WO2009053388A2 - Stillstandsrotorpositionserkennungsverfahren - Google Patents

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WO2009053388A2
WO2009053388A2 PCT/EP2008/064283 EP2008064283W WO2009053388A2 WO 2009053388 A2 WO2009053388 A2 WO 2009053388A2 EP 2008064283 W EP2008064283 W EP 2008064283W WO 2009053388 A2 WO2009053388 A2 WO 2009053388A2
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Andreas Strecker
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Continental Teves Ag & Co. Ohg
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    • H02P2203/05—Determination of the rotor position by using two different methods and/or motor models

Definitions

  • the invention relates to a stoppage rotor position detection method in a drive circuit of a three-phase brushless electric motor according to the preamble of claim 1.
  • a method for determining the rotor position of a brushless DC electric motor (BLDC motor) with three phases is known.
  • a current applied to the motor windings induces a voltage across the motor windings and evaluates the polarity of the voltages.
  • the method is only suitable for determining the rotor position while the rotor is already rotating.
  • the method also permits position determination during a speed control (dynamic method), detection of the rotor position at standstill is not possible with the proposed method. Therefore, the method described is not suitable to ensure a safe motor start-up from standstill.
  • the commutation of the motor is realized by two different speed detection methods. At higher engine speed, the motor EMF is, as mentioned above, used to determine the commutation time. At standstill and at lower speeds takes place a determination of the motor segment, in which the rotor of the motor is, with a pulse test method in which voltage pulses of defined length are applied alternately to the three motor windings of the stator ⁇ connected motor terminals.
  • the maximum current caused by the voltage pulses which is generated in different directions, provides information about the field direction of the permanent magnet field adjacent to the motor winding, which passes through the corresponding winding.
  • the maximum current is determined via a shunt in the connecting line to the motor connections.
  • the analog-digital part of the electronics required for the current measurement is complex.
  • the sampling must be with the duty or the switch-synchro ⁇ ized.
  • the object of the present invention is therefore to provide a comparison with the known "Smart Start (TM)" method improved method that does not have the disadvantages described above.
  • the invention relates to a method for detecting the rotor position at a standstill and is suitable for determining the rotor position or the commutation time during engine running.
  • two of the three motor terminals are subjected to a voltage.
  • the measurement signal is removed.
  • three connection / measurement combinations are possible, which preferably all occur in the method (sequences A to C).
  • a measurement sequence for example, first combination A
  • DC voltages of different signs are applied to two of the three motor terminals. The DC voltage remains essentially the same for a limited period of time.
  • the periods of these electrical test pulses are preferably so short and / or so weak that they can not start the rotor, if this is stationary.
  • the induced voltage is measured at the third power supply, which is de-energized.
  • the measuring step can also be performed several times during a measuring sequence (the motor connections selected during a sequence remain the same).
  • the voltages are evaluated with regard to the rotor position. For this purpose, preferably three measurement sequences are required in which all motor connection combinations occur.
  • the invention further relates to a method in which a determination of the commutation time during the engine run is carried out with the steps:
  • the comparator result is a time sequence of the alternating binary logic states zero and one.
  • the reference potential used for comparison is applied to the virtual star point of the circuit.
  • this potential is slightly shifted relative to the star point potential (for example half of the supply voltage VCC) by a voltage offset, in particular this offset is within a range of + -40 Percent with respect to the absolute value of the neutral point potential.
  • the shift is within a range of + -10 percent with respect to the absolute value of the neutral point potential.
  • the above method offers the advantage that the commutation time can be determined without an A / D converter.
  • Fig. 2 is a comparison with FIG. 1 extended circuit example
  • Fig. 3 is a diagram showing the timing of signal levels in the above circuit.
  • the circuit in Fig. Ia) comprises a comparator 1, which can be connected on the input side via a multiplexer 2 with the 3 motor terminals TA, TB and TC of the engine.
  • An additional A / D converter or a DSP for evaluating the motor emf or the test pulses is not necessary because the circuit can also be used to detect the commutation time during the run.
  • the motor windings W A , W B and W 0 are connected together at the so-called star point 7. If this star point, as in the circuit examples in Figures 1, 2 and 4, is not connected to a fixed potential, this is also referred to as virtual star point.
  • VCC value of the DC supply voltage.
  • the motor terminals TA, TB and TC are led to the input of multiplexer 2.
  • the output of multiplexer 2 leads to an input of comparator 1.
  • the second input of comparator 2 is connected to VCC / 2.
  • a separate comparator can also be provided for each motor connection, so that multiplexer 2 can be dispensed with.
  • the motor terminals TA, TB and TC can either be connected to reference potential GND by microcomputers .mu.C, be connected to the DC supply voltage VCC or be clamped open (high-resistance, "o-pen").
