WO2011058273A2 - Circuit convertisseur matriciel multi-niveaux multi-tensions, et procede de mise en oeuvre d'un tel circuit - Google Patents

Circuit convertisseur matriciel multi-niveaux multi-tensions, et procede de mise en oeuvre d'un tel circuit Download PDF

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WO2011058273A2
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Ignace Rasoanarivo
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Institut National Polytechnique De Lorraine
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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    • Y10T29/49208—Contact or terminal manufacturing by assembling plural parts

Definitions

  • Multi-level multi-level matrix converter circuit and method of implementing such a circuit.
  • the present invention relates to a n-level-per-phase matrix converter circuit comprising n conversion arms fed respectively by n intermediate voltage levels and connected in output to a common point generating an output current.
  • a circuit is also called multi-level voltage inverter,
  • the multilevel inverter technique offers numerous topologies, mainly of the NPC type for "Neutral Point Clamped” and MPC for “Multi Point Clamped". Their main characteristics are:
  • Multilevel inverters are initially dedicated to high voltage. Therefore, by topological modifications, it is generally sought to increase the power by generating higher voltages, and it is also sought to obtain output signals having a reduced harmonic content.
  • FIG. 1 shows a three-phase single-phase NPC structure having for its source a DC voltage supplying two capacitors C1 and C2 so as to obtain three different DC voltage levels: E / 2, 0 and -E / 2.
  • the voltage across each capacitor C1 and C2 being equal in absolute value to E / 2.
  • the diodes D1 and D2, called “clamp” diodes make it possible to limit the voltage relative to each of the capacitors.
  • NPC Neutral Point Clamped Multilevel Inverter
  • N-level inverter N-level inverter
  • the output switches are transistors each associated with a diode K1, K2, K3 and K4.
  • the DC voltage between the capacitors C2 and C3 supplies the point of intersection between the transistors T2 and T3 via the clamp diode D3 on the one hand, and supplies the point of intersection between the transistors T5 and T6 via the clamp diode D4 on the other hand.
  • Such types of multi-level inverters are mainly used for high voltages.
  • two-level inverters are generally used.
  • Such systems are, for example, embedded systems.
  • two-level inverters are used. Their switching frequency is relatively high and it is found that the power factor is generally degraded.
  • US6930899 discloses topologies without clamp diodes with arms having a series of two IGBT transistors connected by their collector and not by their emitter.
  • the device described in this document reduces the number of components so as to improve the quality of the output signal.
  • this device still has many components which is detrimental to the consumption, the electromagnetic compatibility that must comply with any radiating device, and the design of such a device is still expensive.
  • the present invention therefore aims a multi-level matrix inverter for which the consumption is reduced compared to the devices of the prior art.
  • Another object of the invention is the development of new N-level inverter structures dedicated to low voltage.
  • Another object of the present invention is a rapid and inexpensive design of a new N-level inverter structure.
  • this matrix converter circuit comprises:
  • the inverter according to the invention does not include clamp diodes; by diode clamp means a diode which connects a fixed potential point on the side of the capacitor banks to another point of the inverter arm ...
  • the present invention proposes a new structure of inverters with N levels dedicated especially to the low voltage.
  • this inverter according to the invention will preferably be used for N less than or equal to five. It is possible to work with all the intermediate levels of the power source: from two to N, thus possibility of setting the rms value of the output voltage.
  • the inverter according to the invention has only one IGBT transistor on the outer arms.
  • the converter circuit according to the invention comprises a control module powered by a measurement of the output current and configured to control the IGBT transistors by modulated hysteresis.
  • a feedback loop of modulated hysteresis type current is added.
  • the current harmonic distortion rate (TDHi) tends to zero and the power factor is greatly improved. This quality is particularly interesting for all-electric embedded systems whose source has a limited energy in time.
  • the converter circuit according to the invention may comprise a feedback loop including a hall effect sensor for measuring the output current.
  • the modulated hysteresis control module comprises:
  • an adder for adding a triangular carrier with a current setpoint resulting from the comparison between said current measurement and a reference current
  • PWM pulse width modulation
  • control with modulated current hysteresis control is entirely analog, therefore simple and robust. This principle makes it possible to greatly improve the power factor of the converter circuit, thus a sustainable and optimal use of the electrical energy involved.
  • control module is configured to produce a switching frequency of less than five kHz. With a low frequency of division, the losses The switching efficiency is considerably reduced and the efficiency of the converter remains high with an increase in the lifetime of the IGBT transistors.
  • the converter circuit according to the invention operates in hard commutation with, however, increased strength and viability.
  • the control module can be configured to produce a switching frequency equal to two kHz.
  • the converter circuit according to the invention comprises a wiring constituted by flat conductors of the "busbar" type comprising a plurality of metal plates for supplying the conversion arms, each conductor being able to be constituted several laminar metal plates.
  • At least one of the two external arms further comprises a diode in series with the single IGBT transistor, the anode of the diode being connected to the emitter of the IGBT transistor. It is also possible to provide an embodiment in which at least one of the two external arms further comprises two parallel diodes but of opposite direction, the assembly consisting of these diodes being placed in series with the single IGBT transistor. With such embodiments, it limits the voltage drop across the outer arms, which is beneficial for work under high voltage.
  • Such an embodiment provides a very good behavior in electromagnetic compatibility due to very low values of voltage distortion rate (THDv) and current (THDi).
  • This wiring is used in particular for interconnections between other power circuits and the present converter circuit.
  • the characteristics thus defined contribute to increasing the viability of the converter circuit according to the present invention with a not inconsiderable saving on the consumption and a better quality of the electrical energy.
  • a method of designing a matrix converter circuit as defined above In the method according to the invention, said converter circuit is designed by assembling several identical modular elements.
  • the modular element comprises two parallel arms intended to receive each input an intermediate voltage level, these arms being connected at the output at a point constituting said common point generating an output current.
