WO2011152659A2 - 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2011152659A2
WO2011152659A2 PCT/KR2011/004005 KR2011004005W WO2011152659A2 WO 2011152659 A2 WO2011152659 A2 WO 2011152659A2 KR 2011004005 W KR2011004005 W KR 2011004005W WO 2011152659 A2 WO2011152659 A2 WO 2011152659A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
code matrix
channel quality
quality information
rows
data
Prior art date
Application number
PCT/KR2011/004005
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2011152659A3 (ko
Inventor
장지웅
정재훈
한승희
이현우
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to US13/701,712 priority Critical patent/US20130107985A1/en
Priority to EP11790017.5A priority patent/EP2579532A4/en
Publication of WO2011152659A2 publication Critical patent/WO2011152659A2/ko
Publication of WO2011152659A3 publication Critical patent/WO2011152659A3/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/136—Reed-Muller [RM] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/271—Row-column interleaver with permutations, e.g. block interleaving with inter-row, inter-column, intra-row or intra-column permutations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/24—Monitoring; Testing of receivers with feedback of measurements to the transmitter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0632—Channel quality parameters, e.g. channel quality indicator [CQI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0658—Feedback reduction
    • H04B7/0663—Feedback reduction using vector or matrix manipulations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0067—Rate matching
    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing
    • H04L1/0069—Puncturing patterns
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0072—Error control for data other than payload data, e.g. control data
    • H04L1/0073—Special arrangements for feedback channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/1607—Details of the supervisory signal
    • H04L1/1671—Details of the supervisory signal the supervisory signal being transmitted together with control information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1829—Arrangements specially adapted for the receiver end
    • H04L1/1861—Physical mapping arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H04L1/0026—Transmission of channel quality indication

