutet, dass diese komplexe Größe konju¬ giert wird. Der Verlustwiderstand wird im Wesentlichen von der Drossel L2, der steuerbaren Spannungsquelle S2 und den elektrischen Verbindungen erzeugt. Da aL2 bekanntermaßen sehr klein gegenüber co -L2 ist, hat er keinen Einfluss auf die hier erläuterten Verfahren und wird er im Folgenden nicht weiter berücksichtigt. Mit anderen Worten gilt in guter Näherung: aL2 = 0 (6a)
Wird US2 wie in Gleichung (5) definiert, kann die von S2 an das Wechselspannungsnetz 2 abgegebene Wirkleistung P2A wie folgt berechnet werden:
Figure imgf000022_0001
Entsprechend gilt für die Blindleistung QA:
. _ US22 - US2■ Vac■ οο&(<βΐ)
Q2A — ( 8 )
> - L2
Ähnliche Gleichungen lassen sich für alle sechs Spannungs¬ quellen des selbstgeführten Umrichters 19 ableiten. Damit ist es ersichtlich, dass die Wirkleistung und die Blindleistung, die der Umrichter 19 mit dem Wechselspannungsnetz 2 aus- tauscht, durch den Betrag und den Phasenwinkel der Umrichter¬ spannungen geregelt werden kann. Die Anwendung dieses Prinzips führt zu einer erweiterten Ausführung der Erfindung, indem die Schutz- und Regeleinrichtung 14 die Spannungen des Umrichters 19 so einstellt, dass dieser zumindest teilweise die Blindleistung liefert, die durch den netzgeführten Umrichter 4 verbraucht wird. Auf diese weise wird der Hybridum¬ richter 18 entlastet und den Bedarf an Saugkreisen 5 auf der Wechselstromseite wird entsprechend reduziert.
Die Regelung der Wirkleistung, die der Umrichter 19 mit dem Wechselspannungsnetz 2 austauscht basiert vorzugsweise auf dem Prinzip, dass in der oben ausgeführten Gleichung mathematisch dargestellt wird. Sie bezweckt die Führung der Spannung auf den Energiespeichern 25 des Umrichters 19 durch die ge¬ zielte Auf- und Entladung der Kondensatoren 25 der Submodule 24 und erreicht auch damit den Ausgleich der Leistung, die vom Umrichter 19 mit dem Gleichspannungskreis 3 ausgetauscht wird .
Selbstverständlich kann der Stromkreis gemäß Figur 6 ergänzt werden, z.B. falls die Spannung für die Schutz- und Regelungseinheit 14 nicht direkt an den Umrichterklemmen A, B und C sondern auf der Primarseite des zweiten Transformators 23 gemessen wird, wobei der Wert für L2 und aL2 entsprechend angepasst werden.
Wie bereits erwähnt wurde, können die Spannungen und Ströme Komponenten mit Frequenzen aufweisen, die ganzzahlige Vielfache der Grundschwingung sind. Diese Spannungs- und Stromkomponenten werden hier als harmonische Oberschwingungen be- zeichnet. Die Schutz- und Regelungseinrichtung 14 steuert den selbstgeführten Umrichter 19 so an, dass dieser sowohl auf der Gleich- als auch auf der Wechselspannungsseite des Hybri¬ dumrichters 18 eine Spannung erzeugt, mit der die harmoni¬ schen Oberschwingungen zumindest teilweise unterdrückt wer- den. Damit kann die Anzahl und/oder die Leistungsfähigkeit der Saugkreise 15, 17 herabgesetzt werden.
Eine vereinfachte Darstellung einer möglichen Regelungsfunktion zu diesem Zweck wird in Figur 7 schematisch verdeut- licht. Eine weitere Regelungsfunktion zum gleichen Zweck zeigt vereinfacht Figur 9.
