WO2012085768A1 - Circuit formateur de faisceau et système d'antenne comprenant un tel circuit - Google Patents

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WO2012085768A1 PCT/IB2011/055670 IB2011055670W WO2012085768A1 WO 2012085768 A1 WO2012085768 A1 WO 2012085768A1 IB 2011055670 W IB2011055670 W IB 2011055670W WO 2012085768 A1 WO2012085768 A1 WO 2012085768A1
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beam forming
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Jean-Marie PAILLOT
David CORDEAU
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Universite De Poitiers
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    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
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Definitions

  • a beamforming circuit for a phased array antenna of the coupled oscillator chain type is disclosed.
  • the invention also relates to a phased array antenna system comprising such a circuit.
  • the invention is intended in particular for applications in the fields of telecommunications, radars and medical imaging.
  • the transmitter radiates in all directions and only a small fraction of this radiated power is picked up by the receiver.
  • a large part of the radiated power is lost or, worse, it is reflected on different obstacles generating on the one hand fading due to destructive interference between contributions having followed different paths, and on the other hand a electromagnetic pollution affecting other users.
  • the use of "intelligent" directional beam antennas can reduce this electromagnetic pollution and improve the quality of transmission, both in terms of increasing the signal-to-noise ratio on the receiving side by reducing the level of received interference or the increase of the radiated power on the transmitter side.
  • Dynamic beam orientation can be achieved through the use of implanted antennas in a specific geometric configuration.
  • the simplest configuration is that of the linear phased array, in which several antenna elements are aligned along a line (more rarely on a curve). Under these conditions, the orientation and the beam formation are obtained by controlling the amplitude and / or the phase of the radiofrequency signal supplying each of the radiating elements that constitute this network.
  • FIG. 1 illustrates an antenna system comprising a linear phased array RPL, a CFF beam forming circuit and a radio frequency signal source SRF.
  • the SRF source generates a radio frequency signal, which can be modulated to carry information.
  • the CFF beamforming circuit comprises a radio frequency power divider DPRF which distributes the input signal from the source SRF between several outputs (five in the example of the figure).
  • the distribution can be homogeneous or inhomogeneous, fixed or variable.
  • a variable power distribution makes it possible to control the shape of the radiation pattern of the antenna system, in addition to its orientation.
  • Each output of the power divider is connected to a respective phase shifter DP1 - DP5 introducing a variable phase shift which makes it possible to control the orientation of the radiation diagram of the antenna system; variable attenuators or amplifiers can also be provided to control the shape of this diagram, as an alternative or in addition to the use of a variable distribution power divider.
  • each phase shifter feeds an antenna element
  • EA1 - EA5. These elements are aligned at a distance of half a wavelength to minimize electromagnetic coupling
  • Figure 2 provides an understanding of the formation and orientation mechanism of a radiation pattern.
  • the amplitude of the total electric field radiated by the M antennas is:
  • the reference DR identifies the radiation pattern emitted by the phased array; typically this diagram consists of a main lobe and several side lobes (only two are represented).
  • the shape of the radiation pattern In addition to controlling the orientation of the radiation pattern, it is possible to influence the shape of the radiation pattern by acting on the amplitudes of the signals supplying the antennas. Moreover, since the elemental antenna is not isotropic, the shape of the radiation pattern also depends on its orientation: if we do not intervene on the amplitudes of excitation of the antennas, the central lobe widens when the value of the angle ⁇ increases.
  • Articles [1] and [2] illustrate the state of the art in the field of conventional linear phased array antenna systems of the type shown in FIG.
  • a disadvantage of this architecture stems from the complexity of the beam forming circuit, which comprises at least M phase shifters (one per antenna), each driven by a separate control signal.
  • This figure shows a linear phased array antenna system in which the control circuit, or beamformer, essentially consists of a chain of electronic oscillators 01 - OM, which will be assumed by identical simplicity, coupled between they via respective coupling impedances Z c which, they too, will be assumed to be identical to each other. More precisely, each oscillator of the chain is coupled to its two nearest neighbors via an impedance, which can be purely resistive or reactive; Oscillators at the ends of the chain (O1 and OM) are coupled to their nearest single neighbor. At least said end oscillators have a free oscillation frequency that can be controlled; in practice, they will be voltage controlled oscillators (VCO). Preferably, all the oscillators will be VCOs, although only the two ends are actually controlled by respective control voltages V01, V02.
  • VCO voltage controlled oscillators
  • the different free frequencies of the oscillators are within a certain synchronization range. Under these conditions, within this range, the oscillators spontaneously synchronize with a phase relationship related to the initial distribution of their free oscillation frequencies. More precisely, if all the intermediate oscillators (02 - O (M-1)) have the same oscillation frequency f 0 while the end oscillators have free oscillation frequencies fo- ⁇ and fo + ⁇ , then an identical phase shift ⁇ is established between the adjacent oscillators. It can be shown that the phase shift ⁇ is independent of the number of oscillators constituting the network. Thus, by controlling only the free oscillation frequencies of the oscillators located at the two ends of the linear array (two control signals), it is possible to obtain a linear phase variation whose gradient depends on ⁇ .
  • the architecture of FIG. 3 therefore makes it possible to orient the radiation pattern of a linear phased array antenna system, but not to modify its shape except to introduce variable attenuators, which would be contrary to the goal sought, namely a simplification of the control circuit.
  • FIG 4 shows how the phase difference between two coupled oscillators depends on the difference between their free oscillation frequencies.
  • the oscillators are two VCOs, coupled via a series RLC (resistive - inductive - capacitive) circuit.
  • RLC resistive - inductive - capacitive
  • the invention aims to remedy the disadvantages of the prior art by providing a beam forming circuit associating the simplicity of the architecture of FIG. 3 with a flexibility close to that of the conventional architecture of FIG. 1.
  • An object of the invention making it possible to achieve this goal, is a beam forming circuit for a phased array antenna comprising a linear chain of coupled radio frequency electronic oscillators, in which at least two oscillators located at the ends of said chain present a variable free oscillation frequency, said circuit being characterized in that said oscillators are of differential type, each of them being adapted to generate a first oscillatory signal, said positive, and a second oscillatory signal, said negative, in opposition perfect phase.
  • Radio frequencies means frequencies between 1 MHz and 300 GHz; this includes microwave or microwave (1 - 100 GHz) as well as millimeter wave (100 - 300 GHz).
  • chain of coupled oscillators is meant a set of oscillators provided with an order relation, in which each oscillator is coupled to its two nearest neighbors, except the first and the last oscillator, which are coupled only to each other. 'to their only closest neighbor.
  • the coupling can be done, generally, via an electrical circuit, purely resistive, purely reactive or both resistive or reactive. Electromagnetic coupling may also be considered in some cases. Typically, but not necessarily, the coupling strength can be the same between all pairs of oscillators.
  • the phased array of the invention may be linear. It can also be a two-dimensional network constituted by a plurality of linear sub-networks. It can also be a two-dimensional network matrix structure in which each oscillator feeds several antenna elements forming the same row or the same column of the matrix.
  • All the oscillators in the chain can be identical to each other, although this is not essential.
  • all oscillators may be voltage controlled oscillators.
  • the circuit may also comprise a plurality of multiplexers for selecting, from each oscillator, one or the other of said first and second oscillatory signals.
  • Such a circuit may also comprise a control system of said multiplexers adapted to:
  • the circuit may comprise, in place of the multiplexers, a plurality of modulators (for transmission operation) or demodulators (for reception operation ), each of said oscillators being connected to a respective modulator or demodulator to serve as a local oscillator.
  • the beam forming circuit may also comprise a system for distributing to said modulators a baseband signal, said distribution system being adapted to: in a first state, distribute said signal to all modulators with the same phase; and, in a second state, distributing an inverted signal to every alternate modulator.
  • the beam forming circuit may also comprise a system for forming a baseband signal: in a first state, by directly adding the signals demodulated by said demodulators; and in a second state, adding said signals after inverting those from one demodulator out of two, alternatively.
  • said modulators may be vector modulators and said baseband signal may be a vector signal comprising a component I and a Q component in quadrature.
  • Said modulators / demodulators may be Gilbert cell modulators / demodulators, or more generally, translinear, preferably operating in differential mode.
  • the oscillators can be coupled to their nearest neighbors via variable resistors, preferably in the form of field effect transistors.
  • variable resistors preferably in the form of field effect transistors.
  • Such a circuit may also comprise a control system for symmetrically and in opposite directions to vary the free oscillation frequencies of the two said oscillators at the ends of the chain, and to vary the values of said variable resistors while keeping them equal between they.
  • Another object of the invention is a phased array antenna system comprising a beam forming circuit as described above, as well as a plurality of antenna elements arranged to form a phased array powered by said circuit.