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system. Specifically, the present invention relates to a method for transmitting control information in a wireless communication system and an apparatus therefor.
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the user equipment may also transmit information through uplink.
  • Information transmitted or received by the user device includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the user device.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels used in a 3rd generation partnership project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) system, which is an example of a mobile communication system, and a general signal transmission method using the same.
  • 3GPP 3rd generation partnership project
  • LTE Long Term Evolution
  • the user equipment which is powered on again or enters a new cell while the power is turned off performs an initial cell search operation such as synchronizing with the base station in step S101.
  • the user equipment receives a primary synchronization channel (P-SCH) and a secondary 7j ⁇ fl (S-SCH: Secondary Synchronization Channel) from the base station to synchronize with the base station, and provides information such as a cell ID. Can be obtained.
  • the user equipment may receive a physical broadcast channel from the base station to obtain broadcast information in a cell.
  • the user equipment may receive a downlink reference signal (DL RS) in the initial cell discovery step to check the downlink channel state.
  • DL RS downlink reference signal
  • the user equipment After the initial cell search, the user equipment receives a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink control channel (PDSCH) according to the physical downlink control channel information in step S102. More specific system information can be obtained.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink control channel
  • the user equipment that has not completed the connection with the base station may perform a random access procedure such as step S103 to step S106 thereafter to complete the connection to the base station.
  • the user equipment transmits a feature sequence as a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S103), through a physical downlink control channel and a corresponding physical downlink shared channel.
  • PRACH physical random access channel
  • S104 a response message for the random access may be received.
  • layer collision resolution such as additional physical random access channel transmission (S105) and physical downlink control channel and receiving physical downlink shared channel reception (S106).
  • S105 additional physical random access channel transmission
  • S106 physical downlink shared channel reception
  • the user equipment which has performed the above-described procedure will then receive the physical downlink control channel / physical downlink shared channel as a general uplink / downlink signal transmission procedure (S107) and Physical Uplink Shared Channel (PUSCH)
  • S107 general uplink / downlink signal transmission procedure
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • FIG. 2 is a diagram for describing a signal processing procedure for transmitting an uplink signal by a user equipment.
  • the scrambling modules 210 of the user device may scramble the transmission signal using the user device specific scrambling signal.
  • the scrambled signal is input to the modulation mapper 220, and according to the type and / or channel state of the transmission signal, in a Binary Phase Shift Keying (BPSK), Quadrature Phase Shift Keying (QPSK), or Quadrature Amplitude Modulation (QQK) scheme. It is modulated with a complex symbol.
  • the modulated complex symbol is then processed by the transform precoder 230 and then input to resource element mapper 240, which resource element mapper 240 is a time-frequency resource to be used for actual transmission of the complex symbol. Can be mapped to an element.
  • the signal thus processed may be transmitted to the base station through the antenna via the SC-FDMA signal generator 250.
  • 3 is a diagram for describing a signal processing procedure for transmitting a downlink signal by a base station.
  • the base station may transmit one or more code words in a downlink.
  • one or more codewords are each complex through the scrambling module 301 and the modulation mapper 302 as in the uplink of FIG.
  • the complex symbol is then mapped to a plurality of layers by the layer mapper 303, and each layer is selected by a precoding mode 304 according to the channel state. It can be multiplied by and assigned to each transmit antenna.
  • the transmission signal for each antenna processed as described above is mapped to a time-frequency resource element to be used for transmission by the resource element mapper 305, and then through an orthogonal frequency division multiple access (OFDM) signal generator 306, respectively. It can be transmitted via an antenna.
  • OFDM orthogonal frequency division multiple access
  • the uplink signal transmission uses the Single Carrier-Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) scheme, unlike the OFraVIA scheme used for the downlink signal transmission.
  • SC-FDMA Single Carrier-Frequency Division Multiple Access
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a SC-FDMA scheme for uplink signal transmission and an OFDMA scheme for downlink signal transmission in a mobile communication system.
  • Both the user equipment for uplink signal transmission and the base station for downlink signal transmission include a serial-to-parallel converter (401), a subcarrier mapper (403), an M-point IDFT module (404), and The same is true in that it includes a Cyclic Prefix (CP) addition module 406.
  • a serial-to-parallel converter (401)
  • a subcarrier mapper (403)
  • an M-point IDFT module (404)
  • CP Cyclic Prefix
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a signal mapping method in a frequency region for satisfying a single carrier characteristic in a frequency region.
  • (a) shows a localized mapping method and (b) shows a distributed mapping method.
  • 3GPP LTE system defines a local mapping method.
  • Clustered SC-FDMA divides the DFT process output samples into sub-groups in the subcarrier mapping process sequentially between the DFT process and the IFFT process. It may be characterized in that the mapping to the sub-carrier area is separated, and may include a filtering process and a cyclic extension process in some cases.
  • the subgroup may be referred to as a cluster and cyclic extension means that the maximum delay spread of the channel between successive symbols is prevented to prevent intersymbol interference (ISI) while each symbol of a subcarrier is transmitted through a multipath channel.
  • ISI intersymbol interference
  • Spread means to insert a longer guard interval.
  • the present invention provides a method and apparatus for transmitting control information in a wireless communication system in a wireless communication system.
  • Technical problems to be achieved in the present invention are not limited to the above-mentioned technical problems, and other technical problems not mentioned above are apparent to those skilled in the art from the following description. Can be understood.
  • the code matrix Generating a first code matrix by cyclically shifting a row of a row to a predetermined size in a column direction, applying the generated first code matrix to the channel quality information data, and encoding the encoded code matrix; Transmitting channel quality information data.
  • the first ' code matrix may be generated.
  • the predetermined number is 20
  • the predetermined size in the column direction may be any one of 1 to 9.
  • the terminal uses a code matrix to which a terminal has applied a Reed-Muller coding scheme.
  • a method of transmitting channel quality information (CQI) data comprising: moving a first column, which is at least one of the columns of the code matrix, to a predetermined position to generate a second code matrix; And applying the generated second code matrix to and transmitting the encoded channel quality information data.
  • CQI channel quality information
  • the preset position may be the last column of the code matrix.
  • a terminal for transmitting channel quality information (CQI) data using a code matrix to which a RM coding scheme is applied may be used.
  • the first code matrix may be generated.
  • the preset number may be 6.
  • the predetermined size in the column direction may be any one of 1 to 9.
  • RM coding scheme in a wireless communication system which is an aspect of the present invention
  • a first column which is at least one of the columns of the code matrix, is moved to a preset position.
  • a processor may generate a code matrix, apply a code by applying the generated second code matrix to the channel quality information data, and transmit modules to transmit the coded channel quality information data.
  • the preset position may be the last column of the code matrix.
  • the transmitting end can effectively encode the control information according to the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels used in a 3GPP LTE system, which is an example of a mobile communication system, and a general signal transmission method using the same.
  • FIG. 2 illustrates a signal processing procedure for transmitting an uplink signal by a user equipment. To illustrate.
  • 3 is a diagram for describing a signal processing procedure for transmitting a downlink signal by a base station.
  • FIG. 4 is a diagram for describing an SC-FDMA scheme for uplink signal transmission and an OFDMA scheme for downlink signal transmission in a mobile communication system.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a signal mapping method in a frequency region for satisfying a single carrier characteristic in a frequency region.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in a cluster SC-FDMA according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SC-FDMA according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a signal processing procedure in a segment SC-FDMA system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram for describing a signal processing process for transmitting a reference signal (hereinafter, referred to as RS) in uplink.
  • RS reference signal
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a structure of a subframe for transmitting an RS in the case of a normal CP.
  • FIG. 12 is a diagram for transmitting an RS in case of an extended CP. It is a figure which shows the structure of a subframe.
  • FIG. ⁇ is a block diagram illustrating a process of processing a transport channel for an uplink shared channel.
  • FIG. 14 is a diagram to describe a method of mapping physical resources for uplink data and control channel transmission.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating a method for efficiently multiplexing data and control channels on an uplink shared channel.
  • 16 is a block diagram illustrating a method of generating transmission signals of data and control channels.
  • 17 illustrates a codeword to layer mapping method.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a performance result value using a code matrix generated by circular shifting a row by a predetermined size in a column direction.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a block diagram of a communication device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to a single carrier in a cluster SC-FDMA according to an embodiment of the present invention.
  • 7 and 8 are diagrams illustrating a signal processing procedure in which DFT process output samples are mapped to multi-carriers in a cluster SC-FDMA according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates an example of applying a cluster SC-FDMA in an intra-carrier
  • FIGS. 7 and 8 correspond to an example of applying a cluster SC-FDMA in an inter-carrier
  • FIG. 7 illustrates a case in which a signal is generated through a single IFFT block when subcarrier spacing between adjacent component carriers is aligned in a case where contiguous component carriers are allocated in a frequency region
  • FIG. 8 illustrates a case in which signals are generated through a plurality of IFFT blocks because component carriers are not adjacent in a situation in which component carriers are allocated non-contiguous in the frequency domain.
  • Segment SC-FDMA uses the same number of IFFTs as any number of DFTs, so the relationship between DFT and IFFT has a one-to-one relationship. Therefore, the segment SC-FDMA simply adopts DFT spreading and frequency subcarrier mapping of IFFT. Expanded NxSC- Sometimes referred to as FDMA or NxDFT-s-OFDMA. In the present invention, the generic expression will be referred to as segmented SC-FDMA. 9 is a diagram illustrating a signal processing procedure in a segment SC-FDMA system according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9, the segment SC-FDMA performs a DFT process in group units by grouping all time-domain modulation symbols into N (N is an integer greater than 1) groups to alleviate a single carrier characteristic condition. It is characterized by.
  • FIG. 10 is a diagram for describing a signal processing process for transmitting a reference signal (hereinafter, referred to as RS) in uplink.
  • RS reference signal
  • data is generated in the time domain and transmitted through the IFFT after frequency mapping through the DFT precoder, while RS omits the process through the DFT precoder and skips the frequency domain.
  • S11 After being immediately generated (S11) in, it is transmitted after the localization mapping (S12), the IFFT (S13) process and the cyclic prefix (CP) attachment process (S 14) in sequence.
  • FIG. 11 illustrates a structure of a subframe for transmitting an RS in the case of a normal CP
  • FIG. 11 illustrates a structure of a subframe for transmitting an RS in the case of a normal CP
  • FIG. 12 illustrates a structure of a subframe for transmitting an RS in the case of an extended CP. It is a figure which shows a structure.
  • RS is transmitted through 4th and 11th OFDM symbols
  • RS is transmitted through 3rd and 9th OFDM symbols.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a process of a transport channel for an uplink shared channel.
