WO2011099719A2 - 신호 송신 방법 및 장치 - Google Patents

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WO2011099719A2
WO2011099719A2 PCT/KR2011/000656 KR2011000656W WO2011099719A2 WO 2011099719 A2 WO2011099719 A2 WO 2011099719A2 KR 2011000656 W KR2011000656 W KR 2011000656W WO 2011099719 A2 WO2011099719 A2 WO 2011099719A2
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WO
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signal
null tones
transmission signal
ofdm symbols
low pass
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PCT/KR2011/000656
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WO2011099719A9 (ko
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최인환
곽경철
송재형
오항석
이형곤
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엘지전자 주식회사
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    • H04L27/26265—Arrangements for sidelobes suppression specially adapted to multicarrier systems, e.g. spectral precoding

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for transmitting a signal in a WLAN system.
  • the television broadcasting service is moving from analog broadcasting to digital broadcasting. This is because digital broadcasting can provide high quality video and two-way services and use spectrum more efficiently.
  • some of the frequency bands allocated for the conventional analog broadcasting can be provided as an idle frequency band that can be used by anyone.
  • An unlicensed device using the idle frequency band can be provided. It may be possible to send and receive signals.
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting a signal to satisfy a spectral mask requirement of a WLAN system using a TV white space.
  • a signal transmission method transmits a signal to satisfy a spectrum mask requirement of a WLAN system using a TV white space, and windowing OFDM symbols including a plurality of null tones.
  • Processing Performing low pass filtering on a transmission signal including the windowed OFDM symbols; And amplifying the power of the low pass filtered transmission signal, wherein the number of null tones is such that the power amplified transmission signal satisfies the spectral mask requirement according to the fast fourier transform (FFT) magnitude of the OFDM symbols. It has a minimum value that allows it.
  • FFT fast fourier transform
  • an apparatus for transmitting a signal includes: an OFDM signal processor configured to output a transmission signal including windowed OFDM symbols; A low pass filter for performing low pass filtering on the transmitted signal; And a power amplifier configured to amplify the power of the low-pass filtered transmission signal, wherein the number of null tones of the OFDM symbols is a spectrum mask of the WLAN system according to the FFT size of the OFDM symbols. It has a minimum value to satisfy the requirements.
  • the spectrum mask requirements required in the WLAN system and the spectrum efficiency is satisfied. It may be possible to design a physical layer that can improve the spectrum efficiency.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a simplified configuration of a transmission apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph illustrating a first embodiment of a spectral mask requirement of a WLAN system.
  • FIG. 3 is a graph illustrating a second embodiment of a spectrum mask requirement of a WLAN system.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating an embodiment of a configuration of an OFDM signal processor shown in FIG. 1.
  • FIG. 5 is a diagram for describing an embodiment of a method of windowing an OFDM symbol.
  • FIG. 6 is a graph illustrating a result of measuring a power spectrum density (PSD) of a transmission signal according to a change in a transition duration (TR) of a window wing.
  • PSD power spectrum density
  • FIG. 7 is a diagram for describing an exemplary embodiment of the low pass filter (LPF) of FIG. 1.
  • LPF low pass filter
  • FIG. 8 is a graph illustrating a result of measuring a PSD of a transmission signal according to a change in a cutoff frequency and an order of a low pass filter.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating an exemplary embodiment of the configuration of the power amplifier PA of FIG. 1.
  • FIG. 10 is a graph illustrating an embodiment of an RAPP model of a power amplifier.
  • FIG. 11 is a graph illustrating a result of measuring PSD of a transmission signal according to a change in a backoff value of a power amplifier.
  • 12 and 13 are graphs illustrating a third embodiment of the spectrum mask requirement of the WLAN system.
  • FIG. 14 is a table illustrating null tone numbers of an OFDM symbol set according to an FFT size.
  • 15 is a graph illustrating a result of measuring PSD of a transmission signal according to a change in the FFT size.
  • FIG. 16 is an enlarged graph of part R of FIG. 15.
  • 17 is a table illustrating spectral efficiency calculated according to FFT size and the number of null tones of an OFDM symbol.
  • FIG. 18 is a block diagram showing yet another embodiment of the configuration of the transmitting apparatus.
  • the illustrated transmission apparatus includes an OFDM signal processing unit 100, a low pass filter 200, and a power amplifier 300. can do.
  • the transmitter according to the embodiment of the present invention may transmit a signal using a TV white space frequency band.
  • the TV white space is an idle frequency band that can be used by any of the VHF (Very High Frequency, 54 MHz to 216 MHz) bands and UHF (Ultra High Frequency, 470 MHz to 806 MHz) bands allocated for conventional analog broadcasting.
  • VHF Very High Frequency
  • UHF Ultra High Frequency, 470 MHz to 806 MHz
  • the VHF and UHF frequency bands may mean an empty frequency band that is not used by a broadcaster.
  • an unlicensed device may transmit / receive a signal by using a frequency band in which the licensed device is not in use among the TV white spaces. Can be.
  • the OFDM signal processor 100 outputs consecutive Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) symbols, and converts data to be transmitted into a plurality of OFDM symbols using a modulation scheme such as 64 QAM. Can be output.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • OFDM is an orthogonal frequency division multiplexing scheme in which data streams having a high data rate are divided into data streams having a low data rate, and they are simultaneously transmitted in parallel using a plurality of orthogonal subcarriers.
  • the OFDM symbols may include data to be transmitted, cyclic prefix (CP), and null tones, respectively.
  • CP cyclic prefix
  • the OFDM symbols may be output from the OFDM signal processor 100 after being oversampled or windowed, and the configuration and windowing scheme of the OFDM symbol may be an IEEE such as IEEE 802.11a. May conform to the 802.11 standard.
  • the low pass filter 200 may perform low pass filtering on a transmission signal including OFDM symbols output from the OFDM signal processing unit 100, and for example, may have a specific cutoff frequency and an order. It can be configured as a Butterworth filter.
  • the power amplifier 300 amplifies the power of the low pass filtered transmission signal, for example, a non-linear power amplifier (PA) model having a specific backoff value. It can be configured using.
  • PA non-linear power amplifier
  • FIG. 1 illustrates a part of a configuration of a transmitter according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the transmitter is configured in addition to the OFDM signal processor 100, the low pass filter 200, and the power amplifier 300 illustrated in FIG. 1. Various configurations may further be included.
  • the transmission apparatus as described above may be required to satisfy the spectral mask requirement of the WLAN system.
  • the spectral mask may indicate how much intensity a transmission signal of the corresponding WLAN system may have in a frequency band away from a center frequency of a carrier by a predetermined offset.
  • a physical layer of a transmission apparatus as shown in FIG. 1 is designed such that a transmission signal satisfies a spectrum mask requirement of a WLAN system using a TV white space required by a government or the like. can do.
  • FIGS. 2 and 3 illustrate embodiments of the spectral mask requirements, which are defined by the US Federal Communications Commission (FCC) for wireless LAN systems using TV white space (hereinafter, ' TVWS spectrum mask requirements.
  • FCC Federal Communications Commission
  • the power of the interfering transmission signal for the adjacent channel is 55 dB above the highest average power in the transmission frequency band. Should be lower than
  • the power of a transmission signal that interferes with an adjacent channel is a corresponding transmission frequency. It should be at least 55dB below the peak average power in the band.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating an embodiment of the configuration of the OFDM signal processor illustrated in FIG. 1.
  • the OFDM signal processor 100 includes a mapper 110, an Inverse Fast Fourier Transform 120, and an CP.
  • the insertion unit 130 and the windowing processing unit 140 may be included.
  • the mapper 110 may convert data into a plurality of orthogonal frequency division multiple subcarriers and output the data using a data conversion scheme such as QAM, QPSK, or BPSK.
  • a data conversion scheme such as QAM, QPSK, or BPSK.
  • the mapper 110 may output data to the IFFT 120 by mapping data to be transmitted to a plurality of OFDM symbols using a 64 QAM scheme.
  • the OFDM symbols output from the mapper 110 may include a plurality of null tones, for which the transmitting apparatus nulls and zeros to perform specific subcarriers nulling and zero padding of specific OFDM symbols
  • a padding unit may be further included.
  • OFDM symbols having a size of 64 FFT may include twelve null tones located at left and right and in the middle.
  • the IFFT 120 may perform an inverse fast Fourier transform on the OFDM symbols output from the mapper 110 to convert the signal into a time domain signal, and perform eighth order oversampling.
  • the CP inserter 130 may insert a guard interval (GI) into each of the OFDM symbols converted into the time domain, and insert a cyclic prefix (CP) into the guard interval (GI). .
  • GI guard interval
  • CP cyclic prefix
  • ISI inter-symbol interference
  • GI guard period
  • a cyclic prefix CP may be inserted into the guard period GI.
