WO2012018018A1 - 高感度磁気検出装置 - Google Patents

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敬二 圓福
神鳥　明彦
緒方　邦臣
龍三 川畑
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株式会社日立製作所
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    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3621—NMR receivers or demodulators, e.g. preamplifiers, means for frequency modulation of the MR signal using a digital down converter, means for analog to digital conversion [ADC] or for filtering or processing of the MR signal such as bandpass filtering, resampling, decimation or interpolation

Definitions

  • the present invention is an ultra-low magnetic field magnetic resonance imaging apparatus that detects and images a nuclear magnetic resonance signal (hereinafter referred to as NMR) of several kHz to several hundred kHz mainly under a low magnetic field (for example, several mT or less).
  • NMR nuclear magnetic resonance signal
  • MRI Magnetic Resonance Imaging
  • the present invention relates to a technique that can be applied to a detection coil of a non-destructive inspection apparatus (food, metal foreign object inspection, etc.) that requires high-sensitivity magnetic detection in addition to an MRI apparatus and an NMR apparatus.
  • a litz wire has been used for a coil for passing a high-frequency high current (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).
  • This is a technique that has been performed to avoid a heat generation due to an increase in resistance value caused by a skin effect due to a high-frequency current, and to allow a large current to flow by reducing the resistance value.
  • a detection coil technique having a resonance circuit in a detection coil of a single copper wire (element wire) is used.
  • a detection coil configuration has been proposed in which two or more wires having paramagnetic and diamagnetic magnetic properties are contradicted as NMR signal detection (for example, see Patent Document 3).
  • Non-Patent Document 1 A technique for detecting a magnetic resonance signal under a low magnetic field (several mT or less) with an ultrasensitive magnetic sensor such as SQUID (Superconducting Quantum Interference Device) has been developed (see Non-Patent Document 1).
  • SQUID Superconducting Quantum Interference Device
  • an object of the present invention is to propose a detection coil structure that reduces the increase in AC resistance due to a high frequency in a detection coil that detects a resonance frequency of about several kHz to several MHz in a low magnetic field as described above. It is to provide a sensitive high-frequency magnetic detection technique.
  • the number n of detection coil layers and the measurement frequency f are determined as follows. (1) When the measurement frequency f is determined (for example, when the magnetic field strength of MRI or NMR is determined), the value is smaller than the number n of layers determined by the equation (10) described later. Or it is set to about twice the number of layers n determined by the equation (10). (2) When the number n of layers is determined as the overall size of the detection coil, the measurement frequency f is used with a value lower than the frequency f determined by the equation (11) using the equation (11) described later. Or it is set to about twice the frequency f determined by the equation (11).
  • a litz wire (stranded wire) having a wire diameter as small as possible is used for the detection coil.
  • the AC resistance component increases in proportion to the square of the diameter (or radius) of the strand of the litz wire (stranded wire).
  • a detection coil that detects a resonance frequency of several kHz to several MHz in a low magnetic field of several mT or less, an increase in AC resistance due to a high frequency is reduced, and high-sensitivity magnetic detection is performed. Make it possible.
  • FIG. The figure explaining the eddy current loss inside the conductor used for a wire.
  • MRI nuclear magnetic resonance imaging
  • FIG. 1A and 1B show a detection coil and circuit configuration for detecting a weak magnetic field.
  • a common configuration in both the voltage detection type in FIG. 1A (a) and the current detection type in FIG. 1B (a) is a detection coil shape.
  • the detection coil 102 is configured by winding a wire made of a conductor such as a copper wire around a detection coil bobbin 101 (made of a resin material such as a nonmagnetic material or a nonmetallic material). Although this detection coil has one layer winding in the figure, the detection coil 102 is actually constituted by one layer or multilayer winding.
  • the detection coil 102 is composed of a multi-core wire of litz wire (stranded wire), thereby reducing the AC resistance component that increases in proportion to the square of the diameter (or radius) of the strand of the litz wire (stranded wire).
  • FIG. 1A (b) shows an example of a cross section of a wire rod when a litz wire is used as the wire rod used in the detection coil shown in FIG. 1A (a).
  • the litz wire cross section 103 is composed of seven strands 110.
  • a resonance capacitor 109 is connected in parallel to both ends of the detection coil 102, and the resonance of the measurement frequency is generated by the inductance of the detection coil 102 and the resonance capacitor 109. It has become.
  • the resonance capacitor By connecting both ends of the resonance capacitor to the low noise amplifier 104, magnetic measurement with high sensitivity can be realized with respect to the measurement frequency.
  • the voltage generated by the amount of change in magnetic flux linked to the detection coil 102 (the amount of magnetic flux obtained by first-order time differentiation) is amplified, and the output voltage 105 associated with the amount of change in magnetic flux is Obtained at the terminal of the low noise amplifier 104.
