WO2009115555A1 - Dispositif de commande d'une alimentation a decoupage dc dc, du type a n voies entrelacees - Google Patents

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WO2009115555A1
WO2009115555A1 PCT/EP2009/053205 EP2009053205W WO2009115555A1 WO 2009115555 A1 WO2009115555 A1 WO 2009115555A1 EP 2009053205 W EP2009053205 W EP 2009053205W WO 2009115555 A1 WO2009115555 A1 WO 2009115555A1
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WO
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power supply
cell
power
switch
control device
Prior art date
Application number
PCT/EP2009/053205
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English (en)
Inventor
Daniel Chatroux
Jean-Claude Dolhagaray
Francis Roy
Original Assignee
Commissariat A L'energie Atomique
Peugeot Citroen Automobiles S.A.
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Publication date
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Priority to JP2011500215A priority patent/JP2011516015A/ja
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Priority to EP09721249.2A priority patent/EP2258036B1/fr
Publication of WO2009115555A1 publication Critical patent/WO2009115555A1/fr

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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Definitions

  • the present invention relates to a DC DC switching power supply, with n interleaved channels, and more particularly to a device for controlling such a power supply.
  • the invention applies in particular to the supply of a regulated DC voltage of determined level, from the energy supplied by a fuel cell.
  • Fuel cells are used in many applications. They are for example used as a source of energy in electric motor vehicles, or for recharging batteries, for example for recharging batteries of portable devices (eg phones).
  • Non-isolated DC DC switching power supplies also known as converters or choppers, are usually used to convert the DC voltage supplied by the battery into another DC voltage, which may be higher or lower and which may be of the same polarity or reverse polarity, depending on the topology of the feed.
  • the power processed by the power supply depends on the output load, that is, on the application that uses the output voltage.
  • switching power supplies of the interleaved cell type reduce the current ripple at the input of the power supply and at the output.
  • the reduction of the input and output ripple is a quality criterion of a switching power supply.
  • Each cell is a converter.
  • interleaving comes from the fact that the cells supply in phase the power to an output capacitor, which can be common to the cells or specific to each cell.
  • the interleaved cells are each a DC DC converter.
  • each DC DC conversion cell is a generally tripole electrical circuit with an input terminal, an output terminal and a common terminal.
  • This electrical circuit comprises at least one switch and a diode and an energy storage element, typically an inductor
  • the input voltage is applied between the input terminal and the common
  • An output capacitor is connected between the output terminal and the common.
  • the input to the output is via the energy storage element, which stores the energy and then returns it at the rate of switching of the switch to the open state and the closed state. Voltage regulation is ensured by the conduction time (closed state) of the switching switch.
  • the switch S is generally made by a field effect transistor. This is why we speak indifferently switch in the open state, or blocked, and in the closed state or passing. Typically in the range of input and output voltages from a few volts to a few thousand volts, an IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) type transistor, capable of withstanding high voltages across its terminals, is preferably used. This technological solution ensures the reliability of the converter while minimizing the cost of the components.
  • FIGS. 1a to 1c detailing the structure and operation of a Bd cell, and FIGS.
  • the conversion cell Bd (FIG. 1 a) is a tripole with a star topology: a switch S, an inductor L and a diode D each form a branch of the tripole.
  • the branches all start from a common node A, and their termination forms one of the three terminals of the tripole.
  • the topology of the cell BQ is that of a voltage booster converter BC (boost).
  • Switch S is connected between the node A and the common terminal B 3 .
  • the diode has its anode connected to the node A, and its cathode connected to the output terminal B 2 .
  • the inductor L is connected between the input terminal B 1 and the node A.
  • the two operating phases of such a converter, which correspond to the two closed and open states of the switch S, are as follows:
  • the level of the output voltage is in practice a function of the duration of the opening and closing times of the switch. If the switching power supply operates at a constant frequency f and in a continuous conduction mode (ie the current flowing through the inductance never vanishes), the output voltage Us is equal to ⁇ * Ue.
  • FIG. 2 illustrates a switching power supply with n interleaved cells, charging a single output capacitor C s .
  • n 3 cells Bd, BC 2 , BC 3 identical (L, S, D) and in parallel: their terminals B 1 are connected together; their terminals B 2 are connected together; their terminals B 3 are connected together.
  • the power supply comprises a single output capacitor C s , connected between the output terminals B 2 and common B 3 of each cell.
  • the input voltage U ⁇ is applied between the input terminals B 1 and the common terminal B 3 of each cell.
  • the cells have the same converter topology, ie boost, as the cell shown in FIG.
  • n 3 switching switches S are each controlled as indicated in relation with FIGS. 1a to 1c, at the same switching frequency f, but the different channels are shifted relative to each other by a time offset of fixed duration, corresponding to a phase shift between each cell of 2 ⁇ / nf.
  • the frequency of the currents and voltages seen by the load is thus n times greater than what is obtained with a single cell.
  • the input ripples and the output capacitor are reduced.
  • This resonant circuit 10 allows a blocking of the current-zero switching switch, to go from the storage phase to the energy transfer phase.
  • the blocking also occurs at zero voltage.
  • the technical effect produced by a lossless blocking is in particular to render the wiring inductances of the charge transfer loop (T, D, C) without effect unaffected by the efficiency of the supply. Thus, even if the wiring inductances are high, they no longer intervene in the conversion.
  • FIGS. 3a and 3b detail one embodiment of this resonant circuit 10.
  • FIG. 3a corresponds to the supply topology shown in FIG. 2.
  • FIG. 3b illustrates a similar supply topology, but with an output capacitor by cell. Feed efficiency is improved over intermeshed structures without resonance. For comparison, in a non-resonant interlaced cell feed, it is usual to obtain yields of the order of 92% to 93% at full power. With resonance, these full power yields reach 96%, a gain of the order of 3% to 4%.
  • the maximum power transferred by the converter is usually understood as full power, the limit being fixed by the nature of the components used.
  • a power supply does not always work at full power, that is to say that the current that is called by the load can vary. This may depend on the application because a power supply is designed for a certain power range, which allows it to be used for different applications. But then, not all applications have the same power requirements. In addition, the power required by a given application may vary over time.
  • the power P processed by the power supply typically depends on the requested output level Vs and the current Is called by the output load, that is to say the conditions of use of the power supply.
  • This table shows the efficiency ⁇ of the power supply, corresponding to the ratio between the output power and the input power, as a function of the required output voltage level Vs, the input voltage level VE, and the power level treated. P by the diet.
  • the maximum power is 9kW.
  • the efficiency varies with the conditions of use: the efficiency is degraded with a lower electric power treated.
  • the yields become lower than those of non-resonance power supplies.
  • the level of loss of all the resonant circuits of the converter can be limited to levels of the order of 1% to 2% of the total power of the converter by the use of high-performance polypropylene capacitors with low armature series resistance and planar inductances, it remains that there is a drop in performance when the power is not working at full power.