  • data multiplexed with control information Information is attached to a TBC Cyclic Redundancy Check (CRC) to a transport block (TB) to be transmitted in the uplink (130), and several code blocks according to TB size &Quot; CB ") and a plurality of CBs are attached with a CRC for the CB (131).
  • CRC Transmission Control Information Information Information
  • TB transport block
  • the channel-coded data is subjected to rate matching (133), and then the combination between the CBs is performed again (S134), and the combined CBs are CQI / PMI (Channel Quality Information / Precoding Matrix Index). And multiplexed with (135).
  • channel coding is performed separately from the data in CQI / PMI (136).
  • the channel coded CQI / PMI is multiplexed with the data (135).
  • RI Rank Indication
  • RI also performs channel encoding separately from the data (137).
  • channel encoding is performed separately from data, CQI / PMI, and RI (138). Multiplexed data, CQI / PMI, separately channel-coded RI, and ACK / NACK are channel interleaved to generate an output signal (139). Meanwhile, in the LTE uplink system, a physical resource element (hereinafter, referred to as RE) for data and a control channel will be described.
  • RE physical resource element
  • 14 is a diagram illustrating a mapping method of physical resources for uplink data and control channel transmission.
  • CQI / PMI and data are mapped onto the RE in a time-first manner.
  • the encoded ACK / NACK is punctured around a demodulation reference signal (DM RS) symbol, and the RI is inserted. It is mapped to the RE next to the RE where the ACK / NACK is located.
  • Resources for RI and ACK NACK may occupy up to four SC-FDMA symbols.
  • the RI is mapped first, and then the concatenation of the CQI / PMI and the data is mapped to the remaining REs except for the RE to which the RI is mapped in a time-first manner.
  • the ACK / NACK is mapped while puncturing the concatenation of data with the already mapped CQI / PMI.
  • uplink control information such as data and CQI / PMI. Therefore, uplink transmission maintaining a low cubic metric (CM) can be achieved.
  • At least one of two transmission methods of SC-FDMA and cluster DFTs OFDMA on each component carrier for uplink transmission is performed for each user equipment.
  • UL-MIMO Uplink-MIMO
  • 15 is a flowchart illustrating a method of efficiently multiplexing data and control channels on an uplink shared channel.
  • the user equipment recognizes a tank for data of a physical uplink shared channel (PUSCH) (S150). Then, the user equipment is uplink control channel (referred to as a control channel, uplink control information such as CQI, ACK / NACK and RI) in the same rank as the rank for the data (Uplink Control Information; UCI)) is set (S151). In addition, the user device multiplies the data and the control information (S152). Then map the data and CQI in a time-first fashion, then map the RI to the designated RE.
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • Channel interleaving may be performed to help map the ACK / NACK through the RE around the DM-RS (S153).
  • the data and the control channel may be modulated with QPSK, 16QAM, 64QAM, etc. according to the MCS table (S154).
  • the modulation step may move to another position (for example, the modulation block may move before the multiplexing step of data and control channel).
  • channel interleaving may be performed in units of codewords or may be performed in units of layers.
  • 16 is a block diagram illustrating a method of generating a transmission signal of data and a control channel.
  • the position of each block can be changed in an application manner. Assuming two codewords, channel coding is performed for each codeword. (160) Rate matching is performed according to the given MCS level and resource size (161). The encoded bits may then be scrambled in a cell-specific or UE-specific or codeword-specific manner (162).
  • codeword to layer mapping is performed (163).
  • an operation of layer shift or permutation may be included.
  • 17 illustrates a codeword to layer mapping method.
  • the codeword to layer mapping may be performed using the rule illustrated in FIG. 17.
  • the precoding position in FIG. 17 may be different from the precoding position in FIG. 13.
  • Control information such as CQI, RI and ACK / NACK
  • CQI, RI and ACK / NACK is channel coded according to a given specification (165).
  • the CQI, RI, and ACK / NACK may be encoded by using the same channel code for all codewords, or may be encoded by using multiplex channel codes for each codeword.
  • the number of encoded bits may be changed by the bit size controller (166).
  • the bit size control unit may be unified with the channel coding block 165.
  • the signal output from the bit size controller is scrambled (167). At this time, scrambling may be performed in a cell-specific, layer-specific, codeword-specific, or UE-specific manner.
  • the bit size control unit may operate as follows.
  • the controller recognizes a tank n of rank_pusch for the PUSCH.
  • n_rank_control n_rank_pusch
  • n_bit_ctrl the number of bits for the control channel
  • the encoded bits may be generated by applying channel coding and rate matching defined in an existing system (for example, LTE Rel-8).
  • bit level interleaving may be performed to further randomize each layer. Or equivalently, interleaving may be performed at the modulation symbol level.
  • Data for the CQI PMI channel and the two codewords may be multiplexed by a data / control multiplexer (164). Then, while allowing the ACK / NACK information to be mapped to the RE around the uplink VI-RS in both slots in the subframe, the channel interleaver maps the CQI / PMI according to a time-first mapping method (168).
  • Modulation is performed on each layer (169), DFT precoding 170, MIMO precoding 171, RE mapping 172, and the like sequentially. Then, an SC-FDMA signal is generated and transmitted through the antenna port (173).
  • the functional blocks are not limited to the position illustrated in FIG. 16 and may be changed in some cases.
  • the scrambling blocks 162 and 167 may be located after the channel interleaving block.
  • the codeword to layer mapping block 163 may be located after the channel interleaving block 168 or after the modulation mapper block 169. Can be.
  • the present invention proposes a channel coding method of UCI for a case where UCI such as CQI, AC 7NACK, and RI is transmitted on PUSCH, and resource allocation and transmission technique accordingly.
  • UCI such as CQI, AC 7NACK, and RI
  • the present invention is basically prepared based on transmission in the SU-MIMO environment, the present invention is applicable to a single antenna transmission, which is a special case of SU-MIMO.
  • the CQI is concatenated with the data and mapped using the same modulation order and constellation as the data, except for the RE to which the RI is mapped in a time-first mapping manner.
  • the CQI is spread and transmitted in one codeword.
  • the codeword in which the CQI is transmitted is a codeword having a higher MCS level and the same MCS level among the two codewords.
  • the ACK / NACK is arranged while puncturing the concatenation of the data and the CQI already mapped to the symbols located on both sides of the reference signal, and the 2nd, 4th, 9th, and 11th symbols because the reference signal is located at the 3rd and 10th symbols.
  • RI is mapped upwards starting with the lowest subcarrier in.
  • the ACK / NACK symbols are mapped in the order of 2, 11, 9, 4 symbols.
  • the RI is mapped to a symbol located next to the ACK / NACK and is mapped first of all information (data, CQI, ACK / NACK, RI) transmitted on the PUSCH.
  • RI is mapped upward starting from the lowest subcarrier of the 1st, 5th, 8th, and 12th symbols. At this time, the RI symbols are mapped in the order of 1, 12, 8, 5th thimble.
  • ACK / NACK and RI are information If the information bit is one or two bits in size, it is mapped in the same way as QPSK using only the four corners of the constellation diagram, and for information bits of three or more bits, it is mapped using all constellation diagrams of the same modulation order as data. Can be. In addition, the ACK / NACK and the RI transmit the same information using the same resource at the same location in all layers.
  • Equation 1 the number of resource elements for CQI and ACK / NACK (or RI) transmitted on the PUSCH may be calculated according to Equations 1 and 2 below. [Equation 1]
  • the number of resource elements for CQI and ACK / NACK (or RI) is encoded. It may be represented by the number of coded modulation symbols.
  • channel coding of ACK / NACK and RI transmitted on the PUSCH will be described. If the information data size of ACK / NACK and RI is 1 bit, that is, if the input sequence is lo ° J , channel coding is performed according to the modulation order as shown in Table 2 below. In addition, if the information data size of the ACK / NACK and RI is 2 bits, that is, the input sequence is ⁇ ° ° '', channel coding is performed according to the modulation order as shown in Table 3 below. In particular, in Table 3, ° ⁇ corresponds to ACK / NACK or RI data for codeword 0,
  • ° i represents the ACK / NACK or RI data for codeword 1, where 02 is ( ⁇ a + o ⁇ mGd 2, in particular x in Tables 2 and 3 where x is the value of 1 and Y is the previous value Means repetition of.
  • RM Random-Muller
  • Rate mapping may be performed according to Equation 4 below to map to 2 ' resource elements calculated according to Equation 1 and Equation 2.
  • a ( 20 , A) code generated by puncturing a RM (Reed-Muller) code is used.
  • the reason for reusing this code is that it has the following advantages: First, since the code matrix (20) can be regarded as a modified puncturing code by puncturing the Reed-Muller (RM) code, it simplifies and speeds up the decoding by the fast Hadamard Transform. Because you can. Next, since the (20, A) code matrix can be supported in various sizes of information bits and codeword bits, it meets the requirements of CQI codes. In addition, there is an advantage in that it is also suitable for hardware use of dual-mode systems of WCDMA and LTE with respect to the use of a decoder.
  • the puncturing that can be applied to the Reed-Muller (RM) code to generate the (20, A) code matrix will be described with reference to Tables 4 and 5 below.
  • Puncturing modalities can be implemented through computer simulation. Can be.
  • the (18, A) code matrix can also be obtained using the (20, A) code matrix.
  • the puncturing pattern of (18, A) does not have a completely distinct structure, but rather has a succession structure created by two additional puncturings to the puncturing pattern of (20, A) (
  • the 18, A) code can be generated from both the (32, A) code and the (20, A) code.
  • Table 4 below shows the puncturing pattern of the (32, A) code for generating the (20, A) and (18 ⁇ ) code.
  • the minimum distance performance of the generated code is as shown in Table 5 below.
  • the (20, A) code matrix generated through puncturing the above (32) code is shown in Table 6 below.
  • channel coding is applied to the PUCCH CQI. That is, the (20, A) channel coding of Table 6 is applied to the channel quality information (CQI) input data / to generate 20 bits of output data ⁇ .
  • the output sequence (data) may be expressed as Equation 5 below.
  • the 6th bit information is not reflected at all, which may cause performance deterioration because diversity, which is a PUCCH transmission characteristic of LTE-A, which allows two slots to be transmitted is not properly obtained. .
  • the present invention proposes a new structure of the (20, A) code applied to the PUCCH.
  • the newly proposed structure attempts to solve the existing problem by rearranging all parts causing performance degradation in the existing channel code.
  • a new code matrix may be generated by cyclically shifting a row of the (20, A) code matrix to a predetermined size in the column direction.
  • Cyclic shift direction is applicable to both the up and down direction, and the size of the cyclic shift (cyclic shift) can be changed to any size.
  • the cyclic shift may be performed only when the bit size of the channel quality information data is greater than or equal to a preset number.
  • the performance is not degraded when the input data is less than 6 bits in the code matrix, but if the input data is 6 bits or more, there is a problem that the sixth bit information is not reflected at all, so that the bit size of the channel quality information data
  • the preset number for may be six.
  • Generating a shifted code matrix is merely an example, and the present disclosure is not limited thereto.
  • Cyclic shift of the row in the (20, A) code matrix may be any one of 1 to 9, and the channel quality information (CQI) input data (1 ⁇ newly changed channel)
  • the coding is applied to generate 20 bits of output data ⁇
  • the output sequence (data) to which the changed channel coding is applied may be expressed as Equation 6 below.
  • Table 7 shows the resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix by one. This is the same as the code matrix resulting from the cyclic shift by 19 down. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up 11 or a cyclic shift down 9.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a performance result value using a code matrix generated by circular shifting a row by a predetermined size in a column direction.
  • FIG. 18 when the row is cyclically shifted up by 1, performance is improved when the input information is 10 bits. You can see that it is very good. Therefore, in the case of increasing the information size of 10 bits with respect to the bit size of the channel quality information data, the performance of the code matrix can be improved by using a code matrix that results in a cyclic shift of the rows by one.
  • 10 rows above and 10 rows below can be swapped with each other, and the same or different values are cyclically shifted for the 10 rows above and the 10 rows below. You can also apply more.
  • the position of the columns of the code matrix (20, A) may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • the code matrix is the result of cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix up by two. This is the same as the code matrix resulting from the cyclic shift by 18 downward. This is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up to 12 or a cyclic shift down to eight.
  • the positions of the columns of the (20, A) code matrix may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order for the generated result code may be applied.
