WO2011141657A1 - Procede de commande a mli d'un convertisseur de puissance - Google Patents

Procede de commande a mli d'un convertisseur de puissance Download PDF

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WO2011141657A1
WO2011141657A1 PCT/FR2011/050918 FR2011050918W WO2011141657A1 WO 2011141657 A1 WO2011141657 A1 WO 2011141657A1 FR 2011050918 W FR2011050918 W FR 2011050918W WO 2011141657 A1 WO2011141657 A1 WO 2011141657A1
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WO
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modulator
period
corrected
carrier
switching period
Prior art date
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PCT/FR2011/050918
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Inventor
Arnaud Videt
Michel Arpilliere
Original Assignee
Schneider Toshiba Inverter Europe Sas
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation

Definitions

  • the present invention relates to a pulse width modulating control method of a power converter.
  • Said power converter is intended to be used in the form of an inverter or an active rectifier in a variable speed drive, a secure power supply system, an active filter or a DC-DC converter.
  • MLI pulse width modulation
  • Each pulse can in particular be obtained by performing a PWM of intersective type which consists in comparing a triangular carrier of period Ts, normalized between 0 and 1, with a modulator of value a.
  • MLI employing a symmetrical triangular carrier to obtain pulses centered on the chopping period is considered satisfactory in most situations.
  • the non-linearities inherent to the MLI are accentuated and distortions appear on the output current notably when sampling the modulator, modifying the ratio cyclic carrier (change of slope - see for example Figure 8) or injection of a homopolar component in a multi-phase system.
  • the object of the invention is to propose a method for controlling a power converter operating in an open loop and using a PWM with a carrier. asymmetric and in which a change of carrier and / or modulator does not lead to the appearance of distortions in the output current obtained.
  • a control method of a power converter comprising one or more switches controlled by an intersutive type pulse width modulation which consists in comparing on one or more switching periods an asymmetrical triangular carrier with at least one a modulating reference so as to obtain for each switching period a pulse defining the switching times of each switch in order to obtain a reference control voltage to be delivered to an electrical load.
  • the method comprises, for a switching period, a step of determining a corrected modulator to be applied to the asymmetrical carrier, said corrected modulator taking into account the reference modulator and being determined so as to obtain an impulse modified whose influence on the electric charge is equivalent to that which would have been provided by a pulse width modulation using a symmetrical triangular carrier.
  • the corrected modulator is determined by taking into account the reference modulator (a n ) to be applied to said switching period, of the duty cycle ( ⁇ ⁇ ) of the carrier to be applied to said switching period, of the reference modulator ( ⁇ ⁇ - ⁇ ) associated with the preceding switching period and the duty cycle ( ⁇ ⁇ - ⁇ ) of the carrier applied on the previous cutting period.
  • the corrected modulator is then determined from the following relationships: In which :
  • - ⁇ ⁇ corresponds to the cyclic ratio of the carrier on the n-chopping period.
  • a second intersective modulation method is used with an asymmetric carrier and two reference modulators, the method then comprises a step of determining a corrected first modulator and a corrected second modulator taking into account each of the first modulating reference element. applying for said switching period, the second reference modulator to be applied for said switching period, the first reference modulator associated with the previous switching period and the second reference modulator associated with the previous switching period.
  • the first corrected modulator is determined from the following relationships:
  • the corrected second modulator is determined from the following relationships:
  • control method is implemented for each switching period.
  • the method comprises a step of detecting a carrier duty cycle change and / or change of the reference modulator. In this situation, the method can perform the correction only when necessary.
  • the invention also applies to the power converter for implementing the control method described above.
  • This power converter is for example an NPC type inverter.
