WO2012083326A2 - Betriebsgerät für leuchtmittel - Google Patents

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WO2012083326A2
WO2012083326A2 PCT/AT2011/000506 AT2011000506W WO2012083326A2 WO 2012083326 A2 WO2012083326 A2 WO 2012083326A2 AT 2011000506 W AT2011000506 W AT 2011000506W WO 2012083326 A2 WO2012083326 A2 WO 2012083326A2
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WO
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voltage
operating device
current
low
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PCT/AT2011/000506
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French (fr)
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WO2012083326A3 (de
Inventor
Peter Lampert
Philipp SZEVERINSKI
Original Assignee
Tridonic Gmbh & Co. Kg
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B47/00—Circuit arrangements for operating light sources in general, i.e. where the type of light source is not relevant
    • H05B47/10—Controlling the light source
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters

Definitions

  • the present invention relates to the field of so-called low-voltage supply in particular for operating devices for lighting, such as electronic ballasts for gas discharge lamps as well as drivers for LED modules.
  • the low-voltage supply is a circuit arrangement by means of which a DC voltage supply in a voltage range can be generated in the operating device, as is typical for the supply voltage of (active) electronic components (integrated circuits, microcontrollers, ASICs, etc.).
  • AI operating device of the starting resistor is switched off by means of a switch with it lying in series switch element when a first threshold voltage is exceeded at the charging capacitor. This eliminates the losses caused by the voltage drop across the starting resistor during operation. If the voltage across the charging capacitor falls below a second threshold, which is lower than the first, the starting resistor is switched on again. When the voltage on the charging capacitor is sufficiently high, an integrated circuit is activated, which then begins to clock a half or full bridge circuit of a DC-to-AC voltage converter generating an RF AC voltage.
  • the HF voltage serves to operate a gas discharge lamp; on the other hand, a low-voltage DC voltage is generated by rectification, which is supplied to the charging capacitor and - after switching off the starting resistance - to the sole Supply of the integrated circuit with low-voltage voltage is used. If the low-voltage voltage obtained from the HF voltage falls below a third threshold, it is disconnected from the charging capacitor again.
  • the monitoring and evaluation of the limit values is carried out by means of two comparators and two additional switches.
  • the invention has for its object to improve the operating device of the type described above to the effect that it can be started faster and circuitry easier to implement.
  • a low-voltage power supply circuit from which, for example, integrated circuits of the operating device, such as ASICs or microcontroller can be supplied,
  • the second, compared to the short start-up phase longer phase during which compared to the start-up flow lower charging current is generated for the memory element may also be a permanent phase during operation of the lamp.
  • series current limiting means consist of two parallel-connected current paths, of which the first determined together with the memory element substantially the height and the time decay of the starting current pulse and the second the current flow after the decay of the starting current pulse.
  • the provision of two parallel current paths makes it possible to make the start-up current pulse short, but very high-current, so that the charge of the storage element can take place very quickly. Because of its temporal shortness, the starting current pulse is harmless for the semiconductor devices connected to the memory element, which would not be the case for a longer period of time but with the same current intensity.
  • Figure 1 is a schematic block diagram of
  • Figure 2 is a graphical representation of the temporal
  • FIG. 1 shows only those components which are relevant for the low-voltage supply of a control gear for lamps. It is assumed that the basic structure and operation of such operating devices are known.
  • the low-voltage supply is needed for circuit parts that contain semiconductors as active components.
  • this is an ASIC designed integrated circuit 6, which includes, inter alia, a clock generator for clocking the switches Sl and S2 of a half-bridge.
  • the half-bridge forms a voltage converter 7, which is fed via a bus with a DC voltage V bus of about 320V after power-up and of about 400V in operation.
  • the clocked with high frequency half-bridge generates from it a high-frequency alternating voltage, by means of which in a known but not shown manner, a gas discharge lamp is operated via a likewise not shown series resonant circuit.
  • a switch element 1 is used, which is arranged in series with current limiting means 2 and a storage element 3 between the bus and ground.