  • a magnetic flux transmission unit (coil) 108 is connected in series to both ends of the detection coil 102, and the magnetic flux transmission unit (coil) 108 and the detection coil 102 are connected in series. Is a closed loop. In this closed loop, a current due to a voltage generated at both ends of the detection coil 102 flows along with the amount of change in the interlinked magnetic flux (the amount of magnetic flux obtained by first-order differentiation). The current in the closed loop flows through the magnetic flux transmission unit (coil) 108 to create the magnetic flux 107, and the magnetic flux-voltage conversion unit 106 converts the magnetic flux into a voltage. The converted voltage is amplified by the low noise amplifier 104 to obtain the output voltage 105.
  • the magnetic flux-voltage conversion unit 106 uses a high-sensitivity magnetic sensor such as a SQUID (superconducting quantum interference element), a GMR element (giant magnetoresistive element), or a TMR element (tunnel magnetoresistive element), and generates a magnetic flux with high sensitivity. Convert to voltage.
  • a high-sensitivity magnetic sensor such as a SQUID (superconducting quantum interference element), a GMR element (giant magnetoresistive element), or a TMR element (tunnel magnetoresistive element)
  • the magnetic flux-voltage conversion unit 106 and the magnetic flux transmission unit (coil) 108 are disposed in a superconducting cryogenic temperature (for example, liquid helium temperature 4.2 K, liquid nitrogen temperature 77 K), and the detection coil 102. Can be placed at cryogenic temperature or at room temperature.
  • a superconducting cryogenic temperature for example, liquid helium temperature 4.2 K, liquid nitrogen temperature 77 K
  • the voltage of the output voltage 105 in FIGS. 1A (a) and 1B (a) is a voltage obtained by time-differentiating the magnetic flux linked to the detection coil, this output voltage 105 is passed through the integration circuit to the detection coil. It is also possible to convert the interlinked magnetic flux itself (the magnetic flux amount itself, not the primary time-differentiated magnetic flux amount).
  • a litz wire is used for the detection coil, but a conductive wire made of a single element wire may be used.
  • the effect of the present invention can be further exhibited by using a litz wire.
  • FIG. 2 shows a cross-sectional structure of the detection coil 102 shown in FIG.
  • a detection coil is formed by winding a conducting wire around the outer periphery of the detection coil bobbin 203.
  • the case where the coil wound in contact with the outer periphery of the detection coil bobbin is the first layer, the second layer, the third layer,...
  • Each layer is laminated from the top to the bottom of the bobbin to form a 15-turn coil.
  • the case where the detection coil of 15 turns for 1 layer is wound by n layers is shown, and the bobbin diameter D is 40 mm (0.04 m).
  • a self magnetic field B self is generated. Due to the self magnetic field B self , an eddy current is generated in each coil part of the detection coil 201 inside the coil part conductor.
  • the resistance component per unit length due to the AC loss generated by the eddy current is r ac
  • the resistance component determined only by the resistivity of the normal conductor is r dc .
  • FIG. 3 shows an example of a wire used for the detection coil.
  • an AC magnetic field B [[f]] with a frequency f [Hz] and an amplitude B 0 [T] is applied to a conductor plate having a resistivity ⁇ [ ⁇ ] and a width d [m] (which corresponds to the diameter of a strand for a litz wire).
  • the eddy current loss W [W / m 3 ] per unit volume when T] is applied is given by the following equation (see FIG. 3).
  • [] described after each physical quantity indicates a unit, and so on.
  • d indicates the diameter of the strand.
  • Io [A] indicates the amplitude of the alternating current flowing through the wire.
  • g is a shape factor
  • ⁇ 0 is a vacuum permeability [H / m].
  • d [m] is the diameter of the strand. Therefore, as d is smaller, the value of K is smaller, so the value of r ac is also smaller. That the use litz wire (twisted wire), because of the effect of the r ac can be reduced, the detection coil at a high frequency is more effective to use a litz wire.
  • the AC resistance component referred to in the present embodiment means a value determined by the number n of coil layers, the frequency f, the resistivity ⁇ , and the like defined by the equations (5) and (6).
  • the total number of turns N of the coil is calculated as 15 turns, but may be generalized as T as the number of turns. In that case, 15 in the formula may be replaced with T.
  • FIG. 4 shows the actual measurement results for r ac and r dc expressed by equations (5) and (7).
  • the number n of layers in which r ac and r dc are equal is expressed as follows.
  • the optimum detection coil shape can be summarized as follows.
  • (1) When the measurement frequency is determined (for example, when the magnetic field intensity of MRI or NMR is determined), the value is smaller than the number n of layers determined by the equation (10). As the ratio of r ac and r dc becomes larger than 1, the number n of layers determined by the equation (10) becomes a large value. As the limit of the number n of layers, if the ratio of r ac and r dc is up to 2, the magnetic noise Bn increases only about 1.5 times, which is acceptable. Therefore, up to about twice the number n of layers determined by the equation (10) is allowed. (2) When the number n of layers is determined by the size of the entire detection coil, the measurement frequency is used with a value lower than the frequency f determined by the equation (11) using the equation (11). Or it is set to about twice the frequency f determined by the equation (11).