  • each arm comprises an IGBT transistor connected in series with a mechanical switch
  • the collector of the transistor IGBT is disposed on the input side adapted to receive the highest voltage level; the mechanical switch being disposed between this IGBT transistor and the common point;
  • the emitter of the IGBT transistor is disposed on the input side adapted to receive the lowest voltage level; the mechanical switch being disposed between this IGBT transistor and this input adapted to receive this lowest voltage level.
  • each IGBT transistor being associated with a mechanical stop for disconnecting a mechanical switch during the design.
  • each modular element comprises a capacitor bank arranged at the input between the two arms.
  • FIG. 2 is a schematic view of an MPC structure according to the prior art
  • FIG. 3 is a schematic view of a single-phase three-level matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 4 is a schematic view of a single-phase four-level matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 5 is a schematic view of a single-phase five-level matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 6 is a schematic view of a three-phase three-phase matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 7 is a schematic view of a three-phase five-phase matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 8 is a schematic view of a modular element for the interlocking design of a matrix inverter according to the invention.
  • FIG. 9 is a schematic view of a single-phase three-level matrix inverter designed from two modular elements according to the invention.
  • FIG. 10 is a schematic view of a single-phase four-level matrix inverter designed from three modular elements according to the invention.
  • FIGS. 11a, 11b, 11c and 11d illustrate operating curves for inverters with 2, 3, 4 and 5 levels respectively in degraded mode according to the invention
  • FIGS. 12a, 12b, 12c and 12d illustrate operating curves for a level-switching level inverter according to the invention
  • FIGS. 13a-13f illustrate operating curves for a 3-phase three-phase inverter according to the invention
  • FIGS. 14a-14f illustrate operating curves for a three-phase inverter according to the invention
  • FIGS. 15a, 15b and 15c are diagrammatic views of a single phase "N" level matrix inverter comprising voltage drop limiting switches according to the invention.
  • FIG. 16 is a schematic view of a continuous source with banks of capacitors.
  • FIG 3 we see an example of inverter or matrix converter with three levels according to the present invention.
  • the DC voltage source and the capacitors are not shown.
  • This three-level inverter comprises three arms fed respectively by three DC voltage levels VI, 0 and -VI.
  • the two outer arms are the arms powered respectively by VI and -VI.
  • the external arm powered by VI comprises a switch T1 constituted by an IGBT transistor in parallel with a diode.
  • the emitter of the IGBT transistor is connected to the anode of the diode, the collector of the IGBT transistor being connected to the cathode of the diode.
  • IGBT switch such an assembly consisting of an IGBT transistor and a diode arranged in parallel in the manner indicated above, will be called "IGBT switch".
  • the second external arm powered by -VI comprises an IGBT switch T4.
  • the two IGBT switches T1 and T4 are connected, by their emitter, to a common point A constituting the output of the three-level inverter.
  • the output signal is a current signal modulated according to the conduction and interruption of the various switches of the inverter.
  • the internal arm powered by a zero voltage comprises two switches IGBT T2 and T3 arranged in series and connected to one another by their transmitter. The 0 volt voltage thus feeds the collector of the IGBT switch T2, which in turn supplies the emitter of the IGBT switch T3, the latter having its collector connected to the common point A.
  • clamp diodes are not used here, but only one IGBT transistor in the external arms.
  • the switches T2 and T3 of the internal arm constitute a four quadrant switch thus comprising two IGBT transistors connected in series by their emitter.
  • FIG. 3 also shows a DSP module which is an electronic card provided with standard microprocessors and / or microprocessors of the DSP type (for "Digital Signal Processing") and designed to generate control signals for the IGBT transistors.
  • a pulse width modulation (PWM) control is carried out from a sinusoid and a single carrier wave with a relatively low switching frequency compared to the devices of the prior art.
  • the design of this command is preferably totally analog.
  • a "modulated hysteresis” type control strategy can be applied to improve the output current pattern by reducing the harmonics.
  • the "modulated hysteresis” method combines the advantages of a PWM control with a simple hysteresis control. This method makes it possible to impose a switching frequency of the IGBT transistors of the inverter during a hysteresis check of the output current. More precisely, the output current is measured which is then compared to a setpoint. The result of this comparison is added to a triangular carrier. The assembly then feeds a hysteresis comparator which then generates a control signal which is then shaped as a control logic signal. A complementary control logic signal is also generated. The two logic control signals act respectively on the two IGBT transistors of an internal arm of the inverter.
  • a low frequency control is performed, of the order of 1 to 2 kHz instead of the usual 5 to 10 kHz.
  • the transistors heat up less, resulting in an extension of their service life and an overall efficiency of the inverter.
  • Laminar wiring with grounding is also provided to reduce common mode currents.
  • These conductors may for example be very thin and consist of three parallel plates of large dimensions according to a plan containing the inverter.
  • the three plates are separated by insulators also thin.
  • the three arms respectively correspond to the two outer arms and the inner arm.
  • the ratio between the thickness of the insulators and that of the plates, and the large dimensions of the plates can be 1/500.
  • Such a laminar conductor is sometimes called "bus bar”.
  • the external arms have only one IGBT transistor and the internal arms two IGBT transistors in series connected by their emitter.
  • the topology according to the invention adapts to any number of levels: even and odd. So it behaves simultaneously as a NPC (odd-number number) inverter and as MPC and "H-Bridge" inverters (even number of level, where the potential equal to 0 is not accessible). However, it differs from NPC and MPC inverters in particular by the absence of the clamp diodes, and the H-Bridge inverter by a single capacitor bank bus.
  • the inverter can be obtained from modular member illustrated in Figure 8, with ⁇ > Vl.
  • This is a 2-level UPS arm.
