WO2011137719A1 - 有效信噪比确定方法和装置 - Google Patents

有效信噪比确定方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011137719A1
WO2011137719A1 PCT/CN2011/073200 CN2011073200W WO2011137719A1 WO 2011137719 A1 WO2011137719 A1 WO 2011137719A1 CN 2011073200 W CN2011073200 W CN 2011073200W WO 2011137719 A1 WO2011137719 A1 WO 2011137719A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
channel
time
ofdm system
codeword
measurement bandwidth
Prior art date
Application number
PCT/CN2011/073200
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
焦飞
李斌
Original Assignee
中兴通讯股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 中兴通讯股份有限公司 filed Critical 中兴通讯股份有限公司
Priority to JP2013508360A priority Critical patent/JP5695737B2/ja
Publication of WO2011137719A1 publication Critical patent/WO2011137719A1/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals

Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to wireless communication systems, and more particularly to methods and apparatus for determining effective signal to noise ratios in the field. Background technique
  • AMC Adaptive Modulation and Coding
  • SNR Signal to Noise Ratio
  • the OFDM system is designed to simultaneously transmit user data for multiple orthogonal subchannels, and the quality of each subchannel may be different.
  • the overall quality conditions of these subchannels are typically reflected by the effective signal to noise ratio.
  • the effective signal-to-noise ratio is defined as the SNR value of a certain block error rate under the AWGN (Additive White Gaussian Noise) channel.
  • the CQI Channel Quality Indicator
  • the terminal reports the CQI to complete the channel quality feedback, and the effective signal-to-noise ratio is specific.
  • the calculation method is as follows.
  • the signal-to-noise ratio of each subchannel on the measurement bandwidth is calculated directly from the channel transmission coefficient and the noise interference power 2.
  • N is the number of time-frequency subchannels.
  • the effective signal-to-noise ratio SNR eff is calculated by using an algorithm such as EESM.
  • EESM effective signal-to-noise ratio
  • the coefficient is related to the modulation and coding method.
  • each time-frequency subchannel includes a plurality of spatial subchannels at the same time.
  • the effective signal-to-noise ratio it is necessary to first calculate the signal-to-noise ratio of each spatial subchannel.
  • different transmission modes and solution MIMO algorithms correspond to different spatial subchannel SNR calculation methods. It is assumed that the MMSE (Minimum Mean Square Error) receiver is used in the MIMO-OFDM system, and the spatial subchannel SNR is calculated according to formula (3):
  • the signal transmission power is represented, indicating a channel transmission matrix
  • w is a precoding matrix
  • L is a spatial channel transmission layer.
  • Embodiments of the present invention provide an effective signal-to-noise ratio determination method and apparatus, which are used to solve the problem that the effective signal-to-noise ratio calculation complexity is high and the implementation is difficult.
  • an estimated channel correlation matrix of the measurement bandwidth is determined according to a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in a measurement bandwidth;
  • the process of determining the channel correlation matrix estimation value according to the channel estimation result includes: according to a formula Determining a channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth, where is a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in the measurement bandwidth, where K represents a number of time-frequency subchannels at a pilot position, and K is positive Integer, 0 k
  • Kl Kl
  • k is an integer
  • ⁇ ⁇ represents the number of transmitting antennas in the OFDM system
  • ⁇ represents the number of receiving antennas in the OFDM system
  • ⁇ 2 represents noise interference power
  • 1 represents a square matrix of ⁇ wei.
  • the measurement bandwidth is determined for each time-frequency sub-channel capacity of the channel c ⁇ m, R & lt, where, L represents the measurement bandwidth of the channel layers of the transport layer, ⁇ represents The average transmission power of each channel transmission layer in the measurement bandwidth, Ir represents the interference power of each interference type, R represents the number of interference types, and r and R are positive integers;
  • the channel capacity of the channel is linearly averaged, and the channel capacity Cr of the time-frequency subchannel of each interference type in the measurement bandwidth is sequentially obtained.
  • Ir When the interference type is the primary cell pilot interference, Ir is equal to the adjacent cell reference signal receiving power RSRP; when the interference type is the adjacent cell data interference, Ir is equal to the adjacent cell data signal average power.
  • the equivalent channel c. SNR ff . 2 ⁇ -1 _ _ capacity 1 corresponding to each codeword is obtained, and the effective corresponding to each codeword is calculated by using the formula eff ' 1
  • the signal to noise ratio e ff ' 1 , i is a positive integer, and i is not greater than the number of code words of the multi-codeword OFDM system.
  • the equivalent channel capacity ⁇ corresponding to each codeword is obtained, including:
  • a first determining unit configured to determine, in an OFDM system, a channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth according to a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in a measurement bandwidth; and a calculating unit, configured to use the channel Correlating matrix estimation values, respectively calculating channel capacity of time-frequency subchannels of each interference type included in the measurement bandwidth;
  • an obtaining unit configured to obtain, according to the obtained channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type, an average channel capacity of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth;
  • a second determining unit configured to determine an effective signal to noise ratio of the measurement bandwidth according to the obtained equivalent channel capacity of each time-frequency subchannel obtained.
  • the first determining unit is specifically configured to: according to a formula Determining a channel correlation matrix estimation value A of the measurement bandwidth, where is a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in the measurement bandwidth, and K represents a time-frequency sub-letter at a pilot position.
  • K is a positive integer
  • k is an integer, indicating the number of transmitting antennas in the OFDM system
  • ⁇ indicates the number of receiving antennas in the OFDM system
  • ⁇ 2 indicates the noise interference power
  • 1 indicates ⁇ ⁇ dimension unit square matrix.
  • the channel correlation matrix estimation value is multiplied by the precoding matrix to obtain an equivalent channel correlation matrix " 1 , Wm represents a precoding matrix, and M represents the number of types of precoding matrices used in the time-frequency subchannel on the measurement bandwidth, m, M Are positive integers;
  • the measurement bandwidth is determined for each time-frequency sub-channel capacity m 'r, where, L represents the measurement bandwidth of the channel layers of the transport layer, showing the measurement The average transmit power of each channel transport layer in the bandwidth, Ir represents the interference power of each interference type, R represents the number of interference types, r and R are positive integers; the subunits are obtained for use according to the formula Corresponding to each type of interference
  • the channel capacity w , ⁇ of the frequency subchannel is linearly averaged, and each of the measurement bandwidths is sequentially obtained.
  • the obtaining unit is specifically configured to: according to a formula Performing a linear weighted average of the channel capacities of the time-frequency subchannels of the interference types to obtain the measurement band Width averages the equivalent channel capacity C of each time-frequency subchannel, where Nr represents the number of subchannels with interference power Ir in the time-frequency subchannel transmitting user data on the measurement bandwidth, and N represents the time frequency of transmitting user data.
  • the total number of subchannels, ⁇ is the capacity adjustment factor, which is proportional to the maximum likelihood of the receiver in the OFDM system.
  • the obtaining unit includes:
  • the ratio SNReff is obtained according to the equivalent channel capacity formula eff —
  • Multi-codeword sub-unit for acquiring each when the OFDM system is a multi-codeword OFDM system
  • the equivalent channel capacity corresponding to the codeword', and using the formula ⁇ , '' 1 to calculate the effective signal-to-noise ratio corresponding to each codeword i is a positive integer, and i is not greater than the number of codewords of the multi-codeword OFDM system.
  • the multi-codeword sub-unit is specifically configured to: when the OFDM system is a multi-codeword OFDM system,
  • the second determining unit is specifically configured to:
  • an estimation result of a channel correlation matrix of a measurement bandwidth is determined according to a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in a measurement bandwidth, and channel correlation is utilized.
  • the matrix estimation value respectively calculates the channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type included in the measurement bandwidth, and obtains the equivalent of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth according to the channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type.
  • Channel capacity based on the average channel capacity of each time-frequency subchannel, determines the effective signal-to-noise ratio of the measurement bandwidth.
  • the method provided by the embodiments of the present invention reduces the computational complexity and can calculate the effective signal to noise ratio at a lower complexity.
  • FIG. 1 is a flowchart of a method for determining an effective signal to noise ratio according to an embodiment of the present invention
  • 2 is a flowchart of a method for calculating a channel capacity of a time-frequency subchannel of each interference type according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a time-frequency resource block of a two-port LTE system according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a schematic structural diagram of an apparatus for determining an effective signal-to-noise ratio according to an embodiment of the present invention
  • FIG. Schematic diagram of the structure
  • FIG. 6 is a schematic structural diagram of an obtaining unit according to an embodiment of the present invention. Detailed ways
  • An effective signal-to-noise ratio determination method can calculate the effective signal-to-noise ratio corresponding to each codeword in the OFDM system at a lower complexity.
  • the specific processing flow is as shown in FIG. 1, and includes:
  • Step 101 Determine a channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth according to a channel estimation result of the time-frequency subchannel of the pilot position in the measurement bandwidth;
  • Step 102 Calculate, by using channel estimation matrix estimation values, channel capacity of each time-frequency subchannel of each interference type included in the measurement bandwidth.
  • Step 103 Obtain an average channel capacity of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth according to a channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type.
  • Step 104 Determine an effective signal to noise ratio of the measurement bandwidth according to an average channel capacity of each time-frequency subchannel.
  • the channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth is determined, and various implementation manners may be implemented.
  • the example provides a preferred embodiment that can determine channel correlation matrix estimates with lower computational complexity, as follows: According to the formula Determining a channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth, where is a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in the measurement bandwidth, where K represents a number of time-frequency subchannels at a pilot position, and K is positive
  • K represents a number of time-frequency subchannels at a pilot position
  • K is positive
  • the integer, 0 k Kl , k is an integer
  • ⁇ ⁇ represents the number of transmitting antennas in the OFDM system
  • ⁇ represents the number of receiving antennas in the OFDM system
  • ⁇ 2 represents the noise interference power
  • 1 represents the square matrix of the dimension.
  • the channel correlation matrix estimation value can be calculated by using the channel estimation result of the time-frequency subchannel of the pilot position, for example, determined by an LS (Least Square) channel estimation method.
  • LS Least Square
  • the channel correlation matrix estimation value of the measurement bandwidth can be determined.