  • FIGS. 5 and 6 Due to the temperature difference between 77K and 300K, the resistivity decreases to about 1/6 when cooled to 77K versus 300K. Due to this decrease in resistivity, the r dc component decreases according to the relational expression shown in Equation (7), and the rac component increases according to the relational expression shown in Equation (5) due to the decrease in resistivity.
  • FIG. 5 in the case of 300 K (room temperature)
  • FIG. 6 show changes in the magnetic noise Bn caused by the decrease in the r dc component and the increase in the r ac component due to the above temperature change (value calculated by the equation (8)).
  • FIG. 5 and FIG. 6 use litz wires made of 60 strands having a diameter of 0.1 mm.
  • the frequency calculated in Expression (11) is near 10 5 Hz, there is almost no increase in r ac and the magnetic noise is determined only by a constant value of the r dc component.
  • the resistance value decreases as the number of layers increases.
  • FIG. 7 shows the frequency f dependence of the AC resistance component rac .
  • the DC resistance component is subtracted from the resistance value obtained in FIG. 4 to obtain the AC resistance component.
  • the vertical axis represents r ac ⁇ / n 2 and the horizontal axis represents frequency f. .
  • an increase of r ac is proportional to the square.
  • the increase in resistance due to the skin effect is the 1/2 power of the frequency f. From this, it can be said that the increase in rac shown in this example is not caused by the skin effect.
  • the skin effect is also examined.
  • the skin effect is a phenomenon in which, when a high-frequency current flows, the current density is high on the conductor surface and decreases as the distance from the conductor surface increases. It is known that the resistance value increases because the current concentrates on the conductor surface as the frequency increases.
  • the skin depth d s can be expressed as:
  • ⁇ is the magnetic permeability of the conductor.
  • the skin depth d s when calculated with copper wire is as follows.
  • or 3) show the case where the ambient temperature is 300K and 77K, respectively, at frequencies of 60 Hz, 10 KHz, and 100 kHz.
  • the wire of the coil used in FIGS. 5 and 6 has a radius of 0.1 mm, which is shorter than the length of the skin depth described above.
  • FIG. 8 shows an example in which the detection coil shown in FIGS. 1 and 2 is applied to an MRI apparatus.
  • This embodiment shows an embodiment using a detection coil 414 (corresponding to 102 in FIG. 1 and 201 in FIG. 2) for detecting a nuclear magnetic resonance (NMR) signal.
  • NMR nuclear magnetic resonance
  • An NMR signal is detected by bringing the detection coil 414 closer to the inspection object 404 in the static magnetic field generating magnet 401, the gradient magnetic field generating coil 407, and the high frequency magnetic field generating coil 403.
  • the shim power source 406 and the gradient magnetic field power source 408 connected to the shim coil 405 that corrects the distortion of the static magnetic field are controlled by the sequence 415 to detect signals of each cross-sectional MR image.
  • the sequence 415 is controlled based on the sequence stored in the storage medium 411.
  • the output of the MR signal of the low noise amplifier 413 (in the case of FIG. 1A, the magnetic flux-voltage converter 412 is not required) is recorded by the computer 410, and the MR image of each cross section is displayed on the display 409.
  • the increase in the AC resistance due to the high frequency can be reduced, and a highly sensitive MRI apparatus can be realized.
  • inspection object 405 ... shim coil, 406 ... shim power supply, 407 ... gradient magnetic field generating coil, 408 ... gradient magnetic field power supply, 409 ... display, 410 ... computer, 411 Recording medium, 412 Magnetic flux-voltage converter, 413 Low noise amplifier, 414 Detection coil, 415 Sequencer.