  • Figure 2 the principle of controlling the orientation of the radiation pattern of such an antenna system
  • Figure 3 is a block diagram of a phased array antenna system of the coupled oscillator chain type, known from the prior art
  • FIG. 4 a graph illustrating the phase difference between two coupled oscillators as a function of the difference between their free oscillation frequencies
  • Figure 5 is a block diagram of an antenna system according to a first embodiment of the invention.
  • FIG. 6 the electrical diagram of a voltage controlled oscillator realized in MOS technology used for the implementation of the system of FIG. 5;
  • FIG. 7 is a block diagram of an antenna system according to a second embodiment of the invention.
  • FIGS. 8A and 8B respectively, the block diagram of a vector modulator used for implementing the system of FIG. 7, and a Gilbert cell forming part of such a modulator;
  • FIG. 9 a graph illustrating the phase shift between two oscillators coupled across a resistor, as a function of the value of said resistor and for three different differences between their free oscillation frequencies;
  • Figure 10 is a block diagram of an antenna system according to a third embodiment of the invention.
  • Figure 1 the block diagram of an antenna system operating in reception, according to a fourth embodiment of the invention.
  • the present inventors have realized that it is possible to overcome the limitations of the beamforming circuit of FIG. 3 and to obtain almost arbitrary phase shifts - and thus almost total variability in beam misalignment angle.
  • antenna - simply by replacing the "single output" oscillators with differential oscillators.
  • FIG. 5 illustrates a linear phased array antenna system according to a first embodiment of the invention.
  • the circuit of control (or beamformer) of this system is constituted by a plurality of identical voltage controlled differential (VCO) oscillators (five, in the example shown in the figure, but the number could be much higher, for example understood between eight and several tens) VC01 - VC05.
  • VCO voltage controlled differential
  • oscillators other than the two extremes could have a constant free oscillation frequency.
  • FIG. 6 illustrates the wiring diagram of a conventional VCO in MOSFET technology, of the single cross-pair type.
  • the active part of this circuit consists of two N-MOS transistors T1 and T2 coupled in such a way that the gate signal of T1 is taken from the drain of T2 and vice versa.
  • the transistors are biased downwards by means of a current mirror MC.
  • Their drains are connected to a line maintained at the potential Vcc via respective LRC circuits, in which the capacitance (CV1, CV2) is realized by means of a VARACTOR diode so as to depend on a control voltage.
  • the operation of such a circuit is known per se and described, for example, by [6].
  • VCO structures are known from the prior art and can be applied to the invention.
  • Each oscillator has two output terminals, for two differential signals Vd1, Vd2 in phase opposition.
  • the phases of the positive and negative differential voltages present on the i th VCO (VCOi) are denoted respectively ⁇ , and ⁇ ⁇
  • the adjacent oscillators are coupled together by coupling impedances Z c connected between their output terminals.
  • Each oscillator is associated with a respective multiplexer MUX ' i which makes it possible to apply the signal having the phase ⁇ , or else ⁇ ⁇ to the input of a respective power amplifier HPAi, the output of which is connected to an element of antenna, or radiator, EAj, which can be for example of the electromagnetic horn type or "patch".
  • Each multiplexer is controlled by a respective control signal.
  • this signal can take two values represented by 0 and 1; when the signal is equal to 0, the multiplexer MUXi selects the "positive" output signal of the oscillator VCOi, that is to say ⁇ , and when the signal is equal to 1, it selects the "negative" output signal , ie ⁇ ⁇ ⁇ ⁇
  • the maximum phase shift that can be obtained between two adjacent oscillators eg ⁇ ⁇ , and ⁇ + 1 or ⁇ and ⁇ ⁇ + ⁇
  • the fact of having complementary phases makes it possible to widen the depointing dynamics. Indeed, it is possible to imagine several scenarios.
  • Scenario 1 0 ° ⁇ ⁇ + 90 ° (0 ° ⁇ eEmax ⁇ + 30 o ).
  • phase shift values can be obtained by controlling the free oscillation frequencies of the two oscillators placed at the ends (VC01 and VC05). Under these conditions, all the control voltages of the multiplexers are identical to select only the signals having a phase ⁇ or else ⁇ ⁇ .
  • Scenario 2 -90 ° ⁇ ⁇ 0 ° (-30 o ⁇ e E max ⁇ 0 °).
  • This phase shift ⁇ 3 ⁇ is obtained thanks to the controls of the two oscillators located at the ends VC01 and VC05. Under these conditions, this phase shift ⁇ 3 ⁇ [-90 °, 0 °] lies in the operating range of the synchronized oscillators (-90 ° ⁇ 3 ⁇ ⁇ 90 °).
  • ⁇ ⁇ 3 2.
  • the signals applied to the antennas will therefore be taken alternately on the positive phase and the negative phase. It is therefore possible to vary the angle of misalignment of the antenna beam in the range of -90 ° to + 90 °, so 180 °, with only two "forbidden regions" around ⁇ 30 °. If the antenna beam is not too narrow, these forbidden areas have few practical consequences.
  • control signal Vi for each multiplexer, and therefore for each oscillator, plus two V01 and V02 signals controlling the free frequencies of the two oscillators placed at the ends of the chain.
  • phase shifts the phases to be retained are alternately ⁇ and ⁇ ⁇ + 1 or the inverse ⁇ , and ⁇ , + ⁇ . This implies that the control voltages applied to two multiplexers corresponding to adjacent antennas are of opposite signs.
  • V1 and V2 are respectively applied to the even and odd multiplexers.
  • V1 is a reference and to control only V2, thus limiting the control number to three (V2, V01, V02), which is perfectly acceptable from a system point of view.
  • SYC a control system
  • This system could be criticized for providing no advantage over the use of non-differential VCOs coupled to each other, to which differential amplifiers or follower or inverter amplifiers controlled by an identical control system would be associated. to the one described here.
  • SYC preferably digital and for example microprocessor.
  • This system could be criticized for providing no advantage over the use of non-differential VCOs coupled to each other, to which differential amplifiers or follower or inverter amplifiers controlled by an identical control system would be associated. to the one described here.
  • it is necessary to ensure very high accuracy on the phase and therefore a very great control of the propagation time of the different signals. This is very difficult taking another architecture than the one proposed.
  • the main limitation of the system of Figure 5 is that it does not allow to transmit data efficiently. Indeed, because of the non-idealities of voltage-controlled oscillators, the synchronization frequency of the overall system depends (slightly) on the frequencies imposed by the oscillators placed at the ends. This variation, however small, can be troublesome for an application such as data transmission for which the frequency of the carrier must be stable. However, it is perfectly acceptable in the field of radar, where bursts of frequencies are sent in different directions.
  • the multiplexers MUX 1 are replaced by vector modulators MV 1, preferably of the translinear type with Gilbert cell.
  • FIG 8A illustrates the structure, known per se, of such a modulator.
  • the radiofrequency carrier is of differential type, consisting of two sinusoidal signals in phase opposition, P + and P-; the VC01 - VC05 differential oscillators naturally provide these signals and thus serve as local oscillators.
  • a quadrator CQ circuit decomposes both the positive phase and the negative phase of the carrier into two components in quadrature, that is to say out of phase by 90 ° - what are called the components "I” and "Q" (PI + , PQ +, PI-, PQ-).
  • the two positive and negative phases of carrier I are provided to a first Gilbert CG1 cell, where they are multiplied by a first baseband signal Si (t), which contains a first half of the information to be transmitted.
  • the two phases, positive and negative, of the carrier Q are supplied to a second cell of Gilbert CG2, where they are multiplied by a second baseband signal SQ (Î.), which contains a second half of the information to be transmitted.
  • the baseband signals are of the differential type, such as the P + / P- carrier. For the sake of simplicity, this is not shown in FIGS. 7, 8A and 10,
  • the output signals of the two Gilbert cells are summed, generally by means of a radiofrequency transformer, not shown, to form the (unipolar) output signal of the differential modulator, SO (t).
  • the Gilbert cells are known, for example, from [7, 8],
  • Figure 8B illustrates the wiring diagram of a Gilbert cell in MOS technology. It consists of two differential amplifiers formed by pairs of transistors coupled by their sources (Q1 / Q4; Q3 / Q5) whose outputs are connected in phase opposition. The sources of these transistors are connected to the drains of a third differential pair (Q2 / Q6); therefore, the output currents of the first two differential pairs linearly depend on the drain currents of the third pair, as well as their respective input voltages (V1 + / V1-; V2 + / V2-).
  • the differential output signal, VOG is taken between the drains of Q1 / Q3 and Q4 / Q5, connected together in pairs.
  • vector modulators can be used to reverse the signals sent to every other antenna element, so as to allow an orientation of the antenna beam beyond the conventional range. ° - + 30 °.
  • the beam forming circuit of FIG. 7 comprises an SD system for distributing to the modulators the baseband vector signal (Si; S Q ), this distribution system being adapted to:
  • the orientation of the radiation pattern is obtained by a very simple digital processing of the baseband signal.
  • / SQ baseband signals may be constant at intervals, and be used only for the orientation of the radiation pattern.
  • non-vector modulators typically constituted by a simple Gilbert cell.