  • the switch element 1 is formed by a MOS-FET, whose gate-drain path is bridged with a series resistor R30, so that the gate terminal of the MOS-FET has the necessary for its function bias.
  • the current limiting means 2 consist of a first current path and a second current path extending parallel thereto.
  • the first current path is realized by a series connection of a starting resistor R32 and a starting capacitor C32.
  • the second current path consists of a current limiting resistor R31.
  • the starting capacitor C32 is, for example, a high capacity electrolytic capacitor. Of the Current limiting resistor R31 is much larger than the starting resistor R32.
  • the storage element 6 is through a capacitor C33, which may also be realized as an electrolytic capacitor.
  • the low voltage power supply circuit further includes a limit switch circuit portion.
  • This consists of a first npn bipolar transistor Q31 whose emitter-collector path with two Zener diodes 31, 32 is connected in series between the gate terminal of the MOS-FET M30 and ground.
  • the base terminal of the transistor Q31 is connected to the hot terminal of the charging capacitor C33.
  • 5 are provided for the low-voltage power supply switching means for the MOS-FET M30, in the form of an npn bipolar transistor Q30 whose base-collector path is connected in series with a Zener diode Z33.
  • the base terminal of the transistor Q30 is at the source terminal of the MOS-FET M30.
  • the Zener diode Z33 allows a reduction of the starting capacitor C32.
  • the voltage converter 7 is connected via charge pumping means 8 to the charging capacitor C33.
  • the charge pumping means 8 include an isolating capacitor C30, which is connected on the one hand to the connection point of the two clocked switches Sl, S2 of the half-bridge forming the voltage converter 7 and on the other hand to the one terminal of a rectifier diode D30 whose other terminal is grounded.
  • the connection point of the two last-mentioned components is connected by a smoothing inductance L30 to the hot terminal of the charging capacitor G33.
  • the integrated circuit 6 is connected in parallel with the charging capacitor C33 and forms the load for the low-voltage power supply.
  • the function of the circuit shown in FIG. 1 will now be described below:
  • the circuit In the off state, the circuit is disconnected from the supply voltage source V Bus by an open switch, not shown.
  • the switch When the switch is closed to put the circuit into operation, the supply voltage is applied both to the voltage converter with 7 and to the other circuit parts.
  • the voltage converter 7 can not record an operation as long as its switches Sl, S2 no switching pulses are supplied. Since the voltage converter initially does not work, it can not generate a low-voltage voltage which is necessary for the operation of the integrated circuit 6, the determination of which is, inter alia, the generation of the clock pulses for the two switches Sl, S2 of the inverter 7.
  • the generation of the low-voltage voltage for the integrated circuit 6 therefore first assumes the Anlaufström path, which is formed by the series connection of the MOS-FET M30, the current limiting means 2 and the memory element 3 in the form of the charging capacitor C33.
  • the series resistor R30 of the MOS-FET M30 is fully conductive in this first phase, so that flows through this and the current limiting means 2, a starting current I An iauf to the charging capacitor C33 and begins to charge.
  • the starting flow initially jumps to a maximum value, which is essentially determined by the starting resistance R32. This is because, as already mentioned, the current limiting resistor R31 is much larger than the starting resistor R32.
  • the impedance of the starting capacitor C32 is very small and negligible compared to the resistance of the starting resistor R32.
  • the start-up current IAniumuf remains at a relatively high value for a start-up phase, with a time constant essentially due to the charging capacitor C33 (ie as long as the charging capacitor C33 is charged) Starting capacitor C32 and the starting resistance R32 is determined.
  • the start-up current starts up in a pulse-like manner.
  • the start-up flow can also occur with an approximately constant amplitude during the start-up phase.
  • the voltage drop across the current limiting means 2 controls the transistor Q30. If the voltage drop is too large, the transistor Q30 becomes conductive, with the result that the start-up current limit is limited to a permissible value.
  • the charging capacitor C33 are dimensioned such that the charging voltage across the charging capacitor C33 reaches a limit value predetermined by the limit switch circuit part 4 during a defined charging time (starting time).
  • This limit value corresponds to the sum of the zener voltages of the two Zener diodes Z30, Z31 in the amount of approximately 10 V.