  • a part of the symbol may be copied to protect the guard period GI.
  • the CP inserter 130 cyclically extends the last 16 data corresponding to one quarter of the time domain data input from the IFFT 120 to the beginning of the data to form a complete orthogonal frequency division multiple frame. can do.
  • the windowing processor 140 may window-process the OFDM symbols into which the cyclic prefix CP is inserted and output the same.
  • each of the subcarriers of the OFDM signal has a sinc function and maintains orthogonality with each other. It may have an overlapping form.
  • the OFDM signal may cause interference in adjacent channels, and in order to reduce the adjacent channel interference, the OFDM symbols at the left and right ends may be configured as null tones in which data is not transmitted. .
  • the side lobe of the sinc function is relatively large, the number of null tones should be increased to eliminate adjacent channel interference, and the signal bandwidth at which data is transmitted as the number of null tones increases. ) Can be reduced, resulting in significantly worse spectral efficiency.
  • the transmission apparatus may perform windowing processing on OFDM symbols in order to reduce adjacent channel interference while maintaining spectral efficiency.
  • the OFDM symbols input to the windowing processor 140 may have a symbol period T, and may each include a guard period T GI and a valid symbol period T FFT .
  • the guard interval (T GI) may be inserted by the rear of the guard interval (T GI) of the effective symbol period (T FFT) is copied as a cyclic prefix (CP).
  • Signal input from the windowing processing unit 140 has a two in the interval of OFDM symbols adjacent couple of the windowing transition section (windowing transition duration, T TR), the windowing transition section (T TR) as shown in Figure 5 It is possible to cause distortion to occur.
  • the windowing processor 140 may perform the windowing process as described above using the method defined in the IEEE 802.11 standard, and may use the windowing function shown in Equation 1 below. .
  • Equation 1 ⁇ T (t) denotes a time domain signal to be transmitted, and T TR denotes a length of a transition section that is windowed among OFDM symbols.
  • FIG. 6 illustrates a result of measuring Power Spectrum Density (PSD) of a transmission signal according to the change in the windowing transition section T TR , and illustrates a PSD of a signal output from the windowing processor 140.
  • PSD Power Spectrum Density
  • the PSD is measured according to the change of the window wing transition section T TR using a hanning window and an 8k FFT.
  • the PSD may be estimated by an ergodic process defined as Equation 2 below.
  • the FFT process may be performed on the transmission signal to perform magnitude squares on respective frequency bins.
  • the definition diagram may use the Hanning window as shown in Equation 3 below.
  • graph A shows a PSD of a transmission signal when only a cyclic prefix (CP) is inserted without windowing processing.
  • the graphs B, C, D and E shown in Figure 6 shows the PSD of the transmission signal when the windowing transition interval T TR is T GI / 4, 2T GI / 4, 3T GI / 4 and 4T GI / 4 Represent each.
  • the spectrum of the transmission signal that is, the PSD may decrease more rapidly.
  • the effective guard period T GI may be too short, which may cause a problem that the inter-symbol interference ISI may not be effectively removed.
  • the cyclic prefix CP is inserted by using the windowing transition section T TR having a length of 2T GI / 4, that is, the length of the protection section T GI . It is desirable to window the processed OFDM symbols.
  • low pass filtering may be performed on the windowed transmission signal using the low pass filter 200 illustrated in FIG. 1. .
  • the windowing process has a filtering function as shown in Equation 4 below.
  • An eighth order Butterworth filter can be used.
  • the cutoff frequency of the low pass filter may be set as close as possible to the signal bandwidth to generate a sudden transition in out-of-band. .
  • the cutoff frequency of the low pass filter may be set so that the loss of the pass band due to the distortion is less than 1 dB.
  • FIG. 8 shows the results of measuring the PSD of the transmission signal according to the change in the cutoff frequency and the order of the low pass filter.
  • FIG. 8 shows the PSD of the signal output from the Butterworth LPF after the windowing process. will be.
  • Graphs A, C, and E shown in FIG. 8 represent the fifth order of the Butterworth filter, and represent PSDs of the transmission signal when the cutoff frequencies are 2.5 MHz, 3.0 MHz, and 4.0 MHz, respectively.
  • graphs B, D, and F shown in FIG. 8 represent an order 8 of the Butterworth filter, and represent PSDs of the transmission signal when the cutoff frequencies are 2.5 MHz, 3.0 MHz, and 4.0 MHz, respectively.
  • the TVWS spectral mask requirements cannot be met using an 8th order Butterworth filter with cutoff frequencies of 3.0 MHz and 4.0 MHz.
  • the transmission apparatus may perform low pass filtering using an 8th order Butterworth filter of 2.5 MHz, so that the transmission signal satisfies the TVWS spectrum mask requirement.
  • the transmitter may amplify the power of the transmission signal output from the low pass filter 200 using the power amplifier 300 shown in FIG. 1.
  • the power amplification unit 300 may amplify the power of a transmission signal using a method defined in the IEEE 802.11 standard, for which non-linear (non-linear) using a third order Rappaport (RAP) model It can be configured as a power amplifier.
  • RAP third order Rappaport
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating an embodiment of the configuration of the power amplifier PA of FIG. 1.
  • the power amplifier 300 includes a size separator 310, a phase separator 320, and a RAPP modeling unit. 330 may include.
  • the RAPP modeling unit 330 may process a signal input from the size separator 310 by an RAPP model defined as in Equation 5 below.
  • the magnitude (AM / AM) distortion of the input signal is generated as described above, and the magnitude of the magnitude distortion may be changed according to the parameter p of the RAPP model.
  • the power amplifier 300 may be generally implemented using a RAPP model having a parameter p of 2 or 3.
  • output backoff in a non-linear power amplifier can be defined as a backoff value from a full saturation level.
  • FIG. 11 illustrates a result of measuring a PSD of a transmission signal according to a change in a backoff value of the power amplifier, and illustrates a PSD of a signal output from the power amplifier 300 using the RAPP model after low pass filtering. .
  • the graphs A, B, C, D, and E shown in FIG. 11 represent PSDs of the transmission signal when the backoff values of the power amplifier 300 are 3 dB, 6 dB, 9 dB, 12 dB, and 15 dB, respectively.
  • the transmission signal that is amplified and output by the power amplifier 300 having the backoff values of 3 dB, 6 dB, and 9 dB is as described with reference to FIGS. 2 and 3.
  • TVWS spectrum mask requirements cannot be met.
  • the transmission apparatus may amplify the power of the transmission signal by using the power amplifier 300 having a backoff value of at least 12 dB, so that the transmission signal satisfies the TVWS spectrum mask requirement.
  • a transmission apparatus in order to satisfy the spectrum mask requirement according to the regulations of the Federal Communications Commission (FCC) for a wireless LAN system using a TV white space.
  • FCC Federal Communications Commission
  • T TR windowing transition interval
  • T GI guard interval
  • low pass filtering is performed using an 8th order Butterworth filter with a cutoff frequency of 2.5 MHz.
  • a power amplifier having a backoff value of at least 12 dB can be used to amplify the power of the transmission signal.
  • the windowing transition period T TR , the cutoff frequency and the order of the low pass filter, and the backoff value of the power amplifier are values of parameters for designing the physical layer of the transmission apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • at least one of the parameters may be changeable as needed.
  • the effective protection period T GI may decrease to decrease the reception performance of the signal.
  • the window wing transition section T TR may be changed.
  • the parameter of the low pass filter or the backoff value of the power amplifier is It may be changed in consideration of the device complexity.
  • FIG. 12 illustrates another embodiment of a spectrum mask requirement of a WLAN system, and shows a spectrum mask requirement according to regulations of the Federal Communications Commission (FCC) for a DTV system.
  • FCC Federal Communications Commission
  • FIG. 13 illustrates a result of measuring a PSD of a transmission signal according to a change in the backoff value of the power amplifier.
  • the spectrum mask of the Federal Communications Commission (FCC) for the DTV system in which the transmission signal is shown in FIG. Indicates whether the requirements are met.
  • FCC Federal Communications Commission
  • the graphs shown in FIG. 13 are windowed by using the transition period T TR which is 1/2 of the windowing protection period T GI , and then using an 8th order Butterworth filter having a cutoff frequency of 2.5 MHz. When performing low pass filtering, this indicates a PSD of the transmission signal output from the power amplifier 300.
  • graph A shown in FIG. 13 illustrates a case in which the backoff value of the power amplifier 300 is 13 dB, and accordingly, the power is amplified and output by the power amplifier 300 having the backoff value of 13 dB. It can be seen that the signal cannot meet the spectral mask requirements of the Federal Communications Commission (FCC) for the DTV system as described with reference to FIG. 12.