  • FIG. 1 represents an NPC type inverter
  • FIGS. 2A and 2B show two PWM techniques using respectively an asymmetrical triangular carrier and a single modulator and an asymmetrical triangular sawtooth carrier and two modulators as well as the switching moments of the switches obtained by means of these two PWM techniques
  • FIG. 3 illustrates the operating principle of an intersective PWM using an asymmetric carrier and a modulator and in which a change in slope of the asymmetrical carrier and a modification of the modulator occur
  • FIG. 4 shows the intersective MLI represented in FIG. 3 and adds an equivalent virtual triangular carrier as well as the associated virtual modulator enabling the same switching times to be obtained
  • FIG. 5 represents an intersective PWM employing an asymmetric triangular carrier and a modulator and shows the application of a modulator corrected during the transition marked by the change of the carrier slope and the change of modulator,
  • FIG. 6 takes again FIG. 5 and adds a new delimitation of the equivalent triangular virtual carrier during the transition
  • FIG. 7 takes again FIG. 6 and indicates in addition the volts-seconds desired by the application of the reference modulator and the volts-seconds obtained by the application of the corrected modulator,
  • FIG. 8 shows, in particular, the evolution of the output current during the change of slope of an asymmetrical carrier, this evolution being represented in dashed lines when the carrier is compared with a reference modulator and in full lines when the carrier is compared. to the modulator corrected according to the control method of the invention.
  • the invention applies to a power converter used in a variable speed drive, a secure power supply system (UPS), an active filter, etc.
  • This type of converter comprises, for example, an inverter or an active rectifier with several switching arm each having a plurality of transistor type power switches. Each switch is controlled upon opening or closing to apply a reference control voltage to a downstream connected electrical load.
  • the inverter is for example of the NPC (for "Neutral Point Clamped") type and comprises three switching arms 1, 2, 3 equipped with four switches T1 1; T1 2 , T1 3 , T1 4 , T2 1; T2 2 , T2 3 , T2 4 , T3i, T3 2 , T3 3 , T3 4 . each.
  • the converter comprises control means provided with processing means for implementing the control method of the invention.
  • the aim of the invention is to propose a control method employing an intersective type PWM consisting in comparing an asymmetric triangular carrier with one or more reference modulators compared to the carrier in order to carry out the voltage pulses defining the switching times of the switches of the converter. for controlling the electrical charge at a reference control voltage.
  • a PWM command is defined by two parameters:
  • the width of the pulse obtained which is defined by the product between the switching duty cycle a and the switching period Ts.
  • the position of the pulse during the cutting period can be characterized by the cyclic ratio ⁇ of the carrier used to generate the pulse (FIG. 2A).
  • the switching period is normalized to 1, as is the amplitude of the carrier.
  • the value of the reference modulator compared to the carrier is equal to the duty cycle of the resultant pulse obtained.
  • the symbol a therefore corresponds indifferently to the value of the reference modulator or to the duty cycle ratio.
  • the first method shown in FIG. 2A uses an asymmetric triangular carrier P and a single reference modulator with constant on each switching period and the second method represented in FIG. 2B uses an asymmetrical carrier P 'with sawtooth and two modulants of reference. ⁇ ,, a "constant over each cutting period.
  • the first modulating reference a determines the moment of rise of the pulse I and the second modulating reference year determines the moment of descent. of the impulse.
  • the difference between the two reference modulators ⁇ ,, ⁇ ⁇ determines the duty cycle and therefore the duration of the generated I pulse and is equivalent to the value of the reference modulator used in the first method. If the I pulse was generated by the MLI of the second method, it is of course possible to reduce to the first method shown in FIG. 2A by determining the duty cycle ⁇ of the asymmetrical equivalent carrier that would have generated the same pulse. compared with a single modulator.
  • the control method of the invention makes it possible to limit the distortions on the output current when, from one switching period to another, the duty cycle ⁇ of the asymmetric carrier and / or the value of the reference modulator changes. .
  • the object of the invention is thus to manage the transition from one switching period Ts 2 to another switching period Ts 3 when the duty cycle ⁇ of the carrier and / or the value of the modulating are modified during this transition.
  • it must be ensured that the change of duty cycle of the carrier or the modification of the modulator does not cause distortions on the output current.
  • the invention consists in applying a correction to the reference modulator that must be applied during this transition.
  • the principle of the invention consists in taking into account the variations of the modulante as well as the cyclic ratio of the asymmetrical triangular carrier and in modifying the impulse obtained so that the influence of this impulse is equivalent to that which would have been brought an MLI using a symmetrical triangular carrier.
  • a virtual system in which a triangular and symmetrical virtual carrier replaces the real carrier any one, for example asymmetric, and in which a virtual reference modulator replaces the actual reference modulator, the virtual reference modulator being chosen such that the comparison points with the virtual carrier coincide with the switching times of the switches in the real system.
  • the virtual system is thus equivalent to the real system and the converter behaves as if it applied the virtual system.