  • the transistor Q31 is nonconductive.
  • the integrated circuit 6 also begins to operate and supply clock pulses to the two switches S1, S2 of the voltage converter 7. This also starts to work and produce a high-frequency AC voltage. This is also at the bridge point of the voltage converter 7 forming half-bridge. It is continued via the isolating capacitor C30 to the rectifier diode D30. During the rising edge of the high-frequency AC voltage at the bridge point of the voltage converter 7, an energy via the smoothing inductance L30 is supplied to the charging capacitor C33 and thereby smoothed the voltage thus supplied. Of the Voltage converter 7, the separator capacitor C30, the rectifier diode D30 and the smoothing inductance L30 form a charge pump, by means of which the charging capacitor C33 is now supplied with an additional DC voltage.
  • the charging capacitor C33 now additionally supplied voltage increases, the total voltage across the charging capacitor to a value above the above-mentioned limit of 10 V.
  • the emitter-base path of the transistor Q31 becomes conductive.
  • the voltage drop across the emitter-base path is about 0.7 V in the case of a conductive silicon-doped transistor. If the voltage drop across the two zener diodes Z30, Z31 and the base-emitter path of the transistor Q31 is 11.5 V, the transistor Q31 becomes fully conductive with the result that the gate terminal of the MOS-FET M30 is pulled to a lower potential. As a result, MOSFET M30 becomes nonconductive, i. he locks. Since then no start-up current flows, no losses occur. The supply of the integrated circuit 6 now takes place exclusively by the voltage converter. 7

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Betriebsgerät für Leuchtmittel mit einer Niedervolt - Spannungsversorgungsschaltung, von der bspw. Integrierte Schaltungen (6) des Betriebsgerätes, wie ASICs oder Mikrokontroller versorgbar sind. Die Niedervolt -Spannungsversorgungsschaltung dazu ausgelegt ist, - in einer Anlaufphase des Betriebsgerätes unmittelbar nach Einschalten von dessen Spannungsversorgung- Quelle (VBus) in einer ersten kurzen Phase einen relativ hohen Anlaufström (IAnlauf) zum Laden eines die Niedervoltspannung (ULade) bereitstellenden Speicherelementes (3) zu erzeugen, und - in einer zweiten im Vergleich dazu längeren Phase einen im Vergleich zu dem Anlaufström (IAnlauf) niedrigeren Ladestrom für das Speicherelement (3) zu erzeugen.

Description

Betriebsgerät für Leuchtmittel
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der sogenannten Niedervolt -Versorgung insbesondere für Betriebsgeräte für Leuchtmittel, wie beispielsweise elektronische Vorschaltgeräte für Gasentladungslampen wie auch Treiber für LED-Module.
Die Niedervoltversorgung ist eine Schaltungsanordnung, mittels der in dem Betriebsgerät eine DC-Spannungsversorgung in einem Spannungsbereich erzeugt werden kann, wie er für die VersorgungsSpannung von (aktiven) elektronischen Bauteilen (integrierten Schaltungen, Mikrocontrollern, ASICs etc.) typisch ist.