  • This module comprises at least one capacitor C, two IGBT switches ⁇ (whose collector is connected to the positive potential of the bus bar carrying the voltage Vi) and f (whose emitter is connected to the negative potential of the bus bar carrying the voltage V 2 ) , two mechanical switches ⁇ and ⁇ 2 , two mechanical stops B1 B2 .
  • the load is connected directly to point A.
  • FIG. 9 an example of a modular arrangement of a 3-level inverter according to the invention is shown.
  • a three-level inverter is thus obtained according to the invention: a bus bar (not shown) carrying the DC voltage is connected to the ends E1 and E2, the output being the point A for feeding a load.
  • the number of level K can be directly related to the number of modules.
  • K N-1 levels.
  • the converter according to the invention can operate in degraded mode.
  • the operating curves for a number of levels ranging from 2 to 5, for a single-phase inverter with 5 levels, obtained by simulation and with open loop, are given in FIGS. 11a, 11b, 11c and 11d.
  • the number of breakdowns of the voltage is clearly visible because the frequency used is 1000 Hz.
  • the possibility of operation in degraded mode underlines a great viability and especially solidity of the inverter, because in case of failure of any arm, the device can always continue to work with a number of lower level.
  • This degraded mode consists of modifying the control of the switches so as to maintain the power transmitted to the load in normal mode or in case of failure. In the latter case, the device can continue to work symmetrically with a lower level number.
  • FIGS. 12a, 12b, 12c and 12d show the open-loop operation of a 5-level inverter by a so-called stage switching setting. This action makes it possible to vary the duration of an offset of the output voltage: it is thus possible to adjust the total rms value and the fundamental of the output voltage of the inverter.
  • FIGS. 13a-13f illustrate waveforms of the line currents, of the voltage between the point A and the midpoint of the busbar.
  • VAO phase-to-neutral voltages for a three-phase 3-stage inverter.
  • Figs. 14a-14f illustrate waveforms of line currents, voltage between point A and center point of the VAO bus bar, phase-to-neutral voltages for a three-phase 5-level inverter.
  • FIG. 15a distinguishes a topology of a five or N level inverter comprising a DC voltage source 151, a set of inverter arms 152 and an output output terminal 153.
  • the internal arms comprise switches of the "type” type.
  • X Consisting of IGBTs with their internal diode.
  • a switch type "Y” according to the invention is as illustrated in Figures 15a and 15b, it consists of an IGBT transistor with its inner diode and two parallel diodes head to tail, the two parallel diodes being arranged in series with respect to the IGBT.
  • a "Y” type switch according to the invention is as illustrated in FIGS. 15a and 15c, it consists of an IGBT transistor with its internal diode and an additional diode placed in series.
  • the "Y” switch is bidirectional in current and voltage and the "Y” switch is monodirectional in current. With such switches, the maximum direct locking voltage for the "Y" (or “Y”) switch of the upper arm is obtained when the lower arm is driving. If this voltage is equally distributed between the IGBT and the two diodes (respectively the diode), it comes: ⁇ .
  • the diodes placed in series with the IGBT transistor make it possible to halve the direct blocking voltage of each switch.
  • FIG. 16 illustrates an example of a power supply providing different DC voltages required for an inverter according to the invention.
  • the various DC voltages are developed from a single DC power source supplying a three-phase rectifier diode provided with a low-pass filter with banks of capacitors, then stipulating a distribution of symmetrical voltage levels:
  • the converter according to the present invention is advantageously applied to energy conversion systems of small a scale where the robustness of the product and the power factor are the guarantors of a sustainable and optimal exploitation: in particular on-board "all-electric" systems and the transformation of electrical energy by wind turbine. These systems are usually associated with confined spaces or the new structure of the multi-level converter meets the standards of electromagnetic compatibility and harmonic pollution. Such a converter allows economical manufacturing, simple and compact, with optimized energy consumption.

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Abstract

L'invention concerne un circuit convertisseur matriciel à n niveaux symétriques par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions symétriques intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie. Selon l'invention, ce circuit comprend: deux bras externes respectivement alimentés par le plus élevé niveau de tension positive et par le plus faible niveau de tension négative, ces deux bras externes comportant chacun un unique transistor IGBT, et deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur sur chacune des n-2 bras internes.

Description

" Circuit convertisseur matriciel multi-niveaux multi-tensions, et procédé de mise en œuvre d'un tel circuit."
La présente invention se rapporte à un circuit convertisseur matriciel à n niveaux par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie. Un tel circuit s'appelle également onduleur multi-niveaux de tension,
D'une façon générale, en électronique de puissance, la technique des onduleurs multi-niveaux propose de nombreuses topologies dont principalement de type NPC pour « Neutral Point Clamped » et MPC pour « Multi Point Clamped ». Leurs caractéristiques principales sont :
- l'existence de diodes clamp dans leur architecture; et
- sur la forme de tension de sortie, un nombre de niveaux impair pour le NPC et pair pour le MPC.
Les onduleurs multiniveaux sont initialement dédiés à la haute tension. De ce fait, par de modifications topologiques, on cherche généralement à augmenter la puissance en générant des tensions plus élevées, et on cherche également à obtenir des signaux de sortie présentant un contenu harmonique réduit.
Les structures classiques NPC et MPC sont schématiquement représentées sur les figures 1 et 2 respectivement. Sur la figure 1, on voit une structure NPC monophasée à trois niveaux ayant pour source une tension continue E alimentant deux condensateurs Cl et C2 de façon à obtenir trois niveaux différents de tension continue : E/2, 0 et -E/2. La tension aux bornes de chaque condensateur Cl et C2 étant égale en valeur absolue à E/2. Les diodes Dl et D2, dites diodes « clamp » permettent de limiter la tension relative à chacune des condensateurs. Par principe, pour un onduleur multiniveaux de type NPC (« Neutral Point Clamped Multilevel Inverter ») à N-niveaux, les équations donnant le nombre des différents composants intervenant dans la topologie sont:
- nombre de condensateurs BC = N - 1 ;
- nombre de transistors (interrupteurs) NT = 2(/V - 1) , et
- nombre de diodes clamp par phase NDC = 2(/V - 2) . Sur la figure 1, les interrupteurs de sortie sont des transistors associés chacun à une diode Kl, K2, K3 et K4.