  • FIG. 3 thus shows an MLI employing an asymmetric triangular carrier P1 changing cyclic ratio ( ⁇ to ⁇ 2 ) from one switching period to another and a modulating reference whose value is modified (CH to a 2 ) during the transition between the two cutting periods TS 2 , TS 3 .
  • FIG. 4 further indicates the symmetrical triangular virtual carrier P10 equivalent to the distinct asymmetrical carrier P1 and the virtual reference modulators a, a 20 associated therewith for obtaining the same switching times as the actual system.
  • the application of the corrected modulator at 2 * thus makes it possible to ensure that the desired volts-seconds (hatched areas) are equal to the obtained second volts (light and dark shaded areas).
  • the corrected modulator 2 * can thus be determined from the equation system written below and obtained by considering the equality of the desired volts-seconds and obtained over two so-called virtual switching periods as redefined by compared to the new demarcation of virtual carriers.
  • the control means of the converter thus implement a step of determining the modulator corrected according to the following relations:
  • - ⁇ ⁇ corresponds to the cyclic ratio of the carrier on the n-chopping period.
  • the converter control means implement a step of determining the two modulators corrected according to the following relations:
  • the inventive control method for determining the corrected modulating a n * can be implemented for each switching period in order to minimize distortions in the output current.
  • this method could not be applied for all the cutting periods, for example a cutting period.

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un convertisseur de puissance comportant plusieurs interrupteurs (T1à T34) pilotés par une modulation de largeur d'impulsions de type intersective qui consiste à comparer une porteuse triangulaire asymétrique (P1 ) avec au moins une modulante de référence (an) de manière à obtenir pour chaque période de découpage une impulsion définissant les instants de commutation des interrupteurs (T1 à T34). Le procédé comporte, pour une période de découpage, une étape de détermination d'une modulante corrigée (αn*) à appliquer à la porteuse asymétrique, ladite modulante corrigée (αn*) tenant compte de la modulante de référence (an) et étant déterminée de manière à obtenir une impulsion modifiée dont l'influence sur la charge électrique est équivalente à celle qu'aurait apportée une modulation de largeur d'impulsions employant une porteuse triangulaire symétrique.

Description

Procédé de commande à MLI d'un convertisseur de puissance
La présente invention se rapporte à un procédé de commande à Modulation de Largeur d'Impulsion d'un convertisseur de puissance.
Ledit convertisseur de puissance est destiné à être utilisé sous la forme d'un onduleur ou d'un redresseur actif dans un variateur de vitesse, un système d'alimentation sécurisé, un filtre actif ou un convertisseur DC-DC.
De manière classique, la commande des interrupteurs d'un convertisseur de puissance est réalisée par modulation de largeur d'impulsion (ci-après MLI). Une MLI est caractérisée par sa période de découpage Ts, la largeur T de l'impulsion définissant les instants de commutation des interrupteurs du convertisseur pour chaque période de découpage et par le rapport cyclique a de commutation qui correspond au rapport entre la largeur T de chaque impulsion et la période de découpage Ts.
Chaque impulsion peut notamment être obtenue en réalisant une MLI de type intersective qui consiste à comparer une porteuse triangulaire de période Ts, normalisée ente 0 et 1 , avec une modulante de valeur a. La MLI employant une porteuse triangulaire symétrique en vue d'obtenir des impulsions centrées sur la période de découpage est considérée comme satisfaisante dans la plupart des situations.
Cependant, dans certaines situations, par exemple pour atténuer les tensions de mode commun, il s'avère utile d'employer une porteuse triangulaire asymétrique ou de changer la valeur de la modulante au cours de la commande comme décrit dans le brevet EP1855375. De même, pour obtenir des commutations simultanées en vue d'améliorer la CEM, il s'avère intéressant de changer la pente de la porteuse asymétrique. Or ces nouvelles techniques de MLI entraînent des distorsions sur le courant de sortie à destination de la charge (voir l'évolution du courant is sur la partie de la courbe représentée en pointillés sur la figure 8).
En employant une porteuse triangulaire asymétrique, les non-linéarités inhérentes à la MLI s'accentuent et des distorsions apparaissent sur le courant de sortie notamment en cas d'échantillonnage de la modulante, de modification du rapport cyclique de la porteuse (changement de pente - voir par exemple la figure 8) ou d'injection d'une composante homopolaire dans un système à plusieurs phases.