Bei einem nach der DE 10 2008 016 754 AI bekannten Betriebsgerät wird der Anlaufwiderstand mittels eines Schalters mit ihm in Serie liegenden Schalterelementes abgeschaltet, wenn an dem Ladekondensator eine erste SchwellSpannung überschritten wird. Dadurch entfallen im Betrieb die durch den Spannungsabfall an dem Anlaufwiderstand verursachten Verluste. Wenn die Spannung an dem Ladekondensator einen zweiten Schwellwert, der geringer als der erste ist, unterschreitet, wird der Anlaufwiderstand wieder zugeschaltet . Wenn die Spannung an dem Ladekondensator genügend hoch ist, wird eine Integrierte Schaltung in Betrieb gesetzt, die dann beginnt, eine Halb- oder Vollbrückenschaltung eines eine HF- Wechselspannung erzeugenden DC-AC-Spannungswandlers zu takten. Die HF-Spannung dient zum einen zum Betreiben einer Gasentladungslampe; zum anderen wird daraus durch Gleichrichtung eine Niedervolt -Gleichspannung erzeugt, welche dem Ladekondensator zugeführt wird und - nach dem Abschalten des AnlaufWiderstandes - zur alleinigen Versorgung der Integrierten Schaltung mit Niedervolt -Spannung dient. Wenn die aus der HF-Spannung gewonnene Niedervoltspannung einen dritten Grenzwert unterschreitet, wird sie von dem Ladekondensator wieder getrennt . Die Überwachung und Auswertung der Grenzwerte erfolgt mittels zwei Komparatoren und zwei zusätzlichen Schaltern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Betriebsgerät der vorstehend beschriebenen Art dahingehend zu verbessern, dass es schneller gestartet und schaltungstechnisch einfacher realisiert werden kann.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale des unabhängigen Anspruches 1, und zwar durch
ein Betriebsgerät für Leuchtmittel,
aufweisend eine Niedervolt-Spannungsversorgungsschaltung, von der bspw. Integrierte Schaltungen des Betriebsgerätes, wie ASICs oder Mikrokontroller versorgbar sind,
wobei die Niedervolt-Spannungsversorgungsschaltung dazu
ausgelegt ist,
- in einer ersten kurzen Anlaufphase des Betriebsgerätes unmittelbar nach Einschalten von dessen Spannungsversorgung- Quelle einen relativ hohen Anlaufstrom zum Laden eines die Niedervoltspannung bereitstellenden Speicherelementes zu erzeugen, und
- in einer zweiten im Vergleich dazu längeren Phase einen im Vergleich zu dem Anlaufstrom niedrigeren Ladestrom für das Speicherelement zu erzeugen. Die zweite, im Vergleich zu der kurzen Anlaufphase längere Phase, während der im Vergleich ein zu dem Anlaufström niedrigerer Ladestrom für das Speicherelement erzeugt wird, kann auch eine dauerhafte Phase während des Betriebs des Leuchtmittels sein.
Eine praktische Ausgestaltung der vorstehend dargelegten allgemeinen Erfindungsidee ist gekennzeichnet durch - ein mit der Stromversorgungsquelle verbindbaren und zunächst auf Durchlass geschalteten Schalterelement und
mit dem Schalterelement in Serie geschalteten Strombegrenzungsmitteln, die aus zwei parallel geschalteten Strompfaden bestehen, von denen der erste gemeinsam mit dem Speicherelement im wesentlichen die Höhe und das zeitliche Abklingen des AnlaufStromimpulses und der zweite den Stromfluss nach Abklingen des AnlaufStromimpulses bestimmt. Das Vorsehen von zwei parallelen Strompfaden ermöglicht es, den AnlaufStromimpuls kurz, aber sehr stromintensiv zu machen, so dass die Ladung des Speicherelementes sehr schnell erfolgen kann. Wegen seiner zeitlichen Kürze ist der AnlaufStromimpuls für die mit dem Speicherelement verbundenen Halbleiter- Bauelemente ungefährlich, was bei längerer Zeitdauer aber gleicher Stromstärke nicht der Fall wäre.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche, auf die zur Vermeidung von Wiederholungen hier Bezug genommen wird. Die abhängigen Ansprüche sollen daher vollinhaltlich als Teil der Beschreibung gelten.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben.
Es zeigen:
Figur 1 ein schematisiertes Blockschaltbild der
Niederspannungs-Versorgungsschaltung eines
Betriebsgerätes für Leuchtmittel, und
Figur 2 eine grafische Darstellung des zeitlichen
Verlaufs des AnlaufStromes und der Ladespannung an dem Speicherelement . Figur 1 zeigt nur die für die Niedervoltversorgung eines Betriebsgerätes für Leuchtmittel relevanten Bauteile. Dabei wird vorausgesetzt, dass der grundsätzliche Aufbau und die Funktionsweise derartiger Betriebsgeräte bekannt sind. Die Niedervoltversorgung wird für Schaltungsteile benötigt, die als aktive Bauelemente Halbleiter enthalten. Im vorliegenden Fall ist das eine als ASIC gestaltete Integrierte Schaltung 6, die u.a. einen Taktgenerator zum Takten der Schalter Sl und S2 einer Halbbrücke umfasst. Die Halbbrücke bildet einen Spannungswandler 7, der über einen Bus mit einer Gleichspannung VBus von etwa 320V nach dem Netzeinschalten und von etwas 400V im Betrieb gespeist wird. Die mit Hochfrequenz getaktete Halbbrücke erzeugt daraus eine hochfrequente Wechselspannung, mittels welcher in bekannter aber nicht dargestellter Weise eine Gasentladungslampe über einen ebenfalls nicht dargestellten Serienschwingkreis betrieben wird.