Die in Figur 7 dargestellten Eingangssignale sind die Ströme, die durch den netzgeführten Umrichter 4 gemäß Figur 2 ins Wechselspannungsnetz 2 eingespeist werden. Diese Ströme sind mit ILCC_A, ILCC_B und ILCC_C für die Phasen A, B und C des Wechselspannungsnetzes 2 bezeichnet. Durch das rechnerische Heraustrennen der Grundschwingungskomponente für jede Phase erhält man am Ausgang des ersten Regelungsblocks die Signale IDIST_A. IDIST_B und IDIST_C, die den zu kompensierenden Störströmen entsprechen. Der zweite Regelungsblock berechnet mit Hilfe von Übertragungsfunktionen die Signale an den Se- kundärwickelungen des zweiten Transformators 23 und ermittelt die Stromkomponenten, die der selbstgeführte Umrichter 19 auf die jeweiligen Phasen zur Kompensation addieren soll. Der dritte Regelungsblock ermittelt die sich daraus ergebenden Spannungskomponenten UDIST_A, UDIST_B und UDIST_C, die der Umrichter 19 erzeugen muss, um die Stromkomponenten am Eingang des Regelungsblocks hervorzurufen. Diese Übertragungs¬ funktion kann beispielsweise durch Differentialgleichungen oder durch einen Stromregler bereitgestellt werden. Die Eingangssignale ILCC_A, ILCC_B und ILCC_C können, wie in Figur 2 gezeigt, an einer zweckmäßigen Stelle gemessen werden. Alternativ können sie aus dem Gleichstrom ID des Gleichstromkreises 3 auf bekannte Weise berechnet werden. Diese Vorgehensweise ist in Figur 8 vereinfacht dargestellt. Der erste Regelungsblock stellt quasi ein Modell des netzgeführten Umrichters 4, beispielsweise in Gestalt einer Schaltfunk¬ tion dar, die dem Zustand der Thyristoren entspricht. Diese Methode kann vorteilhaft sein, wenn dieser Zustand durch die Schutz- und Regeleinrichtung 14 bestimmt wird und diese In- formation dort bereits vorliegt.
Die oben erläuterte Wirkungsweise kann durch einen geschlos¬ senen Regelkreis und Aktivfilter-Regelungsverfahren geändert oder ergänzt werden. In diesen Fall wird vorzugsweise den Summenstrom, der von den Umrichtern 4, 19 ins Wechselspannungsnetz 2 fließt, INET, gemessen und als Eingangsgröße verwendet. Diese Vorgehensweise ist in Figur 9 vereinfacht dar¬ gestellt. Bevor der erfindungsgemäße Hybridumrichter 18 gestartet, also dem Wechselspannungsnetz 2 zugeschaltet wird, sind alle Leis¬ tungshalbleiterschalter in ihrer Sperrstellung. Zunächst müssen die Speicherkondensatoren 25 der Submodule 24 geladen werden, so dass sie ihre Betriebsbereitschaft erreichen und der selbstgeführte Umrichter 19 in der Lage ist, seine Bemes¬ sungsspannung zwischen den Gleichspannungsklemmen 8i und 82 zu halten.
Dieser Ladungsvorgang erfolgt gemäß dem Stand der Technik über Startwiderstände. Bei dem in Figur 2 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung sind solche Widerstände überflüs¬ sig. Das Laden der Speicherkondensatoren kann durch zweckmä- ßige Ansteuerung Leistungshalbleiterschalter erfolgen. Es kann wirtschaftlich vorteilhaft sein, wenn die einzelnen Bemessungsspannungen der Umrichter 4 und 19 kleiner sind als die Bemessungsspannung VD des Gleichstromkreises 3. Die Be¬ messungsspannung VD wird dann nur erreicht, wenn beide Um- richter 4 und 19 in Betrieb sind. Der Gleichspannungsschalter 36 in Figur 2 kann notwendig sein, um den Hybridumrichter 18 vom Gleichstromkreis 3 im Fehlerfall abzutrennen.