  • Table 9 shows the resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix by 3 upwards. This is identical to the code matrix resulting from the cyclic shift by 17 in the downward direction. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up 13 by 13 or a cyclic shift down 7.
  • the performance is very good when the input information is 12 bits. Therefore, the 12 bits are related to the bit size of the channel quality information data. If you're concerned about the size of the information, using a code matrix that results in a cyclic shift Improvement can be aimed at.
  • 10 rows above and 10 rows below can be swapped with each other, and the same or different values are cyclically shifted for the 10 rows above and the 10 rows below. You can also apply more.
  • the position of the columns of the code matrix (20, A) may be interchanged.
  • the generated result of rotation movement within the column group having the same sequence (Order) to the code (C y tun Shift) or may be applied to a method of exchanging respective columns.
  • Table 10 shows the resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix by 4 upwards. This is equivalent to the resulting code matrix with a cyclic shift of 16 downwards. This is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift of 14 up or a cyclic shift of 6 down.
  • the performance change of the result code matrix of Table 10 will be described with reference to FIG. 18.
  • FIG. 18 when the row is cyclically shifted up by 4, it can be seen that even performance is shown in all the input information bits. Therefore, in the case of considering even performance in the entire input information bit with respect to the bit size of the channel quality information data, the resultant code matrix is cyclically shifted by 4 rows. When used, the performance can be improved.
  • 10 rows above and 10 rows below can be swapped with each other, and additionally the same value or another value for 10 rows above and 10 rows below (Cyclic Shift) ) Can be further applied.
  • the positions of the columns of the (20, A) code matrix may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • Table 11 shows the resultant code matrix obtained by cyclic shifting the (20 ⁇ ) code matrix and the row by five. This is equivalent to the code matrix resulting from the cyclic shift by 15 downwards. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up 15 by 15 or a cyclic shift down 5.
  • the performance change of the result code matrix of Table 11 will be described with reference to FIG. Referring to FIG. 18, when the row is cyclically shifted up by 5, the performance is very good when the input information is 3 bits. Therefore, 3 bits in relation to the bit size of the channel quality information data can be confirmed. If you are concerned about the size of the information, you can improve performance by using a code matrix that results in a cyclic shift of the rows up to five. At this time, 10 rows above and 10 rows below can be swapped with each other, and a circular shift of the same value or another value for 10 rows above and 10 rows below (Cyclic Shift) ) Can be further applied.
  • the positions of the columns of the (20, A) code matrix may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order for the generated result code may be applied.
  • Table 12 is a resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix by 6 upwards. This is the same as the resultant code matrix by cyclic shifting by 14 downwards. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up 16 by 16 or a cyclic shift down 4.
  • the performance of the code matrix can be improved by using a cyclic shift of the rows up to six.
  • the 10 rows above the 10 rows below and 10 rows above the generated result code matrix can be swapped with each other, and additionally the same value or another value is cyclically shifted for the 10 rows above and the 10 rows below. You can also apply more.
  • the positions of the columns of the (20, A) code matrix may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • Table 13 is a result code matrix cyclic shift (7) over the row of the (20, A) code matrix. This is the same as the code matrix resulting from the cyclic shift by 13 in the downward direction. This is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up 17 by 17 or a cyclic shift down 3.
  • 6 Bit is related to the bit size of the channel quality information data. If you are concerned about the size of information, you can improve performance by using a code matrix that results in a cyclic shift of the rows up to seven. At this time, 10 rows above and 10 rows below can be exchanged with each other, and additionally the same value or another value for 10 rows above and 10 rows below (Cyclic Shift) You can also apply more.
  • the positions of the columns of the (20, A) code matrix may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • Table 14 shows the resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20, A) code matrix by 8 upwards. This is the same as the code matrix resulting from the cyclic shift by 12 downwards. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up to 18 or a cyclic shift down 2.
  • i Mj, 0 i; i Mj, 2 M, ' 3 j, 4 M is M i) 6 ij Mi, 8 Mi'9 Mi, 10 Mij,
  • the position of the columns of the code matrix (20, A) may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • Table 15 is a resultant code matrix by cyclic shifting the rows of the (20 ⁇ ) code matrix by 9 upwards. This is the same as the code matrix resulting from the cyclic shift by 11 downwards. It is also the same as the code matrix resulting from a cyclic shift up to 19 or a cyclic shift down by 1.
  • the position of the columns of the code matrix (20, A) may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order with respect to the generated result code may be applied.
  • a method for generating a new code matrix by placing a column causing performance degradation elsewhere may be provided.
  • the deterioration of the performance of the code matrix is a sixth column, 5, and a new code matrix may be newly generated by changing the position of ⁇ 5 to a predetermined position.
  • the newly arranged position can be arbitrarily designated without limitation.
  • Table 16 shows Represents a new code matrix created by repositioning a column to the last column.
  • the 10 rows above the 10 rows below and 10 rows above the generated result code matrix can be swapped with each other, and additionally the same value or another value is cyclically shifted for the 10 rows above and the 10 rows below. You can also apply more.
  • the position of the columns of the code matrix (20, A) may be interchanged.
  • a method of cyclic shifting or exchanging each column within a group of columns having the same order for the generated result code may be applied.
  • a method of generating a new code matrix by cyclically shifting a column that causes performance degradation and by placing the cyclically shifted column elsewhere may be provided.
  • the communication device 1900 includes a processor 1910, a memory 1920, RF modules 1930, display modules 1940, and user interface modules 1950.
  • Communication device 1900 is shown for convenience of description and some models may be omitted. Can be.
  • the communication device 1900 may further include the necessary modules.
  • some of the hairs in the communication device 1900 can be divided into more granular hairs.
  • the processor 1910 is configured to perform an operation according to an embodiment of the present invention illustrated with reference to the drawings. In detail, the detailed operation of the processor 1910 may refer to the contents described with reference to FIGS. 1 to 20.
  • the memory 1920 is connected to the processor 1910 and stores operating systems, applications, program codes, and data bundles.
  • the RF modules 1930 are connected to the processor 1910 and perform a function of converting a baseband signal into a radio signal or converting a radio signal into a baseband signal. To this end, the RF modules 1930 perform analog conversion, amplification, filtering and frequency up-conversion or their reverse processes.
  • Display modules 1940 are coupled to the processor 1910 and display various information.
  • the display module 1940 may use well-known elements such as, but not limited to, a liquid crystal display (LCD), a light emitting diode (LED), and an organic light emitting diode (OLED).
  • the user interface models 1950 are connected to the processor 1910 and can be configured with a combination of well known user interfaces such as a keypad, touch screen, and the like.
  • a base station may, in some cases, be performed by an upper node thereof. That is, it is apparent that various operations performed for communication with the terminal in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • a 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an access point, and the like.
  • the term "terminal” may be replaced with terms such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), and a mobile subscriber station (MSS).
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software or combinations thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), and FPGAs. (field programmable gate arrays), a processor, a controller, a microcontroller, a microprocessor, or the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • an embodiment of the present invention is It may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the described functions or operations.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be applied to a wireless communication system. Specifically, the present invention can be applied to a wireless mobile communication device used for a salla system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다. 본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 단말이 RM 코딩 기법(Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보(Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 방법에 있어서, 상기 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동(Cyclic Shift)하여 제 1 코드 행렬을 생성하는 단계, 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 1 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 단계와 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것 이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다. 【배경기술】
이동통신 시스템에서 사용자 기기 (User Equipment)는 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며， 사용자 기기는 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 사용자 기기가 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며， 사용자 기기가 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례인 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적 인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나， 새로이 셀에 진입한 사용자 기기는 단계 S101에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 사용자 기기는 기지국으로부터 주 동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부 동 7j ^fl널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 사용자 기기는 기지국으로부터 물리방송채널 (Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 사용자 기기는 초기 샐 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (Downlink Reference Signal: DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 사용자 기기는 단계 S102에서 물리 하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 상기 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 좀더 구체적 인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
한편， 기지국과 접속을 완료하지 않은 사용자 기기는 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S103 내지 단계 S106과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 사용자 기기는 물리 임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)를 통해 특징 시퀀스를 프리 엠블 (preamble)로서 전송하고 (S103), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 상기 임의접속에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다 (S104). 핸드오버 (Handover)의 경우를 제외한 경쟁 기반 임의접속의 경우 그 후 추가적인 물리 임의접속채널의 전송 (S105) 및 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 수신 (S106)과 같은 층돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 절차를 수행한 사용자 기기는 이후 일반적 인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 /물리하향링크공유채널 수신 (S107) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared
Channel)/물리상향링크제어채 널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 전송 (S108)을 수행할 수 있다.
도 2는 사용자 기기가 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
상향링크 신호를 전송하기 위해 사용자 기기의 스크램블링 (scrambling) 모들 (210)은 사용자 기기 특정 스크램블링 신호를 이용하여 전송 신호를 스크램블링할 수 있다. 이와 같이 스크램블링된 신호는 변조 맵퍼 (220)에 입 력되어 전송 신호의 종류 및 /또는 채널 상태에 따라 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 또는 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로 복소 심볼 (complex symbol)로 변조된다. 그 후, 변조된 복소 심볼은 변환 프리코더 (230)에 의해 처리된 후, 자원 요소 맵퍼 (240)에 입 력되며, 자원 요소 맵퍼 (240)는 복소 심볼을 실제 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑할 수 있다. 이와 같이 처리된 신호는 SC-FDMA 신호 생성기 (250)를 거쳐 안테나를 통해 기지국으로 전송될 수 있다.
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
3GPP LTE 시스템에서 기지국은 하향링크로 하나 이상의 코드워드 (Code Word)를 전송할 수 있다. 따라서 하나 이상의 코드워드는 각각 도 2의 상향링크에서와 마찬가지로 스크램블링 모듈 (301) 및 변조 맵퍼 (302)를 통해 복소 심볼로서 처리될 수 있다， 그 후, 복소 심볼은 레이어 맵퍼 (303)에 의해 복수의 레이어 (Layer)에 맵핑 되며， 각 레이어는 프리코딩 모들 (304)에 의해 채널 상태에 따라 선택된 소정 프리코딩 행렬과 곱해져 각 전송 안테나에 할당될 수 있다. 이와 같이 처리된 각 안테나 별 전송 신호는 각각 자원 요소 맵퍼 (305)에 의해 전송에 이용될 시간-주파수 자원 요소에 맵핑되며, 이후 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 신호 생성기 (306)를 거 쳐 각 안테나를 통해 전송될 수 있다.
이동통신 시스템에서 사용자 기기가 상향링크로 신호를 전송하는 경우에는 기지국이 하향링크로 신호를 전송하는 경우에 비해 PAPR(Peak-to-Average Ratio)이 더욱 문제될 수 있다. 따라서， 도 2 및 도 3과 관련하여 상술한 바와 같이 상향링크 신호 전송은 하향링크 신호 전송에 이용되는 OFraVIA 방식과 달리 SC-FDMA(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access) 방식 이 이용되고 있다.
도 4는 이동통신 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이 다ᅳ
상향링크 신호 전송을 위한 사용자 기기 및 하향링크 신호 전송을 위한 기지국 모두 직 렬 -병 렬 변환기 (Serial-to-Parallel Converter; 401), 서브캐리어 맵퍼 (403)， M-포인트 IDFT 모들 (404) 및 CP(Cyclic Prefix) 추가 모듈 (406)을 포함하는 점에 있어서는 동일하다.
다만, SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 사용자 기기는 병 렬 -직 렬 변환기 (Parallel-to- Serial Converter; 405)와 N-포인트 DFT 모들 (402)을 추가적으로 포함하고， N-포인트 DFT 모들 (402)은 M-포인트 IDFT 모들 (404)의 IDFT 처 리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성 (single carrier property)을 가지도록 하는 것올 특징으로 한다. 도 5는 주파수 영 역에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 영 역상의 신호 맵핑 방식을 설명하는 도면이다. 상기 도 5에서 (a)는 로컬형 맵핑 (localized mapping) 방식을 나타내며 (b)는 분산형 맵핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 현재 3GPP LTE 시스템에서는 로컬형 맵핑 방식을 정의하고 있다.
한편， SC-FDMA의 수정된 형 태인 클러스터 (clustered) SC-FDMA에 대해 설명하기로 한다. 클러스터 (clustered) SC-FDMA는 DFT 프로세스와 IFFT 프로세스 사이에 순차적으로， 부반송파 맵핑 (mapping) 과정에 있어 DFT 프로세스 출력 샘플들을 부 그룹 (sub-group)으로 나누어 IFFT 샘플 입 력 부에서 부 그룹 별로 서로 떨어진 부반송파 영 역에 맵핑하는 것을 특징으로 하며 경우에 따라 필터링 (filtering) 과정 및 순환 확장 (cyclic extension) 과정올 포함할 수 있다.