Abstract

　検出コイルの多層巻きによって発生する交流抵抗成分の増加を最小限にする検出コイル形状および高感度磁気検出装置を提供する。検出コイルに式（１０）で計算される層数ｎの２倍より小さい層数とする検出コイル形状とし、この検出コイルに素線径がなるべく小さいリッツ線を使用する。この検出コイルで得られる電圧を電圧増幅または電流増幅を行い高感度磁気検出装置を実現する。

Description

高感度磁気検出装置
　本発明は、主に低磁場下（例えば、数ｍＴ以下）での数ｋＨｚから数１００ｋＨｚ程度の核磁気共鳴信号（以下、ＮＭＲと称する）を検出して画像化する超低磁場磁気共鳴イメージング装置（磁気共鳴イメージングを、以下にＭＲＩと称する）、または超低磁場ＮＭＲ計測装置の検出コイル技術に関するものである。また、ＭＲＩ装置やＮＭＲ装置以外においても高感度磁気検出が必要な非破壊検査装置（食品、金属異物検査など）などの検出コイルにも適応可能な技術に関する。
　従来、電磁誘導加熱を目的として、高周波の大電流を流すコイルにリッツ線が使用されていた（例えば、特許文献１、特許文献２を参照）。これは、高周波電流による表皮効果が原因で生じる抵抗値上昇による発熱を避け、抵抗値を落とすことによって大電流を流すことを可能とするために行われてきた手法である。 
　一方、高周波（１ｋＨｚ以上）の磁気信号を検出する手法として、例えば、ＭＲＩやＮＭＲ信号検出では、銅線の単線（素線）の検出コイルに共振回路を有する検出コイル手法が利用されている。またＮＭＲ信号検出として常磁性と反磁性の相反する磁気特性を持つ２つ以上の線材を撚り合わせる検出コイル構成が提案されている（例えば、特許文献３を参照）。
　しかし素線径での磁気雑音の効果などは全く知られていない。一方、通常の１Ｔ程度のＭＲＩ装置では生体雑音が大きくなるため、検出コイルの高感度化について検討は行われていなかった。
特開2007-227035号公報 特開2008-60432号公報 特開2007-132725号公報
J. Magn. Reson. 194, pp.115-120
　近年、低磁場ＭＲＩ装置の開発が急速に進んできている。これは低磁場下（数ｍＴ以下）での磁気共鳴信号をＳＱＵＩＤ(Superconducting Quantum Interference Device)などの超高感度の磁気センサで検出技術が開発されてきている（非特許文献１を参照）。この低磁場ＭＲＩ装置では共鳴周波数が数ｋＨｚから数ＭＨｚ程度の周波数で検出を行うため、生体雑音より磁気センサーノイズの方が大きく、磁気センサーノイズを小さくすることが課題であった。
　高周波（ここで、数ｋＨｚから数ＭＨｚの帯域を指し、高磁場ＭＲＩの周波数数ＭＨｚ以上の超高周波でない帯域とする。）でさらに高感度に磁気検出を行う場合、検出コイルの多層巻きによって、誘起された交流電流自らも自己磁場を発生させてしまい、自己磁場によって抵抗成分が増加するという現象を我々は発見した。この現象は次のようなメカニズムである。
（１）多層巻きの検出コイルには、自己磁場によって検出コイル内に渦電流損失が現れる。
（２）渦電流損失によって抵抗（以下に、交流抵抗と呼ぶ）が増加する。
（３）交流抵抗成分の上昇によって検出コイルの磁気雑音が増加し、検出感度を低下させる。なお、この交流抵抗成分は周波数の２乗によって増加する成分のため、周波数が高いほど交流抵抗成分は増加する。
　そこで、本発明の目的は、以上のような低磁場で数ｋＨｚ乃至数ＭＨｚ程度の共鳴周波数の検出を行う検出コイルにおいて、交流抵抗の高周波による増加分を少なくする検出コイル構造を提案し、高感度な高周波磁気検出手法を提供することである。
　交流抵抗を減少させるため、検出コイルの層数ｎや測定周波数ｆは以下のように決定する。
（１）測定周波数ｆが決まっている場合（例えば、ＭＲＩやＮＭＲの磁場強度が決まっている場合）は、後述する式（１０）で決定される層数ｎより小さい値にする。または式（１０）で決定される層数ｎの２倍程度までとする。
（２）層数ｎが検出コイル全体の大きさの決定される場合は、後述する式（１１）を用いて測定周波数ｆを式（１１）で決定される周波数ｆより低い値と使用する。または式（１１）で決定される周波数ｆの２倍程度までとする。
（３）さらに、（１）と（２）の手法と合わせて、検出コイルに素線径のなるべく小さいリッツ線（撚り線）を使用する。その理由は、交流抵抗成分はリッツ線（撚り線）の素線の直径（または半径）の２乗に比例して増加するためである。
　以上の（１）乃至（３）の手法により高感度な磁気検出が可能となる。
　本発明によれば、数ｍＴ以下の低磁場で数ｋＨｚ乃至数ＭＨｚ程度の共鳴周波数の検出を行う検出コイルにおいて、高周波に起因する交流抵抗の増加分を低減させ、高感度な磁気の検出を可能とする。
本実施の形態の基本構成（電圧検出型）を示す図。 本実施の形態の基本構成（電流検出型）を示す図。 図１Ａ、Ｂに示した検出コイルの断面図を示す図。 線材に用いる導体内部の渦電流損失を説明する図。 検出コイルの層数と単位長さ当たりの交流抵抗成分(ｒａｃ)と直流抵抗成分 (ｒｄｃ)との比率との関係を示す図。 温度３００Ｋにおける層数をパラメータとした磁気雑音Ｂｎの周波数特性を示す図。 温度７７Ｋにおける層数をパラメータとした磁気雑音Ｂｎの周波数特性を示す図。 交流抵抗成分の周波数依存性を示す図。 本発明の検出コイルを適用した核磁気共鳴イメージング（ＭＲI）装置の装置構成を示す図。
