WO2011105749A2 - 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 - Google Patents

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a broadcast signal transmitter / receiver and a broadcast signal transmission / reception method, and more particularly, to a broadcast signal transmission / reception capable of transmitting and receiving a broadcast signal compatible with a conventional broadcast signal transceiver while improving data transmission efficiency.
  • a receiver and its transmission / reception method are particularly, to a broadcast signal transmission / reception capable of transmitting and receiving a broadcast signal compatible with a conventional broadcast signal transceiver while improving data transmission efficiency.
  • the digital broadcast signal may transmit a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may include various additional data in addition to the video / audio data.
  • the digital broadcasting system can provide HD (High Definition) level video, multi-channel sound, and various additional services.
  • HD High Definition
  • data transmission efficiency for high-capacity data transmission, robustness of the transmission / reception network, and flexibility of the network considering mobile reception equipment still need to be improved.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting and receiving broadcast signals capable of receiving a digital broadcast signal without errors even in a mobile reception equipment or an indoor environment.
  • the present invention also provides a transmitter / receiver and a method for transmitting / receiving a broadcast signal capable of achieving the above object and maintaining compatibility with a conventional broadcast system.
  • a broadcast signal receiver OFDM demodulator for OFDM demodulating the PLP data and signaling information included in the broadcast signal; A MIMO / MISO decoder for MIMO decoding or MISO decoding the PLP data and signaling information; A frame demapper for parsing a frame by cell demapping the PLP data and signaling information; And a BICM decoder for bit deinterleaving and FEC decoding the PLP data and signaling information, wherein the OFDM demodulator includes an additional preamble detection module for detecting an additional preamble symbol included in the broadcast signal.
  • the present invention by using a MIMO system in a digital broadcasting system, it is possible to increase data transmission efficiency and increase robustness of transmitting and receiving broadcast signals.
  • MIMO processing enables the receiver to efficiently recover MIMO received signals even in various broadcasting environments.
  • the present invention can provide a broadcast signal transmitter / receiver and a transmission / reception method capable of ensuring compatibility by using a conventional transmission / reception system to the maximum while using a MIMO system.
  • the present invention can provide a broadcast signal transmitter / receiver and a method of transmitting / receiving a broadcast signal capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile reception equipment or an indoor environment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an additional frame structure based on PLP according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an additional frame based on FEF according to an embodiment of the present invention.
  • 5A and 5B illustrate a process of generating a P1 symbol for identifying an additional frame according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 6 illustrates L1-pre signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 7 illustrates L1-post signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 8 illustrates L1-post signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a terrestrial broadcast system to which the MIMO transmission system using the above-described SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • Fig. 15 shows the constellations in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment, respectively.
  • Fig. 16 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • FIG. 17 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • 20 is a diagram illustrating an input signal and a transmission signal on which the MIMO encoding method according to the fourth embodiment of the present invention is performed.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an input signal and a transmission signal on which the MIMO encoding method according to the sixth embodiment of the present invention is performed.
  • FIG. 22 illustrates a structure of a P1 symbol and an AP1 symbol according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 illustrates a P1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 illustrates an AP1 symbol detection module according to an embodiment of the present invention.
  • 25A and 25B illustrate P1 signaling information and AP1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • 26 illustrates L1-pre signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • FIG 27 illustrates L1-post signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 illustrates L1-post dynamic signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 illustrates L1-post dynamic signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • 29 illustrates an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a mode adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 illustrates a stream adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 illustrates a BICM encoder according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG 33 illustrates a frame builder according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 34 is a diagram illustrating an OFDM generator according to a first embodiment of the present invention.
  • 35 illustrates a BICM encoder according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG 36 illustrates an OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 is a diagram illustrating a frame demapper according to the first embodiment of the present invention.
  • 39 illustrates a BICM decoder according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 40 illustrates an output processor of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • 41 is a view showing an output processor of a broadcast receiver according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 43 is a view showing a frame builder according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG 44 is a diagram showing an OFDM generator according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 46 is a view showing still another embodiment of the BICM encoder according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG.
  • FIG. 48 is a diagram illustrating a broadcast signal transmission and reception system according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 49 illustrates an OFDM demodulator according to a third embodiment of the present invention.
  • 50 is a diagram illustrating a frame demapper according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 illustrates an OFDM demodulator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 53 illustrates an embodiment of a BICM decoder according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 is a view showing another embodiment of a BICM decoder according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 56 shows an example of mapping relationship between input bits and output bits of the demultiplexer according to the demux type of FIG. 55.
  • 57 (a) to (c) show other embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • FIG. 58 illustrates an example of mapping relationship between input bits and output bits of the demultiplexer according to the demux type of FIG. 57.
  • 59 (a) to (c) show other embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • 60 (a) to (c) show embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 64QAM.
  • 61 (a) and (b) illustrate embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 16QAM.
  • FIG. 62 illustrates a cell mapping structure within a frame according to the present invention.
  • FIG. 63 is a diagram illustrating an embodiment of an intra-frame cell mapping structure according to the first and second embodiments of the present invention.
  • 64 is a view showing an embodiment of an intra-frame cell mapping structure according to the third and fourth embodiments of the present invention.
  • 65 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • Various technologies have been introduced to increase transmission efficiency and perform robust communication in digital broadcasting systems. As one of them, a method of using a plurality of antennas at a transmitting side or a receiving side has been proposed, and a single antenna transmission single antenna reception scheme (SISO), a single antenna transmission multiple antenna reception scheme (SISO) SIMO; Single-Input Multi-Output (Multi-Input) Multi-antenna transmission may be divided into a single antenna reception method (MISO; Multi-Input Sinle-Output), a multi-antenna transmission multi-antenna reception method (MIMO; Multi-Input Multi-Output).
  • MISO Single antenna transmission single antenna reception scheme
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the multi-antenna may be described as an example of two antennas for convenience of description, but this description of the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the SISO scheme represents a general broadcast system using one transmit antenna and one receive antenna.
  • the SIMO method represents a broadcast system using one transmitting antenna and a plurality of receiving antennas.
  • the MISO scheme represents a broadcast system that provides transmit diversity using a plurality of transmit antennas and one receive antenna, and represents, for example, the Alamouti scheme.
  • the MISO method refers to a method in which data can be received without a performance loss with one antenna. In the reception system, the same data may be received by a plurality of reception antennas to improve performance, but even in this case, the description is included in the scope of the MISO.
  • the performance of a system with MIMO technology depends on the characteristics of the transport channel, especially in systems with independent channel environments. In other words, the more the independent channels from each antenna of the transmitting end to each antenna of the receiving end are not correlated with each other, the performance of the system using MIMO technology can be improved.However, between Lx (line-of-sight) environment, In a channel environment where the channels are highly correlated, the performance of a system using the MIMO technology may be drastically degraded or an operation may be impossible.
  • the present invention proposes a method that can solve these existing problems and problems in the following.
  • additional broadcast signals or enhanced broadcast signals
  • a conventional terrestrial broadcast system such as a terrestrial broadcast system such as DVB-T2.
  • a transceiver and a method of transmitting and receiving can be provided.
  • a video having scalability that can be transmitted by being divided into a basic video component that is robust to a communication environment but has a low image quality and an extended video component that can provide a high quality image but is rather vulnerable to a communication environment. Coding methods can be used.
  • SVC is described as a video coding method having scalability, but any other video coding method may be applied.
  • the broadcast signal transmitter and receiver of the present invention may perform MISO processing and MIMO processing on a plurality of signals transmitted and received through a plurality of antennas, and hereinafter, signal processing is performed on two signals transmitted and received through two antennas.
  • the broadcast signal transceiver to be described.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitter using a MIMO technique according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitter includes an input pre-processor 101100, an input processor 101200, a bit interleaved coded modulation (BICM) encoder 101300, a frame builder 101400, and an orthogonal (OFDM). frequency-division multiplexing) generator (or transmitter) 101500.
  • the broadcast signal transmitter according to the present invention may receive a plurality of MPEG-TS streams or General Sream Encapsulation (GSE) streams (or GS streams).
  • GSE General Sream Encapsulation
  • the input pre-processor 101100 may generate a plurality of physical layer pipes (PLPs) as a service unit to provide robustness to an input stream, that is, a plurality of MPEG-TS streams or a GSE stream.
  • PLPs physical layer pipes
  • the PLP is a unit of data identified in the physical layer, and data is processed in the same transmission path for each PLP.
  • the PLPs are data having the same property of the physical layer processed in the transmission path and may be mapped in units of cells in the frame.
  • the PLP may be viewed as a physical layer time division multiplex (TDM) channel carrying one or a plurality of services.
  • TDM time division multiplex
  • the unit of the identifiable stream in the physical layer transmitted through the path or through such a service is called PLP.
  • the input processor 101200 may generate a base band (BB) frame including a plurality of generated PLPs.
  • the BICM module 101300 may add redundancy to the BB frame and interleave PLP data included in the BB frame so as to correct an error on the transmission channel.
  • the frame builder 101400 may map a plurality of PLPs to a frame and add signaling information to complete the frame structure.
  • the OFDM generator 101500 may OFDM demodulate the input data from the frame builder and divide the input data into a plurality of paths that can be transmitted through a plurality of antennas. Detailed description of each block will be described later.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver may include an OFDM demodulator 107100, a frame demapper 107200, a BICM decoder 107300, and an output processor 107400.
  • the OFDM demodulator (or OFDM demodulator or receiver) 107100 may convert signals received by the plurality of receive antennas into signals in a frequency domain.
  • the frame demapper 107200 may output PLPs for a required service among signals converted into the frequency domain.
  • the BICM decoder 107300 may correct an error caused by the transport channel, and the output processor 107400 may perform processes necessary to generate an output TS or GS stream.
  • the input antenna signal may receive a dual polarity signal, and one or a plurality of streams may be output of the output TS or GS stream.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an additional frame structure based on PLP according to an embodiment of the present invention.
  • a frame may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information and the P2 symbol may transmit L1- signaling information.
  • the present invention may additionally allocate a preamble symbol to the preamble region.
  • This additional preamble symbol is referred to as an Additional Preable 1 (AP1) symbol, and the present invention provides one or more AP1 symbols in a frame to improve the detection performance of a mobile broadcast signal at very low SNR or time-selective fading conditions. In one embodiment it may be added.
  • the AP1 signaling information transmitted by the AP1 symbol may include additional transmission parameters.
  • AP1 signaling information may include pilot pattern information inserted into a corresponding frame. Therefore, in the broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention, when the P2 symbol is not transmitted and L1 signaling information is spread in the data symbols of the data region, the broadcast signal receiver decodes the L1 signaling information of the data region by using the AP1 signaling information. Before we know the pilot pattern.
  • the AP1 signaling information may further include information necessary for the broadcast signal receiver to decode the signaling information spread in the data region of the frame.
  • the preamble region of the frame according to the present invention may include a P1 symbol, one or more AP1 symbols, and one or more P2 symbols.
  • the data area is composed of a plurality of data symbols (or data OFDM symbols).
  • the P2 symbol is optional and whether or not to insert the P2 symbol may be signaled to AP1 signaling information transmitted through the AP1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be inserted every frame by the P1 insertion module in the OFDM generator 101500 of the broadcast signal transmitter. That is, the P1 insertion module inserts two or more preamble symbols every frame.
  • an AP1 insertion module may be added after the P1 insertion module, and an AP1 symbol may be inserted in the AP1 insertion module.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information related to a transmission type and a basic transmission parameter, and the receiver may detect a frame using the P1 symbol.
  • the L1 signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information
  • the common PLP may include network information such as network information table (NIT) or PLP information and service description table (SDT) or event information table. Service information, such as).
  • the preamble of the present invention may include only P1 symbols, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information according to the designer's intention, and include all P1 symbols, L1-pre signaling information, L1-post signaling information, and common PLP. can do.
  • the plurality of data symbols located after the P2 symbol may include a plurality of PLP data.
  • the plurality of PLPs may include audio, video and data TS streams and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • a PLP transmitting PSI / SI information may be referred to as a base PLP.
  • the PLP may include a type 1 PLP transmitted by one sub slice per frame and a type 2 PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • the plurality of PLPs may transmit one service or may transmit service components included in one service. If the PLP transmits a service component, the transmitting side may transmit signaling information indicating that the PLP transmits the service component.
  • the present invention may share an RF frequency band with a conventional terrestrial broadcasting system and transmit additional data (or an enhanced broadcast signal) in addition to the basic data through a specific PLP.
  • the transmitting side may define a signal or a system currently transmitted through the signaling information of the P1 symbol described above.
  • additional data is video data
  • FIG. 3 PLP M1 112100 and PLP (M1 + M2) 112200 which are type 2 PLPs of a frame may include additional video data and transmit the same.
  • a frame for transmitting additional video data may be referred to as an additional frame
  • a frame for transmitting basic data may be referred to as a basic frame (or a basic frame).
  • additional video data may be transmitted according to a designer's intention, but also a frame for transmitting data related to a new broadcasting system different from the conventional terrestrial broadcasting system may be referred to as an additional frame.
  • a frame for transmitting a conventional terrestrial broadcast may be referred to as a terrestrial broadcast frame, and the additional frame may transmit basic data or additional data related to a new broadcast system.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an additional frame based on FEF according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates a case where a future extension frame (FEF) is used to transmit the aforementioned additional video data.
  • FEF future extension frame
  • a frame for transmitting basic video data may be referred to as a basic frame
  • an FEF for transmitting additional video data may be referred to as an additional frame.
  • the super frames 113100 and 113200 illustrates the structure of the super frames 113100 and 113200 in which the basic frame and the additional frame are multiplexed.
  • the undisplayed frames 113100-1 to n are basic frames
  • the displayed frames 113110-1 to 2 are additional frames.
  • 4A is a diagram illustrating a case where the ratio of the base frame to the additional frame is N: 1.
  • the time required for the receiver to receive the next additional frame 113120-2 after receiving one additional frame 113120-1 may correspond to about n basic frames.
  • 4B is a diagram illustrating a case where a ratio of a basic frame to an additional frame is 1: 1.
  • the additional frames may have a structure very similar to that of the basic frames in order to maximize sharing with the basic frames.
  • the time taken by the receiver to receive one additional frame 113210-1 and then receive the next additional frame 113210-1 corresponds to about one basic frame 113220, it is shown in FIG. 4A. The cycle is shorter than it is.
  • 5A and 5B illustrate a process of generating a P1 symbol for identifying an additional frame according to an embodiment of the present invention.
  • the additional frame of the present invention may include a P1 symbol that transmits separate signaling information as described above, and may be referred to as a new_system_P1 symbol. This may be different from the P1 symbol used in the existing frame and may be plural. In this case, the new_system_P1 symbol may be positioned in front of the first P2 symbol in the preamble region of the frame.
  • the P1 symbol of an existing frame may be modified and used.
  • the present invention proposes a method of generating a new_system_P1 symbol by modifying the structure of a P1 symbol of an existing frame or by modifying the symbol generation unit 114100 that generates the symbol.
  • the new_system_P1 symbol may be generated by modifying the structure of the P1 symbol of the existing frame shown in FIG.
  • the new_system_P1 symbol may be generated by modifying the frequency shift value f_SH for the prefix and postfix of the existing P1 symbol or by changing the length of the P1 symbol (T_P1C or T_P1B).
  • the parameters (sizes of f_SH, T_P1C, and T_P1B) used in the P1 symbol structure must also be appropriately modified.
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a P1 symbol generation unit generating a P1 symbol.
  • the P1 symbol generation unit illustrated in B of FIG. 5 may be modified to generate a new_system_P1 symbol.
  • a method of changing the distribution of an active carrier used for the P1 symbol from the CDS table module 114110, the MSS module 114120, and the CAB structure module 114130 included in the P1 symbol generation unit for example, How the CDS table module 114110 uses a different complementary set of sequence (CSS), or a pattern for the information to be sent as a P1 symbol (the MSS module 114120 uses a different complementary set of sequence)
  • the AP1 symbol of the present invention described with reference to FIG. 3 may be generated through the process described with reference to FIG. 5.
  • FIG 6 illustrates L1-pre signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the L1 signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for receiving and decoding the L1-post signaling information.
  • the following describes each field included in the table. The size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the TYPE field is a field having a size of 8 bits and may indicate whether the input stream type is TS or GS.
  • the BWT_EXT field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether bandwidth of an OFDM symbol is extended.
  • the S1 field is a field having a size of 3 bits and may indicate whether the current transmission system is MISO, SISO, or MIMO.
  • the S2 field is a field having a size of 4 bits and may indicate an FFT size.
  • the L1_REPETITION_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate whether L1-post signaling information related to the current frame is signaled in the P2 symbol. If the L1 signaling information for the next frame is spread and transmitted in the data symbols of the current frame, the L1_REPETITION_FLAG field may indicate whether the L1 signaling information for the next frame has been spread in the current frame. For example, if the L1_REPETITION_FLAG field is 1, it indicates that the L1 signaling information for the next frame is spread in the current frame, and if it is 0, it is not spread.
  • the GUARD_INTERVAL field has a size of 3 bits and may indicate the guard interval size of the current frame.
  • the PAPR field is a field having a size of 4 bits and may indicate a method of Peak-to-Average Power Ratio Reduction.
  • the PAPR method may include an active constellation extension (ACE) method or a tone reservation (TR) method.
  • ACE active constellation extension
  • TR tone reservation
  • the L1_MOD field has a size of 4 bits and may indicate a QAM modulation type of L1-post signaling information.
  • the L1_COD field has a size of 2 bits and may indicate a code rate of L1-post signaling information.
  • the L1_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate an FEC type of L1-post signaling information.
  • the L1_POST_SIZE field has a size of 18 bits and may indicate the size of coded and modulated L1-post signaling information.
  • the L1_POST_INFO_SIZE field is a field having a size of 18 bits and may indicate the size of the information region of the L1-post signaling information.
  • the PILOT_PATTERN field is a field having a size of 4 bits and may indicate a pilot insertion pattern of the current frame.
  • the TX_ID_AVAILABILITY field is a field having a size of 8 bits and may indicate a transmission device identification capability within a current geographical cell range.
  • the CELL_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a cell identifier for identifying a geographic cell in a network for mobile broadcasting.
  • the NETWORK_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a current network identifier.
  • the SYSTEM_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a system identifier.
  • the NUM_FRAMES field is an 8-bit field.
  • the NUM_FRAMES field may indicate the number of additional frames included in one super frame, that is, frames for transmitting additional data or data related to a new broadcasting system different from the conventional terrestrial broadcasting system. .
  • the NUM_DATA_SYMBOLS field has a size of 12 bits and may indicate the number of data symbols excluding P1, AP1, and P2 symbols in the current frame.
  • the REGEN_FLAG field is a 3-bit field and can indicate the number of times of signal reproduction by the repeater.
  • the L1_POST_EXTENSION field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether an extension block of L1-post signaling information exists.
  • the NUM_RF field is a field having a size of 3 bits and may indicate the number of RF bands in the current system.
  • the CURRENT_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an index of a current RF channel.
  • the RESERVED field has a size of 10 bits and is for future use.
  • the CRC-32 field has a size of 32 bits and may indicate a CRC error extraction code of the L1-pre signaling information.
  • FIG 7 illustrates L1-post signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the L1-post signaling information may include parameters necessary for the receiver to encode PLP data.
  • the L1-post signaling information may include a configurable block, a dynamic block, an extension block, a cyclic redundancy check block, and an L1 padding block. have.
  • the configurable block may include information that may be equally applied over one frame, and the dynamic block may include characteristic information corresponding to the frame currently being transmitted.
  • the extension block is a block that can be used when the L1-post signaling information is extended, and the CRC block may include information used for error correction of the L1-post signaling information and may have a 32-bit size.
  • the padding block may be used to equally size the information included in each encoding block, and the size thereof is variable.
  • the table illustrated in FIG. 7 is a table included in the configurable block, and the fields included in the table are as follows. The size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the SUB_SLICES_PER_FRAME field has a size of 15 bits and may indicate the number of sub slices included in the frame.
  • the NUM_PLP field has a size of 8 bits and may indicate the number of PLPs included in the current super frame.
  • the NUM_AUX field has a size of 4 bits and may indicate the number of auxiliary streams.
  • the AUX_CONFIG_RFU field has a size of 8 bits and is an area for future use.
  • the following is a description of the fields included in a for 'loop (hereinafter referred to as a frequency loop) that is repeated by the number of RFs (NUM_RF field value-1) of the current system.
  • the NUM_RF field may be signaled in the L1-pre signaling information.
  • the RF_IDX field is a field having a size of 3 bits and may indicate an index of each frequency of the RF channel.
  • the FREQUENCY field has a size of 32 bits and may indicate the center frequency of the RF channel.
  • the FEF_TYPE field is a field having a size of 4 bits and may be used to indicate a Future Extension Frame (FEF) type.
  • FEF Future Extension Frame
  • the FEF_LENGTH field is a field having a size of 22 bits and may indicate the length of the FEF.
  • the FEF_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate the size of an FEF interval.
  • the following fields are fields included in a for 'loop (hereinafter, referred to as a PLP loop) that is repeated by the number of PLPs (NUM_PLP field value-1) in the current super frame.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP.
  • the PLP_TYPE field has a size of 3 bits and may indicate whether the current PLP is a common PLP or a Type1 data PLP including general data or a Type2 data PLP.
  • the PLP_PAYLOAD_TYPE field is a field having a size of 5 bits and may indicate the type of the PLP payload. That is, data included in the payload of the PLP may be GFPS, GCS, GSE, TS, IP, and the like, and this identification uses a PLP_PAYLOAD_TYPE field.
  • the FF_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate a fixed frequency flag.
  • the FIRST_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an RF index of the first frame of the current PLP.
  • the FIRST_FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate a frame index of the first frame of the current PLP in the super frame.
  • the PLP_GROUP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP group.
  • the PLP group may be referred to as a link-layer-pipe (LLP), and the PLP_GROUP_ID field is referred to as an LLP_ID field according to an embodiment.
  • LLP link-layer-pipe
  • the PLP_COD field has a size of 3 bits and may indicate a code rate of the current PLP.
  • the PLP_MOD field has a size of 3 bits and may indicate a QAM modulation type of the current PLP.
  • any one of BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, and 256QAM modulation formats may be used.
  • the PLP_ROTATION field has a size of 1 bit and may indicate whether constellation rotation and remapping of the PLP are performed.
  • the PLP_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate the FEC type of the PLP.
  • the PLP_NUM_BLOCKS_MAX field is a field having a size of 10 bits and may indicate the maximum number of PLPs of FEC blocks.
  • the FRAME_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate an interval of a basic frame included in a super frame, that is, a frame for transmitting data related to a conventional terrestrial broadcasting system.
  • the TIME_IL_LENGTH field is a field having a size of 8 bits and may indicate a depth of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the TIME_IL_TYPE field has a size of 1 bit and may indicate a type of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the IN-BAND_B_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate whether in-band signaling is present.
  • the RESERVED_1 field has a size of 16 bits and is a field for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_2 field has a size of 32 bits and is a field for future use in the configurable block.
  • the AUX_RFU field is a 32-bit field.
  • a for 'loop (hereinafter referred to as an auxiliary stream loop) repeated as many as the number of auxiliary streams (NUM_AUX field value-1), that is, a field for future use in an auxiliary stream loop. to be.
  • FIG 8 illustrates L1-post signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • the table shown in FIG. 8 is a table included in the dynamic block, and includes parameters necessary for the receiver to decode the PLP, and in particular, may include characteristic information corresponding to a frame currently being transmitted.
  • the table shown in FIG. 8 may be signaled in-band so that the receiver can efficiently handle slicing.
  • the FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate an index of the current frame in the super frame.
  • the SUB_SLICE_INTERVAL field has a size of 22 bits and may indicate an interval between sub slices included in the same PLP.
  • the TYPE_2_START field is a 22-bit field and may indicate the start position of the PLP of the symbol interleaver over a plurality of frames.
  • the L1_CHANGE_COUNTER field has a size of 8 bits and may indicate the number of super frames remaining before the configuration block changes.
  • the START_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate a start RF channel index of the next frame.
  • the RESERVED_1 field is a field having a size of 8 bits and is for future use.
  • PLP loop a for 'loop that is repeated by the number of PLPs (NUM_PLP field value-1) in the current super frame.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify each PLP.
  • the PLP_START field is a field having a size of 22 bits and may indicate a PLP start position in a frame.
  • the PLP_NUM_BLOCKS field has a size of 10 bits and may indicate the number of FEC blocks related to the PLP.
  • the RESERVED_2 field is an 8-bit field and is used for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_3 field has a size of 8 bits and is used for future use in the dynamic block.
  • AUX_RFU is a field having a size of 48 bits and is a field for future use in an auxiliary stream loop.
  • the present invention proposes a MIMO system using Scalable Video Coding (SVC).
  • SVC Scalable Video Coding
  • the SVC scheme is a coding method of a video developed to cope with various terminals, communication environments, and changes thereof.
  • the SVC method encodes a single video in a hierarchical manner to generate desired video quality, and transmits video data for the basic video quality in the base layer and additional video data for restoring the video quality in the enhancement layer.
  • the receiver may receive and decode only the video data of the base layer to obtain an image having basic quality, or may obtain a higher quality image by decoding the base layer video data and the enhancement layer video data according to the characteristics of the receiver. .
  • the base layer may mean video data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer may mean video data corresponding to the enhancement layer.
  • the target of the SVC may not be the only video data
  • the base layer is data that can provide a basic service including basic video / audio / data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer is an enhancement layer. It may be used as a meaning including data capable of providing a higher service including a higher picture / audio / data corresponding to the corresponding picture.
  • the broadcast system of the present invention provides a method of transmitting a base layer of an SVC on a path that can be received in an SISO or MISO method using an SVC scheme, and an enhancement layer of an SVC on a path that can be received in an MIMO method.
  • the base layer is received by SISO or MISO method to obtain an image of a basic quality
  • a base layer and an enhancement layer are received by a MIMO method to obtain a higher quality of image.
  • a method of transmitting the MIMO broadcast data separately from the PLP including the terrestrial broadcast data is possible.
  • the specific PLP is used to transmit MIMO broadcast data.
  • additional information on the specific PLP may be signaled to prevent malfunction in an existing receiving system.
  • a specific PLP including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast PLP
  • a PLP including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast PLP.
  • the MIMO broadcast data may not be processed by the terrestrial broadcast receiver, it is necessary to signal additional information for identifying the terrestrial broadcast PLP and the MIMO broadcast PLP.
  • this signaling may use a reserved field in the L1 signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • existing terrestrial broadcast data may also be transmitted to MISO.
  • the L1-post signaling information is used to identify the MIMO broadcast PLP.
  • a specific frame including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast frame
  • a frame including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast frame
  • a MIMO broadcast frame may be included in the above-described FEF of the terrestrial broadcast system, and FEF may also be referred to as a MIMO broadcast frame in the following.
  • FIG. 9 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • the terrestrial broadcast data and the MIMO broadcast data may be distinguished and transmitted on a frame basis, and a MIMO broadcast frame (FEF) having a predetermined length (FEF length) may be disposed at a predetermined interval (FEF interval) between the terrestrial broadcast frames.
  • FEF MIMO broadcast frame
  • FEF interval predetermined interval
  • data of the MIMO system may coexist in a frequency band used by the terrestrial broadcasting system, and the terrestrial broadcasting receiver may identify a frame through L1 signaling and ignore the MIMO broadcasting frame to prevent malfunction.
  • the MIMO system may use some of the throughput of the corresponding band through FEF related parameters (FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL) defined in the L1 post signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • the PLP including the MIMO broadcast data may be transmitted through the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame since the MIMO broadcast PLP is also present in the terrestrial broadcast frame, it is necessary to signal the relationship between the terrestrial broadcast frame and the connected PLP present in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame also includes the L1 signaling information, and information about the MIMO broadcast PLP present in the frame may be transmitted together with the L1 signaling information of the terrestrial broadcast frame.
  • the concatenation of MIMO broadcast PLPs present in different frames may use fields for a PLP included in the L1-post signaling information, which is L1 signaling information of each frame.
  • the receiving system may use L1-post signaling.
  • the connection relationship between MIMO broadcast PLPs included in different frames is checked using at least one of PLP_ID information, PLP_TYPE information, PLP_PAYLOAD_TYPE information, and PLP_GROUP_ID information, and the desired MIMO broadcast PLPs are continuously decoded to decode the service. Can be obtained.
  • the terrestrial broadcast PLP present in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a transmission mode predefined and supported by the terrestrial broadcast system, and may also be transmitted in a new mode that supports the MIMO system as described above.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame is transmitted as a base layer in a transmission mode of terrestrial broadcast in an MISO or SISO scheme
  • the MIMO broadcast PLP included in the MIMO broadcast frame is an enhancement layer. It may be transmitted in a MIMO scheme.
  • FIG. 10 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • the MIMO broadcast services (MIMO broadcast services 1 to n) are encoded into the base layer and the enhancement layer through the SVC encoders 18010 and 18020, respectively.
  • the scheduler & bitm interleaved coding and modulation (BICM) module 1830 may allocate base layers of MIMO broadcast services to be transmitted together with the terrestrial broadcast frame, and enhancement layers may be allocated to be included and transmitted in the MIMO broadcast frame.
  • the enhancement layers may be MIMO encoded through the MIMO encoders 1840 and 18050, respectively, and may be transmitted in the MIMO broadcast frame of the MIMO broadcast system.
  • the base layers may be included in the terrestrial broadcast frame and transmitted, and in this case, may be transmitted in an SISO or MISO scheme supported by the terrestrial broadcast system.
  • the terrestrial broadcast receiver When transmitting a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame, signaling information is configured as described above in the methods (1) to (3), so the terrestrial broadcast receiver identifies only the terrestrial broadcast PLP in the terrestrial broadcast frame. As a result, the terrestrial broadcasting service can be obtained and provided without malfunction.
  • the MIMO broadcast receiver may acquire and provide a MIMO broadcast service corresponding to the base layer using only the MIMO broadcast PLP of the terrestrial broadcast frame, and acquire the MIMO broadcast PLP of the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast PLP of the MIMO broadcast frame. And a MIMO broadcast service corresponding to an enhancement layer.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted only by the MISO / SISO method.
  • the MIMO broadcast PLP may include a code rate of a new error correction code (for example, 1/4, 1/3, 2/5, etc.), a new time interleaving mode, etc. according to system requirements, and transmit only the base layer. It may be.
  • the base layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the SISO / MISO scheme
  • the enhancement layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP or carrier of the SISO / MISO scheme and the PLP or carrier of the MIMO scheme may vary from 0 to 100%, and the ratio may be set differently for each frame.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a terrestrial broadcast system to which the MIMO transmission system using the above-described SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 illustrates an embodiment of a broadcast signal in which terrestrial broadcast data and MIMO broadcast data are allocated and transmitted to a frame or a PLP after generating a base layer and an enhancement layer using SVC.
  • FIG. 11A is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist in the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a SISO or MISO scheme as a base layer, and the MIMO broadcast PLP including the MIMO broadcast frame may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme as an enhancement layer. have.
  • 11B is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist only in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may include a PLP including a base layer and a PLP including an enhancement layer.
  • a PLP including a base layer may be transmitted in an SISO or MISO scheme
  • a PLP including an enhancement layer may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP including the base layer and the PLP including the enhancement layer in the MIMO broadcast frame may vary from 0 to 100%.
  • 11C is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • MIMO broadcast data exists only within a MIMO broadcast frame.
  • the base layer and the enhancement layer may be transmitted by being separated by a carrier rather than being separated by a PLP.
  • Various technologies have been introduced to increase transmission efficiency and perform robust communication in digital broadcasting systems. As one of them, a method of using a plurality of antennas at a transmitting side or a receiving side has been proposed, and a single antenna transmission single antenna reception scheme (SISO), a single antenna transmission multiple antenna reception scheme (SISO) SIMO; Single-Input Multi-Output (Multi-Input) Multi-antenna transmission may be divided into a single antenna reception method (MISO; Multi-Input Sinle-Output), a multi-antenna transmission multi-antenna reception method (MIMO; Multi-Input Multi-Output).
  • MISO Single antenna transmission single antenna reception scheme
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the multi-antenna may be described as an example of two antennas for convenience of description, but this description of the present invention can be applied to a system using two or more antennas.
  • the SISO scheme represents a general broadcast system using one transmit antenna and one receive antenna.
  • the SIMO method represents a broadcast system using one transmitting antenna and a plurality of receiving antennas.
  • the MISO scheme represents a broadcast system that provides transmit diversity using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MISO scheme represents an Alamouti scheme.
  • the MISO method refers to a method in which data can be received without a performance loss with one antenna. In the reception system, the same data may be received by a plurality of reception antennas to improve performance, but even in this case, the description is included in the scope of the MISO.
  • the MIMO scheme represents a broadcast system that provides transmit / receive diversity and high transmission efficiency by using a plurality of transmit antennas and a plurality of receive antennas.
  • the MIMO scheme processes signals differently in time and space, and transmits a plurality of data streams through parallel paths operating simultaneously in the same frequency band to achieve diversity effects and high transmission efficiency.
  • SM spatial multiplexing
  • GC golden code
  • a modulation method may be expressed as quadrature amplitude modulation (M-QAM) when transmitting a broadcast signal. That is, when M is 2, a binary phase shift keying (BPSK) scheme may be represented by 2-QAM, and when Q is 4, quadrature phase shift keying (QPSK) may be represented by 4-QAM. M may represent the number of symbols used for modulation.
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • a MIMO system will be described by using two transmission antennas to transmit two broadcast signals and two reception antennas to receive two broadcast signals by way of example.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a MIMO transceiving system according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system includes an input signal generator 201010, a MIMO encoder 201020, a first transmission antenna 201030, and a second transmission antenna 201040.
  • the input signal generator 201010 may be referred to as a divider and the MIMO encoder 201020 may be referred to as a MIMO processor.
  • the MIMO receiving system may include a first receiving antenna 201050, a second receiving antenna 201060, a MIMO decoder 201070, and an output signal generator 201080.
  • the output signal generator 201080 may be referred to as a merger
  • the MIMO decoder 201070 may be referred to as an ML detector.
  • the input signal generator 201010 generates a plurality of input signals for transmitting to a plurality of antennas, and may be referred to as a divider below. That is, the first input signal S1 and the second input signal S2 for MIMO transmission may be output by dividing the input signal to be transmitted into two input signals.
  • the MIMO encoder 201020 performs MIMO encoding on the plurality of input signals S1 and S2 to output the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2 for MIMO transmission, and each of the output transmission signals is required signal processing. And may be transmitted through the first antenna 201030 and the second antenna 201040 through a modulation process.
  • the MIMO encoder 201020 may perform encoding on a symbol basis.
  • the MIMO encoding method the above-described SM technique and GC technique may be used.
  • the present invention proposes a new MIMO encoding method.
  • the MIMO encoder may MIMO encode a plurality of input signals using the MIMO encoding method described below.
  • MIMO encoder may also be referred to as MIMO processor hereinafter. That is, the MIMO encoder outputs a plurality of transmission signals by processing the plurality of input signals according to the MIMO matrix and the parameter values of the MIMO matrix proposed below.
  • the input signal generator 201010 is an element that outputs a plurality of input signals for MIMO encoding, and may be an element such as a demultiplexer or a frame builder according to a transmission system. Also included in the MIMO encoder 201020, the MIMO encoder 201020 may generate a plurality of input signals and perform encoding on the plurality of input signals generated.
  • the MIMO encoder 201020 represents a device that outputs a plurality of signals by MIMO encoding or MIMO processing so as to obtain diversity gain and multiplexing gain of the MIMO transmission system.
  • a plurality of devices are provided to process signals in parallel, or sequentially or simultaneously in one device having a memory. You can process the signal.
  • the MIMO reception system receives the first reception signal Sr1 and the second reception signal Sr2 using the first reception antenna 201050 and the second reception antenna 201060.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal to output a first output signal and a second output signal.
  • the MIMO decoder 201070 processes the first received signal and the second received signal according to the MIMO encoding method used by the MIMO encoder 201020.
  • the MIMO decoder 201070 outputs the first output signal and the second output signal using information on the MIMO matrix, the received signal, and the channel environment used by the MIMO encoder in the transmission system as the ML detector.
  • the first output signal and the second output signal may include probability information for bits that are not bit values, and the first output signal and the second output signal may be FEC decoding. It may be converted into a bit value through.
  • the MIMO decoder of the MIMO receiving system processes the first received signal and the second received signal according to the QAM type of the first input signal and the second input signal processed by the MIMO transmission system. Since the first and second received signals received by the MIMO receiving system are signals in which the first input signal and the second input signal of the same QAM type or different QAM types are transmitted by MIMO encoding, the MIMO receiving system may not be able to identify the received signal. It is possible to determine whether the combination of the QAM type, MIMO decoding the received signal. Therefore, the MIMO transmission system may transmit information identifying the QAM type of the transmission signal to the transmission signal, wherein the information identifying the QAM type of the transmission signal may be included in the preamble portion of the transmission signal.
  • the MIMO receiving system may identify the combination of the QAM type (M-QAM + M-QAM or M-QAM + N-QAM) of the received signal from the information identifying the QAM type of the transmitted signal, thereby MIMO decoding the received signal. have.
  • the SM technique is a method of simultaneously transmitting data to be transmitted to a plurality of antennas without separate encoding for a separate MIMO scheme.
  • the receiver may acquire information from data simultaneously received by the plurality of receive antennas.
  • the ML (Maximum Likelihood) decoder used for signal recovery in a receiver has a relatively low complexity because it only needs to examine a plurality of received signal combinations.
  • transmission diversity cannot be expected at the transmitting side.
  • the MIMO encoder bypasses a plurality of input signals, and this bypass processing may be expressed by MIMO encoding.
  • the GC scheme is a method of encoding data to be transmitted with a predetermined rule (for example, an encoding method using a golden code) and transmitting the same to a plurality of antennas. If there are two antennas, the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • a predetermined rule for example, an encoding method using a golden code
  • the GC scheme encodes using a 2x2 matrix, so that transmit diversity at the transmit side is obtained.
  • the ML decoder of the receiver has a disadvantage in that complexity is increased because four signal combinations must be examined.
  • the GC scheme has the advantage that robust communication is possible in that transmit diversity is obtained compared to the SM scheme. However, this compares the case where only the GC technique and the SM technique are used for data processing during data transmission, and when data is transmitted by using separate data coding (or outer coding) together.
  • the transmit diversity of the GC scheme may not provide additional gain. This phenomenon is particularly evident when such outer coding has a large minimum Hamming distance.
  • the Hamming distance represents the number of bits whose corresponding bit values do not match between binary codes having the same number of bits.
  • the transmit diversity of the GC scheme has an additional gain over the SM scheme.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a data transmission / reception method according to MIMO transmission of an SM scheme in a channel environment according to an embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system may send an input signal 1 (S1) and an input signal 2 (S2) to the transmission antenna 1 and the transmission antenna 2, respectively, by the SM scheme.
  • 21 corresponds to an embodiment of transmitting a symbol modulated with 4-QAM at a transmitter.
  • Receive antenna 1 receives signals in two paths, and in the channel environment of FIG. 21, the received signal of receive antenna 1 is equal to S1 * h11 + S2 * h21, and the received signal of receive antenna 2 is equal to S1 * h12 + S2 * h22. same.
  • the receiver can recover data by acquiring S1 and S2 through channel estimation.
  • the transmit and receive paths are independent of each other, and this environment will be referred to below as un-correlated.
  • the correlation between the channels of the transmission and reception paths may be very high, such as a line of sight (LOS) environment, which is referred to as fully correlated.
  • LOS line of sight
  • the reception antenna 1 and the reception antenna 2 receive the same reception signal (S1 + S2).
  • both the receiving antenna 1 and the receiving antenna 2 will receive the same signal as the signal plus the transmission signals.
  • the received signal received from the receiver that is, the data added by the channel, does not represent both symbols S1 and S2.
  • the receiver does not receive a 16-QAM symbol added with a signal S1 represented by a 4-QAM symbol and S2 represented by a 4-QAM symbol, and 9 symbols as shown in the right figure. Since the signal S1 + S2 is represented, it is impossible to recover by separating S1 and S2.
  • the received signal passing through the correlation channel may be expressed as a signal obtained by adding the transmission signals transmitted from the transmission system. That is, when two antennas transmit the first transmission signal and the second transmission signal in the transmission system, the MIMO encoding method assumes that the received signal passing through the correlation channel is a signal obtained by adding the first transmission signal and the second transmission signal.
  • the MIMO encoding method assumes that the received signal passing through the correlation channel is a signal obtained by adding the first transmission signal and the second transmission signal.
  • the receiver cannot recover the signal transmitted by MIMO using the SM technique.
  • processing such as changing a transmission method by notifying the transmitter of such a channel state through a feedback channel between the transceivers is possible.
  • bidirectional communication through a feedback channel may be difficult, and the number of receivers per transmitter is large and the range is very wide, thus making it difficult to cope with various channel environment changes. Therefore, if the SM scheme is used in such a correlation channel environment, the receiver cannot use the service and the cost is increased because it is difficult to cope with such an environment unless the coverage of the broadcasting network is reduced.
  • the present invention intends to design a MIMO system such that a signal received through the channel satisfies the following conditions so as to overcome the case where the MIMO channel is an correlation channel.
  • the received signal should be able to represent both original signals S1 and S2.
  • the coordinates of the constellations received at the receiver should be able to uniquely represent the sequence of S1 and S2.
  • Euclidean distance represents the distance between coordinates on the constellation.
  • the present invention first proposes a MIMO encoding method using a MIMO encoding matrix including a parameter a as shown in Equation 1 below.
  • Equation 2 the received signals 1 (Rx1) and 2 (Rx2) received by the antenna 1 and the antenna 2 are represented by the following Equation 2
  • the MIMO channel is correlated, it is calculated as shown in the last line of Equation 2.
  • S1 and S2 are each designed to have a different power, it can be used to secure the toughness.
  • the MIMO encoder may encode the input signals such that the input signals S1 and S2 have different powers according to the encoding parameter a, and S1 and S2 are received in different distributions even in the correlation channel. For example, by encoding S1 and S2 to have different powers, and transmitting them to constellations with different Euclidean distances by normalization, the input signals can be separated and recovered even if the receiver experiences a correlation channel. .
  • Equation 3 The above MIMO encoding matrix is expressed by Equation 3 considering the normalization factor.
  • the MIMO encoding of the MIMO encoder using the MIMO encoding matrix as in Equation 2 rotates the input signals by an arbitrary angle (theta) that can be represented by the encoding parameter a, thereby cosine the rotated signal.
  • the component and the sine component are separated separately and the +/- signs are assigned to the separated components and transmitted to other antennas, respectively.
  • the MIMO encoder transmits the cosine component of the input signal S1 and the sine component of the input signal S2 to one transmitting antenna, and the sine component of the input signal S1 and the cosine component labeled with the? Can be encoded.
  • the rotation angle changes according to the change of the encoding parameter a value, and the power distribution between the input signals S1 and S2 varies according to the value and angle of this parameter. Since the changed power distribution can be expressed as the distance between the symbol coordinates in the constellation, the input signals encoded in this way are represented by different constellations even though they have undergone the correlation channel at the receiving end, thereby being identified, separated, and recovered.
  • the transmission signals received at the receiving side are represented by identifiable constellations having different Euclidean distances, respectively, so that they can be recovered from the correlation channel.
  • the MIMO encoder can encode the input signal S1 and the input signal S2 into signals having different Euclidean distances according to the value a, and the encoded signals can be received and recovered with constellations identifiable at the receiving end. have.
  • Equation 4 MIMO encoding of the input signal using the above-described MIMO encoding matrix
  • Equation 4 S1 and S2 represent normalized QAM symbols of constellations mapped in the symbol mapper of the MIMO path of the input signal S1 and the input signal S2, respectively.
  • X1 and X2 represent MIMO encoded symbols, respectively.
  • the MIMO encoder includes a symbol corresponding to X1 by applying a matrix such as Equation 4 to a first input signal including symbols corresponding to S1 and a second input signal including symbols corresponding to S2. Symbols of the transmission signal X2 including symbols corresponding to the first transmission signal and X2 may be output.
  • the MIMO encoder may perform encoding by further adjusting the encoding parameter a value while performing MIMO encoding on the input signals using the MIMO encoding matrix as described above. That is, consideration and adjustment of additional data recovery performance of the MIMO transmission / reception system may be optimized by adjusting the parameter a, which will be described in detail below.
