WO2008123623A1 - 発振器 - Google Patents

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transistors
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Inventor
Takeshi Ikeda
Hiroshi Miyagi
Original Assignee
Niigata Seimitsu Co., Ltd.
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    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/354—Astable circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
    • H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
    • H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
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    • H03B5/1228—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more field effect transistors
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    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes

Definitions

  • the present invention relates to an oscillator.
  • An oscillator is an essential component of various electronic devices.
  • the application range of oscillators is wide, such as the generation of carrier waves (carriers) for wireless transceivers and clock generation for digital circuits.
  • the oscillator is usually used by being incorporated in a phase-locked system, it is desired to design a low-noise, high-performance oscillator using the CMOS (Complementary Metal Oxide Serai Conductor) technology.
  • CMOS Complementary Metal Oxide Serai Conductor
  • V C O voltage-controlled oscillator
  • IC chips integrated circuits
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2 0 3 — 3 2 4 3 1 6 Disclosure of Invention
  • the present invention has been made to solve such problems, and it is an object of the present invention to reduce thermal noise generated on the source side of an amplifying MOS transistor that constitutes an oscillator. To do.
  • a feedback route is provided between the source of the amplification transistor and the gate, and the feedback transistor is connected to the feedback route. Specifically, the gate of the feedback transistor is connected to the source of the amplifying transistor, and the drain of the feedback transistor is connected to the gate of the amplifying transistor.
  • the noise generated on the source side of the amplifying transistor is converted into a signal whose phase is inverted by the feedback transistor, and the gain of the amplifying transistor is inverted in phase. Therefore, noise generated at the source of the amplifying transistor can be canceled by a signal having a phase substantially inverted from that of the amplifying transistor, and noise can be effectively suppressed.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the oscillator according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing another configuration example of the oscillator according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing another configuration example of the oscillator according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a voltage controlled oscillator according to an embodiment of the oscillator of the present invention.
  • a pair of resistors R l and R 2 are connected to the power supply VDD. One end of each is connected.
  • a pair of variable capacitance diodes D 1 and D 2 are connected to the other ends of the resistors R 1 and R 2, respectively.
  • the anodes of these variable capacitance diodes Dl and D2 are connected in common.
  • a control voltage (tuning voltage) V is applied to the common node of the anodes.
  • a coil L is connected in parallel to the series circuit of the variable capacitance diodes Dl and D2.
  • Each of the force diodes of the variable capacitance diodes D 1 and D 2 is further paired with a pair of transistors M l, M 2 (n M O S
  • pair transistor M l Is connected to the positive feedback circuit.
  • pair transistor M l Is connected to the positive feedback circuit.
  • M 2 drains are connected to the variable capacity diodes D 1 D 2 power swords, and to the signal output terminals Q Q bar.
  • the sources of the pair transistors M 1 and M 2 are grounded through the resistors R 3 and R 4, respectively.
  • Resistors R 3 and R 4 form an input impedance matching circuit.
  • a feedback route is formed between the source of the amplification transistor M l and the gate, and the nMOS transistor M 3 for feedback is connected on the feedback route.
  • the source of the amplification transistor M l is connected to the gate of the feedback transistor M 3 and the feedback transistor M 1 is connected.
  • the drain of M3 is connected to the gate of the amplification transistor Ml. Return transistor M 3 source is grounded o
  • a feedback route is formed between the source of the amplification transistor M2 and the gate, and a feedback nMOS transistor M4 is connected to the feedback route.
  • the source of the amplifying transistor M 2 is connected to the feedback transistor M 4
  • the drain of the feedback transistor M 4 is connected to the amplifying transistor M 2.
  • the source of the feedback transistor M4 is grounded.
  • the voltage-controlled oscillator configured as shown in Fig. 1 oscillates by charging and discharging the variable capacitance diodes D 1 and D 2 by switching on and off the pair transistors M l and M 2 at high speed.