　図１Ａ及び１Ｂを用いて、微弱磁場を検出する検出コイルおよび回路構成を示す。検出コイルおよび回路構成として電圧検出型（図１Ａ（ａ））と電流検出型（図１Ｂ（ａ））とがある。図１Ａ（ａ）の電圧検出型および図１Ｂ（ａ）の電流検出型のどちらにおいても共通の構成は、検出コイル形状である。この検出コイル１０２は検出コイルボビン１０１（非磁性材料・非金属材料の樹脂材などで構成）に銅線などの導体からなる線材が巻きつけられて構成されている。この検出コイルは図中では１層巻きになっているが、実際には１層または多層巻きによって検出コイル１０２は構成されている。また検出コイル１０２はリッツ線（撚り線）の多芯線によって構成することにより、リッツ線（撚り線）の素線の直径（または半径）の２乗に比例して増加する交流抵抗成分を減少させることができる（式（３）参照）。図１Ａ（ｂ）は、図１Ａ（ａ）で示す検出コイルに用いられている線材としてリッツ線を用いた場合の線材の断面の一例を示す。本例では、リッツ線断面１０３は７本の素線１１０で構成されている。
　図１Ａ（ａ）の電圧検出型回路の構成では、検出コイル１０２の両端に共振用コンデンサ１０９を並列接続し、検出コイル１０２のインダクタンスと共振用コンデンサ１０９とで測定周波数の共振を生じさせる構成となっている。この共振用コンデンサの両端を低雑音増幅器１０４に接続することで測定周波数について高感度に磁気計測が実現される。図１Ａ（ａ）のような回路構成により、検出コイル１０２に鎖交した磁束の変化量（１次の時間微分した磁束量）によって生ずる電圧が増幅され、磁束の変化量に伴う出力電圧１０５が低雑音増幅器１０４の端子に得られる。
　また、図１Ｂ（ａ）の電流検出型回路の構成では、検出コイル１０２の両端に、磁束伝達部（コイル）１０８を直列接続とし、この磁束伝達部（コイル）１０８と検出コイル１０２は直列接続の閉ループとする。この閉ループ内には鎖交した磁束の変化量（１次の時間微分した磁束量）に伴って検出コイル１０２の両端に発生する電圧による電流が流れる。この閉ループ内の電流が、磁束伝達部（コイル）１０８に流れ、磁束１０７を作り、磁束―電圧変換部１０６によって磁束が電圧に変換される。そしてこの変換された電圧が低雑音増幅器１０４によって増幅され、出力電圧１０５を得る構成としている。
　ここで、図１Ｂ（ａ）で示す検出コイル１０２に用いられているリッツ線の断面は、図１Ｂ（ｂ）に示すように、図１Ａ（ａ）の場合と同様な構成となっている。また、磁束―電圧変換部１０６はＳＱＵＩＤ（超電導量子干渉素子）やＧＭＲ素子（巨大磁気抵抗素子）やＴＭＲ素子（トンネル磁気抵抗効果素子）などの高感度磁気センサを使用し、高感度に磁束を電圧に変換する。ＳＱＵＩＤを用いる場合は、磁束―電圧変換部１０６と磁束伝達部（コイル）１０８は超電導状態の極低温温度（例えば、液体ヘリウム温度４．２Ｋ、液体窒素温度７７Ｋ）内に配置され、検出コイル１０２は極低温部でも常温でも配置することができる。
　図１Ａ（ａ）および図１Ｂ（ａ）の出力電圧１０５の電圧は、検出コイルに鎖交した磁束を時間微分した電圧であるため、この出力電圧１０５を、積分回路を通すことによって検出コイルに鎖交した磁束そのもの（１次の時間微分した磁束量ではなく、磁束量そのもの）に変換することも可能である。
　また、本例では、検出コイルにリッツ線を用いたが、単素線からなる導線でも構わない。ただし、リッツ線を用いた方が、本発明の効果をより発揮することができる。
　図２に、図１に示す検出コイル１０２の断面構造を検出コイル２０１として示している。ここでは、検出コイルボビン２０３の外周部に導線を巻いて検出コイルを構成する。検出コイルボビン外周部に接して巻かれているコイルを第１層とし、順次外側へ第２層、第３層・・・と積層し、ｎ層まで巻いて１ターンとした場合を示す。ボビン上端から下端へ各層が積層され、１５ターンのコイルを形成している。１層を１５ターンの検出コイルをｎ層巻きにしている場合を示しており、ボビン直径Ｄを４０ｍｍ（０．０４ｍ）としている。コイルの全巻き数は、ｎ層と１５ターンを掛け合わせて、Ｎ＝１５ｎとなる。検出コイル２０１のコイル部（例えば２０２）に電流が流れることによって、自己磁場Ｂselfが発生する。自己磁場Ｂselfによって検出コイル２０１の各コイル部には渦電流がコイル部導体内部に発生する。
　次にこの渦電流によって発生する損失について説明する。ここで渦電流によって発生する交流損失に伴う単位長さ当たりの抵抗成分をｒａｃとし、通常導体の抵抗率のみで決まる抵抗成分をｒｄｃとする。
　図３に検出コイルに用いる線材の一例を示す。本図において、抵抗率ρ[Ω]、幅ｄ[ｍ]（これはリッツ線では素線の直径に対応）の導体板に周波数ｆ[Ｈｚ]、振幅Ｂ０[Ｔ]の交流磁界Ｂ[Ｔ]を印加した時の単位体積当たりの渦電流損Ｗ[Ｗ/ｍ３]は次式で与えられる（図３参照）。なお、各物理量の後に記載する[　]内は、単位を示し、以下同様とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ここで、ｄは素線の直径を示す。