  • a measurement sequence is carried out at standstill of the engine or at an engine speed below a suitable threshold value, at which test pulses are generated according to a predetermined pattern.
  • the table presented shows a sequence for one of three possible sequences (sequence A, B and C).
  • motor connection TC is the motor connection to which the comparator is connected.
  • the circuit example in Fig. 2 differs from that in Fig. 1 by pre-circuit 8, with the reference voltage VCC / 2 can be applied if necessary with a positive or voltage offset.
  • the comparator 1 can be purposefully detuned.
  • the resistances 3 and 4 shown as examples can be connected to the voltage reference via switches 5 and 6. The switches are controlled by the microcroller ⁇ C.
  • FIG. 3 shows the variation with time of the potential profiles during sequence A at the individual motor terminals TA and TB and the comparator input TC.
  • the lower part of the picture shows the logic state of the comparator. Where “H” stands for a “high” level and “L” for a “low” level.
  • the signal at the output Out C ⁇ mp of the comparator is forwarded to the input of the microcontroller ⁇ C and stored there and processed. If the signal TC is below the voltage VCC / 2, such as in the time intervals during steps S2 and S8, "L” is output at the comparator output. If the voltage is above VCC / 2, comparator 1 (FIG. 1) outputs the logical value "H".
  • time intervals of the individual steps S 1 to S 8 in FIG. 3 are shown as being of equal length for reasons of simpler representation, it may be expedient to provide different time periods in each step, taking advantage of the signal propagation times.
  • step S1 the output of comparator 1 is set.
  • a comparatively short period of time can be set.
  • a check of the success of this measure by reading the comparator output is useful before performing step S2.
  • the current increases in accordance with the Motor inductance in the motor windings WA and WB (Fig. 1).
  • the time duration of step S2 can nevertheless be varied as far as possible taking into account the motor inductance. If a relatively short time is selected, the energy introduced into the rotor is low (no motor startup), but measurement errors may result.
  • time interval S2 should at least be greater than the reaction time of comparator 1.
  • step S3 the winding current stops again. Before the current has not fallen below a certain threshold again, step S4 can not be performed.
  • the length of step S3 therefore also depends on the motor data (e.g., inductance).
  • step S2 The actual determination of the rotor position is obtained in the simplest case by comparing the comparator results three times in the three steps S2 of sequences A to C.
  • the results of steps S5, S8 or Sil can alternatively be evaluated.
  • the results of at least two of the steps, in particular all the results of steps S2, S5, S8 and Sil, are preferably evaluated together.
  • the result is rated "0" or "1". From this information, it is possible to deduce the direction of the field in the motor windings W A and W B driven by the motor. Thereafter, step S2 is repeated for the other two motor terminal combinations having sequences B and C. You get three results, each with "0" or "1".
  • the motor segment can then be defined in ranges of a partial angle of 60 °.
  • the following position codes result: 001, 010, 100, 101, 110, 011.
  • the results "HI” and "000” are not permissible values and an indication of an ambiguous measurement result.
  • step S2 not only is the first result evaluated in step S2, but further measuring steps are carried out for validating the result.
  • step S5 an additional measurement with the reverse current direction (leads to a negated result at the comparator output, see step S5) is carried out.
  • the measurement described above can thus be carried out a second time with two different current directions, in particular for renewed validation, with the first measurement starting in the opposite direction of the current (steps S7 to S12).
  • the above individual results are evaluated and an end result determined. This can be done in the simplest case by a majority decision. If this evaluation reveals a mixed picture of the results, this can be considered as "no result" in particular. be.
  • the method according to the invention is preferably also applicable to the PWM drive mode of the motor.
  • a simple algorithm in the microcontroller, which polls the comparator 1 is required.
  • the signal of the motor emf is disturbed (noisy) by the PWM control.
  • the time profile of the comparator output is considered, it is expedient to use the duty cycle at this output to determine the commutation time.
  • a further preferred embodiment of the method is to convert the pulses at the comparator output sooner or later into a commutation, so as to bring about an adaptation of the timing. This means that at high speeds, the first pulses will be used to switch to the next phase, and at low speeds only the later ones. This allows a timing of over 30 °.
  • Switching to the EMF mode can especially take place when a comparator change has been clearly detected at the open phase and vice versa when a timeout occurs because the comparator change was not detected.
  • a further preferred embodiment of the method is to provide the EMK observer with its own star point with multiplexer and comparator in order to obtain an improved virtual star point simulation with three resistors clamped to TA, TB, TC.
  • the virtual star point then gives even in the off phases of the PWM still a useful signal.
  • the reproduction of the star point during the measurement selectively artificially noise.
  • the comparator hysteresis can be specifically compensated, as a result of which several sampling times (comparator change) can be obtained.