Im Rahmen der Erfindung ist auch ein Start des Hybridumrich- ters 1 mit Spannung aus dem Gleichstromkreis 3, d.h. ein so genannter Black Start ohne Spannung aus dem Wechselspannungs¬ netz 2, möglich. Voraussetzung dafür ist, dass der Gleichstromkreis 3 von einem Dritten nicht gezeigten Umrichter gespeist wird. Bei einem selbstgeführten Umrichter 19 mit Modu- len gemäß Figur 3 oder 4 wird der netzgeführte Umrichter 4 für diesen Start zuerst in einen so genannten Bypasszustand gesteuert, wobei sich alle Leistungshalbleiterschalter des selbstgeführten Umrichters 19 in ihrer Sperrstellung befinden. Der Bypasszustand wird dann erreicht, indem alle Thy- ristoren 9 einer Phase an jeder Brücke 5 in ihren Leitzustand gesteuert werden, wobei die anderen Thyristoren in Sperrzustand gehalten werden. Die vom netzgeführten Umrichter 4 erzeugte Gleichspannung ist dann Null. Der Start erfolgt zuerst durch die Aufladung der Speicherkondensatoren 25 durch die Zuschaltung des Gleichspannungsschalters 36 oder durch die
Erhöhung der Gleichspannung durch den einspeisenden Umrichter nachdem der Gleichspannungsschalter zugeschaltet ist. Nach der Aufladung erreicht der selbstgeführte Umrichter 19 die Betriebsbereitschaft und kann Wirk- und Blindleistung ins Wechselspannungsnetz 2 einspeisen, womit der Start des netzgeführten Umrichters 15 nun möglich ist. Figur 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfin¬ dung. Hier sind beide Umrichter 4, 19 durch einen einzigen gemeinsamen Transformator 37 mit dem Wechselspannungsnetz 2 verbunden. Der gemeinsame Transformator 37 weist drei Sekundärwicklungen auf. Der netzgeführte Umrichter 4 ist mittels jeweils einer Graetzbrücke 5 mit zwei Sekundärwicklungen ver¬ bunden. Der selbstgeführte Umrichter ist an die dritte Sekundärwicklung angeschlossen.
Figur 11 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfin- dung. Hier sind wieder beide Umrichter 4, 19 über den gleichen gemeinsamen Transformator 37 mit dem Wechselspannungsnetz 2 verbunden. Der netzgeführte Umrichter 4 weist jedoch nur eine 6-pulsige Graetzbrücke 5 auf. Somit ist zu dessen Anschluss ans Wechselspannungsnetz 2 nur eine Sekundärwick- lung notwendig.
Wie allgemein bekannt und in Figur 1 auch zu erkennen ist, kann ein netzgeführter Umrichter 4 mit Thyristoren den Strom nur in einer Richtung leiten. Damit ist eine Umkehrung der Leistung nur durch eine Umkehrung der Polarität der Spannung im Gleichstromkreis 3 möglich. Bei einer zweckmäßigen Ausges¬ taltung der Erfindung wird der netzgeführte Umrichter 4 jedoch mit Leistungshalbleiterschaltern ausgerüstet, die Strom in beiden Richtungen leiten bzw. steuern können (z.B. die so genannten Triacs) . Auch eine gegebensinnige Parallelschaltung von Thyristoren, so dass der Stromfluss in beiden Richtungen gesteuert werden kann, ist im Rahmen der Erfindung möglich. Der selbstgeführte Umrichter 19 weist Phasemodulzweige gemäß Figur 3 oder Figur 4 auf, so dass dieser den Strom in beiden Richtungen führen kann.
Alternativ kann der netzgeführte Umrichter 1 mittels Schalter umgepolt werden. Auf diese Weise kann der Hybridumrichter 18 die Richtung der Wirkleistung, die über den Umrichter 18 geführt wird, umkehren, indem die Richtung des Stromes im
Gleichstromkreis 3 invertiert wird, d.h. ohne dass die Pola¬ rität der Spannung am Gleichstromkreis 3 gewechselt werden muss .