  • a circuit of the type illustrated in FIG. 7 could also be realized by using non-differential coupled oscillators, since it is the modulators that introduce the phase shifts of 180 ° allowing the orientation of the beam over a wide range of directions.
  • the use of differential oscillators is very advantageous in that it makes it possible to use Gilbert's cell modulators, which reject the frequency of the carrier of the spectrum of the modulated signal thus avoiding all the problems of frequency recombination. Indeed, either a carrier P (t) characterized by a pulse COR and a baseband signal S (t), pulse o) s ⁇ w P.
  • a carrier P (t) characterized by a pulse COR and a baseband signal S (t), pulse o) s ⁇ w P.
  • the active components of the modulator must be polarized, a DC component is superimposed on these two signals.
  • the second has the additional advantage of allowing the use of the entire signal generated. This means that there is no created signal that is not used, as in the case where one uses a multiplexing leading to discard half of the generated signals.
  • the embodiment of FIG. 7 remains affected by the problem of the drift of the synchronization frequency, which depends on the difference imposed between the free oscillation frequencies fo, fo2 of the end VCOs, driven by the control signals V01, V02.
  • a first solution may consist in injecting into the oscillator chain a signal from a phase-locked loop, the frequency of which is very stable. The disadvantage of this solution is the additional complexity involved.
  • phase shift between two adjacent oscillators does not depend solely on the free oscillation frequency difference between the two end oscillators, but also on the strength of their coupling.
  • the phase shift can be modified by acting on the value of this resistor.
  • FIG. 9 shows the dependence of ⁇ as a function of R c for different values of the frequency difference f01-f02.
  • FIG. 10 shows a circuit similar to that of FIG. 7, but in which the coupling impedances have been replaced by MOSFETs Mp1, Mn1-Mp4, Mn4 operating in an ohmic zone and acting as voltage-controlled variable resistors, the voltage of grid Vg serving as control signal.
  • the variation of ⁇ over the entire desired range can be obtained by keeping f 01 -f 02 in a limited range.
  • f 0 -f 02 can take only three values: 0, for a zero misalignment angle, + ⁇ , for a positive misalignment angle, and - ⁇ for a negative misalignment angle, any other variation being obtained in acting on the coupling resistances by applying a timely voltage to the grids of the MOSFETS.
  • a control system SYC preferably digital, for example microprocessor, generates the appropriate control signals.
  • the coupling resistances can be realized using other types of transistors, for example junction field effect (JFET) or high electron mobility (HEMT). They may be part of more complex coupling circuits, for example also comprising reactive elements.
  • JFET junction field effect
  • HEMT high electron mobility
  • variable coupling resistor has been described with reference to a modulator circuit; it can also be applied to a multiplexer type beam forming circuit (FIG. 5) or even to a circuit using non-differential oscillators, of the type shown in FIG.
  • FIG. 11 shows a portion (the first two antenna elements EA1, EA2, and the corresponding sections of the beam forming circuit) of such a system.
  • the vector modulators MVi are replaced by demodulators, also vector, DM1, DM2, also based on Gilbert cells.
  • Each demodulator receives as input the differential sinusoidal signal generated by the respective local oscillator (VC01, VC02) as well as the signal picked up by an antenna element EA1, EA2, and outputs a demodulated signal of the type vectorial: S / SQI, S
  • the phase shift ⁇ between the different local oscillators has repercussions on the demodulated signals; in addition, the signals from different demodulators have an additional phase shift due to the spatial shift between the respective antenna elements.
  • the antenna pattern can be oriented in the range ⁇ 30 °.
  • the combination system of FIG. 10 just like the SD distribution system of FIG. 10, the combination system of FIG.
  • FIG. 11 the connections between antenna elements and demodulators have been shown to be direct, but in a known manner amplifiers, filters, or even frequency converters can be provided on the paths of the signal signals. 'antenna.
  • the beam forming circuit of the invention is particularly suitable for monolithic integration, for example in N-MOS or C-MOS technology.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé comprenant une chaîne linéaire d'oscillateurs électroniques à radiofréquences couplés (VC01 - VC05), dans lequel au moins deux oscillateurs (VC01, VC05) situés aux extrémités de ladite chaîne présentent une fréquence d'oscillation libre variable, ledit circuit étant caractérisé en ce que lesdits oscillateurs sont de type différentiel, chacun d'entre eux étant adapté pour générer un premier signal oscillatoire (Φρ,), dit positif, et un deuxième signal oscillatoire, dit négatif (ΦΝΙ), en opposition de phase. Système d'antenne à réseau phasé comprenant un circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications précédentes, ainsi qu'une pluralité d'éléments d'antenne (EA1 - EA5) agencés de manière à former un réseau phase alimenté par ledit circuit.

Description

CIRCUIT FORMATEUR DE FAISCEAU ET SYSTEME D'ANTENNE
COMPRENANT UN TEL CIRCUIT
L'invention porte sur un circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé, du type à chaîne d'oscillateurs couplés. L'invention porte également sur un système d'antenne à réseau phasé comprenant un tel circuit.
L'invention est destinée en particulier à des applications dans les domaines des télécommunications, des radars et de l'imagerie médicale.
Dans les systèmes de communication omnidirectionnels, largement utilisés dans de nombreuses applications radiofréquences, l'émetteur rayonne dans toutes les directions et seule une petite fraction de cette puissance rayonnée est captée par le récepteur. En conséquence, une grande partie de la puissance rayonnée est perdue ou, pire, elle est réfléchie sur différents obstacles générant d'une part des évanouissements dus à l'interférence destructive entre des contributions ayant suivi des trajets différents, et d'autre part une pollution électromagnétique affectant les autres utilisateurs. L'utilisation d'antennes « intelligentes » à faisceau directif permet de réduire cette pollution électromagnétique ainsi que d'améliorer la qualité de la transmission, que ce soit au niveau de l'augmentation du rapport signal sur bruit côté récepteur en diminuant le niveau des interférences reçues ou de l'augmentation de la puissance rayonnée côté émetteur.
Une orientation dynamique du faisceau peut être obtenue grâce à l'utilisation d'antennes implantées selon une configuration géométrique spécifique. La configuration la plus simple est celle du réseau phasé linéaire, dans lequel plusieurs éléments d'antenne sont alignés le long d'une droite (plus rarement sur une courbe). Dans ces conditions, l'orientation et la formation de faisceaux sont obtenues par le contrôle de l'amplitude et/ou de la phase du signal radiofréquence alimentant chacun des éléments rayonnants qui constituent ce réseau.
La figure 1 illustre un système d'antenne comprenant un réseau phasé linéaire RPL, un circuit formateur de faisceau CFF et une source de signal radiofréquence SRF. La source SRF génère un signal radiofréquence, qui peut être modulé pour porter une information.
Le circuit formateur de faisceau CFF comprend un diviseur de puissance radiofréquence DPRF qui répartit le signal d'entrée, issu de la source SRF, entre plusieurs sorties (cinq dans l'exemple de la figure). La répartition peut être homogène ou inhomogène, fixe ou variable. Une répartition variable de la puissance permet de contrôler la forme du diagramme de rayonnement du système d'antenne, en plus de son orientation. Chaque sortie du diviseur de puissance est connectée à un déphaseur respectif DP1 - DP5 introduisant un déphasage variable qui permet de contrôler l'orientation du diagramme de rayonnement du système d'antenne ; des atténuateurs ou amplificateurs variables peuvent également être prévus pour contrôler la forme de ce diagramme, en alternative ou en complément de l'utilisation d'un diviseur de puissance à répartition variable.
La sortie de chaque déphaseur alimente un élément d'antenne
EA1 - EA5. Ces éléments sont alignés, distants d'une demi-longueur d'onde afin de minimiser les couplages électromagnétiques
La figure 2 permet de comprendre le mécanisme de formation et d'orientation d'un diagramme de rayonnement.
On considère un réseau phasé linéaire constitué de M antennes émettrices espacées d'une distance d et alimentées par M sources déphasées d'un angle Δφ l'une par rapport à l'autre. On montre alors que si la
-i k.r
première antenne rayonne un champ électrique E 1=A e , où A est l'amplitude,
2π
k la constante de propagation donnée par k =— avec λ la longueur d'onde et
À
r la distance au récepteur, alors l'amplitude du champ électrique total rayonné par les M antennes vaut :
E\ = \A avec x = k.d.sin# - Δφ
Figure imgf000004_0001
On note que cette amplitude |E| est maximale lorsque x=0. Dans ces conditions, la direction optimale d'émission ou de réception est donnée pour un angle de dépointage 6> = arcsin qui dépend de la
Figure imgf000005_0001
distance d entre les deux antennes et du déphasage Δφ existant entre les signaux appliqués sur ces antennes. Sur la figure 2, la référence DR identifie le diagramme de rayonnement émis par le réseau phasé ; classiquement ce diagramme se constitue d'un lobe principal et de plusieurs lobes latéraux (seuls deux sont représentés).