  • An analog value can then be calculated from the multiply obtained sampling instants.
  • a preferred circuit for carrying out this method is an extension with a generator for generating a sine, triangle or square wave voltage (referred to above as "noise"). The higher the frequency and amplitude, ie the signal energy, the more sampling times (comparator change) can be detected. From the duty cycle can be closed to the analog value and an early commutation (field weakening) initiated.
  • the dither frequency is particularly adapted to the inter-lock times of the system.
  • it can also be tuned to the PWM frequency by means of the phase position and integer divider or multiples of the PWM frequency. This makes particularly accurate time measurements possible.

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Abstract

Stillstandsrotorpositionserkennungsverfahren in einer Ansteuerschaltung eines bürstenlosen Dreiphasenelektromotors mit drei Motoranschlüssen (TA, TB, TC) mit den Schritten: - Beaufschlagen von zwei der drei Motoranschlüsse mit einer Messsequenz, bei der motoranschlusswechselseitig nacheinander an jedem Motoranschluss und mit unterschiedlichem Vorzeichen Gleichspannungen an zwei der Motoranschlüsse angelegt werden, wobei die Gleichspannung in einem begrenzten Zeitraum im wesentlichen gleich bleibt, - Messen der induzierten Spannung am jeweils Dritten unbestromten Motoranschluss innerhalb des Zeitraums und ein oder mehrere Male während einer Messsequenz, - Bewerten der während der Messsequenz gemessenen Spannungen, insbesondere deren Vorzeichen, hinsichtlich der Rotorposition. Beschrieben ist außerdem eine Motoransteuerschaltung zur Durchführung des obigen Verfahren und deren Verwendung.

Description

Stillstandsrotorpositionserkennungsverfahren
Die Erfindung betrifft ein Stillstandsrotorpositionserken- nungsverfahren in einer Ansteuerschaltung eines bürstenlosen Dreiphasenelektromotors gemäß Oberbegriff von Anspruch 1.
Aus der WO 02/052714 ist ein Verfahren zur Ermittlung der Rotorposition eines bürstenlosen Gleichstromelektromotors (BLDC-Motor) mit drei Phasen bekannt. Über einen an den Motorwicklungen angelegten Strom wird an den Motorwicklungen eine Spannung induziert und die Polarität der Spannungen bewertet. Das Verfahren eignet sich ausschließlich zur Bestimmung der Rotorposition während der Rotor bereits rotiert. Zwar erlaubt das Verfahren auch eine Positionsbestimmung während einer Drehzahlregelung (dynamisches Verfahren) , allerdings ist eine Erkennung der Rotorposition im Stillstand mit dem vorgeschlagenen Verfahren nicht möglich. Deshalb ist das beschriebene Verfahren nicht geeignet, einen sicheren Motoranlauf aus dem Stillstand zu gewährleisten.
Zur Erkennung der Kommutierungszeitpunkte während des Motorlaufs ist es ebenfalls bereits bekannt, bei einem Dreiphasenmotor, wenn während der Ansteuerung des Motors durch einen Frequenzumrichter zwei Motoranschlüsse (und dadurch zwei Motowicklungen) bestromt werden, den dritten Motoranschluss zur Bestimmung der Gegen-EMK (EMK: induzierte elektromagnetische Kraft) heranzuziehen.
Das Datenblatt "The Smart Start (TM) Technique for BLDC Motors", Application Brief 42020, Fairchild Semiconductors (TM), Rev. 1.0 10/15/2000, September 1996, beschreibt einen integrierten Halbleiterschaltkreis zur Ansteuerung und Kommutierung eines bürstenlosen Gleichstrommotors. Die Kommutierung des Motors wird darin über zwei unterschiedliche Drehzahlerkennungsverfahren realisiert. Bei höheren Motor- drehzahlen wird die Motor-EMK, wie oben erwähnt, zur Bestimmung des Kommutierungszeitpunktes genutzt. Im Stillstand und bei niedrigeren Drehzahlen erfolgt eine Ermittlung des Motorsegments, in dem sich der Rotor des Motors befindet, mit einem Pulstestverfahren, bei dem Spannungspulse definierter Länge jeweils an die drei Motorwicklungen des Stators ange¬ schlossenen Motoranschlusse wechselseitig angelegt werden. Der durch die Spannungsimpulse hervorgerufene Maximalstrom, welcher in unterschiedliche Richtungen erzeugt wird, gibt Aufschluss über die Feldrichtung des der Motorwicklung benachbarten Permanentmagnetfelds, das durch die entsprechende Wicklung hindurchgeht. Der Maximalstrom wird über einen Shunt in der Verbindungsleitung zu den Motoranschlussen bestimmt .