  • time-frequency subchannels Since different time-frequency subchannels may experience different interferences, the time-frequency subchannels are classified into the following two types according to different types of interference:
  • step 102 the channel capacity of each time-frequency subchannel of each interference type included in the measurement bandwidth is calculated by using the determined channel correlation matrix estimation value in step 101.
  • Step 102 may be multiple.
  • the embodiment of the present invention provides a preferred embodiment, which can calculate the channel capacity of each time-frequency subchannel of each interference type included in the measurement bandwidth with a lower computational complexity, as shown in FIG. 2:
  • the channel correlation matrix estimation value is multiplied by the precoding matrix to obtain an equivalent channel correlation matrix " 1 , Wm represents a precoding matrix, and M represents a precoding matrix of the time-frequency subchannel used in the measurement bandwidth.
  • m and M are positive integers.
  • M is 1 in the closed-loop spatial multiplexing mode. Open loop 'division' M is 2;
  • Step 202 Determine a channel capacity of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth.
  • Ir is equal to the adjacent cell reference signal receiving power RSRP;
  • Ir is equal to the average power of the adjacent cell data signal
  • Step 203 Obtain a channel capacity of a time-frequency subchannel of each interference type in the measurement bandwidth.
  • the channel capacity of the channel is linearly averaged, and the time-dependent capacity of each interference type in the measurement bandwidth is obtained in turn.
  • each time-frequency subchannel of each interference type is linearly weighted and averaged to obtain an average channel capacity C of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth, where Nr represents a time-frequency subchannel for transmitting user data on the measurement bandwidth.
  • Nr represents a time-frequency subchannel for transmitting user data on the measurement bandwidth.
  • the number of subchannels whose interference power is Ir, N represents the total number of time-frequency subchannels transmitting user data, and ⁇ is the capacity adjustment factor, which is proportional to the maximum likelihood of the receiver in the OFDM system.
  • step 103 the capacity adjustment factor ⁇ is introduced, and the channel capacity loss caused by the ⁇ -correction channel estimation error, the decoding algorithm, the demodulation decoding algorithm, and the like can be adjusted to improve the estimation accuracy.
  • the OFDM system can be divided into a single codeword OFDM system and a multicodeword OFDM system, and different OFDM systems, the method for determining the effective signal to noise ratio of the measurement bandwidth Different:
  • the equivalent channel c. SNR ff . 2 ⁇ -1 _ _ capacity 1 corresponding to each codeword is obtained, and the effective corresponding to each codeword is calculated by using the formula eff ' 1
  • the signal-to-noise ratio e ff ' 1 , i is a positive integer, and i is not greater than the number of code words of the multi-codeword OFDM system.
  • the embodiment may provide an equivalent channel capacity corresponding to each codeword.
  • the embodiment of the present invention provides an implementation manner, and the specific implementation manner is as follows:
  • the OFDM system is a dual codeword OFDM system, according to the formula.
  • M - 1 averages the equivalent channel correlation matrices corresponding to each precoding matrix to obtain an average equivalent channel correlation matrix; divides the equivalent channel capacity of the two codewords according to the diagonal elements, and uses the formula
  • ⁇ ⁇ obtains the equivalent channel capacity corresponding to codeword 1 and codeword 2 respectively
  • L denotes the number of channel transmission layers, in this case L takes 2.
  • the channel transport layer sequence number corresponding to codeword 1 is L1
  • the multi-codeword OFDM system may also be an OFDM system of three codewords, four codewords, five codewords or even more codewords, and the method for determining the effective signal to noise ratio corresponding to each codeword is The method of determining the codeword OFDM system is similar. As shown in FIG. 1 , when the step 104 is implemented, other implementation manners may be used.
  • Another preferred implementation manner is as follows:
  • the OFDM system is a multi-codeword OFDM system, according to the average
  • the LTE (Long Term Evolution) OFDM system is used as an example.
  • the single codeword closed-loop precoding mode and the two-codeword open-loop spatial multiplexing mode are respectively used.
  • the effective signal to noise ratio measurement method in the transmission mode is described in detail.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a time-frequency resource block of two ports of an LTE system, where a resource block includes a plurality of resource elements, and each resource element corresponds to a time-frequency subchannel, and some of the time-frequency subchannels are used for transmitting pilot information, also called For pilot symbols, such as R0 and R1, some are used to transmit user data, also known as data symbols.
  • pilot information also called For pilot symbols, such as R0 and R1
  • R0 and R1 some are used to transmit user data, also known as data symbols.
  • some resource elements are blanked, as shown in the shaded part of Figure 3.
  • the present invention calculates a channel correlation matrix by using a time-frequency subchannel transmitting pilot information, and calculates an equivalent channel capacity and an effective signal-to-noise ratio in combination with the position and number of time-frequency subchannels in which the user data is transmitted in the resource block.
  • Embodiment 1 Effective signal-to-noise ratio measurement in single codeword closed-loop precoding
  • the effective signal-to-noise ratio measurement in the single code word closed-loop precoding mode includes the steps of calculating the channel correlation matrix estimation value, multiplying the precoding matrix, calculating the channel capacity, the channel capacity average, and calculating the effective signal to noise ratio.
  • the calculating the channel correlation matrix estimation value includes the steps of taking the pilot position LS channel estimation result, matrix multiplication, cumulative averaging, and noise reduction power.
  • the channel capacity can be calculated according to the type of interference.
  • CFI Control Format Indicator
  • Embodiment 2 Measurement of effective signal to noise ratio in open-loop space division multiplexing mode of two code words
  • the effective signal-to-noise ratio measurement in the open-loop space division multiplexing mode of the two-codeword includes the steps of calculating the channel correlation matrix, multiplying the precoding matrix, calculating the channel capacity, averaging the channel capacity, dividing the channel capacity by the codeword, and calculating the effective signal-to-noise ratio.
  • the calculating the channel correlation matrix estimation value includes the steps of taking the pilot position LS channel estimation result, matrix multiplication, cumulative averaging, and noise reduction power.
  • the step of dividing the channel capacity by implementing the codeword For the open-loop spatial multiplexing of two codewords, the number of transmission layers is 2, and the two codewords correspond to one layer, that is, the two diagonal elements of the channel correlation matrix are respectively
  • the amount is calculated as the effective signal to noise ratio, ie, e ff ' 1 .
  • an embodiment of the present invention further provides an effective signal to noise ratio determining apparatus.
  • the specific structure is as shown in FIG. 4, and includes:
  • a first determining unit 401 configured to determine, in an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) OFDM system, a channel correlation matrix estimation value of a measurement bandwidth according to a channel estimation result of a time-frequency subchannel that measures a pilot position in the bandwidth;
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • the calculating unit 402 is configured to calculate a measurement bandwidth packet by using a channel correlation matrix estimation value The channel capacity of the time-frequency subchannels of each interference type included;
  • the obtaining unit 403 is configured to obtain, according to the channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type, an average channel capacity of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth;
  • the second determining unit 404 is configured to determine an effective signal to noise ratio of the measurement bandwidth according to an average channel capacity of each time-frequency subchannel.
  • the first determining unit 401 may be specifically configured to: according to a formula Determining a channel correlation matrix estimate of the measurement bandwidth, where is the channel estimation result of the time-frequency subchannel of the pilot position in the measurement bandwidth, K represents the number of time-frequency subchannels at the pilot position, K is a positive integer, 0 k Kl, k is an integer, ⁇ ⁇ represents the number of transmitting antennas in the OFDM system, ⁇ represents the number of receiving antennas in the OFDM system, ⁇ represents the noise interference power, and 1 represents the ⁇ dimensional unit square matrix.
  • the channel correlation matrix estimation value is multiplied by the precoding matrix to obtain an equivalent channel correlation matrix " 1 , Wm represents a precoding matrix, and M represents the number of types of precoding matrices used for time-frequency subchannels on the measurement bandwidth, m, M are Positive integer
  • Determining subunit 502 for formulating Determining, according to the obtained equivalent channel correlation matrix m , the channel capacity m , r of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth, where L represents the number of layers of the channel transmission layer in the measurement bandwidth, and ⁇ represents each channel in the measurement bandwidth
  • the channel capacity of all time-frequency subchannels is " ⁇ linearly averaged, and the r in the measurement bandwidth is obtained in turn.
  • the obtaining unit 403 may be specifically configured to: Performing linear weighted averaging on the channel capacity of the time-frequency subchannels of each interference type to obtain an average channel capacity c of each time-frequency subchannel on the measurement bandwidth, where Nr represents a time-frequency subchannel for transmitting user data on the measurement bandwidth.
  • Nr represents a time-frequency subchannel for transmitting user data on the measurement bandwidth.
  • the number of subchannels whose interference power is Ir, N represents the total number of time-frequency subchannels transmitting user data, and ⁇ is the capacity adjustment factor, which is proportional to the maximum likelihood of the receiver in the OFDM system.
  • the obtaining unit 403 may include:
  • a multi-codeword sub-unit 602 configured to acquire when the OFDM system is a multi-codeword OFDM system
  • the multi-codeword sub-unit 602 may be specifically for: when the OFDM system is
  • the precoding matrix is matched according to the formula ⁇
  • the effective channel correlation matrix is averaged to obtain an average equivalent channel correlation matrix R;
  • ⁇ represents the number of codewords of the OFDM system
  • the diagonal elements are ', ⁇ , 1 , ...
  • L represents the number of channel transmission layers, and the channel transmission layer sequence number corresponding to the i-th codeword is set.
  • the second determining unit 404 may be specifically configured to:
  • an estimation result of a channel correlation matrix of a measurement bandwidth is determined according to a channel estimation result of a time-frequency subchannel of a pilot position in a measurement bandwidth, and channel correlation is utilized.
  • Matrix estimates respectively calculated to include the measurement bandwidth
  • the channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type is obtained according to the channel capacity of the time-frequency subchannel of each interference type, and the equivalent channel capacity of each time-frequency subchannel is obtained on the measurement bandwidth, according to the average time-frequency subchannel.
  • the equivalent channel capacity determines the effective signal-to-noise ratio of the measured bandwidth.
  • the effective signal-to-noise ratio of each codeword can be calculated at a lower complexity, and can be applied to both a single codeword/multicodeword OFDM system and a single-issue single-receipt OFDM/MIMO-OFDM system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种有效信噪比确定方法和装置，均可在正交频分复用系统中，根据测量带宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果，确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值；利用所述信道相关矩阵估计值，分别计算出所述测量带宽包含的各干扰类型的时频子信道的信道容量；根据所述各干扰类型的时频子信道的信道容量，获得所述测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量；根据所述平均每个时频子信道的等效信道容量，确定所述测量带宽的有效信噪比。本发明方法和装置，可以明显降低有效信噪比的计算复杂度。