Alors que l'art antérieur préconise le plus souvent de poursuivre l'emploi de porteuses triangulaires symétriques, le but de l'invention est de proposer un procédé de commande d'un convertisseur de puissance fonctionnant en boucle ouverte et utilisant une MLI avec une porteuse asymétrique et dans lequel un changement de porteuse et/ou de modulante n'entraîne pas ou peu l'apparition de distorsions dans le courant de sortie obtenu.
Ce but est atteint par un procédé de commande d'un convertisseur de puissance comportant un ou plusieurs interrupteurs pilotés par une modulation de largeur d'impulsions de type intersective qui consiste à comparer sur une ou plusieurs périodes de découpage une porteuse triangulaire asymétrique avec au moins une modulante de référence de manière à obtenir pour chaque période de découpage une impulsion définissant les instants de commutation de chaque interrupteur en vue d'obtenir une tension de commande de référence à délivrer à une charge électrique. Selon l'invention, le procédé comporte, pour une période de découpage, une étape de détermination d'une modulante corrigée à appliquer à la porteuse asymétrique, ladite modulante corrigée tenant compte de la modulante de référence et étant déterminée de manière à obtenir une impulsion modifiée dont l'influence sur la charge électrique est équivalente à celle qu'aurait apportée une modulation de largeur d'impulsions employant une porteuse triangulaire symétrique.
Si on utilise une première méthode de modulation intersective avec une porteuse asymétrique et une seule modulante, on obtient alors que, pour une période de découpage, la modulante corrigée est déterminée en tenant compte de la modulante de référence (an) à appliquer sur ladite période de découpage, du rapport cyclique (βη) de la porteuse à appliquer sur ladite période de découpage, de la modulante de référence (αη-ι) associée à la période de découpage précédente et du rapport cyclique (βη-ι ) de la porteuse appliquée sur la période de découpage précédente.
Plus précisément, pour chaque période de découpage, la modulante corrigée est alors déterminée à partir des relations suivantes :
Figure imgf000004_0001
Dans lesquelles :
- αη correspond à la modulante corrigée pour la période de découpage n,
- an correspond à la modulante de référence pour la période de découpage n,
- βη correspond au rapport cyclique de la porteuse sur la période de découpage n.
Si on utilise une deuxième méthode de modulation intersective avec une porteuse asymétrique et deux modulantes de référence, le procédé comporte alors une étape de détermination d'une première modulante corrigée et d'une deuxième modulante corrigée tenant compte chacune de la première modulante de référence à appliquer pour ladite période de découpage, de la deuxième modulante de référence à appliquer pour ladite période de découpage, de la première modulante de référence associée à la période de découpage précédente et de la deuxième modulante de référence associée à la période de découpage précédente.
Plus précisément, dans le cadre de cette deuxième méthode de MLI, pour chaque période de découpage, la première modulante corrigée est déterminée à partir des relations suivantes :
Figure imgf000005_0001
Avec Kn D ^ (D D D D l) et Dan D Din D Dn et
Dans lesquelles :
- ciin correspond à la première modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciin correspond à la première modulante de référence pour la période de découpage n,
- ciiin correspond à la deuxième modulante de référence pour la période de découpage n.
Pour sa part, la deuxième modulante corrigée est déterminée à partir des relations suivantes :
Figure imgf000005_0002
Avec K =— ( i. - . )( . + α„„ - 1) et as„ - α. = α Dans lesquelles :
- aiin correspond à la deuxième modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciin correspond à la première modulante de référence pour la période de découpage n,
- ciiin correspond à la deuxième modulante de référence pour la période de découpage n.
Selon l'invention, le procédé de commande est mis en œuvre pour chaque période de découpage.
Selon une autre particularité, le procédé comporte une étape de détection d'un changement de rapport cyclique de porteuse et/ou de changement de la modulante de référence. Dans cette situation, le procédé peut effectuer la correction que lorsque cela est nécessaire.
L'invention s'applique également au convertisseur de puissance permettant de mettre en œuvre le procédé de commande décrit ci-dessus. Ce convertisseur de puissance est par exemple un onduleur de type NPC.