Es hat sich gezeigt, dass das oben beschriebene bekannte Verfahren die folgenden Nachteile zeigt:
a) Der Stromanstieg während eines Messpulses ist abhängig von der aktuellen Versorgungsspannung. Daher haben Versor- gungsspannungsschwankungen einen direkten Einfluß auf das Messergebnis .
b) Für die Kommutierungserkennung muss der durch die Messpulse hervorgerufene ansteigende Strom einen bestimmten Min¬ destwert überschreiten. Ist der Strom jedoch zu hoch, können unter bestimmten Bedingungen starke Motorvibrationen auftreten .
c) Der Analog-Digitalteil der für die Strommessung erforderlichen Elektronik ist aufwändig. Der Abtastzeitpunkt muss mit der Einschaltdauer bzw. dem Einschaltzeitpunkt synchro¬ nisiert werden. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, ein gegenüber dem bekannten "Smart Start (TM) "-Verfahren verbessertes Verfahren anzugeben, das die vorstehend beschriebenen Nachteile nicht aufweist.
Diese Aufgabe wird gelöst durch das Verfahren gemäß Anspruch 1.
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Erkennung der Rotorposition im Stillstand und ist geeignet, die Rotorposition oder den Kommutierungszeitpunkt während des Motorlaufs zu ermitteln. Hiezu werden jeweils zwei der drei Motoranschlüsse mit einer Spannung beaufschlagt. Am jeweils Dritten unbestromten Anschluss wird das Messsignal abgenommen. Dabei sind drei Anschluss/Mess-Kombinationen möglich, welche bei dem Verfahren bevorzugt alle vorkommen (Sequenzen A bis C) . Bei einer Messsequenz (zum Beispiel erste Kombination A) werden Gleichspannungen mit unterschiedlichem Vorzeichen an zwei der drei Motoranschlüsse angelegt. Die Gleichspannung bleibt in einem begrenzten Zeitraum im wesentlichen gleich. Die Zeiträume dieser elektrischen Testimpulse sind bevorzugt so kurz und/oder so schwach, dass sie den Rotor, sofern dieser stillsteht, im wesentlichen nicht anlaufen lassen. Nach jeder Gleichspannungsphase wird die induzierten Spannung am jeweils Dritten unbestromten Motor- anschluss gemessen. Durch das Umpolen der Gleichspannung kann der Messschritt auch mehrere Male während einer Messsequenz durchgeführt werden (dabei bleiben die während einer Sequenz ausgewählten Motoranschlüsse gleich belegt) . Im Anschluss an die Messsequenz werden die Spannungen hinsichtlich der Rotorposition ausgewertet. Hierzu werden bevorzugt drei Messsequenzen benötigt, bei denen alle Motoranschluss- kombinationen vorkommen.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren, bei dem eine Bestimmung des Kommutierungszeitpunktes während des Motorlaufs durchgeführt wird mit den Schritten:
- Beaufschlagen der drei Phasen einer Motorwicklung eines bürstenlosen Motors mit einer PWM-Ansteuerung und elektronischer Kommutierung,
- Messen der induzierten Spannung am jeweils Dritten unbestromten Motoranschluss durch Vergleich der Spannung mit einem Referenzpotential, wobei der Vergleich durch einen oder mehrere Komparatoren durchgeführt wird, die zumindest ein Komparatorergebnis liefern und
- Nutzung des oder der Komparatorergebnisse, insbesondere dessen/deren zeitlicher Verlauf, zur Bestimmung des Kommutierungszeitpunktes .
Das Komparatorergebnis ist eine zeitliche Folge der abwechselnden binären logischen Zuständen Null und Eins. Bevorzugt wird das Tastverhältnis dieses Signals oder der Duty-Cycle ausgewertet zur Bestimmung des Kommutierungszeitpunktes ausgewertet .
Nach einer bevorzugten Ausführungsform des obigen Verfahrens wird das zum Vergleich herangezogene Referenzpotential auf den virtuellen Sternpunkt der Schaltung gelegt. Besonders bevorzugt wird dieses Potential gegenüber dem Sternpunktpotential (zum Beispiel die Hälfte der Versorgungsspannung VCC) um einen Spannungsoffset leicht verschoben, insbesondere liegt dieser Offset innerhalb eines Bereichs von +- 40 Prozent bezüglich des Absolutwerts des Sternpunktpotentials. Ganz besonders bevorzugt liegt die Verschiebung innerhalb eines Bereichs von +-10 Prozent bezüglich des Absolutwerts des Sternpunktpotentials. Wird nun der Kommutierungszeitpunkt auf ein bestimmtes Tastverhältnis von z.B. 0,5 festgelegt, kann mit dem obigen Verfahren auf einfache Weise eine einfache Trimmung des Kommutierungszeitpunktes durchgeführt werden .