Description

有效信噪比确定方法和装置 技术领域
本发明实施例涉及无线通信系统， 尤其是涉及该领域中的有效信噪比 确定方法和装置。 背景技术
在 OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing ,正交频分复用 ) 系统中， AMC ( Adaptive Modulation and Coding , 自适应调制编码）技术可 以根据用户瞬时信道质量状况和当前资源动态选择最合适的调制和编码方 式， 使用户达到尽可能高的数据吞吐率。 用户信道质量状况一般通过 SNR ( Signal to Noise Ratio, 信号噪声功率比）指示。
OFDM 系统设计为多个正交子信道同时传输用户数据， 且各子信道的 质量状况可能不同。 这些子信道的综合质量状况一般通过有效信噪比来反 映。 有效信噪比定义为 AWGN ( Additive White Gaussion Noise, 加性高斯 白噪声）信道下达到某一误块率的 SNR取值。 在得到有效信噪比后， 利用 有效信噪比与误块率之间的固定关系查表获得 CQI ( Channel Quality Indicator, 信道质量指示）， 终端上报 CQI完成信道质量反馈， 有效信噪比 的具体计算方法如下文所述。
首先计算每个时频子信道的信噪比， 然后利用 EESM ( Exponential Effective SNR Mapping , 指数有效信噪比映射）得到有效信噪比。
对于单输入单输出 OFDM系统， 测量带宽上的各子信道信噪比^ ^直 接根据信道传输系数 和噪声干扰功率 2计算得到 , 具体计算方法参见公 式（1 ): SNRt = ^ -, k = 0, l, ..., N - l
^ ( 1 )
其中， N为时频子信道个数。
在计算得到 N个时频子信道的信噪比后， 利用 EESM等算法计算得到 有效信噪比 SNReff , 具体计算方法请参见公式（ 2 ):
1 N N--li SNRk
SNReff = -fi\n 丄 β EESM
k=0
( 2 )
其中， 系数 与调制编码方式相关。
对于釆用 预编码的 MIMO-OFDM ( Multiple Input Multiple Output-Orthogonal Frequency Division Multiplexing , 多输入多输出正交频分 复用） 系统， 每个时频子信道同时包含多个空间子信道。 计算有效信噪比 时需要首先计算每个空间子信道的信噪比。 在实际应用中， 不同的发射模 式和解 MIMO 算法对应不同的空间子信道信噪比计算方式。 现假设 MIMO-OFDM系统中终端釆用 MMSE ( Minimum Mean Square Error, 最小 均方误差）接收机， 各空间子信道信噪比按照公式（3 )计算：
Figure imgf000004_0001
其中， 表示信号发射功率， 表示信道传输矩阵， w表示预编码矩 阵， L表示空间信道传输层数。 得到各空间子信道信噪比后， 获取包括在同 一时频子信道中的空间子信道， 计算该时频子信道的信噪比， 进而利用公 式（2 )计算出各空间子信道的有效信噪比。
由上述分析可以看出， 现有的有效信噪比计算方法需要进行大量的矩 阵运算和指数对数运算， 计算复杂度较高， 在实际应用中， 实现相当困难。 这一点在 MIMO-OFDM系统更为明显，大量的矩阵求逆运算限制了公式（ 3 ) 在实际的硬件系统中的应用。 发明内容
本发明实施例提供一种有效信噪比确定方法和装置， 用以解决有效信 噪比计算复杂度高、 实现困难的问题。
为了解决上述问题， 本发明的技术方案是这样实现的：
一种有效信噪比确定方法， 包括：
在正交频分复用 OFDM系统中， 根据测量带宽中导频位置的时频子信 道的信道估计结果， 确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值；
利用所述信道相关矩阵估计值， 分别计算出所述测量带宽包含的各干 扰类型的时频子信道的信道容量；
根据计算得到的所述各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得所述 测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量， 并据此确定所述测量带 宽的有效信噪比。
根据所述信道估计结果确定所述信道相关矩阵估计值的过程包括： 根据公式
Figure imgf000005_0001
确定所述测量带宽的信道相关 矩阵估计值 ， 其中， 为所述测量带宽中导频位置的时频子信道的信道 估计结果， K表示位于导频位置的时频子信道个数， K为正整数， 0 k
K-l , k为整数， Λ ^表示所述 OFDM系统中发射天线个数， ^表示所述 OFDM 系统中接收天线个数， σ2表示噪声干扰功率， 1 表示 ^维单位方阵。
计算所述信道容量的过程包括： 按照公式 = W» RW™ ， 1≤ ≤ M，利用所述信道相关矩阵估计
ϋ
值乘预编码矩阵， 获取等效信道相关矩阵 m , Wm表示预编码矩阵， M 表示所述测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的种类数， m、 M 均 为正整数； 依据公式
Figure imgf000006_0001
, 根 ϋ
据获得的等效信道相关矩阵 m ,确定所述测量带宽上每个时频子信道的信 c Ρ 道容量 m，r , 其中， L表示所述测量带宽中信道传输层的层数， ^表示所 述测量带宽中每个信道传输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰 功率， R表示干扰类型数， r、 R均为正整数；
按照公式
Figure imgf000006_0002
对每个干扰类型对应的所有时频子 c
信道的信道容量 "^进行线性平均， 依次获得所述测量带宽中各干扰类型 的时频子信道的信道容量 Cr 。
在单发单收 OFDM系统中， M=l , Wm=l ; 在两发两收 OFDM系统中， 釆用闭环空间复用模式时 M = 1 , 釆用开环空间复用模式时 M = 2;
当所述干扰类型为临小区导频干扰时， Ir等于临小区参考信号接收功 率 RSRP; 当所述干扰类型为临小区数据干扰时， Ir等于临小区数据信号平 均功率。
根据所述各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得所述测量带宽上 平均每个时频子信道的等效信道容量， 包括：
依据公式
Figure imgf000006_0003
将所述各干扰类型的时频子信道 的信道容量进行线性加权平均， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道 的等效信道容量 C , 其中， Nr表示测量带宽上传输用户数据的时频子信道 中干扰功率为 Ir的子信道个数， N表示传输用户数据的时频子信道总个数， α为容量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的最大似然率成正比。 确定所述测量带宽的有效信噪比的过程包括：
当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时， 有效信噪比 SNReff根据等效
=2^-1
信道容量公式 eff 获得；
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，获取每个码字对应的等效信道 c. SNRff . =2^ -1 _ _ 容量 1 , 并利用公式 eff'1 计算每个码字对应的有效信噪 比 eff'1 , i为正整数， 且 i不大于多码字 OFDM系统的码字数。
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，获取每个码字对应的等效信道 容量 ς, 包括：
Μ 依据公式 M m-l 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进 行平均， 获得平均等效信道相关矩阵^
按照 的对角元素划分多个码字的等效信道容量， 利用公式
Figure imgf000007_0001
,其 中， ^为 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 ， / =,1'-'L , L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
确定所述测量带宽的有效信噪比的过程包括：
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，才艮据所述平均每个时频子信道 的等效信道容量 按公^ SNReff，all = 2 ―1获取多码字的有效信噪比 1 M
R =丄 R
5Μ?^，Ω" ,并利用公式 M «-i 将各预编码矩阵对应的等效信道相关 矩阵 RM进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 R ; 按照 的对角元素划分多个码字对应的有效信噪比5 , 利用公 ∑^