D'autres caractéristiques et avantages vont apparaître dans la description détaillée qui suit en se référant à un mode de réalisation donné à titre d'exemple et représenté par les dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 représente un onduleur de type NPC,
- les figures 2A et 2B représentent deux techniques de MLI utilisant respectivement une porteuse triangulaire asymétrique et une seule modulante et une porteuse triangulaire asymétrique en dents de scie et deux modulantes ainsi que les instants de commutation des interrupteurs obtenus grâce à ces deux techniques de MLI,
la figure 3 illustre le principe de fonctionnement d'une MLI intersective utilisant une porteuse asymétrique et une modulante et dans laquelle, intervient un changement de pente de la porteuse asymétrique et une modification de la modulante, - la figure 4 reprend la MLI intersective représentée sur la figure 3 et ajoute une porteuse triangulaire virtuelle équivalente ainsi que la modulante virtuelle associée permettant d'obtenir les mêmes instants de commutation,
- la figure 5 représente une MLI intersective employant une porteuse triangulaire asymétrique et une modulante et montre l'application d'une modulante corrigée lors de la transition marquée par le changement de pente de la porteuse et le changement de modulante,
- la figure 6 reprend la figure 5 et ajoute une nouvelle délimitation de la porteuse virtuelle triangulaire équivalente lors de la transition,
- la figure 7 reprend la figure 6 et indique en plus les volts-secondes souhaités par l'application de la modulante de référence et les volts- secondes obtenus par l'application de la modulante corrigée,
- la figure 8 montre notamment l'évolution du courant de sortie lors du changement de pente d'une porteuse asymétrique, cette évolution étant représentée en traits pointillés lorsque la porteuse est comparée à une modulante de référence et en traits pleins lorsque la porteuse est comparée à la modulante corrigée selon le procédé de commande de l'invention.
L'invention s'applique à un convertisseur de puissance employé dans un variateur de vitesse, un système d'alimentation sécurisé (UPS), un filtre actif... Ce type de convertisseur comporte par exemple un onduleur ou un redresseur actif doté de plusieurs bras de commutation comportant chacun plusieurs interrupteurs de puissance de type transistor. Chaque interrupteur est commandé à l'ouverture ou à la fermeture pour appliquer une tension de commande de référence à une charge électrique connectée en aval. En référence à la figure 1 , l'onduleur est par exemple de type NPC (pour "Neutral Point Clamped") et comporte trois bras de commutation 1 , 2, 3 dotés de quatre interrupteurs T1 1 ; T12, T13, T14, T21 ; T22, T23, T24, T3i , T32, T33, T34. chacun. Deux condensateurs C1 , C2 sont connectés en série de part et d'autre du point neutre O. Le convertisseur comporte des moyens de commande doté de moyens de traitement permettant de mettre en œuvre le procédé de commande de l'invention. L'invention vise à proposer un procédé de commande employant une MLI de type intersective consistant à comparer une porteuse triangulaire asymétrique avec une ou plusieurs modulantes de référence comparées à la porteuse pour réaliser les impulsions de tension définissant les instants de commutation des interrupteurs du convertisseur en vue de commander la charge électrique à une tension de commande de référence.
De manière connue, à chaque période de découpage, une commande MLI est définie par deux paramètres :
- la largeur de l'impulsion obtenue qui est définie par le produit entre le rapport cyclique de commutation a et la période de découpage Ts.
La position de l'impulsion au cours de la période de découpage. Elle peut être caractérisée par le rapport cyclique β de la porteuse ayant servi à générer l'impulsion (figure 2A).
