WO2010098237A1 - フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器 - Google Patents

フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器 Download PDF

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WO2010098237A1
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resonator
band
pass
filter
resonators
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PCT/JP2010/052303
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博道 吉川
弘 二宮
雅史 堀内
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京セラ株式会社
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1708—Comprising bridging elements, i.e. elements in a series path without own reference to ground and spanning branching nodes of another series path
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance

Definitions

  • the present invention relates to a filter circuit having two pass bands, and a wireless communication module and a wireless communication device using the filter circuit.
  • the present invention has been devised in view of such problems in the prior art, and its purpose is to arbitrarily set the frequencies of the two passbands, and in the frequency domain between the two passbands.
  • An object of the present invention is to provide a filter circuit in which attenuation is sufficiently secured, and a wireless communication module and a wireless communication device using the filter circuit.
  • the filter circuit of the present invention includes a first band-pass filter having a first frequency band as a pass band, and a second band having a second frequency band having a frequency higher than the first frequency band as a pass band.
  • the resonator group of at least one of the first band-pass filter and the second band-pass filter includes both the quarter-wave resonator and the half-wave resonator.
  • One end side of the half-wave resonator is coupled to the resonator on the adjacent input terminal side or the input terminal, and the other end side of the half-wave resonator is When the number of the half-wave resonators included in the resonator group is 0 or an even number in the first band-pass filter, which is coupled to an adjacent resonator on the output terminal side or the output terminal.
  • e 1.
  • the number of the half-wave resonators included in the resonator group of the second band-pass filter and the number of the half-wave resonators included in the resonator group of the second bandpass filter are determined. It is a feature.
  • the filter circuit is positioned between the first frequency band that is the pass band of the first band pass filter and the second frequency band that is the pass band of the second band pass filter.
  • the phase difference between the electrical signal passing through the first bandpass filter and the electrical signal passing through the second bandpass filter can be canceled and canceled.
  • a filter circuit having excellent pass characteristics having an attenuation pole in the pass band can be obtained.
  • a first bandpass filter whose passband is the first frequency band and a second bandpass filter whose passband is the second frequency band having a frequency higher than the first frequency band are parallel to each other. Since this is a filter circuit having two pass bands that are connected to each other, a filter circuit that can arbitrarily set the frequencies of the two pass bands can be obtained.
  • the wireless communication module of the present invention includes an RF unit including the filter circuit having the above configuration and a baseband unit connected to the RF unit.
  • the wireless communication device of the present invention includes the wireless communication module configured as described above and an antenna connected to the RF unit.
  • the filter circuit of the present invention it is possible to arbitrarily set the frequencies of the two pass bands and obtain a filter circuit having excellent pass characteristics having an attenuation pole between the two pass bands.
  • signals in two communication bands are obtained using the filter circuit of the present invention in which attenuation is sufficiently ensured in the frequency region between the two passbands. Since filtering can be performed, it is possible to obtain a wireless communication module and a wireless communication device that are small and have good communication quality.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a first bandpass filter 20 in FIG. 1.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing a second bandpass filter 30 in FIG. 1. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is an equivalent circuit diagram which shows the filter circuit of a comparative example. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is an equivalent circuit diagram which shows the filter circuit of the 2nd example of embodiment of this invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a first bandpass filter 20 in FIG. 1.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing a second bandpass filter 30 in FIG. 1. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram showing the first bandpass filter 20 in FIG. 9.
  • FIG. 16 is an equivalent circuit diagram showing a second bandpass filter 30 in FIGS. 9 and 15. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is an equivalent circuit diagram which shows the filter circuit of the 3rd example of embodiment of this invention.
  • FIG. 16 is an equivalent circuit diagram showing the first bandpass filter 20 in FIG. 15. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a figure which shows the simulation result of the electrical property of the circuit shown in FIG. It is a block diagram which shows typically the radio
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a filter circuit of a first example of an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing the first band-pass filter 20 in the filter circuit of FIG.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing the second bandpass filter 30 in the filter circuit of FIG.
  • a first band pass filter 20 and a second band pass filter 30 are connected in parallel between an input terminal 11 and an output terminal 12.
  • the first band pass filter 20 uses the first frequency band as a pass band.
  • the second band pass filter 30 uses the second frequency band as a pass band.
  • the input terminal 11 and the output terminal 12 are shared by the first band pass filter 20 and the second band pass filter 30.
  • the filter circuit of the present example having such a configuration, the first frequency band and the second frequency band can be arbitrarily set, so that the frequencies of the two pass bands can be set arbitrarily. A possible filter circuit can be obtained.
  • the first band-pass filter 20 has an input stage resonator 21 and an output stage resonator 22 each composed of a quarter-wave resonator with one end grounded. ing.
  • a pass band is formed by the resonator group including the two resonators 21 and 22.
  • the other ends of the input stage resonator 21 and the output stage resonator 22 are coupled by an inductor 25.
  • the other end of the resonator 21 in the input stage and the input terminal 11 are coupled by a capacitor 23, and the other end of the resonator 22 in the output stage and the output terminal 12 are coupled by a capacitor 24.
  • the second bandpass filter 30 includes an input stage resonator 31, an output stage resonator 32, and a resonator 33.
  • the resonator 31 at the input stage and the resonator 32 at the output stage are each composed of a quarter wavelength resonator with one end grounded.
  • the resonator 33 is a half-wave resonator with both ends open, and is disposed between the resonator 31 at the input stage and the resonator 32 at the output stage.
  • a pass band is formed by the resonator group composed of the three resonators 31 to 33.
  • the other end of the input stage resonator 31 and one end of the resonator 33 are coupled by a capacitor 35, and the other end of the resonator 33 and the other end of the output stage resonator 32 are coupled by a capacitor 36.
  • the other end of the input stage resonator 31 and the input terminal 11 are coupled by a capacitor 34, and the other end of the output stage resonator 32 and the output terminal 12 are coupled by a capacitor 37.
  • FIG. 4 shows the simulation results of the electrical characteristics of the filter circuit of this example shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a simulation result of the electrical characteristics of the first bandpass filter 20 shown in FIG.
  • FIG. 6 shows a simulation result of the electrical characteristics of the second bandpass filter 30 shown in FIG.