  • FCC Federal Communications Commission
  • graph B shown in FIG. 13 represents a case in which the backoff value of the power amplifier 300 is 15 dB, and accordingly, the transmission signal output from the power amplifier 300 having the backoff value of 15 dB is the DTV system. It can be seen that the spectral mask requirements of the Federal Communications Commission (FCC) for US are met.
  • FCC Federal Communications Commission
  • the transmission apparatus can satisfy the TVWS spectrum mask requirement as shown in FIGS. 2 and 3 by using the power amplifier 300 having a backoff value of at least 12 dB.
  • a power amplifier 300 having a higher backoff value of at least 15 dB must be used.
  • the transmission signal having the 5MHz frequency bandwidth has been described for the conditions that can satisfy the TVWS spectrum mask requirements as shown in Figs. 2 and 3, but the transmission signal is wider, for example, 6Mhz, 7Mhz Or it will be described when the transmission through a TV channel such as 8MHz.
  • the frequency bandwidth allocated to each TV channel may be different from country to country, for example, in the United States, one TV channel may have a frequency bandwidth of 6 MHz.
  • channelization to the TV white space frequency band may be performed by changing a sampling rate of a transmission signal, but in this case, subcarriers, namely, The space occupied by the OFDM symbols may be increased such that the transmitted signal may not meet the TVWS spectrum mask requirements as shown in FIGS. 2 and 3.
  • the 5 MHz transmission system can be channelized into the TV white space frequency band.
  • the minimum value of the number of null tones may be determined.
  • the number of null tones included in the OFDM symbols is determined by other parameters, for example, the windowing transition period T TR as described with reference to FIGS. 2 through 11, the cutoff frequency and the order and power of the low pass filter.
  • the number of null tones among the OFDM symbols having a size of 64 FFT is less than 24, which is the minimum value, the number of null tones is so small that the windowing transition period T TR , a low pass. No matter how adjusted the cutoff frequency and the order of the filter and the backoff value of the power amplifier, the TVWS spectral mask requirements as shown in FIGS. 2 and 3 cannot be satisfied.
  • the number of null tones shown in FIG. 14 may have a minimum value to satisfy the TVWS spectrum mask requirement by adjusting the parameters as described above, and the minimum value of the number of null tones is an FFT size as shown in FIG. 14. It can have different values.
  • the number of null tones may have 24 for 64 FFTs, 36 for 128 FFTs, 46 for 256 FFTs, and 24 for FFTs. .
  • the number of null tones for each FFT size is a plurality of parameter sets each including the windowing transition period (T TR ), the cutoff frequency and order of the low pass filter, and the backoff value of the power amplifier ( sets) are used to simulate whether or not the TVWS spectral mask requirement is met, so as to be found to a minimum value that allows the TVWS spectral mask requirement to be met.
  • the cutoff frequency of the 8th order Butterworth filter and the backoff value of the non-linear power amplifier (PA) shown in FIG. 14 are selected to minimize the number of null tones as described above while satisfying the TVWS spectral mask requirements.
  • the cutoff frequency and the backoff value may have different values according to FFT sizes.
  • the cutoff frequency of the 8th-order Butterworth filter is 2.5MHz, and the backoff value of the non-linear power amplifier PA can be designed to be 15dB.
  • FIG. 15 illustrates a result of measuring a PSD of a transmission signal according to a change in FFT size.
  • the PSD of an output signal after windowing, low pass filtering, and power amplification is performed according to the parameters shown in FIG. 14. It is shown by size.
  • Graphs A, B, C and D shown in FIG. 15 represent the PSD of the transmitted signal measured for the cases where the FFT sizes are 64 FFT, 128 FFT, 256 FFT and 512 FFT, respectively.
  • FIG. 16 is an enlarged view of a portion R indicated by a dotted line in the graphs shown in FIG. 15.
  • the transmission signal can satisfy the TVWS spectrum mask requirement.
  • FIG. 17 is a table showing spectral efficiency calculated according to the FFT size and the number of null tones of an OFDM symbol.
  • the number of null tones among OFDM symbols having a size of 64 FFT is 12, and accordingly, a signal bandwidth for transmitting data is about 4.063. MHz can account for about 67.7% of the total 6MHz bandwidth.
  • the signal bandwidth may be calculated by multiplying the subcarrier spacing ( ⁇ F) as shown in FIG. 17 by the number of user subcarriers (N T ) used to transmit data.
  • the minimum value of null tones required to satisfy the TVWS spectrum mask requirement is 24, so that the signal bandwidth is It is about 3.750MHz, which is about 62.5% of the total 6MHz bandwidth.
  • the signal bandwidth is about 4.313MHz may be about 71.8% of the total bandwidth of 6MHz.
  • the signal bandwidth is about 4.922MHz, which may be about 82% of the total bandwidth of 6MHz.
  • the signal bandwidth may be about 5.391MHz, which may occupy about 89.9% of the total bandwidth of 6MHz.
  • the signal bandwidth obtainable while satisfying the TVWS spectral mask requirement may increase, thereby improving spectral efficiency under the spectral mask requirement.
  • the backoff value of the non-linear power amplifier for satisfying the TVWS spectrum mask requirement may increase, thereby increasing complexity for device implementation.
  • the obtainable signal bandwidth is about 67.7%, and when the channelized to 6MHz bandwidth using 64 FFT, the signal bandwidth is about 62.5%.
  • the number of FFTs is preferably at least 128 FFTs in order to improve spectral efficiency over a 5 MHz transmission system according to the IEEE 802.11 standard.
  • the backoff value of the non-linear power amplifier must be at least 15 dB.
  • the required backoff value of the power amplifier can be reduced by increasing the number of null tones.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating another embodiment of the configuration of a transmission apparatus, and the illustrated transmission apparatus includes the FEC encoder 400, the interleaver 410, the mapper 420, the IFFT 430, and the GI insertion /
  • the windowing processor 440 and the RF transmitter 450 may be included.
  • the FEC encoder 400 receives a physical layer service data unit (PSDU) and an error correction encoding scheme preset in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), for example, convolutional encoding. It can be encoded and output using the method.
  • PSDU physical layer service data unit
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the interleaver 410 outputs after interleavng to prevent burst error due to the signal input from the FEC encoder 400, and the mapper 420 outputs QAM, QPSK or BPSK data.
  • Input data may be converted into a plurality of orthogonal frequency division multiple subcarriers (ie, OFDM symbols) according to a conversion scheme.
  • the IFFT 430 may perform an inverse fast Fourier transform on the OFDM symbols output from the mapper 420 to convert the signal into a time domain signal.
  • the GI insertion / window processing unit 440 inserts a guard period GI in which a cyclic prefix CP is inserted into the OFDM symbols converted into the signal in the time domain, and inserts the guard period GI into the OFDM symbol. Can symbolize windows.
  • the RF transmitter 450 may transmit OFDM symbols frequency-modulated by the carrier signal through an antenna (not shown).
  • the low pass filter 200 and the power amplifier 300 illustrated in FIG. 1 may be implemented by being included in the RF transmitter 450.
  • some of the components of the transmitter illustrated in FIG. 18 may be omitted, or at least one component for performing preprocessing or postprocessing on the transmission signal may be further included.
  • an apparatus for receiving a signal using a TV white space may be configured to perform a reverse operation of the transmitting apparatus as described with reference to FIGS. 1 to 18 from a high frequency signal received from the transmitting apparatus.
  • a physical layer service data unit (PSDU), which is final data, may be obtained, and components for performing reverse operation corresponding to each of the components of the transmitting apparatus as shown in FIG. 1 or 18 may be reversed. .
  • PSDU physical layer service data unit
  • null tones among OFDM symbols transmitted from a transmitting apparatus may be processed by a demapper (not shown) provided in the receiving apparatus.
  • the method of receiving a signal using the TV white space may be implemented by performing the transmission method as described above with reference to FIGS. 2 to 18 in reverse order.
  • At least a part of the transmission method according to the present invention described above may be stored in a computer-readable recording medium that is produced as a program for execution in a computer, and examples of the computer-readable recording medium include ROM, RAM, CD- ROMs, magnetic tapes, floppy disks, optical data storage, and the like, and also include those implemented in the form of carrier waves (eg, transmission over the Internet).
  • the computer readable recording medium can be distributed over network coupled computer systems so that the computer readable code is stored and executed in a distributed fashion.
  • functional programs, codes, and code segments for implementing the method can be easily inferred by programmers in the art to which the present invention belongs.

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Abstract

본 발명은 TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 신호를 송신하는 방법 및 장치에 관한 것으로, 그 방법은 복수의 널 톤들을 포함하는 OFDM 심벌들을 윈도윙 처리하는 단계; 윈도윙 처리된 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행하는 단계; 및 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키는 단계를 포함하고, 널 톤들의 개수는 OFDM 심벌들의 FFT 크기에 따라 파워 증폭된 송신 신호가 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가진다.