  • a value can be calculated in consideration of Euclidean distance.
  • the transmission signal St1 is an M-QAM symbol and the transmission signal St2 is an N-QAM or M-QAM symbol
  • the signal St1 + St2 received at the receiver through the correlated MIMO channel is ( M * N) -QAM or (M * M) -QAM signal.
  • FIG. 14 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to an embodiment of the present invention.
  • the input signal S1 has a constellation 205010 as a 4-QAM symbol
  • the input signal S2 has a constellation 205020 as a 4-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix the encoded first transmission signal St1 and the second transmission signal St2 transmitted from antenna 1 (Tx1) and antenna 2 (Tx2) are 16-QAM symbols.
  • the constellation diagram 205030 and the constellation diagram 205040 are the same.
  • FIG. Suggest a method of optimizing the value of a so that each constellation has the same Euclidean distance as the constellation diagram 205050 of the received signal passing through the correlator channel is shown in FIG. Suggest.
  • Optimizing the Euclidean distance means placing the equal distances between adjacent symbols in the constellation of the signal, and also maximizing the minimum Euclidean distance in the constellation.
  • the constellation diagram 205050 of the received signal is a constellation diagram in which Euclidean distance is adjusted using a value as shown in Equation 5 below.
  • the MIMO encoder when the MIMO encoder encodes the input signals using the above-described MIMO matrix, the MIMO encoder has a minimum in the constellation of the received signal (that is, the signal added with the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2) that has undergone the correlation channel.
  • a value of the encoding parameter a may be calculated or set so as to maximize the creedian distance, and the encoded value a may be expressed by Equation 5 according to a combination of modulation schemes.
  • the constellation diagram 205050 of the received symbol corresponds to a case where the input signals are 4-QAM and 4-QAM, that is, QPSK + QPSK, respectively, and a value of 3 is MIMO encoded.
  • the distribution and constellation of the transmission / reception symbol depend on the modulation scheme of the received signal and their combination, and the a value for optimizing the Euclidean distance is also changed because the Euclidean distance varies according to the distribution and constellation of the symbol. Can vary.
  • Equation 5 when the transmit / receive signal is a combination of 4-QAM and 16-QAM (QPSK + 16QAM) and a combination of 16-QAM and 16-QAM (16QAM + 16QAM), a value for optimizing Euclidean distance is calculated. Each calculation was shown.
  • the value of a is set so that the constellation of is equal to that of the 16-QAM signal.
  • a subset of the GC may be used as the MIMO encoding matrix in the MIMO encoding, in which case the MIMO encoding matrix is represented by Equation (6).
  • the performance is shown to be better than the first embodiment of the present invention when using an encoding matrix such as Equation (6).
  • Fig. 15 shows the constellations in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment, respectively.
  • the constellation of FIG. 15 uses the MIMO encoding matrix to MIMO encode the input signal S1 of the 16-QAM type and the input signal S2 of the 16-QAM type, and transmits the signals transmitted from the two transmit antennas at the receiver through the correlation channel.
  • the constellation received.
  • the left side shows the reception constellation when the subset of GC is used, and the right side corresponds to the reception constellation when the first embodiment is used.
  • Fig. 16 is a diagram showing the relationship between Euclidean distance and Hamming distance in the case of using a subset of GC as the MIMO encoding matrix and in the case of the first embodiment.
  • the figure on the left shows a constellation in the case of using a subset of GC, and the figure on the right shows a constellation in the case of the first embodiment.
  • the reason that the SNR performance is worse than when using a subset of GC is due to the relationship between Euclidean distance and Hamming distance.
  • the distribution of Hamming distances itself is similar, and in both cases they do not have gray mapping.
  • the Euclidean distance of a pair of green lines or a pair of black lines having a large hamming distance is wider than that of the first embodiment. That is, the Euclidean distances within 4 by 4 16-QAM constellations distributed in 16 regions of the entire constellation are similar in both cases, but the Euclidean distances between the 4 by 4 16-QAM constellations are similar.
  • Uses a subset of GC which makes up for the differences in Hamming distance performance.
  • the BER performance is better than that of the first embodiment when the minimum Euclidean distance is narrower when the subset of GC is used in the first embodiment. Therefore, the following will propose a MIMO encoding method having better SNR performance or BER performance.
  • Second Embodiment MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance
  • a MIMO encoding method in which a received signal passing through a correlation channel has gray mapping while a value is set such that Euclidean distance is optimized.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so as to perform gray mapping at the receiving end.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using a method as in Equation 7 below.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding by changing the sign of the input signal 2 according to the value of S1 while using the MIMO encoding matrix used in the first embodiment.
  • the first transmission signal and the first transmission signal and the first signal are applied to the determined input signal 1 and the input signal 2 by applying the MIMO encoding matrix as described above. 2 Transmission signal can be output.
  • FIG. 17 illustrates an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to a second embodiment of the present invention.
  • Equation 7 XOR operation is performed on the bit values assigned to the real part and the imaginary part of S1 in the input signals S1 (212010) and S2 (212020), respectively.
  • the antenna 1 and the antenna 2 are respectively transmitted.
  • Received symbols of the coarse received signal 2212050 have gray mapping, so that the hamming distance between adjacent symbols in the constellation is not more than two, as shown in FIG.
  • the second embodiment may expect the same performance as the SIMO method even in the correlated MIMO channel. Can be. However, since the value of S2 depends on S1 when the ML decoder decodes the received signal and acquires S1 and S2, complexity may increase, and performance may deteriorate due to correlation between input signals in an uncorrelated MIMO channel.
  • Third embodiment MIMO encoding method for setting MIMO encoding parameter in consideration of Hamming distance in addition to Euclidean distance
  • the value a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the received signal without making the entire constellation of the received signal have minimum Euclidean distance.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • the Euclidean is maintained so that the D_E1 section maintains twice the power difference of the D_E2 section to compensate for the difference in the hamming distance. Adjust the distance. In other words, the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • the D_E2 section has twice the Hamming distance of the D_E1 section. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. It can compensate for the deterioration of performance.
  • the relative Euclidean distance is determined in the received signal as shown in FIG. 18 in which two transmission signals St2 and St2 received at the receiving end are combined.
  • Equation (8) The minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power decreases from Equation 2 is 2 (a-1), and the minimum Euclidean distance of the 16-QAM symbol whose power increases becomes 2 (a + 1).
  • R h ⁇ (a + 1) S1 + (a-1) S2 ⁇ ).
  • D_E1 is equal to the Euclidean distance of the 16-QAM symbols whose power is reduced.
  • D_E2 subtracts the distance corresponding to 3/2 of the Euclidean distance of the reduced power 16-QAM symbols from 1/2 of the Euclidean distance of the powered 16-QAM symbol and 2 of the calculated distances. It can be seen that it is doubled, which can be expressed as Equation (8).
  • the MIMO encoder uses the MIMO matrix described above to perform MIMO encoding such that the powers of the input signals are distributed differently so that each has a different size of Euclidean distance.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding using a MIMO matrix in which the encoding parameter a is set such that the power-distributed input signals have a Euclidean distance that compensates for a difference in hamming distance. .
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an input signal and a transmit / receive signal that perform a MIMO encoding method according to a third embodiment of the present invention.
  • the constellations of the encoded and transmitted transmission signals are respectively transmitted signal 1 214030 and transmission signal 2. (214040).
  • the constellation of the received signal received by the receiver is the same as the received signal 214050, and the Euclidean distance is adjusted according to the Hamming distance in the constellation of the received signal 214050. Able to know.
  • 18 and 19 illustrate an example of calculating a value when the input signal S1 is 16-QAM and the input signal S2 is 16-QAM.
  • the same principle may be used to calculate a value of another modulation scheme. It can be calculated as shown in Equation 9.
  • a value such as 4.0 may be used in addition to the above values. This is due to the characteristic that the added signal can represent both S1 and S2 in the QCK + 16QAM MIMO in the correlation channel.
  • a value of 4.0 or near may be used instead of the value calculated by Equation 9.
  • the second embodiment shows the same performance as SIMO in the correlating MIMO channel, so that there is no performance loss and MIMO in the correlating MIMO channel.
  • the disadvantages of the scheme can be improved.
  • input data S1 and S2 are not independent of each other by MIMO encoding, and S2 changes according to S1, so that performance degradation occurs in the uncorrelated channel. Therefore, iterative ML detection may be used to solve a problem in which reception and decoding errors of S1 are reflected in S2 to cause additional errors in decoding errors of S2.
  • Iterative ML detection includes an outer code in an iterative loop, and converts the soft posterior probability value of S1 output from the outer pod to the ML detector's prior probability value. By reducing the S1 detection error, the detection error of S1 is applied to the S2 detection.
  • the MIMO encoding method of the second embodiment can be used to represent the performance of the SIMO system in the correlated MIMO channel and the performance of the SM scheme in the uncorrelated MIMO channel.
  • the MIMO encoding method of the third embodiment is designed such that the received signal received through the correlated MIMO channel considers both the Hamming distance and the Euclidean distance. Therefore, it is confirmed that not only has good performance in the correlation correlated MIMO channel, but also the gain of the MIMO transmission / reception can be used because there is no performance loss in the uncorrelated MIMO channel compared to the SM scheme. In this case, the complexity of the receiver has a similar complexity to that of the SM scheme, which is advantageous in the implementation of the receiver.
  • a power imbalance situation may occur between signals transmitted through respective communication paths during MIMO transmission and reception. That is, signals transmitted from a plurality of transmit antennas may be transmitted to the receiver with different powers, and in the worst case, a case in which only signals transmitted from one transmit antenna may be received.
  • the following describes a MIMO encoding method that can minimize performance degradation, particularly in such power imbalance situations.
  • a MIMO encoding method using the MIMO encoding matrix of the present invention including the encoding coefficients as described above and additionally considering a power imbalance situation will be described.
  • a value can be calculated in consideration of the Euclidean distance of the transmission signal.
  • the signal S1 + S2 received at the receiver through the correlated MIMO channel is (M * N). -QAM signal.
  • 20 is a diagram illustrating an input signal and a transmission signal on which the MIMO encoding method according to the fourth embodiment of the present invention is performed.
  • the input signal S1 has a constellation 221010 as a 16-QAM symbol
  • the input signal S2 has a constellation 221020 as a 16-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix the encoded transmission signals St1 and St2 transmitted by antenna 1 (Tx1) and antenna 2 (Tx2) become 256-QAM symbols, and the encoded transmission signal Their constellations do not have a minimum Euclidean distance.
  • the value of a may be determined by optimizing the Euclidean distance based on the received signal, but in this case, the decoding performance may be degraded in the power imbalance situation. Therefore, if the Euclidean distance is optimized based on the transmission signals of the transmitter, performance degradation caused by a power balance situation at the receiver may be minimized.
  • a value for optimizing Euclidean distance based on the transmission signals is expressed by Equation 10.
  • the constellations of the transmission signals St1 and St2 are the same as the constellations 221030 and 221040, respectively.
  • the constellations 221030 and 221040 of the transmission signals St1 and St2 it can be seen that the Euclidean distance is uniformly distributed. Therefore, when the MIMO encoding method as in the fourth embodiment is used, since the Euclidean distance of the transmission signal received in the power balance situation is optimized, the reception performance degradation can be minimized.
  • Embodiment 5 MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance of Transmitted Signals
  • MIMO encoding is performed such that the transmission signal passing through the correlator channel has gray mapping in a power imbalance situation with a value set so that the Euclidean distance of the transmission signal is optimized. Give a way.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so that each of the transmitted signals is gray mapped.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using the same method as in Equation 6 described above as in the second embodiment.
  • Equation 6 XOR operation is performed on the bit values assigned to the real part and the imaginary part of S1 in the input signals S1 and S2, respectively, and the sign of the real part and the imaginary part of S2 is determined according to the result of the antenna 1 and Antenna 2 may transmit transmission signal 1 and transmission signal 2 having gray mapping, respectively.
  • the fifth embodiment can expect the same performance as the SIMO method even in a power balance situation.
  • the value of S2 depends on S1 when the ML decoder acquires S1 and S2 by decoding the received signal, the complexity may increase.
  • the value a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the transmission signal without making the entire constellation of the transmission signal have a minimum Euclidean distance. . That is, as described with reference to the third embodiment and FIG. 18, when the Hamming distance between adjacent constellation points is 2, the square of the Euclidean distance between the points is 1 when the Hamming distance is 1
  • the encoding matrix can be designed to be twice the square of the meanian distance. In other words, the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • FIG. 18 is the constellation of the transmission signal
  • the D_E1 section maintains a power difference twice that of the D_E2 section.
  • Euclidean distance can be adjusted to compensate for differences in hamming distance.
  • the D_E2 section has twice the Hamming distance of the D_E1 section. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. It can compensate for the deterioration of performance.
  • the hamming distance of the interval between constellation internal symbols representing the first input signal of the constellation is 1/2 smaller than the Hamming distance of the interval between symbols between the constellations representing the first input signal.
  • the Euclidean distance can be adjusted so that the internal section maintains twice the power difference of the adjacent section and the Hamming distance difference is compensated for.
  • the adjacent section has twice the Hamming distance of the inner section. That is, for adjacent symbols, the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely to the Euclidean distance to have more power, so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered. It can compensate for the deterioration of performance.
  • the Euclidean distance is adjusted to compensate for the difference in recovery performance due to the difference in Hamming distance with the power difference.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an input signal and a transmission signal on which the MIMO encoding method according to the sixth embodiment of the present invention is performed.
  • input signal S1 has constellation 222010 as a 16-QAM symbol and input signal S2 has constellation 222020 as 16-QAM symbol.
  • MIMO encoding the input signal S1 and the input signal 2 using the MIMO encoding matrix including the encoding coefficient set according to the sixth embodiment the encoded transmission signals St1 and Tx1 and antenna 2 (Tx2) are transmitted.
  • St2 becomes a 256-QAM symbol and the constellations of the encoded transmit signals have constellations 208030 and 208040 with Euclidean distance considering Hamming distance.
  • each of the transmission signals has a symbol distribution having Euclidean distance in consideration of Hamming distance, performance loss can be minimized even when the receiver receives and decodes only one of the respective transmission signals in a power balance situation. have.
  • FIG. 22 illustrates a structure of a P1 symbol and an AP1 symbol according to an embodiment of the present invention.
  • the P1 symbol is generated by copying the front part and the rear part of the effective symbol A, respectively, and shifting the frequency by + fSH, and then placing them at the front (C) and the rear (B) of the valid symbol (A).
  • the front portion C of the valid symbol A is called a prefix portion
  • the rear portion B is called a postfix portion. That is, the P1 symbol may include a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • the AP1 symbol is generated by copying the front part and the rear part of the valid symbol D, respectively, by frequency shifting by -fSH, and placing them in front (F) and back (E) of the valid symbol (D).
  • the front part F of the valid symbol D is called a prefix part
  • the rear part E is called a postfix part. That is, the AP1 symbol may include a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • the two frequency shift values + fSH and -fSH used for the P1 symbol and the AP1 symbol are identical to each other and only opposite signs. In other words, the frequency shift is performed in the opposite direction.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • the lengths of C and F may be different, and the lengths of B and E may be the same, or vice versa.
  • the effective symbol length of the P1 symbol and the effective symbol length of the AP1 symbol may be set differently.
  • a P1 symbol and a different Complementary Set Sequence (CSS) are used for tone selection and data scramble in AP1.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol have the same frequency shift value but have opposite signs.
  • the offset value is added to or subtracted from the length (TA) / 2 value of A to set the lengths of C and B and the length (TD) / 2 value is added or subtracted to the length (TD) / 2 value of the D to set the lengths of F and E.
  • Offset values can be set differently.
  • the offset value of the P1 symbol is set to 30 and the offset value of the AP1 symbol is set to 15.
  • Such a numerical value is an example to help understanding of the present invention, and the numerical value may be easily changed by those skilled in the art, and thus the present invention is not limited to the numerical value.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol are generated and inserted into each frame in the structure as shown in FIG. 22, so that the P1 symbol does not deteriorate the detection performance of the AP1 symbol, whereas the AP1 symbol does not deteriorate the detection performance of the P1 symbol.
  • the detection performance of the P1 symbol and the AP1 symbol are almost the same.
  • the complexity of the receiver can be minimized by having a similar structure between the P1 symbol and the AP1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be continuously transmitted to each other, or may be allocated to different positions in the frame and transmitted. When the transmission is allocated to different positions, a high time diversity effect can be obtained for the preamble symbol.
  • the present invention transmits continuously.
  • the AP1 symbol may transmit information necessary for decoding the signaling information spread in the pilot pattern and the data region of the frame, as described in FIG. 3, and may be generated through the process described in FIG. 5. have.
  • the P1 symbol detection module may be included in the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • the P1 symbol detection module may be referred to as a C-A-B preamble detector.
  • the P1 symbol detection module of the present invention may include a down shifter 307101, a first conjugator 307103, and a second delayer 307106.
  • the down shifter 307101 may perform inverse modulation by multiplying an input signal by a value.
  • the frequency shifted input signal may be restored to the original signal.
  • the inversely modulated signal is output to the first delayer 307102 and the second conjugator 307107.
  • the first delayer 307102 delays the inversely modulated signal by the length TC of the C part and outputs the delayed signal to the first conjugator 307103.
  • the first conjugator 307103 complex-conjugates the signal delayed by the length TC of the C part, and then multiplies the signal by the input signal to output the first filter 307104.
  • the third delayer 307105 delays the filtered signal by the length TA of the A part (that is, the effective symbol) and outputs the delayed signal to the multiplier 307109.
  • the second delayer 307106 delays the input signal by the length TB of the B part and outputs the delayed signal to the second conjugator 307107.
  • the second conjugator 307107 complex-conjugates the signal delayed by the length TB of the B part and multiplies the signal by the inversely modulated signal and outputs the signal to the second filter 307108.
  • the multiplier 307109 multiplies the output of the second filter 307109 by a signal delayed by the length TA of the A part. By doing so, the P1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length TC of C and the length TB of B can be obtained using Equation 12.
  • the AP1 symbol detection module may be included in the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • the AP1 symbol detection module may be referred to as an F-D-E preamble detector.
  • the AP1 symbol detection module may include an up shifter 308101, a first conjugator 308103, and a second delayer 308106.
  • the AP1 symbol detection module may receive a signal input to the broadcast signal receiver or a signal output from the P1 symbol detection module described with reference to FIG. 23.
  • the up shifter 308101 multiplies an input signal with a value to perform inverse modulation.
  • inverse modulation is performed in the up shifter 308101, the frequency shifted input signal is restored to the original signal. That is, the up shifter 308101 of FIG. 24 has the same structure as the down shifter 307101 of the P1 symbol extractor described in FIG. 23, except that the frequency direction of inverse modulation is reversed.
  • the inversely modulated signal from the up shifter 308101 is output to the first delayer 308102 and the second conjugator 308107.
  • the first delayer 308102 delays the inversely modulated signal by the length TF of the F part and outputs the delayed signal to the first condenser 308103.
  • the first conjugator 308103 complex-conjugates the signal delayed by the length TF of the F part, and then multiplies the signal by the input signal to output the first filter 308104.
  • the third delayer 308105 delays the filtered signal by the length TD of the D part (ie, a valid symbol) and outputs the result to the multiplier 308109.
  • the second delayer 308106 delays the input signal by the length TE of the E part and outputs the delayed signal to the second conjugator 308107.
  • the second conjugator 308107 complex-conjugates the signal delayed by the length TE of the E part, and then multiplies the signal by the inversely modulated signal and outputs the signal to the second filter 308108.
  • the multiplier 308109 multiplies the output of the second filter 308109 by the delayed signal by the length TD of the D part. In this way, the AP1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length TF of F and the length TE of E can be obtained by applying Equation 9.
  • a frame according to an embodiment of the present invention may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the preamble region may include an AP1 symbol according to a designer's intention.
  • the P1 signaling information is transmitted through a P1 symbol
  • the AP1 signaling information is transmitted through an AP1 symbol
  • the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information are transmitted through a P2 symbol.
  • 25A and 25B illustrate P1 signaling information and AP1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 25A is a diagram illustrating a table included in P1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • P1 signaling information may include an S1 field and an S2 field. Each field is described below.
  • the S1 field has a size of 3 bits and may indicate a format and a P2 type of the preamble.
  • the S2 field has a size of 4 bits and may include an S2 field 1 field and an S2 field 2 field.
  • the S2 field 1 field has a size of 3 bits and may indicate partial information about the FFT size information and the guide interval (GI).
  • the FFT size refers to the number of subcarriers constituting one OFDM symbol
  • the GI size refers to a ratio occupied by the GI in one OFDM symbol. Therefore, the OFDM symbol length may vary depending on the FFT size and the GI size.
  • the S2 field 2 field has a size of 1 bit and may indicate whether the preambles included in the frame are the same type or different types.
  • 25B is a diagram illustrating a table included in AP1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the AP1 signaling information may include a PILOT_PATTERN field and an L1_PRE_SPREAD_LENGTH field. Each field is described below.
  • the PILOT_PATTERN field has a size of 4 bits and may indicate a pilot pattern of a corresponding frame.
  • pilot pattern information is transmitted through an AP1 symbol according to an embodiment of the present invention, even when the P2 symbol is not transmitted and the L1 signaling information is spread to the data symbols of the data region, the receiver may transmit the L1 signaling information of the data region.
  • the pilot pattern can be known before decoding it.
  • the L1_PRE_SPREAD_LENGTH field has a size of 3 bits and may indicate the length of a section in which L1 pre-signaling information is spread in the data area. That is, the number of data symbols included in a section in which the L1 pre-signaling information is spread among the data symbols of the frame. In the present invention, a section in which the L1 pre signaling information is spread will be referred to as an L1 pre spread section. If the L1_PRE_SPREAD_LENGTH field value is '000', it means that the L1 signaling information is not spread in the data area of the corresponding frame.
  • the meanings of the fields and their values included in the P1 signaling information and the AP1 signaling information of FIG. 25 are exemplary embodiments for better understanding of the present invention, and the meaning of each field and its value may be changed according to the intention of the designer.
  • the L1-pre signaling information includes information necessary for decoding the L1 post signaling information.
  • the L1-pre signaling information illustrated in FIG. 26 is an embodiment of the L1-pre signaling information of FIG. 6, and descriptions of the same fields as those described in FIG. 6 will be omitted.
  • 8 bits are allocated to the NUM_T2_FRAMES field and may indicate the number of frames of the existing terrestrial broadcasting system in the current super frame.
  • the receiver knows the structure of the superframe through this field and needs to hop directly to the next frame to be transmitted, that is, to transmit additional data or data associated with a new broadcast system that is different from the conventional terrestrial broadcast system. Can be used to calculate information.
  • the L1_POST_SPREAD_LENGTH field has a size of 12 bits and may indicate the length of a section in which the L1 post signaling information is spread in the data area. That is, the number of data symbols included in a section in which L1 post signaling information is spread among data symbols of a frame. In the present invention, a section in which the L1 post signaling information is spread will be referred to as an L1 post spread section. If the L1_POST_SPREAD_LENGTH field values are all 0, it means that the L1 post signaling information is not spread in the data area of the corresponding frame.
  • the NUM_MISO_SYMBOLS field has a size of 12 bits and may indicate the number of MISO symbols among data symbols of the current frame.
  • the MIMO_SYMBOL_INTERVAL field has a size of 12 bits and may indicate the number of MIMO symbols included between two MIMO symbol parts.
  • the MIMO_SYMBOL_LENGTH field has a size of 12 bits and may indicate the number of MIMO symbols in one MIMO symbol part.
  • FIG 27 illustrates L1-post signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • the L1-post signaling information includes a configurable block, a dynamic block, an extension block, a cyclic redundancy check block, and an L1 padding block L1. padding block).
  • the table illustrated in FIG. 27 is a table included in the configurable block, and according to an embodiment of the L1-post signaling information described with reference to FIG. 7, description of the same fields will be omitted.
  • the size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the NEXT_NGH_SUPERFRAME field has a size of 8 bits and may indicate the number of super frames between a current frame and a next super frame including a next NGH frame.
  • the following fields are fields included in the PLP loop.
  • the PLP_PROFILE field is a field having a size of 2 bits and may indicate a profile of a stream included in the current PLP. That is, it may indicate whether the current PLP is the PLP of the base layer or the PLP of the enhanced layer.
  • the PLP_MIMO_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate whether the current PLP is a MIMO type or a MISO type.
  • the PLP_MOD field value may be determined by combining with the PLP_MIMO_TYPE field. If the PLP_MIMO_TYPE field value indicates a MISO type, the PLP_MOD field may be used for symbol remapping, and if the PLP_MIMO_TYPE field value indicates a MIMO type, the PLP_MOD field may have constellation efficiency with the resulting spectral efficiency after MIMO processing. It can be interpreted as a size.
  • FIG. 28 illustrates L1-post dynamic signaling information according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. The table illustrated in FIG. 28 is a table included in the dynamic block.
  • description of the same fields will be omitted.
  • the size of each field and the types of fields that can be included in the table can be added or changed according to the designer's intention.
  • the NEXT_NGH_SUPERFRAME field may indicate the number of basic or FEF frames between the first basic frame and the next additional frame in the next super frame including the additional transport frame.
  • the NEXT_NGH_FRAME field and the NEXT_NGH_SUPERFRAME field may be used to calculate the amount needed for the receiver to hop to the next additional frame.
  • the NEXT_NGH_FRAME field and the NEXT_NGH_SUPERFRAME field provide an efficient hopping mechanism when there are many basic frames mixed with the FEF, and all FEFs are not used for only additional frames.
  • the receiver can hop directly to the next additional frame without detecting and decoding the P1 signaling information of all the frames in the super frame.
  • the broadcast signal transmitter may include an input processor 101200, a BICM encoder 101300, a frame builder 101400, and an OFDM generator 101500 as described with reference to FIG.
  • the receiver may include an OFDM demodulator 107100, a frame demapper 107200, a BICM decoder 107300, and an output processor 1073400.
  • the input processor 101200 of the broadcast signal transmitter may perform an operation of processing the data to be transmitted in the form of a block for performing FEC encoding, and the BICM encoder 101300 may perform encoding for error correction.
  • the frame builder 101400 may map data to a frame, and the OFDM generator 101500 may OFDM demodulate the input data mapped in the frame in symbol units and output the antenna to an antenna.
  • the devices included in the broadcast signal receiver may perform a reverse operation corresponding to the devices included in the broadcast signal transmitter.
  • the present invention provides a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver that independently apply MISO processing or MIMO processing for each PLP for a plurality of PLP inputs. According to the present invention, it is possible to obtain an effect of adjusting the quality of service (QoS) of each service or service component transmitted through each PLP in the physical layer.
  • QoS quality of service
  • the first embodiment relates to a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver corresponding thereto for performing MISO processing and MIMO processing for each input PLP data independently in a BICM encoding process.
  • the second embodiment relates to another broadcast signal transmitter and a corresponding broadcast signal receiver for performing MISO processing and MIMO processing independently for each input PLP data in the BICM encoding process.
  • the third embodiment relates to a broadcast signal transmitter and a broadcast signal receiver corresponding thereto for performing MISO processing and MIMO processing on PLP data mapped in a frame during OFDM generation.
  • the fourth embodiment independently performs MIMO processing on MIMO PLP data to perform MIMO processing among PLP data input during BICM encoding, and the OFDM generator performs MISO PLP data and L1-signaling information on MISO processing.
  • a broadcast signal transmitter performing MISO processing and a broadcast signal receiver corresponding thereto.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the first embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on input PLP data after constellation mapping, cell interleaving, and time interleaving are performed.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the first embodiment may perform a reverse process of BICM encoding of the broadcast signal transmitter.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the second embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on each input PLP data after constellation mapping, and may perform cell interleaving and time interleaving.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the second embodiment may perform a reverse process of BICM decoding of the broadcast signal transmitter.
  • the OFDM generator of the broadcast signal transmitter according to the third embodiment may perform MISO encoding or MIMO encoding on the PLP data output from the frame builder.
  • the OFDM demodulator of the broadcast signal receiver according to the third embodiment may perform an inverse process of the OFDM generator of the broadcast signal transmitter.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter according to the fourth embodiment may perform MIMO encoding on MIMO PLP data to perform MIMO processing after time interleaving or MIMO encoding on MIMO PLP data after constellation mapping.
  • the OFDM generator of the broadcast signal transmitter according to the fourth embodiment may perform MISO encoding on MISO PLP data and L1-signaling information to perform intra-frame mapped MISO processing, and perform MISO encoding on MIMO PLP data. can do.
  • the BICM decoder and the OFDM demodulator of the broadcast signal receiver according to the fourth embodiment may perform a reverse process of the BICM decoder and the OFDM generator of the broadcast signal transmitter.
  • the broadcast signal transmitter and receiver of the present invention may perform MISO processing and MIMO processing on a plurality of signals transmitted and received through a plurality of antennas, and hereinafter, signal processing is performed on two signals transmitted and received through two antennas.
  • the broadcast signal transceiver to be described.
  • 29 to 30 illustrate an embodiment of an input processor commonly included in a broadcast signal transmitter according to each embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • 29 illustrates an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the input processor of FIG. 29 is an embodiment of the input processor 101200 described with reference to FIG. 1 and is an embodiment of an input processor that processes one PLP.
  • the input processor of FIG. 29 includes a mode adaptation module 601100 and a stream adaptation module 601200.
  • the mode adaptation module 601100 further includes an input interface module 601110, a CRC-8 encoder 601120, and a BB header insertion module 601130, wherein the stream adaptation module 1020 includes a padding insertion module 601210 and a BB scrambler. 601220 may be further included.
  • the input interface module 601110 classifies an input bit stream into logical units for performing FEC (BCH / LDPC) encoding in a subsequent BICM encoder to perform mapping.
  • the CRC-8 encoder 601120 performs CRC encoding on the mapped bit stream, and the BB header insertion module 1050 inserts a BB header into the data field.
  • the BB header may include mode adaptation type (TS / GS / IP) information, user packet length information, data field length information, and the like.
  • the stream adaptation block 601200 includes a padding inserter 601210 and a pseudo random binary sequence (PRBS) for inserting padding bits to complete a BB frame when input data fails to fill one BB frame for FEC encoding.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • a BB scrambler 601220 that generates the input bit stream and XORs the generated PRBS to randomize the data.
  • the operation of the BB scrambler 601220 may lower the peak-to-average power ratio (PAPR) of the finally transmitted OFDM modulated signal.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a mode adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the mode adaptation module of FIG. 30 includes a plurality of input interface modules 602100, an input stream synchronizer 602200, and a compensating delay that operate in parallel to perform mode adaptation for each PLP among the plurality of PLPs.
  • the input interface module 602100, the CRC-8 encoder 602500, and the BB header inserter 602600 that perform the same operations as the same blocks illustrated in FIG. 29 will not be redundantly described. do.
  • the input stream synchronizer 602200 may insert input stream clock reference (ISCR) information, that is, timing information required to recover a transport stream (TS) or a generic stream (GS) at a receiver.
  • ISCR input stream clock reference
  • the compensating delay module 602300 delays and synchronizes data with respect to PLPs in group units based on timing information inserted by an input stream synchronizer.
  • the null packet deletion module 602400 deletes unnecessary null packets and inserts the number of deleted null packets according to the deleted position.
  • FIG. 31 illustrates a stream adaptation module for processing a plurality of PLPs as an input processor of a broadcast signal transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the scheduler 603100 may perform scheduling for a MIMO transmission system using multiple antennas including dual polarity, and parameters used in signal processing blocks such as a demultiplexer, a cell interleaver, and a time interleaver of a BICM block. Can be generated.
  • the scheduler 603100 may output the L1-dynamic signaling information for the current frame separately from the in-band signaling so that the cell mapper maps the input cells according to the scheduling.
  • the plurality of 1-frame delay modules 603200 each processing a plurality of PLPs delay input data by one frame so that scheduling information for a subsequent frame may be included in the current frame for in-band signaling or the like.
  • the plurality of in-band signaling / padding insertion modules 603300 respectively processing the plurality of PLPs insert non-delayed L1-dynamic signaling information into data delayed by one frame.
  • the in-band signaling / padding insertion module 603300 may insert a padding bit or insert in-band signaling information into the padding space.
  • the BB scrambler 603400 generates a pseudo random binary sequence (PRBS) and performs an XOR operation on the generated PRBS with the generated bit stream to randomize the data.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • the L1-signaling generator 603500 generates L1-signaling information transmitted through a preamble symbol or a spread data symbol of a frame, in addition to the in-band signaling information.
  • L1-signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-pre signaling information includes the parameters necessary for processing the L1-post signaling information and the static L1-signaling information, and the L1-post signaling information may include the static L1-signaling information and the dynamic L1-signaling information.
  • the L1 signaling generator 603500 may output the generated L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • L1-signaling information including L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and scramble the L1-signaling information from which one BB scrambler is output.
  • 32 to 34 illustrate a configuration block of a broadcast signal transmitter according to a first embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 32 illustrates a BICM encoder according to a first embodiment of the present invention.
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 32 is an embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 1.
  • the BICM encoder may perform encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information.
  • the BICM encoder according to the first embodiment of the present invention can apply the MISO method independently for each PLP data, and can apply the MIMO method. That is, the BICM encoder of FIG. 32 processes the first BICM encoding block 604100 that processes the PLP data in the MISO method, the second BICM encoding block 604200 that processes the PLP data in the MIMO method, and the signaling information in the MISO method.
  • the third BICM encoding block 604300 may be included.
  • the third BICM encoding block 604300 may process signaling information in a MIMO manner.
  • the signaling information includes information necessary for recovering PLP data included in a frame at the receiver, greater robustness between transmission and reception is required than in the case of PLP data. Therefore, according to the present invention, signaling information is processed according to an MISO method.
  • the first BICM encoding block 604100 is a BICM encoder 604100 is a Forward Error Correction (FEC) encoder 604110, a bit interleaver 604120, a first demux 604130, a constellation mapper 604140, a cell. Interleaver 604150, time interleaver 604160, and MISO encoder 604170.
  • FEC Forward Error Correction
  • the FEC encoder 604110 may perform redundancy and BCH encoding and LDPC encoding on input processed PLP data so that a receiver may correct an error on a transmission channel.
  • the bit interleaver 604120 performs bit interleaving on a unit of one FEC block with respect to PLP data on which FEC encoding has been performed, so that the bit interleaver 604120 can have robustness against burst errors that may occur during transmission.
  • the bit interleaver may perform bit interleaving using two FEC block units. When bit interleaving is performed using two FEC blocks as described above, paired cells may be generated from different FEC blocks in a frame builder to be described later. Accordingly, in the broadcast signal receiver, diversity may be secured to improve reception performance.
  • the first demux 604130 may demultiplex the bit interleaved PLP data in one FEC block unit.
  • the first demux 604130 may perform demultiplexing using two FEC blocks.
  • demultiplexing when demultiplexing is performed using two FEC blocks, cells constituting a pair in the frame builder to be described later may be generated from different FEC blocks. Therefore, the receiver can secure diversity and obtain high reception performance.
  • the constellation mapper 604140 may map demultiplexed PLP data in units of bits to constellations in units of symbols.
  • the constellation mapper 604140 may rotate the constellation at an angle according to the modulation type.
  • the rotated constellations can be represented by I-phase (In-phase) and Q-phase (Quadrature-phase) components, and the constellation mapper 604140 can delay only the dual Q-phase components to any value. have.
  • the constellation mapper 604140 may then remap the demultiplexed PLP data to the new constellation using the in-phase component and the delayed Q-phase component.
  • the cell interleaver 604150 may perform interleaving on a cell-by-cell basis for PLP data mapped or remapped to constellations, and the time interleaver 604160 may perform interleaving on a cell-by-cell basis for cell interleaved PLP data. .
  • the time interleaver 604160 may perform interleaving using two FEC blocks.
  • the MISO encoder 604170 may output MISO PLP data through two paths STx_k and STx_k + 1 by performing MISO encoding on the time interleaved PLP data using the MISO encoding matrix. Through this, transmission diversity can be obtained.
  • an embodiment of the MISO encoding method may include an Orthogonal Space-Time Block Code (OSTBC) / Orthogonal Space Frequency Block Code / Alamouti code (OSFBC).
  • OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
  • OSFBC Orthogonal Space Frequency Block Code
  • the second BICM encoding block 604200 includes an FEC encoder 604210, a bit interleaver 604220, a second demux 604230, a first constellation mapper 604240-1 and a second constellation mapper 604240-2. And a first cell interleaver 604250-1 and a second cell interleaver 604250-2, a first time interleaver 604260-1, and a second cell interleaver 604260-2 and a MIMO encoder 604270. have.
  • the FEC encoder 604210 and the bit interleaver 604220 may perform the same functions as the FEC encoder 604110 and the bit interleaver 604120 of the MISO scheme.
  • the second demux 604230 may perform the same function as the first demux 604130 of the MISO method. Additionally, the second demux 604230 may demultiplex PLP data to output two paths required for MIMO transmission. In this case, transmission characteristics of data transmitted through each path may be different. Accordingly, the second demux may randomly allocate bit interleaved PLP data to each input path.
  • the first constellation mapper 604240-1 and the second constellation mapper 604240-2 may perform the same function as the constellation mapper 604140 of the MISO method.
  • the first cell interleaver 604250-1 and the second cell interleaver 604250-2 interleave only the PLP data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block of the PLP data input through the respective paths. Can be performed. Accordingly, cell interleaving by the first cell interleaver 604250-1 and the second cell interleaver 604250-2 may have the same effect as the interleaving of the cell interleaver 604150 of the MISO method. Also, the memory cell of the cell interleaver 604150 is used without additional memory allocation to the first cell interleaver 604250-1 and the second cell interleaver 604250-2 to process data of a plurality of paths. There is an advantage that can perform interleaving.
  • the first time interleaver 603260-1 and the second time interleaver 603260-2 may perform the same function as the time interleaver 603160 of the MISO method.
  • the first time interleaver 603260-1 and the second time interleaver 603260-2 may perform time interleaving on the PLP data input through the respective paths in the same manner, or time interleaving by another method. It can also be done.
  • the MIMO encoder 604270 may output MIMO PLP data through two paths STx_m and STx_m + 1 by performing MIMO encoding on input PLP data of two paths that are time interleaved using a MIMO encoding matrix.
  • the MIMO encoding matrix of the present invention may include spatial multiplexing, golden code (GC), full-rate full diversity code, linear dispersion code, and the like. have.
  • the MIMO encoder 604170 may perform MIMO encoding using the MIMO encoding matrix as in the first to sixth embodiments described above with reference to FIGS. 14 to 21.
  • the L1-signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information, and the MISO scheme may be independently applied to the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information.
  • the third BICM encoding block 604300 may include a first encoding block 604400 for processing L1-pre signaling information and a second encoding block 604500 for processing L1-post signaling information.
  • the first encoding block 604400 may include an FEC encoder 604410, a constellation mapper 604420, a cell interleaver 604430, a time interleaver 604440, and a MISO encoder 604450.
  • the second encoding block 604500 also includes an FEC encoder 604510, a bit interleaver 604520, a demux 604530, a constellation mapper 604540, a cell interleaver 604550, a time interleaver 604560 and a MISO encoder 604570. ) May be included.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for decoding the L1-post signaling information, and the L1-post signaling information may include information necessary for recovering data transmitted from the transmitter at the receiver.
  • bit interleaving and demultiplexing are not performed on the L1-pre signaling information so that the receiver can perform fast decoding of the L1-pre signaling information.
  • the first encoding block 604400 for processing the L1-pre signaling information may perform MISO encoding on the L1-pre signaling information to output pre-signaling data through two paths STx_pre and STx_pre + 1.
  • the second encoding block 604500 for processing the L1-post signaling information may output M1-post signaling data through two paths STx_post and STx_post + 1 by performing MISO encoding on the L1-post signaling information. .
  • FIG 33 illustrates a frame builder according to a first embodiment of the present invention.
  • the frame builder illustrated in FIG. 33 is an embodiment of the frame builder 101400 described with reference to FIG. 1.
  • the first BICM encoding block 604100 may output MISO PLP data in two paths STx_k and STx_k + 1, and the second BICM encoding block 604200 may output two paths STx_m and STx_m. MIMO PLP data can be output as +1).
  • the third BICM encoding block 604300 may output signaling data through two paths (STx_pre, STx_pre + 1 and STx_post, STx_post + 1) for the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • the frame builder includes a first path that receives data of a path from STx_0 to STx_post among BICM encoder output data and data of a path from STx_0 + 1 to STx_post + 1 among BICM encoder output data.
  • Each data may be input through a second path through which the input is received.
  • Data input through the first path may be transmitted through the first antenna Tx_1, and data input through the second path may be transmitted through the second antenna Tx_2.
  • the frame builder processes the first frame building block 605100 and the data input through the second path for processing data input through the first path.
  • the second frame building block 605200 may be included.
  • the first frame building block 605100 may include a first delay compensator 604110, a first pair-wise cell mapper 605120, and a first pair-wise frequency interleaver 605300-1.
  • the frame building block 605200 may include a second delay compensator 605100-2, a second pair-wise cell mapper 605200-2, and a second pair-wise frequency for processing data input through a second path. It may include an interleaver 605300-2.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise frequency interleaver 605310 are configured as a first path and a second path. It can work the same for the path and it can work independently.
  • the first delay compensator 605110 and the second delay compensator 605110 are delayed by one frame and the BICM encoder 604300 for the L1-pre signaling data or the L1-post signaling data input through the respective paths. All delays due to performance can be compensated for.
  • the L1-signaling information may include not only information on the current frame but also information on subsequent frames. Therefore, in the input processing process described above, the L1-signaling information may be delayed by one frame than the currently input PLP data. Through this process, one frame can transmit both L1-signaling information including information on the current frame and subsequent frames.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 transmit PLP data and L1-signaling data in symbol units input through respective paths in subcarriers of OFDM symbols in a frame. Can be mapped.
  • the PLP data input through each path may include common PLP data and MISO / MIMO encoded PLP data
  • the sub-slice processor modules 605120-1 to 2 may transmit the PLP data cells to obtain diversity effects. Subslicing can be performed to map to a frame.
  • first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 may pair two consecutive input cells in pairs to map the frames.
  • the first pair-wise cell mapper 605120 and the second pair-wise cell mapper 605220 pair cells generated from the same PLP data in pairs to subcarrier of OFDM modulation. Mapping to maximizes coherence between channels.
  • the MISO encoder since the MISO encoder is located at the BICM encoder, which is the front end of the frame builder, the frame builder configures the frame structure in pairs in consideration of the MISO encoding.
  • the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise frequency interleaver 605230 perform frequency interleaving on a cell-by-cell basis with respect to data input through each path, and generate OFDM interleaved data through each path. Can be printed as
  • the first pair-wise frequency interleaver 605130 and the second pair-wise frequency interleaver 605230 may perform a frequency interleaving process by combining two consecutive input cells in pairs and processing them in one interleaving unit. This is to maximize coherence between channels as described above.
  • FIG. 34 is a diagram illustrating an OFDM generator according to a first embodiment of the present invention.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 34 is an embodiment of the OFDM generator 101500 described with reference to FIG. 1.
  • a broadcast signal may be transmitted through two transmission antennas in an MISO or MIMO scheme.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 34 may receive and demodulate a broadcast signal through the first path and the second path, and output the demodulated signals to two antennas Tx1 and Tx2.
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a first antenna Tx1 is called a first OFDM generating block 606800
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a second antenna Tx2 is referred to as a block. It may be referred to as 2 OFDM generating block 606900.
  • the first antenna and the second antenna may apply polarity to the transmission signal according to the sign of the correlation and transmit the same.
  • the MIMO scheme using such a technique may be referred to as a polarity multiplexing MIMO scheme
  • the first antenna for transmitting the first antenna with polarity to the received signal may be a vertical antenna
  • a second antenna that transmits by adding polarity to a signal may be referred to as a horizontal antenna.
  • the first OFDM generating block 606100 of the present invention OFDM-modulates a broadcast signal input through the first path and transmits it through the first antenna Tx1, and the second transmitter 606900 is input through the first path.
  • the broadcast signal may be OFDM modulated and transmitted through the second antenna Tx2.
  • the modules included in the first OFDM generating block 606800 and the second OFDM generating block 606900 are as follows.
  • the first OFDM generating block 606800 includes a pilot insertion module 606100-1, an IFFT module 606200-1, a PAPR module 606300-1, a GI insertion module 606400-1, a P1 symbol insertion module 606500. -1), an AP1 symbol insertion module 606600-1, and a DAC 606700-1.