  • FIG. 7 shows a filter circuit of a comparative example in which the 1 ⁇ 2 wavelength resonator 33 of the second bandpass filter 30 in the filter circuit of this example shown in FIG. 1 is replaced with a 1 ⁇ 4 wavelength resonator.
  • the simulation result of the electrical characteristics is shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents attenuation.
  • the transmission characteristic (S21) when the input terminal 11 is port 1 and the output terminal 12 is port 2 is indicated by a thick solid line
  • the reflection characteristic (S11) is indicated by a thin solid line.
  • the resonators 21, 22, and 31 to 33 are in a dielectric having a relative dielectric constant of 18.7 and a thickness of 1 mm with ground conductors arranged on the upper and lower surfaces.
  • the length of the resonators 21 and 22 is 6 mm
  • the length of the resonators 31 and 32 is 3 mm
  • the length of the resonator 33 is 7.42 mm.
  • the inductor 25 is 15 nH.
  • Capacitors 23 and 24 were 0.65 pF.
  • Capacitors 34 and 37 were set to 0.5 pF, and capacitors 35 and 36 were set to 0.19 pF.
  • the element values are the same as those in the circuit shown in FIG. 1 except that the length of the resonator 33 is 3.3 mm.
  • the first band-pass filter is used.
  • the present inventor has made various studies in order to obtain a condition for canceling out the electrical signal passing through the filter 20 and the electrical signal passing through the second bandpass filter 30.
  • a resonator group consisting of a plurality of resonators sequentially arranged so as to be coupled to each other to form a pass band, an input terminal coupled to the resonator of the input stage, and an output coupled to the resonator of the output stage
  • a resonator group is configured by at least one of a quarter-wave resonator whose one end is short-circuited and a half-wave resonator whose both ends are open.
  • One end side is coupled to a resonator or input terminal on the adjacent input terminal side, and the other end side of the half-wavelength resonator is coupled to a resonator or output terminal on the adjacent output terminal side.
  • the phase in the frequency region outside the passband is inverted depending on whether the coupling between the output terminal and the resonator of the output stage is mainly capacitive or mainly inductive. 5). Each time the number of resonators constituting the resonator group changes by one, the phase in the frequency region on the lower frequency side than the pass band is inverted. 6). In the pass characteristic of the bandpass filter, when an attenuation pole formed by a phase difference between signals transmitted through a plurality of routes is formed outside the passband, the phase is inverted on both sides of the attenuation pole. 7). The number where the coupling between adjacent resonators is mainly capacitive in the resonator group does not affect the phase in the frequency region outside the passband. Further, the number of resonators constituting the resonator group does not affect the phase in the frequency region on the higher frequency side than the pass band.
  • the first bandpass filter having the first frequency band as the passband and the second bandpass having the second frequency band having a frequency higher than the first frequency band as the passband.
  • the electrical signal passing through the first bandpass filter and the electrical signal passing through the second bandpass filter are canceled out.
  • the conditions under which the attenuation pole can be formed in the third frequency band located between the first frequency band and the second frequency band were examined, and the following results were obtained.
  • the first band-pass filter In the pass characteristic of the first band-pass filter, it is formed in a frequency region between the third frequency band and the first frequency band located between the first frequency band and the second frequency band.
  • the number of half-wavelength resonators included in the resonator group is 0, and between adjacent resonators in the resonator group.
  • the number of places where the coupling is mainly inductive is 1, and the coupling between the input terminal 11 and the input stage resonator 21 and the coupling between the output terminal 12 and the output stage resonator 22 are both capacitive.
  • the attenuation pole formed by the phase difference between signals transmitted through a plurality of routes is not formed.
  • the number of half-wavelength resonators included in the resonator group is 1, and the number of couplings between adjacent resonators in the resonator group is mainly inductive.
  • the coupling between the input terminal 11 and the input stage resonator 31 and the coupling between the output terminal 12 and the output stage resonator 32 are both capacitive, and the number of resonators constituting the resonator group is three. is there.
  • the attenuation pole formed by the phase difference between signals transmitted through a plurality of routes is not formed.
  • the resonator group of one bandpass filter of the two bandpass filters is composed of only a quarter wavelength resonator, and the resonance of the other bandpass filter. Since the unit group is composed of a quarter wavelength resonator and one half wavelength resonator, it has a good pass characteristic having an attenuation pole in a frequency region between two pass bands and is small. The filter circuit can be obtained.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram showing the filter circuit of the second example of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram showing the first band-pass filter 20 in the filter circuit of FIG.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram showing the second bandpass filter 30 in the filter circuit of FIG.
  • a first band pass filter 20 and a second band pass filter 30 are connected in parallel between an input terminal 11 and an output terminal 12.
  • the first band pass filter 20 uses the first frequency band as a pass band.
  • the second band pass filter 30 uses the second frequency band as a pass band.
  • the input terminal 11 and the output terminal 12 are shared by the first band pass filter 20 and the second band pass filter 30.
  • the first band-pass filter 20 has an input stage resonator 21 and an output stage resonator 22 each composed of a quarter-wave resonator with one end grounded. ing.
  • a pass band is formed by the resonator group including the two resonators 21 and 22.
  • the other ends of the input stage resonator 21 and the output stage resonator 22 are coupled by an inductor 25.
  • the other end of the resonator 21 in the input stage and the input terminal 11 are coupled by a capacitor 23, and the other end of the resonator 22 in the output stage and the output terminal 12 are coupled by a capacitor 24.
  • the input terminal 11 and the output terminal 12 are connected by the capacitor 26.
  • the capacitor 26 includes an electric signal transmitted through the route of the input terminal 11 ⁇ the capacitor 23 ⁇ the inductor 25 ⁇ the capacitor 24 ⁇ the output terminal 12, and the input terminal 11 ⁇ the capacitor 26 ⁇ the output terminal 12. It is arranged to cancel out by causing a phase difference close to 180 ° with respect to the electrical signal transmitted through the route.
  • attenuation poles can be formed on both sides of the pass band in the pass characteristic of the first band pass filter 20.
  • the second band-pass filter 30 has an input stage resonator 31, an output stage resonator 32, and a resonator 33, as shown in FIGS.
  • the resonator 31 of the input stage is a quarter wavelength resonator whose one end is grounded.
  • the output-stage resonator 32 is a half-wave resonator with both ends open.