SNR Φff ,jι = ^ L ^SNR effff ,α„ΙΙ ,'i = l,' 2,'...,' Nr C 式 W 计算获得第 i个码字对应的有效 信噪比 ^ , 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 ω"1 = … , L表示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合 为 L'。
一种有效信噪比确定装置， 包括：
第一确定单元， 用于在 OFDM系统中， 根据测量带宽中导频位置的时 频子信道的信道估计结果， 确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值； 计算单元， 用于利用所述信道相关矩阵估计值， 分别计算出所述测量 带宽包含的各干扰类型的时频子信道的信道容量；
获得单元， 用于根据得到的所述各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量；
第二确定单元， 用于根据获得的所述平均每个时频子信道的等效信道 容量， 确定所述测量带宽的有效信噪比。 所述第一确定单元具体用于： 根据公式
Figure imgf000008_0001
确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值 A , 其中， 为所述测量带宽中 导频位置的时频子信道的信道估计结果， K表示位于导频位置的时频子信 道个数， K为正整数， 0 < k < K-l , k为整数， 表示所述 OFDM系统中发 射天线个数， ^表示所述 OFDM系统中接收天线个数， σ2表示噪声干扰功 率， 1 表示 Λ ^维单位方阵。
所述计算单元包括： 获取子单元，用于按照公式 R™ = W» RW™ ， 1≤ ≤ M，利用所述
ϋ
信道相关矩阵估计值乘预编码矩阵，获取等效信道相关矩阵 "1 , Wm表示 预编码矩阵， M表示所述测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的种 类数， m、 M均为正整数；
确 定 子 单 元 ， 用 于 依 据 公 式
Figure imgf000009_0001
, 根据获得的等效 信道相关矩阵 m ,确定所述测量带宽上每个时频子信道的信道容量 m'r , 其中， L表示所述测量带宽中信道传输层的层数， 表示所述测量带宽中 每个信道传输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰功率， R表示干 扰类型数， r、 R均为正整数； 获得子单元，用于按照公式
Figure imgf000009_0002
对每个干扰类型对应的所 c
有时频子信道的信道容量 w，^进行线性平均， 依次获得所述测量带宽中各 r
干扰类型的时频子信道的信道容量 。 所述获得单元具体用于： 依据公式
Figure imgf000009_0003
将所述 各干扰类型的时频子信道的信道容量进行线性加权平均， 获得所述测量带 宽上平均每个时频子信道的等效信道容量 C , 其中， Nr表示测量带宽上传 输用户数据的时频子信道中干扰功率为 Ir的子信道个数， N表示传输用户 数据的时频子信道总个数， α为容量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的 最大似然率成正比。
所述获得单元包括：
单码字子单元，用于当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时，有效信噪
SNR ― 2C― \
比 SNReff根据等效信道容量公式 eff — 获得；
多码字子单元，用于当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时， 获取每个
C. SNR = 2ς - 1
码字对应的等效信道容量 '， 并利用公式 ^，'' 1计算每个码字 对应的有效信噪比 " , i为正整数， 且 i不大于多码字 OFDM系统的 码字数。
所述多码字子单元具体用于： 当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，
1 M 依据公式 M 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进行平 均， 获得平均等效信道相关矩阵^
按照 的对角元素划分多个码字的等效信道容量， 利用公式
2
C. =
Figure imgf000010_0001
, 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 '，^，1，…， L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
所述第二确定单元具体用于： 当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，才艮据所述平均每个时频子信道 的等效信道容量 , 按公式 SNReff 'α11 = 2 ―1获取多码字的有效信噪比
1 Μ
= 1 R
^^^，"《,并利用公式 M ^-i 将各预编码矩阵对应的等效信道相关 矩阵 RM进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 ； 按照 的对角元素划分 多 个 码 字 对 应 的 有 效 信 噪 比 ， 利 用 公 式
SNR Φ ,ι = ^ l L ^SNR effff ,a "ll ,'i = l,' 2,'...,' Nr C
W 计算获得第 i个码字对应的有效信 噪比 ^ , 其中， ^表示 OFDM 系统的码字个数， 的对角元素为 ω' ,1 =Λ,… , L表示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合 为 L'。
根据本发明实施例提供的方法， 在正交频分复用 OFDM系统中， 根据 测量带宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果， 确定测量带宽的信道 相关矩阵估计值， 利用信道相关矩阵估计值， 分别计算出测量带宽包含的 各干扰类型的时频子信道的信道容量， 根据各干扰类型的时频子信道的信 道容量， 获得测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量， 根据平均 每个时频子信道的等效信道容量， 确定测量带宽的有效信噪比。 相对于现 有技术中需要进行大量的矩阵运算和指数对数运算， 本发明实施例提供的 方法降低了计算复杂度， 能够在较低的复杂度下计算得到有效信噪比。 附图说明
图 1为本发明实施例提供的有效信噪比确定方法的流程图; 图 2为本发明实施例提供的各干扰类型的时频子信道的信道容量的计 算方法的流程图；
图 3为本发明实施例提供的 LTE系统两端口的时频资源块示意图； 图 4为本发明实施例提供的有效信噪比确定装置的结构示意图； 图 5为本发明实施例提供的计算单元的结构示意图；
图 6为本发明实施例提供的获得单元的结构示意图。 具体实施方式
为解决现有技术提到的有效信噪比计算方法需要进行大量的矩阵运算 和指数对数运算， 计算复杂度较高， 在实际应用中， 实现相当困难的问题， 本发明实施例提供了一种有效信噪比确定方法， 能够在较低的复杂度下计 算得到 OFDM系统中每个码字对应的有效信噪比， 具体处理流程如图 1所 示， 包括：
步骤 101、才艮据测量带宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果， 确 定测量带宽的信道相关矩阵估计值；
步骤 102、 利用信道相关矩阵估计值， 分别计算出测量带宽包含的各干 扰类型的时频子信道的信道容量；
步骤 103、根据各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得测量带宽上 平均每个时频子信道的等效信道容量；
步骤 104、根据平均每个时频子信道的等效信道容量， 确定测量带宽的 有效信噪比。
如图 1所示流程， 步骤 101在实施时， 根据测量带宽中导频位置的时 频子信道的信道估计结果， 确定测量带宽的信道相关矩阵估计值， 可以有 多种实施方式， 本发明实施例提供了一种较优的实施例， 能够以较低的计 算复杂度就确定信道相关矩阵估计值， 具体如下： 根据公式
Figure imgf000013_0001
确定所述测量带宽的信道相关 矩阵估计值 ， 其中， 为所述测量带宽中导频位置的时频子信道的信道 估计结果， K表示位于导频位置的时频子信道个数， K为正整数， 0 k K-l , k为整数， Λ ^表示所述 OFDM系统中发射天线个数， ^表示所述 OFDM 系统中接收天线个数， σ2表示噪声干扰功率， 1 表示 ^维单位方阵。 即， 信道相关矩阵估计值 可以利用导频位置的时频子信道的信道估计结果 计算得到，例如，通过 LS ( Least Square, 最小二乘）信道估计方法确定 当然， 在实施时， 也可以釆用其他实施方式， 能够确定测量带宽的信道相 关矩阵估计值 即可。