Description

신호 송신 방법 및 장치
본 발명은 무선랜 시스템에서 신호를 송신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
현재, 텔레비전 방송 서비스는 아날로그 방송에서 디지털 방송으로 전환되어 가고 있는 추세이다. 이는 디지털 방송이 높은 품질의 영상 및 양 방향 서비스를 제공하고, 스펙트럼을 더욱 효율적으로 사용할 수 있기 때문이다.
이러한 디지털 방송으로의 전환에 따라, 기존의 아날로그 방송을 위해 할당된 주파수 대역들 중 일부를 누구나 사용할 수 있는 유휴 주파수 대역으로 제공할 수 있으며, 상기 유휴 주파수 대역을 이용하여 비 허가 장치(unlicensed device)가 신호를 송수신하는 것이 가능할 수 있다.
본 발명은 TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건(spectral mask requirement)을 만족하도록 신호를 송신하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 신호 송신 방법은, TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 신호를 송신하며, 복수의 널 톤(null tone)들을 포함하는 OFDM 심벌들을 윈도윙(windowing) 처리하는 단계; 상기 윈도윙 처리된 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링(Low Pass Filtering)을 수행하는 단계; 및 상기 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키는 단계를 포함하고, 상기 널 톤들의 개수는 상기 OFDM 심벌들의 FFT(Fast Fourier Transform) 크기에 따라 상기 파워 증폭된 송신 신호가 상기 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가진다.
본 발명의 실시예에 따른 신호 송신 장치는, 윈도윙 처리된 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호를 출력하는 OFDM신호처리부; 상기 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행하는 저역 통과 필터; 및 상기 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키는 파워증폭부를 포함하고, 상기 OFDM 심벌들 중 널 톤의 개수는 상기 OFDM 심벌들의 FFT 크기에 따라 상기 파워 증폭된 송신 신호가 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가진다.
본 발명의 실시예에 따르면, TV 화이트 스페이스를 이용하여 송신되는 OFDM 심벌의 널 톤 개수를 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있는 최소값으로 설정함으로써, 무선랜 시스템에서 요구되는 스펙트럼 마스크 요건을 만족함과 함께 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)를 향상시킬 수 있는 물리 계층의 디자인이 가능할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 송신 장치의 간략한 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건(spectral mask requirement)에 대한 제1 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 3은 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건에 대한 제2 실시예를 나타내는 그래프이다.
도 4는 도 1에 도시된 OFDM 신호 처리부의 구성에 대한 일실시예를 나타내는 블록도이다.
도 5는 OFDM 심벌을 윈도윙(windowing) 처리하는 방법에 대한 일실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 윈도윙의 천이 구간(TR, Transition Duration)의 변화에 따라 송신 신호의 PSD(Power Spectrum Density)를 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 7은 도 1의 저역 통과 필터(LPF)에 대한 일실시예를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 저역 통과 필터의 컷오프(cutoff) 주파수 및 차수(order)의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 9는 도 1의 파워 증폭부(PA)의 구성에 대한 일실시예를 나타내는 블록도이다.
도 10은 파워 증폭부의 RAPP 모델에 대한 일실시예를 나타내는 그래프이다.
도 11은 파워 증폭부의 백오프 값(backoff value)의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 12 및 도 13은 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건에 대한 제3 실시예를 나타내는 그래프들이다.
도 14는 FFT 크기에 따라 설정된 OFDM 심벌의 널 톤 개수들을 나타내는 표이다.
도 15는 FFT 크기의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 16은 도 15의 R 부분을 확대 도시한 그래프이다.
도 17은 FFT 크기 및 OFDM 심벌의 널 톤 개수에 따라 계산된 스펙트럼 효율을 나타내는 표이다.
도 18은 송신 장치의 구성에 대한 또 다른 실시예를 나타내는 블록도이다.
이하, 첨부된 도 1 내지 도 18을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 신호 송신 방법 및 장치에 대하여 상세히 설명하기로 한다.
이하에서 본 발명의 실시예를 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고, 후술 되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 송신 장치의 간략한 구성을 블록도로 도시한 것으로, 도시된 송신 장치는 OFDM 신호 처리부(100), 저역 통과 필터(200) 및 파워 증폭부(300)를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는 TV 화이트 스페이스(TV White Space) 주파수 대역을 이용하여 신호를 송신할 수 있다.
TV 화이트 스페이스는 기존의 아날로그 방송을 위해 할당된 VHF(Very High Frequency, 54MHz ~ 216MHz) 대역 및 UHF(Ultra High Frequency, 470MHz ~ 806MHz) 대역 중 누구나 사용할 수 있는 유휴 주파수 대역으로서, TV 방송용으로 분배된 VHF 및 UHF 주파수 대역에서 방송 사업자가 사용하지 않는 비어있는 주파수 대역을 의미할 수 있다.
한편, 정부 등의 전파 규제에 대한 조건을 만족하는 경우, 상기 TV 화이트 스페이스 중 허가된 장치(licensed device)가 사용 중이지 않는 주파수 대역을 이용하여, 비 허가 장치(unlicensed device)가 신호를 송수신할 수 있다.
도 1을 참조하면, OFDM 신호 처리부(100)는 연속된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 심벌들을 출력하며, 그를 위해 64 QAM 등과 같은 변조 방식을 이용하여 송신하고자 하는 데이터를 복수의 OFDM 심벌들로 변환하여 출력할 수 있다.
상기 OFDM은 고속의 전송률을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률을 갖는 여러 데이터 열로 나누고, 이들을 다수의 직교 부반송파(subcarrier)를 사용하여 동시에 병렬로 전송하는 직교 주파수 분할 다중화 방식이다.
한편, 상기 OFDM 심벌들은 각각 송신하고자 하는 데이터, 싸이클릭 프리픽스(CP, Cyclic Prefix) 및 널 톤(null tone)들을 포함할 수 있다.
또한, 상기 OFDM 심벌들은 오버 샘플링(oversampling) 처리 또는 윈도윙(windowing) 처리된 후 OFDM 신호 처리부(100)로부터 출력될 수 있으며, 상기 OFDM 심벌의 구성 및 윈도윙 처리 방식은 IEEE 802.11a 등과 같은 IEEE 802.11 표준에 따를 수 있다.
저역 통과 필터(200)는 OFDM 신호 처리부(100)로부터 출력되는 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행할 수 있으며, 예를 들어 특정 컷오프(cutoff) 주파수 및 차수(order)를 가지는 버터워스(Butterworth) 필터로 구성될 수 있다.
파워 증폭부(300)는 상기 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키며, 예를 들어 특정 백오프 값(backoff value)를 가지는 비-선형(non-linear) 파워 증폭기(PA, Power Amplifier) 모델을 이용하여 구성될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치의 구성 중 일부를 도시한 것으로, 송신 장치는 도 1에 도시된 OFDM 신호 처리부(100), 저역 통과 필터(200) 및 파워 증폭부(300) 이외에 다양한 구성들을 더 포함할 수 있다.
상기한 바와 같은 송신 장치는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건(spectral mask requirement)을 만족하도록 요구될 수 있다.
상기 스펙트럼 마스크는, 반송파의 중심 주파수(center frequency)로부터 소정의 오프셋(offset) 만큼 떨어진 주파수 대역에서, 해당 무선랜 시스템의 송신 신호가 얼마 만큼의 세기를 가질 수 있는지를 나타낼 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 송신 신호가 정부 등에 의해 요구되는 TV 화이트 스페이스를 이용한 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록, 도 1에 도시된 바와 같은 송신 장치의 물리 계층(Physical layer)을 디자인할 수 있다.
이하, 도 2 내지 도 16을 참조하여 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 신호를 송신하는 방법에 대해 보다 상세히 설명하기로 한다.
도 2 및 도 3은 상기 스펙트럼 마스크 요건에 대한 실시예들을 도시한 것으로, 미국 연방통신위원회(Federal Communications Commission, FCC)가 TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선 랜 시스템에 대해 규정한 스펙트럼 마스크 요건(이하, 'TVWS 스펙트럼 마스크 요건' 이라 한다)을 나타낸 것이다.
도 2를 참조하면, 휴대용 장치(portable device)에 대한 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하기 위해서는, 인접 채널에 대해 간섭을 일으키는 송신 신호의 파워가 송신 주파수 대역에서의 최고 평균 파워(highest average power)보다 55dB 이상 낮아야 한다.
한편, 도 3을 참조하면, 위치가 고정된 장치(fixed device)의 경우에도, 미국 연방통신위원회(FCC)의 규제를 만족하기 위해, 인접 채널에 대해 간섭을 일으키는 송신 신호의 파워가 해당 송신 주파수 대역에서의 최고 평균 파워보다 55dB 이상 낮아야 한다.