  • the resonator 33 is a half-wave resonator with both ends open, and is disposed between the resonator 31 at the input stage and the resonator 32 at the output stage.
  • a pass band is formed by the resonator group composed of the three resonators 31 to 33.
  • the other end of the input stage resonator 31 and one end of the resonator 33 are coupled by a capacitor 35, and the other end of the resonator 33 and one end of the output stage resonator 32 are coupled by a capacitor 36.
  • the input terminal 11 and the other end of the input stage resonator 31 are coupled by a capacitor 34, and the other end of the output stage resonator 32 and the output terminal 12 are coupled by a capacitor 37.
  • FIG. 12 shows the simulation results of the electrical characteristics of the filter circuit of this example shown in FIG.
  • FIG. 13 shows a simulation result of the electrical characteristics of the first bandpass filter 20 shown in FIG.
  • FIG. 14 shows the simulation result of the electrical characteristics of the second bandpass filter 30 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents attenuation.
  • the transmission characteristic (S21) when the input terminal 11 is port 1 and the output terminal 12 is port 2 is indicated by a thick solid line
  • the reflection characteristic (S11) is indicated by a thin solid line.
  • the resonators 21, 22, and 31 to 33 are in a dielectric having a relative dielectric constant of 18.7 and a thickness of 1 mm in which ground conductors are arranged on the upper and lower surfaces.
  • the length of the resonators 21 and 22 is 6 mm
  • the length of the resonator 31 is 3 mm
  • the length of the resonator 32 is 7.54 mm
  • the length was 7.0 mm.
  • the inductor 25 is 15 nH.
  • Capacitors 23 and 24 were 0.65 pF.
  • Capacitor 26 was 0.15 pF.
  • the capacitors 34 and 37 were 0.5 pF, and the capacitors 35 and 36 were 0.14 pF.
  • the pass characteristic of the first bandpass filter 20 shown in FIG. 13 is based on the phase difference between the electrical signals transmitted by the two routes on the high frequency side and the low frequency side near the pass band.
  • the attenuation pole to be formed is formed, it can be seen that no attenuation pole is seen in the pass characteristic of the second band-pass filter 30 shown in FIG.
  • the pass characteristic of the filter circuit of this example shown in FIG. 12 it is between the attenuation pole on the high frequency side near the pass band of the first band pass filter 20 and the pass band of the second band pass filter 30. It can be seen that another attenuation pole is formed in the frequency domain.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram showing the filter circuit of the third example of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is an equivalent circuit diagram showing the first bandpass filter 20 in the filter circuit of FIG.
  • the second band-pass filter 30 in the filter circuit of this example is exactly the same as the second band-pass filter 30 of the second example of the above-described embodiment shown in FIG.
  • the electrical characteristics are as shown in FIG.
  • a first band pass filter 20 and a second band pass filter 30 are connected in parallel between an input terminal 11 and an output terminal 12.
  • the first band pass filter 20 uses the first frequency band as a pass band.
  • the second band pass filter 30 uses the second frequency band as a pass band.
  • the input terminal 11 and the output terminal 12 are shared by the first band pass filter 20 and the second band pass filter 30.
  • the first band-pass filter 20 includes an input stage resonator 21, an output stage resonator 22, and a resonator composed of a quarter wavelength resonator with one end grounded.
  • the resonator 23 is disposed between the resonator 21 at the input stage and the resonator 22 at the output stage, and a pass band is formed by the resonator group including the three resonators 21 to 23.
  • the other ends of the resonator 21 and the resonator 23 at the input stage are coupled by a capacitor 25, and the other ends of the resonator 23 and the resonator 22 at the output stage are coupled by a capacitor 26.
  • the other end of the input stage resonator 21 and the input terminal 11 are coupled by a capacitor 24, and the other end of the output stage resonator 22 and the output terminal 12 are coupled by a capacitor 27.
  • FIG. 17 shows the simulation results of the electrical characteristics of the filter circuit of this example shown in Fig. 15.
  • FIG. 18 shows a simulation result of the electrical characteristics of the first bandpass filter 20 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents attenuation.
  • the transmission characteristic (S21) when the input terminal 11 is port 1 and the output terminal 12 is port 2 is indicated by a thick solid line
  • the reflection characteristic (S11) is indicated by a thin solid line.
  • the resonators 21 to 23 have a width provided in a dielectric having a relative permittivity of 18.7 and a thickness of 1 mm, with ground conductors arranged on the upper and lower surfaces.
  • a strip line having a length of 0.2 mm and a length of 6 mm was used.
  • the capacitors 24 and 27 were 0.6 pF.
  • Capacitors 25 and 26 were set to 0.15 pF.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a wireless communication module 80 and a wireless communication device 85 of the fourth example of the embodiment of the present invention.
  • the wireless communication module 80 of this example includes a baseband unit 81 that processes baseband signals, and an RF unit 82 that is connected to the baseband unit 81 and processes RF signals after modulation of the baseband signals and before demodulation. I have.
  • the RF unit 82 includes the filter circuit 821 of the present invention described above, and an RF signal obtained by modulating a baseband signal or a signal other than the communication band in the received RF signal is attenuated by the filter circuit 821.
  • a baseband IC 811 is disposed in the baseband unit 81, and an RF IC 822 is disposed between the filter circuit 821 and the baseband unit 81 in the RF unit 82. Note that another circuit may be interposed between these circuits.
  • the wireless communication device 85 of this example that transmits and receives RF signals is configured.
  • the filter circuit 821 of the present invention in which the attenuation is sufficiently secured in the frequency region between the two passbands is used. Since signals in one communication band can be filtered, it is possible to obtain a wireless communication module and a wireless communication device that are small and have good communication quality.
  • the second bandpass filter 30 includes the 1 ⁇ 2 wavelength resonator
  • the first bandpass filter 20 includes the 1 ⁇ 2 wavelength resonator. You may make it prepare.
  • both the first band-pass filter 20 and the second band-pass filter 30 may include a half-wave resonator. However, from the viewpoint of miniaturization of the filter circuit, it is desirable that the number of half-wave resonators is small.
