WO2012124510A1

WO2012124510A1 - スナバコンデンサの充電方法

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Publication number: WO2012124510A1
Application number: PCT/JP2012/055363
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Inventors: 康永小林; 耕才山本
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Publication date: 2012-09-20
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Abstract

【解決手段】　インダイレクトマトリクスコンバータ１の中間直流母線４ｐ、４ｎ間に接続されたスナバコンデンサ３０の両端間電位差が、三相交流電源の投入時に検出される。この検出結果に基づいて三相交流電源の各相のうち、スナバコンデンサ３０の電位差とほぼ同じ電位差になる二相を判定する。この二相のうち電圧が上昇する相を、スナバコンデンサ３０の正極に、前記二相のうち電圧が降下する相を、前記スナバコンデンサの負極にインダイレクトマトリクスコンバータ１を介して接続する。

Description

スナバコンデンサの充電方法

　本発明は、半導体スイッチング回路において過電圧保護のために設けるスナバコンデンサの充電方法に関する。

　スナバコンデンサは、過電圧保護のために使用されるが、その過電圧の発生原因の１つとして、例えば電源投入時に流れる突入電流がある。この突入電流を制限するために、例えば特許文献１に開示されている技術では、抵抗器によって突入電流を制限している

特開２００６－１０９５８２号公報

　特許文献１の技術によれば、突入電流を制限することができるが、抵抗器によって電流を制限している関係上、突入電流を完全にスナバコンデンサに充電するための充電時間が長くなる。この充電が完了するまで、スイッチング回路がスイッチングを開始できない。

　本発明は、突入電流の充電時間を短くすることができるスナバコンデンサの充電方法を提供することを目的とする。

　本発明の一態様のスナバコンデンサの充電方法では、三相交流電源をスイッチングするスイッチング回路の母線間に接続されたスナバコンデンサの両端間電位差を、前記三相交流電源の投入時に検出する。この検出結果に基づいて前記三相交流電源の各相電圧のうち、前記スナバコンデンサの電位差と同じ電位差になる二相を判定する。この二相のうち電圧が上昇する相を、前記スナバコンデンサの正極に前記スイッチング回路を介して接続すると共に、前記二相のうち電圧が降下する相を、前記スナバコンデンサの負極に前記スイッチング回路を介して接続する。スイッチング回路としては、例えば三相交流電源を整流するコンバータと、この整流された直流を所望の周波数及び電圧の三相交流電源に変換するインバータとの組合せを使用することもできる。この場合、スナバコンデンサは、コンバータの出力側に設けられる。或いは、三相交流電源の電圧及び周波数を変換するインダイレクトマトリクスコンバータを使用することもできる。この場合、スナバコンデンサは、インダイレクトマトリクスコンバータのコンバータ部とインバータ部との間に接続される。これらスイッチング回路は、自己消弧能力を備えた半導体スイッチング素子、例えばバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＦＥＴからなるブリッジ回路を使用することができる。

　この充電方法によれば、スナバコンデンサの両端間電位差と、ほぼ同じ電位差の二相電圧間にスナバコンデンサが接続されるので、過電流が殆ど流れることがない。しかも、三相交流電源を抵抗器を介さずにスナバコンデンサに接続しているので、短時間でスナバコンデンサを充電することができる。

　本発明の他の態様のスナバコンデンサの充電方法は、三相交流電源をスイッチングするスイッチング回路において、前記三相交流電源の投入時に、前記三相交流電源の各相電圧のうち、電圧が同じになる二相を判定する。この二相のうち電圧が上昇する相を、前記スイッチング回路中にあるスナバコンデンサの正極に前記スイッチング回路を介して接続すると共に、前記二相のうち電圧が降下する相を、前記スナバコンデンサの負極に前記スイッチング回路を介して接続する。スイッチング回路としては、上記の態様と同様にコンバータやマトリクスコンバータのコンバータ部を使用することができ、スイッチング回路のスイッチング素子としては、上記の態様と同様にバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＦＥＴを使用することができる。

　この充電方法では、三相交流電源の二相の電圧が同じ、即ち電位差が零ボルトのときに、その二相にスナバコンデンサを接続しているので、過電流が殆ど流れず、スナバコンデンサの充電時間を短縮することができる。