Das vorstehend genannte Verfahren bietet den Vorteil, dass der Kommutierungszeitpunkt ohne einen A/D-Wandler bestimmt werden kann.
Weitere bevorzugte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen .
Nachfolgend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die Figuren näher erläutert. Dabei ergeben sich weitere bevorzugte Ausführungsformen aus der nachfolgenden Figurenbeschreibung .
Es zeigen
Fig. 1 eine vereinfachte schematische Darstellung einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahren gemäß der Erfindung,
Fig. 2 ein gegenüber Fig. 1 erweitertes Schaltungsbeispiel, und
Fig. 3 eine Diagramm zur zeitlichen Darstellung der Signalpegel in der obigen Schaltung. Die Schaltung in Fig. Ia) umfasst einen Komparator 1, der eingangsseitig über einen Multiplexer 2 mit den 3 Motoranschlüssen TA, TB und TC des Motors verbunden werden kann. Ein zusätzlicher A/D-Wandler oder ein DSP zur Auswertung der Motor-EMK bzw. der Testpulse ist nicht erforderlich, da mit der Schaltung während des Laufs auch der Komutierungszeit- punkt erkannt werden kann. Die Motorwicklungen WA, WB und W0 sind gemeinsam am sogenannten Sternpunkt 7 angeschlossen. Wenn dieser Sternpunkt, wie in den Schaltungsbeispielen in den Figuren 1, 2 und 4, nicht mit einem festen Potential verbunden ist, wird dieser auch als virtueller Sternpunkt bezeichnet. Das elektrische Potential des virtuellen Sternpunkts befindet sich bei der vorliegenden Schaltung etwa bei der Spannung VCC/2 (VCC = Wert der Versorgungsgleichspannung) . Die Motoranschlusse TA, TB und TC sind an den Eingang von Multiplexer 2 geführt. Der Ausgang des Multiplexers 2 führt zu einem Eingang von Komparator 1. Der zweite Eingang von Komparator 2 ist mit VCC/2 verbunden. Entsprechend Fig. Ib) kann statt des Multiplexers auch für jeden Motoran- schluss ein eigener Komparator vorgesehen sein, so dass Multiplexer 2 entfallen kann. Mit Hilfe einer weiteren, nicht dargestellten an sich bekannten Ansteuerschaltung, können die Motoranschlusse TA, TB und TC jeweils von Mikrocomputer μC entweder auf Bezugspotential GND gelegt, mit der Versorgungsgleichspannung VCC verbunden oder offen (hochohmig, "o- pen") geklemmt werden.
Zur Bestimmung der Rotorpostion wird im Stillstand des Motors oder bei einer Motordrehzahl unterhalb eines geeigneten Schwellenwertes eine Messsequenz durchgeführt, bei der Testpulse nach einem vorgegebenen Schema erzeugt werden. Die dargestellte Tabelle zeigt eine Sequenz für eine von drei möglichen Sequenzen (Sequenz A, B und C) . Bei der dargestel- len ersten Möglichkeit A ist Motoranschluss TC der Motoran- schluss, an dem der Komparator angeschlossen ist.
Sequenz A
Figure imgf000009_0001
Es ist alternativ möglich, lediglich die Schritte Sl bis S6 durchzuführen, denn die Schritte S7 bis S12 dienen lediglich der Überprüfung des Ergebnisses bei umgekehrter Stromrichtung. Die obige Sequenz wird entsprechend für die verbleibenden zwei zum Messen vorgesehenen Motoranschlusse TA und TB wiederholt. Das heißt, der Komparator ist bei Sequenz B mit Motoranschluss TA verbunden und bei Sequenz C mit Motoranschluss TB. Auf diese Weise erfolgt für jede der drei Motoranschlüsse eine Messsequenz analog obiger Tabelle.
Das Schaltungsbeispiel in Fig. 2 unterscheidet sich von dem in Fig. 1 durch Vorschaltung 8, mit die Referenzspannung VCC/2 bei Bedarf mit einem positiven oder Spannungsoffset beaufschlagt werden kann. Hierdurch lässt sich der Kompara- tor 1 gezielt verstimmen. Dabei könnne die exemplarisch dargestellten Wiederstände 3 und 4 über Schalter 5 und 6 mit der Spannungsreferenz verbunden werden. Die Schalter werden vom Mikrocrontoller μC angesteuert.