이때, 부 그룹을 클러스터로 명명할 수 있고 순환 확장이 란 부반송파 각 심볼이 다중경로 채널을 통해 전송되는 동안 상호 심볼간 간섭 (ISI)을 방지하기 위해 연속된 심볼 사이에 채널의 최대 지연확산 (Delay Spread) 보다 긴 보호구간 (Guard Interval)을 삽입하는 것을 의미한다.
【발명의 내용】
【해결하려는 과제】
본 발명은 무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치를 제공하기 위한 것이다 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기 재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 게 명 확하게 이해될 수 있을 것이다.
【과제의 해결 수단】
본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 단말이 RM 코딩 기법 (Reed- Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 방법에 있어서, 상기 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 제 1 코드 행렬을 생성하는 단계， 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성 한 제 1 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 단계와 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 단계를 포함할 수 있다.
이때, 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우， 상기 제 1 '코드 행렬을 생성할 수 있다.
바람직하게는, 상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 기 설정된 개수는
6일 수 있다.
또한, 상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 열 방향의 기 설정된 크기는 1 내지 9 중 어느 하나일 수 있다.
한편， 본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 단말이 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이 터를 송신하는 방법에 있어서， 상기 코드행렬의 열 중 적어도 하나인 제 I 열을 기 설정된 위치로 이동시켜 제 2 코드 행렬을 생성하는 단계, 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성 한 제 2 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 단계와 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 단계를 포함할 수 있다.
이때, 상기 기 설정된 위치는 상기 코드 행렬의 마지막 열일 수 있다.
한편， 본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 RM 코딩 기 법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 단말에 있어서, 상기 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 제 1 코드 행렬을 생성하고， 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 1 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 프로세서와 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 송신 모들을 포함할 수 있다.
이때， 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우, 상기 제 1 코드 행렬을 생성할 수 있다.
바람직하게는, 상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우， 상기 기 설정된 개수는 6일 수 있다ᅳ
또한， 상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 열 방향의 기 설정된 크기는 1 내지 9 중 어느 하나일 수 있다.
한편, 본 발명의 일 양상인 무선 통신 시스템에서 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용함 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 단말에 있어서, 상기 코드행렬의 열 중 적어도 하나인 제 1 열을 기 설정된 위치로 이동시켜 제 2 코드 행렬을 생성하고， 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 2 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 프로세서와 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 송신 모들을 포함할 수 있다.
이때, 상기 기 설정된 위치는 상기 코드 행렬의 마지막 열일 수 있다.
【발명의 효과】
무선 통신 시스템에서 송신단은 본 발명에 따라 제어 정보를 효과적으로 부호화할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부
' 도면은 본 발명에 대한 실시 예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례인 3GPP LTE 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적 인 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 사용자 기기가 상향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위 한 도면이다.
도 3은 기지국이 하향링크 신호를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 이동통신 시스템에서 상향링크 신호 전송을 위한 SC-FDMA 방식과 하향링크 신호 전송을 위한 OFDMA 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 주파수 영 역에서 단일 반송파 특성을 만족하기 위한 주파수 영 역상의 신호 맵핑 방식을 설명하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 클러스터 SC-FDMA에 있어서， DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다.
도 7과 도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 클러스터 SC-FDMA에 있어서， DFT 프로세스 출력 샘폴들이 다증 캐리어 (multi-carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 세그먼트 SC-FDMA시스템에 있어서， 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다.
도 10은 상향링크로 참조신호 (Reference Signal, 이하, RS라 하기로 한다)를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위 한 도면이다.
도 11은 표준 순환 전치 (normal CP)의 경우에 RS를 전송하기 위한 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다.
도 12는 확장 순환 전치 (extended CP)의 경우에， RS를 전송하기 위 한 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다.
도 Π 상향링크 공유 채널에 대한 전송 채널의 처 리과정을 설명하는 블록도이다.
도 14는 상향링크 데이터와 제어채널 전송을 위한 물리 자원의 매핑 (mapping) 방법올 설명하기 위 한 도면이다.
도 15는 상향링크 공유 채널 상에서 데이터와 제어 채널을 효율적으로 다증화하는 방법을 설명하는 순서도이다.
도 16은 데이터와 제어 채널의 전송 신호를 생성하는 방법을 설명하는 블록도이다.
도 17은 코드워드 대 레이어 매핑 방법을 설명하는 도면이다.
도 18은 열 방향의 기 설정된 크기로 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 생성한 코드 행렬을 이용한 성능 결과 값의 일례를 나타내는 도면이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시하는 도면이다.
【발명의 실시를 위한 형 태】
첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시 예에 의해 본 발명의 구성 , 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시 예는 본 발명의 기술적 특징 이 복수의 직교 부반송파를 사용하는 시스템에 적용된 예들이다. 편의상， 본 발명은 IEEE 802.16 시스템을 이용하여 설명되지만， 이는 예시로서 본 발명은 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템을 포함한 다양한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다.
또한， 이하의 설명에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이 러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형 태로 변경될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 클러스터 SC-FDMA에 있어서， DFT 프로세스 출력 샘플들이 단일 캐리어에 맵핑되는 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 또한, 도 7과 도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 클러스터 SC-FDMA에 있어서, DFT 프로세스 출력 샘플들이 다중 캐리어 (multi-carrier)에 맵핑되는 신호 처리 과정올 도시하는 도면이다.
상기 도 6은 인트라 캐리어 (intra-carrier)에서 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예이며, 상기 도 7과 도 8은 인터 캐리어 (inter-carrier)에서 클러스터 SC-FDMA를 적용하는 예에 해당한다. 또한， 상기 도 7은 주파수 영 역 에서 연속한 (contiguous) 컴포넌트 캐리어 (component carrier)가 할당된 상황에서 인접한 컴포넌트 캐리어 간 서브캐리어 간격 (spacing)이 정 렬된 경우 단일 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타내고， 도 8은 주파수 영역에서 비연속적 (non-contiguous)으로 컴포넌트 캐리어가 할당된 상황에서 컴포넌트 캐리어 들이 인접하지 않기 때문에 , 복수의 IFFT 블록을 통해 신호를 생성하는 경우를 나타낸다.
세그먼트 SC-FDMA는 임의의 개수의 DFT와 같은 개수의 IFFT가 적용되면서 DFT와 IFFT간의 관계 구성이 일대일 관계를 가짐에 따라 단순히 기존 SC-FDMA의 DFT 확산 (spreading)과 IFFT의 주파수 부반송파 맵핑 구성을 확장한 것으로 NxSC- FDMA 또는 NxDFT-s-OFDMA라고 표현하기도 한다. 본 발명에서는 이를 포괄하는 표현으로 세그먼트 (segmented) SC-FDMA라고 명 명하기로 한다. 도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 세그먼트 SC-FDMA시스템에 있어서， 신호 처리 과정을 도시하는 도면이다. 상기 도 9에 도시된 바와 같이, 세그먼트 SC-FDMA는 단일 반송파 특성 조건을 완화하기 위하여 전체 시간 영 역 변조 심볼들을 N(N은 1보다 큰 정수)개의 그룹으로 묶어 그룹단위로 DFT 프로세스를 수행하는 것을 특징으로 한다.
도 10은 상향링크로 참조신호 (Reference Signal, 이하, RS라 하기로 한다)를 전송하기 위한 신호 처리 과정을 설명하기 위한 도면이다. 상기 도 10에 도시된 바와 같이， 데이터는 시간영역에서 신호를 생성하고 DFT 프리코더 (precoder)를 통한 주파수 매핑 후 IFFT를 통해 전송되는 반면, RS는 DFT 프리코더를 통하는 과정을 생략하고, 주파수 영역에서 바로 생성 (S11)된 후에， 로컬화 매핑 (S12), IFFT(S13) 과정 및 순환 전치 (Cyclic Prefix; CP) 부착 과정 (S 14)을 순차적으로 거친 뒤에 전송된다. 도 11은 표준 순환 전치 (normal CP)의 경우에 RS를 전송하기 위한 서브프레임의 구조를 도시한 도면이고, 도 12는 확장 순환 전치 (extended CP)의 경우에， RS를 전송하기 위한 서브프레임의 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 11에서는 4번째와 11번째 OFDM 심볼을 통해 RS가 전송되며, 상기 도 12에서는 3번째와 9번째 OFDM 심볼을 통해 RS가 전송된다.
한편， 전송 채널로서 상향링크 공유 채널의 처리 구조를 설명하면 다음과 같다. 도 13 상향링크 공유 채널에 대한 전송 채널의 처리과정을 설명하는 블록도이다. 상기 도 13에 도시된 바와 같이， 제어정보와 함께 다중화되는 데이터 정보는 상향링크로 전송해야 하는 전송 블록 (Transport Block; 이하 "TB")에 TB용 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 부착한 후 (130)， TB 크기에 따라 여 러 개의 코드 블록 (Code block; 이하 "CB")로 나뉘어지고 여러 개의 CB들에는 CB용 CRC가 부착된다 (131). 이 결과값에 채널 부호화가 수행되게 된다 (132). 아울러, 채널 부호화된 데이터들은 레이트 매칭 (Rate Matching)(133)을 거친 후， 다시 CB들 간의 결합이 수행되며 (S134)， 이와 같이 결합된 CB들은 CQI/PMI(Channel Quality Information/Precoding Matrix Index)와 다중화 (multiplexing)된다 (135).
한편, CQI/PMI는 데이터와 별도로 채널 부호화가 수행된다 (136). 채널 부호화된 CQI/PMI는 데이터와 다중화된다 (135).
또한, RI(Rank Indication) 도 데이터와 별도로 채널 부호화가 수행된다 (137).
ACK/NACK( Acknowledgment/Negative Acknowledgment)의 경우 데이터, CQI/PMI 및 RI와 별도로 채널 부호화가 수행되며 (138). 다중화된 데이터와 CQI/PMI, 별도로 채널 부호화된 RI, ACK/NACK은 채널 인터리빙되어 출력 신호가 생성된다 (139). 한편, LTE 상향링크 시스템에 있어서, 데이터와 제어채널을 위한 물리 자원 요소 (Resource Element, 이하, RE라 하기로 한다)에 대해서 설명하기로 한다.
도 14는 상향링크 데이터와 제어채널 전송을 위한 물리 자원의 매핑 (mapping) 방법을 설명하기 위한 도면이다.
상기 도 14에 도시된 바와 같이， CQI/PMI와 데이터는 시간 우선 방식 (time- first)으로 RE상에 매핑된다. 인코딩된 ACK/NACK은 복조용 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM RS)심볼 주변에 펑처링 (puncturing)되어 삽입되고， RI는 ACK/NACK이 위치한 RE 옆의 RE에 매핑 된다. RI와 ACK NACK을 위한 자원은 최대 4개의 SC-FDMA심볼을 점유할 수 있다. 상향 공유 채널에 데이터 와 제어정보가 동시에 전송되는 경우 매핑 의 순서는 RI, CQI/PMI와 데이터의 연접 그리고 ACK/NACK의 순서이다. 즉， RI가 먼저 매핑된 후， CQI/PMI와 데이터의 연접이 시간 우선 방식으로 RI가 매핑되어 있는 RE를 제외 한 나머지 RE에 매핑된다. ACK/NACK은 이미 매핑된 CQI/PMI와 데이터의 연접을 펑처링하면서 매핑되게 된다.
상기와 같이 데이터와 CQI/PMI등의 상향링크 제어 정보 (Uplink Control Information; UCI)를 다중화함으로써 단일 반송파 특성을 만족시킬 수 있다. 따라서, 낮은 CM(Cubic Metric)을 유지하는 상향링크 전송을 달성할 수가 있다.
기존 시스템을 개선한 시스템 (예를 들어， LTE Rel-10)에서는， 각 사용자 기기에 대하여 각 컴포넌트 캐리어 상에서 SC-FDMA와 클러스터 DFTs OFDMA의 두 개의 전송 방식 중 적어도 하나의 전송 방식이 상향링크 전송을 위해 적용될 수 있으며 UL-MIMO(Uplink-MIMO) 전송과 더불어서 같이 적용될 수 있다.
도 15는 상향링크 공유 채널 상에서 데이터와 제어 채널을 효율적으로 다중화하는 방법을 설명하는 순서도이다.
상기 도 15에 도시된 바와 같이， 사용자 기기는 물리 상향링크 공유 채널 (Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)의 데이터에 대한 탱크를 인식한다 (S150). 그리고 나서, 사용자 기기는 상기 데이터에 대한 랭크와 동일한 랭크로 상향링크 제어 채널 (제어 채널이라 함은， CQI, ACK/NACK 및 RI등의 상향링크 제어정보 (Uplink Control Information; UCI)를 의미한다)의 랭크를 설정한다 (S151). 또한 사용자 기기는 데이터와 제어 정보를 다증화한다 (S152). 그리고 나서, 데이터와 CQI를 시간- 우선 (time-first) 방식으로 매핑 (mapping)한 후, RI를 지정된 RE에 매핑하고
ACK/NACK을 DM-RS 주위의 RE를 천공하여 매핑하는 것을 돕기 위하여 채널 인터 리빙 (channel interleaving)이 수행될 수 있다 (S153).
이후， 데이터와 제어채널은 MCS테이블에 따라 QPSK, 16QAM, 64QAM 등으로 변조될 수 있다 (S154). 이때， 상기 변조단계는 다른 위치로 이동할 수 있다 (예를 들어, 상기 변조 블록은 데이터와 제어 채널의 다증화 단계 전으로 이동 가능하다). 또한 채널 인터리빙은 코드워드 단위로 수행될 수 있으며 또는 레이어 단위로 수행될 수도 있다.
도 16은 데이터와 제어 채널의 전송 신호를 생성하는 방법을 설명하는 블록도이다 각 블록의 위치는 적용 방식에 변경될 수 있다 두 개의 코드워드를 가정하면， 채널 코딩은 각 코드워드에 대해 수행되고 (160) 주어진 MCS 레벨과 자원의 크기에 따라 레이트 매칭 (rate matching)이 수행된다 (161). 그리고 나서, 인코딩된 비트 (bit)들은 샐 고유 (cell-specific) 또는 사용자 기기 고유 (UE-specific) 또는 코드워드 고유 (codeword-specific)의 방식으로 스크램블링될 수 있다 (162).
그리고 나서， 코드워드 대 레이어 매핑 (codeword to layer)이 수행된다 (163). 이 과정에서 레이어 시프트 (layer shift) 또는 퍼뮤테이션 (permutation)의 동작이 포함될 수 있다. 도 17은 코드워드 대 레이어 매핑 방법을 설명하는 도면이다. 상기 코드워드 대 레이어 매핑은 상기 도 17에 도시 된 규칙을 이용하여 수행될 수 있다. 상기 도 17에서 프리코딩 위치는 상기 도 13에서의 프리코딩 의 위치와는 상이할 수 있다.
CQI, RI 및 ACK/NACK과 같은 제어 정보는 주어진 조건 (specification)에 따라, 채널 부호화된다 (165). 이때, CQI와 RI 및 ACK/NACK은 모든 코드워드에 대하여 동일한 채널부호를 사용하여 부호화될 수 있고， 코드워드 별로 다론 채널 부호를 사용하여 부호화될 수도 있다.
그리고 나서， 인코딩된 비트의 수는 비트 사이즈 제어부에 의해 변경될 수 있다 (166). 비트 사이즈 제어부는 채널 코딩 블록 (165)과 단일화될 수 있다. 상기 비트 사이즈 제어부에서 출력된 신호는 스크램블링된다 (167). 이때, 스크램블링은- 샐 -특정하거나 (cell-specific), 레이어 특정하거나 (layer-specific), 코드워드- 특정하거나 (codeword-specific) 또는 사용자 기기 특정 (UE-specific)하게 수행될 수 있다
비트 사이즈 제어부는 다음과 같이 동작할 수 있다.
(1) 상기 제어부는 PUSCH에 대한 데이터의 탱크 (n— rank_pusch)를 인식한다.
(2) 제어 채널의 탱크 (n— rank_control)는 상기 데이터의 랭크와 동일하도록 (즉, n_rank_control=n_rank_pusch) 설정되고, 제어 채널에 대한 비트의 수 (n_bit_ctrl)는 상기 제어 채널의 탱크가 곱해져서 그 비트 수가 확장된다.
이를 수행하는 하나의 방법은 제어채널을 단순히 복사하여 반복하는 것이다. 이 때 이 제어채널은 채 널코딩 전의 정보 레벨 일 수 있거나, 채널 코딩 후의 부호화된 비트 레벨일 수 있다. 즉, 예를 들어 , n_bitᅳ ctrl=4인 제어 채널 [aO, al, a2, a3]와 n— rank_pusch=2의 경우에 , 확장된 비트 수 (n_ext— Ctrl)은 [aO, al, a2, a3, aO, al, a2, a3]로 8비트가 될 수 있다.
비트 사이즈 제어부와 채널 부호화부가 하나로 구성된 경우에, 부호화된 비트는 기존 시스템 (예를 들어， LTE Rel-8)에서 정의된 채널 코딩과 레이트 매칭을 적용하여 생성할 수 있다.
상기 비트 사이즈 제어부에 추가하여， 레이어 별로 더욱 랜덤화를 주기 위하여 비트 레벨 인터리빙 이 수행될 수 있다. 혹은 이와 등가적으로 변조 심볼 레벨에서 인터리빙 이 수행될 수도 있다.
CQI PMI 채널과 2 개의 코드워드에 대한 데이터는 데이터 /제어 다중화기 (multiplexer)에 의해 다중화될 수 있다 (164). 그리고 나서，서브프레임 내에서 양 슬롯에 ACK/NACK 정보가 상향링크 VI-RS 주위의 RE에 매핑되도록 하면서， 채널 인터리버는 시간 우선 맵핑 방식에 따라 CQI/PMI를 매핑한다 (168).
그리고， 각 레이어에 대하여 변조가 수행되고 (169), DFT 프리코딩 (170), MIMO 프리코딩 (171), RE 매핑 (172) 등이 순차적으로 수행된다. 그리고 나서， SC-FDMA 신호가 생성되어 안테나 포트를 통해 전송된다 (173).
상기 기능 블록들은 상기 도 16에 도시된 위치로 제한되는 것은 아니며， 경우에 따라 그 위치가 변경될 수 있다. 예를 들어, 상기 스크램블링 블록 (162,167)은 채널 인터리빙 블록 다음에 위치할 수 있다. 또한， 상기 코드워드 대 레이어 매핑 블록 (163)은 채널 인터리빙 블록 (168) 다음 또는 변조 매퍼 블록 (169) 다음에 위치할 수 있다.
본 발명에서는 CQI, AC 7NACK 및 RI와 같은 UCI가 PUSCH상으로 전송되는 경우에 대한 UCI의 채널 코딩방법과 그에 따른 자원 할당 및 전송 기법에 관하여 제안한다. 본 발명은 기본적으로 SU-MIMO 환경에서의 전송을 기준으로 작성되나 SU-MIMO의 특수한 경우라 할 수 있는 단일 안테나 전송에 대해서도 적용이 가능하다.
현재 SU-MIMO상에서 UCI와 데이터가 PUSCH 상에서 전송되는 경우 다음과 같은 기법을 사용하여 전송된다. PUSCH 상에서 UCI의 위치에 관하여 설명한다.
CQI는 데이터와 연접하여 시간 우선 맵핑 방식으로 RI가 매핑된 RE를 제외한 나머지 RE에 데이터와 동일한 변조 차수와 성좌도를 이용하여 맵핑된다， SU-MIMO의 경우 CQI는 하나의 코드워드에 확산되어 전송되며， CQI가 전송되는 코드워드는 두 코드워드 중 MCS 레벨이 높은 코드워드이고 MCS 레벨이 같은 경우 코드워드 0에 전송된다. 또한， ACK/NACK은 참조 신호의 양 옆에 위치한 심볼에 이미 매핑되어 있는 CQI와 데이터의 연접을 펑처링하면서 배치되며 참조 신호가 3， 10번째 심볼에 위치하므로 2, 4, 9, 11번째 심볼의 제일 아래 부반송파부터 시작하여 위쪽으로 맵핑된다. 이 때, ACK/NACK 심볼은 2, 11, 9, 4 심볼의 순으로 맵핑된다. RI는 ACK/NACK의 옆에 위치한 심볼에 맵핑되며, PUSCH에 전송되는 모든 정보 (데이터， CQI, ACK/NACK, RI) 중 가장 먼저 매핑된다. 구체적으로 RI는 1, 5, 8, 12번째 심볼의 제일 아래 부반송파부터 시작하여 위쪽으로 맵핑된다. 이 때， RI 심볼은 1，12，8，5 번째 심블의 순으로 맵핑 된다. 특히 , ACK/NACK와 RI는 정보 비트 (information bit)의 크기가 1 비트 또는 2 비트인 경우는 성좌도의 네 모서리만 사용하여 QPSK와 같은 방식으로 맵핑되고 3 비트 이상의 정보 비트에 대해서는 데이터와 동일한 변조 차수의 모든 성좌도를 사용하여 맵핑될 수 있다. 또한， ACK/NACK과 RI는 모든 레이어에서 동일한 위치의 동일한 자원을 사용하여 동일한 정보를 전송하게 된다.
다음으로, PUSCH 상에서 UCI를 위한 자원 요소의 개수를 계산하는 방법에 관하여 설명한다. 우선 PUSCH 상에서 전송되는 CQI 및 ACK/NACK (또는 RI)를 위한 자원 요소의 개수는 각각 아래 수학식 1 및 수학식 2에 따라 계산할 수 있다. 【수학식 1】
Q = min
Figure imgf000021_0001
r=0
【수학식 2】
Figure imgf000021_0002
여기서 CQI 및 ACK/NACK (또는 RI)를 위 한 자원 요소의 개수는, 부호화된 변조 심불 (coded modulation symbol)의 개수로 표현될 수 있다.
다음으로， PUSCH 상에서 전송되는 UCI를 위한 채널 코딩 방법에 관하여 설명한다. 우선, CQI의 경우 페이로드 사이즈가 11 비트 이하라면 입 력 시뭔스 (즉， 정보 데이터) 00，01，02，"ᅳ，00-1 를 아래 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩 이 적용되어 32 비트의 출력 시 ¾스를 생성한다. 또한, CQI의 페이로드 사이즈가 11 비트를 초과하는 경우라면， 8bit의 CRC를 덧붙인 후 TBCC(Tail biting convolutional coding)이 적용될 수 있다.
한편， PUSCH 상에서 전송되는 ACK/NACK과 RI의 채널 코딩에 관하여 설명한다. 만약 ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 1 비트라면 즉, 입 력 시퀀스가 lo° J 라면 아래 표 2와 같이 변조 차수에 따라 채널 코딩 이 수행된다. 또한, ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 2 비트라면, 즉 입 력 시퀀스가 ο° °' 』인 경우라면, 아래 표 3과 같이 변조 차수에 따라 채널 코딩 이 수행된다. 특히 표 3에서 °。 는 코드워드 0을 위 한 ACK/NACK 또는 RI 데이터에 대응하고，
UCI JCI
°i 는 코드워드 1을 위한 ACK/NACK 또는 RI 데이터에 대웅하며, 02 은 (^a + o^^mGd2 이다. 특히 표 2 및 표 3에서 x 는 1의 값을, Y 는 앞의 값의 반복을 의미한다.
그러나， ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 3 비트 이상 11 비트 이하라면, 아래 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩 이 적용되어 32 비트의 출력 시뭔스를 생성한다.
Figure imgf000023_0001
[I Έ]
S00l700/ll0ra¾/X3d 6S9iST/TlOZ OAV
Figure imgf000024_0001
【표 3】
Figure imgf000024_0003
특히 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩의 데이터 6。，61'62' ' ， -1는 아래 수학식 3과 같이 표현되며, ^ = 32이다. 【수학식 3】
Figure imgf000024_0002
n=0 마지막으로， B 비트로 부호화된 UCI, 즉 ACK/NACK 또는 RI 데이터는 수학식
1 및 수학식 2에 따라 계산된 2' 개의 자원 요소에 맵핑시 키기 위하여 아래 수학식 4에 따라 레이트 매칭을 수행할 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000025_0001
/ 二 ο,ι, . · · , β„ χ β'—ι
종래의 LTE-A의 PUCCH CQI에 적용되고 있는 채널코드로는 RM(Reed-Muller) 코드를 천공 (Puncturing) 과정을 통해 생성 한 (20,A) 코드가 사용되고 있다. 이 러 한 코드를 재사용하는 이유는 다음과 같은 이 점이 있기 때문이다. 첫째, (20 ) 코드행렬은 RM(Reed-Muller) 부호를 천공 (Puncturing)하여 변형된 천공 (Puncturing) 부호로 간주할 수 있으므로 고속 하다마드 변환 (Fast Hadamard Transform)을 통해 복호를 단순화하고， 고속화 할 수 있기 때문이다. 다음으로, (20,A) 코드행렬은 정보 비트와 부호어 비트의 크기를 다양하게 지원받을 수 있으므로 CQI 부호의 요구사항에 부합한다. 또한, 복호기 사용과 관련하여 WCDMA 및 LTE의 듀얼 모드 시스템의 하드웨어 사용에도 적합하다는 이 점이 있다.