이하에서는, IEEE 802.11a 표준에 따른 5MHz 주파수 대역폭을 가지는 송신 신호가 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있는지 여부를 시뮬레이션(simulation)한 결과를 이용하여, 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치 및 방법에 대해 상세히 설명하기로 한다.
도 4는 도 1에 도시된 OFDM 신호 처리부의 구성에 대한 일실시예를 블록도로 도시한 것으로, OFDM 신호 처리부(100)는 맵퍼(mapper, 110), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform, 120), CP 삽입부(130) 및 윈도윙 처리부(140)를 포함할 수 있다.
도 4를 참조하면, 맵퍼(110)는 QAM이나 QPSK, BPSK 등의 데이터 변환 방식을 이용하여 데이터를 복수의 직교 주파수 분할 다중 서브 캐리어들로 변환하여 출력할 수 있다.
예를 들어, 맵퍼(110)는 64 QAM 방식을 이용해 송신하고자 하는 데이터를 복수의 OFDM 심벌들에 맵핑하여 IFFT(120)로 출력할 수 있다.
한편, 맵퍼(110)로부터 출력되는 OFDM 심벌들은 복수의 널 톤들을 포함할 수 있으며, 그를 위해 송신 장치는 특정 OFDM 심벌들을 서브캐리어 널링(nulling) 및 제로 패딩(zero padding)을 수행하는 널링 및 제로 패딩부(미도시)를 더 포함할 수 있다.
예를 들어, 64 FFT의 크기를 가지는 OFDM 심벌들은 좌우측 및 중간에 위치한 12개의 널 톤들을 포함할 수 있다.
IFFT(120)는 맵퍼(110)로부터 출력되는 OFDM 심벌들에 대해 역 패스트 퓨리에 변환을 수행하여 시간 영역의 신호로 변환할 수 있으며, 그를 위해 8차 오버샘플링(oversampling)을 수행할 수 있다.
한편, CP 삽입부(130)는 상기 시간 영역으로 변환된 OFDM 심벌들 각각에 보호 구간(GI, Guard Interval)을 삽입하고, 싸이클릭 프리픽스(CP)를 상기 보호 구간(GI)에 삽입할 수 있다.
즉, OFDM에 있어서 부반송파들의 직교성이 채널로 인해 깨지지 않도록 하기 위해, OFDM 심벌 사이에 채널의 지연확산보다 긴 보호 구간(GI)을 삽입하여 심벌간 간섭(ISI, Inter-Symbol Interference)을 제거할 수 있다.
또한, 상기 보호 구간(GI)을 포함한 심벌 구간 전체의 연속성을 보장하기 위해 싸이클릭 프리픽스(CP)가 보호 구간(GI)에 삽입될 수 있으며, 예를 들어 심벌의 일부를 복사하여 보호 구간(GI)에 싸이클릭 프리픽스(CP)로 삽입하여 심벌의 시작 부분에 배치함에 의해 심벌이 순환적으로 확장(cyclically extended)되어 부반송파간 간섭(ICI)이 방지될 수 있다.
예를 들어, CP 삽입부(130)는 IFFT(120)로부터 입력되는 시간 영역 데이터의 1/4에 해당하는 마지막 16개의 데이터를 순환적으로 데이터의 처음으로 확장하여 완전한 직교 주파수 분할 다중 프레임을 형성할 수 있다.
한편, 윈도윙 처리부(140)는 상기 싸이클릭 프리픽스(CP)가 삽입된 OFDM 심벌들을 윈도윙 처리하여 출력할 수 있다.
OFDM은 송신측에서의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)와 수신측에서의 FFT(Fast Fourier Transform)로 서브캐리어들의 병렬 전송을 구현함에 따라, OFDM 신호의 서브캐리어들 각각은 sinc 함수로 이루어져 이들이 서로간의 직교성을 유지하면서 중첩되어 있는 형태를 가질 수 있다.
한편, sinc 함수의 특성으로 인해 상기 OFDM 신호는 인접 채널에 간섭을 일으킬 수 있으며, 인접 채널 간섭을 감소시키기 위해 상기한 바와 같이 좌우측 끝단의 OFDM 심벌들은 데이터가 전송되지 않는 널 톤으로 구성될 수 있다.
그러나, sinc 함수의 사이드 로브(side lobe)가 비교적 크기 때문에, 인접 채널 간섭을 제거하기 위해서는 상기 널 톤들의 개수를 증가시켜야 하며, 상기 널 톤 개수의 증가에 따라 데이터가 전송되는 신호 대역폭(signal bandwidth)가 감소하여 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)이 현저히 나빠지게 될 수 있다.
따라서 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는, 스펙트럼 효율을 유지하면서 인접 채널 간섭을 감소시키기 위해, OFDM 심벌들에 대해 윈도윙 처리를 수행할 수 있다.
도 5를 참조하면, 윈도윙 처리부(140)로 입력되는 OFDM 심벌들은 심벌 주기(T)를 가지며, 각각 보호 구간(TGI)과 유효 심벌 구간(TFFT)을 포함할 수 있다. 한편, 상기 보호 구간(TGI)은 유효 심벌 구간(TFFT) 중 보호 구간(TGI) 만큼의 뒷 부분이 싸이클릭 프리픽스(CP)로서 복사되어 삽입될 수 있다.
윈도윙 처리부(140)는 도 5에 도시된 바와 같이 두 OFDM 심벌들이 인접하는 구간에 윈도윙 천이 구간(windowing transition duration, TTR)을 두어, 상기 윈도윙 천이 구간(TTR)에서 입력되는 신호에 대해 왜곡(distortion)이 발생하도록 할 수 있다.
예를 들어, 윈도윙 처리부(140)는 IEEE 802.11 표준에서 정의된 방식을 이용하여 상기한 바와 같은 윈도윙 처리를 수행할 수 있으며, 그를 위해 다음의 수학식 1과 같은 윈도윙 함수를 이용할 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2011000656-appb-M000001
상기 수학식 1에서, ωT(t)는 송신할 시간 영역 신호를 나타내며, TTR은 OFDM 심벌 중 윈도윙 처리되는 천이 구간의 길이를 나타낸다.
도 6은 상기 윈도윙 천이 구간(TTR)의 변화에 따라 송신 신호의 PSD(Power Spectrum Density)를 측정한 결과를 도시한 것으로, 윈도윙 처리부(140)로부터 출력되는 신호의 PSD를 나타낸 것이다.
한편, 상기 PSD는 한닝 윈도우(hanning window)와 8k FFT를 이용하여 상기 윈도윙 천이 구간(TTR)의 변화에 따라 측정된 것이다.
예를 들어, 상기 PSD는 다음의 수학식 2와 같이 정의되는 에르고딕 프로세스(ergodic process)에 의해 추정될 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2011000656-appb-M000002
또한, 상기 송신 신호에 대해 FFT 처리를 하여, 각각의 주파수 빈들(frequency bins)에서 크기 제곱(magnitude square)을 할 수 있다.
한편, 상기 FFT 처리 이전에, 큰 동적 범위(dynamic range)를 위해 다음의 수학식 3과 같이 정의도는 한닝 윈도우를 사용할 수 있다.
수학식 3
Figure PCTKR2011000656-appb-M000003
도 6을 참조하면, 그래프 A는 윈도윙 처리 없이 싸이클릭 프리픽스(CP)만 삽입된 경우 송신 신호의 PSD를 나타내는 것이다.
도 6에 도시된 A 그래프에 따르면, 윈도윙 처리 없이 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없음을 알 수 있다.
한편, 도 6에 도시된 그래프 B, C, D 및 E는 윈도윙 천이 구간(TTR)이 TGI/4, 2TGI/4, 3TGI/4 및 4TGI/4 경우 송신 신호의 PSD를 각각 나타낸다.
상기 그래프들을 참조하면, 윈도윙 천이 구간(TTR)이 증가함에 따라, 송신 신호의 스펙트럼, 즉 상기 PSD는 더욱 급격하게 감소할 수 있다.
한편, 상기 도 6에 도시된 그래프 B, C, D 및 E에 따르면, 윈도윙 처리를 하는 경우에도, 그 것만으로는, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없다.
또한, 윈도윙 천이 구간(TTR)이 크게 증가하는 경우, 유효한 보호 구간(TGI)이 너무 짧아져, 심벌간 간섭(ISI)이 효과적으로 제거되지 못하는 문제가 발생할 수 있다.
따라서 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는 2TGI/4, 즉 보호 구간(TGI)의 1/2의 길이를 가지는 윈도윙 천이 구간(TTR)을 이용하여 싸이클릭 프리픽스(CP)가 삽입된 OFDM 심벌들을 윈도윙 처리하는 것이 바람직하다.