Zum Erzeugung der für das Anlaufen der für die Versorgung der Integrierten Schaltung 6 erforderlichen Niederspannung dient ein Schalterelement 1, das in Serie mit Strombegrenzungsmitteln 2 und einem Speicherelement 3 zwischen dem Bus und masse angeordnet ist. Das Schalterelement 1 ist von einem MOS-FET gebildet, dessen Gate-Drain-Strecke mit einem Vorwiderstand R30 überbückt ist, so dass der Gate-Anschluss des MOS-FET die für seine Funktion notwendige Vorspannung hat . Die Strombegrenzungsmittel 2 bestehen aus einem ersten Strompfad und einem dazu parallel verlaufenden zweiten Strompfad. Der erste Strompfad ist durch eine Serienschaltung eines Anlaufwiderstandes R32 und eines Anlaufkondensators C32 realisiert. Der zweite Strompfad besteht aus einem Strombegrenzungswiderstand R31. Der Anlaufkondensator C32 ist beispielsweise ein Elektrolytkondensator hoher Kapazität. Der Strombegrenzungswiderstand R31 ist sehr viel größer als der Anlaufwiderstand R32.
Das Speicherelement 6 ist durch ein Kondensator C33, der ebenfalls als Elektrolytkondensator realisiert sein kann.
Die Niedervolt -Spannungsversorgungsschaltung enthält ferner einen Grenzwertgeber-Schaltungsteil . Dieses besteht aus einem ersten npn-Bipolar-Transistor Q31, dessen Emitter-Kollektor- Strecke mit zwei Zenerdioden 31, 32 in Serie zwischen den Gate- Anschluss des MOS-FET M30 und Masse geschaltet ist. Der Basis- Anschluss des Transistors Q31 ist mit dem heißen Anschluss des Ladekondensators C33 verbunden. Weiterhin sind für die Niedervolt- Spannungsversorgung Schaltmittel 5 für den MOS-FET M30 vorgesehen, und zwar in Form eines npn-Bipolar-Transistors Q30, dessen Basis-Kollektor- Strecke in Serie mit einer Zenerdiode Z33 geschaltet ist. Der Basis-Anschluss des Transistors Q30 liegt am Source -Anschluss des MOS-FET M30. Die Zenerdiode Z33 ermöglicht eine Verkleinerung des Anlaufkondensators C32.
Der Spannungswandler 7 ist über Ladungspumpmittel 8 mit dem Ladekondensator C33 verbunden. Zu den Ladungspumpmitteln 8 gehören ein Trennkondensator C30, der einerseits mit dem Verbindungspunkt der beiden getakteten Schalter Sl, S2 der den Spannungswandler 7 bildenden Halbbrücke und andererseits mit dem einen Anschluss einer Gleichrichterdiode D30 verbunden, deren anderer Anschluss an Masse liegt. Der Verbindungspunkt der beiden zuletzt erwähnten Bauelemente ist durch eine Glättungsinduktivität L30 mit dem heißen Anschluss des Ladekondensators G33 verbunden.