On normalise par exemple la période de découpage à 1 , de même que l'amplitude de la porteuse. De cette manière, la valeur de la modulante de référence comparée à la porteuse est égale au rapport cyclique de l'impulsion résultante obtenue. Dans la suite de la description, le symbole a correspond donc indifféremment à la valeur de la modulante de référence ou au rapport cyclique de commutation. En référence à la figure 2A, on obtient alors pour chaque période de découpage : L'instant de début de l'impulsion : yi = β(1 - a)
L'instant de fin de l'impulsion : jii = β(1 - a) + a L'instant milieu de l'impulsion : φ = β(1 - α) + α/2
Par ailleurs, il existe deux méthodes de MLI intersective équivalentes permettant d'obtenir les mêmes impulsions définissant les instants de commutation des interrupteurs du convertisseur. La première méthode représentée sur la figure 2A utilise une porteuse triangulaire asymétrique P et une seule modulante de référence a constante sur chaque période de découpage et la deuxième méthode représentée en figure 2B utilise une porteuse asymétrique P' en dents de scie et deux modulantes de référence α,, a„ constantes sur chaque période de découpage. Dans cette deuxième méthode, la première modulante de référence a, détermine l'instant de montée de l'impulsion I et la deuxième modulante de référence an détermine l'instant de descente de l'impulsion. L'écart entre les deux modulantes de référence α,, αΜ détermine le rapport cyclique et donc la durée de l'impulsion I générée et est équivalent à la valeur de la modulante de référence a utilisée dans la première méthode. Si l'impulsion I a été générée par la MLI de la deuxième méthode, il est bien entendu possible de se ramener à la première méthode représentée sur la figure 2A en déterminant le rapport cyclique β de la porteuse asymétrique équivalente qui aurait généré la même impulsion par comparaison avec une seule modulante.
Dans la suite de la description, le principe de l'invention est explicité à partir d'une MLI du type de la première méthode décrite ci-dessus, c'est-à-dire comportant une porteuse asymétrique et une seule modulante.
Le procédé de commande de l'invention permet de limiter les distorsions sur le courant de sortie lorsque, d'une période de découpage à l'autre, le rapport cyclique β de la porteuse asymétrique et/ou la valeur de la modulante de référence change.
Comme représenté sur la figure 3, le but de l'invention est donc de gérer la transition d'une période de découpage Ts2 à une autre période de découpage Ts3 lorsque le rapport cyclique β de la porteuse et/ou la valeur de la modulante sont modifiées lors de cette transition. Il faut notamment s'assurer que le changement de rapport cyclique de la porteuse ou la modification de la modulante n'entraîne pas de distorsions sur le courant de sortie.
Pour cela, l'invention consiste à appliquer une correction sur la modulante de référence qui doit être appliquée lors de cette transition.
Dans la suite de la description, on notera a la valeur de la modulante de référence, sans compensation et a* la valeur modifiée avec compensation. Comme l'amplitude de la porteuse est normalisée à 1 , les rapports cycliques de commutation sont également notés a et les rapports cycliques de porteuse sont notés β. Des indices sont affectés à ces symboles pour indiquer leur changement de valeur.
Le principe de l'invention consiste à prendre en compte les variations de la modulante ainsi que du rapport cyclique de la porteuse triangulaire asymétrique et à modifier l'impulsion obtenue de sorte que l'influence de cette impulsion soit équivalente à celle qu'aurait apportée une MLI utilisant une porteuse triangulaire symétrique.
Pour mieux comprendre l'invention, on peut imaginer un système virtuel dans lequel une porteuse virtuelle triangulaire et symétrique remplace la porteuse réelle quelconque, par exemple asymétrique, et dans lequel une modulante de référence virtuelle remplace la modulante de référence réelle, la modulante de référence virtuelle étant choisie de telle sorte que les points de comparaison avec la porteuse virtuelle coïncident avec les instants de commutation des interrupteurs dans le système réel. Le système virtuel est ainsi équivalent au système réel et le convertisseur se comporte comme s'il appliquait le système virtuel.
La figure 3 montre ainsi une MLI employant une porteuse triangulaire asymétrique P1 changeant de rapport cyclique (βι à β2) d'une période de découpage à une autre et une modulante de référence dont la valeur est modifiée (CH à a2) lors de la transition entre les deux périodes de découpage TS2, TS3. La figure 4 indique en plus la porteuse virtuelle triangulaire symétrique P10 équivalente à la porteuse asymétrique distincte P1 et les modulantes de référence virtuelles a , a20 qui lui sont associées en vue d'obtenir les mêmes instants de commutation que le système réel. Lors de la transition marquée par le changement de rapport cyclique de la porteuse et le changement de modulantes, on remarque sur la figure 4 que pour obtenir les mêmes instants de commutation, les modulantes de référence virtuelles a , a20 appliquées ne sont pas égales aux modulante de référence réelles CH , a2 correspondantes. Ainsi, en appliquant une modulante de référence réelle sur la porteuse réelle asymétrique, les volts secondes réellement obtenus (zones grisées), reflétés par l'application de la modulante virtuelle sur la porteuse virtuelle symétrique équivalente, ne seraient pas égaux aux volts secondes souhaités (zones hachurées).