Fig. 3 stellt den zeitlichen Verlauf der Potentialverläufe während Sequenz A an den einzelnen Motoranschlussen TA und TB und dem Komparatoreingang TC dar. Im unteren Teil des Bildes ist der logische Zustand des Komparators angegeben. Dabei steht "H" für einen "High"-Pegel und "L" für einen "Low"-Pegel. Das Signal am Ausgang OutCθmp des Komparators wird an den Eingang des MikroControllers μC weitergeleitet und dort gespeichert sowie verarbeitet. Liegt das Signal TC unterhalb der Spannung VCC/2, wie z.B. in den Zeitintervallen während Schritt S2 und S8, wird am Komparatorausgang "L" ausgegeben. Liegt die Spannung oberhalb VCC/2, gibt Kompara- tor 1 (Fig. 1) den logischen Wert "H" aus.
Die Zeitintervalle der einzelnen Schritte Sl bis S8 in Fig. 3 sind aus Gründen der einfacheren Darstellung zwar gleich lang dargestellt, jedoch kann es zweckmäßig sein, unter Ausnutzung der Signallaufzeiten in jedem Schritt unterschiedliche Zeitspannen vorzusehen.
In Schritt Sl wird der Ausgang von Komparator 1 gesetzt. Für die Dauer von Schritt Sl kann eine vergleichsweise kurze Zeitspanne festgelegt werden. Eine Überprüfung des Erfolgs dieser Maßnahme durch Auslesen des Komparatorausgangs ist vor Durchführung von Schritt S2 zweckmäßig. Nach Setzen von TB auf VCC in Schritt S2 steigt der Strom nach Maßgabe der Motorinduktivität in den Motorwicklungen WA und WB an (Fig. 1) . An Motoranschluss TC wird in Abhängigkeit der Rotorposition eine mehr oder weniger große Spannung induziert. Die zeitliche Dauer von Schritt S2 kann unter Berücksichtigung der Motorinduktivität dennoch weitestgehend varriert werden. Wird eine relativ kurze Zeit gewählt, ist die in den Rotor eingebrachte Energie zwar gering (kein Motoranlauf), es können sich jedoch Messfehler ergeben. Wird die Zeit lang gewählt, ergibt sich eine zuverlässigere Messung allerdings mit dem Nachteil des höheren Energieeintrags in den Rotor. Zur Anpassung der Zeiten sind die Motordaten und Systemeigenschaften heranzuziehen. Dabei sollte die Länge von Zeitintervall S2 zumindest größer als die Reaktionszeit des Kom- parators 1 sein. Insgesamt besteht bei der Bemessung der zeitlichen Länge von Schritt S2 (und analog der Schritte S5, S8 und Sil) die Möglichkeit, eine gegenüber bekannten Verfahren verhältnismäßig kurze Messzeit vorzusehen, wodurch sich eine kurze Zeitdauer der Messsequenz insgesamt ergibt.
Während Schritt S3 klingt der Wicklungsstrom wieder ab. Bevor der Strom nicht einen bestimmten Schwellenwert wieder unterschritten hat, kann Schritt S4 nicht durchgeführt werden. Die Länge von Schritt S3 hängt daher ebenfalls von den Motordaten (z.B. Induktivität) ab.
Die eigentliche Bestimmung der Rotorlage ergibt sich im einfachsten Fall durch dreimaligen Vergleich der Komparatorer- gebnisse in den drei Schritten S2 der Sequenzen A bis C. Anstelle der Ergebnisse von S2 können alternativ auch die Ergebnisse der Schritte S5, S8 oder Sil bewertet werden. Bevorzugt werden die Ergebnisse von mindestens zwei der Schritte, insbesondere alle Ergebnisse der Schritte S2, S5, S8 und Sil gemeinsam bewertet. Je nach Zustand des Komparatorausgangs nach Schritt S2 wird das Ergebnis mit "0" oder "1" bewertet. Aus dieser Information lässt sich auf die Feldrichtung in den bestrommten Motorwicklungen WA und WB schließen. Danach wird Schritt S2 für die anderen beiden Motoranschlusskombinationen mit den Sequenzen B und C wiederholt. Man erhält drei Ergebnisse, mit jeweils "0" oder "1". Über eine Zuordnungstabelle kann dann das Motorsegment in Bereichen eines Teilwinkels von 60° festgelegt werden. Es ergeben sich folgende Positionscodes: 001, 010, 100, 101, 110, 011. Die Ergebnisse "Hl" und "000" sind keine zulässigen Werte und ein Indiz für ein uneindeutiges Messergebnis.
Gemäß einer bereits kurz erwähnten bevorzugten Ausführungsform wird nicht nur das erste Ergebnis in Schritt S2 bewertet sondern es werden weitere Messschritte zur Validierung des Ergebnisses durchgeführt. Hierbei wird im einfachsten Fall der Validierung eine zusätzliche Messung mit umgekehrter Stromrichtung (führt zu einem negierten Ergebnis am Kom- paratorausgang, siehe Schritt S5) durchgeführt.