　前記スナバコンデンサが充電されたことを判断する充電完了判定ステップを備えることもできる。この充電完了判定ステップは、前記三相交流電源の周波数と前記スナバコンデンサの充電前の電位差から充電時間を算出し、充電時間が経過したことを判定するものとすることができる。

　このように構成すると、スナバコンデンサが充分に充電された後に、次のステップ、例えばスイッチング回路によるスイッチングを開始することができる。

　充電完了判定ステップとしては、前記スナバコンデンサの電位差が所定値以上になったことを判定するものとすることもできる。このように構成すると、過剰な突入電流が流れない程度に、スナバコンデンサの電位差が所定値以上になった後に、次のステップに移行することができるので、この移行を早期に行うことができる。

　或いは、充電完了判定ステップとしては、前記三相交流電源の残りの相が零ボルトになったことを判定するものを使用することもできる。このように構成すると、残りの相の電圧が零ボルトのとき、スナバコンデンサの両端に接続された二相は最大の電位差になっているので、スナバコンデンサに充分に充電することができる。

　上記の各態様のいずれかにおいて、スナバコンデンサへの充電開始前に、前記スナバコンデンサの電位差が所定値以上あるとき、前記スナバコンデンサの充填ステップを省くスことができる。即ち、このスナバコンデンサの充填は、スナバコンデンサの両端間電位差が所定値未満の時に行われる。これによって、危険な突入電流が発生しない程に、スナバコンデンサが充電されているときには、充電ステップを省くことができ、次のステップへの移行を速やかに行える。

本発明を実施するマトリクスコンバータの主要部の回路図である。本発明を実施したマトリクスコンバータのブロック図である。図２の制御回路３２が実行する処理を示すフローチャートである。図２のマトリクスコンバータの各部の波形図である。

　本発明の１実施形態のスナバコンデンサの充電方法は、図１に示すようなインダイレクトマトリクスコンバータ１において、行われる。このインダイレクトマトリクスコンバータは、コンバータ２と、正極側直流中間リンク４ｐ、負極側直流中間リンク４ｎと、インバータ６とを有している。

　コンバータ２は、上側アームとして上側双方向スイッチ回路８ｕｒ、８ｕｓ、８ｕｔを有し、下側アームとして下側双方向スイッチ回路８ｄｒ、８ｄｓ、８ｄｔを有している。上側双方向スイッチ回路８ｕｒと下側双方向スイッチ回路８ｄｒとが直列に接続され、上側双方向スイッチ回路８ｕｓと下側双方向スイッチ回路８ｄsとが直列に接続され、上側双方向スイッチ回路８ｕtと下側双方向スイッチ回路８ｄtとが直列に接続されている。これら３つの直列回路が互いに並列に接続されている。上側及び下側双方向スイッチ回路８ｕｒ、８ｄｒは、共に単方向スイッチ素子、例えばＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂを有している。これらのエミッタ同士が接続され、それぞれのコレクタ－エミッタ間に逆並列にダイオード１２ａ、１２ｂが接続されている。上側双方向スイッチ回路８ｕｒのＩＧＢＴ１０ａが、正極性直流中間リンク４ｐに接続されている。上側双方向スイッチ回路８ｕｒのＩＧＢＴ１０ｂが、下側双方向スイッチ回路８ｄｒのＩＧＢＴ１０ａのコレクタに接続されている。下側双方向スイッチ回路８ｄのＩＧＢＴ１０ｂが、負極性直流中間リンク４ｎに接続されている。他の上側双方向スイッチ回路８ｕｓ、８ｕｔ、下側双方向スイッチ回路８ｄｓ、８ｄｔも同様に構成されている。