En plus du contrôle de l'orientation du diagramme de rayonnement, il est possible d'influencer la forme du diagramme de rayonnement en agissant sur les amplitudes des signaux alimentant les antennes. Par ailleurs, l'antenne élémentaire n'étant pas isotrope, la forme du diagramme de rayonnement dépend aussi de son orientation : si on n'intervient pas sur les amplitudes d'excitation des antennes, le lobe central s'élargit lorsque la valeur de l'angle Θ augmente.
Les articles [1 ] et [2] illustrent l'état de la technique dans le domaine des systèmes d'antenne à réseau phasé linéaire conventionnels, du type représenté sur la figure 1 .
Un inconvénient de cette architecture provient de la complexité du circuit formateur de faisceau, qui comprend au moins M déphaseurs (un par antenne), chacun piloté par un signal de commande distinct.
Une architecture très différente a été proposée dans les années
1990 par R. York et collaborateurs (voir les publications [3 - 5]). Elle est illustrée par la figure 3.
Cette figure montre un système d'antenne à réseau phasé linéaire dans lequel le circuit de commande, ou formateur de faisceau, est essentiellement constitué d'une chaîne d'oscillateurs électroniques 01 - OM, que l'on supposera par simplicité identiques, couplés entre eux par l'intermédiaire d'impédances de couplage respectives Zc qui, elles aussi, seront supposées identiques entre elles. Plus précisément, chaque oscillateur de la chaîne est couplé à ses deux plus proches voisins par l'intermédiaire d'une impédance, qui peut être purement résistive ou bien réactive ; les oscillateurs disposés aux extrémités de la chaîne (O1 et OM) sont couplés à leur plus proche voisin unique. Au moins lesdits oscillateurs d'extrémité présentent une fréquence d'oscillation libre pouvant être contrôlée ; en pratique, il s'agira d'oscillateurs commandés en tension (VCO, de l'anglais « voltage controlled oscillator »). De préférence, tous les oscillateurs seront des VCO, bien que seuls les deux d'extrémité soient effectivement pilotés par des tensions de commande respectives V01 , V02.
Le principe de fonctionnement de ce circuit est le suivant.
On suppose que les différentes fréquences libres des oscillateurs se situent à l'intérieur d'une certaine plage de synchronisation. Dans ces conditions, à l'intérieur de cette plage, les oscillateurs se synchronisent spontanément avec une relation de phase liée à la répartition initiale de leurs fréquences d'oscillation libre. Plus précisément, si tous les oscillateurs intermédiaires (02 - O(M-1 )) présentent une même fréquence d'oscillation f0 tandis que les oscillateurs d'extrémité présentent des fréquences d'oscillation libre fo-Δί et fo+Δί, alors un déphasage identique Δφ s'établit entre les oscillateurs adjacents. On peut démontrer que le déphasage Δφ est indépendant du nombre d'oscillateurs constituant le réseau. Ainsi, en contrôlant uniquement les fréquences d'oscillation libre des oscillateurs situés aux deux extrémités du réseau linéaire (deux signaux de commande), il est possible d'obtenir une variation linéaire de phase dont le gradient dépend de Δί.
L'architecture de la figure 3 permet donc d'orienter le diagramme de rayonnement d'un système d'antenne à réseau phasé linéaire, mais pas d'en modifier la forme sauf à introduire des atténuateurs variables, ce qui irait à rencontre du but recherché, à savoir une simplification du circuit de commande.
La figure 4 montre comment le déphasage entre deux oscillateurs couplés dépend de l'écart entre leurs fréquences d'oscillation libre. Les oscillateurs sont deux VCO, couplés par l'intermédiaire d'un circuit RLC (résistif - inductif - capacitif) série. Pour un écart de fréquence trop important (environ 150 MHz, dans l'exemple de la figure, pour une fréquence centrale f0=1 GHz), la synchronisation entre les oscillateurs est perdue. On observe que la valeur absolue du déphasage Δφ ne peut pas dépasser 90°. Il s'agit là de la principale limitation de cette architecture : en effet, dans un réseau phasé, un déphasage de 90° entre deux éléments d'antenne adjacents correspond à un angle de dépointage θΕηαχ =30° lorsque l'on considère les éléments d'antenne isotropes, hypothèse qui sera toujours sous-entendue par la suite. En réalité, la valeur limite de 90° ne peut pas être atteinte. Par conséquent, dans le système d'antenne de la figure 3, le faisceau ne peut être orienté qu'entre -28° et +28° environ.
L'invention vise à remédier aux inconvénients de l'art antérieur en procurant un circuit formateur de faisceau associant la simplicité de l'architecture de la figure 3 à une flexibilité proche de celle de l'architecture conventionnelle de la figure 1.
Un objet de l'invention, permettant d'atteindre ce but, est un circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé comprenant une chaîne linéaire d'oscillateurs électroniques radiofréquences couplés, dans lequel au moins deux oscillateurs situés aux extrémités de ladite chaîne présentent une fréquence d'oscillation libre variable, ledit circuit étant caractérisé en ce que lesdits oscillateurs sont de type différentiel, chacun d'entre eux étant adapté pour générer un premier signal oscillatoire, dit positif, et un deuxième signal oscillatoire, dit négatif, en opposition de phase parfaite.
On entend par « radiofréquences » des fréquences comprise entre 1 MHz et 300 GHz ; cela inclut donc les microondes ou hyperfréquences (1 - 100 GHz) ainsi que les ondes millimétriques (100 - 300 GHz).
On entend par « chaîne » d'oscillateurs couplés un ensemble d'oscillateurs pourvus d'une relation d'ordre, dans laquelle chaque oscillateur est couplé à ses deux plus proches voisins, sauf le premier et le dernier oscillateur, qui ne sont couplés qu'à leur unique plus proche voisin. Le couplage peut se faire, généralement, par l'intermédiaire d'un circuit électrique, purement résistif, purement réactif ou bien à la fois résistif ou réactif. Un couplage électromagnétique peut également être envisagé dans certains cas. Typiquement, mais pas nécessairement, la force du couplage peut être la même entre toutes les paires d'oscillateurs.
Le réseau phasé de l'invention peut être linéaire. Il peut également s'agir d'un réseau bidimensionnel constitué par une pluralité de sous-réseaux linéaires. Il peut également s'agir d'un réseau bidimensionnel à structure matricielle dans lequel chaque oscillateur alimente plusieurs éléments d'antenne formant une même ligne ou une même colonne de la matrice.
Tous les oscillateurs de la chaîne peuvent être identiques entre eux, bien que cela ne soit pas essentiel. En particulier, tous les oscillateurs peuvent être des oscillateurs commandés en tension.
Selon un premier mode de réalisation de l'invention, le circuit peut comprendre également une pluralité de multiplexeurs pour sélectionner, depuis chaque oscillateur, l'un ou l'autre desdits premier et deuxième signaux oscillatoires. Un tel circuit peut comprendre également un système de commande desdits multiplexeurs adapté pour :
dans un premier état, sélectionner un même dit signal oscillatoire depuis tous les oscillateurs ; et
dans un deuxième état, sélectionner des signaux oscillatoires opposés depuis des oscillateurs adjacents.
Selon d'autres modes de réalisation de l'invention, mieux adaptés à la transmission de données, le circuit peut comprendre, à la place des multiplexeurs, une pluralité de modulateurs (pour un fonctionnement en émission) ou démodulateurs (pour un fonctionnement en réception), chacun desdits oscillateurs étant connecté à un modulateur ou démodulateur respectif pour servir d'oscillateur local.
Dans le cas d'un système fonctionnant en émission, le circuit formateur de faisceau peut comprendre également un système pour distribuer auxdits modulateurs un signal en bande de base, ledit système de distribution étant adapté pour : dans un premier état, distribuer ledit signal à tous les modulateurs avec une même phase ; et, dans un deuxième état, distribuer un signal inversé à un modulateur sur deux, de manière alternative.
Dans le cas d'un système fonctionnant en réception, le circuit formateur de faisceau peut comprendre également un système pour former un signal en bande de base : dans un premier état, en additionnant directement les signaux démodulés par lesdits démodulateurs ; et dans un deuxième état, en additionnant lesdits signaux après avoir inversé ceux issus d'un démodulateur sur deux, de manière alternative. Avantageusement, lesdits modulateurs peuvent être des modulateurs vectoriels et ledit signal en bande de base peut être un signal vectoriel comportant une composante I et une composante Q en quadrature.
Lesdits modulateurs/démodulateurs peuvent être des modulateurs/démodulateurs à cellule de Gilbert, ou plus généralement, translinéaires, fonctionnant de préférence en mode différentiel.