  • the capacitance values of the variable capacitance diodes D 1 and D 2 can be controlled by adjusting the tuning voltage V ⁇ so that a desired oscillation frequency is obtained.
  • the noise generated on the source side of the amplification transistor ⁇ 1 appears as a signal whose phase is inverted and appears on the drain side of the feedback transistor ⁇ 3, and in the state of phase inversion, the amplification transistor M l Returned to the gate.
  • the noise generated at the source of the amplifying transistor Ml can be canceled out by a signal having a phase substantially inverted from that of the amplifying transistor Ml, and the noise can be effectively suppressed.
  • the thermal noise present on the source side of the amplifying transistor M 2 appears as a signal whose phase is inverted and appears on the drain side of the feedback transistor M 4, and in the phase inverted state, the amplifying transistor M 2. Returned to M 2 gate.
  • the noise generated at the source of the amplifying transistor M2 can be canceled out by a signal having a phase substantially inverted from this, and the noise can be effectively suppressed.
  • the feedback transistors M3 and M4 also operate as a source-grounded amplifier, and the signals amplified by the feedback transistors M3 and M4 are amplified transistors Ml and M. It is input to the second gate. For this reason, the amplification factors of the amplification transistors M 1 and M 2 are larger than when the transistors are used alone, and the gain of the oscillator can be increased.
  • FIG. 2 is a diagram showing another configuration example of the voltage controlled oscillator according to the present embodiment.
  • the same functions as those shown in FIG. The same reference numerals are given to the constituent elements.
  • one end of a pair of resistors R 1 and R 2 is connected to the power source VDD. Connected to the other end of each of these resistors R 1 and R 2 is a positive feedback circuit using a pair of amplified pair transistors M l and M 2 (n MO S transistors). .
  • the drains of the pair transistors M 1 and M 2 are connected to the resistors R 1 and R 2, respectively.
  • the sources of the pair transistors M 1 and M 2 are a pair of variable capacitance diodes D 1. , D 2 are connected to each of the respective nodes.
  • the force capacitors of these variable capacitance diodes Dl and D2 are connected in common. Then, a control voltage (tuning voltage) V T is applied to the common connection point of the force cords.
  • each of the anodes of the variable capacitance diodes D l and D 2 is a resistor R 3, R 4 as a bias circuit for applying a fixed bias voltage to the variable capacitance diodes D l and D 2. Is connected.
  • N MOS transistor M3 for feedback is connected to the feedback route provided between the source and gate of amplification transistor Ml, as in the example of Fig. 1. Yes. Specifically, the source of the amplifying transistor M l is connected to the gate of the feedback transistor M 3, and the drain of the feedback transistor M 3 is connected to the amplifying transistor M 3. Connected to l gate. The source of the feedback transistor M3 is grounded.
  • the nMOS transistor M4 for feedback is connected to the feedback route provided between the source of the transistor for amplification M2 and the gate, as in the example of FIG. Specifically, the source of the amplification transistor M2 is connected to the gate of the feedback transistor M4, and the drain of the feedback transistor M4 is connected to the amplification transistor M4. Connected to 2 gates. The source of the return transistor M4 is grounded.
  • n MOS transistor In the example of Fig. 1 and Fig. 2, the example using n MOS transistor is shown. However, it is also possible to configure a voltage-controlled oscillator using a p MOS transistor.
  • the present invention can also be applied to other oscillators. It is.
  • a feedback route should be provided between the source of the gain transistor and the gate, and the feedback transistor should be connected on the feedback route. You may do it.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating another configuration example of the oscillator according to the present embodiment, where (a) is a ring oscillator, (b) is an LC oscillator (Colpitts oscillator), and (c) is an RC oscillator (relaxation oscillator).
  • An example of a configuration to which the present invention is applied is shown in FIG.
  • Ml1, Ml2, and Ml3 are amplification transistors.
  • M 14, M 15, and M 16 are the feedback transistors arranged on the feedback route provided between the source of the amplification transistors Mil, M 12, and M l 3 and the gate. It is a transistor.
  • M 2 1 is an amplifying transistor.
  • M 2 2 is a feedback transistor arranged on a feedback route provided between the source of the amplification transistor M 21 and the gate.
  • M 3 1 and M 3 2 are amplification transistors.
  • M 3 3 and M 3 4 are feedback transistors arranged on a return route provided between the sources of the amplification transistors M 3 1 and M 3 2 and the gate.
  • the present invention is useful for an oscillator that generates sustained alternating current.
  • Typical applications include carrier wave generation, clock generation, and radio wave emission.