　上側双方向スイッチ回路８ｕｒと下側双方向スイッチ回路８ｄｒとの接続点Ｒｉｎには、三相交流電源１３のＲ相電源が直流リアクトル１５Ｒを介して接続され、上側双方向スイッチ回路８ｕｓと下側双方向スイッチ回路８ｄｓとの接続点Ｓｉｎには、三相交流電源１３のＳ相電源が直流リアクトル１５Ｓを介して接続され、上側双方向スイッチ回路８ｕｔと下側双方向スイッチ回路８ｄｔとの接続点Ｔｉｎには、三相交流電源１３のＴ相電源が直流リアクトル１５Ｔを介して接続されている。接続点Ｒｉｎ、Ｓｉｎ間にはコンデンサ１４ｒｓが、接続点Ｓｉｎ、Ｔｉｎ間にはコンデンサ１４ｓｔが、接続点Ｔｉｎ、Ｒｉｎ間にはコンデンサ１４ｔｒが接続されている。これらコンデンサ１４ｒｓ、１４ｓｔ、１４ｔｒと各直流リアクトル１５Ｒ、１５Ｓ、１５Ｔとによって入力フィルタが構成されている。

　インバータ６は、上側アームとして単方向スイッチ素子、例えばＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ，１６ｕｗを有し、下側アームとして単方向スイッチ素子、例えばＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗを有している。ＩＧＢＴ１６ｕｕのコレクタが正極性直流中間リンク４ｐに接続されている。ＩＧＢＴ１６ｕｕのエミッタがＩＧＢＴ１６ｄuのコレクタに接続されている。ＩＧＢＴ１６ｄｕのエミッタが負極性直流中間リンク４ｎに接続されている。即ち、ＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｄｕの直列回路が中間直流リンク４ｐ、４ｎ間に接続されている。他のＩＧＢＴ１６ｕｖ、１６ｕｗ、１６ｄｖ、１６ｄｗも同様に接続されている。ＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗのコレクタ－エミッタ間には逆並列にダイオード１８ｕが接続されている。ＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗのコレクタ－エミッタ間にも逆並列にダイオード１８ｄが接続されている。ＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｄｕとの接続点ｕ、ＩＧＢＴ１６ｕｖ、１６ｄｖの接続点ｖ、ＩＧＢＴ１６ｕｗ、１６ｄｗの接続点ｗには、負荷、例えば電動アクチュエータ１９が接続されている。

　各ＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗには、放電阻止形スナバ回路２０ｕが接続されている。各ＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗには、放電阻止スナバ回路２０ｄが接続されている。各放電阻止形スナバ回路２０ｕでは、ＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗのコレクタ－エミッタ間に、スナバコンデンサ２２ｕとスナバダイオード２４ｕとの直列回路が並列に接続されている。具体的には、各スナバコンデンサ２２ｕの一端がＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗのコレクタに接続され、各スナバコンデンサ２２ｕの他端が各スナバダイオード２４ｕのアノードにそれぞれ接続されている。各スナバダイオード２４ｕのカソードがＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗのエミッタに接続されている。各スナバコンデンサ２２ｕと各スナバダイオード２４ｕとの接続点に各スナバ放電抵抗器２６ｕの一端が接続され、他端が後述するスナバコンデンサ３０とダイオード２８ｄのアノードとの接続点に接続されている。

　放電阻止形スナバ回路２０ｄでは、ＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗのコレクタ－エミッタ間に、スナバコンデンサ２２ｄとスナバダイオード２４ｄとの直列回路が並列に接続されている。具体的には、各スナバダイオード２４ｄのアノードがＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗのコレクタに接続され、各スナバダイオード２４ｄのカソードが各スナバコンデンサ２２ｄの一端に接続され、各スナバコンデンサ２２ｄの他端がＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗのエミッタに接続されている。各スナバコンデンサ２２ｄと各スナバダイオード２４ｄとの接続点に各スナバ放電抵抗器２６ｄの一端が接続され、各スナバ放電抵抗器２６ｄの他端がスナバコンデンサ３０と後述するダイオード２８ｕのカソードとの接続点に接続されている。

　コンバータ２の上側及び下側双方向スイッチ回路８ｕｒ、８ｕｓ、８ｕｔ、８ｄｒ、８ｄｓ、８ｄｔ及びインバータ６のＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗ、１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗは、図２に示す制御回路３２によってオンオフ制御される。特に、各上側及び下側双方向スイッチ回路８ｕｒ、８ｕｓ、８ｕｔ、８ｄｒ、８ｄｓ、８ｄｔの切換は、インバータ６の環流期間、即ち、インバータ６のＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗがオンで、ＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗがオフの状態で、またはインバータ６のＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗがオフで、ＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗがオンの状態で、これから切り換えられる線間電圧が零の時点で行われる。