Selon encore un autre mode de réalisation de l'invention, les oscillateurs peuvent être couplés à leurs plus proches voisins par l'intermédiaire de résistances variables, de préférence réalisées sous la forme de transistors à effet de champ. Cela permet de modifier le déphasage Δφ - et donc l'angle de dépointage ^max du faisceau d'antenne - en agissant sur la force de couplage, et non seulement sur l'écart entre les fréquences d'oscillation libre des oscillateurs aux extrémités de la chaîne. Un tel circuit peut comprendre également un système de commande pour faire varier symétriquement et dans des sens opposés les fréquences d'oscillation libre des deux dits oscillateurs aux extrémités de la chaîne, et pour faire varier les valeurs desdites résistances variables tout en les maintenant égales entre elles.
Ce dernier mode de réalisation peut être combiné avec les précédent, tant celui basé sur l'utilisation de multiplexeurs, que ceux utilisant des modulateurs ou des démodulateurs. Le principe du couplage par l'intermédiaire de résistances variables peut s'appliquer également à un système du type illustré sur la figure 3, ne comportant pas d'oscillateurs différentiels. Un autre objet de l'invention est un système d'antenne à réseau phasé comprenant un circuit formateur de faisceau tel que décrit ci-dessus, ainsi qu'une pluralité d'éléments d'antenne agencés de manière à former un réseau phasé alimenté par ledit circuit.
D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention assortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemple et qui représentent, respectivement :
- La figure 1 , le schéma fonctionnel d'un système d'antenne à réseau phasé conventionnel ;
. La figure 2, le principe du contrôle de l'orientation du diagramme de rayonnement d'un tel système d'antenne ; La figure 3, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne à réseau phasé du type à chaîne d'oscillateurs couplés, connu de l'art antérieur ;
La figure 4, un graphique illustrant le déphasage entre deux oscillateurs couplés en fonction de l'écart entre leurs fréquences d'oscillation libre ;
La figure 5, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un premier mode de réalisation de l'invention ;
La figure 6, le schéma électrique d'un oscillateur commandé en tension réalisé en technologie MOS utilisé pour la mise en œuvre du système de la figure 5 ;
La figure 7, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un deuxième mode de réalisation de l'invention ;
Les figures 8A et 8B, respectivement, le schéma fonctionnel d'un modulateur vectoriel utilisé pour la mise en œuvre du système de la figure 7, et une cellule de Gilbert faisant partie d'un tel modulateur ;
La figure 9, un graphique illustrant le déphasage entre deux oscillateurs couplés à travers une résistance, en fonction de la valeur de ladite résistance et pour trois différents écarts entre leurs fréquences d'oscillation libre ;
La figure 10, le schéma fonctionnel d'un système d'antenne selon un troisième mode de réalisation de l'invention ; et
La figure 1 1 , le schéma fonctionnel d'un système d'antenne fonctionnant en réception, selon un quatrième mode de réalisation de l'invention.
Les présents inventeurs se sont rendus compte du fait qu'il est possible de surmonter les limitations du circuit formateur de faisceau de la figure 3 et obtenir des déphasages quasiment arbitraires - et donc une variabilité presque totale de l'angle de dépointage du faisceau d'antenne - simplement en remplaçant les oscillateurs « à sortie unique » par des oscillateurs différentiels.
La figure 5 illustre un système d'antenne à réseau phasé linéaire selon un premier mode de réalisation de l'invention. Le circuit de commande (ou formateur de faisceau) de ce système est constitué par une pluralité d'oscillateurs différentiels commandés en tension (VCO) identiques (cinq, dans l'exemple représenté sur la figure, mais le nombre pourrait être bien plus élevé, par exemple compris entre huit et plusieurs dizaines) VC01 - VC05. Comme expliqué plus haut, les oscillateurs autres que les deux extrêmes pourraient présenter une fréquence d'oscillation libre constante.
La figure 6 illustre le schéma électrique d'un VCO conventionnel en technologie MOSFET, du type à simple paire croisée. La partie active de ce circuit est constituée par deux transistors N-MOS, T1 et T2 couplés de telle manière que le signal de grille de T1 est prélevé sur le drain de T2 et vice-versa. Les transistors sont polarisés par le bas au moyen d'un miroir de courant MC. Leurs drains sont connectés à une ligne maintenue au potentiel Vcc par l'intermédiaire de circuits LRC respectifs, dans lesquels la capacité (CV1 , CV2) est réalisée au moyen d'une diode VARACTOR de manière à dépendre d'une tension de contrôle. Le fonctionnement d'un tel circuit est connu en soi et décrit, par exemple, par [6].
D'autres structures de VCOs sont connues de l'art antérieur et peuvent être appliquées à l'invention.
Chaque oscillateur présente deux bornes de sortie, pour deux signaux différentiels Vd1 , Vd2 en opposition de phase. Les phases des tensions différentielles positive et négative présentes sur le ieme VCO (VCOi) sont notées respectivement Φρ, et ΦΝΙ· Les oscillateurs adjacents sont couplés entre eux par des impédances de couplage Zc connectées entre leurs bornes de sortie.
Chaque oscillateur est associé à un multiplexeur respectif MUX'i qui permet d'appliquer le signal ayant la phase Φρ, ou bien ΦΝί à l'entrée d'un amplificateur de puissance respectif HPAi, dont la sortie est reliée à un élément d'antenne, ou radiateur, EAj, qui peut être par exemple du type à cornet électromagnétique ou « patch ». Chaque multiplexeur est commandé par un signal de commande respectif. Par exemple, ce signal peut prendre deux valeurs représentées par 0 et 1 ; lorsque le signal est égal à 0, le multiplexeur MUXi sélectionne le signal de sortie « positif » de l'oscillateur VCOi, c'est à dire Φρί, et lorsque le signal est égal à 1 , il sélectionne le signal de sortie « négatif », c'est à dire ΦΝί· Comme pour les structures non-différentielles, le déphasage maximum qu'il est possible d'obtenir entre deux oscillateurs adjacents (ex : ΦΡ, et Φρί+1 ou bien ΦΝΙ et Φ Ι+Ι) est de ±90°. Par contre, le fait de disposer des phases complémentaires permet d'élargir la dynamique de dépointage. En effet, il est possible d'imaginer plusieurs scénarii.
Scénario 1 : 0° <Δφ< +90° ( 0°<eEmax<+30o).
De façon classique, ces valeurs de déphasage peuvent être obtenues en contrôlant les fréquences d'oscillation libre des deux oscillateurs placés aux extrémités (VC01 et VC05). Dans ces conditions, toutes les tensions de commandes des multiplexeurs sont identiques pour sélectionner uniquement les signaux ayant une phase Φρί ou bien Φ^.
Scénario 2 : -90° <Δφ< 0° ( -30o<eEmax<0°).
Ce cas est similaire au cas précédent ; dans ce cas également toutes les tensions de commandes des multiplexeurs sont identiques pour n'appliquer aux éléments rayonnants que les signaux ayant une phase ΦΡΙ ou bien ΦΝΙ·
Scénario 3 : 90° <Δφ< 180° ( +30°<eEmax<+90o).
Ce scénario est une situation qui n'aurait pas pu être satisfaite par le système de la figure 3. Ce n'est que grâce à la structure différentielle, qui permet de disposer des phases « complémentaires », qu'il est possible de répondre à cette configuration. Pour cela, il est nécessaire de procéder de la façon suivante :
1 ) Tout d'abord, pour obtenir un tel déphasage Δφ [90°, 180°], il faut imposer un déphasage que l'on notera Δφ3ρρ= Δφ-π entre deux éléments adjacents. Ce déphasage Δφ3ρρ est obtenu grâce aux commandes des deux oscillateurs situés aux extrémités VC01 et VC05. Dans ces conditions, ce déphasage Δφ3ρρ [-90°, 0°] se situe dans le domaine de fonctionnement des oscillateurs synchronisés (-90° <Δφ3ρρ< 90°).
2) Ensuite, il faut choisir, entre les deux signaux différentiels, le signal qui doit être appliqué sur l'ensemble rayonnant : amplificateur de puissance plus antenne élémentaire, pour obtenir le déphasage souhaité.
La combinaison qui permet d'atteindre ces valeurs de déphasages requises est la suivante : ΦΡ1 , ΦΝ2, ΦΡ3, Φ 4, ΦΡ5 En effet :
La sortie positive du premier oscillateur VC01 , Φρι , peut être choisie comme référence, soit ΦΡι = 0°.
Deuxième oscillateur VC02 : ΦΡ2 = ΦΡΙ+ Δφ3ρρ = ΦΡ1+ Δφ- π ; en prenant la voie différentielle qui est déphasée de 180°, on obtient : ΦΝ2 = ΦΡ2+ π, soit ΦΝ2 = Acp
Troisième oscillateur VC03 : ΦΡ3 = ΦΡι +2·Δφ3ρρ = ΦΡι + 2 (Δφ-π)= 2·Δφ-2 π, soit ΦΡ3 = 2·Δφ.
Quatrième oscillateur VC04 : ΦΡ4 = ΦΡ +3.Δφ9ρ = ΦΡι + 3.(Δφ-π) = 3·Δφ-3π ; en prenant la voie différentielle qui est déphasée de 180°, on obtient : ΦΝ4 = 3 Δφ-2 π, soit ΦΝ4 = 3·Δφ.