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

増幅用トランジスタＭ１，Ｍ２のソースとゲートとの間に帰還ルートを設け、当該帰還ルート上に帰還用トランジスタＭ３，Ｍ４を接続することにより、増幅用トランジスタＭ１，Ｍ２のソース側に生じるノイズが、帰還用トランジスタＭ３，Ｍ４によって位相が反転した信号とされ、位相反転した状態で増幅用トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートに帰還されるようにして、増幅用トランジスタＭ１，Ｍ２のソースに発生するノイズを、これと略反転した位相の信号によって打ち消すことができるようにする。

Description

明 細 書 発振器 技術分野
本発明は発振器に関するものである。 背景技術
発振器は、 種々の電子機器に不可欠な構成要素である。 例えば、 無線 送受信機の搬送波 （キャ リ ア） 生成やデジタル回路のク ロ ック生成など 、 発振器の応用範囲は広い。 発振器は通常、 位相同期システムの中に組 み込まれて使用されるため、 低雑音で高性能な発振器を C MO S (Compl ementary Metal Oxide Serai conductor) 技術で設計することカ 望まれて いる。
C MO S プロセスの集積回路 （ I Cチップ） で多く用いられる発振器 と して、 電圧制御発振器 （V C O) がある。 当該 V C Oと して、 印加電 圧の大きさによ りその静電容量が変化する可変容量ダイオー ドを備えた ものが知られている （例えば、 特許文献 1 の図 3参照） 。
特許文献 1 ： 特開 2 0 0 3 — 3 2 4 3 1 6号公報 発明の開示
しかしながら、 従来の発振器では、 増幅用の MO S トランジスタ （特 許文献 1 の図 3に示される構成では MO S ト ラ ンジスタ M l , M 2 ) の 相互コンダクタンスに起因する熱雑音が MO S トランジスタのソース側 に生じ、 この熱雑音が MO S ト ランジスタによって増幅されてしま うの で、 発振器の雑音指数が悪化するという問題があった。 したがって、 発 振器の雑音指数を小さ くするためには、 増幅用 M O S トランジスタのソ —ス側に生じる熱雑音を低減することが望まれる。
本発明は、 このよ うな問題を解決するために成されたものであり、 発 振器を構成する増幅用 M O S ト ラ ンジス タのソース側に生じる熱雑音を 低減できるよ うにすることを目的とする。
上記した課題を解決するために、 本発明の発振器では、 増幅用 トラン ジスタのソース とゲ一 ト との間に帰還ルー トを設け、 当該帰還ルー ト上 に帰 用 ト ラ ンジス タを接続している。 具体的には、 増幅用 トラ ンジス タのソースに帰還用 ト ラ ンジス タのゲー トを接続し、 帰還用 トラ ンジス タの ド レイ ンを増幅用 トランジスタのゲー トに接続している。
上記のよ うに構成した本発明によれば、 増幅用 ト ラ ンジスタのソース 側に生じるノイズが、 帰還用 トランジスタによって位相が反転した信号 と され、 位相反転した状態で増幅用 ト ラ ンジス タのゲー トに帰還される ことによ り、 増幅用 トランジスタのソースに発生するノイズを、 これと 略反転した位相の信号によって打ち消すことができ、 ノイズを効果的に 抑制することができる。 図面の簡単な説明
図 1 は、 本実施形態による発振器の構成例を示す図である。
図 2は、 本実施形態による発振器の他の構成例を示す図である。
図 3は、 本実施形態による発振器の他の構成例を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。 図 1 は、 本発 明の発振器の一実施形態による電圧制御発振器の構成例を示す図である 。 図 1 に示す電圧制御発振器では、 電源 V D Dに一対の抵抗 R l , R 2 の各一端が接続されている。 これら抵抗 R l , R 2の各他端には、 一対 の可変容量ダイォ一 ド D 1 , D 2の各カ ソ一 ドがそれぞれ接続されてい る。 これら可変容量ダイオー ド D l , D 2の各アノー ドは共通に接続さ れている。 そ して、 このアノー ド共通接続点に制御電圧 （同調電圧） V が印加される。 また、 可変容量ダイオー ド D l , D 2の直列回路に対し て並列にコイル Lが接続されている。
可変容量ダイオー ド D l， D 2の各力 ソー ドには更に、 ク ロスカ ップ ルされた増幅用のペア ト ランジスタ M l , M 2 ( n M O S ト ランジスタ
) による正帰還回路が接続されている。 こ こで 、 ペア ト ラ ンジスタ M l