　また、図１に示すように、正極性直流中間リンク４ｐに上側電圧降下手段、例えばクランプダイオード２８ｕのアノードが接続され、それのカソードにスナバコンデンサ３０の一端が接続されている。スナバコンデンサ３０の他端に、下側電圧降下手段、例えばクランプダイオード２８ｄのアノードが接続され、そのカソードが負極側直流中間リンク４ｎに接続されている。上述したように各スナバ放電抵抗器２６ｕの他端が、スナバコンデンサ３０とダイオード２８ｄのアノードとの接続点に接続され、各スナバ放電抵抗器２６ｄの他端が、スナバコンデンサ３０とダイオード２８ｕのカソードとの接続点に接続されている。

　各放電形スナバ回路２０ｕが設けられているＩＧＢＴ、例えばＩＧＢＴ１６ｕｖがターンオンしていたのがターンオフする際、今までＩＧＢＴ１６ｕｖに流れていた電流が、スナバコンデンサ２２ｕ、ダイオード２４ｕを介して流れる。このとき、配線インダクタンスとターンオフ時の電流とによって決まるエネルギーがスナバコンデンサ２２ｕに吸収され、スナバコンデンサ２２ｕの電圧を上昇させる。その結果、ＩＧＢＴ１６ｕｖの寄生容量によるサージ電圧の発生を防止する。スナバコンデンサ２２ｕの電圧は、正極性直流リンク４ｐの電圧よりも高いとき、正極性直流リンク４ｐ、コンバータ２、負極性直流リンク４ｎ及びいずれかオンしているＩＧＢＴ１６ｄｕ、１６ｄｖ、１６ｄｗの経路を経て、次にＩＧＢＴ１６ｕｖがターンオンするまでに放電される。放電形スナバ回路２０ｄにおいても、電流の流れる方向は、放電形スナバ回路２０ｕと逆であるが、同様にしてサージの発生が防止される。このように放電形スナバ回路２０ｕ、２０ｄは、インバータ６でのスイッチング動作時に発生するサージを防止している。

　また、コンバータ２でのスイッチング動作によって、インバータ６のＩＧＢＴ１６ｕｕ、１６ｕｖ、１６ｕｗにおいてサージが発生することを防止するために、上述したように、各スナバコンデンサ２２ｕと各スナバダイオード２４ｕとの接続点に一端が接続された各スナバ放電抵抗器２６ｕの他端がスナバコンデンサ３０とダイオード２８ｄのアノードとの接続点に接続され、各スナバコンデンサ２２ｄと各スナバダイオード２４ｄとの接続点に一端が接続された各スナバ放電抵抗器２６ｄの他端が、スナバコンデンサ３０とダイオード２８ｕのカソードとの接続点に接続されている。

　即ち、コンデンサ１４ｒｓ、１４ｓｔ、１４ｔｒが、三相交流電源の各線間電圧にほぼ等しく充電され、スナバコンデンサ３０もこれら線間電圧にほぼ充電されている状態では、スナバコンデンサ３０と上側のクランプダイオード２８ｕのカソードとの接続点の電位は、三相交流電源の相間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｓの絶対値のピーク電位からクランプダイオード２８ｕでの電圧降下分を差し引いた電位にクランプされ、コンデンサ３０と下側のクランプダイオード２８ｄのアノードとの接続点の電位は、三相交流電源の相間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｔｓの絶対値のクロス電位にクランプダイオード２８ｄの電圧降下分を加算した電位にクランプされ、変動しない。