  • these fixed losses correspond to a yield drop of 4.5% when the converter works at one third of its power.
  • the object of the invention is therefore more particularly to deal with degraded efficiency of an interlaced cell supply, due to fixed losses of power in the resonant circuit.
  • An idea underlying the invention is to modulate the number of conversion channels that are actually activated among the n channels of the power supply, as a function of the power level processed by the converter, so as to reduce the share of the losses. fixed with the drop of power processed.
  • the invention therefore relates to a control device in interleaved mode of a switching power supply DC DC comprising n cells each forming a conversion path from an input voltage to an output voltage, the device comprising a control circuit for a number of channels to be activated according to a level of power or current in the power supply, characterized in that for a number m of channels to be activated, said control circuit of the number m of activated channels applies a mechanism between the n available channels.
  • the invention also relates to a non-isolated DC DC switching power supply comprising n cells each forming a conversion path from an input voltage to an output voltage, the channels of which can be activated or inhibited by such a control device.
  • FIGS. 1 a, 1 b, 1 c already described illustrate a booster voltage booster cell, and its two operating phases
  • FIG. 2 illustrates an example of an uninsulated DC DC switching power supply with interlaced cells, to which a control device according to the invention can be applied, and which preferably comprises in each cell, a resonant circuit in which switch switch is placed;
  • FIG. 3a corresponds to FIG. 2, with a detailed electric diagram of one embodiment of such a resonant circuit
  • FIG. 3b illustrates a variant of the power supply of FIG. 3a, with an output capacitor by cell;
  • FIG. 4 is a timing diagram of the control signals of the switches S and auxiliary switches Saux of two corresponding resonant circuit conversion cells, used in the power supply illustrated in FIG. 2 or 3a,
  • FIGS. 5, 6, 7 illustrate the corresponding current and voltage waveforms obtained in a cell
  • FIG. 9 illustrates the function of determining the number of active channels
  • FIG. 10 illustrates a rolling principle of the active channels on the n available channels of a power supply, according to an improvement of the invention.
  • FIG 1 1 is a block diagram illustrating the general principle of control of active channels according to the invention.
  • the invention applies to an uninsulated DC DC switching power supply with n interleaved BQ cells, with n being at least equal to 2. It applies advantageously to a supply of n interleaved, resonant cells, as illustrated.
  • Each cell is comparable to a conversion path. This conversion path is active when, in a power conversion cycle, there is a phase of energy storage in the cell, obtained by the closed state control of the switching switch S (FIGS. 2, 3a, 3b, 4). The return to the open state triggers the energy transfer phase at the output. If the switch is never switched on or off, there is no energy storage phase, and therefore there can be energy transfer.
  • the conversion path is inactive, or inhibited.
  • a control circuit 2 is added.
  • activation of the channels which, on the basis of a power detection or of the current processed by the power supply, will allow or prevent the transfer to the cells of these control signals.
  • a calculation circuit 4 determines in real time a number m of channels to be activated as a function of the power or current detected by an appropriate detection circuit 3, which it supplies to the circuit 2 for activating control tract.
  • the invention particularly applies to a supply of n interleaved cells as illustrated in FIG. 2, in which the switching switch S of each cell is placed in a resonant circuit 10, such as the resonant circuit detailed in Figures 3a and 3b.
  • the switching switch S of a cell is connected between the node A and the node B 3 , as described in introduction with reference to FIG.
  • the function of the resonant circuit 10 is to enable the switch to the open state of the switch S at zero current.
  • the transition from the closed state to the open state is also zero voltage.
  • the opening of the switch S is thus carried out without losses, which allows the energy transfer loop (switch S, diode D, output capacitor Cs) not to suffer losses in the wiring inductances.
  • the resonant circuit typically comprises an inductor and a resonance capacitor. It also includes an auxiliary switch
  • the resonance phase makes it possible to cancel the current in the switch S.
  • the latter can then be switched to the open state, causing the energy transfer phase to be switched on.
  • the resonant circuit 10 of a cell BCi comprises:
  • inductance L 2 connected in series between the switch S and the node A, and a diode Dp connected in parallel with the switch with its anode connected to the node B 3 and its cathode connected to the connection point 1 1 between the switch S and inductance L 2 ;
  • diodes Daux and Dp can each be made by a discrete component placed in parallel on the associated IGBT transistor, ie in parallel on Saux and S respectively, or integrated with this transistor in the same housing.
  • the different operating phases of the Bd cell with the resonant circuit 10 are illustrated in FIGS. 5 to 7:
  • ST energy storage step the switch S is controlled in the closed state (passing). Diode D hangs. The inductance L of the cell stores the electrical energy in electromagnetic form.
  • -Resonance step R The Saux switch is switched to the closed state. Diode D is blocked; switch S is always closed.
  • Switching the Saux switch to the closed state establishes a resonance between the capacitor Cres and the inductor Lres: the voltage across the capacitor Cres drops to reverse; and the diode D2 is turned on when the voltage of its cathode (node 12) becomes lower than that of its anode (node A). The current flowing through the diode D2 makes it possible to cancel the current in the switch S.
  • the switch S can be switched to the open state, passing the conversion cell into the energy transfer phase.
  • the parallel diode Dp makes it possible to let the reverse current pass and to terminate the resonance phase, with the inductance L2, which then takes place since the diode Dp leads to: terminals of the switch S is also zero, by the conduction of Dp.
  • the switching of the switch S to the open state can thus be a smooth switching, without energy losses.
  • Diode D leads, switch S is open, and the switch Saux is open.
  • the energy is transferred from the inductor L to the output capacitor Cs.
  • the capacitor Cres is charged under the output voltage U s .
  • each of the cells of such a power supply requires in practice two control signals, one for each of the switches S and Saux, so as to switch appropriately to the closed state and open these two switches, and get the described operation.
  • These signals are in practice generated in a known manner by circuits such as pulse width modulation circuits, at the switching frequency f and time-definite time division circuits so that the different channels are shifted one by one. relative to the others of a time shift of fixed duration, advantageously equal to 2 ⁇ / nf.
  • the different durations (closing time of the switches S and Saux, or offset 2 ⁇ / nf) can be generated by a programmable circuit, on the basis of simulations.
  • a circuit for generating the control signals of the switching switches S and the auxiliary switches Saux for these five conversion cells BC 1 to BC 5 is illustrated by way of example on FIG. In this example, fixed cycle ratios and time offsets, based on simulation results, have been considered so that the signals have the shapes shown in FIG. 4.
  • Such signals are typically generated primarily by means of pulse modulation circuits rated 200 and 200 ', based on SYNC1 to SYNC5 timing signals typically provided by a programmable circuit 100, from a CK clock signal. .