Bei einer abweichenden Ausführung der Erfindung werden ein - und abschaltbare Leistungshalbleiterschalter, vorzüglich IGBT anstelle der Thyristoren im Umrichter 4 eingesetzt, wobei diese Leistungshalbleiterschalter nicht mit Hochfrequenz sondern etwa wie die Thyristoren nur einmal in der Periode der Wechselspannung zu- und abgeschaltet werden. Ein solcher Umrichter wird hier als netzgetakteter Umrichter 4 bezeichnet. Dieser Begriff umfasst selbstverständlich auch netzgeführte Umrichter mit ein-, jedoch nicht abschaltbaren, Leistungshalbleiterschaltern. Der Vorteil hierbei ist, dass ein sol¬ cher Hybridumrichter 18 in der Lage ist, die genaue Zeit der Zuschaltung und der Sperrung, d.h. die Kommutierung des Umrichterstromes aktiv zu steuern, so dass ein Betrieb mit ei- nem Zündwinkel Alpha bzw. einem Löschwinkel Gamma nahe Null ermöglich ist. Hierdurch wird die vom netzgetakteten Umrichter 4 verbrauchte Blindleistung stark minimiert. Darüber hinaus ist ein solcher Umrichter gegen über den bekannten Kommutierungsfehler geschützt. Aus dem gleichen Grund ist keine Wechselspannung vom Wechselspannungsnetz 2 zum Start des Umrichters mehr notwendig. Ein solcher Hybridumrichter 18 ist in der Lage, den Strom im Fehlerfall schnell zu sperren.

Claims

Patentansprüche
1. Hybridumrichter (18) zum Übertragen einer elektrischen Leistung zwischen einem Wechselspannung führenden Wechsel- spannungsnetz (2) und einem Gleichspannungsnetz (3) mit
- einem netzgetakteten Umrichter (4), dessen Leistungshalbleiterschalter (9) zum einmaligen Schalten in einer Periode der Wechselspannung eingerichtet sind und der mit einer Anschlusseinheit (10) zum Anschluss des Wechselspannungsnetzes (2) verbunden ist, und
- einem ebenfalls mit dem besagten Wechselspannungsnetz (2) verbindbaren selbstgeführten Umrichter (19), der Phasenmodul- zweige (20) mit sowohl ein- als auch abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28,34,35) aufweist und der mit dem netzgeführten Umrichter' (4) in Reihe geschaltet ist,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
die Phasenmodulzweige (20) über eine Reihenschaltung von Sub- modulen (24) verfügen, wobei jedes Submodul (24) zwei Anschlussklemmen (31,32), einen Energiespeicher (25) und eine Leistungshalbleiterschaltung aus ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28,34,35) aufweist, die so an¬ steuerbar sind, dass die an dem Energiespeicher (25) abfallende Spannung oder eine Nullspannung an den beiden Anschlussklemmen (31,32) des jeweiligen Submoduls (25) abfällt.
2. Hybridumrichter (18) nach Anspruch 1,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
der netzgetaktete Umrichter ein netzgeführter Umrichter (4) ist, der Stromrichterventile (6) aus einschaltbaren, jedoch nicht abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (9) aufweist.
3. Hybridumrichter (18) nach Anspruch 2,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
die Stromrichterventile (6) des netzgeführten Umrichters (4) zu wenigstens einer Graetzbrücke (5) miteinander verschaltet sind, wobei jede Graetzbrücke (5) einen Wechselspannungsan- schluss (7) aufweist, der mit der Anschlusseinheit (10) ver¬ bunden ist.
4. Hybridumrichter (18) nach Anspruch 3,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
die Stromrichterventile (6) des netzgeführten Umrichters (4) zwei in Reihe zueinander angeordnete Graetzbrücken (5) aus¬ bildet, wobei jede Graetzbrücke (5) mit einem Wechselspan- nungsanschluss (7) ausgerüstet ist, der mit der Anschlussein- heit (10) verbunden ist.