(20, A) 코드행렬을 만들기 위해 RM(Reed-Muller) 코드에 적용할 수 있는 천공 (Puncturing)에 대해 이하 표 4 및 5를 참조하여 설명한다.
천공 (Puncturing) 양식은 컴퓨터 모의 실험을 통한 전량 검색을 통해 구현될 수 있다. 이 때, (20， A) 코드행렬을 이용하여 (18, A) 코드행렬도 구할 수 있다. (18, A)의 천공 (Puncturing) 양식은 전혀 다른 별개의 구조를 갖는 것이 아니라 (20,A)의 천공 (Puncturing) 양식에 2개의 추가적인 천공 (Puncturing)을 통해 만들어지는 승계구조를 지니므로 (18,A) 부호는 (32,A) 부호와 (20,A) 부호 양쪽 모두로부터 생성 가능하다. 다음의 표 4는 (20,A) 및 (18Λ) 부호를 생성하기 위한 (32,A) 부호의 천공 (Puncturing) 양식을 나타낸 것이다.
【표 4]
Figure imgf000027_0001
위와 같이 생성된 부호의 최소거리 성능은 다음의 표 5와 같은 결 보인다.
【표 5] 4 5 6 7 8 9
20 8 8 8 6 6 6
18 8 6 6 5 5 4 4
상기와 같은 (32 ) 부호의 천공 (Puncturing)을 통해 생성된 (20,A) 부호 행렬은 다음의 표 6과 같다.
【표 6】
Figure imgf000028_0001
이를 이용하여 PUCCH CQI에 채널 코딩이 적용된다. 즉， 채널 품질 정보 (CQI) 입력 데이터 / 에 표 6의 (20,A) 채널 코딩이 적용되어 20 비트의 출력 데이터 ¬가 생성된다. 출력 시뭔스 (데이터) 는 아래 수학식 5과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 5】
^ _ 1
6 / = ∑ \P n ■ M / w )mod 2
« = 0
여기서 은 (20， A)의 코드행렬을 나타내고, 1 는 행 인덱스를 나타내며 fl은 열 인덱스를 나타낸다.
한편， 생성된 (20,A) 부호 행렬을 관찰하면， 연속적인 0이 생기는 구간이 빈번하게 나타나는 것을 알 수 있다. 이렇게 연속적인 0이 존재하는 경우， QPSK 전송시 전송되는 심볼에는 어떠한 채널 정보도 담기지 않으므로 효율적인 통신을 저해할수 있다는 문제점이 발생한다.
M.
대표적으로 (20, A) 코드행렬의 6번째 열인 *，5 의 경우, 위의 10개의 행에는 0만 존재하고 아래의 10개의 행에는 1만 존재하여 아래의 10개의 행에만 정보를 전달하게 되므로 전송시 두 개의 슬롯을 사용함에도 불구하고 채널 상황에 따라서는 하나의 슬롯에만 정보가 전송되는 것과 같아지고, 해당 슬롯에서 시퀀스 비트별로 구분이 되지 않으면 성능이 보장될 수 없다는 문제점 이 발생된다.
따라서 입 력 데이터가 6 비트 이상인 경우， 6번째 비트 정보가 전혀 반영되지 않아 2개의 슬롯을 허용하여 전송하는 LTE-A의 PUCCH 전송 특성 인 다이버시티를 제대로 얻지 못하게 되므로 성능의 열화를 야기할 수 있다.
본 발명에서는 PUCCH에 적용되는 (20,A) 코드의 새로운 구조를 제안한다. 새로 제안되는 구조는 기존의 채널 코드에서 성능의 열화를 야기하는 부분올 재배치함으로써 기존의 문제점을 해결하고자 한다.
이하에서는 새로운 코드 행렬을 생성하기 위해 성능 열화를 발생시키는 부분을 재배치하는 방법에 따라 본 발명의 구체적인 내용을 설명한다.
<제 1 실시 예 - 열 방향의 기 설정된 크기로 행을 순환 이동 (Cyclic Shim하여 새로운 코드 행렬을 생성하는 방법 >
본 발명의 일 실시 예에 따르면, (20, A) 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 새로운 코드 행렬을 생성할 수 있다.
순환 이동 (Cyclic Shift)하는 방향은 위 또는 아래 방향 모두 적용 가능하고， 순환 이동 (Cyclic Shift)하는 크기는 임의의 크기로 변경 가능하다.
이때, (20Λ) 코드행렬에서는 위로 A 만큼 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과와 아래로 20-A 만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과는 동일하다. 또한，
PUCCH에서는 주파수 호핑 (Frequency hopping)을 사용하는 경우 인코딩된 데이터를 2개의 서로 다른 슬롯에 전송하기 때문에 생성되는 코드의 위쪽 반과 아래쪽 반이 바뀌는 경우에는 동일한 효과를 낼 수 있다. 따라서, (20,A) 코드행렬에서 위로 A 만큼 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과는 위로 10+A 만큼 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 아래로 10-A만큼 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 행렬과 동일하다.
한편, 상기 순환 이동 (Cyclic Shift)은 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우에만 이루어질 수도 있다.
특히， (20 ) 코드행렬에서 입력 데이터가 6 비트 미만인 경우 성능이 하락되는 것은 아니지만 입력 데이터가 6 비트 이상인 경우， 6번째 비트 정보가 전혀 반영되지 못한다는 문제점이 있으므로 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈에 대한 기 설정된 개수는 6이 될 수 있을 것이다.
단, 상기의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우에만 순환 이동 (Cyclic
Shift)된 코드 행렬을 생성하는 것은 단순한 예시에 불과하고， 본 발명의 내용이 이에 한정되는 것은 아니다.
(20,A) 코드행렬에서 행을 열 방향으로 순환 이동 (Cyclic Shift)할 수 있는 크기는 1 내지 9 중 어느 하나가 될 수 있고, 채널 품질 정보 (CQI) 입력 데이터 (1^에 새롭게 변경된 채널 코딩이 적용되어 20 비트의 출력 데이터 ^가 생성된다. 변경된 채널 코딩이 적용되는 출력 시퀀스 (데이터) 는 아래 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 6】
Figure imgf000032_0001
여기서 i ,n 은 새롭게 생성된 코드행렬을 나타내고， Z 은
(i + fc)mod20이며， k는 정수를 나타낸다. 즉， k 만큼 순환 이동된 코드 행렬이 적용되고, i + fc 값이 20을 넘어가는 경우에는 mod 20 함수가 적용된 값이 적용될 것이다.
이하에서는 각각의 크기만큼 행을 순환 이동하여 새로운 코드 행렬을 생성 한 경우, 향상된 성능 결과에 대해 표 7 내지 표 15 및 도 18을 참조하여 설명한다. 표 7은 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 1만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 19만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한, 이는 위로 11만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 9만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 7] i Mi,o Mjj Mi;2 Mi 3 Mii4 g Mi)6 Mi, 8 Mi>9 Mi, lo MM, Mi,l2
0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
2 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
3 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
4 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
5 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
6 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
7 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
8 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
9 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
10 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1
11 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
12 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
13 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1 0 1
14 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
15 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
16 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
17 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
18 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
19 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
(20,A) 코드행렬의 행을 위로 1만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬의 성능 변화는 도 18을 참조하여 설명한다. 도 18은 열 방향의 기 설정된 크기로 행을 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 생성한 코드 행렬을 이용한 성능 결과 값의 일례를 나타내는 도면이다. 도 18을 참조하면, 행을 위로 1만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우， 입 력 정보가 10 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다. 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 10 Bit의 정보 크기를 증시하는 경우에는 행을 위로 1만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도:모할 수 있다.
이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20， A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
다음으로 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 2만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 18만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 12만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 8만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 8】
i Mi,0 Mi'i Mi)2 i,3 Mi, 4 i,6 Mi,7 Mi,8 i,9 Mi'io ui MM2
0 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
1 1 0 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
2 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
3 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1 1 1
4 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
5 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
6 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
7 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
8 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
9 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1
10 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
11 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
12 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
13 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
14 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
15 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
16 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
17 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
18 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
19 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
표 8의 결과 코드 행렬의 성능 변화는 도 18을 참조하여 설명한다. 도 18을 참조하면， 행을 위로 2만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우， 입 력 정보가 9 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다， 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 9 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로
2만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다.
이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고， 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20, A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법 이 적용될 수도 있다.
한편, 표 9는 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 3만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 17만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한, 이는 위로 13만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 7만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 9】
i Mi,o j,i Mi,3 Mi,4 ,5 Mi(6 ,7 i Mi>9 Mi,u Mj'|2
0 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
1 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
2 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
3 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
4 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
5 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
6 1 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1
7 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
8 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1
9 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
10 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
11 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
12 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
13 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
14 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
15 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
16 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
17 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
18 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
19 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
표 9의 결과 코드 행렬의 성능 변화는 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18을 참조하면, 행을 위로 3만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우, 입 력 정보가 12 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다， 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 12 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로 3만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다.
이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20， A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
한편， 표 10은 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 4만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 16만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시 킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 14만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 6만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 10】
i Mi,0 MU j,3 Mj,4 j.5 Mi)6 Mi,7 Mi>8 Mj,9 Mi'io Mj,i2
0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 I
2 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
3 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
4 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
5 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
6 1 0 1 0 0 1 1 I 0 1 1 1 1
7 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1
8 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
9 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
10 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 1 0 1
11 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
12 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
13 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
14 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
15 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
16 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
17 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
18 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
19 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
표 10의 결과 코드 행렬의 성능 변화는 도 18올 참조하여 설명한다. 도 18을 참조하면， 행을 위로 4만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우， 모든 입 력 정보 Bit에서 고른 성능을 보인다는 것을 확인할 수 있다. 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 전체 입 력 정보 Bit에서의 고른 성능을 중시하는 경우에는 행을 위로 4만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다.
이 때， 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고， 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20, A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
한편， 표 11은 (20Λ) 코드행렬와 행을 위로 5만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 15만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한, 이는 위로 15만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 5만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 11】
i Mi,0 Mi,i Mu Mi>3 Mi)4 i)5 Mj,6 M1>7 Mi's Mi, 9 MM, .,12
0 1 1 0 . 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
2 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
3 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
4 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
5 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
6 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1
7 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
8 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
10 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
11 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
12 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
13 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
14 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
15 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
16 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
17 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
18 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
19 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
표 11의 결과 코드 행렬의 성능 변화는 도 18을 참조하여 설명한다. 도 18을 참조하면, 행을 위로 5만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우, 입 력 정보가 3 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다, 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 3 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로 5만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다. 이 때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20, A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법 이 적용될 수도 있다.
한편, 표 12는 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 6만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다ᅳ 이는 아래 방향으로 14만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 16만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 4만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 12]
i Mi,0 Mj,, Mi.3 i,4 M Mi,6 Mii7 Mi,9 Mi'io Mi,n Mi,i2
0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
2 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
3 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
4 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
5 1 1 1 0 0 1 ] 0 1 1 1 1
6 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
7 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
8 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
9 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
10 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
11 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
12 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
13 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
14 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
15 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
16 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
17 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
18 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
19 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