  • the pulse modulation circuits are in the example configured so as to supply the respective control signals with the desired cycle ratio, ie ⁇ for the signals denoted PWm 1 to Pwm 5 applied to the switching switches, and ⁇ 'for the signals denoted P 1 Wm 1 to P'wm 5 applied to the auxiliary switches of the resonant circuits.
  • the control circuit comprises a circuit 20-1 for measuring the power or the processed current, to provide a value P A , a circuit 20-2 for calculating the number of conversion channels to be activated as a function of this value, and a circuit 20-3 for generating the activation / inhibition signals of the conversion channels.
  • the circuit 20-1 for measuring the processed power provides a value P A.
  • This measuring circuit or power detection corresponds to the circuit 3 of FIG.
  • the power measurement can typically be obtained by a measurement of the current in the output load Z of the power supply (FIG. 2) and a measurement of the voltage at its terminals.
  • the circuit 20-2 is a circuit for calculating the value of m as a function of the detected power P A. It corresponds to circuit 4 of FIG. 11. It implements a function F (PA), in stair steps: if n is the number of channels of the supply, each step of the function associates a value of m on the space of integers between 1 and n and a power range delimited by two threshold values. The number of steps of the function F (Pa) is equal to the number n of channels.
  • PA function
  • a corresponding calculation circuit 20-2 can thus be simply carried out by a circuit for comparing the value P A with threshold values v1, v2, v3, v4, v5, to provide a value of m, depending on the power range in which the detected power is located.
  • the threshold values are in practice determined by simulation for a given power supply, and according to the power measurement circuit 20-1 used. In general, if we consider n threshold values ranked in ascending order of the first, equal to the smallest value v1, the nth, equal to the largest value V n , the circuit implements the following rules:
  • the value V n preferably corresponds to the maximum power of the power supply.
  • the calculation circuit 20-2 provides the calculated number m to a channel control circuit 20-3 (circuit 2 in FIG. 11). This control circuit activates a corresponding state of an inhibition signal for each channel / cell.
  • the detection and management of the number m of channels are performed in real time, in synchronism with the conversion cycles.
  • the value of m applicable to each conversion cycle is defined.
  • the channel control circuit determines which channels it activates, and leaves the others off: the switches of the deactivated channels remain open or not.
  • the channel control circuit performs a rolling of the m channels to be activated on the n available channels of the supply, since m is different from n.
  • the permutation rules can be more or less complex. They depend on the number of permutation possibilities offered, given the difference between m and n.
  • Such a holding element R is for example shown in dashed lines in FIGS. 3a and 3b. To lighten the figures, it has been shown only on one of the cells, it being understood that each of the cells will in practice include such an element.
  • This holding element is advantageously a resistor R connected between the terminal 12 of the resonance capacitor and an output terminal B2 of each cell of the power supply. It will preferably have a value of several hundred kiloohms.
  • the ripple gain at the input and at the output of the power supply is less than when all the channels are active. This is acceptable, however, as it corresponds to conditions of use of the reduced power supply and consequently to reduced temperature rise.
  • the invention has been described in connection with uninsulated power supplies, but it could also apply to power supplies with isolation (transformer).

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Abstract

Dans une alimentation à n cellules de conversion BCi entrelacées, un dispositif de commande active m voies parmi les n voies, 1= m= n, en fonction de la puissance (PA) ou du courant traité par l'alimentation. La cellule peut être de topologie, boost, buck, buck/boost, Cuk, SEPIC. Application aux piles à combustible.

Description

DISPOSITIF DE COMMANDE D'UNE ALIMENTATION A DECOUPAGE DC DC, DU TYPE A n VOIES ENTRELACEES
La présente invention concerne une alimentation à découpage DC DC, à n voies entrelacées, et plus particulièrement un dispositif de commande d'une telle alimentation.
L'invention s'applique notamment à la fourniture d'une tension continue régulée de niveau déterminé, à partir de l'énergie fournie par une pile à combustible.
Les piles à combustibles sont utilisées dans de nombreuses applications. Elles sont par exemple utilisées comme source d'énergie dans les véhicules automobiles électriques, ou pour recharger des batteries, par exemple pour la recharge de batteries de dispositifs portables (téléphones par exemple).
Des alimentations à découpage, DC DC non isolées, encore appelées convertisseurs ou hacheurs, sont habituellement utilisées pour convertir la tension continue fournie par la pile en une autre tension continue, qui peut être plus élevée ou plus basse et qui peut être de même polarité ou de polarité inverse, selon la topologie de l'alimentation. La puissance traitée par l'alimentation dépend de la charge en sortie, c'est-à-dire de l'application qui utilise la tension fournie en sortie.
Dans l'invention, on s'intéresse tout particulièrement aux alimentations à découpage du type à cellules entrelacées. Ces alimentations permettent de réduire l'ondulation de courant en entrée de l'alimentation et en sortie. La réduction de l'ondulation en entrée et en sortie est un critère de qualité d'une alimentation à découpage. Chaque cellule est un convertisseur.
La notion d'entrelacement vient de ce que les cellules fournissent en déphasage la puissance vers un condensateur de sortie, qui peut être commun aux cellules ou propre à chaque cellule.
Les cellules entrelacées sont chacune un convertisseur DC DC.
Elles ont toutes la même topologie qui est choisie en fonction de la gamme de puissance et du gain recherchés pour l'application considérée. Les différentes topologies d'alimentation bien connues qui sont utilisées dans ces alimentations, sont les topologies élévateur de tension dites "boost", abaisseur de tension, "buck", inverseur et élévateur/abaisseur de tension "buck-boost", ou les topologies "Cuk" du nom de son inventeur, élévateur/abaisseur de tension ou SEPIC ( "Single ended primary inductor converter'). D'une manière commune à ces différentes topologies, chaque cellule de conversion DC DC est un circuit électrique généralement tripôle avec une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne commune. Ce circuit électrique comprend au moins un interrupteur et une diode et un élément de stockage d'énergie, typiquement une inductance. La tension d'entrée est appliquée entre la borne d'entrée et le commun. Un condensateur de sortie est connecté entre la borne de sortie et le commun. Le transfert d'énergie de l'entrée vers la sortie se fait par l'intermédiaire de l'élément de stockage d'énergie, qui stocke l'énergie puis la restitue au rythme de la commutation de l'interrupteur à l'état ouvert et l'état fermé. La régulation de tension est assurée par le temps de conduction (état fermé) de l'interrupteur à découpage.