Cinquième oscillateur VC05 : ΦΡ5 = 4·Δφ3ρρ = 4·(Δφ- π)= 4 Δφ-4 π, soit ΦΡ5 = 4·Δφ.
Scénario 4 : -180° <Δφ< -90° ( -9O°<0Emax<-3O0).
De même que le scénario 3, cette configuration n'aurait pas pu être satisfaite avec une structure non différentielle. Pour obtenir ces différentes phases, il est possible de procéder de la façon suivante :
1 ) Tout d'abord, grâce aux commandes des oscillateurs d'extrémité VC01 et VC05, il faut appliquer un déphasage Acpapp= Δφ-π ; Cette configuration devient alors identique aux scénarios 1 ou 2.
2) Ensuite, il faut choisir le signal qui doit être appliqué sur l'ensemble amplificateur de puissance plus antenne.
La même configuration que celle utilisée dans le scénario 3 permet d'atteindre ces valeurs de déphasages, soit :Φ ι , Φ 2, ΦΡ3, ΦΝ4, Φρβ
En effet :
- Φρι = 0°.
ΦΝΣ = Δφ3ρρ + π = (Δφ-π)+ π = Δφ, soit ΦΝ2 = Δφ.
ΦΡ3 = 2. Δφ3ρρ = 2·(Δφ-π)= 2·Δφ-2 π, soit ΦΡ3 = 2·Δφ.
ΦΝ4 3·Δφ3ρΡ + π = 3·(Δφ-π) + π = 3 Δφ-2ττ, soit ΦΝ = 3·Δφ. - ΦΡ5 = 4·Δφ3ρρ = 4· (Δφ-π)= 4·Δφ-4 π, soit ΦΡ5 = 4.Δφ.
Comme dans le cas du scénario 3, les signaux appliqués aux antennes seront donc pris alternativement sur la phase positive et la phase négative. On peut donc faire varier l'angle de dépointage du faisceau d'antenne sur la plage de -90° à +90°, donc sur 180°, avec seulement deux« régions interdites » autours de ±30°. Si le faisceau d'antenne n'est pas trop étroit, ces régions interdites n'ont que peu de conséquences pratiques.
A première vue il pourrait sembler que la distribution des signaux de commande ne soit pas sensiblement simplifiée par rapport au cas de la figure 1 : en effet, il y a un signal de commande Vi pour chaque multiplexeur, et donc pour chaque oscillateur, plus deux signaux V01 et V02 commandant les fréquences libres des deux oscillateurs placés aux extrémités de la chaîne.
En réalité, en ce qui concerne la commande des multiplexeurs il n'y a que deux cas possibles :
♦ Cas 1 : -90° <Δφ< +90° (-30°<eEmax <+30°), ce qui correspond aux scénarios 1 et 2.
Dans ces conditions, il faudra uniquement prendre les phases ΦΡ, (ou bien uniquement les phases ΦΝΙ·)· Par conséquent, pour de telles valeurs de déphasages, les tensions de commande des multiplexeurs seront choisies identiques.
♦ Cas 2 : +90° <Δφ< +270° ( -90°< eEmax <-30° et +30°< 0Emax < +90°), ce qui correspond aux scénarios 3 et 4.
Pour ces déphasages, les phases devant être retenues sont alternativement Φρ et ΦΝΙ+1 ou bien l'inverse ΦΝ, et Φρ,+ι . Ceci implique que les tensions de commande appliquées à deux multiplexeurs correspondant à des antennes adjacentes soient de signes opposés.
Ainsi, comme le montre la figure 5, il suffit de disposer de deux signaux de commandes numériques V1 et V2, qui sont respectivement appliqués sur les multiplexeurs pairs et impairs. Dans un système mature, il est facilement imaginable de fixer V1 comme référence et de ne commander que V2, limitant ainsi le nombre de commande à trois (V2, V01 , V02), ce qui est parfaitement acceptable d'un point de vue système. Ces signaux sont générés par un système de commande SYC, de préférence numérique et par exemple à microprocesseur. Il pourrait être reproché à ce système de n'apporter aucun avantage par rapport à l'utilisation de VCOs non-différentiels couplés entre eux, auxquels seraient associés en sortie des amplificateurs différentiels ou bien des amplificateurs suiveurs ou inverseurs commandés par un système de commande identique à celui décrit ici. Cependant, en particulier pour des fréquences élevées (1 GHz ou plus), il est nécessaire d'assurer une très grande précision sur la phase et donc une très grande maîtrise des temps de propagation des différents signaux. Ceci est très difficile en prenant une autre architecture que celle proposée.
La principale limitation du système de la figure 5 est qu'il ne permet pas de transmettre des données de manière efficace. En effet, à cause des non-idéalités des oscillateurs commandés en tension, la fréquence de synchronisation du système global dépend (légèrement) des fréquences imposées par les oscillateurs placés aux extrémités. Cette variation, même minime, peut être gênante pour une application telle que la transmission de données pour laquelle la fréquence de la porteuse doit être stable. Cependant, elle est parfaitement acceptable dans le domaine des radars, où des salves de fréquences sont envoyées dans différentes directions.
Dans le mode de réalisation de la figure 7, les multiplexeurs MUXi sont remplacés par des modulateurs vectoriels MVi, de préférence du type translinéaire à cellule de Gilbert.
La figure 8A illustre la structure, connue en soi, d'un tel modulateur. La porteuse radiofréquence est de type différentiel, constituée de deux signaux sinusoïdaux en opposition de phase, P+ et P- ; les oscillateurs différentiels VC01 - VC05 fournissent naturellement ces signaux et servent ainsi d'oscillateurs locaux. Un circuit quadrateur CQ décompose tant la phase positive que la phase négative de la porteuse en deux composantes en quadrature, c'est-à-dire déphasées de 90° - ce qu'on appelle les composantes « I » et « Q » (PI+, PQ+, PI-, PQ-). Les deux phases, positive et négative de la porteuse I sont fournies à une première cellule de Gilbert CG1 , où elles sont multipliées par un premier signal en bande de base Si(t), qui contient une première moitié de l'information à transmettre. De même, les deux phases, positive et négative de la porteuse Q sont fournies à une deuxième cellule de Gilbert CG2, où elles sont multipliées par un deuxième signal en bande de base SQ(Î.), qui contient une deuxième moitié de l'information à transmettre. Comme le montre la figure 8B, les signaux en bande de base sont de type différentiel, comme la porteuse P+/P-. Dans un souci de simplicité, cela n'est pas représenté sur les figures 7, 8A et 10,
Les signaux de sortie des deux cellules de Gilbert sont additionnés, généralement au moyen d'un transformateur radiofréquence non représenté, pour former le signal (unipolaire) de sortie du modulateur différentiel, SO(t).
Les cellules de Gilbert sont connues, par exemple, de [7, 8],
La figure 8B illustre le schéma électrique d'une cellule de Gilbert en technologie MOS. Elle est constituée par deux amplificateurs différentiels formés par des paires de transistors couplés par leurs sources (Q1/Q4 ; Q3/Q5) dont les sorties sont connectées en opposition de phase. Les sources de ces transistors sont connectées aux drains d'une troisième paire différentielle (Q2/Q6) ; par conséquent, les courants de sortie des deux premières paires différentielles dépendent linéairement des courants de drain de la troisième paire, ainsi que de leurs tensions d'entrée respectives (V1 +/V1-; V2+/V2-). Le signal différentiel de sortie, VOG, est prélevé entre les drains de Q1/Q3 et de Q4/Q5, reliés ensemble deux à deux.
En plus de permettre la transmission d'information, les modulateurs vectoriels peuvent être utilisés pour inverser les signaux envoyés à un élément d'antenne sur deux, de manière à permettre une orientation du faisceau d'antenne au-delà de la plage conventionnelle -30° - +30°. Pour cela, on procède comme dans le cas du premier mode de réalisation, sauf que l'inversion d'un signal sur deux n'est pas obtenue en utilisant un multiplexeur, mais en multipliant les signaux en bande de base Si et SQ par +1 ou -1 . Dans ce but, le circuit formateur de faisceau de la figure 7 comprend un système SD pour distribuer aux modulateurs le signal vectoriel en bande de base (Si ; SQ), ce système de distribution étant adapté pour :
dans un premier état, distribuer ledit signal à tous les modulateurs avec une même phase (Si ; SQ) ; et dans un deuxième état, distribuer un signal inversé ( 5; , -'ç ) à un modulateur sur deux, de manière alternative.
Ainsi, l'orientation du diagramme de rayonnement est obtenue par un traitement numérique très simple du signal en bande de base.
Dans une application de type radar, les signaux en bande de base S|/SQ peuvent être constants par intervalles, et être utilisés uniquement pour l'orientation du diagramme de rayonnement. Dans ce cas (ou même dans certaines applications aux télécommunications) on peut également envisager l'utilisation de modulateurs non vectoriels, typiquement constitués par une simple cellule de Gilbert.