표 12의 결과 코드 행렬의 성능 변화를 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18올 참조하면, 행을 위로 6만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우， 입 력 정보가 13 Bit 일 때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다. 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 13 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로 6만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다. 이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20, A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
한편, 표 13은 (20,A) 코드행렬의 행올 위로 7만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 13만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 17만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 3만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 13】
i Mi)0 Mi;l Mi>2 Mi 3 Mi,4 M Mi,6 Mi>7 Mj,9 Mi, lo Mi,,i MU2
0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
1 1 1 0 1 1 0 0 重 0 1 1 1 1
2 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
3 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
4 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1
5 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
6 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
7 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
8 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
9 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
10 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
11 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
12 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
13 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
14 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
15 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
16 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
17 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
18 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
19 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 표 13의 결과 코드 행렬의 성능 변화를 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18을 참조하면, 행을 위로 7만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우, 입 력 정보가 6 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다, 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 6 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로 7만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다. 이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고， 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20, A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
한편, 표 14는 (20,A) 코드행렬의 행을 위로 8만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 12만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 18만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 2만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 14]
i Mj,0 i;i Mj,2 M,'3 j,4 M is Mi)6 ij Mi,8 Mi'9 Mi, 10 Mij ,
0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1
1 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1
2 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
3 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1
4 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
5 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
6 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
7 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
8 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
9 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
10 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
11 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
12 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
13 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
14 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
15 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
16 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
17 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
18 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
19 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 1
표 14의 결과 코드 행렬의 성능 변화를 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18을 참조하면, 행을 위로 7만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우, 입 력 정보가 4 Bit 일때 성능이 매우 좋다는 것을 확인할 수 있다, 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 4 Bit의 정보 크기를 중시하는 경우에는 행을 위로 8만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다. 이 때， 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고， 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20， A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
한편， 표 15는 (20Λ) 코드행렬의 행을 위로 9만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬이다. 이는 아래 방향으로 11만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 결과 코드 행렬과 동일하다. 또한， 이는 위로 19만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)하거나 아래로 1만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)한 결과 코드 행렬과도 동일하다.
【표 15】
i Mi,0 Mi;2 Mi,3 Mi,4 i,6 i:7 Mi'8 Mi;9 Mijo j,, , Mi,l2
0 1 0 1 I 1 0 1 0 0 1 1 1 1
1 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1 1 1
2 1 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1
3 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1
4 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
5 1 0 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1
6 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1
7 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1
8 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1
9 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0
10 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
11 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
12 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0
13 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
14 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 1 1
15 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 1
16 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1
17 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1
18 1 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 1
19 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1 표 15의 결과 코드 행렬의 성능 변화를 도 18을 참조하여 설명한다.
도 18을 참조하면, 행을 위로 9만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시킨 경우, 모든 입 력 정보 Bit에서 고른 성능을 보인다는 것을 확인할 수 있다. 따라서 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈와 관련하여 전체 입 력 정보 Bit에서의 고른 성능을 중시하는 경우에는 행을 위로 9만큼 순환 이동 (Cyclic Shift)시 킨 결과 코드 행렬을 사용하면 성능의 향상을 도모할 수 있다.
이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다.
또는 (20， A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법이 적용될 수도 있다.
<제 2 실시예 -코드행렬의 열 증 적어도 하나의 열을 기 설정된 위치로 이동시켜 새로운 코드 행렬을 생성하는 방법 >
본 발명의 다른 실시 예에 따르면， 성능 열화를 발생시키는 열을 다른 곳에 위치시켜 새로운 코드행렬을 생성하는 방법 이 제공될 수 있다.
(20， A) 코드행렬에서 대표적으로 성능 열화를 발생시키는 열은 6번째 열인 ，5 이고, ^ ，5 의 위치를 기 설정된 위치로 변경하여 새롭게 코드 행렬을 생성할 수 있다. 이때, 새롭게 배치되는 위치는 제한 없이 임의 적으로 지정 가능하다. 이하에서는 ^¾，5 열을 마지막 열로 위치를 변경하여 새롭게 코드행렬을 생성하는 방법을 설명 한다. 표 16은
Figure imgf000050_0001
열을 마지막 열로 위치를 변경하여 만든 새로운 코드 행렬을 나타낸다.
【표 16] i Mi,, ij2 Mi M Mi)5 Mii6 Mjj Mi;8 Mii9 Mi.lO Mu , Mi, |2
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0
1 1 1 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0
2 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 0
3 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0
4 1 1 1 ] 0 0 1 0 0 1 1 I 0
5 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1 1 0
6 1 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1 1 0
7 1 0 0 1 1 0 1 1 0 1 1 1 0
8 1 1 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0
9 1 0 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 0
10 1 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 1 1
11 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1 1
12 1 0 0 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1
13 1 1 0 ] 0 0 1 0 1 1 1 1 1
14 1 0 0 0 1 0 1 0 1 0 1 1
15 1 1 0 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1
16 1 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1 1
17 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 1·
18 1 1 0 1 1 1 1 0 0 0 0 0 1
19 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 표 16의 코드 행렬을 이용하는 경우， 입 력 정보가 12 Bit를 초과하지 않는 한， 마지막 열로 위치가 변경된 기존의 M *，5 κ 열로부터 성능의 열화가 발생하지 않는다.
이때, 생성된 결과 코드 행렬 위의 10개 행과 아래의 10개 행을 서로 바꿀 수 있고, 위의 10개 행과 아래의 10개 행에 대해 추가적으로 동일한 값 또는 다른 값의 순환 이동 (Cyclic Shift)을 더 적용할 수도 있다. 또는 (20， A) 코드행렬의 열의 위치를 서로 바꿀 수도 있다. 그리고 생성된 결과 코드에 대해 동일 순서 (Order)를 갖는 열의 그룹 내에서 순환 이동 (Cyclic Shift)시키거나 각 열을 교환하는 방법 이 적용될 수도 있다. <제 3 실시 예 >
본 발명의 또 다른 실시 예에 따르면， 성능 열화를 발생시키는 열을 순환 이동 (Cyclic Shift)시키고， 순환 이동 시킨 열을 다른 곳에 위치시켜 새로운 코드행렬을 생성하는 방법이 제공될 수 있다.
이 경우， 입 력 정보의 크기를 고려할 수 있으므로 생성되는 채널 부호에 영향이 미치는 것을 방지하여 성능의 향상을 가져을 수 있다.
또한， 본 발명의 또 다른 실시 예에 따르면 성능 열화를 발생시키는 열을 삭제하는 방법 이 제공될 수도 있다.
즉， (20, A) 코드행렬에서 대표적으로 성능 열화를 발생시키는 6번째 열인
^， 5 를 삭제하여 새롭게 코드 행렬을 생성하는 경우, 성능의 향상을 도모될 수 있다. 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다. 도 19를 참조하면, 통신 장치 (1900)는 프로세서 (1910)， 메모리 (1920), RF 모들 (1930), 디스플레이 모들 (1940) 및 사용자 인터페이스 모들 (1950)을 포함한다. 통신 장치 (1900)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모들은 생략될 수 있다. 또한, 통신 장치 (1900)는 필요한 모들을 더 포함할 수 있다. 또한, 통신 장치 (1900)에서 일부 모들은 보다 세분화된 모들로 구분될 수 있다. 프로세서 (1910)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로， 프로세서 (1910)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 20에 기재된 내용을 참조할 수 있다.
메모리 (1920)는 프로세서 (1910)에 연결되며 오퍼 레이팅 시스템， 어플리케이션, 프로그램 코드， 데이터 둥을 저장한다. RF 모들 (1930)은 프로세서 (1910)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이를 위해, RF 모들 (1930)은 아날로그 변환， 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행한다. 디스플레이 모들 (1940)은 프로세서 (1910)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모듈 (1940)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode), OLED(Organic Light Emitting Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모들 (1950)은 프로세서 (1910)와 연결되며 키패드, 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.
이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형 태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적 인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형 태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허 청구범위에서 명시 적 인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 본 발명의 실시 예들은 주로 단말과 기지국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과와 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 '은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어， 하드웨어, 펌 웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의 한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌 웨어나 소프트웨어에 의 한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형 태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적 인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 샐를라 시스템을 위하여 사용되는 무선 이동 통신 장치에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 단말이 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 방법에 있어서,
상기 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 제 1 코드 행렬을 생성하는 단계;
상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 1 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 단계; 및
상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 단계를 포함하는， 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우, 상기 제 1 코드 행렬을 생성하는 것을 특징으로 하는, 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 3】
제 2항에 있어서，
상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우， 상기 기 설정된 개수는 6인 것을 특징으로 하는， 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 열 방향의 기 설정된 크기는 1 내지 9 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는， 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 5】
제 1항에 있어서， 상기 코드행렬 은 행의 수가 이고， 상기 채널 품질 정보 데이터 αη 과 상기 제 1 코드행렬 ^ ',Τϊ.을 이용하여 하기 수학식에 따라 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터 ^를 생성하는 것을 특징으로 하는, 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 . 수학식
Figure imgf000057_0001
(여기서, ^ 는 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈를 나타내고, i = (i + fc)mod^ 이며, ' 는 행 인덱스를 나타내고, Α 는 1 내지 ^ 중 어느 하나의 정수를 나타내며, 77 은 열 인텍스를 나타낸다)
【청구항 6】
제 5항에 있어서, 상기 행의 수 는 18 또는 20인 것올 특징으로 하는, 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 7】
무선 통신 시스템에서 단말이 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 방법에 있어서,
상기 코드행렬의 열 중 적어도 하나인 제 1 열을 기 설정된 위치로 이동시켜 제 2 코드 행렬을 생성하는 단계;
상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 2 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 단계; 및
상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 단계를 포함하는， 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 8】
제 7항에 있어서,
상기 기 설정된 위치는 상기 코드 행렬의 마지막 열인 것을 특징으로 하는, 채널 품질 정보 데이터 송신 방법 .
【청구항 9】
무선 통신 시스템에서 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 단말에 있어서，
상기 코드행렬의 행을 열 방향의 기 설정된 크기로 순환 이동 (Cyclic Shift)하여 제 1 코드 행렬을 생성하고， 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 1 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 프로세서 ; 및
상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 송신 모들을 포함하는， 단말.
【청구항 10】
제 9항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈가 기 설정된 개수 이상인 경우， 상기 제 1 코드 행렬을 생성하도록 제어하는 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 11】
제 10항에 있어서,
상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 기 설정된 개수는 6인 것을 특징으로 하는, 단말.
【청구항 12】
제 9항에 있어서, 상기 코드행렬의 행의 수가 20인 경우, 상기 열 방향의 기 설정된 크기는 1 내지 9 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는, 단말.
【청구항 13】
제 9항에 있어서, 상기 코드행렬 은 행의 수가 이고， 상기 프로세서는 상기 채널 품질 정보 데이터 "과 상기 제 1 코드행렬 ^ ',ΓΖ을 이용하여 하기 수학식에 따라 상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터 를 생성하는 것을 특징으로 하는， 단말. 수학식
Figure imgf000060_0001
(여기서, 는 상기 채널 품질 정보 데이터의 비트 사이즈를 나타내고
1 = (i + k) odB 이며, i 는 행 인덱스를 나타내고， 는 i 내지
2 중 어느 하나의 정수를 나타내며， 71은 열 인덱스를 나타낸다)
【청구항 14】
제 13항에 있어서， 상기 행의 수 "^ 는 18 또는 20인 것을 특징으로 하는， 단말.
【청구항 15】
무선 통신 시스템에서 RM 코딩 기법 (Reed-Muller coding scheme)을 적용한 코드행렬을 이용하여 채널 품질 정보 (Channel Quality Information: CQI) 데이터를 송신하는 단말에 있어서，
상기 코드행렬의 열 중 적어도 하나인 제 1 열을 기 설정된 위치로 이동시켜 제 2 코드 행렬을 생성하고, 상기 채널 품질 정보 데이터에 대해 상기 생성한 제 2 코드 행렬을 적용하여 부호화하는 프로세서; 및
상기 부호화된 채널 품질 정보 데이터를 송신하는 송신 모들을 포함하는, 단말.
【청구항 16】
제 15항에 있어서，
상기 기 설정된 위치는 상기 코드 행렬의 마지막 열인 것을 특징으로 하는, 단말.
PCT/KR2011/004005 2010-06-01 2011-06-01 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치 WO2011152659A2 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/701,712 US20130107985A1 (en) 2010-06-01 2011-06-01 Method for transmitting control information in wireless communication system, and apparatus for same
EP11790017.5A EP2579532A4 (en) 2010-06-01 2011-06-01 METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING CONTROL INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US35003410P 2010-06-01 2010-06-01
US61/350,034 2010-06-01
US35282910P 2010-06-09 2010-06-09
US61/352,829 2010-06-09
US35360810P 2010-06-10 2010-06-10
US61/353,608 2010-06-10
US35592810P 2010-06-17 2010-06-17
US61/355,928 2010-06-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2011152659A2 true WO2011152659A2 (ko) 2011-12-08
WO2011152659A3 WO2011152659A3 (ko) 2012-03-15