L'interrupteur S est généralement réalisé par un transistor à effet de champ. C'est pourquoi on parle indifféremment d'interrupteur à l'état ouvert, ou bloqué, et à l'état fermé ou passant. Typiquement dans la gamme des tensions d'entrée et de sortie de quelques volts à quelques milliers de Volts, on utilise de préférence un transistor de type IGBT (Isolated Gâte Bipolar Transistor), capable de supporter des tensions élevées à ses bornes. Cette solution technologique permet d'assurer la fiabilité du convertisseur tout en minimisant le coût des composants. Le fonctionnement d'une cellule, et celui d'une alimentation à cellules entrelacées vont être rappelés, en relation avec les figures 1 a à 1 c, détaillant la structure et le fonctionnement d'une cellule Bd, et les figures 2, 3a et 3b détaillant une alimentation comportant trois cellules de ce type, Bd , BC2 et BC3. La cellule de conversion Bd, (figure 1 a) est un tripôle, avec une topologie en étoile : un interrupteur S, une inductance L et une diode D forment chacun une branche du tripôle. Les branches partent toutes d'un nœud commun A, et leur terminaison forme l'une des trois bornes du tripôle.
Dans l'exemple illustré, la topologie de la cellule BQ est celle d'un convertisseur élévateur de tension BC (boost). L'interrupteur S est connecté entre le nœud A et la borne commune B3. La diode a son anode connectée au nœud A, et sa cathode connectée à la borne de sortie B2. L'inductance L est connectée entre la borne d'entrée B1 et le nœud A.
L'interrupteur à découpage S est commandé de manière habituelle en mode de modulation de largeur d'impulsion, par un signal impulsionnel à fréquence f constante, qui le met alternativement dans un état fermé, pendant un temps de fermeture noté cet et un état ouvert, pendant un temps d'ouverture de durée t-αt, α étant le rapport cyclique entre le temps de fermeture de l'interrupteur et la période complète du cycle (t=1 /f). Les deux phases de fonctionnement d'un tel convertisseur, qui correspondent aux deux états fermé et ouvert de l'interrupteur S, sont les suivantes :
-lorsque l'interrupteur S est fermé : l'inductance L est en parallèle sur la source de tension d'entrée et le courant augmente dans l'inductance. C'est la phase de stockage d'énergie. La diode D est alors bloquée. Le schéma électrique équivalent est illustré sur la figure 1 b.
-lorsque l'interrupteur S est ouvert, l'inductance L se trouve en série avec la source de tension d'entrée Uθ. Le courant traverse l'inductance L et la diode D et le condensateur de sortie Cs se charge. C'est la phase de transfert d'énergie. Le schéma électrique équivalent est illustré sur la figure 1 c. La tension aux bornes du condensateur de sortie Cs devient plus élevée que la tension d'entrée.
Le niveau de la tension de sortie est en pratique fonction des durées des temps d'ouverture et de fermeture de l'interrupteur. Si l'alimentation à découpage travaille à fréquence constante f et en mode de conduction continue (c'est à dire que le courant qui traverse l'inductance ne s'annule jamais), la tension de sortie Us est égale à α*Ue.
La figure 2 illustre une alimentation à découpage à n cellules entrelacées, chargeant un unique condensateur de sortie Cs. Dans l'exemple, n=3 cellules Bd, BC2, BC3 identiques (L, S, D) et en parallèle : leurs bornes B1 sont reliées ensemble ; leurs bornes B2 sont reliées ensemble ; leurs bornes B3 sont reliées ensemble. L'alimentation comprend un unique condensateur de sortie Cs, connecté entre les bornes de sortie B2 et de commun B3 de chaque cellule. La tension d'entrée Uθ est appliquée entre les bornes d'entrée B1 et de commun B3 de chaque cellule. Dans cette figure, les cellules ont la même topologie de convertisseur, i.e. élévateur de tension (boost), que la cellule représentée à la figure 1 a.
Les n=3 interrupteurs à découpage S sont chacun commandés comme indiqué en relation avec les figures 1 a à 1 c, à la même fréquence de découpage f, mais les différentes voies sont décalées les unes par rapport aux autres d'un décalage temporel de durée fixe, correspondant à un déphasage entre chaque cellule de 2π/nf. La fréquence des courants et des tensions vue par la charge est ainsi n fois supérieure à ce qui est obtenu avec une unique cellule. Les ondulations en entrée et dans le condensateur de sortie sont réduites.
Dans l'invention, on s'intéresse notamment à un perfectionnement de ces alimentations à n cellules entrelacées, qui permet avantageusement de faciliter le placement des différents composants eu égard à l'évacuation thermique, et de diminuer voire annuler l'ondulation de tension ou courant en entrée et en sortie, due aux inductances de câblage amenées par les connexions à réaliser entre les différents éléments de l'alimentation. Ce sont notamment les inductances de câblage Lw en série entre l'interrupteur S et la diode D de chaque cellule, qui perturbent la boucle de transfert de charge (interrupteur S, diode D, condensateur de sortie Cs). Ce sont aussi, lorsque l'alimentation comprend un condensateur de sortie par cellule, les inductances de câblage entre les condensateurs de sortie (non illustré sur la figure 2). Dans ce perfectionnement, l'interrupteur de découpage S de chaque cellule est placé dans un circuit résonnant, représenté schématiquement par un simple rectangle référencé 10 sur la figure 2, et qui contient l'interrupteur S.
Ce circuit résonant 10 permet un blocage de l'interrupteur de découpage à zéro de courant, pour passer de la phase de stockage à la phase de transfert d'énergie. Le blocage intervient aussi à zéro de tension. L'effet technique produit par un blocage sans pertes est notamment de rendre sans effets les inductances de câblage de la boucle de transfert de charge (T, D, C) sur le rendement de l'alimentation. Ainsi, même si les inductances de câblage sont élevées, elles n'interviennent plus dans la conversion. Les figures 3a et 3b détaillent un mode de réalisation de ce circuit résonnant 10. La figure 3a correspond à la topologie d'alimentation représentée à la figure 2. La figure 3b illustre une topologie d'alimentation similaire, mais avec un condensateur de sortie par cellule. Le rendement de l'alimentation est amélioré par rapport aux structures entrelacées sans résonnance. A titre de comparaison, dans une alimentation à cellules entrelacées sans résonnance, il est habituel d'obtenir des rendements de l'ordre de 92 % à 93 %, à pleine puissance. Avec la résonnance, ces rendements à pleine puissance atteignent 96%, soit un gain de l'ordre de 3 % à 4 %.
On entend habituellement par pleine puissance, la puissance maximale transférée par le convertisseur, la limite étant fixée par la nature des composants utilisés.
Dans la pratique, une alimentation ne travaille pas toujours à pleine puissance, c'est-à-dire que le courant qui est appelé par la charge peut varier. Cela peut dépendre de l'application, car une alimentation est conçue pour une certaine plage de puissance, qui permet qu'elle soit utilisée pour différentes applications. Mais ensuite, toutes les applications n'ont pas les mêmes besoins en puissance. En outre, la puissance requise par une application donnée peut varier avec le temps.