  • a coaxial resonator or the like can be used in addition to a resonator using a strip line, a microstrip line, or the like.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

　【課題】　２つの通過帯域の周波数が任意に設定できるとともに、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が充分に確保されたフィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器を提供する。　【解決手段】　第１，第２のバンドパスフィルタ20，30が並列に接続された、２つの通過帯域を有するフィルタ回路であって、各々のバンドパスフィルタは、相互に結合して通過帯域を形成するように順次配列された複数の共振器からなる共振器群と、入力段の共振器21に結合する入力端子11と、出力段の共振器22に結合する出力端子12とを少なくとも備え、共振器群は１／４波長共振器および１／２波長共振器の少なくとも一方によって構成され、第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30の少なくとも一方の共振器群は、１／４波長共振器および１／２波長共振器の両方を有するフィルタ回路とする。

Description

フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
　本発明は、２つの通過帯域を有するフィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器に関するものである。
　高周波回路の小型化のため、２つの通過帯域を備えるデュアルバンドフィルタの需要が高まっている。このようなデュアルバンドフィルタとして、例えば、誘電体共振器の基本波共振モードおよび高次共振モードを利用して２つの通過帯域を構成するデュアルバンドフィルタが提案されている（例えば、特許文献１を参照。）。
特開平10－41701号公報
　しかしながら、特許文献１にて提案されたような従来のデュアルバンドフィルタは、基本波共振モードおよび高次共振モードを利用しているため、２つの通過帯域の周波数を任意に設定することができないという問題があった。
　本発明はこのような従来の技術における問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、２つの通過帯域の周波数が任意に設定できるとともに、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が充分に確保されたフィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器を提供することにある。
　本発明のフィルタ回路は、第１の周波数帯域を通過帯域とする第１のバンドパスフィルタと、前記第１の周波数帯域よりも周波数が高い第２の周波数帯域を通過帯域とする第２のバンドパスフィルタとが互いに並列に接続されて構成された、２つの通過帯域を有するフィルタ回路であって、前記第１のバンドパスフィルタおよび前記第２のバンドパスフィルタの各々は、相互に結合して通過帯域を形成するように順次配列された複数の共振器からなる共振器群と、該共振器群の前記複数の共振器のうちの入力段の共振器に結合する入力端子と、前記共振器群の前記複数の共振器のうちの出力段の共振器に結合する出力端子とを少なくとも備え、前記共振器群は一方端が短絡された１／４波長共振器および両端が開放された１／２波長共振器の少なくとも一方によって構成されており、前記第１のバンドパスフィルタおよび前記第２のバンドパスフィルタの少なくとも一方の前記共振器群は、前記１／４波長共振器および前記１／２波長共振器の両方を有しており、前記１／２波長共振器の一方端側は、隣接する前記入力端子側の共振器または前記入力端子に結合するとともに、前記１／２波長共振器の他方端側は、隣接する前記出力端子側の共振器または前記出力端子に結合しており、前記第１のバンドパスフィルタにおいて、前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が０または偶数のときはａ＝１，奇数のときはａ＝－１，隣り合う前記共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｂ＝１，奇数のときはｂ＝－１，前記入力段の共振器と前記入力端子との結合が主に容量性であるときはｃ＝１，誘導性であるときはｃ＝－１，前記出力段の共振器と前記出力端子との結合が主に容量性であるときはｄ＝１，誘導性であるときはｄ＝－１とし、前記第１のバンドパスフィルタの通過特性において、前記第１の周波数帯域および前記第２の周波数帯域の間に位置する第３の周波数帯域と前記第１の周波数帯域との間の周波数領域に形成される、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｅ＝１，奇数のときはｅ＝－１とし、前記第２のバンドパスフィルタにおいて、前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が０または偶数のときはｆ＝１，奇数のときはｆ＝－１，隣り合う前記共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｇ＝１，奇数のときはｇ＝－１，前記入力段の共振器と前記入力端子との結合が主に容量性であるときはｈ＝１，誘導性であるときはｈ＝－１，前記出力段の共振器と前記出力端子との結合が主に容量性であるときはｊ＝１，誘導性であるときはｊ＝－１，前記共振器群を構成する前記共振器の数が偶数のときはｋ＝１，奇数のときはｋ＝－１とし、前記第２のバンドパスフィルタの通過特性において、前記第３の周波数帯域と前記第２の周波数帯域との間の周波数領域に、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｍ＝１，奇数のときはｍ＝－１とすると、ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１を満足するように、前記第１のバンドパスフィルタの前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数および前記第２のバンドパスフィルタの前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が定められていることを特徴とするものである。このような構成を備えるフィルタ回路によれば、第１のバンドパスフィルタの通過帯域である第１の周波数帯域と第２のバンドパスフィルタの通過帯域である第２の周波数帯域との間に位置する第３の周波数帯域において、第１のバンドパスフィルタを通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタを通過する電気信号との間に位相差を生じさせて打ち消し合わせることができるので、２つの通過帯域の間に減衰極を有する優れた通過特性を有するフィルタ回路を得ることができる。また、第１の周波数帯域を通過帯域とする第１のバンドパスフィルタと、第１の周波数帯域よりも周波数が高い第２の周波数帯域を通過帯域とする第２のバンドパスフィルタとが互いに並列に接続されて構成された、２つの通過帯域を有するフィルタ回路であることから、２つの通過帯域の周波数を任意に設定可能なフィルタ回路を得ることができる。
　本発明の無線通信モジュールは、上記構成のフィルタ回路を含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部とを備えることを特徴とするものである。
　本発明の無線通信機器は、上記構成の無線通信モジュールと、前記ＲＦ部に接続されたアンテナとを備えることを特徴とするものである。