Sur la figure 2, on voit une structure monophasée à cinq niveaux. De la même manière, les condensateurs Cl, C2 et C3 permettent d'obtenir quatre tensions différentes à partir d'une source de tension continue E. En sortie, on distingue six interrupteurs (un transistor T, associé à une diode K|). La sortie A est disposée entre les transistors T3 et T4. La tension la plus élevée ( à la borne positive du condensateur Cl) alimente le transistor Tl, alors que la tension la plus négative alimente le transistor T6. La tension continue entre les condensateurs Cl et C2 alimente le point d'intersection entre les transistors Tl et T2 via la diode clamp Dl d'une part, et alimente le point d'intersection entre les transistors T4 et T5 via la diode clamp D2 d'une autre part. De la même manière, la tension continue entre les condensateurs C2 et C3 alimente le point d'intersection entre les transistors T2 et T3 via la diode clamp D3 d'une part, et alimente le point d'intersection entre les transistors T5 et T6 via la diode clamp D4 d'une autre part.
De tels types d'onduleurs multi-niveaux sont principalement utilisés pour les hautes tensions. En ce qui concerne des systèmes de moyenne et basse tension, on utilise généralement des onduleurs à deux niveaux. De tels systèmes sont par exemple des systèmes embarqués. Dans les éoliennes notamment, pour des machines asynchrones à double alimentation, on utilise des onduleurs à deux niveaux. Leur fréquence de découpage est relativement importante et on constate que le facteur de puissance est généralement dégradé.
On connaît le document US6930899 qui décrit des topologies sans diodes clamp avec des bras ayant une série de deux transistors IGBT reliés par leur collecteur et non par leur émetteur. Le dispositif décrit dans ce document permet de réduire le nombre de composants de façon à améliorer la qualité du signal de sortie. Cependant, ce dispositif comporte encore de nombreux composants ce qui est néfaste à la consommation, à la compatibilité électromagnétique que doivent respecter tout dispositif rayonnant, et la conception d'un tel dispositif reste encore onéreux. La présente invention a donc pour but un onduleur matriciel multi- niveaux pour lequel la consommation est réduite par rapport aux dispositifs de l'art antérieur.
Un autre but de l'invention est le développement de nouvelles structures d'onduleurs à N niveaux dédiés à la basse tension.
La présente invention a encore pour but une conception rapide et peu onéreux d'une nouvelle structure d'onduleur à N niveaux.
On atteint au moins l'un des objectifs précités avec un circuit convertisseur matriciel à n niveaux par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie. Selon l'invention, ce circuit convertisseur matriciel comprend :
- deux bras externes respectivement alimentés par le plus élevé niveau de tension positive et par le plus faible niveau de tension négative, ces deux bras externes comportant chacun un unique transistor IGBT, et
- deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur sur chacune des n-2 bras internes. Avec ce circuit convertisseur matriciel selon l'invention, on aboutit à une topologie simplifiée où la conduction de courant est assurée par un seul transistor sur un bras externe et par un transistor quatre quadrants sur un bras interne. Les pertes de conduction des interrupteurs sont plus faibles que celles des convertisseurs classiques NPC et MPC. On réduit le nombre d'interrupteurs de puissance utilisés par rapport à des circuits conventionnels de type NPC ou MPC. L'onduleur selon l'invention ne comporte pas de diodes clamp; par diode clamp on entend une diode qui relie un point à potentiel fixe du coté des batteries de condensateurs à un autre point du bras d'onduleur...
La présente invention propose une nouvelle structure d'onduleurs à N niveaux dédiés notamment à la basse tension. A titre d'exemple non limitatif, on utilisera de préférence cet onduleur selon l'invention pour N inférieur ou égal à cinq. On peut travailler avec tous les niveaux intermédiaires de la source d'alimentation : de deux à N, donc possibilité de réglage de la valeur efficace de la tension de sortie. Par rapport au document US6930899, l'onduleur selon l'invention ne comporte qu'un seul transistor IGBT sur les bras externes.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le circuit convertisseur selon l'invention comprend un module de commande alimenté par une mesure du courant de sortie et configuré de façon à commander les transistors IGBT par hystérésis modulée. En d'autres termes, on ajoute une boucle de contre-réaction en courant de type hystérésis modulée. De ce fait, le taux de distorsion harmonique en courant (TDHi) tend vers zéro et le facteur de puissance s'en trouve fortement amélioré. Cette qualité est particulièrement intéressante pour les systèmes embarqués tout électrique dont la source dispose d'une énergie limitée dans le temps.
Avantageusement, le circuit convertisseur selon l'invention peut comprendre une boucle de contre-réaction incluant un capteur à effet hall pour la mesure du courant de sortie.
Avantageusement, le module de commande par hystérésis modulée comprend :
- un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec une consigne de courant issue de la comparaison entre ladite mesure de courant et un courant de référence,
- un comparateur à hystérésis alimenté par l'additionneur, et
- un circuit de mise en forme de signaux alimenté par le comparateur à hystérésis et générant des signaux de commande des transistors IGBT.
En d'autres termes, il s'agit d'une commande par modulation de largeur d'impulsions (MLI, PWM en anglais pour « puise width modulation ») obtenue avec une sinusoïde et une seule onde porteuse. Une telle commande peut avantageusement être réalisée au moyen d'une carte de développement numérique type DSP pour processeurs de traitement numérique du signal (« digital signal processor » en anglais).