　このように電位が変動しないコンデンサ３０と上側のクランプダイオード２８ｕのカソードとの接続点に、下側の放電阻止形スナバ回路２０ｄのスナバ放電抵抗器２６ｄの他端が接続され、電位が変動しないコンデンサ３０と下側のクランプダイオード２８ｄのアノードとの接続点に、上側の放電阻止形スナバ回路２０ｕのスナバ放電抵抗器２６ｕの他端が接続されている。従って、直流中間電位がコンバータ２でのスイッチングによって変動しても、スナバコンデンサ２２ｕは、コンデンサ３０とクランプダイオード２８ｄのアノードとの接続点の電位までしか放電せず、スナバコンデンサ２２ｄは、コンデンサ３０とクランプダイオード２８ｕのカソードとの接続点の電位までしか放電しない。そのため、コンバータ２でスイッチングしても、スナバコンデンサ２２ｕの電位が、コンデンサ１４ｒｓ、１４ｓｔ、１４ｔｒの電位よりも低くなることはなく、これらコンデンサ１４ｒｓ、１４ｓｔ、１４ｔｒからスナバコンデンサ２２ｕに電流が流れず、サージが発生することはない。

　このようにサージの発生を防止するためには、スナバコンデンサ３０が充電されている必要がある。そのため、このインダイレクトマトリクスコンバータ１へ三相交流電源の電圧供給を開始した時点でコンバータ２によってスナバコンデンサ３０を充電する必要がある。このとき、大きな突入電流が流れる虞がある。大きな突入電流が流れることなく、スナバコンデンサ３０を充電するために、以下のような構成が採用されている。

　図２に示すように、電圧検出回路３４によって、正極性直流中間リンク４ｐ及び負極性中間リンク４ｎ間の電圧が検出されている。検出された電圧を表す信号が制御回路３２に供給され、スナバコンデンサ３０の両端間の電位差Ｖｃが算出される。

　また、三相交流電源が備える３つの電源の電圧である各相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔが相電圧検出器３６によってそれぞれ検出され、その検出結果が制御回路３２に供給されている。さらに、三相交流電源の各電源のうちいずれか、例えばこの実施形態ではＴ相電源の位相が位相検出器３８によって検出され、その検出結果が制御回路３２に供給されている。

　制御回路３２は、位相検出器３８による位相検出結果に従って、図４に示すように基準となる位相、例えばＲ相電源の位相が９０度から、位相が６０度進むごとに、図３に示す処理を実行する。

　図３に示す処理では、制御回路３２は、まずスナバコンデンサ３０の両端間の電位差が予め定めた所定値以下であるか、即ちスナバコンデンサ３０の充電が必要であるか判断する（ステップ２）。この判断の答えがノーの場合、即ち充電不要の場合、制御回路３２はスナバコンデンサ３０の充電処理を中止し、次の処理、例えば図示していないコンバータ２及びインバータ４の制御を開始する。

　ステップＳ２の判断の答えがイエスの場合、即ち、スナバコンデンサ３０の充電が必要な場合、制御回路３２は、予め定めた２相の電源の電位差がスナバコンデンサ３０の電位差とほぼ同じであるか判断する（ステップＳ４）。予め定めた２相の電源の電位差は、例えば、図４に示すように基準位相である位相０度（Ｒ相電源の位相が９０度）から６０度までの区間１では、相電圧Ｖｓと相電圧Ｖｔとの電位差Ｖｓｔであり、６０度から１２０度の区間２では、相電圧Ｖｓと相電圧Ｖｒとの電位差Ｖｓｒであり、１２０度から１８０度の区間３では、相電圧Ｖｔと相電圧ｒとの電位差Ｖｔｒであり、１８０度から２４０度の区間４では、相電圧Ｖｔと相電圧Ｖｓとの電位差Ｖｔｓであり、２４０度から３００度の区間５では、相電圧Ｖｒと相電圧Ｖｓとの電位差Ｖｒｓであり、３００度から０度の区間６では、相電圧Ｖｒと相電圧Ｖｔとの電位差Ｖｒｔである。

　このステップＳ４の判断の答えがノーであると、答えがイエスになるまでステップＳ４が繰り返される。ステップＳ４の判断の答えがイエスであると、２つの相電圧のうち上昇する相の電源に接続されている上側双方向スイッチ回路をオンし、下降する相の電源に接続されている下側双方向スイッチ回路をオンする（ステップＳ６）。