Die Integrierte Schaltung 6 ist zu dem Ladekondensator C33 parallel geschaltet bildet für die Niedervolt - Spannungsversorgung die Last . Nachfolgend wird nun die Funktion der in Figur 1 dargestellten Schaltung beschrieben:
Im ausgeschalteten Zustand ist die Schaltung von der Versorgungs-Spannungsquelle VBus durch einen nicht dargestellten geöffneten Schalter getrennt. Wenn der Schalter geschlossen wird, um die Schaltung in Betrieb zu setzen, liegt sowohl an dem Spannungswandler mit 7 als auch an den übrigen Schaltungsteilen die VersorgungsSpannung an. Der Spannungswandler 7 kann jedoch einen Betrieb solange nicht aufnehmen, wie seinen Schaltern Sl, S2 keine Schaltimpulse zugeführt werden. Da der Spannungswandler also zunächst noch nicht arbeitet kann er auch keine Niedervolt -Spannung erzeugen, die zum Betrieb der Integrierten Schaltung 6 erforderlich ist, dessen Bestimmung u.a. die Erzeugung der Taktimpulse für die beiden Schalter Sl, S2 des Wechselrichters 7 ist.
Die Erzeugung der Niedervolt-Spannung für die Integrierte Schaltung 6 übernimmt daher zunächst Die Anlaufström-Strecke, die gebildet ist von der Serienschaltung des MOS-FET M30, der Strombegrenzungsmittel 2 und des Speicherelementes 3 in Form des Ladekondensators C33. Durch den Vorwiderstand R30 ist der MOS-FET M30 in dieser ersten Phase voll leitend, so dass durch diesen und die Strombegrenzungsmittel 2 ein Anlaufstrom IAniauf zu dem Ladekondensator C33 fließt und diesen aufzuladen beginnt. Der Anlaufström steigt dabei zunächst sprunghaft auf einen Maximalwert an, der im wesentlichen durch den Anlaufwiderstand R32 bestimmt ist. Dies deshalb, weil der Strombegrenzungswiderstand R31 - wie bereits erwähnt - sehr viel größer als der Anlaufwiderstand R32 ist. Im Moment des Einschaltens liegt die Versorgungsspannung VBus sofort an, wobei die Impedanz des Anlaufkondensators C32 sehr klein und gegenüber dem Widerstandswert des Anlaufwiderstandes R32 vernachlässigbar ist. Der Anlaufström IAniauf bleibt für eine Anlaufphase auf einem relativ hohen Wert, und zwar mit einer Zeitkonstanten, die im wesentlichen durch den Ladekondensator C33 (d.h. solange der Ladekondensator C33 geladen wird) , den Anlaufkondensator C32 und den Anlaufwiderstand R32 bestimmt ist. Wie man der Figur 2 entnehmen kann, tritt der Anlaufström ^Anlauf zu Anfang impulsartig auf. Der Anlaufström lAniauf kann aber auch mit einer annähernd gleichbleibenden Amplitude während der Anlaufphase auftreten. An dieser Stelle sei bemerkt, dass es auf diese Weise möglich ist einen sehr kurzen aber stromintensiven Anlaufström- Impuls zu erzeugen, der ein sehr schnelles Laden des Ladekondensators C33 zulässt, ohne die übrigen Bauelemente, insbesondere den MOS-FET M30 zu gefährden. Mit einem ebenso stromintensiven aber zeitlich längeren Verlauf des AnlaufStromes lAniauf wäre das nicht gesichert.
Die über den Strombegrenzungsmitteln 2 abfallende Spannung steuert den Transistor Q30. Wird der Spannungsabfall zu groß, so wird der Transistor Q30 leitend, mit der Folge, dass der Anlaufstro lAniauf äuf einen zulässigen Wert begrenzt wird.
Der Ladekondensator C33 sind so dimensioniert, dass die Ladespannung an dem Ladekondensator C33 einen durch den Grenzwertgeber-Schaltungsteil 4 vorgegebenen Grenzwert während einer definierten Ladezeit (Anlaufzeit) erreicht. Dieser Grenzwert entspricht der Summe der Zenerspannungen der beiden Zenerdioden Z30, Z31 in Höhe von etwa 10 V. In diesem Fall ist der Transistor Q31 nicht-leitend.