De préférence, la commande avec le contrôle par hystérésis modulé de courant est de réalisation totalement analogique, donc simple et robuste. Ce principe permet d'améliorer fortement le facteur de puissance du circuit convertisseur, donc une utilisation durable et optimale de l'énergie électrique mise en jeu.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, le module de commande est configuré de façon à produire une fréquence de découpage inférieure à cinq kHz. Avec une faible fréquence de découpage, les pertes de commutation sont considérablement diminuées et le rendement du convertisseur reste important avec une augmentation de la durée de vie des transistors IGBT.
Avec l'utilisation des transistors IGBT, le circuit convertisseur selon l'invention fonctionne en commutation dure avec toutefois une solidité et une viabilité renforcée. A titre indicatif et non limitatif, le module de commande peut être configuré de façon à produire une fréquence de découpage égale à deux kHz. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, le circuit convertisseur selon l'invention comporte un câblage constitué par des conducteurs plans de type « bus barre » comprenant une pluralité de plaques métalliques pour alimenter les bras de conversion, chaque conducteur pouvant être constitué de plusieurs plaques métalliques laminaires.
Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, au moins l'un des deux bras externes comporte en outre une diode en série avec l'unique transistor IGBT, l'anode de la diode étant reliée à l'émetteur du transistor IGBT. On peut également prévoir un mode de réalisation dans lequel au moins l'un des deux bras externes comporte en outre deux diodes parallèles mais de sens opposé, l'ensemble constitué de ces diodes étant mis en série avec l'unique transistor IGBT. Avec de telles réalisations, on limite la chute de tension aux bornes des bras externes, ce qui est bénéfique pour un travail sous haute tension.
Une telle réalisation procure un très bon comportement en compatibilité électromagnétique grâce à de très faibles valeurs de taux de distorsion en tension (THDv) et en courant (THDi). Ce câblage est notamment utilisé pour des interconnexions entre d'autres circuits de puissance et le présent circuit convertisseur.
Les caractéristiques ainsi définies contribuent à l'accroissement de la viabilité du circuit convertisseur selon la présente invention avec une économie non négligeable sur la consommation et une meilleure qualité de l'énergie électrique. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un procédé de conception d'un circuit convertisseur matriciel tel que défini ci-dessus. Dans le procédé selon l'invention, on conçoit ledit circuit convertisseur en assemblant plusieurs éléments modulaires identiques.
Avantageusement, l'élément modulaire comprend deux bras parallèles destinés à recevoir chacun en entrée un niveau de tension intermédiaire, ces bras étant reliés en sortie en un point constituant ledit point commun générant un courant de sortie. Au sein de cet élément modulaire :
- chaque bras comporte un transistor IGBT relié en série avec un interrupteur mécanique ;
- sur le bras devant être alimenté par le niveau de tension le plus élevé, le collecteur du transistor IGBT est disposé du côté de l'entrée apte à recevoir ce niveau de tension le plus élevé ; l'interrupteur mécanique étant disposé entre ce transistor IGBT et le point commun ;
- sur le bras devant être alimenté par le niveau de tension le moins élevé, l'émetteur du transistor IGBT est disposé du côté de l'entrée apte à recevoir ce niveau de tension le moins élevé ; l'interrupteur mécanique étant disposé entre ce transistor IGBT et cette entrée apte à recevoir ce niveau de tension le moins élevé.
Avec un tel procédé de conception et des éléments modulaires ainsi définis, il devient aisé de concevoir rapidement par emboîtement un circuit convertisseur selon l'invention. On réduit ainsi considérablement le coût et le délai de conception d'un circuit convertisseur.
Plus précisément, on prévoit à ce que la conception se réalise par emboîtement latérale des éléments modulaires identiques de façon à constituer le circuit convertisseur souhaité ; chaque transistor IGBT étant associé à une butée mécanique destinée à déconnecter un interrupteur mécanique lors de la conception.
Selon l'invention, chaque élément modulaire comporte une batterie de condensateurs disposée en entrée entre les deux bras.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en œuvre nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est une vue schématique d'une structure NPC selon l'art antérieur ;
- la figure 2 est une vue schématique d'une structure MPC selon l'art antérieur ;
- la figure 3 est une vue schématique d'un onduleur matriciel trois niveaux monophasé selon l'invention ;
- la figure 4 est une vue schématique d'un onduleur matriciel quatre niveaux monophasé selon l'invention ;
- la figure 5 est une vue schématique d'un onduleur matriciel cinq niveaux monophasé selon l'invention ;
- la figure 6 est une vue schématique d'un onduleur matriciel trois niveaux triphasé selon l'invention ;
- la figure 7 est une vue schématique d'un onduleur matriciel cinq niveaux triphasé selon l'invention ;
- la figure 8 est une vue schématique d'un élément modulaire pour la conception par emboîtement d'un onduleur matriciel selon l'invention ;
- la figure 9 est une vue schématique d'un onduleur matriciel trois niveaux monophasé conçu à partir de deux éléments modulaires selon l'invention ;
- la figure 10 est une vue schématique d'un onduleur matriciel quatre niveaux monophasé conçu à partir de trois éléments modulaires selon l'invention ;
- les figures l ia, 11b, 11c et l ld illustrent des courbes de fonctionnement pour des onduleurs à 2, 3, 4 et 5 niveaux respectivement en mode dégradé selon l'invention ;
- les figures 12a, 12b, 12c et 12d illustrent des courbes de fonctionnement pour un onduleur 5 niveaux à commutation d'étage selon l'invention ;
- les figures 13a-13f illustrent des courbes de fonctionnement pour un onduleur 3 niveaux triphasé selon l'invention ;
- les figures 14a-14f illustrent des courbes de fonctionnement pour un onduleur 5 niveaux triphasé selon l'invention ;
- les figures 15a, 15b et 15c sont des vues schématiques d'un onduleur matriciel « N » niveaux monophasé comprenant des interrupteurs de limitation de chute de tension selon l'invention ; et - la figure 16 est une vue schématique d'une source continue avec des bancs de condensateurs.