Die vorstehend beschriebene Messung kann also mit zwei verschiedenen Stromrichtungen insbesonders zur nochmaligen Validierung ein weiteres Mal durchgeführt werden, wobei die erste Messung mit entgegengesetzer Stromrichtung begonnen wird (Schritte S7 bis S12) .
Besonders bevorzugt werden die obigen Einzelergebnisse bewertet und ein Endergebnis bestimmt. Dies kann im einfachsten Fall durch eine Majoritätsentscheidung erfolgen. Ergibt sich bei dieser Bewertung ein uneinheitliches Bild der Ergebnisse, kann dies insbesondere als "kein Ergebnis" bewer- tet werden .
Auf diese Weise ist es möglich, Messfehler, die zum Beispiel auf Grund einer vorhandenen geringfügigen Hysterese des Kom- parators 1 auftreten, oder magnetische Hystereseeffekte zu eliminieren. Die Verwendung der obigen Validierungsschritte ermöglicht eine besonders kurze Messzeit (zum Beispiel die Zeit für Schritt S2 kann gering bemessen sein) .
Falls während einer bestimmten Sequenz A, B oder C das Ergebnis "kein Ergebnis" vorliegt, bedeutet dies, dass die dem Mess-Motoranschluss dieser Sequenz zugeordnete Motorwicklung ziemlich genau in einem neutralen Winkelbereich steht. In diesem Fall fällt das Ergebnis bei den anderen Testsequenzen dann um so deutlicher aus.
Das Verfahren nach der Erfindung ist bevorzugt auch für den PWM-Ansteuermodus des Motors einsetzbar. Hierzu wird lediglich ein einfacher Algorithmus im MikroController, welcher den Komparator 1 abfragt, benötigt. Üblicherweise ist das Signal der Motor-EMK durch die PWM-Ansteuerung gestört (verrauscht) . Wird der zeitliche Verlauf des Komparatorausgangs betrachtet, so kann zweckmäßigerweise das Tastverhältnis an diesem Ausgang zur Bestimmung des Kommutierungszeitpunkts genutzt werden. Bevorzugt wird dabei davon ausgegangen, dass dann, wenn das Komparatortastverhältnis im wesentlichen dem Analogsignal entspricht oder insbesondere im Bereich von 0,5 liegt, ein Nulldurchgang der Motor-EMK vorliegt.
An Hand von Fig. 4, Variante b) bzw. Fig. 2 wird nachfolgend ein weiteres Ausführungsbeispiel des Verfahrens sowie eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung erläutert. Damit kann, während des Motorlaufs, wenn Feldschwächung dadurch hervorgerufen wird, dass die Kommutierung frühzeitig erfolgt, mit dem MikroController μC das Komparatorsignal gezielt verstimmt werden, um den Kommutierungszeitpunkt zum Beispiel in Richtung einer früheren Kommutierung von bis zu 30° zu verschieben. Als Beispiel für eine hierfür geeignete entsprechende Schaltung kann ein Widerstand 4 vom virtuellen Sternpunkt nach Masse oder nach VCC (Widerstand 3) geschaltet (Schalter 5 und 6) werden, dazu sind nur Kleinsignaltransistoren notwendig.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens besteht darin, die Pulse am Komparatorausgang früher oder später in eine Kommutierung umzusetzen, um so eine Anpassung des Timings herbeizuführen. Das heißt, bei hohen Drehzahlen werden schon die ersten Pulse zum Schalten in die nächste Phase dienen, bei niedriger Drehzahl erst die späteren. Dadurch wird ein Timing von über 30° ermöglicht.
Die Umschaltung zum EMK-Modus kann insbesonders dann erfolgen, sobald an der offenen Phase ein Komparatorwechsel eindeutig erkannt wurde und umgekehrt, wenn ein Timeout auftritt, weil der Komparatorwechsel nicht erkannt wurde.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens besteht darin, für den EMK-Beobachter einen eigenen Sternpunkt mit Multiplexer und Komparator vorzusehen, um eine verbesserte virtuelle Sternpunktnachbildung mit drei an TA, TB, TC angeklemmten Widerständen zu erhalten. Der virtuelle Sternpunkt gibt dann auch in den Ausschaltphasen der PWM noch ein brauchbares Signal.
Das zuvor beschriebene Verfahren mit verbesserter Sternpunktnachbildung durch die ebenfalls weiter oben beschriebe- ne Verstimmung mittels Widerstand und Kleinsignaltransistoren an Masse und VCC lässt sich bevorzugt im erfindungsgemäßen Verfahren einsetzen, um den Umschaltpunkt am Komparator zu beeinflussen.