또한, 상기한 바와 같이 윈도윙 처리만으로 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없으므로, 도 1에 도시된 저역 통과 필터(200)를 이용해 상기 윈도윙 처리된 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행할 수 있다.
예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같은 송신 신호의 스펙트럭을 보다 급격하게 감소시켜 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 하기 위하여, 상기 윈도윙 처리 이후에 다음의 수학식 4와 같은 필터링 함수를 가지는 8차 버터워스(Butterworth) 필터가 이용될 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2011000656-appb-M000004
도 7을 참조하면, 대역외(out-of-band)에서 급격한 천이(transition)을 발생시키기 위해, 저역 통과 필터의 컷오프(cutoff) 주파수는 가능한 한 신호 대역폭(signal bandwidth)에 가깝게 설정될 수 있다.
그러나, 상기 저역 통과 필터의 통과 대역(passband)에서 왜곡이 발생할 수 있으므로, 상기 왜곡에 따른 통과 대역의 손실이 1dB 미만이 되도록 상기 저역 통과 필터의 컷오프 주파수가 설정될 수 있다.
도 8은 저역 통과 필터의 컷오프 주파수 및 차수의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 도시한 것으로, 윈도윙 처리 이후에 버터워스 저역 통과 필터(Butterworth LPF)로부터 출력되는 신호의 PSD를 나타낸 것이다.
도 8에 도시된 그래프 A, C 및 E는 버터워스 필터의 차수가 5차 이며, 컷오프 주파수가 2.5MHz, 3.0MHz 및 4.0MHz 경우 송신 신호의 PSD를 각각 나타낸다.
상기 도 8의 그래프 A, C 및 E에 따르면, 5차 버터워스 필터를 사용하여 윈도윙 처리된 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행하는 경우, 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없다.
또한, 도 8에 도시된 그래프 B, D 및 F는 버터워스 필터의 차수가 8차 이며, 컷오프 주파수가 2.5MHz, 3.0MHz 및 4.0MHz 경우 송신 신호의 PSD를 각각 나타낸다.
도 8의 그래프 D 및 F에 따르면, 컷오프 주파수가 3.0MHz 및 4.0MHz인 8차 버터워스 필터를 사용하여 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없다.
한편, 도 8의 그래프 B에 따르면, 컷오프 주파수가 윈도윙 처리된 송신 신호에 대해 컷오프 주파수가 2.5MHz인 8차 버터워스 필터를 사용하여 저역 통과 필터링을 수행하는 경우, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있음을 알 수 있다.
따라서 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는 2.5MHz인 8차 버터워스 필터를 사용하여 저역 통과 필터링을 수행함으로써, 송신 신호가 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 할 수 있다.
한편, 송신 장치는 송신 장치는 도 1에 도시된 파워 증폭부(300)를 이용해 저역 통과 필터(200)로부터 출력되는 송신 신호의 파워를 증폭시킬 수 있다.
예를 들어, 파워 증폭부(300)는 IEEE 802.11 표준에서 정의된 방식을 이용하여 송신 신호의 파워를 증폭시킬 수 있으며, 그를 위해 3차 RAPP(Rappaport) 모델을 이용하는 비-선형(non-linear) 파워 증폭기로 구성될 수 있다.
도 9는 도 1의 파워 증폭부(PA)의 구성에 대한 일실시예를 블록도로 도시한 것으로, 파워 증폭부(300)는 크기 분리부(310), 위상 분리부(320) 및 RAPP 모델링부(330)를 포함할 수 있다.
도 9를 참조하면, RAPP 모델링부(330)는 다음의 수학식 5와 같이 정의되는 RAPP 모델에 의해 크기 분리부(310)로부터 입력된 신호를 처리할 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2011000656-appb-M000005
그에 따라, 파워 증폭부(300)로 입력되는 신호에 대해 크기 왜곡(amplitude distortion)만이 발생하며, 입력 신호의 위상에는 변화가 없을 수 있다.
도 10을 참조하면, RAPP 모델은 입력 신호에 대해 상기한 바와 같은 크기(AM/AM) 왜곡이 발생하며, 상기 크기 왜곡의 정도는 RAPP 모델의 파라미터(p)에 따라 변화될 수 있다.
예를 들어, 파워 증폭부(300)는 2 또는 3의 파라미터(p)를 가지는 RAPP 모델을 이용하여 일반적으로 구현 가능하다.
한편, 비-선형 파워 증폭기에서의 출력 백오프(output backoff)는 완전 포화 레벨(full saturation level)로부터의 백오프 값(backoff value)으로 정의될 수 있다.
도 11은 파워 증폭부의 백오프 값의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 도시한 것으로, 저역 통과 필터링 이후에 RAPP 모델을 이용한 파워 증폭부(300)로부터 출력되는 신호의 PSD를 나타낸 것이다.
도 11에 도시된 그래프 A, B, C, D 및 E는 파워 증폭부(300)의 백오프 값이 3dB, 6dB, 9dB, 12dB 및 15dB인 경우 송신 신호의 PSD를 각각 나타낸다.
상기 도 11의 그래프 A, B 및 C에 따르면, 백오프 값이 3dB, 6dB 및 9dB인 파워 증폭부(300)에 의해 파워 증폭되어 출력되는 송신 신호는 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없다.
한편, 도 11에 도시된 그래프 D 및 E를 참조하면, 백오프 값이 12dB 및 15dB인 파워 증폭부(300)를 이용하여 송신 신호의 파워를 증폭시키는 경우, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있음을 알 수 있다.
따라서 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는 적어도 12dB의 백오프 값을 가지는 파워 증폭부(300)를 이용해 송신 신호의 파워를 증폭시킴으로써, 송신 신호가 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하도록 할 수 있다.
도 2 내지 도 11을 참조하여 설명한 바와 같이, TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선랜 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 규제에 따른 스펙트럼 마스크 요건을 만족시키기 위하여, 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치는 보호 구간(TGI)/2의 길이를 가지는 윈도윙 천이 구간(TTR)을 이용하여 OFDM 심벌들을 윈도윙 처리한 후, 컷오프 주파수가 2.5MHz인 8차 버터워스 필터를 사용하여 저역 통과 필터링을 수행하며, 적어도 12dB의 백오프 값을 가지는 파워 증폭기를 이용해 송신 신호의 파워를 증폭시킬 수 있다.
다만, 상기한 바와 같은 윈도윙 천이 구간(TTR), 저역 통과 필터의 컷오프 주파수 및 차수, 그리고 파워 증폭기의 백오프 값은 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치의 물리 계층을 디자인하기 위한 파라미터들의 일예로서, 상기 파라미터들 중 적어도 하나는 필요에 따라 변경 가능할 수 있다.
예를 들어, 상기한 바와 같은 윈도윙 천이 구간(TTR)의 증가에 따라, 유효 보호 구간(TGI)이 감소하여 신호의 수신 성능(reception performance)을 저하시킬 수 있으므로, 상기 수신 성능 등을 고려하여 윈도윙 천이 구간(TTR)을 변경시킬 수 있다.
또한, 상기한 바와 같은 저역 통과 필터의 파라미터와 파워 증폭기의 백오프 값은 송수신 장치의 구현에 있어 복잡도(complexity)를 높이는 원인이 될 수 있으므로, 저역 통과 필터의 파라미터 또는 파워 증폭기의 백오프 값은 상기 장치 복잡도 등을 고려하여 변경될 수 있다.
도 12는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건에 대한 또 다른 실시예를 도시한 것으로, DTV 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 규제에 따른 스펙트럼 마스크 요건을 나타낸다.
도 13은 파워 증폭부의 백오프 값의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 도시한 것으로, 송신 신호가 도 12에 도시된 바와 같은 DTV 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하는지 여부를 나타낸 것이다.
도 13에 도시된 그래프들은 윈도윙 보호 구간(TGI)의 1/2인 천이 구간(TTR)을 이용하여 윈도윙 처리를 한 후, 컷오프 주파수가 2.5MHz인 8차 버터워스 필터를 이용하여 저역 통과 필터링을 수행하는 경우, 파워 증폭부(300)로부터 출력되는 송신 신호의 PSD를 나타낸다.
구체적으로, 도 13에 도시된 그래프 A는 파워 증폭부(300)의 백오프 값이 13dB인 경우를 나타내며, 그에 따라 백오프 값이 13dB인 파워 증폭부(300)에 의해 파워 증폭되어 출력되는 송신 신호는 도 12를 참조하여 설명한 바와 같은 DTV 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없음을 알 수 있다.
한편, 도 13에 도시된 그래프 B는 파워 증폭부(300)의 백오프 값이 15dB인 경우를 나타내며, 그에 따라 백오프 값이 15dB인 파워 증폭부(300)로부터 출력되는 송신 신호는 상기 DTV 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있음을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치가 적어도 12dB의 백오프 값을 가지는 파워 증폭부(300)를 이용하여 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있음에 비교하여, 상기 DTV 시스템에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하기 위해서는 그 보다 더 높은 적어도 15dB의 백오프 값을 가지는 파워 증폭부(300)를 이용하여야 한다.