　本発明のフィルタ回路によれば、２つの通過帯域の周波数を任意に設定可能であるとともに、２つの通過帯域の間に減衰極を有する優れた通過特性を有するフィルタ回路を得ることができる。
　本発明の無線通信モジュールおよび本発明の無線通信機器によれば、２つの通過帯域の間の周波数領域において減衰量が充分に確保された本発明のフィルタ回路を用いて２つの通信帯域の信号を濾波することができるので、小型で通信品質の良い無線通信モジュールおよび無線通信機器を得ることができる。
本発明の実施の形態の第１の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。 図１における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。 図１における第２のバンドパスフィルタ30示す等価回路図である。 図１に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 図２に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 図３に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 比較例のフィルタ回路を示す等価回路図である。 図７に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態の第２の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。 図９における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。 図９および図１５における第２のバンドパスフィルタ30を示す等価回路図である。 図９に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１０に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１１に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態の第３の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。 図１５における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。 図１５に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１６に示す回路の電気特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態の第４の例の無線通信モジュールおよび無線通信機器を模式的に示すブロック図である。
　以下、本発明のフィルタ回路を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。
　（実施の形態の第１の例）
　図１は、本発明の実施の形態の第１の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。図２は、図１のフィルタ回路における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。図３は、図１のフィルタ回路における第２のバンドパスフィルタ30を示す等価回路図である。
　本例のフィルタ回路は、図１に示すように、入力端子11と出力端子12との間に第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30が並列に接続されている。第１のバンドパスフィルタ20は第１の周波数帯域を通過帯域とする。第２のバンドパスフィルタ30は第２の周波数帯域を通過帯域とする。入力端子11および出力端子12は第１のバンドパスフィルタ20と第２のバンドパスフィルタ30とで共用されている。このような構成を備える本例のフィルタ回路によれば、第１の周波数帯域および第２の周波数帯域を任意に設定することができるので、２つの通過帯域の周波数をそれぞれ任意に設定することが可能なフィルタ回路を得ることができる。
　第１のバンドパスフィルタ20は、図１および図２に示すように、それぞれ一方端が接地された１／４波長共振器からなる入力段の共振器21および出力段の共振器22を有している。この２つの共振器21，22からなる共振器群によって通過帯域が形成される。また、入力段の共振器21および出力段の共振器22の他方端同士はインダクタ25によって結合されている。さらに、入力段の共振器21の他方端と入力端子11とはキャパシタ23によって結合されており、出力段の共振器22の他方端と出力端子12とはキャパシタ24によって結合されている。
　第２のバンドパスフィルタ30は、図１および図３に示すように、入力段の共振器31と、出力段の共振器32と、共振器33とを有している。入力段の共振器31および出力段の共振器32は、それぞれ一方端が接地された１／４波長共振器からなる。共振器33は、両端が開放された１／２波長共振器からなり、入力段の共振器31および出力段の共振器32の間に配置されている。この３つの共振器31～33からなる共振器群によって通過帯域が形成される。また、入力段の共振器31の他方端と共振器33の一方端とはキャパシタ35によって結合されており、共振器33の他方端と出力段の共振器32の他方端とはキャパシタ36によって結合されている。さらに、入力段の共振器31の他方端と入力端子11とはキャパシタ34によって結合されており、出力段の共振器32の他方端と出力端子12とはキャパシタ37によって結合されている。
　図１に示した本例のフィルタ回路の電気特性のシミュレーション結果を図４に示す。図２に示した第１のバンドパスフィルタ20の電気特性のシミュレーション結果を図５に示す。図３に示した第２のバンドパスフィルタ30の電気特性のシミュレーション結果を図６に示す。また、図１に示した本例のフィルタ回路における第２のバンドパスフィルタ30の１／２波長共振器33を１／４波長共振器に置き換えた比較例のフィルタ回路を図７に示し、その電気特性のシミュレーション結果を図８に示す。図４～図６および図８に示すグラフにおいて、横軸は周波数，縦軸は減衰量を示している。また、それぞれのグラフにおいて、入力端子11をポート１，出力端子12をポート２としたときの通過特性（Ｓ２１）を太い実線で示し、反射特性（Ｓ１１）を細い実線で示している。
　なお、このシミュレーションでは、図１～図３に示した回路において、共振器21，22，31～33は、上下面に接地導体が配置された比誘電率が18.7で厚みが１ｍｍの誘電体中に設けられた幅0.2ｍｍのストリップ線路としており、共振器21，22の長さは６ｍｍとし、共振器31，32の長さは３ｍｍとし、共振器33の長さは7.42ｍｍとした。インダクタ25は15ｎＨとした。キャパシタ23，24は0.65ｐＦとした。キャパシタ34，37は0.5ｐＦとし、キャパシタ35，36は0.19ｐＦとした。図７に示した回路においては、共振器33の長さを3.3ｍｍとした以外は図１に示した回路と同じ素子値とした。
　このシミュレーション結果によれば、図５，図６に示した第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30の通過特性には減衰極が見られないが、図４に示した本例のフィルタ回路の通過特性においては、２つの通過帯域の間に減衰極が形成されており、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が充分に確保された良好な通過特性が得られていることがわかる。この減衰極は、２つの通過帯域の間の周波数領域において、第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号の位相と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号の位相との差が180°に近くなり、第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とが打ち消し合うことによって生じると考えられる。