  • the second OFDM generating block 606900 includes a pilot insertion module 606100-2, an IFFT module 606200-2, a PAPR module 606300-2, a GI insertion module 606400-2, a P1 symbol insertion module 606500. -2), an AP1 symbol insertion module 606600-2, and a DAC 606700-2, and each performs the same function as the modules included in the first transmitter 606800.
  • the pilot insertion module 606100-1 inserts a pilot of a predetermined pilot pattern at a corresponding position in the frame and outputs the pilot to the IFFT module 606200-1.
  • the pilot pattern information may be included in the AP1 signaling information and transmitted, or may be included in the L1-signaling information. Or, it may be included in both AP1 signaling information and L1-signaling information and transmitted.
  • the IFFT module 606200-1 may perform an IFFT operation on the signal of each path into which the pilot is inserted and output the result to the PAPR module 606300-1.
  • the PAPR module 606300-1 reduces the PAPR of signals in the time domain and outputs the PAPR to the GI insertion module 606400-1. In addition, necessary information may be fed back to the pilot insertion module 606100-1 according to the PAPR reduction algorithm.
  • the GI insertion module 606400-1 copies the last part of the effective OFDM symbol and inserts a guard interval in each OFDM symbol in the form of a cyclic prefix (CP) to output to the P1 symbol insertion module 606500-1.
  • the GI information may be transmitted through P1 signaling information or L1 pre-signaling information.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be inserted every frame in the P1 insertion module in the OFDM generator of the broadcast signal transmitter. That is, the P1 insertion module may insert two or more preamble symbols every frame.
  • the P1 insertion module may insert two or more preamble symbols every frame.
  • the P1 symbol insertion module 606500-1 may insert a P1 symbol at the beginning of each frame and output the P1 symbol to the AP1 symbol insertion module 606600-1.
  • the AP1 symbol insertion module 606600-1 inserts an AP1 symbol (Additional Preamble symbol) into the rear end of the P1 symbol and outputs it to the DAC 606700-1.
  • the DAC 606700-1 may convert each signal frame in which the AP1 symbol is inserted into an analog signal and then transmit the same through the corresponding transmission antenna Tx1.
  • 35 illustrates a BICM encoder according to a second embodiment of the present invention.
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 35 is another embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 1.
  • the BICM encoder may perform encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information.
  • the BICM encoder according to the second embodiment of the present invention may independently apply the MISO scheme or the MIMO scheme for each PLP data.
  • the BICM encoder processes a first BICM encoding block 607100 in a MISO manner.
  • a second BICM encoding block 607200 for processing PLP data in a MIMO scheme and a third BICM encoding block 607300 for processing signaling information in a MISO scheme may be included.
  • the MISO encoders 607120 and 6074320-1 to 2 and the MIMO encoder 607320 of the BICM encoding blocks of the second embodiment are located at the rear ends of the constellation mappers 607110, 607210-1 to 2, 607310-1 to 2. The point is different from the BICM encoding blocks of the first embodiment.
  • PLP data or signaling data may be processed in symbol units after being mapped to constellations.
  • the cell interleaver, the time interleaver, the MISO encoder, and the MIMO encoder included in the BICM encoding block of the first embodiment shown in FIG. 32 or the BICM encoding block of the second embodiment shown in FIG. 35 may process input data in symbol units.
  • the broadcast signal receiver may perform BICM decoding on data received in a reverse process, corresponding to the BICM encoding blocks of the first embodiment or the second embodiment.
  • the MISO decoder, the MIMO decoder, the time deinterleaver, and the cell deinterleaver of the broadcast signal receiver may process the received data in symbol units.
  • MISO decoding or MIMO decoding may be performed first for each data, and data subjected to MISO decoding or MIMO decoding may be output in units of bits. This is because the data output by the MISO decoder or the MIMO decoder may be probability information in bits. Accordingly, the BICM decoder of the broadcast signal receiver may perform time deinterleaving and cell deinterleaving processes. However, since data output in units of bits is input, information on symbol units is required. Therefore, since the broadcast signal receiver according to the first embodiment needs to store information on symbol mapping of input bits necessary for the deinterleaving process, the memory complexity of the broadcast signal receiver may increase.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver according to the second embodiment may perform MISO / MIMO decoding after performing both time deinterleaving and cell deinterleaving on a symbol basis. Therefore, the memory complexity of the broadcast signal receiver of the first embodiment can be reduced.
  • 36 to 38 illustrate configuration blocks of a broadcast signal receiver according to a first embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG 36 illustrates an OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulator illustrated in FIG. 36 is an embodiment of the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • two reception antennas Rx1 and Rx2 may be used to receive a signal transmitted by MIMO or MISO.
  • the OFDM demodulator of FIG. 36 may receive a broadcast signal of each path received through two antennas Rx1 and Rx2 and perform OFDM demodulation, respectively.
  • a block for demodulating a broadcast signal to be received through the first antenna Rx1 is called a first OFDM demodulating block 610100, and a block for demodulating a broadcast signal to be received through the second antenna Rx2. It may be referred to as a second OFDM demodulating block 610200.
  • the polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment. That is, the first OFDM demodulating block 610100 OFDM demodulates a broadcast signal input through the first antenna Rx1 and outputs the demodulated broadcast signal to the frame demapper through the first path, and the second OFDM demodulating block 610200. ) May OFDM demodulate the broadcast signal input through the second antenna Rx2 and output the demodulated signal to the frame demapper through the second path.
  • the OFDM demodulator according to the first embodiment of the present invention illustrated in FIG. 36 may perform an inverse process of the OFDM generator according to the first embodiment of the present invention illustrated in FIG. 34.
  • the modules included in the first OFDM demodulating block 610100 and the second OFDM demodulating block 610200 included in the OFDM generator according to the first embodiment of the present invention are as follows.
  • the first OFDM demodulating block 610100 includes a tuner 610110, an ADC 610120, a P1 symbol detection module 610130, an AP1 symbol detection module 610140, a synchronization module 610150, a GI removal module 610160, It may include an FFT module 610170 and a channel estimation module 610180.
  • the second OFDM demodulating block 610200 includes a tuner 610210, an ADC 610220, a P1 symbol detection module 610230, an AP1 symbol detection module 610240, a synchronization module 610250, a GI removal module 610260, It may include an FFT module 610270 and a channel estimation module 610280, and perform the same functions as the modules included in the first OFDM demodulating block 610100.
  • the tuner 610110 may select a frequency band to receive a broadcast signal of a desired band, compensate for the magnitude of the received signal, and output the same to the ADC 610120.
  • the ADC 610120 may convert the analog broadcast signal into a digital signal and output the analog broadcast signal to the P1 symbol detection module 610130.
  • the P1 symbol detection module 610130 may detect a P1 symbol for transmitting P1 signaling information among the digitally converted broadcast signals and decode the P1 signaling information.
  • the P1 symbol detection module 610130 may output the decoded P1 signaling information to the synchronization module 610150 and the system controller (not shown).
  • the system controller may use the decoded P1 signaling information to obtain information such as what frame configuration the currently received signal has, and control signal processing of other device elements.
  • the AP1 symbol detection module 610140 may detect an AP1 symbol that transmits AP1 signaling information among digital broadcast signals, and decode the AP1 signaling information. In addition, the AP1 symbol detection module 610140 may output the decoded AP1 signaling information to the synchronization module 610150 and the system controller (not shown). The system controller may obtain pilot pattern information, L1 prespread interval information, etc. of the current frame using the decoded AP1 signaling information.
  • the synchronization module 610150 may perform time synchronization and frequency synchronization on the received signal by using the decoded P1 signaling information and AP1 signaling information.
  • the GI removal module 610160 may remove the guard interval included in the synchronization signal and output the same to the FFT module 610170.
  • the FFT module 610170 may convert a signal in the time domain into a signal in the frequency domain using an FFT operation.
  • the channel estimation module 610180 may estimate a transmission channel from a transmission antenna to a reception antenna from pilot signals inserted into the signal converted into the frequency domain. In this case, the channel estimation module 610180 may additionally perform channel equalization for each received data by using the estimated channel. The signals converted into the frequency domain are then input to the frame demapper.
  • FIG. 37 is a diagram illustrating a frame demapper according to the first embodiment of the present invention.
  • the frame demapper illustrated in FIG. 37 is an embodiment of the frame demapper 107200 described with reference to FIG. 2.
  • the frame demapper includes a first frame demapping block 611100 and data input through a second path for processing data input through a first path. It may include a second frame demapping block (611200) for processing.
  • the first frame demapping block 611100 may include a first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and a first pair-wise cell demapper 611120
  • the second frame demapping block 611200 may include a first frame demapping block 611200.
  • a second pair-wise frequency deinterleaver 611210 and a second pair-wise cell demapper 611220 may be included in the frame demapping block 611100.
  • first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 and the second pair-wise cell demapper 611220 The same operation may be performed for the first path and the second path, and may operate independently.
  • the frame demapper according to the first embodiment may perform a reverse process of the frame builder according to the first embodiment shown in FIG. 33.
  • a data processing method of the blocks included in the first frame builder demapping block 611100 and the second frame demapping block 611200 will be described below.
  • the first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 perform deinterleaving on a cell-by-cell basis in the frequency domain for data input through the first path and the second path, respectively.
  • the first pair-wise frequency deinterleaver 611110 and the second pair-wise frequency deinterleaver 611210 combine two consecutive cells into pairs and process them in one deinterleaving unit to perform frequency deinterleaving.
  • the deinterleaving process is performed as an inverse process of the interleaving performed by the transmitter, and the data on which frequency deinterleaving is performed is restored and output in the original data order.
  • the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may extract common PLP data, PLP data, and L1-signaling information from the deinterleaved data on a cell basis.
  • the extracted PLP data may include MISO PLP data to which the MISO method is to be applied and MIMO PLP data to which the MIMO method is to be applied, and the extracted L1-signaling data may include information about a current frame and a next frame to be received next. .
  • the first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may merge the sliced PLP data to generate one stream. Can be.
  • first pair-wise cell demapper 611120 and the second pair-wise cell demapper 611220 may extract two consecutive cells in pairs.
  • the extracted data that is, the data output through the first path is input to the BICM decoder with the path from SRx_0 to SRx_post, and the data output through the second path is sent to the BICM decoder with the path from SRx_0 + 1 to SRx_post + 1. Is entered.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 38 is an embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2.
  • the BICM decoder receives data output through the first path from the frame demapper through the paths from SRx_0 to SRx_post and receives data output through the second path from SRx_0 + 1 to SRx_post.
  • BICM decoding can be performed by receiving the path up to +1.
  • the BICM decoder may apply the MISO method independently to the data input from each path, and may apply the MIMO method.
  • the BICM decoder of FIG. 38 receives a first BICM decoding block 612100 and two paths SRx_m and SRx_m + 1 that receive and process MISO PLP data to which the MISO method is applied to two paths SRx_k and SRx_k + 1.
  • It may include a third BICM decoding block (612300) for receiving and processing the.
  • the BICM decoder according to the first embodiment of the present invention may perform a reverse process of the BICM encoder according to the first embodiment shown in FIG. 32.
  • the first BICM decoding block 612100 includes a MISO decoder 612110, a time deinterleaver 6222120, a cell deinterleaver 612130, a constellation demapper 612140, a first mux 612150, and a bit deinterleaver. 612160 and FEC decoder 612170.
  • the MISO decoder 612110 may perform MISO decoding on MISO PLP data.
  • the MISO decoder 612110 of the present invention may perform four operations. Each operation is described below.
  • the MISO decoder 612110 applies the effect of channel estimation to all transmittable reference points. LLR values can be calculated. Therefore, the same effect as that of channel equalization can be obtained.
  • the MISO decoder 612110 may perform the following operations according to the operation of the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 32. If the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter rotates the constellation at an angle and delays only the Q-phase component of the constellation to an arbitrary value, the MISO decoder 612110 performs I of the constellation. Only the -phase component can be delayed to any value and the 2D-LLR value can be calculated by considering the constellation rotation angle.
  • the MISO decoder 612110 performs a normal QAM. Based on this, 2-D LLR values can be calculated.
  • the MISO decoder 612110 may perform MISO decoding after selecting a decoding matrix so that an inverse process may be performed according to the encoding matrix used in the MISO encoder 604170 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter.
  • the MISO decoder 612110 may combine the signals input to the two receiving antennas.
  • the signal combining method according to the present invention may include maximum ratio combining, equal gain combining, selective combining, and the like, and maximizes the SNR of the combined signal. To achieve diversity effects.
  • the MISO decoder 612110 may perform MISO decoding on one signal on which signal combining is performed, and may combine MISO decoded signals after performing MISO decoding on two antenna inputs.
  • the time deinterleaver 6222120 performs time domain deinterleaving on the MISO decoded data to restore the original position, and the cell deinterleaver 612130 performs deinterleaving on a cell basis for the time deinterleaved data. Can be.
  • the constellation demapper 612140 may perform the following functions according to the operation of the MISO decoder 612110.
  • the constellation demapper 612140 may calculate the LLR value. Specifically, it is as follows. When constellation rotation and Q-phase component delay are performed in the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 32, the constellation demapper 612140 delays the I-phase component. The later LLR values can be calculated. If constellation rotation and Q-phase component delay are not performed in the constellation mapper 604140 included in the BICM encoder of the broadcast signal transmitter, the constellation demapper 612140 may calculate the LLR value based on the normal QAM. have.
  • the method of calculating the LLR value may include a method of calculating a 2-D LLR and a method of calculating a 1-D LLR value.
  • a method of calculating a 2-D LLR may be performed to reduce the complexity of the LLR calculation.
  • the first mux 612150 may restore the demapped data in the form of a bit stream.
  • the bit interleaver 612160 may perform deinterleaving on the input bit stream, and the FEC decoder 612170 performs FEC decoding on the deinterleaved data to correct an error on a transport channel to correct MISO PLP data. You can print
  • the second BICM decoding block 612200 includes a MIMO decoder 612210, a first time deinterleaver 612220-0 and a second time deinterleaver 612220-1, a first cell deinterleaver 612230-0, and a second.
  • Cell deinterleaver 612230-1, first constellation demapper 612240-0 and second constellation demapper 612240-1, second mux 612250, bit interleaver 612260, and FEC decoder 612270 May be included.
  • the MIMO decoder 612210 may perform MIMO decoding on MIMO PLP data received through two paths SRx_m and SRx_m + 1.
  • the MIMO decoder 612210 may perform the same operation as the MISO decoder 612110 except for the fourth operation, that is, the signal combining operation, of the four operations of the MISO decoder 612110 described above. In this case, the MIMO decoder 612210 may perform decoding using the MIMO encoding matrix of the first to sixth embodiments described above.
  • the first time deinterleaver 612220-0 and the second time deinterleaver 612220-1 may perform time domain deinterleaving on the MIMO decoded data to restore the original data order.
  • the first cell deinterleaver 612230-0 and the second cell deinterleaver 612230-1 use only data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block of data input through the respective paths. Cell deinterleaving may be performed.
  • cell deinterleaving by the first cell deinterleaver 612230-0 and the second cell deinterleaver 612230-1 has the same effect as the deinterleaving of the cell deinterleaver 612130 of the MISO method using one FEC block. It can have
  • the first constellation demapper 612240-0, the second constellation demapper 612240-1, the second mux 612250, the bit interleaver 612260, and the FEC decoder 612270 have the same functions as the MISO scheme described above. Can be performed.
  • the third BICM decoding block 612300 may include a first decoding block 612400 for processing L1-pre signaling data and a second decoding block 612500 for processing L1-post signaling data.
  • the first decoding block 612400 may include a MISO decoder 612410, a time deinterleaver 612420, a cell deinterleaver 612430, a constellation demapper 612440, and an FEC decoder 612450, and a second decoding.
  • Block 612500 includes MISO decoder 612510, time deinterleaver 612520, cell deinterleaver 612530, constellation demapper 612540, mux 612550, bit deinterleaver 612560, and FEC decoder 612570. It may include.
  • the first BICM decoding block 612100 may output the BICM decoded MISO PLP data to the output processor
  • the second BICM decoding block 612200 may output the BICM decoded MIMO PLP data to the output processor.
  • the first decoding block 612400 included in the third BICM decoding block 612300 may perform MISO decoding on the L1-pre signaling data to output L1-pre signaling information.
  • the second decoding block 612500 included in the third BICM decoding block 612300 may output one piece of L1-post signaling information by performing MISO decoding on the L1-post signaling data.
  • FIGS. 36 and 37 An OFDM demodulator and a frame demapper according to a second embodiment of the present invention are shown in the first embodiment shown in FIGS. 36 and 37. Since the same operation as the OFDM demodulator and the frame demapper according to the description thereof will be omitted.
  • 39 illustrates a BICM decoder according to a second embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 39 is another embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2.
  • the BICM decoder receives data output through the first path from the frame demapper as a path from SRx_0 to SRx_post, and receives data output through the second path from SRx_0 + 1 to SRx_post +. It can be input by path up to 1 and perform BICM decoding.
  • the BICM decoder may apply the MISO method independently to the data input from each path, and may apply the MIMO method.
  • the BICM decoder of FIG. 39 receives a first BICM decoding block 615100 and two paths SRx_m and SRx_m + 1 that receive and process MISO PLP data to which the MISO method is applied to two paths SRx_k and SRx_k + 1.
  • It may include a third BICM decoding block (615300) for processing.
  • the third BICM decoding block 615300 may include a first decoding block 615400 for processing L1-pre signaling data and a second decoding block 615500 for processing L1-post signaling data.
  • the BICM decoder according to the second embodiment of the present invention may perform an inverse process of the BICM encoder according to the second embodiment shown in FIG. 35.
  • the BICM decoder of the second embodiment differs from the BICM decoder of the first embodiment in that the MISO decoders 615110, 615410, 615510 and the MIMO decoder 615310 are located after the cell deinterleaver.
  • the first BICM decoding block 615100 may output the BICM decoded MISO PLP data to the output processor
  • the second BICM decoding block 615200 may output the BICM decoded MIMO PLP data to the output processor.
  • the first decoding block 615400 included in the third BICM decoding block 615300 may perform MISO decoding on the L1-pre signaling data to output L1-pre signaling information
  • the second decoding block 615500 included in the third BICM decoding block 615300 may output one piece of L1-post signaling information by performing MISO decoding on the L1-post signaling data.
  • 40 and 41 illustrate an embodiment of an output processor commonly included in a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 40 illustrates an output processor of a broadcast signal receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the output processor illustrated in FIG. 40 is an embodiment of the output processor 107400 described with reference to FIG. 2.
  • the output processor of FIG. 40 corresponds to an input processor that processes the single PLP shown in FIG. 29, and according to an embodiment of the output processor that performs reverse processing thereof, the BB descrambler 616100 and the padding remove module ( 616200, CRC-8 decoder 616300, and BB frame processor 616400.
  • the output processor receives a bit stream from a BICM decoder (or a decoding module) that performs reverse processing of BICM encoding of a broadcast signal transmitter in a broadcast signal receiver and performs a reverse process of the process processed by the input processor described with reference to FIG. 29. .
  • the BB descrambler 616100 receives a bit stream, performs an XOR operation on the bit string generated in the same manner as the PRBS processed by the BB scrambler of FIG. 29, and outputs the bit stream.
  • the padding removal module 616200 removes the padding bits inserted in the padding insertion module of the broadcast signal transmitter as necessary.
  • the CRC-8 decoder 616300 performs CRC decoding on the bit stream, and the BB frame processor 616400 decodes the information included in the BB frame header and restores the TS or GS using the decoded information.
  • 41 is a view showing an output processor of a broadcast receiver according to another embodiment of the present invention.
  • the output processor of FIG. 41 is an embodiment of an output processor that performs reverse processing thereof, corresponding to an input processor that processes a plurality of PLPs shown in FIGS. 30 and 31.
  • the output processor may include a plurality of blocks to process a plurality of PLPs, and in the following description, one block will be described as an example for the same type of block.
  • Output processors include BB descramblers (617100, 617400-1, 617400-2, etc.), padding removal module (617120), CRC-8 decoder (617130), BB frame processor (617140), de-jitter (De-jitter).
  • jitter buffer 617150 null packet insertion module 617160, TS clock regeneration module 617170, inband signaling decoder 617180, TS recombining module 617300, and L1 signaling
  • a decoder 614410 is included. The description of the same block as the block described with reference to FIG. 40 will be omitted.
  • Processing of a plurality of PLPs of a broadcast signal receiver may be performed when decoding a data PLP associated with a common PLP or when the broadcast signal receiver includes a plurality of services or service components (eg, components of a scalable video service (SVC)). ) Can be described as an example. Operations of the BB scrambler 617110, the padding removal module 617120, the CRC-8 decoder 617130, and the BB frame processor 617140 are as described above with reference to FIG. 40.
  • the de-jitter buffer 617150 compensates for a delay arbitrarily inserted in a broadcast signal transmitter according to time to output (TTO) parameter information for synchronization between a plurality of PLPs.
  • the null packet insertion module 617160 restores a null packet removed at the transmitter by referring to Deleted Null Packet (DNP) information.
  • the TS clock regeneration module restores detailed time synchronization of the output packet based on the input stream time reference (ISCR) information.
  • the TS recombination module 617300 receives data PLPs related to the restored common PLP as described above, and restores and outputs the original TS, IP, or GS.
  • the TTO parameter information, the DNP information, and the ICSR information among the above-described information can all be obtained by the BB frame processor processing the BB frame header, and transmitted to the system controller or each of the required blocks.
  • the in-band signaling decoder 617200 recovers and outputs in-band signaling information transmitted through the padding bit field of the data PLP.
  • the BB descramblers 617400-1 and 617400-2 descramble data corresponding to the L1 pre-signaling information and data corresponding to the L1 post-signaling information, respectively, and the L1 signaling decoder 6174100 Decode the descrambled data to recover the L1 signaling information.
  • the recovered L1 signaling information may include L1 pre-signaling information and L1 post-signaling information.
  • the recovered L1 signaling information may be transmitted to the system controller so that the broadcast signal receiver may perform BICM decoding, frame demapping, Provides parameters required to perform an operation such as orthogonal frequency division multiplex (OFDM) demodulation.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplex
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 42 is another embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 29.
  • the BICM encoder performs encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information. can do.
  • the OFDM generator may perform MISO encoding or MIMO encoding on PLP data and L1-signaling information to be processed by MISO or MIMO.
  • the BICM encoder includes a first BICM encoding block 618100 for processing MISO PLP data to be MISO encoded and a second BICM for processing MIMO PLP data to be MIMO encoded.
  • An encoding block 618200 and a third BICM encoding block 618300 which processes signaling information to be MISO encoded may be included. Since the BICM encoding blocks according to the third embodiment shown in FIG. 42 operate in the same manner as the BICM encoding blocks according to the first embodiment shown in FIG. 32, a detailed description thereof will be omitted. However, the BICM encoding blocks of the third embodiment differ from the BICM encoding blocks of the first embodiment in that they do not include a MISO encoder and a MIMO encoder.
  • the first BICM encoding block 618100 may BICM-encode the time interleaved MISO PLP data received through one path STx_k and output the result to the frame builder, and the second BICM encoding block 618200 is 1.
  • the time interleaved MIMO PLP data received through the two paths STx_m may be BICM encoded and output to the frame builder.
  • the third BICM encoding block 618300 may include a first encoding block 618400 for processing L1-pre signaling information received through two paths STx_pre and STx_post and a second for processing L1-post signaling information.
  • An encoding block 618500 may be included.
  • the first encoding block 618400 may output L1-pre signaling data on which time interleaving has been performed
  • the second encoding block 618500 may include L1- on which time interleaving has been performed. Post signaling data may be output.
  • FIG. 43 is a view showing a frame builder according to a third embodiment of the present invention.
  • the frame builder illustrated in FIG. 43 is another embodiment of the frame builder 101400 described with reference to FIG. 1.
  • time interleaved MISO PLP data, two MIMO PLP data, two MIMO PLP data L1-pre signaling data and L1-post signaling data output from a BICM encoder may be input to the frame builder.
  • the frame builder may receive each data through a first path for receiving MISO PLP data, MIMO PLP data, L1-pre signaling data, and L1-post signaling data and a second path for receiving MIMO PLP data.
  • Data input through the first path may be transmitted through the first antenna Tx_1, and data input through the second path may be transmitted through the second antenna Tx_2.
  • the frame builder processes the first frame building block 619100 and the data input through the second path for processing data input through the first path. It may include a second frame building block (619200).
  • the first frame building block 619100 may include a first delay compensator 619110, a first cell mapper 619120, and a first frequency interleaver 619300-1, and the second frame building block 619200. May include a second cell mapper 619210 and a second frequency interleaver 619220 for processing data input through the second path.
  • the first cell mapper 619120 and the first frequency interleaver 619130 and the second cell mapper 619120 and the second frequency interleaver 619310 may operate the same for the first path and the second path and operate independently. can do.
  • the delay compensation unit 619110 may compensate for both a delay of one frame and a delay due to encoding of the third BICM encoding block 619300 for the L1-pre signaling data or the L1-post signaling data. Since the L1-signaling information may include not only information on the current frame but also information on subsequent frames, the L1-signaling information may be delayed by one frame from the currently input PLP data. Through this process, one frame can transmit L1-signaling information including both information about the current frame and subsequent frames.
  • the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may map PLP data and L1-signaling data in symbol units input through respective paths, on a cell basis, to subcarriers of OFDM symbols in a frame.
  • the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may map MISO PLP data and MIMO PLP data to subcarriers of one OFDM symbol on a cell basis.
  • MISO / MIMO encoding is performed after frequency interleaving, that is, in an OFDM generating step.
  • MISO / MIMO encoding may be performed in units of OFDM symbols. If the MISO PLP data cell and the MIMO PLP data cell are mapped together in the same OFDM symbol, the OFDM generator cannot independently perform MISO encoding / MIMO encoding in units of OFDM symbols. Accordingly, the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may process MISO PLP data and MIMO PLP data not to be mapped in the same OFDM symbol.
  • the PLP data input to the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 through the first path and the second path may include common PLP data, MISO, and MIMO PLP data, and may include a sub-slice processor module ( 619120-1 and 619210-1 may perform subslicing on the PLP data cells to map the frame in order to obtain a diversity effect.
  • the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 operate the same.
  • MIMO PLP data is input through the first path and the second path, so that the operation of the cell mapper depends on what data is input. May vary.
  • the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may receive the same MISO PLP data input through the first path, respectively, and the same L1-pre outputted from the delay compensator 619110 and the same. Each of the post signaling data may be received. In this case, the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may map respective input data to be allocated to a subcarrier of an OFDM symbol in a frame.
  • the first cell mapper 619120 among the first cell mapper 619120 and the second cell mapper 619210 may receive MISO PLP data and delay-compensated L1-pre and post signaling data.
  • the second cell mapper 619210 may perform mapping only for the MIMO PLP.
  • the first frequency interleaver 619130 and the second frequency interleaver 619220 may perform frequency interleaving on a cell-by-cell basis with respect to data input through each path and output the frequency interleaved data through the respective paths to the OFDM generator.
  • the first frequency interleaver 619130 and the second frequency interleaver 619220 may perform frequency interleaving using one OFDM symbol as an interleaving unit.
  • the second cell mapper 619210 receives only MIMO PLP data
  • the second frequency interleaver 619220 may also interleave only MIMO PLP data.
  • FIG 44 is a diagram showing an OFDM generator according to a third embodiment of the present invention.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 44 is another embodiment of the OFDM generator 101500 described with reference to FIG. 1.
  • a broadcast signal may be transmitted through two transmission antennas in an MISO or MIMO scheme.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 44 may receive the frequency interleaved data through the first path and the second path, perform MISO encoding or MIMO encoding, and perform OFDM demodulation to output the two antennas Tx1 and Tx2.
  • a block for modulating data to be transmitted through the first antenna Tx1 is called a first OFDM generating block 620200
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through the second antenna Tx2 is referred to as a second block. It may be referred to as an OFDM generating block 620300.
  • the polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment.
  • the OFDM generator may include a MISO / MIMO encoder 620100, a first OFDM generating block 620200, and a second OFDM generating block 620300.
  • the first OFDM generating block 620200 may include a pilot insertion module, an IFFT module, a PAPR module, a GI insertion module, a P1 symbol insertion module, an AP1 symbol insertion module, and a DAC, and the second OFDM generating block 620300.
  • a pilot insertion module May include a pilot insertion module, an IFFT module, a PAPR module, a GI insertion module, a P1 symbol insertion module, an AP1 symbol insertion module, and a DAC, each identical to the modules included in the first OFDM generating block 620200. Perform the function.
  • the first OFDM generating block 620200 and the second OFDM generating block 620300 included in the OFDM generator according to the third embodiment operate in the same manner as the OFDM generator according to the first embodiment shown in FIG. Description is omitted.
  • the OFDM generator according to the third embodiment includes the MIMO / MISO encoder 620100 unlike the OFDM generator according to the first embodiment, a detailed operation of the MIMO / MISO encoder 620100 will be described.
  • the MIMO / MISO encoder 603100 performs MISO encoding in units of OFDM symbols using a MISO encoding matrix when the data input through the first path and the second path are MISO PLP data or L1-pre and post signaling data.
  • the output may be output to the first OFDM generating block 620200 and the second OFDM generating block 620300.
  • the input data may be input only through one of the first path and the second path.
  • an embodiment of the MISO encoding matrix may include an Orthogonal Space-Time Block Code (OSTBC) / Orthogonal Space Frequency Block Code (OSFBC), or an Alamouti code (OSFBC).
  • OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
  • OSFBC Orthogonal Space Frequency Block Code
  • OSFBC Alamouti code
  • the MIMO / MISO encoder 620100 performs MIMO encoding on an OFDM symbol basis using the MIMO encoding matrix, and then performs the first path and the first path. It can be output to the first OFDM generating block 620200 and the second OFDM generating block 620300 through two paths.
  • the MIMO encoding matrix of the present invention may include spatial multiplexing, golden code (GC), full-rate full diversity code, linear dispersion code, and the like. have.
  • MIMO encoding may be performed using the MIMO encoding matrixes of the first to sixth embodiments as described above.
  • 45 to 47 illustrate building blocks of a transmission system according to a fourth embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • the BICM encoder illustrated in FIG. 45 is another embodiment of the BICM encoder 101300 described with reference to FIG. 1.
  • the BICM encoder may perform encoding for bit interleaving and error correction on a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information.
  • the fourth embodiment of the present invention is almost the same as the third embodiment of the present invention, except that the BICM encoder performs MIMO encoding on MIMO PLP data to be processed in the MIMO scheme. That is, the BICM encoder of the fourth embodiment of the present invention includes a first BICM encoding block 621100 for processing MISO PLP data to be MISO encoded, a second BICM encoding block 621200 for processing MIMO PLP data to be MIMO encoded, and MISO encoding.
  • the third BICM encoding block 621300 may be configured to process signaling information to be processed, and the third BICM encoding block 621300 may include a first encoding block 621400 and L1-post signaling for processing L1-pre signaling information. It may include a second encoding block (621500) for processing the information.
  • the first and third BICM encoding blocks 621100 and 621300 according to the fourth embodiment shown in FIG. 45 operate in the same manner as the BICM encoding blocks according to the third embodiment shown in FIG. It will be omitted.
  • the second BICM encoding block 621200 includes the MIMO encoder 621210, which is different from the third embodiment, a detailed operation will be described below.
  • the remaining blocks included in the second BICM encoding block 621200 except for the MIMO encoder 621210 also operate in the same manner as the BICM encoding blocks according to the third embodiment shown in FIG. Detailed description thereof will be omitted.
  • the second encoding block 621200 inputs the input MIMO PLP data to the second demux 621210 through FEC encoding and bit interleaving.
  • the second demux 621 210 can create two input paths required for MIMO encoding, which can be changed according to the designer's intention.
  • the transmission characteristics of the MIMO PLP data transmitted through the two input paths may be the same or may be different.
  • the second demux 621210 randomly bitmaps the MIMO PLP data corresponding to the cells included in one FEC block in each input path. Can be assigned.
  • the time interleaver 621240-2 may not be used.
  • the first constellation mapper 621220-1, the first cell interleaver 621230-1, and the first time interleaver 621240-1 may output two inputs to the MIMO encoder 621250.
  • the MIMO encoder 621210 performs the same operation as the MIMO encoding of the MISO / MIMO encoder 620100 of the OFDM generator according to the third embodiment shown in FIG. 44, a detailed description thereof will be omitted.
  • the first BICM encoding block 621 100 may output MISO PLP data, STx_k, as a frame builder with one path STx_k, and the second BICM encoding block 621200 may have two paths STx_m and STx_m +.
  • MIMO PLP data may be output to the frame builder, and the third BICM encoding block 621300 may output L1-pre signaling data and L1-post signaling data to the frame builder in two paths STx_pre and STx_post. Can be.
  • FIG. 46 is a view showing still another embodiment of the BICM encoder according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG.
  • another embodiment of the BICM encoder may include a first BICM encoding block 622100, a second BICM encoding block 622200, and a third BICM encoding block 622300.
  • each block is almost the same as that of the block included in the BICM encoder according to the second embodiment of the present invention shown in FIG. 45, but the MIMO encoder 622220 included in the second BICM encoding block 622200 has a first property. The difference is that they are located after the degree mapper 622210-1 and the second constellation mapper 622210-1.
  • the second BICM encoding block 622200 illustrated in FIG. 46 may perform cell interleaving, time interleaving, and MIMO encoding on the MIMO PLP data in OFDM symbol units.
  • the broadcast signal receiver may perform BICM decoding on data received in a reverse process, corresponding to the BICM encoding blocks of the second embodiment. That is, the MIMO decoder, the time deinterleaver, and the cell deinterleaver of the broadcast signal receiver may process received data in symbol units.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver corresponding to the BICM encoder illustrated in FIG. 45 must first perform MIMO decoding on MIMO PLP data, and the MIMO decoding data is output in units of bits. Subsequently, the BICM decoder of the broadcast signal receiver may perform time deinterleaving and cell deinterleaving. However, since data output in bit units is input, information on a symbol unit of input data is required.
  • the broadcast signal receiver needs to store information on symbol mapping of input bits necessary for the deinterleaving process, the memory complexity of the broadcast signal receiver may increase.
  • the MIMO encoder 622220 is positioned at the rear ends of the first constellation mapper 622210-1 and the second constellation mapper 622210-2. Accordingly, the BICM decoder of the broadcast signal receiver corresponding thereto may perform MIMO decoding on data in symbol units after performing both time deinterleaving and cell deinterleaving in symbol units.
  • the first BICM encoding block 622100 may output MISO PLP data to the frame builder through one path STx_k
  • the second BICM encoding block 605200 may output two paths STx_m and STx_m + 1.
  • MIMO PLP data can be output to the frame builder
  • the third BICM encoding block 622300 outputs the L1-pre signaling data and the L1-post signaling data to the frame builder through two paths STx_pre and STx_post. can do.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 47 is another embodiment of the OFDM generator 101500 described with reference to FIG. 1.
  • a broadcast signal may be transmitted through two transmission antennas in an MISO or MIMO scheme.
  • the OFDM generator illustrated in FIG. 47 receives MIMO encoded MIMO PLP data, frequency interleaved MISO PLP data, and L1-signaling data through the first path and the second path, and MISO only for MISO PLP data and L1-signaling data. After encoding, all data may be OFDM demodulated and output to two antennas Tx1 and Tx2.
  • a block for modulating data to be transmitted through the first antenna Tx1 is called a first OFDM generating block 624200
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through the second antenna Tx2 is referred to as a second block. It may be referred to as an OFDM generating block 624300.
  • the polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment.
  • the OFDM generator according to the fourth embodiment of the present invention may include a MISO encoder 624100, a first OFDM generating block 624200, and a second OFDM generating block 624300. Since the first OFDM generating block 624200 and the second OFDM generating block 624300 perform the same functions as the blocks included in the OFDM generator according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. It will be omitted. However, since the OFDM generator according to the fourth embodiment of the present invention includes the MISO encoder 624100, the operation of the MISO encoder 624100 will be described.
  • the MISO encoder 624100 may perform MISO encoding only on frequency interleaved MISO PLP data, L1-pre signaling data, and L1-post signaling data.
  • the operation of the MISO encoder 624100 is the same as that of the MIMO / MISO encoder 620100 shown in FIG.
  • bypassing may be performed, and MISO encoding may be performed on MIMO encoded MIMO PLP data.
  • FIG. 48 is a diagram illustrating a broadcast signal transmission and reception system according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the first base station 625100 and the second base station 625200 that transmit broadcast signals according to the fourth embodiment of the present invention may transmit broadcast signals through two antennas, respectively. Broadcast signals transmitted from antennas of respective base stations may be generated through a MIMO scheme.
  • the receiver 625120 in the first broadcast network cell 625110 may receive a MIMO broadcast signal transmitted from the first base station 625100, and the receiver 625220 in the second broadcast network cell 625210 may receive the second base station ( The MIMO broadcast signal transmitted from 625200 may be received. Accordingly, the receivers 625120 and 625220 can secure diversity and obtain high reception performance.
  • reception performance degradation of the MIMO broadcast signal may occur.
  • the area where reception performance deterioration occurs is called a shaded band.
  • a broadcast signal transmitted from the antennas of the first base station 625100 and the second base station 625200 may be subjected to MIMO processing and Since MISO processing is performed in a superimposed manner, there is an effect of simultaneously obtaining MIMO gain and MISO gain.
  • the receiver 625300 in the shaded area may receive the MISO-processed broadcast signal, thereby obtaining an effect of compensating for degradation in reception performance of the shaded area.
  • 49 to 51 illustrate building blocks of a broadcast signal receiver according to a third embodiment of the present invention. It demonstrates concretely below.
  • FIG. 49 illustrates an OFDM demodulator according to a third embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulator shown in FIG. 49 is another embodiment of the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • two reception antennas Rx1 and Rx2 may be used to receive a signal transmitted by MIMO or MISO.
  • the OFDM demodulator of FIG. 49 may receive broadcast signals of respective paths received through two antennas Rx1 and Rx2 to perform OFDM demodulation.
  • a block for demodulating a broadcast signal to be received through a first antenna Rx1 is called a first OFDM demodulating block 626100, and a block for demodulating a broadcast signal to be received through a second antenna Rx2. May be referred to as a second OFDM demodulating block 626200.
  • the polarity multiplexing MIMO scheme may be used as an embodiment.
  • the first OFDM demodulating block 626100 OFDM demodulates the broadcast signal input through the first antenna Rx1 and outputs the demodulated signal to the MISO / MIMO decoder 626300 through the first path.
  • the block 626200 may OFDM demodulate the broadcast signal input through the second antenna Rx2 and output the OFDM signal to the MISO / MIMO decoder 626300 through the second path.
  • the OFDM demodulator according to the third embodiment of the present invention illustrated in FIG. 49 may perform an inverse process of the OFDM generator according to the third embodiment of the present invention illustrated in FIG. 44.
  • the OFDM demodulator may include a first OFDM demodulating block 626100, a second OFDM demodulating block 626200, and a MISO / MIMO decoder 626300.
  • the first OFDM demodulating block 626100 may include a tuner, an ADC, a P1 symbol detection module, an AP1 symbol detection module, a synchronization module, a GI cancellation module, an FFT module, and a channel estimation module.
  • Block 626200 may include a tuner, an ADC, a P1 symbol detection module, an AP1 symbol detection module, a synchronization module, a GI cancellation module, an FFT module, and a channel estimation module, which are included in the first OFDM demodulating block 626100.
  • Each of the included modules can perform the same function.
  • the first OFDM demodulating block 626100 and the second OFDM demodulating block 626200 included in the OFDM demodulator according to the third embodiment operate in the same manner as the OFMD demodulator according to the first embodiment shown in FIG. Therefore, a detailed description thereof will be omitted.
  • the OFDM demodulator according to the third embodiment includes the MIMO / MISO decoder 626300, it will be described below.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 of the present invention may perform four operations when MISO decoding is performed on MISO PLP data and L1-signaling data. Each operation is described below.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 performs a channel for all transmittable reference points. After applying the effect of the estimation, the LLR value can be calculated. Therefore, the same effect as that of channel equalization can be obtained.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may perform the following operations according to the operation of the constellation mapper included in the BICM encoder according to the third embodiment of the broadcast signal transmitter illustrated in FIG. 42.
  • the MIMO / MISO decoder 626110 Can delay only I-phase component of constellation to arbitrary value and can calculate 2D-LLR value considering constellation rotation angle.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may calculate the 2-D LLR value based on the normal QAM. Can be.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 selects the decoding matrix to perform the inverse process according to the encoding matrix used in the MIMO / MISO encoder 620100 included in the OFMD generator described in FIG. 20 and then performs MISO decoding. Can be.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may combine MISO PLP data input by two reception antennas.
  • the signal combining method according to the present invention may include maximum ratio combining, equal gain combining, selective combining, and the like.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may maximize the SNR of the combined signal to obtain a diversity effect.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may perform MISO decoding on one signal on which signal combining is performed, and may combine MISO decoded signals after performing MISO decoding on two antenna inputs.
  • the MIMO / MISO decoder 626300 may perform MIMO decoding on MIMO PLP data input through the first path and the second path. In this case, the same operations as the above-described MISO decoding may be performed, but the last of four operations, that is, the signal combining operation, is not performed.
  • 50 is a diagram illustrating a frame demapper according to a third embodiment of the present invention.
  • the frame builder shown in FIG. 50 is another embodiment of the frame builder 101400 described with reference to FIG. 1.
  • the frame demapper may include a first frame demap block 627100 and data input through a second path for processing data input through a first path. It may include a second frame demapping block 627200 to process.
  • the first frame demapping block 627100 includes a first frequency deinterleaver 627110, a first cell demapper 627120, a first combiner 627130-1, a second combiner 627130-2, and a third combiner ( 627130-3, and the second frame demapping block 627200 may include a second frequency deinterleaver 627210 and a second cell demapper 627220.
  • first frequency deinterleaver 627110 and the first cell demapper 627120 and the second frequency deinterleaver 627210 and the second cell demapper 627220 may operate the same for the first path and the second path. Can operate independently.
  • the frame demapper according to the third embodiment may perform a reverse process of the frame builder according to the third embodiment shown in FIG. 43.
  • the first frequency deinterleaver 627110 and the second frequency deinterleaver 627210 may perform deinterleaving in units of cells in the frequency domain on data input through the first path and the second path, respectively.
  • the first cell demapper 627120 and the second cell demapper 627220 may extract common PLP data, PLP data, and L1-signaling data from the deinterleaved data on a cell basis.
  • the extracted PLP data may include MISO decoded MISO PLP data and MIMO decoded MIMO PLP data
  • the extracted L1-signaling data may include information regarding a current frame and a subsequent frame.
  • the sub-slice processors 627120-1 and 627220-1 of the first cell demapper 627120 and the second cell demapper 627220 receive the sliced PLP data. Merge can produce one stream.
  • the first combiner 627130-1 may perform signal combining of the MISO decoded MISO PLP data when the MIMO / MISO decoder 626300 does not perform signal combining on the MISO decoded MISO PLP data.
  • the second combiner 627130-2 and the third combiner 627130-3 perform the same functions as the first combiner 627130-1, but perform operations on the L1-pre signaling data and the L1-post signaling data, respectively. Is different.
  • the extracted data that is, the data output through the first path, that is, the MISO PLP data, the MIMO PLP data, and the signaling data
  • the BICM decoder in the path from SRx_k to SRx_post
  • the second MIMO PLP data output through the path is input to the BICM decoder with a path from SRx_m + 1 to SRx_n + 1.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 51 is another embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2.
  • the BICM decoder receives the data output through the first path from the frame demapper as a path from SRx_k to SRx_post, performs BICM decoding, and outputs the data output through the second path SRx_m. It can be input via paths up to +1 and SRx_n + 1, perform BICM decoding, and output to the output processor.
  • the BICM decoder may independently perform BICM decoding on MISO PLP data, MIMO PLP data, and signaling data input from each path.
  • the BICM decoder includes a first BICM decoding block 628100 for receiving and processing MISO decoded MISO PLP data through one path SRx_k, and two A second BICM decoding block 628200 that receives and processes MIMO decoded MIMO PLP data through paths SRx_m and SRx_m + 1 and receives and processes MISO decoded L1-signaling data through two paths SRx_pre and SRx_post.
  • the third BICM decoding block 628300 may be included.
  • the third BICM decoding block 628300 may also include a first decoding block 628400 for processing L1-pre signaling data and a second decoding block 628500 for processing L1-post signaling data.