상기에서는 5MHz 주파수 대역폭을 가지는 송신 신호가 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있는 조건에 대해 살펴보았으나, 이하에서는 송신 신호가 그 보다 넓은, 예를 들어 6Mhz, 7Mhz 또는 8MHz 등의 TV 채널을 통해 송신되는 경우에 대해 살펴보기로 한다.
IEEE 802.11a 표준에 따른 5MHz 주파수 대역폭의 신호를 TV 화이트 스페이스를 이용하여 송수신하는 경우, 상기 5MHz 주파수 대역폭의 신호를 하나의 TV 채널에 할당된 주파수 대역폭으로 채널화(channelization)하는 것이 필요할 수 있다.
각각의 TV 채널에 할당되는 주파수 대역폭은 국가마다 상이할 수 있으며, 예를 들어 미국의 경우 하나의 TV 채널은 6MHz의 주파수 대역폭을 가질 수 있다.
그에 따라, 미국에서의 TV 화이트 스페이스를 이용한 신호 송수신을 위해, IEEE 802.11a 표준에 따른 5MHz 송신 시스템을 6MHz의 주파수 대역폭을 가지는 TV 채널로 채널화하는 것이 필요할 수 있다.
한편, 가용 주파수 대역(available band)을 보다 효율적으로 이용하기 위해 송신 신호의 샘플링 레이트(sampling rate)를 변경하여 TV 화이트 스페이스 주파수 대역으로의 채널화를 수행할 수 있으나, 이 경우 서브캐리어들, 즉 OFDM 심벌들이 차지하는 공간이 증가되어 송신 신호가 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하지 못하게 될 수 있다.
따라서 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치 및 방법의 경우, FFT 크기(FFT size)를 증가시킴에 의해, 5MHz 송신 시스템을 TV 화이트 스페이스 주파수 대역으로 채널화할 수 있다.
이하에서는, 5MHz 송신 시스템을 6MHz 대역폭의 TV 화이트 스페이스 주파수 대역으로 채널화하는 경우를 예로 들어, 다양한 FFT 크기들에 대해, TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있는 최대 신호 대역폭(signal bandwidth)을 살펴보기로 한다.
도 14는 FFT 크기에 따라 설정된 OFDM 심벌의 널 톤 개수들을 표로 도시한 것이다.
도 14를 참조하면, 64 FFT, 128 FFT, 256 FFT 및 512 FFT를 포함하는 복수의 FFT 크기들 각각에 대해, 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하기 위한 널 톤 개수(number of null tones)의 최소값이 결정될 수 있다.
즉, OFDM 심벌들에 포함되는 널 톤의 개수는 다른 파라미터들, 예를 들어 도 2 내지 도 11을 참조하여 설명한 바와 같은 윈도윙 천이 구간(TTR), 로우 패스 필터의 컷오프 주파수와 차수 및 파워 증폭기의 백오프 값 등의 조정에 의해 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족있는 최소값이 존재할 수 있다.
예를 들어, 도 14를 참조하면, 64 FFT의 크기를 가지는 OFDM 심벌들 중 널 톤들의 개수가 최소값인 24 미만인 경우, 널 톤의 개수가 너무 작아 상기 윈도윙 천이 구간(TTR), 로우 패스 필터의 컷오프 주파수와 차수 및 파워 증폭기의 백오프 값을 아무리 조정하여도 도 2 및 도 3에 도시된 바와 같은 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 없다.
한편, 상기 널 톤의 개수가 증가함에 따라, 데이터를 포함하는 유효 OFDM 심벌들의 개수가 감소하므로, 데이터가 전송되는 신호 대역폭(signal bandwidth)이 감소하여 스펙트럼 효율(spectral efficiency)이 저하될 수 있다.
따라서 도 14에 나타난 널 톤 개수는 상기한 바와 같은 파라미터들의 조정에 의해 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가질 수 있으며, 상기 널 톤 개수의 최소값은 도 14에 도시된 바와 같이 FFT 크기별로 상이한 값을 가질 수 있다.
즉, 스펙트럼 효율을 유지하면서 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하기 위해, 상기 널 톤 개수는 64 FFT의 경우 24, 128 FFT의 경우 36, 256 FFT의 경우 46, FFT의 경우 24를 가질 수 있다.
도 14를 참조하면, FFT 크기가 증가함에 따라, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 널 톤 개수의 최소값은 증가하나, FFT 크기, 즉 전체 OFDM 심벌들의 개수 대비 널 톤 개수의 비율은 감소함을 알 수 있다.
한편, 도 14에 나타난 바와 같은 FFT 크기별 널 톤의 개수는, 상기 윈도윙 천이 구간(TTR), 로우 패스 필터의 컷오프 주파수와 차수 및 파워 증폭기의 백오프 값을 각각 포함하는 다수의 파라미터 세트(set)들을 이용해 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하는지 여부를 시뮬레이션하여, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값으로 발견된 것이다.
또한, 도 14에 나타난 8차 버터워스 필터의 컷오프 주파수 및 비-선형 파워 증폭기(PA)의 백오프 값은 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하면서 널 톤의 개수를 상기한 바와 같이 최소화 하기 위해 선택된 값들이며, 상기 컷오프 주파수 및 백오프 값은 도 14에 도시된 바와 같이 FFT 크기별로 상이한 값들을 가질 수 있다.
예를 들어, 도 14를 참조하면, 128 FFT의 크기를 가지는 OFDM 심벌들 중 널 톤들의 개수가 최소값인 36인 경우, 상기 TV 화이트 스페이스에 대한 미국 연방통신위원회(FCC)의 스펙트럼 마스크 요건을 만족하기 위해 8차 버터워스 필터의 컷오프 주파수는 2.5MHz로, 비-선형 파워 증폭기(PA)의 백오프 값은 15dB로 디자인될 수 있다.
도 15는 FFT 크기의 변화에 따라 송신 신호의 PSD를 측정한 결과를 도시한 것으로, 도 14에 나타난 파라미터들에 따라 윈도윙, 저역 통과 필터링 및 파워 증폭이 수행된 후 출력되는 신호의 PSD를 FFT 크기별로 나타낸 것이다.
도 15에 도시된 그래프 A, B, C 및 D는 FFT 크기가 64 FFT, 128 FFT, 256 FFT 및 512 FFT인 경우들에 대해 측정된 송신 신호의 PSD를 각각 나타낸다.
도 16은 도 15에 도시된 그래프들 중 점선으로 표시된 R 부분을 확대 도시한 것이다.
도 15 및 도 16을 참조하면, FFT 크기가 64 FFT, 128 FFT, 256 FFT 및 512 FFT인 경우들 모두에 있어서, 도 14에 나타난 파라미터들(즉, 널 톤 개수, 윈도윙 천이 구간(TTR), 로우 패스 필터의 컷오프 주파수와 차수 및 파워 증폭기의 백오프 값 등)을 이용함에 의해 송신 신호가 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있음을 알 수 있다.
도 17은 FFT 크기 및 OFDM 심벌의 널 톤 개수에 따라 계산된 스펙트럼 효율을 표로 도시한 것이다.
도 17을 참조하면, IEEE 802.11 표준에 따른 5MHz 송신 시스템의 경우, 64 FFT의 크기를 가지는 OFDM 심벌들 중 널 톤의 개수가 12이며, 그에 따라 데이터를 전송하는 신호 대역폭(signal bandwidth)은 약 4.063MHz로 전체 6MHz의 대역폭 중 약 67.7%를 차지할 수 있다.
상기 신호 대역폭은 도 17에 나타난 바와 같은 서브캐리어 간격(subcarrier spacing, ΔF)과 데이터를 전송하기 위해 사용된 서브캐리어들의 개수(number of user subcarriers, NT)의 곱으로 계산될 수 있다.
또한, 6MHz 대역폭을 가지는 TV 화이트 스페이스 주파수 대역으로 채널화하는 경우, FFT의 크기가 64 FFT일때, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족하기 위해 요구되는 널 톤의 최소값이 24이며, 그에 따라 상기 신호 대역폭은 약 3.750MHz로 전체 6MHz의 대역폭 중 약 62.5%일 수 있다.
한편, 상기 6MHz 대역폭으로 채널화하는 경우, FFT의 크기가 128 FFT일때, 널 톤의 개수가 36이며, 그에 따라 상기 신호 대역폭은 약 4.313MHz로 전체 6MHz의 대역폭 중 약 71.8%일 수 있다.