Family

ID=45067191

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2011/004005 WO2011152659A2 (ko) 2010-06-01 2011-06-01 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20130107985A1 (ko)
EP (1) EP2579532A4 (ko)
WO (1) WO2011152659A2 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104335498A (zh) * 2012-05-11 2015-02-04 黑莓有限公司 用于载波聚合的上行链路harq和csi复用的方法和系统
USRE48767E1 (en) 2010-10-08 2021-10-05 Blackberry Limited Message rearrangement for improved wireless code performance

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9203435B2 (en) * 2013-05-08 2015-12-01 Broadcom Corporation Multiple size and rate FEC code combination with minimum shortening and maximum combined code rate
WO2018080569A1 (en) * 2016-10-28 2018-05-03 Intel Corporation Channel coding schemes for 5g wearables
US11412534B2 (en) * 2016-11-04 2022-08-09 Qualcomm Incorporated System and method for mapping uplink control information

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7934137B2 (en) * 2006-02-06 2011-04-26 Qualcomm Incorporated Message remapping and encoding
US20090067391A1 (en) * 2007-09-11 2009-03-12 Zukang Shen Separate Rank and CQI Feedback in Wireless Networks
US20090141690A1 (en) * 2007-10-01 2009-06-04 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for uplink control signaling
WO2009082146A2 (en) * 2007-12-24 2009-07-02 Lg Electronics Inc. Channel coding method of variable length information using block code
US9030948B2 (en) * 2008-03-30 2015-05-12 Qualcomm Incorporated Encoding and decoding of control information for wireless communication
US8259602B2 (en) * 2008-04-21 2012-09-04 Lg Electronics Inc. Method of transmitting control signal in wireless communication system
WO2011043554A2 (en) * 2009-10-09 2011-04-14 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting encoded signals with frequency hopping environment
EP2569865B1 (en) * 2010-05-11 2016-06-29 LG Electronics Inc. Enhanced block coding method based on small size block code

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
USRE48767E1 (en) 2010-10-08 2021-10-05 Blackberry Limited Message rearrangement for improved wireless code performance
CN104335498A (zh) * 2012-05-11 2015-02-04 黑莓有限公司 用于载波聚合的上行链路harq和csi复用的方法和系统
EP2847876A4 (en) * 2012-05-11 2015-10-21 Blackberry Ltd METHOD AND SYSTEM FOR HARQ AND CSI UPLINK MULTIPLEXING FOR AGGREGATION OF CARRIERS
US10178651B2 (en) 2012-05-11 2019-01-08 Blackberry Limited Method and system for uplink HARQ and CSI multiplexing for carrier aggregation

Also Published As

Publication number Publication date
EP2579532A4 (en) 2016-11-09
US20130107985A1 (en) 2013-05-02
EP2579532A2 (en) 2013-04-10
WO2011152659A3 (ko) 2012-03-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101846167B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치
KR101356532B1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 인터리빙 수행 방법 및 이를 위한 장치
US8923240B2 (en) Method for transmitting control information in wireless communication system and apparatus therefor
US9106398B2 (en) Method for transmitting control information in wireless communication system and apparatus therefor
KR101422041B1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보의 변조 차수 결정 방법 및 이를 위한 장치
US9113459B2 (en) Method for transmitting control information in wireless communication system and apparatus therefor
US8923222B2 (en) Method for transmitting control information in wireless communication system and apparatus therefor
WO2011152659A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치
WO2012057480A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 제어 정보를 송신하는 방법 및 이를 위한 장치
WO2012005523A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 응답 정보 송신 방법 및 이를 위한 장치

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11790017

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13701712

Country of ref document: US

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2011790017

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011790017

Country of ref document: EP