  • the BICM decoding blocks according to the third embodiment shown in FIG. 51 operate in the same manner as the BICM decoding blocks according to the first embodiment shown in FIG. 38, a detailed description thereof will be omitted.
  • the BICM decoding blocks of the third embodiment differ from the BICM encoding blocks of the first embodiment in that they do not include a MISO decoder and a MIMO decoder.
  • the BICM decoder according to the third embodiment of the present invention may perform a reverse process of the BICM encoder according to the third embodiment shown in FIG. 42.
  • the first BICM decoding block 628100 may output the BICM decoded MISO PLP data to the output processor
  • the second BICM decoding block 628200 may output the BICM decoded MIMO PLP data to the output processor.
  • the first decoding block 628400 and the second decoding block 628500 included in the third BICM decoding block 628300 may output L1-pre signaling information and L1-post signaling information that have been BICM decoded.
  • FIG. 52 illustrates an OFDM demodulator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the OFDM demodulator shown in FIG. 52 is another embodiment of the OFDM demodulator 107100 described with reference to FIG. 2.
  • two reception antennas Rx1 and Rx2 may be used to receive a signal transmitted by MIMO or MISO.
  • the OFDM demodulator of FIG. 52 may receive a broadcast signal of each path received through two antennas Rx1 and Rx2 and perform OFDM demodulation, respectively.
  • a block for demodulating a broadcast signal to be received through the first antenna Rx1 is called a first OFDM demodulating block 629100, and a block for demodulating a broadcast signal to be received through the second antenna Rx2. It may be referred to as a second OFDM demodulating block 629200.
  • the OFDM demodulator may include a first OFDM demodulating block 629100, a second OFDM demodulating block 629200, and a MISO encoder 629300.
  • the modulating block 629100 OFDM demodulates the broadcast signal input through the first antenna Rx1 and outputs the demodulated signal to the MISO decoder 629300 through the first path.
  • a broadcast signal input through the antenna Rx2 may be OFDM demodulated and output to the MISO decoder 629300 through a second path.
  • the OFDM demodulator according to the fourth embodiment may perform an inverse process of the OFDM generator according to the fourth embodiment shown in FIG. 47.
  • the first OFDM demodulating block 629100 may include a tuner, an ADC, a P1 symbol detection module, an AP1 symbol detection module, a synchronization module, a GI cancellation module, an FFT module, and a channel estimation module.
  • the second OFDM demodulating block 629200 may also include the same module as the first OFDM demodulating block 629200.
  • the blocks included in the first OFDM demodulating block 629100 and the second OFDM demodulating block 629200 according to the fourth embodiment are the first blocks included in the OFDM demodulator according to the third embodiment shown in FIG. 49. Since the same operation as the blocks included in the OFDM demodulating block 626100 and the second OFDM demodulating block 626200, a detailed description thereof will be omitted.
  • the MISO decoder 629300 may perform MISO decoding in the same manner as the MISO decoding operation of the MIMO / MISO decoder 626300 according to the third embodiment described with reference to FIG. 49. Therefore, detailed description will be omitted.
  • FIG. 53 illustrates an embodiment of a BICM decoder according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the BICM decoder illustrated in FIG. 53 is an embodiment of the BICM decoder 107300 described with reference to FIG. 2.
  • the BICM decoder receives the data output through the first path from the frame demapper as the path from SRx_0 to SRx_post, performs BICM decoding, and outputs the data output through the second path SRx_m. It can be input via the path from +1 to SRx_n + 1 to perform BICM decoding and output to the output processor.
  • the BICM decoder independently performs BICM decoding on MISO PLP data and L1-signaling data input from the first path and the second path, and performs MIMO decoding and BICM on MIMO PLP data. Decoding can be performed.
  • the BICM decoder of FIG. 53 receives and processes MIMO PLP data through a first BICM decoding block 631100 and two paths SRx_m and SRx_m + 1 that process MISO PLP data through one path SRx_k.
  • the third BICM decoding block 631300 may include a first decoding block 631400 for processing the L1-pre signaling data and a second decoding block 631500 for processing the L1-post signaling data.
  • the BICM decoder according to the fourth embodiment of the present invention may perform the reverse process of the embodiment of the BICM encoder according to the fourth embodiment shown in FIG. 45.
  • the first BICM decoding block 631100 and the third decoding block 631300 according to the fourth embodiment shown in FIG. 53 operate in the same manner as the BICM decoding blocks according to the third embodiment shown in FIG. Is omitted. 53 differs from the second BICM decoding block 628200 in the third embodiment in that the second BICM decoding block 631200 illustrated in FIG. 53 includes a MIMO decoder 631210.
  • the second BICM decoding block 631200 illustrated in FIG. 53 includes a MIMO decoder 631210.
  • an operation of the second BICM decoding block 631200 will be described.
  • the blocks included in the second BICM decoding block 631200 operate in the same manner as the blocks included in the second BICM decoding block 628200 according to the third embodiment, a detailed description thereof will be omitted.
  • the MIMO decoder 631210 may perform the same operation as the MIMO decoding of the MIMO / MISO decoder 626300 according to the third embodiment of the present invention illustrated in FIG. 49.
  • transmission characteristics of the MIMO PLP data input through the first path and the second path may be the same or may be different.
  • the demapper 631400-2 may not be used. Accordingly, two MIMO PLP data are merged into one input and input to the first time deinterleaver 631200-1, and then the first cell deinterleaver 631300-1 and the first constellation demapper 631400-1 are connected. Via the second mux (631500) can be input.
  • the first BICM decoding block 631100 may output the BICM decoded MISO PLP data to the output processor
  • the second BICM decoding block 631200 may output the MIMO PLP data to the output processor
  • the first decoding block 631400 and the second decoding block 631500 included in the third BICM decoding block 631300 may output the L1 pre-signaling information and the L1-post signaling information that have been BICM decoded.
  • FIG. 54 is a view showing another embodiment of a BICM decoder according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 Another embodiment of the BICM decoder according to the fourth embodiment of the present invention illustrated in FIG. 54 is a first BICM decoding block 632100 for receiving and processing MISO PLP data through one path SRx_k, and two paths ( A second BICM decoding block 632200 for receiving and processing MIMO PLP data through SRx_m and SRx_m + 1) and a third BICM decoding block for receiving and processing MISO decoded L1-signaling data through two paths SRx_pre and SRx_post 632300.
  • another embodiment of the BICM decoder according to the fourth embodiment of the present invention may perform a reverse process of another embodiment of the BICM encoder according to the fourth embodiment shown in FIG. 46.
  • the BICM decoder according to the fourth embodiment of the present invention illustrated in FIG. 54 is substantially the same as the BICM decoder according to the fourth embodiment of the present invention described with reference to FIG. 53, but is included in the second BICM decoding block 632200.
  • 632220 differs in that it is located at the rear ends of the first cell deinterleaver 632210-1 and the second cell deinterleaver 632210-2.
  • the memory complexity of the broadcast signal receiver is performed by performing MISO / MIMO decoding after performing both time deinterleaving and cell deinterleaving on a symbol basis. A decreasing effect can be obtained.
  • An object of the present invention is to provide a broadcast transmitter / receiver and a broadcast signal transmission / reception method for obtaining optimal performance when applying a low code rate LDPC to a broadcast / communication system.
  • An object of the demultiplexer according to an embodiment of the present invention is to demux and receive data at a transmitting side so as to obtain an optimal performance when mapping a lower code rate LDPC codeword to a symbol. It is muxing on the side.
  • the demultiplexer is used to optimize the error correction capability of the LDPC by properly distributing the distribution of reliability caused by LDPC encoding.
  • LDPC coding is a linear error correcting code (linear error correcting code) as one of error correction coding methods for transmitting information with a minimum probability of information loss.
  • the LDPC block may be represented by parameters represented by N and K, where N represents a block length (# bits) and K represents a number of encoded information bits included in one LDPC block.
  • the amount of data that one LDPC block can transmit may be determined according to the size and code rate of the LDPC parity region.
  • the code rate applicable in the present invention may be one of 1/4, 2/5, 3/5, 1/2, 4/5, 1/3, 2/3, 3/4, 5/6. have.
  • the length of the LDPC block may be one of 16200 bits (or 16K) and 64800 bits (or 64K).
  • the LDPC codeword bits output from the FEC encoder are input to the bit interleaver, and the bit interleaver performs interleaving of the LDPC codeword bits in the LDPC block in units of bits and outputs the demux.
  • the demux divides the LDPC codeword bit stream input by bit interleaving into a plurality of bit streams.
  • the LDPC block length is 16800, and a modulation format used for symbol mapping is divided into two if QPSK, eight for 16QAM, 12 for 64QAM, and eight bit streams for 256QAM.
  • the number of sub-streams is 2, 8 for 16QAM, 12 for 64QAM, and 8 for 256QAM. If 256QAM, eight bits are in one bit group.
  • the order of output from the demux may vary according to a predetermined condition or a reliability arrangement method. That is, the order of bits output from the demultiplexer varies according to the arrangement of the reliability that appears when the corresponding bit group is mapped to the QAM symbol.
  • the demux method as shown in FIG. 55 (a) will be referred to as type 1-1 of 256QAM. That is, in the case of type 1-1, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer 5,3,2,7,1, The output is in the order 6,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, B, B, D, A, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained. A, B, C, and D represent reliability when bits of the corresponding bit group output from the demultiplexer are mapped to QAM symbols. Reliability is high in the order of A> B> C> D.
  • 55 (b) shows the output order of the demultiplexer when the code rates are 2/5 and 3/5
  • the present invention uses the demux method as shown in FIG. 2 (b) as type 1-2 of 256QAM. Let's do it. That is, in the case of type 1-2, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer receives 5,1,0,7,3, The output is in the order of 6, 4, 2.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, A, A, D, B, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • the demux method as shown in FIG. 55 (c) will be referred to as type 1-3 of 256QAM. That is, in the case of type 1-3, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 7,3,1,6,5, The output is in the order 2,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of D, B, A, D, C, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 55 (d) shows the output order of the demultiplexer when the code rate is 4/5.
  • the demux method as shown in FIG. 55 (d) will be referred to as type 1-4 of 256QAM. That is, in the case of Type 1-4, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 3,2,1,5,7, The output is in the order 6,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of B, B, A, C, D, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • 55 (e) shows the output order of the demultiplexer when the code rate is 1 / 3,2 / 3,3 / 4,5 / 6, and the present invention provides a demux method as shown in FIG. 55 (e).
  • type 1-5 of 256QAM that is, in the case of type 1-5, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 7,3,1,5,2, The output is in the order 6,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of D, B, A, C, B, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 56 shows an example of mapping relationship between input bits and output bits of the demultiplexer according to the demux type of FIG. 55.
  • bits b0, b2, b4, b6 of (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) corresponding to the QAM symbol bits determine the sign and size of the real part.
  • the bit reordering in the demultiplexer allows the symbol mapper to assign the last bit (v7) in one sub-stream to the sign bits (b0,0) of the real part.
  • the fourth bit v4 is assigned to the sign bits b1,0 of the imaginary part.
  • the third, seventh, and sixth bits (v2, v6, v5) are sequentially allocated to the magnitude bits (b2, 0, b4, 0, b6, 0) of the real part, and the second, first, and fourth bits. (v1, v0, v3) are sequentially assigned to the size bits (b3,0, b5,0, b7,0) of the imaginary part.
  • mapping methods of the remaining types namely, type 1-2 to type 1-5, may be referred to the description of type 1-1, detailed description thereof will be omitted.
  • 57 (a) to (c) show other embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • Figure 57 (a) shows the output sequence of the demultiplexer when the code rate is 1/4, 1/3, 2/5, 3/5
  • the present invention is a demux method as shown in (a) of FIG.
  • type 2-1 of 256QAM that is, in the case of type 2-1, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer receives 5,1,3,7,0, The output is in the order of 6, 4, 2.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, A, B, D, A, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • Figure 57 (b) shows the output sequence of the demultiplexer when the code rate is 1/2, 2/3, 4/5
  • the present invention is the type of 256QAM demux method as shown in Figure 57 (b) 2-2. That is, in the case of type 2-2, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer 7,3,1,6,2, The output is in the order 5,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of D, B, A, D, B, C, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 57 (c) shows the output sequence of the demultiplexer when the code rates are 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6, and the present invention is shown in FIG.
  • a demux method such as (c) will be referred to as a type 2-3 of 256QAM. That is, in the case of type 2-3, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 7,3,1,5,2, The output is in the order 6,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of D, B, A, C, B, D, C, and A is obtained from the first bit to the last bit of one LDPC code word.
  • both type 2-1 or type 2-3 demultiplexers may be used.
  • both type 2-2 or type 2-3 demultiplexers can be used.
  • FIG. 58 illustrates an example of mapping relationship between input bits and output bits of the demultiplexer according to the demux type of FIG. 57.
  • bit 5 in the sub-stream (v4) is allocated to the sign bit (b0,0) of the real part through the bit reordering of the demultiplexer.
  • the first bit v1 is assigned to the sign bits b1,0 of the imaginary part.
  • the eighth, seventh, and sixth bits (v7, v6, v5) are sequentially assigned to the magnitude bits (b2, 0, b4, 0, b6, 0) of the real part, and the third, first, and fourth bits.
  • (v2, v0, v3) are sequentially assigned to the size bits (b3, 0, b5, 0, b7, 0) of the imaginary part.
  • mapping methods of the remaining types namely, type 2-2 and type 2-3, may be referred to the description of type 2-1, detailed description thereof will be omitted.
  • 59 (a) to (c) show other embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • FIG. 59 (a) shows the output order of the demultiplexer when the code rates are 2/5 and 3/5
  • the present invention refers to the demux method as shown in FIG. 59 (a) as type 3-1 of 256QAM. Let's do it. That is, in the case of type 3-1, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer receives 5,1,0,7,3, The output is in the order of 6, 4, 2.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, A, A, D, B, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • FIG. 59 (b) shows the output order of the demultiplexer when the code rate is 1/2, and the present invention will be referred to as a type 3-2 of 256QAM as shown in FIG. 59 (b). That is, in the case of type 3-2, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 7,3,1,6,5, The output is in the order 2,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of D, B, A, D, C, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 59 (c) shows the output order of the demultiplexer when the code rates are 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6, and the present invention is shown in FIG.
  • a demux method such as (c) will be referred to as a type 3-3 of 256QAM.
  • Type 3-3 performs demultiplexing in the same manner as type 2-3. Therefore, type 3-3 may be referred to as type 2-3.
  • the number of demultiplexers can be reduced compared to FIG. 2, thereby reducing the complexity of the system.
  • 60 (a) to (c) show embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 64QAM.
  • the modulation format is 64QAM, 6-bit units are mapped to one symbol.
  • FIG. 60 (a) shows the output order of the demultiplexer when the code rates are 2/5 and 3/5
  • the present invention refers to the demux method as shown in FIG. 60 (a) as type 2-1 of 64QAM. Let's do it. That is, in the case of Type 2-1 of 64QAM, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11, the demultiplexer is 5 The output is in the order of 6,1,7,9,11,3,8,10,4,2,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer.
  • FIG. 60 (b) shows the output order of the demultiplexer when the code rate is 1/2.
  • the demux method as shown in FIG. 60 (b) will be referred to as type 2-2 of 64QAM. That is, in the case of Type 2-2 of 64QAM, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11, the demultiplexer is 5 , 11,7,1,8,10,4,9,6,2,3,0
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, C, A, A, B, C, C, B, A, B, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • a demux method such as (c) will be referred to as a type 2-3 of 64QAM. That is, in the case of Type 2-3 of 64QAM, if the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11, the demultiplexer returns 11 The output is in the order of 7,7,3,10,6,2,9,5,1,8,4,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of C, A, B, C, A, B, B, C, A, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • 61 (a) and (b) illustrate embodiments of the output order of the demultiplexer according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 16QAM.
  • FIG. 61 (a) shows the output order of the demultiplexer when the code rate is 1/2.
  • the demux method as shown in FIG. 61 (a) will be referred to as type 2-2 of 16QAM. That is, in the case of type 2-2, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 3,1,5,7,6, Output is in the order 4,2,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of B, A, A, B, B, A, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • 61 (b) shows the output order of the demultiplexer when the code rates are 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6.
  • the demux method as shown in FIG. That is, in the case of type 2-3, when the bit interleaved input bits are input to the demultiplexer in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the demultiplexer uses 7,1,4,2,5, The output is in the order of 3,6,0.
  • the symbol mapper performs symbol mapping in the order output from the demultiplexer. In this case, a reliability array of B, A, A, B, A, B, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • the demux type may vary depending on, for example, a symbol mapping method or a code rate of error correction encoding.
  • different demux types may be used depending on the symbol mapping scheme, code rate, and reliability arrangement illustrated.
  • the bit rearrangement is performed according to the modulation format and the code rate in the demultiplexer, and after the symbol mapping is performed according to the modulation format in the symbol mapper, the transmitted signal acquires the original array of LDPC codewords from the multiplexer of the receiver to obtain an LDPC decoder.
  • the pair-wise cell mappers 605120 and 605220 included in the broadcast signal transmitters according to the first and second embodiments of the present invention described with reference to FIG. 33 pair PLP data and L1-signaling data in an OFDM symbol.
  • the cell mapping structure in the frame will be described.
  • the operation of the pair-wise cell demappers 611120 and 611220 included in the broadcast signal receivers according to the first and second embodiments of the present invention described with reference to FIG. 37 will be described.
  • an effect of maximizing coherence between channels received from different antennas can be obtained.
  • FIG. 62 illustrates a cell mapping structure within a frame according to the present invention.
  • the frame according to the present invention may include a P1 symbol region 635100, a P2 symbol region 635200, and a data symbol region 635300. Although not shown, the frame according to the present invention may further include the AP1 symbol described with reference to FIG. 3.
  • the vertical axis of the frame represents the frequency domain and the horizontal axis represents the time domain. Each area is described below.
  • the P1 symbol region 635100 may be located at the start of a frame and transmit P1 signaling information.
  • the P2 symbol region 635200 may be located immediately after the P1 symbol in a frame and may transmit L1-pre signaling data or type 1 PLP data.
  • the P2 symbol region 635200 may include a plurality of P2 symbols, and the plurality of P2 symbols may have the same FFT size and guard interval as the data symbols. In addition, the number of P2 symbols is determined by the FFT size.
  • the P1 symbol region 635100 and the P2 symbol region 635200 may be referred to as a preamble.
  • the P1 symbol region 635100, the P2 symbol region 635200, and the common PLP data region may be collectively referred to as a preamble, which may be changed according to a designer's intention.
  • the data symbol region 635300 may be positioned after the P2 symbol region 635200 in the frame and may include a plurality of data symbols.
  • the plurality of data symbols may carry L1-post signaling data, type 1 PLP data, type 2 PLP data, auxiliary stream, and dummy data. Accordingly, type 1 PLP data may be transmitted through the P2 symbol region 635200 and the data symbol region 635300, and type 2 PLP data may be transmitted only through the data symbol region 635300.
  • the pair-wise cell mapper stores PLP data and L1-signaling data input through a plurality of paths to subcarriers of OFDM symbols in a frame. You can map cell by cell.
  • the pair-wise cell mapper may perform mapping by grouping two consecutive input cells into a pair and processing them as one mapping unit.
  • two consecutive cells 635211 including L1-pre signaling data may be mapped in the P2 symbol 635210 in one mapping unit.
  • two consecutive cells 635212 including Type 1 PLP data may be mapped in the same P2 symbol 635210 in one mapping unit.
  • the L1-post signaling data may be mapped in a spread form to obtain frequency diversity gain when viewed in the frequency domain that is the vertical axis.
  • two consecutive cells 635311 including the L1-post signaling data may be mapped to the data symbol 635310 in one mapping unit.
  • the mapping method of the pair-wise cell mapper according to the present invention does not mutually influence the spreading method of the L1-post signaling data.
  • the pair-wise cell mapper may map two or more consecutive even cells in one mapping unit, and the broadcast signal transmitter may transmit signaling information related thereto.
  • the pair-wise cell demapper included in the broadcast signal receivers according to the first and second embodiments of the present invention described with reference to FIG. 37 receives the frame shown in FIG. 62 and L1 in the P2 symbol region 635200.
  • Two consecutive cells 635210 that transmit pre-signaling data may be processed and extracted in one demapping unit.
  • two consecutive cells 635310 that transmit L1-post signaling data spread and mapped in the data symbol region 635300 may be processed and extracted as one demapping unit.
  • the extracted signaling information is output to the signaling decoder.
  • the pair-wise cell demapper may process and extract two consecutive cells 635212 that transmit PLP data corresponding to a service selected by the user in one demapping unit, and output the same to a decoder.
  • FIG. 63 is a diagram illustrating an embodiment of an intra-frame cell mapping structure according to the first and second embodiments of the present invention.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitters according to the first and second embodiments of the present invention may independently perform MISO / MIMO encoding for each PLP data.
  • the cell mapper of the broadcast signal transmitters according to the first and second embodiments of the present invention stores MISO encoded MISO PLP data, L1-signaling data, and MIMO encoded MIMO PLP data in a frame.
  • the subcarrier of the OFDM symbol may be mapped in units of cells. In this case, two consecutive cells may be bundled and mapped into one pair according to a designer's intention.
  • the frame according to the present invention may include a P1 symbol region 638100, an AP1 symbol region 638200, a P2 symbol region 638300, and a data symbol region 638400.
  • the vertical axis of the frame refers to the frequency domain and the horizontal axis refers to the time domain.
  • the P1 symbol region 638100 is located at the start of a frame and can transmit P1 signaling information.
  • the AP1 symbol region 638200 is located after the P1 symbol region 638100 in the frame and may transmit AP1 signaling information. That is, the P1 symbol and the AP1 symbol may be transmitted continuously in the frame. In addition, the P1 symbol and the AP1 symbol may be transmitted discontinuously in one frame.
  • the P2 symbol region 638300 may be located immediately after the AP1 symbol region 638200 in a frame, and may transmit MISO encoded L1-signaling data.
  • the L1-signaling data may include L1-pre signaling data and L1-post signaling data.
  • the L1-pre signaling data may include information necessary for decoding the L1-post signaling information, and the L1-post signaling information may include information necessary for recovering data transmitted from the transmitter at the receiver.
  • the P2 symbol region 638200 may include a plurality of P2 symbols, and the plurality of P2 symbols may have the same FFT size and guard interval as the data symbols.
  • the number of P2 symbols is determined by the FFT size.
  • the P1 symbol region 638100, the AP1 symbol region 638200, and the P2 symbol region 638300 may be referred to as a preamble.
  • the data symbol region 638400 may transmit PLP data and signaling data, and may be located after the P2 symbol region 638300 in a frame.
  • the data symbol region 638400 may include a common PLP region 638500, an L1-signaling region 638600, a MISO PLP region 638700, and a MIMO PLP region 638800.
  • each area will be described in detail.
  • the common PLP region 638500 may transmit MISO encoded common PLP data. Since the common PLP data is the same as described with reference to FIG. 3, a detailed description thereof will be omitted.
  • the L1-signaling region 638600 may transmit MISO encoded L1-signaling data.
  • the L1-signaling data may include information about a current frame or information about a next frame to be transmitted in the future, and may be spread and mapped to all OFDM symbols in the data area 638400.
  • full time diversity gain can be obtained in the time domain.
  • the MISO PLP region 638700 may transmit MISO encoded MISO PLP data.
  • the MISO PLP region 638700 may include a first MISO PLP region 638710 for transmitting Type 1 MISO PLP data transmitted by one sub-slice per frame and Type 2 MISO PLP data and auxiliary streams transmitted by a plurality of sub-slices. And a second MISO PLP region 638720 for transmitting dummy data.
  • the MIMO PLP region 638800 may transmit MIMO encoded MIMO PLP data.
  • the MIMO PLP region 638800 includes a first MIMO PLP region 638810 for transmitting Type 1 MIMO PLP data transmitted by one sub-slice per frame, and type 2 MIMO PLP data and auxiliary streams transmitted by a plurality of sub-slices. And a second MIMO PLP region 638820 for transmitting dummy data.
  • the MISO PLP data and the MIMO PLP data are transmitted through the MISO PLP region 638700 and the MIMO PLP region 638800, respectively, within one OFDM symbol interval, limited frequency diversity gain is obtained. You can get it.
  • the cell demapper of the broadcast signal receivers extracts L1-signaling information for the current frame from the P2 symbol region 638300 in the frame.
  • the L1-signaling information of the next frame to be received in the future may be extracted from the L1-signaling area 638600 of the data symbol area 638400 and output to the BICM decoder.
  • the cell demapper may extract the corresponding PLP data transmitting the service data selected by the user from the data symbol region 638400 and output the extracted PLP data to the BICM decoder.
  • the common PLP data may be extracted from the common PLP region 638500 and output together with the BICM decoder.
  • 64 is a view showing an embodiment of an intra-frame cell mapping structure according to the third and fourth embodiments of the present invention.
  • the OFDM generator of the broadcast signal transmitter performs MISO PLP data to perform MISO processing, MISO encoding to signaling data, and MIMO PLP data to perform MIMO processing.
  • MIMO encoding may be performed on.
  • the BICM encoder of the broadcast signal transmitter performs MIMO encoding on MIMO PLP data to perform MIMO processing and outputs the MIMO encoding, as described with reference to FIG. 47.
  • the OFDM generator may perform MISO encoding on MISO PLP data and signaling data to perform MISO processing.
  • the cell mapper may perform MISO PLP data and signaling data to be subjected to MISO encoding according to the third embodiment, MIMO PLP data to be subjected to MIMO encoding, or MISO PLP data and L1-signaling to be performed according to the fourth embodiment.
  • Data and MIMO-encoded MIMO PLP data may be mapped on a cell basis to a subcarrier of an OFDM symbol in a frame.
  • the OFDM generator may perform MISO / MIMO encoding in units of OFDM symbols, the cell mapper does not map MISO PLP data and MIMO PLP data in one OFDM symbol together.
  • the frame according to the present invention may include a P1 symbol region 640100, an AP1 symbol region 640200, a P2 symbol region 640300, and a data symbol region 640400.
  • the vertical axis of the frame refers to the frequency domain and the horizontal axis refers to the time domain.
  • a description of the same region as that described in FIG. 63 will be omitted.
  • the data symbol region 640400 may include a MISO PLP region and a MIMO PLP region.
  • the MISO PLP region may transmit data on which MISO processing is to be performed, that is, L1-signaling data, common PLP data, and MISO PLP data.
  • the MISO PLP region may include a first MISO PLP region 640510, a plurality of second MISO PLP regions 640520-1-2, and a plurality of third MISO PLP regions 640530-1-3.
  • the first MISO PLP region 640510 may transmit L1-signaling data and common PLP data to be MISO encoded.
  • the first MISO PLP region 640510 may be mapped in a frame by mixing with the mapped MIMO PLP region according to a predetermined interval.
  • the plurality of second MISO PLP regions 640520-1 to 2 may transmit L1-signaling data to be MISO encoded and Type 1 MISO PLP data transmitted by one sub-slice per frame.
  • the plurality of second MISO PLP regions 640520-1 to 2 may be mixed in the frame with the MIMO PLP region at predetermined intervals.
  • the plurality of third MISO PLP regions 640530-1 to 3 may transmit L1-signaling data to be MISO encoded and Type 2 MISO PLP data transmitted by a plurality of sub slices, and together with auxiliary stream and dummy data, if necessary Can transmit
  • the plurality of third MISO PLP regions 640530-1 to 3 may be mixed with the MIMO PLP region and mapped in the frame at predetermined intervals.
  • the MIMO PLP region may transmit MIMO processing data, that is, MIMO PLP data to be MIMO encoded in an OFDM generator according to the third embodiment of the present invention, or MIMO PLP data MIMO encoded in the BICM encoder according to the fourth embodiment. have.
  • the MIMO PLP region may include a plurality of first regions 640610-1 to 3 and a plurality of second MIMO PLP regions 640620-1 to 2.
  • the plurality of first MIMO PLP regions 640610-1 to 3 may transmit Type 1 MIMO PLP data transmitted by one sub-slice per frame.
  • the plurality of first MIMO PLP regions 640610-1 to 3 may be mixed in the frame with the MISO PLP region at predetermined intervals.
  • the plurality of second MIMO PLP regions 640620-1 to 2 may transmit type 2 MIMO PLP data transmitted by a plurality of sub slices, and if necessary, may transmit auxiliary stream and dummy data together.
  • the plurality of second MIMO PLP regions 640620-1 to 2 may be mixed in the frame with the MISO PLP region at predetermined intervals.
  • the data to be MISO PLP processing and the data to be MIMO processing is transmitted through all frequency cells in one OFDM symbol interval in the MISO PLP or MIMO PLP region, respectively, frequency domain
  • the full frequency diversity gain of the phase can be obtained.
  • the time domain of the frame according to the present invention since the MISO PLP region and the MIMO PLP region are mixed and transmitted by a predetermined interval, a larger time than when the MISO PLP region and the MIMO PLP region are not mixed and each region is simply separated and transmitted. The time diversity gain on the domain can be obtained.
  • the distance between MISO PLP regions may be represented by the number of OFDM symbols, and information about this may be transmitted to a receiver through L1-signaling data.
  • the cell demapper of the broadcast signal receivers extracts L1-signaling information for the current frame from the P2 symbol region 640300 in the frame.
  • the L1-signaling information of the next frame to be received in the future may be extracted from the MISO PLP region of the data symbol region 640400 and output to the BICM decoder.
  • the cell demapper may extract the corresponding PLP data transmitting the service data selected by the user from the data symbol region 640400 and output the same to the decoder.
  • the MISO PLP region and MIMO PLP included in the L1-signaling information may be output.
  • the PLP data may be extracted using information about the region.
  • the common PLP data may be extracted from the common PLP region 640510-2, and output together with the corresponding PLP data to the BICM decoder.
  • the PLP data includes PLP data processed by the MIMO method and PLP data processed by the MISO method.
  • the signaling information may include information described with reference to FIGS. 6 to 8 and 25 to 28.
  • the following broadcast signal may include frames having the above-described structure.
  • 65 is a view showing a broadcast signal receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiver MISO-decodes the received broadcast signal and outputs signaling information included in the broadcast signal (S72010).
  • the broadcast signal received by the broadcast signal receiver may include a plurality of frames.
  • a frame according to an embodiment of the present invention may include a preamble region and a data region.
  • the preamble region may include a P1 symbol and a P2 symbol
  • the data region may include a plurality of data symbols.
  • the present invention may additionally allocate a preamble symbol (AP1 symbol) to the preamble region.
  • AP1 symbol preamble symbol
  • the preamble region of the frame according to the present invention may include a P1 symbol, one or more AP1 symbols, and one or more P2 symbols.
  • the data area may include a plurality of data symbols (or data OFDM symbols).
  • the P2 symbol is optional, and whether to insert the P2 symbol may be signaled in the AP1 signaling information transmitted through the AP1 symbol.
  • the P1 symbol may transmit P1 signaling information related to a transmission type and a basic transmission parameter, and the receiver may detect a frame using the P1 symbol.
  • the L1 signaling information may include L1-pre signaling information and L1-post signaling information
  • the common PLP may include network information such as network information table (NIT) or PLP information and service description table (SDT) or event information table. Service information, such as).
  • NIT network information table
  • SDT service description table
  • Service information such as
  • the plurality of data symbols located after the P2 symbol may include a plurality of PLP data.
  • the broadcast signal receiver may obtain signaling information included in a frame by OFDM demodulation, MISO decoding, frame parsing, and BICM decoding.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for receiving and decoding the L1-post signaling information
  • the L1-post signaling information may be a parameter necessary for the receiver to encode PLP data. Can include them. Since PLP data means data that can be identified in the physical layer, the broadcast signal receiver may selectively process PLP data including a desired service by using the obtained L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the broadcast signal receiver OFDM demodulates PLP data included in the broadcast signal using the signaling information (S72020).
  • the broadcast signal receiver may demodulate PLP data using an OFDM demodulator as described with reference to FIG. 49.
  • the broadcast signal receiver may receive broadcast signals through a plurality of antennas.
  • the broadcast signal receiver may OFDM demodulate the PLP data received by the first antenna using the first OFDM demodulating block and the PLP data received by the second antenna using the second OFDM demodulating block.
  • the OFDM demodulator may extract the preamble symbol from the preamble region of the frame.
  • the additional preamble symbol may be referred to as an AP1 symbol (Additional Preamble symbol).
  • the invention can also extract one or more AP1 symbols from a frame to improve the detection performance of the signal at very low SNR or time-selective fading conditions. Information included in the AP1 symbol is as described with reference to FIG. 25.
  • the AP1 symbol may be extracted between the P1 symbol and the first P2 symbol in the preamble region of the frame. That is, the P1 symbol and the AP1 symbol may be continuously received in the frame. In addition, the P1 symbol and the AP1 symbol may be received discontinuously in one frame.
  • the AP1 symbol detection module included in the OFDM demodulator may detect an AP1 symbol (Additional Preamble symbol) at a rear end of the P1 symbol.
  • the broadcast signal receiver performs MIMO decoding or MISO decoding on the PLP data using the signaling information (S72030).
  • the broadcast signal receiver performs MIMO decoding or MISO decoding of the PLP data using the MIMO / MISO decoder as described with reference to FIG. 49.
  • the broadcast signal receiver may perform MISO decoding or MIMO decoding according to whether the PLP data is MISO data or MIMO data using signaling information.
  • the broadcast signal receiver may use the MIMO matrix described with reference to FIGS. 12 to 21.
  • the broadcast signal receiver may cell demap the PLP data using the signaling information to parse the frame (S72040).
  • the broadcast signal receiver may cell demap the PLP data using the frame demapper to parse the frame.
  • the broadcast signal receiver processes the PLP data of the first path processed in the first OFDM demodulating block using the first frame demapping block, and processes the PLP data of the first path processed in the second OFDM demodulating block using the second frame demapping block.
  • the PLP data of the second path may be frame parsed, respectively.
  • the frame demapper may output the MIMO PLP data and the MISO PLP data by identifying whether the PLP data is the MIMO data or the MISO data using the signaling information.
  • the broadcast signal receiver bit deinterleaves and FEC decodes the PLP data using the signaling information (S72050).
  • the broadcast signal receiver bit deinterleaves and FEC decodes the PLP data using the BICM decoder as described with reference to FIG. 51. That is, the broadcast signal receiver may BICM decode the PLP data of the MISO method using the first BICM decoding block and BICM decode the PLP data of the MIMO method using the second BICM decoding block.
  • the present invention may be applied in whole or in part to a digital broadcasting system.

Landscapes

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Abstract

방송 신호 수신기가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는, 방송 신호에 포함된 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 OFDM 복조하는 OFDM 디모듈레이터; 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩하는 MIMO/MISO 디코더; 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 셀 디매핑하여 프레임을 파싱하는 프레임 디매퍼; 및 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩하는 BICM 디코더를 포함하며, 상기 OFDM 디모듈레이터는 상기 방송 신호에 포함된 추가적인 프리앰블 심볼을 검출하는 추가적인 프리앰블 검출 모듈을 포함한다.

Description

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
본 발명은 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 데이터 전송 효율을 높이면서 종래의 방송 신호 송수신기와 호환될 수 있는 방송 신호를 송수신할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 그의 송/수신 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호의 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 전송할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
본 발명은 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 상술한 목적을 달성함과 동시에 종래의 방송 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공하고자 한다.
상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는, 방송 신호에 포함된 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 OFDM 복조하는 OFDM 디모듈레이터; 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩하는 MIMO/MISO 디코더; 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 셀 디매핑하여 프레임을 파싱하는 프레임 디매퍼; 및 상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩하는 BICM 디코더를 포함하며, 상기 OFDM 디모듈레이터는 상기 방송 신호에 포함된 추가적인 프리앰블 심볼을 검출하는 추가적인 프리앰블 검출 모듈을 포함한다.
본 발명에 따르면 디지털 방송 시스템에 있어서 MIMO 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강인성(Robustness)를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 프로세싱에 의해 다양한 방송 환경에서도 수신기에서 MIMO 수신 신호들을 효율적으로 복구할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 시스템을 사용하면서도 종래의 송수신 시스템을 최대한 사용함으로써 호환성을 확보할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 5의 A 및 B는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 15는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 16은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 25의 A 및 B는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 시그널링 정보 및 AP1 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 27은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 28은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 다이나믹 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 32는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 33은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 34는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 35는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 36은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 37은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 38은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 39는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 41은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 44는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 45는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 46은 도 45에 도시된 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더의 또 다른 실시예를 나타낸 도면이다.
도 47은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 48은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 49는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 50은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 51은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 52은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 53은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 54는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 또 다른 실시예를 나타낸 도면이다.
도 55의 (a) 내지 (e)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다.
도 56은 도 55의 디먹스 타입에 따라 디멀티플렉서의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
도 57의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 58은 도 57의 디먹스 타입에 따라 디멀티플렉서의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
도 59의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 또 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 60의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 64QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다.
도 61의 (a),(b)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 16QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다.
도 62는 본 발명에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조를 나타낸 도면이다.
도 63은 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 64는 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 65는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다.
본 명세서에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도, 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 명세서에서 사용되는 용어는, 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 아닌 실질적인 의미와 본 명세서의 전반에 걸친 내용을 토대로 해석되어야 함을 밝혀두고자 한다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 단일 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(SISO; Single-Input Single-Output), 단일 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(SIMO; Single-Input Multi-Output) 다중 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(MISO; Multi-Input Sinle-Output), 다중 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(MIMO; Multi-Input Multi-Output)으로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
SISO 방식은 1개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 일반적인 방송 시스템을 나타낸다. SIMO 방식은 1개의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하는 방송 시스템을 나타낸다.
MISO 방식은 복수의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방송 시스템을 나타내며, 일 예로서 알라모우티(Alamouti) 방식 등을 나타낸다. MISO 방식은 1개의 안테나로 데이터를 성능 손실(performance loss) 없이 수신할 수 있는 방식을 일컫는다. 수신 시스템에서 성능 향상을 위해 복수의 수신 안테나로 동일한 데이터를 수신할 수 있지만, 이러한 경우에도 본 명세서에서는 이를 MISO의 범위에 포함하여 설명하도록 한다.
MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 전송 채널의 특성에 의존하는데, 특히 독립적 채널 환경들을 가진 시스템에서 그 효율이 높아진다. 즉, 송신단의 각 안테나에서 수신단의 각 안테나까지 이르는 각 채널들이 서로 상관성이 없는 독립적인 채널일수록 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 좋아질 수 있으나, LOS (line-of-sight) 환경처럼 각 송수신 안테나간 채널들의 상호 상관성이 매우 높은 채널 환경에서는 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능이 급격히 떨어지거나 또는 동작 자체가 불가능한 경우가 발생할 수도 있다.
또한, SISO(Single-Input Single-Output) 및 MISO 방식을 사용하던 방송 시스템에 MIMO 방식을 적용하는 경우, 데이터 전송 효율을 높일 수 있으나 상술한 문제점 외에도 단일 안테나를 갖는 수신기에서도 서비스를 수신할 수 있도록 호환성을 유지해야 하는 과제가 존재한다. 따라서 본 발명에서는 이하에서 이러한 현존하는 문제점 및 과제들을 해결할 수 있는 방법을 제시하도록 한다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호) 예컨대 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 위한 방송 신호 송수신기 및 송수신방법을 제시할 수 있다.
이를 위해, 본 발명에서는 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 기본 비디오 컴포넌트와, 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 확장 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있는 확장성(scalability))을 갖는 비디오 코딩 방법을 사용할 수 있다. 본 발명에서는 확장성을 갖는 비디오 코딩 방법으로 SVC을 설명하나, 이외의 임의의 비디오 코딩 방법을 적용할 수 있다. 이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 인풋 프리-프로세서(101100), 인풋 프로세서101200), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation)인코더(101300), 프레임 빌더(101400), OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) 제너레이터(또는 송신부)(101500)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE (General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림)을 입력 받을 수 있다.
인풋 프리-프로세서(101100)는 입력 스트림 즉, 복수의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE 스트림에 대해 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위로 복수의 PLP(physical layer pipe)를 생성할 수 있다.
PLP는 피지컬 레이어에서 식별이 되는 데이터의 단위로, PLP별로 동일한 전송 경로에서 데이터가 가공된다. 즉, PLP는 전송 경로에서 처리되는 피지컬 레이어의 속성이 동일한 데이터로서, 프레임 내의 셀 단위로 매핑될 수 있다. 또한 PLP는 하나 또는 복수의 서비스를 전달(carry)하는 피지컬 레이어 TDM(Time Division Multiplex) 채널로 볼 수 있다. 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는, 피지컬 레이어에서 식별 가능한 스트림의 단위를 PLP라고 호칭한다.
이후 인풋 프로세서(101200)은 생성된 복수의 PLP를 포함하는 BB(Base Band) 프레임을 생성할 수 있다. 또한 BICM 모듈(101300)은 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 BB 프레임에 리던던시(redundancy)를 추가하고 BB 프레임에 포함된 PLP 데이터를 인터리빙할 수 있다.
프레임 빌더(101400)는 복수의 PLP를 프레임에 매핑하고, 시그널링 정보를 추가하여 프레임 구조를 완성할 수 있다. OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 빌더로부터 입력 데이터를 OFDM 복조하여 복수의 안테나를 통해 전송될 수 있는 복수의 경로로 분리하여 출력할 수 있다. 각 블록에 대한 구체적인 설명은 후술하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신기는 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 디맵퍼(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(107400)를 포함할 수 있다. OFDM 디모듈레이터(또는 OFDM 복조부 또는 수신부)(107100)는 복수개의 수신 안테나로 수신된 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다. 프레임 디맵퍼(107200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력할 수 있다. BICM 디코더(107300)는 전송 채널에 의해서 발생한 에러를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(107400)는 출력 TS 혹은 GS 스트림을 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행할 수 있다. 이때, 입력 안테나 신호는 듀얼 극성 신호를 입력받을 수 있으며 출력 TS 혹은 GS 스트림은 한 개 혹은 복수개의 스트림들이 출력될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 3에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 전송하고, P2 심볼은 L1- 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
이 경우, 본 발명에서는 프리앰블 영역에 추가적으로 프리앰블 심볼을 할당할 수 있다. 이와 같은 추가의 프리앰블 심볼을 AP1 (Additional Preable 1)심볼이라 하기로 하며, 본 발명은 매우 낮은 SNR 또는 시간-선택적인 페이딩 조건들에서 모바일 방송 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 프레임에 하나 이상의 AP1 심볼을 추가하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. AP1 심볼에 의해 전송되는 AP1 시그널링 정보는 추가적인 전송 파라미터를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 해당 프레임에 삽입되는 파일럿 패턴 정보를 포함할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 P2 심볼이 전송되지 않고, 데이터 영역의 데이터 심볼들에 L1 시그널링 정보가 스프레딩되어 있는 경우 AP1 시그널링 정보를 이용하여 데이터 영역의 L1 시그널링 정보를 디코딩하기 전에 파일럿 패턴을 알 수 있다.