　例えば、区間１では、相電圧Ｖｓが上昇し、相電圧Ｖｔが降下しているので、上側双方向スイッチ回路８ｕｓと下側双方向スイッチ回路８ｄｔとがオンされる。

　区間２では相電圧Ｖｓが上昇し、相電圧Ｖｒが降下するので、上側双方スイッチ８ｕｓがオンされ、下側双方向スイッチ８ｄｒがオンされる。

　区間３では、相電圧Ｖｔが上昇し、相電圧Ｖｒが低下するので、上側双方向スイッチ８ｕｔがオンされ、下側双方向スイッチ８ｄｒがオンされる。

　区間４では相電圧Ｖｔが上昇し、相電圧Ｖｓが降下するので、上側双方向スイッチ８ｕｔがオンされ、下側双方向スイッチ８ｄｓがオンされる。

　区間５では、相電圧Ｖｒが上昇し、相電圧Ｖｓが降下するので、上側双方向スイッチ８ｕｒがオンされ、下側双方向スイッチ８ｄｓがオンされる。

　区間６では、相電圧Ｖｒが上昇し、相電圧Ｖｔが降下するので、上側双方向スイッチ８ｕｒがオンされ、下側双方向スイッチ８ｄｔがオンされる。

　ステップＳ６の判断がイエスになったことにより、スナバコンデンサ３０の充電が開始される。即ち、ステップＳ６は充電開始ステップとして機能する。充電の開始時点で、スナバコンデンサ３０の電位差と、スナバコンデンサ３０を充電する２相の電位差とはほぼ等しいので、大きな突入電流がスナバコンデンサ３０に流れることはない。

　ステップＳ６に続いて、残りの一相が０Ｖであるか判断される（ステップＳ８）。この判断の答えがノーであると、イエスになるまでステップＳ８が繰り返される。この間、スナバコンデンサ３０への充電が継続される。そして、ステップＳ８の判断の答えがイエスになったとき、２相の電位差、区間１で言えばＶｓｔが最大であり、これ以上充電しても、この２相の電位差によっては充電されないので、その区間での処理を終了する。即ち、ステップＳ８は充電完了判定ステップとして機能する。

　なお、１つの区間、例えば区間１が終了する前に、次の区間、例えば区間２が開始されるが、例えば区間１と区間２とではオンされる上側双方向スイッチ８ｕｓが共通であり、区間２と区間３とでオンされる下側双方向スイッチ８ｄｒが共通であり、区間３と区間４とではオンされる上側双方向スイッチ８ｕｔが共通であり、区間４と区間５とではオンされる下側双方向スイッチ８ｄｓが共通であり、区間５と区間６とではオンされる上側双方スイッチ８ｕｒが共通であり、区間６と区間１とではオンされる下側双方向スイッチ８ｄｔが共通であるので、短絡などの問題は生じない。

　このようにスナバコンデンサ３０を電源投入時に充電することにより、スナバコンデンサ３０に大きな突入電流が流れることを防止できる。しかも、抵抗器を使用して突入電流を制限する必要がないので、充電に要する時間を短縮することができ、コンバータ２のスイッチチング動作開始までの時間を飛躍的に短縮することができる。具体的には、例えば区間１で言えば、充電時間が最も長い場合は、区間１の当初（位相０度）に充電が開始されて、Ｒ相が０Ｖとなる時点で充電が終了した場合であるが、この区間の終了時は位相で言えば９０度であり、これ以上に充電時間が長くなることはない。即ち、最大充電時間は、位相が９０度変化する時間であり、コンバータ２のスイッチング動作開始までの時間を飛躍的に短縮することができる。また、抵抗器やこれをスナバコンデンサに対して断続するためのスイッチを使用する必要がないので、新たな部品を追加する必要が無い。

　上記の実施形態では、各区間において、スナバコンデンサ３０の両端間電位差が、予め定めた２相の電位差とほぼ等しくなったときからスナバコンデンサの充電を開始したが、予め定めた２相の電圧がほぼ等しくなると直ちにスナバコンデンサの充電を開始することもできる。この場合、スナバコンデンサ３０の両端間電位差と、予め定めた２相の電圧との間には差があることもあるが、２相の電位差がほぼ零の状態からスナバコンデンサ３０が充電されるので、余り大きな突入電流がスナバコンデンサ３０に流れることはない。また、予め定めた２相の電圧がほぼ等しく無い状態であっても、これら２相の電位差とスナバコンデンサ３０の両端間電位差との差が過剰な突入電流が発生しない程度の差であれば、これら２相によってスナバコンデンサ３０を充電することもできる。