Mit dem Ansteigen der Ladespannung an dem Ladekondensator C33 beginnt auch die Integrierte Schaltung 6 zu arbeiten und Taktimpulse an die beiden Schalter Sl, S2 des Spannungswandlers 7 zu liefern. Damit beginnt auch dieser zu arbeiten und eine hochfrequente Wechselspannung zu erzeugen. Diese steht auch an dem Brückenpunkt der den Spannungswandler 7 bildenden Halbbrücke an. Sie wird über den Trennkondensator C30 an die Gleichrichterdiode D30 weitergeführt. Während der steigenden Flanke der hochfrequenten Wechselspannung am Brückenpunkt der den Spannungswandler 7 wird eine Energie über die Glättungsinduktivität L30 dem Ladekondensator C33 zugeführt und die somit gespeiste Spannung dabei geglättet. Der Spannungswandler 7, der Trennkondensator C30, die Gleichrichterdiode D30 und die Glättungsinduktivität L30 bilden eine Ladungspumpe, mittels welcher dem Ladekondensator C33 nun eine zusätzliche Gleichspannung zugeführt wird.
Durch die dem Ladekondensator C33 nunmehr zusätzlich zugeführte Spannung steigt die GesamtSpannung an dem Ladekondensator auf einen Wert oberhalb des oben erwähnten Grenzwertes von 10 V. Dadurch wird die Emitter-Basis-Strecke des Transistors Q31 leitend. Der Spannungsabfall über der Emitter-Basis-Strecke beträgt bei einem leitenden silizium-dotierten Transistor ca. 0,7 V. Wenn der Spannungsabfall über den beiden Zenerdioden Z30, Z31 und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q31 den Wert von 11,5 V übersteigt, wird der Transistors Q31 voll leitend mit der Folge, dass der Gate-Anschluss des MOS-FET M30 auf ein niedrigeres Potential gezogen wird. Dadurch wird der MOS-FET M30 nicht-leitend, d.h. er sperrt. Da dann kein Anlaufström mehr fließt, entstehen auch keine Verluste. Die Versorgung der Integrierten Schaltung 6 erfolgt nunmehr ausschließlich durch den Spannungswandler 7.
Wenn der Betrieb des Spannungswandlers 7 unterbrochen oder gestört wird, so sinkt die Spannung an dem Ladekondensator C33 wieder bis auf den Grenzwert von 10 V, wodurch der Anlaufström wieder fließen und die Integrierte Schaltung 6 im Betrieb halten kann.

Claims

Ansprüche ;
Betriebsgerät für Leuchtmittel,
aufweisend eine Niedervolt -
Spannungsversorgungsschaltung, von der bspw. Integrierte Schaltungen (6) des Betriebsgerätes, wie ASICs oder Mikrokontroller versorgbar sind,
wobei die Niedervolt -Spannungsversorgungsschaltung dazu ausgelegt ist,
in einer Anlaufphase des Betriebsgerätes unmittelbar nach Einschalten von dessen Spannungsversorgung- Quelle (VBus) in einer ersten kurzen Phase einen relativ hohen Anlaufström (IAniauf) zum Laden eines die Niedervoltspannung (ULade) bereitstellenden
Speicherelementes (3) zu erzeugen, und
in einer zweiten im Vergleich dazu längeren Phase einen im Vergleich zu dem Anlaufström (IAniauf) niedrigeren Ladestrom für das Speicherelement (3) zu erzeugen .
Betriebsgerät nach Anspruch 1,
gekennzeichnet durch
ein mit der Stromversorgungsquelle (VBus) verbindbaren und zunächst auf Durchläse geschalteten
Schalterelement (1) und
- mit dem Schalterelement (1) in Serie geschalteten
Strombegrenzungsmitteln (2) , die aus zwei parallel geschalteten Strompfaden bestehen, von denen der erste gemeinsam (3) im wesentlichen die Höhe und das zeitliche Abklingen des AnlaufStromimpulses und der zweite den Stromfluss nach Abklingen des
AnlaufStromimpulses bestimmt. Betriebsgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Strompfad von einer Serienschaltung eines AnlaufWiderstandes (R32) und eines Anlaufkondensators (C32) gebildet ist,
dass der zweite Strompfad von einem
Strombegrenzungswiderstand (R31) gebildet ist, und dass der Strombegrenzungswiderstand sehr viel größer als der Anlaufwiderstand (R32) ist.