또한 프레임의 데이터 영역에 L1-시그널링 정보가 스프레딩 되는 경우, 본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 방송 신호 수신기가 프레임의 데이터 영역에 스프레드된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 더 포함할 수 있다.따라서 본 발명에 따른 프레임의 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 AP1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼을 포함할 수 있다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들로 구성된다. P2 심볼은 선택적이며, P2 심볼의 삽입 여부는 AP1 심볼을 통해 전송되는 AP1 시그널링 정보에 시그널링하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터(101500) 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입한다. 다른 실시예로, P1 삽입 모듈 후단에 AP1 삽입 모듈을 추가하고, AP1 삽입 모듈에서 AP1 심볼을 삽입할 수도 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼은 전송 타입 및 베이직 전송 파라미터에 관련된 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 프레임을 검출할 수 있다. P2 심볼은 복수개가 될 수 있으며, L1 시그널링 정보 및 커먼 PLP와 같은 시그널링 정보를 운반할 수 있다. L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, 커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. 본 발명의 프리앰블은 설계자의 의도에 따라 P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보 및 L1- 포스트 시그널링 정보만을 포함할 수 있고, P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보, L1- 포스트 시그널링 정보 및 커먼 PLP를 전부 포함할 수 있다. P2 심볼 후단에 위치한 복수의 데이터 심볼은 복수의 PLP 데이터를 포함할 수 있다. 복수의 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 본 발명에서는 PSI/SI 정보를 전송하는 PLP를 베이스 PLP라 호칭할 수 있다. PLP는 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 PLP를 포함할 수 있다. 또한 복수의 PLP는 하나의 서비스를 전송할 수 있고, 하나의 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들을 전송할 수도 있다. 만약 PLP가 서비스 컴포넌트를 전송하는 경우, 전송측은 서비스 컴포넌트를 전송하는 PLP임을 지시하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 기본적인 데이터 외에 추가적인 데이터(또는 인핸스드 방송 신호)를 특정 PLP를 통해 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이 경우 전송측은 상술한 P1 심볼의 시그널링 정보를 통해 현재 전송되는 신호 또는 시스템을 정의할 수 있을 것이다. 이하에서는 추가적인 데이터가 비디오 데이터의 경우를 설명한다. 즉, 도 3에 도시된 바와 같이 프레임의 타입 2 PLP인 PLP M1(112100)과 PLP (M1+M2)(112200)은 추가적인 비디오 데이터를 포함하여 전송할 수 있다. 또한 본 발명에서는 이와 같이 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임이라 호칭할 수 있으며, 기본적인 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임(또는 기본 프레임)이라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 설계자의 의도에 따라 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있을 뿐만 아니라 종래 지상파 방송 시스템과는 다른 새로운 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임이라 호칭할 수도 있다. 이 경우 종래 지상파 방송을 전송하는 프레임을 지상파 방송 프레임이라 호칭할 수 있으며 추가 프레임은 새로운 방송 시스템과 관련된 기본적인 데이터 또는 추가적인 데이터를 전송할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 4에서는 상술한 추가적인 비디오 데이터를 전송하기 위하여 FEF(Future extension frame)를 사용하는 경우를 나타내고 있다. 본 발명에서는 기본적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임이라 호칭하고, 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 FEF를 추가 프레임이라 호칭할 수 있다.
도 4는 기본 프레임과 추가 프레임이 멀티플렉싱된 수퍼 프레임(113100, 113200) 구조를 나타내고 있다. 수퍼 프레임(11310)에 포함된 프레임 중 표시 되지 않은 프레임(113100-1~n)은 기본 프레임이며, 표시된 프레임(113110-1~2)은 추가 프레임이다.
도 4의 A는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 N:1인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113120-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113120-2)을 수신하는데 걸리는 시간은 n개의 기본 프레임 정도에 해당할 수 있다.
도 4의 B는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 1:1인 경우를 나타낸 도면이다. 이 경우, 수퍼 프레임(113200) 내에서 추가 프레임의 비율이 최대가 될 수 있으므로, 추가 프레임은 기본 프레임과의 공유성을 극대화시키기 위하여 기본 프레임과 매우 유사한 구조를 가질 수도 있다. 또한 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113210-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113210-1)을 수신하는데 걸리는 시간은 1개의 기본 프레임(113220) 정도에 해당하므로, 도 4의 A에 도시된 경우보다 주기가 짧다.
도 5의 A 및 B는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이 기본 프레임 구별되는 추가 프레임을 통해 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 경우, 수신기에서 추가 프레임을 식별하고 처리할 수 있도록 별도의 시그널링 정보를 전송해야 한다. 본 발명의 추가 프레임은 이와 같이 별도의 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 포함할 수 있으며, 이를 new_system_P1 심볼이라 호칭할 수 있다. 이는 기존 프레임에서 사용되던 P1 심볼과 다를 수 있으며, 복수개가 될 수 있다. 이때 new_system_P1 심볼은 프레임의 프리앰블 영역 내 첫 번째 P2 심볼 전단에 위치하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
또한 본 발명에서는 new_system_P1 심볼을 생성하기 위하여 기존의 프레임의 P1 심볼을 수정하여 사용할 수 있다. 이를 위하여 본 발명에서는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성하거나, 심볼을 생성하는 심볼 제너레이션부(114100)을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성하는 방법을 제시한다.
도 5의 A는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 A에 도시된 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, 기존 P1 심볼의 prefix와 postfix를 위한 주파수 변위값(f_SH)을 변형시키거나 P1 심볼의 길이(T_P1C나 T_P1B의 크기)를 바꿔서 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 단, P1 심볼 구조를 수정하여 new_system_P1심볼을 생성하는 경우, P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(f_SH, T_P1C, T_P1B의 크기)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 5의 B는 P1 심볼을 생성하는 P1 심볼 제너레이션부를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 B에 도시된 P1 심볼 제너레이션부를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, P1 심볼 제너레이션부에 포함된 CDS 테이블 모듈(114110), MSS 모듈(114120) 및 C-A-B 스트럭쳐 모듈(114130)으로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어 CDS 테이블 모듈(114110)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등) 또는 P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(MSS 모듈(114120)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법 등)등을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다.
또한 도 3에서 설명한 본 발명의 AP1 심볼은 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1-프리 시그널링 정보에 포함되는 테이블을 나타낸 도면이다. L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 이하 테이블에 포함되는 각 필드들을 살펴본다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
TYPE 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 인풋 스트림의 타입이 TS인지 GS인지를 지시할 수 있다.
BWT_EXT 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, OFDM 심볼의 대역폭 확장 (bandwidth extension) 여부를 지시할 수 있다.
S1 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 전송 시스템이 MISO인지 SISO인지 또는 MIMO 인지를 지시할 수 있다.
S2 필드는 4 비트의 크기를 가지는 필드로, FFT 사이즈를 지시할 수 있다.
L1_REPETITION_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, P2 심볼에 현재 프레임과 관련된 L1-포스트 시그널링 정보가 시그널링되어 있는지 여부를 지시할 수 있다. 만약 다음 프레임에 대한 L1 시그널링 정보가 현재 프레임의 데이터 심볼들에 스프레딩 되어 전송된다면, L1_REPETITION_FLAG 필드는 다음 프레임에 대한 L1 시그널링 정보가 현재 프레임에 스프레드되었는지 여부를 지시할 수 있다. 예를 들어, L1_REPETITION_FLAG 필드가 1이면 다음 프레임에 대한 L1 시그널링 정보가 현재 프레임에 스프레딩되었음을 나타내고, 0이면 스프레딩되어 있지 않음을 나타낸다.
GUARD_INTERVAL 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 프레임의 가드 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
PAPR 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, PAPR 리덕션(Peak-to-Average Power Ratio reduction)의 방식을 지시할 수 있다. 본 발명에서 사용되는 PAPR 방식으로는 본 발명에서는 PAPR 방식으로, ACE(Active constellation extension)방식이나 TR(tone reservation)방식을 일 실시예로 할 수 있다.
L1_MOD 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다.
L1_COD 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
L1_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
L1_POST_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, 부호화(coded) 및 변조(modulated)된 L1-포스트 시그널링 정보의 크기를 지시할 수 있다.
L1_POST_INFO_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 정보 영역의 크기를 지시할 수 있다.
PILOT_PATTERN 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 프레임의 파일럿 삽입 패턴을 지시할 수 있다.
TX_ID_AVAILABILITY 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 지리적인 셀의 범위 내에서 전송 장치 식별 능력을 지시할 수 있다.
CELL_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 모바일 방송을 위한 네트워크 내 지리적 셀을 식별하는 셀 식별자를 지시할 수 있다.
NETWORK_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 네트워크 식별자를 지시할 수 있다.
SYSTEM_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 시스템 식별자를 지시할 수 있다.
NUM_FRAMES 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 하나의 수퍼 프레임에 포함된 추가적인 프레임, 즉 추가적인 데이터 또는 종래 지상파 방송 시스템과는 다른 새로운 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 12비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 프레임에서 P1, AP1, P2 심볼을 제외한 데이터 심볼들의 개수를 지시할 수 있다.
REGEN_FLAG 필드는3 비트의 크기를 가지는 필드로, 리피터에 의해 신호 재생산의 횟수를 지시할 수 있다.
L1_POST_EXTENSION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 익스텐션 블록의 존재 여부를 지시할 수 있다.
NUM_RF 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 시스템에서 RF 밴드의 개수를 지시할 수 있다.
CURRENT_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용하기 위한 필드이다.
CRC-32 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, L1-프리 시그널링 정보의 CRC 에러 추출 코드를 지시할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP 데이터를 부호화하기 위해 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다.
L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block), 다이내믹 블록(dynamic block), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
컨피규러블 블록은 하나의 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있고, 다이내믹 블록은 현재 전송되고 있는 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다.
익스텐션 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 확장되는 경우 사용될 수 있는 블록이며, CRC 블록은 L1-포스트 시그널링 정보의 에러정정을 위해 사용되는 정보들을 포함할 수 있으며 32비트 크기를 가질 수 있다. 또한 패딩 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 여러 개의 인코딩 블록들에 나뉘어 전송되는 경우, 각 인코딩 블록에 포함되는 정보의 크기를 동일하게 맞추기 위해 사용될 수 있으며 그 크기는 가변적이다.
도 7에 도시된 테이블은 컨피규러블 블록에 포함되는 테이블로, 테이블에 포함된 필드들은 다음과 같다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
SUB_SLICES_PER_FRAME 필드는 15비트의 크기를 가지는 필드로, 프레임에 포함되는 서브 슬라이스의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_PLP 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 수퍼 프레임에 포함된 PLP의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_AUX 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림(auxiliary stream)의 개수를 지시할 수 있다.
AUX_CONFIG_RFU 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 영역이다.
이하는 현재 시스템의 RF 개수(NUM_RF 필드 값-1)만큼 반복되는 for’ 루프(이하, 주파수 루프라 함)에 포함된 필드들에 대한 설명이다. NUM_RF 필드는 L1-프리 시그널링 정보에 시그널링될 수 있다.
RF_IDX 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 각 주파수의 인덱스를 지시할 수 있다.
FREQUENCY 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 중심 주파수를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용되는 필드들이다.
FEF_TYPE 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, FEF(Future extension frame)타입을 지시하기 위해 사용될 수 있다.
FEF_LENGTH 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, FEF의 길이를 지시할 수 있다.
FEF_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, FEF 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 현재 수퍼 프레임 내 PLP의 개수(NUM_PLP 필드 값-1)만큼 반복되는 for’ 루프(이하, PLP 루프라 함)에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_TYPE 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP가 커먼 PLP 인지 일반적인 데이터를 포함하는 Type1 데이터 PLP인지, Type2 데이터 PLP인지 여부를 지시할 수 있다.
PLP_PAYLOAD_TYPE 필드는 5비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 페이로드의 타입을 지시할 수 있다. 즉, PLP의 페이로드에 포함되는 데이터는 GFPS, GCS, GSE, TS, IP 등이 될 수 있으며, 이러한 식별은 PLP_PAYLOAD_TYPE 필드를 이용한다.
FF_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 고정된 주파수 플래그(fixed frequency flag)를 지시할 수 있다.
FIRST_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP의 첫번째 프레임의 RF 인덱스를 지시할 수 있다.
FIRST_FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임 내 현재 PLP의 첫번째 프레임의 프레임 인덱스를 지시할 수 있다.
PLP_GROUP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 그룹을 식별하기 위해 사용될 수 있다. 본 발명에서는 PLP 그룹을 LLP(Link-Layer-Pipe)라 호칭할 수 있으며 PLP_GROUP_ID 필드를 LLP_ID 필드로 호칭하는 것을 일 실시예로 한다.
PLP_COD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
PLP_MOD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다. 본 발명에서는 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM 중 어느 하나의 변조 포맷이 사용될 수 있다.
PLP_ROTATION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 성상도 로테이션 및 재매핑의 수행여부를 지시할 수 있다.
PLP_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS_MAX 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, FEC 블럭들의 PLP 최대 개수를 지시할 수 있다.
FRAME_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임에 포함된 기본 프레임, 즉 종래 지상파 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임의 인터벌을 지시할 수 있다.
TIME_IL_LENGTH 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙 (또는 타임 인터리빙)의 뎁스(depth)를 지시할 수 있다.
TIME_IL_TYPE 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙(또는 타임 인터리빙)의 타입을 지시할 수 있다.
IN-BAND_B_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 인밴드 시그널링 의 존재여부를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_2 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 컨피규러블 블록에서 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림의 개수(NUM_AUX 필드 값-1)만큼 반복되는 for’ 루프(이하, 보조 스트림 루프라 함) 즉, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 8에 도시된 테이블은 다이나믹 블록에 포함되는 테이블로, 수신기가 PLP를 디코딩하는데 필요한 파라미터들을 포함하며, 특히 현재 전송되고 있는 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다. 도 8에 도시된 테이블은 수신기에서 슬라이싱을 효율적으로 처리할 수 있도록 인밴드에 시그널링 될 수도 있다.
이하 도 8에 도시된 테이블에 포함된 필드들에 대해 설명한다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임 내의 현재 프레임의 인덱스를 지시할 수 있다.
SUB_SLICE_INTERVAL 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 동일한 PLP에 포함된 서브 슬라이스 간의 인터벌을 지시할 수 있다.
TYPE_2_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 복수의 프레임에 걸친 심볼 인터리버의 PLP의 시작 포지션을 지시할 수 있다. L1_CHANGE_COUNTER 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 컨피규레이션 블록이 변화하기 전에 남아있는 수퍼 프레임의 개수를 지시할 수 있다.
START_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 다음 프레임의 시작 RF 채널 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 현재 수퍼 프레임 내 PLP의 개수(NUM_PLP 필드 값-1)만큼 반복되는 for’ 루프(이하, PLP 루프라 함)에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 각 PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 프레임 내의 PLP 시작 포지션을 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, PLP와 관련된 FEC 블럭들의 개수를 지시할 수 있다.
RESERVED_2 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_3 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 다이내믹 블록에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU는 48비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
또한 본 발명에서는 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 시스템을 제안한다. SVC 방식은 다양한 단말기와 통신 환경 및 이들의 변화에 대응하기 위해 개발된 동영상의 코딩 방법이다. SVC 방식은 하나의 동영상을 계층적으로 원하는 화질이 발생하도록 코딩하여, 베이스 레이어에서 기본 화질의 영상에 대한 비디오 데이터를, 인핸스먼트 레이어에서 상위 화질의 영상을 복원할 수 있는 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 수신기는 수신기의 특성에 따라 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 수신하여 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 이하에서 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 SVC의 대상은 비디오 데이터만이 아닐 수도 있으며, 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 기본 영상/음성/데이터를 포함하는 기본 서비스를 제공할 수 있는 데이터를, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 상위 영상/음성/데이터를 포함하는 상위 서비스를 제공할 수 있는 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
이하 본 발명의 방송 시스템에서는, SVC 방식을 이용하여 SISO 또는 MISO 방식으로 수신 가능한 경로로 SVC의 베이스 레이어를 전송하고, MIMO 방식으로 수신이 가능한 경로로 SVC의 인핸스먼트 레이어를 전송하는 방법을 제시한다. 즉, 단일 안테나를 갖는 수신기의 경우 SISO 또는 MISO 방식으로 베이스 레이어를 수신하여 기본 화질의 영상을 획득하고, 복수의 안테나를 갖는 수신기의 경우 MIMO 방식으로 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 수신하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있는 방법을 제시한다.
이하에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터를 지상파 방송 프레임과의 관계에서 어떻게 전송할 것인지에 대하여 설명하도록 한다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 PLP에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
지상파 방송 수신기에서 MIMO 방송 데이터는 처리하지 못할 수 있으므로, 지상파 방송 PLP와 MIMO 방송 PLP를 식별하기 위한 추가 정보를 시그널링할 필요가 있다. 이때 이 시그널링은 지상파 방송 시스템의 L1 시그널링 정보 내의 미사용(reserved) 필드를 사용할 수 있다. 송신단에서 복수의 안테나로 MIMO 방송 데이터를 전송하는 경우, 기존의 지상파 방송 데이터도 MISO로 전송할 수 있다. 본 발명에서는 MIMO 방송 PLP를 식별을 위해, L1-포스트 시그널링 정보를 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 프레임에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임을 지상파 방송 프레임으로 지칭할 수 있다. 또한 MIMO 방송 프레임이 지상파 방송 시스템의 상술한 FEF에 포함될 수 있으며, 이하에서 FEF는 MIMO 방송 프레임을 지칭될 수도 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 9와 같이 프레임 단위로 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 구별하여 전송할 수 있으며, 지상파 방송 프레임 사이에 일정 간격(FEF 간격)으로 일정 길이(FEF 길이)의 MIMO 방송 프레임(FEF)이 배치될 수 있다. 이러한 경우 지상파 방송 시스템이 사용하는 주파수 밴드 내에서 MIMO 시스템의 데이터가 공존할 수 있으며, 지상파 방송 수신기는 L1 시그널링을 통해 프레임을 식별하여 MIMO 방송 프레임은 무시함으로써 오동작을 방지할 수 있다. 이 경우 일 실시예로서 MIMO 시스템은 지상파 방송 시스템의 L1 포스트 시그널링 정보에서 정의되는 FEF 관련 파라미터들(FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL)을 통해 해당 대역의 쓰루풋 중 일부를 사용할 수 있다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 앞의 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 지상파 방송 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 연결되는 PLP간의 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
서로 다른 프레임들에 존재하는 MIMO 방송 PLP들의 연결은 각각의 프레임들의 L1 시그널링 정보인 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP에 대한 필드들을 사용할 수 있으며, 일 실시예로서, 수신 시스템은 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 정보로서, PLP_ID 정보, PLP_TYPE 정보, PLP_PAYLOAD_TYPE 정보, PLP_GROUP_ID 정보 중 적어도 하나를 사용하여 상이한 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP들의 연결 관계를 확인하고, 원하는 MIMO 방송 PLP들을 연속으로 디코딩하여 서비스를 획득할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 존재하는 지상파 방송 PLP는 지상파 방송 시스템에서 기정의되어 지원되는 전송 모드로 전송될 수 있으며, 또한 상술한 바와 같이 MIMO 시스템을 지원하는 형태의 새로운 모드로 전송될 수도 있다. 일 실시예로서, 상술한 바와 같이 지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서 MISO 또는 SISO 방식으로 지상파 방송의 전송 모드로 전송되고, MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서 MIMO 방식으로 전송될 수도 있다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 10은 방법 (3)에서 설명한 바와 같이 지상파 방송 시스템에서 MIMO 방송 시스템의 방송 신호를 전송하는 실시예를 나타낸다. MIMO 방송 서비스들(MIMO 방송 서비스 1~n)은 각각 SVC 인코더들(18010, 18020)을 통해 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 인코딩된다. 스케줄러&BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(18030)은, MIMO 방송 서비스들의 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임과 함께 전송되도록 할당하고, 인핸스먼트 레이어들은 MIMO 방송 프레임에 포함되어 전송되도록 할당할 수 있다. 인핸스먼트 레이어들은 각각 MIMO 인코더들(18040, 18050)을 통해 MIMO 인코딩되어, MIMO 방송 시스템의 MIMO 방송 프레임으로 전송될 수 있다. 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임에 포함되어 전송될 수 있으며, 이 경우 지상파 방송 시스템이 지원하는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있다.
이렇게 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 경우, 방법 (1) 내지 방법 (3)에서 상술한 바와 같이 시그널링 정보가 구성되므로 지상파 방송 수신기는 지상파 방송 프레임에서 지상파 방송 PLP만을 식별할 수 있으므로, 오동작없이 지상파 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다. 또한, MIMO 방송 수신기는 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP만으로 베이스 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있으며, 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP와 MIMO 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP를 획득하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 MISO/SISO 방식으로만 전송될 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP에는 시스템 요구에 따라 새로운 에러 정정 코드의 코드 레이트(예를 들면, 1/4, 1/3, 2/5 등), 새로운 시간 인터리빙 모드 등이 포함될 수 있으며, 베이스 레이어만을 전송할 수도 있다.
MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP에는 SISO, MISO, MIMO 방식의 PLP가 존재할 수 있다. 이 경우 SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 베이스 레이어가 전송될 수 있고, MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 인핸스먼트 레이어가 전송될 수 있다. SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어와 MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어의 비율은 0~100%로 가변할 수 있으며, 그 비율은 프레임마다 상이하게 설정될 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 11은 SVC를 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 생성된 후, 상술한 바와 같이 프레임 또는 PLP에 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 할당하여 전송하는 방송 신호의 실시예를 나타낸다.
도 11의 A는 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 11의 A에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 11의 A에서 MIMO 방송 PLP는 지상파 방송 프레임 및 MIMO 방송 프레임에 존재할 수 있다. 지상파 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서, SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, MIMO 방송 프레임이 포함된 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서, SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 11의 B는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 11의 B에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 11의 B에서 MIMO 방송 PLP는 MIMO 방송 프레임에만 존재할 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP를 포함할 수 있다. MIMO 방송 PLP중 베이스 레이어를 포함하는 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 MIMO 방송 프레임 내에서 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP의 비율은 0~100%로 변화할 수 있다.
도 11의 C는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 11의 C에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. MIMO 방송 데이터는 MIMO 방송 프레임 내에만 존재한다. 다만, 도 11의 B에서와 달리 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 PLP로 구분되어 전송되지 않고, 캐리어로 구분되어 전송될 수 있다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 단일 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(SISO; Single-Input Single-Output), 단일 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(SIMO; Single-Input Multi-Output) 다중 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(MISO; Multi-Input Sinle-Output), 다중 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(MIMO; Multi-Input Multi-Output)으로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
SISO 방식은 1개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 일반적인 방송 시스템을 나타낸다. SIMO 방식은 1개의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하는 방송 시스템을 나타낸다.
MISO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방송 시스템을 나타내며, 일 예로서 알라모우티(Alamouti) 방식 등을 나타낸다. MISO 방식은 1개의 안테나로 데이터를 성능 손실(performance loss) 없이 수신할 수 있는 방식을 일컫는다. 수신 시스템에서 성능 향상을 위해 복수의 수신 안테나로 동일한 데이터를 수신할 수 있지만, 이러한 경우에도 본 명세서에서는 이를 MISO의 범위에 포함하여 설명하도록 한다.
MIMO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신/수신 다이버시티와 높은 전송 효율을 제공하는 방송 시스템을 나타낸다. MIMO 방식은 시간 및 공간 차원에서 상이하게 신호를 처리하여, 동일 주파수 대역에서 동시에 동작하는 병렬적 경로를 통해 복수의 데이터 스트림을 전송하여 다이버시티 효과와 높은 전송 효율을 달성할 수 있다.
일 실시예로서, MIMO 방식에는 공간 다중화 (SM; Spatial Multiplexing) 기법 및 골든 코드(GC; Golden Code) 기법이 사용될 수 있으며, 이하에서 이들에 대해 상술하도록 한다.
이하에서 방송 신호 전송시 변조 방식을 M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)으로 표현할 수 있다. 즉, M이 2인 경우에는 2-QAM으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을, M이 4인 경우에는 4-QAM으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 나타낼 수 있다. M은 변조에 사용되는 심볼의 개수를 나타낼 수 있다.
이하에서, MIMO 시스템은 2개의 전송 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 전송하고, 2개의 수신 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 수신하는 경우를 예로써 설명하도록 한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 12에서, MIMO 전송 시스템은 입력 신호 생성부(201010), MIMO 인코더(201020), 제 1 전송 안테나(201030) 및 제 2 전송 안테나(201040)를 포함한다. 이하에서 입력 신호 생성부(201010)는 디바이더로, MIMO 인코더(201020)는 MIMO 프로세서로 각각 지칭할 수도 있다.
MIMO 수신 시스템은 제 1 수신 안테나(201050), 제 2 수신 안테나(201060), MIMO 디코더(201070) 및 출력 신호 생성부(201080)를 포함할 수 있다. 이하에서 출력 신호 생성부(201080)는 머저(merger)로, MIMO 디코더(201070)는 ML 디텍터로 지칭할 수도 있다.
MIMO 전송 시스템에서, 입력 신호 생성부(201010)는 복수의 안테나로 전송하기 위한 복수의 입력 신호를 생성하며, 이하에서 디바이더로 지칭할 수도 있다. 즉, 송신하려는 입력 신호를 2개의 입력 신호로 분배하여 MIMO 전송을 위한 제 1 입력 신호 S1 및 제 2 입력 신호 S2를 출력할 수 있다.
MIMO 인코더(201020)는 복수의 입력 신호(S1 및 S2)에 MIMO 인코딩을 수행하여 MIMO 전송을 위한 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2를 출력하며, 출력된 전송 신호들 각각은 필요한 신호 처리 및 변조 과정을 거쳐 각각 제 1 안테나(201030) 및 제 2 안테나(201040)를 통해 전송될 수 있다. MIMO 인코더(201020)는 심볼 단위로 인코딩을 수행할 수 있다. MIMO 인코딩 방법으로는 상술한 SM 기법, GC 기법을 사용할 수 있으며, 이하에서 본 발명에서는 새로운 MIMO 인코딩 방법을 제안한다. MIMO 인코더는 이하에서 설명하는 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 복수의 입력 신호를 MIMO 인코딩할 수 있다. 또한, MIMO 인코더는 이하에서 MIMO 프로세서로 지칭할 수도 있다. 즉, MIMO 인코더는 이하에서 제안하는 MIMO 매트릭스와 MIMO 매트릭스의 파라미터 값에 따라 복수의 입력 신호를 프로세싱하여 복수의 전송 신호를 출력한다.
입력 신호 생성부(201010)는 MIMO 인코딩을 위한 복수의 입력 신호를 출력하는 엘러먼트로서, 전송 시스템에 따라 디멀티플렉서, 프레임 빌더 등의 엘러먼트가 될 수도 있다. 또한, MIMO 인코더(201020)에 포함되어, MIMO 인코더(201020)가 복수의 입력 신호를 생성하여 생성된 복수의 입력 신호에 인코딩을 수행할 수도 있다. 그리고 MIMO 인코더(201020)는 MIMO 전송 시스템의 다이버시티 이득 및 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있도록 복수의 신호를 MIMO 인코딩 또는 MIMO 프로세싱하여 출력하는 디바이스를 나타낸다.
입력 신호 생성부(201010) 이후의 신호 처리는 복수의 입력 신호들에 대하여 행해져야 하므로, 복수의 디바이스들이 구비되어 병렬로 신호를 처리하거나, 메모리를 구비한 하나의 디바이스에서 순차적으로 또는 동시에 병렬로 신호를 처리할 수 있다.
MIMO 수신 시스템은, 제 1 수신 안테나(201050) 및 제 2 수신 안테나(201060)를 사용하여 제 1 수신 신호 Sr1 및 제 2 수신 신호 Sr2를 수신한다. 그리고 MIMO 디코더(201070)가 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. MIMO 디코더(201070)는 MIMO 인코더(201020)가 사용한 MIMO 인코딩 방법에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 디코더(201070)는, ML 디텍터로서 전송 시스템에서 MIMO 인코더가 사용한 MIMO 매트릭스와 수신 신호, 채널 환경에 대한 정보를 사용하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. 실시예에 따라, ML 디텍팅을 수행하는 경우 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 비트 값이 아닌 비트에 대한 확률 정보를 포함할 수 있고, 이러한 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 FEC 디코딩을 거쳐 비트 값으로 변환될 수도 있다.
MIMO 수신 시스템의 MIMO 디코더는 MIMO 전송 시스템에서 처리한 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 QAM 타입에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 수신 시스템에서 수신하는 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호는 동일한 QAM 타입 또는 상이한 QAM 타입의 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호가 MIMO 인코딩되어 전송된 신호이므로, MIMO 수신 시스템은 수신 신호가 어떤 QAM 타입의 조합인지를 파악하여 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다. 따라서, MIMO 전송 시스템은 전송 신호에 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보를 전송할 수 있으며, 이때 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보는 전송 신호의 프리앰블 부분에 포함될 수 있다. 그리고 MIMO 수신 시스템은 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보로부터 수신 신호의 QAM 타입의 조합(M-QAM+M-QAM 또는 M-QAM+N-QAM)을 식별하여, 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따라 다양한 채널 환경에서 낮은 시스템 복잡도, 높은 데이터 전송 효율 및 높은 신호 복구 성능을 갖는 MIMO 인코더 및 MIMO 인코딩 방법에 대하여 설명하도록 한다.
SM 기법은 전송하려는 데이터를 별도의 MIMO 방식을 위한 별도의 인코딩없이 복수의 안테나로 동시에 전송하는 방식이다. 이 경우 수신기는 복수의 수신 안테나로 동시에 수신된 데이터에서 정보를 획득할 수 있다. SM 기법의 경우 수신기에서 신호 복원시 사용하는 ML(Maximum Likelihood) 디코더는 수신된 복수의 신호 조합을 검사하면 되므로 복잡도가 비교적 낮은 장점이 있다. 다만, 송신측에서의 송신 다이버시티를 기대할 수 없는 단점이 있다. 이하에서, SM 기법의 경우 MIMO 인코더는 복수의 입력 신호들을 바이패스하며, 이러한 바이패스 처리를 MIMO 인코딩으로 표현할 수 있다.
GC 기법은 전송하려는 데이터를 정해진 규칙(예를 들면, 골든 코드를 사용하는 인코딩 방법)으로 인코딩한 후 이를 복수의 안테나로 전송하는 방식이다. 안테나가 2개인 경우, GC 기법은 2x2 행렬을 사용하여 인코딩하므로, 송신측에서의 송신 다이버시티가 획득된다. 다만 수신기의 ML 디코더는 4개의 신호 조합을 검사해야 하므로 복잡도가 높아지는 단점이 있다.
GC 기법은 SM 기법에 비해 송신 다이버시티가 획득되는 점에서 강건한 통신이 가능해지는 장점이 있다. 다만, 이는 데이터 전송시 데이터 가공에 GC 기법과 SM 기법만을 사용한 경우를 비교한 것으로, 별도의 데이터 코딩(또는, 아우터 코딩(outer coding)이라 지칭할 수 있다)을 함께 사용하여 데이터를 전송하는 경우에는 GC 기법의 송신 다이버시티가 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있다. 이러한 현상은 특히 이러한 아우터 코딩이 넓은(large) 미니멈 해밍 디스턴스(hamming distance)를 갖는 경우 쉽게 나타난다. 해밍 디스턴스는 같은 비트 수를 갖는 2진 부호 사이에 대응되는 비트값이 일치하지 않는 것의 개수를 나타낸다. 예를 들면, 미니멈 해밍 디스턴스가 넓은 LDPC(Low Density Parity Check) 부호 등을 사용하여, 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화한 데이터를 전송하는 경우 GC 기법의 송신 다이버시티가 SM 기법에 비해 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있으며, 이러한 경우에는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하는 것이 방송 시스템에 있어서 유리할 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 환경에서 SM 기법의 MIMO 전송에 따른 데이터 송수신 방법을 나타낸 도면이다.
MIMO 전송 시스템은 SM 기법으로 송신 안테나 1 및 송신 안테나 2로 각각 입력 신호 1(S1) 및 입력 신호 2(S2)를 보낼 수 있다. 도 21은 송신측에서 4-QAM으로 변조된 심볼을 전송하는 실시예에 해당한다.
수신 안테나 1은 두 경로로 신호를 수신하며, 도 21의 채널 환경에서 수신 안테나 1의 수신 신호는 S1*h11 + S2*h21과 같고, 수신 안테나 2의 수신 신호는 S1*h12 + S2*h22와 같다. 수신측에서는 채널 추정을 통해 S1과 S2를 획득하여 데이터를 복구할 수 있게 된다.
이는 송수신 경로가 서로 독립적인 경우의 시나리오로서, 이러한 환경을 이하에서 무상관(un-correlated)라고 지칭하도록 한다. 반면에, LOS(Line Of Sight)환경과 같이 송수신 경로의 채널들 간의 상관이 매우 높을 수 있으며, 이를 전상관(fully correlated)이라고 지칭하도록 한다.
MIMO에서 채널들이 전상관 채널인 경우는 도 13에서 채널을 나타내는 2 by 2 행렬의 각 파라미터들이 모두 1인 경우에 해당한다(h11=h12=h21=h22=1). 이 때 수신 안테나 1과 수신 안테나 2는 동일한 수신 신호(S1+S2)를 수신한다. 다시 말해, 수신 안테나 1과 수신 안테나 2는 모두 전송 신호들을 더한 신호와 같은 신호를 수신하게 되는 것이다. 결국, 2개의 송신 안테나에서 전송된 신호들이 모두 같은 채널을 겪고 2개의 수신 안테나에서 수신되면 수신기에서 수신한 수신 신호 즉 채널에 의해 더해진 데이터는 두 개의 심볼 S1 및 S2를 모두 표현하지 못하게 된다. 도 13에서, 전상관 채널 환경이 경우 수신기에서는 4-QAM인 심볼로 표현되는 신호 S1과 4-QAM 심볼로 표현되는 S2가 더해진 16-QAM 심볼을 수신하지 못하고, 우측 도면에서와 같이 9개의 심볼로 표현되는 신호 S1+S2를 수신하게 되므로 S1과 S2를 분리하여 복구할 수 없게 되는 것이다.
이하에서, 전상관 채널을 통과한 수신 신호는 전송 시스템에서 전송하는 전송 신호들을 더한 신호로 표현할 수 있다. 즉, 안테나가 2개인 경우 전송 시스템에서 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 전송하면, 전상관 채널을 통과한 수신 신호는 제 1 전송 신호와 제 2 전송 신호를 더한 신호로 가정하여 MIMO 인코딩 방법을 설명하도록 한다.
이러한 경우 수신기는 매우 높은 SNR 환경에 있더라도 SM 기법을 이용하여 MIMO로 송신된 신호를 복구하지 못한다. 통신 시스템의 경우 통상 양방향 통신을 전제로 하므로 송수신기 간의 피드백 채널을 통해 이러한 채널 상황을 송신기에 알려 전송 방법을 변경하는 등의 처리가 가능하다. 그러나 방송 시스템의 경우 피드백 채널을 통한 양방향 통신이 어려울 수 있고, 송신기당 커버하는 수신기의 수가 크고 범위 또한 매우 넓어지므로 다양한 채널 환경 변화에 대응하기 어려운 점이 있다. 따라서 이러한 전상관 채널 환경에서 SM 기법을 사용하면 수신기는 서비스를 사용할 수 없고 방송망의 커버리지(coverage)를 줄이지 않으면 이런 환경에 대응이 어려워 비용이 증가된다.
이하에서는 MIMO 채널간의 상관이 1인 경우 즉 전상관 채널 환경인 경우를 극복하기 위한 방법을 상술하도록 한다.
본 발명은, MIMO 채널이 전상관 채널인 경우를 극복할 수 있도록, 채널을 통과하여 수신된 신호가 다음과 같은 조건을 만족하도록 MIMO 시스템을 설계하고자 한다.
1) 수신된 신호는 원래의 신호 S1, S2를 모두 표현할 수 있으야 한다. 다시 말하면, 수신기에서 수신한 성상도의 좌표들이 S1 및 S2의 시퀀스를 유니크하게(uniquely) 표현할 수 있어야 한다.
2) 심볼 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 미니멈 유클리디언 디스턴스(minimum Euclidean distance)가 커지도록 한다. 유클리디언 디스턴스란, 성상도 상에서 좌표간의 거리를 나타낸다.
3) 비트 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 해밍 디스턴스 특성이 좋아야 한다.
이러한 요구를 만족시킬 수 있도록, 본 발명은 먼저 다음 수학식 1과 같이 파라미터 a를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코딩 방법을 제안한다.
수학식 1
Figure PCTKR2011001186-appb-M000001
수학식 1과 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코더에서 입력 신호 S1, S2를 인코딩하는 경우 안테나 1 및 안테나 2에서 수신하는 수신 신호 1(Rx1) 및 수신 신호 2(Rx2)는 다음의 수학식 2와 같이 산출되며, 특히 MIMO 채널이 전상관인 경우는 수학식 2의 마지막 줄과 같이 산출된다.
수학식 2
Figure PCTKR2011001186-appb-M000002
먼저 MIMO 채널이 무상관 채널인 경우, 수신 신호 1(Rx1)은 Rx1 = h11(S1+a*S2)+h21(a*S1-S1)로, 수신 신호 2(Rx2)는 Rx2 = h12(S1+a*S2)+h22(a*S1-S2)와 같이 산출되어, S1과 S2가 같은 파워를 갖게 되므로 MIMO 시스템의 이득(gain)을 SM 기법과 같이 모두 이용할 수 있다. MIMO 채널이 전상관 채널인 경우에 수신 신호들(R=Rx1=Rx2)은 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}와 같이 획득되어, S1과 S2를 분리하여 획득할 수 있으며, S1과 S2는 각각 다른 파워를 갖도록 설계되어, 이를 이용하여 강인성을 확보할 수 있다.
다시 말해, MIMO 인코더는 입력 신호 S1 및 S2가 인코딩 파라미터 a에 따라 다른 파워를 갖고, 전상관 채널에서도 S1과 S2가 상이한 분포로 수신되도록 입력 신호들을 인코딩할 수 있다. 예를 들면, S1과 S2가 다른 전력을 갖도록 인코딩하고, 노멀라이제이션에 의해 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도로 전송함으로써 수신기에서 전상관 채널을 겪은 경우에도 입력 신호들을 분리하여 복구할 수 있게 된다.
위의 MIMO 인코딩 매트릭스를 노멀라이제이션 팩터를 고려하여 표현하면 수학식 3과 같다.
수학식 3
Figure PCTKR2011001186-appb-M000003
수학식 3에서와 같이, 수학식 2와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코더의 MIMO 인코딩은, 입력 신호들을 인코딩 파라미터 a로 표현할 수 있는 임의의 각도(세타)만큼 회전하여, 회전된 신호의 코사인 성분과 사인 성분 (또는 실수 성분과 허수 성분)을 각각 분리하고 분리된 성분들에 각각 +/- 부호를 할당하여 다른 안테나로 전송하는 것으로도 볼 수 있다. 예를 들면, MIMO 인코더는 입력 신호 S1의 코사인 성분과 입력 신호 S2의 사인 성분을 하나의 전송 안테나로, 입력 신호 S1의 사인 성분과 입력 신호 S2의 ?부호를 붙인 코사인 성분을 다른 전송 안테나로 전송하도록 인코딩할 수 있다. 인코딩 파라미터 a값의 변화에 따라 회전시키는 각도가 변화하며, 이 파라미터의 값 및 각도에 따라 입력 신호 S1 및 S2 간의 파워 분포가 달라진다. 달라진 파워의 분포는 성상도에서 심볼 좌표간의 거리로 표현될 수 있으므로, 이렇게 인코딩된 입력 신호들은 수신측에서 전상관 채널을 겪고 수신되더라도 다른 성상도로 표현되어, 식별 및 분리하여 복구가 가능하게 된다.
다시 말하면, 달라진 파워의 분포에 해당하는 만큼 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 달라지므로, 수신측에서 수신한 송신 신호들은 각각 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 식별 가능한 성상도로 표현되어, 전상관 채널에서도 복구가 가능하게 되는 것이다. 즉, MIMO 인코더는 입력 신호 S1과 입력 신호 S2를 a값에 따라 다른 유클리디언 디스턴스를 갖는 신호로 인코딩할 수 있으며, 이렇게 인코딩된 송신 신호들은 수신단에서 식별 가능한 성상도들로 수신 및 복구될 수 있다.
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용한 입력 신호의 MIMO 인코딩은 다음의 수학식 4과 같이 표현할 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2011001186-appb-M000004
수학식 4에서, S1 및 S2는 각각 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2의 MIMO 경로의 심볼 매퍼에서 매핑된 성상도의 노멀라이즈된 QAM 심볼들을 나타낸다. 그리고 X1 및 X2는 각각 MIMO 인코딩된 심볼들을 나타낸다. 다시 말하면, MIMO 인코더는 S1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 입력 신호 및 S2에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 2 입력 신호에 수학식 4와 같은 매트릭스를 적용하여, X1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 전송 신호 및 X2에 해당하는 심볼들을 포함하는 전송 신호 X2의 심볼들을 출력할 수 있다.
MIMO 인코더는, 위와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호들에 MIMO 인코딩을 수행하면서, 인코딩 파라미터 a 값을 추가로 조정하여 인코딩을 수행할 수도 있다. 즉, MIMO 송수신 시스템의 추가적인 데이터 복구 성능의 고려 및 조정은 파라미터 a값을 조정하여 최적화할 수 있으며, 이에 대하여는 이하에서 상술하도록 하겠다.
1. 제 1 실시예: 유클리디언 디스턴스를 고려하여 인코딩 파라미터 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법(전상관 MIMO 채널)
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 산출할 수 있다. 송수신 안테나가 각각 2개인 MIMO 시스템에서, 전송 신호 St1이 M-QAM 심볼, 전송 신호 St2가 N-QAM 또는 M-QAM 심볼인 경우 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 수신하는 신호 St1+St2는 (M*N)-QAM 또는 (M*M)-QAM 신호가 된다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 14의 실시예에서, 입력 신호 S1은 4-QAM 심볼로 성상도(205010)를 갖고, 입력 신호 S2는 4-QAM 심볼로 성상도(205020)를 갖는다. MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2는 16-QAM 심볼이 되며, 도 14에서 성상도(205030) 및 성상도(205040)와 같다.
본 발명의 제 1 실시예에는, 전상관 채널을 통과한 수신 신호의 심볼의 성상도(205050)가 도 14에서 도시된 바와 같이 각 심볼들이 동일한 유클리디언 디스턴스를 갖도록 a값을 최적화하는 방법을 제안한다. 유클리디언 디스턴스를 최적화하는 것은, 신호의 성상도에서 인접한 심볼간의 간격이 균등하도록 배치하는 것을 의미하며, 또한 성상도에서 미니멈 유클리디언 디스턴스를 최대화하는 것을 의미한다. 도 14에서, 수신 신호의 성상도(205050)는 이하의 수학식 5와 같은 a값을 사용하여, 유클리디언 디스턴스를 조정한 성상도이다. 즉, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들을 인코딩하는 경우, 전상관 채널을 겪은 수신 신호(즉, 제 1 전송 신호 St1과 제 2 전송 신호 St2가 더해진 신호)의 성상도에서 미니멈 유클리디언 디스턴스를 최대화하도록 인코딩 파라미터 a의 값을 산출 또는 설정하여 인코딩할 수 있으며, 이러한 a값은 변조 방식의 조합에 따라 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2011001186-appb-M000005
도 14의 실시예에서 수신 심볼의 성상도(205050)는 입력 신호들이 각각 4-QAM과 4-QAM, 즉 QPSK+QPSK와 같은 경우로, a값이 3으로 설정되어 MIMO 인코딩된 경우에 해당한다. 다시 말해, 송수신 심볼의 분포 및 성상도는 수신 신호의 변조 방식 및 그들의 조합에 따라 달라지고, 심볼의 분포 및 성상도에 따라 유클리디언 디스턴스가 달라지므로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a값도 달라질 수 있다. 수학식 5에서 송수신 신호가 4-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(QPSK+16QAM) 및 16-QAM과 16-QAM의 조합인 경우(16QAM+16QAM) 유클리디언 디스턴스를 최적화하는 a값을 각각 산출하여 나타내었다.
다시 말하면, 제 1 실시예의 경우 예를 들면 4-QAM의 제 1 입력 신호와 4-QAM의 제 2 입력 신호를 MIMO 인코딩하여 출력하는 제 1 전송 신호와 제 2 전송 신호를 더한 신호에서, 더한 신호의 성상도가 16-QAM 신호의 성상도와 같도록 a 값을 설정하는 것이다.
본 발명의 다른 일 실시예로서, MIMO 인코딩시 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용할 수 있으며, 이 경우 MIMO 인코딩 매트릭스는 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2011001186-appb-M000006
수학식 6과 같은 인코딩 매트릭스를 사용한 경우 성능은 본 발명의 제 1 실시예보다 양호한 것으로 나타난다.
도 15는 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도를 각각 나타낸 도면이다.
도 15의 성상도는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 16-QAM 타입의 입력 신호 S1 및 16-QAM 타입의 입력 신호 S2를 MIMO 인코딩하고, 수신기에서 2개의 송신 안테나에서 송신된 신호를 전상관 채널을 통해 수신한 성상도이다. 좌측이 GC의 서브세트를 사용한 경우의 수신 성상도이며, 우측이 제 1 실시예를 사용한 경우의 수신 성상도에 해당하다.
도 16은 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용한 경우 및 제 1 실시예의 경우의 성상도에서 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계를 나타낸 도면이다.
좌측의 도면이, GC의 서브세트를 사용한 경우의 성상도를 나타내고, 우측의 도면이 제 1 실시예의 경우의 성상도를 나타낸다.
미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 넓음에도 불구하고 SNR 성능이 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 좋지 않은 이유는 유클리디언 디스턴스와 해밍 디스턴스의 관계에 기인하다.