Sur la figure 3, on voit un exemple d'onduleur ou convertisseur matriciel à trois niveaux selon la présente invention. La source de tension continue et les condensateurs ne sont pas représentés. Cet onduleur trois niveaux comporte trois bras alimentés respectivement par trois niveaux de tension continue VI, 0 et -VI . Les deux bras externes sont les bras alimentés respectivement par VI et -VI . Le bras externe alimenté par VI comporte un interrupteur Tl constitué par un transistor IGBT en parallèle avec une diode. L'émetteur du transistor IGBT est relié à l'anode de la diode, le collecteur du transistor IGBT étant relié à la cathode de la diode. Par la suite, un tel ensemble constitué d'un transistor IGBT et d'une diode disposée en parallèle de la manière indiquée ci-dessus, sera appelé « interrupteur IGBT ». Ainsi, le second bras externe alimenté par -VI comporte un interrupteur IGBT T4. Les deux interrupteurs IGBT Tl et T4 sont reliés, par leur émetteur, en un point commun A constituant la sortie de l'onduleur trois niveaux. Le signal de sortie est un signal de courant modulé en fonction de la conduction et de l'interruption des différents interrupteurs de l'onduleur. Le bras interne alimenté par une tension nulle comporte deux interrupteurs IGBT T2 et T3 disposés en série et relié l'un à l'autre par leur émetteur. La tension 0 volt alimente ainsi le collecteur de l'interrupteur IGBT T2, qui alimente à son tour l'émetteur de l'interrupteur IGBT T3, ce dernier ayant son collecteur relié au point commun A. Par rapport au dispositif NPC de l'art antérieur, on n'utilise pas ici de diodes clamp, mais par contre un seul transistor IGBT dans les bras externes. Les interrupteurs T2 et T3 du bras interne constituent un interrupteur à quatre quadrants comprenant donc deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur.
Sur la figure 3 on voit également un module DSP qui est une carte électronique munie de microprocesseurs standards et/ou de microprocesseurs de type DSP (pour « Digital Signal Processing ») et conçue de façon à générer des signaux de commande des transistors IGBT. De préférence on réalise une commande par modulation de largueur d'impulsions (MLI) à partir d'une sinusoïde et d'une seule onde porteuse avec une fréquence de découpage relativement basse par rapport aux dispositifs de l'art antérieur. La conception de cette commande est de préférence totalement analogique.
Avec un tel onduleur doté d'un minimum d'interrupteurs de puissance et commandé selon une stratégie pouvant être réalisée totalement de façon analogique, on obtient un coût de fabrication raisonnable et un onduleur ou convertisseur plus robuste et viable.
En variante, on peut appliquer une stratégie de commande de type « hystérésis modulée » de façon à améliorer l'allure du courant de sortie en réduisant les harmoniques. La méthode par « hystérésis modulée » allie les avantages d'une commande MLI et d'une commande par hystérésis simple. Cette méthode permet d'imposer une fréquence de découpage des transistors IGBT de l'onduleur lors d'un contrôle par hystérésis du courant de sortie. Plus précisément, on mesure le courant de sortie qui est ensuite comparé à une consigne. Le résultat de cette comparaison est ajouté à une porteuse triangulaire. L'ensemble alimente ensuite un comparateur à hystérésis qui génère alors un signal de commande qui est ensuite mis en forme en tant que signal logique de commande. On génère également un signal logique de commande complémentaire. Les deux signaux logiques de commande agissent respectivement sur les deux transistors IGBT d'un bras interne de l'onduleur.
Par ailleurs, les pertes de commutations d'un transistor étant proportionnelles à la fréquence des impulsions de commande, on réalise une commande à basse fréquence, de l'ordre de 1 à 2 kHz au lieu des 5 à 10 kHz habituellement. Les échauffements des transistors sont moindres, d'où un rallongement de leur durée de vie et un rendement global intéressant de l'onduleur.
On prévoit également un câblage laminaire avec une mise à la terre de façon à diminuer des courants en mode commun. A titre d'exemple non limitatif, on peut utiliser des feuilles de cuivre (épaisseur 0.5 mm) et des feuilles d'isolants (épaisseur 0.035mm) pour la réalisation de conducteurs plan. Ces conducteurs sont utilisés sur les bras de l'onduleur.
Ces conducteurs peuvent par exemple être de très faible épaisseur et être constitués de trois plaques parallèles de grandes dimensions selon un plan contenant l'onduleur. Les trois plaques sont séparées par des isolants également de faible épaisseur. Avantageusement, les trois bras correspondent respectivement aux deux bras externes et au bras interne. Le rapport entre d'une part l'épaisseur des isolants et celle des plaques, et d'autre part les grandes dimensions des plaques peuvent être de 1/500. Un tel conducteur laminaire est parfois nommé « bus barre ».
Sur la figure 4, on voit un onduleur à quatre niveaux selon l'invention. Les tensions continues d'entrée sont quatre tensions V2, VI, - VI et -V2 alimentant respectivement :
- un bras externe portant un interrupteur IGBT Tl,
- un bras interne portant deux interrupteurs IGBT T2, T4, en série et reliés par leur émetteur,
- un second bras interne portant deux interrupteurs IGBT T3, T5, en série et reliés par leur émetteur, et
- un second bras externe portant un interrupteur IGBT T6.
Sur la figure 5, on voit un onduleur à cinq niveaux selon l'invention. Les tensions continues d'entrée sont cinq tensions V2, VI, 0, -VI et -V2 alimentant respectivement :
- un bras externe portant un interrupteur IGBT Tl,
- un bras interne portant deux interrupteurs IGBT T2, T5, en série et reliés par leur émetteur,
- un second bras interne portant deux interrupteurs IGBT T3, T6, en série et reliés par leur émetteur,
- un troisième bras interne portant deux interrupteurs IGBT T4, 17, en série et reliés par leur émetteur, et
- un second bras externe portant un interrupteur IGBT T8.