그리고, 상기 6MHz 대역폭으로 채널화하는 경우, FFT의 크기가 256 FFT일때, 상기 널 톤의 개수가 46이며, 그에 따라 상기 신호 대역폭은 약 4.922MHz로 전체 6MHz의 대역폭 중 약 82%일 수 있다.
또한, 상기 6MHz 대역폭으로 채널화하는 경우, FFT의 크기가 512 FFT일때, 널 톤의 개수가 52이며, 그에 따라 상기 신호 대역폭은 약 5.391MHz로 전체 6MHz의 대역폭 중 약 89.9%를 차지할 수 있다.
도 17에 나타난 바와 같은 결과에 따르면, FFT의 크기가 증가함에 따라, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족시키면서 획득 가능한 상기 신호 대역폭이 증가할 수 있으며, 그로 인해 상기 스펙트럼 마스크 요건 하에서의 스펙트럼 효율이 향상될 수 있다.
다만, 도 17에 도시된 바와 같이, FFT의 크기가 증가함에 따라, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족시키기 위한 비-선형 파워 증폭기의 백오프 값이 증가하여, 장치 구현을 위한 복잡도가 높아질 수 있다.
한편, IEEE 802.11 표준에 따른 5MHz 송신 시스템의 경우 상기 획득 가능한 신호 대역폭은 약 67.7%이며, 64 FFT를 이용해 6MHz 대역폭으로 채널화하는 경우 상기 신호 대역폭은 약 62.5%이다.
따라서, 6MHz 대역폭을 가지는 TV 화이트 스페이스 주파수 대역으로 채널화하는 경우, IEEE 802.11 표준에 따른 5MHz 송신 시스템보다 스펙트럼 효율을 향상시키기 위해서는, FFT 개수가 적어도 128 FFT인 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 TVWS 스펙트럼 마스크 요건을 만족시키기 위해서는, 비-선형 파워 증폭기의 백오프 값이 적어도 15dB이어야 한다.
한편, 상기 요구되는 파워 증폭기의 백오프 값은 널 톤들의 개수를 증가시킴에 의해 감소될 수 있다.
도 18은 송신 장치의 구성에 대한 또 다른 실시예를 블록도로 도시한 것으로, 도시된 송신 장치는 FEC 부호화부(400), 인터리버(410), 맵퍼(420), IFFT(430), GI 삽입/윈도윙 처리부(440) 및 RF 송신부(450)를 포함할 수 있다.
도 18을 참조하면, FEC 부호화부(400)는 물리층 서비스 데이터 유닛(PSDU)을 입력받아 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM)에서 미리 설정된 오류 정정 부호화 방식, 예를 들어 컨볼류셔널 인코딩(Convolutional Encoding) 방식을 이용해 부호화하여 출력할 수 있다.
인터리버(interleaver, 410)는 FEC 부호화부(400)로부터 입력되는 신호에 댈해 버스트 에러(burst erroe) 방지를 위해 인터리빙(interleavng)을 수행한 후 출력하고, 맵퍼(420)는 QAM, QPSK 또는 BPSK 데이터 변환 방식에 따라 입력되는 데이터를 복수의 직교 주파수 분할 다중 서브 캐리어들(즉, OFDM 심벌들)로 변환할 수 있다.
한편, IFFT(430)는 맵퍼(420)로부터 출력되는 OFDM 심벌들에 대해 역 패스트 퓨리에 변환을 수행하여 시간 영역의 신호로 변환할 수 있다.
GI 삽입/윈도윙 처리부(440)는 상기 시간 영역의 신호로 변환된 OFDM 심벌들에 싸이클릭 프리픽스(CP)가 삽입되는 보호 구간(GI)을 삽입하고, 상기 보호 구간(GI)이 삽입된 OFDM 심벌들을 윈도윙 처리할 수 있다.
RF 송신부(450)는 캐리어 신호에 의해 주파수 변조된 OFDM 심벌들을 안테나(미도시)를 통해 송신할 수 있다.
한편, 도 1에 도시된 저역 통과 필터(200) 및 파워 증폭부(300)는 상기 RF 송신부(450)에 포함되어 구현될 수 있다.
또한, 도 18에 도시된 송신 장치의 구성들 중 일부가 생략되거나, 송신 신호에 대한 전처리 또는 후처리를 수행하기 위한 적어도 하나의 구성이 더 포함될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, TV 화이트 스페이스를 이용하여 신호를 수신하는 장치는 도 1 내지 도 18을 참조하여 설명한 바와 같은 송신 장치의 동작들을 역순으로 수행함으로써 송신 장치로부터 수신되는 고주파 신호로부터 최종 데이터인 물리층 서비스 데이터 유닛(PSDU)을 획득할 수 있으며, 그를 위해 도 1 또는 도 18에 도시된 바와 같은 송신 장치의 구성들 각각에 대응되는 역동작을 수행하는 구성들을 역순으로 포함할 수 있다.
예를 들어, 본 발명의 실시예에 따른 송신 장치로부터 전송되는 OFDM 심볼들 중 널 톤들은 상기 수신 장치에 구비된 디맵퍼(demapper, 미도시)에 의해 처리될 수 있다.
한편, TV 화이트 스페이스를 이용하여 신호를 수신하는 방법은 도 2 내지 도 18을 참조하여 설명한 바와 같은 송신 방법을 역순으로 수행하여 구현될 수 있다.
상술한 본 발명에 따른 송신 방법 중 적어도 일부는 컴퓨터에서 실행되기 위한 프로그램으로 제작되어 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체에 저장될 수 있으며, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피디스크, 광 데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다.
컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다. 그리고, 상기 방법을 구현하기 위한 기능적인(function) 프로그램, 코드 및 코드 세그먼트들은 본 발명이 속하는 기술분야의 프로그래머들에 의해 용이하게 추론될 수 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형 실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (16)

  1. TV 화이트 스페이스를 이용하는 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건(spectral mask requirement)을 만족하도록 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    복수의 널 톤(null tone)들을 포함하는 OFDM 심벌들을 윈도윙(windowing) 처리하는 단계;
    상기 윈도윙 처리된 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링(Low Pass Filtering)을 수행하는 단계; 및
    상기 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키는 단계를 포함하고,
    상기 널 톤들의 개수는 상기 OFDM 심벌들의 FFT(Fast Fourier Transform) 크기에 따라 특정 값을 가지는 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 널 톤들의 개수는
    상기 파워 증폭된 송신 신호가 상기 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가지는 송신 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 FFT 크기가 증가함에 따라, 상기 FFT 크기 대비 상기 널 톤 개수의 비율은 감소하는 송신 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 FFT 크기가 증가함에 따라, 데이터가 전송되는 신호 대역폭(signal bandwidth)이 증가하는 송신 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 128인 경우,
    상기 널 톤들의 개수는 36인 송신 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 256인 경우,
    상기 널 톤들의 개수는 46인 송신 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 512인 경우,
    상기 널 톤들의 개수는 52인 송신 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 윈도윙의 천이 구간(transition duration), 상기 저역 통과 필터링의 컷오프(cutoff) 주파수와 차수(order), 및 상기 파워 증폭의 백오프(backoff) 파라미터 중 적어도 하나는
    상기 스펙트럼 마스크 요건을 만족하면서 상기 널 톤의 개수가 상기 최소값을 가지도록 결정되는 송신 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 윈도윙의 천이 구간은
    상기 OFDM 심벌들 사이에 삽입되는 보호 구간(guard interval)의 1/2인 송신 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 저역 통과 필터링은
    2.5MHz 이하의 컷오프 주파수를 가지는 8차 저역 통과 필터를 이용하여 수행되는 송신 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 파워 증폭의 백오프 값은 12dB 이상인 송신 방법.
  12. TV 화이트 스페이스 주파수 대역을 이용하여 신호를 송신하는 장치에 있어서,
    윈도윙 처리된 OFDM 심벌들을 포함하는 송신 신호를 출력하는 OFDM신호처리부;
    상기 송신 신호에 대해 저역 통과 필터링을 수행하는 저역 통과 필터; 및
    상기 저역 통과 필터링된 송신 신호의 파워를 증폭시키는 파워증폭부를 포함하고,
    상기 OFDM 심벌들 중 널 톤의 개수는 상기 OFDM 심벌들의 FFT 크기에 따라 특정 값을 가지는 송신 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 널 톤의 개수는
    상기 파워 증폭된 송신 신호가 무선랜 시스템의 스펙트럼 마스크 요건을 만족할 수 있도록 하는 최소값을 가지는 송신 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 128인 경우,
    상기 널 톤의 개수는 36인 송신 장치.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 256인 경우,
    상기 널 톤의 개수는 46인 송신 장치.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 송신 신호의 주파수 대역폭이 6MHz이고, 상기 FFT 크기가 512인 경우,
    상기 널 톤의 개수는 52인 송신 장치.
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