Un circuit du type illustré sur la figure 7 pourrait aussi être réalisé en utilisant des oscillateurs couplés non-différentiels, car ce sont les modulateurs qui introduisent les déphasages de 180° permettant l'orientation du faisceau sur une large plage de directions. Cependant, l'utilisation d'oscillateurs différentiels est très avantageuse en ce qu'elle permet d'utiliser des modulateurs à cellule de Gilbert, qui rejettent la fréquence de la porteuse du spectre du signal modulé évitant ainsi tous les problèmes de recombinaison de fréquence. En effet, soit une porteuse P(t) caractérisée par une pulsation COR et un signal en bande de base S(t), de pulsation o)s<<wP. Comme les composants actifs du modulateur doivent être polarisés, une composante continue est superposée à ces deux signaux. Si on multiplie les signaux P(t) et S(t) sans prendre de précautions particulières, on obtiendra, en plus des signaux modulés aux fréquences cop±o)s, des composantes résiduelles non désirées aux fréquences 0 (continue), cos et ωΡ. En raison de leur structure différentielle, les cellules de Gilbert suppriment efficacement ces composantes résiduelle.
Par rapport au premier mode de réalisation de l'invention, le deuxième présente l'avantage additionnel de permettre l'utilisation de la totalité du signal généré. Cela signifie qu'il n'y a pas de signal créé qui ne soit pas utilisé, comme dans le cas où l'on utilise un multiplexage conduisant à écarter la moitié des signaux générés.
Le mode de réalisation de la figure 7 demeure affecté par le problème de la dérive de la fréquence de synchronisation, qui dépend de l'écart imposé entre les fréquences fo , fo2 d'oscillation libres des VCO d'extrémité, pilotés par les signaux de commandes V01 , V02. Plus cet écart est grand, plus la dérive est importante. Une première solution peut consister à injecter dans la chaîne d'oscillateurs un signal issu d'une boucle à verrouillage de phase, dont la fréquence est très stable. L'inconvénient de cette solution est la complexité additionnelle qu'elle implique.
Une solution alternative constitue le troisième mode de réalisation de l'invention. Les présents inventeurs se sont rendu compte que le déphasage entre deux oscillateurs adjacents ne dépend pas uniquement de l'écart de fréquence d'oscillation libre entre les deux oscillateurs d'extrémité, mais également de la force de leur couplage. En particulier, en supposant un circuit de couplage constitué par une simple résistance Rc, le déphasage peut être modifié en agissant sur la valeur de cette résistance. La figure 9 montre la dépendance de Δφ en fonction de Rc pour différentes valeurs de l'écart de fréquence f01-f02.
La figure 10 montre un circuit semblable à celui de la figure 7, mais dans lequel les impédances de couplage ont été remplacées par des MOSFETs Mp1 , Mn1 - Mp4, Mn4 fonctionnant en zone ohmique et agissant comme résistances variables commandées en tension, la tension de grille Vg servant de signal de commande. Ainsi, la variation de Δφ sur toute la plage voulue peut être obtenue en maintenant f 01 -f 02 dans une plage limitée. A la limite, f 0 -f 02 peut prendre seulement trois valeurs : 0, pour un angle de dépointage nul, +Δί, pour un angle de dépointage positif, et -Δί pour un angle de dépointage négatif, toute autre variation étant obtenue en agissant sur les résistances de couplage par l'application d'une tension opportune aux grilles des MOSFETS.
En général, f01 et f02 varient dans des sens opposés, de telle manière que (f01 +f02)/2 reste constant, tandis que les résistances Rc varient mais en restant égales entre elles (typiquement, les transistors Mp1 , Mn1 - Mp4, Mn4 sont égaux entre eux et pilotés par une même tension de grille Vg). Un système de commande SYC, de préférence numérique, par exemple à microprocesseur, génère les signaux de commande appropriés.
Les résistances de couplage peuvent être réalisées en utilisant d'autres types de transistors, par exemple à effet de champ à jonction (JFET) ou à haute mobilité électronique (HEMT). Elles peuvent faire partie de circuits de couplage plus complexes, par exemple comprenant également des éléments réactifs.
L'utilisation d'une résistance de couplage variable a été décrite en référence à un circuit à modulateurs ; elle peut également s'appliquer à un circuit formateur de faisceau de type à multiplexeurs (figure 5) ou même à un circuit utilisant des oscillateurs non différentiels, du type représenté sur la figure 3.
Jusqu'à présent, seul le cas d'un système d'antenne fonctionnant en émission a été considéré. Cependant, l'invention concerne également un système d'antenne fonctionnant en réception. La figure 1 1 montre une portion (les deux premiers éléments d'antenne EA1 , EA2, et les sections correspondantes du circuit de formation du faisceau) d'un tel système.
Dans le système de la figure 1 1 , les modulateurs vectoriels MVi sont remplacés par des démodulateurs, également vectoriels, DM1 , DM2, eux aussi basés sur des cellules de Gilbert.
Chaque démodulateur (DM1 , DM2) reçoit en entrée le signal sinusoïdal différentiel généré par l'oscillateur local respectif (VC01 , VC02) ainsi que le signal capté par un élément d'antenne EA1 , EA2, et fournit en sortie un signal démodulé de type vectoriel : S /SQI , S|2/SQ2. Le déphasage Δφ entre les différents oscillateurs locaux se répercute sur les signaux démodulés ; en outre les signaux issus de différents démodulateurs présentent un déphasage additionnel dû au décalage spatial entre les éléments d'antenne respectifs. En combinant entre eux ces différents signaux SM/SQI , S|2/SQ2 etc .. dans un système de combinaison SC, il est possible de synthétiser un diagramme d'antenne dont l'orientation dépend de Δφ. Par analogie avec le cas de l'émission, on comprend que si le système de combinaison SC se limite à additionner les différents signaux élémentaires issus des démodulateurs, le diagramme d'antenne ne peut être orienté que dans la plage ±30°. Pour obtenir un angle de scansion plus important, il est nécessaire d'additionner les signaux issus des modulateurs d'ordre pair et d'y soustraire la somme des signaux issus des modulateurs d'ordre impair (ou vice-versa) ; ou bien, ce qui est équivalent, de changer le signe du signal issu d'un modulateur sur deux avant d'effectuer la combinaison. En d'autres termes, tout comme le système de distribution SD de la figure 10, le système de combinaison de la figure 1 1 présente deux états : un premier état dans lequel la combinaison se fait en additionnant directement les signaux démodulés par lesdits modulateurs ; et un deuxième état dans lequel la combinaison se fait en additionnant lesdits signaux après avoir inversé ceux issus d'un démodulateur sur deux, de manière alternative. La commande du système de la figure 1 1 n'est donc pas plus complexe que celle du système de la figure 0.
Sur la figure 1 1 , les connexions entre éléments d'antenne et démodulateurs ont été représentées comme étant directes, mais d'une manière connue des amplificateurs, des filtres, voire même des convertisseurs de fréquences, peuvent être prévus sur les trajets des signaux d'antenne.
Quel que soit le mode de réalisation choisi, le circuit formateur de faisceau de l'invention se prête particulièrement bien à l'intégration monolithique, par exemple en technologie N-MOS ou C-MOS.
Références :
[1 ] D. Parker et D. Zimmermann, « Phased arrays-Part I : Theory and Architectures », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, No. 3, pp. 678-687, mars 2002.
[2] D. Parker et D. Zimmermann, « Phased arrays-Part II :
Implementations, Applications, and Future Trends », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, No. 3, pp. 688-698, mars 2002.
[3] J. Lynch et R. York, « Synchronization of oscillators coupled through narrow-band networks », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 49, No. 2, pp.237-249, février 2001 .
[4] P. Liao et R. York, « A six-element beam scanning array », IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol. 4, No. 1 , pp. 20-22, janvier 1994.
[5] P. Liao and R. York, « A new phase-shifterless beam- scanning technique using arrays of coupled oscillators », IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 41 , No. 10, pp. 1810-1815, octobre [6] M. Tiebout, « Low-Power Low-Phase-Noise Differentially Tuned Quadrature VCO Design in Standard CMOS", IEEE Journal of Solid- State Circuits, vol. 36, No.7, pp. 1018 - 1024, juillet 2001 .
[7] J. H. Babanezhad, « A 20-V Four-Quadrant CMOS Analog Multiplier », IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. sc-20, No.6, pp. 1 158 - 1 168, décembre 1985.