Cependant, si l'alimentation ne travaille pas à pleine puissance, le gain en rendement obtenu avec la structure entrelacée à résonnance est moindre, voire s'inverse. Ceci peut s'expliquer par le fait qu'un circuit résonnant qui comprend par définition des éléments résonnants, - inductance de résonnance et condensateur de résonnance-, est le siège de pertes de puissance propres. L'importance de ces pertes ne dépend que du niveau de tension de sortie qui va charger le condensateur de résonance. L'énergie traitée par le circuit résonnant dépend en effet de la tension de sortie qui charge le condensateur de résonance. Cette tension de sortie modifie l'énergie stockée par ce condensateur de résonnance, et modifie donc l'énergie que traite le circuit résonant de la cellule. Ces pertes sont indépendantes de la puissance traitée par la cellule. On comprend donc que selon les conditions d'utilisation de l'alimentation, ces pertes des éléments résonnants ont plus ou moins d'importance. Pour illustrer ce problème, le tableau inséré ci-après montre le rendement η d'une alimentation donnée à n cellules entrelacées à circuit résonnant (n=3), en fonction de la puissance traitée par l'alimentation.
La puissance P traitée par l'alimentation, dépend typiquement du niveau de sortie demandé Vs et du courant Is appelé par la charge de sortie, c'est-à-dire des conditions d'utilisation de l'alimentation.
Ce tableau montre le rendement η de l'alimentation, correspondant au rapport entre la puissance de sortie et la puissance en entrée, en fonction du niveau de tension de sortie requis Vs, du niveau VE de tension en entrée, et du niveau de puissance traitée P par l'alimentation.
Figure imgf000008_0001
Dans ce tableau, pour l'alimentation prise en exemple, avec laquelle on a obtenu ces chiffres, la puissance maximale est de 9kW.
On peut voir dans ce tableau que le rendement varie avec les conditions d'utilisation : le rendement se dégrade avec une puissance électrique traitée plus faible. Notamment, à faible puissance traitée par l'alimentation, 2kW dans l'exemple du tableau, les rendements deviennent inférieurs à ceux des alimentations sans résonnance.
Si le niveau de perte de l'ensemble des circuits résonnants du convertisseur peut être limité à des niveaux de l'ordre de 1 % à 2% de la puissance totale du convertisseur par l'utilisation de condensateurs performants de type polypropylène à armature à faible résistance série et des inductances planars, il reste que l'on observe une chute du rendement quand l'alimentation ne travaille pas à pleine puissance. Typiquement, pour des pertes fixes dans les éléments résonnants correspondant à 1 ,5 % du rendement à pleine puissance, ces pertes fixes correspondent à une chute de rendement de 4,5% lorsque le convertisseur travaille au tiers de sa puissance. L'invention a ainsi plus particulièrement pour objet de traiter du rendement dégradé d'une alimentation à cellules entrelacées, dû à des pertes fixes de puissance dans le circuit résonnant.
Elle a plus généralement pour objet d'améliorer le rendement d'une alimentation à cellules entrelacées quel que soit le niveau de puissance traité par l'alimentation, dès lors que la structure de l'alimentation entraine des pertes de puissance, de niveau constant, dont la part augmente donc en proportion lorsque le puissance traitée par l'alimentation baisse.
Une idée à la base de l'invention est de moduler le nombre de voies de conversion qui sont réellement activées parmi les n voies de l'alimentation, en fonction du niveau de puissance traitée par le convertisseur, en sorte de baisser la part des pertes fixes avec la baisse de puissance traitée.
L'invention concerne donc un dispositif de commande en mode entrelacé d'une alimentation à découpage DC DC comprenant n cellules formant chacune une voie de conversion d'une tension d'entrée vers une tension de sortie, le dispositif comprenant un circuit de contrôle d'un nombre de voies à activer en fonction d'un niveau de puissance ou de courant dans l'alimentation, caractérisé en ce que pour un nombre m de voies à activer, ledit circuit de contrôle du nombre m de voies activées, applique un mécanisme de roulement entre les n voies disponibles.
L'invention concerne aussi une alimentation à découpage DC DC non isolée comprenant n cellules formant chacune une voie de conversion d'une tension d'entrée vers une tension de sortie, dont les voies peuvent être activées ou inhibées par un tel dispositif de commande.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention sont détaillés dans la description suivante en référence aux dessins illustrés d'un mode de réalisation de l'invention, donné à titre d'exemple non limitatif. Dans ces dessins : -les figures 1 a, 1 b, 1 c déjà décrites illustrent une cellule élévateur de tension de type boost, et ses deux phases de fonctionnement;
-la figure 2 illustre un exemple d'alimentation à découpage DC DC non isolée à cellules entrelacées, à laquelle un dispositif de commande selon l'invention peut s'appliquer, et qui comprend de préférence dans chaque cellule, un circuit résonnant dans lequel l'interrupteur de commutation est placé ; et
-la figure 3a correspond à la figure 2, avec un schéma électrique détaillé d'un mode de réalisation d'un tel circuit résonnant, -la figure 3b illustre une variante de l'alimentation de la figure 3a, avec un condensateur de sortie par cellule;
-la figure 4 est un chronogramme des signaux de commande des interrupteurs S et des interrupteurs auxiliaires Saux de deux cellules de conversion à circuit résonant correspondantes, utilisées dans l'alimentation illustrée sur la figure 2 ou 3a,
-les figures 5, 6, 7 illustrent les formes d'ondes de courant et de tension correspondantes obtenues dans une cellule ;
-la figure 8, est un schéma général d'un dispositif de commande d'une alimentation à n=5 cellules entrelacées selon la topologie illustrée sur les figures 2, 3a ou 3b, intégrant un circuit de contrôle du nombre de voies actives (m) selon l'invention ;
-la figure 9, illustre la fonction de détermination du nombre de voies actives
(m) en fonction de la puissance traitée par l'alimentation, appliquée dans l'invention; -la figure 10, illustre un principe de roulement des m voies actives sur les n voies disponibles d'une alimentation, selon un perfectionnement de l'invention ; et
-la figure 1 1 est un schéma-bloc illustrant le principe général de contrôle de voies actives selon l'invention.
L'invention s'applique à une alimentation à découpage DC DC non isolée à n cellules BQ entrelacées, avec n entier au moins égal à 2. Elle s'applique avantageusement à une alimentation à n cellules entrelacées, à résonnance, telles qu'illustrées aux figures 2, 3a, 3b. Chaque cellule est comparable à une voie de conversion. Cette voie de conversion est active dès lors que dans un cycle de conversion de l'alimentation, on a une phase de stockage d'énergie dans la cellule, obtenue par la commande à l'état fermé de l'interrupteur à découpage S (figures 2, 3a, 3b, 4). Le retour à l'état ouvert déclenche la phase de transfert d'énergie en sortie. Si l'interrupteur n'est jamais commuté à l'état fermé ou passant, il n'y a pas de phase de stockage d'énergie, et par suite il ne peut y avoir transfert d'énergie. La voie de conversion est inactive, ou inhibée.