제 1 실시예의 경우 및 GC의 서브세트를 사용한 경우는 모두 해밍 디스턴스의 분포 자체는 비슷하며, 두 경우 모두 그레이 매핑을 갖지 못한다. 다만, 도 16을 보면 GC의 서브세트를 사용한 경우 해밍 디스턴스가 큰 녹색 선의 페어 또는 검은색 선의 페어의 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우보다 넓은 것을 알 수 있다. 즉, 전체 성상도에서 16개의 영역에 분포하는 4 by 4의 16-QAM 성상도들 내부의 유클리디언 디스턴스는 양 경우가 유사하나 이 4 by 4의 16-QAM 성상도들간의 유클리디언 디스턴스는 GC의 서브세트를 사용한 경우가 더 넓어, 해밍 디스턴스의 성능 차이를 보완해주고 있는 것이다.
이러한 특성으로 인해, GC의 서브세트를 사용한 경우 미니멈 유클리디언 디스턴스가 제 1 실시예의 경우가 더 좁음에도 불구하고 BER 성능이 제 1 실시예의 경우보다 양호하게 나타난다. 따라서, 이하에서는 더 나은 SNR 성능 또는 BER 성능을 갖는 MIMO 인코딩 방법을 제안하도록 한다.
2. 제 2 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 2 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 전상관 채널을 거친 수신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 수신단에서 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 이하의 수학식 7와 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다.
MIMO 인코더는 제 1 실시예에서 사용한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 입력 신호 2의 부호를 S1의 값에 따라 변경하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 다시 말하면, 수학식 7에서와 같이 입력 신호 2의 부호를 입력 신호 1의 부호에 따라 결정한 후, 결정된 입력 신호 1 및 입력 신호 2에 상술한 바와 같이 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용하여 제 1 전송 신호 및 제 2 전송 신호를 출력할 수 있다.
수학식 7
Figure PCTKR2011001186-appb-M000007
도 17은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
수학식 7에서와 같이 입력 신호 S1(212010) 및 S2(212020)에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수생하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정하고, 이렇게 처리된 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2에 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용한 전송 신호 1(212030) 및 전송 신호 2(212040)를 안테나 1 및 안테나 2에서 각각 전송하면, 수신기에서 수신한 전상관 채널을 거친 수신 신호(212050)의 수신 심볼들은 그레이 매핑을 갖게 되어, 도 17에서 도시한 바와 같이 성상도에서 인접한 심볼 간의 해밍 디스턴스는 2를 넘지 않는다.
수신단에서 수신한 (M*N)-QAM 또는 (M*M)-QAM 신호가 미니멈 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 2 실시예의 경우 전상관 MIMO 채널에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있고, 무상관 MIMO 채널에서 입력 신호간의 상관으로 인해 성능이 열화될 가능성이 있다.
3. 제 3 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하여 MIMO 인코딩 파라미터를 설정하는 MIMO 인코딩 방법
제 3 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 수신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 수신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a값을 설정하여 MIMO 인코딩을 수행하는 방법을 제시한다.
도 18은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 나타낸 도면이다.
도 18은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신한 수신 신호의 성상도에서 해밍 디스턴스와 MIMO 인코딩 매트릭스의 인코딩 파라미터 a 값과의 관계를 나타낸다. 제 3 실시예에서는 수신 신호의 성상도에서 D_E1 구간의 해밍 디스턴스가 D_E2 구간의 해밍 디스턴스보다 작으므로, D_E1 구간이 D_E2 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정한다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
도 18에서, D_E2 구간은 D_E1 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다. 먼저, 수신단에서 수신한 2개의 전송 신호(St2, St2)가 합해진 도 18과 같은 수신 신호에 있어서 상대적인 유클리디언 디스턴스를 파악한다. 상술한 수학식 2로부터 파워가 작아지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a-1)이 되고, 파워가 커지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a+1)가 됨을 알 수 있다(하나의 수신 신호가 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}로 표현되므로). 도 18에서, D_E1은 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스와 같다. 그리고 D_E2는 파워가 커진 16-QAM 심볼의 유클리디언 디스턴스의 1/2로부터 파워가 작아진 16-QAM 심볼들의 유클리디언 디스턴스의 3/2에 해당하는 거리를 빼고, 이렇게 계산된 거리의 2배가 됨을 알 수 있으며, 이는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2011001186-appb-M000008
다시 말하면, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 파워가 다르게 분배되어 각각 다른 크기의 유클리디언 디스턴스를 갖도록 MIMO 인코딩한다. 이 경우 제 3 실시예에서 MIMO 인코더는, 파워가 분배된 입력 신호들이 해밍 디스턴스의 차이를 보상하는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 인코딩 파라미터 a값을 설정한 MIMO 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 19는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송수신 신호를 나타낸 도면이다.
도 19에서, 입력 신호 S1(214010) 및 입력 신호 S2(214020)를 제 3 실시예에 따라 MIMO 인코딩하는 경우, 인코딩되어 전송되는 송신 신호들의 성상도는 각각 송신 신호 1(214030) 및 송신 신호 2(214040)과 같다. 이러한 송신 신호들이 전상관 MIMO 채널을 통해 전송되면 수신기에서 수신하는 수신 신호의 성상도는 수신 신호(214050)와 같고, 수신 신호의 성상도(214050)에서 해밍 디스턴스에 따라 유클리디언 디스턴스가 조정되었음을 알 수 있다.
도 18 및 도 19와 관련하여 설명한 예는 입력 신호 S1이 16-QAM, 입력 신호 S2가 16-QAM인 경우에 a 값을 산출하는 예로서, 같은 원리를 사용하여 다른 변조 방식의 a 값을 수학식 9와 같이 산출할 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2011001186-appb-M000009
QPSK+16QAM MIMO의 경우 위에 제시된 값은 심볼 매퍼가 입력 신호 S1과 S2를 각각 QPSK 및 16QAM으로 QAM 변조를 수행한 후 파워를 1로 노멀라이제이션(normalization)을 수행하였을 때를 가정한다. 만약 노멀라이제이션을 수행하지 않은 경우 그에 맞게 a 값을 수정할 수 있다.
또한, QPSK+16QAM의 경우 위에 제시된 값 외에 4.0등의 값을 a 값으로 사용할 수 있다. 이는 QPSK+16QAM MIMO의 경우 전상관 채널에서 SM 기법의 경우에도 더해진 신호가 S1, S2를 모두 표현할 수 있는 특성에 기인한다. 이 경우 아우터 코드의 높은 코드 레이트에서의 성능을 보완하기 위해서 수학식 9에서 산출한 값 대신 4.0 혹은 근처의 값을 사용할 수 있다.
상술한 설명 및 차트를 기초로 제 2 실시예 및 제 3 실시예를 비교하여 보면, 제 2 실시예는 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO와 동일한 성능을 나타내어 성능 손실이 없고, 전상관 MIMO 채널에서의 MIMO 방식의 단점을 개선할 수 있다. 다만, 제 2 실시예는 MIMO 인코딩에 의해 입력 데이터 S1, S2가 서로 독립적이지 않고 S1에 따라 S2가 변화하게 되어, 무상관 채널에서 성능 열화가 발생한다. 따라서 S1의 수신 및 디코딩 에러가 S2에 반영되어 S2의 디코딩 에러에 추가적인 에러를 발생시키는 문제를 해결하기 위해서 이터래티브(iterative) ML 디텍션을 사용할 수 있다.
이터래티브 ML 디텍션은, 이터래티브 루프(loop)안에 아우터 코드를 포함시키고, 아우터 포드에서 출력되는 S1의 연(soft) 사후확률(posteriori probability) 값을 ML 디텍터의 사전확률(priori probability) 값으로 이용하여, S1 디텍션 에러를 줄임으로써 S2 디텍션에 S1의 디텍션 에러가 인가되는 것을 줄일 수 있다. 이러한 방식을 사용하면 제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO 시스템의 성능을, 무상관 MIMO 채널에서는 SM 기법의 성능을 나타낼 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신된 수신 신호가 해밍 디스턴스와 유클리디언 디스턴스를 모두 고려하도록 설계된다. 따라서 전상관 MIMO 채널에서 좋은 성능을 가질 뿐 아니라, 무상관 MIMO 채널에서도 SM 기법과 비교하여 성능 손실이 없으므로 MIMO 송수신의 이득을 모두 사용할 수 있음을 확인하였다. 이 경우는 수신기의 복잡도도 SM 기법과 비슷한 복잡도를 가지므로 수신기의 구현에 있어서도 장점을 갖는다.
한편, MIMO 송수신시 각각의 통신 경로로 전송되는 신호들 간에 파워 임밸런스(imbalance) 상황이 발생할 수 있다. 즉, 복수의 송신 안테나에서 전송된 신호들이 서로 다른 전력으로 수신기에 전달될 수 있으며, 최악의 경우 하나의 송신 안테나에서 전송된 신호만을 수신하는 경우가 발생할 수 있다. 이하에서는 특히 이런 파워 임밸런스 상황에서 성능 열화를 최소화할 수 있는 MIMO 인코딩 방법을 설명한다. 특히 상술한 바와 같은 인코딩 계수를 포함하는 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하며, 추가적으로 파워 임밸런스 상황을 고려한 MIMO 인코딩 방법을 설명한다.
4. 제 4 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 송신 신호의 유클리디언 디스턴스를 고려하여 a값을 산출할 수 있다. 송수신 안테나가 각각 2개인 MIMO 시스템에서, 입력 신호 S1이 M-QAM 심볼, 입력 신호 S2가 N-QAM 심볼인 경우 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 수신하는 신호 S1+S2는 (M*N)-QAM 신호가 된다.
도 20은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 20의 실시예에서, 입력 신호 S1은 16-QAM 심볼로 성상도(221010)를 갖고, 입력 신호 S2는 16-QAM 심볼로 성상도(221020)를 갖는다. MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 송신 신호 St1및 St2는 256-QAM 심볼이 되며, 인코딩된 송신 신호들의 성상도는 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖지 않는다. 상술한 실시예 1에서와 같이 수신 신호를 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하여 a 값을 결정할 수도 있으나, 이 경우 파워 임밸런스 상황에서는 디코딩 성능이 열화될 수 있다. 따라서 송신 측의 송신 신호들을 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하면, 수신단에서 파워 임밸런스 상황에서 발생하는 성능 열화를 최소화할 수 있다. 송신 신호들을 기준으로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a 값은 수학식 10과 같다.
수학식 10
Figure PCTKR2011001186-appb-M000010
수학식 10과 같은 a 값을 사용하는 경우, 즉 도 20에서 a 값을 4로 설정하여 MIMO 인코딩한 경우 송신 신호 St1 및 St2의 성상도는 각각 성상도(221030) 및 성상도(221040)와 같다. 송신 신호 St1 및 St2의 성상도들(221030 및 221040)을 보면, 유클리디언 디스턴스가 균일하게 분포하고 있음을 알 수 있다. 따라서, 제 4 실시예와 같은 MIMO 인코딩 방법을 사용할 경우 파워 임밸런스 상황에서 수신한 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 최적화되어 있으므로, 수신 성능 열화가 최소화됨을 알 수 있다.
다만, QPSK+16-QAM 전송 방법의 경우와 같이 입력 신호들의 심볼 타입이 다른 경우에는 다른 값을 사용해야 한다. 이는 MIMO 전송에 사용되는 입력 신호들의 변조 방식이 다른 경우, 한쪽 송신 안테나에 최적화된 a 값을 사용하면 다른 송신 안테나에서는 상대적으로 떨어지는 성능을 갖는 신호가 전송되는 트레이드-오프가 발생하기 때문이다.
2. 제 5 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 5 실시예에서는, 제 4 실시예에서와 같이 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 파워 임밸런스 상황에서 전상관 채널을 거친 송신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 5 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 송신 신호 각각이 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 실시예 2에서와 같이 상술한 수학식 6와 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다.
즉, 수학식 6에서와 같이 입력 신호 S1 및 S2에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수생하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정하여 안테나 1 및 안테나 2에서 각각 그레이 매핑을 갖는 송신 신호 1 및 송신 신호 2를 전송할 수 있다.
송신단에서 송신하는 (M*N)-QAM 신호가 미니멈 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 5 실시예의 경우 파워 임밸런스 상황에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있다.
3. 제 6 실시예: 송신 신호의 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 6 실시예에서는, 제 4 실시예에서와 같이 송신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 송신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한다. 즉, 제 3 실시예 및 도 18과 관련하여 설명한 바와 같이, 인접한 성상도 포인트들 간의 해밍 디스턴스가 2인 경우 그 포인트들 간의 유클리디언 디스턴스의 제곱이 해밍 디스턴스가 1인 경우 그 포인트들 간의 유틀리디언 디스턴스 제곱의 2배가 되도록 인코딩 매트릭스를 설계할 수 있다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
도 18을 송신 신호의 성상도라고 가정하면, 송신 신호 성상도의 D_E1 구간의 해밍 디스턴스가 D_E2 구간의 해밍 디스턴스보다 1/2로 작으므로, D_E1 구간이 D_E2 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정할 수 있다. 다시 말해, D_E2 구간은 D_E1 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다.
a 값을 설정하는 방법의 일 실시예를 설명하면 이하와 같다.
예를 들면, 송신 신호에서, 성상도의 제 1 입력 신호를 나타내는 성상도 내부 심볼 사이 구간의 해밍 디스턴스가 제 1 입력 신호를 나타내는 성상도들 간의 심볼 사이 구간의 해밍 디스턴스보다 1/2로 작으므로, 내부 구간이 인접 구간의 2배의 파워 차이를 유지하여 해밍 디스턴스의 차이가 보상되도록 유클리디언 디스턴스를 조정할 수 있다. 다시 말해, 인접 구간은 내부 구간의 2배의 해밍 디스턴스를 갖는다. 즉, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다. 다시 말하면, 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다.
먼저, 송신단에서 송신하는 전송 신호(St1, St2) 각각에 대해 성상도에서 상대적인 유클리디언 디스턴스를 파악한다. 상술한 수학식 2로부터 파워가 작아지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 (a-1)이 되고, 파워가 커지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 (a+1)가 됨을 알 수 있다(하나의 전송 신호가 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}로 표현되므로). 그리고 위의 조건을 사용하여 a 값을 구할 수 있으며, 이는 수식으로 나타내면 수학식 11과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2011001186-appb-M000011
도 21은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법을 수행한 입력 신호 및 송신 신호를 나타낸 도면이다.
도 21의 실시예에서, 입력 신호 S1은 16-QAM 심볼로 성상도(222010)를 갖고, 입력 신호 S2는 16-QAM 심볼로 성상도(222020)를 갖는다. 제 6 실시예에 따라 설정된 인코딩 계수를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호 S1 및 입력 신호 2를 MIMO 인코딩하면, 안테나 1(Tx1) 및 안테나 2(Tx2)에서 전송되는 인코딩된 송신 신호 St1 및 St2는 256-QAM 심볼이 되며, 인코딩된 송신 신호들의 성상도는 해밍 디스턴스를 고려한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도들(208030 및 208040)을 갖는다. 또한, 송신 신호들 각각이 해밍 디스턴스를 고려한 유클리디언 디스턴스를 갖는 심볼 분포를 가지므로, 파워 임밸런스 상황에서 수신기가 각각의 송신 신호들 중 하나만을 수신하여 디코딩하는 경우에도 성능 손실을 최소화할 수 있다.
다만, QPSK+16-QAM 전송 방법의 경우와 같이 입력 신호들의 심볼 타입이 다른 경우에는 다른 값을 사용해야 한다. 이는 MIMO 전송에 사용되는 입력 신호들의 변조 방식이 다른 경우, 한쪽 송신 안테나에 최적화된 a 값을 사용하면 다른 송신 안테나에서는 상대적으로 떨어지는 성능을 갖는 신호가 전송되는 트레이드-오프가 발생할 수 있기 때문이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
P1 심볼은 유효 심볼(A)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 +fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(A)의 앞(C)과 뒤(B)에 위치시켜 생성된다. 본 발명에서는 유효 심볼(A)의 앞 부분(C)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (B)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, P1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
마찬가지로, AP1 심볼은 유효 심볼(D)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 -fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(D)의 앞(F)과 뒤(E)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 유효 심볼(D)의 앞 부분(F)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (E)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, AP1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
여기서 P1 심볼과 AP1 심볼에 사용된 두 주파수 쉬프트 값 +fSH, -fSH은 서로 동일하고 부호만 정반대이다. 즉, 주파수 쉬프트는 반대 방향으로 수행된다. 그리고 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 또한 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정한다. 또는 C와 F의 길이는 다르게 하고, B와 E의 길이는 같게 설정할 수도 있으며, 그 반대로 설정할 수도 있다. 본 발명은 다른 실시예로, P1 심볼의 유효 심볼 길이와 AP1 심볼의 유효 심볼 길이를 다르게 설정할 수도 있다. 또 다른 실시예로, P1 심볼과 다른 CSS(Complementary Set Sequence)가 AP1 내 톤 선택 및 데이터 스크램블을 위해 사용된다.
본 발명은 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 C, B, F, E 길이는 다음의 수학식 12를 이용하여 구할 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2011001186-appb-M000012
수학식 12에서와 같이 P1 심볼과 AP1 심볼은 주파수 쉬프트 값은 동일하지만 정반대의 부호를 가진다. 또한 C, B의 길이를 설정하기 위해 A의 길이(TA)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값과 F, E의 길이를 설정하기 위해 D의 길이(TD)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값을 서로 다르게 설정할 수 있다. 본 발명은 P1 심볼의 옵셋 값은 30으로 설정하고, AP1 심볼의 옵셋 값은 15로 설정하는 것을 일 실시예로 한다. 이러한 수치는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예이며, 이 수치는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 수치에 한정되지 않을 것이다.
본 발명은 도 22와 같은 구조로 P1 심볼과 AP1 심볼을 생성하여 각 프레임에 삽입함으로써, P1 심볼은 AP1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않고, 반대로 AP1 심볼은 P1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않는다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼의 검출 성능은 거의 동일하다. 그리고 P1 심볼과 AP1 심볼이 비슷한 구조를 가지도록 함으로써, 수신기의 복잡도를 최소화할 수 있다.
이때, P1 심볼과 AP1 심볼은 서로 연속적으로 전송될 수도 있고, 또는 프레임 내에서 서로 다른 위치에 할당되어 전송될 수도 있다. 서로 다른 위치에 할당되어 전송되는 경우, 프리앰블 심볼에 대해 높은 타임 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 본 발명은 연속적으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우, AP1 심볼은 도 3에서 설명한 바와 같이 방송 신호 수신기에서 파일럿 패턴 및 프레임의 데이터 영역에 스프레딩된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 전송할 수 있으며, 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다. P1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
본 발명에서는 P1 심볼 검출 모듈을 C-A-B 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. 본 발명의 P1 심볼 검출 모듈은 다운 쉬프터(307101), 제 1 콘쥬게이터(307103), 및 제 2 지연기(307106)를 포함할 수 있다.
다운 쉬프터(307101)는 입력 신호에 값을 곱해서 역변조를 수행할 수 있다. 다운 쉬프터(307101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원될 수 있다. 역변조된 신호는 제 1 지연기(307102)와 제 2 콘쥬게이터(307107)로 출력된다.
제 1 지연기(307102)는 역변조된 신호를 C 파트의 길이(TC)만큼 지연시켜 제1 콘쥬게이터(307103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(307103)는 C 파트의 길이(TC)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(307104)로 출력한다. 제 1 필터(307104)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(307105)로 출력한다. 제 3 지연기(307105)는 필터링된 신호를 A 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TA)만큼 지연시켜 곱셈기(307109)로 출력한다.
제 2 지연기(307106)는 입력 신호를 B 파트의 길이(TB)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(307107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(307107)는 B 파트의 길이(TB)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(307108)로 출력한다. 제 2 필터(307108)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(307109)로 출력한다.
곱셈기(307109)는 제 2 필터(307109)의 출력과 A 파트의 길이(TA)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 P1 심볼을 검출할 수 있다.
여기서, C의 길이(TC), B의 길이(TB)는 수학식 12를 이용하여 구할 수 있다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다. AP1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
또한 본 발명에서는 AP1 심볼 검출 모듈을 F-D-E 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 업 쉬프터(308101), 제 1 콘쥬게이터(308103), 및 제 2 지연기(308106)를 포함할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 방송 신호 수신기로 입력된 신호 또는 도 23에서 설명한 P1 심볼 검출 모듈에서 출력되는 신호를 입력받을 수 있다.
업 쉬프터(308101)는 입력 신호에 값을 곱해서 역변조를 수행한다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원된다. 즉, 도 24의 업 쉬프터(308101)는 도 23에서 설명한 P1 심볼 추출기의 다운 쉬프터(307101)와 동일한 구조이지만, 역변조의 주파수 방향을 정반대로 하는 것이 다르다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조된 신호는 제 1 지연기(308102)와 제 2 콘쥬게이터(308107)로 출력된다.
제 1 지연기(308102)는 역변조된 신호를 F 파트의 길이(TF)만큼 지연시켜 제 1 콘쥬게이터(308103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(308103)는 F 파트의 길이(TF)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(308104)로 출력한다. 제 1 필터(308104)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(308105)로 출력한다. 제 3 지연기(308105)는 필터링된 신호를 D 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TD)만큼 지연시켜 곱셈기(308109)로 출력한다.
제 2 지연기(308106)는 입력 신호를 E 파트의 길이(TE)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(308107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(308107)는 E 파트의 길이(TE)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(308108)로 출력한다. 제 2 필터(308108)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(308109)로 출력한다.
곱셈기(308109)는 제 2 필터(308109)의 출력과 D 파트의 길이(TD)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 AP1 심볼을 검출할 수 있다. 여기서, F의 길이(TF), E의 길이(TE)는 수학식 9를 적용하여 구할 수 있다.
도 3에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. 또한 프리앰블 영역은 설계자의 의도에 따라 AP1 심볼을 포함할 수 있다.
이때 P1 시그널링 정보는 P1 심볼을 통해 전송되고, AP1 시그널링 정보는 AP1 심볼을 통해 전송되며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보는 P2 심볼을 통해 전송되는 것을 일 실시예로 한다.
도 25의 A 및 B는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 시그널링 정보 및 AP1 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 25의 A는 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 시그널링 정보에 포함되는 테이블을 나타낸 도면이다.
도 25의 A에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 시그널링 정보는 S1 필드와 S2 필드를 포함할 수 있다. 이하 각 필드에 대해 설명한다.
S1 필드는 3비트의 크기를 가지며, 프리앰블의 포맷과 P2 타입을 지시할 수 있다.
S2 필드는 4비트의 크기를 가지며, S2 field 1 필드와 S2 field 2 필드를 포함할 수 있다.
S2 field 1 필드는 3비트의 크기를 가지며, FFT 사이즈 정보와 가이드 인터벌(GI)에 관한 부분 정보를 지시할 수 있다. FFT 사이즈는 하나의 OFDM 심볼을 구성하는 서브 캐리어의 개수를 의미하고, GI 사이즈는 하나의 OFDM 심볼에서 GI가 차지하는 비율을 의미한다. 따라서 OFDM 심볼 길이는 FFT 사이즈와 GI 사이즈에 따라 달라질 수 있다.
S2 field 2 필드는 1비트의 크기를 가지며, 프레임에 포함된 프리앰블이 같은 타입인지 또는 다른 타입인지를 지시할 수 있다.
도 25의 B는 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 시그널링 정보에 포함되는 테이블을 나타낸 도면이다.
도 25의 B에 도시된 바와 같이, AP1 시그널링 정보는 PILOT_PATTERN 필드 및 L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드를 포함할 수 있다. 이하 각 필드에 대해 설명한다.
PILOT_PATTERN 필드는 4비트의 크기를 가지며, 해당 프레임의 파일럿 패턴을 지시할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따라 AP1 심볼을 통해 파일럿 패턴 정보를 전송하는 경우, P2 심볼이 전송되지 않고, L1 시그널링 정보가 데이터 영역의 데이터 심볼들에 스프레드되어 있을 때에도 수신기는 데이터 영역의 L1 시그널링 정보를 디코딩하기 전에 파일럿 패턴을 알 수 있다.
L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드는 3비트의 크기를 가지며, L1 프리 시그널링 정보가 데이터 영역에서 스프레드되는 구간의 길이를 지시할 수 있다. 즉, 프레임의 데이터 심볼들 중 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되는 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 나타낸다. 본 발명은 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되는 구간을 L1 프리 스프레드 구간이라 하기로 한다. 만일 L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드 값이 ‘000’이면, 해당 프레임의 데이터 영역에 L1 시그널링 정보가 스프레드되어 있지 않음을 의미한다.
도 25의 P1 시그널링 정보 및 AP1 시그널링 정보에 포함되는 필드들 및 그 값의 의미는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, 각 필드 및 그 값의 의미는 설계자에 의도에 따라 변경 가능하다.
도 26은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-프리 시그널링 정보를 나타낸 도면이다. 도 6에서 설명한 바와 같이, L1-프리 시그널링 정보는 L1 포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함한다.
도 26에 도시된 L1-프리 시그널링 정보는 도 6의 L1-프리 시그널링 정보의 일 실시예로서, 도 6에 설명한 필드와 동일한 필드에 대한 설명은 생략한다.
이하에서는, 도 26에 도시된 L1-프리 시그널링 정보 중 도 6에서 설명한 L1-프리 시그널링 정보에 포함되지 않은 필드들에 대해 설명한다. 각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
NUM_T2_FRAMES 필드는 8비트가 할당되며, 현재 수퍼 프레임 내 기존 지상파 방송 시스템의 프레임의 개수를 지시할 수 있다. 수신기는 본 필드를 통해 수퍼 프레임의 구조를 파악하고, 다음에 전송되는 추가적인 프레임, 즉, 즉 추가적인 데이터 또는 종래 지상파 방송 시스템과는 다른 새로운 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임으로 직접 호핑하기 위해 필요한 정보를 계산하는데 사용할 수 있다.
L1_POST_SPREAD_LENGTH 필드는 12비트의 크기를 가지며, L1 포스트 시그널링 정보가 데이터 영역에서 스프레드되는 구간의 길이를 지시할 수 있다. 즉, 프레임의 데이터 심볼들 중 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되는 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 나타낸다. 본 발명은 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되는 구간을 L1 포스트 스프레드 구간이라 하기로 한다. 만일 L1_POST_SPREAD_LENGTH 필드 값이 모두 0이면, 해당 프레임의 데이터 영역에 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되어 있지 않음을 의미한다.
NUM_MISO_SYMBOLS 필드는 12비트의 크기를 가지며, 현재 프레임의 데이터 심볼들 중 MISO 심볼들의 개수를 지시할 수 있다.
MIMO_SYMBOL_INTERVAL 필드는 12비트의 크기를 가지며, 두 MIMO 심볼 파트 사이에 포함된 MIMO 심볼의 개수를 지시할 수 있다.
MIMO_SYMBOL_LENGTH 필드는 12비트의 크기를 가지며, 하나의 MIMO 심볼 파트 내 MIMO 심볼의 개수를 지시할 수 있다.
도 27은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸 도면이다.
도 7에서 설명한 바와 같이, L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block), 다이내믹 블록(dynamic block), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
도 27에 도시된 테이블은 컨피규러블 블록에 포함되는 테이블로, 도 7에서 설명한 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예로서 동일한 필드들에 관한 설명은 생략한다.
이하에서는, 도 27에 도시된 L1-프리 시그널링 정보 중 도 7에서 설명한 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되지 않은 필드들에 대해 설명한다.
각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
이하는 주파수 루프에 포함되는 필드들이다.
NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 프레임과 다음 NGH 프레임을 포함하는 다음 수퍼 프레임 사이의 수퍼 프레임의 개수를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 PLP 루프에 포함되는 필드들이다.
PLP_PROFILE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP에 포함된 스트림의 프로파일을 지시할 수 있다. 즉, 현재 PLP가 베이스 레이어의 PLP인지, 인핸스드 레이어의 PLP인지를 지시할 수 있다.
PLP_MIMO_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP가 MIMO 타입인지, MISO 타입인지를 지시할 수 있다.
일 예로, PLP_MOD 필드 값은 PLP_MIMO_TYPE 필드와의 결합(combination)에 의해 결정될 수 있다. PLP_MIMO_TYPE 필드 값이 MISO 타입을 지시하는 경우, PLP_MOD 필드는 심볼 재매핑을 위해 사용될 수 있고, PLP_MIMO_TYPE 필드 값이 MIMO 타입을 지시하는 경우, PLP_MOD 필드는 MIMO 처리 후 그 결과로서 생기는 스펙트럼 효율을 갖는 성상도 사이즈로 해석될 수 있다.
도 28은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 L1-포스트 다이나믹 시그널링 정보를 나타낸 도면이다. 도 28에 도시된 테이블은 다이나믹 블록에 포함되는 테이블로, 도 8에서 설명한 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예로서, 동일한 필드들에 관한 설명은 생략한다.
이하에서는, 도 28에 도시된 L1-프리 시그널링 정보 중 도 8에서 설명한 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되지 않은 필드들에 대해 설명한다.
각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 추가 또는 변경 가능하다.
NEXT_NGH_FRAME 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용된다. NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 추가 전송프레임을 포함하는 다음 수퍼 프레임 내 첫번째 기본 프레임과 다음 추가 프레임 사이의 기본 또는 FEF 프레임들의 개수를 지시할 수 있다. NEXT_NGH_FRAME 필드와 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 수신기가 다음 추가 프레임으로 호핑하기 위해 필요한 양을 계산하는데 이용될 수 있다. 즉, NEXT_NGH_FRAME 필드와 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 FEF와 믹스된 많은 기본 프레임들이 있고, 모든 FEF들이 추가 프레임만을 위해 사용되지 않을 때 효율적인 호핑 메커니즘을 제공한다. 특히 수신기는 수퍼 프레임 내 모든 프레임들의 P1 시그널링 정보를 검출하여 디코딩하지 않고도 다음 추가 프레임으로 직접 호핑할 수 있다.
이하에서는 MIMO 프로세싱을 이용한 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기의 구체적인 실시예에 대하여 설명한다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 도 1에서 설명한 바와 같이 인풋 프로세서(101200), BICM 인코더(101300), 프레임 빌더(101400) 및 OFDM 제너레이터(101500)를 포함할 수 있다 또한, 본 발명에 따른 방송 신호 수신기는 도 2에서 설명한 바와 같이 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 디맵퍼(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(1073400)를 포함할 수 있다.
방송 신호 송신기의 인풋 프로세서(101200)는 전송할 데이터를 FEC 인코딩을 수행하기 위한 블록 형태로 처리하는 동작을 수행할 수 있으며, BICM 인코더(101300)는 오류 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 프레임 빌더(101400)는 데이터를 프레임에 매핑할 수 있으며, OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 내 매핑된 입력 데이터를 심볼단위로 OFDM 복조하여 안테나로 출력할 수 있다. 방송 신호 수신기에 포함된 디바이스들은 방송 신호 송신기에 포함된 디바이스들에 대응하여 역동작을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 복수개의 PLP 입력에 대하여 각 PLP 별로 MISO 프로세싱 또는 MIMO 프로세싱을 독립적으로 적용하는 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기를 제시하고자 한다. 본 발명에 따르면, 피지컬 레이어에서 각 PLP를 통해 전송되는 서비스 또는 서비스 컴포넌트들의 QoS (quality of service)를 각각 조절할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
이하 본 발명에서는, 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송수신기에 대해 4가지 실시예를 들어 설명한다. 각 실시예에 대해 간략히 설명하면 이하와 같다.
제 1 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터 마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것 이다.
제 2 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 또 다른 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 3 실시예는 OFDM 제너레이팅 과정에서 프레임 내 매핑된 PLP 데이터에 대하여 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 4 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력되는 PLP 데이터 중 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서는 독립적으로 MIMO 프로세싱을 수행하고, OFDM 제너레이터는 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서는 MISO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
구체적으로 제 1 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 성상도 매핑, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙이 수행된 이후 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역과정을 수행할 수 있다.
제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 성상도 매핑 이후 각 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행하고, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙을 수행할 수 있다. 또한 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 디코딩의 역과정을 수행할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 빌더로부터 출력된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 3 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 타임 인터리빙 이후 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행하거나, 성상도 매핑 이후 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 내 매핑된 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서 MISO 인코딩을 수행할 수 있으며, MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더 및 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 BICM 디코더 및 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
이하 본 발명에서는 본 발명의 각 실시예에 따른 따른 방송 신호 송수신기에 대하여 설명한다. 본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 29 내지 30은 본 발명의 각 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 공통적으로 포함되는 인풋 프로세서의 실시예를 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 29의 인풋 프로세서는 도 1 에서 설명한 인풋 프로세서(101200)의 일 실시예로서, 하나의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서의 실시예이다. 도 29의 인풋 프로세서은, 모드 어댑테이션 모듈(601100; mode adaptation module) 및 스트림 어댑테이션 모듈(601200; stream adaptation module)을 포함한다. 모드 어댑테이션 모듈(601100)은 인풋 인터페이스 모듈(601110), CRC-8 인코더(601120) 및 BB 헤더 삽입 모듈(601130)를 더 포함하고, 스트림 어댑테이션 모듈(1020)은 패딩 삽입 모듈(601210) 및 BB 스크램블러(601220)를 더 포함할 수 있다.
싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에서, 인풋 인터페이스 모듈(601110)는 입력 비트 스트림을 후단의 BICM 인코더에서 FEC(BCH/LDPC) 인코딩을 수행하기 위한 논리적인 단위로 구분하여 매핑을 수행한다. CRC-8 인코더(601120)는 매핑된 비트 스트림에 CRC 인코딩을 수행하고, BB 헤더 삽입 모듈(1050)는 데이터 필드에 BB 헤더를 삽입한다. 이 경우 BB 헤더는 모드 어답테이션 타입 (TS/GS/IP) 정보, 사용자 패킷 길이 정보, 데이터 필드 길이 정보 등을 포함할 수 있다.
또한 스트림 어댑테이션 블록(601200)은 입력 데이터가 FEC 인코딩을 위한 하나의 BB 프레임을 채우지 못하는 경우 BB 프레임을 완성할 수 있도록 패딩 비트를 삽입하는 패딩 삽입부(601210) 및 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고, 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이징하는 BB 스크램블러(601220)를 포함할 수 있다. 이러한 BB 스크램블러(601220)의 동작은 최종적으로 전송되는 OFDM 변조 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 낮출 수 있다.
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 30의 모드 어댑테이션 모듈은 복수의 PLP들 중 각각의 PLP에 대해 모드 어댑테이션을 수행하도록 병렬로 동작하는 복수의 인풋 인터페이스 모듈(602100), 인풋 스트림 싱크로나이저(602200), 컴펜세이팅(compensating) 딜레이 모듈(602300), 널 패킷 삭제(deletion) 모듈(602400), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)를 포함한다. 도 30의 블록들 중, 도 29에서 도시된 동일한 블록들과 동일한 동작을 수행하는 인풋 인터페이스 모듈(602100), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)에 대하여는 중복하여 설명하지 않기로 한다.
인풋 스트림 싱크로나이저(602200)는 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보 즉 수신단에서 TS(Transport Stream) 또는 GS(Generic Stream)을 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다. 컴펜세이팅 딜레이 모듈(602300)은 입력 스트림 싱크로나이저에서 삽입된 타이밍 정보를 기준으로 그룹 단위의 PLP들에 대하여 데이터를 지연시켜 동기를 맞춘다. 널 패킷 삭제 모듈(602400)은 불필요하게 전송되는 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷의 개수를 삽입한다.
도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 31의 스트림 어댑테이션 모듈은, 도 30의 모드 어댑테이션 모듈에 이어, 도 30에서 모드 어댑테이션이 수행된 PLP단위의 데이터를 수신하여, PLP 단위로 이하의 설명과 같이 스트림 어댑테이션을 수행한다.
스케줄러(603100)는 양극성(dual polarity)을 포함하는 다중 안테나를 사용하는 MIMO 전송 시스템을 위한 스케줄링을 수행할 수 있으며, BICM 블록의 디멀티플렉서, 셀 인터리버, 타임 인터리버 등의 신호 처리 블록들에서 사용되는 파라미터를 생성할 수 있다. 또한, 스케줄러(603100)는, 인밴드 시그널링과 별도로 현재 프레임에 대한 L1-다이나믹 시그널링 정보를 출력하여 셀 매퍼가 스케줄링에 따라 입력 셀들을 매핑하도록 할 수 있다.
복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 1-프레임 딜레이 모듈(603200)은 인밴드 시그널링 등을 위해서 후속 프레임에 대한 스케줄링 정보가 현재 프레임에 포함될 수 있도록 입력 데이터를 한 프레임만큼 지연시킨다. 복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 한 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1-다이나믹 시그럴링 정보를 삽입한다. 또한, 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 패딩을 위한 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입할 수 있다. 그리고, BB 스크램블러(603400)는 도 29에서 설명한 바와 같이 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이즈한다.
도 31의 스트림 어댑테이션 모듈에서, L1-시그널링 제네레이터(603500)는 인밴드 시그널링 정보 외에, 프레임의 프리앰블 심볼이나 스프래딩되는 데이터 심볼 등을 통해 전송되는 L1-시그널링 정보를 생성한다. 이러한 L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하는데 필요한 파라미터들과 스태틱(static) L1-시그널링 정보를 포함하고, L1-포스트 시그널링 정보는 스태틱 L1-시그널링 정보 및 다이나믹 L1-시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1 시그널링 제네레이터(603500)는 생성한 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 각각 출력할 수 있다. 출력되는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 각각 BB 스크램블러들(603600, 603700)에서 스크램블링될 수 있다. 또한, 다른 실시예로서 L1 시그널링 제네레이터(603500)는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1-시그널링 정보를 출력하고, 하나의 BB 스크램블러가 출력된 L1-시그널링 정보를 스크램블링할 수도 있다.
도 32 내지 도 34는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 32는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 32에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 일 실시예이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다. 즉, 도 32의 BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(604100), MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(604200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)을 포함할 수 있다. 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 MIMO 방식으로 시그널링 정보를 처리할 수도 있다. 하지만 시그널링 정보는 수신부에서 프레임에 포함된 PLP 데이터를 복구하기 위해 필요한 정보들을 포함하고 있으므로, PLP 데이터의 경우보다 송수신간의 더 큰 강인성(robustness)이 요구된다. 따라서 본 발명에서는 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 것을 일 실시예로 한다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 BICM 인코더(604100)는 FEC(Forward Error Correction) 인코더(604110), 비트 인터리버(604120), 제 1 디먹스(604130), 성상도 맵퍼(604140), 셀 인터리버(604150), 타임 인터리버(604160) 및 MISO 인코더(604170)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604110)는 인풋 프로세싱된 PLP 데이터에 대하여 수신부에서 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하여 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행할 수 있다. 비트 인터리버(604120)는 FEC 인코딩이 수행된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하여 전송 중에 발생할 수 있는 버스트 에러에 대해 강인성(robustness)를 가질 수 있도록 한다. 이 경우, 비트 인터리버는 두 개의 FEC 블록 단위를 이용하여 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 방송 신호 수신기에서는 다이버시티를 확보하여 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
제 1 디먹스(604130)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 디멀티플렉싱 할 수 있다. 이 경우 제 1 디먹스(604130)는 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 페어(pair)를 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
성상도 맵퍼(604140)는 디멀티플렉싱된 비트 단위의 PLP 데이터를 심볼 단위로 성상도에 매핑할 수 있다. 이 경우 성상도 맵퍼(604140)는 모듈레이션 타입에 따라 성상도를 일정 각도로 회전시킬 수 있다. 회전된 성상도들은 I-phase(In-phase) 성분과 Q-phase(Quadrature-phase) 성분으로 표현될 수 있으며, 성상도 맵퍼(604140)는 이중 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이할 수 있다. 이후 성상도 맵퍼(604140)는 In-phase 성분과 딜레이된 Q-phase 성분을 이용하여 디멀티플렉싱된 PLP 데이터를 새로운 성상도에 재매핑할 수 있다.
셀 인터리버(604150)는 성상도에 매핑 또는 재매핑된 PLP 데이터에 대해 셀 단위로 인터리빙을 수행할 수 있으며, 타임 인터리버(604160)는 셀 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 시간단위로 인터리빙을 수행 할 수 있다. 이 경우 타임 인터리버(604160)는 2 개의 FEC 블록을 이용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
MISO 인코더(604170)는 타임 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO PLP 데이터를 출력할 수 있다. 이를 통해 전송 다이버시티를 획득할 수 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 방법의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code/Alamouti code)을 포함할 수 있다.
제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 FEC 인코더(604210), 비트 인터리버(604220), 제 2 디먹스(604230), 제 1 성상도 맵퍼(604240-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(604240-2), 제 1 셀 인터리버(604250-1) 및 제 2 셀 인터리버(604250-2), 제 1 타임 인터리버(604260-1) 및 제 2 셀 인터리버(604260-2) 및 MIMO 인코더(604270)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604210) 및 비트 인터리버(604220)는 MISO 방식의 FEC 인코더(604110) 및 비트 인터리버(604120)와 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 2 디먹스(604230)는 MISO 방식의 제 1 디먹스(604130)과 동일한 기능을 수행할 수 있으며 추가로, PLP 데이터를 디멀티플렉싱하여 MIMO 전송에 필요한 2개의 경로로 출력할 수 있다. 이 경우 각 경로를 통해 전송되는 데이터의 전송 특성은 다를 수 있다. 따라서 제 2 디먹스는 비트 인터리빙된 PLP 데이터를 각 입력 경로에 랜덤하게 할당할 수 있다.
제 1 성상도 맵퍼(604240-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(604240-2)는 MISO 방식의 성상도 맵퍼(604140)과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 1 셀 인터리버(604250-1) 및 제 2 셀 인터리버(604250-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 PLP 데이터에 대해서만 셀 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서 제 1 셀 인터리버(604250-1) 및 제 2 셀 인터리버(604250-2)에 의한 셀 인터리빙은 MISO 방식의 셀 인터리버(604150)의 인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다. 또한, 복수의 경로의 데이터를 처리하기 위해 제 1 셀 인터리버(604250-1)및 제 2 셀 인터리버(604250-2)에 추가적인 메모리 할당을 하지 않고, 셀 인터리버(604150)의 메모리 설정을 사용하여 셀 인터리빙을 수행할 수 있는 장점이 있다.
제 1 타임 인터리버(603260-1) 및 제 2 타임 인터리버(603260-2)는 MISO 방식의 타임 인터리버(603160)과 동일한 기능을 수행할 수 있다. 이 경우 제 1 타임 인터리버(603260-1) 및 제 2 타임 인터리버(603260-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터에 대해 동일한 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있고, 다른 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있다.
MIMO 인코더(604270)는 타임 인터리빙된 2 개 경로의 입력 PLP 데이터에 대해 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행하여 2개 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO PLP 데이터를 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다. 또한, MIMO 인코더(604170)는 도 14내지 도 21에서 상술한 제 1 내지 제 6 실시예와 같이 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 각각 독립적으로 MISO 방식이 적용될 수 있다.
따라서 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400) 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)을 포함할 수 있다.
제 1 인코딩 블록(604400)은 FEC 인코더(604410), 성상도 맵퍼(604420), 셀 인터리버(604430), 타임 인터리버(604440)및 MISO 인코더(604450)를 포함할 수 있다. 또한 제 2 인코딩 블록(604500)은 FEC 인코더(604510), 비트 인터리버(604520), 디먹스(604530), 성상도 맵퍼(604540), 셀 인터리버(604550), 타임 인터리버(604560) 및 MISO 인코더(604570)를 포함할 수 있다.
L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며, L1-포스트 시그널링 정보는 전송부에서 전송하는 데이터를 수신부에서 복구하는데 필요한 정보들을 포함할 수 있다.
즉, 수신부에서 L1-시그널링 정보 및 데이터를 디코딩하기 위해서는 L1-프리 시그널링 정보를 정확하고 빠르게 디코딩할 필요가 있다. 따라서 본 발명은 수신부에서 L1-프리 시그널링 정보의 빠른 디코딩을 수행할 수 있도록, L1-프리 시그널링 정보에 대해서는 비트 인터리빙 및 디멀티플렉싱을 수행하지 않는 것을 일 실시예로 한다.
이하 각 제 1 인코딩 블록(604500) 제 2 인코딩 블록(604600)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)에 포함된 블록들의 기능과 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
결과적으로 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400)은 L1-프리 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1)로 프리-시그널링 데이터을 출력할 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)은 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_post, STx_post+1)로 L1-포스트 시그널링 데이터을 출력할 수 있다.
도 33은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 33에 도시된 프레임 빌더는 도 1에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 일 실시예이다.