Les bras externes ne comportent qu'un seul transistor IGBT et les bras internes deux transistors IGBT en série reliés par leur émetteur.
Ainsi, la topologie selon l'invention s'adapte à tout nombre de niveaux : pair et impair. Donc il se comporte simultanément comme un onduleur NPC (nombre de niveau impair) et comme des onduleurs MPC et « H-Bridge » (nombre de niveau pair, où le potentiel égal à 0 n'est pas accessible). Toutefois, il se distingue des onduleurs NPC et MPC notamment par l'absence des diodes clamps, et de l'onduleur H-Bridge par un seul bus de batterie de condensateurs.
Les versions triphasées en 3 et 5-niveaux sont représentées sur les figures 6 et 7.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, l'onduleur peut être obtenu à partir d'élément modulaire illustré sur la figure 8, avec^ > Vl . Il s'agit d'un bras d'onduleur à 2-niveaux. Ce module comporte au moins un condensateur C, deux interrupteurs IGBT τ (dont le collecteur est relié au potentiel positif du bus barre emmenant la tension Vi) etf (dont l'émetteur est relié au potentiel négatif du bus barre emmenant la tension V2), deux interrupteurs mécaniques^et^2 , deux butées mécaniques Bl B2 . La charge est connectée directement au point A. Sur la figure 9, on voit un exemple d'un montage modulaire d'un onduleur à 3-niveaux selon l'invention. En enclenchant, par exemple par le côté gauche un autre module, la butée^2vient ouvrir l'interrupteur mécanique^ et T'1 vient se placer à l'endroit de^; . Il en est de même pour B2 sur^22 : ^ va se placer à l'endroit de^22 . On obtient ainsi un onduleur à 3-niveaux selon l'invention : un bus barre (non représenté) emmenant la tension continue vient se connecter sur les extrémités El et E2, la sortie étant le point A pour l'alimentation d'une charge.
Sur la figure 10, on voit un exemple de montage modulaire d'un onduleur à 4-niveaux.
Ainsi, le nombre de niveau K peut être directement lié au nombre de modules. Pour N modules on aura K= N-1 niveaux.
De cette propriété de modularité, le convertisseur selon l'invention peut fonctionner en mode dégradé. Les courbes de fonctionnement pour un nombre de niveau allant de 2 à 5, pour un onduleur monophasé à 5- niveaux, obtenues par simulation et à boucle ouverte, sont données sur les figures l ia, 11b, 11c et l ld . Le nombre de découpage de la tension est bien visible car la fréquence utilisée est 1000 Hz. La possibilité de fonctionnement en mode dégradé souligne une grande viabilité et surtout de solidité de l'onduleur, car en cas de panne d'un bras quelconque, l'appareil peut toujours continuer à travailler avec un nombre de niveau inférieur. Ce mode dégradé consiste à modifier la commande des interrupteurs de façon à maintenir la puissance transmise à la charge en mode normal ou en cas de panne. Dans ce dernier cas, l'appareil peut continuer à travailler de façon symétrique avec un nombre de niveau inférieur.
Ensuite, pour un nombre de niveaux fixé, les courbes des figures 12a, 12b, 12c et 12d présentent le fonctionnement, à boucle ouverte, d'un onduleur 5-niveaux par un réglage dit commutation d'étage. Cette action permet de faire varier la durée d'un pallier de la tension de sortie : on peut ainsi régler la valeur efficace totale et le fondamental de la tension de sortie de l'onduleur.
Les courbes ainsi obtenues permettent de souligner que les valeurs efficaces des tensions et de courant de sorties sont réglables. La commutation d'étage permet ainsi de réguler la puissance de sortie de l'onduleur.
Le convertisseur s'adapte bien aux techniques habituelles de contrôle. Afin d'obtenir des formes sinusoïdales des courants débités, le principe d'un contrôle par hystérésis modulé est appliqué. Dans ce cas, les figures 13a-13f, 14a-14f illustrent des formes d'ondes dans le cas d'un contrôle par hystérésis modulé pour des onduleurs triphasés à 3 et à 5- niveaux. Les courants débités sont parfaitement sinusoïdaux malgré une fréquence de découpage relativement basse : 1000 Hz. Plus précisément, les figures 13a-13f illustrent des formes d'ondes des courants de ligne, de la tension entre le point A et le point milieu du bus barre VAO, des tensions entre phase et neutre pour un onduleur triphasé à 3-niveaux.
Les figures 14a-14f illustrent des formes d'ondes des courants de ligne, de la tension entre le point A et le point milieu du bus barre VAO, des tensions entre phase et neutre pour un onduleur triphasé à 5-niveaux.
En complément notamment de ce qui précède, on prévoit une nouvelle topologie pour la haute tension permettant de limiter la tension de blocage direct des interrupteurs, c'est-à-dire des transistors IGBT, des bras externes. Sur la figure 15a on distingue une topologie d'un onduleur cinq ou N niveaux comprenant une source de tension continue 151, un ensemble de bras d'onduleur 152 et une borne alternative de sortie 153. Les bras internes comportent des interrupteurs dits de type « X » constitués d'IGBT avec leur diode interne. Avantageusement, pour les bras externes, on peut d'autres types d'interrupteurs dits de type « Y » et « Y' ». Un interrupteur de type « Y » selon l'invention est tel qu'illustré sur les figures 15a et 15b, il est constitué d'un transistor IGBT avec sa diode interne et de deux diodes parallèles en tête-bêche, les deux diodes parallèles étant disposées en série par rapport à l'IGBT. Un interrupteur de type « Y' » selon l'invention est tel qu'illustré sur les figures 15a et 15c, il est constitué d'un transistor IGBT avec sa diode interne et d'une diode supplémentaire mise en série.