　リッツ線（銅線）の断面積をＡ[ｍ２]、長さをｌ[ｍ]とし、渦電流による単位長さ当たり交流抵抗をｒａｃと置いた時のコイル全体の損失を考えると、以下の関係式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここで、Ｉo[Ａ]は、線材を流れる交流電流の振幅を示す。
　従って、渦電流による交流抵抗（単位長さ当たり）ｒａｃ[Ω]は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
である。
　ここで、磁界Ｂo[Ｔ]は電流によって発生するコイルの自己磁界であるから、コイルの高さをｈ[ｍ]、全巻き数をＮ=１５ｎとすれば、アンペアの法則より
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
となる。ここでｇは形状ファクター、μ０は真空の透磁率[Ｈ／ｍ]とする。
　従って、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
となる。ここでｄ[ｍ]は素線の直径である。したがって、ｄが小さいほどＫの値は小さくなるため、ｒａｃの値も小さくなる。つまりリッツ線（撚り線）を用いると、ｒａｃを小さくできるという効果があるため、高周波での検出コイルにはリッツ線を用いるとより効果的である。
　ここで、本実施例で云う交流抵抗成分とは式（５）および（６）で定義されるコイルの層数ｎと周波数ｆと抵抗率ρなどで決定される値のことをいう。なお、式（５）、（６）では、コイルの全巻き数Ｎは、１５ターンとして計算しているが、ターン数をＴとして一般化しても良い。その場合は、式中の１５をＴに置き換えればよい。
　一方、直流抵抗（単位長さ当たり）ｒｄｃ[Ω]の表式は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
となる。
  ここで磁気雑音Ｂｎ[Ｔ／Ｈｚ１／２]は以下のように計算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  ここで抵抗値Ｒ[Ω]は、コイルの全長ｌtotal[ｍ]がｌtotal=１５ｎ・π・Ave(Ｄ)になることを考慮すると以下のように表される。なお、Ave(Ｄ)[ｍ]は、１ターン当りのコイル長さの平均値を示し、Ave(Ｄ)＝Ｄ＋（ｎ－１）ｄとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図４に式（５）と式（７）で表現されるｒａｃとｒｄｃについて、実測した結果を示している。横軸が図１に示した検出コイルの層数ｎであり、縦軸がｒａｃとｒｄｃの比率を示している。測定周波数が３０ｋＨｚでは、層数ｎ＝２でも急激にｒａｃの値が大きくなっているのが分かる。一方、周波数が低い６ｋＨｚでは層数ｎ＝８でもｒａｃとｒｄｃがほぼ同じ値であることが分かる。
　このようにｒａｃとｒｄｃが等しくなる条件に近い層数を計算することで抵抗値の小さい最適な層数を選択可能である。ｒａｃとｒｄｃが等しくなる層数ｎは以下のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また（１０）式を変形してｎが固定の場合、ｒａｃとｒｄｃが等しくなる最適な周波数ｆは以下となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　したがって、式（１０）と式（１１）に表わされるように、最適な検出コイル形状は以下のように纏めることができる。
（１）測定周波数が決まっている場合（例えば、ＭＲＩやＮＭＲの磁場強度が決まっている場合）は、式（１０）で決定される層数ｎより小さい値にする。ｒａｃとｒｄｃの比率が１より大きくなっていくと、式（１０）で決定される層数ｎは大きな値となっていく。層数ｎの制限として、ｒａｃとｒｄｃの比率が２の場合までなら磁気雑音Ｂｎが１．５倍程度しか増加しないため、許容することができる。そのため、式（１０）で決定される層数ｎの２倍程度までを許容する。
（２）層数ｎが検出コイル全体の大きさで決定される場合は、式（１１）を用いて測定周波数を式（１１）で決定される周波数ｆより低い値と使用する。または式（１１）で決定される周波数fの２倍程度までとする。
　次に、図５および図６を用いて、検出コイルの測定温度を変化させた場合を考える。７７Ｋと３００Ｋの温度の違いによって、抵抗率は３００Ｋに対して７７Ｋに冷却されると約１／６の抵抗率まで減少する。この抵抗率の減少によってｒｄｃ成分は式（７）に示す関係式によって減少し、ｒａｃ成分は抵抗率の減少によって式（５）に示す関係式によって増加する。以上の温度の変化によるｒｄｃ成分の減少とｒａｃ成分の増加によって生じる磁気雑音Ｂｎの変化（式（８）で計算される値）を、図５（３００Ｋ（室温）の場合）と図６（７７Ｋ（液体窒素中）の場合）に示す。ここで図５と図６は、直径０．１ｍｍの素線６０本で作成されたリッツ線を用いている。図５（３００Ｋの場合）では、式（１１）で計算される周波数が１０５Ｈｚ近傍のため、ほとんどｒａｃの増加分がなく、ｒｄｃ成分が一定値のみによって磁気雑音が決まるため、式（８）に示すように層数が多いほど抵抗値が下がっていく。