상술한 바와 같이 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO PLP 데이터를, 출력할 수 있고, 제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 2개의 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO PLP 데이터를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대하여 각각 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1 및 STx_post, STx_post+1)로 시그널링 데이터를 출력할 수 있다.
각 데이터는 프레임 빌더로 입력된다. 이 경우, 도 33에 도시된 바와 같이 프레임 빌더는 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0부터 STx_post까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 1 경로와 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0+1부터 STx_post+1까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 2 경로를 통해 각 데이터를 입력 받을 수 있다. 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송될 수 있으며 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송 될 수 있다.
도 33에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 빌더는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 빌딩 블록(605100)은 제1 딜레이 보상부(604110), 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120), 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605300-1)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)은 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 딜레이 보상부(605100-2), 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605200-2), 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605300-2)을 포함할 수 있다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130)와 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605310)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
이하 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
제 1 딜레이 보상부(605110)는 및 제 2 딜레이 보상부(605110)는 각각의 경로를 통해 입력되는 L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 1 프레임만큼의 지연 및 BICM 인코더(604300) 수행에 따른 지연을 모두 보상할 수 있다. L1-시그널링 정보는 현재 프레임에 대한 정보뿐 만 아니라 후속 프레임에 대한 정보까지 포함할 수 있다. 따라서 상술한 인풋 프로세싱 과정에서는 L1-시그널링 정보를 현재 입력되는 PLP 데이터보다 한 프레임씩 지연될 수 있기 때문이다. 이러한 과정을 통해 하나의 프레임은 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함하는 L1- 시그널링 정보를 모두 전송할 수 있게 된다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 각 경로를 통해 입력된 심볼 단위의 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다.
이 경우 각 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터는 커먼 PLP 데이터, MISO/MIMO 인코딩된 PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 서브 슬라이스 프로세서 모듈(605120-1~2)은 다이버시티 효과를 얻기 위하여 PLP 데이터 셀들에 대해 서브 슬라이싱을 수행하여 프레임에 매핑할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어(pair)로 묶어 프레임에 매핑할 수 있다.
수신단의 MISO 신호의 복구 성능을 높이기 위하여, MISO 인코딩시 MISO 전송 채널은 채널간의 코히어런스(coherence)가 확보되어야 한다. 따라서, 채널간의 코히어런스를 확보하기 위하여 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는, 동일한 PLP 데이터로부터 생성되는 셀들을 페어로 묶어 OFDM 변조의 서브캐리어에 매핑함으로써 채널간의 코히어런스를 최대화할 수 있다. 다시 말하면, 본 발명의 실시예에서는 MISO 인코더가 프레임 빌더의 전단인 BICM 인코더에 위치하므로, 프레임 빌더에서 이러한 MISO 인코딩을 고려하여 페어 단위로 프레임 구조를 구성하게 된다.
또한 상술한 바와 같이, 비트 인터리버(604120) 및 타임 인터리버(604160)에 의해 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙 또는 타임 인터리빙이 수행되는 경우, 페어로 묶는 2개의 입력 셀들은 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신부에서는 다이버시티를 확보하고, 높은 수신 성능을 얻을 수 있는 효과가 있다. 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙 된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어로 묶어 하나의 인터리빙 단위로 처리하여 주파수 인터리빙을 수행할 수 있다. 이는 상술한 바와 같이 채널간의 코히어런스를 최대화하기 위함이다.
도 34는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 34에 도시된 OFDM 제너레이터는 도 1에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 일 실시예이다.
본 발명은 2 개의 송신 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 34에 도시된 OFDM 제너레이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 방송 신호를 입력받아 복조하고 두 개의 안테나(Tx1, Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)이라 하고, 제2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)이라 호칭할 수 있다.
제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 전송되는 채널 간 채널 상관도(channel correlation)가 클 경우, 제 1 안테나 및 제 2 안테나는 상관도의 부호에 따라 전송 신호에 극성(polarity)을 적용하여 전송할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 기법을 사용하는 MIMO 방식을 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식이라 호칭할 수 있으며, 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 1 안테나를 수직 안테나(Vertical Antenna), 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 2 안테나를 수평 안테나(Horizontal Antenna)라 호칭할 수 있다. 따라서 본 발명의 제1 OFDM 제너레이팅 블록(606100)은 제 1 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송하고, 제2 송신부(606900)는 제 1 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송할 수 있다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록 (606900)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)은 파일럿 삽입 모듈(606100-1), IFFT 모듈(606200-1), PAPR 모듈(606300-1), GI 삽입 모듈(606400-1), P1 심볼 삽입 모듈(606500-1), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1) 및 DAC(606700-1)를 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)은 파일럿 삽입 모듈(606100-2), IFFT 모듈(606200-2), PAPR 모듈(606300-2), GI 삽입 모듈(606400-2), P1 심볼 삽입 모듈(606500-2), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-2), 및 DAC(606700-2)를 포함할 수 있으며, 제 1 송신부(606800)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다. 파일럿 삽입 모듈(606100-1)은 미리 결정된 파일럿 패턴의 파일럿을 프레임 내 해당 위치에 삽입하여 IFFT 모듈(606200-1)로 출력한다. 이때 파일럿 패턴 정보는 AP1 시그널링 정보에 포함되어 전송될 수도 있고, L1-시그널링 정보에 포함되어 전송 될 수도 있다. 또는 AP1 시그널링 정보와 L1-시그널링 정보 모두에 포함되어 전송 될 수도 있다.
IFFT 모듈(606200-1)은 파일럿이 삽입된 각 경로의 신호에 IFFT 연산을 수행하여 PAPR 모듈(606300-1)로 출력할 수 있다.
PAPR 모듈(606300-1)은 시간 영역의 신호들의 PAPR을 감소시켜 GI 삽입 모듈(606400-1)로 출력한다. 또한 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 삽입 모듈(606100-1)로 피드백할 수 있다.
GI 삽입 모듈(606400-1)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 CP(cyclic prefix) 형태로 가드 인터벌을 각 OFDM 심볼에 삽입하여 P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)로 출력한다. GI 정보는 P1 시그널링 정보 또는 L1 프리-시그널링 정보를 통해 전송될 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입할 수 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)은 각 프레임의 시작 부분에 P1 심볼을 삽입하여 AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)로 출력할 수 있다.
AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)은 P1 심볼의 후단에 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)을 삽입하여 DAC(606700-1)로 출력한다.
DAC(606700-1)는 AP1 심볼이 삽입된 각 신호 프레임을 아날로그 신호로 변환한 후 해당 송신 안테나(Tx1)를 통해 전송할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성 블록에 대하 설명한다.
도 35는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 35에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 또 다른 실시예이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1- 프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
도 35에 도시된 바와 같이, BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(607100). MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(607200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)을 포함할 수 있다.
도 35에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 32에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 각각 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들의 MISO 인코더(607120, 6074320-1~2) 및 MIMO 인코더(607320)는 성상도 맵퍼(607110,607210-1~2,607310-1~2)의 후단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
PLP 데이터 또는 시그널링 데이터는 성상도에 매핑된 이후부터 심볼 단위로 처리될 수 있다. 따라서 도 32에 도시된 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록이나 도 35에 도시된 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록에 포함된 셀 인터리버, 타임 인터리버, MISO 인코더 및 MIMO 인코더는 심볼 단위로 입력 데이터를 처리할 수 있다. 또한 방송 신호 수신기는 제 1 실시예 또는 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들에 대응하여, 역과정으로 수신한 데이터에 대해 BICM 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 방송 신호 수신기의 MISO 디코더, MIMO 디코더, 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버는 수신 데이터를 심볼 단위로 처리할 수 있다.
하지만, 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 데이터마다 MISO 디코딩 또는 MIMO 디코딩을 가장 먼저 수행할 수 있으며, MISO 디코딩 또는 MIMO 디코딩이 수행된 데이터는 비트 단위로 출력될 수 있다. MISO 디코더 또는 MIMO 디코더가 출력하는 데이터는 비트 단위의 확률 정보가 될 수 있기 때문이다. 따라서 이후 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 타임 디인터리빙 및 셀 디인터리빙 과정을 수행할 수 있으나, 비트 단위로 출력된 데이터가 입력되므로 심볼 단위에 관한 정보가 필요하다. 따라서 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 디인터리빙 과정에 필요한 입력 비트들의 심볼 매핑에 대한 정보를 저장해야 하므로 방송 신호 수신기의 메모리 복잡도가 증가할 수 있다.
도 35에 도시된 바와 같이 제 2 실시예의 BICM 인코더는 MISO 인코더(607100,607300,607400) 및 MIMO 인코더(607200)가 성상도 맵퍼의 후단에 위치하고 있다. 따라서 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 MISO/MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. 따라서 제 1 실시예의 방송 신호 수신기보다 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
제 2 실시예에 따른 프레임 빌더 및 OFDM 제너레이터는 도 33 및 도 34에 도시된 제 1 실시예에 따른 프레임 빌더 및 OFDM 제너레이터와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
도 36 내지 도 38은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 36은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 36에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)의 일 실시예이다.
본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 36의 OFDM 디모듈레이터는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받아 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)이라하고, 제 2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이라고 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력하고, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 2 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력할 수 있다.
또한 도 36에 도시된 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 도34에 도시된 본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터에 포함되는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 튜너(610110), ADC(610120), P1 심볼 검출 모듈(610130), AP1 심볼 검출 모듈(610140), 동기화 모듈(610150), GI 제거 모듈(610160), FFT 모듈(610170) 및 채널 추정 모듈(610180)을 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 튜너(610210), ADC(610220), P1 심볼 검출 모듈(610230), AP1 심볼 검출 모듈(610240), 동기화 모듈(610250), GI 제거 모듈(610260), FFT 모듈(610270) 및 채널 추정 모듈(610280)을 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다.
튜너(610110)는 주파수 대역을 선택하여 원하는 대역의 방송 신호를 수신하고, 수신한 신호의 크기를 보상하여 ADC(610120)로 출력할 수 있다.
ADC(610120)는 아날로그 방송 신호를 디지털 신호로 변환하여 P1 심볼 검출 모듈(610130)로 출력할 수 있다.
P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디지털 변환된 방송 신호 중 P1 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 검출하고, P1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디코딩된 P1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 P1 시그널링 정보를 이용하여 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 가지고 있는지 등의 정보를 획득하여 다른 디바이스 요소들의 신호 처리를 제어할 수 있다.
AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디지털 방송 신호 중 AP1 시그널링 정보를 전송하는 AP1 심볼을 검출하고, AP1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 이용하여 현재 프레임의 파일럿 패턴 정보, L1 프리 스프레드 구간 정보 등을 얻을 수 있다.
동기화 모듈(610150)은 디코딩된 P1 시그널링 정보와 AP1 시그널링 정보를 이용하여 수신 신호에 대해 시간 동기와 주파수 동기를 수행할 수 있다.
GI 제거 모듈(610160)은 동기화가 수행된 신호에 포함된 가드 인터벌을 제거하여 FFT 모듈(610170)로 출력할 수 있다.
FFT 모듈(610170)은 FFT 연산을 이용하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
채널 추정 모듈(610180)은 주파수 영역으로 변환된 신호에 삽입된 파일럿 신호들로부터 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널을 추정할 수 있다. 이때 채널 추정 모듈(610180)은 추가적으로 추정된 채널을 이용하여 각 수신 데이터에 대한 채널 등화(equalizing)를 수행 할 수 있다. 이후 주파수 영역으로 변환된 신호들은 프레임 디맵퍼로 입력된다.
도 37은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 37에 도시된 프레임 디맵퍼는 도 2에서 설명한 프레임 디맵퍼(107200)의 일 실시예이다.
도 37에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 1 실시예에 따른 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100)은 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)은 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)를 포함할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)와 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
또한 제 1 실시예에 따른 프레임 디맵퍼는 도 33에 도시된 제 1 실시예에 따른 프레임 빌더의 역과정을 수행할 수 있다.
제 1 프레임 빌더 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 이하 설명한다.
제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 연속된 2개의 셀들을 페어로 묶어 하나의 디인터리빙 단위로 처리하여 주파수 디인터리빙을 수행할 수 있다. 디인터리빙 과정은 송신부에서 수행한 인터리빙의 역과정으로 수행되며, 주파수 디인터리빙이 수행된 데이터는 원래의 데이터 순서대로 복원되어 출력된다.
제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 방식이 적용될 MISO PLP 데이터 및 MIMO 방식이 적용될 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 다음에 수신할 다음 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 연속한 2 개의 셀들을 페어로 묶어 추출할 수 있다.
추출된 데이터 즉, 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 BICM 디코더로 입력되고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 BICM 디코더로 입력된다.
도 38은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 38에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 일 실시예이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 통해 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다.
즉, 도 38의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(612100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(612200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 32에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 MISO 디코더(612110), 타임 디인터리버(6122120), 셀 디인터리버(612130), 성상도 디맵퍼(612140), 제 1 먹스(612150), 비트 디인터리버(612160) 및 FEC 디코더(612170)를 포함할 수 있다.
MISO 디코더(612110)는 MISO PLP 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 본 발명의 MISO 디코더(612110)는 4가지 동작을 수행할 수 있다. 이하 각 동작에 대해 설명한다.
첫째, MISO 디코더(612110)는 도 36에서 설명한 OFDM 디모듈레이터에 포함된 채널 추정 모듈(610800-1~2)에서 채널 등화를 수행하지 않은 경우, 송신 가능한 모든 레퍼런스 포인트에 대해 채널 추정의 효과를 적용한 후에 LLR 값을 계산할 수 있다. 따라서 채널 등화와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
둘째, MISO 디코더(612110)는 도 32에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)의 동작에 따라 다음과 같은 동작을 수행할 수 있다. 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, MISO 디코더(612110)는 성상도의 I-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이 시킬 수 있으며 성상도 회전 각도를 고려하여 2D-LLR 값을 계산할 수 있다.
만약, 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 회전시키지 않고, 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시키지 않은 경우, MISO 디코더(612110)는 노멀 QAM을 기준으로 2-D LLR 값을 계산할 수 있다.
셋째, MISO 디코더(612110)는 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 MISO 인코더(604170)에서 사용된 인코딩 매트릭스에 따라 역과정이 수행될 수 있도록 디코딩 매트릭스를 선정한 후 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
넷째, MISO 디코더(612110)는 두 개의 수신 안테나로 입력된 신호들을 결합할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 결합 방법은 맥시멈 레시오 컴바이닝(maximum ratio combining), 이퀄 게인 컴바이니이(equal gain combining), 셀렉티브 컴바이닝(selective combining) 등을 포함할 수 있으며, 결합된 신호의 SNR을 최대로 만들어 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한 MISO 디코더(612110)는 신호 결합이 수행된 하나의 신호에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있으며, 두 안테나 입력에 대해서 MISO 디코딩을 수행한 뒤에 MISO 디코딩된 신호를 결합할 수 있다.
타임 디인터리버(6122120)는 MISO 디코딩된 데이터에 대하여 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복구시키고, 셀 디인터리버(612130)는 타임 디인터리빙된 데이터에 대해 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
성상도 디맵퍼(612140)는 MISO 디코더(612110)의 동작에 따라 다음과 같은 기능을 수행할 수 있다.
우선, MISO 디코더(612110)가 직접 LLR 값을 출력하지 않고 MISO 디코딩만 수행하는 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 LLR 값을 계산할 수 있다. 구체적으로는 이하와 같다. 도 32에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행한 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 I-phase 성분을 딜레이시킨 뒤 LLR 값을 계산할 수 있다. 만약 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행하지 않은 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 노말 QAM을 기준으로 LLR 값을 계산할 수 있다.
LLR 값을 계산하는 방법은 2-D LLR을 계산하는 방법과 1-D LLR 값을 계산하는 방법을 포함할 수 있다. 1-D LLR 값을 계산하는 경우, 제 1 경로 및 제 2 경로의 입력 중 어느 하나만을 수행하여 LLR 계산의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
제 1 먹스(612150)는 디맵핑된 데이터를 비트 스트림의 형태로 복원할 수 있다.
비트 인터리버(612160)는 입력된 비트 스트림에 대하여 디인터리빙을 수행할 수 있으며, FEC 디코더(612170)는 디인터리빙이 수행된 데이터에 대해 FEC 디코딩을 수행하여 전송 채널상의 에러를 정정하여 MISO PLP 데이터를 출력할 수 있다.
제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 MIMO 디코더(612210), 제 1 타임 디인터리버(612220-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612220-1), 제 1 셀 디인터리버(612230-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612230-1), 제 1 성상도 디맵퍼(612240-0) 및 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)를 포함할 수 있다.
MIMO 디코더(612210)는 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 입력받은 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코더(612210)는 상술한 MISO 디코더(612110)의 4가지 동작 중 네번째 동작, 즉, 신호 결합 동작을 제외한 나머지 동작을 MISO 디코더(612110)와 동일하게 수행할 수 있다. 이때 MIMO 디코더(612210)는 상술한 제 1 내지 제 6 실시예의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 디코딩을 수행할 수도 있다.
제 1 타임 디인터리버(612220-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612220-1)는 MIMO 디코딩된 데이터에 대해 셀 단위로 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 복원시킬 수 있다. 이 경우 제 1 셀 디인터리버(612230-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612230-1)는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 데이터에 대해서만 셀 디인터리빙을 수행할 수 있다. 결과적으로 제 1 셀 디인터리버(612230-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612230-1)에 의한 셀 디인터리빙은 하나의 FEC 블록을 이용한 MISO 방식의 셀 디인터리버(612130)의 디인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다.
제 1 성상도 디맵퍼(612240-0), 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)는 상술한 MISO 방식과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 3 BICM 디코딩 블록(612300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(612400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(612500)을 포함할 수 있다. 제 1 디코딩 블록(612400)은 MISO 디코더(612410), 타임 디인터리버(612420), 셀 디인터리버(612430), 성상도 디맵퍼(612440) 및 FEC 디코더(612450)를 포함할 수 있으며, 제 2 디코딩 블록(612500)은 MISO 디코더(612510), 타임 디인터리버(612520), 셀 디인터리버(612530), 성상도 디맵퍼(612540), 먹스(612550), 비트 디인터리버(612560) 및 FEC 디코더(612570)를 포함할 수 있다.
이하 제 1 디코딩 블록(612400) 및 제 2 디코딩 블록(612500)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)에 포함된 각 블록들의 기능과 동일하므로 구체적 내용은 생략한다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(612400)은 L1-프리 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 L1-프리 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 2 디코딩 블록(612500)은 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 하나의 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
이하에서는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록에 대해 설명한다.본 발명의 제 2 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터 및 프레임 디맵퍼는 도 36 및 도 37에 도시된 제 1 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터 및 프레임 디맵퍼와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
도 39는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 39에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 또 다른 실시예이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다.
즉, 도 39의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(615100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(615200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(615400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(615500)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 35에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
도 39에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 38에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 디코더는 MISO 디코더(615110,615410,615510) 및 MIMO 디코더(615310)가 셀 디인터리버의 후단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 디코더와 다르다.
도 35에서 상술한 바와 같이, 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더의 경우, 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 MISO/MIMO 디코딩을 수행하므로 방송 신호 수신기의 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(615100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(615200)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(615400)은 L1-프리 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 L1-프리 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)에 포함된 제 2 디코딩 블록(615500)은 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 하나의 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
도 40 및 도 41은 본 발명에 따른 각 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 공통적으로 포함되는 아웃풋 프로세서의 실시예를 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 40에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 2에서 설명한 아웃풋 프로세서(107400)의 일 실시예이다.
도 40의 아웃풋 프로세서는, 도 29에서 도시된 싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예로서, BB 디스크램블러(616100), 패딩 제거(remove) 모듈(616200), CRC-8 디코더(616300) 및 BB 프레임 프로세서(616400)를 포함한다. 아웃풋 프로세서는, 방송 신호 수신기에서 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역처리를 수행하는 BICM 디코더(또는, 디코딩 모듈)로부터 비트 스트림을 수신하여 도 29에서 설명한 인풋 프로세서가 처리한 과정의 역과정을 수행한다.
BB 디스크램블러(616100)는 비트 스트림을 입력받아, 도 29의 BB 스크램블러에서 프로세싱한 PRBS와 동일하게 발생된 비트열과 XOR 연산하여 출력한다. 패딩 제거 모듈(616200)은 필요에 따라, 방송 신호 송신기의 패딩 삽입 모듈에서 삽입된 패딩 비트들을 제거한다. CRC-8 디코더(616300)는 비트 스트림에 대해 CRC 디코딩을 수행하고, BB 프레임 프로세서(616400)는 BB 프레임 헤더에 포함된 정보를 디코딩하고, 디코딩된 정보를 사용하여 TS 또는 GS를 복원한다.
도 41은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 41의 아웃풋 프로세서는, 도 30 및 도 31에서 도시한 복수의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예이다. 아웃풋 프로세서는, 복수의 PLP를 처리할 수 있도록 복수의 블록들을 포함할 수 있으며, 이하의 설명에서는 동일한 종류의 블록에 대하여는 하나의 블록을 예로서 설명하도록 한다. 아웃풋 프로세서는 BB 디스크램블러(617100, 617400-1,617400-2 등), 패딩 제거(removal) 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130), BB 프레임 프로세서(617140), 디-지터(De-jitter) 버퍼(617150), 널 패킷 삽입 모듈(617160), TS 클록(clock) 리제네레이션(regeneration) 모듈(617170), 인밴드 시그널링 디코더(617180), TS 재결합(recombining) 모듈(617300) 및 L1 시그널링 디코더(617410)를 포함한다. 이 중 도 40에서 설명한 블록과 동일한 블록에 대한 설명은 생략하기로 한다.
방송 신호 수신기의 복수의 PLP에 대한 프로세싱은, 커먼(common) PLP와 관련된 데이터 PLP를 디코딩하는 경우 또는 방송 신호 수신기가 복수의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트(예를 들어, SVC(Scalable Video Service)의 컴포넌트들)를 동시에 디코딩하는 경우를 예로서 설명할 수 있다. BB 스크램블러(617110), 패딩 제거 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130) 및 BB 프레임 프로세서(617140)의 동작은 도 40와 관련하여 상술한 바와 같다.
디-지터 버퍼(617150)는 복수의 PLP 간의 싱크로나이제이션을 위해 방송 신호 송신기에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(Time To Output) 파라미터 정보에 따라 보상한다. 널 패킷 삽입 모듈(617160)은 DNP(Deleted Null Packet) 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 복원한다. 이 때 TS 클록 리제네레이션 모듈은 ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원한다. TS 재결합 모듈(617300)는 위와 같이 복원된 커먼 PLP와 관련된 데이터 PLP들을 입력받아 원래의 TS, IP 또는 GS를 복원하여 출력한다. 상술한 정보들 중 TTO 파라미터 정보, DNP 정보, ICSR 정보는 모두 BB 프레임 프로세서가 BB 프레임 헤더를 프로세싱하여 획득하고, 시스템 컨트롤러 또는 이 정보들이 필요한 각각의 블록들로 전송할 수 있다.
인밴드 시그널링 디코더(617200)는 데이터 PLP의 패딩 비트 필드를 통해 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복구하여 출력한다.
L1 시그널링 정보의 경우, BB 디스크램버들(617400-1, 617400-2)이 각각 L1 프리 시그널링 정보에 해당하는 데이터 및 L1 포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터를 디스크램블링하고, L1 시그널링 디코더(6174100)는 디스크램블링된 데이터를 디코딩하여 L1 시그널링 정보를 복원한다. 복원되는 L1 시그널링 정보는 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, 복원된 L1 시그널링 정보는 시스템 컨트롤러에 전달되어 방송 신호 수신기가 BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 디코딩, 프레임 디매핑, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 복조 등의 동작을 수행하는데 필요한 파라미터들을 제공한다. 상술한 바와 같이, L1 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 하나의 BB 디스크램블러로 입력되어, 디스크램블링될 수도 있다.
도 42 내지 도 45는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 42는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 42에 도시된 BICM 인코더는 도 29에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 또 다른 실시예이다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더는 도 32에서 설명한 바와 같이, 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
본 발명의 제 3 실시예에 따르면 후술할 OFDM 제너레이터는 MISO 방식 또는 MIMO 방식으로 처리될 PLP 데이터와 L1-시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 42에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(618100), MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(618200) 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(618300)을 포함할 수 있다. 도 42에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 32에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 인코딩 블록들은 MISO 인코더 및 MIMO 인코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
결과적으로, 제 1 BICM 인코딩 블록(618100)은 1개의 경로(STx_k)로 입력받은 타임 인터리빙된 MISO PLP 데이터를 BICM 인코딩 처리하여 프레임 빌더로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 인코딩 블록(618200)은 1개의 경로(STx_m)로 입력받은 타임 인터리빙된 MIMO PLP 데이터를 BICM 인코딩 처리하여 프레임 빌더로 출력할 수 있다. 또한, 제 3 BICM 인코딩 블록(618300)은 2개의 경로(STx_pre, STx_post)로 입력받은 L1-프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(618400) 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(618500)을 포함할 수 있으며, 제 1 인코딩 블록(618400)은 타임 인터리빙이 수행된 L1-프리 시그널링 데이터를 출력할 수 있으며, 제 2 인코딩 블록(618500)은 타임 인터리빙이 수행된 L1-포스트 시그널링 데이터를 출력할 수 있다.
도 43은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 43에 도시된 프레임 빌더는 도 1에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 또 다른 실시예이다.
도 43에 도시된 바와 같이, BICM 인코더로부터 출력된, 타임 인터리빙된 MISO PLP 데이터, 2개의 MIMO PLP 데이터, 2개의 MIMO PLP 데이터 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터는 프레임 빌더로 입력될 수 있다.
이 경우, 프레임 빌더는 MISO PLP 데이터, MIMO PLP 데이터, L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 입력받는 제 1 경로 및 MIMO PLP 데이터을 입력받는 제 2 경로를 통해 각 데이터를 입력받을 수 있다. 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송될 수 있으며 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송 될 수 있다.
도 43에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 빌더는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 빌딩 블록(619100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 빌딩 블록(619200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 빌딩 블록(619100)은 제 1 딜레이 보상부(619110), 제 1 셀 맵퍼(619120), 및 제 1 주파수 인터리버(619300-1)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 빌딩 블록(619200)은 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 셀 맵퍼(619210) 및 제 2 주파수 인터리버(619220)을 포함할 수 있다.
제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 1 주파수 인터리버(619130)와 제 2 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 주파수 인터리버(619310)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
이하 제 1 프레임 빌더 블록(619100) 및 제 2 프레임 빌더 블록(619200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
딜레이 보상부(619110)는 L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 1 프레임만큼의 지연 및 제 3 BICM 인코딩 블록(619300)의 인코딩 수행에 따른 지연을 모두 보상할 수 있다. L1-시그널링 정보는 현재 프레임에 대한 정보뿐 만 아니라 후속 프레임에 대한 정보까지 포함할 수 있기 때문에, 인풋 프로세싱 과정에서는 L1-시그널링 정보를 현재 입력되는 PLP 데이터보다 한 프레임씩 지연될 수 있다. 이러한 과정을 통해 하나의 프레임은 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 모두 포함하는 L1-시그널링 정보를 전송할 수 있다.
제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)는 각 경로를 통해 입력된 심볼 단위의 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다.
또한 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터를 각각 하나의 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예에서는 주파수 인터리빙 이후 즉, OFDM 제너레이팅 단계에서 MISO/MIMO 인코딩이 이루어지는데, 이 경우, OFDM 심볼 단위로 MISO/MIMO 인코딩이 수행될 수 있다. 만약, MISO PLP 데이터 셀과 MIMO PLP 데이터 셀이 동일한 OFDM 심볼에 함께 매핑된다면, OFDM 제너레이터에서는 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩/MIMO 인코딩을 독립적으로 수행할 수 없게 된다. 따라서 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터가 동일한 OFDM 심볼 내에 매핑되지 않도록 처리할 수 있다.
제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)로 입력되는 PLP 데이터는 커먼 PLP 데이터, MISO, MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 서브 슬라이스 프로세서 모듈(619120-1 및 619210-1)은 다이버시티 효과를 얻기 위하여 PLP 데이터 셀들에 대해 서브 슬라이싱을 수행하여 프레임 내에 매핑할 수 있다.
또한 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기에서는 송신 시스템을 단순하게 구성하기 위해서, 제 1 셀 맵퍼(619120)는 제 2 셀 맵퍼(619210)는 동일하게 동작하는 것을 일 실시예로 한다.
단, MISO PLP 데이터와 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터는 제 1 경로를 통해서만 입력이 되지만, MIMO PLP 데이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되므로, 어떤 데이터가 입력되느냐에 따라 셀 맵퍼의 동작은 달라질 수 있다.
이하에서 구체적인 동작에 대해 설명한다.
첫째, 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)는 제 1 경로를 통해 입력되는 동일한 MISO PLP 데이터를 각각 입력받을 수 있으며, 딜레이 보상부(619110)에서 출력된 동일한 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 각각 입력받을 수 있다. 이 경우 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)는 각각의 입력 데이터들을 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 할당되도록 매핑할 수 있다.
둘째, 제 1 셀 맵퍼(619120) 및 제 2 셀 맵퍼(619210)중 제 1 셀 맵퍼(619120)만 MISO PLP 데이터 및 지연 보상된 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 입력 받을 수 있다. 이 경우, 제 2 셀 맵퍼(619210)는 MIMO PLP에 대해서만 매핑을 수행할 수 있다.
제 1 주파수 인터리버(619130) 및 제 2 주파수 인터리버(619220)는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 주파수 인터리버(619130) 및 제 2 주파수 인터리버(619220)는 하나의 OFDM 심볼을 인터리빙 단위로 하여 주파수 인터리빙을 수행할 수도 있다. 또한 제 2 셀 맵퍼(619210)가 MIMO PLP 데이터만 입력받는 경우, 제 2 주파수 인터리버(619220) 역시 MIMO PLP 데이터에 대해서만 인터리빙을 수행할 수 있다.
도 44는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 44에 도시된 OFDM 제너레이터는 도 1에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 또 다른 실시예이다.
본 발명은 2개의 송신 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 44에 도시된 OFDM 제너레이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 주파수 인터리빙된 데이터를 입력받아 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행하고 OFDM 복조하여 두 개의 안테나(Tx1, Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 데이터를 변조하는 블록을 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(620200)이라 하고, 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)이라 호칭할 수 있다. 또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
도 44에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 MISO/MIMO 인코더(620100), 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(620200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)을 포함할 수 있다. 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(620200)은 파일럿 삽입 모듈, IFFT 모듈, PAPR 모듈, GI 삽입 모듈, P1 심볼 삽입 모듈, AP1 심볼 삽입 모듈 및 DAC를 포함할 수 있으며, 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)은 파일럿 삽입 모듈, IFFT 모듈, PAPR 모듈, GI 삽입 모듈, P1 심볼 삽입 모듈, AP1 심볼 삽입 모듈, 및 DAC를 포함할 수 있고, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(620200)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터에 포함된 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 (620200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)은 도 34에 도시된 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략한다. 단, 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 제 1 실시예에 따른 OFDM 제너레이터와 달리 MIMO/MISO 인코더(620100)을 포함하고 있으므로 MIMO/MISO 인코더(620100)의 구체적인 동작에 대해 설명한다.
MIMO/MISO 인코더(603100)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MISO PLP 데이터 또는 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터인 경우, MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩을 수행한 뒤 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 (620200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)으로 출력할 수 있다. 이 경우 입력된 데이터는 제 1 경로 또는 제 2 경로 중 어느 하나의 경로를 통해서만 입력될 수도 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 매트릭스의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code, 또는 Alamouti code)을 포함할 수 있다.
만약, 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MIMO PLP 데이터인 경우, MIMO/MISO 인코더(620100)는 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MIMO 인코딩을 수행한뒤 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(620200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(620300)으로 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다. 또한, 상술한 제 1 실시예 내지 제 6 실시예의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 상술한 실시예와 같이 MIMO 인코딩을 수행할 수도 있다.
도 45 내지 도 47은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 전송 시스템의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 45는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 45에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 또 다른 실시예이다.
본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1- 프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
본 발명의 제 4 실시예는 본 발명의 제 3 실시예와 거의 동일하나 MIMO 방식으로 처리될 MIMO PLP 데이터에 대해서는 BICM 인코더에서 MIMO 인코딩을 수행한다는 점이 다르다. 즉, 본 발명의 제 4 실시예의 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(621100), MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(621200) 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(621300)을 포함할 수 있으며, 제 3 BICM 인코딩 블록(621300)은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(621400) 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(621500)을 포함할 수 있다.
도 45에 도시된 제 4 실시예에 따른 제 1 및 제 3 BICM 인코딩 블록들(621100 및 621300)은 도 42에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 각각 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 하지만 제 2 BICM 인코딩 블록(621200)은 MIMO 인코더(621210)를 포함하고 있는 점이 제 3 실시예와 다르므로 이하 구체적인 동작에 대해 살펴본다. 단, MIMO 인코더(621210)를 제외한 제 2 BICM 인코딩 블록(621200)에 포함된 나머지 블록들 역시 도 42에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 각각 동일하게 동작하므로 각 블록의 기능에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
제 2 인코딩 블록(621200)은 입력된 MIMO PLP 데이터는 FEC 인코딩 및 비트 인터리빙되어 제 2 디먹스(621210)으로 입력된다.
제 2 디먹스(621210)는 MIMO 인코딩에 필요한 2개의 입력 경로를 만들 수 있으며, 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다. 또한 2개의 입력 경로를 통해 전송되는 MIMO PLP 데이터의 전송 특성은 동일할 수도 있고, 다를 수도 있다.
2개의 입력 경로를 통해 전송되는 MIMO PLP 데이터의 전송 특성이 다른 경우, 제 2 디먹스(621210)는 하나의 FEC 블록에 포함되는 셀에 해당하는 MIMO PLP 데이터의 비트 워드들을 각 입력 경로에 랜덤하게 할당할 수 있다.
또한, 2개의 경로를 통해 전송되는 MIMO PLP 데이터의 모듈레이션 QAM 타입이 동일한 경우, 도 45에서 점선으로 도시된 제 2 성상도 맵퍼(621220-2), 제 2 셀 인터리버(621230-2) 및 제 2 타임 인터리버(621240-2)는 사용되지 않을 수 있다. 이 경우, 제 1 성상도 맵퍼(621220-1), 제 1 셀 인터리버(621230-1) 및 제 1 타임 인터리버(621240-1)는 2개의 입력을 MIMO 인코더(621250)으로 출력할 수 있다.
MIMO 인코더(621210)는 도 44에 도시된 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터의 MISO/MIMO 인코더(620100)의 MIMO 인코딩과 동일한 동작을 수행하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
결과적으로, 제 1 BICM 인코딩 블록(621100)은 1개의 경로(STx_k)로 MISO PLP 데이터, STx_k를 프레임 빌더로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 인코딩 블록(621200)은 2개의 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO PLP 데이터를 프레임 빌더로 출력할 수 있으며, 제 3 BICM 인코딩 블록(621300)은 2개의 경로(STx_pre, STx_post)로 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 프레임 빌더로 출력할 수 있다.
도 46은 도 45에 도시된 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더의 또 다른 실시예를 나타낸 도면이다.
도 46에 도시된 바와 같이, BICM 인코더의 또 다른 실시예는 제 1 BICM 인코딩 블록(622100), 제 2 BICM 인코딩 블록(622200) 및 제 3 BICM 인코딩 블록(622300)을 포함할 수 있다.
각 블록의 기능은 도 45에 도시된 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더에 포함된 블록과 거의 동일하나, 제 2 BICM 인코딩 블록(622200)에 포함된 MIMO 인코더(622220)이 제 1 성상도 맵퍼(622210-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(622210-1)의 다음에 위치하고 있다는 점이 다르다.
PLP 데이터 또는 시그널링 데이터는 성상도에 매핑된 이후부터 심볼 단위로 처리될 수 있다. 따라서 도 46에 도시된 제 2 BICM 인코딩 블록(622200)은 MIMO PLP 데이터에 대해 OFDM 심볼 단위로 셀 인터리빙, 타임 인터리빙, MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 이 경우, 방송 신호 수신기는 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들에 대응하여, 역과정으로 수신한 데이터에 대해 BICM 디코딩을 수행할 수 있다. 즉, 방송 신호 수신기의 MIMO 디코더, 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버는 수신 데이터를 심볼 단위로 처리할 수 있다.
하지만, 도 45에 도시된 BICM 인코더에 대응하는 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 가장 먼저 수행해야 하며, MIMO 디코딩이 수행된 데이터는 비트 단위로 출력된다. 이후 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 타임 디인터리빙 및 셀 디인터리빙을 수행할 수 있으나, 비트 단위로 출력된 데이터가 입력되므로 입력 데이터의 심볼 단위에 관한 정보가 필요하다.
즉, 방송 신호 수신기는 디인터리빙 과정에 필요한 입력 비트들의 심볼 매핑에 대한 정보를 저장해야 하므로 방송 신호 수신기의 메모리 복잡도가 증가할 수 있다.
하지만 도 46에 도시된 제 2 실시예의 BICM 인코더의 또 다른 실시예에서는 MIMO 인코더(622220)가 제 1 성상도 맵퍼(622210-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(622210-2)의 후단에 위치하고 있다. 따라서 이에 대응하는 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 심볼 단위의 데이터에 대하여 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다.
이 경우 MIMO 디코딩이 수행된 비트 단위의 데이터는 성상도 디맵핑 과정을 거치게 되므로, 별도의 심볼 매핑에 관한 정보가 요구되지 않는다. 따라서 도 45에 도시된 제 4 실시예의 일 실시예에 대응하는 방송 신호 수신기보다 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
결과적으로, 제 1 BICM 인코딩 블록(622100)은 1개의 경로(STx_k)를 통해 MISO PLP 데이터를 프레임 빌더로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 인코딩 블록(605200)은 2개의 경로(STx_m, STx_m+1)를 통해 MIMO PLP 데이터를 프레임 빌더로 출력할 수 있으며, 제 3 BICM 인코딩 블록(622300)은 2개의 경로(STx_pre, STx_post)를 통해 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 프레임 빌더로 출력할 수 있다.
본 발명의 제 4 실시예에 따른 프레임 빌더는 도 43에 도시된 제 3 실시예에 따른 프레임 빌더와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
도 47은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 47에 도시된 OFDM 제너레이터는 도 1에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 또 다른 실시예이다.
본 발명은 2개의 송신 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 47에 도시된 OFDM 제너레이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터, 주파수 인터리빙된 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 입력받고, MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터에 대해서만 MISO 인코딩을 수행한 뒤, 모든 데이터를 OFDM 복조하여 두 개의 안테나(Tx1, Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 데이터를 변조하는 블록을 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(624200)이라 하고, 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(624300)이라 호칭할 수 있다. 또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
도 47에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 MISO 인코더(624100), 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(624200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(624300)을 포함할 수 있다. 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(624200) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록 (624300)은 도 44에 도시된 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터에 포함된 블록들과 동일한 기능을 수행하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만, 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 MISO 인코더(624100)을 포함하고 있다는 점이 제 3 실시예와 다르므로, MISO 인코더(624100)의 동작에 대해 설명한다.
MISO 인코더(624100)는 주파수 인터리빙된 MISO PLP 데이터, L1- 프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해서만 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. MISO 인코더(624100)의 동작은 도 44에 도시된 MIMO/MISO 인코더(620100)의 동작과 동일하다. 또한 추가로, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터가 입력된 경우 바이패싱할 수도 있으며, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 48은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 48에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 4 실시예에 따른 방송 신호를 송신하는 제 1 기지국(625100) 및 제 2 기지국(625200)은 각각 2개의 안테나를 통해 방송 신호를 송신할 수 있다. 각 기지국의 안테나에서 전송되는 방송 신호들은 MIMO 방식을 통해 생성될 수 있다.
제 1 방송 네트워크 셀(625110)내의 수신기(625120)는 제 1 기지국(625100)에서 전송하는 MIMO 방송 신호를 수신할 수 있으며, 제 2 방송 네트워크 셀(625210)내의 수신기(625220)는 제 2 기지국(625200)에서 전송하는 MIMO 방송 신호를 수신할 수 있다. 따라서 수신기(625120 및 625220)은 다이버시티를 확보하고 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
하지만 제 1 기지국(625100) 및 제 2 기지국(625200)으로부터 먼 거리에 있는 수신기(625300)의 경우 MIMO 방송 신호의 수신성능 열화가 일어날 수 있다. 이와 같이 수신 성능 열화가 일어나는 영역을 음영대라 호칭한다.
따라서 도 47에서 설명한 바와 같이 MISO 인코더(624100)에서 MIMO 인코딩된 MIMO PLP에 대해 MISO 인코딩을 수행하는 경우 제 1 기지국(625100) 및 제 2 기지국(625200)의 안테나로부터 전송되는 방송 신호는 MIMO 처리 및 MISO 처리가 중첩적으로 수행되므로, MIMO 게인과 MISO 게인을 동시에 얻을 수 있는 효과가 있다. 이 경우, 음영대 영역에 있는 수신기(625300)의 경우 MISO 처리된 방송 신호를 수신할 수 있으므로 음영대 영역의 수신 성능 열화를 보상할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
도 49 내지 도 51은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 49는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 49에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)의 또 다른 실시예이다.
본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 49의 OFDM 디모듈레이터는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받아 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100)이라 호칭하고, 제 2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200)이라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100)은 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 MISO/MIMO 디코더(626300)로 출력하고, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200)은 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 2 경로를 통해 MISO/MIMO 디코더(626300)로 출력할 수 있다.
또한 도 49에 도시된 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 도 44에 도시된 본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100), 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200) 및 MISO/MIMO 디코더(626300)를 포함할 수 있다. 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100)은 튜너, ADC, P1 심볼 검출 모듈, AP1 심볼 검출 모듈, 동기화 모듈, GI 제거 모듈, FFT 모듈 및 채널 추정 모듈을 포함할 수 있으며, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200)은 는 튜너, ADC, P1 심볼 검출 모듈, AP1 심볼 검출 모듈, 동기화 모듈, GI 제거 모듈, FFT 모듈 및 채널 추정 모듈을 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터에 포함된 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200)은 도 36에 도시된 제 1 실시예에 따른 OFMD 디모듈레이터와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략한다, 단, 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 MIMO/MISO 디코더(626300)를 포함하고 있으므로 이하에서 설명한다.
본 발명의 MIMO/MISO 디코더(626300)는 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하는 경우, 4가지 동작을 수행할 수 있다. 이하 각 동작에 대해 설명한다.
첫째, MIMO/MISO 디코더(626300)는 제 1 수신부(626100) 및 제 2 수신부(626200)에 포함된 채널 추정 모듈에서 MISO PLP에 대해 채널 등화를 수행하지 않은 경우, 송신 가능한 모든 레퍼런스 포인트에 대해 채널 추정의 효과를 적용한 후에 LLR 값을 계산할 수 있다. 따라서 채널 등화와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
둘째, MIMO/MISO 디코더(626300)는 도 42에 도시된 방송 신호 송신기의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼의 동작에 따라 다음과 같은 동작을 수행할 수 있다. 도 42에서 설명한 제 1 BICM 인코딩 모듈(618100)에 포함된 성상도 맵퍼에서 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, MIMO/MISO 디코더(626110)는 성상도의 I-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이 시킬 수 있으며 성상도 회전 각도를 고려하여 2D-LLR 값을 계산할 수 있다.
만약, 성상도 맵퍼에서 성상도를 회전시키지 않고, 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시키지 않은 경우, MIMO/MISO 디코더(626300)는 노멀 QAM을 기준으로 2-D LLR 값을 계산할 수 있다.
셋째, MIMO/MISO 디코더(626300)는 도 20에서 설명한 OFMD 제너레이터에 포함된 MIMO/MISO 인코더(620100)에서 사용된 인코딩 매트릭스에 따라 역과정이 수행될 수 있도록 디코딩 매트릭스를 선정한 후 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
넷째, MIMO/MISO 디코더(626300)는 두 개의 수신 안테나로 입력된 MISO PLP 데이터를 결합할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 결합 방법은 맥시멈 레이셔 컴바이닝(maximum ratio combining), 이퀄 게인 컴바이닝(equal gain combining), 셀렉티브 컴바이닝(selective combining) 등을 포함할 수 있다. 이 경우 MIMO/MISO 디코더(626300)는 결합된 신호의 SNR을 최대로 만들어 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한 MIMO/MISO 디코더(626300)는 신호 결합이 수행된 하나의 신호에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있으며, 두 안테나 입력에 대해서 MISO 디코딩을 수행한 뒤에 MISO 디코딩된 신호를 결합할 수 있다.