[8] Pei-Zong Rao et al. « An Ultra-Wideband High-Linearity CMOS Mixer With New Wideband Active Baluns", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 57, No.9, pp. 2184 - 2192, septembre

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit formateur de faisceau pour une antenne à réseau phasé comprenant une chaîne linéaire d'oscillateurs électroniques à radiofréquences couplés (VC01 - VC05), dans lequel au moins deux oscillateurs (VC01 , VC05) situés aux extrémités de ladite chaîne présentent une fréquence d'oscillation libre variable, ledit circuit étant caractérisé en ce que lesdits oscillateurs sont de type différentiel, chacun d'entre eux étant adapté pour générer un premier signal oscillatoire (Φρ,), dit positif, et un deuxième signal oscillatoire, dit négatif (ΦΝΪ), en opposition de phase.
2. Circuit formateur de faisceau selon la revendication 1 dans lequel tous les oscillateurs de la chaîne sont identiques entre eux.
3. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications précédentes dans lequel tous les oscillateurs de la chaîne sont des oscillateurs commandés en tension.
4. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications précédentes comprenant également une pluralité de multiplexeurs (MUX1 - MUX5) pour sélectionner, depuis chaque oscillateur, l'un ou l'autre desdits premier et deuxième signaux oscillatoires.
5. Circuit formateur de faisceau selon la revendication 4 comprenant également un système de commande (SYC) desdits multiplexeurs adapté pour :
dans un premier état, sélectionner un même dit signal oscillatoire depuis tous les oscillateurs ; et
dans un deuxième état, sélectionner des signaux oscillatoires opposés depuis des oscillateurs adjacents.
6. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications 1 à 3 comprenant également une pluralité de modulateurs (MV1 - MV5) ou démodulateurs (DM1 , DM2), chacun desdits oscillateurs étant connecté à un modulateur ou démodulateur respectif pour servir d'oscillateur local.
7. Circuit formateur de faisceau selon la revendication 6 comprenant également un système (SD) pour distribuer auxdits modulateurs un signal en bande de base (S\, SQ), ledit système de distribution étant adapté pour : - dans un premier état, distribuer ledit signal à tous les modulateurs avec une même phase ; et
dans un deuxième état, distribuer un signal inversé à un modulateur sur deux, de manière alternative.
8. Circuit formateur de faisceau selon la revendication 6 comprenant également un système (SC) pour former un signal en bande de base :
dans un premier état, en additionnant directement les signaux démodulés par lesdits démodulateurs ; et
dans un deuxième état, en additionnant lesdits signaux après avoir inversé ceux issus d'un démodulateur sur deux, de manière alternative.
9. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications 7 ou 8 dans lequel lesdits modulateurs sont des modulateurs vectoriels et ledit signal en bande de base est un signal vectoriel comportant une composante I et une composante Q en quadrature.
10. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications 6 à 9 dans lequel lesdits modulateurs ou démodulateurs sont des modulateurs/démodulateurs à cellule de Gilbert.
1 1. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications précédentes, dans lequel lesdits oscillateurs sont couplés à leurs plus proches voisins par l'intermédiaire de résistances variables (MP1 - MP4 ; MN1 - MN4).
12. Circuit formateur de faisceau selon la revendication 1 1 , dans lequel lesdites résistances variables sont réalisées sous la forme de transistors à effet de champ.
13. Circuit formateur de faisceau selon l'une des revendications 1 ou 12 comprenant également un système de commande (SYC) pour faire varier symétriquement et dans des sens opposés les fréquences d'oscillation libre des deux dits oscillateurs aux extrémités de la chaîne, et pour faire varier les valeurs desdites résistances variables tout en les maintenant égales entre elles.
14. Système d'antenne à réseau phasé comprenant un circuit formateur de faisceau (CFF) selon l'une des revendications précédentes, ainsi qu'une pluralité d'éléments d'antenne (EA1 - EA5) agencés de manière à former un réseau phasé alimenté par ledit circuit.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014029240A1 (fr) * 2012-08-21 2014-02-27 唯捷创芯(天津)电子技术有限公司 Amplificateur de puissance multimode, procédé de commutation multimode et terminal mobile associé
CN111869005A (zh) * 2018-03-27 2020-10-30 维尔塞特公司 用于相控阵天线的分布式复用控制信号与元件信号的电路架构
CN113690616A (zh) * 2020-05-18 2021-11-23 北京道古视界科技有限公司 一种基于相位分解的液晶阵列天线波束成型与自适应控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080297414A1 (en) * 2006-05-12 2008-12-04 University Of Southern California Ultra-wideband variable-phase ring-oscillator arrays, architectures, and related methods

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080297414A1 (en) * 2006-05-12 2008-12-04 University Of Southern California Ultra-wideband variable-phase ring-oscillator arrays, architectures, and related methods

Non-Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
D. PARKER; D. ZIMMERMANN: "Phased arrays-Part 1 : Theory and Architectures", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 50, no. 3, March 2002 (2002-03-01), pages 678 - 687, XP001102273, DOI: doi:10.1109/22.989953
D. PARKER; D. ZIMMERMANN: "Phased arrays-Part Il : Implementations, Applications, and Future Trends", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 50, no. 3, March 2002 (2002-03-01), pages 688 - 698, XP001102274, DOI: doi:10.1109/22.989954
J. H. BABANEZHAD: "A 20-V Four-Quadrant CMOS Analog Multiplier", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. SC-20, no. 6, December 1985 (1985-12-01), pages 1158 - 1168, XP011422444, DOI: doi:10.1109/JSSC.1985.1052454
J. LYNCH; R. YORK: "Synchronization of oscillators coupled through narrow-band networks", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 49, no. 2, February 2001 (2001-02-01), pages 237 - 249, XP001006426, DOI: doi:10.1109/22.903084
JAMES F BUCKWALTER ET AL: "An Integrated Subharmonic Coupled-Oscillator Scheme for a 60-GHz Phased-Array Transmitter", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 54, no. 12, 1 December 2006 (2006-12-01), IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, pages 4271 - 4280, XP011151473, ISSN: 0018-9480, DOI: 10.1109/TMTT.2006.885581 *
LIAO P ET AL: "Phase-shifterless beam-scanning using coupled-oscillators: Theory and experiment", PROCEEDINGS OF IEEE ANTENNAS AND PROPAGATION SOCIETY INTERNATIONAL SYMPOSIUM. ANN ARBOR, MI, USA, 28 June 1993 (1993-06-28) - 2 July 1993 (1993-07-02), IEEE New York, NY, USA, pages 668 - 671, XP002657478, ISBN: 0-7803-1246-5, DOI: 10.1109/APS.1993.385258 *
M. TIEBOUT: "Low-Power Low-Phase-Noise Differentially Tuned Quadrature VCO Design in Standard CMOS", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 36, no. 7, July 2001 (2001-07-01), pages 1018 - 1024, XP011061556
OLIAEI O: "Wide-angle beam steering using coupled-PLLs", ELECTRONICS LETTERS, vol. 43, no. 13, 21 June 2007 (2007-06-21), IEE STEVENAGE, GB, pages 722 - 724, XP006029132, ISSN: 0013-5194, DOI: 10.1049/EL:20070600 *
P. LIAO; R. YORK: "A new phase-shifterless beam- scanning technique using arrays of coupled oscillators", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 41, no. 10, October 1993 (1993-10-01), pages 1810 - 1815, XP000414479, DOI: doi:10.1109/22.247927
P. LIAO; R. YORK: "A six-element beam scanning array", IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVE LETTERS, vol. 4, no. 1, 20 January 1994 (1994-01-20), XP000426975, DOI: doi:10.1109/75.267682
PEI-ZONG RAO ET AL.: "An Ultra-Wideband High-Linearity CMOS Mixer With New Wideband Active Baluns", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 57, no. 9, September 2009 (2009-09-01), pages 2184 - 2192, XP011271788, DOI: doi:10.1109/TMTT.2009.2027079
SHENG-HONG YAN ET AL: "A beam-steering and-switching antenna array using a coupled phase-locked loop array", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION IEEE USA, vol. 57, no. 3, March 2009 (2009-03-01), pages 638 - 644, XP002657477, ISSN: 0018-926X, DOI: 10.1109/TAP.2009.2013421 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014029240A1 (fr) * 2012-08-21 2014-02-27 唯捷创芯(天津)电子技术有限公司 Amplificateur de puissance multimode, procédé de commutation multimode et terminal mobile associé
US9667205B2 (en) 2012-08-21 2017-05-30 Vanchip (Tianjin) Technology Co., Ltd Multimode power amplifier and method of switching among multiple modes thereof, and mobile terminal
CN111869005A (zh) * 2018-03-27 2020-10-30 维尔塞特公司 用于相控阵天线的分布式复用控制信号与元件信号的电路架构
US11831077B2 (en) 2018-03-27 2023-11-28 Viasat, Inc. Circuit architecture for distributed multiplexed control and element signals for phased array antenna
CN113690616A (zh) * 2020-05-18 2021-11-23 北京道古视界科技有限公司 一种基于相位分解的液晶阵列天线波束成型与自适应控制方法
CN113690616B (zh) * 2020-05-18 2023-11-28 北京道古视界科技有限公司 一种基于相位分解的液晶阵列天线波束成型与控制方法

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