　一方、図６（７７Ｋの場合）では、抵抗率ρが温度３００Ｋの場合より小さくなるため、（１０）式または（１１）式で計算される層数ｎも周波数ｆも小さな値となる。そのため、１０ｋＨｚ以上の帯域で、層数ｎが小さいほど感度が良くなる。これは式（５）で示されるｒａｃ成分が周波数の２乗と層数の２乗で上昇していくため、式（８）および（９）で計算される磁気雑音Ｂｎも高周波（ここでは１０ｋＨｚ以上）で層数が多いほど磁気雑音Ｂｎは上昇していくことを示している。
　このように高感度な磁気検出装置を作成する場合、周波数が高いとコイル層数を多く出来ないという低周波での考え（コイル層数を多くれば感度が上昇する）と全く反対の全く新しい思想である。この層数を多くすると感度が落ちていく（磁気雑音が増加していく）ということは、冷却して使用する検出コイルでは抵抗率が減少するため比較的低周波でも生じるため、高感度な磁気検出の実現には必須の技術内容である。
  以上のように式（１１）で計算される周波数ｆより高い高周波領域での高感度磁気検出には、式（１０）で計算される層数ｎより小さい層数とする必要がある。
　図７は、交流抵抗成分ｒａｃの周波数ｆ依存性を示す。この図は、図４で求めた抵抗値から直流抵抗成分を差し引いて交流抵抗成分を求めた図で、縦軸はｒａｃρ／ｎ２を取り、横軸に周波数ｆを取ったものである。図で示すように、ｒａｃの増加は２乗に比例している。ところで、表皮効果による抵抗の増加は、周波数ｆの１／２乗となることが知られている。このことから、本例で示すｒａｃの増加は表皮効果が起因するものではないと言える。
　ここで、表皮効果についても検討を行う。表皮効果とは高周波電流が流れる時、電流密度の導体表面で高く、導体表面から遠ざかると低くなる現象のことである。周波数が高くなると電流が導体表面に集中するため、抵抗値が上がることが知られている。表皮深さ（skin depth）ｄｓは次のように表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここでμは、導体の透磁率である。
銅線で試算した時の表皮深さｄｓは、以下のようになる。なお、１）乃至３）は、それぞれ６０Ｈｚ、１０ＫＨｚ、１００ｋＨｚの周波数で、周囲温度が３００Ｋと７７Ｋの場合を示す。
  １）６０Ｈｚ：８．６ｍｍ（３００Ｋ）、３．８ｍｍ（７７Ｋ）
  ２）１０ｋＨｚ：０．７ｍｍ（３００Ｋ）、０．３ｍｍ（７７Ｋ）
  ３）１００ｋＨｚ：０．２ｍｍ（３００Ｋ）、０．１ｍｍ（７７Ｋ）
　図５と図６で使用したコイルの素線は半径が０．１ｍｍであり、上記の表皮深さの長さより短い。
　このことから、表皮深さｄｓは、周波数ｆ＝１００ｋＨｚで素線の線径と同程度となることが分かる。したがって、ｆ＝数ｋＨｚ当りでは、線径が表皮深さｄｓに比べて小さいので、表皮効果は無視できる。つまり１００ｋＨｚまでの周波数では表皮効果による抵抗の増加分はないと考えられる。したがって、本発明の渦電流による交流抵抗成分の増加は全く新しい考え方である。
　図８は、図１、図２に示した検出コイルを、ＭＲＩ装置に適用した一例を示す。本実施例は、核磁気共鳴（ＮＭＲ）信号を検出する、検出コイル４１４（図１の１０２と図２の２０１に対応）を用いた実施例を示す。静磁場発生マグネット４０１と傾斜磁場発生コイル４０７と高周波磁場発生コイル４０３の中に入った検査対象４０４に検出コイル４１４を近づけＮＭＲ信号を検出する。静磁場の歪みを補正するシムコイル４０５に接続されたシム電源４０６や傾斜磁場電源４０８はシーケンス４１５によって制御され、各断面ＭＲ画像の信号を検出していく。シーケンス４１５は記憶媒体４１１に記憶されているシーケンスに基づいて制御が行われる。低雑音増幅器４１３（図１(a)の場合は、磁束―電圧変換器４１２は不要）のＭＲ信号の出力は計算機４１０によって記録され、各断面のＭＲ画像はディスプレイ４０９上に表示される。
　本発明の検出コイルを用いることにより、交流抵抗の高周波による増加分を少なくすることができ、高感度なＭＲＩ装置を実現できる。
　101…検出コイルボビン、102…検出コイル、103…検出コイルのコイル部断面、104…低雑音増幅器、105…出力電圧、106…磁束―電圧変換器、107…磁束、108…磁束伝達部（コイル）、109…共振用コンデンサ、110…素線、201…検出コイル、202…検出コイルのコイル部、203…検出コイルボビン、301…導体部、302…導体部の断面、401…静磁場発生マグネット、402…高周波磁場発生器、403…高周波磁場発生用コイル、404…検査対象、405…シムコイル、406…シム電源、407…傾斜磁場発生コイル、408…傾斜磁場電源、409…ディスプレイ、410…計算機、411…記録媒体、412…磁束―電圧変換器、413…低雑音増幅器、414…検出コイル、415…シーケンサ。

Claims (12)

  1. 　微弱な磁気を検出する高感度磁気検出装置において、
    　線材をボビンに複数層に巻き回してなる検出コイルと、
    　前記微弱な磁気の変化に応じて、前記検出コイルから発生する電気的情報を検出する検出部と、を有し、
    　前記線材に印加される周波数が固定されている時、前記検出コイル部を構成する線材の巻き数が、下記式（１）で算出される巻き数ｎの２倍より少ない巻き数であることを特徴とする高感度磁気検出装置。