MIMO/MISO 디코더(626300)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. 이 경우, 상술한 MISO 디코딩과 동일한 동작들을 수행할 수 있으나, 4가지 동작 중 마지막 동작, 즉, 신호 결합 동작은 수행하지 않는다.
도 50은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 50에 도시된 프레임 빌더는 도 1에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 또 다른 실시예이다.
도 50에 도시된 바와 같이 본 발명의 제 3 실시예에 따른 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록(627100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록(627200)을 포함할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록(627100)은 제 1 주파수 디인터리버(627110), 제 1 셀 디맵퍼(627120), 제 1 결합기(627130-1), 제 2 결합기(627130-2) 및 제 3 결합기(627130-3)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록(627200)은 제 2 주파수 디인터리버(627210) 및 제 2 셀 디맵퍼(627220)를 포함할 수 있다.
또한 제 1 주파수 디인터리버(627110) 및 제 1 셀 디맵퍼(627120)와 제 2 주파수 디인터리버(627210) 및 제 2 셀 디맵퍼(627220)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
또한 제 3 실시예에 따른 프레임 디맵퍼는 도 43에 도시된 제 3 실시예에 따른 프레임 빌더의 역과정을 수행할 수 있다.
이하에서는 제 1 프레임 빌더 디맵핑 블록(627100) 및 제 2 프레임 디맵핑 블록(627200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
제 1 주파수 디인터리버(627110) 및 제 2 주파수 디인터리버(627210)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
제 1 셀 디맵퍼(627120) 및 제 2 셀 디맵퍼(627220)는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터 및 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 셀 디맵퍼(627120) 및 제 2 셀 디맵퍼(627220)의 서브-슬라이스 프로세서(627120-1 및 627220-1)는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
제 1 결합기(627130-1)는 MIMO/MISO 디코더(626300)에서 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터에 대하여 신호 결합을 수행하지 않은 경우 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터의 신호 결합을 수행할 수 있다.
제 2 결합기(627130-2) 및 제 3 결합기(627130-3)는 제 1 결합기(627130-1)과 동일한 기능을 수행하나, 각각 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대하여 동작이 수행된다는 점이 다르다.
도 50에 도시된 바와 같이, 추출된 데이터 즉, 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터, 즉, MISO PLP 데이터, MIMO PLP 데이터 및 시그널링 데이터는 SRx_k부터 SRx_post까지의 경로로 BICM 디코더로 입력되고, 제 2 경로를 통해 출력되는 MIMO PLP 데이터는 SRx_m+1부터 SRx_n+1까지의 경로로 BICM 디코더로 입력된다.
도 51은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 51에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 또 다른 실시예이다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_k부터 SRx_post까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행하고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_m+1 및 SRx_n+1까지의 경로로 입력받고, BICM 디코딩을 수행하고 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력되는 MISO PLP 데이터, MIMO PLP 데이터 및 시그널링 데이터에 대해 독립적으로 BICM 디코딩을 수행할 수 있다.
도 51에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 3 실시예에 따른의 BICM 디코더는 1개의 경로(SRx_k)로 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(628100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(628200) 및 2개의 경로(SRx_pre, SRx_post)로 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(628300)을 포함할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(628300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(628400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(628500)을 포함할 수 있다.
도 51에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 38에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 디코딩 블록들은 MISO 디코더 및 MIMO 디코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
또한 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 42에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(628100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(628200)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(628300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(628400) 및 제 2 디코딩 블록(628500)은 BICM 디코딩 처리된 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
도 52 내지 도 54은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 52은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 52에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)의 또 다른 실시예이다.
본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 52의 OFDM 디모듈레이터는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받아 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629100)이라하고, 제 2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200)이라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629100), 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200) 및 MISO 인코더(629300)을 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629100)은 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 MISO 디코더(629300)로 출력하고, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200)은 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 2 경로를 통해 MISO 디코더(629300)로 출력할 수 있다.
또한 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 도 47에 도시된 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
도 52에 도시된 바와 같이 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629100)은 튜너, ADC, P1 심볼 검출 모듈, AP1 심볼 검출 모듈, 동기화 모듈, GI 제거 모듈, FFT 모듈 및 채널 추정 모듈을 포함할 수 있으며 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200)도 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200)과 동일한 모듈을 포함할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(629100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(629200)에 포함된 블록들은 도 49에 도시된 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터에 포함된 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(626100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(626200)에 포함된 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
또한 MISO 디코더(629300)는 도 49에서 설명한 제 3 실시예에 따른 MIMO/MISO 디코더(626300)의 MISO 디코딩 동작과 동일하게 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 따라서 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
본 발명의 제 4 실시예에 따른 프레임 디맵퍼는 도 50에 도시된 제 3 실시예에 따른 프레임 디맵퍼와 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
도 53은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 53에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 일 실시예이다.
본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행하고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_m+1부터 SRx_n+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행하고 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 제 1 경로 및 제 2 경로로부터 입력되는 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터에 대해서는 독립적으로 BICM 디코딩을 수행하고, MIMO PLP 데이터에 대해서는 MIMO 디코딩 및 BICM 디코딩을 수행할 수 있다.
따라서 도 53의 BICM 디코더는 1개의 경로(SRx_k)를 통해 MISO PLP데이터를 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(631100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)를 통해 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(631200) 및 2개의 경로(SRx_pre, SRx_post)를 통해 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(631300)을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(631300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(631400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(631500)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 45에 도시된 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더의 일 실시예의 역과정을 수행할 수 있다.
도 53에 도시된 제 4 실시예에 따른 제 1 BICM 디코딩 블록(631100) 및 제 3 디코딩 블록(631300)은 도 51에 도시된 제 3 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다. 다만 도 53에 도시된 제 2 BICM 디코딩 블록(631200)은 MIMO 디코더 (631210)를 포함하고 있는 점이 제 3 실시예의 제 2 BICM 디코딩 블록(628200)과 다르다. 이하 제 2 BICM 디코딩 블록(631200)의 동작에 대해서 살펴본다. 단, 제 2 BICM 디코딩 블록(631200)에 포함된 블록들은 제 3 실시예에 따른 제 2 BICM 디코딩 블록(628200)에 포함된 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략한다.
MIMO 디코더(631210)는 도 49에 도시된 본 발명의 제 3 실시예에 따른 MIMO/MISO 디코더(626300)의 MIMO 디코딩과 동일한 동작을 수행할 수 있다. 이 경우, 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터의 전송 특성은 동일할 수도 있고, 다를 수도 있다.
만약 2개의 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터의 모듈레이션 오더가 동일한 경우, 도 53에서 점선으로 표시된 제 2 타임 디인터리버(631200-2), 제 2 셀 디인터리버(631300-2) 및 제 2 성상도 디맵퍼(631400-2)는 사용되지 않을 수 있다. 따라서 두 개의 MIMO PLP 데이터은 하나의 입력으로 머징되어 제 1 타임 디인터리버(631200-1)로 입력된 뒤, 제 1 셀 디인터리버(631300-1) 및 제 1 성상도 디맵퍼(631400-1)를 거쳐 제 2 먹스(631500)로 입력될 수 있다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(631100)은 BICM 디코딩된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(631200)은 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(631300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(631400) 및 제 2 디코딩 블록(631500)은 BICM 디코딩 처리된 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
도 54는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 또 다른 실시예를 나타낸 도면이다.
도 54에 도시된 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 또 다른 실시예는 1개의 경로(SRx_k)로 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(632100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(632200) 및 2개의 경로(SRx_pre, SRx_post)로 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(632300)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 또 다른 실시예는 도 46에 도시된 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더의 또 다른 실시예의 역과정을 수행할 수 있다.
도 54에 도시된 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 53에서 설명한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더와 거의 동일하나, 제 2 BICM 디코딩 블록(632200)에 포함된 MIMO 디코더(632220)가 제 1 셀 디인터리버(632210-1) 및 제 2 셀 디인터리버(632210-2)의 후단에 있는 위치하고 있는 점이 다르다.
상술한 바와 같이, 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더의 또 다른 실시예의 경우, 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 MISO/MIMO 디코딩을 수행하므로 방송 신호 수신기의 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
본 발명의 목적은 로우어 코드 레이트의 LDPC를 방송/통신 시스템에 적용할 때 최적의 성능을 얻을 수 있도록 하는 방송 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법을 제공함에 있다.
이하에서는, 상술한 BICM 인코더에 포함되는 디멀티플렉서에 대한 실시예를 설명하도록 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 디멀티플레서의 목적은 로우어 코드 레이트(lower code rate)의 LDPC 코드워드를 심볼에 매핑시킬 때 최적의 성능을 얻을 수 있도록 송신측에서 데이터를 디먹싱하고, 수신측에서 먹싱하는데 있다. 디멀티플렉서는 LDPC 인코딩에 의해 발생하는 신뢰도(reliability)의 분포를 적절히 배치하여 LDPC의 에러 정정 능력을 최적화하기 위해 사용된다.
LDPC 코딩은 정보 유실 확률을 최소한으로 줄여 정보를 전송하기 위한 오류 정정 부호 방법의 하나로 선형 에러 정정 코드(linear error correcting code)이다. LDPC 블록은 N, K로 표현되는 파라미터들로 표현될 수 있는데, 여기서 N은 블록 길이(# 비트)를 나타내고, K는 하나의 LDPC 블록에 포함된 인코딩된 정보 비트의 개수를 나타낸다. 하나의 LDPC 블록이 전송할 수 있는 데이터 양은 LDPC 패리티 영역의 크기 및 코드 레이트에 따라 결정될 수 있다.
본 발명에서 적용할 수 있는 코드 레이트는 1/4, 2/5, 3/5, 1/2, 4/5, 1/3, 2/3, 3/4, 5/6 중 하나가 될 수 있다. 그리고 LDPC 블록의 길이는 16200 비트(또는 16K라 함), 64800 비트(또는 64K라 함) 중 하나가 될 수 있다.
즉, FEC 인코더에서 출력되는 LDPC 코드워드 비트는 비트 인터리버에 입력되고, 비트 인터리버는 입력되는 LDPC 코드워드 비트에 대해 LDPC 블록 내에서 비트 단위의 인터리빙을 수행하여 디먹스로 출력한다. 상기 디먹스는 비트 인터리브되어 입력되는 LDPC 코드워드 비트 스트림을 다수개의 비트 스트림으로 분리한다. 예를 들어, LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷(modulation format)이 QPSK이면 2개, 16QAM이면 8개, 64QAM이면 12개, 256QAM이면 8개의 비트 스트림으로 분리한다. 즉, LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 QPSK이면 서브스트림(sub-streams)의 개수는 2개, 16QAM이면 8개, 64QAM이면 12개, 256QAM이면 8개가 된다. 만일 256QAM이면 8개의 비트가 한 비트 그룹이 된다.
이때 디먹스에서 출력되는 순서는 기 설정된 조건 또는 신뢰도 배치 방법에 따라 달라질 수 있다. 즉, 해당 비트 그룹이 QAM 심볼에 매핑되었을 때 나타나는 신뢰도의 배치에 따라 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 비트의 순서가 달라진다.
도 55의 (a) 내지 (e)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다. 변조 포맷이 256QAM인 경우, 8비트의 단위가 하나의 심볼로 매핑된다.
도 55의 (a)는 코드 레이트가 1/4일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 55의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,3,2,7,1,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,B,B,D,A,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다. A,B,C,D는 디멀티플렉서에서 출력되는 해당 비트 그룹의 비트들이 QAM 심볼에 매핑되었을 때 신뢰도를 나타낸다. 여기서 신뢰도는 A>B>C>D의 순으로 높다.
도 55의 (b)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 2의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,1,0,7,3,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,D,B,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 55의 (c)는 코드 레이트가 1/2일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 55의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,3,1,6,5,2,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,C,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 55의 (d)는 코드 레이트가 4/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 55의 (d)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-4이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-4의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 3,2,1,5,7,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,B,A,C,D,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 55의 (e)는 코드 레이트가 1/3,2/3,3/4,5/6일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 55의 (e)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-5이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-5의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,3,1,5,2,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,C,B,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 56은 도 55의 디먹스 타입에 따라 디멀티플렉서의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
256QAM의 경우, 하나의 QAM 심볼에는 8개의 비트가 매핑된다. 이때 QAM 심볼 비트에 해당하는 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) 중 비트 b0, b2, b4, b6은 실수부의 부호와 크기를 결정하며, b1, b3, b5, b7은 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 즉, b0와 b1는 각각 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, b2, b3, b4, b5, b6, b7은 각각 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 그리고 변조된 심볼의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 MSB에 위치한 2개의 비트인, b0와 b1의 신뢰도가 가장 좋고, LSB에 위치한 2개의 비트인, b6와 b7의 신뢰도에 가장 나쁘다.
만일 디멀티플렉서가 256QAM의 타입 1-1과 같이 동작하면, 디멀티플렉서에서의 비트 재배열을 통해 심볼 맵퍼에서는 하나의 서브 스트림 내 마지막 비트(v7)가 실수부의 부호 비트(b0,0)에 할당되고, 5번째 비트(v4)가 허수부의 부호 비트(b1,0)에 할당된다. 그리고 3번째, 7번째, 6번째 비트(v2,v6,v5)는 실수부의 크기 비트(b2,0,b4,0,b6,0)에 순차적으로 할당되고, 2번째, 1번째, 4번째 비트(v1,v0,v3)는 허수부의 크기 비트(b3,0,b5,0,b7,0)에 순차적으로 할당된다.
나머지 타입 즉, 타입 1-2 내지 타입 1-5의 매핑 방식은 전술한 타입 1-1의 설명을 참조하면 되므로, 여기서는 상세 설명을 생략하기로 한다.
도 57의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 57의 (a)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/5, 3/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 57의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,1,3,7,0,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,B,D,A,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 57의 (b)는 코드 레이트가 1/2, 2/3, 4/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 57의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,3,1,6,2,5,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,B,C,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 57의 (c)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 57의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,3,1,5,2,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, 하나의 LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,C,B,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 57에서, 코드 레이트 1/4, 1/3의 경우는 타입 2-1 또는 타입 2-3의 디멀티플렉서를 모두 사용할 수 있다. 마찬가지로, 코드 레이트 2/3, 4/5의 경우는 타입 2-2 또는 타입 2-3의 디멀티플렉서를 모두 사용할 수 있다.
또한 도 57와 같이 신뢰도 배치를 수행하면, 도 55에 비해 디멀티플렉서의 개수를 줄일 수 있으므로, 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.
도 58은 도 57의 디먹스 타입에 따라 디멀티플렉서의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
만일 디멀티플렉서가 256QAM의 타입 2-1과 같이 동작하면, 디멀티플렉서의 비트 재배열을 통해 심볼 맵퍼에서는 하나의 서브 스트림 내 5번 비트(v4)가 실수부의 부호 비트(b0,0)에 할당되고, 2번째 비트(v1)가 허수부의 부호 비트(b1,0)에 할당된다. 그리고 8번째, 7번째, 6번째 비트(v7,v6,v5)는 실수부의 크기 비트(b2,0,b4,0,b6,0)에 순차적으로 할당되고, 3번째, 1번째, 4번째 비트(v2,v0,v3)는 허수부의 크기 비트(b3,0,b5,0,b7,0)에 순차적으로 할당된다.
나머지 타입 즉, 타입 2-2, 타입 2-3의 매핑 방식은 전술한 타입 2-1의 설명을 참조하면 되므로, 여기서는 상세 설명을 생략하기로 한다.
도 59의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 또 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 59의 (a)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 59의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 3-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,1,0,7,3,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,D,B,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 59의 (b)는 코드 레이트가 1/2일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 59의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 3-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,3,1,6,5,2,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,C,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 59의 (c)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 59의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-3이라 하기로 한다. 타입 3-3는 타입 2-3과 동일한 방식으로 디멀티플렉성을 수행한다. 따라서 타입 3-3은 타입 2-3이라 하기도 한다.
도 59과 같이 신뢰도 배치를 수행하면, 도 2에 비해 디멀티플렉서의 개수를 줄일 수 있으므로, 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.
도 60의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 64QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다. 변조 포맷이 64QAM인 경우, 6비트의 단위가 하나의 심볼로 매핑된다.
도 60의 (a)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 60의 (a)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-1이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,6,1,7,9,11,3,8,10,4,2,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,A,B,C,B,B,C,C,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다. 여기서 신뢰도는 A>B>C>D의 순으로 높다.
도 60의 (b)는 코드 레이트가 1/2일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 60의 (b)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 5,11,7,1,8,10,4,9,6,2,3,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,C,A,A,B,C,C,B,A,B,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 60의 (c)는 코드 레이트가 1/4,1/3,2/3,4/5,3/4,5/6일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 60의 (c)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 11,7,3,10,6,2,9,5,1,8,4,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,B,C,A,B,B,C,A,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 61의 (a),(b)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 16QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 디멀티플렉서의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다.
도 61의 (a)는 코드 레이트가 1/2일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 61의 (a)와 같은 디먹스 방법을 16QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 3,1,5,7,6,4,2,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,A,A,B,B,A,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 61의 (b)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 디멀티플렉서의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 61의 (b)와 같은 디먹스 방법을 16QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 디멀티플렉서로 입력되면, 디멀티플렉서에서는 7,1,4,2,5,3,6,0의 순서로 출력된다. 상기 디멀티플렉서에서 출력되는 순서대로 심볼 맵퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,A,A,B,A,B,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
이상에서 설명한 바와 같이 디먹스 타입은 예를 들어 심볼 매핑 방식이나 에러 정정 부호화의 코드 레이트에 따라 달라질 수 있다. 바꾸어 말하면, 예시한 심볼 매핑 방식, 코드 레이트, 신뢰도 배치에 따라 다른 디먹스 타입이 사용될 수 있다.
그리고, 같은 신뢰도를 갖는 비트 포지션(bit position)끼리는 그 순서가 바뀌어도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 도 55 내지 도 61의 신뢰도 배치를 만족한다면, 어떠한 비트들의 배열이라 하더라도 본 발명의 디멀티플렉서 구조에 포함된다.
상기와 같이 디멀티플렉서에서 변조 포맷 및 코드 레이트에 따라 비트 재배열이 수행되고, 심볼 맵퍼에서 변조 포맷에 따라 심볼 매핑이 이루어진 후 전송된 신호는 수신기의 멀티플렉서에서 LDPC 코드워드의 원래 배열을 획득하여 LDPC 디코더로 출력한다.
이렇게 함으로써, 새로운 서비스 예를 들어, 모바일 서비스나 인도어(indoor) 영역 같은 보다 신호가 약한 곳에서의 서비스를 위한 로우어 코드 레이트(lower code rate)에서도 최적의 LDPC의 에러 정정 성능을 얻을 수 있게 된다. 즉, 도 55 내지 도 61과 같은 신뢰도 배치를 통해 LDPC 코드워드의 비트 재배열 및 심볼 매핑을 수행함으로써, 기존 방송/통신 시스템과 공통성(commonality)를 확보하면서 향상된 로버스트니스(robustness)를 얻을 수 있다.
이하에서는 도 33에서 설명한 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 포함된 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120,605220)가 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 페어로 묶어 OFDM 심볼내에 셀 맵핑하는 경우, 프레임 내 셀 매핑 구조에 대해 설명한다. 또한 이에 대응하여 도 37에서 설명한 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 포함된 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120,611220)의 동작에 관하여 설명한다. 상술한 바와 같이, 이러한 프레임 구조를 이용하는 방송 신호 송수신 시스템에서는 MISO 신호 복구할 때 서로 다른 안테나로부터 수신되는 채널간의 코히어런스를 최대화하는 효과를 얻을 수 있다.
도 62는 본 발명에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조를 나타낸 도면이다.
본 발명에 따른 프레임은 P1 심볼 영역(635100), P2 심볼 영역(635200) 및 데이터 심볼 영역(635300)을 포함할 수 있다. 도면에는 도시되어 있지 않으나 본 발명에 따른 프레임은 도 3에서 설명한 AP1 심볼을 더 포함할 수 있다. 프레임의 세로 축은 주파수 도메인을, 가로 축은 시간 도메인을 나타낸다. 이하 각 영역에 대해 살펴본다.
도 3에서 설명한 바와 같이, P1 심볼 영역(635100)은 프레임의 시작에 위치하며 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
P2 심볼 영역(635200)은 프레임 내에서 P1 심볼 바로 다음에 위치할 수 있으며, L1-프리 시그널링 데이터 또는 타입 1 PLP 데이터를 전송할 수 있다. P2 심볼 영역(635200)은 복수개의 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 복수개의 P2 심볼은 데이터 심볼과 같은 FFT 사이즈, 가드 인터벌(guard interval)을 가질 수 있다. 또한 P2 심볼의 개수는 FFT 사이즈에 의해 결정된다.
본 발명에서는 P1 심볼 영역(635100)과 P2 심볼 영역(635200)을 프리앰블이라 호칭할 수 있다. 또한 본 발명에서는 P1 심볼 영역(635100), P2 심볼 영역(635200) 및 커먼 PLP 데이터 영역을 통칭하여 프리앰블이라 호칭할 수 있으며 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
데이터 심볼 영역(635300)은 프레임 내에서 P2 심볼 영역(635200) 다음에 위치할 수 있으며, 복수개의 데이터 심볼들을 포함할 수 있다. 복수개의 데이터 심볼들은 L1-포스트 시그널링 데이터, 타입 1 PLP 데이터, 타입 2 PLP 데이터, 보조 스트림 및 더미 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 타입 1 PLP 데이터는 P2 심볼 영역(635200) 및 데이터 심볼 영역(635300)을 통해 전송될 수 있으며, 타입 2 PLP 데이터는 데이터 심볼 영역(635300)을 통해서만 전송될 수 있다.
도 33에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 페어-와이즈 셀 맵퍼는 복수개의 경로를 통해 입력된 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다.
이 경우 페어-와이즈 셀 맵퍼는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어(pair)로 묶어 하나의 매핑 단위로 처리하여 매핑을 수행할 수 있다.
구체적으로 살펴보면 도 62에 도시된 바와 같이, L1-프리 시그널링 데이터를 포함하는 연속한 2개의 셀들(635211)은 하나의 매핑 단위로 P2 심볼(635210)내에 매핑될 수 있다. 또한 타입 1 PLP 데이터를 포함하는 연속한 2개의 셀들(635212)은 하나의 매핑 단위로 동일한 P2 심볼(635210)내에 매핑될 수 있다.
또한 데이터 심볼 영역(635300)에 포함된 데이터 심볼(635310)에 도시된 바와 같이, L1-포스트 시그널링 데이터는 세로축인 주파수 영역에서 살펴보면 주파수 다이버시티 게인을 얻기 위해 스프레딩된 형태로 매핑될 수 있다. 이 경우 L1-포스트 시그널링 데이터를 포함하는 연속하는 2개의 셀들(635311)은 하나의 매핑 단위로 데이터 심볼(635310)에 매핑될 수 있다. 본 발명에 따른 페어-와이즈 셀 맵퍼의 매핑 방법은 L1-포스트 시그널링 데이터의 스프레딩 방법과 상호 영향을 미치지 않는다.
따라서 페어-와이즈 셀 맵퍼가 연속한 2개의 셀을 페어로 하여 하나의 매핑 단위로 매핑하기기 위해서는, 프레임에 포함되는 셀의 전체 개수는 짝수가 되어야 한다. 이 경우, 페어-와이즈 셀 맵퍼는 연속한 2개 이상의 짝수개의 셀들을 하나의 매핑 단위로 매핑할 수 있으며, 방송 신호 송신기는 이와 관련된 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
한편, 도 37에서 설명한 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기에 포함된 페어-와이즈 셀 디맵퍼는 도 62에 도시된 프레임을 수신하고 P2 심볼 영역(635200)내의 L1-프리 시그널링 데이터를 전송하는 연속한 2개의 셀들(635210)을 하나의 디매핑 단위로 처리하여 추출할 수 있다. 또한 데이터 심볼 영역(635300)내에 스프레딩되어 매핑된 L1-포스트 시그널링 데이터를 전송하는 연속한 2개의 셀들(635310)을 하나의 디매핑 단위로 처리하여 추출할 수 있다. 추출된 시그널링 정보는 시그널링 디코더로 출력된다.
또한 페어-와이즈 셀 디맵퍼는 사용자가 선택한 서비스에 해당하는 PLP 데이터를 전송하는 연속하는 2개의 셀들(635212)를 하나의 디매핑 단위로 처리하여 추출하고, 디코더로 출력할 수 있다.
도 63은 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 32 및 도 35에서 설명한 바와 같이 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO/MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 이후 도 33에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 셀 맵퍼는 MISO 인코딩 된 MISO PLP 데이터, L1-시그널링 데이터, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터를 프레임내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다. 이 경우 설계자의 의도에 따라 연속된 2개의 셀을 하나의 페어로 묶어 매핑할 수도 있다.
이하 본 발명에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조에 대해 설명한다.
본 발명에 따른 프레임은 P1 심볼 영역(638100), AP1 심볼 영역(638200), P2 심볼 영역(638300) 및 데이터 심볼 영역(638400)을 포함할 수 있다. 프레임의 세로 축은 주파수 도메인, 가로축은 시간 도메인을 의미한다.
P1 심볼 영역(638100)은 프레임의 시작에 위치하며 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
AP1 심볼 영역(638200)은 프레임 내에서 P1 심볼 영역(638100) 다음에 위치하며, AP1 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 즉, P1 심볼과 AP1 심볼은 프레임 내에서 연속적으로 전송될 수 있다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼은 하나의 프레임 내에서 비연속적으로 전송 될 수 있다.
P2 심볼 영역(638300)은 프레임 내에서 AP1 심볼 영역(638200) 바로 다음에 위치할 수 있으며, MISO 인코딩된 L1-시그널링 데이터를 전송할 수 있다.
L1-시그널링 데이터는 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 포함할 수 있다. L1- 프리 시그널링 데이터는 L1-포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며, L1-포스트 시그널링 정보는 전송부에서 전송하는 데이터를 수신부에서 복구하는데 필요한 정보들을 포함할 수 있다. 또한 P2 심볼 영역(638200)은 복수개의 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 복수개의 P2 심볼은 데이터 심볼과 같은 FFT 사이즈, 가드 인터벌(guard interval)을 가질 수 있다. 또한 P2 심볼의 개수는 FFT 사이즈에 의해 결정된다.
본 발명에서는 P1 심볼 영역(638100), AP1 심볼 영역(638200) 및 P2 심볼 영역(638300)을 프리앰블이라 호칭할 수 있다.
데이터 심볼 영역(638400)은 PLP 데이터 및 시그널링 데이터를 전송할 수 있으며, 프레임 내에서 P2 심볼 영역(638300) 다음에 위치할 수 있다. 또한 데이터 심볼 영역(638400)은 커먼 PLP 영역(638500), L1-시그널링 영역(638600), MISO PLP 영역(638700) 및 MIMO PLP 영역(638800)을 포함할 수 있다. 이하 각 영역에 대해 구체적으로 살펴본다.
커먼 PLP 영역(638500)은 MISO 인코딩된 커먼 PLP 데이터를 전송할 수 있다. 커먼 PLP 데이터는 도 3에서 설명한 바와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
L1-시그널링 영역(638600)은 MISO 인코딩된 L1-시그널링 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우, L1-시그널링 데이터는 현재 프레임에 관한 정보 또는 향후 전송될 다음 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있으며, 데이터 영역(638400)내의 모든 OFDM 심볼에 스프레딩되어 매핑될 수 있다. 따라서 시간 도메인에서 풀 시간 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
MISO PLP 영역(638700)은 MISO 인코딩된 MISO PLP 데이터를 전송할 수 있다. MISO PLP 영역(638700)은 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 MISO PLP 데이터를 전송하는 제 1 MISO PLP 영역(638710)과 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 MISO PLP 데이터, 보조 스트림 및 더미데이터를 전송하는 제 2 MISO PLP 영역(638720)을 포함할 수 있다.
MIMO PLP 영역(638800)은 MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터를 전송할 수 있다. MIMO PLP 영역(638800)은 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 MIMO PLP 데이터를 전송하는 제 1 MIMO PLP 영역(638810)과 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 MIMO PLP 데이터, 보조 스트림 및 더미데이터를 전송하는 제 2 MIMO PLP 영역(638820)을 포함할 수 있다.
따라서 본 발명에 따른 프레임의 시간 도메인에서는, MISO PLP 데이터 및 MIMO PLP 데이터는 데이터 심볼 영역(638400)영역내의 모든 OFDM 심볼에 스프레딩 되어 전송되므로, 프레임 전체에 대해 시간 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
하지만 본 발명에 따른 프레임의 주파수 도메인에서는, MISO PLP 데이터 및 MIMO PLP 데이터는 하나의 OFDM 심볼 구간내에서 각각 MISO PLP 영역(638700)과 MIMO PLP 영역(638800)을 통해 전송되므로 제한된 주파수 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
이하에서는 상술한 프레임을 수신하는 방송 신호 수신기의 동작에 대해 살펴본다.
도 37에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 셀 디맵퍼는 프레임내의 P2 심볼 영역(638300)으로부터 현재 프레임에 대한 L1-시그널링 정보를 추출하고, 데이터 심볼 영역(638400)의 L1-시그널링 영역(638600)으로부터 향후 수신할 다음 프레임에 대한 L1-시그널링 정보를 추출하여 BICM 디코더로 출력할 수 있다.
또한 셀 디맵퍼는 데이터 심볼 영역(638400)으로부터 사용자에 의해 선택된 서비스 데이터를 전송하는 해당 PLP 데이터를 추출하여 BICM 디코더로 출력할 수 있다. 이 경우 필요하다면 커먼 PLP 영역(638500)으로부터 커먼 PLP 데이터를 추출하여 함께 BICM 디코더로 출력할 수 있다.
도 64는 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따른 프레임 내 셀 매핑 구조의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 44에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터, 시그널링 데이터에 대해 MISO 인코딩을 수행하고, MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 도 45 및 도 46에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행하여 출력하고, 도 47에서 설명한 바와 같이, OFDM 제너레이터는 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 시그널링 데이터에 대해 MISO 인코딩을 수행할 수 있다.
따라서 셀 맵퍼는 제 3 실시예에 따라 MISO 인코딩이 수행될 MISO PLP 데이터 및 시그널링 데이터와 MIMO 인코딩이 수행될 MIMO PLP 데이터 또는, 제 4 실시예에 따라 MISO 인코딩이 수행될 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터와 MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터를 프레임내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다. 또한 OFDM 제너레이터는 OFDM 심볼 단위로 MISO/MIMO 인코딩을 수행할 수 있으므로, 셀 맵퍼는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터를 하나의 OFDM 심볼 내에 함께 매핑하지 않는다.
본 발명에 따른 프레임은 도 63에서 설명한 바와 같이, P1 심볼 영역(640100), AP1 심볼 영역(640200), P2 심볼 영역(640300) 및 데이터 심볼 영역(640400)을 포함할 수 있다. 프레임의 세로 축은 주파수 도메인, 가로축은 시간 도메인을 의미한다. 이하 도 63에서 설명한 영역과 동일한 영역에 대한 설명은 생략한다.
데이터 심볼 영역(640400)은 MISO PLP 영역 및 MIMO PLP 영역을 포함할 수 있다.
MISO PLP 영역은 MISO 프로세싱이 수행될 데이터 즉, L1-시그널링 데이터, 커먼 PLP 데이터 및 MISO PLP 데이터를 전송할 수 있다. MISO PLP 영역은 제 1 MISO PLP 영역(640510), 복수개의 제 2 MISO PLP 영역들(640520-1~2) 및 복수개의 제 3 MISO PLP 영역들(640530-1~3)을 포함할 수 있다.
제 1 MISO PLP 영역(640510)은 MISO 인코딩될 L1-시그널링 데이터와 커먼 PLP 데이터를 전송할 수 있다. 또한 제 1 MISO PLP 영역(640510)은 일정간격에 따라 매핑된 MIMO PLP 영역과 섞여 프레임 내 매핑될 수 있다.
복수개의 제 2 MISO PLP 영역들(640520-1~2)은 MISO 인코딩될 L1-시그널링 데이터와 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 MISO PLP 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우 복수개의 제 2 MISO PLP 영역들(640520-1~2)은 일정 간격에 따라 MIMO PLP 영역과 섞여 프레임 내 매핑될 수 있다.
복수개의 제 3 MISO PLP 영역들(640530-1~3)은 MISO 인코딩될 L1-시그널링 데이터와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 MISO PLP 데이터를 전송할 수 있으며 필요한 경우 보조 스트림 및 더미데이터를 함께 전송할 수 있다. 이 경우 복수개의 제 3 MISO PLP 영역들(640530-1~3)은 일정 간격에 따라 MIMO PLP 영역과 섞여 프레임 내 매핑될 수 있다.
MIMO PLP 영역은 MIMO 프로세싱이 수행될 데이터, 즉, 본 발명의 제 3 실시예에 따라 OFDM 제너레이터에서 MIMO 인코딩될 MIMO PLP 데이터 또는 제 4 실시예에 따라 BICM 인코더에서 MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터를 전송할 수 있다. 또한 MIMO PLP 영역은 복수개의 제 1 영역들(640610-1~3) 및 복수개의 제 2 MIMO PLP 영역들(640620-1~2)을 포함할 수 있다.
복수개의 제 1 MIMO PLP 영역들(640610-1~3)은 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 MIMO PLP 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우 복수개의 제 1 MIMO PLP 영역들(640610-1~3)은 일정 간격에 따라 MISO PLP 영역과 섞여 프레임 내 매핑될 수 있다.
복수개의 제 2 MIMO PLP 영역들(640620-1~2)은 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 MIMO PLP 데이터를 전송할 수 있으며 필요한 경우, 보조 스트림 및 더미데이터를 함께 전송할 수 있다. 이 경우 복수개의 제 2 MIMO PLP 영역들(640620-1~2)은 일정 간격에 따라 MISO PLP 영역과 섞여 프레임 내 매핑될 수 있다.
따라서 본 발명에 따른 프레임의 주파수 도메인에서는, MISO PLP 프로세싱이 수행될 데이터와 MIMO 프로세싱이 수행될 데이터는 각각 MISO PLP 또는 MIMO PLP 영역내의 하나의 OFDM 심볼 구간내에서 모든 주파수 셀들을 통해 전송되므로 주파수 도메인 상의 풀 주파수 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
또한 본 발명에 따른 프레임의 시간 도메인에서는, MISO PLP 영역과 MIMO PLP 영역이 일정 간격만큼 섞여 전송되므로, MISO PLP 영역과 MIMO PLP 영역이 섞이지 않고 각 영역이 단순하게 분리되어 전송되는 경우보다 더 큰 시간 도메인상의 시간 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
이 경우 MISO PLP 영역 간의 거리는 OFDM 심볼 개수로 나타낼 수 있으며, 이에 관한 정보는 L1-시그널링 데이터를 통해 수신기로 전송될 수 있다.
이하 본 발명의 프레임을 수신하는 방송 신호 수신기의 동작을 살펴본다.
도 51에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 셀 디맵퍼는 프레임내의 P2 심볼 영역(640300)으로부터 현재 프레임에 대한 L1-시그널링 정보를 추출하고, 데이터 심볼 영역(640400)의 MISO PLP 영역으로부터 향후 수신할 다음 프레임에 대한 L1-시그널링 정보를 추출하여 BICM 디코더로 출력할 수 있다.
또한 셀 디맵퍼는 데이터 심볼 영역(640400)으로부터 사용자에 의해 선택된 서비스 데이터를 전송하는 해당 PLP 데이터를 추출하여 디코더로 출력할 수 있으며, 이 경우, L1-시그널링 정보에 포함된 MISO PLP 영역과 MIMO PLP 영역에 관한 정보를 이용하여 해당 PLP 데이터를 추출할 수 있다. 또한 커먼 PLP 영역(640510-2)으로부터 커먼 PLP 데이터를 추출하여 해당 PLP 데이터와 함께 BICM 디코더로 출력할 수 있다.
이하에서는, 상술한 방송 신호 수신기의 수신 방법에 대하여 다시 설명하도록 한다. 다시 말하면 도 2 및 도 49 내지 도 51에서 설명한 방송 신호 수신기의 동작에 대하여 설명하도록 한다.
이하에서, PLP 데이터는 MIMO 방식으로 처리되는 PLP 데이터와, MISO 방식으로 처리되는 PLP 데이터를 포함한다. 그리고 시그널링 정보는, 도 6 내지 도 8 및 도 25 내지 도 28과 관련하여 설명한 정보를 포함할 수 있다. 또한, 이하의 방송 신호는 상술한 구조의 프레임들을 포함할 수 있다.
도 65는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법을 나타낸 도면이다.
방송 신호 수신기는 수신한 방송 신호를 MISO 디코딩하여 방송 신호에 포함된 시그널링 정보를 출력한다(S72010).
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기가 수신하는 방송 신호는 복수의 프레임들을 포함할 수 있다. 도 3에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. 이 경우, 본 발명에서는 프리앰블 영역에 추가적으로 프리앰블 심볼(AP1 심볼)을 할당할 수 있다. AP1 심볼은 설계자의 의도에 따라 복수개가 될 수 있다.
따라서 본 발명에 따른 프레임의 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 AP1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼을 포함할 수 있다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들을 포함할 수 있다. P2 심볼은 선택적이며, P2 심볼의 삽입 여부는 AP1 심볼을 통해 전송되는 AP1 시그널링 정보에 시그널링할 수 있다.
P1 심볼은 전송 타입 및 베이직 전송 파라미터에 관련된 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 프레임을 검출할 수 있다. P2 심볼은 복수개가 될 수 있으며, L1 시그널링 정보 및 커먼 PLP와 같은 시그널링 정보를 운반할 수 있다. L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, 커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. P2 심볼 후단에 위치한 복수의 데이터 심볼은 복수의 PLP 데이터를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 프레임에 포함된 시그널링 정보를 OFDM 복조, MISO 디코딩, 프레임 파싱, 및 BICM 디코딩하여 획득할 수 있다. 도 6 및 도7에서 상술한 바와 같이, L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP 데이터를 부호화하기 위해 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다. PLP 데이터는 피지컬 레이어에서 식별 가능한 데이터를 의미하므로, 방송 신호 수신기는 획득한 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 이용하여 원하는 서비스를 포함하는 PLP 데이터를 선택적으로 처리할 수 있다.
방송 신호 수신기는 시그널링 정보를 사용하여 방송 신호에 포함된 PLP 데이터를 OFDM 복조한다(S72020).
방송 신호 수신기는 도 49와 관련하여 설명한 바와 같이 OFDM 디모듈레이터를 사용하여 PLP 데이터를 복조할 수 있다. PLP 데이터가 MISO 방식 또는 MIMO 방식으로 처리된 경우 방송 신호 수신기는 복수의 안테나로 방송 신호를 수신할 수 있다. 방송 신호 수신기는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록을 사용하여 제 1 안테나로 수신한 PLP 데이터를, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록을 사용하여 제 2 안테나로 수신한 PLP 데이터를 각각 OFDM 복조할 수 있다.
또한 OFDM 디모듈레이터는 프레임의 프리앰블 영역으로부터 추가적으로 프리앰블 심볼을 추출하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 본 발명에서는 추가의 프리앰블 심볼을 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)이라 호칭할 수 있다. 또한 본 발명은 매우 낮은 SNR 또는 시간-선택적인 페이딩 조건들에서 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 프레임으로부터 하나 이상의 AP1 심볼을 추출할 수 있다. AP1 심볼이 포함하는 정보는, 도 25에서 설명한 바와 같다.
이때 AP1 심볼은 프레임의 프리앰블 영역 내 P1 심볼과 첫번째 P2 심볼 사이에서 추출하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 심볼과 AP1 심볼은 프레임 내에서 연속적으로 수신될 수 있다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼은 하나의 프레임 내에서 비연속적으로 수신 될 수 있다.
따라서 도 49에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터에 포함된 AP1 심볼 검출 모듈은 P1 심볼의 후단에서 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)을 검출할 수 있다.
방송 신호 수신기는 시그널링 정보를 사용하여 PLP 데이터를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩한다(S72030).
방송 신호 수신기는 도 49와 관련하여 설명한 바와 같이 MIMO/MISO 디코더를 사용하여 PLP 데이터를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩한다. 방송 신호 수신기는, 시그널링 정보를 사용하여 PLP 데이터가 MISO 방식의 데이터인지 MIMO 방식의 데이터인지에 따라 MISO 디코딩 또는 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. 방송 신호 수신기는 MIMO 디코딩의 경우, 도 12 내지 도 21에서 설명한 MIMO 매트릭스를 사용할 수도 있다.
방송 신호 수신기는 시그널링 정보를 사용하여 PLP 데이터를 셀 디매핑하여 프레임 파싱할 수 있다(S72040).
방송 신호 수신기는 도 50과 관련하여 설명한 바와 같이 프레임 디매퍼를 사용하여 PLP 데이터를 셀 디매핑하여 프레임 파싱할 수 있다. 방송 신호 수신기는 제 1 프레임 디매핑 블록을 사용하여 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록에서 처리된 제 1 경로의 PLP 데이터를, 제 2 프레임 디매핑 블록을 사용하여 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록에서 처리된 제 2 경로의 PLP 데이터를 각각 프레임 파싱할 수 있다. 그리고, 프레임 디매퍼는, 시그널링 정보를 사용하여 PLP 데이터가 MIMO 방식의 데이터인지, MISO 방식의 데이터인지를 식별하여 MIMO 방식의 PLP 데이터와 MISO 방식의 PLP 데이터를 출력할 수 있다.
방송 신호 수신기는 시그널링 정보를 사용하여 PLP 데이터를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩한다(S72050).
방송 신호 수신기는 도 51과 관련하여 설명한 바와 같이 BICM 디코더를 사용하여 PLP 데이터를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩한다. 즉, 방송 신호 수신기는 제 1 BICM 디코딩 블록을 사용하여 MISO 방식의 PLP 데이터를 BICM 디코딩하고, 제 2 BICM 디코딩 블록을 사용하여 MIMO 방식의 PLP 데이터를 BICM 디코딩할 수 있다.
전술한 바와 같이, 상기 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서, 관련된 사항을 기술하였다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 방송 시스템에 전체적으로 또는 부분적으로 적용될 수 있다.

Claims (4)

  1. 방송 신호에 포함된 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 OFDM 복조하는 OFDM 디모듈레이터;
    상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩하는 MIMO/MISO 디코더;
    상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 셀 디매핑하여 프레임을 파싱하는 프레임 디매퍼; 및
    상기 PLP 데이터 및 시그널링 정보를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩하는 BICM 디코더를 포함하며,
    상기 OFDM 디모듈레이터는 상기 방송 신호에 포함된 추가적인 프리앰블 심볼을 검출하는 추가적인 프리앰블 검출 모듈을 포함하는, 방송 신호 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 추가적인 프리앰블 심볼은 상기 방송 신호에 포함된 프레임의 파일럿 패턴을 나타내는 제 1 정보 및 상기 프레임의 데이터 심볼 부분에 시그널링 정보가 포함되는지 여부 및 상기 프레임의 데이터 심볼 부분에 시그널링 정보가 포함되는 경우 포함되는 시그널링 정보가 스프레딩되는 구간의 길이를 나타내는 제 2 정보를 포함하는, 방송 신호 수신기.
  3. 방송 신호를 MISO 디코딩하여 상기 방송 신호에 포함된 시그널링 정보를 출력하는 단계;
    상기 시그널링 정보를 사용하여 방송 신호에 포함된 PLP 데이터를 OFDM 복조하는 단계;
    상기 시그널링 정보를 사용하여 상기 PLP 데이터를 MIMO 디코딩 또는 MISO 디코딩하는 단계;
    상기 시그널링 정보를 사용하여 상기 PLP 데이터를 셀 디매핑하여 프레임 파싱하는 단계; 및
    상기 시그널링 정보를 사용하여 상기 PLP 데이터를 비트 디인터리빙하고 FEC 디코딩하는 단계를 포함하며,
    상기 OFDM 복조 단계는 상기 방송 신호에 포함된 추가적인 프리앰블 심볼을 검출하는 단계를 더 포함하는 방송 신호 수신 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 추가적인 프리앰블 심볼은 상기 방송 신호에 포함된 프레임의 파일럿 패턴을 나타내는 제 1 정보 및 상기 프레임의 데이터 심볼 부분에 시그널링 정보가 포함되는지 여부 및 상기 프레임의 데이터 심볼 부분에 시그널링 정보가 포함되는 경우 포함되는 시그널링 정보가 스프레딩되는 구간의 길이를 나타내는 제 2 정보를 포함하는, 방송 신호 수신기.
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