Es ist weiterhin nach einer bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens vorgesehen, die Nachbildungs des Sternpunkts während der Messung gezielt künstlich zu verrauschen. Hierdurch lässt sich die Komparatorhysterese gezielt kompensieren, wodurch mehrere Abtastzeitpunkte (Komparatorwechsel) erhalten werden können. Aus den mehrfach erhaltenen Abtastzeitpunkten lässt sich dann ein Analogwert zu berechnen. Eine bevorzugte Schaltung zur Durchführung dieses Verfahrens besteht in einer Erweiterung mit einem Generator zum Erzeugen einer Sinus-, Dreieck- oder Rechteckspannung (weiter oben als "Verrauschung" bezeichnet) . Je höher die Frequenz und Amplitude, also die Signalenergie, desto mehr Abtastzeitpunkte (Komparatorwechsel) können erfasst werden. Aus dem Tastverhältnis kann auf den Analogwert geschlossen und eine frühzeitige Kommutierung (Feldschwächung) eingeleitet werden.
Es ist also bevorzugt möglich, durch gezieltes Dithern Mehr- fachkomparatorwechsel zu erzeugen, die eine Plausibilisie- rung zulassen. Die Dithterfrequenz wird insbesondere an die Interruptsperrzeiten des Systems angepaßt. Sie kann alternativ auch auf die PWM-Frequenz abgestimmt werden, durch Phasenlage und ganzzahligem Teiler oder Vielfachen der PWM- Frequenz. Damit sind besonders genaue Zeitmessungen möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Stillstandsrotorpositionserkennungsverfahren in einer Ansteuerschaltung eines bürstenlosen Dreiphasenelektromotors mit drei Motoranschlüssen (TA, TB, TC) mit den Schritten :
- Beaufschlagen von zwei der drei Motoranschlüsse mit einer Messsequenz, bei der motoranschlusswechselseitig nacheinander an jedem Motoranschluss und mit unterschiedlichem Vorzeichen Gleichspannungen an zwei der Motoranschlüsse angelegt werden, wobei die Gleichspannung in einem begrenzten Zeitraum im wesentlichen gleich bleibt,
- Messen der induzierten Spannung am jeweils Dritten unbestromten Motoranschluss innerhalb des Zeitraums und ein oder mehrere Male während einer Messsequenz,
- Bewerten der während der Messequenz gemessenen Spannungen, insbesondere deren Vorzeichen, hinsichtlich der Rotorposition.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erkennung der Rotorposition keine Strommessung über einen Shunt durchgeführt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung eine positive Versorgungsspannung (VCC) und einen Masseanschluss (GND) aufweist und die Gleichspannungen an den Motoranschlüssen durch Beaufschlagung der Motoranschlüsse (TA, TB, TC) mit der Versorgungsspannung (VCC) und dem Masseanschluss (GND) hervorgerufen werden.
4. Verfahren nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannung des jeweils Dritten Motoranschlusses gegenüber einem Bezugspotential gemessen wird, insbesondere mit zumindest einem Komparator.
5. Verfahren nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass nach jedem Messschritt innerhalb der Messsequenz das Vorzeichen der gemessenen Spannung gespeichert wird.
6. Verfahren nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass aus den für die drei Motoranschlüsse ermittelten drei Vorzeichenergebnissen ein Winkelsegmentbereich bestimmt wird, innerhalb dem sich die Rotorposition befindet.
7. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Hysterese des zur Spannungsmessung eingesetzten Komparators zur Validierung der Vorzeichenprüfung ausgenutzt wird.
8. Verfahren nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das elektrische Potential des Motorsternpunkts gegenüber dem halben Wert der Versorgungsspannung um einen bestimmten Spannungsbetrag angehoben oder abgesenkt wird.
9. Elektronische Bürstenlosmotoransteuerschaltungsanord- nung, insbesondere zur Durchführung des gemäß mindestens einem der vorstehenden Ansprüche definierten Verfahrens, - umfassend mindestens einen Komparator mit einem Eingang, der mit jedem Motoranschluss des Motors verbunden werden kann, mit einem weiteren Eingang, der mit einer Referenzspannung verbunden ist, und mit einem Komparatorausgang, welcher einer digitalen Verarbeitungsschaltung zugeführt ist oder
- umfassend drei Komparatoren, deren jeweils erster Eingang mit einem Motoranschluss verbunden ist, jeweils der zweite Motoranschluss der Komparatoren mit einer Referenzspannung und jeder der drei Komparator- ausgänge mit einer digitalen Verarbeitungsschaltung verbunden ist.
10. Verwendung der Schaltungsanordnung gemäß dem vorstehenden Anspruch für einen elektrischen Pumpenmotor, insbesondere in einem Druckregelaggregat, oder in einem e- lektrischen Bremsaktuator .
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