　また、図８に示した比較例のフィルタ回路の通過特性においては、２つの通過帯域の間に減衰極は形成されていない。図１に示した回路と図７に示した回路との比較により、第２のバンドパスフィルタ30の共振器33を１／４波長共振器から１／２波長共振器に変えることにより、２つの通過帯域の間の周波数領域における第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号の位相が変化して、第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とを打ち消し合わせて減衰極を形成できることがわかる。
　このように第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30を構成する共振器の一部を１／４波長共振器から１／２波長共振器に変えることにより、第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とを打ち消し合わせることができる条件を求めるため、本発明者は種々の検討を行った。
　まず、相互に結合して通過帯域を形成するように順次配列された複数の共振器からなる共振器群と、入力段の共振器に結合する入力端子と、出力段の共振器に結合する出力端子とを少なくとも備え、共振器群は一方端が短絡された１／４波長共振器および両端が開放された１／２波長共振器の少なくとも一方によって構成されており、１／２波長共振器の一方端側は、隣接する入力端子側の共振器または入力端子に結合するとともに、１／２波長共振器の他方端側は、隣接する出力端子側の共振器または出力端子に結合するようなバンドパスフィルタについて、通過帯域外の周波数領域におけるバンドパスフィルタを通過する電気信号の位相がどのように変化するかを調べた結果、以下のことが解った。
１．共振器群に含まれる１／２波長共振器の数が１つ変化する度に、通過帯域外の周波数領域における位相が反転する。
２．共振器群において隣り合う共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が１つ変化する度に、通過帯域外の周波数領域における位相が反転する。
３．入力端子と入力段の共振器との結合が主に容量性の場合と主に誘導性の場合とで、通過帯域外の周波数領域における位相が反転する。
４．出力端子と出力段の共振器との結合が主に容量性の場合と主に誘導性の場合とで、通過帯域外の周波数領域における位相が反転する。
５．共振器群を構成する共振器の数が１つ変化する度に、通過帯域よりも低周波側の周波数領域における位相が反転する。
６．バンドパスフィルタの通過特性において、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極が通過帯域外に形成されている場合には、その減衰極の両側で位相が反転する。
７．共振器群において隣り合う共振器間の結合が主に容量性であるところの数は、通過帯域外の周波数領域における位相に影響を与えない。また、共振器群を構成する共振器の数は、通過帯域よりも高周波側の周波数領域における位相に影響を与えない。
　以上の結果を基に、第１の周波数帯域を通過帯域とする第１のバンドパスフィルタと、第１の周波数帯域よりも周波数が高い第２の周波数帯域を通過帯域とする第２のバンドパスフィルタとが互いに並列に接続されて構成された、２つの通過帯域を有するフィルタ回路において、第１のバンドパスフィルタを通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタを通過する電気信号とを打ち消し合わせることにより、第１の周波数帯域および第２の周波数帯域の間に位置する第３の周波数帯域に減衰極を形成できる条件を検討して以下の結果を得た。
　すなわち、第１のバンドパスフィルタにおいて、共振器群に含まれる１／２波長共振器の数が０または偶数のときはａ＝１，奇数のときはａ＝－１，隣り合う共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｂ＝１，奇数のときはｂ＝－１，入力段の共振器と入力端子との結合が主に容量性であるときはｃ＝１，誘導性であるときはｃ＝－１，出力段の共振器と出力端子との結合が主に容量性であるときはｄ＝１，誘導性であるときはｄ＝－１とし、第１のバンドパスフィルタの通過特性において、第１の周波数帯域および第２の周波数帯域の間に位置する第３の周波数帯域と第１の周波数帯域との間の周波数領域に形成される、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｅ＝１，奇数のときはｅ＝－１とし、第２のバンドパスフィルタにおいて、共振器群に含まれる１／２波長共振器の数が０または偶数のときはｆ＝１，奇数のときはｆ＝－１，隣り合う共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｇ＝１，奇数のときはｇ＝－１，入力段の共振器と入力端子との結合が主に容量性であるときはｈ＝１，誘導性であるときはｈ＝－１，出力段の共振器と出力端子との結合が主に容量性であるときはｊ＝１，誘導性であるときはｊ＝－１，共振器群を構成する共振器の数が偶数のときはｋ＝１，奇数のときはｋ＝－１とし、第２のバンドパスフィルタの通過特性において、第３の周波数帯域と第２の周波数帯域との間の周波数領域に、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｍ＝１，奇数のときはｍ＝－１とすると、ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１を満足するように、第１のバンドパスフィルタの共振器群に含まれる１／２波長共振器の数および第２のバンドパスフィルタの共振器群に含まれる１／２波長共振器の数を定めればよいことがわかった。
　例えば、図１に示す本例のフィルタ回路においては、第１のバンドパスフィルタ20において、共振器群に含まれる１／２波長共振器の数は０，共振器群において隣り合う共振器間の結合が主に誘導性であるところの数は１，入力端子11と入力段の共振器21との結合および出力端子12と出力段の共振器22との結合はどちらも容量性である。また、図５に示す第１のバンドパスフィルタ20の通過特性において、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極は形成されていない。
　また、第２のバンドパスフィルタ30において、共振器群に含まれる１／２波長共振器の数は１，共振器群において隣り合う共振器間の結合が主に誘導性であるところの数は０，入力端子11と入力段の共振器31との結合および出力端子12と出力段の共振器32との結合はどちらも容量性であり、共振器群を構成する共振器の数は３である。また、図６に示す第２のバンドパスフィルタ30の通過特性において、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極は形成されていない。
　よって、本例のフィルタ回路においては、ｂ＝ｆ＝ｋ＝－１，ａ＝ｃ＝ｄ＝ｅ＝ｇ＝ｈ＝ｊ＝ｍ＝１であるため、ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１となる。よって、本例のフィルタ回路によれば、２つの通過帯域の間の周波数領域で第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とが打ち消し合って減衰極が形成されて、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が確保された良好な通過特性を得ることができる。