Selon l'invention, et comme illustré sur le schéma de principe de la figure 1 1 , on choisit de pouvoir activer tout ou partie des voies de l'alimentation de manière conditionnelle, en fonction de la puissance traitée ou du courant dans l'alimentation. Au circuit 1 de commande habituel de l'alimentation, qui fournit donc les signaux de commande à appliquer aux n voies de l'alimentation, pour obtenir le fonctionnement déjà décrit en relation avec la figure 4 notamment, on ajoute un circuit 2 de contrôle d'activation des voies, qui, sur la base d'une détection de puissance ou du courant traitée par l'alimentation, va permettre ou empêcher le transfert vers les cellules, de ces signaux de commande. Plus précisément, un circuit de calcul 4 détermine en temps réel un nombre m de voies à activer en fonction de la puissance ou du courant détecté par un circuit de détection 3 approprié, nombre qu'il fournit au circuit 2 de contrôle d'activation des voies.
Avant de décrire plus en détail un dispositif de commande selon l'invention, il convient de décrire la structure de l'alimentation, avec son fonctionnement et les signaux de commande correspondants.
On a vu que l'invention s'appliquait tout particulièrement à une alimentation à n cellules entrelacées telle qu'illustrée sur la figure 2, dans laquelle, l'interrupteur à découpage S de chaque cellule est placé dans un circuit résonnant 10, tel que le circuit résonnant détaillé sur les figures 3a et 3b.
L'interrupteur à découpage S d'une cellule est connecté entre le nœud A et le nœud B3, comme décrit en introduction en référence à la figure
1 a. Lorsqu'il est commuté à l'état fermé, il ferme le chemin de conduction entre ces deux nœuds A et B3, rebouclant ainsi l'inductance L sur la source de tension Uθ : c'est la phase de stockage d'énergie (figure 1 b). Lorsqu'il est commuté à l'état ouvert (ou bloqué), il ouvre ce chemin de conduction entre
A et B3, ce qui déclenche la phase de transfert d'énergie dans le condensateur de sortie Cs (figure 1 c).
La fonction du circuit résonnant 10 est de permettre la commutation à l'état ouvert de l'interrupteur S à zéro de courant. Le passage de l'état fermé à l'état ouvert se fait aussi à zéro de tension. L'ouverture de l'interrupteur S est ainsi effectuée sans pertes, ce qui permet à la boucle de transfert d'énergie (interrupteur S, diode D, condensateur de sortie Cs) de ne pas subir de pertes dans les inductances de câblage. Le circuit résonant comprend typiquement une inductance et un condensateur de résonnance. Il comprend en outre un interrupteur auxiliaire
Saux, par lequel la phase de résonance est déclenchée, pendant la phase de stockage d'énergie, alors que l'interrupteur S est fermé.
La phase de résonance permet d'annuler le courant dans l'interrupteur S. Ce dernier peut alors être commuté à l'état ouvert, faisant passer l'alimentation en phase de transfert d'énergie.
Elle permet aussi avantageusement d'annuler le courant dans l'interrupteur auxiliaire Saux, qui peut être commuté à l'état bloqué sans pertes (à zéro de courant). Dans l'exemple de réalisation illustré sur les figures 3a et 3b, le circuit résonnant 10 d'une cellule BCi comprend :
-une inductance L2 connectée en série entre l'interrupteur S et le nœud A, et une diode Dp connectée en parallèle sur l'interrupteur avec son anode connectée au nœud B3 et sa cathode connectée au point de connexion 1 1 entre l'interrupteur S et l'inductance L2;
-une diode D2 et un condensateur de résonance Cres connectés en série entre les nœuds A et B3;
-une inductance Lres et un interrupteur auxiliaire Saux en parallèle sur le condensateur de résonance Cres ; l'inductance étant connectée au point de connexion 12 entre le condensateur de résonance Cres et ladite deuxième diode;
-une deuxième diode Daux en parallèle sur l'interrupteur auxiliaire Saux, avec sa cathode connectée au point de connexion 13 entre l'interrupteur auxiliaire Saux et l'inductance Lres. En pratique les diodes Daux et Dp peuvent être chacune réalisée par un composant discret placé en parallèle sur le transistor IGBT associé, c'est à dire en parallèle sur Saux et S respectivement, ou bien intégrée avec ce transistor dans un même boîtier. Les différentes phases de fonctionnement de la cellule Bd avec le circuit résonnant 10 sont illustrées sur les figures 5 à 7 :
-Phase de stockage d'énergie ST : l'interrupteur S est commandé à l'état fermé (passant). La diode D se bloque. L'inductance L de la cellule emmagasine l'énergie électrique sous forme électromagnétique. -Phase de résonance R : L'interrupteur Saux est commuté à l'état fermé (passant). La diode D est bloquée ; l'interrupteur S est toujours fermé.
La commutation à l'état fermé de l'interrupteur Saux, fait s'établir une résonance entre le condensateur Cres et l'inductance Lres : la tension aux bornes du condensateur Cres chute jusqu'à s'inverser; et la diode D2 est mise en conduction lorsque la tension de sa cathode (nœud 12) devient inférieure à celle de son anode (nœud A). Le courant qui traverse la diode D2, permet d'annuler le courant dans l'interrupteur S. L'interrupteur S peut être commuté à l'état ouvert, faisant passer la cellule de conversion en phase de transfert d'énergie. Lorsque le courant dans l'interrupteur S s'annule, la diode en parallèle Dp permet de laisser passer le courant inverse et de terminer la phase de résonance, avec l'inductance L2, qui intervient alors puisque la diode Dp conduit : la tension aux bornes de l'interrupteur S est également nulle, par la conduction de Dp. La commutation de l'interrupteur S à l'état ouvert peut ainsi être une commutation douce, sans pertes d'énergie.
Avec l'interrupteur S commuté à l'état ouvert, on entre dans la phase de transfert d'énergie :
-Phase de transfert d'énergie T :
La diode D conduit, l'interrupteur S est ouvert, et l'interrupteur Saux est ouvert. L'énergie est transférée de l'inductance L au condensateur de sortie Cs. Le condensateur Cres est chargé sous la tension de sortie Us.
La commande de chacune des cellules d'une telle alimentation, nécessite en pratique deux signaux de commande, un pour chacun des interrupteurs S et Saux, de manière à commuter de manière appropriée à l'état fermé et ouvert ces deux interrupteurs, et obtenir le fonctionnement décrit.
On note Pwmi et P'wmi, les signaux de commande de l'interrupteur à découpage S et de l'interrupteur auxiliaire d'une cellule Bd de l'alimentation, comportant n cellules Bd (i=1 à n).