On constate que l'interrupteur « Y » est bidirectionnel en courant et en tension et l'interrupteur « Y' » est monodirectionnel en courant. Avec de tels interrupteurs, la tension maximale de blocage directe, pour l'interrupteur « Y » (resp. « Y' ») du bras supérieur, est obtenue lorsque le bras inférieur conduit. Si cette tension est également répartie entre l'IGBT et les deux diodes (resp. la diode), il vient : ^ .
Ainsi, lorsqu'on souhaite travailler à haute tension, sur les bras externes, les diodes placées en série avec le transistor IGBT permettent de diviser par deux la tension de blocage directe de chaque interrupteur.
La figure 16 illustre un exemple d'alimentation offrant différentes tensions continues nécessaires à un onduleur selon l'invention. Les différentes tensions continues sont élaborées à partir d'une seule source de tension continue de puissance alimentant un pont de redressement triphasé à diodes muni d'un filtre passe-bas avec des bancs de condensateurs, stipulant alors une répartition des niveaux de tension symétriques :
• Avec, pour N impair : VI, V2, ... 0, -V2, -VI ;
· Avec, pour N pair : VI, V2, -V2, -VI, le potentiel 0 n'existe pas.
Où : VI = E/2
Le convertisseur selon la présente invention s'applique avantageusement à des systèmes de conversion d'énergie de petite envergure où la robustesse du produit et le facteur de puissance sont les garants d'une exploitation durable et optimale : en particulier les systèmes embarqués « tout électrique » et la transformation d'énergie électrique par éolienne. Ces systèmes sont généralement associés à des espaces confinés or la nouvelle structure du convertisseur multi-niveaux respecte les normes en compatibilité électromagnétique et la pollution harmonique. Un tel convertisseur permet une fabrication économique, simple et compacte, avec une consommation énergétique optimisée.
Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit convertisseur matriciel à n niveaux par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie, caractérisé en ce qu'il comprend :
- deux bras externes respectivement alimentés par le plus élevé niveau de tension positive et par le plus faible niveau de tension négative, ces deux bras externes comportant chacun un unique transistor IGBT, et
- deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur sur chacune des n-2 bras internes.
2. Circuit convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un module de commande alimenté par une mesure du courant de sortie et configuré de façon à commander les transistors IGBT par hystérésis modulée.
3. Circuit convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend une boucle de contre-réaction incluant un capteur à effet hall pour la mesure du courant de sortie.
4. Circuit convertisseur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que le module de commande par hystérésis modulée comprend :
- un additionneur pour additionner une porteuse triangulaire avec une consigne de courant issue de la comparaison entre ladite mesure de courant et un courant de référence,
- un comparateur à hystérésis alimenté par l'additionneur, et
- un circuit de mise en forme de signaux alimenté par le comparateur à hystérésis et générant des signaux de commande des transistors IGBT.
5. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications 2-4, caractérisé en ce que le module de commande est configuré de façon à produire une fréquence de découpage inférieure à cinq kHz.
6. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le module de commande est configuré de façon à produire une fréquence de découpage égale à deux kHz.
7. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par un câblage constitué par des conducteurs plans de type « bus barre » comprenant une pluralité de plaques métalliques pour alimenter les bras de conversion.
8. Circuit convertisseur selon la revendication 7, caractérisé en ce que chaque conducteur est constitué de plusieurs plaques métalliques laminaires.
9. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'au moins l'un des deux bras externes comporte en outre une diode en série avec l'unique transistor IGBT, l'anode de la diode étant reliée à l'émetteur du transistor IGBT.
10. Circuit convertisseur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'au moins l'un des deux bras externes comporte en outre deux diodes parallèles mais de sens opposé, l'ensemble constitué de ces diodes étant mis en série avec l'unique transistor IGBT.
11. Procédé de conception d'un circuit convertisseur matriciel à n niveaux par phase comprenant n bras de conversion alimentés respectivement par n niveaux de tensions intermédiaires et reliés en sortie en un point commun générant un courant de sortie, ce circuit comprenant :
- deux bras externes respectivement alimentés par le plus élevé niveau de tension positive et par le plus faible niveau de tension négative, ces deux bras externes comportant chacun un unique transistor IGBT, et
- deux transistors IGBT reliés en série par leur émetteur sur chacune des n-2 bras internes ; dans lequel procédé, on conçoit ledit circuit convertisseur en assemblant plusieurs éléments modulaires identiques.
12. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'élément modulaire comprend deux bras parallèles destinés à recevoir chacun en entrée un niveau de tension intermédiaire, ces bras étant reliés en sortie en un point constituant ledit point commun générant un courant de sortie ; et en ce que :
- chaque bras comporte un transistor IGBT relié en série avec un interrupteur mécanique ;
- sur le bras devant être alimenté par le niveau de tension le plus élevé, le collecteur du transistor IGBT est disposé du côté de l'entrée apte à recevoir ce niveau de tension le plus élevé ; l'interrupteur mécanique étant disposé entre ce transistor IGBT et le point commun ;
- sur le bras devant être alimenté par le niveau de tension le moins élevé, l'émetteur du transistor IGBT est disposé du côté de l'entrée apte à recevoir ce niveau de tension le moins élevé ; l'interrupteur mécanique étant disposé entre ce transistor IGBT et cette entrée apte à recevoir ce niveau de tension le moins élevé.
13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que la conception se réalise par emboîtement latérale des éléments modulaires identiques de façon à constituer le circuit convertisseur souhaité ; chaque transistor IGBT étant associé à une butée mécanique destinée à déconnecter un interrupteur mécanique lors de la conception.
14. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque élément modulaire comporte une batterie de condensateurs disposée en entrée entre les deux bras.
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