　また、本例のフィルタ回路によれば、２つのバンドパスフィルタのうち、一方のバンドパスフィルタの共振器群は、１／４波長共振器のみで構成されており、他方のバンドパスフィルタの共振器群は、１／４波長共振器と１つの１／２波長共振器で構成されていることから、２つの通過帯域の間の周波数領域に減衰極を有する良好な通過特性を有するともに、小型のフィルタ回路を得ることができる。
　（実施の形態の第２の例）
　図９は、本発明の実施の形態の第２の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。図10は、図９のフィルタ回路における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。図11は、図９のフィルタ回路における第２のバンドパスフィルタ30を示す等価回路図である。
　本例のフィルタ回路は、図９に示すように、入力端子11と出力端子12との間に第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30が並列に接続されている。第１のバンドパスフィルタ20は第１の周波数帯域を通過帯域とする。第２のバンドパスフィルタ30は第２の周波数帯域を通過帯域とする。入力端子11および出力端子12は第１のバンドパスフィルタ20と第２のバンドパスフィルタ30とで共用されている。
　第１のバンドパスフィルタ20は、図９および図10に示すように、それぞれ一方端が接地された１／４波長共振器からなる入力段の共振器21および出力段の共振器22を有している。この２つの共振器21，22からなる共振器群によって通過帯域が形成される。また、入力段の共振器21および出力段の共振器22の他方端同士はインダクタ25によって結合されている。さらに、入力段の共振器21の他方端と入力端子11とはキャパシタ23によって結合されており、出力段の共振器22の他方端と出力端子12とはキャパシタ24によって結合されている。
　また、本例のフィルタ回路における第１のバンドパスフィルタ20においては、入力端子11と出力端子12とがキャパシタ26によって接続されている。このキャパシタ26は、第１のバンドパスフィルタ20において、入力端子11→キャパシタ23→インダクタ25→キャパシタ24→出力端子12のルートで伝達される電気信号と、入力端子11→キャパシタ26→出力端子12のルートで伝達される電気信号との間に、180°に近い位相差を生じさせて打ち消しあわせるために配置されている。そして、これにより、第１のバンドパスフィルタ20の通過特性において、通過帯域の両側に減衰極を形成することができる。
　第２のバンドパスフィルタ30は、図９および図11に示すように、入力段の共振器31と、出力段の共振器32と、共振器33とを有している。入力段の共振器31は、一方端が接地された１／４波長共振器からなる。出力段の共振器32は、両端が開放された１／２波長共振器からなる。共振器33は、両端が開放された１／２波長共振器からなり、入力段の共振器31および出力段の共振器32の間に配置されている。この３つの共振器31～33からなる共振器群によって通過帯域が形成される。また、入力段の共振器31の他方端と共振器33の一方端とはキャパシタ35によって結合されており、共振器33の他方端と出力段の共振器32の一方端とはキャパシタ36によって結合されている。さらに、入力端子11と入力段の共振器31の他方端とはキャパシタ34によって結合されており、出力段の共振器32の他方端と出力端子12とはキャパシタ37によって結合されている。
　図９に示した本例のフィルタ回路の電気特性のシミュレーション結果を図12に示す。図10に示した第１のバンドパスフィルタ20の電気特性のシミュレーション結果を図13に示す。図11に示した第２のバンドパスフィルタ30の電気特性のシミュレーション結果を図14に示す。図12～図14に示すグラフにおいて、横軸は周波数，縦軸は減衰量を示している。また、それぞれのグラフにおいて、入力端子11をポート１，出力端子12をポート２としたときの通過特性（Ｓ２１）を太い実線で示し、反射特性（Ｓ１１）を細い実線で示している。
　なお、このシミュレーションでは、図９～図11に示した回路において、共振器21，22，31～33は、上下面に接地導体が配置された比誘電率が18.7で厚みが１ｍｍの誘電体中に設けられた幅0.2ｍｍのストリップ線路としており、共振器21，22の長さは６ｍｍとし、共振器31の長さは３ｍｍとし、共振器32の長さは7.54ｍｍとし、共振器33の長さは7.0ｍｍとした。インダクタ25は15ｎＨとした。キャパシタ23，24は0.65ｐＦとした。キャパシタ26は0.15ｐＦとした。キャパシタ34，37は0.5ｐＦとし、キャパシタ35，36は0.14ｐＦとした。
　このシミュレーション結果によれば、図13に示した第１のバンドパスフィルタ20の通過特性には通過帯域近傍の高周波側と低周波側に、２つのルートで伝達される電気信号同士の位相差によって形成される減衰極が形成されているが、図14に示した第２のバンドパスフィルタ30の通過特性には減衰極が見られないことがわかる。そして、図12に示した本例のフィルタ回路の通過特性においては、第１のバンドパスフィルタ20の通過帯域近傍の高周波側の減衰極と第２のバンドパスフィルタ30の通過帯域との間の周波数領域に、さらにもう１つの減衰極が形成されていることがわかる。
　なお、本例のフィルタ回路においては、ｂ＝ｅ＝ｋ＝－１，ａ＝ｃ＝ｄ＝ｆ＝ｇ＝ｈ＝ｊ＝ｍ＝１であるため、ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１となる。よって、本例のフィルタ回路によれば、２つの通過帯域の間の周波数領域で第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とが打ち消し合って減衰極が形成されて、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が確保された良好な通過特性を得ることができる。
　（実施の形態の第３の例）
　図15は、本発明の実施の形態の第３の例のフィルタ回路を示す等価回路図である。図16は、図15のフィルタ回路における第１のバンドパスフィルタ20を示す等価回路図である。なお、本例のフィルタ回路における第２のバンドパスフィルタ30は、図11に示した前述した実施の形態の第２の例の第２のバンドパスフィルタ30と素子値まで含めて全く同じであり、その電気特性は図14に示すものである。
　本例のフィルタ回路は、図15に示すように、入力端子11と出力端子12との間に第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30が並列に接続されている。第１のバンドパスフィルタ20は第１の周波数帯域を通過帯域とする。第２のバンドパスフィルタ30は第２の周波数帯域を通過帯域とする。入力端子11および出力端子12は第１のバンドパスフィルタ20と第２のバンドパスフィルタ30とで共用されている。
　第１のバンドパスフィルタ20は、図15および図16に示すように、それぞれ一方端が接地された１／４波長共振器からなる入力段の共振器21，出力段の共振器22および共振器23を有している。共振器23は入力段の共振器21および出力段の共振器22の間に配置されており、この３つの共振器21～23からなる共振器群によって通過帯域が形成される。また、入力段の共振器21および共振器23の他方端同士はキャパシタ25によって結合されており、共振器23および出力段の共振器22の他方端同士はキャパシタ26によって結合されている。さらに、入力段の共振器21の他方端と入力端子11とはキャパシタ24によって結合されており、出力段の共振器22の他方端と出力端子12とはキャパシタ27によって結合されている。
　図15に示した本例のフィルタ回路の電気特性のシミュレーション結果を図17に示す。図16に示した第１のバンドパスフィルタ20の電気特性のシミュレーション結果を図18に示す。図17，18に示すグラフにおいて、横軸は周波数，縦軸は減衰量を示している。また、それぞれのグラフにおいて、入力端子11をポート１，出力端子12をポート２としたときの通過特性（Ｓ２１）を太い実線で示し、反射特性（Ｓ１１）を細い実線で示している。