由于不同时频子信道可能经历不同的干扰， 按照干扰类型的不同将时 频子信道分为以下两种类型：
1、 被临小区导频干扰的时频子信道；
2、 被临小区数据干扰的时频子信道。
如图 1所示流程， 步骤 102在实施时， 利用步骤 101在确定的信道相 关矩阵估计值， 分别计算出测量带宽包含的各干扰类型的时频子信道的信 道容量， 步骤 102可以有多种实施方式， 本发明实施例提供了一种较优的 实施例， 能够以较低的计算复杂度计算出测量带宽包含的各干扰类型的时 频子信道的信道容量， 具体如图 2所示：
步骤 201、 获取等效信道相关矩阵； 具体的，按照公式 R∞ = W» RW» ， 1≤ ≤ M， 利用步骤 101获取
ϋ
的信道相关矩阵估计值乘预编码矩阵，获取等效信道相关矩阵 "1 , Wm表 示预编码矩阵， M表示所述测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的 种类数， m、 M均为正整数； 实例中， 单发单收 OFDM系统的 M值为 1 , 且 Wm=l ; 在两发两收 OFDM系统中， 闭环空间复用模式时 M为 1 , 开环 '司复用时 M为 2;
步骤 202、 确定测量带宽上每个时频子信道的信道容量；
具 体 的 ， 依 据 公 式
Figure imgf000014_0001
, 根据获得的等效 信道相关矩阵 m , 确定测量带宽上每个时频子信道的信道容量 m，r , 其 中， L表示测量带宽中信道传输层的层数， ^表示测量带宽中每个信道传 输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰功率， R表示干扰类型数， r、 R均为正整数；
实施时， 当所述干扰类型为临小区导频干扰时， Ir等于临小区参考信 号接收功率 RSRP;
当所述干扰类型为临小区数据干扰时， Ir等于临小区数据信号平均功 率；
步骤 203、 获得测量带宽中各干扰类型的时频子信道的信道容量；
具体的 ,按照公式
Figure imgf000014_0002
对每个干扰类型对应的所有时频子 c
信道的信道容量 "^进行线性平均， 依次获得测量带宽中各干扰类型的时 纖 道續 容量
当然， 在实施时， 也可以釆用除图 2 以外的其他实施方式， 能够计算 出测量带宽包含的各干扰类型的时频子信道的信道容量即可。
按如图 2所示所示流程实施时， 步骤 103在实施时， 具体实施方式如 下： 依据公式
Figure imgf000015_0001
将各干扰类型的时频子信道的信 道容量进行线性加权平均， 获得测量带宽上平均每个时频子信道的等效信 道容量 C , 其中， Nr表示测量带宽上传输用户数据的时频子信道中干扰功 率为 Ir的子信道个数， N表示传输用户数据的时频子信道总个数， α为容 量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的最大似然率成正比。
步骤 103在实施时， 引入容量调整因子 α, 能够通过调整 α校正信道估 计误差、 解 ΜΙΜΟ算法、 解调译码算法等带来的信道容量损失， 提高估计 精度。
按如图 2所示所示流程实施时， 步骤 104在实施时， OFDM系统可以 分为单码字 OFDM系统和多码字 OFDM系统， 不同的 OFDM系统， 测量 带宽的有效信噪比的确定方法不同：
当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时， 有效信噪比 SNReff根据等效
= 2^ -1
信道容量公式 eff 获得；
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，获取每个码字对应的等效信道 c. SNR ff . = 2^ -1 _ _ 容量 1 , 并利用公式 eff'1 计算每个码字对应的有效信噪 比 eff '1 , i为正整数， i不大于多码字 OFDM系统的码字数。
实施时， 当 OFDM为多码字 OFDM系统时， 可以有多种实施方式获取 每个码字对应的等效信道容量 , 本发明实施例提供了一种实施方式， 具 体实施方式如下：
1 M 依据公式 M 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进 行平均， 获得平均等效信道相关矩阵^
按照 的对角元素划分多个码字的等效信道容量， 利用公式
_
Figure imgf000016_0001
_
ζ. ~ * ,i = l,2,...,Nc
^ωι _
'=ι 获得第 i个码字对应的等效信道容量 Cl ,其 中， ^为 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 ， / =,1'-'L , L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
现以具体实施例对多 OFDM系统如何获得各码字对应的有效信噪比进 行说明， 在本例中， OFDM 系统为双码字 OFDM 系统， 依据公式
1 M
M -1 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进行平均，获得平 均等效信道相关矩阵 ； 按照 的对角元素划分两个码字的等效信道容量， 利用公式
Figure imgf000016_0002
ι=ί 获得码字 1 和码字 2 分别对应的等效信道容量
C[ , 即 ^、 ^2, 其中， 的对角元素为 '，^，1，…^ , L表示信道传输层 数， 在本例中 L取 2。 码字 1对应的信道传输层序号集合为 L1, 码字 2对 应的信道传输层序号集合为 L2; 利用公式^ ^^=2'_1计算每个码字对应的有效信噪比， i取值为 1、 2。 当然， 在具体实施时， 多码字 OFDM系统还可以为三码字、 四码字、 五码字甚至更多码字的 OFDM系统， 每个码字对应的有效信噪比的确定方 法与双码字 OFDM系统的确定方法相类似。 如图 1所示流程， 步骤 104在实施时， 还可以釆用其他的实施方式， 例如， 另外一种较优的实施方式如下： 当 OFDM系统为多码字 OFDM系统 时， 根据所述平均每个时频子信道的等效信道容量 , 按公式 SNR eff,all = 2C _1 取多码冬的有效信噪 SNR eff，aιι , 并利用公式
M 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵 m进行平均，获 得平均等效信道相关矩阵 ^；按照 的对角元素划分多个码字对应的有效信
SNR Φ ,ι =^ l L ^SNR effff ,a "ll ,'i = l,' 2,'...,'Nr C 噪比， 利用公式 W 计算获得第 i个码 字对应的有效信噪比 eff 'i , 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 '，^，1，…^ , L表示信道传输层数， 码字 i对应的信道传输层 序号集合为 L'。
以 LTE ( Long Term Evolution, 长期演进） 的两发两收 OFDM系统为 例， 本发明实施例一和实施例二分别对单码字闭环预编码模式和两码字开 环空间复用模式两种传输模式下的有效信噪比测量方法进行详细描述。
图 3是 LTE系统两端口的时频资源块示意图， 一个资源块包含若干个 资源元， 每个资源元对应一个时频子信道， 这些时频子信道有的用于传输 导频信息， 又称为导频符号， 如 R0和 R1 , 有的用于传输用户数据， 又称 为数据符号， 如图 3中空白部分， 有的资源元置空， 如图 3中阴影部分。 本发明利用传输导频信息的时频子信道计算信道相关矩阵， 并结合资源块 中传输用户数据的时频子信道的位置和个数计算等效信道容量和有效信噪 比。 实施例一： 单码字闭环预编码模式下的有效信噪比测量
单码字闭环预编码模式下有效信噪比测量包括计算信道相关矩阵估计 值、 乘预编码矩阵、 计算信道容量、 信道容量平均、 计算有效信噪比等步 骤。
其中， 计算信道相关矩阵估计值包括取导频位置 LS信道估计结果、 矩 阵相乘、 累加平均、 减噪声功率等步骤。
在实施乘预编码矩阵这一步骤时， 参照 3GPPTS36.211 ( 3rd Generation Partnership Project Technical Specification , 第三代合作伙伴计划技术说明书 36.211), 对于单码字闭环预编码模式， 可选预编码矩阵有四种， 在某个传 输子帧仅选用一个预编码矩阵， 因此 M=l。
在实施计算信道容量这一步骤时， 由于预编码矩阵仅有一个， 信道容 量根据干扰类型不同能够计算出两种。