Par conséquent, pour obtenir les volts secondes souhaités en vue de commander la charge de manière satisfaisante, c'est-à-dire sans distorsions sur le courant de sortie, il est nécessaire d'appliquer une correction à la modulante de référence pour que le convertisseur puisse se comporter comme s'il appliquait une porteuse triangulaire ou autrement dit pour que l'impulsion résultant de la comparaison entre la porteuse asymétrique et la modulante corrigée ait une influence sur la charge qui soit équivalente à celle qu'aurait apportée une MLI employant une porteuse symétrique.
En référence à la figure 5, on remarque que lors de la transition, l'application d'une modulante corrigée a2 * à la porteuse asymétrique réelle P1 entraîne une modification de la largeur et de la position ( γ* 2 , γ* ί2 ) de l'impulsion. Comme représenté sur la figure 6, lors de la transition, la porteuse virtuelle P10 présente ainsi une nouvelle délimitation. Ainsi pour éviter qu'une erreur se propage sur la période de découpage suivante, en plus de la modulante corrigée a2 *, on introduit une nouvelle inconnue qui est la délimitation ψ2 de la porteuse virtuelle triangulaire dessinée lors la transition (figure 6).
En référence à la figure 7, l'application de la modulante corrigée a2* permet ainsi de s'assurer que les volts-secondes souhaités (zones hachurées) sont égaux aux volts secondes obtenus (zones grisées claires et foncées).
Selon l'invention, la modulante corrigée a2* peut ainsi être déterminée à partir du système d'équation écrit ci-dessous et obtenu en considérant l'égalité des volts- secondes souhaités et obtenus sur deux périodes de découpage dites virtuelles car redéfinies par rapport à la nouvelle délimitation des porteuses virtuelles. Pour la période de découpage n, les moyens de commande du convertisseur mettent ainsi en œuvre une étape de détermination de la modulante corrigée selon les relations suivantes :
Figure imgf000011_0001
Dans lesquelles :
- an correspond à la modulante corrigée pour la période de découpage n,
- an correspond à la modulante de référence pour la période de découpage n,
- βη correspond au rapport cyclique de la porteuse sur la période de découpage n.
Lorsque la MLI est réalisée selon la seconde méthode détaillée ci-dessus en référence à la figure 2B, pour la période de découpage n, les moyens de commande du convertisseur mettent en œuvre une étape de détermination des deux modulantes corrigées selon les relations suivantes :
Figure imgf000011_0002
Avec K =— α m=„ )( v( m;„ un - 1) / et œ u.n - ce m. = cc n Dans lesquelles :
- ain correspond à la première modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciiin correspond à la deuxième modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciin correspond à la première modulante de référence pour la période de découpage n,
- ciiin correspond à la deuxième modulante de référence pour la période de découpage n.
Ces nouvelles relations applicables pour une modulation du type représenté sur la figure 2B sont équivalentes à celles écrites ci-dessus pour la modulation représentée en figure 2A.
Ainsi on modifie dynamiquement la modulante de référence réelle envoyée au modulateur réel de sorte que la modulante de référence virtuelle qui lui est associée donne les volts secondes souhaités au cours d'une période du modulateur virtuel.
Les équations de compensation écrites ci-dessus permettent de calculer, en temps réel et en boucle ouverte, la valeur corrigée an * de la modulante de référence an requise pour la période n. Cette compensation calculée permet de remédier simultanément aux trois sources de perturbations identifiées :
- porteuse asymétrique+échantillonnage de la modulante,
- changement de rapport cyclique de la porteuse,
- injection de composante homopolaire avec porteuse asymétrique.
Ainsi, comme représenté sur la figure 8, l'application de la modulante corrigée sur la porteuse asymétrique lors du changement de pente permet d'obtenir un courant de sortie is (en trait plein) non distordu.