　上記の実施形態では、スナバコンデンサ３０の充電に関与していない相の電圧が０Ｖになったとき、充電完了と判定して、充電を停止させたが、充電開始前に測定したスナバコンデンサの両端間電位差と、充電開始時の２相の位相（基準位相に対する位相差（これは位相検出器３８の位相検出結果から判明する）と三相交流電源の周波数とから予め定めた電圧まで充電するのに要する時間を算出し、その時間が経過したとき、充電時間が経過したと判断して、充電を停止させることもできる。

　上記の実施形態では、ナバコンデンサ３０の充電に関与していない相の電圧が０Ｖになったとき、充電完了と判定して、充電を停止させたが、電圧検出器３４によって測定したスナバコンデンサ３０の電位差が所定値以上になったと制御回路３２が判定したとき、充電を停止するように構成することもできる。

　上記の実施形態では、スナバコンデンサ３０をクランプダイオード２８ｕ、２８ｄを介して正極側直流中間リンク４ｐ、負極側直流中間リンク４ｎに接続したが、これらクランプダイオード２８ｕ、２８ｄを除去して正極側直流中間リンク４ｐ、負極側直流中間リンク４ｎに接続することもできる。上記の実施形態では、本発明をマトリクスコンバータに実施したが、これに限ったものではなく、例えば通常のコンバータとインバータとを組み合わせて使用する場合にも実施することができるし、コンバータのみを使用する場合にも実施できる。

Claims

　三相交流電源をスイッチングするスイッチング回路の母線間に接続されたスナバコンデンサの両端間電位差を、前記三相交流電源の投入時に検出する過程と、
　この検出結果に基づいて前記三相交流電源の各相電圧のうち、前記スナバコンデンサの電位差と同じ位相差になる二相の電圧を判定し、
　この二相のうち電圧が上昇する相の電源を、前記スナバコンデンサの正極に前記スイッチング回路を介して接続すると共に、前記二相のうち電圧が降下する相の電源を、前記スナバコンデンサの負極に前記スイッチング回路を介して接続する
スナバコンデンサの充電方法。
　三相交流電源をスイッチングするスイッチング回路において、前記三相交流電源の投入時に、前記三相交流電源の各相電圧のうち、値が同じになる二相の電圧を判定し、
　この二相のうち電圧が上昇する相の電源を、前記スイッチング回路中にあるスナバコンデンサの正極に前記スイッチング回路を介して接続すると共に、前記二相のうち電圧が降下する相の電源を、前記スナバコンデンサの負極に前記スイッチング回路を介して接続する
スナバコンデンサの充電方法。
　請求項１または２記載のスナバコンデンサの充電方法において、
　前記スナバコンデンサが充電されたことを判断する充電完了判定ステップを備え、この充電完了判定ステップは、前記三相交流電源の周波数と前記スナバコンデンサの充電前の電位差から充電時間を算出し、充電時間が経過したことを判定する
スナバコンデンサの充電方法。
　請求項１または２記載のスナバコンデンサの充電方法において、
　前記スナバコンデンサが充電されたことを判断する充電完了判定ステップを備え、この充電完了判定ステップは、前記スナバコンデンサの電位差が所定値以上になったことを判定するスナバコンデンサの充電方法。
　請求項１または２記載のスナバコンデンサの充電方法において、
　前記スナバコンデンサが充電されたことを判断する充電完了判定ステップを備え、この充電完了判定ステップは、前記三相交流電源の残りの相が零ボルトになったことを判定するスナバコンデンサの充電方法。
　請求項１乃至５いずれか記載のスナバコンデンサの充電方法において、
　前記スナバコンデンサへの充電開始前に、前記スナバコンデンサの電位差が所定値以上あるとき、前記スナバコンデンサの充填ステップを省くスナバコンデンサの充電方法。