Betriebsgerät nach einem der vorher stehenden Ansprüche, weiterhin gekennzeichnet durch
- einen Spannungswandler (7) , der von der integrierten Schaltung (6) getaktet wird und ebenfalls eine
Niedervolt -Spannung erzeugt, wenn die sich an dem Speicherelement (3) durch den Anlaufström (lAniauf) aufbauende Niedervolt -Spannung (ULade) einen genügend hohen Wert erreicht hat, und
- Ladungspumpmittel (8) , mittels welchen
die von dem Spannungswandler (2) erzeugte Niedervolt - Spannung ebenfalls dem Speicherelement C33) zugeführt wird.
Betriebsgerät nach Anspruch 4, weiterhin gekennzeichnet durch
Schaltmittel (Q30, Z3) , welche das Schalterelement (1) sperren, wenn die Niedervolt -Spannung (ULade) an dem Speicherelement (3) einen zweiten Grenzwert erreicht.
Betriebsgerät nach einem der Anspruch 3 oder 4,
weiterhin gekennzeichnet durch
einen Grenzwertgeber-Schaltungsteil (4) , welcher einen Grenzwert für die sich durch den Anlaufstrom ( -l-Aniauf I ndern Speicherelement (3) aufbauende Niedervolt-Spannung (ULade) festlegt, bei dessen Überschreiten das
Schalterelement (1) gesperrt wird.
Betriebsgerät nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Grenzwertgeber-Schaltungsteil (4) aus einer parallel zu dem Speicherelement (3) geschalteten
Serienschaltung von zwei Zenerdioden (Z30, Z31) und einem ersten Bipolar-Transistor (Q31) gebildet ist, wobei die dem Grenzwert entsprechende Spannung durch den Spannungsabfall über den beiden Zenerdioden (Z30, Z31) gebildet ist.
Betriebsgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass das Schalterelement (1) von einem FET, vorzugsweise von einem MOS-FET gebildet ist, dessen
Drain-Anschluss mit der Stromversorgungsquelle (VBus) und dessen Source-Anschluss mit den Strombegrenzungsmitteln (2) verbunden ist, und dass
die Gate-Drain-Strecke mit einem Vorwiderstand (R30) überbrückt ist.
Betriebsgerät nach Anspruch 7 und 8, weiterhin
gekennzeichnet durch
einen Steuerschaltungsteil (5) für das Schalterelement (1) , welcher von einem zweiten Bipolar-Transistor (Q30) und einer mit diesem in Serie geschalteten weiteren Zenerdiode (Z33) gebildet ist,
wobei der Kollektor-Anschluss des zweiten Bipolar- Transistors (Q30) mit dem Gate-Anschluss des MOS-FET (M30) und der freie Anschluss der weiteren Zenerdiode (Z33) mit Basis -Anschluss des ersten Bipolar-Transistors (Q31) sowie dem Speicherelement (C33) verbunden ist, und wobei der Basis-Anschluss des zweiten Bipolar- Transistors (Q30) mit dem Source-Anschluss des MOS-FET (M30) verbunden ist. Betriebsgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladungspumpmittel (8) gebildet sind von
einer Serienschaltung aus einem Trennkondensator C30) und einer Gleichrichterdiode (D30) und
einer Glättungsinduktivität (L30) ,
wobei die Serienschaltung über dem Ausgang des
Spannungswandlers (7) liegt, und
wobei die Glättungsinduktivität (L30) den
Verbindungspunkt des Trennkondensators (C30) und der Gleichrichterdiode (D30) mit dem Speicherelement (3) verbindet .
Betriebsgerät nach einem der vorher stehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet,
dass das Speicherelement ein Kondensator (C33) ,
vorzugsweise ein Elektrolytkondensator ist.
Niedervoltversorgungsschaltung in einem Betriebsgerät für Leuchtmittel, dadurch gekennzeichnet durch die Merkmale eines oder mehrerer der vorher stehenden
Ansprüche .
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