在实施信道容量平均这一步骤时， 一个资源块内两种干扰类型的数据 时 频 子 信 道个数分 别 为 =24 , N2=l32-l2xCFI , 总 个数 N = N1 +N2=l56-l2xCFI ^ 其中 CFI ( Control Format Indicator, 控制信息指 示 )表示用于传输控制信息的 OFDM符号个数。
在实施计算有效信噪比这一步骤时， 由于是单码字系统， 有效信噪比 直接由^ ^^=2 _1计算得到， 无需其他处理。
实施例二： 两码字开环空分复用模式下的有效信噪比测量
两码字开环空分复用模式下有效信噪比测量包括计算信道相关矩阵、 乘预编码矩阵、 计算信道容量、 信道容量平均、 分码字划分信道容量、 计 算有效信噪比等步骤。
其中， 计算信道相关矩阵估计值包括取导频位置 LS信道估计结果、 矩 阵相乘、 累加平均、 减噪声功率等步骤。
在实施乘预编码矩阵这一步骤时， 参照 3GPPTS36.211, 对于实施例二 两码字开环空分复用模式， 可选预编码矩阵有两种， 发端在每个传输子帧 循环选用这两个预编码矩阵， 因此 M=2。
在实施计算信道容量这一步骤时， 由于预编码矩阵有 2个， 根据干扰 类型不同计算出四种信道容量。
M
Cr =— jCmr ,\≤r≤R 在实施信道容量平均这一步骤时， 公式 M i ' 实现 每种干扰类型下两个预编码矩阵对应的信道容量的线性平均， 公式
Figure imgf000019_0001
实现两种干扰类型对应的信道容量的加权平 均。 一个资源块内两种干扰类型的时频子信道个数分别为 Νι = 2Α , N2=132-12xCFI 个数 = + 2 = 156 - 12 X CFI 在实施分码字划分信道容量这一步骤时， 对于两码字开环空间复用， 传输层数为 2, 两个码字各对应一层， 即信道相关矩阵的两个对角元素分别
_ _
. = ^^c , 1,2 对应码字 1和码字 2, w 。
在实施计算有效信噪比这一步骤时， 两个码字分别根据其等效信道容 SNRff . =2^ -1
量计算有效信噪比， 即， eff'1 。
基于同一发明构思， 本发明实施例还提供了一种有效信噪比确定装置， 具体结构如图 4所示， 包括：
第一确定单元 401, 用于在正交频分复用 OFDM系统中， 根据测量带 宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果， 确定测量带宽的信道相关矩 阵估计值；
计算单元 402, 用于利用信道相关矩阵估计值， 分别计算出测量带宽包 含的各干扰类型的时频子信道的信道容量；
获得单元 403 , 用于根据各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得测 量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量；
第二确定单元 404, 用于根据平均每个时频子信道的等效信道容量， 确 定测量带宽的有效信噪比。
在一个实施例中， 第一确定单元 401 可以具体用于： 根据公式
Figure imgf000020_0001
确定测量带宽的信道相关矩阵估计值 ， 其 中， 为测量带宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果， K表示位于 导频位置的时频子信道个数， K为正整数， 0 k K-l , k为整数， Λ ^表示 OFDM 系统中发射天线个数， ^表示 OFDM 系统中接收天线个数， ^表 示噪声干扰功率， 1 表示 ^ ^维单位方阵。 在一个实施例中， 如图 5所示， 计算单元 402可以包括： 获取子单元 501 , 用于按照公式 R» = W^RW» ， 1≤m≤ , 利用 ϋ
信道相关矩阵估计值乘预编码矩阵，获取等效信道相关矩阵 "1 , Wm表示 预编码矩阵， M表示测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的种类数， m、 M均为正整数；
确 定 子 单 元 502 , 用 于 依 据 公 式
Figure imgf000020_0002
, 根据获得的等效 信道相关矩阵 m , 确定测量带宽上每个时频子信道的信道容量 m,r , 其 中， L表示测量带宽中信道传输层的层数， ^表示测量带宽中每个信道传 输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰功率， R表示干扰类型数， r、 R均为正整数;
获得子单元 503 , 用于按照公式
Figure imgf000021_0001
对每个干扰类型对应 c
的所有时频子信道的信道容量 "^进行线性平均， 依次获得测量带宽中各 r
干扰类型的时频子信道的信道容量 。
在一个实施例中， 获得单元 403 可以具体用于： 依据公式
Figure imgf000021_0002
将各干扰类型的时频子信道的信道容量进行线 性加权平均， 获得测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量 c , 其 中， Nr表示测量带宽上传输用户数据的时频子信道中干扰功率为 Ir的子信 道个数， N表示传输用户数据的时频子信道总个数， α为容量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的最大似然率成正比。
在一个实施例中， 如图 6所示， 获得单元 403可以包括：
单码字子单元 601 , 用于当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时， 有效
SNR ― 2C― \
信噪比 SNReff根据等效信道容量公式 eff — 获得；
多码字子单元 602, 用于当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时， 获取
C. SNR = 2ς - 1 每个码字对应的等效信道容量 '， 并利用公式1 V 计算每个 码字对应的有效信噪比 " , i为正整数， 且 i不大于多码字 OFDM系 统的码字数。
在一个实施例中， 多码字子单元 602可以具体用于： 当 OFDM系统为
1 M 多码字 OFDM系统时， 依据公式 Μ 将各预编码矩阵对应的等 效信道相关矩阵进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 R；
按照 的对角元素划分各码字的等效信道容量， 利用公式
Figure imgf000022_0001
。 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 '，^，1，…， L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
在一个实施例中， 第二确定单元 404可以具体用于：
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，才艮据所述平均每个时频子信道 的等效信道容量 , 按公式 = 2 _ 1获取多码字的有效信噪比
1 M
= 1 R
^^^，"《,并利用公式 将各预编码矩阵对应的等效信道相关 矩阵 RM进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 ； 按照 的对角元素划分 各 码 字 对 应 的 有 效 信 噪 比 ， 利 用 公 式
SNR Φ ,ι =^ l L ^SNR effff ,a "ll ,'i = l,' 2,'...,'Nr C l=l 计算获得各码字对应的有效信噪 比 eff ,i , 其中， ^表示 OFDM 系统的码字个数， 的对角元素为 ω' ,1 =Λ,… , L表示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合 为 L'。
根据本发明实施例提供的方法， 在正交频分复用 OFDM系统中， 根据 测量带宽中导频位置的时频子信道的信道估计结果， 确定测量带宽的信道 相关矩阵估计值， 利用信道相关矩阵估计值， 分别计算出测量带宽包含的 各干扰类型的时频子信道的信道容量， 根据各干扰类型的时频子信道的信 道容量， 获得测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量， 根据平均 每个时频子信道的等效信道容量， 确定测量带宽的有效信噪比。 相对于现 有技术中需要进行大量的矩阵运算和指数对数运算， 本发明实施例提供的 方法降低了计算复杂度， 能够在较低的复杂度下计算得到有效信噪比。
进一步， 能够在较低的复杂度下计算得到每个码字的有效信噪比， 能 够同时适用于单码字 /多码字 OFDM系统、 单发单收 OFDM/MIMO-OFDM 系统。
进一步， 引入容量调整因子 α, 能够通过调整 α校正信道估计误差、 解 ΜΙΜΟ算法、 解调译码算法等带来的信道容量损失， 提高估计精度。 本发明的精神和范围。 这样， 倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权 利要求及其等同技术的范围之内， 则本发明也意图包含这些改动和变型在 内。