， M 2の各 ドレイ ンは可変容量ダイォ一 ド D 1 D 2の各力 ソー ドにそ れぞれ接続される と と もに、 信号の出力端子 Q Qバーにそれぞれ接続 されている。 また、 ペア ト ランジスタ M l , M 2の各ソースはそれぞれ 抵抗 R 3および抵抗 R 4を介して接地されている 。 抵抗 R 3 , R 4によ つて入力イ ンピーダンス整合回路が構成されてレ、 O o
また、 増幅用 ト ラ ンジスタ M lのソース とゲ ―ト との間に帰還ルー ト が形成され、 当該帰還ルー ト上に帰還用の n M O S ト ランジスタ M 3が 接続されている。 具体的には、 増幅用 ト ラ ンジスタ M l のソースを帰還 用 ト ランジスタ M 3のゲー トに接続する と と もに 、 帰還用 ト ランジスタ
M 3の ドレイ ンを増幅用 ト ラ ンジスタ M l のゲ一トに接続している。 帰 還用 トラ ンジスタ M 3のソースは接地されている o
同様に、 増幅用 ト ランジスタ M 2のソース と ゲ ― ト との間に帰還ル一 トが形成され、 当該帰還ルー ト上に帰還用の n M O S ト ラ ンジスタ M 4 が接続されている。 具体的には、 増幅用 ト ランジスタ M 2のソースを帰 還用 ト ラ ンジスタ M 4のグー トに接続する と と ちに、 帰還用 トラ ンジス タ M 4の ドレイ ンを増幅用 ト ランジスタ M 2のゲ一トに接続している。 帰還用 ト ラ ンジスタ M 4のソースは接地されてレ、 Ό。 図 1 のよ うに構成した電圧制御発振器では、 ペア ト ラ ンジスタ M l , M 2の高速なオン オフ切り替えによって可変容量ダイォー ド D 1 , D 2への充放電を行う こ とで発振させる。 また、 可変容量ダイオー ド D 1 , D 2の容量値を同調電圧 V τによって可変させることで、 所望の発振周 波数となるよ うに制御することが可能である。
増幅用 ト ラ ンジスタ Μ 1のソース側には熱雑音のノィズ源が存在する 。 本実施形態では、 増幅用 ト ラ ンジスタ Μ 1 のソース側に生じるノイズ は、 位相が反転した信号となって帰還用 トランジスタ Μ 3の ドレイン側 に現れ、 位相反転した状態で増幅用 ト ランジスタ M l のゲー トに帰還さ れる。 これによ り、 増幅用 トランジスタ M lのソースに発生するノイズ を、 これと略反転した位相の信号によって打ち消すこ とができ、 ノイズ を効果的に抑制することができる。
同様に、 増幅用 ト ランジスタ M 2のソース側に存在する熱雑音は、 位 相が反転した信号となって帰還用 トランジスタ M 4の ドレイ ン側に現れ 、 位相反転した状態で増幅用 ト ラ ンジスタ M 2のゲー トに帰還される。 これによ り、 増幅用 トランジスタ M 2のソースに発生するノイズを、 こ れと略反転した位相の信号によって打ち消すことができ、 ノイズを効果 的に抑制することができる。
また、 図 1 の構成では、 帰還用 トランジスタ M 3 , M 4はソース接地 アンプと しても動作し、 帰還用 トランジスタ M 3 , M 4で増幅された信 号が増幅用 ト ランジスタ M l , M 2のゲー トに入力されるよ うになって いる。 このため、 増幅用 ト ランジスタ M l , M 2の増幅率がこれを単体 で用いる場合よ り も増大し、 発振器のゲインを大きくするこ とができる と レ、ぅ メ リ ッ ト も有する。
図 2は、 本実施形態による電圧制御発振器の他の構成例を示す図であ る。 なお、 この図 2において、 図 1 に示した構成要素と同一の機能を有 する構成要素には同一の符号を付している。
図 2において、 電源 VD Dには一対の抵抗 R l , R 2の各一端が接続 されている。 これら抵抗 R l , R 2の各他端には、 ク ロ スカ ップルされ た増幅用のペア ト ランジスタ M l , M 2 ( n MO S ト ラ ンジスタ） によ る正帰還回路が接続されている。 ペア ト ラ ンジスタ M l , M 2の各 ドレ イ ンは抵抗 R l， R 2にそれぞれ接続されてお り 、 ペア ト ラ ンジスタ M 1 , M 2の各ソースは一対の可変容量ダイオー ド D 1 , D 2の各ァノ ー ドにそれぞれ接続されている。 これら可変容量ダイオー ド D l , D 2の 各力 ソー ドは共通に接続されている。 そ して、 この力 ソー ド共通接続点 に制御電圧 （同調電圧） VTが印加される。
可変容量ダイオー ド D l , D 2の各アノー ドには更に、 当該可変容量 ダイオー ド D l， D 2に対して固定のバイ アス電圧を与えるバイ アス回 路と して抵抗 R 3 , R 4が接続されている。