    　　　ｎ＝ρ／ｆ・√（１／ＡＫ）・・・（１）
    （ここで、ｎ＝層数、ρ＝抵抗率[Ω]、ｆ＝周波数[Hz]、Ａ＝線材の断面積[m2]、Ｋ＝πＡ／６（ｇμ０Ｔｄ／ｈ）２、ｇ＝形状ファクタ、μ０＝真空の透磁率[H/m]、ｄ＝線材
    幅（又素線の直径）[m]、ｈ＝検出コイル高さ[m]、Ｔ＝１層当たりのターン数である。）
  2. 　請求項１に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記検出コイル部を構成する線材の巻き数が、前記式（１）で算出される層数ｎより少ない巻き数であることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  3. 　請求項１に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記検出部は、コンデンサと低雑音増幅器から構成された電圧検出手段であることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  4. 　請求項１に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記検出部は、コイルと該コイルから誘導される磁気を感知する磁気検出手段から構成された電流検出手段であることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  5. 　請求項４に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記磁気検出手段は、ＳＱＵＩＤ（超電導量子干渉素子）またはＴＭＲ素子（トンネル磁気抵抗効果素子）またはＧＭＲ素子（巨大磁気抵抗素子）で構成されていることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  6. 　請求項１に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記線材に、リッツ線を用いることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  7. 　請求項１に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記検出コイル部を構成するコイル中の渦電流損失に伴う交流抵抗成分が、前記検出コイル部が有する直流抵抗成分より小さいことを特徴とする高感度磁気検出装置。
  8. 　微弱な磁気を検出する高感度磁気検出装置において、
    　線材をボビンに複数層に巻き回してなる検出コイルと、
    　前記微弱な磁気の変化に応じて、前記検出コイルから発生する電気的情報を検出する検出部と、を有し、
    　前記検出コイルにおけるコイルの巻き数が一定の時、前記線材に印加される周波数が、下記式（１）で算出される周波数ｆの２倍より小さいことを特徴とする高感度磁気検出装置。
    　　　ｆ＝ρ／ｎ・√（１／ＡＫ）・・・（１）
    （ここで、ｎ＝層数、ρ＝抵抗率[Ω]、ｆ＝周波数[Hz]、Ａ＝線材の断面積[m2]、Ｋ＝πＡ／６（ｇμ０Ｔｄ／ｈ）２、ｇ＝形状ファクタ、μ０＝真空の透磁率[H/m]、ｄ＝線材幅（又素線の直径）[m]、ｈ＝検出コイル高さ[m]、Ｔ＝1層当たりのターン数である。）
  9. 　請求項８に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記検出コイル部に印加される周波数が、前記式（１）で算出される周波数ｆより小さいことを特徴とする高感度磁気検出装置。
  10. 　微弱な磁気を検出する高感度磁気検出装置において、
    　線材をボビンに複数層に巻き回してなる検出コイルと、
    　前記微弱な磁気の変化に応じて、前記検出コイルから発生する電気的情報を検出する検出部と、を有し、
    　前記線材を流れる電流に対する抵抗成分が、渦電流損失を起因とする所定の周波数における交流抵抗成分ｒａｃと、線材の抵抗率によって決定される直流抵抗成分ｒｄｃとからなるとき、
    　前記検出コイル部を構成する線材の巻き数が、前記所定の周波数における前記交流抵抗成分と前記直流抵抗成分との比、ｒａｃ／ｒｄｃの値に基づいて決定されることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  11. 　請求項１０に記載の高感度磁気検出装置において、
    　前記ｒａｃ／ｒｄｃ比が１より大きい時の前記線材の巻き数が、前記ｒａｃ／ｒｄｃ比が１より小さい時の前記線材の巻き数より多くなるように設定されていることを特徴とする高感度磁気検出装置。
  12. 　請求項１０に記載の高感度磁気検出装置において、
    　基準とする周波数に対して前記所定の周波数が大きい時の前記線材の巻き数が、前記所定の周波数が小さい時の前記線材の巻き数より少なくなるように設定されていることを特徴とする高感度磁気検出装置。
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