Claims

权利要求书
1、 一种有效信噪比确定方法， 其特征在于， 包括：
在正交频分复用 OFDM系统中， 根据测量带宽中导频位置的时频子信 道的信道估计结果， 确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值；
利用所述信道相关矩阵估计值， 分别计算出所述测量带宽包含的各干 扰类型的时频子信道的信道容量；
根据计算得到的所述各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得所述 测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量， 并据此确定所述测量带 宽的有效信噪比。
2、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 根据所述信道估计结果确 定所述信道相关矩阵估计值的过程包括： 根据公式
Figure imgf000024_0001
确定所述测量带宽的信道相关 矩阵估计值 ， 其中， 为所述测量带宽中导频位置的时频子信道的信道 估计结果， K表示位于导频位置的时频子信道个数， K为正整数， 0 k
K-l , k为整数， Λ ^表示所述 OFDM系统中发射天线个数， ^表示所述 OFDM 系统中接收天线个数， σ2表示噪声干扰功率， 1 表示 ^维单位方阵。
3、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 计算所述信道容量的过程 包括： 按照公式 R∞ = W» RW» ， 1≤ ≤ M，利用所述信道相关矩阵估计
ϋ
值乘预编码矩阵， 获取等效信道相关矩阵 m , Wm表示预编码矩阵， M 表示所述测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的种类数， m、 M 均 为正整数； Cm,r = log, det
依据公式
Figure imgf000025_0001
, 根
ϋ
据获得的等效信道相关矩阵 m ,确定所述测量带宽上每个时频子信道的信 c Ρ 道容量 m'r , 其中， L表示所述测量带宽中信道传输层的层数， ^表示所 述测量带宽中每个信道传输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰 功率， R表示干扰类型数， r、 R均为正整数； 按照公式
Figure imgf000025_0002
对每个干扰类型对应的所有时频子 c
信道的信道容量 "^进行线性平均， 依次获得所述测量带宽中各干扰类型 的时频子信道的信道容量 Cr 。
4、 如权利要求 3所述的方法， 其特征在于，
在单发单收 OFDM系统中， M=l , Wm=l; 在两发两收 OFDM系统中， 釆用闭环空间复用模式时 M = 1 , 釆用开环空间复用模式时 M = 2;
当所述干扰类型为临小区导频干扰时， Ir等于临小区参考信号接收功 率 RSRP; 当所述干扰类型为临小区数据干扰时， Ir等于临小区数据信号平 均功率。
5、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 根据所述各干扰类型的时 频子信道的信道容量， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道的等效信 道容量， 包括： 依据公式
Figure imgf000025_0003
将所述各干扰类型的时频子信道 的信道容量进行线性加权平均， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道 的等效信道容量 C , 其中， Nr表示测量带宽上传输用户数据的时频子信道 中干扰功率为 Ir的子信道个数， N表示传输用户数据的时频子信道总个数， α为容量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的最大似然率成正比。
6、 如权利要求 1至 5任一项所述的方法， 其特征在于， 确定所述测量 带宽的有效信噪比的过程包括：
当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时， 有效信噪比 SNReff根据等效
= 2^ -1
信道容量公式 eff 获得；
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，获取每个码字对应的等效信道 c. SNR ff . = 2^ -1 _ _ 容量 1 , 并利用公式 eff'1 计算每个码字对应的有效信噪 比 eff '1 , i为正整数， 且 i不大于多码字 OFDM系统的码字数。
7、 如权利要求 6所述的方法， 其特征在于， 当 OFDM系统为多码字
OFDM系统时， 获取每个码字对应的等效信道容量 e'， 包括：
1 M 依据公式 M 将各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进 行平均， 获得平均等效信道相关矩阵^
按照 的对角元素划分多个码字的等效信道容量， 利用公式
ζ. ~ * ,i = \,l,...,Nc
^ωι _
'=ι 获得第 i个码字对应的等效信道容量 Cl ,其 中， ^为 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 ， / =, 1' -' L , L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
8、 如权利要求 1至 5任一项所述的方法， 其特征在于， 确定所述测量 带宽的有效信噪比的过程包括： 当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，才艮据所述平均每个时频子信道 的等效信道容量 按公式 ^，"" = 2 ―1获取多码字的有效信噪比
1 M
= 1 R
^^^，"《,并利用公式 将各预编码矩阵对应的等效信道相关 矩阵 RM进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 R ; 按照 的对角元素划分多个码字对应的有效信噪比5 , 利用公 ∑^
SNR Φ ,ι = ^ l L ^SNR effff ,a "ll ,'i = l,' 2,'...,' Nr C 式 W 计算获得第 i个码字对应的有效 信噪比 ^ , 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 ω' ,1 =Λ,… , L表示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合 为 L'。
9、 一种有效信噪比确定装置， 其特征在于， 包括：
第一确定单元， 用于在 OFDM系统中， 根据测量带宽中导频位置的时 频子信道的信道估计结果， 确定所述测量带宽的信道相关矩阵估计值； 计算单元， 用于利用所述信道相关矩阵估计值， 分别计算出所述测量 带宽包含的各干扰类型的时频子信道的信道容量；
获得单元， 用于根据得到的所述各干扰类型的时频子信道的信道容量， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道的等效信道容量；
第二确定单元， 用于根据获得的所述平均每个时频子信道的等效信道 容量， 确定所述测量带宽的有效信噪比。
10、 如权利要求 9所述的装置， 其特征在于， 所述第一确定单元具体 用于： 根据公式
Figure imgf000028_0001
确定所述测量带宽的信道相 关矩阵估计值 ， 其中， 为所述测量带宽中导频位置的时频子信道的信 道估计结果， K表示位于导频位置的时频子信道个数， K为正整数， 0 k
< K-1 , k为整数， Λ ^表示所述 OFDM系统中发射天线个数， ^表示所述
OFDM系统中接收天线个数， σ2表示噪声干扰功率， 1 表示 ^维单位方阵。
11、 如权利要求 9所述的装置， 其特征在于， 所述计算单元包括： 获取子单元，用于按照公式 R∞ = W» RW» ， 1≤ ≤ M，利用所述
ϋ
信道相关矩阵估计值乘预编码矩阵，获取等效信道相关矩阵 "1 , Wm表示 预编码矩阵， M表示所述测量带宽上的时频子信道釆用的预编码矩阵的种 类数， m、 M均为正整数；
确 定 子 单 元 ， 用 于 依 据 公 式
Figure imgf000028_0002
, 根据获得的等效 信道相关矩阵 m ,确定所述测量带宽上每个时频子信道的信道容量 m,r , 其中， L表示所述测量带宽中信道传输层的层数， ^表示所述测量带宽中 每个信道传输层的平均发射功率， Ir表示各干扰类型的干扰功率， R表示干 扰类型数， r、 R均为正整数； 获得子单元，用于按照公式
Figure imgf000028_0003
对每个干扰类型对应的所 c
有时频子信道的信道容量 "^进行线性平均， 依次获得所述测量带宽中各 r
干扰类型的时频子信道的信道容量 。
12、 如权利要求 9所述的装置， 其特征在于， 所述获得单元具体用于： 依据公式
Figure imgf000029_0001
将所述各干扰类型的时频子信道的信 道容量进行线性加权平均， 获得所述测量带宽上平均每个时频子信道的等 效信道容量 C , 其中， Nr表示测量带宽上传输用户数据的时频子信道中干 扰功率为 Ir 的子信道个数， N表示传输用户数据的时频子信道总个数， α 为容量调整因子， 与 OFDM系统中接收机的最大似然率成正比。
13、 如权利要求 9所述的装置， 其特征在于， 所述获得单元包括： 单码字子单元，用于当 OFDM系统为单码字 OFDM系统时，有效信噪
SNR ― 2C― \
比 SNReff根据等效信道容量公式 eff — 获得；
多码字子单元，用于当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时， 获取每个
C. SNR = 2ς - 1
码字对应的等效信道容量 '， 并利用公式 ^，'' 1计算每个码字 对应的有效信噪比 " , i为正整数， 且 i不大于多码字 OFDM系统的 码字数。
14、 如权利要求 13所述的装置， 其特征在于， 所述多码字子单元具体
1 M 用于： 当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时， 依据公式 JVJ 将 各预编码矩阵对应的等效信道相关矩阵进行平均， 获得平均等效信道相关 矩阵 ;
按照 的对角元素划分多个码字的等效信道容量， 利用公式
Figure imgf000030_0001
, 其中， ^表示 OFDM系统的码字个数， 的对角元素为 '，^，1，…， L表 示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合为 。
15、 如权利要求 9至 14任一项所述的装置， 其特征在于， 所述第二确 定单元具体用于：
当 OFDM系统为多码字 OFDM系统时，才艮据所述平均每个时频子信道 的等效信道容量 , 按公式 SNReff 'α11 = 2 ―1获取多码字的有效信噪比
11 Μ
= R
5Μ^，Ω",并利用公式 Μ «-ι 将各预编码矩阵对应的等效信道相关 矩阵 RM进行平均， 获得平均等效信道相关矩阵 ； 按照 的对角元素划分 多 个 码 字 对 应 的 有 效 信 噪 比 ， 利 用 公 式
SNR Φ ,ι =^ l L ^SNR effff ,a "ll ,'i = l,'2,'...,'Nr C l=l 计算获得第 i个码字对应的有效信 噪比 eff,i , 其中， ^表示 OFDM 系统的码字个数， 的对角元素为 ω',1 =Λ,… , L表示信道传输层数， 第 i个码字对应的信道传输层序号集合 为 L'。
PCT/CN2011/073200 2010-05-07 2011-04-22 有效信噪比确定方法和装置 WO2011137719A1 (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013508360A JP5695737B2 (ja) 2010-05-07 2011-04-22 有効信号対雑音比の決定方法及び装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201010168296.X 2010-05-07
CN201010168296.XA CN102238114B (zh) 2010-05-07 2010-05-07 有效信噪比确定方法和装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011137719A1 true WO2011137719A1 (zh) 2011-11-10