Idéalement, le procédé de commande de l'invention qui permet de déterminer la modulante corrigée an * peut être mis en œuvre pour chaque période de découpage afin de réduire au maximum les distorsions sur le courant de sortie. Cependant, ce procédé pourrait tout à fait ne pas être appliqué pour toutes les périodes de découpage, par exemple une période de découpage. Dans ce cadre, on peut imaginer appliquer le procédé de commande uniquement lorsqu'un changement du rapport cyclique de porteuse et/ou de modulante de référence est détecté par des moyens appropriés.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de commande d'un convertisseur de puissance comportant un ou plusieurs interrupteurs (T^ à T34) pilotés par une modulation de largeur d'impulsions de type intersective qui consiste à comparer sur une ou plusieurs périodes de découpage une porteuse triangulaire asymétrique (P1 ) avec au moins une modulante de référence (an) de manière à obtenir pour chaque période de découpage une impulsion définissant les instants de commutation de chaque interrupteur (T1 ! à T34) en vue d'obtenir une tension de commande de référence à délivrer à une charge électrique, caractérisé en ce que le procédé comporte, pour une période de découpage, une étape de détermination d'une modulante corrigée (an *) à appliquer à la porteuse asymétrique, ladite modulante corrigée (an *) tenant compte de la modulante de référence (an) et étant déterminée de manière à obtenir une impulsion modifiée dont l'influence sur la charge électrique est équivalente à celle qu'aurait apportée une modulation de largeur d'impulsions employant une porteuse triangulaire symétrique.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, pour une période de découpage, la modulante corrigée est déterminée en tenant compte de la modulante de référence (an) à appliquer sur ladite période de découpage, du rapport cyclique (βη) de la porteuse à appliquer sur ladite période de découpage, de la modulante de référence (αη-ι ) associée à la période de découpage précédente et du rapport cyclique (βη-ι ) de la porteuse appliquée sur la période de découpage précédente.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que, pour chaque période de découpage, la modulante corrigée est déterminée à partir des relations suivantes :
Figure imgf000013_0001
Dans lesquelles :
- an correspond à la modulante corrigée pour la période de découpage n,
- an correspond à la modulante de référence pour la période de découpage n,
- βη correspond au rapport cyclique de la porteuse sur la période de découpage n.
4. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la modulation de largeur d'impulsions consiste à comparer sur une ou plusieurs périodes de découpage une porteuse triangulaire asymétrique (Ρ') avec une première modulante de référence (ain) et une deuxième modulante de référence (aiin) de manière à obtenir pour chaque période de découpage une impulsion définissant les instants de commutation des interrupteurs (T1 ! à T34) en vue d'obtenir la tension de commande de référence à délivrer à la charge électrique et en ce qu'il comporte, pour une période de découpage, une étape de détermination d'une première modulante corrigée (ain *) et d'une deuxième modulante corrigée (aiin *) tenant compte chacune de la première modulante de référence à appliquer pour ladite période de découpage, de la deuxième modulante de référence (aiin) à appliquer pour ladite période de découpage, de la première modulante de référence (ai n-i ) associée à la période de découpage précédente et de la deuxième modulante de référence (aii n-i ) associée à la période de découpage précédente.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que, pour chaque période de découpage, la première modulante corrigée est déterminée à partir des relations suivantes :
Figure imgf000014_0001
Dans lesquelles :
- ciin correspond à la première modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciin correspond à la première modulante de référence pour la période de découpage n,
- aiin correspond à la deuxième modulante de référence pour la période de découpage n.
6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, caractérisé en ce que, pour chaque période de découpage, la deuxième modulante corrigée est déterminée à partir des relations suivantes : un (Kn D KnD1) □ n D l
n si
□ n D l
1
Figure imgf000015_0001
Dans lesquelles :
- ciiin correspond à la deuxième modulante corrigée pour la période de découpage n,
- ciin correspond à la première modulante de référence pour la période de découpage n,
- ciiin correspond à la deuxième modulante de référence pour la période de découpage n.
7. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre pour chaque période de découpage.
8. Procédé de commande selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte une étape de détection d'un changement de rapport cyclique de porteuse et/ou de changement de la modulante de référence.
9. Convertisseur de puissance comportant un ou plusieurs interrupteurs de commutation (T1 ! à T34) et des moyens de commande mettant en œuvre une modulation de largeur d'impulsions en vue de réaliser des impulsions de tension définissant les instants de commutation de chaque interrupteur, caractérisé en ce que les moyens de commande mettent en œuvre le procédé de commande tel que défini dans l'une des revendications 1 à 8.
10. Convertisseur selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte un onduleur de type NPC.
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