Ces signaux sont en pratique générés de manière connue par des circuits tels que des circuits de modulation de largeur d'impulsion, à la fréquence de découpage f et des circuits de découpage temporel de durée fixe en sorte que les différentes voies sont décalées les unes par rapport aux autres d'un décalage temporel de durée fixe, avantageusement égal à 2π/nf . Dans une mise en œuvre simple, les différentes durées (temps de fermeture des interrupteurs S et Saux, ou décalage 2π/nf) peuvent être générées par un circuit programmable, sur la base de simulations.
Ces signaux de commande sont illustrés sur la figure 4, pour deux cellules de conversion successives Bd et Bd+-I . Hs ont la même fréquence f. Les signaux Pwrrii et P'wrrij d'une cellule Bd sont synchronisés en sorte de commander de manière synchrone l'ouverture des interrupteurs S et Saux. C'est le rapport de cycle, respectivement α+α' et α', qui change entre les deux signaux. De manière plus détaillée, et comme illustré sur ce chronogramme, dans chaque cellule :
-l'interrupteur Saux est commandé par un signal de commande P'wrrij tel que l'interrupteur Saux conduit (est fermé) pendant une durée fixe
Figure imgf000014_0001
-l'interrupteur S est commandé par un signal Pwrrii tel que l'interrupteur S conduit avant l'interrupteur Saux, pendant une durée cet et pendant la durée taux=CC't .
-les deux interrupteurs S et Saux passent à l'état ouvert (ou bloqué) de manière synchronisée, marquant la fin de la phase de stockage et le début de la phase de transfert d'énergie, pour la voie correspondante. Considérons une alimentation avec la structure qui vient d'être décrite. Supposons qu'elle comporte n=5 cellules de conversion, que l'on note BC1 à BC5.
Un circuit de génération des signaux de commande des interrupteurs à découpage S et des interrupteurs auxiliaires Saux pour ces cinq cellules de conversion BCi à BC5 est illustré à titre d'exemple sur la figure 8. Dans cet exemple, on a considéré des rapports de cycle et des décalages temporels fixés, à partir de résultats de simulation, en sorte que les signaux ont les formes illustrées sur la figure 4.
De tels signaux sont habituellement générés au moyen principalement de circuits de modulation d'impulsion notés 200 et 200', sur la base de signaux de synchronisation SYNC1 à SYNC5 typiquement fournis par un circuit programmable 100, à partir d'un signal d'horloge CK. Les circuits de modulation en impulsion sont dans l'exemple configurés de manière à fournir les signaux de commande respectifs avec le rapport de cycle voulu, soit α pour les signaux notés PWm1 à Pwm5 appliqués aux interrupteurs à découpage, et α' pour les signaux notés P1Wm1 à P'wm5 appliqués aux interrupteurs auxiliaires des circuits résonnants. Le circuit programmable est configuré pour obtenir le décalage temporel voulu entre les signaux de synchronisation (2π/nf, avec ici n=5). Ils sont appliqués aux interrupteurs respectifs S et Saux au moyen d'amplificateurs de courant, encore appelés drivers, suivant la terminologie anglo-saxonne, qui sont notés 300-1 à 300-5 pour ceux pilotant les interrupteurs à découpage S et 300'-1 à 300'-5 pour les interrupteurs auxiliaire de résonnance Saux. Dans l'invention, pour optimiser le rendement de cette alimentation, compte tenu des pertes fixes dans les circuits résonnants, le dispositif de commande comprend en outre un circuit 20 de contrôle du nombre de voies de conversion activées, en fonction de la puissance PA ou du courant traité par l'alimentation, de manière à activer m voies, sur les n voies de l'alimentation, où m prend une valeur inférieure ou égale à n, selon la valeur de la puissance PA ou du courant détecté. Dans l'exemple, n= 5.
Le circuit de contrôle comprend un circuit 20-1 de mesure de la puissance ou du courant traité, pour fournir une valeur PA, un circuit 20-2 de calcul du nombre de voies de conversion à activer en fonction de cette valeur, et un circuit 20-3 de génération des signaux d'activation/inhibition des voies de conversion.
Le circuit 20-1 de mesure de la puissance traitée fournit une valeur PA. Ce circuit de mesure ou détection de puissance correspond au circuit 3 de la figure 1 1 . La mesure de puissance peut typiquement être obtenue par une mesure du courant dans la charge Z de sortie de l'alimentation (figure 2) et une mesure de la tension à ses bornes.
Le circuit 20-2 est un circuit de calcul de la valeur de m en fonction la puissance détectée PA. Il correspond au circuit 4 de la figure 11. Il met en oeuvre une fonction F(PA), en marches d'escalier : si n est le nombre de voies de l'alimentation, chaque marche de la fonction associe une valeur de m sur l'espace des entiers compris entre 1 et n et une plage de puissance délimitée par deux valeurs de seuil. Le nombre de marches de la fonction F(Pa) est égal au nombre n de voies.
Cette fonction F(Pa) est illustrée sur la figure 9, pour n = 5. Un circuit de calcul 20-2 correspondant peut être ainsi simplement réalisé par un circuit de comparaison de la valeur PA à des valeurs de seuil v1, v2, v3, v4, v5, pour fournir une valeur de m, en fonction de la plage de puissance dans laquelle se trouve la puissance détectée.
Les valeurs de seuil sont en pratique déterminées par simulation pour une alimentation donnée, et en fonction du circuit 20-1 de mesure de puissance utilisé. De façon générale, si on considère n valeurs de seuil classées par ordre croissant de la première, égale à la plus petite valeur v1 , à la nième, égale à Ia plus grande valeur Vn, le circuit met en œuvre les règles suivantes :
-m égal 1 tant que le niveau détecté PA est inférieur à la première valeur de seuil (V1);
-m égal à i, tant que ledit niveau détecté est supérieur à la i-1-ième valeur de seuil (vu) et inférieur à la i-ième valeur de seuil (Vj)1 pour i entier compris entre 2 et n.
La valeur Vn correspond de préférence à la puissance maximale de l'alimentation.
Le circuit de calcul 20-2 fournit le nombre m calculé à un circuit de contrôle des voies 20-3 (circuit 2 sur la figure 11). Ce circuit de contrôle active un état correspondant d'un signal d'inhibition pour chaque voie/cellule.
Dans l'exemple on a ainsi 5 signaux EnI à En5 : Ce signal est appliqué en pratique sur une entrée d'inhibition des amplificateurs de courant (300-i, 300'-i) associés aux interrupteurs S et Saux de la cellule respective BCj. Parmi ces 5 signaux, m signaux activent les amplificateurs correspondants, et n-m les désactivent.
En pratique la détection et la gestion du nombre m de voies sont réalisées en temps réel, en synchronisme avec les cycles de conversion. En d'autres termes, on définit la valeur de m applicable à chaque cycle de conversion. On peut prévoir de faire une détection sur une période plus longue. La valeur de m calculée pour un cycle de détection sera alors appliquée sur plusieurs cycles de conversion consécutifs. Dans l'exemple illustré sur la figure 10, on a ainsi m=3 parmi 5, et cette valeur m=3 est appliquée sur trois cycles de conversion consécutifs : cycle 1 , cycle 2 et cycle 3.