帰還用の n MO S ト ラ ンジスタ M 3は、 図 1 の例と同様に、 増幅用 ト ランジスタ M l のソ一ス とゲ一ト との間に設けた帰還ルー ト上に接続さ れている。 具体的には、 増幅用 ト ランジスタ M l のソースを帰還用 ト ラ ンジスタ M 3のゲー トに接続する と と もに、 帰還用 ト ラ ンジスタ M 3の ドレイ ンを増幅用 ト ラ ンジス タ M l のゲ一 トに接続している。 帰還用 ト ランジスタ M 3のソースは接地されている。
また、 帰還用の n MO S ト ランジスタ M4は、 図 1 の例と同様に、 增 幅用 ト ランジスタ M 2のソース とゲー 卜 との間に設けた帰還ル一 ト上に 接続されている。 具体的には、 増幅用 ト ラ ンジス タ M 2のソースを帰還 用 ト ラ ンジスタ M 4のゲ一 卜に接続する と と もに、 帰還用 ト ランジスタ M4の ドレイ ンを増幅用 ト ラ ンジスタ M 2のゲー 卜に接続している。 帰 還用 ト ラ ンジスタ M 4のソースは接地されている。
上記図 1および図 2の例では、 n MO S ト ラ ンジスタを用いる例につ いて説明 したが、 p MO S ト ラ ンジスタ を用いて電圧制御発振器を構成 する こ と も可能である。
また、 上記図 1および図 2の例では、 ク ロスカ ップルされだ M O S ト ラ ンジスタを備える電圧制御発振器の構成例について説明 したが、 本発 明はこれ以外の発振器にも適用する こ とが可能である。 例えば、 リ ング 発振器、 L C発振器、 R C発振器などにおいて、 增幅用 ト ランジスタの ソース とゲ一 ト との間に帰還ルー トを設け、 当該帰還ルー ト上に帰還用 ト ランジスタを接続するよ う に しても良い。
図 3は、 本実施形態による発振器の他の構成例を示す図であ り 、 （ a ) はリ ング発振器、 （ b ) は L C発振器 （コルピッツ発振器） 、 （ c ) は R C発振器 （弛張発振器） に本発明を適用 した構成例を示している。 図 3 ( a ) において、 M l l， M l 2， M l 3は増幅用 ト ラ ンジスタで ある。 また、 M 1 4， M 1 5 , M 1 6は増幅用 ト ラ ンジスタ M i l , M 1 2 , M l 3のソース とゲー ト との間に設けた帰還ルー ト上に配置した 帰還用 ト ラ ンジスタである。
図 3 ( b ) において、 M 2 1 は増幅用 ト ラ ンジスタである。 また、 M 2 2は増幅用 ト ラ ンジスタ M 2 1のソース とゲー ト との間に設けた帰還 ルー ト上に配置した帰還用 ト ランジスタである。 図 3 ( c ) において、 M 3 1 , M 3 2は増幅用 ト ランジスタである。 また、 M 3 3 , M 3 4は 増幅用 ト ラ ンジスタ M 3 1 , M 3 2のソース と ゲー ト との間に設けた帰 還ルー ト上に配置した帰還用 ト ラ ンジスタである。
その他、 上記実施形態は、 何れも本発明を実施するにあたっての具体 化の一例を示したものに過ぎず、 これによつて本発明の技術的範囲が限 定的に解釈されてはならないものである。 すなわち、 本発明はその精神 、 またはその主要な特徴から逸脱する こ と なく 、 様々な形で実施する こ とができ る。 産業上の利用可能性
本発明は、 持続した交流を作る発振器に有用である。 例えば搬送波生 成やクロ ック生成、 電波の放射などが代表的な用途である。

Claims

1 . 増幅用 ト ラ ンジスタ と、
上記増幅用 ト ラ ンジスタのソース とゲ一 卜 との間に設けた帰還ルー ト 上に接続された帰還用 ト ラ ンジスタ とを備え、
上記増幅用 ト ラ ンジスタのソースに上記帰還用 ト ランジスタのゲー ト 請
を接続する と と もに、 上記帰還用 ト ラ ンジスタの ドレイ ンを上記増幅用 ト ラ ンジスタのゲ一 トに接続して成る発振器。
2 . 上記増幅用 ト ランジスタは、 クのロ 8スカ ップルされたペア ト ラ ンジス タを備えて構成され、
上記帰還用 ト ランジスタは、 上記ペア ト ラ囲ンジスタを構成する各 トラ ンジスタに対してそれぞれ設けられている請求の範囲第 1項に記載の発 fe 。
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JPH0275306A (ja) * 1988-09-09 1990-03-15 Ito Seisakusho:Kk 擬集剤稀釈溶液の連続供給方法
JP2003110357A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Toshiba Corp 発振回路及び発振回路を有する半導体装置

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