Family

ID=44888341

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2011/073200 WO2011137719A1 (zh) 2010-05-07 2011-04-22 有效信噪比确定方法和装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP5695737B2 (zh)
CN (1) CN102238114B (zh)
WO (1) WO2011137719A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103378896B (zh) * 2012-04-23 2018-01-19 马维尔国际有限公司 用于确定信道状态信息的方法和设备
CN103379051A (zh) * 2012-04-24 2013-10-30 普天信息技术研究院有限公司 一种多径信道中的噪声方差估计方法
CN103124413B (zh) * 2012-09-11 2015-04-08 合肥东芯通信股份有限公司 一种信道质量测量方法及装置、通信终端
CN103139133B (zh) * 2013-03-12 2015-10-28 桂林师范高等专科学校 应用于mimo-ofdm系统的自适应编码调制方法
CN104811947B (zh) * 2014-01-27 2019-08-27 南京中兴软件有限责任公司 一种异构网络容量估计方法和系统
CN114374448B (zh) * 2022-01-10 2024-01-05 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种基于干扰规避的信噪比解算方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1753396A (zh) * 2004-09-22 2006-03-29 中国科学技术大学 移动通信环境中正交频分复用信号的信噪比测量方法
KR20060062954A (ko) * 2004-12-06 2006-06-12 한국전자통신연구원 신호대 잡음비 계산 장치 및 그 방법
CN101120530A (zh) * 2004-12-22 2008-02-06 高通股份有限公司 使用基于容量的信噪比预测和改善移动通信的系统与方法
US20100054319A1 (en) * 2006-11-30 2010-03-04 Keun-Moo Lee Ofdm wireless mobile communication system and method for estimating snr of channel thereof

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8229448B2 (en) * 2005-08-01 2012-07-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for adaptive channel quality feedback in a multicarrier wireless network
US8218563B2 (en) * 2005-11-04 2012-07-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for providing adaptive modulation and coding in a multi-carrier wireless network

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1753396A (zh) * 2004-09-22 2006-03-29 中国科学技术大学 移动通信环境中正交频分复用信号的信噪比测量方法
KR20060062954A (ko) * 2004-12-06 2006-06-12 한국전자통신연구원 신호대 잡음비 계산 장치 및 그 방법
CN101120530A (zh) * 2004-12-22 2008-02-06 高通股份有限公司 使用基于容量的信噪比预测和改善移动通信的系统与方法
US20100054319A1 (en) * 2006-11-30 2010-03-04 Keun-Moo Lee Ofdm wireless mobile communication system and method for estimating snr of channel thereof

Also Published As

Publication number Publication date
CN102238114A (zh) 2011-11-09
JP2013526224A (ja) 2013-06-20
JP5695737B2 (ja) 2015-04-08
CN102238114B (zh) 2015-01-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2502189C2 (ru) Способ калибровки и формирования диаграммы направленности в системе радиосвязи
JP5485439B2 (ja) 時分割デュプレックスシステムにおいてデータを送信するための方法および装置
US8532214B2 (en) MIMO channel state information estimation with coupled iterative two-stage ranking
US8824527B2 (en) OFDM receiver with time domain channel estimation
AU2005257811B2 (en) Transmission mode and rate selection for a wireless communication system
JP5642884B2 (ja) チャネル品質指標修正方法および装置
WO2011137719A1 (zh) 有效信噪比确定方法和装置
US20120099469A1 (en) Methods of transmitting a signal in a time division duplexing mimo system and associated apparatuses
JP2009518979A (ja) マルチアンテナシステムにおけるチャネル推定のための平均タップエネルギーベースのしきい値処理
CN107094039B (zh) 用于lte系统中的干扰参数的盲检测的方法和设备
WO2006076583A2 (en) Rate adaptation using semi-open loop technique
US20090185607A1 (en) Method for channel state feedback by quantization of time-domain coefficients
TWI539778B (zh) 強化通道估測之方法及裝置
WO2013003589A2 (en) Noise estimation filter
WO2016115549A1 (en) Uplink signal to interference plus noise ratio estimation for massive mimo communication systems
KR101368131B1 (ko) 다중경로 채널의 지연 확산을 측정하기 위한 방법 및 장치
US20160013878A1 (en) Signal transmission with interference mitigation
WO2013007169A1 (zh) 一种采用导频测速的方法及装置
EP2360883B1 (en) Detecting a transmitted OFDM signal in a receiver having at least two receiver branches
KR20160027721A (ko) 다중입력 다중출력 시스템에서 채널 품질 측정 방법 및 장치
WO2015010082A1 (en) Channel quality indication with filtered interference
WO2014141628A1 (ja) 無線通信システムにおける受信装置およびチャネル推定制御方法
CN109150386B (zh) 用户终端、服务小区解调方法及存储介质、电子设备
CN109150771B (zh) 用户终端、干扰小区盲检测方法及存储介质、电子设备
EP2741441A2 (en) Method and apparatus for transmitting downlink hybrid automatic repeat request information in wireless communication system

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11777140

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013508360

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11777140

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1