5. Hybridumrichter (18) nach Anspruch 4,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
die Anschlusseinheit ein erster Transformator (10) mit einer Primärwicklung (11) und zwei Sekundärwicklungen (12,13) ist, wobei jede Sekundärwicklung (12,13) mit einem Wechselspan- nungsanschluss (7) der jeweiligen Graetzbrücke (5) verbunden ist .
6. Hybridumrichter (18) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
die Phasenmodulzweige (20) des selbstgeführten Umrichters (4) zu einer Graetzbrücke (5) miteinander verschaltet sind, wobei sich jeder Phasenmodulzweig (20) zwischen einem Wechselspan- nungsanschluss (21) und einer Gleichspannungsklemme (81,84) erstreckt .
7. Hybridumrichter (18) nach einem der vorhergehenden Ansprü- che,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
der Wechselspannungsanschluss (21) des selbstgeführten Um¬ richters (19) mit einer Sekundärwicklung eines zweiten Transformators (23) verbunden ist.
8. Hybridumrichter (18) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Wechselspannungsanschluss (21) des selbstgeführten Umrichters (19) mit einer Sekundärwicklung eines ersten Transforma¬ tors (10) verbunden ist, der wenigstens eine weitere Sekun¬ därwicklung (12,13) aufweist, über welche der erste Transfor- mator (10) mit dem netzgetakteten Umrichter (4) verbunden ist .
9. Hybridumrichter (18) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
jedes Submodul (24) eine Reihenschaltung (26) von zwei ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28) aufweist, die dem Energiespeicher (25) parallel geschaltet ist, wobei eine erste Anschlussklemme (32) mit einer Klemme des Energiespeichers (25) und eine zweite Anschlussklemme (31) mit dem Potenzialpunkt zwischen den ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern (27,28) verbunden ist.
10. Hybridumrichter (18) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
jedes Submodul (25) vier Leistungshalbleiterschalter
(27,28,34,35) aufweist, die zusammen mit dem Energiespeicher (25) eine Vollbrückenschaltung ausbilden.
11. Hybridumrichter (18) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
jedem ein- und abschaltbaren Leistungshalbleiterschalter (27,28,34,35) eine Freilaufdiode (29) gegensinnig parallel geschaltet ist.
12. Hybridumrichter (18) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
der netzgetaktete Umrichter (4) Stromrichterventile (6) auf¬ weist, über die ein Stromfluss in beiden Richtungen ermög¬ licht ist.
13. Verfahren zum Übertragen elektrischer Leistung zwischen einem Wechselspannung führenden Wechselspannungsnetz (2) und einem Gleichspannungsnetz (3) , bei dem Leistungshalbleiterschalter (9) eines netzgetakteten Umrichters (4) in einer Pe- riode der Wechselspannung einmal von einer Sperrstellung, in der ein Stromfluss über den Leistungshalbleiterschalter (9) unterbrochen ist, in eine Durchgangsstellung überführt werden, in der eine Stromfluss über den Leistungshalbleiter (9) ermöglicht ist, und bei dem ein in Reihe zum netzgetakteten Umrichter (4) angeordneter selbstgeführter Umrichter (19), der mit dem gleichen Wechselspannungsnetz (2) verbunden ist, Strom- und Spannungskomponenten mit einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der Grundschwingung der Wechselspannung ist, unterdrückt,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
der selbstgeführte Umrichter (19) ein modularer Mehrstufenumrichter ist, der die besagten Spannungskomponenten sowohl im Wechselspannungsnetz als auch im Gleichspannungsnetz (2) unterdrückt .
14. Verfahren nach Anspruch 13,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass
der modulare Mehrstufenumrichter (19) zumindest teilweise die vom netzgetakteten Umrichter (4) verbrauchte Blindleistung bereitstellt.
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