Dans une mise en œuvre de base de l'invention, le circuit de contrôle des voies (circuit 20-3 sur la figure 8, ou circuit 1 sur la figure 1 1 ) détermine quelles voies il active, et il laisse les autres désactivées : les interrupteurs des voies désactivées restent ouverts ou non passants.
Ce faisant, les pertes thermiques de l'alimentation ne sont plus uniformément réparties dans l'espace.
Selon un perfectionnement de l'invention illustré sur la figure 10, le circuit de contrôle des voies effectue un roulement des m voies à activer sur les n voies disponibles de l'alimentation, dès lors que m est différent de n. Les règles de permutation peuvent être plus ou moins complexes. Elles dépendent du nombre de possibilités de permutation offertes, compte-tenu de l'écart entre m et n. Selon un autre aspect de l'invention, et s'agissant d'une application à une alimentation comportant un circuit résonnant 10 tel qu'illustré et décrit en relation avec les figures 3a et 3b, on prévoit en outre un élément de maintien de la charge du condensateur de résonnance Cres du circuit résonant 10. En effet, pour une cellule qui n'est pas activée pendant un ou plusieurs cycles de conversion, il est intéressant de limiter la décharge du condensateur de résonnance Cres par des courants parasites. Le maintien à l'état chargé de ce condensateur permettra d'assurer la commutation sans pertes de l'interrupteur à découpage S, au prochain cycle de conversion pour lequel la voie sera à nouveau activée. Un tel élément de maintien R est par exemple représenté en pointillé sur les figures 3a et 3b. Pour alléger les figures, il n'a a été représenté que sur une des cellules, étant entendu que chacune des cellules comprendra en pratique un tel élément. Cet élément de maintien est avantageusement une résistance R connectée entre la borne 12 du condensateur de résonnance et une borne de sortie B2 de chaque cellule de l'alimentation. Elle aura de préférence une valeur de plusieurs centaines de kiloohms.
En pratique on notera que pendant les temps d'arrêt ou d'inhibition de voies du convertisseur, le gain en ondulation en entrée et en sortie de l'alimentation est moindre que lorsque toutes les voies sont actives. Ceci est cependant acceptable, car cela correspond à des conditions d'utilisation de l'alimentation à puissance réduite et par suite, à élévation de température réduite. L'invention a été décrite à propos d'alimentations non isolées mais elle pourrait s'appliquer également à des alimentations avec isolement (par transformateur).

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de commande en mode entrelacé d'une alimentation à découpage DC DC comprenant n cellules formant chacune une voie de conversion d'une tension d'entrée vers une tension de sortie, le dispositif comprenant un circuit de contrôle (20) d'un nombre de voies à activer en fonction d'un niveau de puissance ou de courant (PA) dans l'alimentation, caractérisé en ce que pour un nombre m de voies à activer strictement inférieur à n, ledit circuit de contrôle du nombre m de voies activées, applique un mécanisme de roulement entre les n voies disponibles.
2. Dispositif de commande selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ledit circuit de contrôle (20) comprend des moyens (20-1 ) de détection de la puissance ou du courant consommé dans ladite alimentation, et des moyens (20-2) pour classer le niveau détecté, par rapport à une suite ordonnée de n valeurs de seuils (v1 ,...v5), permettant de faire correspondre un nombre m de voies à activer au classement résultant, m entier et 1 < m < n.
3. Dispositif de commande selon la revendication 2, caractérisé en ce que les dits moyens pour classer le niveau détecté, déterminent n valeurs de seuil classées par ordre croissant de la première, plus petite valeur, à la nième, plus grande valeur, et appliquent les règles suivantes : -m égal 1 tant que ledit niveau détecté est inférieur à la première valeur de seuil (V1);
-m égal à i, tant que ledit niveau détecté est supérieur à la i-1 -ième valeur de seuil (Vj-1) et inférieur à la i-ième valeur de seuil (Vj), pour i entier compris entre 1 et n.
4. Dispositif de commande selon la revendication 3, caractérisé en ce que la n-ième valeur (vn), correspond à une puissance ou un courant maximum dans l'alimentation.
5. Dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes, fournissant n signaux d'activation (Pwm1 , Pwm2, Pwm3,...,Pwmn) modulés en impulsion de même fréquence de découpage f, et décalés les uns par rapport aux autres d'un décalage temporel fixe, chacun pour commander un interrupteur à découpage (S) d'une cellule (BCi), caractérisé en ce que ledit circuit de contrôle (20), pilote un circuit d'inhibition (300-1 ) de la transmission à chaque cellule du signal d'activation correspondant, tel qu'à chaque instant, seuls m signaux d'activation parmi n soient transmis.
6. Dispositif de commande selon la revendication 5, l'interrupteur à découpage (S) de chaque cellule étant placé dans un circuit résonnant (10) d'aide à la commutation comprenant un interrupteur auxiliaire (Saux) de déclenchement d'une phase de résonnance (R), ledit dispositif de commande fournissant n signaux d'activation (Pwm1 \ Pwm2', Pwm3',...,Pwmn') supplémentaires modulés en impulsion de même fréquence de découpage f, et décalés les uns par rapport aux autres d'un décalage temporel fixe, chaque signal d'activation commandant le transistor auxiliaire (Saux) d'une cellule correspondante, et un circuit d'inhibition (300'-1 ) de la transmission desdits signaux d'activation supplémentaires tel qu'à chaque instant, seuls m signaux d'activation parmi n soient transmis.
7. Dispositif de commande selon la revendication 6, dans lequel le circuit résonnant de chaque cellule comprend un condensateur de résonnance (Cres), caractérisé en ce qu'il comprend en outre un élément de maintien (R) de la charge du condensateur de résonnance.
8. Dispositif de commande selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit élément de maintien est une résistance (R) connectée entre le condensateur et une borne de sortie (B2) de l'alimentation, ladite résistance ayant de préférence une valeur de plusieurs centaines de kiloohms.
9. Système d'alimentation d'une charge (Z) comprenant une pile à combustible (PC) suivie d'au moins une alimentation à découpage DC DC non isolée, du type à n cellules entrelacées, n entier au moins égal à 2, pour fournir un niveau régulé de tension continue à la dite charge sous le contrôle d'un dispositif de commande selon l'une quelconque des revendications précédentes.
10. Système d'alimentation selon la revendication 9, dans laquelle lesdites cellules sont du type élévateur de tension.
11. Système d'alimentation selon la revendication 9, dans laquelle lesdites cellules sont du type abaisseur de tension.
12 . Système d'alimentation selon la revendication 9, dans laquelle lesdites cellules sont du type inverseur et/ou abaisseur/éleveur de tension.
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