　なお、このシミュレーションでは、図15，16に示した回路において、共振器21～23は、上下面に接地導体が配置された比誘電率が18.7で厚みが１ｍｍの誘電体中に設けられた幅0.2ｍｍで長さが６ｍｍのストリップ線路とした。キャパシタ24，27は0.6ｐＦとした。キャパシタ25，26は0.15ｐＦとした。
　このシミュレーション結果によれば、図18に示した第１のバンドパスフィルタ20の通過特性および図14に示した第２のバンドパスフィルタ30の通過特性には減衰極が見られないことがわかる。そして、図17に示した本例のフィルタ回路の通過特性においては、第１のバンドパスフィルタ20の通過帯と第２のバンドパスフィルタ30の通過帯域との間の周波数領域に１つの減衰極が形成されていることがわかる。
　なお、本例のフィルタ回路においては、ｋ＝－１，ａ＝ｂ＝ｃ＝ｄ＝ｅ＝ｆ＝ｇ＝ｈ＝ｊ＝ｍ＝１であるため、ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１となる。よって、本例のフィルタ回路によれば、２つの通過帯域の間の周波数領域で第１のバンドパスフィルタ20を通過する電気信号と第２のバンドパスフィルタ30を通過する電気信号とが打ち消し合って減衰極が形成されて、２つの通過帯域の間の周波数領域における減衰量が確保された良好な通過特性を得ることができる。
　（実施の形態の第４の例）
　図19は本発明の実施の形態の第４の例の無線通信モジュール80および無線通信機器85を示すブロック図である。
　本例の無線通信モジュール80は、ベースバンド信号が処理されるベースバンド部81と、ベースバンド部81に接続されベースバンド信号の変調後および復調前のＲＦ信号が処理されるＲＦ部82とを備えている。
　ＲＦ部82には前述した本発明のフィルタ回路821が含まれており、ベースバンド信号が変調されてなるＲＦ信号または受信したＲＦ信号における通信帯域以外の信号をフィルタ回路821によって減衰させている。
　具体的な構成としては、ベースバンド部81にはベースバンドＩＣ　811が配置され、ＲＦ部82にはフィルタ回路821とベースバンド部81との間にＲＦ　ＩＣ　822が配置されている。なお、これらの回路間には別の回路が介在していてもよい。
　そして、無線通信モジュール80のフィルタ回路821にアンテナ84を接続することによってＲＦ信号の送受信がなされる本例の無線通信機器85が構成される。
　このような構成を有する本例の無線通信モジュール80および無線通信機器85によれば、２つの通過帯域の間の周波数領域において減衰量が充分に確保された本発明のフィルタ回路821を用いて２つの通信帯域の信号を濾波することができるので、小型で通信品質の良い無線通信モジュールおよび無線通信機器を得ることができる。
　（変形例）
　本発明は前述した実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更，改良が可能である。
　例えば、前述した実施の形態の例においては、第２のバンドパスフィルタ30が１／２波長共振器を備えた例を示したが、第１のバンドパスフィルタ20が１／２波長共振器を備えるようにしても良い。また、第１のバンドパスフィルタ20および第２のバンドパスフィルタ30の両方が１／２波長共振器を備えるようにしても構わない。但し、フィルタ回路の小型化の観点では、１／２波長共振器の数は少ない方が望ましい。
　また、本発明のフィルタ回路において、共振器群を構成する共振器としては、ストリップ線路やマイクロストリップ線路等を用いた共振器の他に、同軸共振器等を用いることができる。
　11：入力端子
　12：出力端子
　20：第１のバンドパスフィルタ
　30：第２のバンドパスフィルタ
　21，31：入力段の共振器
　22，32：出力段の共振器

Claims (3)

  1. 　第１の周波数帯域を通過帯域とする第１のバンドパスフィルタと、前記第１の周波数帯域よりも周波数が高い第２の周波数帯域を通過帯域とする第２のバンドパスフィルタとが互いに並列に接続されて構成された、２つの通過帯域を有するフィルタ回路であって、
    前記第１のバンドパスフィルタおよび前記第２のバンドパスフィルタの各々は、相互に結合して通過帯域を形成するように順次配列された複数の共振器からなる共振器群と、該共振器群の前記複数の共振器のうちの入力段の共振器に結合する入力端子と、前記共振器群の前記複数の共振器のうちの出力段の共振器に結合する出力端子とを少なくとも備え、
    前記共振器群は一方端が短絡された１／４波長共振器および両端が開放された１／２波長共振器の少なくとも一方によって構成されており、
    前記第１のバンドパスフィルタおよび前記第２のバンドパスフィルタの少なくとも一方の前記共振器群は、前記１／４波長共振器および前記１／２波長共振器の両方を有しており、
    前記１／２波長共振器の一方端側は、隣接する前記入力端子側の共振器または前記入力端子に結合するとともに、前記１／２波長共振器の他方端側は、隣接する前記出力端子側の共振器または前記出力端子に結合しており、
    前記第１のバンドパスフィルタにおいて、前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が０または偶数のときはａ＝１，奇数のときはａ＝－１，隣り合う前記共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｂ＝１，奇数のときはｂ＝－１，前記入力段の共振器と前記入力端子との結合が主に容量性であるときはｃ＝１，誘導性であるときはｃ＝－１，前記出力段の共振器と前記出力端子との結合が主に容量性であるときはｄ＝１，誘導性であるときはｄ＝－１とし、
    前記第１のバンドパスフィルタの通過特性において、前記第１の周波数帯域および前記第２の周波数帯域の間に位置する第３の周波数帯域と前記第１の周波数帯域との間の周波数領域に形成される、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｅ＝１，奇数のときはｅ＝－１とし、
    前記第２のバンドパスフィルタにおいて、前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が０または偶数のときはｆ＝１，奇数のときはｆ＝－１，隣り合う前記共振器間の結合が主に誘導性であるところの数が０または偶数のときはｇ＝１，奇数のときはｇ＝－１，前記入力段の共振器と前記入力端子との結合が主に容量性であるときはｈ＝１，誘導性であるときはｈ＝－１，前記出力段の共振器と前記出力端子との結合が主に容量性であるときはｊ＝１，誘導性であるときはｊ＝－１，前記共振器群を構成する前記共振器の数が偶数のときはｋ＝１，奇数のときはｋ＝－１とし、
    前記第２のバンドパスフィルタの通過特性において、前記第３の周波数帯域と前記第２の周波数帯域との間の周波数領域に、複数のルートで伝達される信号同士の位相差によって形成される減衰極の数が０または偶数のときはｍ＝１，奇数のときはｍ＝－１とすると、
    ａ×ｂ×ｃ×ｄ×ｅ×ｆ×ｇ×ｈ×ｊ×ｋ×ｍ＝－１を満足するように、前記第１のバンドパスフィルタの前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数および前記第２のバンドパスフィルタの前記共振器群に含まれる前記１／２波長共振器の数が定められていることを特徴とするフィルタ回路。
  2. 　請求項１に記載のフィルタ回路を含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部とを備えることを特徴とする無線通信モジュール。
  3. 　請求項２に記載の無線通信モジュールと、前記ＲＦ部に接続されたアンテナとを備えることを特徴とする無線通信機器。
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